KR100566273B1 - 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법 - Google Patents

주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100566273B1
KR100566273B1 KR1020030074922A KR20030074922A KR100566273B1 KR 100566273 B1 KR100566273 B1 KR 100566273B1 KR 1020030074922 A KR1020030074922 A KR 1020030074922A KR 20030074922 A KR20030074922 A KR 20030074922A KR 100566273 B1 KR100566273 B1 KR 100566273B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
cinr
frequency
base station
frequency hopping
power
Prior art date
Application number
KR1020030074922A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20050039453A (ko
Inventor
박원형
윤상보
조성현
김형명
안우근
장윤직
강태성
Original Assignee
삼성전자주식회사
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사, 한국과학기술원 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020030074922A priority Critical patent/KR100566273B1/ko
Publication of KR20050039453A publication Critical patent/KR20050039453A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100566273B1 publication Critical patent/KR100566273B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/713—Spread spectrum techniques using frequency hopping
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H04B17/345—Interference values
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/373—Predicting channel quality or other radio frequency [RF] parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/02—Traffic management, e.g. flow control or congestion control
    • H04W28/04—Error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W28/00—Network traffic management; Network resource management
    • H04W28/16—Central resource management; Negotiation of resources or communication parameters, e.g. negotiating bandwidth or QoS [Quality of Service]
    • H04W28/18—Negotiating wireless communication parameters
    • H04W28/22—Negotiating communication rate

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템에서의 간섭 회피 데이터 전송 방법에 관한 것으로, 홈 셀 기지국이 단말과 인접 기지국들로부터 무선 환경의 상태 정보를 수집하고, 수집된 상태 정보를 이용하여 단말이 저속 혹은 고속으로 이동하는지 판단하고, 단말의 이동 속도에 따라 수집된 상태 정보를 이용하여 시간-주파수 격자 별 CINR을 추정하고, 추정된 CINR과 미리 정해진 변조모드 별 임계 CINR을 비교하고, 비교 결과에 따라 해당 시간-주파수 격자에 전송 비트 수를 결정하고, 상기 전송 비트 수를 비트 할당 정보로서 단말로 전송하고, 상기 단말이 수신한 비트 할당 정보에 따라 변조 및 복조를 수행한다.
주파수도약 직교주파수분할다중화, 주파수 도약 패턴, 적응 변조, 시간-주파수 격자

