CN1617534A - Ofdm接收机 - Google Patents

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Abstract

提供一种在多路径环境下也可以减少用于ICI补偿处理的处理量的OFDM接收机。本发明的OFDM接收机具有：基于经多个多路径#1至#3接收到的OFDM信号，取得各多路径的信道估计值的信道估计单元208；计算发送信号估计值的发送信号估计值计算单元207；基于发送信号估计值和各多路径的信道估计值，生成包含由成为载波间干扰原因的信号成分构成的所有上述子载波成分的复制品的复制品生成单元403、404；从接收到的OFDM信号中减去复制品的减法器405；和对减去了复制品的OFDM信号实施FFT处理的FFT单元408。

Description

OFDM接收机
技术领域
本发明涉及一种从OFDM发送机接收采用子载波发来的OFDM信号的OFDM接收机。
背景技术
参考图1说明现有的OFDM(正交频分多址：Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)发送机(以下，现有技术1的OFDM发送机)100的结构。
如图1所示，现有技术1的OFDM发送机100主要具有编码器101、交织器102、映射单元103、IFFT单元104、保护间隔赋予单元105。
编码器101对输入的信息信号(信息比特)实施纠错编码处理并输出给交织器102。交织器102对编码器101输出的信息信号实施交织处理并输出给映射单元103。
映射单元103将交织器102输出的信息信号映射成码。例如，映射单元103作为调制方式采用16QAM时，将4个“0、1”信号映射成IQ平面上的16个点构成的1个码。另外，映射单元103将上述码分别映射到多个子载波并输出给IFFT单元104。在此，多个子载波之间在频率上是正交的。
IFFT单元104以规定的FFT窗口对码映射单元103输出的映射到多个子载波的码进行高速傅立叶逆变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)处理，输出时域发送信号。
例如，如图1所示，有关的时域发送信号由信号成分“S(1)至S(4)”构成。在此，“S(k)”表示发送的信号成分(码)，k是表示保护间隔附加前的码的发送顺序的索引。另外，如图1所示，各信号成分“S(k)”由多个对应子载波的信号成分构成。
保护间隔赋予单元105复制IFFT单元104输出的时域发送信号的一部分(例如，信号成分“S(3)和S(4)”)并赋予该时域的发送信号。在此，复制的时域发送信号的一部分(例如，信号成分“S(3)和S(4)”)相当于“保护间隔”。赋予了保护间隔的时域发送信号(以下，OFDM信号)从OFDM发送机100的发送天线发送给OFDM接收机。
下面，参考图2说明现有技术1的OFDM接收机200的结构。如图2所示，现有的OFDM接收机200具有FFT单元201、线性滤波器202、滤波生成单元203、解映射单元204、解交织器205和译码器206。
FFT201从OFDM发送机100发来的OFDM信号中去除了保护间隔之后，用如后所述设定的FFT窗口对该OFDM信号实施高速傅立叶变换(FFT：FastFourier Transform)处理，输出对应各载波的频域信号。
图3示出FFT单元201接收到的OFDM信号的信号成分。图3表示FFT单元201经3个多路径#0至#2接收到来自OFDM发送机100的OFDM信号时的例子。另外，图3的例子中，FFT点数(FFT窗口大小)为“4”，保护间隔点数(保护间隔长度)为“2”。
在此，“S(k)”表示发送的信号成分，k是表示保护间隔附加前的发送码的发送顺序的索引。另外，“h(1)”表示经第1个多路径#1接收到的信号成分。
另外，FFT单元201的实际的OFDM信号成为各时间点的所有信号成分的总和，即图3的(对于各列)所有行的信号成分的总计。
理想的是，FFT单元201为了检测构成特定码的信号成分，将FFT窗口设定为不包含构成前一码的信号成分和后一码的信号成分。
通过这样设定FFT窗口，经多路径#0至#2接收到的各OFDM信号中，由于在该FFT窗口内的各行包含构成对象码的信号成分(例如，“S(1)至S(4)”)，所以可以保持各子载波之间的正交性。
另外，构成对象码的信号成分(例如，“S(1)至S(4)”)在FFT窗口内周期性偏移的情况下，也可以保持各子载波之间的正交性。
其结果，可以看作在OFDM接收机200中各子载波的信道是平衰落。
对应各子载波的频域信号在线性滤波器202和滤波生成单元203进行对信道变动的补偿。
解映射单元204对与线性滤波器202输出的各子载波对应的频域信号实施解映射处理并将信息信号输出给解交织器205。
解交织器205对解映射单元204输出的信息信号实施解交织处理并输出给译码器206。
译码器206通过对解交织器205输出的信息信号进行纠错译码处理，再现输入到OFDM发送机100的信息信号。
但是，现有技术1的OFDM接收机200在脉冲响应长度超过保护间隔长度时，发生不合适的情况。对于有关的不合适的情况，参考图4进行说明。
图4是FFT单元201经4个多路径#0至#3接收OFDM信号的例子。如图3所示，FFT单元201在检测构成特定码的信号成分时，不能将FFT窗口设定为不包含构成前一码的信号成分和构成后一码的信号成分。其结果，对构成特定码的信号成分产生构成前一码的信号成分和构成后一码的信号成分引起的码间干扰(ISI：Inter Symbol Interference)。
