TWI292271B - Iterative detection and decoding for a mimo-ofdm system - Google Patents

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TWI292271B TW091132778A TW91132778A TWI292271B TW I292271 B TWI292271 B TW I292271B TW 091132778 A TW091132778 A TW 091132778A TW 91132778 A TW91132778 A TW 91132778A TW I292271 B TWI292271 B TW I292271B
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Description

1292271 ⑴ 玖、發明說明 (發明說明應敘明：發明所屬之技術領域、先前技術、内容、實施方式及圖式簡單說明) 發明背景 技術領域 本發明通常係有關於資料通訊，而更明確而言，係有關 用以執行MINO-OFDM通訊系統的疊代偵測及解碼之技術。 先前技術 一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)通訊系統是採用傳輸天線 的多重（Ντ)傳輸天線與多重（NR)接收資料。透過Ντ傳輸與 NR接收天線形成的一 ΜΙΜΟ通道可分解成Ns個獨立通道， 且NsSmin{NT，NR}。該等Ns獨立通道的每一者亦稱為ΜΙΜΟ 通道的一空間子通道，且對應到一範圍。如果透過多重傳 輸與接收天線建立的額外廣度可利用，ΜΙΜΟ系統便可在 單一輸入單一輸出（SISO)通訊系統上提供改良的效率（例 如，增加傳輸能力）。 一寬頻ΜΙΜΟ系統典型會經歷到頻率選擇性衰減，即是， 在系統頻寬上的不同衰減量。此頻率選擇性衰減會造成符 號間的干擾（ISI)，此現象會使在接收信號中的每個符號成 為在接收信號的隨後符號失真。此失真透過對正確偵測接 收符號能力的影響而降低效率。同樣地，iSI是非可忽略的 雜訊元件，其對設計在例如ΜΙΜΟ系統的高SNR位準上操作 的系統整個信號-雜訊-干擾比（SNR)有較大影響。在此系統 ，均衡可在接收器上用來克服ISI。然而，執行均衡所需的 計异複雜度執行使均衡於大多數的應用上是顯著的或可禁 止的。 1292271 (2) 正交頻率分割多工（OFDM)可用來克服ISI,且在不使用密 集均衡計算可將此達成。一 〇Fdm系統可將系統頻寬有效 劃分成許多（NF)頻率子通道，其可視為子通道或頻率劃分 。每個頻率子通道是與資料調變的一相對副載波有關。 OFDM系統的頻率子通道會經歷到頻率選擇性衰減（即是， 不同頻率子通道的不同衰減量），此是因在傳輸與接收天線 之間的傳遞路徑的特性（例如，多路徑輪廓）而定。隨著 OFDM，由—於頻率選擇性衰減，iSI可如在技藝中的已知， 透過將一部份的每個OFDM符號重複（即是，將一循環標頭 附加到每個OFDM符號）而克服。 如此，一 ΜΙΜΟ系統可有利採用OFDM來克服ISI。 MIMO-OFDM系統的頻率子通道會經歷到不同通道狀況（例 如，不同衰減與多路徑影響），而且可達成不同SNRs。而且 ’通道狀況會隨時間變化。結果，支援的資料率會隨著不 同頻率子通道及不同空間子通道而變化，且進一步隨時間 變化。若要達成高效率，在發射器（例如，根據決定的通道 狀況）上的正確編碼及調變資料及在接收器上將接收的信 號正確偵測及解碼是需要的。 因此，在技藝中需要技術來偵測及解碼信號，且該等信 號是根據例如由通道狀況所決定的一或多個編碼與調變方 法來（彈性）編碼及調變。 發明内容 本發明的觀點是提供技術來疊代偵測及解碼在無線（例 如’ MIMO-OFDM)通訊系統中傳送的資料。疊代偵測及解 1292271
(3) 碼是利用通道碼的錯誤修正能力來提供改良的效率。此可 透過在軟輸入軟輸出偵測器與軟輸入軟輸出解碼器之間反 覆傳遞軟（多位元）”演繹"資訊而達成。
偵測器是根據一或多個編碼與調變方法而接收先前在一 發射器系統上產生的調變符號，執行與在發射器系統上執 行的符號映射互補的一偵測功能，及提供傳輸編碼位元的 軟決定符號。在軟決定符號中的非固有資訊（包含下述解碼 器的演繹資訊）然後是根據與在發射器系統上使用的一或 多個解碼方法互補的一或多個編碼方法而透過解碼器來解 碼。解碼器係進一步提供它的非固有資訊（包含偵測器的演 繹資訊），且該非固有資訊然後是在偵測處理中由偵測器使 用。
偵測與解碼可反覆許多次。在疊代偵測與解碼處理期間 ，位元決定的可信度是使用每個重複改良。此描述的疊代 偵測與解碼處理可用來克服頻率選擇性衰減與平面衰減。 而且，疊代偵測與解碼處理可使用各種不同類型的編碼方 法（例如，串列與並列連續捲積碼）與各種不同調變方法（例 如，M-PSK和M-QAM)而彈性使用。 在偵測器與解碼器與軟決定符號之間傳遞的演繹資訊可 使用對數比（LLRs)來表示。技術是在此提供，以減少與取 得LLRs有關的計算複雜度。此技術包括使用干擾無效，其 可透過移除另一干擾物來隔離每個傳輸信號；及使用一 π雙最大π或一些其他近似值來計算下面描述的LLRs。 本發明的各種不同觀點及具體實施例是在下面進一步詳 • 8 · 1292271
(4) 細描述。本發明係進一步提供方法、接收器單元、發射器 單元、接收器系統、發射器系統、系統、及其他裝置與實 施本發明的各種不同觀點、具體實施例、與特徵的元件， 而且將在下面進一步詳細描述。 實施方式 在此描述的疊代偵測及解碼技術是用於各種不同無線通 訊系統β為了簡化，本發明的是各種不同觀點與具體實施 例是清楚描述實施正交頻率分割多工（即是，ΜΙΜΟ-OFDM 系統）的多重輸入多重輸出通訊系統。 如上述，一 ΜΙΜΟ系統是採用有關資料傳輸的1^?傳輸天線 與NR接收天線，其中NR^NT。透過Ντ傳輸天線與nr接收天 線形成的ΜΙΜΟ通道可分解成Ns空間子通道，其_Ns^min {NT，NR}。一 OFDM系統可將系統頻寬有效分成Ν{?頻率子 通道。每個頻率子通道是被定義成足夠窄，所以它的頻率 響應認為是平坦的或頻率非選擇性。一 MIMO-OFDM系統 如此可經由許多（Nc)”傳輸通道”（其中nc =NS#NF)來傳送資 料’其中傳輸通道的母一者是對應到一空間子通道的頻率 子通道之傳輸通道。 圖1是在一 MIMO-OFDM系統1〇〇中的一發射器系統J 1〇 及一接收器系統150的具體實施例方塊圖。發射器系統u〇 與接收器系統1 5 0可如下述來貫施本發明的各種不同觀點 與具體貫施例。 在發射器系統110’路由資料是以一特殊資料率而從一資 料源112提供給一傳輸（ΤΧ)資料處理器114 ,其是根據一或 (5) 1292271
2編碼方法將路由資料編碼及交錯，以提供編碼資料。 編碼是根據所有傳輸天線的單一編碼方法來執行，一編碼 么方法是用於每個傳輸天線或每部份的傳輸天線；或者，一 編碼方法是用於每個傳輸通道或每部份傳輸通道。資料率 ”扁碼可透過一控制器13〇所分別提供的資料率控制盥編 碼控制來決定。 … 編碼資料然後提供給調變器116 ,其亦可接收導頻資料（例 如，一已知圖案的資料及一已知方式處理）。導頻資料是在 用來傳送路由資料的全部或一部份頻率子通道、與全部或 一部份空間子通道的中與編碼路由資料多工處理（例如，使 用劃時多工（TDM)或劃碼多工（CDM))。導頻是由接收器系 統用來執行例如取得、頻率與時序同步、通道評估、連貫 資料解調變等的許多功能。 在一特殊具體實施例中，調變器Π6的處理包括（1)將接收 的資料與一或多個調變方法（例如，M-PSK、“乂八“等）做 調變處理，以提供調變符號；（2)轉換該等調變符號，以形 成OFDM符號；及（3)將一循環標頭附加到每個qfdm符號， 以形成一對應傳輸符號。同樣地，調變可根據全部傳輸天 線的單一調變方法、每個傳輸天線或每部份傳輸天線的一 調變方法、或每個傳輸通道或每群傳輸通道的一調變方法 來執行。調變是根據由控制器130提供的一調變控制來執行 。調變的資料（即是’傳輸符號）然後提供給與用於資料傳 輸的Ντ傳輸天線有關的發射器122a至122t。 每個發射器122可將調變的資料轉換成一或多個類比信 1292271
⑹ 號，且進一步將類比信號條件化（例如，放大、濾波、與九 十度相位差調變），以產生適於在通訊通道上傳輸的一調變 信號。來自發射器122a至122t的調變信號然後是分別經由 天線124a至124t傳送給接收器系統。 在接收器系統150，傳送的調變信號是由天線152a至i52r 接收，而且來自每個天線的接收信號提供給一相對接收器 (RCVR)l 54。每個接收器154是將一相對的接收信號條件化 (例如’濾波、放大、與下向轉換），且將該條件化信號數 位化，以提供資料取樣的一相對流，其係表示經由相關天 線接收的傳輸符號。一解調變器（Dern〇d) 156是從接收器 1543至1541·來接收及解調變1^資料取樣流，以提供對應於 接枚調變符號流的NR。對於每個資料取樣流而言，解調變 器1 5 6可移除在每個傳輸符號中包括的循環標頭，然後轉換 每個接收的OFDM符號，以提供接收調變符號的一對應流。 一積測器/解碼器1 58最初是執行補足符號映射的偵測功 能，並且提供從發射器系統傳送編碼位元的軟決定（多重位 το )符號。軟決定符號然後根據補足在發射器系統所使用的 一或多個解碼方法的一或多個編碼方法而解碼。在觀點上 ，如下回進一步詳細描述，偵測與解碼可反覆執行許多次 。解碼資料然後提供給一資料接收丨6〇。 控制器130和170是分別控制在發射器與接收器系統上的 操作。記憶體132和1 72提供分別由控制器i 3〇和i 7〇所使用 的程式碼與資料的儲存。 發射器 -11- 1292271 ⑺ 圖2A是一發射器單元200的方塊圖，該發射器單元2〇〇是 在圖1中的發射器系統110的發射器部份的一具體實施例。 在此具體實施例中，單-編碼方法是用於所有化傳輸天線 ，且單一調變方法是用於所有傳輸天線的所有乂頻率子通 道。發射器單元200a包括：（1) 一傳輸資料處理器丨14&，以 根據提供編碼資料的一特殊編碼方法將路由資料接收及編 碼；及（2) —調變器116，其係根據提供調變資料的一特殊 調變方法將編碼資料調變。傳輸資料處理器114&與調變器 116a如此分別是在圖1的傳輸資料處理器114與調變器ιΐ6 的一具體實施例。 在圖2 A顯示的特殊具體實施例中，傳輸資料處理器11仏 包括一編碼器212、一通道交錯器214、及一解多工器 (Demux)216。編碼器212是根據提供編碼位元的選取編碼方 法來接收及編碼路由資料（即是，資訊位元）。編碼可增加 資料傳輸的可信度。選取的編碼方法包括循環多餘檢查 (CRC)編碼、捲積編碼、渦輪編碼、區塊編碼等的任何組合 。編碼器212的數個設計是在下面編碼器212。 通道交錯器214然後根據一特殊交錯方法來交錯該等編 碼位元，並且提供交錯的編碼位元。交錯可提供有關編碼 位元的時間變化，允許資料根據用於資料傳輸的頻率及/ 或空間子通道的一平均信號-雜訊-干擾比（SNR)來傳送，去 除衰滅，及進一步移除在用來形成每個調變符號的編碼位 元之間的相關性。如果編碼位元是在多重頻率子通道上傳 送，交錯便可進一步提供頻率變化。編碼與通道交錯是在 -12 - 1292271
