JP2008503971A - 最大ダイバーシチ最大符号率を有する偶数個の送信アンテナのための時空間ブロック符号装置及び方法 - Google Patents

最大ダイバーシチ最大符号率を有する偶数個の送信アンテナのための時空間ブロック符号装置及び方法 Download PDF

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Abstract

本発明は、偶数個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムに関する。本発明に係る偶数個の送信アンテナを使用する送信機は、プリ符号化行列を利用して入力されるシンボル列をプリ符号化するプリ符号化器を有する。前記プリ符号化行列は、単一行列を穿孔することにより形成される行列である。前記プリ符号化器からのシンボル列を所定の符号化行列を利用して時空間符号化する時空間符号化器を含む。

Description

本発明は、無線通信システムの送信アンテナダイバーシチ装置及び方法に関し、特に、偶数個の送信アンテナのための時空間ブロック符号化装置及び方法に関する。
一般に、移動通信システムに存在する無線チャネル環境は、有線チャネル環境とは異なり、多重経路干渉（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）、シャドーイング（ｓｈａｄｏｗｉｎｇ）、電波減衰、時変雑音及びフェージング（ｆａｄｉｎｇ）などのような様々な要因により、やむをえずエラーが発生して情報の損失が生じる。
前記情報損失は、実際の送信信号に激しい歪みを発生させて、前記移動通信システムの全体性能を低下させる要因として作用する。一般に、このような情報の損失を減少させるために、チャネルの性格に応じて多様なエラー制御技法を利用してシステムの信頼度を高めるが、このようなエラー制御技法のうち、最も基本的な方法は、エラー訂正符号を使用することである。
また、無線通信システムにおいて、多重経路フェージングを緩和させるために、ダイバーシチ技術を使用するが、例えば、時間ダイバーシチ、周波数ダイバーシチ、アンテナダイバーシチなどがある。
前記アンテナダイバーシチ方式は、多重アンテナを使用する方式であって、前記アンテナダイバーシチ方式は、受信アンテナを複数使用する受信アンテナダイバーシチ方式、送信アンテナを複数使用する送信アンテナダイバーシチ方式、及び複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを使用する多重入力多重出力（ＭＩＭＯ：Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）方式に分類される。
ここで、前記ＭＩＭＯ方式は、一種の時空間符号化（ＳＴＣ：Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ Ｃｏｄｉｎｇ）方式であり、前記時空間符号化方式は、予め設定された符号化方式により符号化された信号を複数の送信アンテナを使用して送信することによって、時間領域での符号化方式を空間領域に拡張して、より低いエラー率を達成する方式である。
一方、前記アンテナダイバーシチ方式を效率的に適用するために提案された方式の１つである時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）方式は、「Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈ」などにより提案されており（Ｖａｈｉｄ Ｔａｒｏｋｈ，「Ｓｐａｃｅ ｔｉｍｅ ｂｌｏｃｋ ｃｏｄｉｎｇ ｆｒｏｍ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｄｅｓｉｇｎ，」ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｆｏ．，Ｔｈｅｏｒｙ，Ｖｏｌ．４５，ｐｐ．１４５６−１４６７，Ｊｕｌｙ １９９９）、前記時空間ブロック符号化方式は、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｏｕｔｉが提案した送信アンテナダイバーシチ方式（「Ａ ｓｉｍｐｌｅ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｓｃｈｅｍｅ ｆｏｒ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，」ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，Ｖｏｌ．１６，ｐｐ．１４５１−１４５８，Ｏｃｔ．１９９８）を２個以上の送信アンテナに適用できるように拡張した方式である。
図１は、従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。これは、Ｔａｒｏｋｈにより提案されたもので、同図に示すように、変調器１００、直列／並列変換器１０２、時空間ブロック符号化器１０４、及び４個の送信アンテナ１０６、１０８、１１０、１１２で構成される。
図１に示すように、まず、変調器１００は、入力される情報データ（または符号化データ）を予め設定された変調方式で変調して、変調シンボルを出力する。ここで、前記予め設定された変調方式は、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）などのような変調方式のうち、いずれかの方式になり得る。
直列／並列変換器１０２は、前記変調器１００からの直列データを並列データに変換して、時空間ブロック符号化器１０４に出力する。ここで、前記変調器１００から出力される直列変調シンボルをｓ１ｓ２ｓ３ｓ４と仮定する。前記時空間ブロック符号化器１０４は、前記直列／並列変換器１０２から入力された４個のシンボルを時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）して、８個の組み合わせを生成し、前記８個の組み合わせを順に４個の送信アンテナを介して送信する。前記８個の組み合わせを生成するための符号化行列は、下記の式１の通りである。
Figure 2008503971
ここで、Ｇ４は、４個の送信アンテナを介して送信されるシンボルの符号化行列を示し、ｓ１，ｓ２，ｓ３，ｓ４は、送信しようとする４個の入力シンボルを示す。前記符号化行列で列（ｃｏｌｕｍｎ）の数は、送信アンテナの数に対応し、行（ｒｏｗ）の数は、前記４個のシンボルを送信するのに必要な時間を示す。すなわち、４個のシンボルが８個の時間区間の間、４個のアンテナを介して送信されることが分かる。
すなわち、第１番目の時間区間では、第１送信アンテナ１０６を介してｓ１が送信され、第２送信アンテナ１０８を介してｓ２が送信され、第３送信アンテナ１１０を介してｓ３が送信され、第４送信アンテナ１１２を介してｓ４が送信される。このような方式で、第８番目の時間区間では、第１送信アンテナ１０６を介して−ｓ4 *が送信され、第２送信アンテナ１０８を介して−ｓ3 *が送信され、第３送信アンテナ１１０を介してｓ2 *が送信され、第４送信アンテナ１１２を介してｓ1 *が送信される。すなわち、前記時空間ブロック符号化器１０４は、ｉ番目のアンテナに前記符号化行列のｉ番目の列のシンボルを順に伝達する。
以上説明したように、前記時空間ブロック符号化器１０４は、入力される４個のシンボルに反転（ｎｅｇａｔｉｖｅ）と共役（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）を適用して８個のシンボル列を生成し、前記８個のシンボル列を８個の時間区間の間、４個のアンテナ１０６、１０８、１１０、１１２を介して送信する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、すなわち符号化行列の列は、互いに直交性を有するため、ダイバーシチ次数分のダイバーシチ利得を獲得することができる。
図２は、従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示している。特に、前記図２は、図１の送信機の構造に対応する受信機の構造を示している。
同図に示すように、前記受信機は、複数の受信アンテナ２００〜２０２、チャネル推定器２０４、信号結合器２０６、検出器２０８、並列／直列変換器２１０、及び復調器２１２で構成される。