另外，图4的例子中，对于经多路径#3接收到的OFDM信号，在FFT窗口内，构成对象码的信号成分(例如，“s(1)至s(4)”)没有成为周期性偏移的形态(由于该信号成分“s(1)至s(4)”没有成为周期性偏移的形态)，所以子载波之间的正交性被破坏，产生相邻子载波引起的载波间干扰(ICI：Inter Carrier Interference)。
一般，OFDM传送方式由于可以避免多路径引起的接收特性的恶化，所以特别是在多路径的影响显著的宽带传送中是有效的传送方式。
但是，OFDM传送方式中，需要将附加的保护间隔长度设定为比信道脉冲响应长度还长，在“保护间隔长度+IFFT点长度”＜“信道脉冲响应长度”时，不仅产生多路径的影响引起的码间干扰，由于还破坏子载波间的正交性，所以具有还产生载波间干扰的问题。
这点在OFDM传送方式中，若假设概率低但根据周边状况可产生的最长的脉冲响应长度而设定保护间隔长度，则由于频率利用率降低，所以希望一种在信道脉冲响应长度超过保护间隔长度的情况下，也可以避免因码间干扰和载波间干扰引起的接收特性恶化的传送方式。
为了解决有关的问题，即作为信道脉冲响应长度超过保护间隔长度时的对策，提出了现有技术2的OFDM接收机。
图5表示现有技术2的OFDM接收机200的结构。现有技术2的OFDM200的整体结构成为Turbo均衡接收机。另外，代替FFT处理，采用MMSE滤波处理，进行从时域信号成为频域信号的变换处理。
具体说来，如图5所示，现有技术2的OFDM接收机200具有ISI补偿单元300、ICI补偿单元400、信道估计单元208、线性滤波器202、滤波生成单元203、解映射单元204、解交织器205、译码器206和发送信号估计值取得单元207。
信道估计单元208基于经多个多路径#0至#3(参考图8)接收到的OFDM信号，取得各多路径#1至#3的信道估计值，将取得的信道估计值(包含脉冲响应长度)发送给ISI补偿单元300和ICI补偿单元400。
ISI补偿单元300基于来自信道估计单元208的信道估计值和来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值，对来自OFDM发送机100的接收信号实施ISI补偿处理。
具体说来，如图6所示，ISI补偿单元300具有ISI成分选择单元302、信道模拟单元303和减法器304。
ISI成分选择单元302基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中选择认为引起码间干扰的信号成分，并输出给信道模拟单元303。
图8的例子中，ISI成分选择单元302基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中，作为认为引起码间干扰的信号成分选择超过保护间隔的延迟后接收的信号成分“S(4-Ns)”，并输出给信道模拟单元303。
信道模拟单元303通过基于来自信道估计单元208的信道估计值，对来自ISI成分选择单元302的信号成分卷积信道脉冲响应，取得表示希望删除的干扰信号成分的复制品，并输出给减法器304。
图8的例子中，信道模拟单元303通过对来自ISI成分选择单元302的信号成分“S(4-Ns)”卷积多路径#3的信道脉冲响应，取得复制品“h(3)s(4-Ns)”，并输出给减法器304。
减法器304通过从接收到的OFDM信号中减去信道模拟单元303输出的复制品(图8的例子中，“h(3)s(4-Ns)”)，取得ISI补偿后OFDM信号，并输出给ICI补偿单元400。
ICI补偿单元400基于来自信道估计单元208的信道估计值和来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值，对来自ISI补偿单元300的ISI补偿后的OFDM实施ICI补偿处理。
具体说来，如图7所示，ICI补偿单元400由对应各子载波的子载波1用ICI补偿单元4001至子载波n用ICI补偿单元400n构成。由于所有ICI补偿单元4001至400n的结构相同，所以以下对子载波1用ICI补偿单元4001进行说明。
如图7所示，子载波1用ICI补偿单元4001具有非希望发送信号估计值选择单元401、ICI成分选择单元403、信道模拟单元404、减法器405、保护间隔去除单元406和子载波成分抽取单元407。
非希望发送信号估计值选择单元401在频域将来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值(时域信号)变换为频域信号，从该发送信号估计值(频域信号)选择与子载波1以外的子载波2至n对应的发送信号估计值(频域信号)，并将所选的发送信号估计值(频域信号)变换为时域信号，输出给ICI成分选择单元403。
ICI成分选择单元403基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自非希望发送信号估计值选择单元401的与子载波2至n对应的发送信号估计值中选择认为引起码间干扰的信号成分，并输出给信道模拟单元404。
图8的例子中，ICI成分选择单元403基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，在OFDM发送机100所用的FFT窗口内，抽取没有成为仅包含构成对象码的信号成分“S(1)至S(4)”的形态(包含周期性偏移的形态)的多路径#3。接着，ICI成分选择单元403作为认为引起载波间干扰的信号成分选择经多路径#3接收到的OFDM信号的该FFT窗口内的信号成分“S(3)、S(4)和S(1)”，并输出给信道模拟单元404。
