CN1941756A - 多分支均衡器处理模块及均衡接收的射频脉冲串的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多分支均衡器处理模块，选择性地激活干扰消除以处理接收的射频脉冲串，包括：信道长度估计模块，用于确定与所述射频脉冲串相关的信道长度，以及所述信道长度与预定信道长度阈值相比不利时时选择性地无效掉干扰消除处理；第一均衡器，基于已知调试序列进行调试，对射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取数据比特；第二均衡器，在与所述射频脉冲串相关的信道长度与所述预定信道长度阈值相比不利时，基于至少所述已知调试序列进行调试，对所述射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取另一数据比特。所述多分支均衡器通过选择性地无效干扰消除以及调整单分支或第一均衡器的均衡器状态数来改进均衡，进而改善信噪比。

Description

多分支均衡器处理模块及均衡接收的射频脉冲串的方法

技术领域

本发明涉及蜂窝无线通讯系统，更具体地，本发明涉及与无线通讯系统内的无线终端处理的接收数据传输相关的有色噪音等干扰的消除。

背景技术

蜂窝无线通讯系统支持全世界大多数地区的无线通信服务。虽然蜂窝无线通信系统最初用于提供语音通信服务，但是现在也支持数据通信。数据通信服务的需求随着大众逐渐的接受和广泛使用互联网而得到极大的发展。以前的数据通信服务都是通过有线网络提供的，而今天的蜂窝无线用户要求他们的无线终端也支持数据通信。许多无线用户都希望能使用他们的蜂窝电话、个人无线数据助理、无线手提电脑和/或其他无线设备上网冲浪、访问邮箱和执行其他的数据通信活动。对于无线通信系统的数据通信需求正随着时间的推移不断增加。因此，现有的无线通信系统正按照这种迅速发展的数据通信需求在不断的改进和发展当中。

蜂窝无线网络包括有“网络基础设施”，与其对应的服务覆盖区内的无线终端无线通信。该网络基础设施一般包括分布在服务区内的多个基站，每个基站均支持各自蜂窝单元(或一组扇区)内的无线通信。基站与基站控制器(BSCs)连接，每个基站控制器控制多个基站。每个基站控制器又与一个移动交换中心(MSC)连接。每个基站控制器一般还直接或间接地与互联网连接。

工作时，每个基站与其单元/扇区覆盖范围内的多个无线终端通信。BSC与基站连接并在MSC与服务基站之间路由语音通信。MSC将语音通信路由至另一个MSC或路由至PSTN。BSC在服务基站与包括或连接因特网的分组数据网络之间路由数据通信。从基站到无线终端的传输称为“正向链路”，而从无线终端到基站的传输称为“反向链路”。

基站与其服务的无线终端之间的无线链路一般根据一个或多个操作标准运行。这些操作标准规定了无线链路的分配、建立、服务和断开的方式。目前业界普遍使用的蜂窝标准是全球移动通讯系统(GSM)标准。GSM标准，或简称GSM，在欧洲甚至全球范围广受欢迎。尽管GSM最初只应用于语音通讯，经过改进其也可以支持数据传输。GSM通用分组无线业务(GPRS)业务以及GMS(或全球)的增强数据率演进(EDGE)业务与GSM共存，共享GSM标准的信道带宽、时间片(slot)结构和时间片时限(slot timing)。GPRS标准和EDGE标准也可以用作其他标准的增强通路(migration path)，例如IS-136和太平洋数字蜂窝标准(PDC)。

为了提高EDGE在200KHz GSM信道下的数据率，除了采用GSM的标准高斯最小频移键控(GMSK)调制外，还采用更高级的调制，如8-PSK(8进制相移键控)。EDGE接受九种不同的(自发地和快速选择地)空间接接口式，又称为调制和编码方案(MCSs)，具有不同程度的错误控制保护。根据应用的瞬时需要，高MCS模式(MCS 5-9)使用8-PSK(高数据率)调制进行空中传输，低MCS模式(MCS 1-4)使用GMSK(低数据率)调制进行空中传输。

当蜂窝电话处于接收模式的时候，同信道和相邻信道的GMSK/8PSK信号以有色噪音出现，甚至在对于处于接收模式下的蜂窝电话接收器来说也是噪音。为了能够更好地接收发送给蜂窝电话的信息，蜂窝电话要尽量消除这些干扰信号。现有的消除这些干扰的技术包括对接收的符号进行信道均衡化。然而，现有的信道均衡化技术不能有效地消除同信号和相邻信道的噪音。因此，需要对该干扰消除技术进行改进。

发明内容

根据本发明的另一个方面，提供一种多分支均衡器处理模块，选择性地激活干扰消除以处理接收的射频脉冲串，包括：

信道长度估计模块，用于：

确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

所述信道长度与预定信道长度阈值相比不利时时选择性地激活干扰消除处理；

第一均衡器，基于已知调试序列进行调试，对射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取数据比特；

第二均衡器，在与所述射频脉冲串相关的信道长度与所述预定信道长度阈值相比不利时，基于至少所述已知调试序列进行调试，对所述射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取另一数据比特。

优选地，所述第二均衡器还能根据从所述射频脉冲串中提取出的再编码数据比特进行调试。

优选地，所述信道长度估计模块在以下情况下选择性地激活干扰消除处理：

与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值与预定的有色噪音阈值相比不利时；

与所述射频脉冲串相关的信噪比与预定信噪比阈值相比不利时。

优选地，所述预定的信道长度阈值基于丘陵信道获得。

优选地，所述信道长度估计模块还基于与所述射频脉冲串相关的信道长度调整所述第一均衡器的均衡器状态数量。

优选地，所述多分支均衡器处理模块还包括：

解交错器，对从所述第一均衡器提取出的数据比特进行解交错；

信道解码器，对包括所述提取出的数据比特的帧进行解码；

再编码器，对所述帧进行再编码以生成再编码数据比特；

交错器，对所述再编码数据比特和所述已知调试序列进行交错，生成再编码脉冲串，其中所述第二均衡器还可基于所述再编码脉冲串进行调试；

所述解交错器对所述另一数据比特进行解交错；

所述信道解码器对包括有至少部分所述另一数据比特的另一帧进行解码。

优选地，由所述信道长度估计模块进行检测以确定何时选择性地激活干扰消除处理的所述接收的射频脉冲串包括第一组射频脉冲串；

由所述第一均衡器和第二均衡器处理的所述接收的射频脉冲串包括第二组射频脉冲串，其中所述第一组射频脉冲串位于所述第二组射频脉冲串之前；

且所述脉冲串组包括：

4个射频脉冲串；或

半速率自适应多速率编码语音的2个脉冲串。

根据本发明的一个方面，提供一种无线终端，包括：

射频前端，用于接收射频脉冲串；

基带处理器，与所述射频前端通信连接，所述基带处理器和射频前端用于从所述射频脉冲串中生成基带信号；

信道长度估计模块，用于：

确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

所述信道长度与预定信道长度阈值相比不利时时选择性地激活干扰消除处理；

多分支均衡器处理模块，与所述基带处理器和模式选择模块连接，所述多分支均衡器处理模块从所述基带处理器接收基带信号，且所述多分支均衡器处理模块进一步包括：

第一均衡器，基于已知调试序列进行调试，对射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取数据比特；

第二均衡器，基于包括所述已知调试序列和再编码数据比特的至少部分再编码的脉冲串进行调试，其中所述至少部分再编码的脉冲串通过处理解码帧生成，所述第二均衡器对所述射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取另一数据比特；