同図に示すように、まず、図１の送信機から４個の送信アンテナを介して送信された信号は、第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信される。前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれは、受信された信号をチャネル推定器２０４及び信号結合器２０６に出力する。
前記チャネル推定器２０４は、前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信された信号を入力して、チャネル利得を示すチャネル係数を推定して、検出器２０８及び前記信号結合器２０６に出力する。すなわち、前記チャネル推定器２０４は、前記送信機の送信アンテナ１０６、１０８、１１０、１１２から前記受信アンテナ２００〜２０２へのチャネル利得を示すチャネル係数を推定する。
前記信号結合器２０６は、前記第１受信アンテナ２００〜第Ｐ受信アンテナ２０２それぞれを介して受信された信号と、前記チャネル推定器２０４から出力されるチャネル係数とを所定の規則に応じて結合して、受信シンボルを出力する。
前記検出器２０８は、前記信号結合器２０６からの前記受信シンボルに前記チャネル推定器２０４からの前記チャネル係数を乗算して推定シンボルを生成し、前記推定シンボルを持って、前記送信機から送信可能な全てのシンボルに対する決定統計量を計算した後、臨界値検出を介して前記送信機が送信したシンボルを検出して出力する。
並列／直列変換器２１０は、前記検出器２０８からの並列データを直列データに変換して出力する。復調器２１２は、前記並列／直列変換器２１０からのシンボルを予め設定された復調方式で復調して、本来の情報データビットに復元する。
上述のＡｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化技術は、２個の送信アンテナを介して複素シンボルを送信しても、送信率を損失せず、送信アンテナの数と同じ、すなわち最大のダイバーシチ次数を得ることができるという利点がある。
一方、前記Ａｌａｍｏｕｔｉの時空間ブロック符号化技術を拡張したＴａｒｏｋｈの方式は、先の図１と図２で説明した通り、相互間に直交的な列を有する行列形態の時空間ブロック符号を使用して、最大ダイバーシチ次数を得る。しかしながら、前記Ｔａｒｏｋｈ方式は、４個の複素シンボルを８個の時間区間の間に送信するため、送信率が１／２に減少する。また、１つのブロック（４個のシンボル）を完全に送信するのに８個の時間区間が必要なため、高速のフェージングの場合、ブロック内でのチャネルの変化により受信性能が劣化するという問題がある。すなわち、４個以上のアンテナを使用して複素シンボルを送信する場合、Ｎ個のシンボルを送信するために、２Ｎ個の時間区間が必要なため、遅延時間が長くなり、送信率が低下するという問題がある。
一方、３個以上の送信アンテナを介して複素信号を送信する多重アンテナシステムにおいて、最大送信率を有する方式を設計するために、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが複素フィールドでの星座回転（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｒｏｔａｔｉｏｎ）を介して４個の送信アンテナで最大ダイバーシチ最大送信率（ＦＤＦＲ：ｆｕｌｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｆｕｌｌ ｒａｔｅ）のＳＴＢＣを提案したことがある。
すると、ここで、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間ブロック符号化方式について説明する。
図３は、従来の技術に係るＧｉａｎｎａｋｉｓが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。同図に示すように、前記送信機は、変調器３００、プリ符号化器３０２、時空間マッピング器３０４、及び複数の送信アンテナ３０６、３０８、３１０、３１２で構成される。
同図に示すように、まず、変調器３００は、入力される情報データ（または符号化データ）を予め設定された変調方式で変調して、変調シンボルを出力する。ここで、前記予め設定された変調方式は、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、ＰＡＭ、ＰＳＫ方式などのような変調方式のうちのいずれかの方式になり得る。
前記プリ符号化器３０２は、前記変調器３００からのＮｔ個の変調シンボル（ｄ１、ｄ２、ｄ３、ｄ４）を信号空間上で信号の回転が発生するように符号化して、Ｎｔ個のシンボルを出力する。説明の便宜上、送信アンテナの数が４個である場合について説明する。ここで、前記変調器３００から出力される４個の変調シンボルで構成されるシンボル列をｄと仮定する。前記プリ符号化器３０２は、前記変調シンボル列ｄを下記の式２のような演算動作を介して、複素ベクトルｒを生成する。
Figure 2008503971
Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループでは、前記プリ符号化行列として、単一行列であるＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を使用している。また、前記プリ符号化行列において、αｉは、下記の式３のように表現される。
Figure 2008503971
上述のように、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間符号化方式は、４個の送信アンテナを使用する場合のみならず、４個を超過する個数の送信アンテナに拡張容易な方式である。前記時空間マッピング器３０４は、前記プリ符号化器３０２からのシンボルを下記の式４のように時空間ブロック符号化して出力する。
Figure 2008503971
前記式４においてＳは、４個の送信アンテナ３０６、３０８、３１０、３１２を介して送信されるシンボルの符号化行列を示す。前記符号化行列で列の数は、送信アンテナの数に対応し、行の数は、前記４個のシンボルを送信するのに必要な時間に対応する。すなわち、４個のシンボルが４個の時間区間の間、４個のアンテナを介して送信されることが分かる。
すなわち、第１番目の時間区間では、第１送信アンテナ３０６を介してｒ１信号を送信し、前記第１送信アンテナ３０６を除いた残りの送信アンテナ３０８、３１０、３１２では如何なる信号も送信しない。第２番目の時間区間では、第２送信アンテナ３０８を介してｒ２を送信し、前記第２送信アンテナ３０８を除いた残りの送信アンテナ３０６、３１０、３１２では、如何なる信号も送信しない。第３番目の時間区間では、第３送信アンテナ３１０を介してｒ３を送信し、前記第３アンテナ３１０を除いた残りの送信アンテナ３０６、３０８、３１２では、如何なる信号も送信しない。第４番目の時間区間では、第４送信アンテナ３１２を介してｒ４を送信し、前記第４送信アンテナ３１２を除いた残りの送信アンテナ３０６、３０８、３１０では、如何なる信号も送信しない。
このように、４個のシンボルが４個の時間区間の間、無線チャネルを介して受信機（図示せず）に受信されると、前記受信機は、ＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）復号化方式で前記変調シンボル列ｄを復元する。
また、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームは、２００３年にＧｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した時空間ブロック符号化方式に比べて、符号化利得に優れたプリ符号化器及び連接符号を提案した。Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームは、Ｇｉａｎｎａｋｉｓグループが提案した対角行列（ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）の代わりに、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号を連接して使用することによって、符号化利得を向上させている。説明の便宜上、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームが提案した時空間ブロック符号をＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣ（Ａｌａｍｏｕｔｉ Ｆｕｌｌ Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｆｕｌｌ Ｒａｔｅ Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｅｓ）と称する。
