JPH09321736A

JPH09321736A - 受信方法及び受信装置

Info

Publication number: JPH09321736A
Application number: JP8132436A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Suzuki; 三博鈴木
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1996-05-27
Filing date: 1996-05-27
Publication date: 1997-12-12
Also published as: EP0810738A2; CN1171672A; US6044106A; EP0810738A3; KR970078096A

Abstract

(57)【要約】【課題】差動変調された伝送信号の雑音電力を良好に
検出できるようにする。【解決手段】差動復調した受信信号のシンボル判定を
判定手段４３１で行い、この判定されたシンボルを用い
て１シンボル前の受信データを変調手段４３２で再び差
動変調された信号とし、この再び差動変調された信号と
受信シンボルとの差を手段４３３で検出し、この検出さ
れた差より、伝送信号の雑音電力を検出するようにし
た。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば無線電話システ
ム用に適用して好適な受信方法及び受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】無線電話システムなどの移動通信におい
ては、一つの基地局に複数の移動局（端末装置）を接続
させる多元接続が行われている。ここで、無線電話の場
合には、一つの基地局を多数の移動局が共通に使用する
ため、各移動局間の干渉を避けるような種々の通信方式
が提案されている。従来からあるこの種の通信方式とし
ては、例えば周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ：Frequenc
y Division Multiple Access）、時分割多元接続方式
（ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access ）、符号
分割多元接続方式（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple
Access ）などがある。

【０００３】この内、ＣＤＭＡ方式は、各移動局に特定
の符号を割り当て、同一搬送波（キャリア）の変調波を
この符号でスペクトラム拡散して同一基地局に送信し、
受信側では各々符号同期をとり、所望の移動局を識別す
る多元接続方式である。

【０００４】即ち、基地局は、スペクトラム拡散でその
帯域を全て占有しており、同一時間、同一周波数帯域を
利用して各移動局に送信している。そして、各移動局で
は、基地局から送信された固定拡散帯域幅の信号を逆拡
散して、該当する信号を取り出す。また、基地局は、互
いに異なる拡散符号により、各移動局を識別している。

【０００５】このＣＤＭＡ方式は、互いに符号を決めて
おけば、直接呼び出す毎に通信ができると共に、秘話性
に優れており、携帯電話装置などの移動局を使用した無
線伝送に適している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、ＣＤＭＡ方
式では、移動局間で厳密な直交関係をつくるのが困難で
あり、各移動局間の通信を完全に分離して扱うことはで
きず、一つの移動局との通信時に、他の移動局が干渉源
になってしまう不都合がある。また、特定の帯域内でデ
ータを拡散する方式であるので、予めデータを拡散する
帯域幅（つまり伝送に使用する帯域幅）を定義する必要
があり、伝送帯域幅を可変させることは困難である。

【０００７】具体的に説明すると、例えば所定の符号に
よりスペクトラム拡散されて多重化された８つの移動局
（ユーザー）の伝送信号から、逆拡散により特定のユー
ザーの伝送信号を取り出す場合のモデルを図１９に示
す。図１９のＡに示すように、符号により多重化された
Ｕ０〜Ｕ７の８ユーザーの信号の内、ユーザーＵ０の信
号を逆拡散により取り出そうとすると、図１９のＢに示
すように、確かにユーザーＵ０の信号を取り出すことは
出来るが、同じ基地局で扱う他のユーザーＵ１〜Ｕ７の
信号も干渉源となってノイズとなり、Ｓ／Ｎ特性が劣化
してしまう。このため、ＣＤＭＡ方式を適用した無線伝
送では、干渉分の劣化により電波の届きが悪くなり、サ
ービスエリアが狭くなる。また、スペクトラム逆拡散の
過程で得られる逆拡散利得分だけ他ユーザー干渉を抑圧
するのみであるため、接続可能なユーザー（移動局）が
制限されチャンネル容量が小さくなった。

【０００８】また、この種の多元接続が行われる通信シ
ステムにおいては、同時に存在する各伝送信号の送信電
力を一定の範囲に揃えることが、他ユーザー干渉を抑圧
する上で重要である。ところが、従来のＣＤＭＡ方式な
どの多元接続を行う通信方式では、送信電力を制御する
ための処理が、必ずしも良好に行われるとは言えなかっ
た。

【０００９】即ち、例えばある端末装置からの送信電力
を一定範囲内に調整するためには、基地局側でこの端末
装置から送信される信号を受信して、その伝送状態を検
出して、その検出結果に基づいた送信出力の制御データ
を端末装置に対して伝送させる。そして、端末装置側で
その伝送された制御データを判断して、該当する状態に
送信出力を調整させる処理が行われる。

【００１０】ここで、従来の受信信号から伝送状態を検
出する構成の一例（この例はＣＤＭＡ方式に特有の構成
ではなく差動変調された信号を受信する一般的な構成の
例である）を図２０に示すと、例えば受信信号をＡＧＣ
回路（自動利得調整回路）１で一定範囲内のゲインの信
号とし、このＡＧＣ回路１の出力を差動復調回路２に供
給して復調し、その復調出力をシンボル判定回路３に供
給する。そして、このシンボル判定回路３の出力と、復
調回路２の出力とを減算器４に供給し、両信号の差を検
出する。この検出された差が雑音電力の推定値となる。
ここで、この減算器４の減算出力は、２乗回路５で２乗
されて絶対値化されると共に、その出力が平均回路６で
平均化されて、雑音電力の平均値が算出される。

【００１１】このような構成にて伝送信号の雑音電力が
検出されるのであるが、正確に雑音電力を検出するため
には、受信信号をＡＧＣ回路で一定のレベルに調整する
必要があり、構成が複雑化する不都合があるが、干渉電
力が変動する場合には、正確にＡＧＣ回路でレベル調整
を行うのが困難であり、正しく雑音電力を推定すること
は困難であった。

【００１２】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、この種の伝送方式が適用される場合に、伝送信号
の雑音電力を良好に検出できるようにすることを目的と
する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この問題点を解決するた
めに本発明は、差動復調した受信信号のシンボル判定を
行い、この判定されたシンボルを用いて１シンボル前の
受信データを再び差動変調された信号とし、この再び差
動変調された信号と受信シンボルとの差より、伝送信号
の雑音電力を検出するようにしたものである。

【００１４】かかる処理を行うことによって、受信信号
のレベル変動などに影響されない正確な雑音電力を検出
できるようになる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１〜
図１８を参照して説明する。

【００１６】まず、本例が適用される通信方式の構成に
ついて説明する。本例の通信方式の構成は、予め割当て
られた帯域（Band）内に複数のサブキャリアを連続的に
配置し、この１帯域内の複数のサブキャリアを１つの伝
送路（パス）で同時に使用するいわゆるマルチキャリア
方式としてあり、さらに１帯域内の複数のサブキャリア
を一括して帯域で分割（Division）して変調するもの
で、ここでは帯域分割多元接続（ＢＤＭＡ：Band Divis
ion Multiple Access ）と称する。

【００１７】以下、その構成について説明すると、図１
５は、本例の伝送信号のスロット構成を示す図で、縦軸
を周波数を、横軸を時間としたものである。本例の場合
には、周波数軸と時間軸とを格子状に分割した直交基底
を与えるものである。即ち、１つの伝送帯域（１バンド
スロット）が１５０ＫＨｚとされ、この１５０ＫＨｚの
１伝送帯域内に、２４本のサブキャリアを配置する。こ
の２４本のサブキャリアは、６．２５ｋＨｚ間隔で等間
隔に連続的に配置され、１キャリア毎に０から２３まで
のサブキャリア番号が付与される。但し、実際に存在す
るサブキャリアは、サブキャリア番号１から２２までの
２２本としてあり、１バンドスロット内の両端部のサブ
キャリア番号０及び２３についてはサブキャリアを立て
ないガードバンドとしてあり、電力を０としてある。

【００１８】そして時間軸でみると、２００μ秒間隔で
１タイムスロットが規定され、１タイムスロット毎に２
２本のサブキャリアにバースト信号が変調されて伝送さ
れる。そして、２５タイムスロット（即ち５ｍ秒）配置
された状態が、１フレームと定義される。この１フレー
ム内の各タイムスロットには、０から２４までのタイム
スロット番号が付与される。図１５中にハッチングを付
与して示す範囲は、１バンドスロットの１タイムスロッ
ト区間を示すものである。なお、ここではスロット番号
２４のタイムスロットは、データが伝送されない期間と
される。

