ES2221568B2 - Procedimiento de reduccion de la varianza de la estimacion de la relacion señal a ruido de una señal con modulacion diferencial en fase y coherente en amplitud. - Google Patents
Procedimiento de reduccion de la varianza de la estimacion de la relacion señal a ruido de una señal con modulacion diferencial en fase y coherente en amplitud.Info
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Abstract
Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud. Se caracteriza porque para calcular las muestras de la potencia de ruido que afecta al sistema, se combinan los errores de amplitud y de incremento de fase obtenidos en el receptor realizando una traslación de dichos errores (1) y (4) al punto correspondiente del primer anillo (6) de la constelación como si hubiera sido éste el transmitido y sin que sufran ninguna modificación, para posteriormente calcular el módulo al cuadrado del vector de error (9). Minimiza e iguala la varianza de las muestras obtenidas para los diferentes valores, pares e impares, de bits por portadora que el sistema utilice. Reduce la varianza de la estimación de la relación señal a ruido en un sistema de comunicaciones digital multiusuario. Dicha estimación es necesaria para seleccionar el número de bits por portadora para adaptarse al canal y como información de apoyo en caso de utilizar un receptor con diversidad.
Description
Procedimiento de reducción de la varianza de la
estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación
diferencial en fase y coherente en amplitud.
La presente invención, tal y como se expresa en
el enunciado de esta memoria descriptiva, se refiere a un
procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la
relación señal. a ruido de una señal con modulación diferencial en
fase y coherente en amplitud.
El procedimiento de la invención es aplicable a
sistemas de comunicaciones independientemente del medio físico que
empleen para la comunicación.
Este procedimiento permite reducir la varianza de
las estimaciones e igualar dicha varianza entre las constelaciones
óptimas de bits por símbolo pares e impares. De este modo, el
sistema puede adaptarse a la máxima tasa de transferencia de datos
que ofrece el canal.
En los sistemas de telecomunicación para enviar
la información a través de un canal de comunicaciones es necesario
modularla; es decir, adecuar y adaptar la información al canal.
Algunos de los principales problemas que
encuentra un receptor de comunicaciones digitales son la
ecualización, que conlleva una estimación del canal, y la
desviación en frecuencia del reloj del receptor respecto del
transmisor. Cuando se utilizan modulaciones coherentes QAM
(modulación de amplitud en cuadratura), donde el punto de la
constelación viene determinado por la amplitud y la fase de la
señal enviada, hay que aumentar mucho la complejidad del
demodulador para hacer frente a los problemas arriba expuestos. Una
solución consiste en utilizar modulaciones diferenciales o DAPSK
(modulación diferencial en amplitud y fase) donde la información se
codifica en los incrementos de amplitud y de fase. Esta
codificación diferencial elimina la necesidad de la estimación del
canal en recepción y minimiza en gran parte los efectos de la
desviación de frecuencia entre los relojes. Pero esta reducción en
la complejidad del receptor al utilizar una modulación totalmente
diferencial, lleva asociada un aumento de la probabilidad de error
de bit para el mismo valor de SNR (relación señal a ruido) respecto
a las prestaciones de las modulaciones QAM. La modulación ADPSK
(modulación diferencial en fase y coherente en amplitud) es
conocida en el estado de la técnica tal y como aparece en
"Comparison and optimization of differentially encoded
transmission on fading channels", L. Lampe y R. Fischer,
Proceedings ISPLC'99 ; "Performance evaluation of
non-coherent transmission over power lines", L.
Lampe, R. Fischer y R. Schober, Proceedings ISPLC'00 ;
"Differential encoding strategies for transmission over fading
channels", R. Fischer, L. Lampe y S. Calabrò, International
Journal on Electronics and Communications; como una modulación
mixta entre las dos anteriores y que representa el punto
intermedio, en cuanto a prestaciones y complejidad del receptor,
entre ambas. Es decir, minimiza el problema que supone la
desviación en frecuencia entre los relojes del transmisor y
receptor de un sistema de comunicaciones digital y disminuye la
complejidad de la estimación del canal, ya que sólo es necesario
estimar el canal en amplitud. Por lo tanto, la modulación ADPSK
representa el mejor compromiso entre prestaciones y complejidad del
receptor para una implementación práctica.