以下、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームが提案した時空間ブロック符号化方式について説明する。
図４は、従来の技術に係るＴａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームが提案した４個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示している。同図に示すように、前記送信機は、プリ符号化器４００、マッピング器４０２、遅延器４０４、２個のＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６、４０８、及び４個の送信アンテナ４１０、４１２、４１４、４１６で構成される。
同図に示すように、まず、プリ符号化器４００は、入力される４個の変調シンボルを信号空間上で信号の回転が発生するように符号化して出力する。ここで、前記プリ符号化器４００に入力される前記４個の変調シンボルをｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４と仮定し、前記４個の変調シンボルで構成されるシンボル列をｄと仮定する。前記プリ符号化器４００は、前記変調シンボル列ｄを下記の式５のような演算動作を介して複素ベクトルｒを生成する。
Figure 2008503971
ここで、αｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／４），（ｉ＝０，１，２，３）である。
前記マッピング器４０２は、前記プリ符号化器４００からの４個のシンボルを２個ずつグループ化して、２個の成分で構成された２個のベクトル［ｒ１，ｒ２］，［ｒ３，ｒ４］を出力する。ここで、前記第１番目のベクトル［ｒ１，ｒ２］Ｔは、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６に入力され、第２番目のベクトル［ｒ３，ｒ４］Ｔは、遅延器４０４に入力される。
前記遅延器４０４は、前記第２番目のベクトル［ｒ３，ｒ４］Ｔを一時間区間の間、バッファリングした後、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８に出力する。すなわち、前記マッピング器４０２の第１番目のベクトル［ｒ１，ｒ２］Ｔは、第１番目の時間にＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６に入力され、第２番目のベクトル［ｒ３，ｒ４］Ｔは、第２番目の時間にＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８に入力される。ここで、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器とは、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する符号化器のことを意味する。
前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０６は、前記マッピング器４０２からの［ｒ１，ｒ２］Ｔを第１番目及び第２番目の時間区間で第１送信アンテナ４１０及び第２送信アンテナ４１２を介して送信されるように符号化する。そして、前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器４０８は、前記遅延器４０４からの［ｒ３，ｒ４］Ｔを第３番目及び第４番目の時間区間で第３送信アンテナ４１４及び第４送信アンテナ４１６を介して送信されるように符号化する。すなわち、前記マッピング器４０２から出力される４個のシンボルを多重アンテナを介して送信するための符号化行列は、下記の式６のように表現される。
Figure 2008503971
前記式６の符号化行列が前記式４で説明した符号化行列と異なる点は、対角行列形態ではなくＡｌａｍｏｕｔｉ方式で具現されるということにある。すなわち、ＡｌａｍｏｕｔｉのＳＴＢＣ方式を使用することで、符号化利得を増加させている。
しかしながら、上述のＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣも、送信機でプリ符号化をするために、プリ符号化器（Ｐｒｅｃｏｄｅｒ）端の全ての構成成分と入力ベクトルとの間の計算が必要なため、符号化の複雑度が高い。例えば、送信アンテナが４個であるとき、プリ符号化器の成分に０が含まれていないため、１６個の項に対して全て演算を行わなければならない。また、受信機も、送信機が送信した信号ｄを復号化するために、最大尤度復号（ｍａｘｉｍｕｍ ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ：ＭＬ復号）を行わなければならないため、かなり多い計算量が求められる。
したがって、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を有し、かつ、複雑度及び演算量を最小にすることができる時空間ブロック符号化方式に対する研究が必要なのが実情である。
そこで、本発明の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を有する時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、符号化及び復号化複雑度を最小にする時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を支援し、符号化及び復号化の複雑度の低い時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、偶数個の送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を支援し、符号化及び復号化の複雑度の低い時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、偶数個の送信アンテナのための時空間ブロック符号化装置及び方法を提供することにある。
上記の目的を達成すべく、本発明の一側面によれば、偶数個Ｎｔの送信アンテナを備える送信機装置は、単一行列（ｕｎｉｔａｒｙ ｍａｔｒｉｘ）を所定の規則により穿孔したプリ符号化行列を利用して、入力されるシンボル列をプリ符号化するプリ符号化器と、前記プリ符号化器からのシンボル列を、所定の符号化行列を利用して時空間符号化する時空間符号化器とを備えることを特徴とする。
本発明の他の側面によれば、偶数個Ｎｔの送信アンテナを使用し、時空間符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の受信方法は、チャネル応答行列Ｈとプリ符号化行列θとを乗算した行列の
Figure 2008503971
を算出する過程と、少なくとも１つの受信アンテナを介して受信された信号と前記エルミート行列とを乗算して、Ｎｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離する過程と、前記分離された２個のベクトルをそれぞれ所定の方式で復号化して、送信機が送信したシンボルを推定する過程とを含むことを特徴とする。
本発明のさらに他の側面によれば、送信データをプリ符号化した後、時空間符号化するシステムにおける、プリ符号化行列を生成するための方法は、単一行列を生成する過程と、前記生成された単一行列から列の半を穿孔する過程と、前記穿孔された行列の行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトして、前記プリ符号化行列を生成する過程とを含むことを特徴とする。
以下、本発明の好ましい実施形態を、添付した図面を参照して詳細に説明する。本発明の説明において、関連した公知機能あるいは構成に対する具体的な説明が、本発明の要旨を不明にするおそれがあると判断される場合、その詳細な説明は省略する。
以下、本発明は、多重アンテナを使用する移動通信システムにおいて、最大ダイバーシチ利得及び最大送信率を支援し、符号化及び復号化の複雑度の低い時空間ブロック符号化装置及び方法を提案する。