下面進一步詳細描述。 解多工器2 16然後將交錯與編碼資料解多工成用於資料 傳輸的Ντ傳輸天線的Ντ編碼資料流。Ντ編碼資料流然後提 供給調變器116a。 在圖2A顯示的特殊具體實施例中，調變器116a包括Ντ OFDM調變器，每個OFDM調變器是指定來處理一傳輸天線 的相對編碼資料流《每個OFDM調變器包括一符號映射元 件222、一邊快速傅立葉轉換器（ifft)224、與一循環標頭 產生器226。在此具體實施例中，所有Ντ符號映射元件222a 至222t是實施相同調變方法。 在每個OFDM調變器中，符號映射元件222是將接收的編 碼位元映射到用於與OFDM調變器有關的傳輸天線上資料 傳輸之NF頻率子通道（及於）的調變符號。透過符號映射元 件222實施的特殊調變方法是由控制器130所提供的調變控 制決定。對於OFDM而言，調變可透過q個編碼位.元_群組， 及將每個非二進位符號映射到在對應選擇調變方法（例如 ，QPSK、M-PSK、M-QAM、或一些其他方法）信號調變的 一特殊點來達成，以形成非二進位符號。每個映射信號點 係對應一 M-ary調變符號，其中M=2q 〇符號映射元件222然 後於每個傳輸符號周期來提供（及於）NF調變符號的向量， 且在每個向量的調變符號數量是對應到用於該.傳翁符號周 期的資料傳輸的頻率子通道數量。 如果傳統非疊代符號解映射及解碼是在接收器系統上執 行，那麼既然它從位元錯誤率（BER)的觀點可提供較佳效率 1292271
(9) ，所以格雷映射最好是用於符號映射。隨著格雷映射，信 號調變的相鄰點（在水平與垂直方向）是只有q個位元位置 的其中一個不同。格雷映射可減少較可能錯誤事件的位元 錯誤數量’這些可能錯誤事件是對應到一接收的調變符號 ’且該接收的調變符號是映射到接近正確位置的一位置， 在此情況，只有一編碼位元會錯誤接收。 然而’如果疊代偵測及解碼詞下述執行，它能顯示非格 雷映射較優越格雷映射。此是由於在編碼位元間的獨立性 提高在偵測與解碼處理之間的獨立性，然後當疊代偵測及 解碼執行時，可提供改良的效率。因此，每個符號映射元 件2 2 2可没計來實施一非格雷映射調變。在某些範例中，如 果調變定義，以致於相鄰點會有可能許多位元位置不同（即 是，格雷映射，或”反格雷"映射的相反目標），改良的效率 便可達成。 IFFT 224然後可使用逆快速傅立葉變換而將每個調變符 號向量轉換成它的時域表示（稱為OFDM符號）。IFFT 224可 設計成來執行在任何數量頻率子通道（例如，8、16、32、 …、NF、…）上的逆變換。在具體實施例，對於每個〇fdM 符號而言，循環標頭產生器226可重複一部份OFDM符號， 以形成一對應傳輸符號。循環標頭可確保傳輸符號在多路 徑延遲展佈情況保有它正交性質，藉此可改善效率來彌補 由例如頻率選擇衰減所引起的通道散布有害路徑影響。來 自循環標頭產生器226的傳輸符號然妓提供給一相關發射 器122，並且處理來產生一調變信號，該調變信號然後從相
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關天線124傳送。 圖2B是一發射器單元2〇〇b的方塊圖，且是圖丄中發射考系 統U0的發射器部份的另一具體實施例。在此具體實施例’中 ，一特殊編碼方法是用於Ντ傳輸天線的每一者，且一特殊 調變方法是用於每個傳輸天線的所有％頻率子通道（即是 ，在每個天線上的個別編碼與調變卜用於每個傳輸天線= 特殊編碼與調變方法是根據預期的通道情況來選取（例如 ’透接枚器系統及傳送回給發射器系統）。
發射器單元200b包括（1)一傳输資料處理器U4b，其係根 據個別的編碼方法來接收及編碼路由資料，以提供編碼的 資料；及（2)—調變器116b，其可根據個別的編碼方法來調 變編碼方法，以提供調變的資料。傳輸資料處理器丨丨仆與 調變器116b分別是在圖1的傳輸資料處理器114與調變器 116的另一具體實施例。
在圖2B顯示的特殊具體貫施例中’傳輸資料處理器11朴 包括一解多工器210、Ντ編碼器212a至2 12t、與Ντ通道交錯 器2 14a至214t(即是’每個傳輸天線的編碼器與通道交錯器 的組合解多工器210可將路由資料（即是，資訊位元）解多 工成用於^料傳輸的Ντ傳輸天線的Ντ資料流。每個資料流 然後提供給一相對編碼器2 12。 每個編碼器212是根據於對應傳輸天線所選取的特殊編 碼方法來接收及編碼一相對資料流，以提供編碼位元。來 自每個編碼器2 1 2的編碼位元然後提供給一相對通道交錯 器214，其可根據一特殊交錯方法將編碼位元交錯，以提供 •15- 1292271
(ii) 多樣性。通道交錯器214a至2 14t然後可將Ντ傳輸天線的Ντ 交錯與編碼資料流提供給調變器116b。
在圖2B顯示的特殊具體實施例中，調變器116b包括Ντ OFDM調變器，其每個OFDM調變器包括符號映射元件222 、：[FFT 224、與循環標頭產生器226。在此具體實施例中， Ντ符號映射元件222a至222t可實施不同調變方法。在每個 OFDM調變器中，符號映射元件222可映射qn編碼位元群， 以形成Mn-~ary調變符號，其中Mn係對應於第η傳輸天線所選 取的特殊調變方法（如同由控制器130提供的調變控制來決 定）選擇和Mn ==2qn。IFFT 224的隨後處理與循環標頭產生器 226是如上面的描述。 發射器單元的其他設計亦可實施，且是在本發明的範圍 内。例如，編碼與調變可於每部份的傳輸天線、每個傳輸 通道、或每群傳輸通道來個別執行。編碼器2 12、通道交錯 器214、符號映射元件222、IFFTs 224、與循環標頭產生器 226的實施在技藝中是已知的，且在此不詳細描述。
有及沒有OFDM的ΜΙΜΟ系統的編碼與調變是分別在 2001年3月23日與2001年9月18日所申請的美國專利案號 09/826,48 1 和 09/956,449 名稱"Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless Communication System";在2001年5月11日所申請的美國專 利案號 09/854,235 名稱"Method and Apparatus for Processing Data in a Multiple-Input Multiple-Output(MIMO Communication System Utilizing Channel State Information” ； -16 - 1292271
(12) 在2001年2月1日所申請的美國專利案號09/776,075名稱 ”Coding Scheme for a Wireless Communication System” ；及 在2001年11月6日所申請的美國專利案號[案號010254] 名稱 ’’Multiple-Access Multiple- Input Multiple-Output (MIMO)Communication System"中詳細描述。這些專利已全 轉讓為本專利，且在此僅列出供參考。其他編碼與調變方 法仍然亦可使用，且是在本發明的範圍内。
一範例OFDM系統是在2000年3月30曰所申請的美國專利 案號 09/532,492 名稱，，High Efficiency，High Performance Communication System Employing Multi-Carrier Modulation" 中描述，其已轉讓為本專利，且在此僅列出供參考。OFDM 亦由 John A.C. Bingham在”Multicarrier Modulation for Data Transmission : An Idea Whose Time Has Come"，IEEE Communications Magazine, May 1990發表文獻中描述，其 在此僅列出供參考。 編碼 各種不同類型的編碼器可在傳輸前用來將資料編碼。例 如，編碼器可實施下列任一者：（1) 一串列連續捲積碼 (SCCC) : (2)—並列連續捲積碼（PCCC) ; (3)—簡單捲積碼 ;(4)包含一區塊碼與捲積碼等的一連續碼。連績捲積碼亦 稱為渦輪碼。 圖3A是一串列連續捲積編碼器212x的具體實施例方塊圖 ，其可用於在圖2A和2B的該等編碼器212的每一者。編碼 器212x包括一外部捲積編碼器312a、一碼交錯器314、與一 -17- 1292271
内部捲積編碼器312b，直全邱B ± Μ - ，、全°P疋串聯耦合。外部捲積編碼 裔312可使用碼率r的一转接々k加 〇 锊殊外部碼而將資訊位元編碼。來 自編碼mua的編碼輸出是提供給衫錯器314，以根據一 特殊(例如’假隨機)交錯方法而將Np編碼位元的每個封包 交錯。 碼交錯器314可實施許多交錯方法的任—者，例如用於 Cdma20〇〇與W_CDMA的一些。在_特殊交錯方法中在一 封包中的NP編碼位元是以列方式寫入25列乘以”欄陣列， 其中η是最小整數值’以致於NW'列然後是根據位元 反轉規則而混合。例如，列1("00001")是與列16("1〇〇〇〇，，) 交換，列3(’’00011，，）是與列24(，，11〇〇〇”）交換等。每列中的位 元然後根據一列特殊線性全等序列（LCS)而變化（即是，重 新排列）。列k的LCS可定義為〜(^1卜{Xk(i)+Ck} m〇d2n, 其中i = Ο、1、：··2η-1，xk(〇)= Ck，且Ck是在每列選取的一 特殊值，且是進一步因η的值而定。對於每列的變化而言， 在列中的第i位元是放置在位置x(i)。在陣列中的位元然後 是以欄讀出。 LCS碼交錯方法是普遍在1998年12月4日所申請的美國專 利案號 〇9/205,5 1 1 名稱"Turbo Code Interleaver Using Linear Congruential Sequences”、與在cdma2000文獻名稱 ,fC.S0002-A-l Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems”中進一步詳細描述’兩在此僅列出供參 考。其他碼交錯器亦可使用，且是在本發明的範圍内。例 如，一隨機交錯器或對稱隨機（s隨機）交錯器亦可取代前述 -18 - 1292271
