CN101069375A - 发送控制帧生成装置、发送控制帧处理装置、发送控制帧生成方法及发送控制帧处理方法 - Google Patents

发送控制帧生成装置、发送控制帧处理装置、发送控制帧生成方法及发送控制帧处理方法 Download PDF

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CN101069375A CNA2005800410842A CN200580041084A CN101069375A CN 101069375 A CN101069375 A CN 101069375A CN A2005800410842 A CNA2005800410842 A CN A2005800410842A CN 200580041084 A CN200580041084 A CN 200580041084A CN 101069375 A CN101069375 A CN 101069375A
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Abstract

一种发送控制帧生成装置，能够在维持反馈信息的质量的同时削减反馈信息的数据量。在该装置中，平均质量电平计算单元(182)，根据与多个副载波分别对应的多个线路状态电平，计算多个副载波间的基准线路状态电平。DPCM(Differential Pulse Code Modulation)单元(184)，对与某个副载波对应的第一线路状态电平和与其它副载波对应的第二线路状态电平之间的差分值进行编码，获得编码差分值。反馈帧生成单元(185)，生成用于表示基准线路状态电平和编码差分值的帧。比特数控制单元(183)，根据第一线路状态电平和第二线路状态电平中任意一方对于基准线路状态电平的相对大小，控制对差分值所实施的编码处理。

Description

发送控制帧生成装置、发送控制帧处理装置、发送控制帧生成方法及发送控制帧处理方法
技术领域
本发明涉及多载波传输方式的移动通信系统所使用的发送控制帧生成装置、发送控制帧处理装置、发送控制帧生成方法及发送控制帧处理方法。
背景技术
在第四代等下一代移动通信系统中，在高速移动时也要求达到100Mbps以上的数据率。为满足该要求，研讨了多种使用100MHz程度带宽的无线通信。尤其从对频率选择性衰落环境的适用性和频率利用效率的观点来看，以OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方法为代表的多载波传输方式，非常有希望成为下一代移动通信系统的传输方式。
为实现多载波传输方式移动通信系统的高吞吐量而探讨的技术之一，有例如以下的自适应发送控制。自适应发送控制中，估计每个副载波或每个副载波组的线路状态，并根据表示该估计结果的线路状态信息(SCI：ChannelState Information)，对例如纠错能力、调制阶数、功率、相位、发送天线等调制参数，按每个副载波或每个副载波组进行自适应控制。副载波组为用于多载波传输的全体频带中的一个区域，包括一个以上的副载波。
另外，按每个副载波组进行调制参数控制的结构及动作，与按每个副载波进行调制参数控制的结构及动作基本上是相同的。因此，为简化说明在以下的说明中，只涉及按每个副载波进行的调制参数控制。按每个副载波组进行的调制参数控制，可以通过适当地将“副载波”理解成“副载波组”来实施。
自适应发送控制中，存在闭环型的自适应控制。也就是说，在接收由控制对象的副载波发送的信息的装置中，反馈该副载波的CSI值。另一方面，在由控制对象的副载波发送信息的装置中，接收反馈信息，并根据该信息对有关该副载波的调制参数进行自适应控制。
关于闭环型的自适应发送控制，提出了多种为解决随着副载波数的增加而反馈信息的开销增大的方法。
例如，非专利文献1记载的以往的自适应发送控制，对于各副载波，通过对某一时刻反馈的CSI值与紧接其后的CSI值之间的差进行编码，来生成压缩的反馈信息。
另外，以往的自适应发送控制的其它例子，通过对在频率轴方向上互相相邻的两个副载波的CSI值的差进行编码，来生成压缩的反馈信息。
如上所述，利用连续样本间的相关性较大这一特性对样本将之间的差进行编码的技术一般被称为差分编码(Differential Coding)。差分编码在语音编码等领域很久以前就已被确立。作为差分编码的方式，例如有DPCM(Differential Pulse Code Modulation)、DM(Delta Modulation)、ADPCM(Adaptive Differential Pulse Code Modulation)、ADM(Adaptive DeltaModulation)等(参照例如非专利文献2，非专利文献3)。
非专利文献1：″Adaptive Multicarrier System with Reduced FeedbackInformation in Wideband Radio Channels″，Hynsoo Cheon，Byungjoon Park，Daesik Hong，Vehicular Technology Conference，1999.VTC 1999-Fall.IEEEVTS 50th，Volume：5，pp.2880-2884，19-22 September 1999
非专利文献2：「デイジタル情报压缩<INC·VAN时代の基础技术>」、田中和男、1984年8月30日
非专利文献3：「情报源符号化  歪のあるデ一タ压缩」、情报理论とその应用学会编、情报理论とその应用シリ一ズ1-II、2000年9月8日
发明内容
发明需要解决的问题
然而，所述现有的差分编码的数据压缩技术，原本是以语音或视频为对象信息源而设计的技术。因此，对于由每个副载波的CSI值生成反馈信息仅仅导入现有的差分编码，在削减反馈信息的数据量上有一定的限度。
另外，为了将多载波传输的吞吐量维持在充分的实用性水平，就需要将反馈信息的质量维持在一定水平以上。
本发明的目的在于，提供在维持反馈信息的质量的同时，能够削减反馈信息的数据量的发送控制帧生成装置、发送控制帧处理装置、发送控制帧生成方法及发送控制帧处理方法。
解决该问题的方案
本发明的发送控制帧生成装置采用以下结构，它具有：基准电平计算单元，根据与多个副载波分别对应的多个线路状态电平，计算所述多个副载波间的基准线路状态电平；编码单元，对与所述多个副载波中一个副载波和其它副载波分别对应的第一线路状态电平和第二线路状态电平之间的差分值进行编码，获得编码差分值；生成单元，生成用于表示所述基准线路状态电平与所述编码差分值的帧；以及编码控制单元，根据所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值所实施的所述编码。
本发明的发送控制帧处理装置采用以下结构，它具有：获取单元，获取用于表示多个副载波间的基准线路状态电平，且表示第一线路状态电平和第二线路状态电平之间的差分的帧，第一线路状态电平和第二线路状态电平与述多个副载波中一个副载波和其它副载波分别对应；解码单元，对所述差分值进行解码获取解码差分值；个别电平计算单元，使用所述解码差分值，计算所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平的任意一方；以及解码控制单元，根据所述第一线路状态电平和所述第二线路状态电平中的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值所实施的所述解码。
本发明的发送控制帧生成方法包括：基准电平计算步骤，根据与多个副载波分别对应的多个线路状态电平，计算所述多个副载波间的基准线路状态电平；编码步骤，对第一线路状态电平和第二线路状态电平之间的差分值进行编码，得到编码差分值，第一线路状态电平和第二线路状态电平与所述多个副载波中一个副载波和其它副载波分别对应；生成步骤，生成用于表示所述基准线路状态电平与所述编码差分值的帧；以及编码控制步骤，基于所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值实施的所述编码。