特に、本発明で提案する時空間ブロック符号化方式は、偶数個の送信アンテナのためのものであって、送信機の構造は、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した４個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用する送信機の構造と似ている。すなわち、本発明は、送信アンテナの数を２Ｎ（Ｎ＞１）個に拡張できるＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣを提案する。
図５は、本発明の実施形態に係る２Ｎ（Ｎ＞１）個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信機の構成を示している。
同図に示すように、本発明に係る送信機は、プリ符号化器５００、マッピング器５０２、複数の時間遅延器５０４〜５０６、複数のＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０８、５１０、５１２、及び２Ｎ（Ｎ＞１）個の送信アンテナ５１４、５１６、５１８、５２０、５２２、５２４を備えて構成される。
同図に示すように、一般に、情報データは、符号器（Ｅｎｃｏｄｅｒ）を介して符号化し、変調器を介して変調される。まず、プリ符号化器５００は、入力されるＮｔ個のシンボル
Figure 2008503971
を信号空間上で信号の回転が発生するように符号化して、Ｎｔ個のシンボルで構成されたベクトル
Figure 2008503971
を出力する。特に、前記プリ符号化器５００は、入力されるシンボルを、本発明で新しく提案するプリ符号化行列に符号化して、複素ベクトル（ｃｏｍｐｌｅｘ ｖｅｃｔｏｒ）ｒを生成する。本発明で新しく提案するプリ符号化行列については、後に具体的に説明するので、ここではその詳細な説明を省略する。
マッピング器５０２は、前記プリ符号化器５００からのＮｔ個のシンボルを２個ずつグループ化して、２個の成分で構成されたＮｔ／２個のベクトル
Figure 2008503971
を出力する。ここで、前記１番目のベクトル
Figure 2008503971
は、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０８に入力され、残りのベクトルは、対応する遅延器に入力される。
１番目の遅延器５０４は、２番目のベクトル
Figure 2008503971
を１個の時間区間の間、バッファリングした後、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５１０に出力する。２番目の遅延器（図示せず）は、３番目のベクトル
Figure 2008503971
を２個の時間区間の間、バッファリングした後、３番目のＡｌａｍｏｕｔｉ符号化器（図示せず）に出力する。同様に、Ｎｔ／２−１番目の遅延器５０６は、Ｎｔ／２番目のベクトル
Figure 2008503971
をＮｔ／２−１個の時間区間の間、バッファリングした後、出力する。ここで、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器とは、Ｓ．Ｍ．Ａｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する符号化器を示す。
前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０８は、前記マッピング器５０２からの
Figure 2008503971
を１番目及び２番目の時間区間で第１送信アンテナ５１４及び第２送信アンテナ５１６を介して送信されるように符号化して出力する。そして、前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５１０は、前記遅延器５０４からの
Figure 2008503971
を３番目及び４番目の時間区間で第３送信アンテナ５１８及び第４送信アンテナ５２０を介して送信されるように符号化して出力する。同様に、前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５１２は、前記遅延器５０６からの
Figure 2008503971
をＮｔ−１番目及びＮｔ番目の時間区間で第Ｎｔ−１送信アンテナ５２２及び第Ｎｔ送信アンテナ５２４を介して送信されるように符号化して出力する。以後、前記Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器５０８〜５１２から出力される複数のアンテナ信号は、それぞれ対応するＲＦ処理器に入力される。すると、ＲＦ処理器は、入力されるデータをアナログ信号に変換し、前記アナログ信号を送信可能に、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）変調して、対応するアンテナを介して送信する。
すなわち、送信アンテナの数をＮｔと仮定するとき、前記プリ符号化器５００の出力信号ｒを多重アンテナを介して送信するための符号化行列は、下記の式１８の通りに表すことができる。
Figure 2008503971
ここで、行列Ｓのｉ番目の行（ｒｏｗ）は、ｉ番目の時間区間に送信されることを意味し、ｊ番目の列（ｃｏｌｕｍｎ）は、ｊ番目のアンテナを介して送信されることを意味する。すなわち、１番目の時間区間では、第１送信アンテナ５１４と第２送信アンテナ５１６を介してｒ１とｒ２をそれぞれ送信する。２番目の時間区間では、第１送信アンテナ５１４と第２送信アンテナ５１６を介して−ｒ2 *とｒ1 *をそれぞれ送信する。同様に、Ｎｔ−１番目の時間区間では、第Ｎｔ−１送信アンテナ５２２と第Ｎｔ送信アンテナ５２４を介して
Figure 2008503971
を送信し、最後にＮｔ番目の時間区間では、第Ｎｔ−１送信アンテナ５２２と第Ｎｔ送信アンテナ５２４を介して
Figure 2008503971
を送信する。
すると、ここで、前記図５のプリ符号化器５００の動作を詳細に説明すると、以下の通りである。
図６は、本発明の実施形態に係るプリ符号化器５００に備えられるプリ符号化行列の生成装置の詳細構成を示す。
同図に示すように、本発明に係るプリ符号化行列の生成装置は、行列生成器６００、穿孔機６０２、及びシフト器６０４を備えて構成される。
同図に示すように、まず前記行列生成器６００は、送信アンテナの数に応じるＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を生成して出力する。例えば、送信アンテナの数がＮｔであるとき、Ｎｔ×ＮｔサイズのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を発生する。
穿孔機６０２は、前記行列生成器６００からのＮｔ×ＮｔサイズのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列に対して、Ｎｔ／２個の列を穿孔（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）して出力する。ここで、前記穿孔機６０２の穿孔動作は、前記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の該当列の成分を０に置き換える動作を示す。
シフト器６０４は、前記穿孔機６０２からの前記穿孔されるＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から偶数番号目の行をシフトして、穿孔されない成分を穿孔された成分の位置に移動して出力する。ここで、前記シフト器６０４が偶数番目の行をシフトする場合を一例として説明したが、奇数番目の行をシフトしても同じ効果を有する。また、行を２個ずつグループ化して、２つの行のうち、何れか１つをシフトしても同じ効果を有することはもちろんである。
上述のように、本発明に係るプリ符号化行列は、Ｎｔ×Ｎｔサイズの行列に対して
（Ｎｔ×Ｎｔ）／２個の成分が穿孔されるため、符号化及び復号化の複雑度（演算量）を顕著に減らすことができる。一方、上述の実施形態では、プリ符号化行列を生成する場合を一例に挙げて説明するが、図６の方式で予め生成されたプリ符号化行列をメモリに保存しておき、プリ符号化器５００が必要なとき毎にプリ符号化行列を読み出してプリ符号化動作を行うことができる。
ここで、前記プリ符号化行列の生成装置の動作を整理すると、以下の通りである。
（１）Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の生成
