CN1027213C - 计算通信信道的增益和噪声方差的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

一种用来纠正在多径信道中传输的信号的瑞利干扰的系统(130)和方法(210-246)。该系统(130)自适应地计算传输信号的信道的信道增益值和噪声方差并产生代表该计算的信号(182)，信号(182)被送至一个译码器(188)。该系统(130)可以用来组成一个相关或非相关接收机的一部分，以接收机接收编码的和微分编码的信号。

Description

本发明总的涉及数字接收机，具体的说，涉及计算传输信息信号的通信信道的增益及噪声方差的系统及相应的方法。
一个在两个地区间传送信息的通信系统，至少包括一个由一个在其上传送信息信号（包含信息）的通信信道互连的发射机和接收机。
无线电通信系统包括一种类型的通信系统。无线通信系统的通信信道由一个射频信道（频道）组成。射频信道由一定范围的电磁波频谱的频率划定。为在射频信道上传送信息信号，信息信号须转换成适合于在射频信道上传送的形式。
将信息信号转换成适合于在射频信道上传送的形式是通过称之为调制的过程实现的。通过调制将信息信号“刻记”在射频电磁波上。该射频电磁波具有一个特征频率，其频率值在划定射频频道的频率范围内。用以在其上刻记信息信号的该有一特征频率的射频电磁波通常称之为“载波信号”。被信息信号调制后的该射频电磁波则称之为已调信息信号，或简言之为已调信号。因已调信号包含要在 发射机和接收机间传送的信息，因此通常称该已调信号为通信信号。
已调信号具有一个占据一定频率范围的频带宽度，有时称此频带宽度为已调信号的调制频谱。调制频谱的中心频率在或接近于载波信号频率。因为调制信号可以经自由空间在射频信道上传送，因而发射机和接收机不需要互相挨着配置。这样，无线电系统可被广泛地用来进行两个地区间的通信。
业已发展了许多用来调制一个信息信号以形成所述已调信号的技术。其例子有：幅度调制（AM），频率调制（FM），相位调制（PM），移频键控调制（FSK），相移键控调制（PSK）和连续相位调制（CPM）。一种类型的连续相位调制是高斯最小移相键控调制（GMSK），另一种是正交幅调制（QAM）。一种特殊QAM调制是微分正交移相键控（DQPSK）调制。
无线通信系统的发射包含用来按一种特定调制技术，诸如上述一种技术，调制信息信号的电路。由此形成的已调制信号在射频信道上发送出去并由通信系统的接收机接收。
接收机包含用来从通信信道上发送的已调信号中检测或提取信息信号的电路。该电路实行称之为解调的处理，其本质上是调制处理的逆过程。
也业已发展了相应于上述几种调制技术的解调技术，用以检测或提取已调信号的信息内容。接收机的电路必须是有用相应于用于 在发送已调信号的发射机上形成调制信号的调制技术的解调技术的电路结构。
通常，接收机电路包括有时有好几级组成的用来对通信信道传送的已调信号进行下变频的电路。
由许多不同发射机产生的已调信号可以同时发送，只要被同时发送的已调信号频率上不互相重迭即可。通过将信息信号调制到不同频率的载波上，所形成的已调信号的已调频谱具有不同频率的频带宽度，从而防止各已调信号的频谱互相重迭。
有关管理机构已将磁频率频谱部分分成若干频段，并规定已调信号在各频段上进行发送。所述频段2分成一些信道（频道），而这些信道则组成无线电通信系统的射频信道。规定已调信号在各个划给的频段上，具体说在由在频段上划分的信道上进行传送，可从使同时发送的已调信号之间的干扰减至最小。
例如，将在800MHz至900MHz的100MHz的频段分配给美国用作无线电话通信。这种无线电话通信包括在蜂窝状通信系统中的无线电路通信。通常，一个无线电话包含可以同时发射和接收已调信号电路，从而可以在无线电话和远地收发机之间进行双向通信。
蜂窝状通信系统是通过在一个地域内配置大量彼此相间隔的基站形成的。每个基站包括接收由一个或多个无线电话发射来的已调信号的电路。
组成蜂窝状通信系统的各个基站的配置要周密地考虑，以使至少一个基站配置得可接收由一个配量在整个地域内的任何一个地区的无线电话发送的已调信号。即，至少一个基站必须是在配置在整个地域内的任何一个地区的无线电话的发射区域内。（当配置蜂窝状通信系统的基站时，由于由一个基站所发射的信号的最大信号强度，及由此可达的最大传输距离，通常比一个无线电话产生的信号的最大传输距离要大，所以由无线电话所产生的最大传输距离是主要所必须考虑的因素。）
因为是相间隔地配置基站的，因而基站所在的整个区域是与各个基站相关的。与各彼此相间隔的基站相邻近的地域定义为“网格”，许多网格，每个与一个基站相关，一起构成了由蜂窝状通信系统所覆盖的地域。位于该蜂窝状通信系统的诸网格中任一网格的边界内的无线电话至少从一个基站接收或向一个基站发射已调信号。
随着越来越多地使用蜂窝状通信系统，分配给无线电话通信的频段的每个可提供的传输信道已全部占用了。为此，已提出了许多更充分地使用分配给无线电话通信的频段的设想。采用更有效地利用分配给无线电话的频段，现行的蜂窝状通信系统的传输能力可以提高。
通过尽量减少由发射机发射的已调信号的调制频谱，可以增加蜂窝状通信系统的传输能力。调制频谱的减少可使传输已调信号的 射频信道减少，从而允许在所给定的频段内划分出更多的射频信道。
此外，通过使要求传输已调信号的时间最小，可以增加蜂窝状通信系统的传输容量。随着要求用于传输已调信号的时间的减少，更多数量的已调信号可以在一个射频信道上顺序发送。
通过在调制前将信息信号变换成离散形式，并随后再调制此离散形式的信息信号，由此得到的已调信号的调制频谱要比相应的信息未变成离散形式的调制频谱窄。此后，当信息信号在调制前变换成离散形式时，所得到的已调信号可以用短脉冲串发射，从而在一个传送信道上可以顺序传送一个以上的已调信号。
