CN1826745A

CN1826745A - 无线发送装置和调制方式的选择方法

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Publication number: CN1826745A
Application number: CNA2004800212974A
Authority: CN
Inventors: 程俊; 三好宪一
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: InterDigital Patent Holdings Inc
Priority date: 2003-07-31
Filing date: 2004-07-30
Publication date: 2006-08-30
Anticipated expiration: 2024-07-30
Also published as: US20120140800A1; WO2005013525A1; US20080063117A1; US8140037B2; KR20110129957A; BRPI0413187A; JP4495676B2; KR101133632B1; KR20110056327A; EP1641160A1; US20110045784A1; CN102739365A; JP4872010B2; KR101055004B1; US20060198450A1; KR101161382B1; KR20120103757A; KR101054987B1; US8682267B2; BRPI0413187A8

Abstract

一种在实行副载波块化和自适应调制的多载波通信系统中可正确选择适合于每个块的最佳调制方式的无线发送装置。在此无线发送装置中，传输路径特性获取部(107)从由接收RF部(106)输入的接收信号获得在无线接收装置(200)估计的每个块的SNR的平均和SNR的分散后输出至分配部(108)。分配部(108)根据从传输路径特性获取部(107)输入的每个块的SNR的平均和SNR的分散按每个块选择调制方式。调制部(101－1～101－L)使用分配部(108)所选择的每个块不同的调制方式对包含在各块内的多载波信号进行调制。

Description

无线发送装置和调制方式的选择方法

技术领域

本发明涉及无线发送装置和调制方式选择方法。

技术背景

在进行自适应调制的通信系统中，根据随时刻变化的传输路径特性来选择最佳的调制方式。通过根据传输路径特性选择可满足所期盼的误差率(例如，分组误差率(Packet Error Rate)PER：＝1％)的最快调制方式就可进行高速数据通信。例如，当自适应调制适用于下行链路信道时，接收数据的移动站可将所测定的传输路径特性通知给发送数据的基站，并且然后基站选择适用于所通知的当前传输路径特性的最佳调制方式，并向移动站发送数据。

在进行此种自适应调制的通信系统中，作为表示传输路径特性值的最常用的是在数据接收方测定的平均信噪比(SNR)。另外，为了提高调制方式的选择精度，还提出了一种在平均SNR基础上再加上延迟扩散来选择调制方式的方法(例如，请参考H.Matsuoka，T.Ue，S.Sampei和N.Morinaga，“An Analysison the Performance of Variable Symbol Rate and Modulation Level AdaptiveModulation System”，TECHNICAL REPORT OF IEICE，RCS94-64(1994-09)，pp.31～36：以往例1)。另外，在诸如正交频分复用(OFDM)系统的多载波通信系统中，还提出了一种基于相邻副载波之间的传播路径特性内的平均SNR和变化来选择调制方式的方法(例如，请参考未审查的日本专利申请No.2001-103032：)以往例2。

此处，当自适应调制适用于多载波通信系统时，逐个进行副载波的自适应调制。因此，在数据接收方，必须将表示每个副载波的传输路径特性的值通知给数据发送方。

例如，在基站根据各个副载波的下行链路信道的传输路径特性来进行频率调度以便将互不相同的副载波逐一分配给多个移动站的移动通信系统中，多个移动站都要向基站通知每个副载波的传输路径特性，因而上行链路信道的业务量增加。为了解决这个问题，建议将多个副载波分成若干个块(也就是，副载波的块化)，以按块进行频率调度。根据这种方法，由于每个移动站仅需要按各个块通知传输路径特性，因此，与按每个副载波报告传播路径特性相比，上行链路信道的业务量就会大大减少。如果自适应调制适用于经过如此的副载波块化处理的通信系统，则属于同一块的全部副载波均可用相同的调制方式进行调制。

但是，在上述的以往例中，如果在经过副载波块化处理的通信系统中进行自适应调制，由于下述原因，会产生不能精确地选择最佳的调制方式的问题。

例如，以往例1由于上述中的延迟扩散表示全带宽的传输路径特性的变化，因此在副载波被块化后，它不能表示各块中的窄带的传播路径特性的变化。因此，在进行副载波的块化时，不能精确地选择最佳的调制方式。