LCS交錯器使用。 内部捲積編碼器312b可使用碼率Ri的一特殊内碼來接收 及進一步編碼來自碼交錯器314的該等交錯位元。在一具體 實施例中，編碼器312b可實施一循環碼，以完全實施由碼 交錯器3 14所提供重要交錯增益的優點。既然主要想要的性 質是循環，所以内碼不需要是一有力的碼。事實上，内碼 可以只是rate -1不同碼。串列連續捲積編碼器2 12x的整個碼 率是 Rsccs^^^o^Ri。 圖3B是一並列連績捲積編碼器212y的具體實施例方塊圖 ，亦通用於在圖2A和2B的該等編碼器212的每一者。編碼 器2 12y包括兩構成捲積編碼器3 12c和312d、一碼交錯器324 、一移除元件326、與一並列-串列（p/S)轉換器328。碼交錯 器324可根據一特殊（即是，假隨機）交錯方法而將資訊位元 交錯，且能以上述碼交錯器314實施。 如圖3B所示，資訊位元是提供給捲積編碼器312c，且交 錯負訊位元疋提供給捲積編碼器3i2de每個編碼器312是根 據一特殊組成碼而將接收的位元編碼，並且提供核對位元 的相對流。編碼器312c和312d可使用分別具Rl*R2碼率的 兩循環有系統組成碼來實施。循環碼可使由交錯增益提供 的利益最大化。 分別來自編碼器312c和3 12d的核對位元y和1^是提供給 移除元件326 ,其可移除（即是，刪除）零或多個核對位元， 以提供想要的輸出位元數量。移除元件326是選擇性元件， 其可用來調整並列連續捲積編碼器的整個碼率Rpccc，其是 -19- 1292271
(15) 透過式子 1/ Rpccc =1/Ri + 1/R2-1 提供。 資訊位元（亦稱為有系統位元），與來自捲積編碼器的移除 核對位元312c和312d是提供給P/S轉換器328，而且成為連 續的一碼位元流提供給下一處理元件。 圖3C是一循環捲積編碼器312χ的具體實施例方塊圖，其 可用於在圖3Α和3Β中的編碼器312a至312d的每一者。編碼 器3 12x亦可用於在圖2A和2B的該等編碼器212的每一者。 在圖3C顯示的具體實施例中，編碼器312x是實施下列循 環捲積碼的轉移功能： G(D) = \ n(D) .d(D) 其中 n(D)=l+D + D3 ， 且 d(D)=l+D2+D3 編碼器3 12x亦設計來實施其他捲積碼，而且此是在本發明 的範圍内。 編碼器3 12x包括許多串列耦合的延遲元件332、許多模2 加法器334、與一開關336。最初，延遲元件332的狀態是設 定成零，且開關336是在向上位置。然後，對於在一封包的 每個接收位元而言，加法器334a是執行接收位元與來自加 法器334c輸出位元的模2加算，並且將結果提供給延遲元# 332a。加法器334b是執行來自加法器334a的位元與延遲元 件332 A和332c的模2加算，並且提供核對位元❶加法器334 c -20- 1292271
(16) 是執行來自延遲元件332b和332c位元的模2加算。 在封包中的所有虬個資訊位元編碼之後，開關336會移到 向下位置，且3個零（”〇")位元是提供給編碼器312χ。編碼器 3 12χ然後將3個零位元編碼，並且提供三個後面有系統位元 與3個尾部核對位元。
透過分析及經由電腦模擬可看出SCCCs可在中間到高 SNR位準上於額外的白高斯雜訊（AwgN)通道中提供比 PCCCs更妤的效率，其典型是ΜΙΜΟ系統的想要工作區域。 雖然PCCCs的BER會漸近到達一錯誤區域，但是此區域對 於SCCSs是沒有或非長低。PCCCs可在高BER區域優越執行 SCCCs ,且當系統負載在低SNRS上接近通道的容量限制時 ，可更適合使用。PCCCs和SCCCs能以例如在圖3C顯示的 相當簡單的組成碼來實施（例如，具有3到16的限制長度）。 通道交錯處理
請即重新參考圖2Α和2Β，來自每個編碼器212的編碼位 元是透過一相對通道交錯器214交錯，以提供時間、頻率、 及/或空間變化來防止有害路徑影響（例如，衰減與多路徑） 。而且’既然編碼位元是隨後組成以开少成非二進位符號而 然後映射到M-ary調變符號，所以交錯可用來確保形成每個 調變符號的編碼位元不會彼此時間靠近（即是，通道交錯可 分配編碼位元，該等編碼位元可在調變符號之中以一假隨 機方式時間靠近在一起，且可於不同頻率子通道、空間子 通道、及/或傳輸符號週期上傳送）。編碼、通道交錯與符 號映射（特別是反格雷映射）的組合可視為一串列連續碼， -21- 1292271
(Π) 其中符號映射器是扮演内碼角色。如前述，通道交 以與SCCC的相同方法來提供更大的交錯增益。此效^ = 的潛在性是透過下述疊代接收器結構開啟。通道交纽 供各種不同編碼與調變方法的改善效率，例如所有二輸= 線的單—共同編碼與調變方法，或每個天線的個別編瑪與 調變方法。 各種不同交錯方法可用於通道交錯器。在一交錯方法中 ，每個封包的編碼位元是（線性）寫到一陣列的列。S每列的 位元然後根據下面來變換（即是，重新排列）：（1)一位元反 轉規則，（2)—線性全等序列，（例如上述有關碼交錯器的一 者），（3)—隨機產生的圖案；或（4)以一些其他方式產生的 置換圖案。列亦是根據一特殊列置換圖案來變換。置換的 編碼位元然後是從陣列的每欄取回，並且提供給下一處理 元件。其他通道交錯方法亦可使用，且是在本發明的範園 内0
在一具體實施例中，通道交錯於每個獨立編碼資料流是 個別執行。對於PCCC而言，每個封包的資訊位元及尾部與 核對位元亦是個別交錯通道。例如，資訊位元y、來自第 一組成編碼器312c的尾部與核對位元by、及來自第二組成 編碼器3 12d的尾部與核對位元bz可透過三個個別通道交錯 器來交錯，其可採用相同或不同的交錯方法《此別通道交 錯允許個別核對位元的彈性移除。 交錯間隔可選取，提供想要的時間、頻率、及/或空間變 化、或任何組合。例如，一特殊時間周期（例如，1 〇微秒、 -22· 1292271
(18)
20微秒等）的編碼位元與傳輸通道的特殊組合可交錯。通道 交錯可於每個傳輸天線、或在每群傳輸天線、或在所有傳 輸天線上執行，以提供空間變化。通道交錯亦可於每個頻 率子通道、或在母群頻率子通道、或在所有頻率子通道上 執行，以提供頻率變化。通道交錯亦可在每群的一或多個 傳輸天線的每群的一或多個頻率子通道上執行，以致於來 自一資料流的編碼位元可在一或多個傳輸天線的一或多個 頻率子通道上分配，以提供時間、頻率、與空間變化的組 合。通道交錯亦可在所有傳輸天線的所有頻率子通道上執 行0 接收器系統 圖4A是一接收器單元400a的具體實施例方塊圖，其是在 圖1的接收器系統1 50的接收器部份的具體實施例。在此具 體實施例中，單一解調方法可用於所有Ντ傳輸天線的所有 NF頻率子通道，且單一解碼方法可用於所有傳輸天線。如 此，接收器單元400a可用來從在圖2A的發射器單元200a接 收一資料傳輸。 從Ντ傳輸天線傳送的信號最初是由NR天線152a至152r的 每一者所接收，並且傳送給一相對接收器154(亦稱為一前 端單元）。每個接收器154可使一相對接收信號條件化（例如 ’濾波、放大、及下向轉換），且進一步將該條件化信號數 位化，以提供資料取樣。每個接收器154可使用一復原的導 頻將資料取樣進一步解調變，以提供接收傳輸符號流，然 後提供給一解調變器156a。 -23· 1292271
在圖4A顯示的特殊具體實施例中，解調變器156 a包括Nr OFDM解調變器，其每個〇fdM解調變器是指定處理來意一 接收天線的相對傳輸符號流。每個OFDM解調變器包括一 循環標頭移除器412與一快速傅立葉轉換器（FFT)414。循環 標頭移除器412可透過發射器系統來移除先前附加到每個 OFDM符號的循環標頭，以確保傳輸調變符號沒有iSI接收 。FFT 414然後轉換每個接收的〇fdM符號，以提供用來傳 輸OFDM符號的NF頻率子通道的NF接收調變符號的一向量 。於每個傳輸符號周期，來自所有Nr OFDM解調變器的Nr 調變符號向量是提供給一偵測器/解碼器1 5 8 a，其是在圖1 中的偵測器/解碼器158的具體實施例、 在圖4A顯示的具體實施例中，偵測器/解碼器158a包括一 偵測器420a及一解碼器430,以便在從所有NR接收天線接收 的調變符號上執行疊代偵測及解碼，以提供解碼的資料。 疊代偵測及解碼開可利用通道碼的錯誤修正能力來提供改 良的效率。此可透過在軟輸入軟輸出偵測器420a與軟輸入 軟輸出解碼器430之間反覆傳遞軟”演繹”資訊而達成，且在 下面進一步詳細描述。 偵測器420a是從解調變器156a接收調變符號及從解碼器 430接收一演繹資訊，並且取得所有Ντ傳輸天線的所有％ 頻率子通道的軟決定（即是，多位元）符號，且每個此軟決 定符號是發射器系統傳送的一編碼位元評估。如下面進一 步詳細描述，軟決定符號能以對數比（LLRs)來表示，其能 以圖4A的L(bk)表示。 •24- 1292271
(20) 對於每個傳輸符號周期而言，偵測器420a可將多達NB個 軟決定符號提供給NB相對加法器422，其中ΝΒ=ΝΤ·ΝΡ·4， 且q是因用於資料傳輸的特殊調變方法而定。每個加法器 422亦從解碼器430接收它編碼位元bk的一演繹資訊（稱為 4貞測器演繹資訊且以La(bk)表示），而且從接收的軟決定符 號減去此偵測器演繹資訊，以取得編碼位元的非固有資訊（ 以Le(bk)表示）。所有（NT，NF*q)編碼位元然後（1)透過一 p/s 轉換器424而從並列轉換成串列；（2)以發射器系統上執行 通道交錯的互補方式而透過通道解交錯器426解交錯；及 (3)從偵測器到解碼器的演繹資訊來提供（稱為解碼器演繹 資訊，且以LaD(bk)表示）。 解碼器430是使用在解碼處理中的解碼器演繹資訊，並且 提供解碼資料。解碼器430是將，，歸納，，資訊（以LD(bk)的表示 )進一步提供給一加法器432。加法器432然後從解碼器歸納 資訊LD(bk)減去解碼器演繹資訊LaD(bk)，以便從解碼器取 得有關偵測器的非固有資訊（以LeD(bk)表示）。此债測器非 固有資訊然後是透過一通道交錯器434交錯，透過一 s/p轉 換器436從串列轉換成並列，且以偵測器演繹資訊、…^)提 供給偵測器420a與加法器422。 為了要簡化描述，偵測處理的輸出能以下面表示：
