ES2221568B2

ES2221568B2 - Procedimiento de reduccion de la varianza de la estimacion de la relacion señal a ruido de una señal con modulacion diferencial en fase y coherente en amplitud.

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Publication number: ES2221568B2
Application number: ES200301229A
Authority: ES
Inventors: Jorge Vicente Blasco Claret; Juan Carlos Riveiro Insua; Agustin Badenes Corella
Original assignee: Diseno de Sistemas en Silicio SA
Current assignee: MaxLinear Hispania SL
Priority date: 2003-05-26
Filing date: 2003-05-26
Publication date: 2005-07-16
Anticipated expiration: 2023-05-26
Also published as: JP4714806B2; AU2004240362A1; US20060159201A1; EP1633072A1; TW200507490A; TWI279097B; BRPI0410719A; EA009251B1; EA200501864A1; CN100531024C; US7433428B2; WO2004105301A1; IL172141A; CN1830172A; CA2527332A1; EP1633072B1; KR20060059883A; JP2007501579A; ES2221568A1; IL172141A0

Abstract

Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud. Se caracteriza porque para calcular las muestras de la potencia de ruido que afecta al sistema, se combinan los errores de amplitud y de incremento de fase obtenidos en el receptor realizando una traslación de dichos errores (1) y (4) al punto correspondiente del primer anillo (6) de la constelación como si hubiera sido éste el transmitido y sin que sufran ninguna modificación, para posteriormente calcular el módulo al cuadrado del vector de error (9). Minimiza e iguala la varianza de las muestras obtenidas para los diferentes valores, pares e impares, de bits por portadora que el sistema utilice. Reduce la varianza de la estimación de la relación señal a ruido en un sistema de comunicaciones digital multiusuario. Dicha estimación es necesaria para seleccionar el número de bits por portadora para adaptarse al canal y como información de apoyo en caso de utilizar un receptor con diversidad.

Description

Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud.

Objeto de la invención

La presente invención, tal y como se expresa en el enunciado de esta memoria descriptiva, se refiere a un procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal. a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud.

El procedimiento de la invención es aplicable a sistemas de comunicaciones independientemente del medio físico que empleen para la comunicación.

Este procedimiento permite reducir la varianza de las estimaciones e igualar dicha varianza entre las constelaciones óptimas de bits por símbolo pares e impares. De este modo, el sistema puede adaptarse a la máxima tasa de transferencia de datos que ofrece el canal.

Antecedentes de la invención

En los sistemas de telecomunicación para enviar la información a través de un canal de comunicaciones es necesario modularla; es decir, adecuar y adaptar la información al canal.

Algunos de los principales problemas que encuentra un receptor de comunicaciones digitales son la ecualización, que conlleva una estimación del canal, y la desviación en frecuencia del reloj del receptor respecto del transmisor. Cuando se utilizan modulaciones coherentes QAM (modulación de amplitud en cuadratura), donde el punto de la constelación viene determinado por la amplitud y la fase de la señal enviada, hay que aumentar mucho la complejidad del demodulador para hacer frente a los problemas arriba expuestos. Una solución consiste en utilizar modulaciones diferenciales o DAPSK (modulación diferencial en amplitud y fase) donde la información se codifica en los incrementos de amplitud y de fase. Esta codificación diferencial elimina la necesidad de la estimación del canal en recepción y minimiza en gran parte los efectos de la desviación de frecuencia entre los relojes. Pero esta reducción en la complejidad del receptor al utilizar una modulación totalmente diferencial, lleva asociada un aumento de la probabilidad de error de bit para el mismo valor de SNR (relación señal a ruido) respecto a las prestaciones de las modulaciones QAM. La modulación ADPSK (modulación diferencial en fase y coherente en amplitud) es conocida en el estado de la técnica tal y como aparece en "Comparison and optimization of differentially encoded transmission on fading channels", L. Lampe y R. Fischer, Proceedings ISPLC'99 ; "Performance evaluation of non-coherent transmission over power lines", L. Lampe, R. Fischer y R. Schober, Proceedings ISPLC'00 ; "Differential encoding strategies for transmission over fading channels", R. Fischer, L. Lampe y S. Calabrò, International Journal on Electronics and Communications; como una modulación mixta entre las dos anteriores y que representa el punto intermedio, en cuanto a prestaciones y complejidad del receptor, entre ambas. Es decir, minimiza el problema que supone la desviación en frecuencia entre los relojes del transmisor y receptor de un sistema de comunicaciones digital y disminuye la complejidad de la estimación del canal, ya que sólo es necesario estimar el canal en amplitud. Por lo tanto, la modulación ADPSK representa el mejor compromiso entre prestaciones y complejidad del receptor para una implementación práctica.

