KR100794430B1 - 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법 - Google Patents

반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100794430B1
KR100794430B1 KR1020050134648A KR20050134648A KR100794430B1 KR 100794430 B1 KR100794430 B1 KR 100794430B1 KR 1020050134648 A KR1020050134648 A KR 1020050134648A KR 20050134648 A KR20050134648 A KR 20050134648A KR 100794430 B1 KR100794430 B1 KR 100794430B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
pilot
noise ratio
noise
pilot symbol
Prior art date
Application number
KR1020050134648A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20070071315A (ko
Inventor
곽기영
이강민
오지명
황용석
Original Assignee
포스데이타 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 포스데이타 주식회사 filed Critical 포스데이타 주식회사
Priority to KR1020050134648A priority Critical patent/KR100794430B1/ko
Priority to PCT/KR2006/005802 priority patent/WO2007078099A1/en
Priority to US12/159,698 priority patent/US8229045B2/en
Publication of KR20070071315A publication Critical patent/KR20070071315A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100794430B1 publication Critical patent/KR100794430B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/26—Monitoring; Testing of receivers using historical data, averaging values or statistics
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/241—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account channel quality metrics, e.g. SIR, SNR, CIR, Eb/lo
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/246—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters where the output power of a terminal is based on a path parameter calculated in said terminal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/24—Monitoring; Testing of receivers with feedback of measurements to the transmitter
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0037—Inter-user or inter-terminal allocation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)

Abstract

본 발명은 디지털 통신 시스템에서 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 OFDM/OFDMA를 이용한 디지털 통신 시스템에서 수신 신호의 파일럿 심볼로부터 데이터 신호와 잡음 및 간섭 신호를 추정하고, 이를 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치는 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부, 상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부, 상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부, 및 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부를 포함하는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따르면, 수신 신호의 반송파 신호 대 잡음비를 측정함에 있어서 파일럿 심볼을 이용함으로써, 보다 용이하고 정확하게 측정할 수 있으며, 또한 상기 측정된 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여, 기지국에서의 스케쥴링 및 단말기에서의 송신 전력 제어를 수행할 수 있다.
OFDM, OFDMA, CINR, 파일럿 심볼, 데이터 신호, 잡음 및 간섭 신호, 역방향 전력 제어, 스케쥴링