Por otra parte, para obtener siempre la máxima
tasa de transferencia de datos, es necesario adaptar los bits por
portadora de la modulación a la capacidad ofrecida por el canal. Es
decir, dada una probabilidad de error de bit objetivo, se pretende
utilizar el máximo número de bits por portadora que aseguran una
probabilidad de error igual o inferior a dicho valor. Además, en
una comunicación multiusuario punto a multipunto o multipunto a
multipunto, un transmisor puede enviar información a varios
receptores con diferentes canales entre dicho transmisor y cada uno
de los receptores en una misma trama de datos. Por lo tanto, en
una misma trama se utilizarán diferentes constelaciones. Así pues,
es necesario estimar la relación señal a ruido (SNR) percibida por
el receptor para elegir el número de bits por portadora a
utilizar.
Otro de los factores importantes para conseguir
esa máxima tasa de transferencia de datos es minimizar el overhead
(información de control del sistema necesaria para una correcta
recepción de los datos y que se envía junto a los mismos). Este
overhead es más importante si se utilizan estrategias de
transmisión basadas en el empleo de múltiples portadoras como OFDM
(multiplexación ortogonal por división en frecuencia) donde los
tiempos de símbolo son mucho mayores y contienen mucha más
información que en una comunicación digital en la que se emplea una
única frecuencia portadora de información.
La modulación ADPSK tiene dos requisitos
importantes. El primero es que, debido a que parte de la
información se codifica en los incrementos de fase, es necesario
enviar previamente un símbolo que constituye una referencia de fase
para el receptor. Asimismo, el resto de la información se codifica
en el valor de la amplitud del símbolo recibido. Por lo tanto, el
segundo requisito implica la estimación del valor de la amplitud de
la respuesta del canal para corregir su efecto en el receptor.
Además, los canales reales presentan cierta variación de sus
características con el tiempo que obliga al receptor a realizar un
seguimiento y actualización de esa estimación inicial. Además, esta
variación temporal requiere también una actualización continua de
la estimación de la SNR.
Los artículos citados anteriormente describen el
funcionamiento del modulador y demodulador ADPSK y sus prestaciones,
sin contemplar la posibilidad de emplear diferentes constelaciones
dentro de una misma trama de datos. Esta posibilidad se contempla y
resuelve en la solicitud de patente española
P-200301120 (no publicada), referente a un
"Procedimiento de modulación diferencial en fase y coherente en
amplitud normalizada para comunicación multiusuario", que
permite el envío de una única referencia de fase al principio de la
trama y facilita una implementación práctica del modulador de baja
complejidad.
Además, este procedimiento permite la inserción
de símbolos de datos en la trama de manera que usuarios a los que
no van dirigidos los datos del transmisor, y que no conocen la
constelación con la que van modulados, puedan monitorizar el canal
y seguir sus variaciones tanto de amplitud como de SNR.
Por lo tanto, para optimizar la transferencia de
datos en una comunicación multiusuario es necesario realizar una
estimación de la SNR percibida por el receptor. Esta estimación
sólo puede realizarse cuando la constelación en la que van
modulados los datos recibidos es conocida por el receptor. Además,
el periodo durante el cual se estima la SNR puede comprender
símbolos modulados con diferentes constelaciones.
Así pues, el problema a resolver consiste en
estimar la SNR en el receptor de una señal con modulación ADPSK
durante un periodo que comprende la recepción de un número
determinado de símbolos de datos con la posibilidad de que estén
modulados utilizando distintas constelaciones. En el artículo "A
comparison of SNR estimation techniques for the AWGN channel",
D. Pauluzzi y N. Beaulieu, IEEE Transactions on Communications,
vol. 48, n° 10, Octubre 2000, se presentan diversas técnicas para
estimar la SNR de una señal con modulación de fase coherente (PSK).
Además se indica cómo extender dichas técnicas a una modulación
QAM. En ambos casos no se tiene en cuenta que la constelación pueda
cambiar durante el tiempo de estimación.
