CN1618222A - Mimo－ofdm系统的迭代检测和解码 - Google Patents

Abstract

提供迭代检测和解码在无线(如，MIMO－OFDM)通信系统中发送的数据的技术。通过在检测器和解码器之间迭代地传递软(多比特)“先验”信息执行迭代检测和编码。检测器接收调制码元，执行与在发射机系统处执行的码元映射互补的检测功能，而且提供发送的编码比特的软判决码元。软判决码元内的“外部信息”然后由解码器解码以提供它的外部信息，此外部信息包括在检测过程中由检测器使用的先验信息。检测和解码可以被迭代几次。软判决码元和先验信息可以使用对数似然比(LLR)表示。这里提供的技术降低了与得到LLR相关的计算复杂性，包括使用干扰抵消以隔离每个发送信号，以及使用“双最大值”近似。

Description

MIMO-OFDM系统的迭代检测和解码

                           背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其是用于执行MIMO-OFDM通信系统的迭代检测和解码。

背景

多输入多输出(MIMO)通信系统使用多个(N_T)发射天线和多个N_R接收天线进行数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可能被分解为N_C个独立信道，其中N_C≤min{N_T，N_R}。N_C个独立信道的每个还被称为MIMO信道的空间子信道，并对应一维。如果使用由多个发射和接收天线建立的附加维数，则MIMO系统能提供相对于单输入单输出(SISO)通信系统改善的性能(例如增加的传输容量)。

宽带MIMO系统通常经历频率选择性衰落，即系统带宽上不同量的衰减。频率选择性衰落引起码元间串扰(ISI)，ISI是接收信号中的每个码元起着对接收信号中的随后码元的失真的现象。此失真通过影响正确检测接收码元的能力而降级性能。这样，ISI是对不可忽视的噪声分量，其对被设计运行在高SNR水平的系统(如MIMO系统)的整个信号对噪声加干扰比(SNR)影响很大。在这样的系统中，可以在接收端使用均衡以抗ISI。然而，执行均衡所需要的计算复杂性对于多数应用通常很大或过大。

正交频分复用(OFDM)可以被用于抗ISI，而且获得此的同时不使用计算密集的均衡。OFDM系统有效地将系统带宽分为几个(N_F)频率子信道，这些频率子信道可以成为子信道或频率区段。每个频率子信道与各自的子载波相关，其中数据可以在子载波上被调制。OFDM系统的频率子信道可以根据发射和接收天线之间的传播路径特性(例如，多径分布)经历频率选择性衰落(即对于不同的频率子信道不同量的衰减)。本领域公知，对于OFDM通过重复每个OFDM码元的一部分(即将循环前缀附加在每个OFDM码元)来对抗频率选择性衰落引起的ISI。

MIMO系统从而可以有利地使用OFDM来抗ISI。MIMO-OFDM系统的频率子信道可以经历不同的信道条件(如，不同的衰落和多径效应)并且达到不同的SNR。而且，信道条件随时间变化。因此，支持的数据速率可以在频率子信道之间和空间子信道之间变化，并且还随时间变化。为了达到高性能，需要在发射机处正确编码(如，基于确定的信道条件)和调制数据，并且在接收机处正确检测和解码接收信号。

因此本领域内需要用于检测和解码已经基于一个或多个编码和调制方案(可变地)编码和调制的信号的技术，编码和调制方案如按照信道条件所确定的。

                             摘要

本发明的方面提供迭代检测和解码在无线(如，MIMO-OFDM)通信系统中发送的数据的技术。此迭代检测和解码使用信道编码的差错纠正能力以提供改进的性能。通过在软输入软输出检测器和软输入软输出解码器之间迭代地传递软(多比特)“先验”信息达到此。

检测器接收先前在发射机系统处基于一个或多个编码和调制方案产生的调制码元，执行与发射机系统处执行的码元映射互补的检测功能，而且提供发送的编码比特的软判决码元。软判决码元内的外部信(包括解码器的先验信息，如下所述)息然后由解码器基于与发射机系统处使用的一个或多个编码方案互补的一个或多个解码方案解码。解码器还提供其后在检测过程中由检测器使用它的外部信息(包括检测器的先验信息)。

检测和解码可以被迭代几次。在迭代检测和解码过程中，比特判决的可靠性随每个迭代而改进。这里所述的迭代检测和解码可以用于抗频率选择性衰落以及平坦衰落。而且，迭代检测和解码过程可以可变地结合各种类型的编码方案(如，串行和并行级联的卷积码)和各种调制方案(如M-PSK和M-QAM)而使用。

在检测器和解码器之间传递的先验信息和软判决码元可以使用对数似然比(LLR)表示。这里提供技术降低了与得到LLR相关的计算复杂性。这样的技术包括使用干扰抵消以通过移除其他干扰而隔离每个发送信号，以及使用“双最大值”或一些其他近似以计算LLR，如下面所述。

本发明的这些和其它方面、实施例以及特征在以下将详细描述。本发明还提供可以实现本发明的多个方面、实施例和特征的方法、接收机单元、发射机单元、接收机系统、发射机系统、系统，以及其他装置和元件，如以下将进一步详细描述。

                       附图的简要描述

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中：

图1是MIMO-OFDM系统中的发射机系统和接收机系统的框图；

图2A和2B是编码和调制数据的两个发射机单元的框图，编码和调制数据分别使用(1)单个编码和调制方案以及(2)基于每个天线的分离编码和调制方案；

图3A和3B分别是串行和并行级联卷积编码器的框图；

图3C是递归卷积编码器的框图；

图4A和4B分别是检测和解码数据的两个接收机单元的框图，所述数据先前被处理使用(1)单个编码和调制方案以及(2)基于每个天线的分离编码和调制方案；

图4C是执行连续抵消和干扰对消以一次恢复一发送信号的接收机单元的框图；

图5A和5B分别是能够对于串行和并行级联卷积码执行迭代解码的两个Turbo解码器的框图；以及

图6是可以用于图4C的接收机单元的干扰对消器的框图。

                     优选实施例的详细描述

这里描述的迭代检测和解码技术可以用于各种无线通信系统。为了简明，描述了专用于使用正交频分复用的多输入多输出通信系统(即，MIMO-OFDM系统)的本发明的各种方面和实施例。

如上所述，MIMO系统使用N_T个发射天线和N_R个接收天线，用于数据传输，其中N_R≥N_T。N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可以被分解为N_S个空间子信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。OFDM系统有效地将系统带宽分为N_F个频率子信道。每个频率子信道可以被定义得足够窄，从而它的频率响应可以被视为平坦或频率非选择性的。MIMO-OFDM系统可以通过(N_C个)“传输信道”(其中N_C＝N_S·N_F)发送数据，每个这样的传输信道对应于一空间子信道的一频率子信道。

图1是MIMO-OFDM系统100中的发射机系统110和接收机系统150的实施例框图。发射机系统110和接收机系统150能够实现本发明的各个方面和实施例，如下所述。

在发射机系统110处，话务数据以特定数据速率从数据源112被提供至发送(TX)数据处理器114，发送数据处理器114基于一个或多个编码方案编码和交织话务数据以提供编码数据。编码可以基于所有发射天线的一单独编码方案、每个发射天线或每个发射天线子集的一编码方案或每个传输信道或每组传输信道的一编码方案执行。数据速率和编码可以由数据速率控制和编码控制分别确定，它们由控制器130提供。

然后，此编码数据被提供至调制器116，调制器116还可以接收导频数据(例如，已知模式或以已知方式被处理的数据)。导频数据在用于发送话务数据的所有频率子信道或其一子集上和在所有空间子信道或其一子集上可以与编码的话务数据复用(例如，使用时分复用(TDM)或码分复用(CDM))。导频可以由接收系统使用以执行几个功能，如捕获、频率和时间同步、信道估计、相干数据解调等等。

在一特定实施例中，解调器116的处理包括(1)使用一个或多个调制方案(如，M-PSK、M-QAM等等)调制接收的数据，以提供调制码元，(2)变换调制码元以形成OFDM码元，以及(3)将循环前缀附加在每个OFDM码元上以形成相应的传输码元。同样，调制可以基于对所有发射天线的一单独编码方案、每个发射天线或每个发射天线集合的一编码方案或每个传输信道或每组传输信道的一编码方案执行。调制可以基于控制器130提供的调制控制而执行。调制数据(即，传输码元)接着被提供至与将用于数据传输的N_T个发射天线相关的发射机(TMTR)122a到122t。

每个发射机122将接收的调制数据转换为一个或多个模拟信号，并进一步调节(如，放大、滤波和正交调制)这些模拟信号以产生通信信道上传输使用的调制信号。从发射机122a到122t的调制信号接着分别通过天线124a到124t被发射至接收机系统。

在接收机系统150处，发送的调制信号由天线152a到152r接收，来自每个天线的接收信号被提供至各自的接收机(RCVR)154。每个接收机154调节(如，滤波、放大和下变频)各个接收信号并且数字化经调节的信号以提供各自的数据采样流，数据采样流表示通过相关天线接收的传输码元。解调器(Demod)156接收和解调来自接收机154a到154r的NR个数据采样流以提供接收调制码元的N_R个相应流。对于每个数据采样流，解调器156移去每个传输码元内包括的循环前缀，然后变换每个接收的OFDM码元以提供接收调制码元的相应流。

开始，检测器/解码器158执行检测功能，此功能与码元映射互补，并提供从发射机系统发送的编码比特的软判决(多比特)码元。软判决码元然后基于与发射机系统处使用的一个或多个编码方案互补的一个或多个解码方案而被解码。一方面，检测和解码可以被迭代地执行数次，下面进一步详细描述。接着，解码数据被提供至数据接收机160。

控制器130和170分别指示发射机和接收机系统处的操作。存储器132和172分别提供控制器130和170使用的程序代码和数据的存储。

                         发射机系统

图2A是发射机单元200a的框图，它是图1中的发射机系统110的发射机部分的一实施例。在此实施例中，单个编码方案被用于N_T个发射天线，单个调制方案被用于所有发射天线的所有N_F个频率子信道。发射机单元200a包括(1)TX数据处理器114a，根据特定编码方案接收和编码话务数据以提供编码数据以及(2)调制器116a，根据特定调制方案调制编码数据以提供编码数据。TX数据处理器114a和调制器116a从而分别是图1中TX数据处理器114和解调器116的一实施例。