Description

주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭 회피 데이터 전송 방법{INTERFERENCE-FREE DATA TRANSMISSION METHOD FOR FH-OFDM BASED MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}
도1a FH-TDMA에 채택된 랜덤 주파수 도약 패턴을 보여주는 도면.
도1b는 FH-CDMA에 채택된 라틴 스퀘어 패턴의 도약 방식을 보여주는 도면.
도 2는 셀룰러 환경을 보여주는 도면.
도 3은 도 2의 각 셀의 기지국들이 단말에 할당한 주파수 도약 패턴을 설명하기 위한 도면.
도 4는 사용자 단말이 저속으로 이동하는 경우 본 발명의 간섭 회피 데이터 전송 방법에서 비트 할당 정보를 생성하는 과정을 설명하기 위한 개념도.
도 5는 사용자 단말이 고속으로 이동하는 경우 본 발명의 간섭 회피 데이터 전송 방법에서 비트 할당 정보를 생성하는 과정을 설명하기 위한 개념도.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 회피 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 흐름도.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 회피 데이터 전송 시스템에서의 기지국 송신기를 보인 블록도.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 회피 데이터 전송 시스템에서의 수 신 단말을 보인 블록도.
본 발명은 주파수도약 직교주파수분할다중화(Frequency Hopping-Othogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 “FH-OFDM”이라 칭함) 기반의 이동통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 주파수도약 직교주파수분할다중 (FH-OFDM) 방식의 이동통신시스템에서의 간섭 회피 데이터 전송 방법에 관한 것이다.
차세대 이동통신 서비스의 높은 데이터 전송 속도를 지원하기 위해 차세대 이동통신시스템의 기반 기술로 직교 주파수 분할 다중화 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM)이 널리 고려되고 있다.
OFDM은 다수의 사용자가 공유하는 하나의 통신 채널을 분할 사용하는 변조 및 다중 접속 방식의 조합으로 생각할 수 있다. 시분할 다중 접속(Time Division Multiple Access: TDMA)이 시간에 따라 분할하고, 코드분할 다중 접속 (Code Division Multiple Access: CDMA)이 확산 코드 (spereading codes)에 의해 분할하는 반면, OFDM은 주파수에 따라 분할한다. OFDM은 주파수 스펙트럼을 다수의 동일한 간격을 갖는 하위 채널들로 분할하고 각각의 채널에 사용자 데이터를 싣게 된다. OFDM은 주파수 분할 다중화 (Frequency Division Multiplexing: FDM)와 유사하게 보일 수도 있지만 각각의 채널이 다른 모든 채널들과 직교한다는 중요한 특성을 갖는다. 상기 유저 데이터는 각각의 채널 상에 진폭, 위상 혹은 진폭과 위상이 모 두 조정된 상태로 변조된 상태로 실리게 된다.
OFDM 방식을 셀룰러 환경의 이동통신시스템에 적용하기 위해서 스텍트럼 확산 (spread spectrum)방식 중의 하나인 주파수 도약 (Frequency Hopping: FH)을 접목한 FH-OFDM 시스템이 제안되었다.
주파수 도약 확산 스펙트럼 (frequency hopping spread spectrum: FH-SS) 은 TDMA 방식의 GSM 시스템에서 시스템 용량을 늘이기 위해 처음으로 채택되었다. GSM에서는 각 시간 슬롯마다 다른 주파수를 사용함으로써 주파수 다이버시티를 얻고 인접 셀 간섭을 평균화 시킴으로써 TDMA의 단점을 극복하였다. 그러나 랜덤 주파수 도약 방식은 일정한 패턴이 없이 각 시간 슬롯마다 다른 주파수를 랜덤하게 사용하기 때문에 인접 셀의 상황에 따라 간섭을 적게 받는 톤과 많이 받는 톤이 발생하게 된다. 이러한 문제를 해결하기 위해 m-시퀀스 또는 라틴 스퀘어 시퀀스를 이용해 일정한 주파수 도약 패턴을 정하는 FH-CDMA 방식이 제안되었다.
도 1a 및 도1b는 각각 FH-TDMA에 채택된 랜덤 주파수 도약과 FH-CDMA에 채택된 라틴 스퀘어 패턴의 도약 방식을 보여주는 도면이다.
도 1a에서 보는 바와 같이, FH-TDMA에서는 주파수 도약에 일정한 패턴이 없으며 무작위로 도약하는 것을 알 수 있다. 반면 도 1b에 도시된 FH-CDMA에서는 주파수 도약이 일정한 패턴을 가지고 발생하는 것을 알 수 있다.
최근에는 이동통신시스템에서 고속의 데이터 전송을 위한 방식으로 직교주파수 분할 다중화 방식이 주목을 받고 있으며, 주파수 도약과 간섭회피 (interference avoidance) 기술을 적용하여 이론적으로 시스템 성능을 획기적으로 개선 할 수 있는 동적 주파수 도약 직교주파수분할다중화 기술이 제안되었다.
FH-OFDM은 FH-CDMA와 같이 주파수 도약을 위한 패턴으로 라틴 스퀘어 패턴을 사용하며 라틴 스퀘어 패턴을 도입함으로써 랜덤하게 주파수 도약을 하는 시스템보다는 간섭에 의한 영향을 적게 받는다. 라틴 스퀘어 패턴을 이용할 경우 각 셀은 각기 다른 기울기를 가지는 패턴으로 주파수 도약을 하므로 다른 셀의 하나의 주파수 도약 패턴과 하나의 시간-주파수 격자에서만 겹치게 되기 때문에 인접 셀에 의한 간섭이 비교적 적다.
도 2는 셀룰러 환경을 보여주는 도면이며, 도3은 도 2의 각 셀들이 단말에 할당한 주파수 도약 패턴을 설명하기 위한 도면이다.
도 2에서와 같이 각 셀이 6개의 셀과 인접해 있는 셀룰러 환경에서 각각 하나의 사용자 단말에 서비스를 제공하고 있는 경우 각각의 셀은 각기 다른 기울기를 가지는 주파수 도약 패턴을 사용자 단말에 할당한다. 도 3에서, 셀들이 하나의 주파수 도약 패턴을 할당했을 때 인접 셀들의 주파수도약 패턴과 자신의 주파수 도약 패턴이 겹치는 정도를 알 수 있다. 각각 셀이 각기 다른 기울기를 가지는 주파수 도약 패턴을 사용하기 때문에 다른 주파수 도약 패턴과 하나의 시간-주파수 격자에서만 겹치게 되고 이 시간-주파수 격자에서 인접 셀 간섭이 발생하게 된다. 인접 셀들이 사용하는 주파수 도약 패턴의 수가 적을 경우는 큰 문제가 되지 않을 수도 있지만 각 셀들이 사용하는 주파수 도약 패턴의 수가 증가하면 주파수 도약 패턴들 간에 결치는 시간-주파수 격자도 많아지게 되고 일부 시간-주파수 격자는 여러 주파수 도약 패턴들과 겹쳐서 심각한 인접 셀 간섭을 받게 된다. 도 2에서 시간-주파수 격 자에 표기된 숫자는 각 셀의 주파수도약 패턴과 인접 셀의 주파수 도약 패턴과 겹치는 횟수를 나타낸다. 가운데 셀이 자기의 셀이라고 보면 주파수 도약 패턴 내의 각 시간-주파수 격자의 겹치는 횟수가 다르다는 것을 알 수 있다. 시간-주파수 격자의 겹치는 횟수에 비례해서 시간-주파수 격자가 받는 간섭량이 증가한다. 만일 인접 셀들에서 사용자의 수가 증가해서 할당해주는 주파수 도약 패턴의 수가 증가하면 시간-주파수 격자의 겹치는 횟수가 증가하게 되고 이에 비례해서 간섭량도 증가하게 된다. 따라서 FH-OFDM시스템에서는 인접 셀들에서 할당한 주파수 도약 패턴의 수 (셀당 사용자 수: load)에 의해 성능이 제한된다. 간섭을 많이 받는 시간-주파수 격자는 그에 대응되는 톤의 케리어-대-간섭 및 노이즈율 (carrier-to-interference and noise ratio: CINR)이 낮아지게 되고 톤에 할당된 비트 수에 따른 요구 비트오류율 (Bit Error Rate: BER)을 충족시키지 못하게 된다. 따라서 해당 톤에 할당된 비트는 에러가 날 확률이 커지게 되고 이러한 시간-주파수 격자가 많아질수록 프레임오류율(Frame error Rate: FER)이 커지게 되어 결국 시스템 성능이 저하된다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로, 본 발명의 목적은 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서 각 셀에서 사용하고 있는 주파수 도약 패턴의 조정하거나 새로운 주파수 도약 패턴의 생성 없이 시간-주파수 격자의 겹침 현상을 허용하면서 요구되는 전송율을 만족시킬 수 있는 간섭 회피 데 이터 전송 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서 각 셀에서 사용되고 있는 주파수 도약 패턴을 고려하여 각각의 시간-주파수 격자에 대해 동적인 비트 할당을 함으로써 시스템 성능을 최대화 할 수 있는 간섭 회피 데이터 전송 방법을 것이다.