本发明的发送控制帧处理方法包括，获取步骤，获取用于表示多个副载波间的基准线路状态电平，且表示第一线路状态电平与第二线路状态电平之间的差分的帧，第一线路状态电平和第二线路状态电平与所述多个副载波中一个副载波与其它副载波分别对应；解码步骤，对所述差分值实施解码获取解码差分值；个别电平计算步骤，使用所述解码差分值，计算所述第一线路状态电平和所述第二线路状态电平的任意一方；以及解码控制步骤，基于所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值实施的所述解码的结构。
发明的效果
根据本发明，能够在维持反馈信息的质量的同时，削减反馈信息的数据量。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的发送装置的结构的方框图；
图2是表示本发明实施方式1的接收装置的结构的方框图；
图3是表示本发明的实施方式1的CSI帧生成单元的结构的方框图；
图4是用于说明本发明的实施方式1的CSI帧生成单元的动作示例的流程图；
图5是表示本发明的实施方式1的OFDM帧的结构、传播路径响应估计定时及频率响应估计值的一个例子的图；
图6是用于说明本发明实施方式1的步长的图；
图7是表示本发明的实施方式1的各副载波的SNR值的一个例子的图；
图8是表示本发明的实施方式1的各副载波的SNR值与频率特性的波形的一个例子的图；
图9是表示本发明实施方式1的各副载波的差分SNR值或SNR值与所需比特数的图；
图10是表示本发明的实施方式1的与SNR值与阈值的比较结果对应的比特数的图；
图11是表示SNR值比平均SNR值与差分SNR值的统计性关系的图；
图12是表示本发明的实施方式1的对各副载波的差分SNR值或SNR值所分配的比特数的图；
图13是表示本发明的实施方式1的CSI帧的第一个例子的图；
图14是表示本发明的实施方式1的CSI帧的第二个例子的图；
图15是表示本发明的实施方式1的CSI帧的第三个例子的图；
图16是表示本发明的实施方式1的CSI帧的第四个例子的图；
图17是表示使用由图12表示的比特数编码后的SNR值或差分值SNR值生成的、且具有图10的帧格式的CSI帧的图；
图18是表示本发明实施方式1的CSI帧处理单元的结构的方框图；
图19是用于说明本发明实施方式1的CSI帧处理单元的动作示例的流程图；
图20是表示本发明的实施方式2的CSI帧生成单元的结构的方框图；
图21是用于说明本发明的实施方式2的CSI帧生成单元的动作示例的流程图；
图22是表示本发明的实施方式2的与SNR值与阈值的比较结果对应的步长的图；
图23是表示本发明的实施方式2的对各副载波的差分SNR值或SNR值被分配的比特数及设定的步长的图；
图24是表示本发明的实施方式2的CSI帧处理单元的结构的方框图；
图25是用于说明表示本发明的实施方式2的CSI帧处理单元的动作示例的流程图；
图26是表示本发明的实施方式3的CSI帧生成单元的结构的方框图；
图27是用于说明本发明的实施方式3的延迟分散估计方法的一个例子的图；
图28是表示延迟分散与差分SNR值的统计性关系的图；
图29是用于说明本发明实施方式3的延迟分散估计方法的其它例子的图；
图30是表示用于获取本发明的实施方式3的延迟分散估计值的表格；
图31是用于说明本发明实施方式3的表格设定切换的图；
图32是表示本发明的实施方式3的与延迟分散估计值对应的偏差值的图；
图33是表示本发明的实施方式3的SNR值与阈值的比较结果对应的比特数的图；
图34是表示本发明的实施方式3的CSI帧的第一个例子的图；
图35是表示本发明的实施方式3的CSI帧的第二个例子的图；
图36是表示本发明的实施方式3的CSI帧的第三个例子的图；图37是
表示本发明的实施方式3的CSI帧的第四个例子的图；
图38是表示本发明的实施方式3的CSI帧处理单元的结构的方框图；
图39是表示本发明的实施方式4的CSI帧生成单元的结构的方框图；
图40是用于说明本发明的实施方式4的表格设定切换的图；
图41是表示本发明的实施方式4的与延迟分散估计值对应的偏差值；
图42是表示本发明的实施方式4的与SNR值与阈值的比较结果对应的步长的图；以及
图43是表示本发明的实施方式4的CSI帧处理单元的结构的方框图。
具体实施方式
以下对本发明的实施方式参照附图进行详细说明。
(实施方式1)
图1是表示具有本发明的实施方式1的发送控制帧处理装置的无线通信装置的结构的方框图。另外，图2是表示具有本发明的实施方式1的发送控制帧生成装置的无线通信装置的结构的方框图。另外，具有发送控制帧处理装置的无线通信装置为，以控制对象的副载波发送信息(信息数据串)的装置，因此在以下的说明中称为“发送装置”。另一方面，具有发送控制帧生成装置的无线通信装置为，接收以控制对象的副载波发送的信息(信息数据串)的装置，在以下的说明中称为“接收装置”。图1的发送装置100及图2的接收装置150，安装在移动通信系统中使用的基站装置或通信终端装置等。另外，有时会将基站装置表示成Node B，将通信终端装置表示为UE，将副载波表示为调项(Tone)。
发送装置100具有：发送单元101、接收单元102及天线103。发送单元101包括：CSI帧处理单元110、调制参数决定单元111、编码单元112、调制单元113、功率控制单元114、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)单元115、GI(Guard Interval)插入单元116及无线发送处理单元117。接收单元102包括：无线接收处理单元120、GI去除单元121、FFT(Fast Fourier Transform)单元122、解调单元123及解码单元124。
作为CSI帧处理装置的CSI帧处理单元110，从通过解码单元124的解码处理得到的CSI帧，获得每个副载波的线路信息(以下称为CSI)。关于CSI帧处理单元110的结构及动作将在后面进行详细叙述。另外，CSI有时被表示成CQI(Channel Quality Indicator)。
调制参数决定单元111根据从CSI帧处理单元110输入的每个副载波的CSI，决定每个副载波的调制参数(纠错代码、编码率、调制方式及发送功率)。也就是说，由各副载波进行的发送，用决定出的纠错代码、编码率、调制方式及发送功率来控制。
编码单元112，对输入的时间顺序的发送数据，通过由调制参数决定单元111指示的纠错编码方式及编码率按每个副载波进行编码。调制单元113对编码后的发送数据，通过调制参数决定单元111指示的调制方式(例如M-PSK或M-QAM等)按每个副载波进行调制。功率控制单元114将每个副载波的发送功率设定成，由调制参数决定单元111指示的发送功率值。IFFT单元115对按每个副载波所调制的信号，进行以多个正交的副载波来复用的IFFT处理，生成多载波信号的OFDM码元。GI插入单元116在OFDM码元之间插入GI，以降低由延迟波引起的码元间干扰(ISI：Inter SymbolInterference)。
无线发送处理单元117对OFDM码元实施上变频等规定的无线处理，并将无线处理后的OFDM码元通过天线103发送给接收装置150。即，将重叠在各副载波上的发送数据串无线发送。
无线接收处理单元120对通过天线103接收的OFDM码元实施下变频等规定的无线处理。接收的OFDM码元中含有被帧化的CSI(CSI帧)。即，无线接收处理单元120接收CSI帧。
GI去除单元121将插入在OFDM码元间的GI去除。FFT单元122对去除GI后的OFDM码元进行FFT处理，获得每个副载波的信号。解调单元123将FFT后的信号解调，解码单元124将调制后的信号解码。由此得到接收数据。接收数据中含有数据帧及CSI帧。
图2的接收装置150具有：天线151、接收单元152及发送单元153。接收单元152包括：无线接收处理单元160、GI去除单元161、FFT单元162、解调单元163、解码单元164、传播路径响应估计单元165及CSI帧生成单元166。发送单元153包括：编码单元170、调制单元171、功率控制单元172、IFFT单元173、GI插入单元174及无线发送处理单元175。
无线接收处理单元160对由天线151接收的OFDM码元实施下变频等规定的无线处理。即，无线接收处理单元160接收在各副载波上所重叠的数据串。
GI去除单元161将插入在OFDM码元间的GI去除。FFT单元162对去除GI后的OFDM码元进行FFT处理，得到各副载波的信号。在解调单元163中，被输入FFT后的信号中除去导频信号等的信息信号。解调单元163对信息信号以与发送装置100中的调制所使用的调制方式对应的解调方式进行解调。解码单元164对调制后的信号以与发送装置100中的编码所使用的编码方式对应的解码方式进行纠错等解码处理，获得接收数据。