La potencia media de la señal transmitida puede
ser conocida si se normaliza en potencia la constelación y se
ecualiza el efecto del canal en recepción. Entonces, para estimar
la SNR en el receptor sólo es necesario estimar la potencia de
ruido en la constelación recibida. Esa estimación de la potencia de
ruido se realiza fácilmente mediante un promediado de las muestras
de la potencia de ruido. Así pues, el problema consiste en calcular
esas muestras en el receptor. Pero otro problema añadido es el
carácter diferencial de la fase en la modulación ADPSK; en este
caso la constelación recibida es la constelación formada por las
amplitudes y los incrementos de fase recibidos. Si se obtiene el
valor de las muestras de la potencia de ruido mediante el cálculo
del módulo al cuadrado del vector de ruido dado por el error en
amplitud y por el error en el incremento de fase, sin ninguna
modificación, se observa que la estimación presenta una mayor
varianza en las constelaciones de bits por símbolo impares. Este
efecto no es admisible porque el periodo durante el cual se estima
la SNR puede comprender símbolos modulados con diferentes
constelaciones en un sistema de comunicaciones multiusuario óptimo.
Este sistema de comunicaciones también incluye transmisiones
destinadas a múltiples usuarios (multicast) o a todos (broadcast),
además de las transmisiones hacia un único usuario (unicast).
El procedimiento de la invención propuesto
presenta un método de estimación de la SNR de una señal con
modulación ADPSK que iguala las varianzas de la estimación en
constelaciones con bits por símbolo pares e impares, reduciendo,
además, la varianza de dicha estimación para todos los casos.
Para lograr los objetivos y evitar los
inconvenientes indicados en anteriores apartados, la invención
consiste en un procedimiento de reducción de la varianza de la
estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación
diferencial en fase y coherente en amplitud. Dicho procedimiento es
aplicable a la comunicación bidireccional de múltiples equipos de
usuario en la que se utiliza una modulación diferencial en fase y
coherente en amplitud, que requiere el envío de un símbolo de
referencia de fase previo al envío de información, y donde se
realiza una estimación de la relación señal a ruido con el objetivo
de emplear una modulación con el máximo número de bits por símbolo,
manteniendo la probabilidad de error de bit en recepción dentro de
unos márgenes dados. El procedimiento de la invención se
caracteriza porque, partiendo del error de amplitud y del error en
el incremento de fase correspondientes al punto de la constelación
recibido, se realiza una traslación de dichos errores al punto
correspondiente del primer anillo de la constelación como si
hubiera sido éste el transmitido y sin que sufran ninguna
modificación, y posteriormente se calcula el módulo al cuadrado del
vector de error. Esta característica permite calcular las muestras
de ruido, reducir la varianza de los valores obtenidos e igualar
dicha varianza entre las constelaciones óptimas de bits por símbolo
pares e impares.
Por otro lado se puede realizar un promedio del
módulo al cuadrado de las muestras de ruido para estimar el valor
medio de la potencia de ruido, siendo el número de muestras a
promediar un valor configurable del sistema.
En recepción, primero se detectan la amplitud y
el incremento de fase y posteriormente se restan dichos valores a
la amplitud y el incremento de fase recibidos, o viceversa, es
decir se restan a la amplitud y al incremento de fase recibidos, la
amplitud y el incremento de fase detectados respectivamente; esto
es, una primera forma de calcular las muestras de ruido se realiza
en modo ciego, sin conocer el símbolo transmitido en el cálculo de
los errores de amplitud y de incremento de fase.
\newpage
Otra forma de obtener el módulo al cuadrado del
vector de ruido consiste en restar respectivamente a la amplitud y
al incremento de fase de los símbolos transmitidos previamente
conocidos en recepción, la amplitud y el incremento de fase
recibidos, o viceversa, es decir se restan a la amplitud y al
incremento de fase recibidos, la amplitud y el incremento de fase
de los símbolos transmitidos previamente y conocidos en recepción
respectivamente; esto es, se calculan las muestras de ruido
utilizando una secuencia de símbolos previamente conocida en
recepción para el cálculo de los errores de amplitud y de
incremento de fase.
Para mejorar la estimación final la invención
prevé combinar las anteriores estimaciones, de forma que el equipo
receptor que estima la relación señal a ruido combina estimaciones
en modo ciego y estimaciones con secuencia conocida de
símbolos.
Además, como es un sistema de comunicaciones
multiusuario, las muestras de la potencia de ruido a promediar
pueden pertenecer a constelaciones diferentes. Por lo tanto, para
corregir el sesgo del estimador, debido al carácter diferencial de
la modulación y de valor diferente en cada constelación, se
multiplica cada una de las muestras de la potencia de ruido que se
promedian por el valor correspondiente.
