CN1781275A - 多信道通信系统中数据传输的传输模式选择 - Google Patents

Abstract

为带有多个具有变化的SNR的传输信道的多信道通信系统中的数据传输选择适当的传输模式的各种技术。在一种方法中，首先为用于传送数据流的多个传输信道中的每一个获取SNR估算。然后为对多个传输信道的SNR估算计算平均SNR和无偏方差。基于例如SNR方差和比例缩放因子等来确定补偿因子。接下来基于平均SNR和补偿因子计算传输信道的工作SNR。然后基于工作SNR为数据流选择传输模式。所选择的传输模式是与小于或等于工作SNR的最高要求SNR相关联的。该方法可为带有多个具有变化的SNR的传输信道的系统所使用。

Description

多信道通信系统中数据传输的传输模式选择

                             背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及为多信道通信系统中的数据传输选择合适传输模式的技术。

背景

多信道通信系统利用多个“传输”信道进行数据传输。这些传输信道可在时域、频域、空间域、或其组合中形成。例如，多个传输信道可对应于时分复用(TDM)通信系统中的不同时隙、正交频分多路复用(OFDM)通信系统中的不同的频率子带、或多输入多输出(MIMO)通信系统中的不同的空间信道。TDM、OFDM和MIMO系统在以下详细讨论。

多信道通信系统中的多个传输信道可能经受不同的信道状态(例如，不同的衰落、多径和干扰效应)，并可能达到不同的信号与噪声和干扰比(SNR)。传输信道的SNR确定其传输能力，该能力通常由可在该传输信道上可靠传输的特定数据率量化。如果SNR在各传输信道之间改变，那么所支持的数据率也会在各信道之间改变。此外，因为信道状态通常随时间变化，所以传输信道所支持的数据率也会随时间变化。

已编码通信系统中的一个主要难题是基于信道状态选择适当的传输模式用于数据传输。如本文中所使用的，“传输模式”可指示用于给定数据传输的特定数据率或信息比特率、特定编码方案、特定调制方案、或其组合。传输模式选择的目的应当是在满足某些质量目标的同时将多个传输信道上的吞吐量最大化，其中质量目标可由特定分组误码率(PER)量化。

一种直接了当的技术是基于多个传输信道中的每一个的SNR为其选择一种特定的传输模式(即，传输模式选择是在每个传输信道的基础上完成的，以根据每个传输信道的SNR来“逐位加载”每个传输信道)。然后，每个传输信道的数据将以与为该传输信道所选择的传输模式相关联的数据率及编码和调制方案来发送。但是，此技术有一些主要缺点。首先，为每个传输信道单独编码会在发射器和接收器两者处均显著增加数据处理的复杂性。第二，为每个传输信道单独编码会大大地增加编码和解码延迟。第三，可能需要很高的反馈率来为每个传输信道发回信息(例如，SNR或传输模式)，发射器需要这些信息在每个信道的基础上对数据进行编码和调制。

另一种技术是对所有传输信道使用一种共同的传输模式。此技术避免了逐位加载技术的主要缺点。但是，如果在具有变化的SNR的多个传输信道上发送数据传输，那么在所接收的数据传输上SNR将相应地变化。因而难题则是根据变化的SNR来选择适当的传输模式用于数据传输，以使该数据传输能被可靠地接收。如果所选择的传输模式的数据率过高，那么整个数据传输将被错误地接收。相反，如果所选择的传输模式的数据率过低，那么多个传输信道的传输能力未被充分利用。

因此，本领域中需要为具有变化的SNR的多个传输信道上的数据传输确定合适的传输模式的技术。

                            概述

本发明提供了为多信道通信系统中的数据传输选择适当的传输模式的各种技术，该通信系统具有带有变化的SNR的多个传输信道。可为要被独立处理(例如，编码和调制)并在一组指定的传输信道上传输的数据流确定适当的传输模式。

在为在多个传输信道上发送的数据流确定适当传输模式的一具体方法中，最初为用于传输该数据流的多个传输信道中的每一个获得SNR估算(例如，以dB为单位)。然后，为多个传输信道的SNR估算计算平均SNRγ_avg如下， ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}}=\frac{1}{N_C}\underset{i=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_i,$ 其中γ_i是传输信道i的SNR估算，N_C是该数据传输所使用的传输信道数。还计算SNR估算的方差σ_r ²如下， ${\mathrm{\σ}}_r^2=\frac{1}{N_C-1}\underset{i=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{\γ}}_i-{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}})}^2.$ 然后，例如基于平均SNR和SNR方差的函数F(γ_avg，σ_r ²)，确定补偿因子γ_bo。例如，可对补偿因子使用函数 $F({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}},{\mathrm{\σ}}_r^2)=K_b\·{\mathrm{\σ}}_r^2,$ 其中K_b是比例缩放因子，它可基于系统的一个或多个特征，诸如用于数据流的交织、分组大小、和/或编码方案类型来选择。接下来基于平均SNR和补偿因子计算传输信道的工作SNRγ_op如下，γ_op＝γ_avg-γ_bo。然后，例如利用所支持的传输模式及其所要求的SNR的查找表来为数据流选择传输模式。所选择的传输模式用于用来传输该数据流的所有这多个传输信道。

该系统可支持一组传输模式，且可基于无衰落的加性高斯白噪声(AWGN)信道，为每个所支持的传输模式确定实现特定性能等级(例如，1％PER)所要求的最小SNR。为数据流选择的传输模式是所支持的具有最高数据率和小于或等于工作SNR的所要求SNR的传输模式。可对具有多个传输信道的任何系统使用该方法，诸如TDM、OFDM、MIMO和MIMO-OFDM系统等(全部在下文中描述)。

本发明中所描述的传输模式选择技术可用于MIMO-OFDM系统中的各种传输方案。对于全天线传输方案，一个数据流在所有发射天线的所有子带上发送。可基于对所有发射天线的所有子带的SNR估算来选择此数据流的传输模式。对于每天线的传输方案，一个数据流在每个发射天线上的所有子带上发送。可基于对用于该数据流的发射天线的所有子带的SNR估算来选择每个数据流的传输模式。对于每特征模式的传输方案，一个数据流在每个宽带特征模式(下文描述)的所有子带上发送。可基于对用于该数据流的宽带特征模式的所有子带的SNR估算来选择每个数据流的传输模式。

本发明的各个方面和实施例在下文中更详细地描述。

                          附图简述

当结合附图参考以下所阐述的详细描述时，本发明的特征、特性和优点将变得更加显而易见，所有附图中，相同的标号标识对应的部分，附图中：

图1示出多信道通信系统中的发射器和接收器；

图2示出传输模式选择器；

图3示出为在具有变化的SNR的一组传输信道上发送的数据流确定传输模式的过程。

图4示出具有频率选择性衰落的OFDM系统的SNR；

图5A和5B分别示出MIMO-OFDM系统中N_T个发射天线的SNR和等效系统的SNR。

图6示出N_T个发射天线的平均SNR。

图7示出MIMO-OFDM系统中的基站和终端。

图8A和8B分别示出发射器子系统和该发射器子系统中的发射器单元。

图9A和9B分别示出接收器子系统和该接收器子系统中的接收器单元。

图10示出执行逐次干扰消除接收器处理的接收器子系统。

                           具体描述

本发明中使用词语“示例性”意指“用作例子、实例或说明”。不必要将本发明中描述为“示例性”的任何实施例或设计解释成与其它实施例或设计相比是较佳的或较优的。

本发明中所描述的传输模式选择技术可用于具有多个可用于数据传输的传输信道的各种类型的多信道通信系统。例如，这些技术可用于TDM系统、基于OFDM的系统、MOMO系统、利用OFDM的MIMO系统(即，MIMO-OFDM系统)等等。

TDM系统可按帧来传输数据，每一帧可以是一个特定的持续时间。每个帧可包括被分配不同索引的多个(N_TS)时隙。可为每个帧中的N_TS个时隙形成N_TS个传输信道。

OFDM系统有效地将整个系统的带宽划分成多个(N_F)正交子带，子带还可被称为音道、接收器信道和频道。每个子带与可用数据来调制的相应载波相关联。可为N_F个子带形成N_F个传输信道。

MIMO系统使用多根(N_T)发射天线和多根(N_R)接收天线进行数据传输，并记为(N_T，N_R)系统。由N_T根发射天线和N_R根接收天线形成的MIMO信道可被分解成N_S个独立信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道中的每一个也可被称为空间信道或MIMO信道的特征模式。空间信道的个数由描述N_T根发射天线和N_R根接收天线之间的响应的信道相应矩阵 H来确定。为简化起见，以下描述假设信道响应矩阵 H是满秩的，在此情形中，空间信道的个数给定为N_S＝N_T≤N_R。可为N_T个空间信道形成N_T个传输信道。

MIMO-OFDM系统对N_F个子带中的每一个都有N_T个空间信道。可为每个子带的每个空间信道形成一传输信道。因而对于N_T根发射天线和N_R根接收天线之间的数据传输有N_F·N_T个传输信道可用。

一般而言，可用各种方式形成多个传输信道，其中的一些例子在上文中描述。每个传输信道与指示该信道传输能力的接收SNR相关联。给定传输信道的接收SNR可由接收器例如基于在该传输信道上发送的导频来估算。