信道模拟单元404通过基于来自信道估计单元208的信道估计值，对来自ICI成分选择单元403的信号成分卷积信道脉冲响应，取得表示希望删除的干扰信号成分的复制品，并输出给减法器405。
图8的例子中，信道模拟单元404通过对来自ICI成分选择单元403的信号成分“S(3)、S(4)和S(1)”卷积多路径#3的信道脉冲响应，取得复制品“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”，并输出给减法器405。
减法器405将从ISI补偿后OFDM信号中减去来自信道模拟单元404的复制品(图8的例子中，“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”)的信号输出给保护间隔去除单元406。
保护间隔去除单元406从来自减法器405的信号中去除保护间隔，并输出给子载波成分抽取单元407。
图9示出保护间隔去除单元406输出的信号中包含的信号成分。如图9所示，在保护间隔去除单元406输出的信号中，对于经多路径#0至#2接收到的信号包含有对应所有子载波的信号成分“h(0)s(1)至h(0)s(4)”、“h(1)s(1)至h(1)s(4)”、“h(2)s(1)至h(2)s(4)”，对于经多路径#3接收到的信号包含有对应子载波1的信号成分“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”。
子载波成分抽取单元407通过对保护间隔去除单元406输出的信号乘以由如下述的DFT(离散傅立叶变换：Discrete Fourier Transform)行列的第1行要素构成的行矢量，计算出对应子载波1的频域信号(ICI补偿后OFDM信号)，并输出给线性滤波器202。
Figure A20041009100300091
[数学式1]
现有技术2中，子载波成分抽取单元407由MMSE滤波器构成。
另外，各ICI子载波用补偿单元400考虑经所有多路径#0至#3接收到的OFDM信号的信号成分，为了再现信息信号，从ISI补偿后OFDM信号中不全删除经多路径#3接收到的OFDM信号的信号成分“h(3)s(x)”，而是仅删除从经多路径#3接收到的OFDM信号的信号成分“h(3)s(x)”中的与特定子载波以外的子载波对应的信号成分“h(3)s(x)”。
发送信号估计值取得单元207通过对由译码器206再现的信息信号进行与OFDM发送机100的纠错编码处理、交织处理、码映射处理、保护间隔附加处理和IFFT处理相同的处理，计算出作为OFDM发送机100发送的OFDM信号的估计值的发送信号估计值，并输出给ISI补偿单元300、ICI补偿单元400、线性滤波器202和滤波生成单元203。
但是，现有的OFDM接收机200存在以下问题，即考虑经所有多路径接收到的OFDM信号的信号成分，为了再现信息信号，需要生成每个子载波的复制品，用于进行ICI补偿处理的处理量非常大。
另外，现有的OFDM接收机200存在以下问题，即考虑经所有多路径接收到的OFDM信号的信号成分，为了再现信息信号，对每个子载波进行ICI补偿处理，不能采用FFT(高速傅立叶变换：Discrete Fourier Transform)处理，因此处理量非常大。
发明内容
因此，本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于提供一种在多路径环境下可以减少用于进行ICI补偿处理的处理量的OFDM接收机。
本发明的OFDM接收机，用于从OFDM发送机接收采用子载波发来的OFDM信号，具有：信道估计单元，基于经多个多路径接收到的上述OFDM信号，取得各多路径的信道估计值；发送信号估计值计算单元，计算作为上述OFDM信号的估计值的发送信号估计值；和载波间干扰补偿单元，基于上述发送信号估计值和上述各多路径的信道估计值，在FFT窗口内抽取没有成为仅包含构成对象码的信号成分的形态的多路径，基于与该多路径的所有子载波对应的信号成分，对上述OFDM信号的载波间干扰进行补偿。
附图说明
图1是现有技术1的OFDM发送机的功能框图。
图2是现有技术1的OFDM接收机的功能框图。
图3是表示在现有技术1的OFDM接收机中不产生码间干扰和载波间干扰时的OFDM信号的一例的图。
图4是表示在现有技术1的OFDM接收机中产生码间干扰和载波间干扰时的OFDM信号的一例的图。
图5是现有技术2的OFDM接收机的功能框图。
图6是现有技术2的OFDM接收机的ISI补偿单元的功能框图。
图7是现有技术2的OFDM接收机的ICI补偿单元的功能框图。
图8是表示由现有技术2的OFDM接收机的ISI补偿单元和ICI补偿单元进行补偿之后的OFDM信号的一例的图。
图9是表示现有技术2的OFDM接收机的保护间隔去除单元输出的信号中包含的信号成分的一例的图。
图10是本发明的实施例1的OFDM接收机的ICI补偿单元的功能框图。
图11是表示由本发明的实施例1的OFDM接收机的ICI补偿单元进行ICI补偿之后的OFDM信号的信号成分的图。
图12是本发明的实施例2的OFDM接收机的ICI补偿单元的功能框图。
图13是用于说明本发明的实施例2的OFDM接收机的示意图。
图14是表示由本发明的实施例2的OFDM接收机的ICI补偿单元进行ICI补偿之后的OFDM信号的信号成分的图。
图15是表示保护间隔长度为“3”时的OFDM信号的信号成分的图。
图16是变更例1的OFDM接收机的功能框图。
图17是变更例1的OFDM发送机的功能框图。
图18是用于说明在本发明的实施例3的OFDM接收机中设定FFT窗口的方法的图。
图19是表示由本发明的实施例3的OFDM接收机的ICI补偿单元进行ICI补偿之后的OFDM信号的信号成分的图。
