JP2010093815A - 時空間符号化方法、無線信号の送信、受信・復号方法及び装置 - Google Patents

Abstract

【課題】時空間符号化方法、無線信号の送信、受信・復号方法及び装置を提供する。
【解決手段】本発明の時空間符号化方法において、送信側では、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得て、上記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成する。上記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、上記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す。本発明によれば、より高いスペクトル効率に達することができ、より優れた伝送信頼性を取得することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線マルチアンテナ通信技術分野に関し、特に、時空間符号化方法、無線信号の送信、受信・復号方法及び装置に関する。

イーサネット（Ｅｔｈｅｒｎｅｔ（登録商標））とマルチメディアサービスの普及につれて、ますます多くのアプリケーションに高速の無線アクセスが必要とされる。無線伝送は信号減衰と干渉の影響を受けるため、高いデータレートと高いサービス品質を実現するために、新しい技術を採用することでスペクトル効率を向上しリンクの信頼性を改善することが要求される。送信機と受信機において複数のアンテナを用いてデータ伝送を行なう多入力多出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）技術によれば、帯域幅とアンテナの送信電力を増やさない前提では、スペクトル利用率を倍増させ、更に無線チャネル容量を倍増させることができる。

時空間符号化（ＳＴＣ：Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ）は、空間領域と時間領域の二次元に信号を符号化することであり、現在、主に時空間トレリス符号（ＳＴＴＣ：Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｔｒｅｌｌｉｓ Ｃｏｄｉｎｇ）、時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）及びＢＬＡＳＴ（Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ‐Ｔｉｍｅ、ベル研究所階層化時空間）符号などがある。ＢＬＡＳＴ符号は主にＤ‐ＢＬＡＳＴ符号（Ｄｉａｇｏｎａｌ‐ＢＬＡＳＴ Ｃｏｄｉｎｇ）とＶ‐ＢＬＡＳＴ符号（Ｖｅｒｔｉｃａｌ‐ＢＬＡＳＴ Ｃｏｄｉｎｇ）がある。Ｄ‐ＢＬＡＳＴシステムに対して、Ｖ‐ＢＬＡＳＴシステムのほうがより簡単である。

Ｖ‐ＢＬＡＳＴは、空間分割多重（ＳＤＭ：Ｓｐａｔｉａｌ Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式で無線通信システムの容量を向上でき、多重化ゲインを提供できるが、ダイバーシティゲインを提供できない。一方、ＳＴＢＣとＳＴＴＣのほうが主にダイバーシティゲインに着目し、ダイバーシティゲインと符号化ゲインを取得できる。ＳＴＢＣ符号化は、高い符号化ゲイン（フルダイバーシティ）の場合においてそのコードレートが一般的に１より小さい。

複数の送信アンテナを用いて無線チャネルを複数の並列した狭い帯域チャネルに分割でき、チャネルビット伝送テートを向上できる見込みがあることが理論的に証明されており、しかも、チャネル容量はアンテナ数の増加につれてリニア増加することも研究で知られている。しかし、送信機でも受信機でもアンテナ数には限度があるので、ダイバーシティゲインの向上と多重化ゲインの向上とは常に矛盾している。現在まで、ＳＴＢＣでもＳＴＴＣでも、数の多い送信アンテナの符号化に関する設計は依然として難しい問題である。従って、ダイバーシティゲインと多重化ゲインのバランスを保つことができ、より高いスペクトル効率に達し、より優れた伝送信頼性を取得することができる時空間符号化は、現在のＳＴＣ研究分野の重要な課題となっている。

本発明は、時空間符号化過程においてダイバーシティゲインと多重化ゲインを折衷的に考慮することで、ＭＩＭＯ通信システムにはより高いスペクトル効率に達し、より優れた伝送信頼性を取得することができる時空間符号化方法、無線信号の送信、受信・復号方法及び装置を提供することを目的とする。

上記技術課題を実現するには、本発明は、下記技術案を提供している。

時空間符号化方法であって、送信側では、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得るステップＡと、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成し、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返すステップＢとを含む。

好ましくは、上記方法のステップＡにおいて、第ｉ個の並列符号ストリームの第ｎ個のシンボルは、上記直列符号ストリームの第（ｍ×（ｎ−１）＋ｉ）個のシンボルである。

好ましくは、上記方法において、Ｎｔ＝２、上記ｍ個のシンボルがそれぞれ第１個の並列符号ストリームのシンボルＳ_１、第２個の並列符号ストリームのシンボルＳ_２、第３個の並列符号ストリームのシンボルＳ_３のときに、上記符号化行列は、

となる。

好ましくは、上記方法において、Ｎｔ＝３、上記ｍ個のシンボルがそれぞれ第１個の並列符号ストリームのシンボルＳ_１、第２個の並列符号ストリームのシンボルＳ_２、第３個の並列符号ストリームのシンボルＳ_３、第４個の並列符号ストリームのシンボルＳ_４、第５個の並列符号ストリームのシンボルＳ_５のときに、上記符号化行列は、