Description

반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법{METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING CARRIER TO INTERFERENCE AND NOISE RATIO}
도 1은 일반적인 OFDM 송수신기의 개략적인 구성을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치를 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른, 복수의 채널 모드에 따른 심볼 구조의 일례를 도시한 도면이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른, 신호 추정부의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른, 전력 계산부의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 계산부의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치를 포함한 통신 단말기의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치를 포함한 기지국 무선 통신 장치의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른, 멀티플 존의 서브 프레임 구조의 일례를 도시한 도면이다.
도 11은 본 발명의 일실시예에 따른, 멀티플 존(multiple zone) 모드를 지원할 수 있는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
도 12는 본 발명의 일실시예에 따른, DL PUSC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다.
도 13은 본 발명의 일실시예에 따른, DL FUSC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다.
도 14는 본 발명의 일실시예에 따른, UL PUSC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른, UL Band-AMC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다.
도 16은 본 발명에 따른, 파일럿 심볼을 이용하여, 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법을 도시한 흐름도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
301: 파일럿 심볼 획득부 501: 보간 연산부
302: 신호 추정부 502: 평균 연산부
303: 전력 계산부 503: 이득 매핑부
304: 반송파 신호 대 잡음비 계산부
본 발명은 디지털 통신 시스템에서 파일럿 심볼을 이용한 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 OFDM/OFDMA를 이용한 디지털 통신 시스템에서 수신 신호의 파일럿 심볼로부터 데이터 신호와 잡음 및 간섭 신호를 추정하고, 이를 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
다중 경로 채널을 통해 신호를 전송할 경우, 수신 신호는 다중 경로에 의한 ISI(Inter-Symbol Interference)가 발생하게 된다. 이러한 ISI에 의한 신호의 왜곡현상을 줄이기 위해서는 심벌의 주기가 채널의 지연 확산보다 커야 한다. 이러한 다중경로 채널에서의 왜곡을 간단히 보상할 수 있는 변조 방식으로 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식(또는 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 방식)이 제안 되었다. OFDM 방식은 단일 반송파를 이용한 전송 방식과는 달리 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Subcarrier)를 이용하여 데이터를 전송하게 된다. 즉, OFDM 방식은 입력되는 데이터를 변조에 사용되는 부반송파의 수만큼 직병렬 변환을 수행하고, 변환된 각 데이터를 해당 부반송파를 이용해 변조시킴 으로써 데이터 전송 속도를 그대로 유지시키면서 각 부반송파에서의 심볼주기를 부반송파의 수만큼 길어지게 한다. 상호 직교성을 갖는 부반송파를 사용하므로 종래의 주파수 분할 다중(FDM: Frequency Division Multiplexing)에 비해 대역폭 효율이 좋고, 심볼 주기가 길어지게 되므로 단일 반송파 변조 방식에 비해 ISI에 강한 특성을 지닌다.
OFDM 시스템에서 송수신단의 변복조 과정은 역 이산 푸리에 변환(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transform)과 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform)을 수행하는 것과 같으며, 이는 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform)과 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)을 사용하여 효율적으로 구현할 수 있다. 또한, 채널의 지연확산보다 긴 보호구간(Guard Interval)을 전송되는 심벌 주기마다 삽입하게 되면 부반송파 간의 직교성이 유지된다.
이러한 OFDM 시스템에서는 전력 제어나 변복조를 위해 채널 신호 품질을 정확히 측정하는 것이 무엇보다 중요하다. 이런 채널 신호 품질의 일례로 반송파 신호 대 잡음 및 간섭비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하, "반송파 신호 대 잡음비"로 약칭함)은 적응 전력 제어나 적응 변복조 장치에서 채널 품질에 따라 전력을 제어하고, 변복조 레벨을 조절하는 중요한 역할을 한다. 이때, CINR은 각 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의되며, OFDM 시스템에서의 채널 품질을 판단하는 척도가 될 수 있다.
이러한 채널 품질을 측정하는 종래 기술로는 미국 특허 제6,456,653호인 "Method and apparatus for SNR(Signal to Noise Ratio) measurement"가 있다.
일반적으로 OFDM/OFDMA 시스템에서는 송신기에서 보내고자 하는 데이터를 고속 역푸리에 변환(IFFT)을 해서 전송한다. 이때 IFFT의 크기가 NFFT 포인트라면 Nused 개의 부반송파들만 사용하고 나머지 Nunused 개의 부반송파들은 '0'으로 만든다. 이렇게 하면 수신기에서 FFT가 수행된 신호들 중에서, Nused 개의 부반송파들에는 데이터와 잡음이 함께 존재하고, 나머지 Nunused 개의 부반송파들에는 잡음만 존재하게 된다. 상기 미국 특허에서는 상기 나머지 Nunused 개의 부반송파들의 잡음 레벨을 측정하여, 이 값이 데이터에 섞여 나오는 잡음 레벨과 같다고 가정하게 된다. 이후, 데이터와 잡음이 함께 존재하는 Nused 개의 부반송파에서 이 잡음 레벨을 빼서 순수 신호레벨을 추정하고, 이 순수 신호레벨과 잡음 레벨의 비를 계산하여 SNR값을 추정하게 된다. 상기 미국 특허는 수신 신호로부터 잡음 및 간섭 성분을 추정하기 위하여, 미 사용된 부반송파들을 이용한다. 또한, 상기 미국 특허는 모든 단말 혹은 사용자의 잡음 및 간섭이 동일하다고 가정하기 때문에, 각 단말 혹은 사용자별로 모두 상이한 실제 통신 시스템에서는 CINR 측정값의 오차가 커질 수 있다.
또다른 종래 기술로는 한국 특허출원 제10-2004-30569호인 "통신 시스템에서 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법과 그 CINR 추정 장치 및 방법"이 있다.
상기 한국 특허 출원은 미국 특허와는 달리 전송된 파일럿 신호를 이용하여 CINR값을 추정하는 방법을 개시하고 있다. 즉, 수신기에서 FFT를 거쳐 나온 신호들 중에서 데이터와 잡음이 함께 존재하는 파일럿 신호를 획득하고, 이 파일럿 신 호로부터 잡음 및 간섭 성분 신호를 먼저 추정한다. 그리고 획득된 파일럿 신호와 추정한 잡음 및 간섭 성분 신호의 차를 이용하여 데이터 신호를 추정하고, 이렇게 추정된 데이터 신호와 잡음 및 간섭 성분 신호의 전력비를 계산하여 CINR 값을 도출한다.. 상기 한국 특허는 잡음 및 간섭 성분을 추정하는 과정에서, 앞서의 미국 특허와 마찬가지로 모든 단말 혹은 사용자의 잡음 및 간섭이 동일하다고 가정하고 있지만 이는 실제 무선 환경과는 차이가 있다. 또한, 상기 한국 특허는 수신 신호 복조시, 변화하는 채널 환경에 따른 채널 보상 또는 채널 추정과는 별개의 새로운 블록을 필요로 하므로, 프로세스가 복잡해지며 불필요한 전력이 낭비될 수 있다.
따라서, 데이터 신호 대 잡음 및 간섭 신호비를 측정함에 있어서, 보다 용이하고 정확한 산출 방법이 요구되고 있다.
이에, 본 발명에서는 디지털 통신 시스템에서 수신 신호의 파일럿 심볼로부터, 보다 용이하고 정확하게 반송파 신호 대 잡음비를 측정하고, 상기 반송파 신호 대 잡음비를 보다 효율적으로 활용할 수 있는 새로운 기술을 제안하고자 한다.
본 발명은 상기와 같은 종래기술을 개선하기 위해 안출된 것으로서, 수신 신호의 반송파 신호 대 잡음비를 측정함에 있어서 파일럿 심볼을 이용함으로써, 보다 용이하고 정확하게 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 다른 목적은, 파일럿 심볼로부터 데이터 신호를 추정함에 있어서, 보간 및 평균 연산을 이용하여 보다 정확한 데이터 신호 추정이 가능하도록 하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 또 다른 목적은, 기지국에서 측정된 반송파 신호 대 잡음비에 기초하여, 무선 자원 요소를 유동적으로 조정함으로써, 통신 단말기의 쓰루풋(throughput)을 최대로 유지하도록 하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 기지국에서 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 통신 단말기로부터 수신되는 신호의 세기를 일정하게 유지하도록 통신 단말기의 송신 전력을 제어하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 통신 단말기에서 측정된 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 변화하는 통신 환경에 적응된 최적의 송신 전력을 생성하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은, 멀티플 존 별로 반송파 신호 대 잡음비 및 기준 반송파 신호 대 잡음비를 측정함으로써, 채널 환경을 고려하여 기지국으로 하여금 각 단말 별로 적절한 존을 할당하거나 또는 단말 스스로도 다른 존에 대한 채널 할당을 적극적으로 요구할 수 있도록 하는 것이다.