把信息信号转换成离散形式通常用编码技术实现，而实现这种变换的装置称之为编码器。由这种编码技术产生的编码信号可以例如是离散的二进制数据流。此离散的二进制数据流的每个码元（即比特）代表了信息信号的各特征。包含编码信号的二进制数据流可以经适当的滤波，及用如上所述的调制技术进行调制，以形成适合于在一个特定的通信信道上传送的已调信号。
造成因不精确检测或提取而使在传输信道上传输的信息信号产生传输误差的三个主要因素是：1）乱真噪声;2）码间干扰;3）瑞利衰落。
乱真噪声包括诸如热噪声这样的在电路中产生的噪声，以及由瞬态信号或在邻近信道上传输的重迭信号形起的噪声。
码间干扰是由人造的和或自然目标对一个传输信号的反射引起的。虽然发射机只产生并发射一个调制信号，但由接收机所接收的信号则实际上是通过许多通道传输到接收机的多个信号之和。因此有时称一个在其上传送信号的实际（即非理想的）的射频信道为多径信道，因为在其上传输的信号是经多个不同的路径之后被接收机接收的。
通过非直接路径传输的信号造成了传播延迟，而这种传播延迟造成了接收同一、但时间上相应于传输路径延迟的信号。因为信号路径可具有不同的长度，所以接收机实际上对同一信号相应于各传输路径接收了多次。
明显的传播延迟造成了在所传输的信号的顺序发送的信号比特间的干扰。这种干扰是码间干扰。
瑞利衰落与码间干扰的关系是，瑞利干扰是由通过多个信道传输的已调信号引起的。其延迟时间还不足以造成码间干扰，然而使接收机所接收到的信号电平的幅度和相位发生变化。这种幅度和相位上的变化称为瑞利衰落。
码间干扰和瑞利衰落降低了接收机的性能。接收机的性能至少部分取决于传送信号的信道的信道增益特性。信道增益是个相对值，它代表由一个接收机接收的信号的大小（因而，也代表了在信道上传输的信号的衰减）。接收机的性能部分也取决于由接收机接收的信号的噪声方差。噪声方差是噪声份量的量值的一种统计特 性，噪声中包括由接收机接收的信号的乱真噪声。信道增益与噪声方差两者均为一些时变值而且它们又与码间干扰和瑞利衰落有关。
几种现有的接收机结构中包括用来校正码间干扰和瑞利衰落从使其对接收机的误差减至最小的电路。例如，有一种这样现行的接收机结构，通过用一个固定因子修改被接收到的信号值来校正这种传输误差。这种处理本质上假定信道增益和噪声方差是固定值。因此这种用来校正传输误差的处理是有误差的，因为通信信道的信道增益和噪声方差并不是固定值。
另一种现有接收机结构则想通过用首先测量所接收的信号的方差然后计算所接收的信号的根方值的方法估测信道增益来校正这种传输误差。当噪声方差并非相对固定时，这种估测自身还是有误差的。
因此，需要一种改进的装置，用来确定在一个通信信道上传输的信号的实际信道增益的值。
于是，本发明提供了一种连接一个发射机和接收机的通信信道的特性的改进的装置。
本发明还提供了用于接收和解码一在一条通信信道上传送的编码信号的接收机。
本发明又提供了一种分集接收机，用来接收和解码在一条通信信道上传送的编码通信信号。
本发明还提供了具有自适应均衡器的接收机，用来接收和解码 在一条通信信道上传输的编码通信信号。
本发明的其它的优点和特点在阅读了下面的本发明的最佳实施例的详细描述之后还会更明了。
这样，本发明公开了用来确定连接一个发射机和接收机的通信信道的至少一个特征的系统。该系统确定由接收机继在通信信道上发送信号之后接收到的信号的至少取样部分的值，并计算相应的方差。对接收到的信号的至少取样部分进行量化以形成量化值，由此形成相应于接收到的信号的至少取样部分和对应的量化值之间的差值的误差信号。对该误差信号的方差进行计算，并计算相应于所接收的信号的该至少取样部分的方差值和误差信号的方差的一条通信信道的信道增益特征。
阅读了附图之后可以对本发明有更好的理解。
图1是可用来发送和接收数字编码信息信号的通信系统的方框图，其中的通信信道包括多路径信道;
图2是本发明的接收机的一个最佳实施例;
图3是说明本发明最佳实施例的方法的各步骤的流程图;
图4是利用本发明最佳实施例的系统的一个分集接收机的方框图;
图5是本发明的最佳实施例的线性横向均衡器（LTE）的方框图;
图6是本发明的最佳实施例的判决反馈均衡器（DFE）的方框 图;
图7是本发明的一个修改后的最佳实施例的线性横向均衡器（LTE）的方框图;
图8是本发明的一个修改后的最佳实施例的判定反馈均衡器（DFE）的方框图;
图9是一个可用来接收一个相关已调制信号的电路的方框图;
图10是一个可用来接收一个非相关已调信号的电路的方框图;
图11是一个可用来接收一个非相关已调信号并包括图10电路的接收机的方框图;及
图12是一个可用来接收一个已调信号且包括图9的电路的接收机的方框图。
先看图1。图中参考数字20表示总的无线电通信系统。它包括一个由通信信道互连的数字发射机和数字接收机，可用来发送和接收数字编码的信息信号。
一个信息源（方框24）代表了诸如语音或数据的信息信号的源。当信息源形成一个语音信号时，它包括一个传感器或其它适用于将语音信号转换成有要求特征的电信号的电路。
信息源24产生一个信号，并将此信号通过线28送到源编码器32。通常该由该信息源产生的信号是模拟形式的。源编码器将此模拟信号转换成数字编码信号。源编码器32最好由一个模拟-数 字转换器组成。由编码器32形成的数字编码信号经线36送至信道编码器40。
信道编码器40按一种编码技术对加到其上的数字信号进行编码。通常，信道编码器40由一个分组和/或卷积编码器组成用以将加到其上的数字信号转换成一种编码形式以增加其信号的冗余度。通过增加信号的冗余度，可减少因传输误差和其它在信号传输期间所引起的信号失真造成的对实际所传输的信号的信息内容的错误译释。
由信道编码器40所产生的编码信号经线44加至调制器48。调制器48将加到其上的信号按一种调制技术调制到一个射频载波上。如前所述，这样一种可调制数字编码的调制技术包括一种正交移相键控（QPSK）调制技术。
信息源24，源编码器32，信道编码器40及调制器48一起组成通信系统20的发射机，图4中用虚线所示的方框52表示。