在传播路径响应估计单元165中，被输入FFT后的信号中的导频信号等估计传播路径响应所需的信号。传播路径响应估计单元165，估计每个副载波的传播路径响应，得到传播路径响应估计值(传播路径估计值)。
作为发送控制帧生成装置的CSI帧生成单元166，基于传播路径估计值而求每个副载波的CSI，并生成用于将这些CSI反馈给发送装置100的CSI帧。对于CSI帧生成单元166的结构或其动作将在后面进行详细叙述。
编码单元170对所输入的时间顺序的发送数据及CSI帧，以规定的编码方式及编码率按每个副载波进行编码。调制单元171对编码后的发送数据及CSI帧，以规定的调制方式按每个副载波进行调制。功率控制单元172控制每个副载波的发送功率。IFFT单元173对按每个副载波所调制的信号，进行以多个正交的副载波来复用的IFFT处理，生成多载波信号的OFDM码元。GI插入单元174，在OFDM码元之间插入GI，以降低由延迟波引起的ISI。作为发送单元的无线发送处理单元175，对OFDM码元实施上变频等规定的无线处理，并将无线处理后的OFDM码元通过天线151发送给发送装置100。即，发送无线处理装置175将生成的CSI帧无线发送。
接下来，对CSI帧生成单元166的内部结构及其动作进行说明。如图3所示，CSI帧生成单元166具有：质量电平计算单元180、线路状态存储单元181、平均质量电平计算单元182、比特数控制单元183、DPCM单元184、以及反馈帧生成单元185。DPCM单元184具有：减法单元190、量化单元191、比特变换单元192、加法单元193、延迟单元194、以及编码单元195。
质量电平计算单元180从由传播路径响应单元165输入的每个副载波的传播路径估计值，计算每个副载波的SNR(Signal to Noise Ratio)值，作为表示线路状态的值。
另外，以下的说明中涉及的SNR值，除了涉及到真值的使用的情况以外，为对数值。另外，在此以用SNR作为表示质量电平(线路状态电平)的指标的情况为例进行说明，不过也可以用CNR(Carrier to Noise Ratio)、接收功率、RSSI(Received Signal Strength Indicator)、接收振幅等作为线路状态电平以代替SNR。另外，在例如除噪音功率以外，干扰功率也作为CSI很重要的蜂窝系统那样的通信系统中，也可以将SIR(Signal to Interference Ratio)、CIR(Carrier to Interference Ratio)、SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)、CINR(Carrier to Interference and Noise Ratio)等作为线路状态电平来使用。或者，也可以将通过所述的指标表示的数值算出的加载比特数、发送功率或发送复数权重系数等控制值作为线路状态电平来使用。或者，在采用MIMO(Multi-Input Multi-Output)方式的情况下，也可以将通过奇异值分解、固有值分解或QR分解得到的矩阵或特异值或固有值等数值作为线路状态电平来使用。另外，也可以将通过SNR或SIR算出的MCS(Modulation and CodingScheme)参数(调制方式、编码率、发送功率等)作为CSI信息来使用。
线路状态存储单元181保存由质量电平计算单元180算出的每个副载波的SNR值。另外，根据作为识别信息赋予给各副载波的号码(顺序)，将每个副载波的SNR值依次输出到减法单元190。
作为计算单元的平均质量电平计算单元182使用线路状态存储单元181保存的每个副载波的SNR值，计算遍及所有副载波的平均SNR值。平均SNR值可以是某一时刻的所有副载波的SNR值的平均值，也可以是某个期间内的所有副载波的SNR值的平均值。
另外，在本实施方式中，将算出的平均SNR值作为所有副载波的基准质量电平来使用，也可以使用所有副载波的SNR值的中心值、最小值或最大值等来代替平均SNR值。
作为编码控制单元的比特数控制单元183，根据每个副载波的SNR值对于平均SNR值的相对大小，通过可变地设定编码单元195的编码所用的比特数，控制DPCM单元184的编码处理。换而言之，对编码单元195生成的差分SNR值分配可变的比特数。将分配的比特数通知给编码单元195。
在作为编码单元的DPCM单元184中，减法单元190从线路状态存储单元181所输入的SNR值中减去从延迟单元194所输入的SNR值，从而计算差分SNR值。不过，对于副载波f1的SNR值，则直接将其输出到量化单元191。
量化单元191，对差分SNR值(或SNR值)以预定的步长进行量化。
比特变换单元192变换由量化单元191量化后的差分SNR值(或SNR值)的步长。通过该变换，使差分SNR值(或SNR值)的步长变换，从量化单元191的量化所用的步长变换成加法单元193的加法运算所用的步长。
加法单元193将由量化单元191量化后的差分SNR值与延迟单元194输入的SNR值相加。将相加的结果输出到延迟单元194。不过，对于副载波f1的量化后的SNR值，则直接将其输出到延迟单元194。
延迟单元194用加法单元193的输出来更新内部的状态值。接着，让更新后的状态值延迟相当1个副载波的量，然后输出到加法单元193、减法单元190及比特数控制单元183。
编码单元195对由量化单元191量化的差分SNR值(或SNR值)，以比特数控制单元183通知的比特数来进行编码。
作为生成部件的反馈帧生成单元185，使用由平均质量电平计算单元182算出的平均SNR值和通过编码单元195编码的每个副载波的差分SNR值来生成CSI帧。
接下来，对CSI帧生成单元166的一个动作示例进行说明。
图4表示用于说明CSI帧生成单元166的动作示例的流程图。另外，图5A及图5B表示在发送/接收站之间交换的OFDM帧的结构、传播路径响应估计定时及频率响应估计值的一个示例。在发送装置100与接收装置150之间所利用的OFDM帧中，例如，如图5A所示，用于估计传播路径的频率响应的传播路径响应估计用载波(例如，已知的导频信号)，在被用于数据等其它目的的数据载波之间以预定的间隔被插入。传播路径响应估计单元165，使用传播路径响应估计用载波，以时刻tk(k为整数)的定时来估计在每个副载波的传播路径上受到的振幅变动及相位变动，并将这些估计结果输出到质量电平计算单元180。另外，在进行盲估计的系统中，有时使用数据用载波作为传播路径估计用载波。
首先，在CSI帧生成单元166的CSI帧生成处理开始时，延迟单元194的状态值被初始化为“0”，同时，计数器m的值被初始化为“1”(ST1010)。
接着，由质量电平计算单元180，根据收到的频率响应估计值如图5B所示的计算每个副载波的SNR值γm，k(ST1020)。在此，SNR值γm，k表示将第m个副载波(m＝1，2，3，...，M-1，M)在时刻tk的SNR值进行对数变换后的值。另外，M表示所有副载波数。
由质量电平计算单元180算出的SNR值γm，k被存储在线路状态存储单元181中。存储在线路状态存储单元181中的SNR值γm，k，在每次质量电平计算单元180重新进行计算时被更新。
另外，传播路径响应估计值的更新及SNR值γm，k的计算频度，被设定成小于等于CSI帧的反馈周期。另外，更新周期也可以独立于反馈周期来设定。但是，被控制成在CSI帧生成过程中不发生对线路状态存储单元181的更新处理。
按每个副载波计算出来的的SNR值γm，k，在平均质量电平计算单元182中，被用于遍布所有副载波的平均SNR值的计算(ST1030)。平均SNR值，通过下面的式(1)来求取。另外，在时刻tk估计的第m个副载波的SNR值的真值，用下面的式(2)来表示，关于所有副载波的真值的SNR值的平均值，用下面的式(3)来表示。
γk＝10log10( Γk))  ...(1)
&Gamma; m , k = 10 &gamma; m , k / 10 . . . ( 2 )
Γm，k：在时刻tk估计出的第m个副载波的SNR值(真值)
&Gamma; &OverBar; k = 1 N &Sigma; m = 1 M &Gamma; m , k . . . ( 3 )
Γk：Γm，k的平均值(真值)
另外，在该示例中，用从对数值复原为真值的SNR值来计算平均SNR值，不过也可以使用质量电平计算单元180在计算SNR值的过程中得到的SNR值的真值。