상기의 목적을 달성하고, 상술한 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명의 일실시예에 따른 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치는 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부, 상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부, 상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부, 및 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신 호 대 잡음비 계산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 파일럿 심볼을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법은 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 단계, 상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 단계, 상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 단계, 및 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
참고로, 본 명세서에서 "통신 단말기"라 함은 PDC(Personal Digital Cellular)폰, PCS(Personal Communication Service)폰, PHS(Personal Handyphone System)폰, CDMA-2000(1X, 3X)폰, WCDMA(Wideband CDMA)폰, 듀얼 밴드/듀얼 모드(Dual Band/Dual Mode)폰, GSM(Global Standard for Mobile)폰, MBS(Mobile Broadband System)폰, DMB(Digital Multimedia Broadcasting) 단말, 스마트(Smart) 폰, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 통신 단말 등과 같은 통신 기능이 포함될 수 있는 기기, PDA(Personal Digital Assistant), 핸드 헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 컴퓨터, 랩탑 컴퓨터, 와이브로(WiBro) 단말기, MP3 플레이어, MD 플레이어 등과 같은 휴대 단말기, 그리고 국제 로밍(Roaming) 서비스와 확장된 이동 통신 서비스를 제공하는 IMT-2000(International Mobile Telecommunication-2000) 단말기 등을 포함하는 모든 종류의 핸드 헬드 기반의 무선 통신 장치를 의미하는 휴대용 전기 전자 장치로서, OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 모듈, CDMA(Code Division Multiplexing Access) 모듈, 블루투스(Bluetooth) 모듈, 적외선 통신 모듈(Infrared Data Association), 유무선 랜카드 및 GPS(Global Positioning System)를 통한 위치 추적이 가능하도록 하기 위해 GPS 칩이 탑재된 무선 통신 장치와 같은 소정의 통신 모듈을 구비할 수 있으며, 멀티미디어 재생 기능을 수행할 수 있는 마이크로프로세서를 탑재함으로써 일정한 연산 동작을 수행할 수 있는 단말기를 통칭하는 개념으로 해석된다.
본 발명에서 사용되는 "잡음"(또는 "잡음 신호")이라는 용어는 무선 통신 환경하에서 발생하는 목적하지 않은 비정상적인 잡음(noise)뿐만 아니라, 주파수 대역이 겹쳐져서 신호들이 서로 중첩되어 생기는 채널 상호간의 간섭(interfereance)을 포함하는 개념으로, 본래 전송하고자 하는 데이터 신호 이외에 송수신 과정에서 포함되는 기타 모든 신호를 포함하는 것으로 넓게 해석된다. 그러므로, 본 발명에서의 "잡음"과 "잡음 및 간섭"은 동일한 의미로 해석 가능하다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 파일럿 심볼로부터 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 장치 및 방법에 대하여 상세히 설명한다.
도 1은 일반적인 OFDM 송수신기의 개략적인 구성을 도시한 도면이다. 도면에 도시한 바와 같이, 일반적인 OFDM 송수신기는 직렬/병렬 변환기, FFT기 또는 IFFT기, 및 주파수 변환기를 포함한다.
송신단의 상기 직렬/병렬 변환기에서는 직렬로 입력되는 데이터 스트림을 부반송파 수만큼의 병렬 데이터 스트림으로 전환하고, IFFT기에서 각각의 병렬 데이 터 스트림을 역 푸리에 변환한다. 또한, 역 푸리에 변환된 데이터는 다시 직렬 데이터로 전환되어 주파수 변환을 거쳐 송신된다. 수신측에서는 유, 무선 채널을 통하여 전송된 신호를 수신하여 송신단의 역과정인 복조 과정을 거쳐 데이터를 출력한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치를 도시한 도면이다. 도면에 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(201)는 FFT기를 이용하여, 기저 대역의 수신신호를 FFT 변환을 수행하여 주파수 영역으로 천이하는 소정의 전처리 과정을 거친 신호를 이용하게 된다.
상기 주파수 영역으로 천이된 수신 신호는 초기 동기 또는 셀 탐색에 사용할 수 있는 프리앰블 신호, 채널 및 동기 추정에 사용하는 파일럿 신호, 실제 데이터를 포함하는 데이터 신호, 및 잡음 성분 등을 포함하며, 본 발명에서는 상기 파일럿 신호를 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하게 된다.
본 발명의 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치는 통신 단말기 또는 기지국 무선 통신 장치와 같은 디지털 통신 시스템에 설치될 수 있으며, 상기 디지털 통신 시스템은 IEEE 802.16d/e 표준, WiBro, 및 WiMAX 중에서 적어도 어느 하나를 기반으로 하는 시스템일 수 있다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(201)의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 도면에 도시한 바와 같이, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(201)는 파일럿 심볼 획득부(301), 신호 추정부(302), 전력 계산부(303), 및 반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)를 포함한다.
파일럿 심볼 획득부(301)는 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼(또는 파일럿 심볼 신호)을 획득한다. 본 발명에 따른 일례로서, 파일럿 심볼 획득부(301)에서는 OFDM/OFDMA 신호인 기저 대역의 주파수 신호상의 복수 개의 부반송파에, 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 상관 연산시켜 복수 개의 부반송파에 대한 상관값으로부터 파일럿 심볼을 획득한다. 즉, 파일럿 심볼은 직교 주파수 분할 다중 통신에서 각 채널 모드에 따라 그 전송 위치가 미리 규약되어 있으므로, 수신 신호의 부반송파에 규약된 일정한 패턴의 파일럿 시퀀스를 상관 연산시키면 용이하게 파일럿 심볼만을 추출할 수 있다.
일례로, 미리 설정되어 있는 일정한 패턴을 가지는 파일럿 신호를 2진 위상 편이 변조 방식을 이용하여 변조한다고 할 경우, 상기 2진 위상 편이 변조 (BPSK: Binary Phase Shift Keying)는 전송 신호를 반송파의 0위상과 π위상의 2가지 위상에 대응시켜서 전송하므로, 파일럿 시퀀스는 복소수의 '1'과 '-1'에 대응하게 된다. 그러므로, 상기 파일럿 시퀀스를 수신된 기저대역의 신호와 상관 연산시키면 파일럿 심볼을 획득할 수 있다.
신호 추정부(302)는 파일럿 심볼 획득부(301)에서 획득한 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정한다. 파일럿 심볼 획득부(301)에서 획득한 파일럿 심볼에는 파일럿 신호 및 잡음 및 간섭 성분의 신호가 섞여 있으므로, 신호 추정부(302)에서는 상기 파일럿 심볼에서 파일럿 신호만을 추정하고, 이에 기초하여 잡음 및 간섭 성분의 신호를 추정하게 된다. 신호 추정부(302)의 동작과 관련하여 보다 자세한 사항은 도 5를 참고로 후술하기로 한다.
본 발명에 따르면, 파일럿 심볼 획득부(301) 및 신호 추정부(302)에서 파일럿 심볼을 이용함에 있어서, 복수의 채널 모드 중에서 어떠한 채널 모드의 파일럿 심볼을 이용하느냐에 따라 모두 상이한 방법을 이용하는 것이 바람직하다.
참고로, 도 4는 IEEE 802.16d/e 표준에 따른 본 발명의 일실시예로서, 여러 가지 채널 모드에 따른 심볼 구조의 일례를 도시한 도면이다. 도면에 도시한 바와 같이, 각기 다른 4가지 채널 모드인 DL PUSC(Partial Usage of Subchannels), DL FUSC(Full Usage of Subchannels), UL PUSC, UL Band-AMC(Adaptive Modulation and Coding)에서의 파일럿 심볼 구조는 모두 상이하다.
상기 각 채널 모드의 가장 큰 차이점은 심볼의 기본 구성 단위 및 데이터 심볼과 파일럿 심볼의 구성이다. 이하, 각 채널 모드에 따른 상기 데이터 심볼 및 상기 파일럿 심볼의 구성에 대해 간략히 설명하기로 한다.
상기 DL PUSC(도면부호 (401))를 구성하는 기본 단위는 클러스터이며, 상기 클러스터 상에서 짝수 심볼에서는 4번째 부반송파와 8번째 부반송파에 파일럿 심볼이 위치하며, 홀수 심볼에서는 1번째와 13번째 부반송파에 파일럿 심볼이 위치한다.
또한, 상기 DL FUSC(도면부호 (402))에서의 파일럿 심볼의 위치는 가변 셋(variable set)과 고정 셋(constant set)에 의해 결정된다. Constant set은 항상 파일럿 심볼의 위치를 고정하여 지정하며, variable set은 수식에 의해 파일럿 심볼의 위치가 지정된다. variable set에 의해 파일럿 심볼의 위치(PilotLocation)를 결정하는 수식은 다음과 같다.
PilotLocation = VariableSet#x + 6*(FUSC_SymbolNumber%2)
상기 수식에서 각 파라미터는 FFT 크기에 따라 변화하며, 구체적인 값은 IEEE 802.16d/e, WiBro, 그리고 WiMAX 표준을 참조할 수 있다. 참고로 도면부호 (402)에서의 파일럿 심볼의 위치는 variable set의 수식에 의해 결정된 결과를 보여준다.
또한, 상기 UL PUSC(도면부호 (403))를 구성하는 기본 단위는 4(부반송파)*3(심볼) 구조의 타일(tile)이며, 상기 타일 상에서 파일럿 심볼은 네 모서리에 위치한다.