となる。

本発明の無線信号の送信方法において、送信側が送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なって符号化行列を得て、時空間符号化して得た符号化行列を複数のアンテナを介して受信側に送信し、前記時空間符号化は、送信側が前記送信側と受信側との間の無線チャネルのＳＮＲを取得し、前記ＳＮＲが第１の所定値より大きいときに、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ符号化アルゴリズムで前記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記ＳＮＲが第２の所定値以下のときに、ＳＴＢＣ符号化アルゴリズムで前記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記ＳＮＲが第２の所定値より大きく且つ第１の所定値以下のときに、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得て、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成するように前記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す。

好ましくは、上記方法において、送信側が更に、上記ＳＮＲに基づき、送信しようとする二進法ビットストリームを適応変調符号化方式で符号化変調して上記送信待ちの直列符号ストリームを得る。

好ましくは、シミュレーションによって、異なる時空間符号化アルゴリズムの上記送信側と受信側の間の無線チャネル環境におけるＳＮＲ‐スペクトル効率曲線を取得し、すべてのスペクトル効率曲線から最高スペクトル効率を持つ曲線線分を選択し、各曲線線分のエンドポイントに対応するＳＮＲから上記第１の所定値と第２の所定値が特定される。

本発明の時空間符号化装置は、直列並列変換ユニットと時空間符号化ユニットとを含み、直列並列変換ユニットは、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得て、時空間符号化ユニットは、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成し、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す。

本発明の送信機は、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ符号化アルゴリズムに基づく第１の時空間符号化装置と、ＳＴＢＣ符号化アルゴリズムに基づく第２の時空間符号化装置と、符号化待ちの直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得る直列並列変換ユニットと、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成する時空間符号化ユニットとを含む第３の時空間符号化装置であって、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す第３の時空間符号化装置と、前記第１の時空間符号化装置、第２の時空間符号化装置又は第３の時空間符号化装置で符号化して得た符号化行列を送信アンテナを介して送信する送信ユニットと、受信側からフィードバックされた前記送信側と受信側との間の無線チャネルのＳＮＲが第１の所定値より大きいときに、前記第１の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記ＳＮＲが第２の所定値より大きく且つ第１の所定値以下のときに、前記第３の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記ＳＮＲが第２の所定値以下のときに、前記第２の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なう時空間符号化選択ユニットとを含む。

好ましくは、上記送信機には、上記ＳＮＲに基づき、送信しようとする二進法ビットストリームを適応変調符号化方式で符号化変調して上記送信待ちの直列符号ストリームを得る適応符号化変調ユニットを更に含む。

送信側が複数の送信アンテナを介して送信した、図１に記載の時空間符号化方法で得た符号化行列を、受信・復号することに応用する無線信号受信・復号方法であって、受信側では、受信したｍ個の並列符号ストリームを、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔは送信アンテナの数、Ｎｒ≧２、Ｎｒは受信アンテナの数）に変換し、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各受信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内の受信したシンボルに対応するステップＣと、前記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列に基づき、送信側の符号化シンボルを推定するステップＤとを含む。

好ましくは、上記方法のステップＤにおいて、さらに、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定する。

好ましくは、前記ステップＤは、受信側のＮｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を、Ｎｒ×Ｎｔのチャネル行列と送信側のＮｔ×Ｎｔの符号化行列との積にＮｒ×Ｎｔのノイズ行列を加算する形式に示すステップＤ１と、受信側のＮｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を、（Ｎｒ×Ｎｔ，ｍ）のチャネル行列と（ｍ，１）の符号化ベクトルとの積に（Ｎｒ×Ｎｔ，１）のノイズベクトルを加算した（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルにベクトル化し、前記（Ｎｒ×Ｎｔ，ｍ）のチャネル行列が前記Ｎｒ×Ｎｔのチャネル行列から変化して得たものであり、前記（ｍ，１）の符号化ベクトルが前記送信側のＮｔ×Ｎｔの符号化行列からベクトル化して得たものであり、前記（Ｎｒ×Ｎｔ，１）のノイズベクトルが前記Ｎｒ×Ｎｔのノイズ行列をベクトル化して得たものであるステップＤ２と、前記（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルを、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて検出して送信側の符号化シンボルを推定するステップＤ３とを含む。

送信側がＮｔ本の送信アンテナを介して送信した、図１に記載の時空間符号化方法で得た符号化行列を、受信・復号することに応用する時空間符号化の復号装置において、並列符号ストリーム変換ユニットと推定ユニットとを含み、並列符号ストリーム変換ユニットは、受信したｍ個の並列符号ストリームを、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔは送信アンテナの数、Ｎｒ≧２、Ｎｒは受信アンテナの数）に変換し、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個のシンボル（即ち、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個の元素）は、それぞれ各受信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内の受信したシンボルに対応し、推定ユニットは、前記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列に基づき、送信側の符号化シンボルを推定する。

好ましくは、上記時空間符号化の復号装置の上記推定ユニットは、さらに、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定する。

好ましくは、上記時空間符号化の復号装置の上記推定ユニットは、さらに、上記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列から（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルを得て、該受信シンボルベクトルに基づき、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定する。