接着，由减法单元进行减法计算。该减法计算中，从第m个副载波fm的SNR值Sm中减去作为延迟单元194的输出第m-1个副载波fm-1的量化后的SNR值Sm-1′，获得差分SNR值Xm(ST1040)。这里，使用量化后的SNR值Sm-1′，是为了避免在量化单元191可能会发生的量化误差em的累积。另外，副载波f1的SNR值直接输出到量化单元191。
接着，由量化单元191以反馈信息所需的解像度、即所需步长对差分SNR值Xm(或SNR值)进行量化，并将量化后的差分SNR值Xm′(或SNR值)输出(ST1050)。量化单元191所使用的量化的步长SSb，在本实施方式中为固定值。另外，图6B所示的量化后的差分SNR值Xm′(或SNR值)的步长SSb，比图6A所示的减法单元190所使用的步长SSa要大。因此，量化后的差分SNR值Xm′(或SNR值)中，有时包含量化误差em(即Xm’＝Xm+em)。
比特变换单元192对量化后的差分SNR值Xm′(或SNR值)的步长进行变换(ST1060)。变换后的步长如图6C所示，为SSa。也就是说，通过该变换，差分SNR值Xm′(或SNR值)再次由减法单元190、加法单元193及延迟单元194所使用的步长及比特数来表示。
变换后的差分SNR值Xm′，通过加法单元193，与为延迟单元194输出的第m-1个副载波fm-1的量化后的SNR值Sm-1′相加(ST1070)。相加的结果作为第m个副载波fm的量化后的SNR值Sm′被输出到延迟单元194。另外，副载波f1的量化后的SNR值直接从加法单元193被输出到延迟单元194。接着，延迟单元194的状态值被更新成SNR值Sm′(ST1080)。
另外，在比特数控制单元183，对从延迟单元194输入的副载波fm-1的量化后的SNR值Sm-1′和根据平均SNR值求出的基准值(阈值)进行比较。根据该比较结果，决定用于差分SNR值Xm′(或SNR值)的编码的比特数，并通知编码单元195。下面，对比特数控制单元183的比数控制处理进行具体的说明。
图7是表示在某一时刻的各副载波的SNR值的图。另外，图8是表示各副载波的SNR值和频率特性的波形的图。这里，平均SNR值为37[dB](小数点以下舍去)。另外，在该示例中使用了10个副载波f1～f10，不过副载波数及SNR值的取值范围不受限定。
与副载波f2～f10相对应的差分SNR值，如图9所示。另外，图9中还表示副载波f1的SNR值及副载波f2～f10的差分SNR值的所需比特数。再者，图9中还表示与副载波f1～f10的所需比特数对应的编码范围。
具体来说，例如副载波f2的SNR值，比副载波f1的SNR值要大出2[dB]，因此副载波f2的差分SNR值为2[dB]。其次，要不饱和地对差分SNR值“2”进行编码，就需要3比特。不过，假设步长为1dB/bit且为2的补数。对3比特来说，能够对+3[dB]～-4[dB]的差分SNR值进行编码。
然而，在比特数控制单元183中，将平均SNR值直接作为基准值来使用，或根据平均SNR值来求作为基准值的阈值。阈值通过将平均SNR值作为参数的函数来计算。例如，使用2个阈值Th1、Th2的情况下，通过将预定的2个偏差值(常数)分别加在平均SNR值上，来计算阈值Th1、Th2。更为具体的，平均SNR值为37[dB]，2个偏差值为“+3”、“-3”的情况下，阈值Th1为40[dB]，阈值Th2为34[dB]。通过使用上述的基准值，能够对差分SNR值的编码进行更确切地控制。
另外，在比特数控制单元183进行比特数控制时，判断计数器m是否为“1”(ST1090)。
计数器m为“1”时(ST1090：“是”)，固定的比特数，更具体的是事先在发送/接收之间已知的比特数，被分配给副载波f1的SNR值(ST1100)。
另一方面，计数器m不为“1”时(ST1090：“否”)，可变的比特数，被分配给副载波fm的差分SNR值Xm′(ST1110)。
更为具体的，对从延迟单元194输入的SNR值Sm-1′与阈值Th1、Th2进行比较。接着，按照该比较的结果决定比特数。例如，按照表示比较结果与比特数的对应关系的表格(图10)，来决定比特数。在该表格中，Th1＜Sm-1′时，比特数为“3”，Th2＜Sm-1′≤Th1时，比特数为“4”，Sm-1′≤Th2时，比特数为“5”。
在此，对比较结果(SNR值Sm-1′与基准值的比较结果)与比特数的对应关系进行说明。特别是在瑞利衰落信道中，SNR值对于平均SNR值的相对大小(SNR值比平均SNR值)与相邻副载波间的SNR值的差(差分SNR值)之间，具有图11所示的性质。也就是说，随着SNR值比平均SNR值的增大，差分SNR值减小，随着SNR值比平均SNR值的减小，差分SNR值增大。因此，比特数控制单元183中，使分配给被编码的差分SNR值的比特数与SNR值比平均SNR值相对应，即，使分配给差分SNR值的比特数随着SNR值比平均SNR值的增大而减小，分配给差分SNR值的比特数随着SNR值比平均SNR值的减小而增大。
另外，也可以使用函数来计算比特数，以代替使用图10的表格。例如，SNR值为对数值时，使用可以根据从SNR值中减去阈值Th1(或阈值Th2)的结果导出比特数的函数。或者，SNR值为真值时，使用可以根据用阈值Th1(或阈值Th2)除SNR值的结果导出比特数的函数。
通过以上的处理，分配给各副载波的差分SNR值(或SNR值)的比特数，用图12表示。也就是说，分配给副载波f1的SNR值的比特数为固定数(本实施方式中为“6”)，分配给副载波f2～f10各自的差分SNR值的比特数为可变值。将这些分配比特数通知给编码单元195。
副载波f1的SNR值或副载波f2～fM的差分SNR值X2′～XM′的任意一个被分配了比特数以后，通过编码单元195，副载波fm的差分SNR值Xm′就以分配给副载波fm的差分SNR值Xm′的比特数被编码(ST1120)。或者，副载波f1的SNR用分配给副载波f1的SNR值的比特数被编码。
接着，判断计数器m是否为副载波数M以上(ST1130)。计数器m小于M时(ST1130：“否”)，在步骤ST1140将计数器m更新为m+1，再返回到步骤ST1040。计数器m为大于等于M时(ST1130：“是”)，进至步骤ST1150。
步骤ST1150中，反馈帧生成单元185，用编码单元195的输出(即，副载波f1的SNR值即副载波f2～fM的差分SNR值X2′～XM′)以及平均质量电平计算单元182的输出(平均SNR值)，来生成CSI帧。生成CSI帧之后，结束时刻tk的CSI帧生成单元166的动作。
图13表示所生成的CSI帧的格式的一个示例。图13中，CSI帧的开头部分被配置了平均SNR值，接续平均SNR值而配置副载波f1的SNR值，接在它之后按副载波号码的升序配置副载波f2～fM的差分SNR值。
另外，也可以使用图14所示的帧格式，以代替使用图13所示的帧格式。图14中，接续平均SNR值之后，配置副载波f1的SNR值与平均SNR值之间的差。接在它之后，按副载波号码的升序配置副载波f2～fM的差分SNR值。采用该帧格式时，CSI帧生成单元166中，进行从副载波f1的SNR值中减去平均SNR值的处理，而另一方面，则在CSI帧处理单元110中，进行将副载波f1的SNR值与平均SNR值之间的差和平均SNR值相加的处理。
将根据平均SNR值导出的阈值Th1、Th2用于比特数控制的情况下，生成例如图15所示格式的CSI帧。图15中，CSI帧的开头部分顺次地配置阈值Th1、Th2。接续阈值Th1、Th2之后，配置副载波f1的SNR值，接在它之后按副载波号码的升序，配置副载波f2～fM的差分SNR值。
另外，也可以使用图16所示帧格式，以代替使用图15所述帧格式。图16中，在CSI帧的开头部分配置阈值Th1，接在它之后配置阈值Th1与阈值Th2的差。接着，配置副载波f1的SNR值，接在它之后，按副载波号码的升序，配置副载波f2～fM的差分SNR值。这种情况下，CSI帧生成单元166中，进行从阈值Th2中减去阈值Th1的处理，而另一方面，则在CSI帧处理单元110中，进行将阈值Th1与阈值Th2之间的差和阈值Th1相加的处理。
另外，并不只限于上述的帧格式。例如，也可以采用将平均SNR值附加在CSI帧的结尾的帧格式。另外，也可以采用按副载波号码的降序配置差分SNR值或SNR值的帧格式。只要是具有在发送/接收之间共通规定的配置顺序，即可以采用任意的帧格式。