또한, 상기 UL Band-AMC(도면부호 (404))를 구성하는 기본 단위는 빈(bin)이며, 연속되는 9개의 부반송파로 구성되는 상기 빈 내에서 특정 부반송파 한 개를 파일럿 심볼로 할당한다. 또한, 상기 빈 내에서 상기 파일럿 심볼의 위치는 심볼의 인덱스에 따라 달라진다. Band-AMC의 서브 채널 구조에는 여러 가지 타입이 존재하며, 도 4의 도면 부호(404)는 2bins*3symbols 구조를 예시하고 있다.
이처럼, 각 채널 모드에 따라 상기 데이터 심볼 및 상기 파일럿 심볼의 구성이 모두 상이하므로, 상기 파일럿 심볼 획득부(301)에서는 각 채널 모드별로 파일럿 심볼의 위치 및 그 크기를 적절히 고려하여 파일럿 심볼을 획득하게 된다.
전력 계산부(303)는 신호 추정부(302)에서 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 파일럿 심볼 획득부(301)에서 획득한 파일럿 심볼과 신호 추정부(302)에서 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산한다. 즉, 상기 데이터 신호 및 상기 잡음 신호를 제곱하여 전력값을 구할 수 있으며, 또한 전력 계산부(303)는 복수 개의 파일럿 신호 심볼에 대하여 상기 데이터 신호의 전력값 및 상기 잡음 신호의 전력값을 일정 시간 동안 각각 누적하여 계산함으로써, 정확성을 더욱 높일 수 있다. 전력 계산부(303)의 동작과 관련하여 보다 자세한 사항은 도 6을 참고로 후술하기로 한다.
반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)는 전력 계산부(303)에서 계산된 데이터 신호의 전력값과 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산한다.
Figure 112005078156264-pat00001
[수학식 1]은 전력 계산부(303) 및 반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)를 통한 반송파 신호 대 잡음비의 계산 과정을 수식으로 표현한 것이다. 여기서, h(n)는 본 발명에서 추정된 파일럿 신호를, p(n)은 파일럿 신호 성분과 잡음 성분이 섞인 파일럿 심볼을, N은 각 단말 별 누적 파라미터를, G는 파일럿 심볼을 이용하여 측정한 신호를 데이터 신호의 이득(gain)에 맞추기 위한 파라미터를 각각 나타낸다.
또한, n은 파일럿 심볼 부반송파 인덱스를 나타내며, N은 전력소모를 기준으 로 결정될 수 있는 다운링크 프레임 내에서 가질 수 있는 최대 파일럿 부반송파 인덱스로서 , 멀티플 존인 경우에는 해당되는 존에서 가질 수 있는 최대 값을 의미한다.
예를 들어, PUSC 모드에서 FFT 사이즈가 1024일 때, N은 3120(=26*120)를 사용할 수 있다.
[수학식 1]은 파일럿 신호로부터 데이터 신호를 먼저 추정하고, 이에 기초하여 잡음 및 간섭 성분 신호를 추정하여 계산하는 것을 보여 준다.
이와 같이, 파일럿 신호는 다른 신호에 비해 전력 레벨이 높기 때문에, 감쇄 가 심한 열악한 통신 환경에서도 용이하게 추출 가능하다는 점에서 본 발명에서는 상기 파일럿 신호를 이용하여 데이터 신호의 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 새로운 방법을 제시한다. 또한, 오늘날 무선 통신 시스템에서 채널 추정(channel estimation)을 위하여 파일럿 신호를 추정하는 과정이 널리 사용되고 있다. 이에, 본 발명에서는 기존 시스템에서 쉽게 얻을 수 있는 상기 파일럿 신호의 추정값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산함으로써, 별도로 추가되는 프로세스를 최소화하고 이에 따른 하드웨어/소프트웨어를 효율적으로 구성하도록 한다.
이하, 각 블록도에 따른 신호의 흐름을 살펴보면, 파일럿 심볼 획득부(301)에서는 기저대역 주파수 신호가 입력되어 파일럿 심볼이 출력되고, 신호 추정부(302)에서는 상기 파일럿 심볼이 입력되어 파일럿 신호로부터 데이터 신호가 추정된다. 또한 전력 계산부(303)에서는 상기 파일럿 신호와 데이터 신호 및 상기 파일럿 심볼이 입력되어 데이터 신호의 전력값과 잡음 신호의 전력값이 각각 출력되 며, 반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)에서는 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값이 입력되어 최종적으로 반송파 신호 대 잡음비가 출력된다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른, 신호 추정부(302)의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 도면에 도시한 바와 같이, 신호 추정부(302)는 보간 연산부(501), 평균 연산부(502), 및 이득 매핑부(503)를 포함한다.
보간 연산부(501)는 파일럿 심볼을 입력받아서, 주파수 영역에서 보간(interpolation) 연산을 수행하여 소정의 가상 파일럿 심볼 세트를 생성한다. 본 발명에 따르면, 파일럿 심볼 획득부(301)로부터 획득된 상기 파일럿 심볼은 파일럿 신호를 추정하기에 정보량(개수)이 부족하거나 또는 다른 기타의 이유로 불충분하기 때문에, 획득된 상기 파일럿 심볼을 이용하여 보다 효과적으로 상기 파일럿 신호를 추정하는 방법이 요구된다.
이에 대한 일례로서, 보간 연산부(501)에서는 상기 파일럿 심볼을 복사하여 심볼 수를 늘리고, 늘어난 파일럿 심볼 간의 중간값을 소정의 보간 연산을 이용하여 생성함으로써, 상기 파일럿 신호를 추정하기에 적합한 가상의 파일럿 심볼 세트를 생성한다.
보간 연산부(501)에서는 상기 보간 방법의 일례로, 선형 보간(linear interpolation), 이차 보간(secondary interpolation), 큐빅 스플라인 보간(cubic spline interpolation), 및 저역통과 필터(lowpass filter)를 이용한 보간 등을 이용할 수 있다. 상기 보간 방식은 시스템의 요구 조건이나 상이한 채널에 따른 파일럿 심볼의 배치 등에 따라 적절히 선택될 수 있다.
평균 연산부(502)는 보간 연산부(501)에서 생성한 가상 파일럿 심볼 세트를 시간 영역에서 평균 연산을 수행하여, 상기 파일럿 신호를 추정한다. 상기 가상 파일럿 심볼 세트는 파일럿 신호 이외에도 잡음 및 간섭 성분의 신호가 포함되어 있다. 본 발명에 따른, 잡음 및 간섭 성분의 신호는 일종의 화이트 노이즈(white noise)로서 발생 빈도 및 크기에 있어서 랜덤(random) 확률 분포를 가진다. 따라서, 상기 가상 파일럿 심볼 세트에 포함된 각각의 파일럿 심볼을 시간 영역에서 모두 더하여 평균하면, 잡음 및 간섭 성분의 신호가 모두 제거(suppress)된다.
따라서, 평균 연산부(502)에서는 상기 가상 파일럿 심볼 세트를 시간 영역에서 평균 연산을 수행하면, 상기 잡음 및 간섭 성분의 신호가 제거된 상기 파일럿 신호만을 용이하게 추출할 수 있다.
이처럼, 신호 추정부(302)에서는 보간 연산부(501)와 평균 연산부(502)의 동작에 의해, 보다 정확하고 용이하게 파일럿 신호를 추출할 수 있다. 신호 추정부(302)에서는 상기 파일럿 신호를 이용하여 최종적으로 데이터 신호를 추정하게 된다. 일반적으로, 파일럿 신호는 채널의 구조 또는 OFDMA /OFDM 심볼의 구조에 따라 데이터 신호와 전송 전력에서 차이가 난다. 그러므로, 상기 파일럿 신호로부터 상기 데이터 신호를 추정하기 위해, 신호 추정부(302)에서는 상기 추정된 파일럿 신호에 적절한 가중치(weighting)를 곱함으로써 그 이득을 조정하게 된다.
일례로, 상기 파일럿 신호 레벨이 데이터 신호 레벨에 비해 일정 데시벨 정도 높다고 할 경우, 상기 파일럿 신호 레벨을 상기 데이터 신호 레벨에 대응하도록 그 이득을 적절히 매핑시킴으로써, 상기 데이터 신호를 추정할 수 있다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른, 전력 계산부(303)의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 도면에 도시한 바와 같이, 전력 계산부(303)에서는 데이터 신호 추정값, 파일럿 신호 추정값, 및 파일럿 심볼을 전달 받아서, 데이터 신호 전력값 및 잡음 신호 전력값을 출력한다.
전력 계산부(303)에서는 파일럿 심볼과 추정된 파일럿 신호의 차로부터 잡음 신호를 추출한다. 즉, 상기 파일럿 심볼은 파일럿 신호와 잡음 및 간섭 신호를 포함하므로, 상기 파일럿 심볼에서 상기 추정된 파일럿 신호를 빼면 잡음 및 간섭 신호만을 추출할 수 있다. 이렇게 추출된 데이터 신호 및 잡음 신호는 제곱 연산(602)을 거쳐 일정 시간 동안 누적(603)된다.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다.
반송파 신호 대 잡음비는 신호 전송계에서 반송파와 잡음과의 크기의 비를 나타낸 것으로서, 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 시스템에서는 반송파 신호 대 잡음비의 일례로 CINR(반송파 대 잡음 및 간섭비, Carrier to Interference and Noise Ratio)을 측정할 수 있다. 일반적으로 데시벨(dB)로 나타내는 상기 CINR은 부반송파의 데이터 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의된다.
그러므로, 반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)에서는 상기 CINR을 구하기 위하여 도면에 도시한 바와 같이 잡음 신호 전력값을 역수로 취하여(701), 데이터 신호 전력값과 함께 곱셈기(702)에 입력한다. 참고로, 전력 계산부(303) 및 반송파 신호 대 잡음비 계산부(304)의 내부 구성 및 계산 절차는 도 3을 참고로 언급한 [수학식 1]로 나타낼 수 있다.
본 발명에 따른 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치는 측정된 반송파 신호 대 잡음비 값에 기초하여, 송신 전력을 결정하는 송신 전력 생성부를 더 포함한다. 상기 송신 전력 생성부에 관해서는 이하 도 8 내지 도 9를 참고하여 후술하기로 한다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치를 포함한 통신 단말기의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 도 8의 실시예에서는 반송파 신호 대 잡음비 측정값이 업링크를 통하여 직접 또는 간접적으로 기지국으로 보고된다.
본 발명에 따른 상기 통신 단말기는 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부, 상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부, 상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부, 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부를 포함하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(803)를 포함하며, 송신 전력을 결정하는 송신 전력 생성부(804) 및 상기 반송파 신호 대 잡음비를 기지국으로 보고하기 위한 반송파 신호 대 잡음비 보고부(805)를 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(803)에 각각 병렬적으로 연결하여 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