상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 일 국면에 있어서, 주파수도약 직교주파수분할다중화 시스템을 위한 간섭회피 데이터 전송 방법은 홈 셀이 무선 환경의 상태 정보를 수집하고, 수집된 상태 정보를 이용하여 단말이 저속 혹은 고속으로 이동하는지 판단하고, 단말의 이동 속도에 따라 수집된 상태 정보를 이용하여 시간-주파수 격자 별 CINR을 추정하고, 추정된 CINR과 미리 정해진 변조모드 별 임계 CINR을 비교하고, 비교 결과에 따라 해당 시간-주파수 격자에 전송 비트 수를 결정하고, 상기 전송 비트 수를 비트 할당 정보로서 단말로 전송하고, 상기 단말이 수신한 비트 할당 정보에 따라 변조 및 복조를 수행하는 것을 특징으로 한다.
상기 상태 정보는 단말로부터 피드백 되는 각 톤의 채널이득, 홈 셀 기지국까지의 링크이득, 인접 셀 기지국까지의 링크이득, 그리고 인접 셀 기지국들로부터 유선망을 통해 수신되는 주파수 도약 패턴 할당 정보를 포함한다.
상기 단말이 저속으로 이동할 경우 상기 CINR 추정 과정은 상기 인접 셀 기지국까지의 링크 이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 각 톤의 간섭파워를 계산하고, 해당 톤의 채널 이득을 이용하여 신호파워를 계산하고, 상기 간섭파워와 신호파워를 이용하여 CINR을 계산하는 것을 포함한다.
상기 간섭파워는 다음 식
Figure 112003039970511-pat00001
에 의해 계산되며, 여기서
Figure 112003039970511-pat00002
는 k번째 셀에서 (n, t) 시간-주파수 격자의 사용유무를 나타내는 지시자, Pk는 k번째 셀에서 상기 사용자 단말에 할당된 파워, Gk는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자까지의 링크 이득이다.
상기 신호파워는 다음 식
Figure 112003039970511-pat00003
에 의해 계산되며, 여기서
Figure 112003039970511-pat00004
는 n번째 톤의 채널 이득이고,
Figure 112003039970511-pat00005
는 홈셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
Figure 112003039970511-pat00006
는 송신 파워이다.
상기 CINR은 다음 식
Figure 112003039970511-pat00007
에 의해 계산되며, 여기서, n은 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타낸다.
상기 추정 CINR이 제1임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트를 할당하지 않고, 제1임계 CINR보다 크거나 같고 제2임계 CINR 보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 변조모드는 BPSK로 설정되고, 제2임계 CINR보다 크거나 같고 제3임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 변조모드는 QPSK로 설정되고, 제3임계 CINR보다 크거나 같고 제4임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 변조모드는 16QAM으로 설정되고, 상기 추정 CINR이 제4임계 CINR 큰 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 변조모드는 64QAM으로 설정된다.
한편, 상기 단말이 고속으로 이동할 경우 상기 CINR 추정 과정은 상기 인접 셀 기지국까지의 링크 이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 각 톤의 간섭파워를 계산하고, 평균 채널 이득 값인 링크이득을 이용하여 신호파워를 계산하고, 상기 간섭파워와 신호파워를 이용하여 CINR을 계산하는 것을 포함한다.
상기 간섭파워는 다음 식
Figure 112003039970511-pat00008
에 의해 계산되며, 여기서
Figure 112003039970511-pat00009
는 k번째 셀에서 (n, t) 시간-주파수 격자의 사용유무를 나타내는 지시자, Pk는 k번째 셀에서 상기 사용자 단말에 할당된 파워, Gk는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자까지의 링크 이득이다.
상기 신호파워는 다음 식
Figure 112003039970511-pat00010
로 계산되며,
Figure 112003039970511-pat00011
는 홈 셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
Figure 112003039970511-pat00012
는 송신 파워이다.
상기 CINR은 다음 식
Figure 112003039970511-pat00013
에 의해 계산되며, 여기서 n은 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타낸다.
본 발명의 또 다른 일 국면에 있어서, 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템에서의 기지국 송신기은 이동 단말에 대한 트래픽를 처리하기 위한 다수의 송신 유닛, 상기 송신 유닛으로부터 전달되는 신호를 더하는 컴바이너, 상기 컴바이너로부터의 출력 신호를 변조하여 안테나로 송신하는 직교 주파수 분할다중 변조기로 이루어진다.
상기 각각의 송신 유닛은 단말과 인접 셀 기지국들로부터 수신되는 무선 환 경 상태정보를 이용하여 각 톤에 대한 CINR을 추정하는 추정기, 상기 추정기로부터의 추정 CINR를 이용하여 각 톤에 대한 비트 할당 정보를 생성하는 비트 할당 모듈, 상기 단말로부터 수신되는 데이터를 다수의 데이터 스트림으로 분할 출력하는 역다중화기, 상기 비트 할당 모듈로부터의 비트 할당 정보를 이용하여 상기 각각의 데이터 스트림을 적응 변조하는 다수의 적응변조모듈, 주파수 도약 패턴을 생성하는 패턴 생성기, 그리고 상기 적응 변조 모듈로부터 출력되는 심볼을 상기 패턴 생성기로부터 생성된 패턴의 해당 시간-주파수 격자에 매핑하는 매핑모듈을 포함한다.
상기 무선 환경 상태정보는 단말로부터 피드백 되는 홈 셀에서 각 톤의 채널이득, 홈 셀 기지국까지의 링크이득, 인접 셀 기지국까지의 링크이득, 그리고 인접 셀 기지국들로부터 수신되는 주파수 도약 패턴 할당 정보를 포함한다. 상기 주파수 도약 패턴 할당 정보는 유선망을 통해 수신 된다.
상기 추정기는 상기 링크이득 정보를 이용하여 해당 시간-주파수 격자에 대한 간섭 파워를 계산하고, 홈 셀 기지국에 대한 상향링크의 링크이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 수신파워를 계산하고, 상기 간섭파워와 수신파워를 이용하여 CINR을 계산한다.