Le(bk) = L(bk)- La(bk) 方程式（1) 其中L(bk)表示第k編碼位元bk的軟決定符號；
La(bk)表示第k編碼位元的债測器演繹資訊，其是由解 碼器提供；及 -25· !292271
(21)
Le(bk)表示由偵測器提供給解碼器的第k編碼位元的 非固有資訊。 解碼處理的輸出同樣是以下面表示： 方程式（2) L?(Pk)二 LD(bk)- G(bk)， 其中LD(bk)表示由解碼器提供的第k編碼位元的歸納資訊； LaD(bk)表示由偵測器提供的第k編碼位元的解碼器演 繹資訊；及
LeD(bk)表示由解碼器提供給偵測器的第k編碼位元的 非固有資訊。 如圖4A所示，在並列-串列轉變與通道解交錯之後，解碼 /貝繹 > 訊La (bk)只是貞測Is非固有資訊Le(bk)。同樣地， 在通道交錯與串列-並列轉變之後，偵測器演繹資訊La(bk) 只是解碼器非固有資訊LeD(bk)。 偵測與解碼處理可反覆許多次。在疊代偵測與解碼處理 期間’位元決定的可信度是使用每個重複改良。在此述的 疊代偵測與解碼處理可用來克服頻率選擇性衰減（例如，透 過使用具循環標頭的OFDM)、以及平坦衰減（沒有任何修改 )。而且，疊代偵測與解碼處理可使用各種不同類型的編碼 與調變用方法而彈性使用，包括上述的串列與並列連續捲· 積碼。 在圖4A中，偵測器420a是根據&NR接收天線所接收的調 變符號、及來自解碼器430回授的演繹資訊而提供傳輸編碼 -26· 1292271
(22) 位7C的軟決定符號。軟決定符號可以是對數比（LLRs)形式 的方便表不，而且包括通道資訊、非固有資訊、與演繹資 訊。每個編碼位元的通道資訊包括有關在傳送與接收天線 之間的通道響應的資訊。每個編碼位元的非固有資訊包含 有關編碼位70的增量資訊，其中該編碼位元是在偵測處理 中從從其編碼位元擷取。而且，每個編碼位元的演繹資訊 包括有關已知或在偵測處理外部取得編碼位元的資訊。 在一具體實施例中，只有通道資訊與非固有資訊是從偵 測器傳遞給解碼器’其中在並列-串列轉變與通道解交錯之 後’他們會在解碼處理中當作演繹資訊使用。為了簡化， 通道資訊與非固有資訊是整個稱為非固有資訊。理想上， 解碼器决繹資訊應該是透過一獨立來源提供。然而，既然 此一來源是不可使用，所以獨立來源可透過減少在解碼器 演繹資訊（即是，偵測器輸出）與由解碼器達成的前決定（即 疋’偵測器演繹資訊）之間相關性而模擬β此可透過使用如 圖4Α所示的加法器422而從偵測器取得的軟決定符號減去 偵測器演繹資訊來達成。
偵測器的LL&H 在時間索引j(即是，傳輸符號周期j),於第1頻率子通道， 從耦合到第m接收天線的0FDM解調變器的輸出接收的調 變符號能以下式表示： Ντ 方程式（3) = ΣΛη,../0>^./(7)+^(7), (23) 1292271
其中 kn，m，l(j)是在索引j，於第1頻車； 、弟〇貝手子通道的第n傳輸天線與第 Π1接收天線之間的通道反鹿·
Cn，l(j) 第1頻率子通道上傳送的調變
是在第η傳輸天線的 符號；及 nm，i(j) 是在零均方根、時間盥空 ▲ 丁 u，、工間白兩斯雜訊處理的取 樣功能。
為了要簡化記號，時間索引j是在下列導出式丟棄。 方程式（3)是如下所示以矩陣形式表示： 方程式（4) 八甲 是從NR接收天線接收的有關第丨頻率子 通道的>^調變符號向量； ill疋第1頻率子通道的通道增益的NRx nt矩陣{hn m丨} ’其中表示在第1頻率子通道的第η傳輸天線與 第m接收天線之間的複雜通道增益； 。2，丨是從第1頻率子通道的Ντ傳輸天 線傳送的Ντ調變符號的向量； 氐i = [ni’i tin…叫以]7是第1頻率子通道的^接收天線 的NR雜訊取樣的向量；及 ·· T，， 表示置換。 於母個時間索引，從所有nr接收天線的所有〜頻率子通 道接收的調變符號能以下式表示： -28- 1292271
£ = β ϋί…· 方程式（5) 在二的NF，NR接收調變符號是對應ΝΡ·ΝΤ傳輸調變符號，立 能以下式表示： £ = [£「S【…‘f · 方程式（6)
如上述，每個調變符號是透過一群q個編碼位元形成。在ς的 NF*NR接收調變符號如此進一步對應到NF_NT*q個傳送編 碼位元，且能以下式表示： 卜私匕…‘广， 方程式（7) 其中從第η傳輸天線傳送的編碼位元能以下式表示： •0’1 ··· ^»·“ ^，分 yn.NF-i,l
ΐ .
偵測器可計算每料輸編碼位 疋 bn,i，i 的 LLRs 如下示： 峨 = 其中 11 £}，且 :1，2，···，ΝΤ，Ζ = 〇，1，···，Νι:-1，方程式（8) 1，2, ···，《. 如方程式（8)所示， 碼位元bn，u等於+ 1特 一特定編碼位元L(bn，u)的LLR是以編 定接收的調變符號ζ，Prjbuf十1|£} -29- 1292271 (25) 除以編碼位元bn，i，i疋-1特定接收調變符號[，？1>{\11==-1卜}的 機率比（自然）對數來計算。每個編碼位元的機率是根據包 含該位元的接收調變符號及於ζ的接收編碼位元序列而取 得，且如下所示。 下列等式能表示為： Ργ{^,/,/=±1!γ}Ργ{γ}= XPr{r,b}= ZPriE'^Pr^ ^
一 tVu: 士丨 sy/(y £：c«/(b) 方程式（9) 其中f(·)是表示從編碼位元会映射到調變符號£的符號。然後 ，LLRs能以下式表示·· J；Pr{rlc}Pr{c} L(^) = In^Pr{rlc}Pr{^ • 方程式（10) 2=/(y Κι j =-1
在疊代偵測與解碼處理的第一反複中，可假設在信號調 變的所有點可能相等。因此，項Pr{£}可從方程式（1〇)的分 子與分母移除。在隨後的反複中’然而’只假設是傳輸的 調變符號是獨立。此外，既然構成調變符號的編碼位元是 交錯，所以假設位元機率是獨立。根據這些假設，項ΡΓ{£} 能以下式表示： -30- 1292271 (26)
Ντ Νρ-1 q ΝτΝρ^ pr{c}=n Π ΠΡγ^/./}=ΠΡγ^} > 方程式（ιυ Λ=1 /=0 /=! ρ=1 其中變數的記號變化是在等式右邊的項達成（即是， p={n，l，i}，以簡化記號表示。 接收的調變符號 是有條件的獨立提供S。項
Pr{=|£}然後能以下式表示：
/ 1 Ντ 2 Λ \ n=l /
Nr Nf-1 Nr Νρ-1 priE'si^n IIexp /=〇 m=l /=0 方程式（12) 其中σ2是雜訊頻譜密度，其中σ2=Ν0/2。 將方程式（11)和（12)取代方程式（10)，第k編碼位元的LLR 然後能以下式表示：
Σ c:c=/(b) bk =-1
Nr Nf~1Π IIexp m=l /=0 2σι
NT 〉: hn，m，〖Cn 〖
Σ c:c=/(b)
Nr Nf-1 (. NT Π nexf^T rm,l ^Y,Km,l'CnA n=l
NTNPg I
/>-1 J 方程式（13) 其中k={n，l，i}。方程式（13)能如下所示進一步分解： -31 - 1292271 (27)
L(Pk) Σ c:c=/ (b) s+1 nr Np-1 NtNf</ Π nexP(U ftpr叩 msl /=0 p=i . P^k 1 Σ c:c=/(b) Nr Nf~1 NtNfc/ Π nexp(u ΠΡγ叩 m*l /=*〇 p=l _ p*k j 方程式（14) = Le(bk)^La(bk)
如方程式（14)所示，第k編碼位元的LLR L(bk)可分解成兩 部份。項La(bk)表示透過解碼器計算及回授給偵測器的第k 編碼位元的演繹資訊。此偵測器演繹資訊能以演繹LLRs的 形式表示，其表示式如下所示： = · 方程式（15)
項h(bk)表示透過偵測器計算及回授給解碼器的第k編碼 位元的非固有資訊。在方程式（1 4)的演繹機率的乘積} 是以下式表示： % } = C · exp ntnf^ 1 、 Σ 2bPLa^bp) C· exp⑻， 方程式（16) -32· (28)1292271
其中C是常數 NTNP<?又 且江=Σ 。因此，偵測器非固有资 p=i\,p*k ^ n ^ 能以偵測器演— LLRs的觀念表示，如下所示： Σ Le(bk)-lnbk^r Nr Np-l Π nexP(D exp m=l /s〇 NtNf^ 1 1 Σ \bMK) ^ Jj Σ c，c=/(b) 黼 _ bk «-I Nr Π exp m=l /=〇 ( Yf NTNFi i 1 Σ和(V p=l 2 丨 \ P^k yj 方程式（17)
既然偵測器演繹資訊La(bk)是解碼器已知，所以可透過圖 4的加法器422烊L(bk)減去，以致於只有偵測器非固有資訊 Le(bk)提供給解碼器。
從方程式（13)和（17)可看出，取得編碼位元的llrs的計算 複雜度會隨著頻率子通道（NF)的數量、傳輸天線（nt)的數量 、與h號調變（2q)的大小而呈現指數成長。數種技術可用來 減少取得編碼位元LLRs的計算負擔。此技術包括干擾無效 的使用’其可透過除去另一干擾物及使用”雙最大”或一些 其他近似值來計算LLRs而隔離每個傳輸信號。這些技術是 在下面進一步詳細描述。 來自傳輸天線1的信號能以想要的信號處理，且來自其餘 的（Ντ-1)個傳輸天線的其他信號是以想要信號的干擾來處 理，而沒有大部份的損失。隨著Nr個接收天線，其中NR2NT ’（Ντ-1)干擾物可無效（或取消）。對於nf個頻率子通道的每 一者而言，Nr調變符號的向量D(從第1頻率子通道的>^接 收天線接收）可透過一（NR-NT+l)x NR無效矩陣的Θ〗(1)，與 -33- 1292271
(29) (NR-NT+1)元件的結果向量^⑴可表示成：
其1M = 0, 1，…，Νρ-1. 方程式（18) 其中 如方，式（18)所示，來自傳輸天線2、3、〜Ντ的元件是在 向量〔1被抑制’且只有想要的傳輸天線的1的元件心,1保留。
