JP3776716B2 - 直交周波数分割多重伝送信号受信装置 - Google Patents
直交周波数分割多重伝送信号受信装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）伝送信号の受信装置に関し、特にアンテナ調整などに用いる受信品質信号を検出する場合の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＯＦＤＭ伝送信号を用いたデジタル伝送方式は、特に地上デジタル放送の分野で実用化が進められている。ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数キャリア（搬送波）にデータを割り当てて変調及び復調を行うもので、送信側では逆ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：高速フーリエ変換）処理が行われ、受信側ではＦＦＴ処理が行われる。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式で伝送される各キャリアには、それぞれ任意の変調方式を用いることができ、同期検波を用いるＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）や遅延検波を用いる伝送などが採用可能である。同期検波においては、性質が既知のパイロット・シンボルを周期的に挿入しておき、受信側ではパイロット・シンボルとの誤差を求めて、受信信号の振幅等化及び位相等化を行う。遅延検波においては、受信シンボル間で差動符号化を行い、キャリア再生せずに受信信号を復調する。
【０００４】
ところで、地上デジタル放送においては、マルチパス妨害、既存のアナログ放送からの妨害など、さまざまな受信条件が想定されているため、受信電力の大きさが受信品質を示すとは限らない。このため、アンテナ調整などの際に、受信装置において受信品質信号を高速かつ広範囲に検出することは大きな課題である。
【０００５】
受信品質信号の検出方法としては、ビット誤り率によるもの、復調信号のＳ／Ｎ値（分散値）によるものなどが一般的である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ビット誤り率による場合は、良好な受信状態を検出しようとすると、受信信号の誤りが少なくなるため、ビット誤り率の検出に必要なサンプル数を検出する検出単位時間が長くなり、受信品質信号の検出に時間がかかるという問題がある。また、ＯＦＤＭ伝送方式を用いた地上デジタル放送では、変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift keying：４相位相変調）、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭが規定されており、単に復調データの誤り率あるいはＳ／Ｎ値を用いて受信品質信号を検出した場合、変調方式により検出範囲が限定されてしまうという問題がある。例えば、６４ＱＡＭの場合、ＱＰＳＫの場合に比べて隣接する復調信号間の間隔が狭いため、復調信号の分散が大きくなると検出が困難になってしまう。すなわち、変調方式が６４ＱＡＭの場合、ＱＰＳＫの場合に比べて受信品質信号の検出範囲が狭くなってしまう。
【０００７】
そこでこの発明は、前記問題点に鑑みてなされたものであり、復調信号のＳ／Ｎ値を用いて高速に広範囲かつ正確な受信品質信号を検出することができる直交周波数分割多重伝送信号受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、この発明に係る第１の直交周波数分割多重伝送信号受信装置は、映像及び音声などの情報データを伝送する情報キャリア、この情報キャリアよりも多値変調度の低い付加情報伝送用キャリア、及び前記情報キャリアよりも多値変調度の低い受信同期用パイロット信号を含む直交周波数分割多重伝送信号を受信し、前記情報キャリア、付加情報伝送用キャリア、受信同期用パイロット信号を周波数軸上のデータに変換する復調回路と、前記復調回路から出力される前記付加情報伝送用キャリアまたは前記受信同期用パイロット信号の少なくともいずれか１つの出力により、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う遅延検波回路と、前記遅延検波回路から出力される検波出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第１のＳ／Ｎ生成回路とを具備することを特徴とする。
【０００９】
前記目的を達成するために、この発明に係る第２の直交周波数分割多重伝送信号受信装置は、映像及び音声などの情報データを伝送する情報キャリア、及び伝送路応答推定用のパイロット信号を含む直交周波数分割多重伝送信号を受信し、前記情報キャリア、前記パイロット信号を周波数軸上のデータに変換する復調回路と、前記復調回路から出力される前記パイロット信号により、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う遅延検波回路と、前記遅延検波回路から出力される検波出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第１のＳ／Ｎ生成回路とを具備することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
【００１１】
まず、この発明の実施の形態に用いられるＯＦＤＭ信号のフォーマット例について述べる。
【００１２】
図１は、実施の形態に用いられるＯＦＤＭ信号のフォーマット例を示す概略図であり、横軸に周波数、縦軸に時間を取ったものである。
【００１３】
図１において、情報シンボル１は、映像および音声などの情報データを伝送するものであり、例えば６４ＱＡＭで変調される。ＴＭＣＣキャリア（搬送波）およびＡＣキャリア２は、それぞれ伝送パラメータ情報（例えば、変調方式、インタリーブ）および付加情報を伝送するものであり、差動ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift keying：２相位相変調）により特定の周波数におけるキャリア（周波数スロット）にて伝送される。
【００１４】
また、連続パイロット（以下、ＣＰ）信号３は、特定の周波数におけるキャリア（周波数スロット）にて伝送される無変調信号であり、受信同期用に用いられる。スキャッタードパイロット（以下、ＳＰ）信号４は、周波数方向および時間方向に分散して伝送される無変調信号であり、受信機における伝送路特性の推定や同期再生などに用いられる。
【００１５】
［第１の実施の形態］
次に、この発明の第１の実施の形態の直交周波数分割多重伝送信号受信装置（以下、ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
【００１６】
図２は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１７】
図２において、アンテナ１１に受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２に入力され、このチューナ１２により所定チャンネルのＯＦＤＭ信号が選択されてＩＦ（中間周波数）帯に変換される。チューナ１２の出力は、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）１３に供給され、このＡ／Ｄ変換器１３によりデジタル信号に変換される。
【００１８】
前記Ａ／Ｄ変換器１３の出力は、ＩＱ復調回路１４に供給される。ここでは、、ＩＱ復調回路１４として直交検波回路が用いられており、この直交検波回路により、Ａ／Ｄ変換器１３の出力は準同期直交検波されて複素ベースバンド信号に変換される。ＩＱ復調回路１４から出力される複素ベースバンド信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：高速フーリエ変換）回路１５に供給される。ＦＦＴ回路１５は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算により前記複素ベースバンド信号を時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換する。これにより、ＦＦＴ回路１５の出力は、図１に示したような信号フォーマットとなる。
【００１９】
前記ＦＦＴ回路１５の出力は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの位相と振幅を示しており、等化回路１６に供給される。この等化回路１６は、図１に示したＳＰ信号４を用いて、全時間および全周波数における伝送路応答を推定し、この伝送路応答に応じた復調方法で情報シンボル１の振幅等化及び位相等化を行う。等化回路１６の出力は、誤り訂正回路１７に供給され、この誤り訂正回路１７により誤り訂正の復号処理、すなわち伝送中に生じた誤りが訂正されて受信データとして出力される。
【００２０】