其中，所述基带处理器和多分支均衡器处理模块结合起来用于：

从软决策中生成数据块；或

当与所述射频脉冲串相关的信道长度与所述预定信道长度阈值相比不利时，从另一软决策中生成数据块。

解交错器，对所述数据块进行解交错；

信道解码器，对从所述数据块获得的数据帧进行解码；

再编码器，对所述数据帧进行再编码以生成至少部分再编码的数据块；

交错器，对所述至少部分再编码的数据块进行交错，生成所述至少部分再编码脉冲串。

优选地，所述信道长度估计模块在以下情况下选择性地激活干扰消除处理：

与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值与预定的有色噪音阈值相比不利时；

与所述射频脉冲串相关的信噪比与预定信噪比阈值相比不利时。

优选地，所述预定的信道长度阈值基于丘陵信道获得。

优选地，所述信道长度估计模块还基于与所述射频脉冲串相关的信道长度调整所述第一均衡器的均衡器状态数量。

优选地，由所述信道长度估计模块进行检测以确定何时选择性地激活干扰消除处理的所述接收的射频脉冲串包括第一组射频脉冲串；

由所述第一均衡器和第二均衡器处理的所述接收的射频脉冲串包括第二组射频脉冲串，其中所述第一组射频脉冲串位于所述第二组射频脉冲串之前；

且所述脉冲串组包括：

4个射频脉冲串；或

半速率自适应多速率编码语音的2个脉冲串。

优选地，所述信道长度估计模块还在基于与射频脉冲串相关的信道长度选择性地激活干扰消除时，减少所述第一均衡器地均衡器状态数量。

优选地，所述射频脉冲串包括携带所述数据比特的高斯最小频移键控符号和干扰的8相移键控/高斯最小频移键控符号。

根据本发明的一个方面，提供一种对接收的射频脉冲串进行均衡的方法，包括如下步骤：

检测接收的射频脉冲串以便确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

建立预定信道长度阈值以便选择性地激活干扰消除处理；

确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

比较所述与射频脉冲串相关的信道长度与所述预定的信道长度阈值，当所述与射频脉冲串相关的信道长度与所述预定的信道长度阈值相比不利时，激活干扰消除处理；

使用已知调试序列调试第一均衡器；

使用所述第一均衡器对所述接收的射频脉冲串进行均衡；

对所述射频脉冲串进行解交错；

多所述射频脉冲串进行解码，获得提取出的数据比特；

从所述提取出的数据比特中解码出数据帧；

其中，干扰消除处理包括：

对所述数据帧进行再编码，生成再编码数据比特；

对所述再编码数据比特进行交错；

使用所述已知调试序列和所述再编码数据比特调试第二均衡器；

使用所述第二均衡器对所述接收的射频脉冲串进行均衡，从中提取出另一数据比特；

对所述提取出的另一数据比特进行解交错；

从所述解交错后的另一数据比特中解码出另一数据帧。

优选地，所述方法还包括：

确定与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值；

确定与所述射频脉冲串相关的信道比。

优选地，所述方法还包括：在以下情况下选择性地激活干扰消除处理：

与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值与预定的有色噪音阈值相比不利时；

与所述射频脉冲串相关的信噪比与预定信噪比阈值相比不利时。

优选地，所述方法还包括：基于与所述射频脉冲串相关的信道长度调整所述第一均衡器的均衡器状态数量。

优选地，所述方法还包括：在基于与射频脉冲串相关的信道长度选择性地激活干扰消除时，减少所述第一均衡器地均衡器状态数量。

优选地，接收射频脉冲串与干扰的8相移键控/高斯最小频移键控无线通信有关。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是根据本发明支持多个无线终端的蜂窝无线通信系统的一部分的示意图；

图2是根据本发明构建的无线终端的功能框图；

图3是一个GSM帧的结构以及由该GSM帧传送数据块的方式的示意图；

图4是下行链路传输形式的示意图；

图5是从一系列的射频脉冲串信号中恢复数据块的过程示意图；

图6是从一系列的射频脉冲串信号中恢复语音数据的过程示意图；

图7是从数据或语音帧信号中恢复脉冲串的过程示意图；

图8A是无线终端在接收和处理射频脉冲串时的操作流程图；

图8B是无线终端在接收和处理射频脉冲串时的操作流程图；

图9是根据本发明一个实施例的多分支脉冲串均衡器的框图；

图10是小色散信道的信道估计窗口位置(window position)的示意图；

图11是大色散信道的信道估计窗口脉冲位置的示意图；

图12是在不同传播模型下的均方实现误差的示意图；

图13是根据本发明一个实施例的脉冲均衡器的示意图；

图14是根据本发明一个实施例的脉冲均衡器的示意图；

图15是根据本发明一个实施例的操作流程图；

图16A是根据本发明一个实施例的操作流程图；

图16B是根据本发明一个实施例的操作流程图。

具体实施方式

以下将结合附图对本发明的优选实施例进行描述，各附图中相同的标号表示相同或相对应的部件。

高斯最小频移键控(GMSK)调制系统在实域内可用作单输入双输出系统模型，该模型为虚拟的单发双收系统。如本发明的实施例所介绍的，将多天线的干扰消除技术应用于GMSK系统，便可以充分解决上述的需求以及其他的需求。本发明提供一种多分支的均衡器处理模块，用于消除与接收的射频脉冲串相关的干扰。该多分支均衡器处理模块包括多个均衡器处理分支。一个均衡器处理分支通过已知的调试序列进行调试并对接收的射频脉冲串进行均衡化。然后对得到的结果进行进一步处理，并用于调试第二均衡器处理分支。然后第二均衡器处理分支对接收到的射频脉冲串进行均衡以产生消除干扰信号的输出，从而改进对射频脉冲串的处理。

图1是根据本发明一个实施例的支持多个无线终端的蜂窝无线通信系统100的一部分的示意图。蜂窝无线通信系统100包括移动交换中心(MSV)101、GPRS服务支持节点/EDGE服务支持节点(SGSN/SESN)102、基站控制器(BSCs)152及154、以及基站103、104、105和106。SGSN/SESN 102通过GPRS网关支持节点(GGSN)112连接到互联网上。传统的语音终端121与PSTN 110连接。基于网际协议的语音服务(VoIP)终端123以及个人电脑125与互联网114连接。MSC 101与公共交换电话网(PSTN)110连接。