在图2A中示出的特定实施例中，TX数据处理器114a包括编码器212、信道交织器214以及多路分解器(Demux)216。编码器212按照所选编码方案接收和编码话务数据(即，信息比特)以提供编码比特。编码增加了数据传输的可靠性。所选编码方案可以包括循环冗余校验(CRC)编码、卷积编码、Turbo编码、分组编码等等的任意组合。下面描述编码器212的几种设计。

信道交织器214接着基于特定交织方案交织编码比特，并提供经交织的编码比特。交织为编码比特提供分集，允许基于用于数据传输的频率和/或空间子信道的平均信号对噪声加干扰比(SNR)发送数据，对抗衰落以及进一步除去用于形成每个调制码元的编码比特间的相关。如果编码比特在多个频率子信道上被发送，则交织还可以提供频率分集。编码和信道交织在下面进一步被描述。

然后，多路分解器216将经交织和编码的数据解复用成将用于数据传输的N_T个发射天线的N_T个编码数据流。这N_T个编码数据流接着被提供至调制器116a。

在图2A示出的特定实施例中，调制器116a包括N_T个OFDM调制器，每个OFDM调制器被指定处理一发射天线的相应的编码数据流。每个OFDM调制器包括码元映射元件222、反付里叶变换器(IFFT)224、以及循环前缀生成器226。在此实施例中，所有N_F个码元映射元件222a到222t实现相同的调制方案。

在每个OFDM调制器内，码元映射元件222将接收的编码比特映射为将用于在与OFDM调制器相关的发射天线上数据传输的(多至)N_F个频率子信道的调制码元。将由码元映射元件222实现的特定调制方案由控制器130提供的调制控制确定。对于OFDM，调制可以通过分组成q个编码比特的集合以形成非二进制码元并且将每个非二进制码元映射成对应于所选调制方案(如，QPSK、M-PSK、M-QAM、或一些其他方案)的信号星座图中的一个特定点而达到。每个映射的信号点对应于M元调制码元，其中M＝2^q。码元映射元件222接着对于每个传输码元周期提供一(多至)N_F个调制码元的向量，每个向量中的调制码元数对应于将用于此传输码元周期的数据传输的频率子信道数。

如果常规的非迭代码元的解映射和解码在接收机系统处被执行，则Gray映射可以优选地用于码元映射，因为它可以提供比特差错率(BER)方面更好的性能。使用Gray映射，信号星座图中(水平或垂直方向上)邻近点q个比特位置中仅一个不同。Gray映射减小了更可能的差错事件的比特差错数，所述差错事件对应于正被映射至靠近正确位置的一个位置的接收调制码元，这种情况下只有一个编码比特将被错误地接收。

然而，如果迭代检测和解码被执行如下所述，则可以看出非Gray映射性能优于Gray映射。由于编码比特之间的独立性增强了检测和解码过程之间的独立性，所以上述情况存在，当执行迭代检测和解码时它还提供了改进的性能。因而，每个映射元件222可以被设计为用于实现非Gray映射的星座图。在某些实例中，如果星座图被定义为：邻近点要有尽可能多的比特位置不同(即，与Gray映射为的目的相反，或“反Gray”映射)，则可以达到改进的性能。

然后IFFT224使用反快速付里叶变换将每个调制码元向量转换为它的时域表示(称为OFDM码元)。IFFT224可以被设计用于在任何数目(如8，16，32，...，N_F，...)的频率子信道上执行反变换。在一实施例中，对于每个OFDM码元，循环前缀生成器226重复OFDM码元的一部分以形成相应的传输码元。循环前缀确保了传输码元在多径延时扩展存在时的正交特性，从而提高了对抗有害路径效应的性能，有害路径效应如频率选择性衰落造成的信道色散。来自循环前缀生成器226的传输码元接着被提供至相关的发射机122，并且被处理以产生调制信号，此调制信号接着从相关天线124被发送。

图2B是发射机单元200b的框图，是图1中发射机系统110的发射机部分的另一实施例。在此实施例中，特定编码方案用于N_T个发射天线的每个，特定调制方案用于每个发射天线的所有N_F个频率子信道(即，基于每个天线的独立的编码和调制)。将用于每个发射天线的此特定编码和调制方案可以基于期望的信道条件(如，通过接收机系统被返回发射机系统)被选择。

发射机单元200b包括(1)TX数据处理器114b，根据独立编码方案接收和编码话务数据以提供编码数据以及(2)调制器116b，根据独立调制方案调制编码数据以提供编码数据。TX数据处理器114b和调制器116b从而分别是图1中TX数据处理器114和解调器116的一实施例。

在图2B中示出的特定实施例中，TX数据处理器114b包括多路分解器210、N_T个编码器212a到212t、以及N_T个信道交织器214a到214t(即，每个发射天线一个编码器和信道交织器集合)。多路分解器210将话务数据(即，信息比特)解交织为将用于数据传输的N_T个发射天线的N_T个数据流。每个数据流接着被提供至各个编码器212。

每个编码器212基于选择用于相应发射天线的特定编码方案接收和编码各个数据流，以提供编码比特。来自编码器212的编码比特接着被提供至各个信道交织器214，信道交织器214基于特定交织方案交织编码比特以提供分集。信道交织器214a到214t接着向调制器116b提供N_T个发射天线的N_T个经交织和编码的数据流。

在图2B中示出的特定实施例中，调制器116b包括N_T个OFDM调制器，每个OFDM调制器包括码元映射元件222、IFFT224、以及循环前缀生成器226。在此实施例中，所有N_T个码元映射元件222a到222t可以实现不同的调制方案。在每个OFDM调制器内，码元映射元件222映射q_n个编码比特的组以形成M_n元调制码元，其中M_n对应于为第n个发射天线所选的特定调制方案(有控制器130提供的调制控制所确定)以及 $M_n=2^{q_n}.$ 随后的由IFFT224和循环前缀生成器226的处理如上所述。

发射机单元的其他设计也可以被实现，并且在本发明的范围内，例如，编码和调制可以对于每个发射天线的子集、每个传输信道或每个传输信道组独立地被执行。编码器212、信道交织器214、码元映射元件222、IFFT224以及循环前缀生成器226的实现在本领域内公知，这里不详细描述。

使用和不使用OFDM的MIMO系统的编码和调制在以下文档中有描述：美国专利申请序列号09/826481和09/956449，两者均题为“Method and Apparatusfor Utilizing Channel State Information in a Wireless CommunicationSystem”，相应地提交于2001年3月23日和2001年9月18日；美国专利申请序列号09/854235，题为“Method and Apparatus for Processing Data ina Multi-Input Multiple-Output(MIMO) Communication System UtilizingChannel State Information”，提交于2001年5月11；美国专利申请序列号09/776075内描述，题为“Coding Scheme for a Wireless CommunicationSystem”，提交于2001年2月1日；以及美国专利申请号[Attorney Docket第010254号]，题为“Coding Scheme for a Wireless Communication SystemUtilizing Channel State Information”，提交于2001年11月6日。这些申请被转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。还可以使用一些其它的编码和调制方案，且这在本发明的范围内。

示例OFDM系统在美国专利申请序列号09/532492内有描述，题为“HighEfficiency，High Performance Communication System Employing Multi-Carrier Modulation”，提交于2000年3月30，转让给本发明的受让人，并在此引入作为参考。OFDM调制在以下论文中也有描述：“Multi-carrierModulation for Data Transmission：An Idea Whose Time Has Come”，作者为A.C.Bingham，IEEE通信杂志，1990年5月，在此引入作为参考。

                         编码

多种类型的编码器可以用于在传输前编码数据。例如，编码器可以实现下列码中的任何一种(1)串行级联卷积码(SCCC)，(2)并行级联卷积码(PCCC)，(3)简单的卷积码，(4)包括分组码和卷积码等等的级联码。级联卷积码也称为Turbo码。

图3A是串行级联卷积编码器212x的一实施例框图，此编码器可用于图2A和2B中每个编码器212。编码器212包括外部卷积编码器312a、编码交织器314、以及内部卷积编码器312b，所有都被串连耦合。外部卷积编码器312a使用码率为R_o的特定外部码编码信息比特。来自编码器312a的编码输出被提供至码交织器314，此交织器314按照某个(如伪随机)的交织方案交织N_P个编码比特的每个分组。

码交织器314可以实现几种交织方案中任何一个，如用于cdma2000和W-CDMA的交织方案。在特定的交织方案中，一个分组中的N_P个编码比特按行被写入2⁵行2ⁿ列的阵列中，其中n是使N_P≤2ⁿ⁺⁵的最小整数。接着这些行根据比特反转规则被改变位置。例如，第1行(“00001”)与第16行(“10000”)交换，第3行(“00011”)与第24行(“11000”)交换，等等。每行内的比特然后根据行特定线性同余序列(LCS)被置换(即，重排)。第k行的LCS被定义为x_k(i+1)＝{x_k(i)+c_k}mod2ⁿ，其中i＝0，1，...，2ⁿ-1，x_k(0)＝c_k，而且c_k是为每行所选的特定值，还取决于n的值。对于每行中的置换，此行内第i个比特被放置在位置x(i)。此阵列中的比特接着按列被读出。

LCS码交织方案在被共同分配为美国专利申请序列号09/205511内有进一步详细的描述，题为“Turbo Code Interleaver Using Linear CongruentialSequences”，提交于1998年12月4日，以及cdma2000文档中题为“C.S0002-A-1Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems”，两者都在此引入作为参考。其他码交织器也可以被使用，并且在本发明的范围内。例如，随机交织器或对称随机交织器(S-random)交织器也可以用来替代上述LCS交织器。

内部卷积编码器312b接收并进一步使用码率为R_i的特定内部码编码来自码交织器314的经交织的比特。在一实施例中，编码器312b实现递归码以充分实现码交织器314提供的显著交织增益的优点。内部码不需要强大的码，因为关键期望的属性是递归。实际上，内部码可以简单地为rate-1差分码。串行级联的卷积编码器212x的整个码率为R_SCCC＝R_o·R_i。

图3B是并行级联卷积编码器212y的实施例框图，也可以用于图2A和2B中的每个编码器212。编码器212y包括两个组成卷积编码器312c和312d、码交织器324、截短元件326、以及并串(P/S)转换器328。码交织器324根据某个(即，伪随机)交织方案交织信息比特，可以被实现如上述码交织器314的实现。

如图3B中所示，信息比特被提供至卷积编码器312d，且交织的信息比特被提供给卷积编码器312d。每个编码器312基于某特定的组成码编码接收比特，并且提供各个一致校验比特流。编码器312c和312d可以使用两个递归的系统组成码实现，这两个码的码率分别为R₁和R₂。递归码最大化由交织增益提供的优点。