图1示出多信道通信系统100中的发射器110和接收器150的框图。在发射器110处，从数据源112向发送(TX)数据处理器114提供话务数据，发送数据处理器114将话务数据多路分解成N_D个数据流，其中N_D≥1。每个数据流可被独立处理，并在一组相应的传输信道上传输。每个数据流与一指示该数据流的一组参数值的特定传输模式相关联。例如，每个数据流的传输模式可指示用于该数据流的特定数据率或信息比特率、特定编码方案或编码率、特定交织方案、特定调制方案等(或可与这些相关联)。对于给定的传输模式，数据率可由与该传输模式相关联的编码方案和调制方案来确定。一组示例性传输模式在表1中给出。对于每个数据流，数据率是由数据率控制来确定的，编码方案是由编码控制来确定的，调制方案是由调制控制来确定的。这些控制由控制器130提供，并且是基于从接收器150所接收到的反馈信息而生成的。

对于每个数据流，TX数据处理器114根据为该数据流所选择的编码、交织和调制方案对数据进行编码、交织和调制，以提供对应的调制码元流。TX数据处理器114为N_D个数据流提供N_D个调制码元流。

发射器单元(TMTR)116随即以系统所指定的方式处理N_D个调制码元流。例如，发射器单元116可为OFDM系统执行OFDM处理，为MIMO系统执行空间处理，或为MIMO-OFDM系统同时执行空间处理和OFDM处理两者。还可向接收器150发送导频来协助其执行诸如信道估算、采集、频率和定时同步、相干解调等若干功能。在此情形中，发射器单元116可接收导频码元并将其与调制码元多路复用。发射器单元116为用于数据发送的每根天线提供已调制信号。

每个已调制信号随即从各自发射天线通过无线通信链路被传输到接收器150。通信链路以特定信道相应使已调制信号产生失真，并以(1)方差为N₀的加性高斯白噪声(AWGN)和(2)可能来自其它发送源的干扰使已调制信号进一步退化。

在接收器150处，所发送的信号由每根接收天线接收，并且从每根天线的所接收到的信号被提供给接收器单元(RCVR)160。接收器单元160对每个所接收到的信号进行调节和数字化，以提供对应的样值流。接收器单元160还以与发射器单元116所执行的方式互补的方式来进一步处理样值，以提供N_D个“恢复的”码元流，这些“恢复的”码元流是对发射器110所发送的N_D个调制码元流的估算。恢复的码元流随即被提供给接收(RX)数据处理器162，并受到处理以获取所发送的数据流的已解码数据。RX数据处理器162的处理可包括解调(即，符号解映射(demap))、解交织和解码。RX数据处理器162还可提供每个所接收到的数据分组的状态。

接收器单元160还可向信道估算器164提供“所接收的”码元(即，OFDM处理之后、但在接收器单元160的空间处理之前的码元)和/或恢复的码元。信道估算器164随即可处理这些码元以获取对用于数据传输的每个传输信道的SNR估算。SNR估算通常是基于所接收到的导频码元获取的，但也可基于所接收到的数据码元或所接收到的导频和数据码元的组合来获取。传输模式选择器166从信道估算器164接收SNR估算，并为N_D个数据流中的每一个确定适当的传输模式。

控制器170接收来自传输模式选择器166的N_D个传输模式和来自RX数据处理器162的分组状态，并为发射器110组装反馈信息。反馈信息可包括用于N_D个数据流的N_D个传输模式、对于所接收到的数据分组的确认(ACK)和否定确认(NAK)、和/或其它信息。该反馈信息随即被发送到发射器110，并用于调整对发送到接收器150的N_D个数据流的处理。例如，发射器110可使用该反馈信息，为发送到接收器150的每个数据流调整数据率、编码方案、调制方案、或其任意组合。通过允许数据以通信链路所支持的已知最佳设置来传输，该反馈信息用于提高系统的效率。

在图1所示的实施例中，传输模式选择是由接收器150执行的，且为每个数据流所选择的传输模式被发回发射器110。在其它实施例中，传输模式选择可(1)由发射器基于接收器所提供的信息和/或发射器所获取的其它信息来执行，或者(2)由发射器和接收器两者联合执行。

AWGN通信链路(例如，AWGN信道)的特征是传输信道上平坦的频率响应。对于AWGN信道，传输信道达到相似的接收SNR。如果数据分组在一组具有相似的接收SNR的传输信道上传输，那么该SNR在整个数据分组上将近似恒定。对于“恒定SNR”数据分组，对于特定性能等级，所要求的SNR和数据率之间的关系在本领域中是公知的。期望的性能等级可由特定分组误码率(PER)、帧误码率(FER)、块率(BLER)、比特误码率(BER)或某些其它度量来量化。适当的传输模式可基于AWGN传输信道的接收SNR容易地选择。

但是，如以上所提及的，多个传输信道可能经受不同的信道状态并达到不同的接收SNR。如果数据在一组具有不同接收SNR的传输信道上传输，那么在所接收的数据分组上SNR会相应地变化。对于宽带通信系统及对于具有频率选择性衰落(即，在传输信道上非平坦的响应)的“多径”信道，该“变化的SNR”的问题加剧。本发明中所描述的技术为已编码多信道通信系统解决一主要难题，即确定可为在具有变化的SNR的一组传输信道上发送的每一数据流使用的最大数据率，以获取特定的期望性能等级。

图2示出传输模式选择器166的一个实施例的框图，该传输模式选择器166可为N_D个数据流中的每一个确定适当的传输模式。每个数据流在一组相应的传输信道上传输。为简化起见，下文描述一个数据流的传输模式选择。对于以下描述，以分贝(dB)为单位给出SNR。

在传输模式选择器116内，SNR统计计算单元210接收对用于该数据流的传输信道组的SRN估算。对于给定传输信道的SNR估算可表达为：

${\mathrm{\γ}}_i={10\log }_{10}\left(\frac{{\left|s_i\right|}^2}{N_0}\right),$ i＝1，……，N_C，(dB)        公式(1)

其中i是用于该数据流的传输信道的索引；

N_C是用于该数据流的传输信道数；

s_i是传输信道i的复增益；

N₀是传输信道i的噪声方差；以及

γ_i是传输信道i的SNR估算。

对于若干类型的多信道通信系统的SNR估算的推导在下文中描述。单元210计算平均SNR和SNR估算的无偏方差。

平均SNR可计算如下：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}}=\frac{1}{N_C}\underset{i=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\γ}}_i,\left(\mathrm{dB}\right)$                   公式(2)

其中i是用于该数据流的传输信道的索引；

γ_i是传输信道i的SNR估算；以及

γ_avg是用于该数据流的N_C个传输信道的平均SNR。

SNR估算的无偏方差可计算如下：

${\mathrm{\σ}}_r^2=\frac{1}{N_C-1}\underset{i=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{({\mathrm{\γ}}_i-{\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}})}^2$ 公式(3)

其中σ_r ²是SNR方差。

计算单元212随即使用平均SNR和SNR方差来为用于该数据流的传输信道组计算工作SNR。工作SNR可计算如下：

γ_op＝γ_avg-γ_bo(dB)        公式(4)

其中γ_bo是补偿因子；以及

γ_op是传输信道组的工作SNR。

补偿因子用于解决通信链路的频率选择性(即，导致接收SNR的变化的非平坦频谱)。补偿因子可以是平均SNR、SNR方差、和可能其它因素的函数。补偿因子在下文中详细描述。

该系统可被设计成支持一组传输模式。每种所支持的传输模式与达到期望的性能等级所要求的特定最小SNR相关联，该最小SNR如下确定。

查找表214可用于存储该组所支持的传输模式，及这些传输模式中的每一个所要求的SNR。用于该数据流的传输信道组的工作SNR被提供给查找表214，查找表214随即提供用于该数据流的传输模式。此传输模式是具有最高数据率和小于或等于工作SNR的所要求SNR的所支持的传输模式。查找表214由此基于工作SNR，为该数据流选择最高的可能数据率。

表1列出该系统所支持的一组14个示例性的传输模式，这些传输模式由传输模式索引0-13标识。每个传输模式都与特定频谱效率、特定码率、特定调制方案、和对于非衰落AWGN信道达到1％PER所要求的最小SNR相关联。频谱效率指的是用系统带宽归一化的数据率(即，信息比特率)，并以比特每秒每赫兹(bps/Hz)为单位给出。表1中每个传输模式的码率和调制方案对于该示例性系统设计是专用的。具有索引0的传输模式用于空数据率(即，无数据传输)。对于具有非零数据率的每个传输模式，所要求的SNR是基于具体的系统设计(即，系统为该传输模式所使用的特定码率、交织方案、调制方案等等)和对于AWGN信道而获得的。如本领域中所公知的，所要求的SNR可通过计算、计算机模拟、经验度量等获取。

表1

传输模式索引	频谱效率(bps/Hz)	码率	调制方案	所要求的SNR(dB)
					0	0.0	-	-	-
1	0.25	1/4	BPSK	-1.8
					2	0.5	1/2	BPSK	1.2
3	1.0	1/2	QPSK	4.2
					4	1.5	3/4	QPSK	6.8
5	2.0	1/2	16QAM	10.1
					6	2.5	5/8	16QAM	11.7
7	3.0	3/4	16QAM	13.2
					8	3.5	7/12	64QAM	16.2
9	4.0	2/3	64QAM	17.4
					10	4.5	3/4	64QAM	18.8
11	5.0	5/6	64QAM	20.0
					12	6.0	3/4	256QAM	24.2
13	7.0	7/8	256QAM	26.3

图3示出为在具有变化的SNR的一组传输信道上发送的数据流确定传输模式的过程300的流程图。最初，获取对用于该数据流的每个传输信道的SNR估算(例如，基于在传输信道上所接收到的导频码元)(步骤312)。对传输信道的SNR估算是以dB为单位给出的。然后，如公式(2)中所示计算该组传输信道的平均SNR(步骤314)。还如公式(3)中所示计算传输信道的SNR估算的无偏方差(步骤316)。随即确定补偿因子(例如，基于平均SNR、SNR方差、和/或其它因素)(步骤318)。随即基于平均SNR和补偿因子，如公式(4)中所示计算该组传输信道的工作SNR(步骤320)。

