CN1658605A

CN1658605A - 数字广播信号接收装置和方法

Info

Publication number: CN1658605A
Application number: CN200510007735.8A
Authority: CN
Inventors: 阿部义德
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2004-02-16
Filing date: 2005-02-16
Publication date: 2005-08-24
Also published as: JP3802031B2; EP1564946A3; EP1564946A2; US20050180517A1; EP1564946B1; DE602005022513D1; JP2005229466A; US7450653B2

Abstract

一种信号接收装置和方法，其具有高的传输特性推算准确度，并在信号解码过程中具有较低的误差率。对于分配在OFDM码元空间中的导频载波的各个检测信号，计算其传输函数。对该传输函数进行脉冲延时和码元频率的二维傅立叶变换，由此生成二维数据空间。通过滤波器提取域来提取该二维数据空间的预定域。对包含在所提取的域中的数据进行载波频率和码元时间的二维逆傅立叶变换，由此生成推算传输函数。

Description

数字广播信号接收装置和方法

技术领域

本发明涉及例如用于接收地面数字广播信号的装置和方法。

背景技术

已知OFDM(正交频分复用)方案是一种用于地面数字广播的调制方案。该方案广泛应用于地面数字广播系统，例如欧洲DVB-T(地面数字视频广播)标准以及日本ISDB-T(地面综合业务数字广播)标准。

OFDM方案采用所谓的多载波方案，该多载波方案利用在频率轴上等间距分布的多种载波，即，以单位发送时间为间隔(下文中，称为“码元发送周期”)依次转发OFDM码元(下文中，称为“码元”)的调制方案，其中该OFDM码元是基于发送数据对这些载波进行调制而获得的。由于该OFDM方案与诸如QAM和VSB的单载波调制方案相比能够设置更长的码元发送周期，所以其具有抗多径干扰的特征。

通常，在利用OFDM方案的地面数字广播中，使用导频载波信号以有助于推算传输线路上的传输特性，同时使用数据载波信号传输视频和音频信息数据。例如，在诸如ISDB-T和DVB-T的上述标准中，定义导频载波信号并将其称为散布(scattered)导频载波信号(下文中，称为“SP信号”)。已经知道，当假设OFDM码元空间为载波频率与码元时间的二维空间时，将多个SP信号叠加在该同一空间中的多个特定位置上，其中预先限定该空间的复幅值(complex amplitude)(即，绝对幅值和相位)。因此，使得用于接收符合该标准的数字广播的接收机能够通过利用SP信号推算与无线电波传输路径上的载波相关的传输特性。根据推算结果，可以对接收信号进行校正和均衡处理。

顺便提及，包含在OFDM码元空间中的SP信号之外的其它载波信号通常是通过QAM、PSK等进行了调制的数据载波信号。

对于在传统数字广播接收机中使用的信号传输特性估测电路和方法，在日本专利公开No.11-163822(专利文献1)、日本专利公开No.11-239115(专利文献2)、日本专利公开No.2002-261729(专利文献3)、日本专利公开No.2003-101503(专利文献4)等中公开了这些技术。这些现有技术是下述方案，在该方案中，对在OFDM码元空间内分散分布的SP载波的传输特性进行二维滤波处理，由此估测其它数据载波的传输特性。在这些现有技术中的任何一种中，通过组合沿码元时间方向的一维滤波器(下文中，称为“码元滤波器”)以及沿载波频率方向的一维滤波器(下文中，称为“载波滤波器”)来实现二维滤波处理。

因此，难以对二维滤波器的整个通频带进行自适应优化处理，这导致信号传输特性的估测准确度低的问题。

同时，在传统的二维滤波处理中，码元滤波器由于操作量的限制使用IIR(无限脉冲响应)滤波器。但是，IIR滤波器不具有相位线性，因此不能明确地确定其绝对延迟量。由此，会出现如下问题：对OFDM码元的信号传输特性进行估测的误差增加。

本发明要解决的问题包括(作为一个示例)提供一种信号接收装置和方法，其具有较高的传输特性估测准确度，并且在信号解码过程中的误差率较低。

发明内容

根据本发明一个方面的信号接收装置包括：信号检测部，用于接收包括导频信号(该导频信号在预定的载波位置处具有特定的已知复幅值)在内的OFDM信号，并将通过检测包含在多个OFDM码元中的多个连续OFDM码元中的多个载波而获得的各个接收复幅值分配在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上的二维数据域中；传输特性估测部，用于根据与分配在二维数据域中的多个接收复幅值中的多个导频载波相对应的接收复幅值，来估测与各个载波信号相关的传输特性；以及数据解码部，用于根据接收复幅值和接收信号传输特性对传输数据进行解码；其中所述传输特性估测部包括：计算器，用于根据分配在二维数据域中的多个接收复幅值中的与多个导频载波相对应的接收复幅值，计算导频载波传输特性；变换器，用于对导频载波传输特性进行二维傅立叶变换，并在与传输线路延时和传输线路变频(variation frequency)相对应的二维空间上产生经二维傅立叶变换的数据；滤波器，用于从所述经二维傅立叶变换的数据中提取由滤波器提取域限定的特定域中的数据组；以及生成器，用于对选择性提取的数据组进行二维逆傅立叶变换，并在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上生成经二维逆变换的数据，并根据所产生的数据生成接收信号传输特性。

根据本发明另一方面的信号接收方法包括如下步骤：接收包括导频信号(该导频信号在预定载波位置处具有特定的已知复幅值)在内的OFDM信号，并将通过检测包含在多个OFDM码元中的多个连续OFDM码元中的载波而获得的各个接收复幅值分配在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上的二维数据域中；根据分配在二维数据域中的导频信号，来估测与各个接收信号相关的接收信号传输特性；以及根据接收复幅值以及接收信号传输特性对传输数据进行解码；其中所述传输特性估测步骤包括：根据与分配在二维数据域中的接收复幅值中的导频载波相对应的接收复幅值，计算导频载波传输特性；对导频载波传输特性进行二维傅立叶变换，并在与传输线路延时和传输线路变频相对应的二维空间上产生经二维傅立叶变换的数据；从所述经二维傅立叶变换的数据中选择性地提取由滤波器提取域限定的特定域中的数据组；对选择性提取的数据组进行二维逆傅立叶变换，并在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上生成经二维逆变换的数据，以及根据所产生的数据生成接收信号传输特性。