分别来自编码器312c和312d的一致校验比特b^y和b^z被提供至截短元件326，截短元件326截短(即，删除)零个或多个一致校验比特，以提供期望的输出比特数。截短元件326是可以用于调整并行级联卷积编码器的整个码率R_PCCC的可任选元件，给定为1/R_PCCC＝1/R₁+1/R₂-1。

信息比特(也称为系统比特)以及来自卷积编码312c和312d的经截短的一致校验比特被提供至P/S转换器328，并且被串行为编码比特流，此比特流被提供至下一个处理元件。

图3C是递归卷积编码器312x的实施例框图，可以用于图3A和3B中编码器312a到312d的每个。编码器312x也可以用于图2A和2B中的每个编码器212。

在图3C示出的实施例中，编码器312X实现递归卷积码的下列转移函数：

$G\left(D\right)=\left[\begin{array}{cc}1& \frac{n\left(D\right)}{d\left(D\right)}\end{array}\right],$

其中

n(D)＝1+D+D³，以及

d(D)＝1+D²+D³。

编码器312x也可以被设计用于实现其他卷积码，并且这在本发明的范围内。

编码器312x包括几个串连耦合的延时元件332、几个模2加法器334、以及一个开关336。开始，延时单元332的状态被设定到零，开关336在向上的位置。接着，对于一分组中的每个接收比特，加法器334a对接收比特和来自加法器334c的输出比特执行模2加法，并且提供结果至延时元件332a。加法器334b对来自加法器334a和延时单元332a及332c的比特执行模2加法，并且提供一致校验比特。加法器334c对来自延时元件332b和332c的比特执行模2加法。

在此分组中所有N₁个信息比特被编码之后，开关336被移至向下的位置，三个零(“0”)比特被提供至编码器312x。编码器312x接着编码三个零比特，并且提供三个尾系统比特和三个尾一致校验比特。

可以分析且通过计算机仿真看出：SCCC在中至高SNR水平的加性白高斯噪声(AWGN)信道中提供优于PCCC的性能，中至高SNR水平通常是MIMO系统期望的运行区域。PCCC的BER渐近地达到差错底限，对于SCCC此底限一般不存在或低得多。在高BER区域中PCCC优于SCCC，可能更适合被使用于系统负载接近低SNR信道的容量极限时。PCCC和SCCC都可以使用相对简单的组成码(例如，具有3到16的约束长度)被实现，诸如图3C中示出的组成码。

信道交织

返回参考图2A和2B，来自每个编码器212的编码比特由各个信道交织器214交织，以提供时间、频率和/空间分集对抗不良路径效应(如，衰落和多径)。而且，因为编码比特随后被分组在一起，以形成非二进制码元，这些非二进制码元接着被映射为M元调制码元，交织可以备用于确保形成每个调制码元的编码比特彼此位于在时间上不靠近(即，信道交织将时间上靠近在一起的编码比特以伪随机方式分布在调制码元之间，所述调制码元可以在不同的频率子信道、空间子信道、和/或传输码元周期上被发送)。编码、信道交织和码元映射(尤其是反-Gray映射)的组合可以被视为串行级联码，其中码元映射器充当内部码。信道交织器提供交织增益，与前面描述的SCCC中使用非常相似的方式。性能增益的潜力通过下述的迭代接收机结构而被开发。信道交织能伪各种编码和调制方案提供改进的性能，方案如所有发射天线的单个公用的编码和调制方案或每个天线独立的编码和调制方案。

各种交织方案可以用于信道交织。在一交织方案中，每个分组的编码比特可以被写(线性地)至阵列的行中。每行中的比特接着被置换(即，重排)，基于(1)比特反转规则，(2)线性同余序列(诸如上述码交织器的序列)，(3)随机生成模式，或(4)以一些其他方式产生的置换模式。行也按照某个行置换模式被置换。接着，经置换的编码比特从阵列的每一列被检索，并且提供给下一个处理元件。其他信道交织方案也可以被使用并且在本发明的范围内。

在一实施例中，信道交织对每个独立编码的数据流单独执行。对于PCCC，信息比特和每个分组的尾部及一致校验比特也可以分别是单独交织的信道。例如，信息比特b^x、来自第一组成编码器312c的尾部及一致校验比特b^y、以及来自第二组成编码器312d的尾部和一致校验比特b^z可以由三个独立的信道交织器交织，这些信道交织器可以使用相同或不同的交织方案。此单独的信道交织允许独立的一致校验比特的灵活的截短。

交织间隔可以被选择以提供期望的时间、频率和/或空间分集，或者任何它们的组合。例如，对于某个时间周期(如，10微秒、20微秒等等)的编码比特以及传输信道的某个组合可以被交织。信道交织可以对每个发射天线或在每组发射天线或所有的发射天线执行，以提供空间分集。信道交织也可以对每个频率子信道或通过每组频率子信道或通过所有频率子信道执行，以提供频率分集。信道交织也可以通过每组一个或多个发射天线的每组一个或多个频率子信道执行，从而来自一数据流的编码比特可以在一个或多个发射天线的一个或多个频率子信道上分布，以提供时间、频率和空间分集的组合。信道交织可以通过所有发射天线的所有频率子信道上执行。

接收机系统

图4A是接收机单元400a的实施例框图，它是图1中接收机系统150的接收机部分的实施例。在此实施例中，单个解调方案被用于所有N_T个发射天线的所有N_F个频率子信道，而且单个解码方案用于所有发射天线。接收机单元400a从而可以被用于接收自图2A中的发射机单元200a的数据传输。

从N_T个发射天线发送的信号开始由N_R个天线152a到152r的每个接收，并被路由至各个接收机154(也称为前端处理机单元)。每个接收机154调节(如，滤波、放大和下变频)各个接收信号，并进一步数字化经调节的信号，以提供数据采样。每个接收机154还可以使用经恢复的导频进一步解调数据采样，以提供接收的传输码元流，这些码元流被提供给解调器156a。

在图4A中示出的特定实施例中，解调器156a包括N_R个OFDM解调器，每个OFDM解调器被指定为处理来自一个接收天线的各自的发送码元流。每个OFDM包括循环前缀移去器412和快速付里叶变换器(FFT)414。循环前缀移去器412移去先前由发射机系统附加在每个OFDM码元上的循环前缀，以确保发送的调制码元的无ISI接收。FFT414然后变换每个接收的OFDM码元，以提供用于发送OFDM码元的N_F个频率子信道的N_F个接收的调制码元向量。对于每个传输码元周期来自所有N_R个OFDM解调器的N_R个调制码元向量被提供至检测器/解码器158a，158a是图1中检测器/解码器158的一实施例。

在图4A中示出的实施例，检测器/解码器158a包括检测器420a和解码器430，检测器420a和解码器430在从所有N_R个接收天线接收的调制码元上执行迭代检测和解码，以提供解码数据。迭代检测和解码使用信道码的差错纠正能力，以提供改进的性能。通过在软输入软输出(SISO)检测器420a和软输入软输出解码器430之间迭代地传递软“先验”信息而达到这一点，如下面进一步详细描述的。

检测器420a从解调器156a接收调制码元，从解码器430接收先验信息，并且导出所有N_T个发射天线的所有N_F个频率子信道的软判决(即，多比特)码元，每个软判决码元是对由发射机系统发送的编码比特的一个估计。如下面进一步详细描述的，软判决码元可以表示为对数似然比(LLR)，在图4A中表示为L(b_k)。

对于每个传输码元周期，检测器420a提供多达N_B个软判决码元至N_B个各自的加法器422，其中N_B＝N_T·N_F·q，且q依赖于用于数据传输的特定调制方案。每个加法器422也接收先验信息，它的编码比特b_k来自解码器430(称为检测器先验信息，并表示为L_a(b_k))，从接收的软判决码元中减去此检测器先验信息，以导出编码比特的外部信息(表示为L_e(b_k))。所有(N_T·N_F·q)个编码比特的外部信息为(1)由P/S转换器424进行并串转换，(2)由信道去交织器426以与发射机系统处执行的信道交织互补的方式去交织，以及(3)被提供为来自检测器至解码器的先验信息(称为检测器先验信息，并且表示为L_a ^D(b_k))。

解码器430在解码过程中使用解码器先验信息，并且提供解码数据。解码器430还提供“后验”信息(表示为L^D(b_k))至加法器432。加法器432接着将解码器先验信息L_a ^D(b_k)从解码器后验信息L^D(b_k)中减去，以导出自解码器至检测器的外部信息(表示为L_e ^D(b_k))。此检测器外部信息接着可以由信道交织器434交织，由S/P转换器436串并转换，以及作为检测器先验信息L_a(b_k)被提供至检测器420a和加法器422。

为了简要的总结，检测过程的输出可以表示为：

      L_e(b_k)＝L(b_k)-L_a(b_k)，                公式(1)

其中L(b_k)表示第k个编码比特b_k个软判决；

L_a(b_k)表示第k个编码比特的检测器先验信息，由解码器提供，以及

L_e(b_k)表示由检测器提供至解码器的第k个编码比特的外部信息。

解码过程的输出可以被相似地表示为：

$L_e^D\left(b_k\right)=L^D\left(b_k\right)-L_a^D\left(b_k\right),$ 公式(2)

其中L^D(b_k)表示由解码器提供的第k个编码比特的后验信息；

L_a ^D(b_k)表示由检测器提供的第k个编码比特的解码器先验信息；以及

L_e ^D(b_k)表示由解码器提供至检测器的第k个编码比特的尾部信息。

如图4A中所示，解码器先验信息L_a ^D(b_k)仅仅是检测器外部信息L_e(b_k)经并串转换和信道去交织。同样，检测器先验信息L_a(b_k)仅仅是解码器外部信息L_e ^D(b_k)经信道交织和串并转换。

检测和解码过程可以被迭代多次。在迭代检测和解码过程期间，比特判决的可靠性随每次迭代而提高。这里描述的迭代检测和解码可以用于对抗频率选择性衰落(如，通过使用具有循环前缀的OFDM)以及平坦衰落(无任何修改)。而且，迭代检测和解码过程可以与各种类型的编码和调制方案结合被灵活地使用，包括如上所述的串行和并行级联卷积编码。

在图4A中，检测器420a提供基于从N_R个接收天线接收的调制码元的发送编码比特的软判决码元，以及从解码器430返回的先验信息。软判决码元可以被方便地表示为对数似然比(LLR)的形式，并且包括信道信息、外部信息以及先验信息。每个编码比特的信道信息包括关于发射和接收天线之间的信道响应的信息。每个编码比特的外部信息包括关于检测过程中从其他编码比特提取的编码比特的增量信息。每个编码比特的先验信息包括关于检测过程外已知或导出的编码比特的信息。