随即基于工作SNR为该数据流确定传输模式(步骤322)。对于步骤322，可参考所支持传输模式及其所要求的SNR的查找表。可对要独立处理的N_D个数据流中的每一个执行步骤312到322。

为清楚起见，现在对一具体例子描述传输模式选择过程。在此例中，一数据流在具有2.74、4.27、6.64和9.52dB的接收SNR的一组4个传输信道上传输。计算平均SNR为γ_avg＝5.79dB，计算SNR方差为 ${\mathrm{\σ}}_r^2=8.75.$ 对于此例，补偿因子是基于函数 ${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{bo}}=F({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}},{\mathrm{\σ}}_r^2)=0.25\·{\mathrm{\σ}}_r^2$ 确定的，并计算为γ_bo＝2.19dB。然后计算工作SNR被计算为γ_op＝5.79-2.19＝3.60dB。

使用表1中所示的该组所支持的传输模式及其所要求的SNR，为该数据流选择具有模式索引2的传输模式。所选择的传输模式具有小于或等于工作SNR(3.60dB)的最大所要求的SNR(1.2dB)。所选择的传输模式指示要为该数据流使用0.5bps/Hz的数据率、1/2的码率、和BPSK调制。

平均SNR表示对该组传输信道的传输能力的估算，它是对AWGN信道的准确估算，而不是对多径信道的准确估算。平均SNR可用于为在这些传输信道上发送的数据流选择传输模式。所选择的传输模式表示对可由该组传输信道支持的达到期望PER的数据率的预测。但是，如同任何预测方案，不可避免会有预测误差。为了确保能够达到期望的PER，可使用一补偿因子。由于补偿因子降低了系统的吞吐量，因此在仍然确保可达到期望PER的同时令该补偿尽可能小是合乎需要的。

补偿因子可基于各种因素来确定。一个此类因素是对该组传输信道的SNR估算中的可变性的量，它由SNR方差σ_r ²量化。对于较大的SNR方差可使用较大的补偿因子，来解决较高的预测误差可能性。相反，当SNR方差降至零，补偿因子也逼近零，从而对于 ${\mathrm{\σ}}_r^2=0$ 的AWGN信道不需要任何补偿。

补偿因子还可基于诸如用于该数据流的分集、编码方案和交织方案等系统专用因素来确定。分集可在时域、频域和/或空间域中提供。可通过使用多根发射天线(发送分集)和/或多根接收天线(接收分集)来为数据流实现空间分集。根据映射交织比特的方式，可使用交织来实现时间、频率和/或空间分集。用于数据流的编码方案的类型以及代码的约束长度K也对补偿因子有影响。卷积码的性能对SNR的穿孔和可变性较敏感，可为这些代码使用较大的补偿因子。相反，turbo代码的性能对穿孔较不敏感，可为这些代码使用较小的补偿因子。分组大小也对补偿因子有影响，可能需要较大的补偿因子以使较大的分组大小达到期望的PER。补偿因子可用各种方式来确定，其中的一些在下文中描述。

在一个实施例中，补偿因子被计算为平均SNR和SNR方差的函数，如下：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{bo}}=F({\mathrm{\γ}}_{\mathrm{avg}},{\mathrm{\σ}}_r^2).\left(\mathrm{dB}\right)$                      公式(5)

公式(5)指示补偿因子可以是平均SNR、或SNR方差、或平均SNR和SNR方差两者、或非这两者的函数。因此公式(5)是补偿因子函数的通用形式。

补偿因子的一个具体函数是SNR方差的函数，可如下表达：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{bo}}=F\left({\mathrm{\σ}}_r^2\right)=K_b\·{\mathrm{\σ}}_r^2,\left(\mathrm{dB}\right)$                      公式(6)

其中K_b是比例缩放因子。

比例缩放因子K_b是基于各种系统专用因素来选择的，通常范围为从0到1(即，1≥K_b≥0)。比例缩放因子K_b可以是系统所使用的具体代码的最小自由距离d_min的函数。d_min的一般概念在本领域中是公知的，并且任何给定代码的d_min或者是已知的，或者能以本领域中已知的方式来确定。比例缩放因子K_b对于turbo代码可较小，对于卷积码可较大。对于给定类型的代码(即，卷积或turbo)，代码的约束长度K也对比例缩放因子有影响。对于较大的约束长度可使用较小的比例缩放因子，反之亦然。对于给定的系统设计，比例缩放因子K_b可基于模拟(对于大量实现)、经验度量等来确定。

在另一个实施例中，补偿因子是基于一组因素来计算的。可定义一函数F(x)，其中x表示要考虑的一组参数或因素(例如，平均SNR、SNR方差、编码方案、交织、分集、分组大小等等)。

在又一个实施例中，使用固定的补偿因子(即，不取决于平均SNR或SNR方差)。此固定补偿因子可为某些系统设计(例如，具有很大分集数量级的系统、turbo代码系统等等)提供良好的性能。

对以上为各种类型的多信道通信系统所描述的传输模式选择技术的使用在下文中描述。

1. OFDM系统

对于OFDM系统，系统带宽上的信道响应可由{h(k)}给出，其中k＝1，2，……，N_F，N_F是子带数。假设h(k)在子带k上是平坦的。对于多径信道，信道响应{h(k)}在系统带宽上变化，但是噪声方差N₀通常是恒定的。这些参数可用于为N_F个子带中的每一个计算接收SNR。如果OFDM系统的总发射功率P_total在N_F个子带上是均匀分布的，那么每个子带的接收SNR可表达为：

$\mathrm{\γ}\left(k\right)=10\log \left(\frac{P_{\mathrm{total}}}{N_F}\frac{{\left|h\left(k\right)\right|}^2}{N_0}\right),$ 其中k∈K，(dB)                  公式(7)

其中γ(k)是子带k的接收SNR，且K＝{1，2，……，N_F}。公式(7)表示计算OFDM系统中的接收SNR的一种示例性方法。接收SNR还能以本领域中已知的其它方式来计算。

图4示出具有频率选择性衰落的OFDM系统的接收SNR的示例性曲线图。对于具有在各系统带宽上变化的信道增益的多径信道，对于不同的子带达到不同的接收SNR，如曲线图410中所示。用于数据传输的所有子带的接收SNR可被平均以获得由曲线图412所示的平均SNRγ_avg。

2. OFDMA系统

正交频分多址(OFDMA)通信系统可通过频域多路复用同时支持多个用户。在OFDMA系统中，向每个用户分配一组特定的子带，该组子带与分配给其他用户的子带组不相交(即，每个子带若被分配，则仅分配给一个用户)。多个用户可经由分配给其的该组子带并发地发送和/或接收数据。每个用户可在该组所分配的子带上发送和/或接收一个或多个数据流。可基于对该组所分配的子带达到的接收SNR，为每个用户个别地执行以上所描述的传输模式选择技术。

3. SIMO-OFDM系统

对于单输入多输出(SIMO)通信系统，使用N_R根接收天线来接收从单根发射天线发送的数据传输。单根发射天线和N_R根接收天线之间的信道响应可表示为h(k)或{h_j(k)}，其中j＝1，2，……，N_R，且k＝1，2，……，N_F，h_j(k)是子带k的发射天线和接收天线j之间的信道增益。

(1，N_R)SIMO-OFDM系统的SNR函数与OFDM系统的SNR函数相似，除了SIMO-OFDM系统的接收SNR是通过对所有N_R根接收天线的接收SNR的求和来获得的。SIMO-OFDM系统中的每个子带的接收SNR可表达为：

$\mathrm{\γ}\left(k\right)=10{\log }_{10}\left(\frac{\underset{j=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_j\left(k\right)\right|}^2}{N_0}\right),$ 其中k∈K，(dB)             公式(8)

其中每个子带的发射功率被归一化成1。公式(8)表示计算SISO-OFDM系统中的接收SNR的一种示例性方法。为简化起见，公式(8)假设在所有N_R根接收天线上接收到相同的噪声方差N₀。可修改公式(8)以解决在不同接收天线上接收到的不同噪声方差。还能以本领域中已知的其它方式计算接收SNR。

对于SIMO-OFDM系统，基于公式(8)为N_F个子带确定的接收SNR可用于传输模式的选择。除了接收SNR的计算中的改变之外，可用与OFDM系统所用的相似方式来为SIMO-OFDM系统进行传输模式选择。

4. MIMO系统

对于MIMO系统，多个空间信道由用于数据传输的N_T根发射天线和N_R根接收天线形成。空间处理是在接收器处进行的，也可在发射器处进行以允许所有空间信道上同时的数据传输。接收器处的空间处理还为MIMO信道提供信道响应矩阵H。信道响应矩阵 H的元素是{h_j，i}，j＝1，2，……，N_R且i＝1，2，……，N_T，其中h_j，i是发射天线i和接收天线j之间的耦合或信道增益。可假设MIMO信道为平坦衰落的窄带信道。在此情形中，信道响应矩阵 H的元素是标量，且每个发射-接收天线对之间的耦合h_j，i可由单个标量值来表示。

信道响应矩阵 H可用奇异值分解或特征值分解来分解，以确定MIMO信道的空间信道，这两种方法都是本领域中已知的。然后可基于分解的结果来确定每个空间信道的SNR。可基于多个空间信道的接收SNR来为其上的数据传输选择适当的传输模式。

5. MIMO-OFDM系统

对于MIMO-OFDM系统，可为N_F个子带中的每一个获得一信道响应矩阵H(k)。数据传输可在所有N_T根发射天线的所有N_F个子带上发生。

MIMO-OFDM系统的模型可表达为：

y(k)＝ H(k) x(k)+ n，其中k∈K，            公式(9)