また、前記ＦＦＴ回路１５の出力は、分岐してキャリア選択回路１８に供給される。キャリア選択回路１８は、図１に示したＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３を選択し、遅延検波回路１９に供給する。遅延検波回路１９は、選択された前記キャリアに対して、同じ周波数の１つ前のシンボルを伝送路応答とみなして検波を行う。すなわち、遅延検波回路１９は、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う。遅延検波は、現在のシンボルを前のシンボルで除算するものであり、搬送波再生を行わなくても検波が可能である。
【００２１】
前記遅延検波回路１９の出力は、分散検出回路２０と平均回路２１を有するＳ／Ｎ生成回路４０に供給される。Ｓ／Ｎ生成回路４０は、分散検出回路２０と平均回路２１により、遅延検波回路１９から出力される検波出力に基づいて、受信信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する。
【００２２】
前記分散検出回路２０、及び平均回路２１の動作を以下に述べる。分散検出回路２０は、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリアについては、検波出力を判定することにより、ＢＰＳＫの基準信号点を求めた後、検波出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および検波出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。ＣＰキャリアについては、検波出力Ｉ信号と既知の基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および検波出力Ｑ信号と既知の基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００２３】
前記分散検出回路２０の出力（Ｉ分散値及びＱ分散値）は、平均回路２１に供給される。平均回路２１は、シリアルに供給されるＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアの各々のＩ分散値およびＱ分散値を、周波数方向（複数キャリア間）および時間方向（複数シンボル間）にわたって平均し、受信信号のＳ／Ｎ値（分散値）として出力する。なお、平均回路２１では、Ｉ分散値による平均値とＱ分散値による平均値とを合成してＳ／Ｎ値としてもよいし、Ｉ分散値による平均値のみ、またはＱ分散値による平均値のみをＳ／Ｎ値としてもよい。
【００２４】
また、前記遅延検波回路１９の出力は、分岐してＴＭＣＣ検出回路２２に供給される。ＴＭＣＣ検出回路２２は、遅延検波回路１９から出力される遅延検波出力のうち、ＴＭＣＣキャリアを検出し復号して、ＴＭＣＣデータとして出力する。出力されたＴＭＣＣデータは受信機各部に供給されて、受信機各部におけるキャリア変調パラメータ、誤り訂正パラメータなどの設定に用いられる。
【００２５】
以上の構成によりこのＯＦＤＭ受信装置では、情報シンボル１（６４ＱＡＭ）よりも多値変調レベルの低いデータ、すなわちＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３（差動ＢＰＳＫ）を用いて、受信信号のＳ／Ｎ値（分散値）の検出を行っている。このため、広範囲のＳ／Ｎ値が検出可能である。また、伝送帯域内に分散した複数キャリア（ＴＭＣＣおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３）の分散の平均を求めているため、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値が検出できる。
【００２６】
なお、前記第１の実施の形態においては、ＴＭＣＣキャリア、ＡＣキャリア、ＣＰキャリアの全てを用いてＳ／Ｎ値を求める例を説明したが、これらキャリアのうちの一部を用いてＳ／Ｎ値を求めることも可能である。また、ＣＰキャリアについても、ＢＰＳＫ変調されているとみなし、ＢＰＳＫの基準信号点を求めて分散検出を行うことも可能である。
【００２７】
また、Ｉ分散およびＱ分散のどちらか一方を用いて、Ｓ／Ｎ値を検出することも可能である。なお、ＴＭＣＣキャリア、ＡＣキャリア、ＣＰキャリアで送信電力が異なる場合は、平均回路２１にて平均処理を行う前（遅延検出回路１９あるいは分散検出回路２０）に信号レベルを正規化する必要がある。
【００２８】
［第２の実施の形態］
次に、この発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００２９】
図３は、第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、ＳＰ信号４を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのＳＰ選択回路２３、及び遅延検波回路２４を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００３０】
図３に示すように、前記ＦＦＴ回路１５の出力は、分岐してＳＰ選択回路２３に供給される。ＳＰ選択回路２３は、図１に示したＳＰ信号のみを選択し、遅延検波回路２４に供給する。遅延検波回路２４は、選択されたＳＰ信号に対して、１つ前のＳＰ信号（図１において同一キャリアで時間方向に４シンボル前のデータ）を伝送路応答とみなして検波を行う。すなわち、遅延検波回路２４は、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う。遅延検波は、現在のシンボルを前のシンボルで除算するものであり、搬送波再生を行わなくても検波が可能である。
【００３１】
前記遅延検波回路２４の出力は、分散検出回路２０と平均回路２１を有するＳ／Ｎ生成回路４０に供給される。Ｓ／Ｎ生成回路４０は、分散検出回路２０と平均回路２１により、遅延検波回路１９、２４から出力される検波出力に基づいて、受信信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する。
【００３２】
前記分散検出回路２０は、ＳＰ信号については、検波出力Ｉ信号と既知の基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および検波出力Ｑ信号と既知の基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００３３】
前記分散検出回路２０から出力されるＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアの各々のＩ分散値及びＱ分散値は、平均回路２１に供給される。平均回路２１は、シリアルに供給されるＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアの各々のＩ分散値およびＱ分散値を、周波数方向（複数キャリア間）および時間方向（複数シンボル間）にわたって平均し、受信信号のＳ／Ｎ値（分散値）として出力する。なお、平均回路２１では、Ｉ分散値による平均値とＱ分散値による平均値とを合成してＳ／Ｎ値としてもよいし、Ｉ分散値による平均値のみ、またはＱ分散値による平均値のみをＳ／Ｎ値としてもよい。
【００３４】
以上の構成によりこのＯＦＤＭ受信装置では、前記第１の実施の形態にてＳ／Ｎ値の検出に用いたＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアに加えて、３キャリアごとに伝送されているＳＰ信号もＳ／Ｎ値の検出に用いることにより、マルチパス妨害などの周波数選択性妨害がある場合でも、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値が検出できる。
【００３５】
なお、この第２の実施の形態では、図１に示すような分散されたパイロット信号であるＳＰ信号４をＳ／Ｎ値の検出に用いる場合の例を示したが、本発明はパイロット信号の配置により限定されるものではなく、例えば特定の時間において全キャリアのパイロット信号を伝送する場合にも適応できることは明らかである。
【００３６】
また、この第２の実施の形態では、前記第１の実施の形態と、ＳＰ信号を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのＳＰ選択回路２３、及び遅延検波回路２４とを組み合わせた例、すなわちＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアを用いてＳ／Ｎ値を検出する場合の例を示したが、分散パイロット信号であるＳＰ信号のみを用いてＳ／Ｎ値を検出することも可能である。
【００３７】
［第３の実施の形態］
次に、この発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００３８】
図４は、第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、情報シンボル１を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのデータ選択回路２５、分散検出回路２６、及び平均回路２７、さらに情報シンボル１を用いて検出したＳ／Ｎ値とＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３を用いて検出したＳ／Ｎ値のいずれかを選択するための選択回路２８を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００３９】