【００１９】そして、この周波数軸と時間軸とを格子状
に分割した直交基底を使用して、基地局が複数の移動局
（端末装置）と同時期に通信を行う多元接続を行うもの
である。ここで、各移動局との接続状態としては、図１
６に示す構成で行われる。図１６は、１バンドスロット
（実際には後述する周波数ホッピングにより使用するバ
ンドスロットは切換わる）を使用して、基地局に接続さ
れる６つの移動局（ユーザー）Ｕ０，Ｕ１，Ｕ２‥‥Ｕ
５のタイムスロットの使用状態を示す図で、Ｒとして示
すタイムスロットは受信スロットで、Ｔとして示すタイ
ムスロットは送信スロットであり、基地局で規定される
フレームタイミングは図１６のＡに示すように２４タイ
ムスロット周期（２５タイムスロット用意された内の最
後のスロットであるスロット番号２４は使用されない）
で設定される。なお、ここでは送信スロットと受信スロ
ットとは別の帯域を使用して伝送されるものとしてあ
る。

【００２０】例えば図１６のＢに示す移動局Ｕ０は、受
信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号
０，６，１２，１８が使用され、送信スロットとしてタ
イムスロット番号３，９，１５，２１が使用され、それ
ぞれのタイムスロットでバースト信号の受信又は送信を
行う。また、図１６のＣに示す移動局Ｕ１は、受信スロ
ットとして１フレーム内のタイムスロット番号１，７，
１３，１９が使用され、送信スロットとしてタイムスロ
ット番号４，１０，１６，２２が使用される。また、図
１６のＤに示す移動局Ｕ２は、受信スロットとして１フ
レーム内のタイムスロット番号２，８，１４，２０が使
用され、送信スロットとしてタイムスロット番号５，１
１，１７，２３が使用される。また、図１６のＥに示す
移動局Ｕ３は、受信スロットとして１フレーム内のタイ
ムスロット番号３，９，１５，２１が使用され、送信ス
ロットとしてタイムスロット番号０，６，１２，１８が
使用される。また、図１６のＦに示す移動局Ｕ４は、受
信スロットとして１フレーム内のタイムスロット番号
４，１０，１６，２２が使用され、送信スロットとして
タイムスロット番号１，７，１３，２２が使用される。
さらに、図１６のＧに示す移動局Ｕ５は、受信スロット
として１フレーム内のタイムスロット番号５，１１，１
６，２２が使用され、送信スロットとしてタイムスロッ
ト番号２，８，１４，２０が使用される。

【００２１】このように１バントスロットに６つの移動
局が接続される６ＴＤＭＡ（時分割多元接続）が行われ
るが、各移動局側から見ると、１タイムスロット期間の
受信及び送信を行った後に、次の送信又は受信が行われ
るまで２タイムスロット期間（即ち４００μ秒）の余裕
があり、この余裕を使用して、タイミング処理と周波数
ホッピングと称される処理を行う。即ち、各送信スロッ
トＴの前の約２００μ秒間には、送信タイミングを基地
局側からの信号のタイミングに合わせるタイミング処理
ＴＡを行う。そして、各送信スロットＴが終了した約２
００μ秒後には、送信及び受信を行うバンドスロットを
別のバンドスロットに切換える周波数ホッピングを行
う。この周波数ホッピングにより、例えば１つの基地局
に用意された複数のバンドスロットを各移動局で均等に
使用する。

【００２２】即ち、１つの基地局には複数のバンドスロ
ットを割当てる。例えば１つの基地局で１つのセルが構
成されるセルラ方式のシステムである場合で、１つのセ
ルに１．２ＭＨｚの帯域が割当てられている場合には、
８バンドスロットを１つのセルに配置することができ
る。同様に、１つのセルに２．４ＭＨｚの帯域が割当て
られている場合には、１６バンドスロットを１つのセル
に配置することができ、１つのセルに４．８ＭＨｚの帯
域が割当てられている場合には、３２バンドスロットを
１つのセルに配置することができ、１つのセルに９．６
ＭＨｚの帯域が割当てられている場合には、６４バンド
スロットを１つのセルに配置することがでる。そして、
この１つのセルに割当てられた複数のバンドスロットを
均等に使用するように、周波数ホッピングと称される周
波数切換え処理を行う。なお、本例の場合には１つのセ
ルに連続した帯域の複数のバンドスロットを配置する。

【００２３】図１７は、セルの理想的な配置例を示し、
このような状態でセルが配置されている場合には、第１
の帯域を使用するグループＧａのセルと、第２の帯域を
使用するグループＧｂのセルと、第３の帯域を使用する
グループＧｃのセルとの３つの周波数割当てを行えば良
い。即ち、１セルで８バンドスロット使用する場合に
は、図１８のＡ及びＢに示すように、連続した８バンド
スロットでグループＧａの帯域を用意すると共に、次の
連続した８バンドスロットでグループＧｂの帯域を用意
し、更に次の連続した８バンドスロットでグループＧｃ
の帯域を用意する。この場合、図１８のＣに示すよう
に、各バンドスロット内には２２本のサブキャリアが立
てられ、この複数のサブキャリアを同時に使用したマル
チキャリアでの伝送が行われるが、図１６に示すよう
に、このマルチキャリアで伝送するバンドスロットを切
換える周波数ホッピングを行いながら、セル内の移動局
との通信を行う。

【００２４】このように通信を行う状態を設定すること
で、各移動局と基地局との間で伝送される信号は、他の
信号に対して直交性が保たれた状態となり、他の信号の
干渉を受けることなく、該当する信号だけを良好に取り
出すことができる。そして、周波数ホッピングにより伝
送するバンドスロットを随時切換えるので、各基地局に
用意された伝送帯域が有効に活用され、効率の良い伝送
ができる。この場合、上述したように１つの基地局（セ
ル）に割当てる周波数帯域を、自由に割当てることがで
きるので、使用される状況に応じた自由なシステム設定
が可能になる。

【００２５】次に、以上説明したシステム構成にて基地
局と通信が行われる端末装置（移動局）の構成について
説明する。ここでは、基地局から端末装置への下り回線
として２．０ＧＨｚ帯を使用し、端末装置から基地局へ
の上り回線として２．２ＧＨｚ帯を使用するものとして
説明する。

【００２６】図１は、端末装置の構成を示す図で、まず
受信系について説明すると、送受信兼用のアンテナ１１
はアンテナ共用器１２に接続してあり、このアンテナ共
用器１２の受信信号出力側には、バンドパスフィルタ１
３，受信アンプ１４，混合器１５が直列に接続してあ
る。ここで、バンドパスフィルタ１３は、２．０ＧＨｚ
帯を抽出する。そして、混合器１５で周波数シンセサイ
ザ３１が出力する１．９ＧＨｚの周波数信号を混合し、
受信信号を１００ＭＨｚ帯の中間周波信号に変換する。
なお、周波数シンセサイザ３１は、ＰＬＬ回路（フェー
ズ・ロックド・ループ回路）で構成され、温度補償型基
準発振器（ＴＣＸＯ）３２が出力する１９．２ＭＨｚ
を、１／１２８分周器３３で分周して生成させた１５０
ｋＨｚを基準として、１．９ＧＨｚ帯の１５０ｋＨｚ間
隔の信号（即ち１バンドスロット間隔）を生成させるシ
ンセサイザである。この端末装置で使用される後述する
他の周波数シンセサイザについても、同様にＰＬＬ回路
で構成される。

【００２７】そして、混合器１５が出力する中間周波信
号を、バンドパスフィルタ１６と可変利得アンプ１７を
介して復調用の２個の混合器１８Ｉ，１８Ｑに供給す
る。また、周波数シンセサイザ３４が出力する１００Ｍ
Ｈｚの周波数信号を、移相器３５で９０度位相がずれた
２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の一方を混
合器１８Ｉに供給し、他方を混合器１８Ｑに供給し、そ
れぞれ中間周波信号に混合させ、受信したデータに含ま
れるＩ成分及びＱ成分を抽出する。なお、周波数シンセ
サイザ３４は、１／１２８分周器３３で分周して生成さ
せた１５０ｋＨｚを基準として、１００ＭＨｚ帯の信号
を生成させるシンセサイザである。

【００２８】そして、抽出したＩ成分をローパスフィル
タ１９Ｉを介してアナログ／デジタル変換器２０Ｉに供
給し、デジタルＩデータに変換する。また、抽出したＱ
成分をローパスフィルタ１９Ｑを介してアナログ／デジ
タル変換器２０Ｑに供給し、デジタルＩデータに変換す
る。ここで、各アナログ／デジタル変換器２０Ｉ，２０
Ｑは、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚを、１／
９６分周器３６で分周して生成させた２００ｋＨｚを変
換用のクロックとして使用するものである。