上記記述から分かるように、本発明による時空間符号化方法及び装置では、一組でｍ個のシンボルのうちの一つのシンボルが異なるアンテナによって異なる時間ユニットにＮｔ回繰り返して送信されたことで、該シンボルが受信側において正しく復調される確率は大幅に増大し、受信側が直列干渉除去技術で受信データを正しく復調することに役立ち、エラーの伝播を減少でき、伝送システムのロバスト性を増加できる。また、本発明による時空間符号化方法は、ダイバーシティゲインと多重化ゲインのバランスをとっており、即ち一定のダイバーシティゲインを有すると共に一定の多重化ゲインもあるため、高いスペクトル効率に達しており、より優れた伝送信頼性を取得している。しかも、本発明による時空間符号化と従来技術の時空間符号化とを組み合わせて使用する無線信号の送信方法も提供されている。受信側からフィードバックされたチャネルＳＮＲに基づき、現在の適切な時空間アルゴリズムを選択して、ひいては送信側の符号化変調方式を適応的に調節することで、無線チャネル環境の変化に応じて、より優れた伝送性能を達することができる。さらに、本発明による時空間符号化に対する受信方法及び装置も提供されている。

本発明の実施例による時空間符号化方法のフローチャートである。 本発明の実施例による時空間符号化装置の構造図である。 本発明の実施例の特定した無線チャネル環境においてシミュレーションして得た複数の時空間符号化のスペクトル効率‐ＳＮＲの曲線である。 本発明の実施例のある特定した無線チャネル環境においてシミュレーションして得た異なる符号化変調方式における複数の時空間符号化のスペクトル効率‐ＳＮＲの曲線である。 本発明の実施例による無線信号受信及び復号方法のフローチャートである。

本発明は、特殊な時空間符号化の構造を提供している。該時空間符号化は、ダイバーシティゲインと多重化ゲインとの間に優れたバランスを取ることができ、受信側が正しく復号・受信することに役立つ。従って、ＭＩＭＯ通信システムがより高いスペクトル効率に達することができ、より優れた伝送信頼性を取得することができる。以下、図面を参照しながら具体的な実施形態を通して本発明を詳細に説明する。

本発明は、時空間符号化方法を提供している。図１に示すように、該方法は下記ステップを含む。

ステップ１０において、送信側では、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得る。

上記ステップにおいて、直列符号ストリームは、送信待ちのデータを符号化変調して得たシンボルからなるものであってもよい。具体的な変調方式は、位相偏移変調（例えば、ＱＰＳＫ）や直交振幅変調（例えば、１６ＱＡＭ）などがある。上記ステップにおいて、送信アンテナは、送信側が該直列符号ストリームを送信するためのアンテナである。上記ステップにおいて、第ｉ個の並列符号ストリームの第ｎ個のシンボルは、上記直列符号ストリームの第（ｍ×（ｎ−１）＋ｉ）個のシンボルである。ここでは、１≦ｉ≦Ｎｔ。

Ｎｔ＝２（このとき、ｍ＝３）を例とする。上記直列符号ストリームのシンボルは、順にＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_３、Ｓ_４、Ｓ_５、Ｓ_６、Ｓ_７、Ｓ_８、Ｓ_９…とする。上記直列符号ストリームを３つの並列符号ストリームに直列並列変換できる。Ｓ_１、Ｓ_２、Ｓ_３が一組となり、Ｓ_４、Ｓ_５、Ｓ_６が一組となり、Ｓ_７、Ｓ_８、Ｓ_９が一組となり、最終的には下記のような３つの並列符号ストリームを得る。

並列符号ストリーム１：Ｓ_１、Ｓ_４、Ｓ_７、Ｓ_１０…
並列符号ストリーム２：Ｓ_２、Ｓ_５、Ｓ_８、Ｓ_１１…
並列符号ストリーム３：Ｓ_３、Ｓ_６、Ｓ_９、Ｓ_１２…

ステップ１１において、各組のｍ個のシンボルに対して、一定の原則に従い、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成する。該符号化行列の各行のＮｔ個のシンボル（該符号化行列の各行のＮｔ個の元素）は、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応する。上記構造の符号化行列の原則として、上記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、上記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返すことである。

上述Ｎｔ＝２（このとき、ｍ＝３）の例について、ここではＳ_１、Ｓ_２、Ｓ_３の組のシンボルを用いて説明をする。Ｓ_１、Ｓ_２、Ｓ_３に基づき、２×２の符号化行列を構成する。Ｓ_１は、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ＝２回繰り返し、Ｓ_２、Ｓ_３はそれぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）＝１回繰り返す。そこで、下記のありうる符号化行列を得ることができる。

同様に、Ｎｔ＝３、上記ｍ個のシンボルがそれぞれ第１個の並列符号ストリームのシンボルＳ_１、第２個の並列符号ストリームのシンボルＳ_２、第３個の並列符号ストリームのシンボルＳ_３、第４個の並列符号ストリームのシンボルＳ_４、第５個の並列符号ストリームのシンボルＳ_５のときに、取得可能なありうる符号化行列は、