下記の式２１のようなＮｔ×ＮｔＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列を生成する。ここで、Ｎｔは、上述のように、送信アンテナの数を示す。
Figure 2008503971
ここで、αｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎｔ−１）である。
（２）Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の穿孔
前記生成されたＮｔ×ＮｔサイズのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列において、Ｎｔ×（Ｎｔ／２）部分を穿孔する。ここで、穿孔動作は、前記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の該当列の成分を０に置き換える動作を示すもので、穿孔後の行列は、下記の式２２の通りである。
Figure 2008503971
（３）穿孔された行列の偶数番号目の行のシフト
前記穿孔されたＮｔ×Ｎｔサイズの前記Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列から偶数番目の行をシフトして、最終プリ符号化行列を生成する。ここで、前記シフト動作は、偶数番目の行の穿孔されない成分を穿孔された成分の位置に移動する動作を示すものであって、シフト後の行列は、下記の式２３の通りである。
Figure 2008503971
ここで、前記αｉは、
Figure 2008503971
に設定しても性能の変化がない。また、偶数番目の行をシフトする場合を説明しているが、奇数番目の行をシフトしても良い。
以上、説明したように、送信アンテナの数がＮｔである場合、前記プリ符号化器５００の動作は、下記の式２５の通りである。
Figure 2008503971
ここで、
Figure 2008503971
は、プリ符号化器５００に入力されるシンボル列を示し、
Figure 2008503971
は、前記プリ符号化器５００から出力されるシンボル列を示す。
上記の通りに設計したプリ符号化行列θは、符号化利得を最大化するために、成分値を最適化しなければならない。これは、数学的知識またはシミュレーションを介して可能である。
本発明の実施形態では、最大符号利得を得ることができる
Figure 2008503971
をシミュレーションを介して求めており、その結果を説明すると、以下の通りである。
まず、４個のアンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＦＢＣシステムでは、下記の式２９のようなプリ符号化行列を使用することができる。
Figure 2008503971
次に、６個のアンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＦＢＣシステムでは、下記の式３０のようなプリ符号化行列を使用することができる。
Figure 2008503971
一方、８個以上のアンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＦＢＣシステムでは、下記の式３１のようなプリ符号化行列を使用することができる。
Figure 2008503971
ここで、αｉ＝ｅｘｐ（ｊ２π（ｉ＋１／４）／Ｎｔ），（ｉ＝０，１，２，．．．，Ｎｔ／２−１）である。
すると、ここで、図５のような送信機の動作を説明する。
図７は、本発明の実施の形態に係る２Ｎ（Ｎ＞１）個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信機の送信手順を示している。
同図に示すように、まず、送信機は、ステップ７００において、送信しようとするデータ列ｄ（［ｄ１，ｄ２，ｄ３，ｄ４］）を受け取る。ここで、前記データ列は、符号化と変調を介して生成された複素シンボル列になり得る。以後、前記送信機は、ステップ７０２において前記受け取るデータ列を、予め設定されたプリ符号化行列θを利用して符号化して、プリ符号化シンボル列
Figure 2008503971
を生成する。ここで、前記プリ符号化行列θは、上述のように、Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列の半を穿孔し、所定の行をシフトして求められた行列であって、前記プリ符号化行列は、行列の半が穿孔されたため、符号化及び復号化の複雑度を顕著に減らすことができる。
前記プリ符号化シンボル列ｒを生成した後、前記送信機は、ステップ７０４において前記シンボル列ｒを構成するシンボルを２個ずつグループ化して、時空間マッピングを行う。すなわち、Ｎｔ個の信号を２個の成分で構成されたＮｔ／２個のベクトルを生成する。
このように、Ｎｔ／２個のベクトルを生成した後、前記送信機は、ステップ７０６において時間インデックスｉを「０」に初期化する。そして、前記送信機は、ステップ７０８において前記時間インデックスｉが前記Ｎｔ（送信アンテナの数）より小さいか否かを判断する。万一、前記時間インデックスｉが前記Ｎｔより小さいと、前記送信機は、ステップ７１０に進んで、前記プリ符号化シンボル列ｒからｉ番目のシンボルとｉ＋１番目のシンボルで構成されたベクトルを受け取る。
そして、前記送信機は、ステップ７１２において、前記受け取ったベクトルに対してｉ／２個の時間区間分の時間遅延を行う。したがって、最初入力される１番目のシンボルと２番目のシンボルは、時間遅延なしで直ちに２個のアンテナを介して送信される。しかしながら、２番目から入力されるシンボルに対しては、時間遅延を行った後、該当アンテナを介して送信される。
上記の通りに受け取った２個のシンボルに対して時間遅延を行った後、前記送信機は、ステップ７１４において前記受け取るベクトル（２個のシンボル）をＡｌａｍｏｕｔｉが提案した時空間ブロック符号化方式により符号化して、２個の送信アンテナを介して送信する。具体的に、時空間ブロック符号化を介して生成された複数のアンテナ信号は、各々ＲＦ変調されて対応するアンテナを介して送信される。
前記２個のシンボルを送信した後、前記送信機は、ステップ７１６に進んで、前記時間インデックスｉを２個増加させた後、前記ステップ７０８に戻って、以下のステップを再び行う。
一方、前記ステップ７０８において、前記時間インデックスｉが前記Ｎｔより大きいか又は同じであると判断されると、前記送信機は、送信しようとするデータを全て送信したものと判断し、本アルゴリズムを終了する。
すると、以下では、前記図５の送信機に対応する受信機について説明する。
図８は、本発明の実施形態に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示している。特に、図８の受信機は、前記図５の送信機に対応する構造を示している。
同図に示すように、本発明に係る受信機は、Ｐ個の受信アンテナ８００、８０２、８０４、チャネル推定器８０６、
Figure 2008503971
信号結合器８１０、及び２個の信号決定器８１２、８１４を備えて構成される。本発明の実施形態では、送信機の送信アンテナの数と受信機の受信アンテナの数が異なる場合を仮定したが、前記送信機の送信アンテナ等の数と受信機の受信アンテナの数は、同一の数であっても良い、
図８に示すように、まず、送信機の送信アンテナ５１４〜５２４を介して送信された信号は、第１受信アンテナ８００〜第Ｐ受信アンテナ８０４それぞれを介して受信される。一般に、前記第１受信アンテナ８００〜第Ｐ受信アンテナ８０４を介して受信された信号それぞれは、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）処理器を経てベースバンド信号に変換される。そして、このように変換されたベースバンド信号は、前記チャネル推定器８０６及び前記信号結合器８１０に提供される。
前記チャネル推定器８０６は、前記第１受信アンテナ８００〜第Ｐ受信アンテナ８０４を介して受信された信号をもって、チャネル利得を表すチャネル係数を推定する。前記推定されたチャネル係数は、前記
Figure 2008503971
に提供される。前記
Figure 2008503971
は、前記チャネル推定器８０６からのチャネル係数をもってチャネル応答行列Ｈを構成し、前記行列Ｈと予め知っている
Figure 2008503971
とを乗算した行列の
Figure 2008503971
を算出して出力する。