使用以在上述的动作例中被分配的比特数被编码的SNR值或差分SNR值，来生成具有图13的帧格式的CSI帧的情况下，如图17所示，平均SNR值由6比特表示，副载波f1的SNR值由6比特表示，副载波f2的差分SNR值由4比特表示，副载波f3的差分SNR值由3比特表示，副载波f4的差分SNR值由3比特表示，副载波f5的差分SNR值由4比特表示，副载波f6的差分SNR值由5比特表示，副载波f7的差分SNR值由5比特表示，副载波f8的差分SNR值由5比特表示，副载波f9的差分SNR值由5比特表示，副载波f10的差分SNR值由4比特表示。
接下来，对CSI帧处理单元110的内部结构及其动作进行说明。如图18所示，CSI帧处理单元110具有：反馈帧处理单元130、比特数控制单元131、解码单元132、比特变换单元133、加法单元134、延迟单元135、以及线路状态存储单元136。
作为获取单元的反馈帧处理单元130，获取从接收装置150发送的CSI帧。另外，从CSI帧中提取基准值(本实施方式中为平均SNR值)，并输出到比特数控制单元131。不过，在使用例如图13所示的CSI帧的情况下，提取平均SNR值。在使用例如图15的CSI帧的情况下，提取阈值Th1、Th2。CSI帧的其它的部分输出到解码单元132。
作为解码控制单元的比特数控制单元131，接受来自反馈帧处理单元130及延迟单元135的输入，根据每个副载波的SNR值对于平均SNR值的相对大小，控制用于解码单元132的解码的比特数。换而言之，对被解码单元132解码的差分SNR值分配可变的比特数。将分配的比特数通知给解码单元132。
解码单元132根据从比特数控制单元131通知的比特数，通过将从反馈帧处理单元130输入的CSI帧(平均SNR值以外的部分)分割成每个副载波的差分SNR值(或SNR值)，从而对每个副载波的差分SNR值(或SNR值)进行解码。
比特变换单元133对解码后的差分SNR值(或SNR值)的步长进行变换。通过该变换，将差分SNR值(或SNR值)的步长，从用于量化单元191的量化的步长变换成用于加法单元134的加法运算的步长。
加法单元134将比特变换单元133的输出与延迟单元135的输出相加。由该加法运算得到的每个副载波的SNR值被输出到延迟单元135及线路状态存储单元136。不过，副载波f1的SNR值被直接输出到延迟单元135及线路状态存储单元136。
延迟单元135用加法单元134的输出来更新内部状态值。接着，让更新后的状态值延迟一个副载波的量，再输出到加法单元134及比特数控制单元131。
线路状态存储单元136保存从加法单元134输入的每个副载波的SNR值。保存的SNR值作为每个副载波的CSI输出到调制参数决定单元111。
接下来，对CSI帧处理单元110中的动作的一个示例进行说明。图19表示用于说明CSI帧处理单元110的动作例的流程图。
首先，将延迟单元135的状态值初始化为“0”，同时将计数器m初始化为“1”(ST1510)。
接着，反馈帧处理单元130从CSI帧中提取平均SNR值(ST1520)。接着，判断计数器m的是否为“1”(ST1530)。
计数器m为“1”时(ST1530：“是”)，固定的比特数，更具体的是事先发送/接收之间已知的比特数被分配给副载波f1的SNR值(ST1540)。
另一方面，计数器m不为“1”时(ST1530：“否”)，可变的比特数被分配给副载波fm的差分SNR值Xm′(ST1550)。分配可变比特数的具体动作，与CSI帧生成单元166的比特数控制单元183相同。
接着，副载波f1的SNR值或副载波f2～fM的差分SNR值X2′～XM′中的任意一个被分配了比特数后，解码单元132用分配给副载波fm的差分SNR值Xm′的比特数，对副载波fm的差分SNR值Xm′进行解码(ST1560)。或者，用分配给副载波f1的SNR值的比特数，对副载波f1的SNR值进行解码。
接着，比特变换单元133对解码后的差分SNR值(或SNR值)的步长进行变换(ST1570)。变换后的步长，与加法单元134所使用的步长匹配。变换前的步长为图6B所示的SSb，变换后的步长为图6C所示的SSa，在此，若在比特变换单元133没有发生量化误差，那么变换后的步长就不一定必须为图6C所示的SSa。
变换后的差分SNR值Xm′，通过加法单元134，与为延迟单元135的输出的第m-1个副载波fm-1的SNR值Sm-1′相加(ST1580)。相加的结果作为第m个副载波fm的SNR值Sm′输出到延迟单元135及线路状态存储单元136。另外，副载波f1的SNR值直接从相加单元134输出到延迟单元135及线路状态存储单元136。接着，延迟单元135的状态值被更新为SNR值Sm′(ST1590)。另外，线路状态存储单元136中保存SNR值Sm′(ST1600)。
接着，判断计数器m是否为副载波数M以上(ST1610)。计数器m小于M时(ST1610：“否”)，在步骤ST1620中将m更新为m+1后，返回ST1530。计数器m为M以上时(ST1610：“是”)，结束时刻tk的CSI帧处理单元110的动作。
这样，根据本实施方式，在接收装置150中，通过让分配给某个副载波的SNR值(第一SNR值)与该副载波的相邻副载波的SNR值(第二SNR值)之间的差分值(差分SNR值)的比特数，对应于第二SNR值对于平均SNR值的相对大小，由于不仅能够分配根据差分SNR值的取值范围(动态范围)的最小限度的比特数，而且即使对多个不同的差分SNR值分配多个不同的比特数，也能够生成CSI帧而不将有关分配的信息作为辅助信息来附加，因此，能够在维持反馈信息的质量的同时，削减反馈信息的数据量。
另外，根据本实施方式，在发送装置100中，通过让分配给第一SNR值与第二SNR值之间的差分值的比特数，对应于第二SNR值相对平均SNR值的相对大小，由于不仅能够分配对应于动态范围的最小限度的比特数，而且即使对多个不同的差分SNR值分配多个不同的比特数，也能够无需参照作为辅助信息的有关该分配的信息而复原出CSI帧，因此，能够在维持反馈信息的质量的同时，削减反馈信息的数据量。
(实施方式2)
图20是表示在本发明的实施方式2的接收装置中设置的CSI帧生成单元166的结构的方框图。另外，本实施方式的接收装置，具有与实施方式1所说明的接收装置150基本相同的结构。因此，对与实施方式1中说明的结构要素相同的结构要素赋予相同的参考标号。在以下的说明中，主要记述与实施方式1的不同之处。
图20的CSI帧生成单元166具有步长控制单元201以替代实施方式1所说明的比特数控制单元183。
作为编码控制单元的步长控制单元201，通过根据每个副载波的SNR值对于平均SNR值的相对大小，可变地设定用于量化单元191的量化的步长，从而控制DPCM单元184的编码处理。这里，步长为每个比特的振幅大小，即由1比特表示的SNR值的大小。换而言之，对于量化后的差分SNR值设定可变的步长。也就是说，图6B所示的量化的步长SSb被可变地设定。对给量化单元191及比特变换单元192通知所设定的步长。
因此，本实施方式的量化单元191，以由步长控制单元201通知的步长，来进行实施方式1所说明的量化处理。另外，本实施方式的比特变换单元192，以由步长控制单元201通知的步长，来进行实施方式1所说明的步长变换。另外，本实施方式的编码单元195，以预先设定的固定比特数，来进行实施方式1所说明的编码处理。
接下来，对CSI帧生成单元166的一个动作示例进行说明。图21是表示用于说明CSI帧生成单元166的动作例的流程图。另外，对于在发送/接收之间交换的OFDM帧的结构、传播路径响应估计定时及频率响应估计值，假设使用图5A及图5B所示的各项。另外，在图21中，对于在实施方式1中用图4说明的部件相同的处理，赋予相同的标号，并省略其详细说明。
在步骤ST1040之后的步骤ST2010中，由步长控制单元201判断计数器m是否为“1”。
计数器m为“1”时(ST2010：“是”)，将针对副载波f1的SNR值事先设定的固定步长，更具体的为事先在发送/接收之间已知的步长输出(ST2020)。
另一方面，计数器m不为“1”时(ST2010：“否”)，对于副载波fm的差分SNR值Xm′，设定可变的步长(ST2030)。