附图说明

图1是表示根据ISDB-T标准的OFDM码元接收的说明图；

图2是表示根据ISDB-T标准的传输模式1中的调制参数的值的说明图；

图3是表示在本发明实施例中使用的常值参数的值的说明图；

图4是表示根据第一实施例的接收机的结构的方框图；

图5是表示区段和载波标号(index)之间的关系的说明图；

图6是表示OFDM码元空间的结构的说明图；

图7是表示分配在OFDM码元空间中的载波的属性的说明图；

图8是表示图4的接收机中的传输特性估测部20的结构的方框图；

图9是表示接收环境1中的空间(m，n)上的功率谱分布的说明图；

图10是表示接收环境2中的空间(m，n)上的功率谱分布的说明图；

图11是表示接收环境3中的空间(m，n)上的功率谱分布的说明图；

图12是表示空间(m，n)上的二维滤波器窗口的设置示例的说明图；

图13是表示第二实施例中的传输特性估测部20a的结构的方框图；

图14是表示第二实施例中的二维滤波器窗口的设置示例的说明图；

图15是表示根据接收环境2中的第三实施例的二维滤波器窗口的设置示例的说明图；

图16是表示根据接收环境3中的第三实施例的二维滤波器窗口的设置示例的说明图；

图17是表示要与二维数据域相乘的窗口函数的示例的说明图；

图18是表示根据第四实施例的二维滤波器窗口的设置示例的说明图；

图19是表示根据第五实施例的接收机结构的方框图；

图20A-20D是表示根据第六实施例的SP信号传输特性的第一推算过程的说明图；

图21A和21B是表示根据第六实施例的SP信号传输特性的第二推算过程的说明图；

图22A和22B是表示根据第六实施例的SP信号传输特性的第三推算过程的说明图。

具体实施方式

下面说明根据本发明第一实施例中的接收机。

顺便提及，在随后各个实施例中，将举例说明基于ISDB-T的地面数字广播的局部接收机。如图1所示，在ISDB-T标准的情况下，OFDM码元由13个区段组成。例如，在传输模式1下，各个区段包含载波的108个波。局部接收机是指仅对包含在位于13个区段中心的区段0中的载波进行解调。

在以下情况中，将举例说明根据ISDB-T标准定义的多种传输模式中的传输模式1的情况。顺便提及，图2表示传输模式1中的调制参数的值，而图3表示在说明中使用的常值参数的值。

首先，在图4中示出了根据第一实施例的接收机1的结构。如图所示，接收机1主要由码元检测部11、码元存储部12、传输特性估测部20和数据解码部30构成。顺便提及，图中表示信号流的箭头示出了组成元件之间的主信号流。例如，假设与主信号相关联的响应和监测信号包括沿与图中的箭头相反的方向传输的情况。此外，图中的箭头用于原理性地表示组成元件之间的信号流。因此，在实际装置中，并非必须完全按照箭头所示的路径来发送/接收各个信号。同时，在实际装置中，并非必须完全如图中所示来划分组成元件。

码元检测部11检测包含在依次发送的各个码元中的载波，并确定载波的复幅值S_p，k(下文中，称为“载波幅值”)。这里，S_p，k表示第k个码元中的第p个载波幅值。如图5所示，可以将载波标号p假定分配为使得信道的中心载波与标号p＝0相对应。即，信道的中心载波与S_0，k相对应，而区段0中的载波组分别与S_-54，k-S_53，k相对应。码元检测部11由调谐器的构成电路、A/D转换器、保护间隔(guard-interval)去除电路、FET电路等构成。但是，该结构并不限于该示例。

接下来，码元存储部12是下述电路，该电路从由码元检测部11输出的载波幅值中选择nX个信道的那些中心载波，并在nY个码元的时间内沿码元时间方向存储这些中心载波。即，关于图6中所示的OFDM码元空间中的载波组(数量为nX×nY)，存储有载波幅值S_p，q(-nX/2≤p＜nX/2，k-nY＜q≤k)。在下文中，假设所存储的载波幅值为空间(p，q)上的二维矩阵{S_p，q：(p，q)∈Z_2D}来进行说明。

顺便提及，如图6所示，p为载波标号，q为码元标号，其中各个标号与载波频率和码元时间相对应。同时，Z_2D与图中的二维快速傅立叶变换域(下文中，称为“2D-FFT域”)相对应。该域具有沿载波频率的方向限定的范围：

-nX/2≤p＜nX/2

以及沿码元时间方向限定的范围：

k-nY＜q≤k。

顺便提及，图7中示出了在作为OFDM码元空间的空间(p，q)上二维设置的各条载波幅值信息与各个载波的属性(关于相关载波为SP信号或者数据载波信号的属性)之间的关系。从图中显见，以每12个载波一个载波的比率叠加SP信号，其中叠加位置以每个码元3个载波的方式循环移动。

同时，数据解码部30是下述部分，该部分从存储在码元存储部12中的载波幅值数据组中提取图6中所示的估测域Z_EST(-wX/2≤p＜wX/2，k-nY/2-wY/2≤q≤k-nY/2+wY/2)内的载波幅值{S_p，q：(p，q)∈Z_EST}，由此对其进行解码处理。

同时，传输特性估测部20是下述部分，该部分根据存储在码元存储部12中的载波幅值来计算估测域Z_EST内对载波幅值推算的传输特性，并将其提供给数据解码部30。

数据解码部30根据来自码元存储部12的载波幅值以及来自传输特性估测部20的推算传输特性进行诸如均衡、去交织(de-interleave)和Reed-Solomon解码的处理，并输出所获得的接收数据作为其结果。顺便提及，由于传输特性估测部20以连续的数量wY对码元部进行传输特性的推算，所以其可以以每接收wY个码元一次的比率进行操作，而无需在每次接收码元的定时进行操作。该操作定时对于数据解码部30中的操作定时也适用。