前記信号結合器８１０は、前記第１受信アンテナ８００〜第Ｐ受信アンテナ８０４を介して受信された信号と前記
Figure 2008503971
からの前記エルミート行列とを乗算して、受信シンボル列を出力する。このとき、前記受信シンボル列において１番目の信号からＮｔ／２番目の信号までは、前記第１信号決定器８１２に出力し、Ｎｔ／２＋１番目の信号からＮｔ番目の信号までは、前記第２信号決定器８１４に出力する。
前記信号決定器８１２は、前記信号結合器８１０からのＮｔ／２サイズを有するベクトルに対して、例えば、最大尤度復号を行って送信機が送信したシンボルを推定し、前記推定されたシンボル
Figure 2008503971
を出力する。前記信号決定器８１４は、前記信号結合器８１０からのＮｔ／２サイズを有するベクトルに対して、例えば、最大尤度復号を行って、送信機が送信したシンボルを推定し、前記推定されたシンボル
Figure 2008503971
を出力する。前記信号決定器８１２、８１４の動作は、下記の式４９に表されている。以後、前記推定されたシンボルは、復調器により復調され、復号器を介して本来の情報データに復元される。
このように、本発明は、Ｎｔ／２サイズの最大尤度復号を行うため、既存のＮｔサイズの最大尤度復号に比べて計算量を顕著に減らすことができる。
ここで、上述の受信機の動作を数学的に整理すると、次の通りである。
例えば、受信アンテナが１個であるとき、受信信号は、下記の式４１のように表現することができる。
Figure 2008503971
ここで、
Figure 2008503971
である。すなわち、前記ｙは、Ｎｔ個の時間区間の間に受信された信号
Figure 2008503971
の信号とそれらの共役で構成されたベクトルである。したがって、送信機から送信した信号
Figure 2008503971
を推定するために、前記受信ベクトルｙに
Figure 2008503971
を乗算する演算を行う。これを式で表せば、下記の式４６の通りである。
Figure 2008503971
ここで、Ａ行列は、（Ｎｔ／２）×（Ｎｔ／２）サイズの行列である。
一方、前記式４６から受信信号ベクトルｙと
Figure 2008503971
とを乗算して得られたベクトルを２個に分離して、すなわち
Figure 2008503971
に分離して、２個のＮｔ／２サイズを有するベクトルそれぞれに対して、最大尤度復号を行うことができることが分かる。
送信機が送信した信号を決定する方法は、下記の式４９の通りである。
Figure 2008503971
すなわち、偶数個Ｎｔの送信アンテナを使用するＡｌａｍｏｕｔｉ ＦＤＦＲ ＳＴＢＣの復号は、Ｎｔ／２個の元素を有するベクトルに対するＭＬ復号を介して行われることができる。
すると、ここで、前記図８のような受信機の動作を説明する。
図９は、本発明の実施形態に係る２Ｎ（Ｎ＞１）個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける受信機の受信手順を示している。
同図に示すように、まず、受信機は、ステップ９００において、複数のアンテナを介して受信される信号をもって送信機と受信機との間のチャネル利得を表すチャネル係数を算出する。
以後、前記受信機は、ステップ９０２において前記推定されたチャネル係数をもってチャネル応答行列Ｈを生成し、前記チャネル応答行列と
Figure 2008503971
とを乗算した行列の
Figure 2008503971
を算出する。
そして、前記受信機は、ステップ９０４において、前記
Figure 2008503971
と受信信号ｙとを乗算して、Ｎｔ個の元素で構成されるベクトルを生成する。以後、前記受信機は、ステップ９０６において前記ベクトルを２個に分離し、２個のベクトルそれぞれに対してＭＬ復号を行って、送信機が送信したシンボルを決定する。このように決定されたシンボルは、復調及び復号を経て本来の情報データに復元される。
ここで、従来の技術で説明された時空間ブロック符号化方式と本発明の時空間ブロック符号化方式の復号化の複雑度を比較すると、次の通りである。
まず、２ｍの複素信号を使用する場合を仮定すると、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したアンテナが４個のプリ符号化器の場合、(2ｍ)４の復号化の複雑度を有する。しかしながら、本発明で提案するプリ符号化器の場合、2×(2ｍ)２の復号化の複雑度を有するため、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したプリ符号化器の復号化の複雑度に比べて、復号化の複雑度が顕著に減少することが分かる。
一例として、前記送信機で変調方式として１６ＱＡＭ方式を使用すると仮定すると、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案したプリ符号化器の復号化の複雑度は、Ｃold=(24)4=216であり、本発明で提案するプリ符号化器の復号化の複雑度は、Ｃnew=2(24)2=29である。したがって、Ｃnew／Ｃold=0.0078の関係を有するので、演算量面で顕著に減少することが分かる。
結果的に、本発明で提案する時空間ブロック符号化方式は、Ｔａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した時空間ブロック符号化方式の性能とほぼ同一であり、かつ、演算量及び複雑度が最小化することが分かる。
上述のように、本発明は、効率的な時空間符号化及び復号化アルゴリズムを提示して、信頼度の高い通信システムを構築できるという利点がある。特に、既存のプリ符号化器を使用するＦＤＦＲ時空間ブロック符号に比べて、本発明で提示する時空間ブロック符号は、優れた性能を保障し、かつ、復号の複雑度が顕著に減少するという長所を有する。
一方、本発明の詳細な説明では、具体的な実施形態に関し説明したが、本発明の範囲から逸脱しない範囲内で様々な変形が可能であることはもちろんである。したがって、本発明の範囲は、説明された実施形態に限定されず、後述する特許請求の範囲だけでなく、該特許請求の範囲と均等なものにより決められなければならない。
従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 従来の技術に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示す図である。 従来の技術に係るＧｉａｎｎａｋｉｓが提案した時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 従来の技術に係るＴａｅｊｉｎ Ｊｕｎｇ，Ｋｙｕｎｇｗｈｏｏｎ Ｃｈｅｕｎ研究チームで提案した４個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る偶数個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信機の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係るプリ符号化器５００に備えられるプリ符号化行列の生成装置の詳細構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る偶数個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける送信機の送信手順を示す図である。 本発明の実施形態に係る時空間ブロック符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る偶数個の送信アンテナを使用し、時空間ブロック符号化方式を使用するＭＩＭＯ移動通信システムにおける受信機の受信手順を示す図である。
符号の説明
５００ プリ符号化器
５０２ マッピング器
５０４、５０６ 時間遅延器
５０８、５１０、５１２ Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化器
５１４、５１６、５１８、５２０、５２２、５２４ 送信アンテナ

Claims (43)

  1. 偶数個Ｎｔの送信アンテナを備える送信機装置において、
    単一行列（ｕｎｉｔａｒｙ ｍａｔｒｉｘ）を穿孔したプリ符号化行列を利用して、入力されるシンボル列をプリ符号化するプリ符号化器と、
    前記プリ符号化器からのシンボル列を、符号化行列を利用して時空間符号化する時空間符号化器と
    を備えることを特徴とする装置。