发射机52的调制器48产生一个调制信号，该调制信号可通过自由空间在一个如框56所示的通信信道上传输。如前所述，一个实际（即非理想）的通信信道组成了一个多径通道。乱真噪声也可能存在在信道上，图中用箭头57表示。此多径信道的各路径用框56中的纵向排列的框56A，56B，…56N表示。每个路径56A-56N均相应于一个时变信道增益（它亦相应于一个衰减电平）。
如果不加补偿，则瑞利衰落会使发射机和接收机之间的通信质 量降低。
在通信信道56上经路径56A-56N传输的调制信号由解调器64接收。由于不同的路径的长度变化，由发射机52所发送的信号在相应于不同路径长度延迟的不同时间上被解调顺64所接收。解调器64用一种对应于如调制器48采用的、用来调制信号的一种调制技术的解调技术技术对所接收的信号进行解调。
解调器产生的解调后的信号经线68送至频道均衡器72。如果在多径信道的路径上的明显的传播延迟引起了明显的码间干扰，则频道均衡器72最好组成系统20的一部分。均衡器72用来校正在调制信号中因多径传输引入的码间干扰。信道均衡器72的产生的信号经线76送至信道译码器80。当系统20并不包括均衡器72时，解调器72所产生的解调后的信号直接送至译码器80。
信道译码器80相应于发射机52的信道编码器40，但其功能是对编码信号进行译码。信道译码器80联生的数字形式的译码信号经线84送至源译码器88。
源译码器88将送来的数字信号转换成适用于经线92加到信息变换器96的形式。信息变换器可，例如，是耳机或扬声器，或其它的用来将包含由源译码器88译码的信号的电信号转换成人可识觉的信号形式的装置。
解调器64，信道均衡器72，信道译码器80，源译码器88及信息变换器96一起构成了通信系统20的接收机，如图中框100所 示。
由于瑞利衰落造成了接收信号的质量的下降，因此要为校正这种衰落效应的作出努力。然而，如上所述，现行的用于校正此种衰落效应的装置都是，至少在某些情况下，是不合适的。
图2是一个本发明的用于自适应地计算诸如图1信道56的通信信道的信道增益及噪声方差各值的最佳实施例的系统的框图。
该系统用参考数字130表示，它包括码元速率取样器134，用来对经线138送来的已解调的信号取样。码元速率取样器134可，例如，由一个模拟一数字转换器组成。取样器134在线142上产生一个已取样的信号，并经线142加到被取样信号的方差计算器146上。计算器146计算加到其上的已取样信号的统计方差，并将其产生的代表该取样信号方差的信号送至线150。
同时，线142上的信号又被送至码元检测器154，检测器154对送来的信号量化。这些量化值是一个可允许的信号集的一些值。例如，在QPSK系统中，码元译码器154把经线142送来的信号量化成QPSK信号的四种不同的可允许的信号值中的一种。码元译码器154和线158上产生代表被量化的信号。
线158作为一个输入端与求和元件162相连。在线142上产生的取样信号则作为一个负输入端与求和元件162相连。求和元件162在线166上产生一个形成误差信号的差信号。计算器170上产生一个代表误差信号方差值的信号。
线174与信道增益和噪声方差计算器178相连，在线150上取样信号方差计算器产生的代表取样信号方差的信号又与计算器178相连。
计算器178计算通信信道的信道增益及噪声方差。
计算器178在线182和186上产生的信号被送至译码器188。译码器188接收由码元速率取样器134产生的在线142上的取样信号。译码器188按一种诸如维特比算法的译码技术来译码加到其上的已取样信号。因为通信信道的信道增益和噪声方差的自适应值又加到译码器188，所以由译码器188在线192上产生的译码信号能更精确地提取所调制的信息信号。
现在参阅图3。本发明的方法的最佳实施例的方法步骤已列于其上。图2中的系统130的各单元已用由处理设备执行的算法作了最佳的实施。流程图的方法包括用于确定互连发射机和接收机的通信信道的至少一个特征的方法。
首先，如方框210所示，确定在该通道上发射信号之后由接收机接收的至少取样部分的值。就图2的最佳实施例的方框图而言，该步是由码元速率取样器134执行的。
接着，如框216所示，计算被接收的信号的至少取样部分的值。在图2中该是由取样速率信号方差计算器146执行的。
接着，如框222所示，接收信号的至少取样部分的值被量化以形成量化值。图2中的方框图中的取样速率检测器154执行该步。
接着，如图中方框228所示形成对应于在接收信号与相应量化值之差的误差信号。参阅图2的最佳实施例，该步则是由求和方框162执行以在线166上产生误差信号。
接着，如框234所示，计算误差信号的方差。图2中的方框170可执行此步骤。
最后，如框240所示计算代表接收信号的至少取样部分方差的值和误差信号方差的通信信道的信道增益特性。在图2，是由计算器178执行该步的。
在本发明方法的最佳实施例中，如方框246所示，该方法包括计算相应于接收信号的至少取样部分的方差的值的通信信道的噪声方差特性和通信信道的信道增益特性。
再参阅图2方框图，在此最佳实施例中，系统130组成了数字接收机的一部分。在该实施例中，由接收机接收在通信信道上传输的信号，该信号现用变量x（t）表示，该信号解调后经线138加到码元速率取样器134上。被接收的信号用主量r（t）表示。码元速率取样器134产生一个取样信号，在线142上表示为r（k）。
接收信号可表示为：
r（k）＝pO（k）x（k）+n（k）
其中
Po（k）为传输通信信号x（t）的通信信道的信道增益;
n（x）为通信信道的噪声;而
x（k）则为被传送的信号，它是离散形式的。
在线142上产生的取样信号r（k）被加到方差计算器146中。取样信号的方差由下式定义：
σr2（k）＝E｛r2（k）｝＝E｛（pO（k）x（k）+n（k））2｝
其中
Po（k）为传送通信信号x（t）的通信信道的信道增益;
n（k）为通信信道的噪声（如图取样器134取样的）;及
E表示信号的期望值。
当x（k）与n（k）为非相关的并且x（k）的幅度为1时（即｜x（k）｜＝1），则上式可经代数运算后简化为：
σ2 r（k）＝E｛p2 0（k）｝+E｛n2（k）｝