其中， $\underset{\‾}{y}\left(k\right)={[y_1\left(k\right)y_2\left(k\right)\·\·\·y_{N_R}\left(k\right)]}^T$ 是子带k的N_R个所接收码元的矢量；y_j(k)是在接收天线j的子带k上所接收的条目；

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)={[x_1\left(k\right)x_2\left(k\right)\·\·\·x_{N_T}\left(k\right)]}^T$ 是子带k的N_T个发送码元的矢量；x_i(k)是在发

射天线i的子带k上所发送的条目；

H(k)是子带k的信道响应矩阵；以及

n是均值为零、协方差矩阵为 Λ _n＝N₀ I的加性高斯白噪声(AWGN)，其中 I是单位矩阵。

为简化起见，未在公式(9)中同时示出发射器和接收器(可被忽略)两者处OFDM处理的效果。

对于MIMO-OFDM系统，可用众多发送方案来处理和发送数据。每种发送方案可指定(1)发送之前处理数据的方式(即，编码、交织和调制)，(2)发射器(如果有的话)和接收器处的空间处理，以及(3)为每个独立地处理的数据流所使用的传输信道。一些示例性发送方案在下文中描述。

A. 全天线发送方案

对于全天线发送(AAT)方案，一个数据流在所有发射天线的所有子带上发送。对于此方案，首先使用共同的编码和调制方案对要发送的数据进行编码、交织和调制以获取调制码元。然后为N_T根发射天线将调制码元多路分解成N_T个调制码元流 s。对于AAT方案，空间处理不是在发射器处执行的，并且N_T个发送码元流等于N_T个调制码元流(即， x＝ s)。每个发送码元流都是从一根发射天线发送的，并且对应于公式(9)中的矢量 x的N_T个条目中的一个。

由于传播环境中的散射，给定子带k上从N_T根发射天线发送的N_T个发送码元流根据在该子带处的信道响应矩阵 H(k)在接收器处相互干扰。特别地，从一根发射天线发送的给定发送码元流可由所有N_R根接收天线以不同振幅和相位接收。因此每根接收天线所接收的码元流可包括N_T个发送码元流中的每一个的分量。N_R个接收码元流总统将包括所有N_T个发送码元流。但是，这N_T个发送码元流分散在N_R个接收码元流之间。

可使用空间和空-时接收器处理技术在接收器处分离出并恢复发送码元流。每个发送码元流可通过以下步骤来恢复：(1)基于对信道响应的估算组合N_R个接收码元流中该发送码元流的各个分量，以及(2)移除或消去由于其它发送码元流所产生的干扰。每种接收器处理技术都试图(1)对个别的发送码元流解相关，以使没有来自其它发送码元流的干扰，或者(2)在存在噪声和来自其它码元流的干扰的情况下，将每个恢复的码元流的SNR最大化。每个恢复的码元流被进一步处理(例如，解调、解交织和解码)以获取已解码的数据。

一种可用来恢复发送码元流的空间接收器处理技术是线性迫零(ZF)均衡器。该线性ZF均衡器具有响应 W _ZF(k)，可如下获得：

W _ZF(k)＝ H(k)( H ^H(k) H(k))^-1，其中k∈K。              公式(10)

恢复的码元流是对发送码元流 x的估算，可如下获得：

$\widehat{\underset{\‾}{x}}\left(k\right)={\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{ZF}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{y}\left(k\right)=\underset{\‾}{x}\left(k\right)+{\underset{\‾}{W}}_{\mathrm{ZF}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{n},$ 其中k∈K。                     公式(11)

如公式(11)的右侧所示，恢复的码元流 包含发送码元流 x加上已过滤的噪声W _ZF ^H(k) n，后者一般与协方差矩阵∑_nN₀ W _ZF ^H W _ZF相关。

还可使用其它空间和空-时接收器处理技术来恢复发送码元流，这是在本发明的范围之内的。这些其它接收器处理技术中的某一些在2001年11月6日提交的，题为“Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)CommunicationSystem”(多址多输入多输出(MIMO)通信系统)，并转让给本申请的受让人的美国专利申请第09/993,087号中描述。

对于AAT方案，在接收器处采用线性ZF均衡器，则每个发射天线的每个子带的接收SNR可表达为：

${\mathrm{\γ}}_j\left(k\right)={10\log }_{10}\left(\frac{{\left|{\underset{\‾}{w}}_j^H\left(k\right){\underset{\‾}{h}}_j\left(k\right)\right|}^2}{N_0}\right),$ 其中k∈K且j∈J，(dB)                 公式(12)

其中 w _j(k)是 W _ZF(k)的第j列，γ_j(k)是发射天线j的子带k的接收SNR，且J＝{1，2，…N_R}。公式(12)表示计算MIMO-OFDM系统中的接收SNR的一种示例性方法，其中在接收器处使用线性ZF均衡器。一般而言，接收SNR取决于选择使用的特定接收器处理技术，并可以用本领域中已知的其它方式来计算。

图5A示出具有频率选择性衰落的MIMO-OFDM系统中的N_T根发射天线的接收SNR的示例性曲线图。每根发射天线j的信道响应由 h _j(k)给出，其中k∈K且j∈J，且 h _j(k)是矩阵 H(k)的第j列，并且包括用于N_R根接收天线的N_R个元素。对于具有信道响应 h _j(k)和噪声方差N₀的每根发射天线j，N_F个子带的接收SNR的曲线标图510可如公式(12)中所示地计算。如图5A中所示，因为N_T根发射天线的独立衰落，它们的接收SNR曲线图510a到510t可能是不同的。

图5B示出用于对图5A中所示的MIMO-OFDM系统进行建模的等效系统中的接收SNR的曲线图520。该等效系统具有通过510a到510t的N_T个接收SNR的级联所形成的SNR响应。可用上述方式为该等效系统计算平均SNR和SNR方差。然后可如上所述，使用平均SNR和SNR方差来为N_T根发射天线的N_F个子带上的数据传输确定传输模式。

B. 每天线的发送方案

对于每天线的发送(PAT)方案，一个数据流在每根发射天线的所有子带上发送。对于此方案，首先为N_T根发射天线将要发送的数据多路分解成N_T个数据流。然后每个数据流被单独编码、交织和调制，以提供对应的调制码元流。数据率及编码和调制方案对于N_T个数据流可能是相同或不同的。对于PAT方案，不在发射器处进行空间处理，且N_T个发送码元流等于N_T个调制码元流(即， x＝ s)。每个发送码元流都是从一根发射天线发送的，并且对应于公式(9)中的矢量 x的N_T个条目中的一个。

在接收器处，可使用空间或空-时接收器处理技术来恢复N_T个调制码元流。接收器可利用线性迫零(ZF)均衡器或某一其它类型的均衡器。如果使用线性ZF均衡器，那么此均衡器的 W _ZF(k)可如公式(10)中所示地确定，并可用于如公式(11)所示地恢复发送码元流。随即可如公式(12)中所示地为每根发射天线计算接收SNR。

或者，可使用逐次调零/均衡和干扰消去接收器处理技术来恢复N_T个发送码元流，该技术亦称为逐次干扰消去(SIC)处理技术。SIC处理技术使用空间或空-时接收器处理，试图每级一个流地恢复N_T个发送码元流。当每一个发送码元流被恢复时，可估算已恢复的码元流所引起的对其余尚未恢复的发送码元流的干扰，并从接收码元流中消去，以获得经修正的码元流。然后，经修正的码元流由下一级处理以恢复下一个发送码元流。

N_T个发送码元流可以按各种顺序来恢复。一般而言，第一级所恢复的发送码元流受到最大的干扰，并且达到该流的最坏可能的接收SNR，最后一级所恢复的发送码元流受到最小的干扰，并且达到该流的最好可能的接收SNR。为简化起见，以下描述假设N_T个发送码元流是以升序恢复的(即，从发射天线1发送的发送码元流首先被恢复，从发射天线2发送的发送码元流其次被恢复，依此类推)。

对于SIC接收器的第λ级，要恢复从第λ根发射天线发送的发送码元流，其中1∈L且L＝{1，2，…N_T}，假设来自(λ-1)个先前已恢复的码元流的干扰已被消去。可用适当的匹配滤波器 w _λ(k)为要在此级恢复的发送码元流将来自其它(N_T-λ)个尚未恢复的发送码元流的干扰最小化(即，调零)。匹配滤波器 w _λ(k)包括用于N_R根接收天线的N_R个元素，其中每个元素都是N_F个子带的N_F个系数的矢量。因此，SIC接收器的每一级都类似于一个(1，N_R)SIMO-OFDM系统。

可基于第λ级的简化信道响应矩阵 H _λ(k)获得该级的匹配滤波器 w _λ(k)。因为在每一级恢复和消去一个发送码元流，所以对于每一级可将信道响应矩阵 H(k)减少一列。对于第λ级，简化信道响应矩阵 H _λ(k)是N_R×(N_T-λ+1)的矩阵，其中(λ-1)个先前恢复的码元流的发射天线的(λ-1)列从原始的矩阵 H(k)中移除。

如公式(10)中所示，可基于简化信道响应矩阵 H _λ(k)来推导第λ级的ZF均衡器响应矩阵 W _ZF，λ(k)。但是，因为每级的 H _λ(k)是不同的，所以每级的 W _ZF，λ(k)也是不同的。第λ级中要恢复的发送码元流的匹配滤波器 w _λ(k)可表达为w _λ(k)＝ w _ZF，λ(k)，其中 w _ZF，λ(k)对应于第λ根发射天线，并且是为第λ级推导的ZF均衡器响应矩阵的第一列。

