CN1677908A - Tds－ofdm接收机自适应信道估计均衡方法及其系统 - Google Patents

Abstract

时域同步正交频分复用(TDS－OFDM)接收机自适应信道估计均衡方法及其系统，属于数字信息传输技术领域。本发明把接收到的TDS－OFDM信号帧分解为PN码帧同步和DFT数据两部分，根据传输信道特性选择下列方法之一进行信道估计：a)当信道具有短时多径干扰时，选择PN码时域相关法；b)当信道具有长时多径干扰时，选择频域PN变换法；c)当信道具有时不变稳定特性时，选择和频域判决反馈法。本发明在清华DMB－T系统的FPGA、ASIC版本接收机中得到实现，实际试播和测试取得了良好的效果，性能明显优于现有的其它系统。

Description

TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法及其系统

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及一种时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)数字电视接收机的自适应信道估计均衡方法及其系统。

背景技术

地面无线电视广播传输信道中(主要是VHF和UHF频段)存在着各种多径和衰落现象，造成了静态/动态多径干扰和多普勒效应，是一个复杂的频率选择性衰落信道，一般假设信道是时不变稳定的。但是，在移动情况下，地面无线电视广播信道也可能是时变的。

为了获得较好的接收性能就需要准确的信道估计来进行信道补偿。目前进行信道补偿的采取措施主要分为两大类：均衡器和正交频分复用OFDM调制，以及它们两者的结合。现有的地面广播系统信道估计一般是要借助于一定的导频(或训练序列)，即数据辅助(DA)的方式来进行信道估计。与此相对应，是使用盲估计方法。盲估计方法可使发射机不必发送特殊的训练序列，从而提高了系统的频谱效率，但该方法需要在接收到足够多的数据情况下才能得到一个可靠的估计。而广播信道是时变的，尤其在移动情况下，这就限制了盲估计方法的使用。

美国ATSC 8-VSB是传统的单载波系统，主要采用判决反馈均衡器(Decision FeedbackEqualizer，DFE)来进行信道补偿，它使用ATSC数据帧中每场的第一个数据段所携带的训练序列进行训练。但两个训练序列相隔24ms，对于快速变化的多径，只能使用自适应盲均衡的方法进行。盲均衡需要在接收到足够多的数据情况下才能得到一个可靠的估计，由于信道是时变的，需要大量数据就影响了盲估计方法的准确性。为了消除多径干扰，并达到良好的效果，DFE需要的均衡滤波器抽头数量巨大。256抽头反馈FIR滤波器抵消多径回波的范围仅为20us左右，其中包括用于前向滤波的64个抽头和用于反馈滤波的192个抽头，这样大大增加了通信系统的复杂度和成本。DFE还有一个很大的缺陷：在强多径情况下，由于DFE是无限冲激响应结构(IIR)，易自激，不稳定。同时DFE正常工作需要系统保证一定的信噪比(错误判决小于10％)，信道变换就不能太快，以确保被解调的数据能够比较接近正确值。这样就大大限制了均衡器的跟踪速度。所以目前ATSC均衡器研究的焦点仍是提高系统稳定性、加快跟踪速度和降低复杂度。

欧洲DVB-T COFDM是多载波系统，它将频率选择性衰落信道根据OFDM子载波频率分成了很多平衰落子信道，从而克服了由多径带来的ISI。只要信道时延不超过OFDM符号保护间隔，系统性能不会由于ISI而恶化。使用差分解调(Differential Demodulation)时无需对信道进行估计和跟踪就能完成信道补偿，但是与相干解调相比会有2.3到3dB的载噪比(C/N)损失。同时差分调制不能应用于很多其他的星座点调制(如64QAM)，而COFDM系统只有采用了64QAM才能达到传输HDTV所需要的较高数据率，因此目前COFDM系统多采用频域信道估计的方法，主要包括判决反馈频域估计和梳状导频频域估计。对这两种估计算法的研究结果表明无论采用那种频域估计，信道估计值受噪声的影响较大，即使使用了复杂度很高的最小均方差(MMSE)方法，抑制噪声的能力也有限，而且还需要对信道的统计特性有一定了解。基于这样的考虑，很多学者提出了使用时域训练序列完成OFDM系统信道估计方法。

地面无线信道是一个时变的频率选择性衰落信道，传输的数据往往与一定的帧结构联系在一起的，通常假定在一帧中信道是恒定的，虽然这在很多无线环境下是不成立的，但在一般情况下，信道的变化是相对较慢的，与此假定基本吻合。而且使用OFDM时，要将整个IDFT块看成一个线性时不变系统，因为只有线性时不变系统才能进行DFT变换。同时在该假定情况下，可以大大简化信道估计器的复杂度，所以在设计信道估计器时一般都有此假定。

为了得到快速准确的信道估计，要以某种连续的方式将导频信息插入到发送序列中。对于OFDM系统，多径衰落信道可以看成是在时间和频率上的一个二维信号。当进行信道估计时，使用导频信号对信道在时-频空间的特定点上进行采样，只要采样频率在时域和频域满足Nyquist采样准则，利用采样插值即可得到整个信道的频率响应值。导频插入在时域和频域两个方向上应分别满足：

$f_{D_{\max }}=\frac{1}{2\·N_t{T}_{\mathrm{Frame}}},{\mathrm{\τ}}_{\max }=\frac{T_{\mathrm{Frame}}}{N_f}---\left(1\right)$