且有
σ2 r（k）＝p2 0（k）+σ2 n（k）
其中
σ2 n（k）为在通信信道上的噪声方差。
由求和元件162产生的误差信号e（k）送到线166上，并被加到主差计算器170上。误差信号的方差由下式定义：
σe2（k）＝E｛e2（k）｝＝E｛（r（k）-x（k））2｝
通过置换（及忽略不正确的信号判决），误差信号的方差可以写成：
σe2（k）＝p2 0（k）-2po（k）+σ2 n（k）
其中
σe 2（k）为在通信信道上的噪声方差。
通过在上式两边替换被接收的取样信号的方差，可得下式：
σ2 r（k）-σ2 e（k）＝2po（k）-1
求解Po（k），得信道增益：
pO（k）＝（σ2 r（k）-σ2 e（k）+1）/2
计算器178可自适应地计算上式以确定相应于在线150上取样信号方差值和在线174上产生的误差信号方差σ2 e（k）的信道增益的自适应值Po（k）。
计算器178还可计算发送信号的通信信道上的噪声方差。通过将信道增益的计算得到的值Po（k）代入前列公式，可以确定噪声方差的值σ2 n（k）：
σ2 n（k）＝σ2 r（k）-p2 O（k）
由计算器178计算得到的并分别在线182和186上产生的信道增益及噪声方差被加到译码器188。
再看图4。图4示出了一个本发明的最佳实施例的分集接收机，它用参考数字280标指。分集接收机可以将两个或两个以上地点接收到的两个或两个以上的信号组合起来。不过图4的分集接收机280则是由两个分开的分支组成的。但是无疑分集接收机280也可以由两个以上的分支组成的，并同时对电路作些适当的修改。
分集接收机280的第一分支包括一个用于检测在通信信道上 发送的已调信号的天线284。天线284将接收到的信号r1（t）经过线286送至解调器290。解调器290在线294上产生代表由天线284接收到的信号的解调信号。线294与类似于图2的码元速率取样器的第一分支码元速率取样器298相连。取样器298对加到其上的信号取样并在线300上产生取样信号。线300与第一分支混频器304的输入端相连，混频器304同时接收在线306送来的增益系数g1。第一分支混频器304在线308上产生混频后的信号。
分集接收机28-还包括带有与天线284空间上相间开的天线314的第二分支。天线314可接收在一个通信信道上传输的已调信号。天线314经线316向解调器320提供一个被接收到的信号r2（t）。被解调器320解调后的信号经线324送至第二码元速率取样器328。该取样器328以类似于取样器298的方式将经线324加到其上的信号取样，并经线330将取样后的信号送到第二分支混频器334的输入端。增益系数g2经线336送至混频器336的第二输入端。该第二分支混频器334在线338产生一个输出信号。
线308与338作为两个输入端与求和元件340相连。求和元件344在线342上产生一个相加后的和信号rc（t）。在线342上由求和元件340组合的取样信号被加到取样信号方差计算器346。计算器346与图2的计算器146相类似，用来计算线342上送来的组合的已取样信号的方差。由计算器346计算得到的表示其方差的信号产生在线350上。
线342也与码元控制器354相连，它以类似于图2的码元检测器154方式工作，用来量化经线342送来的信号。在本发明的最佳实施例中，它将送来的相加的信号量化成QPSK的四个可允许的信号电平值。类似于图2的求和元件162的求和元件362又连结得使其接收线342上的合成的取样信号。求和元件362确定量化信号和合成信号之差，此差称之为误差信号e（k），并在线366上产生表示该差的信号。线366又与误差信号方差计算器370相连。
类似于图2的计算器170的误差信号方差计算器可计算由线366送来的误差信号的方差，并在线374上产生表示该计算的方差的信号。
线350和374与信道增益和主差计算器378相连。类似于图1的计算器178的计算器378可计算将信号x（t）传送到天线284和314的通信信道的信道增益与噪声方差。计算器378在线382和386上产生代表信道增益和噪声方差的各计算值的信号。
线382和386与译码器388相连。译码器也加有由求和元340经线342送来的取样后的合成信号。以类似于图2的译码器188那样方式工作的译码器388对由线342送来的相加后的取样信号进行译码。因为译码器接收线382和286上代表通信信道的信道增益和噪声方差的信号，所以译码器388在线392上产生一个精度改进的译码信号。
由第一分集接收机280的第一分支的天线284接收的、由解调 器290解调的并由第一分支码元速率取样器298取样的信号可用下式表示：
r1（k）＝po1（k）x（k）+n1（k）
其中
r1（k）代表响应于由第一分支接收机接收的信号所引成的取样信号;
P01（k）代表将信号发送到接收机280的第一支路的天线的通信信道的信道增益;
x（k）由发射机在通信信道上实际发送的信号的取样部分;
n1（k）代表将信号传送到天线284的通信信道的噪声。
类似地，由分集接收机280的第二分支的天线314接收的、由解调器320解调的，并由第二分支取样码元速率取样器328取样的信号可用下式表示：
r2（k）＝p02（k）x（k）+n2（k）
其中
r2（k）代表响应于由接收机的第二分支接收的信号形成的取样信号;
P02（k）代表将信号传送到第二分支的天线314的通信信道的信道增益;
x（k）代表在通信信道实际传输的取样信号;
n2（k）代表将信号传送到天线314的通信信道的噪声。
由求和元件340产生的和信号由下式定义;
rc（k）＝g1（k）r1（k）+g2（k）r2（k）
其中
g1（k）代表经线306加到第一分支混频器304的增益系数;而
g2（k）代表经线336加到第二分支混频器334的增益系数。
通过代换和代数简化，上述式子可写成：
rc（k）＝（g1（k）p01（k）+g2（k）p02（k）x（k）+g1（k）n1（k）+g2（k）n2（k））.