송신 전력 생성부(804)에서는 측정된 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여, 역방향 전력 제어를 수행할 수 있다. 상기 역방향 전력 제어란, 기지국의 입장에서 단말의 전송전력을 제어하는 것을 의미한다. 본 발명에 따르면, 송신 전력 생성부(804)에서는 측정된 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 현재의 송신 전력을 최적의 상태가 되도록 유동적으로 조정함으로써, 통신 단말기에서 수신되는 수신 신호의 세기를 예상치 못한 상황에서도 일정하게 유지하도록 할 수 있다.
반송파 신호 대 잡음비 보고부(805)는 상기 기지국에서 요구하는 포맷(예를 들어, dB 스케일, 평균값(mean value), 분산값(variance))으로 상기 반송파 신호 대 잡음비를 변환하여 상기 기지국에 보고함으로써, 기지국에서 상기 반송파 신호 대 잡음비를 활용할 수 있도록 한다.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치를 포함한 기지국 무선 통신 장치의 내부 구성을 설명하기 위한 블록도이다. 도 9의 실시예에서는 반송파 신호 대 잡음비 측정값이 다운링크를 통하여 단말기 측으로 전달된다.
본 발명에 따른 상기 기지국 무선 통신 장치는 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부, 상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부, 상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부, 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음 비 계산부를 포함하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(903)을 포함하며, 송신 전력을 생성하는 송신 전력 생성부(904) 및 상기 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 무선 자원 요소를 조정하는 스케쥴러부(905)를 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치(803)에 각각 병렬적으로 연결하여 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
송신 전력 생성부(904)는 모든 통신 단말기로부터 수신되는 신호의 세기를 일정하게 유지하기 위하여 통신 단말기의 송신 전력을 제어할 수 있는 명령어를 생성한다.
스케쥴러부(905)는 통신 단말기에서 최대의 쓰루풋(Throughput)을 제공할 수 있도록 무선 자원 요소를 할당하고 스케쥴링하는 역할을 수행한다. 상기 무선 자원 요소로는 변조 방식, 코딩 방식, 코드 타입 및 코딩 레이트 등이 포함될 수 있으며, 이와 같이 본 발명에 따른 스케쥴러부(905)는 무선 자원 요소를 반송파 신호 대 잡음비를 고려하여 어탭티브(adaptive)하게 변경할 수 있다.
일반적으로 IEEE 802.16d/e 표준에서는 DL(downlink), UL(uplink) 모두 멀티플 존(multiple zone)을 지원한다. 도 10은 DL에서의 멀티플 존의 서브 프레임 구조를 예를 들어 도시한 것으로서, 멀티플 존은 하나의 DL 서브 프레임 내에서 일정한 구간을 나누어, 각 구간마다 서로 다른 채널 모드를 사용하는 것이다. 또한, DL 에서의 채널 모드로는 DL PUSC(Partial Usage of Subchannels), DL FUSC(Full Usage of Subchannels), DL Band-AMC가 사용될 수 있다.
도 11은 본 발명에 따른 또다른 실시예로서, 멀티플 존(multiple zone) 모드를 지원할 수 있는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치의 일례를 도시한 것이다.
본 발명에 따라서, 멀티플 존 모드를 지원하는 디지털 통신 시스템에서 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 장치는 멀티플 존 중에서 반송파 신호 대 잡음비를 측정할 존(zone)을 선택하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 존 선택부(1101), 기저 대역의 주파수 신호로부터 상기 선택된 존에 대한 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부(1102), 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부(1103), 상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부(1104), 및 상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부(1105)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
일례로서, 다운링크(DL)에서 반송파 신호 대 잡음비를 측정하고자 하는 경우, 기지국은 어떠한 존에서 CINR을 측정하여 보고하라는 명령을 단말기에게 지시할 수 있다. 예를 들어, 기지국이 단말기에게 DL PUSC 존에서 측정한 CINR값을 보고하라고 명령하면, 단말이 파일럿을 이용한 CINR 측정 시에 DL PUSC 존 내의 파일럿 심볼만을 사용하여야 하며, 다른 존의 파일럿 심볼을 사용하여 측정할 수는 없다.
또다른 일례로서, 단말기는 기준값(reference)이 되는 CINR을 DL에서 측정하여 기지국에 보고하게 되어 있는데, 기준 CINR의 측정은 도 10과 같이 멀티플 존인 경우라 할지라도 모든 존의 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정하게 된다. 요컨대, 단말은 멀티플 존에 상관 없이 모든 존의 파일럿을 이용하여 기준 CINR(reference CINR)을 측정하게 되고, 더불어 기지국의 명령에 의거한 존에 속한 파일럿 심볼만을 이용하여 존 CINR(zone CINR)을 측정하여야 한다.
도 11의 실시예에 따른 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치는 멀티플 존 중에서 잡음비를 측정할 존을 선택하는 잡음비 측정 존 선택부(1101)를 포함한다. 일례로서, 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치가 단말에 위치하고, 만약 다운링크에서의 특정 존에 대한 CINR을 측정하고자 한다면, 존 선택부(1101)는 기지국으로부터 상기 잡음비를 측정할 존에 대한 선택을 입력받고, 파일럿 심볼 획득부(1102)는 존 선택부(1101)에 의하여 선택된 존에 대하여 파일럿 심볼을 획득하게 된다. 앞서 도 4에서 설명한 바와 같이, 각 존은 파일럿 심볼의 구조에 있어서 서로 상이한 형태를 가지기 때문에, 파일럿 심볼 획득부(1102)는 해당 존에 할당된 채널 모드별로 파일럿 심볼을 적절히 획득할 수 있게 된다.
또달리, 다운링크에서 기준 반송파 신호 대 잡음비(reference CINR)를 측정하고자 한다면, 존 선택부(1101)는 기지국으로부터 모든 멀티플 존에 대한 선택을 입력받고, 파일럿 심볼 획득부(1102)는 모든 존에 대하여 파일럿 심볼을 획득하게 된다.
즉, 멀티플 존 모드에서는 각 사용자(단말기)별로 서로 상이한 특정의 채널 모드를 할당할 수 있고, 따라서 기지국은 각 단말기가 속한 채널 모드(존)를 선택하여 해당 존에 대한 반송파 신호 대 잡음비의 측정을 요청할 수 있게 된다.
이와 같이, 본 발명에 따르면, 기지국의 스케쥴러는 무선 자원 요소를 할당함에 있어, 각 존 별로 반송파 신호 대 잡음비에 대한 정보를 획득하고, 상기 정보 에 기초하여 무선 채널 상태를 적절히 추정함으로써 각 단말별로 적절히 존을 할당할 수 있게 된다. 또달리, 단말의 입장에서는 현재 할당받아 사용하고 있는 존에 대한 반송파 신호 대 잡음비와 기준 반송파 신호 대 잡음비를 서로 비교함으로써, 다른 존에 대한 채널 할당을 적극적으로 요구할 수 있게 된다. 도 11에서 예시한 반송파 신호 대 잡음비 장치는 기지국 무선 통신 장치에 위치하여 업링크에도 적용할 수 있음은 앞서 상술한 바와 같다.
멀티플 존 모드의 설정 및 업데이트에 관한 일례로서, 다운링크 멀티플 존 모드의 설정 및 업데이트는 기본적으로‘DL Zone switch IE’메시지를 이용하여 이루어지고, 업링크 멀티플 존의 설정 및 업데이트는 ‘UL Zone IE’ 메시지 를 이용하여 이루어진다.
지금까지 도 8, 도 9, 및 도 11을 통하여 본 발명에 따른 반송파 신호 대 잡음비 장치의 다양한 실시예를 설명하였고, 본 실시예들에서 상술하지 아니한 신호 추정부, 전력 계산부, 및 반송파 신호 대 잡음비 계산부는 앞서 도 2 내지 도 7에서 예시한 실시예들의 내용들이 그대로 적용될 수 있으므로, 이하 생략하기로 한다.
이하, 도 12 내지 도 15를 참고하여, 본 발명에 따른 반송파 신호 대 잡음비 측정 방법을 사용한 시뮬레이션 실험 결과에 대하여 설명하기로 한다.
본 발명의 시뮬레이션에서는 각기 다른 4가지 채널 모드인 DL PUSC(Partial Usage of Subchannels), DL FUSC(Full Usage of Subchannels), UL PUSC, UL Band-AMC에서의 CINR을 측정하였으며, 또한 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 과 ITU-R(International Telecommunication Union Radiocommunication Sector)의 채널 모델 중 Pedestrian-A에서 단말이 3km/h의 속도로 이동 중인 환경에서 각각 실험하였다. 더불어 시뮬레이션에서 적용된 FFT size는 1024이며, 약 3000번의 측정 결과를 평균하여 나타내었다.
한편, 그래프 상에 도시한 ‘Target CINR’은 목표로 하는 CINR 값을 나타내는 것이고, ‘Est. CINR’는 본 발명에 따른 파일럿 심볼을 이용한 CINR 측정 알고리즘을 적용하여 측정한 결과를 나타내는 것이다. 또한, ‘Est. Error’은 ‘Target CINR’과 ‘Est. CINR’과의 차이를 나타내는 값으로, 본 발명에 따른 CINR 측정 알고리즘의 측정 오차(error)를 나타낸다.
또한, 가로축은 Eb/No (Data 1Bit당 신호전력과 잡음전력의 비)[dB]를 나타내며, 세로축은 실제 측정값 및 에러값을 나타낸다. 그러므로, 가로축과 세로축의 값이 서로 일치하여 오차가 '0'이 되거나, 또는 오차가 일정한 값을 가지는 직선 형태의 그래프가 가장 바람직할 것이다.