每个基站103-106均对一个蜂窝单元/一组扇区提供无线通信服务支持。包括正向链路部分和反向链路部分的无线链路对基站和其服务的无线终端之间的无线通信提供支持。这些无线链路产生的同信道或相邻信道信号将以有色噪音或白噪音的形式出现。如前所述，这些噪音对想要的信号产生干扰。因此，本发明提供一种在低信噪比(SNR)或低信扰比(SIR)环境下消除这种干扰的技术。

上述的无线链路可支持数字数据传输、VoIP传输及其它数字多媒体传输。蜂窝无线通信系统100还可以反向兼容，支持模拟操作。蜂窝无线通信系统100也支持GSM标准和EDGE扩展标准。蜂窝无线通信系统100还支持GPRS。此外，本发明还可适用于其他标准，例如TDMA标准、CDMA标准等等。总的来说，本发明应用于数字通信技术，可处理干扰通信的识别和消除问题。

无线终端116、118、120、122、124、126、128和130通过与基站103-106之间的无线链路与蜂窝无线通信系统100连接。如图所示，无线终端包括蜂窝电话116和118、手提电脑120和122、台式电脑124和126、数据终端128和130。而且，蜂窝无线通信系统100还支持与其它无线终端的数据传输。众所周知，手提电脑120和122、台式电脑124和126、数据终端128和130以及蜂窝电话116和118等设备都能够在互联网114上进行“上网冲浪”、收发数据通信例如电邮、收发文件以及执行其它数据操作。大部分的数据操作都对下载速度有严格要求，却对上传速度要求不高。因此，部分或全部的无线终端116-130都支持EDGE标准。无线终端116-130还可支持GSM和GPRS标准。

图2是无线终端200的功能框图。图2中所示的无线终端200包括RF收发器202、数字处理部件204以及容置在壳体内的各种其他部件。数字处理部件204包括两个主要的功能部件，一个是物理层处理、语音编解码器以及基带编解码模块206，另一个是协处理、人机界面模块208。数字信号处理器是物理层处理、语音编解码器以及基带编解码模块206中的主要部件，而微处理器(例如精简指令集计算(RISC)处理器)是协处理器、人机界面模块208的主要部件。DSP又称为无线界面处理器(RIP)，RISC处理器又称为系统处理器。但是，这些名称并不是对这些部件的功能的限制。

RF收发器202与天线203、数字处理部件204以及为无线终端200的所有部件供电的电池224连接。物理层处理、语音编解码器以及基带编解码模块206则与协处理、人机界面模块208、麦克风226、喇叭228连接。协处理、人机界面模块208与各个部件连接，例如但不限于个人计算/数据终端设备接口210、键区212、用户识别模块(SIM)端口213、摄像头214、闪存216、SRAM 218、LCD 220以及LEDs 222。当连接有摄像头214和LCD 220时，这些部件可以支持静态和/或动态图像。因此，图2所示的无线终端200可以通过蜂窝网络支持音频和视频服务。

图3是一个GSM帧的结构以及通过该GSM帧传送数据块的方式的示意图。持续时间为20ms的GSM帧被均分成4个子帧，每个子帧有8个时间片，时间片0到时间片7。每个时间片的持续时间大概为625us，包括左侧部分(leftside)、右侧部分(right side)和中间部分(midamble)。该时间片的射频脉冲串的左侧和右侧部分携带数据，而中间部分为调试序列。

GSM帧的4个时间片的射频脉冲串可传送RLC块的一段、一个完整的RLC块或两个RLC块，具体取决于所支持的调制和编码(MCS)模式。例如，数据块A通过第1个四分之一帧中时间片0、第2个四分之一帧中的时间片0、第3个四分之一帧中的时间片0以及第4个四分之一帧中的时间片0来传送。数据块A可带有RLC块的一段、一个或两个RLC块。同理，数据块B通过第1个四分之一帧中时间片1、第2个四分之一帧中的时间片1、第3个四分之一帧中的时间片1以及第4个四分之一帧中的时间片1来传送。每组时间片(即该GMS帧中每个子帧的时间片n)的MCS模式对于该GSM帧来说是稳定的，但是对于不同GSM帧之间可以不同。此外，该GSM帧的不同组时间片的MCS模式，例如每个子帧的时间片0与每个子帧的时间片1-7中的任一个，都不一定相同。RLC块可携带语音数据或其它数据。

图4所示为将数据映射为射频脉冲串的过程的示意图。原始的数据未编码并带有数据块报头。块编码操作对该数据块执行外部编码并支持数据块的错误检测/纠正。外部编码操作一般使用循环冗余校验(CRC)或者法尔码(FireCode)。如图所示，外部编码操作在该数据后面附加尾位和/或块编码序列(BCS)。在CS-1编码方案中，使用块编码和卷积编码将报头和数据编码在一起。在非CS-1编码方案中，一般对报头和数据分别进行编码。

法尔码支持错误纠正和错误检测，是一种缩短的二进制循环码，在报头和数据的每位后面附加冗余位。法尔码的完全错误检测能力使得未检率只有2^-40的可能。块编码操作对数据加入冗余位以进行错误检测后，进行错误纠正时计算附加的冗余，以便纠正因无线信道产生的传输错误。内部错误纠正或编码方案基于卷积编码进行。

卷积编码器产生的某些冗余位在发送前可以先进行收缩处理。收缩处理可以增加卷积编码率并减少发送的每个数据块的冗余。此外，收缩处理还可以降低带宽需求，这样可以使卷积编码信号符合于可用信道比特流。经过卷积编码和收缩处理后的比特被传送到交错器，交错器将不同比特流混合(shuffle)并将交错后的比特率分割成如图所示的4个脉冲串。

图5所示为从射频脉冲串中恢复数据块的过程的示意图。一般接收4个射频脉冲串并经过处理后组成一个数据块。接收到4个射频脉冲串后，将其合并以形成一个编码数据块。然后对该编码数据块进行解收缩处理(如果需要的话)，依据内部解码方案进行解码，然后依据外部解码方案进行解码。解码后的数据块包括数据块报头和数据。根据数据和报头的编码方式，部分解码可标识数据。