上式中T_Frame为OFDM帧周期，N_t是在时域方向的间隔，f_Dmax是最大的多普勒频率，N_f为OFDM的子载波间隔，而τ_max为最大的信道延时。二维信号处理方法的复杂度很大，一般的处理方法是将一个二维信号分解成两个一维信号来处理。对于OFDM信道估计就是在时域和频域分别用一个一维滤波器来实现一个二维的信道估计的。

我们知道只要信道回波长度不超过保护间隔，根据数字信号处理的基本原理出发，信道对OFDM信号产生的线性卷积就变成了循环卷积，OFDM经DFT解调后的输出信号Y(n，k)如式(2)所示：

Y(n，k)＝H(n，k)X(k)+N′(k)    (2)

其中X(k)表示输入信号频谱，H(n，k)是信道传输函数，N’(k)为噪声频谱。频域信道估计和均衡方法都是基于式(2)。

一种方法是使用判决后的数据来进行信道估计，称为判决反馈的信道估计。采用判决反馈，认为上一帧的判决数据是正确的，即：

$\hat{X}(n-1,k)=X(n-1,k)---\left(3\right)$

其中

为信道估计数据，X(n-1，k)为上一帧的判决数据。

此时根据式(4)可以很容易得出上一帧的信道响应：

${\hat{H}}_{\mathrm{dd}}(n-1,k)=\frac{Y(n-1,k)}{\hat{X}(n-1,k)}=H(n-1,k)+\frac{N^{\′}\left(k\right)}{\hat{X}(n-1,k)}---\left(4\right)$

(4)式中用下标dd表示的信道传输H代表判决反馈信道估计，类似的，下文中使用下标cp表示梳状导频信道估计，而tc表示时域相关信道估计。

得到

后，假定信道变化很慢，可近似认为下一帧信道响应保持不变，这样使用 可对下一帧数据进行信道均衡，如图1所示。

图中，Z(n，k)即为均衡后的数据：

$Z(n,k)=Y(n,k)/{\hat{H}}_{\mathrm{dd}}(n-1,k)---\left(5\right)$

判决反馈方法与盲估计相同之处在于它也不需要导频信号，而且还具有训练时间短的特点。但是它对检测误差比较敏感，要求判决数据的误码率不能过高。一般来讲，对QPSK软判决Viterbi解码输出的误码率要小于10^-2，而对64QAM要小于10^-3。如果判决数据错误率较高或信道变化较快，判决反馈信道估计的性能明显下降，所以目前欧洲COFDM系统主要使用梳状导频来进行信道估计，它利用频谱中插入的分散导频和连续导频。由于导频信号已知，通过除法运算可得到导频位置子载波的信道估计值

${\hat{H}}_p(n,k)=\frac{Y_p(n,k)}{X_p(n,k)}=H_p(n,k)+\frac{N^{\′}\left(k\right)}{X_p(n,k)}---\left(6\right)$

其中Y_p(n，k)、X_p(n，k)分别表示导频位置的子载波输出、输入信号。

对 在频域和时域插值滤波便得到整个信道传递函数的估计值 插值系数与估计方法有关。由于信道响应通过频域内插得到，这类方法又称为频域导频频域内插(FPFI)技术。以上的估计算法如图2所示。

信道频率响应值的估计值

可近似表示成真实值H_i，n与信道估计的均方差MSE之和。由于信道估计误差带来的SNR损失可表示为

SNR_loss，H＝10log₁₀(1+G)    (7)

其中 $G={\mathrm{\σ}}_H^2/{\mathrm{\σ}}_n^2,$ 为估计MSE与噪声方差的比值，σ_H ²为估计值 的方差，σ_n ²为噪声方差，SNR_loss，H完全取决于G。

下面我们就分析上述估计算法的MSE：

$\mathrm{MSE}=\frac{1}{N}\mathrm{trace}\left(E\left({|H-\widehat{H|}}^2\right)\right)=\frac{1}{N}\mathrm{trace}\left(E\left({\left|\mathrm{\ΔH}\right|}^2\right)\right)---\left(8\right)$

其中 H由每帧N个

和H(n，k)组成的一维向量，函数trace是求矩阵的迹。

判决反馈信道估计中(4)式可用矩阵形式表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{dd}}={\hat{X}}^{-1}Y---\left(9\right)$

所以

$\frac{1}{N}\mathrm{trace}\left(E\left({|H-{\hat{H}}_{\mathrm{dd}}|}^2\right)\right)=\frac{1}{N}\mathrm{trace}\left(E\left({\left|{\hat{X}}^{-1}{N}^{\′}\right|}^2\right)\right)={\mathrm{\α\σ}}_n^2---\left(10\right)$

其中

$\mathrm{\α}=E\left({\left|{\hat{X}}^{-1}\right|}^2\right)---\left(11\right)$

α与采用的星座图有关，假定信号的平均功率为1，采用MPSK星座图时α为1，否则就大于1。由于信道长度为L，OFDM子载波数为N，根据频域采样定理，当采用理想的低通滤波后，会有β＝L/N的增益。所以

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{dd}}={\mathrm{\α\β\σ}}_n^2---\left(12\right)$

梳状导频信道估计式(6)用矩阵形式表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{cp}}=X_p^{-1}Y---\left(13\right)$

导频通常使用幅度相同的星座点，即 $E\left({\left|X_p^{-1}\right|}^2\right)=1,$ 这样

$\frac{1}{N}\mathrm{trace}\left(E\left({|H-{\hat{H}}_p|}^2\right)\right)={\mathrm{\σ}}_n^2---\left(14\right)$

与判决反馈类似，经过理想插值和滤波，整个信道传递函数的估计值 也可以得到β增益：

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{cp}}={\mathrm{\β\σ}}_n^2---\left(15\right)$