  2. 前記時空間符号化器は、
    前記プリ符号化器からのシンボル列を２個ずつグループ化して、複数のベクトルを発生するマッピング器と、
    前記マッピング器からの前記複数のベクトル各々をＡｌａｍｏｕｔｉ符号化して、対応する２個のアンテナを介して送信する複数の符号化器と
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  3. 前記複数の符号化器のうち、下記数式１のｉ番目の符号化器は、ｉ番目のベクトルをＡｌａｍｏｕｔｉ符号化して、２ｉ−１番目の時間区間と２ｉ番目の時間区間で対応する２個のアンテナを介して送信することを特徴とする請求項２に記載の装置。
    Figure 2008503971
  4. 前記時空間符号化のための符号化行列は、下記数式２の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
    Figure 2008503971
     ここで、
    Figure 2008503971
     は、プリ符号化器からの出力シンボルを示し、前記行列Ｓのｉ番目の行（ｒｏｗ）は、ｉ番目の時間区間から送信されることを意味し、ｊ番目の列（ｃｏｌｕｍｎ）は、ｊ番目のアンテナを介して送信されることを意味する。
  5. 前記プリ符号化行列は、Ｎｔ×ＮｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列からＮｔ／２個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列であることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  6. 前記送信アンテナの数Ｎｔが４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式４の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
    Figure 2008503971
  7. 前記送信アンテナの数Ｎｔが６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式５の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
    Figure 2008503971
  8. 前記送信アンテナの数Ｎｔが偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式６の通りであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
    Figure 2008503971
     ここで、αi=exp(j2π(i+1/4)/Nt),(i=0,1,2,...,Nt/2-1)である。
  9. 送信データを符号化するための符号器と、
    前記符号器からの符号シンボルを変調して、前記プリ符号化器に提供する変調器と、
    前記時空間符号化器から出力される複数のアンテナ信号を各々ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）変調して、対応するアンテナに出力するＲＦ変調部と
    をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。
  10. 送信データをプリ符号化した後、時空間符号化するシステムにおける、プリ符号化行列を生成するための装置において、
    単一行列を生成する行列生成器と、
    前記生成された単一行列から列の半を穿孔する穿孔機と、
    前記穿孔された行列の行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトして、前記プリ符号化行列を生成するシフト器と
    を備えることを特徴とする装置。
  11. 前記単一行列は、「Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ」行列であることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
  12. 送信アンテナの数が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式７の通りであることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
    Figure 2008503971
  13. 送信アンテナの数が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式８の通りであることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
    Figure 2008503971
  14. 送信アンテナの数がＮｔであるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式９の通りであることを特徴とする請求項１０に記載の装置。
    Figure 2008503971
     ここで、αi=exp(j2π(i+1/4)/Nt),(i=0,1,2,...,Nt/2-1)である。
  15. 偶数個Ｎｔの送信アンテナを使用し、時空間符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機装置において、
    チャネル応答行列Ｈと予め決定されたプリ符号化行列θとを乗算した行列の
    Figure 2008503971
     行列を算出する行列生成器と、
    少なくとも１つの受信アンテナを介して受信された信号と前記行列生成器からの前記エルミート行列とを乗算して、Ｎｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離して出力する信号結合器と
    を備えることを特徴とする装置。
  16. 前記信号結合器からの２個のベクトルをそれぞれ所定方式で復号化して、送信機が送信したシンボルを推定する信号決定器をさらに備えることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
  17. 前記所定の復号方式は、最大尤度復号（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｈｏｏｄ ｄｅｃｏｄｉｎｇ）であることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
  18. 前記プリ符号化行列は、Ｎｔ×ＮｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列からＮｔ／２個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列であることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
  19. 前記送信アンテナの数Ｎｔが４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１１の通りであることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
    Figure 2008503971
  20. 前記送信アンテナの数が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１２の通りであることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
    Figure 2008503971
  21. 前記送信アンテナの数Ｎｔが偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１３の通りであることを特徴とする請求項１５に記載の装置。
    Figure 2008503971
     ここで、αi=exp(j2π(i+1/4)/Nt),(i=0,1,2,...,Nt/2-1)である。
  22. 前記少なくとも１つのアンテナを介して受信された信号をベースバンド信号に変換して、チャネル推定器と前記信号結合器に提供するためのＲＦ処理器と、
    前記ＲＦ処理器からの信号を利用して、前記チャネル応答行列Ｈを算出するためのチャネル推定器と、