现将对传输特性估测部20的结构和操作进行说明。

首先，图8中示出了传输特性估测部20的结构。如图所示，传输特性估测部20主要由SP信号传输特性计算电路21、二维傅立叶变换电路22、二维滤波器电路23、二维逆傅立叶变换电路24和推算传输特性输出电路25组成。注意，在以下说明中，将这些电路分别称为计算电路21、变换电路22、滤波器电路23、逆变换电路24和输出电路25。

随后，将说明传输特性估测部20的操作。如前所述，通过OFDM码元空间上的载波排列中的SP信号的现有点以及传输过程中的SP信号的复幅值来预先定义符合ISDB-T标准的地面数字广播。因此，计算电路21仅从由码元存储部12提供的载波幅值中提取与SP信号有关的载波幅值，并通过传输复幅值的已知值对其进行分割。这可以确定与分布在空间(p，q)上的SP信号相关的传输特性{H_p，q：(p，q)∈Z_2D}。对于这一点，计算过程如下。

首先，当S_p，q与图7所示的域Z_2D内的所有单元(p，q)上的SP信号相对应时，计算电路21采用

H_p，q＝S_p，q/R_p，q

并确定与相关SP信号有关的传输特性H_p，q。这里，R_p，q是已知SP信号的发送复幅值。

此外，计算电路21对SP信号之外的其它数据载波信号采用

H_p，q＝0

并固定其传输函数。

在确定域Z_2D中的所有单元(p，q)的传输特性H_p，q之后，计算电路21将其结果输出到变换部22。

变换部22对空间(p，q)上的SP信号传输特性{H_p，q}进行二维傅立叶变换，将其变换成空间(m，n)上的SP信号传输特性{h_m，n：(m，n)∈Z_TRA}。即，在空间(p，q)的载波频率方向(p方向)上，通过执行IFFT(逆快速傅立叶变换)将频域转换为时域。在码元时间方向(q方向)上，通过执行FFT(快速傅立叶变换)将时域转换为频域。

结果，在二维傅立叶变换之后的空间(m，n)中，m轴的方向与时间维相对应，n轴的方向与频率维相对应。同时，空间(p，q)上的域Z_2D与转换到空间(m，n)上的域Z_TRA相对应。将该域在m轴方向上定义为

-nX/2≤m＜nX/2

而在n轴方向上定义为

-nY/2≤n＜nY/2。

滤波器电路23是用于对由变换电路22傅立叶变换到空间(m，n)的数据组进行预定滤波处理的电路。如下所述，根据传输线路的性质，传输线路传输特性的功率谱分布趋向于集中在空间(m，n)的特定域上。因此，滤波器电路23将具有覆盖该域的通带的二维滤波器窗口{W_m，n}的实系数乘以空间(m，n)的SP信号传输特性{h_m，n}，由此计算空间(m，n)上的推算传输特性{g_m，n}。注意，诸如矩形窗口和余弦滑移(rolloff)窗口的各种形式的窗口函数当然可以应用于二维滤波器窗口。将由滤波器电路23计算的推算传输特性{g_m，n}输出到下一级逆变换电路24。

逆变换电路24对由滤波器电路23提供的推算传输特性{g_m，n}执行二维逆傅立叶变换，作为二维傅立叶变换的逆处理，由此计算空间(p，q)的推算传输特性{G_p，q：(p，q)∈Z_2D}。

将由逆变换电路24计算的推算传输特性{G_p，q}提供给输出电路25。该输出电路25提取与由数据解码部30提取的推算域Z_EST的载波幅值相对应的推算传输特性{G_p，q：(p，q)∈Z_EST}，并将所提取的数据提供给数据解码部30。

顺便提及，不从传输特性估测部20向数据解码部30输出与Z_2D整个域相关的推算传输特性的原因在于，在空间(p，q)的周边，受域端部(end)的影响，推算传输特性会产生误差。为了消除端部处的这种影响，作为具体值，nX和nY可以使用比本实施例中的值更大的值。虽然本实施例使用值wY＝204作为推算域码元宽度wY，但是推算域码元宽度wY并不限于该值。类似地，虽然本实施例考虑一个区段的局部接收机的结构，使用与该区段中所包含的载波数量相对应的值wX＝108作为推算域载波宽度wX，但是wX并不限于该值。例如，对于用于接收并解调以传输频段为中心分布的三个区段的接收机，优选地采用wX＝324。

如上所述，根据本实施例的信号接收机包括：信号检测部11，用于以根据传输数据通过对多个载波进行正交调制而生成的传输码元为传输单位，来接收叠加有导频信号的OFDM信号，该导频信号在传输码元内的特定载波上具有特定的已知复幅值，并且该信号检测部11将通过检测包含在多个传输码元中的多个连续传输码元中的载波组而获得的接收信号分配在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上的二维数据域中；传输特性估测部20，用于根据分配在二维数据域中的导频信号，来估测与各个接收信号相关的接收信号传输特性；以及数据解码部30，用于根据接收信号以及接收信号传输特性对传输数据进行解码；其中所述传输特性估测部20包括：计算器电路21，用于计算分配在二维数据域中的导频信号的导频信号传输特性；变换器电路22，用于对导频信号传输特性进行二维傅立叶变换，并生成与传输线路延时和传输线路变频相对应的二维空间上的二维傅立叶变换数据；滤波器电路23，用于在由二维傅立叶变换数据的滤波器提取域限定的特定域中选择性地提取数据组；以及逆变换器电路24和输出电路25，用于对选择性提取的数据组进行二维逆傅立叶变换，并在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上产生二维逆变换数据，并根据所产生的数据生成接收信号变换特性。