需要指出一点，上面分析中我们认为理想的低通滤波后会有β增益。在实际中，大多数的信道估计方法都可看成是以下几种常用的估计准则：MMSE(最小均方误差)准则估计、LMMSE(线性最小均方误差)准则估计或LS(最小平方)准则估计。不过这几种基本的估计算法较为复杂，实现均有困难，有学者给出了通过简单线性插值的简单算法。

DVB-T的分散导频以4帧为一个周期，所以要完成一次全信道估计需要连续4个OFDM帧(1.024ms)。

清华大学提出的地面数字多媒体电视广播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一种数字信息传输方法，采用了mQAM/QPSK的时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)调制技术，关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播系统”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。

发明内容

地面无线电视传输信道中的多径延时时间长短不一，有些是短时多径，有些是长时多径，有时传输信道是时不变稳定的。因此，本发明所提出的自适应信道估计和均衡方法就是根据信道特性(多径延时的长短和系统的时不变稳定性)自适应地从PN码时域相关法、频域PN变换法和频域判决反馈法三种方法中选择一种方法进行信道估计和信道均衡。本发明提出的信道估计方法估计准确，实现简单。

本发明提出的TDS-OFDM接收机自适应信道估计和均衡方法，其特征在于，它是在数字电路上实现的，依次含有以下步骤：

1)把接收到的TDS-OFDM信号帧分解为PN码帧同步即帧头部分和DFT数据即帧体两部分；

2)从帧体中去除PN序列的同步头干扰，并构造帧头与信道的循环卷积，对第i帧信号的处理过程如下：

①把PN(i)与信道后径的线性卷积结果PN(i，post)搬移叠加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到对应DFT(i)的叠加信号DFT_c(i，head)，而PN(i+1)与信道前径的线性卷积结果PN(i，pre)搬移叠加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFT_c(i，tail)；

DFT_c(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post)

DFT_c(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)

②对应于PN(i)，则有：

PN_c(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)

PN_c(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)

③构造DFT(i)与信道前径的循环卷积：

DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFT_c(i，tail)-PN(i+1，pre)}

                                   +{PN_c(i，tail)-PN(i，tail)}

其中

PN(i+1，pre)＝PN_c(i+1，1，tail)-PN(i+1，1，tail)

PN_c(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分别对应PN(i+1，1)的尾部叠加信号和尾部信号，经过上述的信号加减操作，得到DFT(i)与信道前径的循环卷积；

④同理，得到DFT(i)与信道后径的循环卷积：

DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFT_c(i，head)-PN(i+1，post)}

         +{PN_c(i，head)-PN(i，head)}

其中

PN(i+1，post)＝PN_c(i+1，head)-PN(i+1，head)

PN_c(i+1，head)和PN(i+1，head)分别对应PN(i+1，1)的首部叠加信号和首部信号，经过上述的信号加减操作，得到DFT(i)与信道前径的循环卷积；

3)对帧体进行离散傅立叶变换，得到帧体的频域数据Y(n，k)；

4)根据传输信道特性选择下列方法之一进行信道估计，得到传输信道的频率响应估计

a)当传输信道具有短时多径干扰时，选择PN码时域相关法，它依次含有以下步骤：

①把接收到的PN码帧同步与本地PN码在时域进行相关运算，得到信道的时域冲激响应的粗估计

粗估计中的小电平值被丢弃；

②通过移动处理改变本地PN序列的相位，从而改变前同步缓冲长度L_pre和后同步缓冲的长度L_post，使选取的相关输出段[k′-L_pre+1，k′-L_post]集中了信道的主要能量，其中k′对应了相关峰位置，锁定了主径位置，主径位置之前的部分为前径部分时域信道估计

和主径位置之后的部分为后径部分时域信道估计

③通过移位和填零操作，得到长度为N的序列

${\hat{h}}_{\mathrm{tc},N}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_{\mathrm{tc},\mathrm{post}}& 0<n\&le;L_{\mathrm{post}}\\ 0& L_{\mathrm{post}}<n<N-L_{\mathrm{pre}}\\ {\hat{h}}_{\mathrm{tc},\mathrm{pre}}& N-L_{\mathrm{pre}}\&le;n<N\end{array}\right.$

④把

经过N点离散傅立叶变换(DFT)处理得到各个OFDM子载波频率响应的估计

b)当传输信道具有长时多径干扰时，选择频域PN变换法；

c)当传输信道具有时不变稳定特性时，选择频域判决反馈法；

5)把信号帧的频域数据Y(n，k)和得到的频域响应估计 相除，得到信道均衡后的数据信号 $Z(n,k)=Y(n,k)/\hat{H}(n,k);$

6)Z(n，k)经过电平判决电路后，一路作为

数据输出，另一路反馈给判决反馈的信道估计部分。

上述的TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法，其特征在于，所述的频域PN变换法是把收到的PN码帧同步进行离散傅立叶变换(DFT)，得到其频域表达式R_c(n，k)，同时对接收机本地生成的发送端PN码也进行离散傅立叶变换(DFT)，得到其频谱为S_c(n，k)，两者相比，得到信道频率响应估计 $\hat{H}(n,k)=R_c(n,k)/S_c(n,k).$

上述的TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法，其特征在于，所述的频域判决反馈法把接收到的频域DFT数据Y(n，k)进行延迟Y(n-1，k)，然后和电平判决反馈回来输出数据