通过定义合成信号的信道增益为：
poc（k）＝g1（k）po1（k）+g2（k）po2（k）
定义合成的通道增益为：
nc（k）g1（k）n1（k）+g2（k）n2（k）
则合成信号的噪声方差可定义为：
Var[nc（k）]＝σ2 nc（k）＝g2 1（k）σ2 n1（k）+g2 2（k）σ2 n2（k）
及，合成的信号可以由下式定义：
rc（k）＝poc（k）x（k）+nc（k）.
由于以上公式是与被将信号通过线138加上图2的电路130的接收机所接收、解调和取样的信号的公式是一样的，所以用来描述图2的系统130的工作的那些公式是类似地用于定义分集接收机280的工作的那些公式。分集接收机280的右边部分的工作的数字表达式可以用上述列出的公式作适当的替换来描述。
现在看图5的方框图，它示出了将图2的系统130作为其一部 分的本发明的另一个实施例。用参考数字410统指的接收机包括一自适应线性横向均衡器（LTE），它用来纠正在一多多径通信信道上传输的信号的码间干扰。另外，因为接收机410包括类似于图2的系统130的电路，由瑞利衰落引起的干扰被消除了，从而可便精确地译码所接收的信号。
通过通信信道传送到天线412的信号经414加到解调器416，解调器416在线420上产生一个解调后的信号。线420与码元速率取样器424相连，取样器424在线428上产生取样后的信号。
由取样器424取样的取样信号经线428被送至自动增益控制电路（AGC）432混频器436的一个输入端。AGC电路432在线440上产生一个信号，该信号又被送至混频器436的第二输入端。当由AGC电路432所产生的信号是与信号的增益的倒数时，混频器436可消除在线428上产生的信号的增益。混频器436在线444上产生一个混频后的信号，该混频后的信号组成了均衡器（LTE）。图5的均衡器448是一个5抽头均衡器，它有延迟元件450，452，454和456，以及系数框460，462，464和468。如通常那样均衡器448的求和元件470将该均衡器的各个抽头上的值相加，由此在线472上产生一个滤波后的信号。
线472与码元检测器476相连，码元检测器476量化加到其上的信号并在线480产生一个量化信号。线480作为一个输入端与求和元件482相连。线472也作为一个输入端与一个求和元件482相 连，该求和元件确定在加在其上的两个信号之差并将此信号之差经线486送至抽头调整电路488。电路488可改变均衡器448的系数方框460-468的系数值。
线472上产生的滤波后的信号又被送至混频器电路492的一个输入端。混频器电路492还加有经线496送来的，由AGC电路产生的增益控制信号，并在线500产生一个混频后的信号。
线486上的信号再被送至混频电路504的第一输入端。由AGC电路在线496上产生的增益控制信号被送至混频器电路504的第二输入端。
混频器电路504在线508上产生一个混频信号，该信号被送至取样后的信号的方差计算器520。取样后的信号方差计算器520计算加到其上的信号方差，并在线524上送出代表该方差的信号。
线516和524与信道增益和噪声方差计算器528相连。该计算器528以类似于图4的计算器378和图2的计算器178的方式工作，用来计算将信号传送到接收机的通信信道的信道增益与噪声方差之值。
在线532和536上分别产生代表由计算器528所计算的信道增益和方差值，并送至译码器540。线500也与译码器相连。译码器540可译码来自线500的信号，并在线544上送出译码后的信号。因为译码器540在线532和536上接收代表由计算器528计算的信道增益和噪声方差，所以在线540和544上产生的译码信号包含 的误差比现行接收机所能达到的误差要小。此种电路结构程式的优点是由此可避免对所产生的信号的增益产生影响，而一个未知的、时变的增益则会严重地影响译码处理。
现在讲述图6，该图示出了本发明的另一个最佳实施例的接收机610。类似于图5的接收机它包括一个用于消除已调信号在一个多径信道上传输期间产生的码间干扰。此外，因为接收机包括类似于图2的系统的电路，消除了由瑞利衰落所产生的干扰，从而可以更精确地译码所接收的信号。
接收机610包括用来接收在一条通信信道，传送的信号的天线612。天线612红线614上产生一个送到解调器616的信号。解调器616在线620上产生一个解调后的信号，该信号经线620送至码元速率取样器624。码元速率取样器624将送来的信号取样并在线628上产生取样后的信号。
线628上的信号被加到自动增益控制（AGC）电路632和混频器436的输入端。AGC电路632在线640上产生一个信号，该信号被送至混频器636的第二输入端。当由AGC电路632所产生的信号是与信号增益反向时，混频器636可消除在线628上产生的信号增益。混频器636在线644上产生一个混频后的信号，线644组成了一个图中用方框648表示的均衡器的输入端。均衡器648由一个五抽头滤波器组成，它包括延迟元件650，652，654和656抽头系数660，662，664，666及668对经线644加到均衡器648或对各 延迟元件的输出端上的信号进行加权。这样，均衡器648组成了一个判决反馈均衡器（DFE）。
由抽头系数660-668所产生的加权值被送至在线672上产生一个和信号的求和元件670。线672与用来量化加到其上的信号的码元检测器676相连。在线680的量化后的信号与求和元件682的输入端相连，而线672上的均衡后的信号也与求和元件另一输入端相连。求和元件682形成一个代表线680上的量化后的信号与线672上均衡后的信号之差的信号。该差信号经线686送至抽头调整电路688。该调整电路688产生用来调整抽头系数660-668的系数值。
在线672上产生的滤波后（即均衡后的）的信号被送至混频器692的一个输入端。混频器692再又经线696加上一个由AGC电路632产生的增益控制信号，混频器692在线700上产生一个混频信号。
线686上的信号又被送至混频器电路704的一个第一输入端。由AGC电路产生的增益控制信号经作为混频器电路704的一个第二输入端的线696加到混频器电路704。
混频器电路704在线708上产生一个混频后的信号，该信号经线708送至误差信号方差计算器712。计算器712计算加来的信号的方差，在线716上产生代表该方差的信号。
由混频器在线700上产生的信号被加到被取样的信号的方差 计算器720。该取样的信号方差计算器720计算加到其上的信号方差，并在线724上产生代表该方差的信号。
线716和线724与信道增益和噪声方差计算器728相连。计算器728按类似于图4的计算器378和图2的计算器178的方式工作，用来计算用以把信号传送到接收机610的通信信道的信道增益和噪声方差。