無效矩陣竺/Μ可根據在技藝中已知的演算法來決定。傳 輸天線1的無效矩陣兰/υ的導出是如下的簡短描述。首先， 傳輸天線2至Ντ與Nr接收天線的Nr X(NT-1)通道響應矩陣 SLi可決疋。成員是無效矩陣S⑴的列的一組（nr_nt+i)正 交向量{Vi⑴V/”··. 然後可計算以致於 Θ^Ηί^Ο ,. 其中0是全零矩陣，且 _)·=!， 其中竺J0)*是Α⑴的Hermitian ,且L是衡等式矩陣（即是，沿 著對角線全是1，而其餘全是〇)。快速演算法可用於計算正 交向量，且在技藝中是已知的。如記號的表示，不同無效 矩陣可於不同傳輸天線與不同頻率子通道取得（即是，於 n=l、2、…、Ντ，及 1 = 0、1、·.·、％-1是 θ/11))。 一 ΜΙΜΟ系統的無效矩陣的導出是在1999年5月由Vahid Tarokh 等人在 IEEE Transactions on Information Theory， -34- 1292271
(30)
Vol. 45，No. 4 的名稱 ’’Combined Array Processing and
Space-Time Coding”中進一步詳細描述，其在此僅列出供參 考。 在由於來自其他（Ντ-1)傳輸天線的信號而使在想要信號 上的干擾無效之後’來自想要傳輸天線的編碼位元的LLRs 然後能以類似前述方式來計算，而與來自其他（Ντ-1)個傳 輸天線的元件無關。對於傳輸天線1而言，在此傳輸_天線的 所有ΝΙ頻率子通道上傳送編碼位元的LLRs …1, ^ 办1.1,4…h,Np-U…Α·ΝΡ·~丨•彳】可表不成： ”，、，Pr⑷·u=+ll|(1)} for Z = 0,1,...,NF-1, U = lnpr{&“，产Ilf)} ’ and/ = 1,2，.·.界 方程式（19) 其令 γαΓΐΠΓ,Γ· 在干擾無效後，既然只有來自一傳輸天線的想要信號是 每次考慮，所以LLR計算可簡化。方程式（19)能以類似方程 式（14)的形式來表示，如下所示： L(1)(^) = ln Σ Si:Sia/(b,) bk =*f 1 r I Nr NP，1 NFq 1 Π Π«ρ(^./) tl?r{bp] ms*l /se〇 pal p隹k _ Σ Nr Np-1 NF(/ Π nexp(D ΠΡγ{〜} mel /a〇 pal I . P，k 」 + ln ?v{bk =-fl} Ργ{^=-Π ,方程式（20) 1292271
其中 k=l , 2，NF.q，且 k={m，l}。 如方程式（20)所示，只有（NF.q)LLR值是每次於NT個傳輸天 線的每一者來計算，而不是計算所有Ντ傳輸天線的（NF.NT.q) LLR值。然而，透過執行干擾無效，既然（1)每個加算是在 只有從想要的第η傳輸天線傳送的調變符號cn上執行；且 (2)項f!Pr{bp}只是於來自第η傳輸天線所傳送編碼位元的
評估，所以在方程式（20)中計算的複雜度不再是傳輸天線 Ντ數量的指數® 在方程式（20)的演繹機率的乘積[]Pr {bp}能以下式表示： ?x{b } = C*exp NFg 1 '2 bpLa(bp) :C‘exP(art) ·方程式（21) 偵測器非固有資訊Le⑷(bk)，然後是以偵測器演繹LLRs 的觀點表不’如下所示：
4Λ)(^)=ΐπ Σ Nr Np-1 Π IIexp(U exp msl /s〇 < \1 nf” 丨 Σ全WV pal ^ KP^k Λ Σ Nr NP-1 IJexpd) exp / V Σ全WV \p^k /j Ι;Ι：Γ/(-λ) m=l /=0 方程式（22) 具上述干擾無效偵測可重複的化次，且每個傳輸天線一 次。對於每次重複以便從一特殊傳輸天線復原想要的信號 而言’此想要信號的（Ντ-1)干擾物可透過與先將接收的調 -36- 129227i
(32) 變符號向量D乘以於該傳輸天線與該頻率子通道所取得的 無效矩陣Θ!η)而不作用，此如方程式（18)所示。在想要信 號的編碼位元的LLRs然後可如方程式（2〇)和（22)來計算。 因此，方程式（20)或（22)可評估Ντ次，每個想要的信號一次 ’且每個評估是在想要信號中提供編碼位元的一組（NF q) LLRs。 既然想要的號疋使用階數（Nr·Ν1)變化來接收，所以 用以取得編碼位元LLRs的減少計算複雜度能以一對應變 化減少來達成，而不是使用方程式（18)的階數NR變化。 雙最大近似值亦可用來減少與取得編碼位元LLRs有關的 計异複雜度。如方程式（20)和（22)所示，每個編碼位元的 LLR是以兩加總的比率對數來計算。每個加總是在許多元 件上執行’且母個此元件是由指數項eXp(pm i)和eXp(an)的 乘積構成。在每個加總元件中的指數會提高在加總的個別 元件之間的差。因此，一元件典型可控制每個加總，且可 達成下列近似值： 在 ΣβχΡ(勺）emax(a;) · 方程式（23)
j J 為了簡化，下列可定義成： 5]exp[M (u,y)] L -二EexP[M(S，y)] — ln .方程式（24) ^exptM (u,y)] u：uk=+i 一 1292271
(33) 將在方程氣（23)顯示的指數加總的近似值應用到方程式 (24)，下式可表示： 方程式（25) ^ « max{M(u,y)}-max{M(u,y)}. u:uk =+1 一 u:u4 =-1 一 在方程式（25)顯示的近似值是時常稱為雙最大近似值。 雙最大近似值可用來簡化編碼位元LLRs的計算。明確而 言’對於方程式（22)，兩加總的比對數可如下所示先分解 成： Ο*) =ΐη Σ bk =+1-1n Σ •NR ΝΡ-1 Ί fjexpd) exp(an)| Ν« Π riexpd) 方程式（26) /«=sl /=0 其次’雙最大近似值演算法可找出在每個加總的最大元件（ 即是，一是用於方程式（22)的分子，且另一是用於分母）， 並且使用在LLR計算中的這兩最大元件，就如方程式（25) 所不’而不是加總來自第n傳輸天線的調變符號^的編碼位 元的所有可能值的個別元件。 透過使用根據雙最大近似值的近似值，計算複雜度便會 出現，而以每調變符號q的編碼位元數量線性增加，而不是 指數增加。模擬結果顯示出效率會降低，由於此近似值的 使用會高階數調變的使用被調整的SNRs範圍上忽略。 其他近似值與簡化亦可用來減少計算編碼位元LLRs所需 1292271
(34) 的複雜加算輿乘算次數，而且此是在本發明的範圍内。
用於計算LLRs的其他簡化是由Andrew J· Viterbi在文獻 名稱’’An Intuitive Justification and a Simplified Implementation of the MAP Decoder for Convolutional Codes’’，IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. 16，No. 2, February 1998，pp. 260-264，及由 Patrick Robertson等人在 文獻名稱’’A Comparison of Optimal and Sub-Optimal MAP Decoding Algorithms Operating in the Log Domain"，IEEE International Conference on Communication, 1995，pp. 1009-1012中描述，兩者在此僅列出供參考。這些各種不同 簡化技術典型是執行對數領域的計算，其中除法是變成減 算，且乘法是變成加算。
圖4B是一接收器單元400b的具體實施例方塊圖，其是在 圖1的接收器系統1 50的接收器部份的另一具體實施例。在 此具體實施例中，不同解調與解碼方法可用於Ντ傳輸天線 。接收器單元400b如此可用來從圖2B的發射器單元200b接 收資料傳輸，其係在每個天線上採用個別編碼與調變方法。 從Ντ傳輸天線傳送的信號是先由NR天線152a至152r的每 一者所接收，並且傳送給一相對接收器154。每個接收器154 可將一相對接收信號條件化、數位化、及處理，以提供傳 輸符號的相對流。來自每個接收器154的傳輸符號流是提供 給在一解調變器156b中的相對OFDM解調變器410。每個 OFDM解調變器410是透過發射器系統來移除附加到每個 OFDM符號的循環標頭，而且然後轉換每個接收的OFDM符 -39- 1292271
(35) 號，以提供角來傳送OFDM符號的NF頻率子通道的NF接收 調變符號的向量。於每個傳輸符號周期，來自所有NR OFDM 解調變器410的NR調變符號向量是提供給一偵測器/解碼器 15 8b，該偵測器/解碼器是在圖1中的偵測器/解碼器158的另 一具體實施例。 在圖4B顯示的另一具體實施例中，偵測器/解碼器丨5815包 括一偵測器420b與Ντ解碼器方塊440，其整個是在從所有 NR接收天線接收的調變符號上執行疊代偵測及解碼，以提 供解碼的資料。每個解碼器方塊440是指定來處理從一相對 傳輸天線所傳送的調變符號，且該等調變符號已使用它本 身的特殊編碼與調變方法來編碼及調變。 偵測器420b是從解調變器156b接收調變符號，並且 解碼器430a至430t接收演繹資訊，並且提供]^^^傳輸天線的 軟决疋符號’且母個此軟決定符號是一傳送編碼位元的評 估，且如方程式（22)所示是以LLR表示。對於每個傳輸符號 周期而言，偵測器420b是將NT傳輸天線的軟決定符號提供 Ντ解碼器方塊440 ,且每個向量包括（NF.qn)軟決定符號（其 中qn是因用於第η傳輸天線的特殊調變方法而定）。在每個 解碼器方塊440中，透過碼解碼器方塊處理的每個編位元的 偵測器演繹資訊是從對應的軟決定符號減去，以取得編碼 位元的非固有資訊。所有（NF.qn)編碼位元的偵測器非固有 資訊然後透過P/S轉換器424從並列轉換成串列，透過通道 解交錯器426解交錯，及當作演繹資訊提供給解碼器 在每個解碼器方塊440中的解碼器43〇在解碼處理中是使 (36) 1292271
用演繹資訊，並且提供指定給解碼器方塊及由其處理的傳 輸天線的解碼資料。解碼器43〇是進一步提供透過指定傳輸 天線所傳迗的編碼位元的歸納資訊。一加法器432然後是從 解碼器歸納資訊減去解碼器演繹資訊，以取得解碼器非固 有資訊，且然後透過通道交錯器434交錯，透過s/p轉換器 436從串列轉換成並列，及當作演繹資訊提供給偵測器42讪 與加法器422。 類似圖4A的描述，偵測與解碼處理可反覆許多次。在疊 代偵測及解碼處理期間，位元決定的可信度是以每個重複 改良。 圖4C疋一接收器單元4〇〇c的具體實施例方塊圖，其仍然 是圖1的接收器系統150的接收器部份的另一具體實施例。 在此具體實施例中，偵測器執行連續無效與干擾取消，以 每次復原一傳送信號。接收器單元4〇〇c可用來從圖2B的發 射器單元200b復原一資料傳輸（其是在每個天線上採用個 別編碼與調變方法）。