相比，得到前一帧的信道频域响应估计

当传输信道具有时不变稳定特性时，此 就作为当前信号帧的信道估计。

本发明提出的TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡系统，其特征在于，它含有：分离器，它有一个OFDM信号输入端；去除PN干扰电路，它的输入端与分离器的DFT数据输出端相连；第一DFT电路，它的输入端与上述的去除PN干扰电路的输出端相连；

自适应均衡器，它是一个除法器，它的被除数输入端与第一DFT电路的帧体频域数据Y(n，k)输出端相连，它还有一个除数即频域响应估计即 输入端；

电平判决电路，它的输入端与输入端与自适应均衡器的信号均衡后的数据信号即Z(n，k)输出端相连；

判决反馈电路，它含有：

延迟电路，它的输入端与第一个DFT电路的输出端相连；

信道估计电路，它是一个除法器，它的被除数输入端与延迟电路的经延迟的帧体频域数据即Y(n-1，k)信号输入端相连，它的除数输入端与电平判决电路的 数据输出端相连；

第一低通滤波器，它的输入端与信道估计电路的前一帧的信道频域估计即 信号输出端相连，它的输出端经过一个三态选择开关与自适应均衡器的除数输入端相连；

PN码时域相关电路，它含有：

相关器，它的输入端与上述分离器的帧PN同步码输出端相连，它的另一个输入端与本地PN码生成电路输出端相连；

第二低通滤波器，它的输入端与上述的相关器输出端相连，而它的输出端与下述的第二DFT电路输入端相连；

第二DFT电路，它有一个长度为N的时域信道估计序列即

信号输入端，它的输出端经过一个三态选择开关与自适应均衡器的除数输入端相连；频域PN变换电路，它含有：

第三DFT电路，它的输入端与上述的分离器的帧PN同步码输出端相连；

第四DFT电路，它有一个本地PN码输入端；

除法器，它的被除数输入端与第三DFT电路频域PN码即Rc(n，k)信号输出端相连，它的除数输入端与第四DFT电路的频域本地PN码即Sc(n，k)信号输出端相连；

第三低通滤波器，它的输入端与除法器的信道频域响应估计即 信号输出端相连，而它的输出端经过一个三态选择开关与自适应均衡器的除数输入端相连；

本地PN码生成电路，它的两个输出分别与上述相关器、第四DFT电路的输入端相连；

三态选择开关，它的三个选择输入端分别与第二个DFT电路、第一个低通滤波器、第三低通滤波器的输出端相连，它的输出端与上述自适应均衡器的除数输入端相连。

采用TDS-OFDM的DMB-T也属于OFDM系统，本发明提出的信道补偿方案利用时域同步PN序列相关算法得到信道冲激响应，并根据多径的长度和信道时不变稳定性，自适应地采取时域、频域PN或频域判决反馈式的信道均衡方法，计算机仿真和实际系统表明，提出的信道估计方法受高斯噪声和时变信道的影响小，信道估计更准确，实现简单，解决了地面电视广播传输信道的估计和均衡问题，实验室测试和场地试播都证明其性能明显优于现有的其它系统。

附图说明

图1为判决反馈信道估计。

图2为梳状导频信道估计。

图3为多径情况下PN保护间隔的TDS-OFDM信号构成。

图4为本发明提出的时域相关信道估计。

图5为均衡前后的星座图。

图6为信道频率响应估计。

图7为提出的信道估计算法MSE与SNR关系图。

图8为提出的信道估计算法SER与SNR关系图。

图9为本发明提出的频域PN信道估计算法。

图10为频域判决反馈信道估计。

图11为本发明提出的自适应信道估计和均衡方法。

图12为本发明的FPGA程序流程框图。

具体实施方式

地面无线电视传输信道中的多径延时时间长短不一，有些是短时多径，有些是长时多径，有时传输信道是时不变稳定的。因此，本发明所提出的自适应信道估计和均衡方法就是根据信道特性(多径延时的长短和系统的时不变稳定性)自适应地从时域相关法、频域PN变换法和频域判决反馈法三种方法中选择一种方法进行信道估计和信道均衡。下面将结合附图对本发明的理论分析和具体实施例进行详细描述。

我们首先描述在短时多径时，采用时域相关信道估计法进行信道均衡。清华DMB-T系统采用时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)调制技术，没有插入欧洲COFDM的导频信号和一般OFDM的循环前缀，而是在OFDM的保护间隔中插入时域PN信号作为帧同步和保护间隔。不考虑数据对同步头的干扰，接收到的PN码帧同步(帧头)r(k)可表示为：

$r\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c(k-l)\&CenterDot;h_c\left(l\right)+n\left(k\right)---\left(16\right)$

式中的h_c(1)为信道时域冲激响应，n(k)为高斯白噪声，c(k)为使用的PN序列，它具有良好的相关特性，其归一化相关函数ρ(n)可表示为：

$\mathrm{\&rho;}\left(n\right)=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c{(n-k)}^{*}c\left(k\right)\&ap;\left\{\begin{array}{cc}1& n=k\\ 0& \mathrm{other}\end{array}\right.---\left(17\right)$

其中n、k表示序号，K为PN序列的长度。

经过时域相关即可得到信道的时域冲激响应的粗估计：

${\hat{h}}_{\mathrm{tc}}\left(n\right)=\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c{(n-k)}^{*}\&CenterDot;r\left(k\right)=h\left(n\right)+\frac{1}{K}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c{\left(k\right)}^{*}\&CenterDot;n\left(k\right)---\left(18\right)$