更具体的，对从延迟单元194输入的SNR值Sm-1′与基准值(阈值)进行比较。使用实施方式1所说明的阈值Th1、Th2时，对SNR值Sm-1′与阈值Th1、Th2进行比较。接着，根据该比较结果决定步长。例如，根据表示比较结果与步长的对应关系的表格(图22)来决定步长。在该表格中，Th1＜Sm-1 ′时，步长为“0.5dB/bit”，Th2＜Sm-1′≤Th1时，步长为“1.0dB/bit”，Sm-1′≤Th2时，步长为“2.0dB/bit”。
在此，对比较结果(SNR值Sm-1′与基准值的比较结果)与步长之间的对应关系进行说明。特别是在瑞利衰落信道中具有，差分SNR值随着SNR值比平均SNR值的增大而减小，差分SNR值随着SNR值比平均SNR值的减小而增大的性质(图11)。因此，在步长控制单元201中，使用于量化的步长对应于SNR值比平均SNR值，且使量化的步长随SNR值比平均SNR值的增大而缩小，量化的步长随SNR值比平均SNR值的减小而扩大。
另外，也可以使用函数来计算步长，以代替使用图22的表格。例如，SNR值为对数值的情况下，使用可以根据从SNR值中减去阈值Th1(或阈值Th2)的结果导出步长的函数。或者，SNR值为真值时，使用可以根据用阈值Th1(或阈值Th2)除SNR值的结果导出步长的函数。
在以图7及图8所示的SNR值及频率特性为前提的情况下，对于各副载波的差分SNR值(或SNR值)的量化所设定的步长如图23所示。也就是说，用于副载波f1的SNR值的量化的步长为固定值(本实施方式中为“1dB/bit”)，用于副载波f2～f10的各差分SNR值的量化的步长为可变值。将这些步长通知给量化单元191及比特变换单元192。
对副载波f1的SNR值或副载波f2～fM的差分SNR值X2′～XM′的任意一个设定了步长后，由量化单元191，用对副载波fm的差分SNR值Xm′所设定的步长，对副载波fm的差分SNR值Xm′进行量化(ST2040)。或者，用对副载波f1的SNR值所设定的步长，对副载波f1的SNR值进行量化。具体来说，如图23所示，副载波f1的SNR值用1dB/bit的步长进行量化，副载波f2的差分SNR值用1dB/bit的步长进行量化，副载波f3的差分SNR值用0.5dB/bit的步长进行量化，副载波f4的差分SNR值用0.5dB/bit的步长进行量化，副载波f5的差分SNR值用1dB/bit的步长进行量化，副载波f6的差分SNR值用2dB/bit的步长进行量化，副载波f7的差分SNR值用2dB/bit的步长进行量化，副载波f8的差分SNR值用2dB/bit的步长进行量化，副载波f9的差分SNR值用2dB/bit的步长进行量化，副载波f10的差分SNR值用1dB/bit的步长进行量化，
接着，比特变换单元192根据由步长控制单元201通知的步长，对量化后的差分SNR值Xm′(或SNR值)的步长进行变换(ST2050)。变换后的步长，如图6C所示为SSa。也就是说，通过该变换，差分SNR值Xm′(或SNR值)，再次由减法单元190、加法单元193及延迟单元194所使用的步长及比特数来表示。步骤ST2050之后，接续实施方式1所说明的步骤ST1070、ST1080之后，执行步骤ST2060。
在步骤ST2060，由编码单元195用事先对副载波fm的差分SNR值Xm′设定的比特数，对副载波fm的差分SNR值Xm′进行编码。或者，用事先对副载波f1的SNR值设定的比特数，对副载波f1的SNR值进行编码。在本实施方式中，副载波f1的SNR值用6比特来编码，副载波f2～fM的各差分SNR值用4比特来编码。
本实施方式的CSI帧生成单元166中，对于差分SNR值相对较小的区(副载波)，通过进行使步长减小的设定，来降低量化误差，另一方面，对于差分SNR值相对较大的领域(副载波)，通过进行使步长增大的设定来扩大动态范围，以降低饱和引起的误差。因此，将以使用相同数量的编码比特为前提，比较一直使用固定的量化步长的以往的DPCM与本实施方式的DPCM，本实施方式的DPCM的编码引起的波形失真变小。换而言之，要用以往的DPCM来实现与本实施方式的DPCM相同程度的失真电平，所需的比特数多于本实施方式的DPCM的编码所使用的比特数。也就是说，本实施方式的DPCM能够在维持反馈信息的质量的同时，削减反馈信息的数据量。
接下来，对设置在本实施方式涉及的发送装置中的CSI帧处理单元110，用图24进行说明。另外，本实施方式的发送装置具有与实施方式1中说明的发送装置100相同的基本结构。因此，对与实施方式1说明的结构要素相同的结构要素赋予相同的参照标号。在以下的说明中，主要记述与实施方式1的不同之处。
图24所示的CSI帧处理单元110，具有步长控制单元202以代替实施方式1中说明的比特数控制单元131。
作为解码控制单元的步长控制单元202，接受来自反馈帧处理单元130及延迟单元135的输入，根据每个副载波的SNR值对于平均SNR值的相对大小，通过可变地设定用于比特变换单元133中的步长变换的步长，来控制差分SNR值(或SNR值)的解码处理。换言之，对实施步长变换的差分SNR值(或SNR值)的步长进行可变设定。将所设定的步长通知给比特变换单元133。
比特变换单元133按照由步长控制单元202通知的步长，对解码后的差分SNR值(或SNR值)的步长进行变换。通过该变换，将差分SNR值(或SNR值)的步长从用于量化单元191的量化的步长变换成用于加法单元134的加法运算的步长。
另外，在本实施方式，解码单元132按照事先设定的比特数，将从反馈帧处理单元130输入的CSI帧(平均SNR值以外的部分)分割成每个副载波的差分SNR值(或SNR值)，由此对各副载波的差分SNR值(或SNR值)进行解码。
接下来，对CSI帧处理单元110的动作进行说明。图25是用于说明CSI帧处理单元110的动作例的流程图。另外，图25中，对于与在实施方式1中用图19进行说明的相同处理赋予相同的参照标号，并省略其详细说明。
计数器m为“1”时(ST1530：“是”)，对副载波f1的SNR值事先设定的固定步长，更具体的为事先在发送/接收之间已知的步长被输出(ST2510)。
另一方面，计数器m不为“1”时(ST1530：“否”)，对副载波fm的差分SNR值Xm′设定可变的步长(ST2520)。设定可变步长的具体动作与CSI帧生成单元166的步长控制单元201相同。
接着，对副载波f1的SNR值或副载波f2～fM的差分SNR值X2′～Xm′中的任意一方设定了步长之后，通过解码单元132用对副载波fm的差分SNR值Xm′事先设定的固定比特数，对副载波fm的差分SNR值Xm′进行解码(ST2530)。或者，用对副载波f1的SNR值事先设定的固定比特数，对副载波f1的SNR值进行解码。
接着，比特变换单元133将解码后的差分SNR值(或SNR值)的步长根据步长控制单元202通知的步长进行变换(ST2540)。变换后的步长，与加法单元134所使用的步长匹配。变换前的步长为图6B所示的SSb，也就是说，与量化单元191的量化所使用的步长相同。另一方面，变换后的步长为图6C所示的SSa。续步骤ST2540之后，进入实施方式1中说明的步骤ST1580。在此，若在比特变换单元133不发生量化误差，就不需要变换后的步长一定为图6C所示的SSa。
这样，根据本实施方式，在接收装置中，通过将第一SNR值与第二SNR值的差分值、即差分SNR值的量化的步长与第二SNR值对于平均SNR值的相对大小对应，不仅能够设定根据动态范围的最小限度的步长，而且即使对多个不同的差分SNR值设定多个不同的步长，也能够无需参照作为辅助信息的有关该设定的信息而复原CSI帧，因而能够在维持反馈信息的质量的同时，削减反馈信息的数据量。
另外，根据本实施方式，在发送装置中，将第一SNR值与第二SNR值之间的差分值，即差分SNR值的量化的步长，与第二SNR值相对平均SNR值的相对大小对应，由此，不仅能够根据动态范围设定最小限度的步长，而且即使对多个不同的差分SNR值设定多个不同的步长，也能够生成CSI帧而不将有关设定的信息作为辅助信息来附加，因而能够在维持反馈信息的质量的同时，削减反馈信息的数据量。
另外，将本实施方式中说明的步长控制单元201设置在实施方式1中说明的CSI帧生成单元166中，并且将本实施方式中说明的步长控制单元202设置在实施方式1中说明的CSI帧处理单元110中的情况下，能够对编码的比特数及量化的步长的任意一方或双方进行可变设定。
(实施方式3)
图26表示在本发明的实施方式3的接收装置中设置的CSI帧生成单元166的结构的方框图。另外，本实施方式的接收装置具有与实施方式1中说明的接收装置150相同的基本结构。因此，对于与实施方式1中说明的相同的接收要素赋予相同的参照标号。在以下的说明中，主要记述与实施方式1的不同之处。