在一实施例中，只有信道信息和外部信息从检测器被传递至解码器，其中它们在并串转换和信道去交织之后被用作解码过程中的先验信息。为了简明，信道信息和外部信息被简单地统称为外部信息。理论上，解码器先验信息应该由独立源提供。然而，因为这样的源不可用，独立源可以通过最小化解码器先验信息(即，检测器输出)和解码器先前的判决(即，检测器先验信息)之间的相关而被模仿。通过使用加法器422将检测器先验信息从由检测器导出的软判决码元中减去而达到此，如图4A中所示。

检测器的LLR计算

从OFDM解调器的输出接收的调制码元可以表示如下，其中OFDM解调器被耦合至时刻索引j的第1个频率子信道的第m个接收天线。

$r_{m,l}\left(j\right)=\underset{n=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,m,l}\left(j\right)\·c_{n,l}\left(j\right)+n_{m,l}\left(j\right),$ 公式(3)

其中h_n，m，l(j)是时刻索引j的第1个频率子信道的第n个发射天线和第m个接

收天线之间的信道响应；

c_n，l(j)是第n个发射天线的第1个频率子信道上发送的调制码元；

n_m，l(j)是零均值、时间和空间白高斯噪声过程的采样函数。

为了简化表示，时间索引j在下面的推导中被去掉。

等式(3)可以以矩阵的形式表示，如下所示：

    r _l＝ H _l c _l+ n _l，对于l＝0，1，2，...，N_F-1，       公式(4)

其中 $\underset{\‾}{r_1}={[r_{\mathrm{1,1}}{r}_{\mathrm{2,1}}...r_{N_R,1}]}^T$ 是从第1个频率子信道的N_R个接收天线接收的N_R个调制码元的向量；

H ₁是第1个频率子信道的信道增益{h_n，m，l}的N_R×N_T矩阵，其中h_n，m，l表示

第1个频率子信道的第n个发射天线和第m个接收天线之间的复信道增益。

${\underset{\‾}{c}}_1={[c_{\mathrm{1,1}}{c}_{\mathrm{2,1}}...c_{N_T,1}]}^T$ 是第1个频率子信道的从N_T个发射天线发送的N_T个调制码元向量；

${\underset{\‾}{n}}_1={[n_{\mathrm{1,1}}{n}_{\mathrm{2,1}}...n_{N_R,1}]}^T$ 是第1个频率子信道的N_R个接收天线的N_R个噪声采样

向量；

以及“T”表示转置。

每个时间索引从所有N_R个接收天线的所有N_F个频率子信道上接收的调制码元可以表示为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}={\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{r}}_0^T& {\underset{\‾}{r}}_1^T& ...& r_{N_P-1}^T\end{array}\right]}^T$ 公式(5)

中N_F·N_R接收调制码元对应于N_F·N_R个发送调制码元，可以表示为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}={\left[\begin{array}{cccc}{\underset{\‾}{c}}_1^T& {\underset{\‾}{c}}_2^T& ...& {\underset{\‾}{c}}_{N_T}^T\end{array}\right]}^T$ 公式(6)

如上所述，每个调制码元由q个编码比特的各个组形成。

中的N_F·N_R个接收调制码元对应于N_F·N_T·q个发送的编码比特，可以表示为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}={\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{b}}_1^T\end{array},{\underset{\‾}{b}}_2^T,...{\underset{\‾}{b}}_{N_T}^T\right]}^T,$ 公式(7)

其中从第n个发射天线发送的编码比特可以表示为：

${\underset{\‾}{b}}_n{=\left[\begin{array}{cccccccccc}{b}_{n,\mathrm{0,1}}& ...& b_{n,0,q}& b_{n,1,1}& ...& b_{n,1,q}& ...& b_{n,N_F-\mathrm{1,1}}& ...& b_{n,N_F-1,q}\end{array}\right]}^T$

检测器计算每个发送的编码比特b_n，l，i的LLR，如下：

$L\left(b_{n,l,i}\right)=\ln \frac{\mathrm{Pr}\{b_{n,l,i}=+1|\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\}}{\mathrm{Pr}\{b_{n,l,i}=-1|\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\}},$ 对于n＝1,2,...,N_T，l＝0，1，...，N_F-1，以及i＝1，2，...，q.公式(8)

如等式(8)中所示，给定的编码比特L(b_n，l，i)的LLR被计算为给定接收的调制码元 时编码比特b_n，l，i是a+1的概率 $\mathrm{Pr}(b_{n,1,i}=+1|\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}})$ 与给定接收的调制码元

时编码比特b_n，l，i是a-1的概率 $\mathrm{Pr}(b_{n,1,i}=-1|\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}})$ 的比值(自然)对数值。每个编码比特的概率基于接收的调制码元导出，接收的调制码元包含为 接收的编码比特的比特和序列，导出如下。

$\mathrm{Pr}\{b_{n,l,i}=\±1|\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\left\}\mathrm{Pr}\right\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\}=\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}:b_{n,l,i}=\±1}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Pr}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}},\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\}=\underset{b_{n,l,i}=\±1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}},\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\}=\underset{b_{n,l,i}=\±1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\left|\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\right\}\mathrm{Pr}\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\right\}$ 公式(9)

其中f(.)表示从编码比特

至调制码元 的码元映射。接着LLR可以表示为：

$L\left(b_{n,l,i}\right)=\ln \frac{\underset{b_{a,l,i}=+1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{b}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\left|\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\right\}\mathrm{Pr}\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\right\}}{\underset{b_{a,l,i}=-1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{b}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\right|\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\left\}\mathrm{Pr}\right\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\}}$ 公式(10)

在迭代的检测和解码过程的第一个迭代中，可以假定信号星座图中所有的点都同等相似。从而， 项从等式(10)的分子分母中被移去。然而在随后的迭代中，仅有的假定是：发送的调制码元是独立的。另外，因为构成调制码元的编码比特是经交织的，所以假定比特概率是独立的。基于这些假定， 项可以表示为：

$\mathrm{Pr}\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\right\}=\underset{n=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\underset{i=1}{\overset{q}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\left\{b_{n,l,i}\right\}=\underset{p=1}{\overset{N_T{N}_{F}q}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\left\{b_p\right\}$ 公式(11)

其中变量表达的变化是用等式右边的项以简化表达(即，p＝{n，l，i})。

接收的调制码元r_1，1，r_2，1，...，r_NR，NF-1条件独立于给定的

项可以表达为：

$\mathrm{Pr}\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}\right|\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\}=\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{1=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\{r_{m,l}\left|\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}\right\}=\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{|r_{m,l}-\underset{n=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,m,l}\·c_{n,l}|}^2)$ 公式(12)

其中σ²是σ²＝N₀/2给定的的噪声频谱密度。将等式(11)和(12)替换进等式(10)，第k个编码比特的LLR可以表达为：

$L\left(b_k\right)=\ln \frac{\underset{b_k=+1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}[}\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp (-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}|r_{m,l}-\underset{n=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,m,l}\·c_{n,l}{|}^2)\underset{p=1}{\overset{N_T{N}_{T}q}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\left\{b_p\right\}]}{\underset{b_k=-1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}exp(-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}|r_{m,l}-\underset{n=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,m,l}\·c_{n,l}{|}^2)\underset{p=1}{\overset{N_T{N}_{F}q}{\mathrm{\Π}}}\mathrm{Pr}\{b_p\left\}\right]}$ 公式(13)

其中k＝{n，l，i}。等式(13)还可以被分解如下：

$L\left(b_k\right)=\ln \frac{\underset{b_k=+1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp \left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\underset{p\≠k}{\overset{N_T{N}_{T}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Π}}}}\mathrm{Pr}\right\{b_p\left\}\right]}{\underset{b_k=-1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}exp\left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\underset{p\≠k}{\overset{N_T{N}_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Π}}}}\mathrm{Pr}\{b_p\left\}\right]}+\ln \frac{\mathrm{Pr}\{b_k=+1\}}{\mathrm{Pr}\{b_k=-1\}}$

$=L_e\left(b_k\right)+L_a\left(b_k\right)$ 公式(14)

其中

${\mathrm{\β}}_{m,l}=-\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}{|r_{m,l}-\underset{n=1}{\overset{N_T}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{n,m,l}\·c_{n,l}|}^2$

如等式(14)所示，第k个编码比特L(b_k)的LLR可以被分解为两部分。L_a(b_k)项表示由解码器计算并返回检测器的第k个编码比特的先验信息。检测器先验信息可以表达为先验LLR的形式，可以表达为：

$L_a\left(b_k\right)=\ln \frac{\mathrm{Pr}\{b_k=+1\}}{\mathrm{Pr}\{b_k=-1\}}$ 公式(15)

L_e(b_k)项表示由解码器计算并返回检测器的第k个编码比特的外部信息。等式(14)中的先验概率的乘积∏Pr{b_p}可以表达为：

$\underset{p\≠k}{\overset{N_T{N}_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Π}}}}\mathrm{Pr}\left\{b_p\right\}=C\·\exp \left(\underset{p\≠k}{\overset{N_t{N}_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Σ}}}}{\frac{1}{2}b}_p{L}_a\left(b_p\right)\right)=C\·\exp \left(\mathrm{\α}\right)$ 公式(16)

其中C是常数， $\mathrm{\α}=\underset{p\≠k}{\overset{N_T{N}_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{1}{2}{b}_p{L}_a\left(b_p\right).$ 从而，检测器外部信息L_e(b_k)可以以检测器先验LLR的形式表示，如下：

$L_e\left(b_k\right)=\ln \frac{\underset{b_k=+1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:c=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}[}\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp \left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right).\exp \left(\underset{p\≠k}{\overset{N_T{N}_{T}q}{\underset{p=l}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{1}{2}{b}_p{L}_a\left(b_p\right)\right)]}{\underset{b_k=-1}{\underset{\underset{\‾}{\underset{\‾}{c}}:c=f\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{b}}\right)}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}exp\left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\exp \left(\underset{p\≠k}{\overset{N_T{N}_{F}q}{\underset{p=l}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{1}{2}{b}_p{L}_a\left(b_p\right)\right)]}$ 公式(17)