$=h\left(n\right)+n_c\left(n\right),n\&Element;[0,K-1]$

其中h(n)为理想的时域冲激响应，n_c(n)为高斯白噪声。

得到的粗估计

中的小电平值被丢弃，因为存在白噪声和多径时，这些小电平已经不可靠了，门限的选择可视应用所要求的不同的抗噪声和分辨多径的灵敏性来决定。

在本实施例中相关使用的PN序列有L＝255个符号，所以提出的信道估计算法能给出的信道估计长度为K，即要求L≤K。式(9)以信道的第一条路径来定位的，实际中一般以主径来定位(码捕获锁定的路径)，而主径前的旁径造成相对于主径的信号的向前扩散，主径后的旁径造成相对于主径的信号的向后扩散。前同步缓冲和后同步缓冲定义为PN序列的循环扩展，它们作为PN序列的保护段，只要信道的前径长度和后径长度分别小于前同步长度和后同步长度，都可以得到比较准确的时域冲激响应。因此我们在应用中可以使用前同步缓冲段获得前径信道估计，后同步缓冲段获得后径信道估计。设计时整个PN信号总长N_g为512，K取255，前同步缓冲和后同步缓冲总长度稍大于K，此时就要合理分配前同步缓冲和后同步缓冲的长度，使它们分别大于信道的前径和后径长度。在清华DMB-T系统中PN序列是基于一组平移的8阶m序列，这样在获得接收信号帧PN序列的相位之后，(接收信号帧PN序列的相位获取的方法见清华大学同时申请的中国专利“时域同步正交频分复用接收机的帧同步方法及其系统”)，总可以通过移位处理改变本地PN序列的相位，从而改变前同步缓冲长度L_pre和后同步缓冲的长度L_post，使选取的相关输出段[k′-L_pre+1，k′+L_post]集中了信道的主要能量，其中k′对应了相关峰位置，即锁定的主径位置。

以相关峰所在位置k′(即主径位置)作为基准点，选取相关输出段[k′-L_pre+1，k′-1]的数据作为信道前径部分 而选取相关输出段[k′+1，k′+L_post]的数据作为信道后径部分

把

和

进行移位处理，然后在预定位置填零，把它们拼接到一起，得到长度为N的序列 即如下式所示：

${\hat{h}}_{\mathrm{tc},N}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}{\hat{h}}_{\mathrm{tc},\mathrm{post}}& 0<n\&le;L_{\mathrm{post}}\\ 0& L_{\mathrm{post}}<n<N-L_{\mathrm{pre}}\\ {\hat{h}}_{\mathrm{tc},\mathrm{pre}}& N-L_{\mathrm{pre}}\&le;n<N\end{array}\right.---\left(19\right)$

其中 对应相关输出中的后径部分，而

对应相关输出中的前径部分。这样得到的 满足DFT的循环特性，最终经过N点DFT处理便可得到各个OFDM子载波频率响应的估计 使用的DFT模块可以和OFDM数据解调分时复用同一个DFT模块，以降低硬件复杂度。

与使用循环前缀的COFDM不同，TDS-OFDM使用PN序列作为保护间隔，PN同步头与DFT块是时分复用的，这样由于多径干扰，将使DFT部分受前后含有PN序列的同步头干扰。在对数据DFT块进行DFT之前我们要将PN序列从DFT块中去除，并构造DFT块与信道的循环卷积。如图3所示，PN(I)与信道后径的线性卷积结果PN(i，post)搬移叠加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到对应DFT(i)首部的叠加信号DFT_c(i，head)，而PN(i+1)与信道前径的线性卷积结果PN(i，pre)搬移叠加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFT_c(i，tail)，公式表示为：

DFT_c(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post)

DFT_c(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)

(20)

下标c表示叠加的信号。对应于PN(i)有：

PN_c(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)

PN_c(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)

(21)

先构造DFT(i)与信道前径的循环卷积，此时要得到：

DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFT_c(i，tail)-PN(i+1，pre)}

          +{PN_c(i，tail)-PN(i，tail)}

(22)

式(22)中除PN(i+1，pre)信号外，其它均已知。又PN信号PN(i+1)总长N_g为5 12，而PN序列长度K取255，这样可以分出两个长度均为255的相等的PN序列PN(i+1，1)和PN(i+1，2)，如图3所示。这样有

PN(i+1，pre)＝PN_c(i+1，tail)-PN(i+1，tail)    (23)

其中PN_c(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分别对应PN(i+1，1)的尾部叠加信号和尾部信号。

这样经过信号加减操作，即可得到DFT(i)与信道前径的循环卷积。同样的方法可以得到DFT(i)与信道后径的循环卷积。

构造DFT(i)与信道前径的循环卷积，此时要得到：

DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFT_c(i，head)-PN(i+1，post)}

         +{PN_c(i，head)-PN(i，head)}

上式中除PN(i+1，post)信号外，其它均已知。又PN信号PN(i+1)总长N_g为512，而PN序列长度K取255，这样可以分出两个长度均为255的相等的PN序列PN(i+1，1)和PN(i+1，2)，如图3所示。这样有

PN(i+1，post)＝PN_c(i+1，head)-PN(i+1，head)

其中PN_c(i+1，head)和PN(i+1，head)分别对应PN(i+1，1)的首部叠加信号和首部信号。从而完成了DFT(i)与信道的循环卷积构造，接着就可以对DFT(i)进行DFT操作了，得到频域输出Y(n，k)。然后使用得到的信道频率响应估计