如果考虑从SNR的变化来估计上述以往例2的相邻副载波间的传输路径特性的变化，则其状况如图8所示。即，在1个块的4个副载波之间，如状态a所示那样，当SNR值在2和3之间变化时，表示相邻副载波间的SNR变化的标准SNR误差变为0.3。与此相对应，在状态b、c时，1个块内的4个副载间的SNR值的变化尽管比状态a大，但标准SNR误差却与状态a相同，变为0.3。这样，当进行副载波的块化时，在相邻副载波间的传输路径特性的变化(即，标准SNR误差)中，有时SNR变动小的状态a也与SNR变动大的状态b、c是相同的值。在这种环境下，不能精确地估计每个块内的传输路径特性的变化，并且在进行副载波块化时也就不能精确地选择合适于a～c各状态的最佳的调制方式。

如上所述，在进行副载波的块化时，在进行副载波的块化的条件下通过上述以往例1、2中的任何一种方法都不能精确地地选择最佳的调制方法。因此，为了在进行副载波的块化的通信系统中进行自适应调制，需要引进新参数，这种新参数最好表示每个块的窄带的传输路径特性的变化。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种能够在进行副载波块化和自适应调制的多载波通信系统中按各个块正确选择最佳的调制方式的无线发送装置和调制方式选择方法。

为了达到上述目的，本发明在进行副载波块化和自适应调制的多载波通信系统中采用“分散”作为表示各块内的传输路径特性的变化的值。

根据本发明的无线发送装置对多载波信号进行自适应调制，该多载波信号由每一个都包括多个副载波信号的多个块构成，所述无线发送装置包括：按块来选择所述多个块的调制方式的选择单元；以及使用基于每个块选择的调制方式对所述多个块中的所述多个副载波信号调制的调制单元，并且所述选择单元根据表示每个块的传输路径特性的值的平均和分散按块来选择调制方式。

采用这种构成，通过表示传输路径特性值的分散可正确表示各块内的传输路径特性的变化，因而在进行副载波块化和自适应调制的多载波通信系统中，可正确选择每个块的最佳调制方式。

附图说明

图1是示出根据本发明的实施方式1的无线发送装置和无线接收装置的结构方框图；

图2是示出根据本发明的实施方式1的无线接收装置内的传输路径特性估计部的结构方框图；

图3是用于说明根据本发明的实施方式1的无线接收装置内的传输路径特性估计部确定的SNR分散的图；

图4是用于说明根据本发明的实施方式1的、由无线发送装置内的分配部执行的调制方式选择(选择方法1)的图；

图5是用于说明根据本发明的实施方式1的、由无线发送装置内的分配部执行的调制方式选择(选择方法2)的图；

图6是示出根据本发明的实施方式2的无线接收装置内的传输路径特性估计部的结构方框图；

图7是示出根据本发明的实施方式3的无线接收装置内的传输路径特性估计部的结构方框图；和

图8是用于说明表示以往的传输路径特性波动的参数(标准SNR误差)的图。

具体实施方式

现在，下面将参考附图来详细解释本发明的实施方式。

(实施方式1)

在本实施方式中，将描述SNR的分散被用作表示各块内的传输路径特性变化的值的情况。

图1是示出根据本发明的实施方式1的无线发送装置和无线接收装置的结构方框图。以下，OFDM系统将被用作多载波通信系统。

图1中所示的无线发送装置100主要包括：调制部101-1～101-2、...、101-L；反向高速傅里叶变换(IFFT)部102；保护间隔(GI)插入部103；发送RF部104；发送接收天线105；接收RF部106；传输路径特性获取部107；分配部108；以及分配结果存储部109。该无线发送装置100设置在例如OFDM系统中的基站内。

另外，图1中所示的无线接收装置200主要包括：发送接收天线201；接收RF部202；保护间隔(G1)去除部203；快速傅里叶变换(FFT)部204；传输路径特性估计部205；均衡器206；解调部207-1、207-2、...、207-L；并行/串行变换(P/S)部208；分配信息获取部209；以及发送RF部210。该无线接收装置200可设置在例如OFDM系统中的1～K个用户中任何一个的移动站内。