【００２９】そして、アナログ／デジタル変換器２０
Ｉ，２０Ｑが出力するデジタルＩデータ及びデジタルＱ
データを、復調及びデコーダ２１に供給し、復号された
受信データを端子２２に得る。なお、復調及びデコーダ
２１には、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがク
ロックとしてそのまま供給されると共に、１／９６分周
器３６が出力する２００ｋＨｚを１／４０分周器３７で
分周して生成させた５ｋＨｚがクロックとして供給され
る。この５ｋＨｚのクロックは、スロットタイミングデ
ータを生成させるのに使用される。即ち、本例の場合に
は上述したように１タイムスロットが２００μ秒である
が、周波数が５ｋＨｚの信号は１周期が２００μ秒であ
り、この５ｋＨｚの信号に同期してスロットタイミング
データを生成させる。

【００３０】次に、端末装置の送信系の構成を説明する
と、端子４１に得られる送信データを、変調及びエンコ
ーダ４２に供給し、送信用の符号化及び変調処理を行
い、送信用のデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを
生成させる。ここで、この変調及びエンコーダ４２に
は、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがクロック
としてそのまま供給されると共に、１／４０分周器３７
で分周して生成させた５ｋＨｚがスロットタイミング生
成用のデータとして供給される。そして、変調及びエン
コーダ４２が出力するデジタルＩデータ及びデジタルＱ
データをデジタル／アナログ変換器４３Ｉ及び４３Ｑに
供給し、アナログＩ信号及びアナログＱ信号に変換し、
この変換されたＩ信号及びＱ信号をローパスフィルタ４
４Ｉ及び４４Ｑを介して混合器４５Ｉ及び４５Ｑに供給
する。また、周波数シンセサイザ３８が出力する３００
ＭＨｚの周波数信号を、移相器３９で９０度位相がずれ
た２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の一方を
混合器４５Ｉに供給し、他方を混合器４５Ｑに供給し、
それぞれＩ信号及びＱ信号と混合して、３００ＭＨｚ帯
の信号とし、加算器４６で１系統の信号とする直交変調
を行う。なお、周波数シンセサイザ３８は、１／１２８
分周器３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準と
して、３００ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザ
である。

【００３１】そして、加算器４６が出力する３００ＭＨ
ｚ帯に変調された信号を、送信アンプ４７，バンドパス
フィルタ４８を介して混合器４９に供給し、周波数シン
セサイザ３１が出力する１．９ＧＨｚ帯の周波数信号を
混合し、２．２ＧＨｚ帯の送信周波数に変換する。そし
て、この送信周波数に周波数変換された送信信号を、送
信アンプ（可変利得アンプ）５０及びバンドパスフィル
タ５１を介してアンテナ共用器１２に供給し、このアン
テナ共用器１２に接続されたアンテナ１１から無線送信
させる。なお、送信アンプ５０の利得を制御することに
より、送信出力が調整される。この送信出力の制御は、
例えば基地局側から受信した出力制御データに基づいて
行われる。

【００３２】また、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２Ｍ
Ｈｚの信号は、１／２４００分周器４０に供給されて、
８ｋＨｚの信号とされ、この８ｋＨｚの信号を音声処理
系の回路（図示せず）に供給する。即ち、本例の端末装
置では、基地局との間で伝送する音声信号は、８ｋＨｚ
でサンプリング（又はその倍数の周波数でオーバーサン
プリング）するようにしてあり、音声信号のアナログ／
デジタル変換器やデジタル／アナログ変換器、或いは音
声データ圧縮・伸長処理用のデジタルシグナルプロセッ
サ（ＤＳＰ）などの音声データ処理回路で必要なクロッ
クを、１／２４００分周器４０から得るようにしてあ
る。

【００３３】次に、この構成の端末装置の送信系のエン
コーダ及びその周辺の詳細な構成を、図２を参照して説
明する。送信データは、畳み込み符号化器１０１に供給
して、畳み込み符号化を行う。ここでの畳み込み符号化
としては、例えば拘束長ｋ＝７，符号化率Ｒ＝１／３の
符号化を行う。図３は、この拘束長ｋ＝７，符号化率Ｒ
＝１／３の畳み込み符号化器の構成を示す図で、入力デ
ータを６個直列に接続された遅延回路１０１ａ，１０１
ｂ，‥‥１０１ｆに供給し、連続した７ビットのデータ
のタイミングを一致させ、Ｅx-ＯＲゲート１０１ｇ，１
０１ｈ，１０１ｉでこの７ビットの内の所定のデータの
排他的論理和をとり、各Ｅx-ＯＲゲート１０１ｇ，１０
１ｈ，１０１ｉの出力をシリアル／パラレル変換回路１
０１ｊでパラレルデータに変換して畳み込み符号化され
たデータを得る。

【００３４】図２の説明に戻ると、この畳み込み符号化
器１０１の出力を、４フレームインターリーブバッファ
１０２に供給し、４フレーム（２０ｍ秒）に跨がったデ
ータのインターリーブを行う。そして、このインターリ
ーブバッファ１０２の出力を、ＤＱＰＳＫエンコーダ１
１０に供給し、ＤＱＰＳＫ変調を行う。即ち、供給され
るデータに基づいて、ＤＱＰＳＫシンボル生成回路１１
１で対応したシンボルを生成させ、このシンボルを乗算
器１１２の一方の入力に供給し、この乗算器１１２の乗
算出力を遅延回路１１３で１シンボル遅延させて他方の
入力に戻して、ＤＱＰＳＫ変調を行う。そして、このＤ
ＱＰＳＫ変調されたデータを、乗算器１０３に供給し
て、ランダム位相シフトデータ発生回路１０４が出力す
るランダム位相シフトデータを、変調データに乗算する
処理を行い、データの位相を見かけ上ランダムに変化さ
せる。

【００３５】そして、乗算器１０３の出力を、ＦＦＴ回
路（高速フーリエ変換回路）１０５に供給し、高速フー
リエ変換による演算で時間軸上のデータの周波数変換処
理を行い、６．２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキャリア
に変調されたいわゆるマルチキャリアデータとする。な
お、高速フーリエ変換を行うＦＦＴ回路は、２の巾乗倍
のサブキャリアを生成させる構成が比較的簡単に構成で
き、本例のＦＦＴ回路１０５では、２⁵である３２本の
サブキャリアを生成させる能力のあるものを使用し、そ
の内の連続した２２本のサブキャリアに変調されたデー
タを出力する。そして、本例のＦＦＴ回路１０５で扱う
送信データの変調レートは２００ｋＨｚとしてあり、こ
の２００ｋＨｚの変調レートの信号から３２本のマルチ
キャリアに変換する処理を行うことで、２００ｋＨｚ÷
３２＝６．２５ｋＨｚとなり、６．２５ｋＨｚ間隔のマ
ルチキャリア信号が得られる。

【００３６】そして、この高速フーリエ変換でマルチキ
ャリアとされたデータを乗算器１０７に供給し、窓がけ
データ発生回路１０６が出力する時間波形を乗算する処
理を行う。この時間波形としては、例えば図４のＡに示
すように、送信側では１つの波形の長さＴ_Uが約２００
μ秒（即ち１タイムスロット期間）の波形とされる。但
し、その両端部Ｔ_TR（約１５μ秒間）は、なだらかに波
形のレベルが変化するようにしてあり、図４のＢに示す
ように、時間波形を乗算させる際には、隣接する時間波
形と一部が重なるようにしてある。

【００３７】再び図２の説明に戻ると、乗算器１０７で
時間波形が乗算された信号を、バーストバッファ１０８
を介して加算器１０９に供給し、この加算器１０９で制
御データセレクタ１２１が出力する制御データを所定位
置に加算する。ここで加算する制御データとしては、送
信出力の制御を指示する制御データであり、受信信号の
状態を判断した結果を端子１２２から得て、セレクタ１
２１でこの制御データを設定する。なお、受信信号の状
態を判断したデータを、端子１２２に得る構成について
は後述する。

【００３８】ここで、セレクタ１２１には、３つの制御
データメモリ１２３，１２４，１２５（実際には１つの
メモリのエリアを分割して構成させても良い）が接続さ
れ、送信出力を小さくする制御データ（−１データ）が
メモリ１２３に、送信出力を変化させない制御データ
（±０データ）がメモリ１２４に、送信出力を大きくす
る制御データ（＋１データ）がメモリ１２５に、それぞ
れ記憶させてある。この場合に記憶される制御データと
しては、該当する制御データを乗算器１０７までのエン
コーダで送信用に変調処理した場合のデータに相当する
データとしてある。