图26的CSI帧生成单元166还包括延迟分散测量单元301。
延迟分散测量单元301，用通过传播路径响应估计单元165得到的传播路径响应估计值，对传播路径的延迟分散进行估计。作为该估计的结果，获得延迟分散估计值。延迟分散估计值被输出到比特数控制单元183及反馈帧生成单元185。
因此，本实施方式的比特数控制单元183，还根据延迟分散估计值进行实施方式1中说明的比特数设定。另外，本实施方式的反馈帧生成单元185，也用延迟分散估计值进行实施方式1中说明的CSI帧生成。
接下来，对CSI帧生成单元166的动作进行说明。
延迟分散估计单元301，用通过传播路径响应估计单元165算出的作为传播路径的频率响应值的传播路径响应估计值，进行传播路径的延迟分散估计值的计算。
估计传播路径响应的延迟分散的方法不限定于特定的方法，下面列举其示例。
例如，如图27所示，对传播路径的频率响应的SNR特性(振幅特性也可以)，设定某一阈值。接着，通过从上向下与该阈值相交的次数(以下称为“电平相交次数”)，检测每单位频率的变动的剧烈程度。电平相交次数较多时，传播路径响应的频率相关即相邻副载波之间的相关较小。相反，电平相交次数较少时，相邻副载波之间的相关较大。因此，如图28所示，由于存在延迟分散大的话频率相关就小(即差分SNR值大)且延迟分散小的话频率相关就大(即差分SNR值小)的关系，而能够根据电平相交次数来估计延迟分散的大小。
另外，在其它示例中，如图29A及图29B所示，通过傅立叶变换将传播路径的频率响应(图29B)变换到时域，由此能够得到传播路径的脉冲响应。也可以从得到的脉冲响应计算延迟分散。或者，也可以根据将该脉冲响应时间平均后得到的延迟分布计算延迟分散。在传播环境不显著变化的范围内的话，使用经过时间平均后的延迟分布，就能够更高精度地估计延迟分散。
在图29A及图29B所示的示例中，用估计频率响应的方法来求延迟分布，不过延迟分布的生成方法并不局限于此。例如，也可以利用导频信号等的接收结果，在时域直接求脉冲响应。
延迟分散估计单元301，参照例如图30所示的表格，获取对应于检测出的电平相交次数NL的延迟分散估计值。接着，将获取的延迟分散估计值输出到比特数控制单元183。
比特数控制单元183，随着延迟分散估计值的增大而使比特数增加，随着延迟分散估计值的减小而使比特数减少。
具体来说，比特数控制单元183，根据从延迟分散估计单元301输入的延迟分散估计值的大小，切换表格的设定值。更具体地说，如图31所示，选择与输入的延迟分散估计值对应的表格。
另外，从延迟分散估计至表格选择的控制方法，并不局限于上述的方法。例如，比特数控制单元183，对于从延迟分散控制单元301输出的电平相交次数NL，从例如图32所示的表格中选择在基准值(阈值)计算上使用的偏差值Coffset。接着，通过将所选择的偏差值Coffset代入例如以下的式(4)～(7)，计算阈值Th1、Th2、Th3、Th4。这种情况下，例如图33所示的表格被用于可变比特数的设定。
Th1＝平均SNR值+5+Coffset  ...(4)
Th2＝平均SNR值+Coffset    ...(5)
Th3＝平均SNR值-5+Coffset  ...(6)
Th4＝平均SNR值-10+Coffset  ...(7)
另外，还可以使用其它的控制方法。例如，也可以用平均SNR值、SNR值Sm-1′及以延迟分散估计值为变量的函数来计算，对第m个副载波fm的差分SNR值Xm′设定的比特数。
反馈帧生成单元185生成例如图34、图35、图36、图37所示格式的CSI帧。图34的CSI帧具有与图13的CSI帧相同的格式，不过其开头部分配置有延迟分散估计值。图35的CSI帧具有与图14的CSI帧相同的格式，不过其开头部分配置有延迟分散估计值。图36的CSI帧具有与图15的CSI帧相同的格式，不过其开头部分配置有延迟分散估计值。图37的CSI帧具有与图16的CSI帧相同的格式，不过其开头部分配置有延迟分散估计值。另外，延迟分散估计值也可以不一定配置在CSI帧的开头部分。只要具有发送/接收之间共通规定的配置顺序，可以采用任意的帧格式。
接下来，对本实施方式的发送装置中设置的CSI帧处理单元110，用图38进行说明。另外，本实施方式的发送装置，具有与实施方式1中说明的发送装置100相同的基本结构。因此，对与实施方式1中说明的相同的结构要素赋予相同的参照标号。在以下的说明中，主要记述与实施方式1的不同之处。
在图38所示的CSI帧处理单元110中，反馈帧处理单元130从输入的CSI帧中，不仅提取出平均SNR值还提取出延迟分散估计值，并输出到比特数控制单元131。其余的部分与实施方式1相同输出到解码单元132。
因此，本实施方式的比特数控制单元131，还根据延迟分散估计值进行实施方式1所说明的比特数设定。关于可变比特数的设定的具体动作，与CSI帧生成单元166的比特数控制单元183相同。
这样，根据本实施方式，即使在延迟分散随时间变动的传播环境中，也能够将由分配的比特数不足的情况下产生的饱和所引起的误差抑制到最低限度。
(实施方式4)
图39表示在本发明的实施方式4的接收装置中设置的CSI帧生成单元166的结构的方框图。另外，本实施方式的接收装置，具有与实施方式1中说明的接收装置相同的基本结构。另外，本实施方式的CSI帧生成单元166，具有与实施方式2中说明的CSI帧生成单元166相同的基本结构。因此，对与上述实施方式中说明的相同的结构要素赋予相同的参照标号。在以下的说明中，主要记述与实施方式2的不同之处。
图39的CSI生成单元166，还具有与实施方式3中说明的相同的延迟分散估计单元301。
因此，本实施方式的步长控制单元201，还根据从延迟分散估计单元301输入的延迟分散估计值进行实施方式2所说明的步长设定。也就是说，步长控制单元201使步长随着延迟分散估计值的增大而扩大，随着延迟分散估计值的减小而缩小。
具体地说，步长控制单元201根据从延迟分散估计单元301输入的延迟分散估计值的大小，切换表格的设定值。更具体地说，如图40所示，选择对应于所输入的延迟分散估计值的表格。
另外，从延迟分散估计至表格选择的控制方法，并不限定与上述的方法。例如，步长控制单元201中，对于从延迟分散估计单元301输出的电平相交次数NL，从例如图41所示的表格中选择在基准值(阈值)计算上使用的偏差值Coffset。接着，通过将选择的偏差值Coffset代入例如上述的式(4)～(7)，计算阈值Th1、Th2、Th3、Th4。这种情况下，例如图42所示的表格被用于可变步长的设定。
另外，也可以使用其它控制方法。例如，也可以用平均SNR值、SNR值Sm-1′及将延迟分散估计值作为变量的函数，计算对第m个副载波fm的差分SNR值Xm′所设定的步长。
另外，本实施方式的反馈帧生成单元185，按照实施方式3中说明的那样，也使用延迟分散估计值来进行实施方式1中说明的CSI帧的生成。
接下来，对本实施方式的发送装置中设置的CSI帧处理单元110，用图43进行说明。另外，本实施方式的发送装置，具有与实施方式1中说明的发送装置100相同的基本结构。另外，本实施方式的CSI帧处理单元110，具有实施方式2中说明的CSI帧处理单元110相同的基本结构。因此，对与上述实施方式说明的相同的结构要素赋予相同的参照标号。在以下的说明中，主要记述与实施方式2的不同之处。
在图43所示的CSI帧处理单元110中，反馈帧处理单元130从输入的CSI帧中，不仅提取出平均SNR值还提取出延迟分散估计值，并输出到步长控制单元202。其余的部分，与实施方式1相同，被输出到解码单元132。
因此，本实施方式的步长控制单元202，还根据延迟分散估计值进行实施方式2中说明的步长设定。关于可变步长的设定的具体动作，与CSI帧生成单元166的步长控制单元201相同。
这样，根据本实施方式，即使在延迟分散随时间变动的传播环境中，也能够减小由设定过小的步长的情况下产生的倾斜附加失真等饱和引起的误差，以及由设定过大的步长的情况下产生的粒子性噪音等量化噪音引起的误差。
另外，将本实施方式中说明的步长控制单元201设置在实施方式3中说明的CSI帧生成单元166中，并且将本实施方式中说明的步长控制单元202设置在实施方式3中说明的CSI帧处理单元110中的情况下，能够对编码比特数及量化的步长中的任意一方或双方进行可变设定。
另外，在上述的各实施方式中，以本发明由硬件构成的情况为例进行了说明，本发明也可以通过软件来实现。