因此，根据本实施例的接收机，传统上通过在空间(p，q)中进行卷积来实现的二维滤波处理可以通过二维傅立叶变换之后的空间(m，n)中的窗口的乘法(multiplication)来实现。在该结构中，只要二维滤波器窗口系数W_m，n为实数，就不会由于滤波而出现延迟。因此，可以正确地计算特定载波幅值的推算变换特性。

现将对根据本发明的第二实施例进行说明。

同时，在对空间(p，q)进行二维傅立叶变换而得到的空间(m，n)上，如上所述，m轴对应于时间，而n轴对应于频率。如果更为准确地表达，则m轴与传输线路上的脉冲响应的延时相对应，而n轴与传输线路上的变频(多普勒频率)相对应。因此，如上所述，根据接收环境，空间(m，n)上出现的传输线路传输特性的功率谱表现出集中在空间(m，n)上的特定域的趋势。

例如，在接收机周围没有诸如高楼大厦等的大建筑物的郊区中的静态接收的情况下(接收环境1)，由于在m轴方向上具有较少发散的多路径而使得在接收无线电波中具有较少的延迟。此外，由于接收机是固定的，所以传输线路特性变化较小，从而在n轴方向上具有较少的发散。图9表示该环境下的空间(m，n)上的SP信号传输特性的功率谱分布|h_{m， n}|²。在该图中，通过黑点及其周围的阴影域来模拟表示功率谱分布密度。在这种情况下，从该图中显见，传输线路传输特性的功率谱分布集中在空间(m，n)上的原点附近的域A中。第一实施例中所说明的二维滤波器窗口的第一要求是使传输线路传输特性的这种功率谱通过。

另一方面，分布在图9中的域A外部的多个功率谱分布实质上是传输线路传输特性的功率谱的混叠分量(aliasing component)。即，SP信号传输特性计算电路21仅对实质上在空间(p，q)的整个域上限定的信号传输特性中的SP信号的传输特性进行计算。对于该域之外的其它域，通过零插值取H_p，q＝0来近似传输特性。即，作为计算电路21的输出的SP信号传输特性{H_p，q}是在SP信号的叠加点处的接收信号传输特性的子抽样接收信号传输特性，结果在空间(M，n)上产生混叠分量。二维滤波器窗口的第二要求在于去除这些混叠分量。

此外，二维滤波器窗口的第三要求包括抑制包含在接收信号中的噪声分量的功能。对于这一点，为了提高噪声抑制功能，如可以直观理解的，优选地使二维滤波器窗口的通带变窄，即，减小如图9所示的域A的面积。

即，考虑到二维滤波器窗口的需求，希望在空间(m，n)上的适当位置设置二维滤波器窗口，并且该窗口具有所需的最小尺寸，以仅使传输线路传输特性的功率谱通过。因此，假设仅在图9所示的接收环境1的环境中使用接收机，则优选地将二维滤波器窗口设置为在空间(m，n)的原点附近的非常窄的域中具有通带。

然而，在空间(m，n)上的传输线路传输特性的功率谱分布根据接收环境而发生很大的变化。例如，在挤满诸如高楼大厦的大建筑物的城区中，如图10所示，由于功率谱分布沿m轴方向散布的反射波而使得多路径延迟增加。同时，在作为交通工具的移动体上安装并使用接收机的接收环境下，如图11所示，功率谱分布沿n轴方向散布的传输线路特性随时间的变化增加。

由于需要应对各种接收环境，所以对于实际接收机需要在二维滤波器窗口上预先设置宽通带。例如，在图12所示的域B中设置二维滤波器窗口的通带的情况下，其可以处理功率谱分布为在多路径延迟时间上从0到Te/4(Te：有效码元周期)以及在多普勒频率上从-Fa/8到Fa/8(Fa：码元传输频率)的传输线路。

然而，在图9所示的理想接收环境中设置该二维滤波器窗口的情况下，噪声分量的增加量通过比所需通带宽的通带。这导致由于噪声分量的影响而使所推算的传输特性准确度降低的担忧。

下面所示的实施例用于解决该问题。顺便提及，除了其传输特性估测部20a的内部结构以外，本实施例的接收机1与图4所示的第一实施例的方框图的结构相似。

图13中示出了本实施例的传输特性估测部20a的结构。如图所示，传输特性估测部20a主要由SP信号传输特性计算电路21、二维傅立叶变换电路22、二维滤波器电路23、二维逆傅立叶变换电路24、推算传输特性输出电路25以及滤波器常数设置电路26(下文中，称为“设置电路26”)组成。顺便提及，在这些组成元件中，计算电路21和输出电路25与第一实施例相似，因此省略对它们的说明，由此使用与第一实施例类似的缩写。

本实施例的特征在于滤波器电路23具有由窗口框架指针(m₀，n₀)以及窗口宽度(m_w，n_w)(由设置电路26通知)确定的二维滤波器窗口的通带。即，如图14所示，将本实施例的二维滤波器窗口的通带C设置为相对于作为基准点的窗口框架指针(m₀，n₀)在m轴和n轴方向上分别具有宽度m_w和n_w。

这将滤波器电路23设置为在空间(m，n)上的矩形域C(m₀≤m＜m₀+m_w：n₀-n_w/2≤n＜n₀+n_w/2)中具有输出

g_m，n＝h_m，n

而在另一域中为

g_m，n＝0。

即，仅提取包含在图14的域C中的SP信号传输特性分量，由此使得能够随意设置适于接收环境的二维滤波器窗口的通带。

例如，在图10所示的谱分布接收环境中，优选地将m_w设置得较大，而将n_w设置得较小。同时，在图11所示的谱分布接收环境中，相反地，优选地将m_w设置得较小，而将n_w设置得较大。

例如，在本实施例中设置二维滤波器窗口的通带的过程中，使用接收机的用户可以通过根据接收条件进行手动操作，来调整接收电路26的参数。另外，也可以将该结构设置为使得设置电路26获取表示诸如接收电场强度和接收信号错误率的的接收条件的信息，从而可以与根据预定ROM表等的信息相对应地设置适当的通带。