Por otra parte, para obtener siempre la máxima tasa de transferencia de datos, es necesario adaptar los bits por portadora de la modulación a la capacidad ofrecida por el canal. Es decir, dada una probabilidad de error de bit objetivo, se pretende utilizar el máximo número de bits por portadora que aseguran una probabilidad de error igual o inferior a dicho valor. Además, en una comunicación multiusuario punto a multipunto o multipunto a multipunto, un transmisor puede enviar información a varios receptores con diferentes canales entre dicho transmisor y cada uno de los receptores en una misma trama de datos. Por lo tanto, en una misma trama se utilizarán diferentes constelaciones. Así pues, es necesario estimar la relación señal a ruido (SNR) percibida por el receptor para elegir el número de bits por portadora a utilizar.

Otro de los factores importantes para conseguir esa máxima tasa de transferencia de datos es minimizar el overhead (información de control del sistema necesaria para una correcta recepción de los datos y que se envía junto a los mismos). Este overhead es más importante si se utilizan estrategias de transmisión basadas en el empleo de múltiples portadoras como OFDM (multiplexación ortogonal por división en frecuencia) donde los tiempos de símbolo son mucho mayores y contienen mucha más información que en una comunicación digital en la que se emplea una única frecuencia portadora de información.

La modulación ADPSK tiene dos requisitos importantes. El primero es que, debido a que parte de la información se codifica en los incrementos de fase, es necesario enviar previamente un símbolo que constituye una referencia de fase para el receptor. Asimismo, el resto de la información se codifica en el valor de la amplitud del símbolo recibido. Por lo tanto, el segundo requisito implica la estimación del valor de la amplitud de la respuesta del canal para corregir su efecto en el receptor. Además, los canales reales presentan cierta variación de sus características con el tiempo que obliga al receptor a realizar un seguimiento y actualización de esa estimación inicial. Además, esta variación temporal requiere también una actualización continua de la estimación de la SNR.

Los artículos citados anteriormente describen el funcionamiento del modulador y demodulador ADPSK y sus prestaciones, sin contemplar la posibilidad de emplear diferentes constelaciones dentro de una misma trama de datos. Esta posibilidad se contempla y resuelve en la solicitud de patente española P-200301120 (no publicada), referente a un "Procedimiento de modulación diferencial en fase y coherente en amplitud normalizada para comunicación multiusuario", que permite el envío de una única referencia de fase al principio de la trama y facilita una implementación práctica del modulador de baja complejidad.

Además, este procedimiento permite la inserción de símbolos de datos en la trama de manera que usuarios a los que no van dirigidos los datos del transmisor, y que no conocen la constelación con la que van modulados, puedan monitorizar el canal y seguir sus variaciones tanto de amplitud como de SNR.

Por lo tanto, para optimizar la transferencia de datos en una comunicación multiusuario es necesario realizar una estimación de la SNR percibida por el receptor. Esta estimación sólo puede realizarse cuando la constelación en la que van modulados los datos recibidos es conocida por el receptor. Además, el periodo durante el cual se estima la SNR puede comprender símbolos modulados con diferentes constelaciones.

Así pues, el problema a resolver consiste en estimar la SNR en el receptor de una señal con modulación ADPSK durante un periodo que comprende la recepción de un número determinado de símbolos de datos con la posibilidad de que estén modulados utilizando distintas constelaciones. En el artículo "A comparison of SNR estimation techniques for the AWGN channel", D. Pauluzzi y N. Beaulieu, IEEE Transactions on Communications, vol. 48, n° 10, Octubre 2000, se presentan diversas técnicas para estimar la SNR de una señal con modulación de fase coherente (PSK). Además se indica cómo extender dichas técnicas a una modulación QAM. En ambos casos no se tiene en cuenta que la constelación pueda cambiar durante el tiempo de estimación.