    前記信号決定器からの推定シンボルを復調するための復調器と、
    前記復調器からの復調シンボルを復号するための復号器と
    をさらに備えることを特徴とする請求項１６に記載の装置。
  23. 偶数個Ｎｔの送信アンテナを使用する送信機の送信方法において、
    単一行列を穿孔したプリ符号化行列を利用して、入力されるシンボル列をプリ符号化する過程と、
    前記プリ符号化されたシンボル列を、符号化行列を利用して時空間符号化する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
  24. 前記時空間符号化過程は、
    前記プリ符号化されたシンボル列を２個ずつグループ化して、複数のベクトルを生成する過程と、
    前記複数のベクトル各々をＡｌａｍｏｕｔｉ符号化して、対応する２個のアンテナを介して送信する過程と
    を含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
  25. 前記複数のベクトルのうち、ｉ（＝１，２，３．．．，Ｎｔ／２）番目のベクトルは、Ａｌａｍｏｕｔｉ符号化されて、２ｉ−１番目の時間区間と２ｉ番目の時間区間で対応する２個のアンテナを介して送信されることを特徴とする請求項２４に記載の方法。
  26. 前記時空間符号化のための符号化行列は、下記数式１４の通りであることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
    Figure 2008503971
     ここで、
    Figure 2008503971
     は、プリ符号化器からの出力シンボルを示し、前記行列Ｓのｉ番目の行は、ｉ番目の時間区間で送信されることを意味し、ｊ番目の列は、ｊ番目のアンテナを介して送信されることを意味する。
  27. 前記プリ符号化行列は、Ｎｔ×ＮｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列からＮｔ／２個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列であることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
  28. 前記送信アンテナの数が４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１６の通りであることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
    Figure 2008503971
  29. 前記送信アンテナの数が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１７の通りであることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
    Figure 2008503971
  30. 前記送信アンテナの数Ｎｔが偶数であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１８の通りであることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
    Figure 2008503971
     ここで、αi=exp(j2π(i+1/4)/Nt),(i=0,1,2,...,Nt/2-1)である。
  31. 送信データを符号化して、符号シンボルを生成する過程と、
    前記符号シンボルを変調して、前記プリ符号化の入力として提供する過程と、
    前記時空間符号化を介して生成される複数のアンテナ信号を各々ＲＦ変調して、対応するアンテナを介して送信する過程と
    をさらに含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
  32. 送信データをプリ符号化した後、時空間符号化するシステムにおける、プリ符号化行列を生成するための方法において、
    単一行列を生成する過程と、
    前記生成された単一行列から列の半を穿孔する過程と、
    前記穿孔された行列の行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトして、前記プリ符号化行列を生成する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
  33. 前記単一行列は、「Ｖａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ」行列であることを特徴とする請求項３２に記載の方法。
  34. 前記送信アンテナの数Ｎｔが４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式１９の通りであることを特徴とする請求項３２に記載の方法。
    Figure 2008503971
  35. 前記送信アンテナの数Ｎｔが６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式２０の通りであることを特徴とする請求項３２に記載の方法。
    Figure 2008503971
  36. 前記送信アンテナの数がＮｔであるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式２１の通りであることを特徴とする請求項３２に記載の方法。
    Figure 2008503971
     ここで、αi=exp(j2π(i+1/4)/Nt),(i=0,1,2,...,Nt/2-1)である。
  37. 偶数個Ｎｔの送信アンテナを使用し、時空間符号化方式を使用する移動通信システムにおける受信機の受信方法において、
    チャネル応答行列Ｈとプリ符号化行列θとを乗算した行列の
    Figure 2008503971
     を算出する過程と、
    少なくとも１つの受信アンテナを介して受信された信号と前記エルミート行列とを乗算して、Ｎｔサイズのベクトルを算出し、前記ベクトルを２個に分離する過程と、
    前記分離された２個のベクトルをそれぞれ所定の方式で復号化して、送信機が送信したシンボルを推定する過程と
    を含むことを特徴とする方法。
  38. 前記所定の方式は、最大尤度復号であることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
  39. 前記プリ符号化行列は、Ｎｔ×ＮｔのＶａｎｄｅｒｍｏｎｄｅ行列からＮｔ／２個の列を穿孔し、前記穿孔された行列に対して行を順に２個ずつグループ化し、前記グループ化された２個の行のうち、何れか１つをシフトした行列であることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
  40. 前記送信アンテナの数Ｎｔが４個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式２３の通りであることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
    Figure 2008503971
  41. 前記送信アンテナの数が６個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式２４の通りであることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
    Figure 2008503971
  42. 前記送信アンテナの数Ｎｔが偶数個であるとき、前記プリ符号化行列は、下記数式２５の通りであることを特徴とする請求項３７に記載の方法。
    Figure 2008503971
     ここで、αi=exp(j2π(i+1/4)/Nt),(i=0,1,2,...,Nt/2-1)である。
  43. 前記少なくとも１つのアンテナを介して受信された信号を利用して、前記チャネル応答行列Ｈを算出する過程と、
    前記推定されたシンボルを復調して、復調シンボルを生成する過程と、
    前記復調シンボルを復号して、本来の情報データに復元する過程と
    をさらに含むことを特徴とする請求項３７に記載の方法。
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