A continuación, para facilitar una mejor
comprensión de esta memoria descriptiva y formando parte integrante
de la misma, se acompañan unas figuras en las que con carácter
ilustrativo y no limitativo se ha representado el objeto de la
invención.
Figura 1.- Representa una constelación formada
por las amplitudes y los incrementos de fase de una constelación
ADPSK de 6 bits por símbolo.
Figura 2.- Representa esquemáticamente las
magnitudes que intervienen en el cálculo de una muestra de la
potencia de ruido.
Figura 3.- Representa esquemáticamente las
magnitudes que intervienen en el cálculo de una muestra de la
potencia de ruido y su traslación al primer anillo.
Figura 4.- Representa un ejemplo de un diagrama
de bloques de un receptor que implementa el procedimiento de la
invención.
Seguidamente se realiza una descripción de un
ejemplo de la invención, haciendo referencia a la numeración
adoptada en las figuras.
Como ha sido comentado en el apartado de
antecedentes de la invención, las operaciones básicas que debe
realizar un receptor ADPSK son compensar el efecto de la atenuación
del canal en la amplitud y calcular el incremento de fase en la
señal recibida. Después, el detector es el responsable de obtener
la información transmitida. Todas estas operaciones son conocidas
en el estado del arte y aparecen en las referencias citadas
anteriormente.
La figura 1 presenta un ejemplo en el que la
constelación está formada por la amplitud ecualizada y el
incremento de fase de la señal recibida para una constelación de 6
bits por símbolo con una SNR de 27,9 decibelios (dB) y un error en
frecuencia de 5 partes por millón (ppm). Las líneas radiales
continuas representan los umbrales óptimos de decisión para los
incrementos de fase. También se observa que los puntos recibidos se
agrupan en nubes de puntos con forma elíptica cuya forma es más
pronunciada cuando la. amplitud de los anillos es mayor, a causa del
carácter diferencial de la modulación. Dichas nubes de puntos están
centradas en cada uno de los puntos de la constelación y son
debidas al ruido que se suma a la señal. Pero, como se puede
observar, las nubes de puntos no están centradas entre los umbrales
óptimos, sino desplazadas un número de radianes determinado. Este
desplazamiento fijo, viene determinado por el error de frecuencia
en el receptor.
Dado que la potencia de la señal transmitida es
conocida, el estimador de SNR sólo debe estimar la potencia de
ruido que sufre el receptor. Para ello, se realiza un promedio de N
muestras de potencia de ruido en diferentes símbolos:
E\left[|e(k)|^{2}\right]=\frac{\sum\limits_{k=1}^{N}|e(k)|^{2}}{N}
Donde |e(k)|^{2} es la muestra k-ésima
de la potencia de ruido que afecta al receptor. La figura 2 presenta
de manera esquemática las magnitudes que intervienen en el cálculo
de las muestras de dicha potencia. Los datos de partida serán el
error de amplitud e_{k} (1), y el error en el incremento de fase
e_{\phi_{k}} (4), del punto de la constelación recibido (3),
respecto del detectado (8), que se calculan de la siguiente
manera:
e_{k}=\overline{A}_{k}-\hat{A}_{k}
e_{\phi_{k}}
=\Delta\overline{\phi}_{k}-\Delta\hat{\phi}_{k}
Donde \overline{A}_{k} es la amplitud
detectada, \hat{A}_{k} es la amplitud recibida y ecualizada
para compensar la atenuación del canal, \Delta\overline{\phi}_{k}
es el incremento de fase detectado y \Delta\hat{\phi}_{k} el
incremento de fase recibido. La muestra de la potencia de ruido se
obtiene calculando el módulo al cuadrado del vector (2) :
|e(k)|^{2}=r_{3}{}^{2}+(r_{3}-e_{k})^{2}-2r_{3}(r_{3}-e_{k})cos(e_{\phi_{k}})
Donde r_{3} (7) es la amplitud detectada
\overline{A}_{k} para el ejemplo presentado en la figura 2 . Por
lo tanto la fórmula quedaría:
|e(k)|^{2}=\overline{A}_{k}{}^{2}+\hat{A}_{k}{}^{2}-2\overline{A}_{k}\hat{A}_{k}cos(e_{\phi_{k}})
Lo que representa el módulo al cuadrado del
vector de error (2). Esta es la forma más simple e inmediata de
calcular las muestras de la potencia de ruido, pero provoca que
haya diferencias entre la varianza del estimador de las
constelaciones con bits por símbolo pares e impares. Corno se ha
explicado anteriormente, cuando la amplitud del anillo es mayor, la
nube de puntos adquiere una forma elíptica más pronunciada. Como
las constelaciones óptimas con un número de bits por símbolo impar
presentan en proporción más anillos que fases, comparadas con las
de un número par de bits por símbolo, muestran el efecto
anteriormente descrito de una manera más visible. Para un mismo
valor de SNR, cuanto mayor sea la amplitud del punto detectado,
mayor será la media del módulo al cuadrado del vector de ruido. Así
pues, N muestras de potencia de ruido calculadas a partir de una
constelación con un número de bits por símbolo impar presentarán
una dispersión mayor que N muestras calculadas a partir de una
constelación con un número par de bits. Por lo tanto, la varianza
que presentará el estimador en las constelaciones de bits por
símbolo impar será mayor. Además, ese mismo efecto del incremento
del tamaño de las elipses de puntos cuanto mayor es la amplitud del
anillo también provoca un aumento de la varianza para una
constelación dada.