对本帧的频域数据Y(n，k)进行信道均衡，得到信道均衡后的输出Z(n，k)，如式(24)和如图4所示：

$Z(n,k)=Y(n,k)/\hat{H}(n,k)---\left(24\right)$

可见，在频域通过一次除法运算即可实现信道均衡，简单的均衡器正是多载波调制优于单载波的一个重要优点。

本发明提出的时域相关的方法直接在时域通过相关得到信道冲激响应，不需要DFT就已经得到了信道冲激响应，这样不但通过相关减少了白噪声的干扰，而且没有因为使用DFT所造成的能量泄漏，不难相信这样得到信道估计性能一定优于COFDM的时域变换结果。而且提出的信道均衡方法实现时只需要和数据解调共用一个DFT模块即可，无需添加任何其他硬件资源。

本发明提出的信道估计采用时域同步方法，不像DVB-T需要迭代处理和几帧平均，只需进行相关检测就行，每一信号帧都能进行全信道估计，跟踪传输数据的变化。DMB-T信号帧的持续时间为500us，因此其跟踪速度是DVB的2倍，是ATSC的48倍。

时域相关信道估计 式(18)以矩阵表示为：

${\hat{h}}_{\mathrm{tc}}=\frac{1}{K}{C}^{H}r---\left(25\right)$

其中C由每帧PN序列组成的长度为K的一维向量，r为接收到的信号矢量，C^H表示哈密特矩阵转置。时域相关信道估计误差由n_c(n)决定，可以证明n_c(n)也是独立的AWGN噪声：

$E\left({\left|n_c\left(n\right)\right|}^2\right)=\frac{1}{K}{\mathrm{\&sigma;}}_n^2---\left(26\right)$

其中n_c(n)是噪声，σ_n ²是噪声方差。

这样信号估计的方差为：

$\mathrm{Var}\left[{\hat{h}}_{\mathrm{tc}}\right]=\mathrm{trace}\left[\frac{1}{K}{C}^H{\mathrm{\&sigma;}}_n^{2}C\right]={\mathrm{\&sigma;}}_n^2\frac{L}{K}---\left(27\right)$

${\mathrm{MSE}}_{\mathrm{tc}}=\frac{1}{N}E\left({|H-{\hat{H}}_{\mathrm{tc}}|}^2\right)=\frac{1}{N}E\left({\left|\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}(h-{\hat{h}}_{\mathrm{tc}})W^{\mathrm{lk}}\right|}^2\right)---\left(28\right)$

$=\frac{1}{N}\mathrm{Var}\left[h_{\mathrm{pn}}\right]=\frac{\mathrm{\&beta;}}{K}{\mathrm{\&sigma;}}_n^2=\frac{1}{K}{\mathrm{MSE}}_{\mathrm{cp}}$

比较式(10)、(12)和(14)，可以看到：与导频MSE_cp相比，判决反馈信道估计由于采用的星座图使信道估计MSE有α系数恶化。如果取L＝100，N＝3780，采用64QAM(α＝2.69)，由此带来的MSE损失10logα＝5.6dB。而对于时域相关信道估计，由于扩频相关将高斯白噪声进行了线性滤波，白噪声n(n)变成n_c(n)，带来估计增益1/K，从而极大降低了白噪声对信道估计的影响。

为了对提出的信道估计算法进行评价，并分析算法性能，我们对多径模型下的时域相关法进行了计算机仿真。假定系统是准确同步的，模型中的各条路径为独立的Rayleigth衰落，最大多普勒频移设为50Hz。为了对提出的时域相关算法与COFDM算法进行比较，在仿真时同时给出了判决反馈和梳状导频信道估计结果。其中判决反馈估计使用理想低通进行滤波，信道截取的长度取L＝255。而梳状导频的估计结果在频域进行简单的线性插值后再使用理想低通进行滤波得到。

为了考察时域相关信道估计的性能，首先观察了信号在信道均衡前后的星座图。为了简洁，这里只给出了在多径模型1，SNR＝20情况下的星座图，如图5所示。图中均衡后信号得到了较好的信道补偿，信号星座点以标准64QAM为中心分布。如再采用适当的信道解码，可以将错误几乎全部去除。

对相应得到的信道频率响应估计和真实信道频率响应进行比较，如图6所示。不难发现，估计得到的信道频率响应与真实值非常吻合。

为了演示时域相关信道估计的准确性，对各算法信道估计的均方误差进行了仿真。图7给出了多径模型1条件下得到的各信道估计MSE与SNR的关系图。从图中可以看出，提出的时域相关方法MSE性能明显高于梳状导频和判决反馈，分别高出5dB和9dB左右。信道模型1是按采样间隔分布的，该情况下的时域相关算法能量扩散较少，所以估计精度很高。

接着比较采用信道补偿后的SER(误符号率)性能，如图8所示。时域相关算法在较高SNR情况下，比梳状导频的SNR有大于1dB的改善，而时域相关方法使用的主要的运算是相关操作，计算复杂度要低于梳状导频。

当TDS-OFDM接收机检测到接收信号受到长时多径干扰时，信道估计和均衡算法就自适应地切换到下面描述的频域PN变换法。

因为在清华TDS-OFDM中使用PN码作为OFDM信号的保护间隔，同时这个PN码又作为TDS-OFDM信号帧的帧同步，即PN码具有双重功能。在复用上，不同于DVB-T系统中导频和DFT数据块的频分复用方式，TDS-OFDM系统的PN同步头与DFT数据块是时分复用方式。另外，需要注意的是PN码是收发公知的。

因此，在接收机中可以把PN帧同步头和DFT数据分离开来，接收到的同步头可表示为前面的式(16)，现重写如下：

$r\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c(k-l)\&CenterDot;h_c\left(l\right)+n\left(k\right)$