然后可获得第λ根发射天线的恢复的码元流_λ如下：

${\hat{x}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{\λ}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{y}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)={\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{\λ}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)x_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)+{\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{\λ}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{n}$ 公式(13)

其中x_λ(k)表示在第λ级中恢复的发送码元流； y _λ(k)表示为第λ级修正的接收码元流，其中由于(λ-1)个先前恢复的码元流所产生的干扰已被移除。

SIC接收器的第λ级的空间或空-时处理可提供(N_T-λ+1)个恢复的码元流{_j}，其中j＝λ，λ+1，…N_T。(N_T-λ+1)个恢复码元流中的一个(例如，对应于第λ根发射天线的那一个)被选择来进行进一步处理，以获得该码元流的已解码数据。SIC处理技术在前述的美国专利申请第09/993,087号和2002年6月20日提交的，题为“Rate Control for Multi-Channel Communication Systems”(多信道通信系统的速率控制)，并转让给本申请的受让人的美国专利申请第10/176,567号中更详细地描述。

通常，SIC接收器的一个重要的考虑因素是恢复发送码元流的顺序。如果对所有N_T根发射天线使用同样的传输模式，那么对于每一级，达到最高接收SNR的接收码元流可被选择以进行解码。但是，采用本发明中所描述的传输模式选择技术，发射天线的传输模式可被单独选择。

对于PAT方案，在接收器处采用线性ZR均衡器，每根发射天线的每个子带的接收SNR可表达为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)={10\log }_{10}\left(\frac{{\left|{\underset{\‾}{w}}_{\mathrm{\λ}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{\λ}}\left(k\right)\right|}^2}{N_0}\right),$ 其中k∈K且l∈L，(dB)                    公式(14)

其中γ_λ(k)是发射天线λ的子带k的接收SNR；并且

w _λ(k)是基于第λ级的ZF均衡器响应矩阵 W _ZF，λ(k)获得的。公式(14)表示计算具有使用线性ZF均衡器的SIC的MIMO-OFDM系统中的接收SNR的一种示例性方法。同样，接收SNR取决于选择使用的特定接收器处理技术，并能以本领域已知的其它方式计算。

图6示出具有频率选择性衰落的MIMO-OFDM系统中的N_T根发射天线的接收SNR的示例性曲线图。对于每根发射天线，可基于信道响应 h _λ(k)、匹配滤波器w _λ(k)和噪声方差N₀，如公式(14)中所示地计算N_F个子带的接收SNR的曲线图610。如图6中所示，因为N_T根发射天线的独立衰落，这些发射天线的接收SNR曲线图610a到610t可能不同。可基于该发射天线的N_F个子带的接收SNR，为每根发射天线计算平均SNR和SNR方差。然后如上所述，每根发射天线的平均SNR和SNR方差可用于为该发射天线的N_F个子带上的数据传输确定合适的传输模式。对于PAT方案，可为从N_T根发射天线发送的N_T个数据流中的每一个独立执行传输模式选择。

C. 每特征模式的发送方案

对于每特征模式的发送(PET)方案，一个数据流是在每个宽带特征模式(下文描述)上发送的。对于此方案，首先为N_T个宽带特征模式将要发送的数据多路分解成N_T个数据流(假设N_S＝N_T)。然后每个数据流被独立地编码、交织和调制，以提供对应的调制码元流。对于N_T个数据流，数据率及编码和调制方案可能相同或不同。然后在发射器处对N_T个调制码元流进行空间处理，以获取N_T根发射天线的N_T个发送码元流。

每个子带的信道响应矩阵 H(k)可被分解以获取该子带的N_T个特征模式。这可以通过对 H(k)进行奇异值分解或对 H(k)的相关矩阵进行特征值分解来实现，其中R(k)＝ H ^H(k) H(k)。对 H(k)的奇异值分解可表达为：

H(k)＝ U(k) ∑(k) V ^H(k)，其中k∈K，           公式(15)

其中 U(k)是 H(k)的左特征向量的(N_R×N_R)的酉矩阵；

∑(k)是 H(k)的奇异值的(N_R×N_T)的对角矩阵；并且

V(k)是 H(k)的右特征向量的(N_T×N_T)的酉矩阵。

酉矩阵的特征是性质 M ^H M＝I。奇异值分解由Gilbert Strang在1980年Academic出版社的题为“Linear Algebra and It’s Application”(线性代数及其应用)第二版中描述。

每个对角矩阵 ∑(K)中的奇异值可被排序，其中k∈K，使得第一列包含最大的奇异值，第二列包含次大的奇异值，依此类推(即， ${\mathrm{\σ}}_1\≥{\mathrm{\σ}}_2\≥\·\·\·\≥{\mathrm{\σ}}_{N_T},$ 其中σ_i是排序以后的 ∑(k)的第i列中的特征值)。当每个矩阵 ∑(k)的奇异值都己被排序，则该子带的相关联酉矩阵 V(k)和 U(k)的特征向量也被相应排序。宽带特征模式可被定义为排序以后所有N_F个子带的同阶特征模式组(即，第m个宽带特征模式包括所有N_F个子带的第m个特征模式)。主宽带特征模式包括排序以后每个矩阵 ∑(k)中最大的奇异值。(宽带特征模式还可被称为空间信道。)

排序通常导致主宽带特征模式的奇异值具有较小的可变性(即，较小的SNR方差)，而最差宽带特征模式的奇异值具有较大的可变性。这是有利的，因为对于具有较高传输容量的较佳的宽带特征模式将要求较小的补偿因子。

发射器对N_T个调制码元流s所执行的以获取N_T个发送码元流 x的空间处理可表达为：

x(k)＝ V(K) s(k)，其中k∈K。                             公式(16)

在接收器处，可对N_R个接收码元流 y进行处理以恢复N_T个调制码元流，如下：

(k)＝ ∑ ^-1(k) U ^H(k) y(k)＝ s(k)+ ∑ ^-1(k) U ^H(k) n，其中k∈K。    公式(17)

PET方案的发射器和接收器处的空间处理在上述美国专利申请第09/993,087号以及于2002年10月25日提交的，题为“MIMO-WLAN System”(MIMO-WLAN系统)，并且转让给本申请的受让人的美国专利申请第60/421,309号中有详细描述。

对于PET方案，每个宽带特征模式的子带的接收SNR可表达为：

${\mathrm{\γ}}_m\left(k\right)={10\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\σ}}_m^2\left(k\right)}{N_0}\right),$ 其中k∈K且m＝1，2，…N_T，(dB)            公式(18)

其中σ_m(k)是宽带特征模式m的子带k的奇异值：并且

γ_m(k)是宽带特征模式m的子带k的接收SNR。

公式(18)假设为每个宽带特征模式使用归一化的发射功率1.0。公式(18)表示计算在宽带特征模式上传输数据的MIMO-OFDM系统中的接收SNR的一种示例性方法。接收SNR还可用本领域中已知的其它方式来计算。

PET方案的N_T个宽带特征模式的接收SNR可用类似于图6中用于PAT方案的方式来绘制。可基于为该宽带特征模式的N_F个子带计算的SNR来为每个宽带特征模式计算平均SNR和SNR方差。然后可用每个宽带特征模式的平均SNR和SNR方差为该宽带特征模式的N_F个子带上的数据传输确定适当的传输模式。对于PET方案，可为分别在N_T个宽带特征模式上发送的N_T个数据流中的每一个独立地执行传输模式的选择。

D. 射束控制方案

对于射束控制方案，一个数据流在主宽带特征模式上以全功率、并使用来自此宽带特征模式的主特征向量 v ₁(k)的相位信息来发送，其中k∈K。对于此方案，首先处理该数据流以获取调制码元流，随即在发射器处处理该调制码元流以为N_T根发射天线获取N_T个发送码元流。射束控制方案的发射器和接收器处的处理在于2002年10月25日提交的，题为“Channel Estimation and Spatial Processing for TDDMIMO Systems”(TDD MIMO系统的信道估算和空间处理)，并且转让给本申请的受让人的美国临时专利申请第60/421,428号中有详细描述。

E. 分集发送方案

对于分集发送方案，一个数据流是从多个子带和/或发射天线发送以达到较高的可靠性。可为MIMO和MIMO-OFDM系统实现各种分集发送方案，其中的一些在下文中描述。这些方案试图通过在从多根发射天线发送的多个信号之间建立正交性来实现发送分集。所发送信号之间的正交性可在频率、时间、空间或其任意组合中达到。

对于频率分集方案，对数据流进行处理以获取调制码元流，且每个调制码元在多个子带上发送以对抗频率选择性衰落。对于MIMO-OFDM系统，还可从多根天线发送每一个调制码元来实现空间分集。一般而言，可在任意个数的子带和任意个数的发射天线上发送每一个调制码元。较多的子带和/或发射天线对应于较大的冗余度和在接收器处正确接收的提高的可能性，代价是降低的效率。

对于Walsh分集方案，对数据流进行处理以获取一调制码元流，然后从多根发射天线冗余地发送此调制码元流。为实现从多根发射天线发送的信号之间的正交性，对多根发射天线中的每一个用一种不同的正交函数或代码来对调制码元进行时扩时。正交函数可以是Walsh函数、正交可变扩频因子(OVSF)码等等。

对于空-时发送分集(STTD)方案，两个独立的码元流是同时从两根发射天线发送的，同时在接收器处保持正交性。这两个码元流可包括来自一个或两个数据流的调制码元。STTD方案操作如下。假设要在分散的时刻在给定的子带上发送两个调制码元，记为s₁和s₂。发射器生成两个矢量 ${\underset{\‾}{x}}_1={\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2^{*}\end{array}\right]}^T$ 和 ${\underset{\‾}{x}}_2={\left[\begin{array}{cc}{s}_2& -s_1^{*}\end{array}\right]}^T.$ 每个矢量包括要在两个OFDM码元周期中分别从一发射天线(即，矢量 x ₁从天线1发送，矢量 x ₂从天线2发送)连续发送的两个元素。