La potencia media de la señal transmitida puede ser conocida si se normaliza en potencia la constelación y se ecualiza el efecto del canal en recepción. Entonces, para estimar la SNR en el receptor sólo es necesario estimar la potencia de ruido en la constelación recibida. Esa estimación de la potencia de ruido se realiza fácilmente mediante un promediado de las muestras de la potencia de ruido. Así pues, el problema consiste en calcular esas muestras en el receptor. Pero otro problema añadido es el carácter diferencial de la fase en la modulación ADPSK; en este caso la constelación recibida es la constelación formada por las amplitudes y los incrementos de fase recibidos. Si se obtiene el valor de las muestras de la potencia de ruido mediante el cálculo del módulo al cuadrado del vector de ruido dado por el error en amplitud y por el error en el incremento de fase, sin ninguna modificación, se observa que la estimación presenta una mayor varianza en las constelaciones de bits por símbolo impares. Este efecto no es admisible porque el periodo durante el cual se estima la SNR puede comprender símbolos modulados con diferentes constelaciones en un sistema de comunicaciones multiusuario óptimo. Este sistema de comunicaciones también incluye transmisiones destinadas a múltiples usuarios (multicast) o a todos (broadcast), además de las transmisiones hacia un único usuario (unicast).

El procedimiento de la invención propuesto presenta un método de estimación de la SNR de una señal con modulación ADPSK que iguala las varianzas de la estimación en constelaciones con bits por símbolo pares e impares, reduciendo, además, la varianza de dicha estimación para todos los casos.

Descripción de la invención

Para lograr los objetivos y evitar los inconvenientes indicados en anteriores apartados, la invención consiste en un procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud. Dicho procedimiento es aplicable a la comunicación bidireccional de múltiples equipos de usuario en la que se utiliza una modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, que requiere el envío de un símbolo de referencia de fase previo al envío de información, y donde se realiza una estimación de la relación señal a ruido con el objetivo de emplear una modulación con el máximo número de bits por símbolo, manteniendo la probabilidad de error de bit en recepción dentro de unos márgenes dados. El procedimiento de la invención se caracteriza porque, partiendo del error de amplitud y del error en el incremento de fase correspondientes al punto de la constelación recibido, se realiza una traslación de dichos errores al punto correspondiente del primer anillo de la constelación como si hubiera sido éste el transmitido y sin que sufran ninguna modificación, y posteriormente se calcula el módulo al cuadrado del vector de error. Esta característica permite calcular las muestras de ruido, reducir la varianza de los valores obtenidos e igualar dicha varianza entre las constelaciones óptimas de bits por símbolo pares e impares.

Por otro lado se puede realizar un promedio del módulo al cuadrado de las muestras de ruido para estimar el valor medio de la potencia de ruido, siendo el número de muestras a promediar un valor configurable del sistema.

En recepción, primero se detectan la amplitud y el incremento de fase y posteriormente se restan dichos valores a la amplitud y el incremento de fase recibidos, o viceversa, es decir se restan a la amplitud y al incremento de fase recibidos, la amplitud y el incremento de fase detectados respectivamente; esto es, una primera forma de calcular las muestras de ruido se realiza en modo ciego, sin conocer el símbolo transmitido en el cálculo de los errores de amplitud y de incremento de fase.

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Otra forma de obtener el módulo al cuadrado del vector de ruido consiste en restar respectivamente a la amplitud y al incremento de fase de los símbolos transmitidos previamente conocidos en recepción, la amplitud y el incremento de fase recibidos, o viceversa, es decir se restan a la amplitud y al incremento de fase recibidos, la amplitud y el incremento de fase de los símbolos transmitidos previamente y conocidos en recepción respectivamente; esto es, se calculan las muestras de ruido utilizando una secuencia de símbolos previamente conocida en recepción para el cálculo de los errores de amplitud y de incremento de fase.

Para mejorar la estimación final la invención prevé combinar las anteriores estimaciones, de forma que el equipo receptor que estima la relación señal a ruido combina estimaciones en modo ciego y estimaciones con secuencia conocida de símbolos.

Además, como es un sistema de comunicaciones multiusuario, las muestras de la potencia de ruido a promediar pueden pertenecer a constelaciones diferentes. Por lo tanto, para corregir el sesgo del estimador, debido al carácter diferencial de la modulación y de valor diferente en cada constelación, se multiplica cada una de las muestras de la potencia de ruido que se promedian por el valor correspondiente.