图20是本发明的实施例3的OFDM接收机的ISI补偿单元的功能框图。
图21是本发明的实施例3的OFDM接收机的ICI补偿单元的功能框图。
图22是表示本发明的实施例4的OFDM接收机所用的帧结构的图。
图23是本发明的实施例5的OFDM接收机的功能框图。
图24是表示采用本发明的实施例2的OFDM接收机的仿真结果的图。
具体实施方式
实施例1
以下，参考附图说明本发明的实施例1的OFDM接收机。本实施例的OFDM接收机200构成为从OFDM发送机100接收采用子载波发来的OFDM信号。
本实施例的OFDM接收机200的结构除了ICI补偿单元400之外，与现有技术2的OFDM接收机200的结构相同，所以下面对本实施例的OFDM接收机200的ICI补偿单元400的结构进行说明。
如图10所示，本实施例的ICI补偿单元400具有ICI成分选择单元403、信道模拟单元404、减法器405、保护间隔去除单元406和FFT单元408。
ICI成分选择单元403基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中选择成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分，并输出给信道模拟单元404。在此，与现有技术2的OFDM接收机的场合不同，在输出给信道模拟单元404的载波间干扰信号成分包含有对应所有子载波的信号成分(所有子载波成分)。
图8的例子中，ICI成分选择单元403基于来自信号估计单元208的脉冲响应长度，在如上所述设定的FFT窗口内，抽取没有成为仅包含构成对象码的信号成分“S(1)至S(4)”的形态(包含周期性偏移的形态)的多路径#3。接着，ICI成分选择单元403作为成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分选择经多路径#3接收到的OFDM信号的该FFT窗口内的信号成分“S(3)、S(4)和S(1)”，并输出给信道模拟单元404。
信道模拟单元404通过基于来自信道估计单元208的信道估计值，对来自ICI成分选择单元403的信号成分卷积信道脉冲响应，取得表示希望删除的载波间干扰信号成分的复制品，并输出给减法器405。
图8的例子中，信道模拟单元404通过对来自ICI成分选择单元403的信号成分“S(3)、S(4)和S(1)”卷积多路径#3的信道脉冲响应，取得复制品“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”，并输出给减法器405。
本实施例中，ICI成分选择单元403和信道模拟单元404构成复制品生成单元，该复制品生成单元是基于发送信号估计值和各多路径的信道估计值，生成包含由成为载波间干扰原因的信号成分构成的所有子载波成分的复制品。
减法器405将从ISI补偿后OFDM信号中减去从信道模拟单元404输出的复制品(例如，“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”)的信号输出给保护间隔去除单元406。
保护间隔去除单元406从来自减法器405的信号中去除保护间隔，并输出给FFT单元408。
另外，如图11所示，与现有技术2的OFDM接收机200的场合不同，在保护间隔去除单元406输出的信号仅包含有对应所有子载波1至n的信号成分“h(0)s(1)至h(0)s(4)”、“h(1)s(1)至h(1)s(4)”和“h(2)s(1)至h(2)s(4)”，不包含对于经多路径#3接收到的信号的信号成分“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”。
FFT单元408基于OFDM发送机100所用的FFT窗口，对保护间隔去除单元406输出的OFDM信号实施FFT处理，计算出频域信号(ICI补偿后OFDM信号)，并输出给线性滤波器202。
本实施例的OFDM接收机200的ICI补偿单元400构成为基于一般成为引起载波间干扰的原因的信号成分，即经多路径#3接收到的OFDM信号的功率非常小的事实，将经多路径#3接收到的OFDM信号不作ICI补偿后OFDM信号。
根据本实施例的OFDM接收机200的ICI补偿单元400的结构，由于经多路径#3接收到的OFDM信号的信号成分的功率小的事实，可以对误帧率特性和误码率特性几乎没有影响而可以再现信息信号，不需要对每个子载波进行ICI补偿处理，所以可以采用FFT处理，可以削减处理量和实现高速化。
另外，本实施例的OFDM接收机200也可以是构成为一起并存本实施例的ICI补偿单元400和现有技术2的ICI补偿单元400，在包含成为引起载波间干扰原因的信号成分的经多路径#3接收到的OFDM信号的功率小于规定阈值时，使本实施例的ICI补偿单元400工作。
实施例2
参考图12至图15说明本发明的实施例2。以下，对于本实施例的OFDM接收机200，主要对与上述实施例1的OFDM接收机200的不同点进行说明。本实施例的OFDM接收机200的结构除了ICI补偿单元400之外，与现有技术2的OFDM接收机200的结构相同，因此以下对本实施例的OFDM接收机200的ICI补偿单元400的结构进行说明。
如图12所示，本实施例的ICI补偿单元400具有附加保护间隔成分选择单元409、信道模拟单元403、加法器410、保护间隔去除单元406和FFT单元408。
附加间隔成分选择单元409基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中选择成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分(图13的例子中，经多路径#3接收到的OFDM信号内的信号成分“s(3)、s(4)和s(1)”)。