顺便提及，本实施例中的设置参数并不限于以上情况，例如，可以指定三个或更多个窗口框架指针来限定通过二维滤波器窗口的通带。另外，还可以将该结构设置为通过使用多个窗口框架指针以及多条窗口框架信息来设置所需的通带。

如上所述，除了第一实施例的结构以外，本实施例还包括设置电路26，用于根据输入指令向滤波器电路23提供限定二维滤波器窗口的设置位置的设置参数。使得滤波器电路23能够根据该设置参数来限定其通带。

因此，由于本发明可以随意地设置与各种接收环境相对应的二维滤波器窗口的通带，所以可以精确地计算推算传输特性，而无需获取通过通带的无用噪声分量。

顺便提及，在通过空间(p，q)中的传统卷积操作实现与本实施例类似的功能的情况下，接收机需要根据窗口框架指针(m₀，n₀)和窗口宽度(m_w，n_w)存储多个卷积系数的集合，或者在每次改变窗口位置或窗口宽度时，重新计算该卷积系数集合。但是，由于在进行了二维傅立叶变换之后执行滤波处理，所以本实施例可以仅通过改变二维滤波器窗口的大小来进行处理。

现将说明根据本发明的第三实施例。

将本实施例构造为对存在于二维滤波器窗口的通带内的数据组进行预定的选择处理，由此进一步使数据获取通带变窄。顺便提及，本实施例的接收机在结构上与第一实施例的相似。不同之处仅在于滤波器电路23的滤波处理还进行以下处理。此外，本实施例可以与第二实施例一起使用。

例如，如上述图9所示，假设本实施例的二维滤波器电路23在二维滤波器窗口中设置有通带A。

因此，在二维滤波器窗口的通带外部，将空间(m，n)上的推算传输特性{g_m，n}定义为

g_m，n＝0

以取出与第一实施例的情况类似的混叠分量。

同时，考虑包含在二维滤波器窗口中的各个载波幅值数据组，如下计算功率P_m，n

P_m，n＝|h_m，n|²

然后，将功率P_m，n与预定功率阈值Pth进行比较，以仅在

P_m，n＞Pth

的情况下将相关点作为通带内的点进行处理，并且将推算传输特性定义为

g_m，n＝h_m，n。

与此相反，在功率P_m，n小于功率阈值Pth的情况下，即，在

P_m，n＜Pth

的情况下，将相关点作为通带外部的点进行处理，由此将推算传输特性{g_m，n}定义为

g_m，n＝0。

通过对滤波器电路23中的滤波处理增加上述处理，在例如图9所示的理想接收环境的情况下，将二维滤波器窗口的实际通带退化(degenerate)到图15所示的域D的范围。这使得可以从通带中去除在对二维滤波器窗口预先设置的通带A的范围内存在的噪声分量，由此使得能够提高传输特性估测操作的准确度。

类似地，图16中示出了在将本实施例应用于图10的接收环境的情况下，二维滤波器窗口的通带退化的方式。顺便提及，在图15和图16中，域D和E的范围之内的数据通常处于以下情况

P_m，n＞Pth。

顺便提及，虽然以上实施例将功率值P_m，n用作用于退化通带的确定值，但是本发明并不限于此。例如，该确定值可以使用复绝对值|h_m，n|、复数的实部和虚部的绝对值之和{|Real(h_m，n)|+|Imag(h_m，n)|}等。

此外，在由本实施例进行的二维滤波过程中执行加权处理时，例如，可以通过将二维滤波器窗口的通带分成多个区段来执行以上处理。即，对包含在各个区段中的数据计算功率，并对各个区段计算平均功率，以将平均功率与预定阈值进行比较，由此将相关区段设置为通带或通带的外部。这可以抑制二维滤波器窗口中所引起的局部功率变化的影响。同时，由于相对于阈值的确定处理是基于小区段的，所以可以减小通过阈值进行确定处理时所需的操作数量，由此简化处理。

顺便提及，虽然SP载波传输特性{H_p，q：(p，q)∈Z_2D}本质上可以在空间(p，q)中的频率方向(p轴方向)和时间方向(q轴方向)上无限制地扩展，但是实际上，例如如图7所示，只在作为其一部分的Z_2D域上延伸。因此，在通过对域Z_2D进行二维傅立叶变换而获得的{h_m，n}中，由于域端部的影响包含了实际不存在的虚分量。具体地，在本实施例的根据h_m，n的功率P_m，n的谱分布确定二维滤波器窗口的实际通带的情况下，存在由于这种虚分量的影响而不能获得最佳二维滤波器窗口的担忧。

为了解决该问题，可以在预先用2D-TFT域的窗口系数{W_p，q}乘以{H_p，q}之后进行二维傅立叶变换来确定{h_m，n}。顺便提及，这种情况下，当然可以在SP载波位置进行与窗口系数的相乘。同时，希望提供一种窗口形式，将图6中的推算域Z_EST作为通带(窗口系数为1)，由此将其外围处的窗口系数逐渐从1降到0，例如，如图1 7所示的形式。

如上所述，本实施例的接收机的滤波器电路23的特征在于，仅选择性地从包含在二维滤波器窗口中的数据组中获取功率等于或大于基准值的数据。

因此，本实施例可以根据滤波器提取域中所存在的数据的功率级别，来随意地退化二维滤波器窗口的通带。这可以排除低功率级别的噪声分量，并且仅提取具有高功率级别的SP信号的谱分量，由此可以准确地计算推算传输特性。

现将说明根据本发明的第四实施例。

在以上第三实施例中，存在难以设置功率阈值Pth的情况。例如，在将Pth设置得较小的情况下，二维滤波器窗口中存在的多个噪声分量的功率超过了阈值Pth，由此抵消了二维滤波器窗口的退化效应。另一方面，在将Pth设置得较高的情况下，此时估测传输特性所需的SP信号分量功率不具有明确的阈值，并被二维滤波器阻隔，由此使得不能计算所需的推算传输特性。此外，在车载接收机的情况下，由于接收信号的C/N值始终发生变化，所以难以稳定地限定最佳阈值。