A continuación, para facilitar una mejor comprensión de esta memoria descriptiva y formando parte integrante de la misma, se acompañan unas figuras en las que con carácter ilustrativo y no limitativo se ha representado el objeto de la invención.

Breve descripción de las figuras

Figura 1.- Representa una constelación formada por las amplitudes y los incrementos de fase de una constelación ADPSK de 6 bits por símbolo.

Figura 2.- Representa esquemáticamente las magnitudes que intervienen en el cálculo de una muestra de la potencia de ruido.

Figura 3.- Representa esquemáticamente las magnitudes que intervienen en el cálculo de una muestra de la potencia de ruido y su traslación al primer anillo.

Figura 4.- Representa un ejemplo de un diagrama de bloques de un receptor que implementa el procedimiento de la invención.

Descripción de un ejemplo de realización de la invención

Seguidamente se realiza una descripción de un ejemplo de la invención, haciendo referencia a la numeración adoptada en las figuras.

Como ha sido comentado en el apartado de antecedentes de la invención, las operaciones básicas que debe realizar un receptor ADPSK son compensar el efecto de la atenuación del canal en la amplitud y calcular el incremento de fase en la señal recibida. Después, el detector es el responsable de obtener la información transmitida. Todas estas operaciones son conocidas en el estado del arte y aparecen en las referencias citadas anteriormente.

La figura 1 presenta un ejemplo en el que la constelación está formada por la amplitud ecualizada y el incremento de fase de la señal recibida para una constelación de 6 bits por símbolo con una SNR de 27,9 decibelios (dB) y un error en frecuencia de 5 partes por millón (ppm). Las líneas radiales continuas representan los umbrales óptimos de decisión para los incrementos de fase. También se observa que los puntos recibidos se agrupan en nubes de puntos con forma elíptica cuya forma es más pronunciada cuando la. amplitud de los anillos es mayor, a causa del carácter diferencial de la modulación. Dichas nubes de puntos están centradas en cada uno de los puntos de la constelación y son debidas al ruido que se suma a la señal. Pero, como se puede observar, las nubes de puntos no están centradas entre los umbrales óptimos, sino desplazadas un número de radianes determinado. Este desplazamiento fijo, viene determinado por el error de frecuencia en el receptor.

Dado que la potencia de la señal transmitida es conocida, el estimador de SNR sólo debe estimar la potencia de ruido que sufre el receptor. Para ello, se realiza un promedio de N muestras de potencia de ruido en diferentes símbolos:

E\left[|e(k)|^{2}\right]=\frac{\sum\limits_{k=1}^{N}|e(k)|^{2}}{N}

Donde |e(k)|^{2} es la muestra k-ésima de la potencia de ruido que afecta al receptor. La figura 2 presenta de manera esquemática las magnitudes que intervienen en el cálculo de las muestras de dicha potencia. Los datos de partida serán el error de amplitud e_{k} (1), y el error en el incremento de fase e_{\phi_{k}} (4), del punto de la constelación recibido (3), respecto del detectado (8), que se calculan de la siguiente manera:

e_{k}=\overline{A}_{k}-\hat{A}_{k}

e_{\phi_{k}} =\Delta\overline{\phi}_{k}-\Delta\hat{\phi}_{k}

Donde \overline{A}_{k} es la amplitud detectada, \hat{A}_{k} es la amplitud recibida y ecualizada para compensar la atenuación del canal, \Delta\overline{\phi}_{k} es el incremento de fase detectado y \Delta\hat{\phi}_{k} el incremento de fase recibido. La muestra de la potencia de ruido se obtiene calculando el módulo al cuadrado del vector (2) :

|e(k)|^{2}=r_{3}{}^{2}+(r_{3}-e_{k})^{2}-2r_{3}(r_{3}-e_{k})cos(e_{\phi_{k}})

Donde r_{3} (7) es la amplitud detectada \overline{A}_{k} para el ejemplo presentado en la figura 2 . Por lo tanto la fórmula quedaría:

|e(k)|^{2}=\overline{A}_{k}{}^{2}+\hat{A}_{k}{}^{2}-2\overline{A}_{k}\hat{A}_{k}cos(e_{\phi_{k}})