図４に示すように、前記等化回路１６の出力は、分岐してデータ選択回路２５に供給される。データ選択回路２５は、図１に示した情報シンボル１のみを選択し、分散検出回路２６と平均回路２７を有するＳ／Ｎ生成回路４１に供給する。Ｓ／Ｎ生成回路４１は、分散検出回路２６と平均回路２７により、データ選択回路２５から出力される信号に基づいて、受信信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する。
【００４０】
前記分散検出回路２６、及び平均回路２７の動作を以下に述べる。分散検出回路２６は、ＴＭＣＣデータにより供給される情報シンボルの変調方式に基づいて基準信号点を判定し、等化出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および等化出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００４１】
前記分散検出回路２６の出力（Ｉ分散値及びＱ分散値）は、平均回路２７に供給される。平均回路２７は、情報シンボルのＩ分散値およびＱ分散値を周波数方向（複数キャリア間）および時間方向（複数シンボル間）にわたって平均し、情報シンボルのＳ／Ｎ値を算出する。なお、平均回路２７では、Ｉ分散値による平均値とＱ分散値による平均値とを合成してＳ／Ｎ値としてもよいし、Ｉ分散値による平均値のみ、またはＱ分散値による平均値のみをＳ／Ｎ値としてもよい。
【００４２】
前記平均回路２７により算出された情報シンボルのＳ／Ｎ値、及び前記平均回路２１により算出されたＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値は選択回路２８に供給される。
【００４３】
前記選択回路２８は、情報シンボルの変調方式およびＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値を用いて、情報シンボルのＳ／Ｎ値が有効か無効かを判定する。例えば、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値（分散値）が変調方式によって定まる所定値よりも大きい場合は、情報シンボルによるＳ／Ｎ値は無効と判断し、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値を受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値が変調方式によって定まる所定値よりも小さい場合は、情報シンボルによるＳ／Ｎ値は有効と判断し、情報シンボルのＳ／Ｎ値を受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。
【００４４】
また、前記選択回路２８に換えて合成回路を配置し、この合成回路により情報シンボルのＳ／Ｎ値と、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値とをキャリア数で重みづけし、合成して出力するも可能である。
【００４５】
以上の構成によりこのＯＦＤＭ受信装置では、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値が情報シンボルの変調方式によって定まる所定値よりも小さい場合、言い換えると受信条件が良好であると判断できる場合には、情報シンボルもＳ／Ｎ値の検出に用いることとし、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値が前記所定値よりも大きい場合、言い換えると受信条件が良好でないと判断できる場合には、情報シンボルをＳ／Ｎ値の検出に用いないようにする。これにより、広範囲のＳ／Ｎ値を検出できる。さらに、受信条件が良好であると判断できる場合には、より正確なＳ／Ｎ値を検出できる。
【００４６】
また、この第３の実施の形態では、前記第１の実施の形態と、データ選択回路２５、分散検出回路２６、平均回路２７、及び選択回路２８とを組み合わせた例を示したが、前記第２の実施の形態とデータ選択回路２５、分散検出回路２６、平均回路２７、及び選択回路２８とを組み合わせること、すなわち分散パイロット信号であるＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアを用いて検出したＳ／Ｎ値と、情報シンボルを用いて検出したＳ／Ｎ値とを用いて受信信号のＳ／Ｎ値を求めることも可能である。
【００４７】
［第４の実施の形態］
次に、この発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００４８】
図５は、第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、キャリアの妨害検出結果を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのデータ選択回路２９、分散検出回路３０、キャリア妨害検出回路３１、及び補正回路３２を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００４９】
図５に示すように、前記等化回路１６の出力は、分岐してデータ選択回路２９に供給される。データ選択回路２９は、図１に示した情報シンボル１のみを選択し、分散検出回路３０に供給する。分散検出回路３０は、ＴＭＣＣデータにより供給される情報シンボル１の変調方式に基づいて基準信号点を判定し、等化出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および等化出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００５０】
前記分散検出回路３０の出力（Ｉ分散値及びＱ分散値）は、キャリア妨害検出回路３１に供給される。キャリア妨害検出回路３１は、それぞれの特定の周波数におけるキャリア（周波数スロット）において時間方向に分散を平均し、平均結果が所定値よりも大きいキャリアは妨害を受けていると判定する。
【００５１】
前記キャリア妨害検出回路３１によるキャリア妨害の判定結果は、誤り訂正回路１７に供給される。この誤り訂正回路１７は、前記キャリア妨害の判定結果に基づいて、妨害ありと判定されたキャリアの情報シンボルを消失することなどにより誤り訂正の処理を行う。
【００５２】
さらに、キャリア妨害検出回路３１は、妨害を受けたキャリアの数に応じてＳ／Ｎ値を補正するための制御信号を補正回路３２に供給する。補正回路３２は、キャリア妨害検出回路３１からの制御信号に応じて、平均回路２１から出力されるＳ／Ｎ値にキャリア妨害によって生じるキャリアの劣化を反映させる補正を行い、受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。
【００５３】
ところで、受信信号の特定のキャリアが妨害を受けた場合、ビット誤り率は大きく劣化するが、Ｓ／Ｎ値は複数キャリアの分散を平均しているため、劣化が少ない。また、前記第１の実施の形態のように、一部のキャリアを使ってＳ／Ｎ値を検出している場合は、情報シンボルのみが妨害を受けたときなどの劣化をＳ／Ｎ値に反映させることができない。
【００５４】
図５に示すこの第４の実施の形態では、受信信号のうちの特定のキャリアが妨害を受けた場合の劣化をＳ／Ｎ値に反映させることが可能となり、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値をより正確に検出できる。
【００５５】
また、この第４の実施の形態では、前記第１の実施の形態と、データ選択回路２９、分散検出回路３０、キャリア妨害検出回路３１、及び補正回路３２とを組み合わせた例、すなわち情報シンボルを用いてキャリアの妨害検出を行った検出結果に基づいて、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例を示したが、図６に示すように、前記第２の実施の形態と、前記データ選択回路２９、分散検出回路３０、キャリア妨害検出回路３１、及び補正回路３２とを組み合わせることも可能であり、また図７に示すように、前記第３の実施の形態と、前記回路２９、３０、３１及び３２とを組み合わせることも可能である。
【００５６】
図６に示すＯＦＤＭ受信装置は、情報シンボルを用いてキャリアの妨害検出を行った検出結果に基づいて、ＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例である。この例では、平均回路２１にて平均処理を行った後、補正回路３２にて補正処理を行っているが、これら回路の順番を入れ換えて補正回路３２にて補正処理を行った後、平均回路２１にて平均処理を行ってもよい。
【００５７】
図７に示すＯＦＤＭ受信装置は、情報シンボルを用いてキャリアの妨害検出を行った検出結果に基づいて、情報シンボル、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例である。この例では、選択回路２８にて選択処理を行った後、補正回路３２にて補正処理を行っているが、これら回路の順番を入れ換えて補正回路３２にて補正処理を行った後、選択回路２８にて選択処理を行ってもよい。