调制部101-1、101-2、...、101-L根据存储在分配结果存储部109的对用户1～K的块分配结果和从分配部108输入的调制方式信息，对各个块1～L采用不同的调制方式(64QAM、16QAM、QPSK、和BPSK)，对经由分配结果存储部109输入的用户1、2、...、K的信号进行调制。另外，每个块的调制方式是根据通过无线接收装置200所估计的各个块的传输路径特性由分配部108选择的。此处，包含在一个OFDM信号内的副载波的数量是N，并且这些N个副载波以S个副载波为单位被块化成L个块。因此，块的数量L给定为：L＝N/S。并且，属于各个块的所有副载波信号1～S是在每个块中使用相同的调制方式进行调制的。例如，调制部101-1被估计为传输路径特性为良好时，则对属于块1的全部副载波信号用64QAM进行调制，当其被估计为传输路径特性为恶劣时，则对属于块1的全部副载波信号用BPSK进行调制。当关于块1的传输路径特性被估计为不良时，无线发送装置100也可中止属于块1的全部副载波信号的发出。以这种方式调制的信号就被输出至IFFT部102。

IFFT部102对从调制部101-1～101-L输入的各调制信号实行反向快速傅里叶变换，从而生成OFDM信号(时间波形信号)，并且将该OFDM信号输出至GI插入部103。

GI插入部将用于改善迟延特性的保护间隔插入在从IFFT部102输入的OFDM信号中，并且将结果输出至发送RF部104。

发送RF部104对从GI插入部103输入的OFDM信号进行上变频至RF带，并且通过发送接收天线105将其发送至用户1～K的无线接收装置200。

接收RF部106通过发送接收天线105接收从用户1～K的无线接收装置200发出的信号，从RF带下变频这些信号，并且将结束输出至传输路径特性获取部107。

传输路径特性获取部107从接收RF部106输入的接收信号中，获得关于通过用户1～K的无线接收装置200所估计的每个块的传输路径特性，并且将它们输出至分配部108。

分配部108根据关于从传输路径特性获取部107输入的每个块的传输路径特性信息，对各用户1～K分配块，并且按块选择调制方式，并将块分配的结果存入分配结果存储部109，再将表示被选择的调制方式的调制方式信息输出至调制部101-1、101-2、...、101-L。分配部108还可以考虑在各用户1～K中设定的QoS(服务质量：例如各用户要求的数据传输率和/或误差率)，进行块分配和调制方式选择。

分配结果存储部109存储从分配部108输入的对用户1～K的块分配结果。

另外，将表示哪个块用何种调制方式进行调制以及在哪个块的副载波上分配往哪个用户的信号的信息(调制方式分配信息)包括在OFDM信号内，并且将OFDM信号传输至无线接收装置200。

接着，将说明无线接收装置200的构成。现在，在以下说明中，作为在用户1～K中的用户1的无线接收装置加以说明。

接收RF部202经由发送接收天线201接收OFDM信号，并且将OFDM信号输出至GI去除部203和分配信息获取部209。

GI去除部203从接收RF部202输入的OFDM信号中去除保护间隔后，并且将OFDM信号输出至FFT部204。

FFT部204对从GI去除部203输入的去除保护间隔后的OFDM信号进行快速傅里叶变换(FFT)，并且将OFDM信号从时域的信号变换成频域的信号。通过此FFT，提取出通过多个副载波传输的信号，并且将其输出至均衡器206和传输路径特性估计部205。

传输路径特性估计器205估计从FFT部204输入的各信号的传输路径特性，并将表示传输路径特性的信息(传输路径特性信息)输出至均衡器206和发送RF部210。更具体地，传输路径特性估计部205将表示按每一个副载波估计的传输路径特性的信息输出至均衡器206，并将表示按每一块估计的传输路径特性的平均和分散的信息输出至发送RF部210。

均衡器206根据从传输路径特性估计部205输入的传输路径特性的信息，对从FFT部204输入的各信号中的振幅和相位失真成分进行校正，并且将校正后的信号输出至解调部207-1、207-2、...、207-L。

解调部207-1、207-2、...、207-L各个具有与调制部101-1、101-2、...、101-L相对应的解调功能，根据从分配信息获取部209输入的调制方式分配信息，决定各个块的解调方式，按每一块对从均衡器206输入的信号进行解调，再将解调后的数据并行输出至P/S部208。此时，解调部207-1、207-2、...、207-L根据调制方式分配信息，仅对包括用户1的副载波信号的块进行解调。