Lo que representa el módulo al cuadrado del vector de error (2). Esta es la forma más simple e inmediata de calcular las muestras de la potencia de ruido, pero provoca que haya diferencias entre la varianza del estimador de las constelaciones con bits por símbolo pares e impares. Corno se ha explicado anteriormente, cuando la amplitud del anillo es mayor, la nube de puntos adquiere una forma elíptica más pronunciada. Como las constelaciones óptimas con un número de bits por símbolo impar presentan en proporción más anillos que fases, comparadas con las de un número par de bits por símbolo, muestran el efecto anteriormente descrito de una manera más visible. Para un mismo valor de SNR, cuanto mayor sea la amplitud del punto detectado, mayor será la media del módulo al cuadrado del vector de ruido. Así pues, N muestras de potencia de ruido calculadas a partir de una constelación con un número de bits por símbolo impar presentarán una dispersión mayor que N muestras calculadas a partir de una constelación con un número par de bits. Por lo tanto, la varianza que presentará el estimador en las constelaciones de bits por símbolo impar será mayor. Además, ese mismo efecto del incremento del tamaño de las elipses de puntos cuanto mayor es la amplitud del anillo también provoca un aumento de la varianza para una constelación dada.

Por lo tanto el objetivo es independizar las muestras de la potencia de ruido del anillo al que pertenece el punto detectado.

Así pues, se podría pensar en proyectar el vector de error (2) al primer anillo de radio r_{1}(6), con lo que se obtiene la muestra k-ésima de la potencia de ruido proyectada al primer anillo e'(k) (5), utilizando para ello la teoría de los triángulos semejantes. Por lo tanto, para el ejemplo de realización descrito en la figura 2, la nueva muestra de la potencia de ruido se puede calcular como:

|e'(k)|^{2}=\left(\frac{r_{1}}{r_{3}}\right)^{2}|e(k)|^{2}

Pero de este modo no se solucionan ninguno de los problemas explicados anteriormente, puesto que el error de amplitud (1), se ve modificado en función del anillo de la constelación al que pertenece el punto detectado.

El procedimiento de la invención presentado resuelve estos problemas trasladando el error de fase y el error de amplitud al punto correspondiente del primer anillo de la constelación como si hubiera sido éste el detectado. La figura 3 representa un ejemplo de realización en el que se efectúa esta traslación. Así pues, las muestras de la potencia de ruido, que son el módulo al cuadrado del nuevo vector de error (9), se calculan de la siguiente forma:

|e'(k)|^{2}= r_{1}{}^{2}+(r_{1}-e_{k})^{2}-2r_{1}(r_{1}-e_{k})cos(e_{\phi_{k}})

Donde r_{1} (6) es la amplitud del primer anillo de la constelación correspondiente. Además, tal y como se ha explicado antes, se realiza el promedio de N muestras para calcular la potencia de ruido de la misma manera:

E\left[|e'(k)|^{2}\right]=\frac{\sum\limits_{k=1}^{N}|e'(k)|^{2}}{N}

La figura 4 muestra un ejemplo de un diagrama de bloques de un receptor que implementa el procedimiento de la invención presentado. Los datos de partida que necesita el bloque que calcula las muestras de la potencia de ruido(12), son el error de amplitud e_{k} (1), el error de fase e_{\phi_{k}} (4), y el número de bits de la constelación (14). Los errores de amplitud y de fase son calculados por un detector de amplitud (10), y por un detector de fase (11), respectivamente. Para calcular estos dos errores son necesarios la amplitud ecualizada \hat{A}_{k} (19), el incremento de fase recibido \Delta\hat{\phi}_{k} (20), y el número de bits por símbolo de la constelación (14). Además, el cálculo de los errores de fase (4) y amplitud (1), se puede hacer de dos maneras. La primera consiste en calcular dichos errores a partir de la detección de la amplitud (19), y del incremento de fase (20), recibidos; es decir, no se conoce la secuencia de símbolos enviados por el transmisor. A este modo se le llama estimación ciega y se ve afectado por los errores de detección, lo que impide estimar bien la SNR cuando éstos se producen; ya que los errores calculados serán menores en magnitud a los que se han producido realmente y la estima de la SNR será mayor que la que realmente afecta al sistema. La segunda manera de calcular los errores de fase y amplitud se basa en el conocimiento de la secuencia transmitida, por lo que dichos errores corresponderán exactamente a los producidos al no mediar ninguna detección en el proceso. En este ejemplo de realización se efectúan ambos, así mediante un bloque (21) se generan los valores de amplitud \overline{A}_{k_{t}} (23), y de incremento de fase \Delta\phi_{k_{t}} (24), transmitidos. Debe existir un bloque igual en el transmisor para que las secuencias en transmisión y recepción sean iguales. Mediante una señal (22) se informa del tipo de estimación que se está realizando, modo ciego o con secuencia conocida. Así pues, los detectores de amplitud (10) y fase (11), en este caso sólo tendrán que realizar la resta entre los valores (19) y (23), en el caso de la amplitud, y entre los valores (24) y (20), en el caso del incremento de fase.