【００３９】具体的には、送信データは直交するＩ軸と
Ｑ軸で形成される平面上で変化する位相変調されたデー
タであり、図５に示す平面上の円に沿って変化するデー
タである。そして、データ（Ｉ，Ｑ）が（０，０）の位
置を±０データとしてあり、この位置から９０度遅れた
位置（１，０）を−１データとしてあり、±０データの
位置から９０度進んだ位置（０，１）を＋１データとし
てある。そして、（１，１）の位置については、送信出
力の制御データとしては未定義としてあり、受信側でこ
の位置のデータを判別したときには±０データと見なし
て送信出力を変化させない。但し、この図５に示す信号
位相は、マルチキャリア信号に変調される前の位相であ
り、実際にはこの信号位相のデータをマルチキャリア信
号に変調すると共に、時間波形を乗算することで生成さ
れるデータが、各メモリ１２３，１２４，１２５に記憶
させてある。

【００４０】そして、加算器１０９でこの制御データが
加算された送信データを、デジタル／アナログ変換器４
３（図１のデジタル／アナログ変換器４３Ｉ，４３Ｑに
相当）に供給し、変換用のクロックとして２００ｋＨｚ
を使用してアナログ信号とする。

【００４１】次に、本例の端末装置の受信系のデコーダ
及びその周辺の詳細な構成を、図６を参照して説明す
る。２００ｋＨｚのクロックを使用してアナログ／デジ
タル変換器２０（図１のアナログ／デジタル変換器２０
Ｉ，２０Ｑに相当）で変換されたデジタルデータを、バ
ーストバッファ１３３を介して乗算器１３１に供給し、
逆窓がけデータ発生回路１３３が出力する時間波形を乗
算する。この受信時に乗算する時間波形は、図４のＡに
示す形状の時間波形であるが、その長さＴ_Mを１６０μ
秒として送信時よりも短い時間波形としてある。

【００４２】そして、この時間波形が乗算された受信デ
ータを、ＦＦＴ回路１３４に供給し、高速フーリエ変換
処理により周波数軸と時間軸との変換処理を行い、６．
２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキャリアに変調されて伝
送されたデータを時間軸が連続した１系統のデータとす
る。ここでの変換処理では、送信系でのＦＦＴ回路での
変換処理と同様に、２⁵である３２本のサブキャリアを
処理させる能力のあるものを使用し、その内の連続した
２２本のサブキャリアに変調されたデータを変換して出
力する。そして、本例のＦＦＴ回路１３４で扱う送信デ
ータの変調レートは２００ｋＨｚとしてあり、３２本の
マルチキャリアを処理できることで、２００ｋＨｚ÷３
２＝６．２５ｋＨｚとなり、６．２５ｋＨｚ間隔のマル
チキャリア信号の変換処理ができる。

【００４３】そして、ＦＦＴ回路１３４で高速フーリエ
変換されて１系統とされた受信データを、乗算器１３５
に供給し、逆ランダム位相シフトデータ発生回路１３６
が出力する逆ランダム位相シフトデータ（このデータは
送信側のランダム位相シフトデータと同期して変化する
データ）を乗算し、元の位相のデータに戻す。

【００４４】そして、元の位相に戻されたデータを、差
動復調回路１３７に供給し、差動復調させ、この差動復
調されたデータを４フレームデインターリーブバッファ
１３８に供給し、送信時に４フレームにわたってインタ
ーリーブされたデータを元のデータ配列とし、このデイ
ンターリーブされたデータをビタビ復号化器１３９に供
給し、ビタビ復号を行う。そして、ビタビ復号されたデ
ータをデコーダされた受信データとして後段の受信デー
タ処理回路（図示せず）に供給する。

【００４５】ここまで説明した処理のタイミングを、図
７に示す。まず、受信系ではタイミングＲ１１で１タイ
ムスロットのデータを受信し、受信と同時にアナログ／
デジタル変換器２０でデジタルデータに変換され、バー
ストバッファ１３１に記憶される。そして、この記憶さ
れた受信データが次のタイミングＲ１２で時間波形の乗
算，高速フーリエ変換，逆ランダム位相シフトデータの
乗算，差動復調，ビタビ復号などの復調処理が行われた
後、次のタイミングＲ１３でデータ処理によるデコード
が行われる。

【００４６】そして、タイミングＲ１１から６タイムス
ロット後のタイミングＲ２１からタイミングＲ２３で、
タイミングＲ１１〜Ｒ１３と同じ処理が行われ、以後繰
り返し処理される。

【００４７】そして送信系では、受信と３タイムスロッ
トずれたタイミングで送信が行われる。即ち、所定のタ
イミングＴ１１で送信データのエンコードが行われ、こ
のエンコードされたデータが、次のタイミングＴ１２で
１バースト分の送信データとする変調処理が行われ、送
信系のバーストバッファ１０８に一旦記憶される。そし
て、受信タイミングＲ１１から３タイムスロット遅れた
タイミングＴ１３で、バーストバッファ１０８に記憶さ
れた送信データをデジタル／アナログ変換器４３で変換
した後、送信処理してアンテナ１１から送信させる。そ
して、タイミングＴ１１から６タイムスロット後のタイ
ミングＴ２１からタイミングＴ２３で、タイミングＴ１
１〜Ｔ１３と同じ処理が行われ、以後繰り返し処理され
る。

【００４８】このようにして受信と送信とが時分割で間
欠的に行われるのであるが、本例の場合には、送信デー
タに付加する送信出力の制御データ（コントロールビッ
ト）を、図２で説明したように送信時に送信出力の制御
データを、送信用のエンコード処理が終了した最後に、
加算器１０９で加算するようにしたことで、受信データ
の状態を送信する制御データに迅速に反映させることが
できる。即ち、例えばタイミングＲ１１で受信したバー
スト信号の受信状態は、タイミングＲ１２での復調の途
中で検出され、通信を行う相手（基地局）に知らせる送
信出力の制御状態の判断が行われる（図７にコントロー
ルビット算出と示すタイミングでの処理、その詳細につ
いては後述する）。そして、このコントロールビットが
算出されると、この算出された結果を端子１２２からセ
レクタ１２１に送り、バーストバッファ１０８に記憶さ
れた送信データに該当する制御データを付与させる処理
を行い、タイミングＴ１３で送信するバースト信号に、
直前に受信した状態に基づいた送信出力の制御データを
付与する。

【００４９】そして、通信を行う相手側（基地局）で
は、このタイミングＴ１３で伝送される制御データを判
断することで、次のタイミングＲ２１のスロットで基地
局からバースト信号を送信する際に、その送信出力の制
御を該当する状態に制御することで、１周期前に送信さ
れたバースト信号の受信状態に基づいて、次に送出され
るバースト信号の送信出力の制御が行われることにな
る。従って、バースト信号が伝送される１周期毎に、送
信出力が的確に制御されることになり、１台の基地局と
の間で同時期に行われる複数のパスの伝送信号の送信出
力を一定にほぼ揃えることが可能になる。

【００５０】もし、本例のように送信出力の制御データ
をメモリに予め用意して加算する処理を行わない場合に
は、例えば図７の例の場合では、タイミングＲ１１で受
信した結果が、タイミングＲ１２での復調で判断された
後、その受信結果に基づいた制御データのタイミングＴ
２１でのエンコード及びタイミングＴ２２での変調が行
われて、タイミングＴ２３で送出されるバースト信号
で、タイミングＲ１１での受信結果に基づいた制御デー
タが送出されることになり、１周期毎に送信出力の制御
を行うことは不可能である。なお、ここでは端末装置側
で基地局からの送信出力を制御するデータの生成処理に
ついて説明したが、基地局側でも同様に端末装置からの
送信出力を制御するデータを生成させるようにしても良
いことは勿論である。

【００５１】次に、このような制御に使用するコントロ
ールビット算出処理である伝送信号の状態の測定処理に
ついて説明する。ここでは、伝送信号の雑音電力を検出
するものとしてあり、その構成を図８に示す。この図８
の構成において、アナログ／デジタル変換器２０でデジ
タルデータ化された受信データに時間波形を乗算して、
ＦＦＴ回路１３４でマルチキャリア信号をシンボル系列
のデータとし、このシンボル系列のデータに乗算器１３
５で逆ランダム位相シフトデータを乗算し、元の位相の
データに戻すまでの構成は、図６で説明したデコーダの
構成と同じである。