Por lo tanto el objetivo es independizar las
muestras de la potencia de ruido del anillo al que pertenece el
punto detectado.
Así pues, se podría pensar en proyectar el vector
de error (2) al primer anillo de radio r_{1}(6), con lo
que se obtiene la muestra k-ésima de la potencia de ruido proyectada
al primer anillo e'(k) (5), utilizando para ello la teoría de los
triángulos semejantes. Por lo tanto, para el ejemplo de realización
descrito en la figura 2, la nueva muestra de la potencia de ruido
se puede calcular como:
|e'(k)|^{2}=\left(\frac{r_{1}}{r_{3}}\right)^{2}|e(k)|^{2}
Pero de este modo no se solucionan ninguno de los
problemas explicados anteriormente, puesto que el error de
amplitud (1), se ve modificado en función del anillo de la
constelación al que pertenece el punto detectado.
El procedimiento de la invención presentado
resuelve estos problemas trasladando el error de fase y el error de
amplitud al punto correspondiente del primer anillo de la
constelación como si hubiera sido éste el detectado. La figura 3
representa un ejemplo de realización en el que se efectúa esta
traslación. Así pues, las muestras de la potencia de ruido, que son
el módulo al cuadrado del nuevo vector de error (9), se calculan de
la siguiente forma:
|e'(k)|^{2}=
r_{1}{}^{2}+(r_{1}-e_{k})^{2}-2r_{1}(r_{1}-e_{k})cos(e_{\phi_{k}})
Donde r_{1} (6) es la amplitud del primer
anillo de la constelación correspondiente. Además, tal y como se ha
explicado antes, se realiza el promedio de N muestras para
calcular la potencia de ruido de la misma manera:
E\left[|e'(k)|^{2}\right]=\frac{\sum\limits_{k=1}^{N}|e'(k)|^{2}}{N}
La figura 4 muestra un ejemplo de un diagrama de
bloques de un receptor que implementa el procedimiento de la
invención presentado. Los datos de partida que necesita el bloque
que calcula las muestras de la potencia de ruido(12), son el
error de amplitud e_{k} (1), el error de fase e_{\phi_{k}}
(4), y el número de bits de la constelación (14). Los errores de
amplitud y de fase son calculados por un detector de amplitud (10),
y por un detector de fase (11), respectivamente. Para calcular
estos dos errores son necesarios la amplitud ecualizada
\hat{A}_{k} (19), el incremento de fase recibido
\Delta\hat{\phi}_{k} (20), y el número de bits por símbolo de la
constelación (14). Además, el cálculo de los errores de fase (4) y
amplitud (1), se puede hacer de dos maneras. La primera consiste en
calcular dichos errores a partir de la detección de la amplitud
(19), y del incremento de fase (20), recibidos; es decir, no se
conoce la secuencia de símbolos enviados por el transmisor. A este
modo se le llama estimación ciega y se ve afectado por los errores
de detección, lo que impide estimar bien la SNR cuando éstos se
producen; ya que los errores calculados serán menores en magnitud a
los que se han producido realmente y la estima de la SNR será mayor
que la que realmente afecta al sistema. La segunda manera de
calcular los errores de fase y amplitud se basa en el conocimiento
de la secuencia transmitida, por lo que dichos errores
corresponderán exactamente a los producidos al no mediar ninguna
detección en el proceso. En este ejemplo de realización se efectúan
ambos, así mediante un bloque (21) se generan los valores de
amplitud \overline{A}_{k_{t}} (23), y de incremento de fase
\Delta\phi_{k_{t}} (24), transmitidos. Debe existir un bloque
igual en el transmisor para que las secuencias en transmisión y
recepción sean iguales. Mediante una señal (22) se informa del tipo
de estimación que se está realizando, modo ciego o con secuencia
conocida. Así pues, los detectores de amplitud (10) y fase (11), en
este caso sólo tendrán que realizar la resta entre los valores (19)
y (23), en el caso de la amplitud, y entre los valores (24) y (20),
en el caso del incremento de fase.