상기 비트 할당 모듈은 추정기로부터의 추정 CINR을 미리 정해진 임계 CINR과 비교하여 상기 추정 CINR이 제1임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트 할당 정보를 무 할당 모드로 설정하고, 제1임계 CINR보다 크거나 같고 제2임계 CINR 보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트할당정보를 BPSK로 설 정하고, 제2임계 CINR보다 크거나 같고 제3임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트할당정보를 QPSK로 설정하고, 제3임계 CINR보다 크거나 같고 제4임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트할당정보를 16QAM으로 설정하고, 제4임계 CINR 큰 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트할당정보를 64QAM으로 설정한다.
상기 직교주파분할다중 변조기는 상기 컴바이너로부터 출력되는 신호를 역 고속 푸리에 변환하는 역고속푸리에변환기와 역 푸리에 변환된 신호에 보호구간을 삽입하고 송신될 신호를 아날로그 신호로 변환하기 위한 D/A 컨버터를 포함한다.
본 발명의 또 다른 일 국면에 있어서, 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 수신기는 안테나를 통해 수신된 OFDM 신호를 복조하여 시간-주파수 격자 별로 출력하는 OFDM 복조기, 상기 OFDM 복조기로부터의 시간-주파수 격자를 패턴 생성기에서 출력되는 패턴 정보를 참조하여 해당 톤에 매핑하기 위한 역매핑 모듈, 상기 역매핑 모듈로부터 출력되는 신호를 비트할당 정보에 따라 시간-주파수 격자 단위로 복조하는 다수의 적응 복조 모듈, 그리고 상기 톤별로 복조된 신호를 다중화 하여 원본 데이터로 복원하는 다중화기를 포함한다.
상기 OFDM 복조기는 안테나를 통해 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하고 신호의 보호구간을 제거하기 위한 아날로그/디지털 변환기와 상기 아날로그/디지털 변환기의 출력을 고속 푸리에 변환하기 위한 고속 푸리에변환기를 포함한다.
상기 패턴 생성기는 기지국으로부터 수신된 주파수 도약 패턴 정보에 따라 주파수 도약 패턴을 생성하며, 상기 주파수 도약 패턴 정보와 비트 할당 정보는 별도의 제어 채널을 통해 기지국부터 전송된다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
본 발명에 따른 주파수도약 직교주파수분할다중 시스템에서는, 각 셀에 할당된 주파수 도약 패턴 내에서 인접 셀 간섭을 많이 받는 시간-주파수 격자를 피해서 주파수 도약을 하기 위해 새로운 동적 주파수 도약 패턴을 생성하는 종래의 기술과는 달리, 각 셀에서 사용하고 있는 라틴 스퀘어 패턴을 그대로 유지하면서 동적 비트 할당 알고리즘을 이용해 주파수 도약 패턴의 각각의 시간-주파수 격자에서 발생하는 간섭의 정도에 따라 해당 시간-주파수 격자에 할당되는 비트수를 조절함으로써 셀 간 간섭을 회피하고 서비스 요구 데이터 전송율을 만족시킬 수 있다.
본 발명에서는 홈 셀이 사용자 단말로부터 수집된 채널 이득 정보 및 인접 셀 기지국까지의 링크 이득 정보와 인접 셀들로부터 유선망을 통해 수집된 해당 셀이 사용자 단말에 할당한 주파수 도약 패턴 정보를 이용하여 각 사용자 단말에 할당된 주파수 도약 패턴 내의 톤들의 CINR을 계산하고 이렇게 계산된 CINR을 변조 모드에 따른 임계 CINR과 비교한다. 상기 비교 결과는 각 톤에 대한 적응 변조 모드 정보로서 사용자단말로 전송되어 송수신 단말은 각각 상기 변조모드 정보에 따라 적응 변조를 수행한다.
상기 적응 변/복조는 주로 하향링크에서 데이터 전송율을 높이기 위해서 사 용되며 적응 변/복조를 위해서는 채널 상황 (link quality)에 대한 정보가 필요하다. 기존의 단일 반송파 시스템의 경우에는 사용자가 채널 상황을 피드백 해 줌으로써 이 피드백 정보를 참조하여 채널 상황에 따라 적응 변/복조를 수행한다. 그러나 OFDM시스템과 같이 다중 반송파를 사용하는 시스템에서는 각 톤들은 주파수 선택도에 따라 각기 다른 채널 이득 값을 가지며 인접 셀의 톤 할당 상황에 따라 받는 간섭량의 크기가 달라지기 때문에 모든 톤들의 채널 상황을 피드백 받기 위해서는 상향링크에서 단일 반송파에 비해 훨씬 많을 오버헤드가 발생하게 된다. 이러한 단점을 피하기 위해서 본 발명에서는 유선망을 통해서 인접 셀들의 채널 할당 정보를 받아서 각 톤들의 CINR 계산함으로써 상향링크의 오버헤드를 줄이고 빠른 적응 변/복조를 수행할 수 있다.
본 발명에 따른 간섭 회피 데이터 전송 방법은 사용자 단말이 저속으로 이동하는 경우와 고속으로 이동하는 경우를 고려하여 수행된다.
도 4는 사용자 단말이 저속으로 이동하는 경우의 간섭 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 개념도이다. 사용자 단말이 저속으로 이동할 경우 채널의 변화가 느리기 때문에 홈 셀은 채널 추정 기법을 통해서 얻은 각 톤의 채널 이득 값을 이용해서 비트 할당을 할 수 있다. 이 경우 기지국은 인접 셀들의 주파수 도약 패턴 할당 정보와 인접 셀 기지국까지의 링크 이득을 이용해서 각 톤의 간섭의 세기를 계산하고 각 톤마다 채널 이득에 따라 신호의 세기를 계산하여 상기 산출된 간섭의 세기와 신호의 세기를 이용해 CINR을 계산한다. CINR이 계산되면 기지국은 각각의 변조 모드에 따라 미리 정해진 임계 CINR과 추정 CINR을 비교하여 해당 톤에 대한 전송비트 수를 결정한다.
도 5는 사용자 단말이 고속으로 이동하는 경우의 간섭 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 개념도이다. 사용자 단말이 고속으로 이동할 경우 채널의 변화가 빠르기 때문에 채널 추정 에러가 크고 추정할 때와 할당할 때의 채널이 달라지기 때문에 채널 이득을 이용할 수 없다. 따라서 이 경우에는 링크 이득을 평균 채널 이득으로 보고 평균적인 신호의 세기를 고려한다. 이때 각 톤의 CINR은 각 톤의 간섭의 세기에 의해 좌우된다.
본 발명에서 CINR을 계산하기 위한 기본 가정은 다음과 같다.
1. 각 사용자 단말은 홈 셀과 인접 셀까지의 링크 이득 정보를 주기적으로 기지국에 전송한다.
2. 각 기지국들은 주기적으로 자신의 셀 내의 사용자 단말들에게 할당한 주파수 도약 패턴 정보를 유선망을 통해 교환한다.
사용자 단말이 셀 내에 위치해 있을 때, 사용자 단말이 받는 간섭신호의 세기와 원하는 신호의 세기는 셀 내에 위치에 따라 달라진다. 사용자 단말이 셀 가장자리로 갈수록 인접 셀로부터 받는 간섭신호의 세기는 커지고 자신의 셀로부터 받는 원하는 신호의 세기는 줄어들게 된다. 그런데 FH-OFDM 시스템에서는 셀룰러 환경에서 각 셀은 서로 다른 기울기의 주파수 도약 패턴을 사용하기 때문에 어떤 시간-주파수 격자에서는 많은 수의 주파수 도약 패턴이 교차하고 어떤 시간-주파수 격자에서는 적은 수의 주파수 도약 패턴이 겹치게 된다. 주파수 도약 패턴이 많이 겹치는 시간-주파수 격자는 간섭의 세기가 그 만큼 크게 되고 주파수 도약 패턴이 적게 겹치는 시간-주파수 격자는 비교적 간섭의 세기가 작다.
본 발명의 간섭 회피 데이터 전송 방법은 크게 각 시간-주파수 격자의 간섭량을 추정하고, 해당 시간-주파수 격자의 수신 파워를 구한 다음, 상기 간섭량과 수신파워를 이용해 시간-주파수 격자의 CINR을 추정하고, 추정된 CINR을 미리 정해진 임계 CINR과 비교하여 비교 결과에 따라 해당 시간-주파수 격자에 비트 수를 할당하는 과정으로 이루어진다.