为了解决该问题而提出的本实施例的特征在于，计算在空间(m，n)上不存在没有传输线路传输分量的域上的平均噪声功率，并根据该计算值确定二维滤波器窗口的窗口分量W_m，n。顺便提及，除了由二维滤波器电路23进行的窗口系数W_m，n的操作处理方面不同以外，本实施例的接收机与第一实施例的结构相似。

下文中示出了用于确定本实施例中的窗口系数W_n，n的操作示例。

首先，如图18所示，在空间(m，n)的预定位置处设置噪声观察域F，由此计算该相关域内的平均噪声功率NP。

然后，考虑预先设置的二维滤波器窗口域A之外的其它域，与前述实施例类似，为了去除混叠分量，将窗口系数W_m，n设置为

W_m，n＝0。

另一方面，在二维滤波器窗口域A的提取域中，与第三实施例的情况相似，对于包含在数据组中的各个数据，如下计算其功率P_m，n

P_m，n＝|h_m，n|²。

通过将该计算值与前述平均噪声功率NP进行比较，在

P_m，n≤NP的情况下，

将窗口系数W_m，n设置为

W_m，n＝0。

同时，在

P_m，n＞NP的情况下，

将窗口系数W_m，n设置为

W_m，n＝(P_m，n-NP)/NP。

即，在本实施例中，首先利用在噪声观察域F处测量的平均噪声功率NP作为第三实施例的阈值，并通过最小二乘方准则来确定窗口系数W_m，n的值。即，将窗口系数W_m，n设置为下述的值，该值使得SP信号的传输特性分量(作为滤波器电路23的输出)与噪声分量的功率比最大。如图18所示，这使得可以将二维滤波器窗口域A的通带进一步变窄到最佳域E。

顺便提及，在本实施例中，与第三实施例的情况相似，可以将二维滤波器窗口的提取域A进一步分割成更小的区段，从而可以对各个区段执行以上处理。

同时，在计算该提取域内的数据组的各个数据的功率P_m，n之后，可以使用该功率P_m，n以及平均噪声功率NP来确定

Q_m，n＝(P_m，n-NP)/NP

的值，从而确定该Q_m，n的阈值，由此将窗口系数W_m，n设值为1或0。

如上所述，本实施例的接收机的特征在于滤波器电路23将二维滤波器窗口之外的其它域的噪声功率测量值作为基准值，并选择性地仅获取功率等于或大于该基准值的数据，其中将关于滤波器提取域的窗口函数作为与该噪声功率测量值相应的基准。

因此，可以适当地确定并去除包含在二维滤波器窗口内的噪声分量，并且仅正确地获取SP信号传输特性的有效分量。由此，可以准确地推算传输特性。

现将对根据本发明的第五实施例进行说明。本实施例的特征在于通过使用在第四实施例中计算的平均噪声功率NP来生成基于载波的可靠性信息，以使设置在数据解码部中的维特比(Viterbi)解码器根据该可靠性信息执行接收数据的解码处理。

图19中示出了根据本发明的接收机1a和数据解码部30a的结构。顺便提及，在图中，假设信号检测部10和传输特性估测部20的结构与第四实施例相似。

在图19中，载波提取电路31a具有与包括在前述数据解码部30中的对应电路相似的功能，以从存储在信号检测部10的码元存储电路15中的载波幅值数据组中提取上述图6所示的推测域Z_EST中的载波幅值{S_{p， q}：(p，q)∈Z_EST}，并将其提供给下一级均衡器电路32a。

均衡器电路32a通过从传输特性估测部20提供的推测传输特性，对载波幅值进行分割，由此对幅值进行均衡，并将经均衡的载波幅值提供给下一级的比特量度(bit metric)计算电路33a。

比特量度计算电路33a是用于计算维特比解码时使用的比特量度的电路。通常将比特量度计算技术大致分为使用硬判决(hard decision)的技术以及使用软判决(soft decision)的技术。这里，硬判决是一种仅对各个接收码元确定单值解调输出的方法。另一方面，软判决是输出接收码元值的推算值及其可靠性作为解调值的方法。通常，通过将接收信号量化为多于其码元值的多个级别，来实现该软判决。顺便提及，在使用软判决的判决方法中还有各种方案。在任一情况下，根据预定的群集分布(constellation mapping)，根据一个载波幅值计算比特量度(每个载波的比特数)通常是可行的。即，根据均衡后的一个载波，对QPSK计算两比特量度，作为一个码元的比特数，而于16 QAM计算四比特量度，作为一个码元的比特数。

同时，可靠性信息计算电路36a是用于根据从传输特性估测部20提供的推算传输特性H_p，q以及噪声平均功率NP来计算基于载波的可靠性信息的电路。假设各个载波的可靠性信息为B_p，q，则例如可以如下计算可靠性信息B_p，q

B_p，q＝|H_p，q|²/NP。

对于这一点，以上方程与使用基于载波的推算CN值作为可靠性信息的情况相关。

比特量度加权电路34a是下述电路，该电路将从比特量度计算电路33a提供的比特量度乘以从可靠性信息计算电路36a提供的可靠性信息，由此进行预定的加权。

误差校正电路35a是下述电路，该电路根据从比特量度加权电路34a提供的预定加权进行的比特度量，对接收信号进行维特比解码，并执行各种误差校正，例如预定的分级分割、去交织处理、去随机(derandomization)处理和RS解码处理，并进行解码处理。

如上所述，在根据本实施例的接收机中，其数据解码部30包括：可靠性信息计算电路36a，用于根据从传输特性估测部20提供的推算传输特性和噪声功率测量值，计算各个接收载波的可靠性信息；以及比特量度加权电路34a，用于根据该可靠性信息，在接收数据恢复时对恢复参数进行加权。