即，附加保护间隔成分选择单元409在如上所述设定的FFT窗口内，抽取与经没有成为仅包含构成对象码的信号成分“S(1)至S(4)”的形态(包含周期性偏移的形态)的多路径(图13的例子中，多路径#3)接收到的OFDM信号内的对象码对应的FFT窗口内的信号成分(图13的例子中，经多路径#3接收到的OFDM信号内的信号成分“S(3)、S(4)和S(1)”)。
接着，附加间隔成分选择单元409在上述FFT窗口内，选择与成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分(图13的例子中，经多路径#3接收到的OFDM信号内的信号成分“S(3)、S(4)和S(1)”)一起构成OFDM信号内的对象码的信号成分(图13的例子中，“S(2)”)，并输出给信道模拟单元404。
信道模拟单元404通过基于来自信道估计单元208的信道估计值，对来自附加保护间隔成分选择单元409的信号成分卷积信道脉冲响应，取得表示在上述FFT窗口内对象码欠缺的信号成分的复制品，并输出给加法器410。
图13的例子中，信道模拟单元404通过对来自附加保护间隔成分选择单元409的信号成分“s(2)”卷积多路径#3的信道脉冲响应，取得复制品“h(3)s(2)”，并输出给加法器410。
本实施例中，附加保护间隔成分选择单元409和信道模拟单元404构成复制品生成单元，该复制品生成单元是基于发送信号估计值和各多路径的信道估计值，生成由与成为载波间干扰原因的信号成分一起构成OFDM信号内的对象码的信号成分构成的复制品。
加法器410将对ISI补偿后OFDM信号相加了信道模拟单元404输出的复制品(例如，h(3)s(2))的OFDM信号输出给保护间隔去除单元406。
以下，参考图13至图15示意说明本实施例的OFDM接收机200。
如图13所示，第1，成为码间干扰原因的码间干扰信号成分“h(3)s(4-Ns)”与现有技术2的OFDM接收机200的场合同样，由ISI补偿单元300去除。
第2，通过代替ICI补偿单元400去除成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分“h(3)s(3)、h(3)s(4)和h(3)s(1)”，而在如上所述设定的FFT窗口内，从后一码的保护间隔部分复制与载波间干扰信号成分一起构成对象码的信号成分“h(3)s(2)”，并相加到该FFT窗口内的去除了“h(3)s(4-Ns)”的部分，可以保持该FFT窗口内的载波间的正交性。
图14表示理想地实施本实施例的ICI补偿单元400的ICI补偿处理时的ICI补偿后OFDM信号的信号成分。另外，图15表示保护间隔长度为“3”时的接收信号的信号成分。
如图14和图15所示，本实施例的ICI补偿单元400理想地实施ICI补偿处理的情况下，ICI补偿后OFDM信号的信号成分与保护间隔长度为“3”时的OFDM信号的信号成分相同。
本实施例的OFDM接收机200与现有技术2的OFDM接收机200的场合相比，不仅削减了计算量，还不容易受到信道估计值误差的影响。
例如，FFT点数为“64”，保护间隔长度为“4”，信道脉冲响应长度为“6”时，ICI补偿单元400生成的复制品数在现有技术2的OFDM接收机的场合为“128”，而在本实施例的OFDM接收机200的场合为“6”。
另外，现有技术2的OFDM接收机200由于ICI补偿单元400从ISI补偿后OFDM信号中减去的复制品数多，所以容易受到信道估计误差的影响，另一方面，本实施例的OFDM接收机200由于ICI补偿单元400对ISI补偿后OFDM信号相加的复制品数少，所以容易受到信道估计误差的影响。
(变更例1)
上述实施例1和实施例2的OFDM接收机200也可以采用如图16所示的结构。具体说来，如图16所示，该OFDM接收机200在上述实施例1和实施例2的OFDM接收机200的结构之外，还具有错误检测单元210。
本变更例的OFDM接收机200构成为基于对采用CRC(CyclicRedundancy code)等的OFDM信号的错误检测结果，控制ISI补偿单元300和ICI补偿单元400(例如，附加保护间隔成分选择单元409、信道模拟单元和加法器410)的工作和停止。
错误检测单元210对译码器206输出的纠错译码后的信息信号(信息比特序列)采用OFDM发送机100附加的错误检测码检测有无错误，将错误检测结果输出给线性滤波器202、滤波生成单元203、发送信号估计值取得单元207、ISI补偿单元300和ICI补偿单元400。
线性滤波器202、滤波生成单元203、发送信号估计值取得单元207、ISI补偿单元300和ICI补偿单元400在检测出错误的情况下，重复处理次数也超过了一定次数(预先设定)时，各单元都停止处理，进行将重发请求发送给OFDM发送机100等的处理。
另外，与本变更例的OFDM接收机200对应的OFDM发送机100的结构如图17所示，在现有的OFDM发送机100的结构中代替编码器101而具有错误检测码附加单元101a和纠错码附加单元101b。
错误检测码附加单元101a对输入的信息信号附加错误检测码。作为错误检测码一般大多使用CRC。
纠错码附加单元101b对错误检测码附加单元101a输出的错误检测码附加后的信息信号实施纠错编码处理。
实施例3
参考图18至图21说明本发明的实施例3。以下，对本实施例的OFDM接收机200主要说明与上述实施例1的OFDM接收机200的不同点。