Walsh-STTD方案使用上述Walsh分集和STTD的组合。Walsh-STTD方案可在具有两根以上发射天线的系统中使用。对于重复Walsh-STTD方案，为要在给定子带上从两根发射天线发送的每对调制码元生成两个发送矢量 ${\underset{\‾}{x}}_1={\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2^{*}\end{array}\right]}^T$ 和 ${\underset{\‾}{x}}_2={\left[\begin{array}{cc}{s}_2& -s_1^{*}\end{array}\right]}^T.$ 也使用Walsh函数在多对发射天线上重复这两个发送矢量，来实现多个发射天线对上的正交性，并提供额外的发送分集。对于非重复Walsh-STTD方案，为要在给定子带上从两根发射天线发送的每对调制码元生成两个发送矢量 ${\underset{\‾}{x}}_1={\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2^{*}\end{array}\right]}^T$ 和 ${\underset{\‾}{x}}_2={\left[\begin{array}{cc}{s}_2& -s_1^{*}\end{array}\right]}^T.$ 可为多对发射天线生成多对发送矢量(例如，可为一发射天线对生成 x ₁和 x ₂，为另一发射天线对生成 ${\underset{\‾}{x}}_3={\left[\begin{array}{cc}{s}_4& s_3^{*}\end{array}\right]}^T$ 和 ${\underset{\‾}{x}}_4={\left[\begin{array}{cc}{s}_4& -s_1^{*}\end{array}\right]}^T).$ 每一对发送矢量是用一个不同的Walsh函数来处理的，以在多个发射天线对上实现正交性。

频率分集方案，即Walsh分集方案、STTD方案和Walsh-STTD方案，及这些分集方案在发射器和接收器处的处理在于2002年6月24日提交的，题为“DiversityTransmission Modes for MIMO OFDM Communication System”(MIMO OFDM通信系统的分集发送模式)，并转让给本申请的受让人的美国专利申请第10/179,439号中有详细描述。分集发送方案可用于各种情形中，诸如(1)为开销信道(例如，广播、寻呼及其它公共信道)实现较高可靠性，(2)没有通信链路的信息可用于使用更频谱有效的发送方案的任何时候，(3)当信道状态差到(例如，在某些移动性条件以下)不能够支持更频谱有效的发送方案时，以及(4)对于其它情况。

可使用给定的分集方案并发地发送一个或多个数据流。对于每个数据流，可计算用于发送该数据流的每个子带的SNR。然后用于每个数据流的多个子带的接收SNR可用来为该数据流选择传输模式。

F. 多信道发送方案

对于多信道发送(MCT)方案，一个或多个数据流是在发射器处独立地处理的，以提供一个或多个对应的调制码元流。然后每个调制码元流可在各自的一组传输信道上发送。每个传输信道组可包括：

1.单根发射天线或空间信道的多个子带；

2.多根发射天线或空间信道的单个子带；

3.多根发射天线或空间信道的多个子带；

4.若干传输信道的任意组合；或者

5.所有传输信道。

可独立地选择每个独立处理的数据流的传输模式，从而达到提高的性能(例如，高吞吐量)。

还可实现其它处理方案，并且这是在本发明的范围之内的。作为一些例子，一个数据流可在(1)所有宽带特征模式的所有子带上，(2)从所有发射天线的每一个子带上，或(3)一组所分配的子带上的每一个或所有发射天线上发送。

6. 系统

图7示出MIMO-OFDM系统中的基站710和终端750的一个实施例的框图。基站710可用作图1中的发射器110，终端750可用作图1中的接收器150。为简化起见，图7仅示出从基站到终端的下行链路(即，前向链路)上的数据传输。

在基站710处，从数据源712向TX数据处理器720提供话务数据。TX数据处理器720将通信量数据多路分解成N_D个数据流，其中N_D≥1，并进一步对每个数据流进行格式化、编码、交织和调制，以提供对应的调制码元流。每个数据流的数据率、编码和调制可分别由控制器740提供的数据率控制、编码控制和调制控制来确定。TX数据处理器720向TX空间处理器728提供N_D个调制码元流。

TX空间处理器728根据所选择的发送方案(例如，AAT、PAT、或PET)来处理N_D个调制码元流，以提供N_T个发送码元流。TX空间处理器728还可接收导频码元并将其与发送码元多路复用。TX空间处理器728向N_T个发射器单元(TMTR)730a到730t提供N_T个发送码元流。

每个发射器单元730对其发送码元流进行OFDM处理以提供对应的OFDM码元流，该码元流被进一步处理以生成适合通过无线通信链路传输的已调制信号。然后来自发射器单元730a到730t的N_T个已调制信号分别经由N_T根天线732a到732t发送。

在终端750，所发送的信号由N_R根天线752a到752r中的每一个所接收，从每根天线的所接收的信号被提供给相关联的接收器单元(RCVR)754。每个接收器754对其所接收到的信号进行调节和数字化以提供样值流，该样值流被进一步处理以提供对应的接收码元流。然后来自接收器单元754a到754t的N_R个接收码元流被提供给接收器处理器760，该处理器包括RX空间处理器762和RX数据处理器764。

RX空间处理器762根据所选择的发送方案来处理N_R个接收码元流，以提供N_D个恢复的码元流，后者是对基站710所发送的N_D个调制码元流的估算。RX数据处理器764随即对每个恢复的码元流进行解码以提供对应的已解码数据流，后者是对基站710所发送的数据流的估算。RX空间处理器762和RX数据处理器764的处理分别与基站710处的TX空间处理器728和TX数据处理器720所执行的处理是互补的。

如图7中所示，RX空间处理器762可导出对某些信道特征(例如，信道响应和噪声方差)的估算，并将信道估算提供给控制器770。RX数据处理器764还可提供每个所接收数据分组的状态。基于从RX空间处理器762和RX数据处理器764接收的各种类型的信息，控制器770使用上述技术为每个独立处理的数据流确定适当的传输模式。控制器770还提供反馈信息，该信息可包括为数据流选择的一组传输模式、信道响应估算、对接收数据分组的ACK和/或NAK等等，或其任意组合。反馈信息由TX数据处理器778和TX空间处理器780处理，由发射器单元754a到754r调节，并从天线752a到752r发回基站710。

在基站710处，来自终端750的已发送信号由天线732a到732t接收，并由RX空间处理器734和RX数据处理器736处理以恢复终端750所发送的反馈信息。该反馈信息随即被提供给控制器740并用于控制对发送到终端750的N_D个数据流的处理。例如，可基于由终端750提供的所选择的传输模式来确定每个数据流的数据率。每个所选择的传输模式的编码和调制方案也由控制器740确定，并由提供给TX数据处理器720和TX空间处理器728的编码和调制控制来指示。所接收的ACK/NAK可用于启动对终端错误地接收的每个数据分组的完全重发或增量发送。对于增量发送，错误地接收的数据分组的一小部分被发送，以允许终端恢复该分组。

控制器740和770分别在基站710和终端750处指导操作。存储器单元742和772分别提供控制器740和770所使用的程序代码和数据的存储。

图8A示出发射器子系统800的框图，该子系统是图7中的基站710的发射器部分的一个实施例。发射器子系统800包括TX数据处理器720x，该处理器是图7中的TX数据处理器720的一个实施例。

对于图8A中所示的实施例，TX数据处理器720x包括多路分解器(Demux)810、N_D个编码器812a到812s、N_D个信道交织器814a到814s、和N_D个码元映射单元816a到816s(即，每个数据流有一组编码器、信道交织器和码元映射单元)。多路分解器810将话务数据(即，信息比特)多路分解成N_D个数据流。N_D个数据流中的每一个都是以被确定为用于该数据流的传输信道组所支持的数据率(如数据率控制所指示)来提供的。每个数据流被提供给一个相应的编码器812。

每个编码器812基于所选择的编码方案(如编码控制所指示)对各自的数据流进行编码以提供代码比特。每个数据流可携带一个或多个数据分组，且每个数据分组通常被单独编码以获得已编码的数据分组。编码增加了数据传输的可靠性。所选择的编码方案可包括循环冗余码校验(CRC)编码、卷积编码、turbo编码、块编码等的任意组合。然后来自每个编码器812的代码比特被提供给各自的信道交织器814，它基于特定的交织方案对代码比特进行交织。如果交织依赖于传输模式，那么控制器740向信道交织器814提供交织控制(如虚线所示)。交织为代码比特提供时间、频率和/或空间分集。然后来自每个信道交织器814的已交织比特被提供给相应的码元映射单元816，它基于所选择的调制方案(如调制控制所指示)映射已交织的比特来获取调制码元。单元816组合每组B个已交织的比特来形成B位的二进制值，其中B≥1，并基于所选择的调制方案(例如，QPSK、M-PSK或M-QAM，其中M＝2^B)进一步将每个B位值映射到特定的调制码元。每个调制码元是由所选择的调制方案所定义的单个星座中的一个复数值。码元映射单元816a到816提供N_D个调制码元流。

每个数据流在一组相应的传输信道上传输，且每个传输信道组可包括任意数量的子带和天线/空间信道及其组合。TX空间处理器728为所选择的发送方案进行所要求的空间处理(如果有的话)。

对于全天线发送方案，一个数据流在所有发射天线的所有子带上发送。仅需要一组编码器812、信道交织器814和码元映射单元816来处理单个数据流。TX空间处理器718随即为N_T根发射天线简单地将调制码元多路分解成N_T个发送码元流。因为不为AAT方案进行空间处理，所以每个发送码元都是一个调制码元。