P/S部208将从解调部207-1、207-2、...、207-L输入的并行数据变换成串行数据，并且随后输出所述数据作为用户1所期望的接收数据。

分配信息获取部209从接收RF部202输入的OFDM信号中获取调制方式分配信息，并且将所述信息输出至解调部207-1、207-2、...、207-L。

发送RF部210将从传输路径特性估计205输入的传输路径特性信息通过发送接收天线201发送至无线发送装置100。

接着，说明具有上述构成的无线接收装置200内的传输路径特性估计部205。图2是示出传输路径特性估计部205的结构方框图。

块提取部2051按1～L提取从FFT部204输入的多个副载波信号，并且将所述信号输出至导频提取部2052。

导频提取部2052按1～L各块在分配到各副载波的数据以及导频中仅提取导频成分，并且输出导频部分至SNR估计部2053。

SNR估计部2053按1～L各块估计各个导频部分的SNR(瞬时SNR)，并且输出结果至SNR平均计算部2054和SNR分散计算部2055。SNR估计部2053采用如下方法估计瞬时SNR。

首先，SNR估计部2053根据算式(1)计算信道估计值：h。

在算式(1)中，h_l(s，i)是与第l块内的第s副载波的时间轴上的第i导频部分相对应的信道估计值，y_l(s，i)和d_l(s，i)是第l块内的第s副载波的时间轴上的第i导频部分的接收信号和相对应的已知的导频码元。另外，“*”表示复数共轭。

h_{i} (s, i) = \frac{y_{l} (s, i)}{d_{l} (s, i)} = \frac{y_{l} (s, i) \cdot d_{l}^{*} (s, i)}{| d_{l} (s, i) |^{2}} - - - (1)

其中，l＝1，2，…，N/S，并且s＝1，2，……，S；

N是接收的OFDM信号中的全部副载波的总数；和

S是一块中包含的副载波的数量。

接着，根据算式(2)计算瞬时SNR：g。在算式(2)中，g_l(s，i)是与第l块内的第s副载波的时间轴上的第i导频部分相对应的瞬时SNR，P₀是各副载波的发送信号功率，N₀是每个副载波的噪声功率。

g_{l} (s, i) = \frac{P_{0}}{N_{0}} h_{l} (s, i) - - - (2)

SNR平均计算部2054按块1～L中每一块根据算式(3)平均多个瞬时SNR，确定平均SNR(SNRm_l)，并且输出这些平均SNR至SNR分散计算部2055。另外，SNR平均计算部2054将平均SNR(SNRm_l)作为传输路径特性信息输出至发送RF部210。另外，SNRrm_l是第l块的平均SNR，I是各副载波的时间轴上的导频码元的数量。

SNR m_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} g_{l} (s, i) - - - (3)

SNR分散计算部2055按1～L块中的每一块根据算式(4)计算SNR分散：SNRv_l，并且将SNRv_l作为传输路径特性信息输出至发送RF部210。这里，SNRv_l是第l块的SNR分散。

SNR v_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} {(g_{l} (s, i) - SNRm)}^{2} - - - (4)

此处，与上述图8相同，在状态a～c中如用算式(4)计算SNR分散则如图3所示那样。例如，在状态a时，s＝4(包括在1块中的副载波数量)，I＝1(假设各副载波分别被分配l个导频码元)，g＝2、3、2、3(各副载波的瞬时SNR)，算式(3)和(4)给出SNR_m(平均SNR)＝2.5，SNRv(SNR分散)＝0.25。同样，在状态b和状态c中，算式(3)和(4)分别给出SNRm(平均SNR)＝2.5、SNRv(SNR分散)＝1.25。即，在SNR变化小的状态a中，SNR分散就小。反之，在SNR变化相对大的状态b、c中，SNR分散就大。从此结果可知，使用SNR分散作为估计各个块内的传输路径特性的变化的参数，可以精确地估计各个块内的传输路径特性的变化。因此，在无线发送装置100中，在进行副载波的块化时，可精确地选择分别与状态a～c相应的最佳调制方式。

接着，说明一下由具有上述构成的无线发送装置100中的分配部108进行的调制方式的选择方法。此处，根据下述选择方法1或2来选择64QAM、16WQAM、QPSK和BPSK中的任何一种调制方式。

<选择方法1>

分配部108根据从传输路径特性107输入的传输路径特性的信息，即SNRm(平均SNR)和SNRv(SNR分散)选择传输效率最好的调制方式。在某个预定的PER(例如，PER＝10^-1)处SNRm(平均SNR)和SNRv(SNR分散)与调制方式的对应关系如图4所示。在图4中，通过SNR分散的逆函数和平均SNR预先将2维坐标区间分成5个区域，不同的调制方式(包括“不发送”)被分别分配往各个区域。因此，所估计的传输路径特性用坐标(SNRm、1/SNRv)表示，并且选择与坐标所在区域相对应的调制方式和编码率。