【００５８】
［第５の実施の形態］
次に、この発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００５９】
図８は、第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、伝送路応答の変動検出結果を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するための伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００６０】
前記等化回路１６は、ＦＦＴ回路１５から出力される信号に基づいて、情報キャリアを復調し等化を行うと共に、時間軸上及び周波数軸上における伝送路応答を推定する。図８に示すように、前記等化回路１６において推定された伝送路応答は、伝送路応答変動検出回路３３に供給される。伝送路応答変動検出回路３３は、伝送路応答の周波数方向の変動、及び時間方向の変動を検出し、変動の周期および大きさに応じたＳ／Ｎ補正信号を出力する。
【００６１】
前記伝送路応答変動検出回路３３の出力は、補正回路３４に供給される。補正回路３３は、伝送路応答変動検出回路３３からのＳ／Ｎ補正信号に応じて、平均回路２１から出力されるＳ／Ｎ値に前記伝送路応答の変動によって生じる劣化を反映させる補正を行い、受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。
【００６２】
ところで、マルチパス妨害などの場合には、伝送路応答は周波数方向に変動し、特定のキャリアの受信電力が落ち込むことにより、ビット誤り率は大きく劣化する。また、移動受信時などにおいては、伝送路応答は時間方向にも変動し、ビット誤り率は大きく劣化する。
【００６３】
そこで、図８に示すこの第５の実施の形態では、伝送路応答の周波数方向及び時間方向の変動を検出し、変動のレベルに応じてＳ／Ｎ値を補正することにより、伝送路応答によるビット誤り率の劣化をＳ／Ｎ値に反映させることが可能となり、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値をより正確に検出できる。
【００６４】
また、この第５の実施の形態では、図２に示した前記第１の実施の形態と、伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせた例、すなわち伝送路応答の変動の検出結果に基づいて、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例を示したが、図３に示した前記第２の実施の形態と、前記伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせることも可能であり、また図４に示した前記第３の実施の形態と、前記伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせることも可能であり、さらに図５に示した前記第４の実施の形態と、前記伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせることも可能である。
【００６５】
なお、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置においては、図１に示した信号フォーマットからなるＯＦＤＭ信号を受信するものとして説明したが、本発明に適用する信号フォーマットは、図１に示す信号フォーマットに限定されるものではない。
【００６６】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、復調信号のＳ／Ｎ値を用いて高速に広範囲かつ正確な受信品質信号を検出することができる直交周波数分割多重伝送信号受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）を提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に用いられるＯＦＤＭ信号のフォーマット例を示す概略図である。
【図２】この発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】前記第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の他の構成を示すブロック図である。
【図７】前記第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のさらに他の構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…情報シンボル
２…ＴＭＣＣキャリア（搬送波）およびＡＣキャリア
３…ＣＰ信号
４…スキャッタードパイロット（ＳＰ）信号
１１…アンテナ
１２…チューナ
１３…アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）
１４…ＩＱ復調回路
１５…ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：高速フーリエ変換）回路
１６…等化回路
１７…誤り訂正回路
１８…キャリア選択回路
１９…遅延検波回路
２０…分散検出回路
２１…平均回路
２２…ＴＭＣＣ検出回路
２３…ＳＰ選択回路
２４…遅延検波回路
２５…データ選択回路
２６…分散検出回路
２７…平均回路
２８…選択回路
２９…データ選択回路
３０…分散検出回路
３１…キャリア妨害検出回路
３２…補正回路
３３…伝送路応答変動検出回路
３４…補正回路
４０…Ｓ／Ｎ生成回路
４１…Ｓ／Ｎ生成回路
【発明の属する技術分野】
この発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）伝送信号の受信装置に関し、特にアンテナ調整などに用いる受信品質信号を検出する場合の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＯＦＤＭ伝送信号を用いたデジタル伝送方式は、特に地上デジタル放送の分野で実用化が進められている。ＯＦＤＭ方式では、互いに直交する複数キャリア（搬送波）にデータを割り当てて変調及び復調を行うもので、送信側では逆ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：高速フーリエ変換）処理が行われ、受信側ではＦＦＴ処理が行われる。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式で伝送される各キャリアには、それぞれ任意の変調方式を用いることができ、同期検波を用いるＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）や遅延検波を用いる伝送などが採用可能である。同期検波においては、性質が既知のパイロット・シンボルを周期的に挿入しておき、受信側ではパイロット・シンボルとの誤差を求めて、受信信号の振幅等化及び位相等化を行う。遅延検波においては、受信シンボル間で差動符号化を行い、キャリア再生せずに受信信号を復調する。
【０００４】
ところで、地上デジタル放送においては、マルチパス妨害、既存のアナログ放送からの妨害など、さまざまな受信条件が想定されているため、受信電力の大きさが受信品質を示すとは限らない。このため、アンテナ調整などの際に、受信装置において受信品質信号を高速かつ広範囲に検出することは大きな課題である。
【０００５】
受信品質信号の検出方法としては、ビット誤り率によるもの、復調信号のＳ／Ｎ値（分散値）によるものなどが一般的である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ビット誤り率による場合は、良好な受信状態を検出しようとすると、受信信号の誤りが少なくなるため、ビット誤り率の検出に必要なサンプル数を検出する検出単位時間が長くなり、受信品質信号の検出に時間がかかるという問題がある。また、ＯＦＤＭ伝送方式を用いた地上デジタル放送では、変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift keying：４相位相変調）、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭが規定されており、単に復調データの誤り率あるいはＳ／Ｎ値を用いて受信品質信号を検出した場合、変調方式により検出範囲が限定されてしまうという問題がある。例えば、６４ＱＡＭの場合、ＱＰＳＫの場合に比べて隣接する復調信号間の間隔が狭いため、復調信号の分散が大きくなると検出が困難になってしまう。すなわち、変調方式が６４ＱＡＭの場合、ＱＰＳＫの場合に比べて受信品質信号の検出範囲が狭くなってしまう。
【０００７】