图6是从发送的语音帧中恢复数据的过程的示意图。这一过程与图5中的处理相似。一般发送持续时间为20ms的语音帧，其中该20ms语音帧的第一半在第一组RF脉冲串中传输，该20ms语音帧的第二半在第二组RF脉冲串中传输。如图所示，一组4个RF脉冲串从第一语音帧(语音帧_n)开始偏移10ms(毫秒)，语音帧_n的第二半以及后一语音帧(语音帧_n+1)的第一半被编码并交错在所述一组4个RF脉冲串内。对该4个RF脉冲串进行处理时，生成的编码块生成一个数据流，该数据流中包括有语音帧_n的第二半以及语音帧_n+1的第一半。储存在存储器中的语音帧_n的第一半可与语音帧_n的第二半合并以生成与有效语音帧_n相关的数据。

如图7所示，对与有效语音帧_n相关的数据进行再编码可产生至少部分再编码的数据脉冲串，用于调试第二均衡器处理分支。如上所述，将从前一组脉冲串恢复的语音帧的第一半和从当前组脉冲串恢复的语音帧的第二半合并，可生成与语音帧的数据。该语音帧可生效并使用循环冗余校验进行纠正，从而生成有效语音帧。然后可对该有效语音帧进行再编码。但是，只使用该再编码语音帧_n的第二半来部分地再建脉冲串。该再编码语音帧_n的第二半被经过分割和交错处理，可产生一组部分编码的RF脉冲串。由于语音帧_n+1的第二半的处理还没有发生，因而该RF脉冲串只有一部分进行再编码。由于语音帧_n+1尚未生效，再编码语音帧_n+1的第一半不可能且不能用于再建脉冲串。根据本发明的一个实施例，基于语音帧_n的这部分再编码脉冲串与已知调试序列一起，可以更好地调试第二均衡器处理分支。

图8A和8B是无线终端200在接收和处理RF脉冲串时的操作流程图。图8A和图8B中所示的操作对应于GSM帧中一个对应时间片内的一个RF脉冲串。这些操作由RF前端、基带处理器和均衡器处理模块来执行。这些操作一般由上述部件中的一个来执行。但是，这些不同部件间的处理职责可以不同而不脱离本发明的范围。

如图8A所示，首先，RF前端接收一个GSM帧的对应时间片内的RF脉冲串(步骤802)。然后该RF前端将该RF脉冲串转换为基带信号(步骤804)。为了完成本发明，RF前端发送一个中断给基带处理器(步骤806)。因此，如图8A所示，该RF前端执行步骤802-806。

接着，基带处理器接收所述基带信号(步骤808)。典型操作中，RF前端、基带处理器或调制器/解调器采样该模拟基带信号以对该基带信息进行数字化。接收到基带信号(数字形式的)以后，基带处理器执行基带信号调制格式的盲检测操作(步骤810)。调制格式的盲检测可确定对应的基带信号的调制格式。在使用GSM标准的一个特定实施例中，该调制格式可以是高斯最小频移键控(GMSK)调制或者8相移键控(8PSK)调制格式。基带处理器作出判断(步骤812)并基于检测到的调制格式继续执行图中两个分支中的一个。

对于GMSK调制格式，基带处理器对基带信号进行反向旋转和频率校正操作(步骤814)。然后，基带处理器对基带信号执行脉冲串功率估计(步骤816)。然后，通过换页连接符A接至图8B，在步骤820中，基带处理器执行时限、信道、噪音和信噪比的估计。随后，基带处理器执行自动增益控制环的计算(步骤822)。然后，基带处理器确定该基带信号的软决策比例因子(步骤824)。执行步骤824后，基带处理器对该基带信号进行匹配滤波(步骤826)。

步骤808-826在下文中称为均衡前处理操作。基带处理器通过执行这些均衡前处理操作，生成处理后的基带信号。然后，完成这些均衡前处理操作后，基带处理器向均衡器模块发出命令。

均衡器模块以多分支均衡器的方式工作，将在后续结合图9进行详细介绍。接下来，均衡器模块在接收到所述命令后，基于不同的调制格式(例如GMSK调制或8PSK调制)对处理后的基带信号执行均衡化操作。均衡器模块从基带处理器接收处理后的基带信号、设置或者参数，并对该基带信号的左侧部分执行最大似然序列估计(MLSE)均衡化处理(步骤828)。如前图3中所示，每个RF脉冲串包括数据的左侧部分、中间部分和右边部分。一般来说，在步骤828中，均衡器模块对该RF脉冲串的左侧部分进行均衡以产生对左侧部分的软决策。然后，均衡器模块对该处理后的基带信号的右侧部分进行均衡(步骤830)。右侧部分的均衡化产生对应该右侧部分的多个软决策。脉冲串的均衡化一般基于该脉冲串内的已知调试序列来进行。但是，本发明的各实施例可以利用再编码或者部分再编码的数据来改善均衡化过程。这可以采用迭代处理，其中第一分支执行脉冲串的均衡化且第二模块基于第一分支对一组脉冲串的处理结果执行第二次均衡化处理。

然后，均衡器模块向基带处理器发出一个中断信号，指出对该RF脉冲串的均衡器操作已完成。接着，基带处理器接从均衡器模块接收软决策。然后，基带处理器根据从均衡器模块接收到的软决策确定左侧部分和右侧部分的平均相位(步骤832)。步骤836中，基带处理器基于从均衡器模块接收的软决策进行频率估计和跟踪(步骤836)。步骤832或步骤854和步骤836的操作又称为“均衡后处理”。步骤836的操作执行以后，RF脉冲串的处理结束。

回到图8A，当在步骤810中盲检测的是8PSK调制时，基带处理器和均衡器模块执行步骤812右边的流程。首先，基带处理器对该基带信号执行反向旋转和频率校正(步骤818)。然后基带处理器对该基带信号执行脉冲串功率估计(步骤819)。再通过换页连接符B参看图8B中对应的流程，接下来基带处理器执行时限、信道、噪音和信噪比估计(步骤840)。然后在步骤842中，基带处理器执行AGC环的计算。接着，基带处理器计算均衡器模块将要使用的决策反馈均衡器(Decision Feedback Equalizer，DFE)系数(步骤844)。生成该系数的相关处理将在后续结合图9进行详细说明。接着，基带处理器对该基带信号执行均衡前处理操作(步骤846)。最后，基带处理器确定该基带信号的软决策比例因子(步骤848)。基带处理器30执行的步骤818-848又称为针对8PSK调制基带信号的“均衡前处理”操作。步骤848结束以后，基带处理器向均衡器模块发出命令以对该处理后的基带信号进行均衡。

接收到基带处理器的命令后，均衡器模块从基带处理器接收处理后的基带信号、设置和参数，并开始对该基带信号的均衡化操作。首先，均衡器模块准备在对8PSK调制处理的基带信号进行均衡时要使用的状态值(步骤850)。图中所示的实施例中，该均衡器模块使用最大后验概率(MAP)均衡器。然后，该均衡器模块使用MAP均衡器对该处理后的基带信号的左右两侧部分进行均衡，生成该处理后的基带信号的软决策(步骤852)。步骤852完成以后，均衡器模块向基带处理器发出中断信号，表示其已完成对该处理后的基带信号的均衡化处理。