如图18所示，本实施例的OFDM接收机200优先选择接收了具有规定值以上的功率的OFDM信号的多路径，如图19所示，将FFT窗口设定为包含所有经所选的多路径接收到的OFDM信号的信号成分。
此时，认为经多路径#1接收到的OFDM信号的信号成分和经多路径#4接收到的OFDM信号的信号成分引起码间干扰和载波间干扰。
即，此时，与成为第1载波间干扰原因的载波间干扰信号成分“h(0)s(2)、h(0)s(3)和h(0)s(4)”一起构成OFDM信号内的对象码的第1信号成分“h(0)s(1)”包含在对象码期间的前一码期间，并且，与成为第2载波间干扰原因的载波间干扰信号成分“h(4)s(3)、h(4)s(4)和h(4)s(1)”一起构成OFDM信号内的对象码的第2信号成分“h(4)s(2)”包含在对象码期间的后一码期间。
如图20所示，本实施例的ISI补偿单元300具有2个ISI成分选择单元302a、302b，2个信道模拟单元303a、303b，和2个减法器304a、304b。
ISI补偿单元300利用ISI成分选择单元302a、信道模拟单元303a和减法器304a，避免经多路径#0接收到的OFDM信号的信号成分引起的码间干扰，利用ISI成分选择单元302b、信道模拟单元303b和减法器304b，避免经多路径#3接收到的OFDM信号的信号成分引起的码间干扰。
具体说来，ISI成分选择单元302a从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中，基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，作为成为码间干扰原因的码间干扰信号成分选择构成对象码的后一码的信号成分“s(3+Ns)”，并输出给信道模拟单元303a。在此，在对象码期间(FFT窗口)内接收信号成分“s(3+Ns)”。
信道模拟单元303a通过对来自ISI成分选择单元302a的信号成分“s(3+Ns)”卷积多路径#0的信道脉冲响应，取得复制品“h(0)s(3+Ns)”，并输出给减法器304a。
减法器304a从接收信号中减去信道模拟单元303a输出的复制品(图19的例子中，“h(0)s(3+Ns)”)，并输出给减法器304b。
另一方面，ISI成分选择单元302b基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中，作为成为码间干扰原因的码间干扰信号成分选择构成对象码的前一码的信号成分“s(4-Ns)”，并输出给信道模拟单元303b。在此，在对象码期间(FFT窗口)内接收码间干扰信号成分“s(4-Ns)”。
信道模拟单元303b通过对来自ISI成分选择单元302b的信号成分“s(4-Ns)”卷积多路径#4的信道脉冲响应，取得复制品“h(4)s(4-Ns)”，并输出给减法器304b。
减法器304b通过从减法器304a输出的信号中减去信道模拟单元303b输出的复制品(图19的例子中，“h(4)s(4-Ns)”)，取得ISI补偿后OFDM信号，并输出给ICI补偿单元400。
如图21所示，本实施例的ICI补偿单元400具有2个附加保护间隔成分选择单元409a、409b，2个信道模拟单元403a、403b，2个加法器410a、410b，保护间隔去除单元406和FFT单元408。
ICI补偿单元400构成为利用附加保护间隔成分选择单元409a、信道模拟单元403a和加法器410a，避免经多路径#0接收到的OFDM信号的信号成分引起的载波间干扰，利用附加保护间隔成分选择单元409b、信道模拟单元403b和加法器410b，避免经多路径#4接收到的OFDM信号的信号成分引起的载波间干扰。
附加保护间隔成分选择单元409a基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中选择成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分(图19的例子中，经多路径#0接收到的OFDM信号内的信号成分“s(2)、s(3)和s(4)”)。
即，附加保护间隔成分选择单元409a在如上所述设定的FFT窗口内，抽取与经没有成为仅包含构成对象码的信号成分“S(1)至S(4)”的形态(包含周期性偏移的形态)的多路径(图19的例子中，多路径#0)接收到的OFDM信号内的对象码对应的FFT窗口内的信号成分(图19的例子中，经多路径#0接收到的OFDM信号内的信号成分“S(2)、S(3)和S(4)”)。
接着，附加间隔成分选择单元409a在上述FFT窗口内，选择与成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分(图19的例子中，经多路径#0接收到的OFDM信号内的信号成分“S(2)、S(3)和S(4)”)一起构成OFDM信号内的对象码的信号成分(图19的例子中，“S(1)”)，并输出给信道模拟单元404a。
信道模拟单元404a通过基于来自信道估计单元208的信道估计值，对来自附加保护间隔成分选择单元409a的信号成分卷积信道脉冲响应，取得表示在上述FFT窗口内对象码欠缺的信号成分的复制品“h(0)s(1)”，并输出给加法器410a。
加法器410a将对ISI补偿后OFDM信号相加了信道模拟单元404a输出的复制品“h(0)s(1)”的信号输出给加法器410b。
另一方面，附加保护间隔成分选择单元409b基于来自信道估计单元208的脉冲响应长度，从来自发送信号估计值取得单元207的发送信号估计值中选择成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分(图19的例子中，经多路径#4接收到的OFDM信号内的信号成分“s(3)、s(4)和s(4)”)。