Al tratarse de un sistema de comunicaciones multiusuario, el receptor no siempre conocerá la constelación con la que van modulados los datos que va recibiendo. Sólo la conocerá en una comunicación unicast cuando sea el destino de los datos transmitidos o cuando se realice una comunicación multicast que lo incluya en el grupo de destinatarios o en una broadcast; por eso las N muestras de la potencia de ruido que se promedian pueden pertenecer a constelaciones diferentes. Una señal (15) indica que la constelación es conocida y que se pueden calcular las muestras de la potencia de ruido.

Por medio de simulaciones se comprueba que el estimador descrito hasta ahora en este procedimiento de invención es sesgado. Dicho sesgo es debido al carácter diferencial de la modulación, puesto que el incremento de fase se ve afectado por el ruido de dos símbolos, y se detalla en la siguiente tabla en función de la constelación:

Bits	Sesgo (dB)	Factor de corrección: K
2	-1.9	0.645654229
3	-0.6	0.87096359
4	-0.95	0.8035261222
5	0.03	1.006931669
6	-0.25	0.9440608763

El bloque (12) debe aplicar este factor de corrección K, a las muestras de la potencia de ruido para corregir la naturaleza sesgada del estimador, mediante:

|e'(k)|^{2}=\left( r_{1}{}^{2}+(r_{1}-e_{k})^{2}-2r_{1}(r_{1}-e_{k})cos(e_{\phi_{k}})\right)\cdot K

El número de bits por símbolo (14), sirve para determinar el valor de r_{1} (6), y del factor de corrección K a utilizar en el cálculo. Esta corrección se tiene que realizar muestra a muestra puesto que dichas muestras pueden pertenecer a constelaciones distintas. Como se realiza un promedio de las muestras, es necesario una memoria (13) donde almacenar el valor parcial del sumatorio anteriormente presentado. Así pues, la operación que realiza el bloque (1:2) es la siguiente:

E'(k)=\left(r_{1}{}^{2} + (r_{1}- e_{k})^{2}- 2r_{1}(r_{1}- e_{k})cos(e_{\phi_{k}})\right)\cdot K + \sum\limits_{i=1}^{k-1}E'(i)

Donde el valor E'(k) (18), se guarda en la memoria (13) una vez calculado. El bloque (12), antes de realizar el cálculo del valor (18), debe leer de la memoria (13) el término \sum\limits_{i=1}^{k-1}E'(i), (17). Cuando el valor de k es igual a N, que es un parámetro configurable del sistema y que puede ser distinto en los dos modos posibles de estimación, el bloque (12) genera una señal (16) que indica que hay una estimación de potencia de ruido disponible. Una señal (22) indica de nuevo el modo de estimación, ciego o con secuencia conocida, que determinará el número de muestras N, a acumular. Cuando la señal (16) lo indique, se lee la memoria y se divide el valor por el valor N correspondiente.

El modo de estimación con secuencia conocida es más fiable que el modo ciego, pero tiene el inconveniente de que no permite el envío de datos a los receptores. Por otra parte es necesario monitorizar la SNR del canal para que el sistema pueda adaptar el número de bits por símbolo a emplear. Además también se requiere detectar cambios bruscos del canal y cambiar la constelación lo más rápido posible para que se pierda el mínimo número de paquetes. Estas consideraciones son mucho más importantes en un sistema de comunicaciones OFDM multiusuario donde cada símbolo contiene mucha información. Por lo tanto se combinan ambas estimaciones.