式中的c(k)为使用的PN序列。

对r(k)进行DFT变换，得到其频域表达式为：

$R(n,k)=\mathrm{DFT}\left[r\left(k\right)\right]=\mathrm{DFT}[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c(k-l)\&CenterDot;h_c\left(l\right)+n\left(k\right)]$

$=\mathrm{DFT}[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}c(k-l)\&CenterDot;h_c\left(l\right)]+\mathrm{DFT}\left[n\left(k\right)\right]---\left(29\right)$

${=\hat{R}}_c(n,k)+N(n,k)$

其中 表示接收到的PN码序列的频谱、N(n，k)表示噪声的频谱。

在TDS-OFDM中，PN码对于接收端是已知的，在接收机本地可以产生PN码序列c(k)，对其进行傅立叶变换，得：

S_c(n，k)＝DFT[c(k)]                       (30)

对于一个线性时不变的信道传输系统，在求得输入输出信号的频谱后，我们就可以得到信道频率响应估计

$\hat{H}(n,k)=\frac{R_c(n,k)}{S_c(n,k)}=H_c(n,k)+\frac{N\left(k\right)}{S_c(n,k)}---\left(31\right)$

对本帧的频域数据Y(n，k)进行信道均衡：

$Z(n,k)=\frac{Y(n,k)}{\hat{H}(n,k)}---\left(32\right)$

以上的估计算法如图9所示。

TDS-OFDM接收机信道估计算法的另外一种自适应算法是当检测到信道具有时不变稳定特性时，TDS-OFDM接收机自适应地切换到下面描述的频域判决反馈信道估计算法。

如前所述，假定信道变化很慢(时不变稳定性)，就可以认为下一帧信道响应保持不变，这样我们就可以用前一帧的信道估计 可对当前帧数据进行信道均衡，如图10所示。

当前一帧的信道响应估计为：

$\hat{H}(n-1,k)=\frac{Y(n-1,k)}{\hat{X}(n-1,k)}=H(n-1,k)+\frac{N^{\&prime;}\left(k\right)}{\hat{X}(n-1,k)}---\left(33\right)$

则当前帧均衡后的数据为：

$z(n,k)=\frac{Y(n,k)}{\hat{H}(n-1,k)}---\left(34\right)$

数据z(n，k)经过电平判决电路后，一路作为数据输出，另一路反馈给信道估计部分，作为下一次信道估计的依据之一。对于时不变稳定信道来讲，频域判决反馈方法具有训练时间短的特点，性能较好。

对其它两种方法也进行了计算机仿真，得到了良好的结果。

综合上述，本发明根据信道特性自适应地选择时域相关法、频域PN变换法和频域判决反馈法进行信道估计和均衡，整体框图如11所示。把接受到的TDS-OFDM信号帧分解为PN码帧同步部分(帧头)和DFT数据部分(帧体)两部分，根据传输信道特性选择下列方法之一进行信道估计，得到传输信道的频率响应估计

a)当传输信道具有短时多径干扰时，选择PN码时域相关法；

b)当传输信道具有长时多径干扰时，选择频域PN变换法；

c)当传输信道具有时不变稳定特性时，选择和频域判决反馈法；对DFT数据部分进行离散傅立叶变换(DFT)，得到频域数据Y(n，k)，把信号帧的频域数据Y(n，k)和得到的频域响应估计

相除，得到信道均衡后的数据信号 $Z(n,k)=Y(n,k)/\hat{H}(n,k),$ Z(n，k)经过电平判决电路后，一路作为数据输出，另一路反馈给信道估计，作为下一次判决反馈法信道估计的依据之一。

在计算机仿真的基础上，本发明在清华DMB-T系统的现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)版本接收机中得到实现，实际试播和测试取得了良好的效果。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。

Claims (4)

1、TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法，其特征在于，它是在数字电路上实现的，依次含有以下步骤：

1)把接收到的TDS-OFDM信号帧分解为PN码帧同步即帧头部分和DFT数据即帧体两部分；

2)从帧体中去除PN序列的同步头干扰，并构造帧头与信道的循环卷积，对第i帧信号的处理过程如下：

①把PN(i)与信道后径的线性卷积结果PN(i，post)搬移叠加到DFT(i)的首部DFT(i，head)，得到对应DFT(i)的叠加信号DFT_c(i，head)，而PN(i+1)与信道前径的线性卷积结果PN(i，pre)搬移叠加到DFT(i)的尾部DFT(i，tail)得到DFF_c(i，tail)；

     DFF_c(i，head)＝DFT(i，head)+PN(i，post)

     DFT_c(i，tail)＝DFT(i，tail)+PN(i+1，pre)

②对应于PN(i)，则有：

           PN_c(i，tail)＝PN(i，tail)+DFT(i，pre)

           PN_c(i+1，head)＝PN(i+1，head)+DFT(i，post)

③构造DFT(i)与信道前径的循环卷积：

           DFT(i，tail)+DFT(i，pre)＝{DFT_c(i，tail)-PN(i+1，pre)}

                                           +{PN_c(i，tail)-PN(i，tail)}

其中

PN(i+1，pre)＝PN_c(i+1，1，tail)-PN(i+1，1，tail)

PN_c(i+1，1，tail)和PN(i+1，1，tail)分别对应PN(i+1，1)的尾部叠加信号和尾部信号，经过上述的信号加减操作，得到DFT(i)与信道前径的循环卷积；

④同理，得到DFT(i)与信道后径的循环卷积：

           DFT(i，head)+DFT(i，post)＝{DFT_c(i，head)-PN(i+1，post)}

                    +{PN_c(i，head)-PN(i，head)}

其中

PN(i+1，post)＝PN_c(i+1，head)-PN(i+1，head)