上記は、Ｎｔ＝３のときに使用可能な符号化行列の一部に過ぎない。Ｎｔ＝３のときに、上記符号化行列の原則に従う他の類似な符号化行列も含まれるが、逐一に列挙しない。Ｎｔ＞３の場合でも、上記原則で符号化行列を得ることができる。

上述符号化行列では、各行がそれぞれ一つの送信アンテナに対応し、各列が送信する時間ユニット（シンボル周期）にそれぞれ対応する。従って、第１の時間ユニットから第Ｎｔの時間ユニットまでの時間帯内に、並列符号ストリームのうち第１個の並列符号ストリームのシンボルは、異なるアンテナと異なる時間ユニットにＮｔ回繰り返して伝送し、第２、３個の並列符号ストリームのシンボルは、異なるアンテナと異なる時間ユニットに（Ｎｔ−１）回繰り返して伝送する。類推すると、最後の並列符号ストリームまで、第２ａ、（２ａ＋１）個の並列符号ストリームのシンボルは、異なるアンテナと異なる時間ユニットに（Ｎｔ−ａ）回伝送する。

上述符号化行列の構造から分かるように、本実施例の時空間符号化によって得られた符号化行列は、一つの対角線上の元素（シンボル）が同じであり、一定の対称性を持つ。従って、本実施例では、上記時空間符号化方法を歪対称（ｓｋｅｗ‐ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ）時空間符号化方法と言い、上述符号化行列を歪対称符号化行列という。

時空間符号の符号化レートは、各アンテナが各スロットにおいて伝送したシンボル数で示されてもよいし、チャネル利用率（ＰＣＵ：Ｐｅｒ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｕｓｅ）と示されてもよい。Ｎｔ＝２の場合、２つのスロットに合計三つのデータシンボルを伝送したため、ＰＣＵ＝３／２＝（２×Ｎｔ−１）／Ｎｔ＝１．５となる。Ｎｔ＝３の場合、三つのスロットに合計五つのデータシンボルを伝送したため、ＰＣＵ＝５／３＝（２×Ｎｔ−１）／Ｎｔ＝１．６７となる。上記から分かるように、ＰＣＵ＝（２×Ｎｔ−１）／Ｎｔについて、Ｎｔの増加につれて、チャネル利用率が向上されることとなる。一方、ＳＴＢＣ符号化の場合、Ｎｔ＝２の時にはＰＣＵ＝１となり、Ｎｔ＝３、４の時にはＰＣＵ＝０．５となる。明らかに、ＳＴＢＣ符号化に対して、本実施例の歪対称符号化方法のほうが、より高いチャネル利用率が実現され、一定の多重化ゲインを取得している。

歪対称符号化行列を分析して分かるように、各組のシンボルのうち、異なるアンテナによって異なる時間ユニットにおいて繰り返してＮｔ回送信されるシンボル（第１個の並列符号ストリームのシンボルであり、例えば上述例のシンボルＳ_１）があり、該シンボルの送信回数が最多である。従って、各組のすべてのｍ個のシンボルのうち、該シンボルには、最高の空間と時間ダイバーシティ特性を有するので、該シンボルが受信側において正しく復調される確率は大幅に増加することになる。特に受信側において逐次干渉除去（ＳＩＣ，Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）技術を用いて受信データを復調するときに、本実施例による時空間符号化方法では、エラーの伝播を減少でき、伝送システムのロバスト性を増加できる。その理由として、逐次検出方法により、ＳＩＣの復調性能が第一階の検出結果に大きく依頼するが、本実施例の符号化方法によれば、第１個のシンボルが正しく検出される確率を明らかに向上できるので、エラーの伝播を減少でき、受信側の復調性能を向上できる。

上記時空間符号化に基づき、本実施例では、時空間符号化装置を提供している。図２に示すように、該装置は、直列並列変換ユニットと時空間符号化ユニットとを含む。

直列並列変換ユニットは、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得る。

時空間符号化ユニットは、上記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成する。上記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応する。上記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、上記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す。

本実施例による時空間符号化装置は、ダイバーシティゲインと多重化ゲインのバランスをとることができ、より高いスペクトル効率に達することができ、より優れた伝送信頼性を取得することができる。異なる送信アンテナ数の場合、チャネル利用率（ＰＣＵ）が（２×Ｎｔ−１）／Ｎｔであり、基本的に一定となるため、優れた適用性を持つ。

本実施例は、無線信号の送信方法を更に提供している。該方法は、上述歪対称時空間符号化方法と従来技術の他の時空間符号化をあわせて使用する。

該方法では、送信側が送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なって符号化行列を得て、時空間符号化して得た符号化行列を複数のアンテナを介して受信側に送信する。

上記時空間符号化は、下記のように行われる。送信側が受信側との間の無線チャネルのＳＮＲを取得する。上記ＳＮＲが第１の所定値より大きいときに、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ符号化アルゴリズムで上記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なう。

上記ＳＮＲが第２の所定値以下のとき、ＳＴＢＣ符号化アルゴリズムで上記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なう。