对于每天线发送方案，一个数据流在每根发射天线的所有子带上发送。可使用N_T组编码器812、信道交织器814和码元映射单元816来处理N_T个数据流(其中N_D＝N_T)，以提供N_T个调制码元流。然后TX空间处理器718简单地将每个调制码元流作为一个发送码元流传递。同样，因为不为PAT方案进行空间处理，所以每个发送码元都是一个调制码元。

对于每特征模式发送方案，一个数据流在每个宽带特征模式的所有子带上发送。可使用N_T组编码器812、信道交织器814和码元映射单元816来处理N_T个数据流(其中N_D＝N_T)，以提供N_T个调制码元流。TX空间处理器728随即对N_T个调制码元流进行如公式(16)中所示的空间处理，以提供N_T个发送码元流。

对于MCP方案，每个数据流通过相应的一组传输信道传输。TX空间处理器728对调制码元进行适当的多路分解和/或空间处理，来为用于该数据流的传输信道组获取发送码元。

TX空间处理器728可进一步接收导频码元，并例如使用时分复用(TDM)或码分复用(CDM)将其与发送码元多路复用。导频码元可在用于传输话务数据的所有传输信道或其子集上发送。TX空间处理器728向N_T个发射器单元730a到730t提供N_T个发送码元流。

图8B示出发射器单元730j的一个实施例，该实施例可用于图7和8A中的发射器单元730a到730t中的每一个。发射器单元730j包括快速傅立叶逆变换(IFFT)单元832、循环前缀生成器834和TX RF单元836。IFFT单元832和循环前缀生成器834形成OFDM调制器。

发射器单元730j接收发送码元流x_j，并组合指定在N_F个子带上发送的每一组N_F个发送码元。IFFT单元832随即使用N_F点的快速傅立叶逆变换将每组N_F个发送码元变换到时域，以获取包含N_F个样值的对应的已变换码元。循环前缀生成器834随即重复每个已变换码元的一部分，来获取包含N_F+N_cp个样值的对应OFDM码元。所重复的部分被称为循环前缀，N_cp指示所重复的样值数(即，循环前缀长度)。循环前缀确保在存在由频率选择性衰落引起的多径延迟扩展的情况下OFDM码元保持其正交性的性质。循环前缀生成器834提供OFDM码元流，由TXRF单元836对其进行进一步处理(例如，转换成一个或多个模拟信号、放大、过滤和上变频)以生成已调制码元。

含或不含OFDM的MIMO系统的编码、调制和空间处理在以下的美国专利申请中有更详细的描述：

·前述美国专利申请第09/993,087号；

·于2001年5月11日提交的，题为“Method and Apparatus for Processing Datain a Multiple-Input Nultiple Output(MIMO)Communication System Utilizing ChannelState Information”(在利用信道状态信息的多输入多输出(MIMO)通信系统中处理数据的方法和装置)的美国专利申请第09/854,235号；

·分别于2001年3月23日和2001年9月18日提交的，均题为“Method andApparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless CommunicationSystem”(在无线通信系统中利用信道状态信息的方法和装置)的美国专利申请第09/776,075和09/956,449号；

·于2001年2月1日提交的，题为“Coding Scheme for a Wireless CommunicationSystem”(用于无线通信系统的编码方案)的美国专利申请第09/776,075号；

·于2000年3月30日提交的，题为“High Efficiency，High PerformanceCommunications System Employing Multi-Carrier Modulation”(使用多载波调制的高效率、高性能的通信系统)的美国专利申请第09/532,492号；以及

·前述的美国临时专利申请第60/421,309号。

这些专利申请均被转让给本申请的受让人。还可实现发射器子系统800的其它设计，并且是在本发明的范围之内。

图9A示出接收器子系统900x的框图，它是图7中的终端750的接收器部分的一个实施例。从基站710发送的信号由天线752a到752r接收，从每一根天线所接收的信号被提供给一个相应的接收器单元754。

图9B示出接收器单元754i的一个实施例，该实施例可用于图7和9A中的接收器单元754a到754r中的每一个。接收信号由RX RF单元912调节(例如，放大、过滤和下变频)和数字化以提供样值流。然后循环前缀移除单元914移除每个接收OFDM码元中的循环前缀以提供对应的接收的已变换码元。然后快速傅立叶变换(FFT)单元916使用快速傅立叶变换将每个接收的已变换码元变换到频域，以获取N_F个子带的一组N_F个接收码元。接收码元是对基站所发送的发送码元的估算。FFT单元916为由接收器单元754i正在处理的接收信号提供接收码元流y_i。

回到图9A，接收器单元754a到754r向处理器762x提供N_R个接收码元流。在处理器762x内部，RX空间处理器920对N_R个接收码元流进行空间或空-时处理，以提供N_D个恢复码元流，它们是对N_D个调制码元流的估算。RX空间处理器920可实现线性ZF均衡器、信道相关矩阵求逆(CCMI)均衡器、最小均方误差(MMSE)均衡器、MMSE线性均衡器(MMSE-LE)、决策反馈均衡器(DFE)、或某一其它均衡器，这在前述美国专利申请第09/993,087、09/854,235、09/826,481和09/956,44号中有详细描述。

RX数据处理器764x从RX空间处理器920接收N_D个恢复码元流。每个恢复码元流都被提供给一个相应的码元解映射单元932，该单元根据与用于该流的调制方案互补的解调方案，对恢复码元进行解调，如由控制器770所提供的解调控制所指示。来自每个码元解映射单元932的已解调数据流随即由相关联的信道解交织器934以与在基站处为该数据流所进行的方式互补的方式进行解交织。如果交织是依赖于传输模式的，那么控制器770向信道解交织器934提供解交织控制，如虚线所示。来自每个信道解交织器934的已解交织数据进一步由相关联的解码器936以与在基站710处所进行的方式互补的方式进行解码，如由控制器770所提供的解码控制所指示。例如，如果在基站处进行了turbo或卷积编码，则可为解码器936分别使用turbo解码器或Viterbi解码器。来自每个解码器936的已解码数据流表示对所发送数据流的估算。解码器936还可提供每个接收数据分组的状态(例如，指示正确还是错误地接收了该分组)。解码器936还可为错误地解码的分组存储已解调数据，以使此数据可与来自后续的增量发送的数据组合并被解码。

在图9A中所示的实施例中，信道估算器922估算信道响应和噪声方差(例如，基于所接收的导频码元)，并向控制器770提供信道估算。控制器770实现图2中的传输模式选择器166，执行涉及传输模式选择的各种功能，并基于信道估算为每个数据流确定适当的传输模式。存储器单元772可存储所支持的传输模式及其所要求的SNR的查找表774。

图10示出接收器子系统900y的框图，该子系统是图7中的终端750的接收器部分的另一个实施例。接收器子系统900y包括接收器处理器760y，后者执行SIC处理，并且是图7中的接收器处理器760的一个实施例。为简化起见，以下对接收器处理器760y的描述用于每天线发送方案。

对于图10中所示的实施例，接收器处理器760y包括若干相继的(即，级联的)接收器处理级1010a到1010t，每个要恢复的调制码元流对应于一级。每个接收器处理级1010(除了最后一级1010t之外)都包括空间处理器1020、RX数据处理器1030、干扰消去器1040。最后一级1010t仅包括空间处理器1020t和RX数据处理器1030t。每个RX数据处理器1030都包括码元解映射单元、信道解交织器和解码器，如图9A中所示。

对于第一级1010a，空间处理器1020a接收并处理来自接收器单元754a到754r的N_R个接收码元流 y ¹，以提供N_T个恢复码元流  ¹。空间处理器1020可实现空间或空-时均衡器，诸如线性ZF均衡器、CCMI均衡器、MMSE均衡器、MMSE-LE或DFE等。例如，空间处理器1020a可进行如公式(13)中所示的空间处理。一个恢复码元流被选择用来进行解码，空间处理器1020a向RX数据处理器1030a提供所选择的恢复码元流₁。处理器1030a还处理(例如，解调、解交织和解码)所选择的恢复码元流₁，以提供对应的已解码数据流

空间处理器1020a还可提供对信道响应的估算 H(k)，各级使用该估算来进行空间或空-时处理。

对于第一级1010a，向干扰消去器1040a提供N_R个接收码元流 y ¹。干扰消去器1040a还接收和处理(例如，编码、交织和解调)来自RX数据处理器1030a的已解码数据流

以提供已重新调制的码元流 它是对刚才所解码的恢复码元流x₁的估算。已重新调制的码元流

在时域或频域被进一步处理以导出对由于此恢复码元流₁所引起的干扰分量 i ¹的估算。然后从第一级的接收码元流 y ¹减去该干扰分量 i ¹，以获取N_R个已修正的码元流 y ²，它包括除了被消去的干扰分量以外的全部。然后N_R个已修正的码元流 y ²被提供给下一级。

对于从第二级1010b到最后一级1010t的每个后续级λ，该级的空间处理器1020接收和处理来自前一级中的干扰消去器1040的N_R个已修正码元流 y ^λ，来为该级提供恢复码元流  ^λ。对于每一级λ，由RX数据处理器1030选择一个恢复码元流_λ并对其进行解码，以提供对应的已解码数据流

对于从第二级到倒数第二级的每一级λ，该级中的干扰消去器接收来自前一级中的干扰消去器的N_R个已修正码元流 y ^λ和来自同一级内的RX数据处理器的已解码数据流 导出由于在该级中所解码的恢复码元流所产生的N_R个干扰分量 i ^λ，从已修正码元流 y ^λ中减去该干扰分量 i ^λ，并为下一级提供N_R个已修正码元流 y ^λ+1。