PN_c(i+1，head)和PN(i+1，head)分别对应PN(i+1，1)的首部叠加信号和首部信号，经过上述的信号加减操作，得到DFT(i)与信道前径的循环卷积；

3)对帧体进行离散傅立叶变换，得到帧体的频域数据Y(n，k)；

4)根据传输信道特性选择下列方法之一进行信道估计，得到传输信道的频率响应估计

a)当传输信道具有短时多径干扰时，选择PN码时域相关法，它依次含有以下步骤：

①把接收到的PN码帧同步与本地PN码在时域进行相关运算，得到信道的时域冲激响应的粗估计 粗估计中的小电平值被丢弃；

②通过移动处理改变本地PN序列的相位，从而改变前同步缓冲长度L_pre和后同步缓冲的长度L_post，使选取的相关输出段[k′-L_pre+1，k′+L_post]集中了信道的主要能量，其中k′对应了相关峰位置，锁定了主径位置，以相关峰所在位置k′，即主径位置作为基准点，选取相关输出段[k′-L_pre+1，k′-1]的数据作为信道前径部分 而选取相关输出段[k′+1，k′+L_post]的数据作为信道后径部分

③通过移位和填零操作，得到长度为N的序列

${\hat{h}}_{\mathrm{tc},N}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}\begin{array}{cc}{\hat{h}}_{\mathrm{tc},\mathrm{post}}& 0<n\&le;L_{\mathrm{post}}\\ 0& L_{\mathrm{post}}<n\&le;N-L_{\mathrm{pre}}\\ {\hat{h}}_{\mathrm{tc},\mathrm{pre}}& N-L_{\mathrm{pre}}\&le;n<N\end{array}\end{array}\right.$

④把 经过N点离散傅立叶变换处理得到各个OFDM子载波频率响应的估计

b)当传输信道具有长时多径干扰时，选择频域PN变换法；

c)当传输信道具有时不变稳定特性时，选择频域判决反馈法；

5)把信号帧的频域数据Y(n，k)和得到的频域响应估计

相除，得到信道均衡后的数据信号 $Z(n,k)=Y(n,k)/\hat{H}(n,k);$

6)Z(n，k)经过电平判决电路后，一路作为 数据输出，另一路反馈给判决反馈的信道估计部分。

2、如权利要求1所述的TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法，其特征在于，所述的频域PN变换法是把收到的PN码帧同步进行离散傅立叶变换，得到其频域表达式R_c(n，k)，同时对接收机本地生成的发送端PN码也进行离散傅立叶变换，得到其频谱为S_c(n，k)，两者相比，得到信道频率响应估计 $\hat{H}(n,k)=R_c(n,k)/S_c(n,k).$

3、如权利要求1所述的TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡方法，其特征在于，所述的频域判决反馈法把接收到的频域DFT数据Y(n，k)进行延迟Y(n-1，k)，然后和电平判决反馈回来输出数据

相比，得到前一帧的信道频域响应估计

当传输信道具有时不变稳定特性时，此

就作为当前信号帧的信道估计。

4、TDS-OFDM接收机自适应信道估计均衡系统，其特征在于，它含有：

分离器，它有一个OFDM信号输入端；

去除PN干扰电路，它的输入端与分离器的DFT数据输出端相连；

第一DFT电路，它的输入端与上述的去除PN干扰电路的输出端相连；

自适应均衡器，它是一个除法器，它的被除数输入端与第一DFT电路的帧体频域数据Y(n，k)输出端相连，它还有一个除数即频域响应估计即

输入端；

电平判决电路，它的输入端与输入端与自适应均衡器的信号均衡后的数据信号即Z(n，k)输出端相连；

判决反馈电路，它含有：

延迟电路，它的输入端与第一个DFT电路的输出端相连；

信道估计电路，它是一个除法器，它的被除数输入端与延迟电路的经延迟的帧体频域数据即Y(n-1，k)信号输入端相连，它的除数输入端与电平判决电路的

数据输出端相连；

第一低通滤波器，它的输入端与信道估计电路的前一帧的信道频域估计即 信号输出端相连，它的输出端经过一个三态选择开关与自适应均衡器的除数输入端相连；

PN码时域相关电路，它含有：

相关器，它的输入端与上述分离器的帧PN同步码输出端相连，它的另一个输入端与本地PN码生成电路输出端相连；

第二低通滤波器，它的输入端与上述的相关器输出端相连，而它的输出端与下述的第二DFT电路输入端相连；

第二DFT电路，它有一个长度为N的时域信道估计序列即 信号输入端，它的输出端经过一个三态选择开关与自适应均衡器的除数输入端相连；频域PN变换电路，它含有：

第三DFT电路，它的输入端与上述的分离器的帧PN同步码输出端相连；

第四DFT电路，它有一个本地PN码输入端；

除法器，它的被除数输入端与第三DFT电路频域PN码即Rc(n，k)信号输出端相连，它的除数输入端与第四DFT电路的频域本地PN码即Sc(n，k)信号输出端相连；

第三低通滤波器，它的输入端与除法器的信道频域响应估计即

信号输出端相连，而它的输出端经过一个三态选择开关与自适应均衡器的除数输入端相连；

本地PN码生成电路，它的两个输出分别与上述相关器、第四DFT电路的输入端相连；

三态选择开关，它的三个选择输入端分别与第二个DFT电路、第一个低通滤波器、第三低通滤波器的输出端相连，它的输出端与上述自适应均衡器的除数输入端相连。

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