도 12는 본 발명의 일실시예에 따른, DL PUSC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다. 도면 부호(1201)는 AWGN 통신 환경에서 측정하였으며, 도면 부호(1202)는 Pedestrian-A에서 단말이 3km/h의 속도로 이동 중인 환경에서 측정하였다. 도면 부호(1201) 및 도면 부호(1202) 모두 ‘Target CINR’과 ‘Est. CINR’ 값에 차이가 있지만, ‘Est. Error’의 값이 '0'에 가까울 정도로 작고 거의 일정하므로, 반송파 신호 대 잡음비를 측정함에 있어 우수한 시뮬레이션 결과를 나타내고 있음을 알 수 있다.
도 13는 본 발명의 일실시예에 따른, DL FUSC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다. 도면 부호(1301)는 AWGN 통신 환경에서 측정하였으며, 도면 부호(1302)는 Pedestrian-A에서 단말이 3km/h의 속도로 이동 중인 환경에서 측정하였다. 도면 부호(1301) 및 도면 부호(1302) 모두 도 12와 유사하게 우수한 특성을 보인다.
도 14는 본 발명의 일실시예에 따른, UL PUSC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다. 도면 부호(1401)는 AWGN 통신 환경에서 측정하였으며, 도면 부호(1402)는 Pedestrian-A에서 단말이 3km/h의 속도로 이동 중인 환경에서 측정하였다. 도면 부호(1401) 및 도면 부호(1402)은 도 12 및 도 13의 결과와 마찬가지의 유사한 결과를 보인다.
도 15는 본 발명의 일실시예에 따른, UL Band-AMC 채널 상에서 파일럿 심볼을 이용하여 CINR을 측정한 시뮬레이션 결과를 도시한 그래프이다. 도면 부호(1501)는 AWGN 통신 환경에서 측정하였으며, 도면 부호(1502)는 Pedestrian-A에서 단말이 3km/h의 속도로 이동 중인 환경에서 측정하였다. 도면에 도시한 바와 같이, ‘Est. Error’의 값이 직선 형태로 일정하며 거의 '0'에 가까운 값을 보인다.
도 16은 본 발명에 따른, 파일럿 심볼을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법을 도시한 흐름도이다.
단계(S1601)에서는 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득한다. 보다 구체적으로, 본 단계에서는 수신 신호의 복수 개의 부반송파에, 미리 설정되어 있는 파일럿 시퀀스를 상관 연산시켜 복수 개의 부반송파에 대한 상관값으로부 터 파일럿 심볼을 획득한다. 파일럿 심볼은 직교 주파수 분할 다중 통신 에서 각 채널 모드에 따라 그 전송 위치가 미리 규약되어 있으므로, 수신 신호의 부반송파에 규약된 일정한 패턴의 파일럿 시퀀스를 상관 연산시키면 용이하게 파일럿 심볼만을 추출할 수 있다.
단계(S1602)에서는 단계(S1601)에서 획득한 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정한다. 상기 파일럿 심볼에는 파일럿 신호 및 잡음 및 간섭 성분의 신호가 섞여 있으므로, 본 단계에서는 상기 파일럿 심볼에서 파일럿 신호만을 추정하고, 이에 기초하여 잡음 및 간섭 성분의 신호를 추정하게 된다.
본 발명에 따르면, 단계(S1602)에서의 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호를 추정하는 단계는 상기 파일럿 심볼을 주파수 영역에서 보간(interpolation) 연산을 수행하여 가상 파일럿 심볼 세트를 생성하는 단계 및 상기 가상 파일럿 심볼 세트를 시간 영역에서 평균 연산을 수행하여, 상기 파일럿 신호를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
즉, 단계(S1601)에서 획득한 상기 파일럿 심볼은 파일럿 신호를 추정하기에 부족하기 때문에, 상기 파일럿 심볼을 복사하여 심볼 수를 늘리고, 늘어난 파일럿 심볼 간의 중간값을 소정의 보간 연산을 이용하여 생성함으로써, 상기 파일럿 신호를 추정하기에 적합한 가상의 파일럿 심볼 세트를 생성한다.
또한, 상기 가상 파일럿 심볼 세트는 파일럿 신호와 잡음 및 간섭 성분의 신호가 포함되어 있으며, 상기 잡음 및 간섭 성분의 신호는 일종의 화이트 노이즈로서, 상기 가상 파일럿 심볼 세트에 포함된 각각의 파일럿 심볼을 모두 더하여 평균 하면, 잡음 및 간섭 성분의 신호가 모두 제거(suppress)된다.
따라서, 본 단계에서는 상기 가상 파일럿 심볼 세트를 시간 영역에서 평균 연산을 수행하면, 상기 잡음 및 간섭 성분의 신호가 제거된 상기 파일럿 신호만을 용이하게 추출할 수 있다.
한편, 상기 파일럿 심볼로부터 데이터 신호를 추정하는 단계는 상기 추정된 파일럿 신호의 이득을 조정하여 상기 데이터 신호를 추정하는 단계를 포함한다. 일반적으로 상기 파일럿 신호는 채널의 구조 또는 OFDMA/OFDM 심볼의 구조에 따라 데이터 신호와 전송 전력에서 차이가 난다. 그러므로, 상기 파일럿 신호로부터 상기 데이터 신호를 추정하기 위해, 본 발명에서는 상기 추정된 파일럿 신호의 이득을 상기 데이터 신호에 맞게 조정하여 최종적으로 데이터 신호를 추정하게 된다.
단계(S1603)에서는 데이터 신호, 추정된 파일럿 신호, 및 파일럿 심볼을 전달 받아서, 데이터 신호 전력값 및 잡음 신호 전력값을 출력한다.
보다 구체적으로, 본 단계에서는 먼저, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차로부터 잡음 신호를 추출한다. 즉, 상기 파일럿 심볼은 파일럿 신호와 잡음 및 간섭 신호를 포함하므로, 상기 파일럿 심볼에서 상기 추정된 파일럿 신호를 빼면 잡음 및 간섭 신호만을 추출할 수 있다. 이렇게 잡음 및 간섭 신호는 제곱 연산을 거쳐 일정 간격 동안 누적되며, 상기 데이터 신호 또한 제곱 및 누적 연산 과정을 거치게 된다.
단계(S1604)에서는 잡음 신호 전력값과 데이터 신호 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산한다. 본 발명에 따른 OFDM/OFDMA 시스템에서는 반송파 신호 대 잡음비의 일례로 CINR(반송파 대 잡음 및 간섭비, Carrier to Interference and Noise Ratio)을 측정할 수 있다.
일반적으로 데시벨(dB)로 나타내는 상기 CINR은 부반송파의 신호 파워의 총합을 잡음과 간섭 파워의 총합으로 나눈 값으로 정의된다. 그러므로, 본 단계에서는 상기 CINR을 구하기 위하여 상기 잡음 신호 전력값을 역수로 취하고, 상기 데이터 신호 전력값과 함께 곱셈기에 입력한다.
본 발명에 따른 파일럿 심볼을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법은 단계(S1605) 내지 단계(S1607)를 더 포함할 수 있다.
단계(S1605)에서는 단계(S1601) 내지 단계(S1604)를 통해 측정된 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 송신 전력을 결정 또는 생성할 수 있다.
즉, 단말측에 상기 방법이 적용되는 경우에는 단말로부터 전송되는 기지국 수신 신호의 세기가 높아질 수 있도록 단말기 스스로 송신 전력을 제어하는 역방향 전력 제어를 수행할 수 있으며, 기지국측에 상기 방법이 적용되는 경우에는 단말에 수신되는 신호의 세기를 적절하게 유지하기 위하여 기지국의 송신 전력을 적절히 제어하는 명령어를 생성할 수 있다. 이렇게 함으로써, 통신 단말 또는 기지국에 수신되는 수신 신호의 세기를 예상치 못한 상황에서도 일정하게 유지하도록 할 수 있다.
단계(S1606)에서는 특정 기지국에 상응하는 포맷으로 반송파 신호 대 잡음비를 변환하여 상기 기지국에 보고함으로써, 기지국에서 상기 반송파 신호 대 잡음비를 활용할 수 있도록 한다.
단계(S1607)에서는 통신 단말기에서 최대의 쓰루풋(Throughput)을 제공할 수 있도록 변조 방식, 코딩 방식, 코드 타입 및 코딩 레이트 등을 효율적으로 할당하고 스케쥴링한다.
지금까지 본 발명에 따른 파일럿 심볼을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법에 대하여 설명하였고, 앞서 도 1 내지 도 11의 실시예들에서 언급한 내용들이 본 실시예에도 그대로 적용할 수 있으므로, 이하 상세한 내용은 생략하기로 한다.
본 발명에 따른 파일럿 심볼을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 상기 매체는 프로그램 명령, 데이터 구조 등을 지정하는 신호를 전송하는 반송파를 포함하는 광 또는 금속선, 도파관 등의 전송 매체일 수도 있다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일 러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상과 같이 본 발명에서는 구체적인 구성 요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
따라서, 본 발명의 사상은 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등하거나 등가적 변형이 있는 모든 것들은 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.
본 발명에 따르면, 수신 신호의 파일럿 심볼을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정함으로써, 보다 용이하고 정확하게 반송파 신호 대 잡음비를 측정할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 파일럿 심볼로부터 데이터 신호를 추정함에 있어서, 보간 및 평균 연산을 이용하여 보다 정확한 데이터 신호 추정이 가능하다.
또한, 본 발명에 따르면 기지국에서 측정된 반송파 신호 대 잡음비에 기초하여, 무선 자원 요소를 유동적으로 스케쥴링함으로써, 통신 단말기의 쓰루풋을 최대 로 유지하도록 할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 기지국에서 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 통신 단말기의 송신 전력을 제어함으로써, 통신 단말기로부터 수신되는 신호의 세기를 정해진 수준으로 유지하도록 할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 통신 단말기에서 측정된 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 변화하는 통신 환경에 적응된 최적의 송신 전력을 생성하여 통신 품질을 더욱 향상 시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 멀티플 존 별로 반송파 신호 대 잡음비 및 기준 반송파 신호 대 잡음비를 측정하여, 각 단말별로 적절한 존을 할당할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 종래에 널리 사용되는 파일럿 신호를 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 측정함으로써, 별도로 추가되는 프로세스를 최소화하고 이에 따른 하드웨어/소프트웨어를 효율적으로 구성할 수 있다.