因为解码器已知检测器先验信息L_a(b_k)，所以可以由图4A中的加法器422从L(b_k)中减去此信息，从而只有检测器外部信息L_e(b_k)被提供至解码器。

可以从等式(13)和(17)中看出导出编码比特的LLR的计算复杂度随着频率子信道数(N_F)、发射天线数(N_T)以及信号星座图大小(2^q)指数增长。几种技术可以用于降低导出编码比特LLR的负担。这样的技术包括使用干扰消去、使用“双最大值”或一些其他计算LLR的近似，干扰消去通过移去其他干扰物来隔离每个发送信号。这些技术在下面进一步详细描述。

不失一般性，来白发射天线l的信号可以被看作期望的信号，来自剩余的(N_T-1)个发射天线的其他信号可以被看作对期望信号的干扰。具有N_R个接收天线，其中N_R≥N_T，(N_T-1)个干扰可以被消去(对消)。对于N_F个频率子信道的每个，N_R个调制码元的向量 r ₁(从第1个频率子信道的N_R个接收天线接收)可以与(N_R-N_T+1)×N_R的零矩阵 Θ _l ⁽¹⁾左乘，而且(N_R-N_T+1)个元素的结果向量可以表示为：

${\widetilde{\underset{\‾}{r}}}_l^{\left(1\right)}={\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{r}}_l={\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{H}}_l{\underset{\‾}{c}}_l+{\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{n}}_l={\widetilde{\underset{\‾}{H}}}_l^{\left(1\right)}{c}_{1,l}+{\widetilde{\underset{\‾}{n}}}_l^{\left(1\right)},$ 对于l＝0，1，...，N_F-1    公式(18)

如等式(18)中示出，来自发射天线2，3，...，N_T的分量在向量

被压缩，而且只有来自期望的发射天线1的分量c_i，1保留。

消去矩阵 Θ _l ⁽ⁿ⁾可以基于本领域内已知的算法被确定。导出发射天线1的消去矩阵 Θ _l ⁽¹⁾简要描述如下。首先，确定发射天线2到N_T和N_R个接收天线的N_R×(N_T-1)的信道响应矩阵 H _l ⁽¹⁾。(N_R-N_T+1)个正交向量{v₁ ⁽¹⁾v₂ ⁽¹⁾...v_NR-NT+1 ⁽¹⁾)的集合可以计算如下，向量的元素是零矩阵 Θ _l ⁽¹⁾的行。

${\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{H}}_l^{\left(1\right)}=\underset{\‾}{0}$

其中 0是全零矩阵，以及

${\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)*}=\underset{\‾}{I}$

其中 Θ _l ^(1)*是 Θ _l ⁽¹⁾的共轭， I是标识矩阵(即，对角线上都为1，其他都为0)。快速算法可用于计算正交向量，如本领域内公知的。如表达式所指示，对于不同发射天线和不同的频率子信道可以导出不同的消去矩阵(即Θ _l ⁽¹)，n＝1，2，...，N_T，以及l＝0，1，...，N_F-1)。

导出MIMO系统的消去矩阵在Valid Tarokh等人所著的、标题为“CombinedArray Processing and Space-Time Coding”、关于信息理论的IEEE学报第45卷第4号1999年5月的文章中被进一步详细描述，通过引用被结合与此。

在消去由于从其他(N_T-1)个发射天线的多个信号对期望信号产生的干扰后，来自期望的发射天线的编码比特的LLR接着以与上述相同的方式被计算，而与来自其他(N_T-1)个发射天线的分量无关。对于发射天线1，发射天线的所有N_F个频率子信道上发送的编码比特的LLR，[b_1，0，1...b_1，0，q b_1，1，1... b_1，1，q b_1，NF-1，1...b_1，NF-1，q]，可以表达为：

$L\left(b_{1,l,i}\right)=\ln \frac{\mathrm{Pr}\{b_{1,l,i}=+1|{\widetilde{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}}}^{\left(1\right)}\}}{\mathrm{Pr}\{b_{1,l,i}=-1\left|{\underset{\stackrel{\‾}{\‾}}{\overset{~}{r}}}^{\left(1\right)}\right\}},$ 对于l＝0，1，...，N_F-1，以及i＝1，2，...，q，公式(19)

其中

${\widetilde{\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}}}^{\left(1\right)}={\left[\begin{array}{cccc}{\widetilde{\underset{\‾}{r}}}_0^{\left(1\right)T}& {\widetilde{\underset{\‾}{r}}}_1^{\left(1\right)T}& ...& {\widetilde{\underset{\‾}{r}}}_{N_F-1}^{\left(1\right)T}\end{array}\right]}^T$

在干扰消去后，LLR计算被简化，因为一次只考虑来自一个发射天线的期望信号。等式(19)可以以相似于等式(14)的形式表达，如下：

$L^{\left(1\right)}\left(b_k\right)=\ln \frac{\underset{b_k=+1}{\underset{{\underset{\‾}{c}}_1:{\underset{\‾}{c}}_1=f\left({\underset{\‾}{b}}_1\right)}{\mathrm{\Σ}}[}\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp \left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\underset{p\≠k}{\overset{N_{T}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Π}}}}\mathrm{Pr}\left\{b_p\right\}]}{\underset{b_k=-1}{\underset{{\underset{\‾}{c}}_1:{\underset{\‾}{c}}_1=f\left({\underset{\‾}{b}}_1\right)}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}exp\left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\underset{p\≠k}{\overset{N_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Π}}}}\mathrm{Pr}\{b_p\left\}\right]}+\ln \frac{\mathrm{Pr}\{b_k=+1\}}{\mathrm{Pr}\{b_k=-1\}},$ 公式(20)

其中k＝1，2，...，N_F·q以及k＝{m，1}。

如等式(20)中所示，不计算所有N_T个发射天线的(N_F·N_T·q)个LLR值，对于N_T个发射天线的每个一次只计算(N_F·q)个LLR值。然而，通过执行干扰消去，等式(20)中的计算复杂性不再与发射天线数N_T成指数关系，因为(1)在从期望的第n个发射天线发送的唯一调制码元 c _n上执行每个加法，以及(2)只对从第n个发射天线发送的编码比特估计∏Pr{b_p}项。

等式(20)中的先验概率∏Pr{b_p}的乘积可以表达为：

$\underset{p\≠k}{\overset{N_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Π}}}}\mathrm{Pr}\left\{b_p\right\}=C\·\exp \left(\underset{p\≠k}{\overset{N_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{1}{2}{b}_p{L}_a\left(b_p\right)\right)=C\·\exp \left({\mathrm{\α}}_n\right)$ 公式(21)

检测器外部信息L_e ⁽ⁿ⁾(b_k)可以表达为检测器先验LLR的形式，如下：

$L_e^{\left(n\right)}\left(b_k\right)=\ln \frac{\underset{b_k=+1}{\underset{{\underset{\‾}{c}}_n:{\underset{\‾}{c}}_n=f\left({\underset{\‾}{b}}_n\right)}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp \left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\exp \left(\underset{p\≠k}{\overset{N_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{1}{2}{b}_p{L}_a\left(b_p\right)\right)\right]}{\underset{b_k=-1}{\underset{{\underset{\‾}{c}}_n:{\underset{\‾}{c}}_n=f\left({\underset{\‾}{b}}_n\right)}{\mathrm{\Σ}}}[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}exp\left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\exp \left(\underset{p\≠k}{\overset{N_{F}q}{\underset{p=1}{\mathrm{\Σ}}}}\frac{1}{2}{b}_p{L}_a\left(b_p\right)\right)]}.$ 公式(22)

具有上述干扰消去的检测器可以被重复N_T次，每个发射天线一次。对于每次重复从某个发射天线恢复期望的信号，期望信号的(N_T-1)个干扰可以通过将接收的调制码元向量 r ₁和消去矩阵 Θ _l ⁽ⁿ⁾左乘而被消去，如等式(18)中所示对此发射天线和此频率子信道导出消去矩阵。期望信号内的编码比特的LLR然后可以被计算，如等式(20)和(22)中示出的。从而，等式(20)或(22)可以被估计N_T次，每个期望信号一次，每个估计为期望信号的编码比特提供一(N_F·q)个LLR的集合。

随着分集的相应降低，达到导出编码比特的LLR的简化的计算复杂性，因为期望信号按顺序(N_R-N_T+1)的分集而非顺序N_R的分集，使用等式(18)而接收。

双最大值近似也可以用于降低与导出编码比特的相关计算复杂性。如等式(20)和(22)中所示，每个编码比特的LLR被计算为两个和的比值的对数。每个求和在几个元件上执行，每个这样的元件由指数项exp(β_m，l)以及exp(α_n)的乘积组成。每个求和的元件中的指数增强了求和的独立元件之间的不同。从而，每个元件通常控制每个求和，可以进行下面的近似：

$\ln \underset{j}{\mathrm{\Σ}}\exp \left(a_j\right)\≈\underset{j}{\max }\left(a_j\right)$ 公式(23)

为了简明，下面可以被定义为：

$L_k=\ln \frac{\underset{\underset{\‾}{u}:u_k=+1}{\mathrm{\Σ}}\exp \left[M(\underset{\‾}{u},\underset{\‾}{y})\right]}{\underset{\underset{\‾}{u}:u_k=-1}{\mathrm{\Σ}}\exp \left[M(\underset{\‾}{u},\underset{\‾}{y})\right]}=\ln \underset{\underset{\‾}{u}:u_k=+1}{\mathrm{\Σ}}\exp \left[M(\underset{\‾}{u},\underset{\‾}{y})\right]-\ln \underset{\underset{\‾}{u}:u_k=-1}{\mathrm{\Σ}}\exp \left[M(\underset{\‾}{u},\underset{\‾}{y})\right]$ 公式(24)

对于等式(24)指数求和应用等式(23)中示出的近似，表达如下：

$L_k=\underset{\underset{\‾}{u}:u_k=+1}{\max }\left\{M(\underset{\‾}{u},\underset{\‾}{y})\right\}-\underset{\underset{\‾}{u}:u_k=-1}{\max }\left\{M(\underset{\‾}{u},\underset{\‾}{y})\right\}$ 公式(25)

等式(25)中示出的近似经常被称为双最大值近似。

双最大值近似可以用于简化编码比特的LLR的计算。尤其，对于等式(22)，两和的比特的对数可以先被分解如下：

$L_e^{\left(n\right)}\left(b_k\right)=\ln \underset{b_k=+1}{\underset{{\underset{\‾}{c}}_n:{\underset{\‾}{c}}_n=f\left({\underset{\‾}{b}}_n\right)}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp \left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\exp \left({\mathrm{\α}}_n\right)\right]$