Al tratarse de un sistema de comunicaciones
multiusuario, el receptor no siempre conocerá la constelación con la
que van modulados los datos que va recibiendo. Sólo la conocerá en
una comunicación unicast cuando sea el destino de los datos
transmitidos o cuando se realice una comunicación multicast que lo
incluya en el grupo de destinatarios o en una broadcast; por eso
las N muestras de la potencia de ruido que se promedian pueden
pertenecer a constelaciones diferentes. Una señal (15) indica que
la constelación es conocida y que se pueden calcular las muestras
de la potencia de ruido.
Por medio de simulaciones se comprueba que el
estimador descrito hasta ahora en este procedimiento de invención
es sesgado. Dicho sesgo es debido al carácter diferencial de la
modulación, puesto que el incremento de fase se ve afectado por el
ruido de dos símbolos, y se detalla en la siguiente tabla en
función de la constelación:
Bits | Sesgo (dB) | Factor de corrección: K |
2 | -1.9 | 0.645654229 |
3 | -0.6 | 0.87096359 |
4 | -0.95 | 0.8035261222 |
5 | 0.03 | 1.006931669 |
6 | -0.25 | 0.9440608763 |
El bloque (12) debe aplicar este factor de
corrección K, a las muestras de la potencia de ruido para corregir
la naturaleza sesgada del estimador, mediante:
|e'(k)|^{2}=\left(
r_{1}{}^{2}+(r_{1}-e_{k})^{2}-2r_{1}(r_{1}-e_{k})cos(e_{\phi_{k}})\right)\cdot
K
El número de bits por símbolo (14), sirve para
determinar el valor de r_{1} (6), y del factor de corrección K a
utilizar en el cálculo. Esta corrección se tiene que realizar
muestra a muestra puesto que dichas muestras pueden pertenecer a
constelaciones distintas. Como se realiza un promedio de las
muestras, es necesario una memoria (13) donde almacenar el valor
parcial del sumatorio anteriormente presentado. Así pues, la
operación que realiza el bloque (1:2) es la siguiente:
E'(k)=\left(r_{1}{}^{2} +
(r_{1}- e_{k})^{2}- 2r_{1}(r_{1}-
e_{k})cos(e_{\phi_{k}})\right)\cdot K +
\sum\limits_{i=1}^{k-1}E'(i)
Donde el valor E'(k) (18), se guarda en la
memoria (13) una vez calculado. El bloque (12), antes de realizar
el cálculo del valor (18), debe leer de la memoria (13) el término
\sum\limits_{i=1}^{k-1}E'(i), (17). Cuando el
valor de k es igual a N, que es un parámetro configurable del
sistema y que puede ser distinto en los dos modos posibles de
estimación, el bloque (12) genera una señal (16) que indica que hay
una estimación de potencia de ruido disponible. Una señal (22)
indica de nuevo el modo de estimación, ciego o con secuencia
conocida, que determinará el número de muestras N, a acumular.
Cuando la señal (16) lo indique, se lee la memoria y se divide el
valor por el valor N correspondiente.
El modo de estimación con secuencia conocida es
más fiable que el modo ciego, pero tiene el inconveniente de que
no permite el envío de datos a los receptores. Por otra parte es
necesario monitorizar la SNR del canal para que el sistema pueda
adaptar el número de bits por símbolo a emplear. Además también se
requiere detectar cambios bruscos del canal y cambiar la
constelación lo más rápido posible para que se pierda el mínimo
número de paquetes. Estas consideraciones son mucho más importantes
en un sistema de comunicaciones OFDM multiusuario donde cada
símbolo contiene mucha información. Por lo tanto se combinan ambas
estimaciones.