【００５２】そして、このシンボル系列の受信データ
を、差動復調回路４１０に供給し、受信シンボル系列の
データと、遅延回路４１２で１シンボル遅延させて１シ
ンボル前の受信データとを乗算器４１１で乗算して、差
動復調する。この差動復調されたデータを、バーストバ
ッファ４０７を介して乗算器４０８に供給する。この乗
算器４０８では、後述する処理でビタビ復号されたデー
タの軟判定値のデータが供給され、この軟判定値のデー
タを乗算する。そして、この乗算器４０８の出力を加算
器４０９に供給し、この受信装置が複数の受信系を備え
るいわゆるダイバーシティ受信装置の場合には、ここま
での処理と同じ受信処理を行う別の系（図示せず）から
の受信信号が端子４２０から加算器４０９に供給され
て、１系統の受信データに合成される（従ってダイバー
シティ受信装置でない場合には加算器４０９は不要）。

【００５３】そして、加算器４０９の出力を４フレーム
デインターリーブバッファ１３８に供給し、送信時に４
フレームにわたってインターリーブされたデータを元の
データ配列とし、このデインターリーブされたデータを
ビタビ復号化器１３９に供給し、ビタビ復号を行う。

【００５４】そして、雑音電力を検出する構成として、
差動復調回路４１０で復調されたシンボルを判定するシ
ンボル判定回路４３１を設け、このシンボル判定回路４
３１で判定されたシンボル系列のデータを、差動変調回
路４３２に供給する。そして、差動復調回路４１０内の
遅延回路４１２が出力する１シンボル前のデータを、差
動変調回路４３２に供給し、判定されたシンボル系列を
１シンボル前のデータで再び差動変調されたデータとす
る。

【００５５】そして、この差動変調されたデータを、減
算器４３３に供給する。また、乗算器１３５が出力する
受信データを減算器４３３に供給し、この再度差動変調
されたデータと受信データ（現シンボル）との差分を、
減算器４３３で検出する。この減算器４３３で検出され
る差分を、伝送路における雑音とみなす。そして、検出
された差分のデータを、２乗回路４３４に供給し、絶対
値化すると共に、この２乗回路４３４の出力を平均化回
路４３５に供給し、データの平均値を算出し、雑音電力
推定値Ｅとする。そして、算出された平均値（雑音電力
推定値Ｅ）を、比率算定回路４３６に供給すると共に、
変動検出回路４３９に供給する。

【００５６】また、乗算器１３５が出力する受信データ
を、２乗回路４３７に供給し、絶対値化すると共に、こ
の２乗回路４３７の出力を平均化回路４３８に供給し、
データの平均値を算出し、受信シンボルのパワーＰとす
る。そして、算出された平均値（受信シンボルのパワー
Ｐ）を、比率算定回路４３６に供給すると共に、変動検
出回路４３９に供給する。

【００５７】そして、比率算定回路４３６では供給され
るデータの比率、即ち〔雑音電力推定値Ｅ／受信シンボ
ルのパワーＰ〕（以下単にＥ／Ｐと称する）を算出す
る。そして、この求めたＥ／Ｐの値を、重みづけ処理回
路４４０に供給し、予め設定された重みづけ処理を行
い、重みづけ処理回路４４０で重みづけ処理が行われた
値Ｗを得る。そして、この重みづけされた値Ｗを、受信
データをビタビ復号するための軟判定値とし、この軟判
定値を乗算器４０８に供給する。ここで、重みづけ処理
を行う例を図９に示すと、重みづけされた値Ｗを受信シ
ンボル系列の尤度と見なし、図９に示すように、重みづ
けされた値Ｗを縦軸、Ｅ／Ｐを横軸とした場合、右下が
りの減少関数としてある。この右下がりの減少関数は、
次式で定義される。

【００５８】

【数１】

【００５９】また、比率算定回路４３６で算出されたＥ
／Ｐの値を、雑音電力判定回路４４１に供給し、雑音電
力の判定処理を行い、判定されたデータを端子１２２
（図２参照）に供給する。

【００６０】ここで、この雑音電力判定回路４４１での
判定処理としては、例えば図１０に示すように行われ
る。即ち、Ｅ／Ｐの値が第１の閾値Ｔｈ１以下であると
き、送信電力過多（即ち品質が良すぎる）と判断して、
−１データを生成させ、相手（基地局）に対して送信出
力を低下させる制御データを出力する。また、Ｅ／Ｐの
値が第２の閾値Ｔｈ２以上であるとき、送信電力過少
（即ち品質が悪い）と判断して、＋１データを生成さ
せ、送信出力を増大させる制御データを出力する。さら
に、Ｅ／Ｐの値が第１の閾値Ｔｈ１と第２の閾値Ｔｈ２
の間であるとき、送信電力が適正であると判断して、±
０データを生成させて、送信電力を維持させる制御デー
タを出力させる。

【００６１】なお、ここでは第１の閾値Ｔｈ１と第２の
閾値Ｔｈ２とを設けて処理するようにしたが、例えば第
１の閾値Ｔｈ１と第２の閾値Ｔｈ２とを同じ値として、
送信出力の低下と増大の２値だけを指示する制御データ
を生成させても良い。このようにするとそれだけ制御が
簡単になる。

【００６２】また本例の場合には、変動検出回路４３９
で、Ｅ／Ｐの値の変動を検出するようにしてあり、この
検出結果に基づいて、重みづけ処理回路４４０での重み
づけ状態、即ち減少関数の関数値を変化させるようにし
ても良い。図１１は、その場合の例を示す図で、例えば
減少関数として図１１に示すａ，ｂ，ｃの３種類用意し
て、変動検出回路４３９で検出されるＥ／Ｐの値の変動
が最も激しい場合（例えば周波数ホッピングなどでバー
スト毎に干渉量が大きく変化する場合）には、減少関数
ａを使用して大きな重みづけを行うようにし、Ｅ／Ｐの
値の変動が少なくなるに従って、使用する減少関数を特
性ｂ，ｃと切換え、定常雑音下のときには重みづけが最
も少ない特性ｃを使用するように設定する。このように
することで、適正に重みづけされたデータが得られる。

【００６３】なお、ここでは変動検出回路４３９でＥ／
Ｐの値から変動を検出するようにしたが、雑音電力推定
値Ｅの変動だけから変動を検出するようにしても良い。

【００６４】次に、基地局の構成を、図１２を参照して
説明する。この基地局での送受信を行う構成は、基本的
には端末装置側の構成と同じであるが、複数台の端末装
置と同時に接続される多元接続を行うための構成が端末
装置とは異なる。

【００６５】まず、図１２に示す受信系の構成について
説明すると、送受信兼用のアンテナ２１１はアンテナ共
用器２１２に接続してあり、このアンテナ共用器２１２
の受信信号出力側には、バンドパスフィルタ２１３，受
信アンプ２１４，混合器２１５が直列に接続してある。
ここで、バンドパスフィルタ２１３は、２．２ＧＨｚ帯
を抽出する。そして、混合器２１５で周波数シンセサイ
ザ２３１が出力する１．９ＧＨｚの周波数信号を混合
し、受信信号を３００ＭＨｚ帯の中間周波信号に変換す
る。なお、周波数シンセサイザ２３１は、ＰＬＬ回路
（フェーズ・ロックド・ループ回路）で構成され、温度
補償型基準発振器（ＴＣＸＯ）２３２が出力する１９．
２ＭＨｚを、１／１２８分周器２３３で分周して生成さ
せた１５０ｋＨｚを基準として、１．９ＧＨｚ帯の１５
０ｋＨｚ間隔の信号（即ち１バンドスロット間隔）を生
成させるシンセサイザである。この基地局で使用される
後述する他の周波数シンセサイザについても、同様にＰ
ＬＬ回路で構成される。

【００６６】そして、混合器２１５が出力する中間周波
信号を、バンドパスフィルタ２１６と受信アンプ２１７
を介して復調用の２個の混合器２１８Ｉ，２１８Ｑに供
給する。また、周波数シンセサイザ２３４が出力する３
００ＭＨｚの周波数信号を、移相器２３５で９０度位相
がずれた２系統の信号とし、この２系統の周波数信号の
一方を混合器２１８Ｉに供給し、他方を混合器２１８Ｑ
に供給し、それぞれ中間周波信号に混合させ、受信した
データに含まれるＩ成分及びＱ成分を抽出する。なお、
周波数シンセサイザ２３４は、１／１２８分周器２３３
で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準として、３０
０ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザである。

【００６７】そして、抽出したＩ成分をローパスフィル
タ２１９Ｉを介してアナログ／デジタル変換器２２０Ｉ
に供給し、デジタルＩデータに変換する。また、抽出し
たＱ成分をローパスフィルタ２１９Ｑを介してアナログ
／デジタル変換器２２０Ｑに供給し、デジタルＩデータ
に変換する。ここで、各アナログ／デジタル変換器２２
０Ｉ，２２０Ｑは、ＴＣＸＯ２３２が出力する１９．２
ＭＨｚを、１／３分周器２３６で分周して生成させた
６．４ＭＨｚを変換用のクロックとして使用するもので
ある。