代表由计算器728计算到的信道的增益与方差值分别产生在线732和736上，并经线732和736与译码器740相连。线700也与译码器相连。
译码器740可在线744上产生一个译码了的信号。因为译码器740接收在线732和736上的代表由计算器728计算的信道增益和噪声方差，所以由译码器740在线744上产生的译码后的信号所包含的误差要比现行接收机所能达到的误差小。另外，由于接收机610包括均衡器648，接收机610可更好地纠正在一条多径信道上传送的码间干扰。
现在来看图7的方框图，该图示出了本发明的另一个最佳实施例的接收机810。与图5-6的接收机一样，接收机810减少由码间干扰及瑞利衰减引起的接收机的误差。接收机810包括用来减少由码间干扰引起的接收误差的均衡电路和包括类似于图2用来减少由瑞利衰落引起的接收机误差的电路。
接收机810包括用于接在一条通信信道上传送的信号的天线 872。由天线在线814上产生的信号被送至解调器816。解调器816在线820上产生的解调后的信被送至码元速率取样器824。码元速率取样器824在线828上产生一代表通过线820加到取样器信号的被取样的信号。
线828与自动增益控制电路832相连。AGC电路832在线836上产生一个增益控制信号。线828又组成了一个如图中虚线框所示的均衡器840的输入端。均衡器840与均衡器448类似，它由一个线性横向均衡器（LTE）所组成，包括一个五抽头自适应滤波器。如图所示，均衡器840由延迟元件850，852，854和856及抽头系数860，862，864，866和868所组成。抽头系数860-868对线828上的信号和延迟元件8500856产生的信号的值进行加权。加权后的诸信号被送至求和元件872。
求和元件对所加的信号求和，并在线876上产生一个滤波了（即均衡了）的信号。线876与用来量化加到其上的信号的取样检测器878相连，该检测器878在线882上产生一个量化了信号。线882作为混频元件的一个输入端与混频元件886相连。由AGC电路832产生的增益控制信号经线836加到混频元件886的第二输入端。
混频元件886在线890上产生的混频信号被送至求和元件894的正输入端。在线876上产生的信号被送至求和元件894的反向输入端。求和元件894形成了加到其上的两信号之差，并在线 898上产生一个差信号，即误差信号。线898与用来调整抽头系数860-868的系数值的调整电路902相连。
在线898上所产生的差信号也被送至误差信号方差计算器906。计算器906计算加至其上的信号的方差，并在线910上产生代表该计算到的方差的信号。
在线876上产生的信号被送至取样信号方差计算器914。计算器914计算加到其上的信号的方差，并在线918上产生一个代表该方差的信号。
线910和线918与信道增益和噪声方差计算器992相连，该计算器922计算向接收机810传送信号的通信信道的信道增益和噪声方差。
分别在线926和936上产生的代表由计算器922计算的信道增益和噪声方差值的信号被送至译码器934。线876也与该译码器相连，因为译码器934分别在线926和930上接收信道增益和噪声方差信号，因此译码器934所译出的信号的误差要比现行的接收机的误差小。此种结构形式的优点在于由此消除了增益对信号的影响，要不一种未知的、时变增益会严重地影响译码处理。
现在参阅图8，该图示出了用参考数字1010标指的本发明的又一个实施例的接收机的方框图。接收机1010与前面诸图中的接收机相类似，它也用来可纠正码间干扰和瑞利衰落引起的影响。
接收机1010包括用来接收在通信信道传送的通信信号的天线 1012。天线1012在线1014上产生的信号被送至解调器1016。解调器1016在线1020上产生的解调信号被送至码元速率取样器1024。码元速率取样器1024对所加的信号取样并把取样后的信号送到线1028上。
线1028与自动增益控制（AGC）电路1032相连。AGC电路1032在线1036上产生一个控制信号。线1028又组成了用方框1040表示的均衡器的一个输入端。该均衡器1040与图6的类似，它组成了一个判决反馈均衡器（DFE），用来响应于送来的输入信号产生一个已滤波的（即已均衡的）信号。均衡器1040由一个五抽头滤波器组成。
无疑，也可采用其它抽头数的均衡器。均衡器1040包括延迟元件1042，1044，1046和1048及抽头系数1052，1054，1056，1058和1060。加到均衡器各抽头上的信号被抽头系数加权后被送至求和元件1064的各输入端。求和元件1064在线1068上产生的和信号形成了一个滤波后（即均衡后的信号。线1138连到用来量化信号值的取样检测器1072，该检测器1072在线1076上产生的代表该量化值的信号被送至混频器1080的一个输入端。由AGC电路在线1036产生的增益控制信号又被送至混频器1080。
混频器1080对加在其上的信号进行混频，并在线1090上产生一个混频后的信号。线1090作为一个输入端连到求和元件1094。求和元件1094的第二输入信号是由线1138送来的信号。求和元件 1094可形成所加的混频后的、量化后的信号与滤波后的信号之差，在线1100上形成的一个表示该差的差信号被送至调整电路1104。该电路1104可改变抽头系数1052-1060的系数值。
线110上产生的差信号也被送至误差信号方差计算器1108。该方差计算器1108对加于其上的信号进行方差计算并在线1112上产生表示该方差的信号。
在线1138上的信号被送至方差计算器1116。方差计算器116计算加到其上的信号的方差并在线1120上产生表示该方差的信号。
线1112和1120被送至信道增益和噪声方差计算器1124。计算器1124对将信传送到接收机1010的通信信道的信道增益和噪声方差进行计算。
分别在线1128和1132上产生的、代表由计算器1124所计算的信道增益和噪声方差值的信号被送至译码器1136。线1138也与译码器相连。
译码器1136可将经线1968送来的信号进行译码，并将译码后的信号送到线1140上。因为译码器1136接收在线1128和1132上的、代表由计算器1124计算的信道增益与方差的信号，由此得到的在1140上的译码后的信号的误差要比现有的接收机所能达到的误差要小。这种电路结构的优点是避免了信号受增益的影响。否则因一个未知的时变增益而使译码处理受到严重影响。
现在见图9，它示出了用参考数字1200表示的、作为用于接收被发送的微分编码信号的相干接收机的一部分的电路框图。