먼저, 시간-주파수 격자의 간섭량 다음 수학식 1에 의해 추정한다.
Figure 112005061866815-pat00014
여기서, In,t 는 k 번째 셀내 사용자 단말의 (n, t) 시간-주파수 격자가 받는 간섭 파워, Pk는 k번째 셀에서 상기 사용자 단말에 할당된 파워이고, Gk는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자까지의 링크 이득,
Figure 112003039970511-pat00015
는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자 단말까지의 채널 이득을 의미하며 상기 채널 이득은 보통 레일레이 (Rayleigh) 확률 변수로 나타낸다.
Figure 112005061866815-pat00016
확률분포함수(probability distribution function, pdf)는
Figure 112005061866815-pat00017
와 같고 따라서, 상기 시간-주파수 격자의 간섭량은 다음 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00018
여기서,
Figure 112003039970511-pat00019
는 k번째 셀에서 (n, t) 시간-주파수 격자의 사용유무를 나타내는 지시자로 다음 수학식 3으로 표현할 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00020
수학식 3은 k번째 셀에서 사용하는 주파수 도약 패턴이 (n,t) 시간-주파수 격자를 사용하면 간섭 영향을 주고 사용하지 않으면 간섭 영향을 주지 않음을 나타내며
Figure 112003039970511-pat00021
는 (n, t) 시간-주파수 격자에 몇 개의 인접 셀이 간섭 영향을 주는지를 나타낸다.
저속의 사용자 단말의 경우 채널 변화가 느리므로 채널 변화에 따른 비트 할당이 가능하다. FDD의 경우 사용자단말로부터 피드백 된 채널 이득 값을 이용할 수 있고, TDD의 경우 상향링크와 하향링크가 같은 주파수 대역을 사용하므로 상향링크의 채널이득을 측정해서 사용할 수 있다.
각 톤의 수신 파워는 다음 수학식 4에 의해 구할 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00022
여기서,
Figure 112003039970511-pat00023
는 n번째 톤의 채널 이득이고,
Figure 112003039970511-pat00024
는 홈 셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
Figure 112003039970511-pat00025
는 송신 파워를 나타낸다.
상기 수학식 2와 수학식 4로부터 각 시간-주파수 격자의 CINR 은 다음 수학식 5과 같이 구해진다.
Figure 112005061866815-pat00026
여기서 n은 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타낸다. 백색 가우시안 잡음의 파워는 간섭에 비해 매우 작으므로 그 효과를 무시할 수 있다.
상기와 같은 과정으로 CINR이 구해지면 해당 시간-주파수 격자의 CINR을 미리 정해져 있는 임계 CINR과 비교하여 비트 할당 방식을 결정한다.
한편, 각 사용자 단말의 BER은 AWGN 환경에서의 고정 변조 QAM의 BER을 멀티 셀 환경에 적용시키면 다음 수학식 6과 같이 CINR(
Figure 112003039970511-pat00027
)과 변조 모드(m)에 대한 함수로 간단히 나타낼 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00028
여기서,
Figure 112003039970511-pat00029
,
Figure 112003039970511-pat00030
은 표준화 계수 (normalization factor:
Figure 112003039970511-pat00031
Figure 112003039970511-pat00032
Figure 112003039970511-pat00033
이 고,
Figure 112003039970511-pat00034
은 상수 (
Figure 112003039970511-pat00035
)이다.
따라서, 각 서비스에 대한 목표 BER이 정해지면 상기 <식 6>으로부터 해당 서비스에 대한 임계 CINR (
Figure 112003039970511-pat00036
)을 다음 수학식 7을 이용해 결정할 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00037
표 1은 추정된 CINR에 따라 해당 시간-주파수 격자에 할당 되는 비트 수를 설명하기 위한 표이다.
변조 모드 미설정 BPSK QPSK 16QAM 64QAM
심볼당 비트수 0 1 2 4 6
CINR
Figure 112003039970511-pat00038
Figure 112003039970511-pat00039
Figure 112003039970511-pat00040
Figure 112003039970511-pat00041
Figure 112003039970511-pat00042
여기서,
Figure 112003039970511-pat00043
은 각각 BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM에 대한 임계 CINR이고
Figure 112003039970511-pat00044
는 (n, t) 시간-주파수 격자의 추정 CINR이다.
표 1에서 보는 바와 같이, 추정 CINR이 제 1 임계 CINR “s1"보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에는 전송 비트가 할당되지 않으며, 추정 CINR이 제 1 임계 CINR ”s1" 보다 크거나 같고 제2 임계 CINR "s2"보다 작은 경우 BPSK를 변조 모드로 설정하여 심볼 당 1비트를 할당한다. 또한 상기 추정 CINR이 제 2 임계 CINR "s2" 보다 크거나 같고 제3 임계 CINR "s4"보다 작은 경우 QPSK를 변조 모드로 설 정하여 심볼 당 2 비트를 할당하고, 제 3 임계 CINR “s4" 보다 크거나 같고 제 4 임계 CINR ”s6" 보다 작은 경우 16QAM를 변조 모드로 선택하여 심볼 당 4 비트를 할당하며, 제 4 임계 CINR "s6" 보다 클 경우 64QAM을 변조 모드로 설정하여 심볼 당 6비트를 할당한다.
한편, 고속의 사용자 단말의 경우 채널 변화가 빨라서 측정한 각 톤의 채널 이득 값이 신뢰성이 떨어지므로 평균 채널이득 값인 링크 이득을 이용한다. 목표 셀의 기지국 링크 이득을
Figure 112003039970511-pat00045
라고 하면 각 톤의 수신 파워는 다음 <식 8>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00046
상기 수학식 2와 수학식 8을 이용하여 각 톤의 CINR을 구할 수 있다.
Figure 112005061866815-pat00047
고속의 사용자 단말의 경우 채널 변화가 크기 때문에 채널 이득의 값을 확률 변수로 놓고 BER을 구하면 다음과 같이 표현할 수 있다.
m= 1 , m=2 (BPSK , QPSK) 일 때,
Figure 112003039970511-pat00048
m=4(16QAM)일 때,
Figure 112003039970511-pat00049
m=6 (64QAM)일 때,
Figure 112003039970511-pat00050
여기서,
Figure 112003039970511-pat00051
이다.
저속일 때와의 차이점은 채널 이득을 확률 변수로 넣고 BER을 구하므로 저속일 때의 BER에 비해 마진 (margin)을 주는 효과를 가지게 된다.
따라서 목표 BER이 정해지면 상기 수학식 10, 수학식 11, 수학식 12를 적용하여 변조 모드별 임계 CINR을 결정할 수 있다.