另外，在上述各实施方式的说明中使用的各功能块，最为典型的是通过集成电路LSI来实现，可以将各功能个别芯片化，也可以将全部或一部分功能芯片化。
另外，此处所称的LSI，根据集成度的不同也可称作IC、系统LSI、超大LSI、超大LSI等。
另外，集成电路化的方法并不局限于LSI，也可以通过专用电路或通用处理器来实现。也可以在制造LSI后，使用可编程的FPGA(Field ProgrammableGate Array)，或LSI内部的电路块的连接或设定可以重新构成的可重构处理器。
再者，根据半导体技术的进步或派生出的其他技术，若有可以替代LSI的集成电路化技术问世的话，当然也可以利用该技术进行功能块的集成化。也有应用生物技术的可能性。
本说明书基于2004年11月30日提出的日本专利申请2004-346512，其内容全部包含于此。
工业上的利用可能性
本发明的发送控制帧生成装置、发送控制帧处理装置、发送控制帧生成方法及发送控制帧处理方法，可以适用于多载波传输方式的移动通信系统中的基站装置及通信终端装置等。

Claims (22)

1.一种发送控制帧生成装置，包括：
基准电平计算单元，根据与多个副载波分别对应的多个线路状态电平，计算所述多个副载波间的基准线路状态电平；
编码单元，对与所述多个副载波中一个副载波和其它副载波分别对应的第一线路状态电平和第二线路状态电平之间的差分值进行编码，获得编码差分值；
生成单元，生成用于表示所述基准线路状态电平和所述编码差分值的帧；以及
编码控制单元，根据所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平中的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值所实施的所述编码。
2.根据权利要求1所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码单元，对所述第一线路状态电平和与所述一个副载波相邻的副载波对应的所述第二线路状态电平之间的差分值进行编码。
3.根据权利要求2所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码控制单元，可变地设定所述编码的比特数。
4.根据权利要求3所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码控制单元，使所述比特数随着所述相对大小的增大而减少，随着所述相对大小的减小而增加。
5.根据权利要求4所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码控制单元，使所述比特数随着传播路径响应的延迟分散的增大而增加，随着所述延迟分散减小而减少。
6.根据权利要求2所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码单元，对所述差分值进行量化；
所述编码控制单元，可变地设定所述量化的步长。
7.根据权利要求6所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码控制单元，使所述步长随着所述相对大小的增大而缩小，随着所述相对大小的减小而扩大。
8.根据权利要求7所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述编码控制单元，使所述步长随着传播路径响应的延迟分散的增大而扩大，随着所述延迟分散的减小而缩小。
9.根据权利要求2所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述基准电平计算单元，将所述多个线路状态电平的平均值作为所述基准线路状态电平来计算。
10.根据权利要求2所述的发送控制帧生成装置，其中，
所述基准电平计算单元，用所述多个线路状态电平的平均值的函数，计算所述基准线路状态电平。
11.一种发送控制帧处理装置，包括：
获取单元，获取用于表示多个副载波间的基准线路状态电平，且表示第一线路状态电平与第二线路状态电平之间的差分的帧，第一线路状态电平和第二线路状态电平与所述多个副载波中一个副载波与其它副载波分别对应；
解码单元，对所述差分值进行解码，获得解码差分值；
个别电平计算单元，使用所述解码差分值，计算所述第一线路状态电平和所述第二线路状态电平中的任意一方；以及
解码控制单元，根据所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平中的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值所实施的所述解码。
12.根据权利要求11所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述获取单元，获取用于表示所述第一线路状态电平和与所述一个副载波相邻的副载波对应的第二线路状态电平之间的差分值的帧。
13.根据权利要求12所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述解码控制单元，可变地设定被实施所述解码的所述差分值的比特数。
14.根据权利要求13所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述解码控制单元，使所述比特数随着所述相对大小的增大而减少，随着所述相对大小的减小而增加。
15.根据权利要求14所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述解码控制单元，使所述比特数随着传播路径响应的延迟分散的增加而增加，随着所述延迟分散的减小而增加。
16.根据权利要求12所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述解码单元，对所述解码差分值进行步长变换；
所述解码控制单元，可变地设定被实施所述变换的所述解码差分值的步长。
17.根据权利要求16所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述解码控制单元，使所述步长随着所述相对大小的增大而缩小，随着所述相对大小的减少而扩大。
18.根据权利要求17所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述解码控制单元，使所述步长随着传播路径响应的延迟分散的增大而扩大，随着所述延迟分散的减小而缩小。
19.根据权利要求12所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述获取单元，将所述多个线路状态电平的平均值作为所述基准线路状态电平来获取。
20.根据权利要求12所述的发送控制帧处理装置，其中，
所述获取单元，获取所述基准线路状态电平，该电平使用所述多个线路状态电平的平均值的函数而算出。
21.一种发送控制帧生成方法，包括：
基准电平计算步骤，根据与多个副载波分别对应的多个线路状态电平，计算所述多个副载波间的基准线路状态电平；
编码步骤，对与所述多个副载波中一个副载波和其它副载波分别对应的第一线路状态电平和第二线路状态电平之间的差分值进行编码，获得编码差分值；
生成步骤，生成用于表示所述基准线路状态电平和所述编码差分值的帧；以及
编码控制步骤，根据所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平中的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值所实施的所述编码。
22.一种发送控制帧处理方法，包括：
获取步骤，获取用于表述多个副载波间的基准线路状态电平，且表述第一线路状态电平与第二线路状态电平之间的差分的帧，第一线路状态电平和第二线路状态电平与所述多个副载波中一个副载波与其它副载波分别对应；
解码步骤，对所述差分值进行解码，获得解码差分值；
个别电平计算步骤，使用所述解码差分值，计算所述第一线路状态电平和所述第二线路状态电平中的任意一方；
解码控制步骤，根据所述第一线路状态电平及所述第二线路状态电平中的任意一方对于所述基准线路状态电平的相对大小，控制对所述差分值所实施的所述解码。
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