$-\ln \underset{b_k=-1}{\underset{{\underset{\‾}{c}}_n:{\underset{\‾}{c}}_n=f\left({\underset{\‾}{b}}_n\right)}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{m=1}{\overset{N_R}{\mathrm{\Π}}}\underset{l=0}{\overset{N_F-1}{\mathrm{\Π}}}\exp \left({\mathrm{\β}}_{m,l}\right)\exp \left({\mathrm{\α}}_n\right)\right]$ 公式(26)

接着，不在独立元件上对来自第n个发射天线的调制码元 c _n的编码比特所有的可能值求和，双最大值近似算法在每个求和中查找最大元素(即，一个是等式(22)中的分子，另一个是其中的分母)并且在LLR计算中使用这两个最大元素，如等式(25)中所示。

通过使用基于双最大值近似的近似，可以使得计算复杂性随每个调制码元q的编码比特数线性而不是指数地增长。相似的结果已经示出使用这种近似造成的性能降级在高阶调制的使用被认为是合适的SNR范围上可以忽略。

其他近似和简化可以用于减小计算编码比特的LLR所需的复加法和乘法数，且这在本发明的范围内。

可以用于计算LLR的其他简化被描述于：Andrew J.Viterbi所著、标题为“An Intuitive Justification and a Simplified Implementation of the MAPDecoder for Convolutional Codes”、关于通信中的所选领域的IEEE期刊第16卷第2号1998年2月的第260-264页的文章，以及Patrick Robertson等人所著、标题为“A Comparision of Optimal and Sub-Optimal MAP DecodinglAlgorithms Operation in the Log Domain”、关于通信的IEEE国际会议1995年的第1009-1012页的文章，它们都通过引用被结合与此。这些各种简化技术一般在对数域执行计算，其中除法变为减法，乘法变为加法。

图4B是接收机单元400b的实施例框图，是图1的接收机系统150的接收机部分的另一实施例。在此实施例中，不同的解调和解码方案可以用于NT个发射天线。接收机单元400b从而可以被用于接收来自图2B中的发射机单元200b的数据传输，发射机单元200b基于每个天线使用单独的编码和调制方案。

从N_T个发射天线发送的信号首先由N_R个天线152a到152r的每个接收，并且路由至各个接收机154。每个接收机154调节、数字化和处理各个接收信号以提供各个传输码元流。来自每个接收机154的传输码元流被提供至解调器156b内的各个OFDM解调器410。每个OFDM解调器410移去由发射机系统附加在每个OFDM码元上的循环前缀，然后将变换每个接收的OFDM码元以提供用于发送OFDM码元的N_F个频率子信道的N_F个接收调制码元的向量。对于每个传输码元周期来自所有N_R个OFDM解调器410的N_R个调制码元向量被提供至检测器/解码器158b，158b是图1中检测器/解码器的另一实施例。

在图4B中示出的实施例中，检测器/解码器158b包括检测器420b和N_T个解码块440，440在从所有N_R个接收天线接收的调制码元上统一执行迭代检测和解码以提供解码的数据。每个解码器块440被指定处理从各个发射天线发送的调制码元，所述调制码元已经使用其自己的编码和调制方案而被编码和调制。

检测器420b从解调器156b接收调制码元以及从N_T个检测器430a到430t接收先验信息，并且提供N_T个发射天线的软判决码元，每个这样的软判决码元是发送的编码比特的估计，并可以由LLR表示，如等式(22)中所示。在每个传输码元周期，检测器420b提供N_T个发射天线的N_T个软判决码元向量至N_T个解码器块440，每个向量包括(N_F·q_n)个软判决码元(其中q_n取决于用于第n个发射天线的特定调制方案)。在每个解码器块440内，每个编码比特的检测器先验信息由检测器块处理，从相应的软判决码元中将其减去以导出编码比特的外部信息。所有(N_F·q_n)个编码比特的检测器外部信息接着由P/S转换器424并串转换，由信道去交织器426去交织，并且被提供至解码器430作为先验信息。

每个解码器块440内的解码器430在解码过程中使用解码器先验信息，并且为发射天线提供指定给解码器块并由解码器块处理的解码数据。解码器430还提供由指定的发射天线发送的编码比特的后验信息。加法器432接着将解码器先验信息从解码器后验信息中减去以导出解码器外部信息，此外部信息接着由信道交织器434交织，由S/P转换器436串并转换，并被提供至检测器420b和加法器422作为先验信息。

相似于图4A中所述的，检测和解码过程可以被迭代数次。在迭代的检测和解码过程期间，比特判决的可靠性随每次迭代而提高。

图4C是接收机单元400C的实施例框图，也是图1中接收机系统150的接收机部分的另一实施例。在此实施例中，检测器执行连续的消去和干扰对消，以便一次恢复一个发送信号。接收机单元400c可以被用于恢复自图2B中的发射机单元200b(基于每个天线使用单独的编码和调制方案)的数据传输。

N_R个接收信号开始由接收机154处理，并由解调器156进一步处理以便对于每个传输码元周期提供N_R个调制码元向量 向量

接着被提供至检测器/解码器158c。检测器/解码器158c执行迭代的检测和解码以及连续的消去和干扰对消。特别地，检测器/解码器158c实现多级(或多层)检测方案，此检测方案包括干扰的消去和解码后干扰对消(即，连续的消去和干扰对消)。

检测器/解码器158c包括检测器120c、N_T个检测器块、以及P/S转换器442。检测器420c包括N_T个检测级(或层)，每级被指定处理和恢复某个发射天线的数据。每级(除最后一个级外)包括干扰消去器450、LLR计算机452、以及干扰对消器460。最后一级仅包括LLR计算机452，因为所有的发射信号到此时已经被消去。

在检测器420c内，接收的调制码元向量

被提供作为干扰消去器450a的输入向量 干扰消去器450a将每个频率子信道的调制码元向量 r ₁ ⁽¹⁾用第一个发射天线的频率子信道的消去矩阵 Θ _l ⁽¹⁾左乘，以提供具有从其他(N_T-1)个发射天线被近似移去的分量的向量

左乘可以如等式(18)所示而被执行：

${\underset{\‾}{\stackrel{\‾}{r}}}_l^{\left(1\right)}={\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{r}}_l={\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{H}}_l{\underset{\‾}{c}}_l+{\underset{\‾}{\mathrm{\Θ}}}_l^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{n}}_l$

干扰消去器450a对于第一个发射天线的N_F个频率子信道执行N_F个左乘以导出N_F个向量， ${\underset{\‾}{\overset{~}{\underset{\‾}{r_1}}}}^{\left(1\right)}=\left[\begin{array}{c}{\underset{\‾}{\overset{~}{r_0}}}^{\left(1\right)T}\end{array},{\underset{\‾}{\overset{~}{r_1}}}^{\left(1\right)T}...{\underset{\‾}{\overset{~}{r_{N_F-1}}}}^{\left(1\right)T}\right].$

向量

接着被提供至LLR计算机452a，452a计算从第一发射天线发送的编码比特的LLR，如等式(22)中所示。来自第一发射天线的(N_F·q₁)个编码比特的LLR接着被提供至解码器块440a，440a对解码器先验信息操作以提供检测器先验信息和第一个发射天线的解码比特，如下所述。自检测器块440a的检测器先验信息被提供返回LLR计算机452a并用于计算下一个迭代的新的检测器先验信息。第一个发射天线的检测和解码可以被迭代数次。

自解码器块440a的解码比特也被提供至干扰对消器160a。假定第一级的数据已经被正确解码，则接收的调制码元(表示为 )上的这些解码比特的贡献可以被导出，并且从那个级的输入向量 中被减去以导出下一级的输入向量

干扰对消可以表示为：

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}}^{\left(2\right)}={\underset{\‾}{\underset{\‾}{r}}}^{\left(1\right)}-{\widehat{\underset{\‾}{\underset{\‾}{i}}}}^{\left(1\right)}$ 公式(27)

每个随后的级以与上述第一级相似的方式执行检测和解码，以提供指定的发射天线的解码比特。然而每个随后级的输入向量 包含少于前一级的干扰。而且，因为消去由干扰消去器450使用所有N_R个接收天线的调制码元而被执行，所以分集顺序从一级到另一级逐一增加。最后，如果在先前级干扰消除被有效地执行，则在最后一级，只有自最后(第N_T个)发射天线的信号分量保留。从而，不需要消去，并且可以在那个阶段的输入向量

上直接执行迭代检测和解码。

预解码干扰估计和对消也可以被使用，并且在本发明的范围内。这样，对来自检测器的LLR输出进行硬判决。接着此硬判决可以被再调制，并与估计的信道响应相乘以获得预解码干扰估计(通常不如解码后干扰估计可靠)。预解码干扰估计接着可以从接收的调制码元中被对消。

解码器

图4A和4B中的解码器430可以基于各种设计被实现，并且取决于发射机系统处使用的特定的编码方案。例如，如果使用Turbo码，则每个解码器430可以被实现为迭代的解码器(即，Turbo解码器)。串行和并行的级联卷积码的Turbo解码器的结构如下所述。

图5A是能够执行串行级联卷积码的迭代解码的Turbo解码器430x的简化框图，如图3A中示出的解码器。Turbo解码器430x包括内部和外部最大值后验(MAP)解码器512a和512b、码去交织器514、以及码交织器516。

编码比特(或更具体地讲，解码器的先验LLR，L_a ^D(b_k))被提供至内部MAP解码器512a，512a基于内部卷积码导出编码比特的后验信息。此后验信息然后减去MAP解码器512a的先验信息，以提供外部信息e_k ^s1，e_k ^s1指示信息比特值的置信度的纠正/调整。接着此外部信息由码去交织器514去交织，并且被提供给外部MAP解码器512b作为先验信息。MAP解码器512a也提供编码比特的LLR，包括提供给图4A和4B中加法器432的后验信息L^D(b_k)。

MAP解码器512b从MAP解码器512a接收先验信息(在码去交织后)并且基于外部卷积码导出编码比特的后验信息。此后验信息减去MAP解码器512b的先验信息，以提供外部信息e_k ^s2，该外部信息e_k ^s2指示了对于信息比特值的置信度方面的进一步纠正/调整。接着外部信息e_k ^s2由交织器516交织，并且被提供至内部MAP解码器512a。

内部和外部MAP解码器512a和512b解码可以被迭代数次(例如8，12，16或可能更多)。随着每次迭代，对于信息比特的检测值获得更大的置信度。在所有的解码迭代被完成后，信息比特的最终LLR被提供至MAP解码器512b内的比特检测器，并且被分片以提供解码比特，这些比特是信息比特的硬判决(即，“0”或“1”)值。