추정된 CINR에 따라 해당 시간-주파수 격자에 할당되는 비트 수는 상기 표 1과 같다.
상기와 같은 방법에 따라 추정 CINR에 따라 해당 시간-주파수 격자에 대한 할당 비트수가 결정되면 홈 셀은 비트할당 정보를 연계된 단말로 전송하고 송신 및 수신 단말은 수신된 비트할당 정보를 이용하여 변/복조를 수행한다.
도 6은 본 발명에 따른 간섭 회피 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 6에서 보는 바와 같이, 기지국은 인접 셀들의 기지국들로부터 주파수 도약 패턴 할당 정보를 수집하고 서비스를 제공받고 있는 단말로부터 인접 셀 기지국까지의 링크이득 정보를 수집한다. (S601). 상기 주파수 도약 패턴 할당 정보는 각 셀에서 사용하는 각 시간-주파수 격자의 할당 유무 정보이다.
기지국은 상기 수집된 주파수 도약 패턴 할당 정보와 링크이득 정보를 이용하여 각 시간-주파수 격자의 간섭 파워를 계산하고 (S602) 상향 링크의 링크 이득을 이용하여 각 사용자의 수신 파워를 추정 한다 (S603). 상기 각 시간-주파수 격자의 간섭 파워와 수신 파워가 구해지면, 기지국은 간섭 파워와 수신 파워를 이용하여 해당 시간-주파수 격자의 CINR을 추정 한다 (S604).
계속해서, 기지국은 추정된 CINR을 미리 정해진 변조모드 별 임계 CINR과 비교하여 (S605) 비교 결과에 따라 해당 시간-주파수 격자에 적합한 변조 모드를 결정 한다 (S606). 변조 모드가 결정되면 그 결과를 비트 할당 정보로서 해당 시간-주파수 격자를 사용하고 있는 단말들에 전송한다(S607).
상기 비트 할당 정보를 수신한 송신 단말과 수신 단말은 상기 비트 할당 정보에 포함되어 있는 변조 모드에 따라 수신 데이터를 변조 및 복조하게 된다.
이하, 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 회피 데이터 전송 시스템을 첨부된 도 7 및 도 8을 참조하여 설명한다.
본 발명에 따른 간섭 회피 데이터 전송 시스템은 인접 기지국과 단말들로부터 정보를 수집하여 각 시간-주파수 격자의 CINR을 추정하고 상기 추정 CINR과 임계 CINR을 비교하여 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트 할당 정보를 생성하여 단 말로 전송하는 기지국 송신기(100)와 상기 기지국 송신기로부터 수신된 비트 할당 정보에 따라 해당 시간-주파수 격자에 대한 변/복조를 수행하는 수신 단말(200)로 구성된다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 회피 데이터 전송 시스템의 기지국 송신기를 보인 블록도이다.
상기 기지국 송신기(100)는 각각의 사용자 단말에 대한 트래픽을 처리를 위한 다수의 송신유닛(120)과 상기 송신유닛(120)으로부터 전달되는 신호를 더하는 컴바이너 (130), 그리고 컴바이너(130)로부터의 신호를 변조하는 직교주파수분할다중 변조기(140)로 이루어진다.
상기 각각의 송신 유닛(120)은 사용자 단말과 인접 셀 기지국들로부터 수신되는 무선 환경 상태 정보를 이용하여 각 톤에 대한 CINR을 추정하는 추정기 (121), 상기 추정된 CINR 정보에 따라 각 시간-주파수 격자에 대한 비트 할당 정보를 생성하는 비트할당모듈(122), 사용자 단말로부터의 데이터 비트를 톤 별로 출력하는 역다중화기(123), 상기 비트할당모듈(121)로부터의 비트 할당 정보를 이용하여 상기 역다중화기(123)에서 병렬로 출력되는 톤 별 신호를 적응 변조하는 다수의 적응변조모듈(124), 주파수 도약 패턴을 생성하는 패턴생성기(125), 그리고 상기 적응 변조 모듈 (124)로부터 출력되는 심볼을 상기 패턴 생성기(125)로부터 생성된 패턴의 해당 시간-주파수 격자에 매핑하는 매핑모듈(126)로 구성된다.
상기 직교주파수분할다중 변조기(140)는 상기 컴바이너(130)로부터 출력되는 신호를 역푸리에 변환하기 위한 역고속푸리에변환기(141)와 역푸리에 변환된 신호 에 보호구간(CP)을 삽입하고 송신될 신호를 아날로그 신호로 변환하기 위한 D/A 컨버터(142)로 이루어진다.
상기 추정기 (121)는 수신 되는 시간-주파수 격자의 간섭량을 추정하고, 해당 시-주파수 격자의 수신 파워를 구한 다음, 상기 간섭량과 수신파워를 이용하여 시간-주파수 격자의 CINR을 계산한다. 이렇게 계산된 CINR을 이용하여 비트할당 모듈 (122)은 비트 할당 정보를 생성하고 상기 역다중화기(123)는 비트 할당 정보에 따라 각 톤들을 적응변조모듈(124)으로 전송한다. 각각의 적응변조모듈 (124)은 해당 톤을 적응 변조하여 패턴 생성기 (125)에서 생성된 주파수도약 패턴에 따라 대응되는 시간-주파수 격자에 매핑 한다. 이렇게 매핑된 신호는 컴바이너(130)와 OFDM 변조기(140)를 통해 송신된다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 간섭 회피 데이터 전송 시스템의 수신 단말을 보인 블록도이다.
상기 수신 단말(200)은 안테나를 통해 수신된 OFDM 신호를 복조하여 톤별로 출력하는 OFDM 복조기(210), 패턴생성기(220)로부터의 주파수 도약 패턴을 참조하여 각각의 시간-주파수 격자를 해당 톤에 매핑하기 위한 역매핑 모듈(230), 상기 역매핑 모듈(230)로부터 출력되는 신호를 비트 할당 정보를 참조하여 톤별로 복조하기 위한 다수의 적응 복조 모듈 (240) 그리고 상기 톤별로 적응 복조된 신호를 다중화하여 원본 데이터로 복원하는 다중화기(250)로 구성된다. 상기 OFDM 복조기(210)는 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하기 위한 A/D 컨버터(211)와 변환된 디지털 신호를 고속 푸리에 변환하기 위한 고속 푸리에 변환 기 (213)로 구성된다.
상기 주파수 도약 패턴과 각 톤의 비트 할당 정보는 하향링크의 제어 채널을 통해서 단말로 전송된다.
상기 패턴 생성기(220)는 상기 주파수도약 패턴 정보에 따라 주파수 도약 패턴을 생성하고 상기 역매핑 모듈(230)은 상기 패턴 생성기 (220)로부터의 주파수 도약 패턴에 따라 각 시간-주파수 격자에 실린 데이터를 각 톤에 대응 시킨다. 또한, 상기 적응 복조 모듈은 비트 할당 정보에 따라서 각 톤에 대한 적응 복조를 수행한다.
본 발명에 간섭 회피 데이터 전송 방법에서 각각의 시간-주파수 격자가 하나의 심볼로 도약하도록 하고 있으나, 보다 효율적인 데이터 전송을 위해 다수의 시간-주파수 격자를 하나의 세그먼트 단위로 묶어서 세그먼트 별로 도약하는 것도 가능하다. 이 때는 좀 더 효율적인 전송을 위해 정해진 도약 패턴이 아닌 각 사용자 단말이 최대의 출력을 낼 수 있도록 도약 패턴을 변형할 수 도 있다.
또한, 시스템 성능 향상을 위해 여러 개의 셀을 하나의 그룹으로 묶고 그룹 내의 셀에 순번을 저해서 각 셀이 일정한 순서로 돌아가면서 자원을 할당하는 것도 가능하다.
상기한 바와 같이, 본 발명에 따른 직교주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭 회피 데이터 전송 방법에서는 주파수 도약 패턴 내의 각 시간-주파수 격자의 CINR을 추정하여 미리 정해진 임계 CINR과 비교하여 비교 결과에 따 라 해당 시간-주파수 격자에 대한 전송 비트 수를 결정함으로써, 주파수 도약 패턴의 조정이나 새로운 주파수 도약 패턴의 생성 없이 셀 간 간섭을 회피할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서는 각 셀에서 사용되고 있는 주파수 도약 패턴을 고려하여 각각의 시간-주파수 격자에 대해 동적인 비트 할당을 함으로써 시스템 성능을 최대화 할 수 있다.