上記ＳＮＲが第２の所定値より大きく且つ第１の所定値以下のときに、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得て、上記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成するように上記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なう。上記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応する。上記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、上記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す。

上述送信方法では、シミュレーションによって、異なる時空間符号化アルゴリズムの、上記送信側と受信側の間の無線チャネル環境におけるＳＮＲ‐スペクトル効率曲線を取得し、すべてのスペクトル効率曲線から最高スペクトル効率を持つ曲線線分を選択し、各曲線線分のエンドポイントに対応するＳＮＲから上記第１の所定値と第２の所定値が特定される。具体的には、歪対称時空間符号化を含む複数の時空間符号化について、ＳＮＲが異なる無線チャネル環境におけるスペクトル効率をシミュレーションする。シミュレーションして得たスペクトル効率曲線に基づき、現在の無線チャネルの実際のＳＮＲにおいて最高のスペクトル効率を有する時空間符号化アルゴリズムを送信側現在の時空間符号化アルゴリズムとする。上記実際のＳＮＲは、受信側で測定して得た後上記送信側に送信するものであってもよい。

図３は、ある特定した無線チャネル環境においてシミュレーションして得た複数の時空間符号化のスペクトル効率‐ＳＮＲの曲線であり、本実施例の歪対称時空間符号化（ＳＳ‐ＭＩＭＯ）、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ及びＳＴＢＣの三種類の時空間符号化曲線が示され、且つ、時空間符号化の対象が、ＱＰＳＫシンボルからなる直列シンボル外リームである。図３から分かるように、ある特定したＳＮＲ区間内に、他と比べてスペクトル効率が優れたある時空間符号化が存在する。そこで、上記ＳＮＲ区間に基づき、時空間符号化アルゴリズムの切り替えポイント（第１の所定値と第２の所定値）を特定し、現在のチャネルの実際のＳＮＲに基づき、最適な時空間符号化方式を選択して直列符号ストリームを時空間符号化する。具体的には、図３では、ＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ‐ｎｏｉｓｅ-ｒａｔｉｏ）が比較的に低いときに（０＜ＳＮＲ≦６．５）、ダイバーシティ作用が支配的となるため、ＳＴＢＣ曲線には最高のスペクトル効率を持ち、このときＳＴＢＣを利用する（即ち、第２の所定値が６．５である）。ＳＮＲが増加するとき（６．５＜ＳＮＲ≦１２）、多重化が次第に重要な役割を果たし、ＳＳ‐ＭＩＭＯ曲線には最高のスペクトル効率を持ち、このときＳＳ‐ＭＩＭＯを利用する。ＳＮＲが更に大きくなるときに（１２＜ＳＮＲ）、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ曲線には最高のスペクトル効率を持ち、このときＶ‐ＢＬＡＳＴを利用する（即ち、第１の所定値が１２である）。具体的な切り替えポイントは、表１を参照すること。

上述から分かるように、ＳＮＲの相違により、時空間符号の符号化方式も適応して変化している。例えば、ＳＮＲが低いときに低いチャネル利用率（ＰＣＵ）を有する時空間符号を選択して優れたコードエラーレート性能を取得する。ＳＮＲが比較的に大きいときに時空間符号のチャネル利用率を次第に大きくすることで、一定の信号伝送品質を保証する前提では、システムのスペクトル利用率を向上して、高いスペクトル効率及び優れた伝送信頼性を取得する。

上述送信方法では、送信側が更に、受信側からフィードバックされた上記ＳＮＲに基づき、送信しようとする二進法ビットストリームを適応変調符号化（ＡＭＣ：Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）方式で符号化変調して上記送信待ちの直列符号ストリームを得て、送信待ちの直列符号ストリームを時空間符号化アルゴリズムで時空間符号化を行ない、送信アンテナを介して送信する。図４は、ある特定した無線チャネル環境においてシミュレーションして得た異なる符号化変調方式における複数の時空間符号化のスペクトル効率‐ＳＮＲの曲線である。図４における変調方式には、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭがある。ＳＳ‐ＭＩＭＯ曲線の場合、ＳＮＲが４〜１０の区間に１６ＱＡＭ変調方式が採用される。Ｖ‐ＢＬＡＳＴ曲線の場合、ＳＮＲが１０以上のときに６４ＱＡＭ変調方式が採用される。ＳＴＢＣ曲線の場合、ＳＮＲが−１０〜４の区間にＱＰＳＫ変調方式が採用される。

図４から分かるように、ＳＮＲが比較的に大きいときに６４ＱＡＭ変調方式が採用されることで、より多くの情報量を伝送できると共に、Ｖ‐ＢＬＡＳＴを用いて時空間符号化を行なうことで多重化ゲインを取得し、スペクトル効率が大幅に向上されることになる。ＳＮＲが比較的に小さいときに（例えば図４のＳＮＲが４〜１０の区間）、情報伝送量が比較的に少ない１６ＱＡＭ変調方式を採用し、歪対称時空間符号化方法ＳＳ‐ＭＩＭＯを用いて時空間符号化を行なうことで、多重化ゲインとダイバーシティゲインを折衷的に考慮する。ＳＮＲがさらに小さいときに（ＳＮＲが４以下）、情報伝送量が更に少ないＱＰＳＫ変調とＳＴＢＣ時空間符号化を用いて比較的に悪い通信環境においてより優れた伝送信頼性を取得するには有利となる。このように、異なるＳＮＲ条件では、送信側において異なる変調方式（例えばＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ）、チャネル符号化方式及び時空間符号化アルゴリズムを切り替えて利用できることで、変調方式と時空間符号の符号化方式も適応的に変化し、より理想的な伝送性能を取得できる。