Claims (17)

  1. 디지털 통신 시스템에서 파일럿 심볼로부터 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 장치에 있어서,
    기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부;
    상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부;
    상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부; 및
    상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부
    를 포함하되,
    상기 파일럿 심볼은 Band AMC, PUSC 및 FUSC 중에서 적어도 어느 하나 이상의 채널 모드와 관련한 심볼 구조에 따라 구성되며, 상기 파일럿 심볼 획득부는 상기 채널 모드를 고려하여 상기 파일럿 심볼을 획득하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 디지털 통신 시스템은 IEEE 802.16d/e 표준, WiBro, 및 WiMAX 중에서 적어도 어느 하나를 기반으로 하는 시스템인 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 기저 대역의 주파수 신호는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 신호 또는 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access) 신호인 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  4. 삭제
  5. 제1항에 있어서,
    상기 신호 추정부는
    상기 파일럿 심볼을 주파수 영역에서 보간(interpolation) 연산을 수행하여 가상 파일럿 심볼 세트를 생성하는 보간 연산부; 및
    상기 가상 파일럿 심볼 세트를 시간 영역에서 평균 연산을 수행하여, 상기 파일럿 신호를 추정하는 평균 연산부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 신호 추정부는 상기 추정된 파일럿 신호의 이득을 조정하여 상기 데이 터 신호를 추정하는 이득 매핑부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 전력 계산부는 복수 개의 파일럿 신호 심볼에 대하여 상기 데이터 신호의 전력값 및 상기 잡음 신호의 전력값을 각각 누적하여 계산하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 반송파 신호 대 잡음비 값에 기초하여, 송신 전력을 결정하는 송신 전력 생성부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  9. 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부;
    상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부;
    상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부;
    상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부; 및
    상기 반송파 신호 대 잡음비를 기지국으로 전송하기 위한 반송파 신호 대 잡음비 보고부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 단말기.
  10. 기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부;
    상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부;
    상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부;
    상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부; 및
    상기 반송파 신호 대 잡음비를 이용하여 무선 자원 요소를 조정하는 스케쥴러부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국 무선 통신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 무선 자원 요소는 변조 방식, 코딩 방식, 코드 타입 및 코딩 레이트 중에서 적어도 어느 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국 무선 통신 장치.
  12. 멀티플 존 모드를 지원하는 디지털 통신 시스템에서 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 장치에 있어서,
    상기 멀티플 존에서 반송파 신호 대 잡음비를 측정할 존을 선택하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 존 선택부;
    기저 대역의 주파수 신호로부터 상기 선택된 존에 대한 파일럿 심볼을 획득하는 파일럿 심볼 획득부;
    상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 신호 추정부;
    상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 전력 계산부; 및
    상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 반송파 신호 대 잡음비 계산부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 반송파 신호 대 잡음비는 기준 반송파 신호 대 잡음비고, 상기 반송파 신호 대 잡음비 측정 존 선택부는 모든 멀티플 존을 선택받는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치.
  14. 디지털 통신 시스템에서 파일럿 심볼로부터 반송파 신호 대 잡음비를 측정하는 방법에 있어서,
    기저 대역의 주파수 신호로부터 파일럿 심볼을 획득하는 단계;
    상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호 및 데이터 신호를 각각 추정하는 단계;
    상기 추정된 데이터 신호의 전력값을 계산하고, 상기 파일럿 심볼과 상기 추정된 파일럿 신호의 차이로부터 잡음 신호의 전력값을 계산하는 단계; 및
    상기 데이터 신호의 전력값과 상기 잡음 신호의 전력값을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를 계산하는 단계
    를 포함하되,
    상기 파일럿 심볼은 Band AMC, PUSC 및 FUSC 중에서 적어도 어느 하나 이상의 채널 모드와 관련한 심볼 구조에 따라 구성되며, 상기 파일럿 심볼을 획득하는 단계는 상기 채널 모드를 고려하여 상기 파일럿 심볼을 획득하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 파일럿 심볼로부터 파일럿 신호를 추정하는 단계는
    상기 파일럿 심볼을 주파수 영역에서 보간(interpolation) 연산을 수행하여 가상 파일럿 심볼 세트를 생성하는 단계; 및
    상기 가상 파일럿 심볼 세트를 시간 영역에서 평균 연산을 수행하여, 상기 파일럿 신호를 추정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 파일럿 심볼로부터 데이터 신호를 추정하는 단계는
    상기 추정된 파일럿 신호의 이득을 조정하여 상기 데이터 신호를 추정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 반송파 신호 대 잡음비 측정 방법.
  17. 제14항 내지 제16항 중 어느 하나의 항에 따른 방법을 컴퓨터에서 구현하는 프로그램을 기록한 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.
KR1020050134648A 2005-12-30 2005-12-30 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법 KR100794430B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050134648A KR100794430B1 (ko) 2005-12-30 2005-12-30 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법
PCT/KR2006/005802 WO2007078099A1 (en) 2005-12-30 2006-12-28 Apparatus and method for measuring carrier to interference and noise ratio
US12/159,698 US8229045B2 (en) 2005-12-30 2006-12-28 Apparatus and method for measuring carrier to interference and noise ratio