<选择方法2>

作为加权(dB值的加权)SNR，定义下列4种。

(1)SNRw1＝SNRm-sqrt(SNRv)*w

(2)SNRw2＝SNRm-sqrt(SNRv)*w(|SNRm_max-SNRm|/|SNRm_max|)

(3)SNRw3＝SNRm-sqrt(SNRv)*w(fd/fd_max)

(4)SNRw4＝SNRm-sqrt(SNRv)*w(σ/σ_max)

此处，SNR_max、fd_max和σ_max分别是最大的平均SNR、最大可能的多普勒频率、最大可能的延迟扩散。sqrt(SNRv)表示SNRv的平方根。另外，加权系数w是对如下数值进行归一化处理后的函数。即，在SNRw1中：常数。SNRw2中：平均SNR。SNRw3中：多普勒频率fd。SNRw4中：延迟扩散σ。例如，加权系数w采用算式(5)中给出的值。

w (x) = {_{1, x > 1}^{x^{2}, 0 \leq x \leq 1} - - - (5)

然后，下面从如图5所示的PER-SNR静态特性中选择调制方式和编码率。首先使用图5所示的静态特性，根据所需的PER(图5中为10^-1)确定各调制方式的阈值(T1～T4)。接着，对特定的多普勒频率fd计算SNRw3。如果SNRw3＞＝T4，则选择64QAM(编码率R＝1/2)；如果T3＜＝SNRw3＜T4，则选择16QAM(R＝1/2)；如果T2＜＝SNRw3＜T3，则选择QPSK(R＝1/2)；和如果T1＜＝SNRw3＜T2，则选择BPSK(R＝1/2)。

可选择地，对特定的延迟扩散σ可以计算SNRw4。如果SNRw4＞＝T4，则选择64QAM(R＝1/2)；如果T3＜＝SNRw4＜T4，则选择16QAM(R＝1/2)；如果T2＜＝SNRw4＜T3，则选择QPSK(R＝1/2)；如果T1＜＝SNRw4＜T2，则选择BPSK(R＝1/2)。可选择地，关于SNRw1、SNRw2也与SNRw3、SNRw4相同，可以根据图5所示的PER-SNR特性来选择调制方式和编码率。

这样，在本实施方式中，由于在实施副载波的块化的通信系统中，SNR分散被用作表示各块内的传输路径特性的变化的参数，因而可以精确地估计各个块内的传输路径特性的变化，结果，在自适应调制中可精确地选择最佳调制方式。

另外，尽管在本实施方式中，SNR分散被用作表示各个块内的传输路径特性的变化的参数，但是通过确定SNR分散的算式(4)的变形，也可获得下列参数。这些参数中任何一个参数都可作为表示各块内的传输路径特性的变化的参数与SNR分散同样使用之。

·瞬时SNR的平均变化量

u_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} | g_{l} (s, i) - SNR m_{l} |

·瞬时SNR的最大变化量

v_{l} = \max_{\underset{1 \leq v < S}{1 \leq i < I}} | g_{l} (s, i) - SNR m_{l} |

·瞬时SNR的最大变化量的平方

x_{l} = \max_{\underset{1 \leq v < S}{1 \leq i < I}} | g_{l} (s, i) - SNR m_{l} |^{2}

·瞬时SNR的最大和最小之差

z_{l} = \frac{1}{2} | \max_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} g_{l} (s, i) - \min_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} g_{l} (s, i) |

·瞬时SNR的最大的平方和最小的平方之差

d_{l} = \max_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} | g_{l} (s, i) |^{2} - \min_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} | g_{l} (s, i) |^{2}

(实施方式2)

在本实施方式中，对作为表示各块内的传输路径特性波动的值使用信道估计值的分散的情况说明如下。

图6是示出根据本本发明实施方式2的传输路径特性估计部205的结构方框图。在图6中，此图中与实施方式1(图2)相同构成的部分使用了同一符号，说明从略。

信道估计值计算部2056根据上述的算式(1)计算信道估计值，并且输出这些值至信道分散计算部2057。

信道估计值计算部2057根据算式(6)计算1～L各个块的信道估计值的分散：Hv₁，并且将结果作为传输路径特性信息输出至发送RF部210。现在，Hv₁表示第1块的信道估计值的分散。这里，算式(6)是在上述算式(2)中假定在块内所有负载波的P₀和N₀为常数而获得的算式。