そこでこの発明は、前記問題点に鑑みてなされたものであり、復調信号のＳ／Ｎ値を用いて高速に広範囲かつ正確な受信品質信号を検出することができる直交周波数分割多重伝送信号受信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、この発明に係る第１の直交周波数分割多重伝送信号受信装置は、映像及び音声などの情報データを伝送する情報キャリア、この情報キャリアよりも多値変調度の低い付加情報伝送用キャリア、及び前記情報キャリアよりも多値変調度の低い受信同期用パイロット信号を含む直交周波数分割多重伝送信号を受信し、前記情報キャリア、付加情報伝送用キャリア、受信同期用パイロット信号を周波数軸上のデータに変換する復調回路と、前記復調回路から出力される前記付加情報伝送用キャリアまたは前記受信同期用パイロット信号の少なくともいずれか１つの出力により、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う遅延検波回路と、前記遅延検波回路から出力される検波出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第１のＳ／Ｎ生成回路とを具備することを特徴とする。
【０００９】
前記目的を達成するために、この発明に係る第２の直交周波数分割多重伝送信号受信装置は、映像及び音声などの情報データを伝送する情報キャリア、及び伝送路応答推定用のパイロット信号を含む直交周波数分割多重伝送信号を受信し、前記情報キャリア、前記パイロット信号を周波数軸上のデータに変換する復調回路と、前記復調回路から出力される前記パイロット信号により、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う遅延検波回路と、前記遅延検波回路から出力される検波出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第１のＳ／Ｎ生成回路とを具備することを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。
【００１１】
まず、この発明の実施の形態に用いられるＯＦＤＭ信号のフォーマット例について述べる。
【００１２】
図１は、実施の形態に用いられるＯＦＤＭ信号のフォーマット例を示す概略図であり、横軸に周波数、縦軸に時間を取ったものである。
【００１３】
図１において、情報シンボル１は、映像および音声などの情報データを伝送するものであり、例えば６４ＱＡＭで変調される。ＴＭＣＣキャリア（搬送波）およびＡＣキャリア２は、それぞれ伝送パラメータ情報（例えば、変調方式、インタリーブ）および付加情報を伝送するものであり、差動ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift keying：２相位相変調）により特定の周波数におけるキャリア（周波数スロット）にて伝送される。
【００１４】
また、連続パイロット（以下、ＣＰ）信号３は、特定の周波数におけるキャリア（周波数スロット）にて伝送される無変調信号であり、受信同期用に用いられる。スキャッタードパイロット（以下、ＳＰ）信号４は、周波数方向および時間方向に分散して伝送される無変調信号であり、受信機における伝送路特性の推定や同期再生などに用いられる。
【００１５】
［第１の実施の形態］
次に、この発明の第１の実施の形態の直交周波数分割多重伝送信号受信装置（以下、ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。
【００１６】
図２は、第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【００１７】
図２において、アンテナ１１に受信されたＯＦＤＭ信号はチューナ１２に入力され、このチューナ１２により所定チャンネルのＯＦＤＭ信号が選択されてＩＦ（中間周波数）帯に変換される。チューナ１２の出力は、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器）１３に供給され、このＡ／Ｄ変換器１３によりデジタル信号に変換される。
【００１８】
前記Ａ／Ｄ変換器１３の出力は、ＩＱ復調回路１４に供給される。ここでは、、ＩＱ復調回路１４として直交検波回路が用いられており、この直交検波回路により、Ａ／Ｄ変換器１３の出力は準同期直交検波されて複素ベースバンド信号に変換される。ＩＱ復調回路１４から出力される複素ベースバンド信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：高速フーリエ変換）回路１５に供給される。ＦＦＴ回路１５は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）演算により前記複素ベースバンド信号を時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換する。これにより、ＦＦＴ回路１５の出力は、図１に示したような信号フォーマットとなる。
【００１９】
前記ＦＦＴ回路１５の出力は、ＯＦＤＭ信号の各キャリアの位相と振幅を示しており、等化回路１６に供給される。この等化回路１６は、図１に示したＳＰ信号４を用いて、全時間および全周波数における伝送路応答を推定し、この伝送路応答に応じた復調方法で情報シンボル１の振幅等化及び位相等化を行う。等化回路１６の出力は、誤り訂正回路１７に供給され、この誤り訂正回路１７により誤り訂正の復号処理、すなわち伝送中に生じた誤りが訂正されて受信データとして出力される。
【００２０】
また、前記ＦＦＴ回路１５の出力は、分岐してキャリア選択回路１８に供給される。キャリア選択回路１８は、図１に示したＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３を選択し、遅延検波回路１９に供給する。遅延検波回路１９は、選択された前記キャリアに対して、同じ周波数の１つ前のシンボルを伝送路応答とみなして検波を行う。すなわち、遅延検波回路１９は、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う。遅延検波は、現在のシンボルを前のシンボルで除算するものであり、搬送波再生を行わなくても検波が可能である。
【００２１】
前記遅延検波回路１９の出力は、分散検出回路２０と平均回路２１を有するＳ／Ｎ生成回路４０に供給される。Ｓ／Ｎ生成回路４０は、分散検出回路２０と平均回路２１により、遅延検波回路１９から出力される検波出力に基づいて、受信信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する。
【００２２】
前記分散検出回路２０、及び平均回路２１の動作を以下に述べる。分散検出回路２０は、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリアについては、検波出力を判定することにより、ＢＰＳＫの基準信号点を求めた後、検波出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および検波出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。ＣＰキャリアについては、検波出力Ｉ信号と既知の基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および検波出力Ｑ信号と既知の基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００２３】
前記分散検出回路２０の出力（Ｉ分散値及びＱ分散値）は、平均回路２１に供給される。平均回路２１は、シリアルに供給されるＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアの各々のＩ分散値およびＱ分散値を、周波数方向（複数キャリア間）および時間方向（複数シンボル間）にわたって平均し、受信信号のＳ／Ｎ値（分散値）として出力する。なお、平均回路２１では、Ｉ分散値による平均値とＱ分散値による平均値とを合成してＳ／Ｎ値としてもよいし、Ｉ分散値による平均値のみ、またはＱ分散値による平均値のみをＳ／Ｎ値としてもよい。
【００２４】
また、前記遅延検波回路１９の出力は、分岐してＴＭＣＣ検出回路２２に供給される。ＴＭＣＣ検出回路２２は、遅延検波回路１９から出力される遅延検波出力のうち、ＴＭＣＣキャリアを検出し復号して、ＴＭＣＣデータとして出力する。出力されたＴＭＣＣデータは受信機各部に供給されて、受信機各部におけるキャリア変調パラメータ、誤り訂正パラメータなどの設定に用いられる。
【００２５】
以上の構成によりこのＯＦＤＭ受信装置では、情報シンボル１（６４ＱＡＭ）よりも多値変調レベルの低いデータ、すなわちＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３（差動ＢＰＳＫ）を用いて、受信信号のＳ／Ｎ値（分散値）の検出を行っている。このため、広範囲のＳ／Ｎ値が検出可能である。また、伝送帯域内に分散した複数キャリア（ＴＭＣＣおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３）の分散の平均を求めているため、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値が検出できる。
【００２６】
なお、前記第１の実施の形態においては、ＴＭＣＣキャリア、ＡＣキャリア、ＣＰキャリアの全てを用いてＳ／Ｎ値を求める例を説明したが、これらキャリアのうちの一部を用いてＳ／Ｎ値を求めることも可能である。また、ＣＰキャリアについても、ＢＰＳＫ変調されているとみなし、ＢＰＳＫの基準信号点を求めて分散検出を行うことも可能である。