然后，基带处理器从该均衡器模块接收软决策。接着，基带处理器基于该软决策确定该处理后的基带信号的左右两侧部分的平均相位(步骤854)。最后，基带处理器对该软决策执行频率估计和跟踪(步骤836)。步骤854和步骤836的操作又称为均衡后处理操作。步骤836后，对该特定RF脉冲串的操作结束。

尽管上述介绍中图8A和8B所示的操作由无线终端的特定部件来执行，这些操作还可以由不同的部件来完成。例如，某些其他实施例中，均衡操作可由基带处理器或者系统处理器来执行。此外，解码操作页可以由基带处理器或系统处理器来执行。

图9所示为根据本发明一个实施例执行单天线干扰消除(SAIC)的多分支均衡器处理模块900的结构示意图。SAIC均衡有两种方法：1)联合检测(JD)；2)盲干扰消除(BIC)。本发明选用BIC方法。图9中所示的各个部分可以是硬件、由处理器(例如图2中的206或208)执行的软件或者是硬件与软件的结合。多分支均衡器处理模块900包括第一均衡器处理分支902和第二均衡器处理分支904。反向旋转模块接收基带脉冲串的同相(I)和正交(Q)成分，此基带脉冲串对应图3-7中所描述的RF脉冲串。该反向旋转模块对接收的I和Q脉冲串样本进行反向旋转，产生I和Q脉冲串样本(脉冲串)。信道长度估计模块906对这些脉冲串进行检测以确定信道长度或信道延时扩展量。信道长度或信道延时扩展将影响GSM/GPRS/EDGE接收器的性能和复杂度。信道长度越长，就需要在第一均衡器内对越多的信道切片(channel tip)进行估计。这就说明，在同样长度的调试序列的情况下，越长的信道的信道估计精度越小。最长的传播模型是GSM/EDGE规范中的丘陵(hilly terrain，HT)信道。此外，单天线干扰消除(SAIC)技术很难应用于HT信道，这是因为HT信道的均衡器系数数量太大，并且该系数的估计精度不是很好。而且，为了适应较长的信道切片，HT信道下SAIC的复杂度也相对增加。因此，多分支均衡器需要能识别具有长延时扩展的信道(例如HT信道)以执行SAIC。识别到这样的信道时，多分支均衡器就可以停用干扰消除技术(ASIC)，只使用现有的处理技术。

尽管现有的处理技术仅用于具有长延时扩展的信道，例如HT信道，GSM/GPRS/EDGE中的现有处理技术可以从已知信道色散度中受益。例如，第一均衡器处理分支902中的MLSE接收器可自适应地针对不同的信道选择均衡器状态数，而不是对所有信道条件使用一个固定地最大状态数。这种自适应选择法能够改善小色散信道的性能。

一个实施例中，为了适应HT信道，使用具有6个信道切片的窗口来估计该信道。正确的信道估时限限应该在该窗口包含有最大信道能量的位置处。该时限可通过搜寻得出。具有较小色散的信道的时限变化越大，例如农村地区(RA)和典型的城市地区(TU)传播模型中。这些将后续结合图10和图11进行介绍。

图10是小色散信道的信道估计窗口位置的示意图，如RA和TU信道模型。这些信道的长度小于窗口的大小。如果不考虑噪音，信道估计可以有多个最佳窗口位置，只要该窗口中包括有3个主信道切片。图10中示出了两个最佳位置。但是，如果使用最大信道能量标准来选择窗口位置，因为存在噪音，不同的脉冲串的窗口位置将不同。

图11所示为大色散信道如HT信道的信道估计窗口位置的示意图。该信道长度和窗口大小相同，因而只有一个最佳窗口位置包含了全部的信道能量。因此，该HT信道的信道估计时限变化很小。

基于信道估计时限的二阶统计，可以确定信道的色散。以下将介绍如何估时限限并生成统计值。

接收器对每个脉冲串的信道估计执行时限估计。该时限估计操作有3个步骤。首先，使用已知调试序列对中间位置(mid-amble position)附近接收的脉冲串执行交叉相关，如下式：

$c\left(k\right)=\frac{1}{16}\underset{j=0}{\overset{15}{\mathrm{\Σ}}}y(63+k+j)a\left(j\right),k=0,\·\·\·,12$

其中，y(j)是接收到的GSM/EDGE脉冲串，a(j)是已知的GSM/EDGE调试序列，具有16个符号，c(k)是交叉相关后的结果。接下来，对c(k)序列中的不同位置计算信道长度为6的情况下的信道能量。

$e\left(i\right)=\underset{j=0}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{c}^2(i+j),i=0,\·\·\·,7$

其中e(i)是信道能量。这样的话，信道估计的时机就是具有最大信道能量的位置处。

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{CH}}=\arg \underset{i}{\max }e\left(i\right)$

其中η_CH是估算出来的进行信道估计的时机。

接收器工作时，与基站锁定连接，保持一段长时间跟踪η_LT。η_LT通过接收器时间跟踪环可以得出。η_CH和η_LT的均方差可由下式得出：

ε＝(η_CH-η_LT)²

对从第n个脉冲串获得的均方差进一步取指数平均数，可得到：

ε_ave＝ε_ave·(1-α)+ε·α

其中α是指数常量。该常量越小，平均值越大。

图12所示为α＝0.01时不同传播模型下的时限均方差的示意图。从图12中可以看出，HT信道的均方差比小色散信道如RA或TU信道的小很多。因此，如果比较该均方差与预定信道长度阈值，从图12中可以很容易识别出HT信道或其他类似的具有长延时扩展的信道。例如，该预定信道长度阈值可以是Thresh_HT＝3。如果计算得到的均方时限差比Thresh_HT小，ε_ave＜Thresh_HT，则该信道具有较大的色散度。因此，应该停止使用干扰消除处理(SAIC)以防止接收器性能的降低。另一方面，当ε_ave＞Thresh_HT时，应该减少现有的MLSE接收器中的均衡器状态数以改善性能。

回到图9，切换器909基于决策使干扰消除处理生效或无效。在其它实施例中，为了确定是否使干扰消除处理(即第二均衡器处理分支)生效或无效，这些标准可与其它因素逻辑地结合在一起，例如但不限于SNR、是否有有色噪音以及接收的脉冲串受噪音限制或干扰限制的确定。

一个实施例中，第一均衡器处理分支902包括传统的脉冲串均衡器。这些样本随后将进行均衡，而其他样本组成一个数据包，例如RLC包。某些操作条件下，除了进行脉冲串级的均衡外，还执行第二均衡器处理分支的迭代处理。