上述送信方法に基づき、本実施例は、送信機を提供している。

該送信機は、第１の時空間符号化装置、第２の時空間符号化装置、第３の時空間符号化装置、送信ユニット及び時空間符号化選択ユニットを含む。

第１の時空間符号化装置は、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ符号化アルゴリズムに基づくものである。

第２の時空間符号化装置は、ＳＴＢＣ符号化アルゴリズムに基づくものである。

第３の時空間符号化装置は、符号化待ちの直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得る直列並列変換ユニットと、上記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成する時空間符号化ユニットとを含む。上記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応する。上記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、上記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す。

送信ユニットは、上記第１の時空間符号化装置、第２の時空間符号化装置又は第３の時空間符号化装置で符号化して得た符号化行列を送信アンテナを介して送信する。

時空間符号化選択ユニットは、受信側からフィードバックされた上記送信側と受信側との間の無線チャネルのＳＮＲが第１の所定値より大きいときに、上記第１の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、上記ＳＮＲが第２の所定値より大きく且つ第１の所定値以下のときに、上記第３の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、上記ＳＮＲが第２の所定値以下のときに、上記第２の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なう。

本実施例の送信機には、上記ＳＮＲに基づき、送信しようとする二進法ビットストリームを適応変調符号化方式で符号化変調して上記送信待ちの直列符号ストリームを得る適応符号化変調ユニットを更に含む。

また、本実施例は、送信側が複数の送信アンテナを介して送信した、図１に記載の時空間符号化方法で得た符号化行列を、受信・復号することに応用する無線信号受信・復号方法を提供する。図５に示すように、該無線信号受信・復号方法は、具体的に下記ステップを含む。

ステップ１２において、受信側では、受信したｍ個の並列符号ストリームを、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔは送信アンテナの数、Ｎｒ≧２、Ｎｒは受信アンテナの数）に変換する。該受信シンボル行列の各行のＮｔ個のシンボル（該受信シンボル行列の各行のＮｔ個の元素）は、それぞれ各受信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内の受信したシンボルに対応する。

ステップ１３において、上記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列に基づき、送信側の符号化シンボルを推定する。

上記ステップ１３において、受信側が受信シンボル行列を受信した後、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）検出受信機又はＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｙｈｏｏｄ）検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定する。

上記ステップ１３において、受信側の復号を便利にするため、上記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を更に処理して受信シンボルベクトルを得てもよい。そして、該受信シンボルベクトルに基づき、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて送信側の符号化シンボルを推定する。下記方式に従い、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を処理して受信シンボルベクトルを得ることができる。

（１）受信側のＮｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を、Ｎｒ×Ｎｔのチャネル行列と送信側のＮｔ×Ｎｔの符号化行列との積にＮｒ×Ｎｔのノイズ行列を加算する形式に示す。

（２）受信側のＮｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を、（Ｎｒ×Ｎｔ，ｍ）のチャネル行列と（ｍ，１）の符号化ベクトルとの積に（Ｎｒ×Ｎｔ，１）のノイズベクトルを加算した（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルにベクトル化する。上記（Ｎｒ×Ｎｔ，ｍ）のチャネル行列が上記Ｎｒ×Ｎｔのチャネル行列から変化して得たものであり、上記（ｍ，１）の符号化ベクトルが上記送信側のＮｔ×Ｎｔの符号化行列からベクトル化して得たものであり、上記（Ｎｒ×Ｎｔ，１）のノイズベクトルが上記Ｎｒ×Ｎｔのノイズ行列をベクトル化して得たものである。上述のうち、ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数である。

Ｎｔ＝２（このときｍ＝３）、Ｎｒ＝２を例として説明する。

受信側では、三つの並列符号ストリームを２×２の受信シンボル行列

に変換する。該受信シンボル行列の各行の２つのシンボルは、それぞれ各受信アンテナが２つのシンボル周期内に受信したシンボルに対応する。例えば、ｒ_１とｒ_３は、受信アンテナ１が２つのシンボル周期内に受信したシンボルにそれぞれ対応し、ｒ_２とｒ_４は、受信アンテナ２が２つのシンボル周期内に受信したシンボルにそれぞれ対応する。

受信側の２×２受信シンボル行列は、２×２のチャネル行列

と送信側の２×２の符号化行列

との積に２×２のノイズ行列

を加算した

に示すことができる。

受信側の２×２の受信シンボル行列は、（４,１）の受信シンボルベクトルにベクトル化できる。該ベクトルは、下記のように、変換後の（４,３）のチャネル行列と送信側の（３,１）の符号化ベクトルとの積に（４,１）のノイズベクトルを加算する形式に示すことができる。