【００２７】
また、Ｉ分散およびＱ分散のどちらか一方を用いて、Ｓ／Ｎ値を検出することも可能である。なお、ＴＭＣＣキャリア、ＡＣキャリア、ＣＰキャリアで送信電力が異なる場合は、平均回路２１にて平均処理を行う前（遅延検出回路１９あるいは分散検出回路２０）に信号レベルを正規化する必要がある。
【００２８】
［第２の実施の形態］
次に、この発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００２９】
図３は、第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、ＳＰ信号４を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのＳＰ選択回路２３、及び遅延検波回路２４を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００３０】
図３に示すように、前記ＦＦＴ回路１５の出力は、分岐してＳＰ選択回路２３に供給される。ＳＰ選択回路２３は、図１に示したＳＰ信号のみを選択し、遅延検波回路２４に供給する。遅延検波回路２４は、選択されたＳＰ信号に対して、１つ前のＳＰ信号（図１において同一キャリアで時間方向に４シンボル前のデータ）を伝送路応答とみなして検波を行う。すなわち、遅延検波回路２４は、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う。遅延検波は、現在のシンボルを前のシンボルで除算するものであり、搬送波再生を行わなくても検波が可能である。
【００３１】
前記遅延検波回路２４の出力は、分散検出回路２０と平均回路２１を有するＳ／Ｎ生成回路４０に供給される。Ｓ／Ｎ生成回路４０は、分散検出回路２０と平均回路２１により、遅延検波回路１９、２４から出力される検波出力に基づいて、受信信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する。
【００３２】
前記分散検出回路２０は、ＳＰ信号については、検波出力Ｉ信号と既知の基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および検波出力Ｑ信号と既知の基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００３３】
前記分散検出回路２０から出力されるＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアの各々のＩ分散値及びＱ分散値は、平均回路２１に供給される。平均回路２１は、シリアルに供給されるＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアの各々のＩ分散値およびＱ分散値を、周波数方向（複数キャリア間）および時間方向（複数シンボル間）にわたって平均し、受信信号のＳ／Ｎ値（分散値）として出力する。なお、平均回路２１では、Ｉ分散値による平均値とＱ分散値による平均値とを合成してＳ／Ｎ値としてもよいし、Ｉ分散値による平均値のみ、またはＱ分散値による平均値のみをＳ／Ｎ値としてもよい。
【００３４】
以上の構成によりこのＯＦＤＭ受信装置では、前記第１の実施の形態にてＳ／Ｎ値の検出に用いたＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアに加えて、３キャリアごとに伝送されているＳＰ信号もＳ／Ｎ値の検出に用いることにより、マルチパス妨害などの周波数選択性妨害がある場合でも、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値が検出できる。
【００３５】
なお、この第２の実施の形態では、図１に示すような分散されたパイロット信号であるＳＰ信号４をＳ／Ｎ値の検出に用いる場合の例を示したが、本発明はパイロット信号の配置により限定されるものではなく、例えば特定の時間において全キャリアのパイロット信号を伝送する場合にも適応できることは明らかである。
【００３６】
また、この第２の実施の形態では、前記第１の実施の形態と、ＳＰ信号を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのＳＰ選択回路２３、及び遅延検波回路２４とを組み合わせた例、すなわちＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアを用いてＳ／Ｎ値を検出する場合の例を示したが、分散パイロット信号であるＳＰ信号のみを用いてＳ／Ｎ値を検出することも可能である。
【００３７】
［第３の実施の形態］
次に、この発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００３８】
図４は、第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、情報シンボル１を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのデータ選択回路２５、分散検出回路２６、及び平均回路２７、さらに情報シンボル１を用いて検出したＳ／Ｎ値とＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア２、ＣＰキャリア３を用いて検出したＳ／Ｎ値のいずれかを選択するための選択回路２８を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００３９】
図４に示すように、前記等化回路１６の出力は、分岐してデータ選択回路２５に供給される。データ選択回路２５は、図１に示した情報シンボル１のみを選択し、分散検出回路２６と平均回路２７を有するＳ／Ｎ生成回路４１に供給する。Ｓ／Ｎ生成回路４１は、分散検出回路２６と平均回路２７により、データ選択回路２５から出力される信号に基づいて、受信信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する。
【００４０】
前記分散検出回路２６、及び平均回路２７の動作を以下に述べる。分散検出回路２６は、ＴＭＣＣデータにより供給される情報シンボルの変調方式に基づいて基準信号点を判定し、等化出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および等化出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００４１】
前記分散検出回路２６の出力（Ｉ分散値及びＱ分散値）は、平均回路２７に供給される。平均回路２７は、情報シンボルのＩ分散値およびＱ分散値を周波数方向（複数キャリア間）および時間方向（複数シンボル間）にわたって平均し、情報シンボルのＳ／Ｎ値を算出する。なお、平均回路２７では、Ｉ分散値による平均値とＱ分散値による平均値とを合成してＳ／Ｎ値としてもよいし、Ｉ分散値による平均値のみ、またはＱ分散値による平均値のみをＳ／Ｎ値としてもよい。
【００４２】
前記平均回路２７により算出された情報シンボルのＳ／Ｎ値、及び前記平均回路２１により算出されたＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値は選択回路２８に供給される。
【００４３】
前記選択回路２８は、情報シンボルの変調方式およびＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値を用いて、情報シンボルのＳ／Ｎ値が有効か無効かを判定する。例えば、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値（分散値）が変調方式によって定まる所定値よりも大きい場合は、情報シンボルによるＳ／Ｎ値は無効と判断し、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値を受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値が変調方式によって定まる所定値よりも小さい場合は、情報シンボルによるＳ／Ｎ値は有効と判断し、情報シンボルのＳ／Ｎ値を受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。
【００４４】
また、前記選択回路２８に換えて合成回路を配置し、この合成回路により情報シンボルのＳ／Ｎ値と、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値とをキャリア数で重みづけし、合成して出力するも可能である。
【００４５】
以上の構成によりこのＯＦＤＭ受信装置では、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値が情報シンボルの変調方式によって定まる所定値よりも小さい場合、言い換えると受信条件が良好であると判断できる場合には、情報シンボルもＳ／Ｎ値の検出に用いることとし、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアのＳ／Ｎ値が前記所定値よりも大きい場合、言い換えると受信条件が良好でないと判断できる場合には、情報シンボルをＳ／Ｎ値の検出に用いないようにする。これにより、広範囲のＳ／Ｎ値を検出できる。さらに、受信条件が良好であると判断できる場合には、より正確なＳ／Ｎ値を検出できる。