SIC接收器处理技术在前述美国专利申请第09/993,087和09/854,235号中有更详细的描述。

为清楚起见，以上对若干种特定的多信道通信系统(例如，具有全天线、每天线和每特征模式发送方案的OFDM系统和MIMO-OFDM系统)描述了若干种传输模式选择技术。对接收SNR的计算对于不同类型的通信系统来说可能不同，对于不同的接收器处理技术来说也可能不同。为清楚起见，以上描述了计算接收SNR的示例性方法。还可使用本领域中已知的其它方法来计算接收SNR，并且这是在本发明范围之内的。

图7到10示出一种示例性设计，其中接收器发回为数据流所选择的传输模式。还可实现其它设计，并且它们是在本发明的范围之内。例如，信道估算(而非传输模式)可被发送到发射器，然后发射器可基于这些信道估算为数据流确定传输模式。

为简化起见，图7到10示出下行链路上的数据传输的传输模式选择。上行链路上的数据传输的传输模式选择可用类似的方式进行。例如，可为终端750使用发射器子系统800，并可为基站710使用接收器子系统900x和900y。

本发明中所描述的各种发射器模式选择技术可用各种手段来实现。例如，可用硬件、软件或其组合来实现这些技术。对于硬件实现，为传输模式选择所使用的各个单元可用一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计成执行本发明中描述的功能的其它电子单元、或其组合来实现。

对于软件实现，传输模式选择可用执行本发明中所描述的功能的模块(例如，过程、功能等等)来实现。这些软件代码可存储在存储器单元中(例如，图7中的存储器单元742或772)，并由处理器(例如，控制器740或770)执行。存储器单元可在处理器内部实现，或可在处理器外部，在后一种情形中存储器单元可经由本领域中已知的各种装置通信上耦合到处理器。

提供上文对所揭示的各个实施例的描述以使本领域技术人员能够制作或使用本发明。对本领域技术人员而言，对这些实施例的各种修改将是非常显而易见的，且本发明中所定义的一般原理可被应用于其它实施例而不会偏离本发明的精神和范围。因此。本发明不受此处所示实施例的限制，而是和与此处所揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛范围相符合。

Claims (37)

1.一种为多信道通信系统中的数据传输确定传输模式的方法，包括：

对用于所述数据传输的多个传输信道中的每一个获取一信噪比(SNR)估算；

基于对所述多个传输信道的SNR估算计算平均SNR；

确定补偿因子；以及

基于所述平均SNR和所述补偿因子，确定所述数据传输的传输模式。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述SNR估算和平均SNR的单位是分贝。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述数据传输的传输模式指示要用于所述数据传输的特定数据率、特定编码方案、和特定调制方案。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

基于所述平均SNR和所述补偿因子计算工作SNR，并且其中，所述数据传输的传输模式是与小于或等于所述工作SNR的所要求SNR相关联的。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述传输模式所要求的SNR是基于加性高斯白噪声(AWGN)信道来确定的。

6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述多信道通信系统支持一组传输模式，且所述数据传输的传输模式是与小于或等于所述工作SNR的最高要求SNR相关联的。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

为所述多个传输信道计算所述SNR估算的方差，并且其中，所述补偿因子是基于所述方差来确定的。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述补偿因子等于通过将所述SNR估算的方差乘以一比例缩放因子而获得的值。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述比例缩放因子是基于所述多信道通信系统的一个或多个特征来选择的。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述一个或多个特征涉及用于所述数据传输的交织、分组大小、编码方案的类型、或其组合。

11.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述补偿因子还是基于所述平均SNR来确定的。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述补偿因子是基于所述平均SNR来确定的。

13.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述补偿因子是一固定值。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多信道通信系统是正交频分多路复用(OFDM)通信系统，并且其中，所述多个传输信道对应于多个子带。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多信道通信系统是多输入多输出(MIMIO)通信系统，并且其中，所述多个传输信道对应于多个空间信道。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多信道通信系统是利用正交频分多路复用(OFDM)的多输入多输出(MIMO)通信系统。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个传输信道对应于至少一个空间信道的多个子带。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个传输信道对应于至少一根发射天线的多个子带。

19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个传输信道对应于多根发射天线的多个子带。

20.一种多信道通信系统中的设备，包括：

用于为数据传输所使用的多个传输信道中的每一个获取信噪比(SNR)估算的装置；

用于基于对所述多个传输信道的SNR估算计算平均SNR的装置；

用于确定补偿因子的装置；以及

用于基于所述平均SNR和所述补偿因子确定所述数据传输的传输模式的装置。

21.如权利要求20所述的设备，其特征在于，还包括：

用于基于所述平均SNR和所述补偿因子来计算工作SNR的装置，且其中，所述数据传输的传输模式是与低于或等于所述操作SNR的所要求SNR相关联的。

22.如权利要求20所述的设备，其特征在于，还包括：

用于计算对所述多个传输信道的SNR估算的方差的装置，且其中，所述补偿因子是基于所述方差来确定的。

23.如权利要求22所述的设备，其特征在于，所述补偿因子还是基于一比例缩放因子来确定的。

24.如权利要求20所述的设备，其特征在于，还包括：

用于存储所述多信道通信系统所支持的一组传输模式和所述组中的每一个传输模式所要求的SNR的装置。

25.一种多信道通信系统中的接收器单元，包括：

一信道估算器，用于为数据传输所使用的多个传输信道提供信道估算；以及

一控制器，用于基于所述信道估算来为所述多个传输信道中的每一个获取信噪比(SNR)估算、基于对所述多个传输信道的SNR估算计算平均SNR、确定补偿因子、以及基于所述平均SNR和所述补偿因子确定所述数据传输的传输模式。

26.如权利要求25所述的接收器单元，其特征在于，所述控制器还用于计算对所述多个传输信道的SNR估算的方差，且其中，所述补偿因子是基于所述方差来确定的。

27.如权利要求26所述的接收器单元，其特征在于，所述补偿因子还是基于一比例缩放因子来确定的。

28.如权利要求25所述的接收器单元，其特征在于，还包括：

一存储器单元，用于存储所述多信道通信系统所支持的一组传输模式和所述组中每一个传输模式所要求的SNR。

29.一种制品，包括：

用于为数据传输所使用的多个传输信道中的每一个获取信噪比(SNR)估算的代码；

用于基于对所述多个传输信道的SNR估算计算平均SNR的代码；

用于确定补偿因子的代码；

用于基于所述平均SNR和所述补偿因子确定所述数据传输的传输模式的代码；以及

一种被配置成存储所述各代码的计算机可用介质。

30.如权利要求29所述的物品，其特征在于，还包括：

用于计算对所述多个传输信道的SNR估算的方差的代码，且其中，所述补偿因子是基于所述方差来确定的。

31.如权利要求30所述的物品，其特征在于，所述补偿因子还是基于一比例缩放因子来确定的。

32.一种为多信道通信系统中的数据传输确定传输模式的方法，包括：

获取对第一数据流所使用的第一多个传输信道中的每一个的信噪比(SNR)估算；

基于对所述第一多个传输信道的SNR估算计算第一平均SNR和第一SNR方差；

基于所述第一SNR方差确定第一补偿因子；

基于所述第一平均SNR和第一补偿因子确定第一数据流的第一传输模式；

获取对第二数据流所使用的第二多个传输信道中的每一个的SNR估算；

基于对所述第二多个传输信道的SNR估算计算第二平均SNR和第二SNR方差；

基于所述第二SNR方差确定第二补偿因子；

基于所述第二平均SNR和第二补偿因子确定第二数据流的第二传输模式。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述第一多个传输信道用于第一天线，且所述第二多个传输信道用于第二天线。

34.如权利要求32所述的方法，其特征在于，所述多信道通信系统是多输入多输出(MIMO)通信系统，且其中，所述第一多个传输信道用于第一空间信道，且所述第二多个传输信道用于第二空间信道。

35.一种为在多信道通信系统中进行传输而对数据进行处理的方法，包括：

获取一传输模式，所述传输模式指示多个传输信道上的数据传输所使用的特定数据率、特定编码方案和特定调制方案，其中，所述传输模式是基于平均信噪比(SNR)和补偿因子来选择的，且其中，所述平均SNR是基于对所述多个传输信道的SNR估算来计算的；

以所述特定数据率接收话务数据；

用所述特定编码方案对所述话务数据进行编码以提供已编码的数据；以及

用所述特定调制方案对所述已编码的数据进行调制，以提供调制码元。

36.一种多信道通信系统中的设备，包括：

用于获取传输模式的装置，所述传输模式指示多个传输信道上的数据传输所使用的特定数据率、特定编码方案和特定调制方案，其中，所述传输模式是基于平均信噪比(SNR)和补偿因子来选择的，且其中，所述平均SNR是基于对所述多个传输信道的SNR估算来计算的；

用于以所述特定数据率接收话务数据的装置；

用于以所述特定编码方案对所述话务数据进行编码以提供已编码数据的装置；以及

用于以所述特定调制方案对所述已编码的数据进行调制以提供调制码元的装置。

37.一种多信道通信系统中的发射器单元，包括：

发送数据处理器，它用于以特定数据率接收话务数据、以特定编码方案对所述话务数据进行编码以提供已编码数据、以及以特定调制方案对所述已编码数据进行调制以提供调制码元，其中，所述特定数据率、编码方案和调制方案是由为多个传输信道上的数据传输所选择的传输模式所指示的，其中，所述传输模式是基于平均信噪比(SNR)和补偿因子来选择的，且其中，所述平均SNR是基于对所述多个传输信道的SNR估算来计算的。

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