脉冲串均衡器，包括I和Q有限脉冲响应滤波器908和910以及最小平方估计(MLSE)均衡器912，对从反向旋转模块接收的每个脉冲串进行处理。这些部件由调试模块913使用每个脉冲串内的中间部件的已知调试序列(TS)进行调试。另一方面，这些部件可在多个脉冲串上进行调试。第一均衡器处理分支902产生软决策，其中多个软决策代表解码前的每个数据比特。每个软采样被提供给交错器914，经过交错处理后再送到信道解码器916中。信道解码器916从该软采样中解码出数据帧(即，代表每个数据比特的多个软采样经过解码器进行解码后生成解码后硬比特)。

信道解码器916生成的数据帧由再编码器918进行确认并进行再编码，从而产生再编码数据比特。交错器920接收所述再编码数据比特，生成再编码数据脉冲串。然后使用该再编码数据脉冲串以及已知调试序列对第二均衡器处理分支310进行调试。

第二均衡器处理分支904包括用于存储多个脉冲串的缓存器922以及I和Q FIR滤波器924和926。I和Q滤波器924和926由调试模块928使用已知调试序列以及至少部分地再编码脉冲串进行调试。通过这个方法，第二均衡器处理分支使用至少部分地再编码数据和已知调试序列对I和Q RF滤波器进行调试。当切换器909根据信道长度估计模块907的输出激活第二均衡器处理分支时，这些操作改善缓存器922中处理后的脉冲串的SNR。I和Q滤波器经调试后，用于处理储存的脉冲串。得到的结果在加法器930中相加，这样便得出另一组软采样，然后提供给交错器914和信道解码器916进行处理后生成另一组数据比特。

图13更详细地说明了图9中多分支均衡器的第一分支。在理想调试的情况下，2分支线性均衡器和决策反馈均衡器(DFE)与传统的接收器相比，均能达到明显的性能改进。由于只有26个调试符号，如图所示，第一处理分支可使用数量可调整的切片反馈滤波器DFE对前馈滤波器908和910进行调试。

图14更详细地说明图9中多分支均衡器的第二分支。进行信道解码以后，数据被再编码并用于调试7切片线性均衡器(LE)924和926。第二分支使用线性均衡器的原因是用于帧间交错。与一个语音帧相关的再编码比特可能只提供脉冲串的一半(甚至数据比特)。决策反馈均衡器(DFE)需要连续采样以用于反馈滤波器。而且，线性均衡器(LE)比决策反馈均衡器(DFE)简单。其他使用完全再编码比特的实施例中选择DFE而不是LE用于该第二分支。尽管图14中缓存器922位于切换器909的下游，该缓存器922也可以放在切换器909的上游。这样安排能够保证无论信道长度估计模块907或切换控制器907A处于何种状态，接收的RF脉冲串都存储在存储器内。这样，当该多分支均衡器的第二分支由于信道长度估计模块907或切换控制器907A的输出激活时，便立即可以使用该脉冲串。

图15是使用干扰消除技术对接收的RF脉冲串进行均衡的流程图。步骤1500中，接收多个脉冲串，然后在步骤1502中进行如前所述的反向旋转。步骤1504中，使用第一均衡器例如图9中的第一均衡器处理分支对该RF脉冲串进行处理，在步骤1506中，使用已知调试序列对该第一均衡器处理分支进行调试。接收到的RF脉冲串可提供给第一均衡器处理分支以及第二均衡器处理分支。在第二均衡器处理分支内，用缓存器或其他存储器位置存储该接收的RF脉冲串以进行进一步处理。步骤1508中，第一均衡器处理分支使用已基于已知调试序列进行调试后的滤波器对接收的RF脉冲串进行均衡。均衡后的RF脉冲串产生一组采样样本或软决策，然后在步骤1510中对其进行交错处理，在步骤1512中对其进行解码，从而获得提取出的数据比特。步骤1514中，从该提取出的数据比特中解码产生数据帧，然后在步骤1516中对其进行再编码，生成再编码数据比特。在处理语音帧的情况下，需要将从当前一组RF脉冲串获得的数据与从前一组RF脉冲串获得的数据合并，生成一个有效语音帧。然后对该语音帧再编码以生成再编码数据比特。该再编码数据比特在步骤1518中进行交错处理，生成在编码数据脉冲串。该再编码数据脉冲串在应用于语音帧时包括有部分地再编码比特。

步骤1520中，从存储器中重新获取RF脉冲串并使用第二均衡器处理分支对其进行处理。这个步骤包括获取一个或多个RF脉冲串并使用第二均衡器处理分支进行处理。步骤1522中，提供再编码数据脉冲串对第二均衡器处理分支进行调试。这样的话，在步骤1524中便可以使用第二均衡器处理分支对该RF脉冲串进行均衡，其中第二均衡器处理分支不仅基于已知调试序列还基于信道解码器最初输出的至少一些部分地再编码的数据比特进行调试。这使得第二均衡器处理分支能够不仅利用已知调试序列还利用再编码数据比特对其进行更好的均衡和调试，因而能提供比第一均衡器处理分支更好的输出。第二均衡器处理分支生成另一组软决策，经过步骤1526中的交错处理和步骤1528中的解码后，在步骤1530中产生另一个数据帧。

以下将进一步介绍基于最小平方信道估计(LS-CE)的间接调试方法，该方法类似于在EDGE内使用的方法。首先，利用调试序列估计该信道。然后，当其为DFE的前馈和反馈滤波器时，计算预滤波器和MLSE的参数。这种间接调试方法存在的一个问题是，由于SAIC通常在低SIR下工作，信道估计(CE)性能很差，信道估计误差在计算滤波器系数时被传递。

图13中的MLSE输入的信号模型可看作是ISI信道加噪音。假设DFE反馈滤波器的脉冲响应是{b(0)，b(1)，....b(L_b-1)}，调试的目的是获得预滤波器系数{f₁(0)，...f₁(L_f-1)，f₂(0)，....f₂(L_f-1)}以及针对给定调试符号并对应接收的信号的MLSE参数b。

基于以上模式，MLSE输入的噪音由以下得出：

$n\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{L_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_1\left(i\right)x_1(k+d-i)+\underset{i=0}{\overset{L_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{f}_2\left(i\right)x_2(k+d-i)-\underset{i=0}{\overset{L_b-1}{\mathrm{\Σ}}}b\left(i\right)s(k-i)$