在线1204上的取样后的接收信号逐次送到延迟元件1216，幅度设定框1220，相位量化框1224，及复共轭变换框1228。幅度设定框1220和相位量化框1224可一起构成一个图中用框1226示出的码元检测器。框1228产生的信号被送至混频器1238的一个输入端。线1204还被连接得组成混频器1238的一个输入端。混频器1238在线1242上产生一个混频后的信号。当要用来接收微分编码信号时，电路1200可组成一个诸如前面图中所示的任何一个接收机电路的一部分。
图10是也用来说明接收微分编码信号的接收机的一部分的类似于图9的电路1250的方框图。该接收机既可为相干也可为非相干接收机。图10的电路也可允许微分编码的接收信号做近似的线性处理。
一个取样的接收信号经线1254被送至延迟单1226，该延迟单元在线1268上产生一个被延迟的信号，该信号被送至复共轭变换器1270。变换器1270在线1272上产生一个信号，该信号作为混频器的一个输入信号。线1254还与混频器1274的第二输入端相连。当接收一微分编码信号时，较为有利是，电路可组成诸如前面图中任一接收机电路的一部分接收机电路。
由混频器1274在线1276产生的信号Z（k）可用下列数学式描 述：
Z（k）＝r（k）r（k-1）＊
其中：
r（k）＝pO（k）ejω（k）+n（k）
而
Po（k）为信道增益;
ω（k）为时间k时的发送的相位角;
n（k）为噪声值，而
＊号表示为复共轭。
这里，ω（k），即k时发送的相位角，是一个QPSK已调信号的集｛π/4，3π/4，5π/4，7π/4｝中的一元。
通过展开和相乘，可得到下式：
Z（k）＝（pO（k）ejω（k）+n（k））（pO（k-1）ejω（k-1）+n（k-1））＊
且
Z（k）＝pO（k）p＊ O（k-1）ej（ω（k）-w（k-1））+p＊ O（k-1）e-jω（k-1）n（k）+pO（k）ejω（k）n＊（k-1）+n（k）n＊（k-1）
上式第一项是一个衰落减的、微分检测符号;该项无相位误差。但后续三项中存在复误差。由于末项相对于中间两项（所谓误差项）较小，所以末项可以忽略掉。当通增益并非快速变化时，PO（k）还似于等于PO（k-1），因此，PO（k）＝PO（k-1）。通道增益也是一实数项。因此，上述等式可简化为：
Z（k）＝pO 2ej（ω（k）-w（k-1））+pOe-jω（k-1）n（k）+pOejω（k）n＊（k-1）
通过提出公因子PO项，则得：
Z（k）＝pO（pOej（ω（k）-w（k-1））+e-jω（k-1）n（k）+ejω（k）n＊（k-1））.
当噪声因子，即n（k）项，为高斯噪声时，则相位项乘以噪声因子可以忽略，而两个噪声因子可以组合成另一个用N定义的高斯随机变量。上式可进一步简化为：
Z（k）＝pO（（pOej（ω（k）-w（k-1））+2N）
Z（k）代表由混频器1274在线1276上产生的信号。该简化形式的信号可分成两部分，第一部分是通道增益PO，第二部分是因子（（Poej（ω（k）-W（K-1））+2N）。当N小时，第二项近似等于r（k），于是通过替换，Z（k）可表示为Z（k）＝Por（k）。
一个诸如组成一个接收机的信道译码器一部分的维特比（Viterbi）算法的矩阵公式由下式约束;
λ′＝[CpO（k）/σ2n（k）]r（k）x（k）
其中
C为任意常数;
σ2n（k）为噪声方差值;
r（k）为取样的接收信号;而
x（k）为取样的发送信号。
当σ2n为常值，σ2n（k）可以作为任意常数C的一部分而与其合并成一个新常数，即k＝C/σ2n（k），而λ′，即Viterbi算法矩阵可写成：
λ′＝Z（k）X（k）
因此，电路1250可以被用来近似最佳译码矩阵。
现在看图11，该图示出了用参考数字1380统指的一个分集接收机的方框图，它包括作为此分集接收机一部分的图10的电路。在对图4的描述中已详细地描述了分集接收机的工作原理。与图4的实施例相类似，本图的分集接收机也包括两个支路。
分集接收机1380的第一分支包括用于检测在一条通信信道上传输的已调信号的天线。天线1384经线1386上将接收到的信号送到解调器1390。解调器1390在线1394产生一个代表所接收信号的已解调的信号。线1394与用来对所加的信号取样并在线1400上产生取样后的信号的第一分支码元速率取样器1398相连。线1400与第一分支混频器1404的一个输入端。混频器1404还接收来自线1406的增益系数g1。此第一分支混频器1404在线1408上产生一个混频后的信号。
分集接收机1380还包括一个与天线1384相间隔开的第二分支天线1414。天线1414可接收在一条通信信道上传输的已调信号。天线1414在线1416上向解调器1420提供一个所接收的信号。解调器1420在线1424上所产生的已调信号被送至第二分支码元速率取样器1428。该码元速率取样器1428以类似于第一分支接收机1380的码元速率器的方式对来自线1424的信号进行取样。线1430与第二分支混频器1434的一个输入端相连。一个用g2表示 的增益系数经线1436送至混频器的第二输入端。第二分支混频器1434在线1438上产生一个输出信号。
线1408和1438分别与求和元件1440的两个输入端相连。求和元件1440在线1442上产生一个和信号。由求和元件产生的组合的取样后的信号被送至电路1450。电路1450相应于图10的1250，它在线1460上产生一个信号，该信号被送至译码器1470。如在上面数学表示式所示，电路1450可用来近似最佳译码矩阵。
译码器1470可对来自线1460上的信号进行译码。
现参阅图.12，图中所示的是另一个分集接收，用参考数字1480统指，它包括作为其一部分的图9的电路。其工作原理如同对图4所作介绍一样，它也包括两个分支。
第一分支分集接收机1480包括用于检测在一条通信信道上传输的已调信号的天线1484。天线1484通过线1486向解调器1490提供接收到的信号。解调器1490在线1494上产生代表由天线接收的信号的解调信号。线1494与第一分支码元速率取样器1498相连，取样器1498取样加于其上的信号并于线1500上产生一个已取样的信号。线1500与第一分支混频器1504的一个输入端相连，混频器也接收来自线1508的用g1表示的增益系数。第一分支混频器1504在线1508上产生一个已混频的信号。
分集接收机1480还包括一条包含一个与第一天线1584空间上隔开的第二天线1514的第二分支。天线1514可接收在一条通信 信道上传送的已调信号，它通过线1516将所接收的信号送至解调器1520。解调器1520在线1524上产生一个已解调的信的信号，该信号又被送至第二分支码元速率取样器1528。码元速率取样器1528按类似取样器1498的方式工作，用来对送来的信号取样并在线1530上产生已取样的信号。一个用g2表示的增益系数也经线1536被送至混频器1534的第二输入端。第二分支混频器1534在线1538上产生一个输出信号。