因此，根据本实施例的接收机可以根据基于载波的幅值和传输线路噪声功率，通过使用适当的加权比特量度，进行维特比解码，由此使得能够提高接收信号的误差率校正特性。

现将说明根据本发明的第六实施例。

同时，在上述实施例中，例如，如图1所示，假设OFDM接收频段中的中心区段的两侧具有相邻的多个区段来进行说明，其中各个区段是同步区段，该区段内的载波组上叠加有SP信号。但是，在实际的地面数字广播中，存在以下情况，其中不存在与作为接收对象的区段相邻的区段，或者如果存在相邻区段，则该相邻区段为在该区段内的载波组上没有叠加SP信号的不同区段。

在这种情况下，因为在2D-FFT域内的中心区段的左或右相邻域中不存在SP信号，所以不能计算该相邻域内的SP信号传输特性{H_p，q}。但是，在由于这些原因，将该相邻域中设置H_p，q＝0的情况下，由于这些相邻域的影响，在推算传输特性的计算结果中会出现误差。

提出本发明以消除这些相邻域的影响。至于中心区段的左右域，改进了SP传输特性计算电路21中的操作处理，以通过外推法处理来计算SP信号传输特性。因此，假设基于本实施例的接收机具有与第一实施例相似的结构。

现将说明根据本实施例的传输特性估测部20的SP传输特性计算电路21的操作示例。

首先，考虑特定标号q处的码元，与传统方法相类，对叠加有SP信号的区段(中心区段)的域计算SP信号点处的传输特性{H_p，q}。

然后，在已经计算了传输特性的多个标号p中，取最小值为B，取最大值为T，以确定以下旋转因子U_B和U_T。

U_B＝H_B，q/(H_B，q)^*

U_T＝H_T，q/(H_T，q)^*

顺便提及，在上述方程中，假设(X)^*表示复数(X)的共轭复数。

下文中，对于中心区段的左域，根据以下方程计算该相关域内的SP信号传输特性。

H_{B - 12 n, q} = U_{B} \underset{&OverBar;}{\underset{&OverBar;}{Δ}} {(H_{B + 12 n, q})}^{*}

(其中n＝1，2，…)

在图20A和20B中示出了这种方式。图20A表示中心区段的左端部分，以及中心区段的左端连接域，其中在p轴上不存在载波信号的区域与该左域相对应。同时，图20B表示通过上述方程中所示的外推法来推算左域内的SP信号传输特性的过程。在这种情况下，根据在p轴上与中心区段最左端处的SP信号传输特性H_B，q的位置(作为对称点)呈镜像关系(mirror-image relationship)的SP信号传输特性，来推算左域内的虚拟SP信号传输特性。

同时，对于中心区段的右域，根据以下方程类似地计算该相关域内的SP信号传输特性。

H_T+12n，q＝U_T×(H_T-12n，q)^* (其中n＝1，2，…)

在图20中，还示出了要通过上述过程推算的SP信号传输特性的幅值特性(20C)和相位特性(20D)。但是，从该图显见，相邻域中的SP信号传输特性的幅值特性和相位特性是与中心区段连续的平滑幅值/相位特性。即，本实施例可以消除通过将相邻域中的传输特性设置为0而导致的对推算传输特性的影响。

顺便提及，根据ISDB-T标准，在例如要接收的区段的右侧没有相邻区段的情况下，存在将连续导频信号(下文中，称为“CP信号”)添加到该相关段的最右端的情况。同时，在右侧的相邻段为不包括SP信号在内的不同区段的情况下，与此类似，在该区段的左端提供CP信号。在这种情况下，如图21所示，可以将CP信号作为对称点，来计算该相邻域内的SP信号传输特性。图21A表示中心区段的右端和右域，其中在p轴上不存在载波信号的区域表示右域。同时，图21B表示通过外推法推算右域内的SP信号传输特性的过程。

同时，用于确定相邻域内的SP信号传输特性的外推法可以采用图22所示的方案。

首先，考虑特定标号q处的码元，对于叠加有SP信号的中心区段域，与传统方法类似，计算SP信号点处的传输特性{H_p，q}。

U_B＝H_B，q/(H_B，q)^*

U_T＝H_T，q/(H_T，q)^*

顺便提及，在以上方程中，假设(X)^*表示复数(X)的共轭复数。

接下来，对于中心区段的左域，提供以下方程：

H_B-12n，q＝H_B，q

H_{B-12(n+1)，q}＝U_B×(H_B+12n，q)^*(其中n＝1，2，…)

同时，对于中心区段的右域，提供以下方程：

H_T+12n，q＝H_T，q

H_{T+12(n+1)，q}＝U_T×(H_T-12n，q)^*(其中n＝1，2，…)

通过这些方程，计算各个域内的SP信号传输特性。

图22A表示中心区段的右端和右域，其中在p轴上不存在载波信号的区域表示右域。同时，图22B表示通过上述方程中示出的外推法推算右域内的SP信号传输特性的过程。在这种情况下，推算左域内的虚拟SP信号传输特性，以使中心区段的最右端处的符合CP信号传输特性H_Tq的SP信号传输特性在p轴上呈镜像关系。

如上所述，根据本实施例的接收机的计算电路21的特征在于，计算扩展域内的要推算的理论(assumed)导频载波传输特性，其中该扩展域是通过在载波频率的方向上扩展二维数据域而获得的。这可以消除在传输特性推算过程中的该区段的两个端域的影响，并提高推算传输特性的准确度。

Claims

1、一种信号接收装置，其包括：

信号检测部，用于接收包括在预定的载波位置处具有特定的已知复幅值的导频载波在内的OFDM信号，并在与载波频率和码元时间相对应的二维数据域中分配通过检测在多个OFDM码元中的多个连续OFDM码元中所包含的载波而获得的各个接收复幅值；