【００６８】そして、アナログ／デジタル変換器２２０
Ｉ，２２０Ｑが出力するデジタルＩデータ及びデジタル
Ｑデータを、復調部２２１に供給し、復調されたデータ
をデマルチプレクサ２２２に供給して、各端末装置から
のデータに分割し、分割されたデータを同時に接続され
る端末装置の数（１バンドスロット当たり６台）だけ用
意されたデコーダ２２３ａ，２２３ｂ‥‥２２３ｎに個
別に供給する。なお、復調部２２１，デマルチプレクサ
２２２及びデコーダ２２３ａ，２２３ｂ‥‥２２３ｎに
は、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２ＭＨｚがクロック
としてそのまま供給されると共に、１／３分周器２３６
が出力する６．４ＭＨｚを１／１２８０分周器２３７で
分周して生成させた５ｋＨｚがスロットタイミングデー
タとして供給される。

【００６９】次に、基地局の送信系の構成を説明する
と、同時に通信を行う相手（端末装置）毎に用意された
エンコーダ２４１ａ，２４１ｂ‥‥２４１ｎで個別に符
号化された送信データを、マルチプレクサ２４２で合成
し、このマルチプレクサ２４２の出力を変調部２４３に
供給し、送信用の変調処理を行い、送信用のデジタルＩ
データ及びデジタルＱデータを生成させる。なお、各エ
ンコーダ２４１ａ〜２４１ｎ，マルチプレクサ２４２及
び変調部２４３には、ＴＣＸＯ３２が出力する１９．２
ＭＨｚがクロックとしてそのまま供給されると共に、１
／１２８０分周器２３７が出力する５ｋＨｚがクロック
として供給される。

【００７０】そして、変調部２４３が出力するデジタル
Ｉデータ及びデジタルＱデータを、デジタル／アナログ
変換器２４４Ｉ及び２４４Ｑに供給し、アナログＩ信号
及びアナログＱ信号に変換し、この変換されたＩ信号及
びＱ信号をローパスフィルタ２４５Ｉ及び２４５Ｑを介
して混合器２４６Ｉ及び２４６Ｑに供給する。また、周
波数シンセサイザ２３８が出力する１００ＭＨｚの周波
数信号を、移相器２３９で９０度位相がずれた２系統の
信号とし、この２系統の周波数信号の一方を混合器２４
６Ｉに供給し、他方を混合器２４６Ｑに供給し、それぞ
れＩ信号及びＱ信号と混合して、１００ＭＨｚ帯の信号
とし、加算器２４７で１系統の信号とする直交変調を行
う。なお、周波数シンセサイザ２３８は、１／１２８分
周器２３３で分周して生成させた１５０ｋＨｚを基準と
して、１００ＭＨｚ帯の信号を生成させるシンセサイザ
である。

【００７１】そして、加算器２４７が出力する１００Ｍ
Ｈｚ帯に変調された信号を、送信アンプ２４８，バンド
パスフィルタ２４９を介して混合器２５０に供給し、周
波数シンセサイザ２３１が出力する１．９ＧＨｚ帯の周
波数信号を混合し、２．０ＧＨｚ帯の送信周波数に変換
する。そして、この送信周波数に周波数変換された送信
信号を、送信アンプ２５１及びバンドパスフィルタ２５
２を介してアンテナ共用器２１２に供給し、このアンテ
ナ共用器２１２に接続されたアンテナ２１１から無線送
信させる。

【００７２】また、ＴＣＸＯ２３２が出力する１９．２
ＭＨｚの信号は、１／２４００分周器２４０に供給され
て、８ｋＨｚの信号とされ、この８ｋＨｚの信号を音声
処理系の回路（図示せず）に供給する。即ち、本例の基
地局では、端末装置との間で伝送する音声信号は、８ｋ
Ｈｚでサンプリング（又はその倍数の周波数でオーバー
サンプリング）するようにしてあり、音声信号のアナロ
グ／デジタル変換器やデジタル／アナログ変換器、或い
は音声データ圧縮・伸長処理用のデジタルシグナルプロ
セッサ（ＤＳＰ）などの音声データ処理回路で必要なク
ロックを、１／２４００分周器２４０から得るようにし
てある。

【００７３】次に、基地局で送信データをエンコードし
て変調する構成の詳細を、図１３を参照して説明する。
ここではＮ個（Ｎは任意の数）の端末装置（ユーザー）
と同時に多元接続を行うものとすると、各端末装置のユ
ーザーへの送信信号Ｕ０，Ｕ１‥‥ＵＮは、それぞれ別
の畳み込み符号化器３１１ａ，３１１ｂ‥‥３１１ｎに
供給して、個別に畳み込み符号化を行う。ここでの畳み
込み符号化としては、例えば拘束長ｋ＝７，符号化率Ｒ
＝１／３の符号化を行う。

【００７４】そして、それぞれの系で畳み込み符号化さ
れたデータを、それぞれ４フレームインターリーブバッ
ファ３１２ａ，３１２ｂ‥‥３１２ｎに供給し、４フレ
ーム（２０ｍ秒）に跨がったデータのインターリーブを
行う。そして、各インターリーブバッファ３１２ａ，３
１２ｂ‥‥３１２ｎの出力を、それぞれＤＱＰＳＫエン
コーダ３２０ａ，３２０ｂ‥‥３２０ｎに供給し、ＤＱ
ＰＳＫ変調を行う。即ち、供給されるデータに基づい
て、ＤＱＰＳＫシンボル生成回路３２１ａ，３２１ｂ‥
‥３２１ｎで対応したシンボルを生成させ、このシンボ
ルを乗算器３２２ａ，３２２ｂ‥‥３２２ｎの一方の入
力に供給し、この乗算器３２２ａ，３２２ｂ‥‥３２２
ｎの乗算出力を各遅延回路３２３ａ，３２３ｂ‥‥３２
３ｎで１シンボル遅延させて他方の入力に戻して、ＤＱ
ＰＳＫ変調を行う。そして、このＤＱＰＳＫ変調された
データを、それぞれ乗算器３１３ａ，３１３ｂ‥‥３１
３ｎに供給して、ランダム位相シフトデータ発生回路３
１４ａ，３１４ｂ‥‥３１４ｎが個別に出力するランダ
ム位相シフトデータを、変調データに乗算する処理を行
い、それぞれのデータの位相を見かけ上ランダムに変化
させる。

【００７５】そして、各乗算器３１３ａ，３１３ｂ‥‥
３１３ｎの出力を、それぞれ別の乗算器３１４ａ，３１
４ｂ‥‥３１４ｎに供給し、各系毎に送信パワーコント
ロール回路３１６ａ，３１６ｂ‥‥３１６ｎが出力する
コントロールデータを乗算して、送信出力の調整を行
う。この送信出力の調整としては、各系毎に接続される
端末装置から伝送されるバースト信号に含まれる出力制
御データに基づいて、調整を行うもので、その制御デー
タの詳細については既に図５で説明した通りである。即
ち、（Ｉ，Ｑ）データで（０，０）及び（１，１）とな
る制御データを受信データから判別したとき、送信出力
をそのままとし、（０，１）となる制御データを受信デ
ータから判別したとき、送信出力を大きくさせ、（１，
０）となる制御データを受信データから判別したとき、
送信出力を小さくさせる。

【００７６】なお、（１，１）となる制御データは、実
際には送信側では存在しないデータであるが、この
（１，１）となるデータを受信側で判断したとき、出力
を変化させないように設定したことで、例えば（１，
０）となる制御データ（即ち出力を小さくさせるデー
タ）が何らかの要因で９０度位相がずれて、受信側で
（１，１）又は（０，０）と誤判断されたとき、少なく
とも出力が大きく調整される逆方向の誤処理を防止でき
る。同様に、（０，１）となる制御データ（即ち出力を
大きくさせるデータ）が何らかの要因で９０度位相がず
れて、受信側で（１，１）又は（０，０）と誤判断され
たとき、少なくとも出力が小さく調整される逆方向の誤
処理を防止できる。

【００７７】図１３の説明に戻ると、各乗算器３１４
ａ，３１４ｂ‥‥３１４ｎが出力する送信データを、マ
ルチプレクサ２４２に供給し、合成する。ここで、本例
のマルチプレクサ２４２で合成する際には、その合成す
る周波数位置を１５０ｋＨｚ単位で切換えられるように
してあり、この切換えを制御することで、各端末装置に
対して送信されるバースト信号の周波数切換えを行う。
即ち、本例の場合には図１６などで説明したように、周
波数ホッピングと称されるバントスロット単位での周波
数の切換えを行うようにしてあるが、その周波数切換え
を、マルチプレクサ２４２での合成時の処理の切換えに
より実現している。