线1508和1538分别作为两个输端与求和元1540相连。求和元件1540在线1542上产生一个求和信号。由求和元件1540在线1542上产生的已取样的信号被送至译码量度估测器（Decoding    Merric    Estimator）1550，已取样信号的方差计算器1553，及码元检测器1555，译码量度估测器1550相应于图9的电路1200，它在线1556上产生一个信号。计算器1553可用来计算来自线1542上的信号的方差。表示由计算器1553计算的方差的信号产生在线1557上。
码元检测器1555用来将来自线1542上信号进行量化。在本发明的一个最佳实施例中，码元检测器1555将送来的和信号量化成QPAK信号所允许的四个可能的信号电平值中的一个电平值。由码元检测器1555产生的已量化的信号rc（k）产生在线1558上并被送至求和元件1562。求和元件1562又与线1542相似接收其上的信号。求和元件1562确定在线1542上已量化的信号与线1552上的 信号之差，此信号之差称之为误差信号e（k），它通过线1566被送至误差信号方差计算器1570。
误差信号方差计算器1570可用于计算来自线1566的误差信号方差，并在线1574产生代表该方差的信号。
线1551和1574与通道增益和噪声方差计算器1578相连。计算器1578用于把信号X（t）传送到天线1484和1514的通信信道的信道增益和噪声方差。计算器1578分别在线1582和1586上产生代表信道增益与噪声方差的信号。
线1582与1586与译码器1586相连。译码器1588也加有来自线1556的由电路1550产生的信号。译码器1588用于对来自线1552的信号进行译码。因为译码器1586接收线1582和1586上的代表通信信道的信道增益和噪声方差的信号，所以译码器1588在线1592上产生一个精度得到改进的已译码信号。
对图12的接收机与图11的接收机的比较表明：当噪声电平低时，噪声方差可认为是不变的，从而可采用图11的接收机以使电路简化。
虽然以上已根据各图的最佳实施例对本发明作了描述，但是应该懂得，还可以采用其它类似的实施例，并可在不背离本发明的情况下为完成本发明的同样功能作一些补加或修改。因此，本发明并不局限于任何单个实施例，而是只限制在所附权利要求所记载的范围内。

Claims (10)

1、一种用以确定一条通信信道的至少一个特性的系统(130)，该通信信道互连一个发射机和一个接收机；该系统其特征在于：
用以确定由该接收机接收的该通信信道上发送之后的信号(138)之中至少取样部分的数值的装置(134)；
其输入端与上述装置(134)的输出端相连接，用以计算上述接收信号(138)之中至少取样部分数值的方差(150)的装置(146)；
其输入端与上述装置(134)的输出端相连接，用以量化上述的接收信号(138)之中至少取样部分的数值，以产生量化值(158)的装置(154)；
响应上述接收信号(138)之中至少取样部分的数值与该接收信号(138)之中至少取样部分的相应的量化值之差、形成一个误差信号(166)的装置(162)，其一输入端与上述装置(134)的输出端相连接，另一输入端与上述装置(154)的输出端相连接；
其输入端与上述装置(162)的输出端相连接、用以计算上述误差信号(166)的方差的装置(170)；
响应上述接收信号(138)的至少取样部分的数值的方差(150)值和上述误差信号(166)的方差(174)值、计算该通信信道的信道增益特性(178)的装置，其一输入端与上述装置(174)的输出端相连接、另一输入端与上述装置(146)的输出端相连接。
2、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，用以确定上述接收信号之中至少取样部分数值的装置是一个码元速率取样器（134）。
3、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，用以计算上述接收信号之中至少取样部分数值的方差（150）的装置（146）包括用以形成一个信号方差计算器（146）的装置，该信号方差计算器用以确定上述接收信号（138）之中至少取样部分的一个期望值。
4、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，用以量化上述接收信号之中至少取样部分数值的装置（154）是一个码元检测器（154）。
5、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，由用以量化的装置（154）产生的上述量化值（158）是由具有一组离散信号的值电平的离散信号值电平单元组成的。
6、根据权利要求4所述的系统，其特征在于，所述的形成该组离散信号值电平的离散信号电平值包括一个四元移相键的控构象的值。
7、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，用以形成误差信号（166）的装置（162）包括减法运算装置（162），以从上述接收信号（138）之中至少取样部分相应量化值（158）中减去上述接收信号（138）之中至少取样部分数值。
8、根据权利要求1所述的系统，其特征在于，还包括响应上述接收信号（138）之中至少取样部分的方差（150）值和该通信信道的信道增益特性、计算该通信信道的噪声方差特性（178）的装置。
9、根据权利要求8所述的系统，其特征在于，所述的用以计算噪声方差特性（178）的装置包括用以确定上述接收信号之中至少取样部分的方差与该通信信道的信道增益特性之差的装置。
10、一种自适应方法，用以确定一条通信信道的至少一个特性，该通信信道互连一个发射机和一个接收机、所述方法其特征在于包括如下步骤：
确定在通信信道上发送信号之后由该接收机接收的信号之中至少取样部分的值的步骤（210）;
计算上述接收信号之中至少取样部分数值的方差的步骤（216）;
量化上述接收信号之中至少取样部分的值、以形成量化值的步骤（222）;
响应上述接收信号之中至少取样部分的值与该接收信号之中至少取样部分的相应的量化值之差形成一个误差信号的步骤（225）;
计算该误差信号的方差的步骤（234）;
响应上述接收信号之中至少取样部分的方差和该误差信号的方差值、计算通信信道的信道增益特性的步骤（240）。
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