Nr接收信號是先由接收器154處理及由解調變器156進一 乂處理，以便於每個傳輸符號周期來提供Nr調變符號向量 Γ其然後提供給一偵測器/解碼器158c。偵測器/解碼器158〇 疋執行豐代偵測及解碼、及連續無效與干擾取消。特別是 偵測器/解碼器158c是實施多階段（或多層）偵測方法，包 括干擾物與後解碼干擾取消的無效（即是，連續無效及干擾 取消）。 偵測器/解碼器158c包括一偵測器42〇c、Ντ解碼器方塊 •41· 1292271
v ; LMM 440、與P/S轉換器442。偵測器420c包括Nt偵測階段（或層） ’且每個階段是指$來處理及復原殊傳輸天線的資料 每個南段（除』最後階段之外）包括一干擾無效器45〇、LLr 電腦452、與一干擾取消器46〇。既然所有其他傳輸信號已 在此時無效，所以最後階段只包括LLR電腦452。 在偵測器420c中，接收的調變符號向量：是當作干擾無效 為450a的輸入向量：⑴來提供，其是預先將每個頻率子通道 的調變符號向量⑴與第一傳輸天線的頻率子通道的無效 矩陣士⑷相乘，以提供具有来自近似移除的其他（ΝΠ)傳 輸天線元件的向量^⑴。預先乘算可如方程式（丨8)所示來執 行，其是： 【⑴=坌/(\ =包Dfid,十色⑴S/ · 干擾無效器450a是執行NF預乘算，以取得第一傳輸天線的 nf頻率子通道的nf向量艺狀…或7:丨f。 向置〗然後挺供給LLR電腦452a，以如方程式（22)所示 來計算從第一傳輸天線傳送的編碼位元的LLRS。來自第一 傳輸天線的（ΝΜ!)編碼位元的LLRs然後提供給解碼器方塊 440a，其是在解碼器演繹資訊上操作，以便如下述而提供 第一傳輸天線的偵測器演繹資訊與解碼位元。來自解碼器 方塊440a的偵測器演繹資訊到是提供回給llR電腦452a , 以計算下一反複的新解碼器演繹資訊β第一傳輸天線的偵 測與解碼可反覆許多次。 * 來自解碼器方塊440a的解碼位元亦提供給干擾取消器 1292271
(38) 460a。假設第一階段的資料已正確解碼，在接收的調變符 號上的這些解碼位元的提供（以丨⑴表示）可取得，且階段的 輸入向量£(1)減去，以取得下一階段的輸入向量=(2)。此干 擾取消能以下式表示： Γ(2) ⑴—j⑴ » ' » · 方程式（27) 每個隨後-階段能以與第一階段上述的類似方式來執行偵 測及解碼，以提供指定傳輸天線的解碼位元。然而，每個 隨後階段的輸入向量ζ(η)包含比前一階段較少的干擾。而且 ’既然無效是透過使用來自所有NR接收天線的調變符號而 由干擾無效器450執行，所以變化階數會隨著不同階段而以 1增加。最後，在最後一階段，如果干擾取消可在先前階段 有效執行，只有來自最後（第Ντ)傳輸天線的信號提供可被 保留。因此，沒有無效是需要的，而且疊代偵測及解碼可 直接在階段的輸入向量ζ(ΝΤ)上執行^ 預解碼干擾評估與取消亦可使用，而且使是在本發明的 範圍内。在此情況，一不容易決定會在來自偵測器的LLR 輸出上發生。不容易決定然後可重新調變，及與評估的通 道反應相乘，以取得預解碼干擾評估（其典型是不像後解碼 干擾評估的可靠度）。預解碼干擾評估然後是從接收的調變 符號取消。 解碼器 圖4Α和4Β的解碼器430可根據各種不同設計來實施，且 -43- 1292271
(39) 可因在發射器系統上所使用的特殊編碼方法而定。例如， 如果使用一滿輪碼’每個解碼器4 3 0便能以一疊代解碼器（ 即是’渦輪解碼器）實施3串列與並列連續捲積碼的渦輪解 碼器的結構是在下面描述。 圖5 A是執行串列連續捲積碼的疊代解碼的一渦輪解碼器 430x的簡化方塊圖，如在圖3A的顯示。渦輪解碼器43〇χ包 括内部與外部最大歸納（MAP)解碼器512a和512b、一碼解 交錯器514-、與一碼交錯器516。 編碼位元（或更明確而言，解碼器，LaD(bk)的演繹LLRs) 是提供給内部MAP解碼器512a，其是根據内部捲積碼而取 得編碼位元的歸納資訊。歸納資訊然後是由map解媽器 5 12a的演繹資訊減去，以提供非固有資訊eksi，此是表示在 有關資訊位元值信心的修正/調整。非固有資訊然後是透過 碼解交錯器514來解交錯，並且當作演繹資訊提供給外部 MAP解碼器512b。MAP解碼器512a亦提供編碼位元的LLRs ’其包含歸納資訊LD(bk)，以提供給在圖4 A和4B的加法器 432 〇 MAP解碼器512b是從MAP解碼器512a接收演繹資訊（在 碼解交錯後），並且根據外部捲積碼來取得編碼位元的歸納 貧訊°歸納資訊是透過MAP解碼器512b的演繹資訊減去， 以提供非固有資訊e/2，其是表示 資訊位元值信心的進一步 修正/調整。非固有資訊eks2然後透過碼交錯器516交錯，並 且提供給内部MAP解碼器512a。 透過内部與外部MAP解碼器5 12a和5 12b解碼可反覆許多 44· 1292271
(40) 次（例如，8、12、16、或更多）。隨著每個反複，較大信心 可於資訊位元的偵測值獲得。在所有解碼反複完成後，資 机位元的最後LLRs是提供給在MAP解碼器5 12b中的一位 元偵測器，且分成片段來提供解碼位元，其是資訊位元的 不容易決定值（即是，，，〇，，或”1”）。 MAP解碼器512a和5 12b能以眾所週知的BCJR軟輸入軟 輸出MAP演算法或它的較低複雜度導出式實施。或者，軟 輸出Viterbl(SOV)運算法可取代MAP演算法來實施。MAP 解碼器與MAP演算法是在上述文獻由Vi terbi和Robert son進 一步詳細描述。MAP和SO V演算法亦可用來解碼簡單的捲 積碼。這些演算法的複雜度是與乘以反複次數的標準 Viterbi解碼演算法比較❶ 圖5B是可實施如圖3B顯示的並列連續捲積碼的疊代解碼 的一渦輪解碼器430y的簡化方塊圖。渦輪解碼器430y包括 一轉換器510、兩個MAP解碼器5 12c和5 12d、兩個碼交錯器 5 24a和524b、一碼解交錯器526、與一 ρ/S轉換器528。 編碼位元（或更明確而言，解碼器的演繹LLRs LaD(bk))是 提供給S/P轉換器510，其可將資訊位元的演繹LLRs LaD(bxk)提供給MAP解碼器5 12c與碼交錯器524b ;將第一組 成編碼益核對位元的演绎LLRs LaD(byk)提供給MAP解碼器 5 12c ;及將第二組成編碼器核對位元的演繹llRs LaD(b\) 提供給碼交錯器 524b，其中 LaD(bk)={LaD(bxk)，LaD(byk)，
LaD(bzk)}。 MAP解碼器512c是接收資訊位元的演繹LLRs LaD(bxk)、 1292271
第一組成編碼器核對位元的演繹LLRs 、與來自 MAP解碼器512d的非固有資訊ekP2(在透過碼解交錯器526 解交錯後）。然後，MAP解碼器512c可根據第一組成捲積碼 來取得資訊位元的歸納資訊。此歸納資訊然後是透過接收 的演繹資訊減去，以提供非固有資訊〜ρ1 ,此是表示在從第 一組成編碼器的核對位元決定資訊位元值信心度的修正/ 調整。非固有資訊然後是透過碼交錯器524a交錯，並且提 供給MAP解碼器512d。 MAP解碼器512d是接收資訊位元LaD(bxk)的演繹LLRs(在 透過碼交錯器524b交錯後）、第二組成編碼器核對位元的演 繹LLRs LaD(bzk)、與來自MAP解碼器512c的非固有資訊 ekpl(在透過碼交錯器524a交錯之後）。MAP解碼器5 12d然後 根據第二组成捲積碼來取得資訊位元的歸納資訊。此歸納 資訊然後是由接收的非固有資訊e/ΐ減去，以提供非固有資 訊ek2，此是表示從第二組成編碼器的核對位元決定的該等 資訊位元值信心的進一步修正/調整。非固有資訊q2然後是 透過碼解交錯器526來解交錯，及提供給MAP解碼器512 c。 P/S轉換器528是從MAP解碼器5 12c接收第一組成編碼器 的核對位元LLRs、來自MAP解碼器5 12d的該第二組成編碼 器的核對位元LLRs、及來自MAP解碼器512d的資訊位元 LLRs。P/S轉換器528然後執行接收LLRs的並列-串列轉換 ，並且將歸納資訊LD(bk)提供給在圖4A和4B的加法器432。 透過MAP解碼器512c和512d解碼亦可能反覆許多次（例 如，8、12、16、或可能更多）。在所有解碼重複完成後， -46- 1292271
(42) 資訊位元的最後LLRs便提供給在MAP解碼器512d中的一 位元偵測器，並且分割片段來提供解碼位元。MAP解碼器 512〇和512〇1是使用3(：仪3130%人？演算法或其較低複雜度 導出式或使用SOV演算法來實施。 大體上’在解碼器與疊代偵測器-解媽器中的重複次數可 固定或改變（即是，適度）。在後者情況，當（1)BEr收斂或 到達一可接受位準；（2)最壞或平均LLR到達一特殊信心位 準；或（3)二些其他標準符合時，停止標準便被觸發。 千擾取消 圖6是一干擾取消器460x的具體實施例方塊圖，其是用於 圖4C中的每干擾取消器460。在干擾取消器460x中，來自於 相同階段的解碼器方塊440的解碼位元是由一傳輸資料處 理器114x來重新編碼及通道交錯，以提供由階段（即是，指 疋的傳輸天線）處理的傳輸天線的重新編碼位元。重新編碼 位元是進一步由一調變器116x符號映射，以提供重新調變 的符號，該等重新調變的符號是在OFDM處理與通道失真 前在發射器上的調變符號評估。當在發射器系統上執行在 指疋傳輸天線上的資料流時’傳輸資料處理器114x與調變 器116x的每一者便會執行相同處理（例如，編碼、通道交錯 、與調變）。重新調變符號然後提供給一通道模擬器612 , 其係使用評估的通道反應來處理符號，以提供由於解碼位 元的干擾評估。 對於每個頻率子通道而言，通道模擬器612是將指定的第 η傳輸天線的重新調變符號與一向量^n l相乘，且該向量包 1292271 (43) 括在第n傳輸天線與Nr個接收天線每一者之間的通道反應 坪估。向$》n l是第1頻率子通道的評估通道反應矩陣^的 Λ 一欄。矩陣仏可透過與相同階段有關的一通道評估器來決 定，並且提供給通道模擬器612。 如果對應第η傳輸天線的重新調變符號是表示ΐ，那麼 評估干擾元件會由於來自第η傳輸天線的符號而表示 成：
方程式（28)
由於調變符號Cn，!是從第η傳輸天線傳送，所以在干擾向 ⑻的元件。所有NF頻率 形成。 量ΐl(n)的NR元件係對應到輸入向量〇 子通道的干擾向量是以 在向量〖⑷的元件來自其他傳輸天線的其餘（尚未偵測）調