Además, cuanto más grande sea el valor de N, menor será la varianza de la estimación. Pero este valor, en un sistema como el anterior, no puede ser arbitrariamente grande; porque cada símbolo OFDM, en función del número de portadoras y de los bits con que vayan moduladas cada una de éstas, puede contener una gran cantidad de datos. Por lo tanto, una estimación con secuencia conocida supone enviar N símbolos sin información (al ser conocida la secuencia no contiene información), e incrementar el overhead, y una estimación en modo ciego requiere que la información que el emisor envía al receptor ocupe más de N símbolos OFDM, lo que no siempre es posible. Así pues, en este ejemplo de realización, en modo ciego se ha escogido N=16 y con secuencia conocida N=32.

Como estimación inicial se realiza una estimación con secuencia conocida. Después se realizan nuevas estimaciones con secuencia conocida con una periodicidad de segundos. Entre estas estimaciones se pueden producir estimaciones en modo ciego (según el tráfico de datos) que se utilizan para determinar si se ha producido algún cambio brusco en el canal. En caso de que el cambio en el canal provoque un empeoramiento significativo de la SNR real, será necesario realizar una estimación con secuencia conocida para evitar el error que se produce en la estimación ciega descrito anteriormente.

Claims

1. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, aplicable en la comunicación bidireccional de múltiples equipos de usuario en la que se utiliza una modulación diferencial en fase y coherente en amplitud (ADPSK), que requiere el envío de un símbolo de referencia de fase previo al envío de información, y donde se realiza una estimación de la relación señal a ruido para emplear una modulación con el máximo número de bits por símbolo, manteniendo la probabilidad de error de bit en recepción dentro de unos márgenes dados; se caracteriza porque, partiendo del error de amplitud y del error en el incremento de fase correspondientes al punto de la constelación recibido, se realiza una traslación de dichos errores al punto correspondiente del primer anillo de la constelación como si hubiera sido éste el transmitido y sin que sufran ninguna modificación, y posteriormente se calcula el módulo al cuadrado del vector de error; para calcular las muestras de ruido, reducir la varianza de los valores obtenidos e igualar dicha varianza entre las constelaciones óptimas de bits por símbolo pares e impares,

2. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según reivindicación 1, caracterizado porque se realiza un promedio del módulo al cuadrado de las muestras de ruido para estimar el valor medio de la potencia de ruido, siendo el número de muestras a promediar un valor configurable del sistema.

3. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según reivindicación 1, en el que en recepción se detectan la amplitud y el incremento de fase, y se caracteriza porque selectivamente se restan la amplitud y el incremento de fase detectados, a la amplitud y el incremento de fase recibidos respectivamente, o se restan a la amplitud y al incremento de fase recibidos, la amplitud y el incremento de fase detectados respectivamente; para calcular las muestras de potencia de ruido en modo ciego.

4. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según reivindicación 1, caracterizado porque se envía una secuencia de símbolos conocida en recepción y selectivamente se restan a la amplitud y al incremento de fase de los símbolos transmitidos previamente y conocidos en recepción, la amplitud y el incremento de fase recibidos respectivamente, o se restan a la amplitud y al incremento de fase recibidos, la amplitud y el incremento de fase de los símbolos transmitidos previamente y conocidos en recepción respectivamente, para calcular los errores de amplitud e incremento de fase, y a partir de éstos, las muestras de potencia de ruido.

5. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según reivindicaciones 2, 3 y 4, caracterizado porque en la estimación de la relación señal a ruido en recepción se combinan estimaciones en modo ciego y estimaciones con secuencia conocida de símbolos, para mejorar la estimación final.

6. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según reivindicación 2, caracterizado porque las muestras de la potencia de ruido a promediar pertenecen a constelaciones diferentes.

7. Procedimiento de reducción de la varianza de la estimación de la relación señal a ruido de una señal con modulación diferencial en fase y coherente en amplitud, según reivindicación 6, caracterizado porque el sesgo del estimador, debido al carácter diferencial de la modulación y de valor diferente en cada constelación, se corrige independientemente en cada una de las muestras de la potencia de ruido que se promedian, multiplicando cada muestra por el valor correspondiente.