【００７８】そして、マルチプレクサ２４２で合成され
たデータを、ＦＦＴ回路３３２に供給し、高速フーリエ
変換による演算で時間軸上のデータの周波数変換処理を
行い、１バントスロット当たり６．２５ｋＨｚ間隔の２
２本のサブキャリアに変調されたいわゆるマルチキャリ
アデータとする。そして、この高速フーリエ変換でマル
チキャリアとされたデータを乗算器３３３に供給し、窓
がけデータ発生回路３３４が出力する時間波形を乗算す
る処理を行う。この時間波形としては、例えば図４のＡ
に示すように、送信側では１つの波形の長さＴ_Uが約２
００μ秒（即ち１タイムスロット期間）の波形とされ
る。但し、その両端部Ｔ_TR（約１５μ秒間）は、なだら
かに波形のレベルが変化するようにしてあり、図４のＢ
に示すように、時間波形を乗算させる際には、隣接する
時間波形と一部が重なるようにしてある。

【００７９】そして、乗算器３３３で時間波形が乗算さ
れた信号を、バーストバッファ３３５を介してデジタル
／アナログ変換器２４４（図１２での変換器２４４Ｉ，
２４４Ｑに相当）に供給し、アナログＩ信号及びアナロ
グＱ信号とし、図１２の構成にて送信処理する。

【００８０】本例の基地局の場合には、このように変調
処理の途中のマルチプレクサ２４２で周波数ホッピング
と称されるバンドスロットの切換え処理を行うことで、
送信系の構成を簡単することができる。即ち、本例のよ
うに基地局で複数のパスの信号を同時に扱う場合には、
本来は各パスの信号毎に対応したバンドスロット（チャ
ンネル）の信号に周波数変換してから合成する必要があ
り、送信系としては図１２に示す混合器２５０までの回
路がパスの数だけ必要であるのに対し、本例の基地局の
場合には、マルチプレクサ２４２以降の送信系の回路は
１系統だけで良く、それだけ基地局の構成を簡単にする
ことができる。

【００８１】次に、基地局で受信データを復調してデコ
ードする構成の詳細を、図１４を参照して説明する。ア
ナログ／デジタル変換器２２０（図１２のアナログ／デ
ジタル変換器２２０Ｉ及び２２０Ｑに相当）で変換され
たデジタルＩデータ及びデジタルＱデータを、バースト
バッファ３４１を介して乗算器３３３に供給し、逆窓が
けデータ発生回路３４３が出力する時間波形を乗算す
る。この時間波形としては、図４のＡに示す形状の時間
波形であるが、その長さＴ_Mを１６０μ秒として送信時
よりも短い時間波形としてある。

【００８２】そして、この時間波形が乗算された受信デ
ータを、ＦＦＴ回路３４４に供給して高速フーリエ変換
を行い、周波数軸と時間軸との変換処理を行い、１バン
ドスロット当たり６．２５ｋＨｚ間隔の２２本のサブキ
ャリアに変調されて伝送されたデータを時間軸が連続し
たデータとする。そして、この高速フーリエ変換された
データを、デマルチプレクサ２２２に供給し、同時に多
元接続される各端末装置の数だけ分割されたデータとす
る。ここで、本例のデマルチプレクサ２２２で分割する
際には、その分割する周波数位置を１５０ｋＨｚ単位で
切換えられるようにしてあり、この切換えを制御するこ
とで、各端末装置から送信されるバースト信号の周波数
切換えを行う。即ち、本例の場合には図１６などで説明
したように、周波数ホッピングと称されるバントスロッ
ト単位での周波数の切換えを周期的に行うようにしてあ
るが、その受信側での周波数切換えを、デマルチプレク
サ２２２での分割時の処理の切換えにより実現してい
る。

【００８３】そして、デマルチプレクサ２２２で分割さ
れたそれぞれの受信データを、同時に多元接続される端
末装置の数Ｎだけ設けられた乗算器３５１ａ，３５１ｂ
‥‥３５１ｎに個別に供給し、それぞれの乗算器３５１
ａ，３５１ｂ‥‥３５１ｎで逆ランダム位相シフトデー
タ発生回路３５２ａ，３５２ｂ‥‥３５２ｎが出力する
逆ランダム位相シフトデータ（このデータは送信側のラ
ンダム位相シフトデータと同期して変化するデータ）を
乗算し、それぞれの系で元の位相のデータに戻す。

【００８４】そして、遅延検波回路３５３ａ，３５３ｂ
‥‥３５３ｎに供給し、遅延検波させ、この遅延検波さ
れたデータを４フレームデインターリーブバッファ３５
４ａ，３５４ｂ‥‥３５４ｎに供給し、送信時に４フレ
ームにわたってインターリーブされたデータを元のデー
タ配列とし、このデインターリーブされたデータをビタ
ビ復号化器３５５ａ，３５５ｂ‥‥３５５ｎに供給し、
ビタビ復号を行う。そして、ビタビ復号されたデータを
デコーダされた受信データとして後段の受信データ処理
回路（図示せず）に供給する。

【００８５】本例の基地局の場合には、復調処理の途中
のデマルチプレクサ２２２で周波数ホッピングと称され
るバンドスロットの切換え処理を含むデータの分割処理
を行うことで、送信系の場合と同様に、受信系の構成を
簡単することができる。即ち、本例のように基地局で複
数のパスの信号を同時に扱う場合には、本来は各パスの
信号毎に対応したバンドスロット（チャンネル）の信号
を中間周波信号に周波数変換してから高速フーリエ変換
までの処理を行って、各乗算器３５１ａ〜３５１ｎに供
給する必要があり、受信系としては図１２に示す混合器
２１５から復調部２２１までの回路がパスの数だけ必要
であるのに対し、本例の基地局の場合には、デマルチプ
レクサ２２２の前段の送信系の回路は１系統だけで良
く、それだけ基地局の構成を簡単にすることができる。

【００８６】なお、上述実施例では示した周波数、時
間、符号化率などの数値は一例を示したもので、上述実
施例に限定されるものではない。また、変調方式につい
てもＤＱＰＳＫ変調以外の変調処理にも適用できること
は勿論である。特に、上述実施例で説明した雑音電力の
検出処理は、差動変調された信号を受信する各種方式に
適用することができるものである。

【００８７】また、上述実施例では雑音電力の推定値か
ら回線品質を検出する処理や、ビタビ復号における軟判
定値を得る処理などを、端末装置（移動局）側で行うよ
うにしたが、基地局でも同様の処理で回線品質や軟判定
値を得るようにしても良いことは勿論である。

【００８８】

【発明の効果】本発明の受信方法によると、受信信号の
レベル変動などに影響されない正確な雑音電力を検出で
きるようになる。

【００８９】この場合、再び差動変調された信号と受信
シンボルとの差を、２乗した後、平均化して伝送信号の
雑音電力を検出するようにしたことで、簡単な処理で良
好な雑音電力が得られる。

【００９０】また、この２乗した後、平均化して伝送信
号の雑音電力を検出する場合に、受信シンボルを２乗し
た後に平均化した値と、再び差動変調された信号と受信
シンボルとの差を２乗した後に平均化した値との比か
ら、回線品質情報を得るようにしたことで、回線品質が
簡単な処理で良好に検出できるようになる。

【００９１】また、この比の値から回線品質情報を得る
場合に、比の値に所定の減少関数を乗算した値を、回線
品質情報とすることで、より良好な回線品質の情報が得
られるようになる。

【００９２】また、この減少関数を乗算した値を、ビタ
ビ復号における軟判定値とするようにしたことで、良好
な軟判定値が得られるようになる。

【００９３】また、上述した処理で得た回線品質情報
が、第１の値以下の場合に、送信電力過多であると判断
し、第２の値以上の場合に、送信電力過少であると判断
し、送信側に対する制御データを作成するようにしたこ
とで、送信電力の制御が良好に行えるようになり、他の
信号に対する干渉を抑えることができる良好な多重伝送
が可能になる。

【００９４】また、この場合に第１の値と第２の値とを
同じ値とするようにしたことで、送信側に送る制御デー
タとしては基準となる値より上か下かの２種類のデータ
だけで良く、送信出力の制御が簡単な処理で行えるよう
になる。

【００９５】また、上述した減少関数として複数用意
し、検出した回線品質に応じて使用する減少関数を切換
えるようにしたことで、そのときの伝送状態に応じたよ
り良好な回線品質情報が得られるようになる。