Claims (46)

  1. 적어도 하나의 단말이 연결되어 있는 기지국에 의해 정의되는 홈 셀과 상기 홈 셀 기지국과 인접한 기지국들에 의해 정의되는 인접 셀들로 구성되는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템에 있어서,
    상기 홈 셀 기지국에서 무선 환경의 상태 정보를 수집하고;
    수집된 상태 정보를 이용하여 시간-주파수 격자 별 CINR을 추정하고;
    추정된 CINR과 미리 정해진 변조모드 별 임계 CINR을 비교하고;
    비교 결과에 따라 해당 시간-주파수 격자에 전송 비트 수를 할당하는 것을 포함하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 상태 정보는 단말로부터 피드백 되는 각 톤의 채널이득, 홈 셀 기지국까지의 링크이득, 인접 셀 기지국까지의 링크이득, 그리고 인접 셀 기지국들로부터 수신되는 주파수 도약 패턴 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 주파수 도약 패턴 할당 정보는 유선망을 통해 기지국 간 교환되는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  4. 제2항에 있어서, 상기 CINR 추정은,
    상기 링크 이득 정보를 이용하여 해당 시간-주파수 격자에서의 간섭 파워를 계산하고;
    홈 셀 기지국에 대한 상향링크의 링크이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 수신파워를 계산하고;
    상기 간섭파워와 수신파워를 이용하여 CINR을 계산하는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 간섭파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00052
    에 의해 계산되며, 여기서
    Figure 112005061866815-pat00053
    는 k번째 셀에서 (n, t) 시간-주파수 격자의 사용유무를 나타내는 지시자, Pk는 k번째 셀에서 상기 사용자 단말에 할당된 파워, Gk는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자까지의 링크 이득인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 신호파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00054
    에 의해 계산되며, 여기서
    Figure 112005061866815-pat00055
    는 n번째 톤의 채널 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00056
    는 홈셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00057
    는 송신 파워인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 CINR은 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00058
    에 의해 계산되며, 여기서, n은 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타내는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  8. 제5항에 있어서, 상기 신호파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00059
    로 계산되며,
    Figure 112005061866815-pat00060
    는 홈 셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00061
    는 송신 파워인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  9. 삭제
  10. 제 1항에 있어서, 상기 추정 CINR이 소정의 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트를 할당하지 않는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 적어도 하나의 단말이 연결되어 있는 기지국에 의해 정의되는 홈 셀과 상기 홈 셀 기지국과 인접한 기지국들에 의해 정의되는 인접 셀들로 구성되는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템에 있어서,
    상기 홈 셀 기지국에서 무선 환경의 상태 정보를 수집하고;
    수집된 상태 정보를 이용하여 단말이 저속 혹은 고속으로 이동하는지 판단하고;
    단말의 이동 속도에 따라 수집된 상태 정보를 이용하여 시간-주파수 격자 별 CINR을 추정하고;
    추정된 CINR과 미리 정해진 변조모드 별 임계 CINR을 비교하고;
    비교 결과에 따라 해당 시간-주파수 격자에 전송 비트 수를 결정하고;
    상기 전송 비트 수를 비트 할당 정보로서 단말로 전송하고;
    상기 단말이 수신한 비트 할당 정보에 따라 변조 및 복조를 수행하는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 상태 정보는 단말로부터 피드백 되는 각 톤의 채널이득, 홈 셀 기지국까지의 링크이득, 인접 셀 기지국까지의 링크이득, 그리고 인접 셀 기지국들로부터 유선망을 통해 수신되는 주파수 도약 패턴 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  17. 제16항에 있어서, 상기 단말이 저속으로 이동할 경우 상기 CINR 추정 과정은,
    상기 인접 셀 기지국까지의 링크 이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 각 톤의 간섭파워를 계산하는 단계;
    해당 톤의 채널 이득을 이용하여 신호파워를 계산하는 단계;
    상기 간섭파워와 신호파워를 이용하여 CINR을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 간섭파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00063
    에 의해 계산되며, 여기서
    Figure 112005061866815-pat00064
    는 k번째 셀에서 (n, t) 시간-주파수 격자의 사용유무를 나타내는 지시자, Pk는 k번째 셀에서 상기 사용자 단말에 할당된 파워, Gk는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자까지의 링크 이득인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  19. 제 17항에 있어서, 상기 신호파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00065
    에 의해 계산되며, 여기서
    Figure 112005061866815-pat00066
    는 n번째 톤의 채널 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00067
    는 홈셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00068
    는 송신 파워인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  20. 제 18항에 있어서, 상기 신호파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00069
    에 의해 계산되며, 여기서
    Figure 112005061866815-pat00070
    는 n번째 톤의 채널 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00071
    는 홈셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00072
    는 송신 파워인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  21. 제 20항에 있어서, 상기 CINR은 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00073
    에 의해 계산되며, 여기서 n은 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타내는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  22. 제 17항에 있어서, 상기 추정 CINR이 제1임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트를 할당하지 않는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  23. 삭제
  24. 삭제
  25. 삭제
  26. 삭제
  27. 제16항에 있어서, 상기 단말이 고속으로 이동할 경우 상기 CINR 추정 과정은,
    상기 인접 셀 기지국까지의 링크 이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 각 톤의 간섭파워를 계산하는 단계;
    평균 채널 이득 값인 링크이득을 이용하여 신호파워를 계산하는 단계;
    상기 간섭파워와 신호파워를 이용하여 CINR을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  28. 제27항에 있어서, 상기 간섭파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00074
    에 의해 계산되며, 여기서
    Figure 112005061866815-pat00075
    는 k번째 셀에서 (n, t) 시간-주파수 격자의 사용유무를 나타내는 지시자, Pk는 k번째 셀에서 상기 사용자 단말에 할당된 파워, Gk는 k번째 기지국에서 홈 셀의 사용자까지의 링크 이득인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  29. 제 27항에 있어서, 상기 신호파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00076
    로 계산되며,
    Figure 112005061866815-pat00077
    는 홈 셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00078
    는 송신 파워인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  30. 제 28항에 있어서, 상기 신호파워는 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00079
    로 계산되며,
    Figure 112005061866815-pat00080
    는 홈 셀 기지국에서 사용자까지의 링크 이득이고,
    Figure 112005061866815-pat00081
    는 송신 파워인 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  31. 제 30항에 있어서, 상기 CINR은 다음 식
    Figure 112005061866815-pat00082
    에 의해 계산되며, 여기서 n은 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 나타내는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  32. 제 27항에 있어서, 상기 추정 CINR이 제1임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트를 할당하지 않는 것을 특징으로 하는 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템의 데이터 전송 방법.
  33. 삭제
  34. 삭제
  35. 삭제
  36. 삭제
  37. 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템에 있어서, 이동 단말에 대한 트래픽를 처리하기 위한 다수의 송신 유닛, 상기 송신 유닛으로부터 전달되는 신호를 더하는 컴바이너, 상기 컴바이너로부터의 출력 신호를 변조하여 안테나로 송신하는 직교 주파수 분할다중 변조기로 이루어지며,
    상기 각각의 송신 유닛은 단말과 인접 셀 기지국들로부터 수신되는 무선 환경 상태정보를 이용하여 각 톤에 대한 CINR을 추정하는 추정기;
    상기 추정기로부터의 추정 CINR를 미리 정해진 변조모드 별 임계 CINR과 비교하여 각 톤에 대한 비트 할당 정보를 생성하는 비트 할당 모듈;
    상기 단말로부터 수신되는 데이터를 다수의 데이터 스트림으로 분할 출력하는 역다중화기;
    상기 비트 할당 모듈로부터의 비트 할당 정보를 이용하여 상기 각각의 데이터 스트림을 적응 변조하는 다수의 적응변조모듈;
    주파수 도약 패턴을 생성하는 패턴 생성기; 그리고
    상기 적응 변조 모듈로부터 출력되는 심볼을 상기 패턴 생성기로부터 생성된 패턴의 해당 시간-주파수 격자에 매핑하는 매핑모듈을 포함하는 기지국 송신기.
  38. 제 37항에 있어서, 상기 무선 환경 상태정보는 단말로부터 피드백 되는 홈 셀에서 각 톤의 채널이득, 홈 셀 기지국까지의 링크이득, 인접 셀 기지국까지의 링크이득, 그리고 인접 셀 기지국들로부터 수신되는 주파수 도약 패턴 할당 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국 송신기.
  39. 제 38항에 있어서, 상기 주파수 도약 패턴 할당 정보는 유선망을 통해 수신 되는 것을 특징으로 하는 기지국 송신기.
  40. 제 38항에 있어서, 상기 추정기는 상기 링크이득 정보를 이용하여 해당 시간-주파수 격자에 대한 간섭 파워를 계산하고, 홈 셀 기지국에 대한 상향링크의 링크이득과 주파수 도약 패턴 할당 정보를 이용하여 수신파워를 계산하고, 상기 간섭파워와 수신파워를 이용하여 CINR을 계산하는 것을 특징으로 하는 기지국 송신기.
  41. 제 40항에 있어서, 상기 비트 할당 모듈은 추정기로부터의 추정 CINR을 미리 정해진 임계 CINR과 비교하여 상기 추정 CINR이 제1임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트 할당 정보를 무 할당 모드로 설정하고, 제1임계 CINR보다 크거나 같고 제2임계 CINR 보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 비트할당정보를 BPSK로 설정하고, 제2임계 CINR보다 크거나 같고 제3임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트할당정보를 QPSK로 설정하고, 제3임계 CINR보다 크거나 같고 제4임계 CINR보다 작은 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트할당정보를 16QAM으로 설정하고, 제4임계 CINR 큰 경우 해당 시간-주파수 격자에 대한 비트할당정보를 64QAM으로 설정하는 것을 특징으로 하는 기지국 송신기.
  42. 제37항에 있어서, 상기 직교주파분할다중 변조기는 상기 컴바이너로부터 출력되는 신호를 역푸리에 변환하는 역푸리에변환기와 역푸리에 변환된 신호에 보호구간을 삽입하고 송신될 신호를 아날로그 신호로 변환하기 위한 D/A 컨버터로 이루어지는 것을 특징으로 하는 기지국 송신기.
  43. 주파수도약 직교주파수분할다중접속 시스템에 있어서,
    안테나를 통해 수신된 OFDM 신호를 복조하여 시간-주파수 격자 별로 출력하는 OFDM 복조기;
    상기 OFDM 복조기로부터의 시간-주파수 격자를 패턴 생성기에서 출력되는 패턴 정보를 참조하여 해당 톤에 매핑하기 위한 역매핑 모듈;
    상기 역매핑 모듈로부터 출력되는 신호를 비트할당 정보에 따라 시간-주파수 격자 단위로 복조하는 다수의 적응 복조 모듈; 그리고
    상기 톤별로 복조된 신호를 다중화하여 원본 데이터로 복원하는 다중화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  44. 제43항에 있어서, 상기 OFDM 복조기는 안테나를 통해 수신된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하고 신호의 보호구간을 제거하기 위한 아날로그/디지털 변환기와 상기 아날로그/디지털 변환기의 출력을 고속 푸리에 변환하기 위한 고속 푸리에변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  45. 제43항에 있어서, 상기 패턴 생성기는 기지국으로부터 수신한 주파수 도약 패턴 정보에 따라 주파수 도약 패턴을 생성하는 것을 특징으로 하는 수신기.
  46. 제44항에 있어서, 상기 주파수 도약 패턴 정보와 비트 할당 정보는 별도의 제어 채널을 통해 기지국로부터 전송되는 것을 특징으로 하는 수신기.
KR1020030074922A 2003-10-25 2003-10-25 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법 KR100566273B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030074922A KR100566273B1 (ko) 2003-10-25 2003-10-25 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020030074922A KR100566273B1 (ko) 2003-10-25 2003-10-25 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050039453A KR20050039453A (ko) 2005-04-29
KR100566273B1 true KR100566273B1 (ko) 2006-03-30