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050134648A KR100794430B1 (ko) 2005-12-30 2005-12-30 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070071315A KR20070071315A (ko) 2007-07-04
KR100794430B1 true KR100794430B1 (ko) 2008-01-16

Family

ID=38228402

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050134648A KR100794430B1 (ko) 2005-12-30 2005-12-30 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8229045B2 (ko)
KR (1) KR100794430B1 (ko)
WO (1) WO2007078099A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101112699B1 (ko) * 2011-02-24 2012-04-06 엘아이지넥스원 주식회사 무선 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ을 추정하기 위한 장치 및 그 방법

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101611580B (zh) * 2007-01-19 2013-03-13 汤姆逊许可公司 用于ofdm系统的插值法、信道估计方法和装置
US20080232236A1 (en) * 2007-03-19 2008-09-25 Legend Silicon Corp. Method and apparatus for channel estimation of ofdm with frequency inserted pilots
US8379762B2 (en) 2007-07-19 2013-02-19 Cisco Technology, Inc. Physical carrier to interference-plus-noise ratio techniques for wideband wireless communication networks
CN101227445B (zh) * 2008-01-23 2011-09-21 中兴通讯股份有限公司 一种在正交频分复用下计算载波干扰噪声比的方法
US8543149B2 (en) 2008-04-04 2013-09-24 Samsung Electronics Co., Ltd Message-based approach for improved interference power estimation
US8285321B2 (en) * 2008-05-15 2012-10-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for using virtual noise figure in a wireless communication network
KR101530201B1 (ko) 2009-03-03 2015-06-19 삼성전자주식회사 간섭 제어 방법 또는/및 전송 전력 제어 방법을 적용하여 신호를 전송하는 신호 전송 시스템 및 그 방법
KR101022417B1 (ko) * 2009-05-07 2011-03-15 (주)카이로넷 와이맥스 시스템을 위한 신호대 간섭 및 잡음비 추정 장치
US8737247B1 (en) * 2010-10-08 2014-05-27 Marvell International Ltd. Data channel noise estimation using pilot channel
US8982866B1 (en) 2010-10-08 2015-03-17 Marvell International Ltd. Data channel noise estimation using control channel
EP2715950A4 (en) * 2011-05-26 2015-06-17 Univ Drexel PHYSICAL ULTRASONIC-OFDM LAYER WITH PAPR REDUCTION AND FREQUENCY ADAPTATION FOR HIGH-DATA-RATE METAL CONTINUATION COMMUNICATION
US8855250B2 (en) * 2011-10-03 2014-10-07 Broadcom Corporation Wireless communication system with improved automatic gain control
US8824527B2 (en) * 2011-11-15 2014-09-02 Acorn Technologies, Inc. OFDM receiver with time domain channel estimation
US8665973B2 (en) * 2012-01-31 2014-03-04 Exelis Inc. Removal of a band-limited distributed pilot from an OFDM signal
US9419858B2 (en) * 2012-07-23 2016-08-16 Maxlinear, Inc. Method and system for service group management in a cable network
CN103248382A (zh) * 2013-05-17 2013-08-14 北京华强智连微电子有限责任公司 一种ofdm电力线载波通信接收机的模拟前端电路
US9831910B2 (en) 2013-09-16 2017-11-28 Marvell International Ltd. Noise estimation based on control messages destined for other mobile terminals
CN103825848B (zh) * 2014-01-17 2017-01-18 宁波大学 一种电力线通信系统中信号干扰噪声比的盲估计方法
JP6531761B2 (ja) * 2014-08-05 2019-06-19 日本電気株式会社 基地局、通信システム、方法及びプログラム
KR102284786B1 (ko) * 2015-02-24 2021-08-03 한국전자통신연구원 분할 대역 간섭 신호 제어 장치 및 방법
US10462675B2 (en) * 2016-03-06 2019-10-29 At&T Intellectual Property I, L.P. Dynamic spectrum partitioning between LTE and 5G systems

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20000066459A (ko) * 1999-04-16 2000-11-15 구자홍 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치
KR20050074884A (ko) * 2004-01-14 2005-07-19 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법과 그ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
KR20060001734A (ko) * 2004-06-30 2006-01-06 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
KR20060037806A (ko) * 2004-10-28 2006-05-03 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5852630A (en) * 1997-07-17 1998-12-22 Globespan Semiconductor, Inc. Method and apparatus for a RADSL transceiver warm start activation procedure with precoding
US6426971B1 (en) * 1999-09-13 2002-07-30 Qualcomm Incorporated System and method for accurately predicting signal to interference and noise ratio to improve communications system performance
JP3776716B2 (ja) 2000-11-17 2006-05-17 株式会社東芝 直交周波数分割多重伝送信号受信装置
KR100511559B1 (ko) * 2002-11-28 2005-08-31 한국전자통신연구원 시변 채널 왜곡 제거 기능을 가지는 주파수 분할 다중시스템에서의 송수신 방법
KR100566273B1 (ko) 2003-10-25 2006-03-30 삼성전자주식회사 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법
KR101015736B1 (ko) * 2003-11-19 2011-02-22 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식의 이동통신 시스템에서선택적 전력 제어 장치 및 방법
KR100600673B1 (ko) * 2003-12-18 2006-07-18 한국전자통신연구원 이동 통신 시스템에서의 채널 품질 정보 요청 및 보고방법, 그리고 그 장치
US7623569B2 (en) * 2004-01-14 2009-11-24 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for estimating interference and noise in a communication system
JP4604798B2 (ja) * 2004-05-10 2011-01-05 ソニー株式会社 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
KR100965694B1 (ko) * 2004-06-15 2010-06-24 삼성전자주식회사 광대역 무선 접속 통신 시스템에서 소프트 핸드오버 지원을 위한 시스템 및 방법
KR100957408B1 (ko) * 2004-06-17 2010-05-11 삼성전자주식회사 광대역 무선 분할 다중 접속 통신 시스템에서 핸드오버 지원을 위한 방법 및 장치
KR100790115B1 (ko) * 2004-10-29 2007-12-31 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 적응적 안테나 시스템을 위한 프리앰블 시퀀스 송신 전력 제어 장치 및 방법
US8014807B2 (en) * 2004-12-28 2011-09-06 Panasonic Corporation Transmission power control apparatus, propagation path estimating apparatus, transmission power control method, and propagation path estimating method
US20070149249A1 (en) * 2005-12-22 2007-06-28 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for efficient configuration of hybrid sub-carrier allocation

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20000066459A (ko) * 1999-04-16 2000-11-15 구자홍 직교 주파수 분할 다중 시스템의 채널 추정 장치
KR20050074884A (ko) * 2004-01-14 2005-07-19 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 간섭 및 잡음 추정 장치 및 방법과 그ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
KR20060001734A (ko) * 2004-06-30 2006-01-06 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법
KR20060037806A (ko) * 2004-10-28 2006-05-03 삼성전자주식회사 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ 추정 장치 및 방법

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101112699B1 (ko) * 2011-02-24 2012-04-06 엘아이지넥스원 주식회사 무선 통신 시스템에서 ｃｉｎｒ을 추정하기 위한 장치 및 그 방법

Also Published As

Publication number Publication date
WO2007078099A1 (en) 2007-07-12
US20090016420A1 (en) 2009-01-15
KR20070071315A (ko) 2007-07-04
US8229045B2 (en) 2012-07-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100794430B1 (ko) 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법
KR100793315B1 (ko) 다운링크 프리앰블을 이용한 반송파 신호 대 잡음비 측정장치 및 방법
KR100794426B1 (ko) 다운링크 프리앰블을 이용한 로지컬 밴드의 반송파 신호 대잡음비 측정 장치 및 방법
US11277843B2 (en) Wireless communication apparatus, mobile terminal and wireless communication method
JP4358270B2 (ja) 直交周波数分割多重方式を使用する通信システムにおけるチャンネル品質情報の送受信方法及び装置
JP5614895B2 (ja) 無線通信システムにおけるアップリンク電力制御装置及びその方法
KR100754673B1 (ko) 통신 시스템에서 동적 하이브리드 다중 접속 제공 장치 및방법
KR100964577B1 (ko) 통신 시스템에서 전력 제어 방법 및 시스템
US8380215B2 (en) Method and apparatus of scheduling in multi-cell cooperative wireless communication system
US20100008246A1 (en) Mobile station and reception quality measurement method
US8634351B2 (en) LTE baseband receiver and method for operating same
US8630197B2 (en) Method for determining data rate and packet length in mobile wireless networks
US8018991B2 (en) Apparatus and method for estimating carrier-to-interference and noise ratio in a communication system
JP2003174428A (ja) Ｏｆｄｍ送受信装置
KR200427976Y1 (ko) 다운링크 프리앰블을 이용하여 반송파 신호 대 잡음비를측정하는 디지털 통신 장치
KR20130051629A (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
G170 Re-publication after modification of scope of protection [patent]
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121227

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131231

Year of fee payment: 7

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141231

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170102

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171227

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20181226

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20200102

Year of fee payment: 13