H v_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} (h_{l} (s, i) - H m_{l}) - - - (6)

此处，

H m_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} h_{l} (s, i)

通过使用这样的信道估计值的分散作为估计各个块内的传输路径特性变化的参数，能够和实施方式1一样地精确地估计块内的传输路径特性的波动。因此，根据本实施方式，当在进行副载波的块化的通信系统中进行自适应调制时，可以精确地选择最佳的调制方式。

另外，通过采用信道估计值的分散作为估计各个块内的传输路径特性的变化的参数，无线发送装置100可以采用与实施方式1相同的选择方法来选择调制方式。在选择方法2中，作为加权SNR，定义以下4种。

(1)SNRw1＝SNRm-Hv*w

(2)SNRw2＝SNRm-Hv*w(|Hv_max-Hv|/|Hv_max|)

(3)SNRw3＝SNRm-Hv*w(fd/fd_max)

(4)SNRw4＝SNRm-Hv*w(σ/σ_max)

另外，在本实施方式中，信道估计值的分散被用作表示各个块内的传输路径特性的变化的参数，通过确定信道估计值的分散的算式(6)变形，也可获得以下参数。这些参数中的任何一个都可以和信道估计值的分散同样的使用为表示各块内的传输路径特性波动的参数。

·信道估计值的平均变化量

u_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} | h_{l} (s, i) - H m_{l} |

·信道估计值的最大变化量

v_{l} = \max_{\underset{1 \leq v < S}{1 \leq i < I}} | h_{l} (s, i) - H m_{l} |

·信道估计值的最大变化量的平方

x_{l} = \max_{\underset{1 \leq v < S}{1 \leq i < I}} | h_{l} (s, i) - H m_{l} |^{2}

·信道估计值的最大和最小之差

z_{l} = \frac{1}{2} | \max_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} h_{l} (s, i) - \min_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} h_{l} (s, i) |

·信道估计值的最大的平方和最小的平方之差

d_{l} = \max_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} | h_{l} (s, i) |^{2} - \min_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} | h_{l} (s, i) |^{2}

(实施方式3)

在本实施方式中，对作为表示各块内的传输路径特性变化的值使用导频部分的信号的振幅值的分散(导频分散)时的情况说明如下。

图7是示出根据本发明实施方式3的传输路径特性估计部205的结构方框图。在图7中，在与实施方式1(图2)相同的构成部分使用了同一符号，说明从略。

导频分散计算部2058根据算式(7)计算1～L各个块的导频的分散Yv_l，并且将Yv_l输出至发送RF部210作为传输路径特性信息。现在，Yv_l表示第l块的导频分散。这里，算式(7)是在上列算式(1)中分母为常数时所得的算式。

Y v_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} (y_{l} (s, i) - Y m_{l})^{2} - - - (7)

此处，

Y m_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} y_{l} (s, i)

通过使用这样的导频分散作为估计各个块内的传输路径特性变化的参数，同实施方式1一样，也可精确地估计各个块内的传输路径特性的变化。因此，在本实施方式中，在进行副载波的块化的通信系统中进行自适应调制时，可以精确地选择最佳的调制方式。

同样通过使用导频分散作为估计各个块内的传输路径特性变化的参数，无线发送装置100可使用与实施方式1相同的选择方法选择调制方式。在选择方法2中，作为加权SNR，要进行与实施方式2相同的4种加权SNR的定义。另外，在上述示例中，导频分散已被用作表示各个块内的传输路径特性变化的参数，通过确定导频分散的算式(7)的变形，也可获得如下的参数。在这些参数中，任何一个参数都可被用作与导频分散同样地使用为表示各个块内的传输路径特性的变化的参数。

·导频部分的接收信号的平均变化量

u_{l} = \frac{1}{SI} Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I} | y_{l} (s, i) - Y m_{l} |

·导频部分的接收信号的最大变化量

v_{l} = \max_{\underset{1 \leq v < S}{1 \leq i < I}} | y_{l} (s, i) - Y m_{l} |

·导频部分的接收信号的最大变化量的平方

x_{l} = \max_{\underset{1 \leq v < S}{1 \leq i < I}} | y_{l} (s, i) - Y m_{l} |^{2}