MAP解码器512a和512b可以使用著名的BCJT软输入软输出MAP算法或它的较低复杂性的衍生算法而实现。或者，软输出Viterbi(SOV)算法可以被实现以替代MAP算法。MAP解码器和MAP算法在前述的Viterbi和Robertson所著的文章中被进一步详细描述。MAP和SOV算法也可以被用于解码简单的卷积码。这些算法的复杂度等于标准Viterbi解码算法乘以迭代次数。

图5B是能够执行并行级联卷积码的迭代解码的Turbo解码器430y的简化框图，如图3B中示出的解码器。Turbo解码器430y包括S/P转换器510、两个MAP解码器512c和512d、两个码交织器524a和524b、码去交织器526以及P/S转换器528。

编码比特(或更具体地讲，解码器的先验LLR，L_a ^D(b_k))被提供至S/P转换器510，S/P转换器510提供信息比特的先验LLRL_a ^D(b_k ^x)至MAP解码器512c和码解交织器524b，用于第一个组成编码器的一致校验比特的先验LLRL_a ^D(b_k ^y)，至MAP解码器512c，以及用于第二个组成编码器的一致校验比特的先验LLRL_a ^D(b_k ^z)，至码交织器524b，其中 $L_a^D\left(b_k\right)=\{L_a^D\left(b_k^x\right),L_a^D\left(b_k^y\right),L_a^D\left(b_k^z\right)\}.$

MAP解码器512c接收信息比特的先验LLR，L_a ^D(b_k ^x)、用于第一个组成编码器的一致校验比特的先验LLRL_a ^D(b_k ^y)，以及来自MAP解码器的外部信息e_k ^p2(在码去交织器526去交织后)。MAP解码器512c接着基于第一个组成卷积码导出信息比特的后验信息。此后验信息接着减去接收的先验信息以提供外部信息e_k ^p1，e_k ^p1指示从第一个组成编码器的一致校验比特确定的信息比特值的置信度的纠正/调整。接着，外部信息由码交织器524a交织，并提供至MAP解码器512d。

MAP解码器512d接收信息比特的先验LLR，L_a ^D(b_k ^x)(在码交织器524b交织后)，用于第二个组成编码器的一致校验比特的先验LLR，L_a ^D(b_k ^z)以及来自MAP解码器512c的外部信息e_k ^p1(在交织器524a交织后)。MAP解码器512d接着基于第二个组成卷积码导出信息比特的后验信息。此后验信息接着减去接收的外部信息e_k ^p1以提供外部信息e_k ²，外部信息e_k ²指示从第二个组成编码器的一致校验比特确定的信息比特值的置信度的进一步纠正/调整。外部信息e_k ²然后由去交织器526去交织并被提供至MAP解码器512c。

P/S转换器528接收来自解码器512C的第一个组成编码器的一致校验比特LLR、自MAP解码器512d的第二个组成编码器的一致校验比特LLR、以及自MAP解码器512d的信息比特LLR。P/S转换器528接着对接收的LLR执行并串转换，并提供后验信息L^D(b_k)至图4A和4B中的加法器432。

MAP解码器512c和512d的解码也可以被迭代数次(例如8，12，16或可能更多)。在所有的解码迭代被完成后，信息比特的最终LLR被提供至MAP解码器512d内的比特检测器，并且被分片以提供解码比特。MAP解码器512c和512d可以使用BCJT SISO MAP算法或它的较低复杂度性的衍生算法或使用SOV算法实现。

一般，解码器和迭代的检测器-解码器中的迭代数可以固定或可变(即，自适应的)。后一种情况下，停止准则可以被触发，当(1)BER收敛或达到可接受的水平，(2)更糟的或平均LLR到达某个置信水平，或(3)满足某些其他准则。

干扰对消

图6是干扰对消器460x的实施例框图，它可以用于图4C中每个干扰对消器460。在干扰对消器460x内，来自同一级的解码器块440的解码比特由TX数据处理器114x再编码且信道交织，以提供本级(即，指定的发射天线)正处理的发射天线的再编码比特。再编码比特还由调制器116x进一步码元映射以提供再调制的码元，再调制码元是OFDM处理和信道失真前在发射机处的调制码元估计。TX数据处理器114x和调制器116x各自执行与在发射机系统处对指定发射天线的数据流执行的相同处理(如，编码、信道交织和调制)。再调制的码元接着被提供至信道仿真器612，信道仿真器612使用估计的信道响应处理码元，以提供由于解码比特造成的干扰的估计。

对于每个频率子信道，信道估计器612将指定的第n个发射天线的再调制码元与包括第n个发射天线和N_R个接收天线中的每个之间的信道响应估计的向量

相乘。向量 是第1个频率子信道的估计的信道响应矩阵 的一列。矩阵 可以由与同一级相关的信道估计器确定，并且被提供至信道仿真器612。

如果对应于第n个发射天线的再调制码元被表示为 则来自第n个发射天线的码元造成的估计干扰分量 可以表示为：

${\widehat{\underset{\‾}{i}}}_l^{\left(n\right)}=\left[\begin{array}{c}{\hat{h}}_{n,1,l}\·{\tilde{c}}_{n,l}\\ {\hat{h}}_{n,2,l}\·{\tilde{c}}_{n,l}\\ M\\ {\hat{h}}_{n,N_R,l}\·{\tilde{c}}_{n,l}\end{array}\right]$ 公式(28)

干扰向量

中的N_R个元素对应于从第n个发射天线发送的调制码元 造成的输入向量 r ₁ ⁽ⁿ⁾中的分量。所有N_F个频率子信道的干扰向量可以形成为向量 中的分量是对来自其他发射天线的其余(未检测)调制码元的干扰，这些分量也包括在输入向量

中。然后由求和器614从输入向量

中减去干扰向量 以提供修改的向量

修改的向量 将干扰分量从解码比特移去。此对消可以被解释如上面等式(27)所示出。修改的向量

被提供至下一个处理级作为输入向量，如图4c中所示。

连续的对消接收机处理技术在下列文件中被进一步详细描述：前述的美国专利申请号19/854235，美国专利申请号[Attorney Docket第010254号]以及.W.Wolniansky等人所著、标题为“VBLAST：An Architecture for AchievingVery High Data Rate over the Rich-Scattering Wireless Channel”意大利比萨的会刊ISSSE-98的一文，此文通过引用被结合与此。

导出和报告信道状态信息

在图1中，解调器156内的信道估计器可以处理接收的OFDM码元，并且导出通信信道的一个或多个特性，如信道频率响应、信道噪声方差、接收码元的SNR等等。检测器/解码器158也可以导出并提供每个接收分组的状态，而且还进一步提供指示解码结果的一个或多个其他特性度量。这些各种类型的信息可以被提供至控制器170。

控制器170可以基于从解调器156和检测器/解码器158接收的各种类型的信息，确定或选择将被用于所有发射天线、每个发射天线、每个发射天线子集、每个传输信道、或每个传输信道组的某个“速率”。此速率指示一传输参数集合的一特定值集合。例如，此速率可以指示(或可以关联于)将用于数据传输的特定数据速率、特定编码方案和/或码率、特定调制方案等等。信道状态信息(CSI)以所选速率、信道响应估计、和/或其他信息的形式由控制器170提供，由编码器180处理，由调制器182调制，并且由一个或多个发射机154调节并发送返回发射机系统110。多种形式的CSI在前述美国专利号为[AttorneyDocket No.010254]的美国专利中被描述。

在发射机系统110处，来自接收机系统150的一个或多个调制信号由天线124接收，由接收机122调节，由解调器140解调，以及由解码器142解码，以恢复接收机系统发送的信道状态信息。信道状态信息接着被提供至控制器130，并用于控制至接收机系统的数据传输的处理。例如，数据传输的数据速率可以基于接收机系统提供的所选速率确定，或者可以基于接收机系统提供的信道响应估计确定。与所选速率关联的特定编码和调制方案在控制器130提供至TX数据处理器114和调制器116的编码和调制控制中被确定并反映。

已经特别针对串行和并行级联卷积码描述了迭代检测和解码技术。这些技术也可以与其他码结合使用，如卷积码、分组码、不同类型的级联码(如，带有分组码的卷积码)等等。而且，已经特别针对MIMO-OFDM系统描述了迭代检测和解码技术。这些技术也可以用于不实现OFDM的MIMO系统、不使用MIMO的OFDM系统、或一些其他的无线通信系统(如，无线LAN系统)。

迭代检测和解码技术可以被实现在无线通信系统的各个单元中，如在终端、基站、接入点等等。

这里描述的迭代检测和解码可以通过各种装置实现。例如，这些技术可以以硬件、软件或它们的组合实现。对于硬件实现，用于执行迭代检测和解码的元件(如，检测器420和解码器430)可以被实现于：一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、或用于执行这里所述功能而被设计的电子器件的任意组合之中。

对于软件实现，迭代检测和解码可以使用实施这里描述的计算和功能的模块(如，过程、功能等等)被实现。软件代码可以存储在存储器单元中(如图1的存储器172)而且由处理器(如，控制器170)执行。此存储器单元可以在处理器内或处理器外被实现，在处理器外被实现的情况下通过多种本领域公知的方法被通信耦合到处理器。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (68)

1.无线通信系统中恢复发送的数据的方法，包括：

接收多个发送的编码比特的多个调制码元；

基于接收的调制码元和编码比特的第二先验信息导出编码比特的第一先验信息；

解码第一先验信息以导出第二先验信息；

重复该导出和解码多次；以及

部分地基于第二先验信息确定发送的编码比特的解码比特。

2.如权利要求1所述的方法，还包括：

基于接收的调制码元和第二先验信息导出编码比特的软判决码元，以及其中第一先验信息基于软判决码元和第二先验信息被导出。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，软判决码元被表示为对数似然比(LLR)。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，软判决码元包括信道信息和外部信息。

5.如权利要求2所述的方法，其特征在于，软判决码元包括一个或多个空间子信道的信息以及用于发送多个调制码元的一个或多个频率子信道。

6.如权利要求1所述的方法，还包括：

去交织第一先验信息，其中经去交织的第一先验信息被解码；以及

交织第二先验信息，其中经交织的第二先验信息被用于导出第一先验信息。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，无线通信系统是多输入多输出(MIMO)系统。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，MIMO系统实现正交频分复用(OFDM)。