Family

ID=37241687

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020030074922A KR100566273B1 (ko) 2003-10-25 2003-10-25 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100566273B1 (ko)

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100650116B1 (ko) * 2005-09-02 2006-11-27 인하대학교 산학협력단 주파수 재사용율 분할 방식 기반 ｏｆｄｍａ 시스템의 동적채널 할당 방법 및 동적 전력 할당 방법과 이를 지원하는프레임 구조
KR100794430B1 (ko) * 2005-12-30 2008-01-16 포스데이타 주식회사 반송파 신호 대 잡음비 측정 장치 및 방법
KR101229564B1 (ko) * 2006-06-12 2013-02-04 삼성전자주식회사 통신 시스템에서의 인접 섹터 간섭을 고려한 전력 제어 및스케줄링 방법
KR100785852B1 (ko) * 2006-06-26 2007-12-14 한국전자통신연구원 직교 주파수 분할 다중 접속 기반 무선 통신 시스템에서의전송효율 최대화를 위한 서브채널 할당 및 고정빔 형성전송 방법 및 장치
KR100867090B1 (ko) 2007-02-13 2008-11-04 삼성전자주식회사 고정 중계 기반 통신 시스템에서 셀 간 간섭을 줄이기 위한반송파 할당 방법
KR100958300B1 (ko) * 2007-12-29 2010-05-19 (주)카이로넷 변조 및 코딩 레벨 선택 방법들과 장치들
KR101290902B1 (ko) 2010-12-01 2013-07-29 서울대학교산학협력단 주파수 도약 확산 시스템의 간섭 신호 회피 장치 및 그 방법
KR101052033B1 (ko) * 2011-04-04 2011-07-26 삼성탈레스 주식회사 주파수 도약 통신 시스템을 위한 주파수 도약 패턴 발생 장치 및 이를 이용한 주파수 도약 패턴 발생 방법
KR102137438B1 (ko) * 2013-11-20 2020-07-24 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 데이터를 송수신하는 방법 및 장치

Also Published As

Publication number Publication date
KR20050039453A (ko) 2005-04-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7012912B2 (en) Power control and scheduling in an OFDM system
KR100933155B1 (ko) 주파수분할다중접속 이동통신시스템에서 가상 셀의 자원할당장치 및 방법
KR100539925B1 (ko) 직교주파수분할다중 시스템에서 부반송파 할당 장치 및 방법
KR100566274B1 (ko) 직교주파수분할다중 시스템에서 부반송파 할당 장치 및방법
JP4606494B2 (ja) 基地局及びパイロット系列への周波数割り当て方法
US8477592B2 (en) Interference and noise estimation in an OFDM system
KR100657882B1 (ko) 기지국 장치 및 통신 방법
KR101170474B1 (ko) 무선 통신 장치 및 서브 캐리어의 할당 방법
US8831120B2 (en) Adaptive subcarrier allocation to a mobile terminal in a multi cell FDM or OFDM network
US9049601B2 (en) Base station apparatus, mobile station apparatus, distributed antenna wireless communications system, pilot channel generation method, synchronization channel generation method, and antenna selection method
KR101239580B1 (ko) 기지국 장치, 이동국 장치, 블록 배치 방법, 데이터 수신 방법 및 집적 회로
US8064393B2 (en) Wireless communication base station apparatus and wireless communication method in multicarrier communication
US20090285174A1 (en) Communication terminal apparatus, control station, and multicarrier communication method
KR20070118255A (ko) 송신장치, 수신장치, 이동통신 시스템, 및 송신제어방법
JP2008035079A (ja) 無線通信システム、基地局、端末装置及び無線通信システムのパイロット信号制御方法
WO2006070551A1 (ja) 無線送信機、無線受信機および無線通信システム
JP4912878B2 (ja) Ｏｆｄｍａシステムおよび方法
KR100566273B1 (ko) 주파수 도약 직교주파수분할다중화 시스템에서의 간섭회피 데이터 전송 방법
RU2396715C2 (ru) Передающее устройство, способ передачи данных, приемное устройство и способ приема данных
JPWO2006114932A1 (ja) 無線通信装置および無線通信方法
JP3813884B2 (ja) マルチキャリア変調回路およびマルチキャリア復調回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130227

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140227

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150226

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160226

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170224

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180227

Year of fee payment: 13

LAPS Lapse due to unpaid annual fee