·导频部分的接收信号的最大和最小之差

z_{l} = \frac{1}{2} | \max_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} y_{l} (s, i) - \min_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} y_{l} (s, i) |

·导频部分的接收信号的最大的平方和最小的平方之差

d_{l} = \max_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} | y_{l} (s, i) |^{2} - \min_{\underset{1 \leq s \leq S}{1 \leq i \leq I}} | y_{l} (s, i) |^{2}

(实施方式4)

在进行副载波块化的通信系统中实行自适应调制时，引起各块的通信质量下降的主要因素是在各块的副载波中低于或等于平均SNR的瞬时SNR的副载波。因此在本实施方式中，仅使用了在上述实施方式1～3中所使用的低于或等于平均SNR的瞬时SNR来确定分散。

具体地说，尽管在上述实施方式1中根据上述算式(4)使用S×I个瞬时SIR来计算分散，但是在本实施方式中，根据算式(8)仅使用低于或等于平均SNR的G_s个的瞬时SNR来计算SNR分散：SNRv_l′。现在，G_s表示在S×I个瞬时SNR中低于或等于平均SNR的瞬时SNR的数量。

SNR v_{l}^{'} = \frac{1}{G_{S}} \underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I}} {(g_{l} (s, i) - SNR m_{l})}^{2} - - - (8)

同样，根据算式(9)仅使用低于或等于Hm_l的G_H个信道估计值来计算信道估计值的分散：Hv_l′，以此来代替在上述实施方式2中用上述算式(6)计算信道估计值的分散。现在，G_H表示在S×I个信道估计值中低于或等于平均信道估计值的信道估计值的数量。

H v_{l}^{'} = \frac{1}{G_{H}} \underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I}} {(h_{l} (s, i) - H m_{l})}^{2} - - - (9)

类似地，尽管在实施方式3中用上述算式(7)计算导频分散，但是在本实施方式中，从算式(10)中仅使用具有低于或等于Ym_l的振幅的Gy个的导频部分的接收信号求出导频分散：Yv_l′。现在，G_y表示在S×I个的导频部分的接收信号中低于或等于平均振幅的导频部分的接收信号的数量。

Y v_{l}^{'} = \frac{1}{G_{Y}} \underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I}} {(y_{l} (s, i) - Y m_{l})}^{2} - - - (10)

因此，根据本实施方式，由于在各块中的全部副载波中仅用招致块的通信质量下降的副载波求出传输路径特性的分散。因此，在进行副载波块化的通信系统中进行自适应调制时，可以更精确地选择最佳调制方式。

另外，在本实施方式中，除了所举出的与分散同样地可作为表示在上述实施方式1～3中块内的传输路径特性变化的参数之外，还可举出如下的参数。

·低于平均值的瞬时SNR的平均变化量

u_{l}^{'} = \frac{1}{G_{S}} \underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I}} | g_{l} (s, i) - SNR m_{l} |

·低于平均值的瞬时SNR的最大变化量

v_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | g_{l} (s, i) - SNR m_{l} |

·低于平均值的瞬时SNR的最大变化量的平方

x_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | g_{l} (s, i) - SNR m_{l} |^{2}

·低于平均值的瞬时SNR的最大和最小之差

z_{l}^{'} = \frac{1}{2} | \underset{\underset{\underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}}{\max g_{l} (s . i) -} \underset{\underset{\underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}}{\min g_{l} (s, i)} |

·低于平均值的瞬时SNR的最大的平方和最小的平方之差

d_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{g_{l} (s, i) < SNR m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | g_{l} (s, i) |^{2} - \min_{\underset{\underset{g_{l (s, i) < SNR m_{l}}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | g_{l} (s, i) |^{2}

·低于平均值的信道估计值的平均变化量

u_{l}^{'} = \frac{1}{G_{S}} \underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I}} | h_{l} (s, i) - H m_{l} |

·低于平均值的信道估计值的最大变化量

v_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | h_{l} (s, i) - H m_{l} |

·低于平均值的信道估计值的最大变化量的平方

x_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | h_{l} (s, i) - H m_{l} |^{2}

·低于平均值的信道估计值的最大和最小之差

z_{l}^{'} = \frac{1}{2} | \max_{\underset{\underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} h_{l} (s, i) - \min_{\underset{\underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} h_{l} (s, i) |