即，附加保护间隔成分选择单元409b在如上所述设定的FFT窗口内，抽取与经没有成为仅包含构成对象码的信号成分“s(1)至s(4)”的形态(包含周期性偏移的形态)的多路径(图19的例子中，多路径#4)接收到的OFDM信号内的对象码对应的FFT窗口内的信号成分(图19的例子中，经多路径#4接收到的OFDM信号内的信号成分“s(3)、s(4)和s(1)”)。
接着，附加间隔成分选择单元409b在上述FFT窗口内，选择与成为载波间干扰原因的载波间干扰信号成分(图19的例子中，经多路径#4接收到的OFDM信号内的信号成分“s(3)、s(4)和s(1)”)一起构成OFDM信号内的对象码的信号成分(图19的例子中，“s(2)”)，并输出给信道模拟单元404b。
信道模拟单元404b通过基于来自信道估计单元208的信道估计值，对来自附加保护间隔成分选择单元409b的信号成分卷积信道脉冲响应，取得表示在上述FFT窗口内对象码欠缺的信号成分的复制品“h(3)s(2)”，并输出给加法器410b。
加法器410b将对来自加法器410a的信号相加了信道模拟单元404b输出的复制品“h(3)s(2)”的信号输出给保护间隔去除单元406。
如上述例子，在对象码的FFT窗口内同时包含构成前后码的信号成分时，如上述实施例2，与在对象码期间(FFT窗口)内包含构成前一或后一的某个码的信号成分的场合相比，由于处理量增加，所以本实施例的OFDM接收机200最好是将FFT窗口设定为尽可能在对象码的FFT窗口内仅包含构成前一或后一的某个码的信号成分。
即，最好是将FFT处理408所用的FFT窗口设定为与成为载波间干扰原因的信号成分一起构成OFDM信号内的对象码的信号成分包含在对象码期间的前一码期间或对象码期间的后一码期间的某一方。
但是，由于还假设了像这样不能设定FFT窗口的场合，所以本实施例的OFDM接收机200也可以构成为将FFT窗口的设定结果通知给ISI补偿单元300和ICI补偿单元400。在此，在FFT窗口的设定结果包含有表示在对象码的FFT窗口内同时包含构成前后码的信号成分的设定结果(设定结果1)、表示仅包含构成前一码的信号成分的设定结果(设定结果2)、以及表示仅包含构成后一码的设定结果(设定结果3)。
此时，ISI补偿单元300接收了设定结果1时，使ISI成分选择单元302a和信道模拟单元303a和减法器304a(系统a)、以及ISI成分选择单元302b和信道模拟单元303b和减法器304b(系统b)的双方工作，在接收了设定结果2时，只使系统a工作，在接收了设定结果3时，只使系统b工作。
另外，ICI补偿单元400接收了设定结果1时，使附加保护间隔成分选择单元409a和信道模拟单元403a和加法器410a(系统a)、以及附加保护间隔成分选择单元409b和信道模拟单元403b和加法器410b(系统b)的双方工作，在接收了设定结果2时，只使系统a工作，在接收了设定结果3时，只使系统b工作。
实施例4
参考图22说明本发明的实施例4的OFDM接收机200。在图22A示出现有技术的OFDM接收机200所用的OFDM信号的帧结构，在图22B示出本实施例的OFDM接收机200所用的OFDM信号的帧结构。
如图22A所示，现有技术的OFDM接收机200所用的OFDM信号的帧结构中，附加到训练码(导频码)的保护间隔长度与附加到数据码的保护间隔长度相等。
本发明的OFDM接收机200中，为了准确进行ISI补偿处理和ICI补偿处理，需要取得准确的信道估计值。
但是，在包含训练码的码的保护间隔长度比信道脉冲响应长度还短时，在信道估计处理中受到码间干扰和载波间干扰的影响，信道估计精度降低。
因此，如图22B所示，本实施例的OFDM接收机200构成为附加到训练码的保护间隔长度比附加到数据码的保护间隔长度长。
通过采用相关的帧结构，本发明的OFDM接收机200可以提高对训练码的信道估计精度，可以更准确进行ISI补偿处理和ICI补偿处理。
另外，如果对训练码附加过多的保护间隔，则传送效率显著降低，所以本实施例中，最好将附加到训练码的保护间隔长度设为“最大补偿点数+α”。
另外，“最大补偿点数”是指在本发明的接收机假设的可补偿的点数。重新补偿点数是应考虑FFT点数、保护间隔点数、编码方法、实际的接收机可许可的处理量和目标通信品质等而确定的值。
在此，使附加到训练码的保护间隔长度大于“最大补偿点数”的理由是在为了为限制带宽而运用了滤波器的情况下，也可以取得良好的信道估计值。
实施例5
参考图23说明本发明的实施例5的OFDM接收机200。本实施例的OFDM接收机200是将上述实施例的ISI补偿单元300和ICI补偿单元400适用于采用多个天线接收OFDM信号的系统或MIMO(Multi-InputMulti-Output)系统。本实施例的OFDM接收机200接收由多个OFDM发送机100同时且以同一频率发来的信号。
如图23所示，本实施例的OFDM接收机200具有多个ISI补偿单元3001至300n、多个ICI补偿单元4001至400n、多个MIMI均衡器5001至500m、多个流处理单元6001至600N。
多个ISI补偿单元3001至300n以及多个ICI补偿单元4001至400n对所有由多个OFDM发送机100同时且以同一频带发来的OFDM信号采用上述实施例1至3的任一所述的方法分别实施ISI补偿处理和ICI补偿处理。
各MIMO均衡器5001至500m对来自多个ICI补偿单元4001至400n的ICI补偿后的OFDM实施均衡处理，分割成各流1至N的码，分别输出给流处理单元6001至600N的每一个。各MIMO均衡器5001至500m可以由D-BLAST等研究的任意MIMO均衡器构成。