其中，x₁和x₂分别是反向旋转输出I和Q，s是调试序号，d是系统延时。以矢量形式表示即为：

$\left[\begin{array}{c}n\left(k\right)\\ n(k+1)\\ \·\\ \·\\ \·\\ n(k+N)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccc}{x}_1(k+d)& \·\·\·& x_1(k+d-L_f+1)& x_2(k+d)& \·\·\·& x_2(k+d-L_f+1)\\ x_1(k+d+1)& \·\·\·& x_1(k+d+1-L_f+1)& x_2(k+d+1)& \·\·\·& x_2(k+d+1-L_f+1)\\ & \·& & & \·& \\ & \·& & & \·& \\ & \·& & & \·& \\ x_1(k+d+N)& \·\·\·& x_1(k+d+N-L_f+1)& x_2(k+d+N)& \·\·\·& x_2(k+d+N-L_f-1)\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{f}_1\left(0\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ f_1(L_f-1)\\ f_2\left(0\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ f_2(L_f-1)\end{array}\right]-\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{ccc}s\left(k\right)& \·\·\·& s(k-L_b+1)\\ s(k+1)& \·\·\·& s(k+1-L_b+1)\\ & \·& \\ & \·& \\ & \·& \\ s(k+N)& \·\·\·& s(k+N-L_b+1)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}b\left(0\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ b(L_b-1)\end{array}\right]$

为了方便起见，下式中黑体小写字母是矢量，黑体大写字母是矩阵：

n＝Xf-Sb

均衡器的任务是找出能最小化MLSE输入噪音的f和b，

min‖n‖²

由于调试序号的数量受到限制，对f和b的联合优化对噪音很敏感。以下介绍一种能仅减小预滤波器f的估计参数的次优方法。

预滤波器输出(Xf)和调试符号之间的交叉相关可通过MLSE输入(b)处的ISI信道上进行。这样的话，b可用f表示。在预滤波器输出处使用最小平方信道估计(LS-CE)，并设b为信道估计，则有：

b＝S⁺Xf

其中()⁺表示伪倒置(pseudo-inverse)。对上式进行替换可以将该函数最小化，得到：

min‖Xf-SS⁺Xf‖²＝min‖(I-SS⁺)Xf‖²＝minf’Af

其中A＝X’(I-SS⁺)X，且()’是转置操作(transpose operation)。为了避免出现平凡解(trivial solution)，需要对其应用约束。两种常用的约束是单位范数(Unit-norm)约束和线性约束。当约束范数为1时，最优解是对应最小特征值的A的特征矢量：

f＝eigvec(A)

还可以对f应用线性约束。例如，可以将b的第i个元素固定为1。也就是说，MLSE信道b的第i个切片(tap)是1。c是S⁺X的第i行矢量。这样，该线约束如下：

cf＝1

由此，最优解为：

f＝A^-1c’

线性约束通常比单位范数约束更好。在线性约束中，如果选择第一个切片为一，上述的最小化标准就相当于DFE标准。对角线填充在高SIR范围中使用。

在HT信道条件下，或者是其它类似的具有长时延扩展的信道下，干扰消除处理会使得性能比传统处理更差。由于具有较短的预滤波器长度，长时延信道还会产生较大的衰减。为了解决这个问题，加入一个转换器来激活或无效干扰消除处理。该切换器可以是SNR、有色噪音鉴别器和信道轮廓检测器(channel profile detector)的任何组合。

图16A和16B是使用信道估计模块激活或无效干扰消除均衡化处理以对接收的RF脉冲串进行均衡的流程图。步骤1600中，接收多个脉冲串，然后在步骤1602中对其进行如前所述的反向旋转处理。步骤1604中确定估计的信道长度或信道色散度的测量值，例如图12中所介绍的均方差。步骤1606中，使用第一均衡器例如图9中的第一均衡器处理分支处理该RF脉冲串，该第一均衡器处理分支在步骤1608中使用已知调试序列进行调试。接收的RF脉冲串可提供给第一均衡器处理分支以及第二均衡器处理分支。在第二均衡器处理分支内，使用缓存器或其他存储器位置存储该接收的RF脉冲串。第一均衡器处理分支在步骤1610、1612和1614中对该接收的RF脉冲串进行均衡、解交错和解码。步骤1616中，从提取出的数据比特中解码出一个数据帧。判断点1618中，确定该估计的信道长度或信道色散度的测量值与预定的阈值相比是否更有利。如果该测量值更有利，则只由第一均衡器处理分支生成数据帧便足够了。但是，如果步骤1618中该测量值与预定阈值相比没有优势，则需要使用第二均衡器处理分支。当8PSK信号与GMSK信号相干扰时便是这种情况。

步骤1622中，对第一均衡器处理分支的操作生成的数据比特进行再编码，生成再编码数据比特。语音帧处理中，这需要将从当前组RF脉冲串获得的数据与从前一组RF脉冲串获得的数据合并，生成有效语音帧。然后对该语音帧进行再编码生成再编码数据比特。该再编码数据比特在步骤1624中进行交错处理，生成再编码数据脉冲串。应用于语音帧时，该再编码数据脉冲串包括有部分再编码的比特。

步骤1626中，从存储器中重新获取RF脉冲串，并使用第二均衡器处理分支进行处理。这包括获取一个或多个RF脉冲串并使用第二均衡器处理分支进行处理。步骤1628中，提供所述再编码数据脉冲串以对第二均衡器处理分支进行调试。这样，存储在存储器中的RF脉冲串可在步骤1630中使用第二均衡器处理分支进行处理，其中第二均衡器处理分支不仅基于已知调试序列还基于信道解码器最初输出的至少一些部分地再编码的数据比特进行调试。这使得第二均衡器处理分支能够不仅利用已知调试序列还利用再编码数据比特对其进行更好的均衡和调试，因而能提供比第一均衡器处理分支更好的输出。第二均衡器处理分支生成另一组软决策，经过步骤1632中的交错处理和步骤1634中的解码后，在步骤1634中产生另一个数据帧。

总的来说，本发明提供一种多分支均衡器处理模块，用于消除与接收的射频脉冲串相关的干扰。所述多分支均衡器处理模块包括第一均衡器处理分之和第二均衡器处理分支。所述第一均衡器处理分支基于已知调试序列进行调试并对接收的RF脉冲串进行均衡。然后生成的软采样样本或决策被转换成数据比特。所述软采样样本由解交错器和信道解码器进行处理，从而从所述软采样样本中生成数据比特的解码帧。再编码器对所述解码帧进行再编码，生成再编码或至少部分再编码数据比特。然后，交错器对所述至少部分再编码的数据比特进行处理，生成至少部分再编码的脉冲串。所述第二均衡器处理分支使用所述至少部分再编码的数据比特调试其内的线性均衡器。接收的RF脉冲串最初存储在缓存器内，在对所述线性均衡器进行调试后，所述第二均衡器处理分支将接收的RF脉冲串从缓存器中取出并对其进行均衡处理。这样便生成另一软采样样本或决策，并随后转换成另一数据比特。所述另一软采样样本由所述解交错器和信道解码器进行处理，从而生成另一解码帧。这样可以消除干扰信号并获得更好的对接收的RF脉冲串的处理精度。所述第二均衡器处理分支可基于测量得到的信道条件选择性地激活或无效。具有长延时扩展地信道条件下需要无效掉干扰消除处理，因为这样会使性能比传统的处理方法更差。