·低于平均值的信道估计值的最大的平方和最小的平方之差

d_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{h_{l} (s, i) < H m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | h_{l} (s, i) |^{2} - \min_{\underset{\underset{h_{l (s, i) < H m_{l}}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | h_{l} (s, i) |^{2}

·低于平均振幅的导频部分的接收信号的平均变化量

u_{l}^{'} = \frac{1}{G_{S}} \underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{Σ_{s = 1}^{S} Σ_{i = 1}^{I}} | y_{l} (s, i) - Y m_{l} |

·低于平均振幅的导频部分的接收信号的最大变化量

v_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | y_{l} (s, i) - Y m_{l} |

·低于平均振幅的导频部分的接收信号的最大变化量的平方

x_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | y_{l} (s, i) - Y m_{l} |^{2}

·低于平均振幅的导频部分的接收信号的最大和最小之差

z_{l}^{'} = \frac{1}{2} | \max_{\underset{\underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} y_{l} (s, i) - \min_{\underset{\underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} y_{l} (s, i) |

·低于平均振幅的导频部分的接收信号的最大的平方和最小的平方之差

d_{l}^{'} = \max_{\underset{\underset{y_{l} (s, i) < Y m_{l}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | y_{l} (s, i) |^{2} - \min_{\underset{\underset{y_{l (s, i) < Y m_{l}}}{1 \leq s \leq S}}{1 \leq i \leq I}} | y_{l} (s, i) |^{2}

用于上述各实施方式的说明中的各功能块通常可实现为LSI，它是一种集成电路。这些块既可是每个块分别集成到一个芯片，或者可以是所有块集成到一个芯片中的一部分。

虽然此处称为LSI，但根据集成程度，集成芯片可以为IC、系统LSI、高级LSI(Super LSI)、或超级LSI(Ultra LSI)。

另外，实现集成电路化的方法不仅限于LSI，也可使用专用电路或通用处理器实现之。在LSI制造后可利用FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程门阵列)，或者可以使用可重构LSI内部的电路单元的连接和设定的可重构处理器。

再者，随着半导体的技术进步和/或随之派生的其他技术的出现，如果能够出现替代LSI集成回路化的新技术，当然就可利用此新技术进行功能块的集成化。并存在着适用生物技术的可能性。

如上所述，根据本发明，在进行副载波的块化和自适应调制的多载波通信系统中，可精确地选择适合每块的最佳调制方式，从而提高传输效率。

本说明书是根据2003年7月31日提出的申请号为2003-284509的日本专利，其内容全部包括于此作为参考。

产业可应用性

本发明适用于移动通信系统中所使用的移动站装置和基站装置等。

Claims

1.一种对多载波信号进行自适应调制的无线发送装置，该多载波信号由每一个都包括多个副载波信号的多个块构成，所述无线发送装置包括：

按块来选择所述多个块的调制方式的选择单元；以及

使用基于每个块选择的调制方式对所述多个块中的所述多个副载波信号调制的调制单元，

其中，所述选择单元根据表示每个块的传输路径特性的值的平均和分散按块来选择调制方式。

2.如权利要求1所述的无线发送装置，其中，表示传输路径特性的值的平均是SNR的平均，并且表示传输路径特性的所述值的分散是所述SNR的分散。

3.如权利要求2所述的无线发送装置，其中，SNR的分散是根据低于或等于平均SNR的SNR求出的。

4.如权利要求1所述的无线发送装置，其中，表示传输路径特性的值的平均是SNR的平均，并且表示传输路径特性的值的分散是信道估计值的分散。

5.如权利要求4所述的无线发送装置，其中，信道估计值的分散是根据低于或等于平均信道估计值的信道估计值求出的。

6.如权利要求1所述的无线发送装置，其中，表示传输路径特性的值的平均是SNR的平均，并且表示传输路径特性的值的分散是导频部分的信号的振幅的分散。

7.如权利要求6所述的无线发送装置，其中，导频部分的信号的振幅的分散是根据振幅低于或等于平均振幅的导频部分的信号求出的。

8.一种在对多载波信号进行自适应调制的无线通信系统中使用的调制方式选择方法，该多载波信号由每一个都包括多个副载波信号的多个块构成，所述方法包括：

按块来选择多个块的调制方式的选择步骤；以及

使用按块选择的调制方式对所述多个块中的多个副载波信号调制的调制步骤，

其中，选择步骤根据表示每个块的传输路径特性的值的平均和分散按块来选择调制方式。