9.在实现正交频分复用(OFDM)的多输入多输出(MIMO)系统中恢复发送数据的方法，包括：

接收通过多个发送天线的多个频率子信道发送的多个编码比特的多个调制码元；

基于接收的调制码元和编码比特的第二先验信息导出编码比特的软判决码元；

基于软判决码元和第二先验信息导出编码比特的第一先验信息；

解码第一先验信息以导出第二先验信息；

重复导出第一先验信息并解码第一先验信息多次；以及

部分地基于第二先验信息确定发送的编码比特的解码比特。

10.如权利要求9所述的方法，还包括：

通过消去其他发射天线的调制码元而恢复每个发射天线的调制码元，以及

其中基于发射天线的经恢复调制码元和发射天线的第二先验信息导出来自每个发射天线发送的编码比特的软判决码元。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，恢复每个发射天线的调制码元包括：

将接收的调制码元用多个零矩阵左乘以导出发射天线的多个频率子信道的经恢复调制码元。

12.如权利要求9所述的方法，还包括：

对于除最后的发射天线以外的每个发射天线，

通过消去来自发射天线的输入调制码元的其他发射天线的调制码元而恢复发射天线的调制码元，以及

对消来自输入调制码元的经恢复的调制码元造成的干扰，以及

其中第一发射天线的输入调制码元是接收的调制码元，而且每个随后的发射天线的输入调制码元是来自当前发射天线的干扰对消调制码元。

13.如权利要求9所述的方法，还包括：

对于除最后的发射天线以外的每个发射天线，

部分地基于发射天线的软判决码元导出预解码干扰估计；以及

对消来自发射天线的输入调制码元的预解码干扰估计，以及

其中第一发射天线的输入调制码元是接收的调制码元，而且每个随后的发射天线的输入调制码元是来自当前发射天线的干扰对消调制码元。

14.如权利要求9所述的方法，还包括：

去交织第一先验信息，其中经去交织的第一先验信息被解码；以及

交织第二先验信息，其中经交织的第二先验信息被用于导出软判决码元。

15.如权利要求9所述的方法，其特征在于，软判决码元被表示为对数似然比(LLR)。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，双最大值近似被用于导出编码比特的LLR。

17.如权利要求9所述的方法，其特征在于，软判决码元包括信道信息。

18.如权利要求9所述的方法，其特征在于，每个编码比特的软判决码元包括从其他编码比特提取的外部信息。

19.如权利要求9所述的方法，其特征在于，解码基于并行级联卷积解码方案。

20.如权利要求9所述的方法，其特征在于，解码基于串行级联卷积解码方案。

21.如权利要求9所述的方法，其特征在于，解码基于卷积解码方案。

22.如权利要求9所述的方法，其特征在于，解码基于分组解码方案。

23.如权利要求9所述的方法，其特征在于，解码基于级联卷积解码方案，以及其中双最大值近似被用于估计用于解码的对数似然比(LLR)。

24.如权利要求9所述的方法，其特征在于，每个发射天线的解码基于各自的解码方案。

25.如权利要求9所述的方法，其特征在于，多个调制码元基于非-Gray调制方案被导出。

26.如权利要求9所述的方法，其特征在于，每个发射天线的调制码元基于各自的调制方案而被导出。

27.无线通信系统中的接收机单元，包括：

检测器，用于接收多个发射编码比特的多个调制码元，基于接收的调制码元和编码比特的第二先验信息导出编码比特的软判决码元，以及基于软判决码元和第二先验信息导出编码比特的第一先验信息；以及

至少一个解码器，用于解码第一先验信息以导出第二先验信息和部分地基于第二先验信息确定发送的编码比特的解码比特，以及

其中在确定解码比特之前，检测器导出第一先验信息及由至少一个解码器解码第一先验信息多次。

28.如权利要求27所述的接收机单元，还包括：

去交织器，用于去交织第一先验信息，其中至少一个解码器解码经去交织的第一先验信息；以及

交织器，用于交织第二先验信息，其中经交织的第二先验信息被检测器使用以导出软判决码元。

29.如权利要求27所述的接收机单元，其特征在于，软判决码元表示编码比特的对数似然比(LLR)。

30.如权利要求29所述的接收机单元，其特征在于，检测器使用双最大值近似以导出编码比特的LLR。

31.如权利要求27所述的接收机单元，其特征在于，检测器还通过消除其他发射天线的调制码元而恢复每个发射天线的调制码元，并且基于发射天线的经恢复调制码元和第二先验信息而导出从每个发射天线发送的编码比特的软判决码元。

32.如权利要求31所述的接收机单元，其特征在于，检测器还将接收的调制码元用多个零矩阵左乘以导出每个发射天线的多个频率子信道的经恢复调制码元。

33.如权利要求31所述的接收机单元，其特征在于，检测器还对消每个发射天线的经恢复调制码元造成的干扰，以及基于干扰对消调制码元恢复每个随后的发射天线(除最后一发射天线外)的调制码元。

34.如权利要求27所述的接收机单元，其特征在于，一解码器被提供给每个独立编码的数据流，以便由接收机解码。

35.如权利要求27所述的接收机单元，其特征在于，至少一个解码器对第一先验信息执行级联卷积解码。

36.如权利要求27所述的接收机单元，其特征在于，至少一个解码器实现最大后验概率(MAP)解码算法。

37.如权利要求27所述的接收机单元，还包括：

信道估计器，用于估计通信信道的一个或多个特性，通过所述通信信道接收多个调制码元；以及

发射机单元，用于处理和发送表示估计的信道特性的信道状态信息。

38.如权利要求37所述的接收机单元，其特征在于，信道状态信息指示每个发射天线使用的特定编码和调制方案。

39.如权利要求37所述的接收机单元，其特征在于，信道状态信息指示所有发射天线使用的特定编码和调制方案。

40.如权利要求27所述的接收机单元，其特征在于，无线通信系统是实现正交频分复用(OFDM)的多输入多输出(MIMO)系统。

41.终端包括如权利要求27所述的接收机单元。

42.基站包括如权利要求27所述的接收机单元。

43.接入点包括如权利要求27所述的接收机单元。

44.无线通信系统中的接收机装置，包括：

用于接收通过多个发送天线的多个频率子信道发送的多个编码比特的多个调制码元的装置；

用于基于接收的调制码元和编码比特的第二先验信息导出编码比特的软判决码元的装置；

用于基于软判决码元和第二先验信息导出编码比特的第一先验信息的装置；

用于解码第一先验信息以导出第二先验信息的装置，其中第一先验信息被重复导出和解码多次；以及

用于部分地基于第二先验信息确定发送的编码比特的解码比特的装置。

45.如权利要求44所述的接收机装置，还包括：

用于通过消去其他发射天线的调制码元而恢复每个发射天线的调制码元的装置，以及

其中基于发射天线的经恢复调制码元和发射天线的第二先验信息导出从每个发射天线发送的编码比特的软判决码元。

46.如权利要求44所述的接收机装置，还包括：

用于去交织第一先验信息的装置，其中经去交织的第一先验信息被解码；以及

用于交织第二先验信息的装置，其中经交织的第二先验信息被用于导出软判决码元。

47.无线通信系统中恢复发送数据的方法，包括：

接收表示用于数据传输的通信信道的一个或多个特性的信道状态信息(CSI)；

基于接收的CSI选择用于数据传输的一个或多个编码方案和一个或多个调制方案；

基于一个或多个所选编码方案处理数据，以提供编码数据；

基于一个或多个所选调制方案调制编码数据，以提供多个调制码元流；以及

产生多个调制码元流的多个调制信号，以及

其中基于在一个或多个接收机处被接收的多个调制信号的迭代检测和解码在一个或多个接收机处导出CSI。

48.如权利要求47所述的方法，还包括：

基于一个或多个交织方案交织编码数据，以及其中经交织的数据被调制。

49.无线通信系统中的发射机，包括：

TX数据处理器，用于基于一个或多个编码方案处理数据，以提供编码数据；以及

调制器，用于基于一个或多个调制方案调制编码数据，以提供多个调制码元流，以及产生多个调制码元流的多个调制信号，以及

其中基于信道状态信息(CSI)选择编码和调制方案，在一个或多个接收机处基于在一个或多个接收机处被接收的多个调制信号的迭代检测和解码导出CSI。

50.如权利要求49所述的接收机，其特征在于，TX数据处理器还用于基于一个或多个交织方案交织编码数据，以及其中交织数据由解调器解调。

51.如权利要求50所述的接收机，其特征在于，一交织方案用于每个调制码元流。

52.如权利要求50所述的接收机，其特征在于，一交织方案用于一个或多个调制码元流的每一组。

53.如权利要求50所述的接收机，其特征在于，编码数据经时间和空间交织。

54.如权利要求50所述的接收机，其特征在于，编码数据经时间、频率和空间交织。

55.如权利要求49所述的发射机，还包括：

控制器，用于接收CSI和基于接收的CSI选择编码和解调方案。

56.如权利要求50所述的发射机，还包括：

控制器，用于接收CSI和基于接收的CSI选择编码、交织和解调方案。

57.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，一个或多个编码方案包括并行级联卷积码。

58.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，一个或多个编码方案包括串行级联卷积码。

59.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，一个或多个编码方案包括卷积码。

60.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，一个或多个编码方案包括一分组码。

61.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，一个或多个调制方案是非-Gray调制方案。

62.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，一个或多个调制方案是反-Gray调制方案。

63.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，分离的编码方案和分离的调制方案用于多个调制信号的每一个。

64.如权利要求50所述的发射机，其特征在于，分离的编码方案、分离的交织方案和分离的调制方案用于多个调制信号的每一个。

65.如权利要求49所述的发射机，其特征在于，公用的编码方案和公用的调制方案用于多个调制信号。

66.如权利要求50所述的发射机，其特征在于，公用的编码方案、公用的交织方案和公用的调制方案用于多个调制信号。

67.无线通信系统中的发射机装置，包括：

用于基于一个或多个所选编码方案处理数据以提供编码数据的装置；

用于基于一个或多个调制方案调制编码数据以提供多个调制码元流的装置；

用于产生多个调制码元流的多个调制信号的装置，以及

其中基于信道状态信息(CSI)选择编码、交织和调制方案，在一个或多个接收机处基于在一个或多个接收机处被接收的多个调制信号的迭代检测和解码导出CSI。

68.如权利要求67所述的发射机装置，还包括：

用于基于一个或多个交织方案而交织编码数据以提供多个编码和交织的数据流的装置，以及其中经交织的数据被调制。

Images