【００９６】また本発明の受信装置によると、受信信号
のレベル変動などに影響されない正確な雑音電力を検出
できる受信装置が得られる。

【００９７】この場合、再び差動変調された信号と受信
シンボルとの差を、２乗した後、平均化して伝送信号の
雑音電力を検出する構成としたことで、簡単な構成の回
路で良好な雑音電力が得られる。

【００９８】また、この２乗した後、平均化して伝送信
号の雑音電力を検出する場合に、受信シンボルを２乗し
た後に平均化した値と、再び差動変調された信号と受信
シンボルとの差を２乗した後に平均化した値との比か
ら、回線品質情報を得るようにしたことで、回線品質が
簡単な構成の回路で正確に検出できるようになる。

【００９９】また、この比の値から回線品質情報を得る
場合に、比の値に所定の減少関数を乗算した値を、回線
品質情報とすることで、より良好な回線品質の情報が得
られる構成とすることができる。

【０１００】また、この減少関数を乗算した値を、ビタ
ビ復号における軟判定値とするようにしたことで、良好
な軟判定値が得られるようになる。

【０１０１】また、上述した構成で得た回線品質情報
が、第１の値以下の場合に、送信電力過多であると判断
し、第２の値以上の場合に、送信電力過少であると判断
し、送信側に対する制御データを作成する制御手段を備
えることで、送信電力の制御が良好に行えるようにな
り、他の信号に対する干渉を抑えることができる良好な
多重伝送が可能になる。

【０１０２】また、この場合に第１の値と第２の値とを
同じ値とするようにしたことで、送信側に送る制御デー
タとしては基準となる値より上か下かの２種類のデータ
だけで良く、送信出力の制御が簡単な構成で行えるよう
になる。

【０１０３】また、上述した減少関数として複数用意
し、検出した回線品質に応じて使用する減少関数を切換
える構成としたことで、そのときの伝送状態に応じたよ
り良好な回線品質情報が得られるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例による端末装置の構成を示す
ブロック図である。

【図２】一実施例の端末装置のエンコーダの構成を示す
ブロック図である。

【図３】一実施例の端末装置の畳み込み符号化器の構成
例を示すブロック図である。

【図４】一実施例による窓がけデータの例を示す波形図
である。

【図５】一実施例による伝送データ例を示す位相特性図
である。

【図６】一実施例の端末装置のデコーダの構成を示すブ
ロック図である。

【図７】一実施例による処理タイミングを示すタイミン
グ図である。

【図８】一実施例による受信処理の雑音検出に関した部
分を示すブロック図である。

【図９】一実施例による重みづけを行う状態を示す特性
図である。

【図１０】一実施例による制御データの生成状態を示す
説明図である。

【図１１】重みづけを切換える場合の例を示す特性図で
ある。

【図１２】一実施例による基地局の構成を示すブロック
図である。

【図１３】一実施例の基地局の変調処理を示すブロック
図である。

【図１４】一実施例の基地局の復調処理を示すブロック
図である。

【図１５】一実施例の伝送信号のスロット構成を示す説
明図である。

【図１６】一実施例のフレーム内の伝送状態を示す説明
図である。

【図１７】一実施例によるセルの配置例を示す説明図で
ある。

【図１８】一実施例によるバンドスロットの配置例を示
す説明図である。

【図１９】ＣＤＭＡ方式の干渉状態を示す説明図であ
る。

【図２０】従来の雑音電力の検出構成例を示すブロック
図である。

【符号の説明】

３２温度補償型基準発振器（ＴＣＸＯ）、１０１畳
み込み符号化器、１０２４フレームインターリーブバ
ッファ、１０４ランダム位相シフトデータ発生回路、
１０５ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）、１０６
窓がけデータ発生回路、１１０ＤＱＰＳＫエンコー
ダ、１２１制御データセレクタ、１２３，１２４，１
２５制御データメモリ、１３３逆窓がけデータ発生
回路、１３４ＦＦＴ回路、１３６逆ランダム位相シ
フトデータ発生回路、１３７遅延検波回路、１３８
４フレームデインターリーブバッファ、１３９ビタビ
復号化器、３１１ａ，３１１ｂ，３１１ｎ畳み込み符
号化器、３１２ａ，３１２ｂ，３１２ｎ４フレームイ
ンターリーブバッファ、３１４ａ，３１４ｂ，３１４ｎ
ランダム位相シフトデータ発生回路、３２０ａ，３２
０ｂ，３２０ｎＤＱＰＳＫデコーダ、３３１マルチ
プレクサ、３３２ＦＦＴ回路、３３４窓がけデータ
発生回路、３４３逆窓がけデータ発生回路、３４４
ＦＦＴ回路、３４５デマルチプレクサ、３５２ａ，３
５２ｂ，３５２ｎ逆ランダム位相シフトデータ発生回
路、３５３ａ，３５３ｂ，３５３ｎ遅延検波回路、３
５４ａ，３５４ｂ，３５４ｎ４フレームデインターリ
ーブバッファ、３５５ａ，３５５ｂ，３５５ｎビタビ
復号化器、４１０差動復調回路、４３１シンボル判
定回路、４３２差動変調回路、４３３減算器、４３
４，４３７２乗回路、４３５，４３８平均化回路、
４３６比率算定回路、４３９変動検出回路、４４０
重みづけ処理回路、４４１雑音電力判定回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】差動変調された伝送信号を受信する受信
方法において、差動復調した受信信号のシンボル判定を行い、この判定されたシンボルを用いて１シンボル前の受信デ
ータを再び差動変調された信号とし、この再び差動変調された信号と受信シンボルとの差よ
り、伝送信号の雑音電力を検出するようにした受信方
法。
【請求項２】上記再び差動変調された信号と受信シン
ボルとの差を、２乗した後、平均化して伝送信号の雑音
電力を検出するようにした請求項１記載の受信方法。
【請求項３】受信シンボルを２乗した後に平均化した
値と、上記再び差動変調された信号と受信シンボルとの
差を２乗した後に平均化した値との比から、回線品質情
報を得るようにした請求項２記載の受信方法。
【請求項４】上記比の値に所定の減少関数を乗算した
値を、回線品質情報とするようにした請求項３記載の受
信方法。
【請求項５】上記減少関数を乗算した値を、ビタビ復
号における軟判定値とするようにした請求項４記載の受
信方法。
【請求項６】上記回線品質情報が、第１の値以下の場
合に、送信電力過多であると判断し、第２の値以上の場
合に、送信電力過少であると判断し、送信側に対する制
御データを作成するようにした請求項４記載の受信方
法。
【請求項７】上記第１の値と上記第２の値とを同じ値
とするようにした請求項６記載の受信方法。
【請求項８】上記減少関数として複数用意し、検出し
た回線品質に応じて使用する減少関数を切換えるように
した請求項４記載の受信方法。
【請求項９】差動変調された伝送信号を受信する受信
装置において、受信データを差動復調手段と、該差動復調手段で復調した受信シンボルを判定するシン
ボル判定手段と、該シンボル判定手段で判定されたシンボル情報を用いて
１シンボル前の受信データを差動変調する差動変調手段
と、該差動変調手段の出力に基づいて伝送信号の雑音電力を
検出する検出手段とを備えた受信装置。
【請求項１０】上記雑音電力の検出手段として、上記差動復調手段の出力と受信シンボルとの差を２乗す
る雑音電力２乗手段と、該雑音電力２乗手段の出力を平均化する雑音電力平均化
手段とを備えた請求項９記載の受信装置。
【請求項１１】受信シンボルを２乗する受信シンボル
２乗手段と、該受信シンボル２乗手段の出力を平均化する受信シンボ
ル平均化手段と、上記雑音電力平均化手段の出力と上記受信シンボル平均
化手段の出力との比から回線品質情報を得る演算手段と
を備えた請求項１０記載の受信装置。
【請求項１２】上記演算手段の出力に所定の減少関数
を乗算する乗算手段を備えた請求項１１記載の受信装
置。
【請求項１３】上記乗算手段の出力をビタビ復号にお
ける軟判定値とするようにした請求項１２記載の受信装
置。
【請求項１４】上記回線品質情報が、第１の値以下の
場合に、送信電力過多であると判断し、第２の値以上の
場合に、送信電力過少であると判断し、送信側に対する
制御データを作成する制御手段を備えた請求項１２記載
の受信装置。
【請求項１５】上記第１の値と上記第２の値とを同じ
値とするようにした請求項１４記載の受信装置。
【請求項１６】回線品質の変動状態の検出手段を設
け、上記乗算手段で乗算する減少関数として複数用意し、上
記変動状態の検出手段の出力に基づいて、乗算する減少
関数を切換えるようにした請求項１２記載の受信装置。