【００４６】
また、この第３の実施の形態では、前記第１の実施の形態と、データ選択回路２５、分散検出回路２６、平均回路２７、及び選択回路２８とを組み合わせた例を示したが、前記第２の実施の形態とデータ選択回路２５、分散検出回路２６、平均回路２７、及び選択回路２８とを組み合わせること、すなわち分散パイロット信号であるＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアを用いて検出したＳ／Ｎ値と、情報シンボルを用いて検出したＳ／Ｎ値とを用いて受信信号のＳ／Ｎ値を求めることも可能である。
【００４７】
［第４の実施の形態］
次に、この発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００４８】
図５は、第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、キャリアの妨害検出結果を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するためのデータ選択回路２９、分散検出回路３０、キャリア妨害検出回路３１、及び補正回路３２を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００４９】
図５に示すように、前記等化回路１６の出力は、分岐してデータ選択回路２９に供給される。データ選択回路２９は、図１に示した情報シンボル１のみを選択し、分散検出回路３０に供給する。分散検出回路３０は、ＴＭＣＣデータにより供給される情報シンボル１の変調方式に基づいて基準信号点を判定し、等化出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および等化出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める。
【００５０】
前記分散検出回路３０の出力（Ｉ分散値及びＱ分散値）は、キャリア妨害検出回路３１に供給される。キャリア妨害検出回路３１は、それぞれの特定の周波数におけるキャリア（周波数スロット）において時間方向に分散を平均し、平均結果が所定値よりも大きいキャリアは妨害を受けていると判定する。
【００５１】
前記キャリア妨害検出回路３１によるキャリア妨害の判定結果は、誤り訂正回路１７に供給される。この誤り訂正回路１７は、前記キャリア妨害の判定結果に基づいて、妨害ありと判定されたキャリアの情報シンボルを消失することなどにより誤り訂正の処理を行う。
【００５２】
さらに、キャリア妨害検出回路３１は、妨害を受けたキャリアの数に応じてＳ／Ｎ値を補正するための制御信号を補正回路３２に供給する。補正回路３２は、キャリア妨害検出回路３１からの制御信号に応じて、平均回路２１から出力されるＳ／Ｎ値にキャリア妨害によって生じるキャリアの劣化を反映させる補正を行い、受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。
【００５３】
ところで、受信信号の特定のキャリアが妨害を受けた場合、ビット誤り率は大きく劣化するが、Ｓ／Ｎ値は複数キャリアの分散を平均しているため、劣化が少ない。また、前記第１の実施の形態のように、一部のキャリアを使ってＳ／Ｎ値を検出している場合は、情報シンボルのみが妨害を受けたときなどの劣化をＳ／Ｎ値に反映させることができない。
【００５４】
図５に示すこの第４の実施の形態では、受信信号のうちの特定のキャリアが妨害を受けた場合の劣化をＳ／Ｎ値に反映させることが可能となり、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値をより正確に検出できる。
【００５５】
また、この第４の実施の形態では、前記第１の実施の形態と、データ選択回路２９、分散検出回路３０、キャリア妨害検出回路３１、及び補正回路３２とを組み合わせた例、すなわち情報シンボルを用いてキャリアの妨害検出を行った検出結果に基づいて、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例を示したが、図６に示すように、前記第２の実施の形態と、前記データ選択回路２９、分散検出回路３０、キャリア妨害検出回路３１、及び補正回路３２とを組み合わせることも可能であり、また図７に示すように、前記第３の実施の形態と、前記回路２９、３０、３１及び３２とを組み合わせることも可能である。
【００５６】
図６に示すＯＦＤＭ受信装置は、情報シンボルを用いてキャリアの妨害検出を行った検出結果に基づいて、ＳＰ信号、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例である。この例では、平均回路２１にて平均処理を行った後、補正回路３２にて補正処理を行っているが、これら回路の順番を入れ換えて補正回路３２にて補正処理を行った後、平均回路２１にて平均処理を行ってもよい。
【００５７】
図７に示すＯＦＤＭ受信装置は、情報シンボルを用いてキャリアの妨害検出を行った検出結果に基づいて、情報シンボル、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例である。この例では、選択回路２８にて選択処理を行った後、補正回路３２にて補正処理を行っているが、これら回路の順番を入れ換えて補正回路３２にて補正処理を行った後、選択回路２８にて選択処理を行ってもよい。
【００５８】
［第５の実施の形態］
次に、この発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置について説明する。
【００５９】
図８は、第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。この第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、図２に示した第１の実施の形態の構成に加えて、伝送路応答の変動検出結果を用いて受信信号のＳ／Ｎ値を検出するための伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４を有するものである。前記第１の実施の形態における構成と同様の部分には同じ符号を付してその説明は省略し、以下に、異なる構成部分のみを説明する。
【００６０】
前記等化回路１６は、ＦＦＴ回路１５から出力される信号に基づいて、情報キャリアを復調し等化を行うと共に、時間軸上及び周波数軸上における伝送路応答を推定する。図８に示すように、前記等化回路１６において推定された伝送路応答は、伝送路応答変動検出回路３３に供給される。伝送路応答変動検出回路３３は、伝送路応答の周波数方向の変動、及び時間方向の変動を検出し、変動の周期および大きさに応じたＳ／Ｎ補正信号を出力する。
【００６１】
前記伝送路応答変動検出回路３３の出力は、補正回路３４に供給される。補正回路３３は、伝送路応答変動検出回路３３からのＳ／Ｎ補正信号に応じて、平均回路２１から出力されるＳ／Ｎ値に前記伝送路応答の変動によって生じる劣化を反映させる補正を行い、受信信号のＳ／Ｎ値として出力する。
【００６２】
ところで、マルチパス妨害などの場合には、伝送路応答は周波数方向に変動し、特定のキャリアの受信電力が落ち込むことにより、ビット誤り率は大きく劣化する。また、移動受信時などにおいては、伝送路応答は時間方向にも変動し、ビット誤り率は大きく劣化する。
【００６３】
そこで、図８に示すこの第５の実施の形態では、伝送路応答の周波数方向及び時間方向の変動を検出し、変動のレベルに応じてＳ／Ｎ値を補正することにより、伝送路応答によるビット誤り率の劣化をＳ／Ｎ値に反映させることが可能となり、受信データ全体の受信品質に対応したＳ／Ｎ値をより正確に検出できる。
【００６４】
また、この第５の実施の形態では、図２に示した前記第１の実施の形態と、伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせた例、すなわち伝送路応答の変動の検出結果に基づいて、ＴＭＣＣキャリアおよびＡＣキャリア、ＣＰキャリアから検出したＳ／Ｎ値を補正する場合の例を示したが、図３に示した前記第２の実施の形態と、前記伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせることも可能であり、また図４に示した前記第３の実施の形態と、前記伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせることも可能であり、さらに図５に示した前記第４の実施の形態と、前記伝送路応答変動検出回路３３、及び補正回路３４とを組み合わせることも可能である。
【００６５】
なお、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置においては、図１に示した信号フォーマットからなるＯＦＤＭ信号を受信するものとして説明したが、本発明に適用する信号フォーマットは、図１に示す信号フォーマットに限定されるものではない。