本実施例は、送信側がＮｔ本の送信アンテナを介して送信した、図１に記載の時空間符号化方法で得た符号化行列を、受信・復号することに応用する時空間符号化の復号装置を提供している。該復号装置は、並列符号ストリーム変換ユニットと推定ユニットとを含む。

並列符号ストリーム変換ユニットは、受信したｍ個の並列符号ストリームを、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔは送信アンテナの数、Ｎｒ≧２、Ｎｒは受信アンテナの数）に変換する。該受信シンボル行列の各行のＮｔ個のシンボル（即ち、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個の元素）は、それぞれ各受信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内の受信したシンボルに対応する。

推定ユニットは、上記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列に基づき、送信側の符号化シンボルを推定する。

具体的には、上記推定ユニットは、さらに、ＳＩＣ（Ｓｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ）検出受信機又はＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｙｈｏｏｄ）検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定する。

また、受信側の復号を便利にするため、上記推定ユニットは、さらに、上記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列から（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルを得て、該受信シンボルベクトルに基づき、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定する。

上記をまとめると、本発明の実施例による時空間符号化方法及び装置、無線信号の送信、受信方法及び装置は、ダイバーシティゲインと多重化ゲインの間にバランスを取ることにより、より高いスペクトル効率に達し、より優れた伝送信頼性を取得している。

なお、上述実施例は、本発明の技術案を説明するためのものであり、限定をするものではない。当該分野の一般技術者にとって、本発明の技術案に対して補正又は同等の差し替えが実施可能だが、本発明の技術案の旨を逸脱しなければ、本発明の保護範囲にあることが理解されよう。

Claims (16)

1. 時空間符号化方法であって、
   送信側では、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得るステップＡと、
   前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成し、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返すステップＢとを含むことを特徴とする時空間符号化方法。
2. 前記ステップＡにおいて、第ｉ個の並列符号ストリームの第ｎ個のシンボルは、前記直列符号ストリームの第（ｍ×（ｎ−１）＋ｉ）個のシンボルであることを特徴とする請求項１に記載の時空間符号化方法。
3. Ｎｔ＝２、前記ｍ個のシンボルがそれぞれ第１個の並列符号ストリームのシンボルＳ_１、第２個の並列符号ストリームのシンボルＳ_２、第３個の並列符号ストリームのシンボルＳ_３のときに、前記符号化行列は、
   

   

   となることを特徴とする請求項１に記載の時空間符号化方法。
4. Ｎｔ＝３、前記ｍ個のシンボルがそれぞれ第１個の並列符号ストリームのシンボルＳ_１、第２個の並列符号ストリームのシンボルＳ_２、第３個の並列符号ストリームのシンボルＳ_３、第４個の並列符号ストリームのシンボルＳ_４、第５個の並列符号ストリームのシンボルＳ_５のときに、前記符号化行列は、
   

   