本专业普通技术人员会意识到，术语“基本上”或“大约”，正如这里可能用到的，对相应的术语提供一种业内可接受的公差。这种业内可接受的公差从小于1％到20％，并对应于，但不限于，组件值、集成电路处理波动、温度波动、上升和下降时间和/或热噪声。本专业普通技术人员还会意识到，术语“可操作地连接”，正如这里可能用到的，包括通过另一个组件、元件、电路或模块直接连接和间接连接，其中对于间接连接，中间插入组件、元件、电路或模块并不改变信号的信息，但可以调整其电流电平、电压电平和/或功率电平。正如本专业普通技术人员会意识到的，推断连接(亦即，一个元件根据推论连接到另一个元件)包括两个元件之间用相同于“可操作地连接”的方法直接和间接连接。正如本专业普通技术人员还会意识到的，术语“比较结果有利”，正如这里可能用的，指两个或多个元件、项目、信号等之间的比较提供一个想要的关系。例如，当想要的关系是信号1具有大于信号2的振幅时，当信号1的振幅大于信号2的振幅或信号2的振幅小于信号1振幅时，可以得到有利的比较结果。

以上出于解释和说明的目的对本发明的优选实施例进行了介绍。但这不是对本发明的穷尽或限制，基于上述内容的教导或者根据本发明实际应用的需求，还可以对本发明的实施例进行修改或变更。为了解释本发明的原理和实际应用，以便本领域的普通技术人员能够实施本发明，选择了上述的各个实施例进行介绍。很明显，本发明的范围由权利要求及其等效替换来定义。此外，还可以对本发明进行各种改变、替换和变更而不脱离本发明的范围和精神实质。

本申请全文引用并要求美国临时专利申请No.60/657,564的优先权，其发明名称为“蜂窝电话内单天线干扰的消除”，发明人是Hanks Zeng，申请日为2005年3月1日。本申请还全文引用并要求美国临时专利申请No.60/678,996的优先权，其发明名称为“基于信道分布估计选择性地使干扰消除无效”，申请人是Baoguo Yang，申请日为2005年5月9日。

Claims (10)

1、一种多分支均衡器处理模块，选择性地激活干扰消除以处理接收的射频脉冲串，包括：

信道长度估计模块，用于：

确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

所述信道长度与预定信道长度阈值相比不利时时选择性地无效掉干扰消除处理；

第一均衡器，基于已知调试序列进行调试，对射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取数据比特；

第二均衡器，在与所述射频脉冲串相关的信道长度与所述预定信道长度阈值相比不利时，基于至少所述已知调试序列进行调试，对所述射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取另一数据比特。

2、根据权利要求1所述的多分支均衡器处理模块，其特征在于，所述第二均衡器还能根据从所述射频脉冲串中提取出的再编码数据比特进行调试。

3、根据权利要求1所述的多分支均衡器处理模块，其特征在于，所述信道长度估计模块在以下情况下选择性地激活干扰消除处理：

与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值与预定的有色噪音阈值相比不利时；

与所述射频脉冲串相关的信噪比与预定信噪比阈值相比不利时。

4、根据权利要求1所述的多分支均衡器处理模块，其特征在于，所述预定的信道长度阈值基于丘陵信道获得。

5、根据权利要求1所述的多分支均衡器处理模块，其特征在于，所述信道长度估计模块还基于与所述射频脉冲串相关的信道长度调整所述第一均衡器的均衡器状态数量。

6、一种无线终端，包括：

射频前端，用于接收射频脉冲串；

基带处理器，与所述射频前端通信连接，所述基带处理器和射频前端用于从所述射频脉冲串中生成基带信号；

信道长度估计模块，用于：

确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

所述信道长度与预定信道长度阈值相比不利时时选择性地激活干扰消除处理；

多分支均衡器处理模块，与所述基带处理器和模式选择模块连接，所述多分支均衡器处理模块从所述基带处理器接收基带信号，且所述多分支均衡器处理模块进一步包括：

第一均衡器，基于已知调试序列进行调试，对射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取数据比特；

第二均衡器，基于包括所述已知调试序列和再编码数据比特的至少部分再编码的脉冲串进行调试，其中所述至少部分再编码的脉冲串通过处理解码帧生成，所述第二均衡器对所述射频脉冲串进行均衡，并从所述射频脉冲串中提取另一数据比特；

其中，所述基带处理器和多分支均衡器处理模块结合起来用于：

从软决策中生成数据块；或

当与所述射频脉冲串相关的信道长度与所述预定信道长度阈值相比不利时，从另一软决策中生成数据块。

解交错器，对所述数据块进行解交错；

信道解码器，对从所述数据块获得的数据帧进行解码；

再编码器，对所述数据帧进行再编码以生成至少部分再编码的数据块；

交错器，对所述至少部分再编码的数据块进行交错，生成所述至少部分再编码脉冲串。

7、根据权利要求6所述的无线终端，其特征在于，所述信道长度估计模块在以下情况下选择性地激活干扰消除处理：

与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值与预定的有色噪音阈值相比不利时；

与所述射频脉冲串相关的信噪比与预定信噪比阈值相比不利时。

8、一种对接收的射频脉冲串进行均衡的方法，包括如下步骤：

检测接收的射频脉冲串以便确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

建立预定信道长度阈值以便选择性地激活干扰消除处理；

确定与所述射频脉冲串相关的信道长度；

比较所述与射频脉冲串相关的信道长度与所述预定的信道长度阈值，当所述与射频脉冲串相关的信道长度与所述预定的信道长度阈值相比不利时，激活干扰消除处理；

使用已知调试序列调试第一均衡器；

使用所述第一均衡器对所述接收的射频脉冲串进行均衡；

对所述射频脉冲串进行解交错；

多所述射频脉冲串进行解码，获得提取出的数据比特；

从所述提取出的数据比特中解码出数据帧；

其中，干扰消除处理包括：

对所述数据帧进行再编码，生成再编码数据比特；

对所述再编码数据比特进行交错；

使用所述已知调试序列和所述再编码数据比特调试第二均衡器；

使用所述第二均衡器对所述接收的射频脉冲串进行均衡，从中提取出另一数据比特；

对所述提取出的另一数据比特进行解交错；

从所述解交错后的另一数据比特中解码出另一数据帧。

9、根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

确定与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值；

确定与所述射频脉冲串相关的信道比。

10、根据权利要求9所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：在以下情况下选择性地激活干扰消除处理：

与所述射频脉冲串相关的有色噪音的测量值与预定的有色噪音阈值相比不利时；

与所述射频脉冲串相关的信噪比与预定信噪比阈值相比不利时。

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