【００６６】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、復調信号のＳ／Ｎ値を用いて高速に広範囲かつ正確な受信品質信号を検出することができる直交周波数分割多重伝送信号受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）を提供することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態に用いられるＯＦＤＭ信号のフォーマット例を示す概略図である。
【図２】この発明の第１の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図６】前記第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の他の構成を示すブロック図である。
【図７】前記第４の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のさらに他の構成を示すブロック図である。
【図８】この発明の第５の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…情報シンボル
２…ＴＭＣＣキャリア（搬送波）およびＡＣキャリア
３…ＣＰ信号
４…スキャッタードパイロット（ＳＰ）信号
１１…アンテナ
１２…チューナ
１３…アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）
１４…ＩＱ復調回路
１５…ＦＦＴ（Fast Fourier Transfer：高速フーリエ変換）回路
１６…等化回路
１７…誤り訂正回路
１８…キャリア選択回路
１９…遅延検波回路
２０…分散検出回路
２１…平均回路
２２…ＴＭＣＣ検出回路
２３…ＳＰ選択回路
２４…遅延検波回路
２５…データ選択回路
２６…分散検出回路
２７…平均回路
２８…選択回路
２９…データ選択回路
３０…分散検出回路
３１…キャリア妨害検出回路
３２…補正回路
３３…伝送路応答変動検出回路
３４…補正回路
４０…Ｓ／Ｎ生成回路
４１…Ｓ／Ｎ生成回路
Claims (10)
- 映像及び音声などの情報データを伝送する情報キャリア、この情報キャリアよりも多値変調度の低い付加情報伝送用キャリア、及び前記情報キャリアよりも多値変調度の低い受信同期用パイロット信号を含む直交周波数分割多重伝送信号を受信し、前記情報キャリア、付加情報伝送用キャリア、受信同期用パイロット信号を周波数軸上のデータに変換する復調回路と、
前記復調回路から出力される前記付加情報伝送用キャリアまたは前記受信同期用パイロット信号の少なくともいずれか１つの出力により、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う遅延検波回路と、
前記遅延検波回路から出力される検波出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第１のＳ／Ｎ生成回路と、
を具備することを特徴とする直交周波数分割多重伝送信号受信装置。 - 映像及び音声などの情報データを伝送する情報キャリア、及び伝送路応答推定用のパイロット信号を含む直交周波数分割多重伝送信号を受信し、前記情報キャリア、前記パイロット信号を周波数軸上のデータに変換する復調回路と、
前記復調回路から出力される前記パイロット信号により、同一の周波数領域における所定時刻間隔で表される複数のシンボルのうち、検波を行おうとするシンボルとこのシンボルの所定時刻前のシンボルとを用いて検波を行う遅延検波回路と、
前記遅延検波回路から出力される検波出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第１のＳ／Ｎ生成回路と、
を具備することを特徴とする直交周波数分割多重伝送信号受信装置。 - 前記復調回路は、前記直交周波数分割多重伝送信号を直交検波する直交検波回路と、前記直交検波回路から出力された信号を高速フーリエ変換により時間軸上のデータから周波数軸上のデータに変換する高速フーリエ変換回路とを有することを特徴とする請求項１または２に記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。
- 前記復調回路から出力される前記情報キャリアを復調し等化を行う等化回路と、
前記等化回路から出力される等化出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第２のＳ／Ｎ生成回路と、
前記第２のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値に応じて、前記第１のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値、及び前記第２のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値のいずれかを選択して出力する選択回路と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。 - 前記復調回路から出力される前記情報キャリアを復調し等化を行う等化回路と、
前記等化回路から出力される等化出力に基づいて、前記直交周波数分割多重伝送信号の受信品質を示すＳ／Ｎ値を生成する第２のＳ／Ｎ生成回路と、
前記第２のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値に応じて、前記第１のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値と前記第２のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値を合成して出力する合成回路と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。 - 前記復調回路から出力される前記情報キャリアを復調し等化を行う等化回路と、
前記等化回路から出力される等化出力に基づいて、前記情報キャリアにおけるキャリア妨害の有無を検出するキャリア妨害検出回路と、
前記キャリア妨害検出回路からの出力に応じて、前記第１のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値にキャリア妨害によって生じるキャリアの劣化を反映させる補正を行う補正回路と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。 - 前記復調回路から出力される信号に基づいて、前記情報キャリアを復調し等化を行うと共に、前記時間軸上及び周波数軸上における伝送路応答を推定する等化回路と、
前記等化回路において推定された伝送路応答より、この伝送路応答の周波数方向及び時間方向の変動を検出する伝送路応答変動検出回路と、
前記伝送路応答変動検出回路により検出された伝送路応答の変動に応じて、前記第１のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値に前記変動によって生じる劣化を反映させる補正を行う補正回路と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。 - 前記第１のＳ／Ｎ生成回路は、前記検波出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および前記検波出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める検出回路と、前記Ｉ分散値およびＱ分散値を、周波数方向および時間方向にわたって平均し平均値を求める平均回路とを有することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１つに記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。
- 前記第１のＳ／Ｎ生成回路は、前記検波出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および前記検波出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める検出回路と、前記Ｉ分散値およびＱ分散値を、周波数方向および時間方向にわたって平均し平均値を求める平均回路とを有し、前記第２のＳ／Ｎ生成回路は、前記等化出力Ｉ信号と基準Ｉ信号との差分の２乗値（Ｉ分散値）、および前記等化出力Ｑ信号と基準Ｑ信号との差分の２乗値（Ｑ分散値）を求める検出回路と、前記Ｉ分散値およびＱ分散値を、周波数方向および時間方向にわたって平均し平均値を求める平均回路とを有することを特徴とする請求項４または５に記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。
- 前記選択回路は、前記第２のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値が有効か無効かを判定し、有効であるときは前記第２のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値を選択し、無効であるときは前記第１のＳ／Ｎ生成回路から出力されるＳ／Ｎ値を選択することを特徴とする請求項４に記載の直交周波数分割多重伝送信号受信装置。
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