   となることを特徴とする請求項１に記載の時空間符号化方法。
5. 無線信号の送信方法であって、
   送信側が送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なって符号化行列を得て、時空間符号化して得た符号化行列を複数のアンテナを介して受信側に送信し、
   前記時空間符号化は、
   送信側が前記送信側と受信側との間の無線チャネルのＳＮＲを取得し、
   前記ＳＮＲが第１の所定値より大きいときに、Ｖ‐ＢＬＡＳＴ符号化アルゴリズムで前記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、
   前記ＳＮＲが第２の所定値以下のときに、ＳＴＢＣ符号化アルゴリズムで前記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、
   前記ＳＮＲが第２の所定値より大きく且つ第１の所定値以下のときに、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得て、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成するように前記直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返すことを特徴とする無線信号の送信方法。
6. 送信側が更に、前記ＳＮＲに基づき、送信しようとする二進法ビットストリームを適応変調符号化方式で符号化変調して前記送信待ちの直列符号ストリームを得ることを特徴とする請求項５に記載の無線信号の送信方法。
7. シミュレーションによって、異なる時空間符号化アルゴリズムの前記送信側と受信側の間の無線チャネル環境におけるＳＮＲ‐スペクトル効率曲線を取得し、すべてのスペクトル効率曲線から最高スペクトル効率を持つ曲線線分を選択し、各曲線線分のエンドポイントに対応するＳＮＲから前記第１の所定値と第２の所定値を特定することを特徴とする請求項５に記載の無線信号の送信方法。
8. 直列並列変換ユニットと時空間符号化ユニットとを含む時空間符号化装置において、
   前記直列並列変換ユニットは、直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得て、
   前記時空間符号化ユニットは、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成し、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返すことを特徴とする時空間符号化装置。
9. Ｖ‐ＢＬＡＳＴ符号化アルゴリズムに基づく第１の時空間符号化装置と、
   ＳＴＢＣ符号化アルゴリズムに基づく第２の時空間符号化装置と、
   符号化待ちの直列符号ストリームのシンボルを、ｍ個（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔが送信アンテナ数）を一組として直列並列変換してｍ個の並列符号ストリームを得る直列並列変換ユニットと、前記ｍ個のシンボルに基づき、Ｎｔ×Ｎｔの符号化行列を構成する時空間符号化ユニットとを含む第３の時空間符号化装置であって、前記符号化行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各送信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内に送信したシンボルに対応し、前記ｍ個のシンボルのうち第１の並列符号ストリームに属するシンボルは、該符号化行列の異なる行と異なる列にＮｔ回繰り返し、前記ｍ個のシンボルのうち第２ａ、（２ａ＋１）個（１≦ａ≦Ｎｔ−１）の並列符号ストリームに属するシンボルは、それぞれ該符号化行列の異なる行と異なる列に（Ｎｔ−ａ）回繰り返す第３の時空間符号化装置と、
   前記第１の時空間符号化装置、第２の時空間符号化装置又は第３の時空間符号化装置で符号化して得た符号化行列を送信アンテナを介して送信する送信ユニットと、
   受信側からフィードバックされた前記送信側と受信側との間の無線チャネルのＳＮＲが第１の所定値より大きいときに、前記第１の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記ＳＮＲが第２の所定値より大きく且つ第１の所定値以下のときに、前記第３の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行ない、前記ＳＮＲが第２の所定値以下のときに、前記第２の時空間符号化装置を選択して、送信待ちの直列符号ストリームに対して時空間符号化を行なう時空間符号化選択ユニットとを含むことを特徴とする送信機。
10. 前記ＳＮＲに基づき、送信しようとする二進法ビットストリームを適応変調符号化方式で符号化変調して前記送信待ちの直列符号ストリームを得る適応符号化変調ユニットを更に含むことを特徴とする請求項９に記載の送信機。
11. 送信側が複数の送信アンテナを介して送信した、請求項１に記載の時空間符号化方法で得た符号化行列を、受信・復号することに応用する無線信号受信・復号方法であって、
    受信側では、受信したｍ個の並列符号ストリームを、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔは送信アンテナの数、Ｎｒ≧２、Ｎｒは受信アンテナの数）に変換し、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個のシンボルは、それぞれ各受信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内の受信したシンボルに対応するステップＣと、
    前記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列に基づき、送信側の符号化シンボルを推定するステップＤとを含むことを特徴とする無線信号受信・復号方法。
12. 前記ステップＤにおいて、さらに、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定することを特徴とする請求項１１に記載の無線信号受信・復号方法。
13. 前記ステップＤは、
    受信側のＮｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を、Ｎｒ×Ｎｔのチャネル行列と送信側のＮｔ×Ｎｔの符号化行列との積にＮｒ×Ｎｔのノイズ行列を加算する形式に示すステップＤ１と、
    受信側のＮｒ×Ｎｔの受信シンボル行列を、（Ｎｒ×Ｎｔ，ｍ）のチャネル行列と（ｍ，１）の符号化ベクトルとの積に（Ｎｒ×Ｎｔ，１）のノイズベクトルを加算した（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルにベクトル化し、前記（Ｎｒ×Ｎｔ，ｍ）のチャネル行列が前記Ｎｒ×Ｎｔのチャネル行列から変化して得たものであり、前記（ｍ，１）の符号化ベクトルが前記送信側のＮｔ×Ｎｔの符号化行列からベクトル化して得たものであり、前記（Ｎｒ×Ｎｔ，１）のノイズベクトルが前記Ｎｒ×Ｎｔのノイズ行列をベクトル化して得たものであるステップＤ２と、
    前記（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルを、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて検出して送信側の符号化シンボルを推定するステップＤ３とを含むことを特徴とする請求項１１に記載の無線信号受信・復号方法。
14. 送信側がＮｔ本の送信アンテナを介して送信した、請求項１に記載の時空間符号化方法で得た符号化行列を、受信・復号することに応用する時空間符号化の復号装置において、並列符号ストリーム変換ユニットと推定ユニットとを含み、
    前記並列符号ストリーム変換ユニットは、受信したｍ個の並列符号ストリームを、Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列（ｍ＝（２×Ｎｔ−１）、Ｎｔ≧２、Ｎｔは送信アンテナの数、Ｎｒ≧２、Ｎｒは受信アンテナの数）に変換し、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個のシンボル（即ち、該受信シンボル行列の各行のＮｔ個の元素）は、それぞれ各受信アンテナがＮｔ個のシンボル周期内の受信したシンボルに対応し、
    前記推定ユニットは、前記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列に基づき、送信側の符号化シンボルを推定することを特徴とする時空間符号化の復号装置。
15. 前記推定ユニットは、さらに、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定することを特徴とする請求項１４に記載の時空間符号化の復号装置。
16. 前記推定ユニットは、さらに、前記Ｎｒ×Ｎｔの受信シンボル行列から（Ｎｒ×Ｎｔ，１）の受信シンボルベクトルを得て、該受信シンボルベクトルに基づき、ＳＩＣ検出受信機又はＭＬ検出受信機を用いて、送信側の符号化シンボルを推定することを特徴とする請求項１４に記載の時空間符号化の復号装置。

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