變符號的干擾’其中該等其他傳輸天線亦包括在輸入向量 ^ )。干擾向量〖（Π)然後透過一加法器614而從輸入向量广⑷ S5 減去，以提供具有來自移除解碼位元的的干擾元件的修正 向量S(n+1)。此取消可用以上面顯示的方程式（27)表示。修 正的向量)是以輸入向量提供下一處理階段，如圖4C所 示0 連續取消接收器處理技術是在前述美國專利案號 09/854,235與[案號010254]中進一步詳細描述，且由p.w. Wolniansky 等人在文獻名稱 ”V-B]LAST: An Arehiteetur>e fQf •48- 1292271
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Achieving Very High Data Rates over the Rich-Scattering Wireless Channel”，Proc· ISSSE-98, Pisa，Italy發表，其在此 僅列出供參考。 取得及報告通道狀態資訊 在圖1，在解調變器156中的一通道評估器可處理接收的 OFDM符號，並且取得通訊通道的一或多個特性評估，例 如通道頻率響應、通道雜訊變化、接收符號的SNR等。该 測器/解碼器158亦可取得及提供每個接收封包的狀態，且 進一步提供表示解碼結果的一或多個其他效率度量。這此 各種不同類型的資訊是提供給控制器170。 控制器170是根據從解調變器156與偵測器/解碼器158接 收的各種不同類型的資訊來決定或選取用於所有傳輸天線 、每個傳輸天線、每部份傳輸天線、每個傳輸通道、或每 群傳輸通道的一特殊，，資料率”。該資料率是表示一組傳輸 參數的一組特殊值。例如，該速率是表示（或有關於）用於 資料傳輸、特殊編碼方法及/或碼率、一特殊調變方法等的 一特殊資料率。選擇率、通道反應評估、及/或其他資訊的 通道狀態資訊（CSI)是透過控制器17〇提供，透過一編碼器 180處理，透過一調變器182調變，及透過一或多個發射器 154來條件化及傳回給發射器系統11〇。（：31的各種不同形式 是在前述美國專利案號[案號〇1〇254]中描述。 在發射器系統110，來自接收器系統15〇的一或多個調變 信號是透過天線丨24接收，透過接收器122條件化，透過一 解調變器140來解調變，及透過一解碼器142來解碼，以復 -49· 129227ϊ
(45) 原由接收器系統傳送的通道狀態資訊。通道狀態資訊然後 是提供給控制器1 3 0，而且用來控制接收器系統的資料傳輸 處理。例如’資料傳輸的資料率是根據接收器系統所提供 的選取率來決定，或根據由接收器系統提供的通道反應評 估來決定。與選取率有關的特殊編碼與調變方法可在由控 制器1 3 0提供的編碼與調變控制中決定及傳送給傳輸資料 處理器114與調變器116。 疊代偵測及解碼技術已於串列和並列連續捲積碼明確描 述。這些技術亦能與其他碼使用，例如捲積碼、區塊碼、 不同類型的連續碼（例如，具區塊碼的捲積碼）等。此外， 疊代偵測及解碼技術已於一 MIMO-OFDM系統明確描述。 這些技術亦可用於不能實施〇FDM的一 ΜΙΜΟ系統、不能利 用ΜΙΜΟ的一 OFDM系統、或一些其他無線通訊系統（例如 ，一無線LAN系統）。 疊代偵測及解碼技術可在無線通訊系統中以各種不同單 元實施，例如一終端機、一基地台、一存取點等。 在此描述的疊代偵測及解碼技術可透過各種不同裝置實 施。例如，這些技術能以硬體、軟體、或組合來實施。對 於一硬體實施而言，用來執行疊代偵測與解碼的元件（例如 ，偵測器420與解碼器430)可一或多個應用特殊積體電路 (ASICs)、數位信號處理器（DSPs)、數位信號處理裝置 (DSPDs)、可程式邏輯裝置（pLDs)、場可程式閘陣列（Fp(}As) 、處理、控制器、微控制器、微處理器、設計來執行在 此描述功能的其他電子單元、或組合中實施。 -50- (46) 1292271 對於軟體實施而言，疊代偵測及解碼可使用執行在此描 述的計算與功能的模組（例如，程序、函式等）來執行。軟 體程式碼是儲存在一記憶體單元（例如，在圖丨的記憶體 172)，且透過一處理器（例如，控制器17〇)執行。記憶體單 、 元可在處理器中或在處理器外部來實施；在此情況，它可 經由在技藝中已知的各種不同裝置而耦合到處理器。 揭示具體實施例的先前描述是提供來允許在技藝中熟諳 此技者可絮:造或使用本發明。這些具體實施例的二種^同 φ 修改對於在技藝中熟諳此技者是顯然的，且在此定義的一 般原理可運用在其他具體實施例，而不致於違背本發明的 精神或範圍。因此，本發明並未侷限於在此顯示的具體實 施例，而是符合在此揭示原理與新特徵的廣泛範圍。 圖式簡單說明 本發明的特徵、本質、及可從上面連同附圖的詳細描述 而變得更顯然，圖中的相同參考數字是表示類似元件，其 中： 八 圖1是在MIMO-OFDM系統中的一發射器系統及一接收器 · 系統的方塊圖； 圖2A和2B是碼與調變資料在每個天線上分別具（丨）單一 編碼與調變方法、及（2)個別編碼與調變方法的兩發射器單 元方塊圖； ' 圖3 A和3B分別是串列與並列連續捲積編碼器的方塊圖； 圖3C是一循環捲積編碼器的方塊圖； 圖4 A和4B是先前處理偵測與解碼資料在每個天線上分 •51· 1292271
別具（1)單一編碼與調變方法、及（2)個別編碼與調變方法的 兩先前接收器單元方塊圖； 圖4C疋執1于連續無效與干擾取消，以每次復原一傳輸信 號的一接收器單元方塊圖； 圖5 A和5B是分別用以執行串列與並列連績捲積碼的反 覆解碼的兩渦輪解碼器方塊圖；及 圖6是用於在圖4C中的接收器單元的一干擾取消器方塊
圖式代表符號說明 100 MIMO-OFDM 系統 110 發射器系統 112 資料源 114 傳輸資料處理器 116 調變器 122 發射器 124,152 天線 130,170 控制器 132,172 記憶體 150 接收器系統 154 接收器 156 解調變器 158 偵測器/解碼器 160 資料接收 200 發射器單元
•52- 1292271 (48) 210,212,312 編碼器 214,434 通道交錯器 216 解多工器 222 符號映射元件 224 逆快速傅立葉轉換器 226 循環標頭產生器 314,324,524 碼交錯器 326 — 移除元件 328,424,528 並列-串列轉換器 332 延遲元件 334 加法器 336 開關 410 OFDM解調變器 420 偵測器 422,432,614 加法器 426 通道解交錯器 430 解碼器 436,510 串列-並列轉換器 440 解碼器方塊 450 干擾無效器 452 LLR電腦 460 干擾取消器 512 MAP解碼器 514,516,526 碼解交錯器 612 通道模擬器
-53-

Claims (1)

129¾^¾32778.號專利申請案 中文申請專利範圍替換本(96年7月） 2. 3. 4. 6. 拾、申請專利範圍 ............................ 種用以復原在無線通訊系統中傳送的資料之方法，勺 i 包 接收複數個傳送編碼位元的複數個調變符號； 根據該接收調變符號而取得該等編碼位元二’— 繹資訊及該等編碼位元的第二演繹資訊； ^ 解碼該等第-演繹資訊，以取得該第二演繹資訊. 將取得及解碼重複複數次，·及 、， 部份根據該第二演繹資訊來 的解碼位元。 寻傅輸編碼位元 如申請專利範圍第1項之方法，其進一步包含. ▲根據該等接收的調變符號與該第二演 该等編碼位元的軟決定符二、5 句 〜w现’而且其中該第_ 欠 是根據該等軟決定符號與⑦繹貝郭 ,.^ ^ 乐一决繹資訊而取得。 如申鮰專利範圍第2項之方法，1 以對數比（LLRs)表示。 ，、中該等軟決疋符號是 如申請專利範圍第2項之方法 含通道資訊與非固有資訊。 如申請專利範圍第2項之方法 含一或多個空間子通道n入二η疋符號 ，其中該尊诵、音θ田七 或多個頻率子通道的資 人、疋用來傳送複數個調變符號。 如申料利範圍第1項之方法，其進一步包含： 解父錯该第一演纟睪資1 訊是被解碼；及、、、…其中該解交錯的第一演繹 含 其中該等軟決定符號自 其中該等軟決定符號自 81661-960730.doc 8. 交錯該第二演繹資訊，其中該交錯的第二演繹是用來 取得該第一演繹資訊。 如申請專利範圍第1項之方法，其中該無線通訊系統是 一多重輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)系統。 如申請專利範圍第7項之方法，其中該ΜΙΜ〇系統可實施 正交頻率分割多工（OFDM)。 9. 一種用以復原在實施正交頻率分割多工（〇FDM)的多重 輸入多重輸出（ΜΙΜΟ)系統中傳送的資料之方法，其包 含： 接收經由複數個傳輸天線的複數個頻率子通道而傳 送的複數個編碼位元的複數個調變符號； 根據該等接收的冑變符號與編碼位元的第二演 訊來取得該等編碼位元的軟決定符號； 根據該等軟決定符號與該第二演繹資訊來取得 編碼位元的第一演繹資訊； 解碼該第一演繹資訊，以取得該第二演繹資訊. 複=得及該第一演繹資訊及解碼該第-演繹資訊重複 2根據_二料資訊來衫料傳 的解碼位元。 ]饥疋 Η).如申請專利範圍第9項之方法，其進一步包含·· 鈐=使其他傳輸天線的調變符號無效來復 輸天線的調變符號，及 個傳 /、中從每個傳輪天線傳送的編碼位元的軟決定符號 81661-960730.doc 手;月日修.(更)正潜換買i 是根據傳輸天線的復原調變符號與該傳輸天線的第二 演繹資訊而取得。 11 ·如申請專利範圍第10項之方法，其中該復原每個傳輸天 線的調變符號包括： 預先將該等接收的調變符號乘以複數個無效矩陣，以 取得該傳輸天線的複數個頻率子通道的復原調變符號。 12·如申請專利範圍第9項之方法，其進一步包含： 對於除了最後傳輸天線之外的每個傳輸天線而言， 透過使來自該傳輸天線的輸入調變符號的其他傳輸 天線的調變符號無效而將傳輸天線的該等調變符號復 原，及 取消由於來自該等輸入調變符號的該等復原調變符 號的干擾，及 其中該第一傳輸天線的該等輸入調變符號是接收的 調變符號’且每個隨後傳輸天線的輸入調變符號是來自 目前傳輸天線的干擾取消調變符號。 13.如申請專利範圍第9項之方法，其進一步包含： 對於除了最後傳輸天線之外的每個傳輸天線而言， 部份根據傳輸天線的該等軟決定符號來取得預解碼 干擾評估；及 取消來自該傳輸天線的輸入調變符號的預解碼干擾 評估，及 其中該第一傳輸天線的該等輸入調變符號是接收的 調變符號，且每個隨後傳輸天線的該等輸入調變符號是 81661-960730.doc 1292271 來自目前傳輸天線的干擾取消調變符號。 .如申請專利範圍第9項之方法，其進一步包含： 解父錯該第一演繹資訊，且 訊是被解碼；及 -中遠解父錯的苐-演繹資 將該第二演繹資訊交錯，其 來取得該等軟決定符號。 h㈣一决繹疋用 其中該等軟決定符號是 其中一雙最大近似值是 〇 其中該等軟決定符號包 其中母個編碼位元的該 15. 如申請專利範圍第9項之 以對數比（LLRs)表示。 16. 如申請專利範圍第15項之方法， 用來取得該等編碼位元的LLRs 17. 如申請專利範圍第9項之方法， 含通道資訊。 18. 如申請專利範圍第9項之大、土 軟決定符號包含從其他編:：，…個編碼位^ 1Q , . ^ 、他、、扁石馬位元擷取的非固有資邙 B·如申請專利範圍第9項 IVU百貝汛。 列連續捲積解碼方法、。 其中該解碼是根據—並 其中該解碼是根據一串 其中該解碼是根據_捲 其中該解碼是根據一區 20.如申請專利範圍第9項之方法 列連續捲積解碼方法。 21·如申請專利範圍第9項之方法 積解碼方法。 22. 如申請專利範圍第9項之方法 塊解碼方法。 績捲…法’而且其;;最===: 23. 如申請專利範圍第9項之方法 81661-960730.doc 1292271 + 以解碼的對數比（LLRS)。 24_如申請專利範圍第9項之 線的解碼是根據-相對解碼方法用於每個傳輸天 25. 如中請專利範圍第9項之方法，其中該等複數 號是根據一非格雷調變方法而取得。 k付 26. :申請㈣範圍第9項之方法，：;每個傳輸天線的兮 等調變付毅根據-相對調變方法而取得。…/ 27· -種用於無線通訊系統之接收器單元，其包含： 一偵測器，其可接收複數個傳送編碼位元：複數個， 變符號，根據該等接收的調變符號與該等編碼位元的= 二演繹資訊來取得該等編碼位元的軟決定符號，而且根 決定符號與該第二演繹資訊來取得該等編碼 位兀的苐一演繹資訊；及 ^ ★至少一解碼器，其可將該第一演繹資訊解碼以取得 該第二演繹資訊’及部份根據該第二演繹資訊來決定該 等傳輸編碼位元的解碼位元，及 二其中在決定該等解碼位元前，該第一演繹資訊是透過 该偵測器取得，及透過至少一解碼器解碼複數次。 28_如申請專利範圍第27項之接收器單元，其進一步包含： 一解交錯器，其可將該第一演繹資訊解交錯，其^該 解交錯的第一演繹資訊是透過至少一解碼器解碼；及 一交錯器，其可將該第二演繹資訊交錯，其中該交錯 的第二演繹是由該偵測器使用，以取得該等軟決定符號。 29·如申請專利範圍第27項之接收器單元，其中該等軟決定 81661-960730.doc 30. 31. 32. 33. 34. 35. 36. 符號是表示該等編碼位元的對數比（LLRs)。 如申請專利範圍第29項之接收器單元，其中該偵測器可 使用一雙最大近似值來取得該等編碼位元的1^乙以。 如申請專利範圍第27項之接收器單元，其中該偵測器的 進步操作可透過使其他傳輸天線的該等調變符號無 效而復原每個傳輸天線的該等調變符號，並且根據該傳 輸天線的該等接收調變符號與該第二演繹資訊來取得 從每個傳輸天線傳送的該等編碼位元的該等軟決定符 號。 如申請專利範圍第31項之接收器單元，其中該㈣器的 進二步操作是預先將該等接收的調變符號乘以複數個 無效矩陣，以取得每個傳輸天線的複數個頻率子通道的 該等復原調變符號。 如申請專利範圍第31項之接收器單元，其中該债測器的 步操#是根據該等干擾取消調變符號來取诮由於 每個傳輪天線的該等復原調變符號的干擾，及除了最後 傳輸天線之外’將每個隨後傳輸天線的該等調變符號復 原。 如申請專利範圍第27項之接收器單元，其中一解碼器是 提供給由該接收器解碼的每個獨立編褐資料流。 如申請專利範圍第27項之接收器單元，其中二少一解 碼器的操作是在該第—演繹資訊上執行連續捲積解碼。 如申請專利範圍第27項之接收器單元，其中該至少一解 碼器可實施一最大歸納（MAP)解碼演算法。 81661-960730.doc
37·如I請專利範圍第27項之接收器單元n步包含： 通道孑估盗，其可評估複數個調變符號被接收的通 訊通道的一或多個特性；及 一發射器單元，其操作可處理及傳送表示評估通道特 性的通道狀態資訊。 38· ^申，專利範圍第37項之接收器單元，其中該通道狀態 ，訊疋表示用於母個傳輸天線的一特殊編碼與調變方 法。 =申印專利範圍第37項之接收器單元，其中該通道狀態 ί Λ疋表不用於所有傳輸天線的一特殊編碼與調變方 法。 如申叫專利範圍第27項之接收器單元，其中該無線通訊 系統是一多重輸入多重輸出（ΜΙΜ〇)系統，以實施正交 頻率分割多工（OFDM)。 41·—種終端機包含如申請專利範圍第27項之接收器 42 _ ~ yu 種基地台包含如申請專利範圍第27項之接收器單元。 種存取點包含如申請專利範圍第27項之接收器單元。 44 — •—種用於無線通訊系統之接收器裝置，其包含： 接收裝置，用以接收經由複數個傳輸天線的複數個頻 率子通道傳送的複數個編碼位元的複數個調變符號； 取得裝置，用以根據該等取得的調變符號與該等編碼 4元的第一 >貝绎 > 訊來取得該等編碼位元的軟決定符 號； 取得裝置，用以根據該等軟決定符號與該第二演繹資 81661-960730.doc 129227Γ 讯來取得該等編碼位元的第一演繹資訊； 解碼裝4，用以將該第一演繹資訊解石馬，以取得該第 二演绎資訊，其中該第—演繹資訊可取得及解碼複數次 ，·及 決定裝置，其可部份根據該第二演繹資訊來決定該等 傳輸編碼位元的解碼位元。 45·如申請專利範圍第44項之接收器裝置，其進一步包含： 復原裝置，其可透過使其他傳輸天線的該等調變符號 無效而將每個傳輸天線的該等調變符號復原，及 其中從每個傳輸天線傳送的該等編碼位元的該等軟 決定符號是根據該傳輸天線的該等復原的調變符號與 該傳輸天線的該第二演繹資訊而取得。 46. 如申請專利範圍第44項之接收器裝置，其進一步包含： 解交錯裝置，用以將該第一演繹資訊解交錯，其中該 解交錯的第一演繹資訊是被解碼；及 交錯裝置，用以將該第二演繹資訊交錯，其中該交錯 的第二演繹是用來取得該等軟決定符號。 47. —種在無線通訊系統中用於傳送資料之方法，其包含： 收收通道狀態資訊（CSI)，其表示用於資料傳輸的通 訊通道的一或多個特性； 選取一或多個編碼方法及一或多個調變方法，以根據 該接收的CSI而用於資料傳輸； 根據一或多個選取的編碼方法來處理資料，以提供編 碼的資料； 81661-960730.doc 網 2271 根據一或多個選取的調變方法將該編碼資料調變，以 提供複數個調變符號流；及 產生複數個調變符號流的複數個調變信號，及 其中該CSI是根據疊代偵測及在一或多個接收器上接 收的複數個調變信號的解碼而在一或多個接收器上取 得。 。 48·如申請專利範圍第47項之方法，其進一步包含： 根據一或多個交錯方法而將該編碼資料交錯，而且其 中該交錯的資料可調變。 〃 49· 一種用於無線通訊系統之發射器，其包含： 一傳輸資料處理器，其是根據一或多個編碼方法來處 理資料，以提供編碼資料；及 一凋變器，其是根據一或多個調變方法而將該編碼資 料調變，以提供複數個調變符號流，並且產生複數個調 變符號流的複數個調變信號，及 其中该專編碼與調變方法是根據在一或多個接收器 上接收的複數個調變信號的疊代偵測及解碼而根據在 一或多個接收器上取得的通道狀態資訊（CSI)來選取。 50.如申請專利範圍第49項之發射器，其中該傳輸資料處理 器的進一步操作是根據一或多個交錯方法而將該編碼 資料父錯，而且其中該交錯資料是透過該調變器調變。 51·如申請專利範圍第50項之發射器，其中一交錯方法是用 於每個調變符號流。 52.如申請專利範圍第50項之發射器，其中一交錯方法是用 81661-960730.doc
其中該編碼資料是隨 其中該編碼資料是隨 於每群的一或多個調變符號流。 53·如申請專利範圍第5〇項之發射器 時間與空間交錯。 54·如申請專利範圍第5〇項之發射器 時間、頻率、與空間交錯。 认如中請專利範圍第49項之發射器，其進—步包含·· 一控制器’其是根據接收的CSI來接收該CSI及選取該 等編碼與調變方法。
56. 如申請專利範圍第5〇項之發射器，其進一步包含： 控制器，其疋根據該接收的CSI而接收該CSI及選取 該等編碼、交錯、與調變方法。 57. 如申請專利範圍第49項之發射器，其中該一或多個編碼 方法包含一並列連續捲積碼。 58. 如申請專利範圍第49項之發射器，其中該等一或多個編 碼方法包含一串列連續捲積碼。 59·如申請專利範圍第49項之發射器，其中該等一或多個編 碼方法包含一捲積碼。
60·如申請專利範圍第49項之發射器，其中該等一或多個編 碼方法包含一區塊碼。 61. 如申請專利範圍第49項之發射器，其中該等一或多個調 變方法是非格雷調變方法。 62. 如申請專利範圍第49項之發射器，其中該等一或多個調 變方法是反格雷調變方法。 63. 如申請專利範圍第49項之發射器，其中一個別編碼方法 81661-960730.doc -10- 修(更)正替機，頁I 與-個別調變方法是用於複數個調變信號的每一者。 64. 如申請專利範圍第5〇項之發射器，其中一個別編 …個別交錯方法、及-個別調變方法是心該等複數 個調變信號的每一者。 歎 65. 如申請專利範圍第49項之發射器，其中一通常編碼方法 及一通常調變方法是用於該等複數個調變信號❶ 66. 如申請專利範圍第5〇項之發射器，其中一通常編碼方法 、-通常交錯方法、與一通常調變方法是用於該等複數 個調變信號。 67· —種用於無線通訊系統之發射器裝置，其包含： 處理裝置，其是根據一或多個編碼方法來處理資料， 以提供編碼的資料； 調變裝置，其是根據一或多個調變方法來調變編碼資 料’以提供複數個調變符號流； 產生裝置，用以產生複數個調變符號流的複數個調變 信號，及 其中該等編碼、交錯與調變方法是根據在一或多個接 收器上接收的複數個調變信號的疊代偵測及解碼而在 一或多個接收器上取得的通道狀態資訊（CSI)而選取。 68·如申請專利範圍第67項之發射器裝置，其進一步包含： 父錯裝置’其是根據一或多個交錯方法而將編碼資料 交錯，以提供複數個編碼與交錯資料流，而且其中該交 錯資料是被調變。 81661-960730.doc
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