多个流处理单元6001至600N分别具有P/S变换单元209、解映射单元204、解交织器205、译码器206和发送信号估计值取得单元207。
各流处理单元6001至600N从各流1至N的码再现信息信号。
(仿真结果)
以下，说明测定了OFDM接收机的补偿处理所需的运算次数以及FER特性的仿真结果。本仿真中，在没有补偿处理的情况下，使用了本实施例2的OFDM接收机200的补偿处理时，测定了使用了现有的补偿处理时的运算次数和FER特性。在表1示出本仿真所用的参数。
                            表1
发送天线数 1
接收天线数 2
信道 等电平15路径瑞利信道
信道估计 完全
FFT点数 64
保护间隔点数 5
最大补偿点数 9
FEC 卷积码(编码率1/2，限制长度7)
帧内码数 480
重复次数 3
在表2示出在各情况下的运算次数的比较结果，在图24示出在各情况下的FER特性的比较结果。
                          表2
总运算次数
没有补偿 221184
本发明(实施例2)的补偿处理 908928
现有的补偿处理 35769600
如表2和图24所示，采用了本实施例2的OFDM接收机200的补偿处理的场合与没有补偿处理的场合相比，FER特性得到改善。
另外，如表2和图24所示，采用了本实施例2的OFDM接收机200的补偿处理的场合与采用了现有的补偿处理的场合相比，可知虽然运算次数削减成1/40，但FER特性几乎没有变化。
如上所述，根据本发明，可以提供一种在多路径环境下可以减少用于进行ICI补偿处理的处理量的OFDM接收机。
另外，不言而喻，对上述实施方式中的多路径的抽取，即FFT窗口的设定，既可以按照复制品的生成数为最小那样设定，也可以按照FFT窗口内所包含的ICI成分以及ISI成分的接收信号成分的总功率为最大那样设定。

Claims (9)

1.一种OFDM接收机，用于从OFDM发送机接收用子载波发来的OFDM信号，
其特征在于，具有：
信道估计单元，基于经多个多路径接收到的上述OFDM信号，取得各多路径的信道估计值；
发送信号估计值计算单元，计算作为上述OFDM信号的估计值的发送信号估计值；和
载波间干扰补偿单元，基于上述发送信号估计值和上述各多路径的信道估计值，在FFT窗口内抽取没有成为仅包含构成对象码的信号成分的形态的多路径，基于与该多路径的所有子载波对应的信号成分，对上述OFDM信号的载波间干扰进行补偿。
2.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其特征在于：
上述载波间干扰补偿单元具有：
载波间干扰信号成分选择单元，基于上述发送信号估计值和上述各多路径的信道估计值，抽取没有成为仅包含构成对象码的信号成分的形态的多路径，选择与经该多路径接收到的上述FFT窗口内的所有子载波对应的载波间干扰信号成分；
信道模拟单元，生成由所选的上述载波间干扰信号成分构成的复制品；
减法器，从接收到的上述OFDM信号中减去上述复制品；和
FFT单元，对减去了上述复制品的OFDM信号实施FFT处理。
3.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其特征在于：
上述载波间干扰补偿单元具有：
载波间干扰信号成分选择单元，基于上述发送信号估计值和上述各多路径的信道估计值，抽取没有成为仅包含构成对象码的信号成分的形态的多路径，选择与经该多路径接收到的上述FFT窗口内的所有子载波对应的载波间干扰信号成分，选择与该载波间干扰信号成分一起构成上述对象码的所有子载波对应的信号成分；
信道模拟单元，生成由所选的上述信号成分构成的复制品；
加法器，对接收到的上述OFDM信号相加上述复制品；和
FFT单元，对相加了上述复制品的OFDM信号实施FFT处理。
4.根据权利要求3所述的OFDM接收机，其特征在于：
基于对接收到的上述OFDM信号的错误检测结果，控制上述载波间干扰补偿单元的工作和停止。
5.根据权利要求3所述的OFDM接收机，其特征在于：
在与FFT窗口内的第1多路径的第1载波间干扰信号成分一起构成对象码的第1信号成分包含在该FFT窗口的前一FFT窗口，并且与FFT窗口内的第2多路径的第2载波间干扰信号成分一起构成对象码的第2信号成分包含在该FFT窗口的后一FFT窗口时，上述信道模拟单元生成由上述第1信号成分构成的第1复制品以及由上述第2信号成分构成的第2复制品，
上述加法器对接收到的上述OFDM信号相加上述第1复制品以及上述第2复制品。
6.根据权利要求3所述的OFDM接收机，其特征在于：
具有FFT窗口设定单元，用于设定上述FFT处理所用的FFT窗口，以使与上述FFT窗口内的载波间干扰信号成分一起构成对象码的信号成分能够包含在该FFT窗口的前一FFT窗口或该FFT窗口的后一FFT窗口中的一方。
7.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其特征在于：
附加到训练码的保护间隔长度比附加到数据码的保护间隔长度长。
8.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其特征在于：
附加到训练码的保护间隔长度是基于最大补偿点数确定的。
9.根据权利要求1所述的OFDM接收机，其特征在于：
具有MIMO均衡器，将进行了信道间干扰补偿的OFDM信号按流进行分离。
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