传输特性估测部，用于根据分配在所述二维数据域中的所述接收复幅值中的与所述多个导频载波相对应的多个接收复幅值，来估测与各个载波信号相关的传输特性；以及

数据解码部，用于根据所述接收复幅值和所述接收信号传输特性对传输数据进行解码；

其中所述传输特性估测部包括：

计算器，用于根据分配在所述二维数据域中的所述多个接收复幅值中的与所述多个导频载波相对应的多个接收复幅值，来计算导频载波传输特性；

变换器，用于对所述导频载波传输特性进行二维傅立叶变换，并在与传输线路延时和传输线路变频相对应的二维空间上生成经二维傅立叶变换的数据；

滤波器，用于从所述经二维傅立叶变换的数据中提取由滤波器提取域限定的特定域中的数据组；以及

生成器，用于对选择性提取的数据组进行二维逆傅立叶变换，并在与载波频率和码元时间相对应的二维空间上生成经二维逆变换的数据，并根据所生成的数据生成所述接收信号传输特性。

2、根据权利要求1所述的信号接收装置，还包括供应器，用于提供具有设定参数的滤波器，以根据输入指令调整所述滤波器提取域的设定位置，所述滤波器根据所述设定参数限定所述特定域。

3、根据权利要求2所述的信号接收装置，其中所述设定参数是表示所述滤波器提取域的域基准点和所述滤波器提取域的域宽度的基准指针。

4、根据权利要求1所述的信号接收装置，其中所述滤波器仅选择性地从包含在所述滤波器提取域内的数据组中提取功率等于或大于基准值的数据。

5、根据权利要求1所述的信号接收装置，其中所述滤波器将所述滤波器提取域分成多个区段，并计算各个区段的平均功率，由此仅选择性地提取包含在平均功率等于或大于基准值的区段中的数据。

6、根据权利要求4所述的信号接收装置，其中所述滤波器将所述二维傅立叶变换数据空间上的所述滤波器提取域之外的域中的噪声功率测量值作为所述基准值，并使所述滤波器提取域的窗口函数成为与所述噪声功率测量值相对应的基准。

7、根据权利要求5所述的信号接收装置，其中所述滤波器将所述二维傅立叶变换数据空间上的所述滤波器提取域之外的域中的噪声功率测量值作为所述基准值，并使所述滤波器提取域的窗口函数成为与所述噪声功率测量值相对应的基准。

8、根据权利要求6所述的信号接收装置，其中所述数据解码部包括：可靠性信息计算器，用于根据从所述传输特性估测部提供的接收信号传输特性和噪声功率测量值，来计算与各个所述接收信号相关的可靠性信息；以及加权器，用于根据所述可靠性信息，在对所述接收数据进行解码的过程中对解码参数进行加权。

9、根据权利要求8所述的信号接收装置，其中所述可靠性信息计算器使用根据所述接收信号传输特性和噪声功率测量值计算的载波/噪声功率比作为所述可靠性信息。

10、根据权利要求8所述的信号接收装置，其中所述解码参数是维特比解码器中的比特量度信息。

11、根据权利要求9所述的信号接收装置，其中所述解码参数是维特比解码器中的比特量度信息。

12、根据权利要求1到11中的任意一项所述的信号接收装置，其中所述变换器在执行所述二维傅立叶变换的过程中将所述二维数据域与预定窗口函数相乘。

13、根据权利要求12所述的信号接收装置，其中所述窗口函数具有相乘系数，该相乘系数以恒定速率在所述二维数据域和包含在所述二维数据域中的估测数据域之间从所述估测数据域减小到所述二维数据域。

14、根据权利要求1到11中的任意一项所述的信号接收装置，其中所述计算器计算分配在扩展域内的虚拟导频载波的传输特性，该扩展域是通过在载波频率方向上扩展所述二维数据域而获得的。

15、根据权利要求14所述的信号接收装置，其中所述计算器根据所述二维数据域中的载波频率的最末端导频载波的传输特性，生成旋转参数，将所述最末端导频载波作为载波频率上的对称点，并将所述旋转参数乘以与所述扩展域呈镜像关系的所述二维数据域内的所述导频载波的传输函数，由此计算所述虚拟导频载波的传输特性。

16、根据权利要求14所述的信号接收装置，其中所述计算器根据所述二维数据域中的载波频率的最末端导频载波的传输特性，生成旋转参数，并将所述旋转参数乘以在载波频率上与所述扩展域呈镜像关系的所述二维数据域内的所述导频载波的传输函数，由此计算所述虚拟导频载波的传输特性。

17、根据权利要求15所述的信号接收装置，其中所述旋转参数为所述最末端导频载波的传输特性与该传输特性的共轭复传输特性的比率。

18、根据权利要求16所述的信号接收装置，其中所述旋转参数为所述最末端导频载波的传输特性与该传输特性的共轭复传输特性的比率。

19、一种信号接收方法，包括以下步骤：

接收包括在预定的载波位置处具有特定的已知复幅值的导频载波在内的OFDM信号，并将通过检测在多个OFDM码元中的多个连续OFDM码元中所包含的载波而获得的各个接收复幅值分配在与载波频率和码元时间相对应的二维数据域中；

根据分配在所述二维数据域中的多个接收复幅值中的与所述多个载波信号相对应的多个接收复幅值，来估测与各个所述载波信号相关的传输特性；以及

根据所述接收复幅值以及所述接收信号传输特性对所述传输数据进行解码；

其中所述接收信号传输特性估测步骤包括：

根据分配在所述二维数据域中的多个接收复幅值中的与所述多个导频载波相对应的多个接收复幅值，来计算导频载波传输特性；

对所述导频载波传输特性进行二维傅立叶变换，并在与传输线路延时和传输线路变频相对应的二维空间上生成经二维傅立叶变换的数据；

从所述经二维傅立叶变换的数据中选择性地提取由滤波器提取域限定的特定域内的数据组；以及

对所述选择性提取的数据组进行二维逆傅立叶变换，并在与载波频率和码元时间相对应的所述二维空间上生成经二维逆变换的数据，并且根据所产生的数据生成所述接收信号传输特性。