Además, cuanto más grande sea el valor de N,
menor será la varianza de la estimación. Pero este valor, en un
sistema como el anterior, no puede ser arbitrariamente grande;
porque cada símbolo OFDM, en función del número de portadoras y de
los bits con que vayan moduladas cada una de éstas, puede contener
una gran cantidad de datos. Por lo tanto, una estimación con
secuencia conocida supone enviar N símbolos sin información (al ser
conocida la secuencia no contiene información), e incrementar el
overhead, y una estimación en modo ciego requiere que la
información que el emisor envía al receptor ocupe más de N símbolos
OFDM, lo que no siempre es posible. Así pues, en este ejemplo de
realización, en modo ciego se ha escogido N=16 y con secuencia
conocida N=32.
Como estimación inicial se realiza una estimación
con secuencia conocida. Después se realizan nuevas estimaciones
con secuencia conocida con una periodicidad de segundos. Entre
estas estimaciones se pueden producir estimaciones en modo ciego
(según el tráfico de datos) que se utilizan para determinar si se
ha producido algún cambio brusco en el canal. En caso de que el
cambio en el canal provoque un empeoramiento significativo de la
SNR real, será necesario realizar una estimación con secuencia
conocida para evitar el error que se produce en la estimación ciega
descrito anteriormente.
Claims (7)
1. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, aplicable
en la comunicación bidireccional de múltiples equipos de usuario en
la que se utiliza una modulación diferencial en fase y coherente en
amplitud (ADPSK), que requiere el envío de un símbolo de referencia
de fase previo al envío de información, y donde se realiza una
estimación de la relación señal a ruido para emplear una modulación
con el máximo número de bits por símbolo, manteniendo la
probabilidad de error de bit en recepción dentro de unos márgenes
dados; se caracteriza porque, partiendo del error de
amplitud y del error en el incremento de fase correspondientes al
punto de la constelación recibido, se realiza una traslación de
dichos errores al punto correspondiente del primer anillo de la
constelación como si hubiera sido éste el transmitido y sin que
sufran ninguna modificación, y posteriormente se calcula el módulo
al cuadrado del vector de error; para calcular las muestras de
ruido, reducir la varianza de los valores obtenidos e igualar dicha
varianza entre las constelaciones óptimas de bits por símbolo pares
e impares,
2. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según
reivindicación 1, caracterizado porque se realiza un
promedio del módulo al cuadrado de las muestras de ruido para
estimar el valor medio de la potencia de ruido, siendo el número de
muestras a promediar un valor configurable del sistema.
3. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según
reivindicación 1, en el que en recepción se detectan la amplitud y
el incremento de fase, y se caracteriza porque
selectivamente se restan la amplitud y el incremento de fase
detectados, a la amplitud y el incremento de fase recibidos
respectivamente, o se restan a la amplitud y al incremento de fase
recibidos, la amplitud y el incremento de fase detectados
respectivamente; para calcular las muestras de potencia de ruido en
modo ciego.
4. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según
reivindicación 1, caracterizado porque se envía una
secuencia de símbolos conocida en recepción y selectivamente se
restan a la amplitud y al incremento de fase de los símbolos
transmitidos previamente y conocidos en recepción, la amplitud y el
incremento de fase recibidos respectivamente, o se restan a la
amplitud y al incremento de fase recibidos, la amplitud y el
incremento de fase de los símbolos transmitidos previamente y
conocidos en recepción respectivamente, para calcular los errores
de amplitud e incremento de fase, y a partir de éstos, las
muestras de potencia de ruido.
5. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según
reivindicaciones 2, 3 y 4, caracterizado porque en la
estimación de la relación señal a ruido en recepción se combinan
estimaciones en modo ciego y estimaciones con secuencia conocida de
símbolos, para mejorar la estimación final.
6. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según
reivindicación 2, caracterizado porque las muestras de la
potencia de ruido a promediar pertenecen a constelaciones
diferentes.
7. Procedimiento de reducción de la varianza de
la estimación de la relación señal a ruido de una señal con
modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según
reivindicación 6, caracterizado porque el sesgo del
estimador, debido al carácter diferencial de la modulación y de
valor diferente en cada constelación, se corrige independientemente
en cada una de las muestras de la potencia de ruido que se
promedian, multiplicando cada muestra por el valor
correspondiente.
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