KR100933053B1 - 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 및 이를 이용한 신호검출 방법 - Google Patents

다중 입출력 통신 시스템의 수신기 및 이를 이용한 신호검출 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 및 이를 이용한 신호 검출 방법에 관한 것이다.
채널 부호화 기법이 적용된 다중 입출력 기반 통신 시스템에서 수신기를 이용하여 신호를 검출하기 위하여 간섭 제거를 수행할 때, 검출 신호의 연판정 값을 이용하여 간섭 제거를 수행한다. 또한, 간섭 제거시 발생하는 간섭 제거 오차에 각 단계시 검출된 심볼의 정확도에 기인한 가중치를 부여하여 각 단계별 신호 검출과 채널 복호 과정을 위한 입력 값을 결정한다.
이와 같이 채널 복호기 입력 로그 우도 비 값을 이용한 간섭 제거를 수행하면, 고성능/저복잡도의 수신기를 구현할 수 있으며, 단계적으로 신호를 검출할 때 각 검출 단계별 비트 오율 성능에 비례한 가중치를 적용하면 오류 전파 문제를 해결할 수 있다.
채널 부호화, 연판정, 간섭 제거, 신호 검출, 복호화, 가중치

Description

다중 입출력 통신 시스템의 수신기 및 이를 이용한 신호 검출 방법{System and Method for signal detection MIMO communication system}
본 발명은 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 및 신호 검출 방법에 관한 것으로, 보다 자세하게는 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 및 이를 이용한 신호 검출 방법에 관한 것이다.
통신 시스템의 기술 중 가장 중요한 기술 중 하나인 다중 안테나(MIMO: Multi-Input Multi-Output) 기술은 대용량 정보를 높은 신뢰도로 전송하기 위해 송수신단에 다중 안테나는 사용하는 기법이다. 이때 다중 안테나를 통해 정보를 전송하는 방법으로는, 독립적인 송신 신호를 동일한 송신 전력으로 전송하여 많은 양의 정보를 전송하는 공간 다중화(spatial multiplexing) 방법과, 하나의 정보로부터 각각 다른 심볼을 생성한 후 전송하여 다이버시티(diversity) 효과 및 부호 이득을 가질 수 있는 시공간 부호화(space-time coding) 방법으로 나눌 수 있다.
한편 공간 다중화 방식 중 하나인 블라스트(BLAST: Bell Labs Layered Spact-Time)에 따른 신호 검출 기법은 신호를 검출하고 간섭을 제거할 때 이전에 검출된 데이터 심볼에 대한 판정 오류가 발생하는 경우, 오류 전파(Error Propagation) 문제가 발생하며 이는 안테나의 성능 열화를 초래한다. 또한, 블라스트에 따른 신호 검출 기법은 이전에 검출된 심볼의 경판정을 통해 단계적인 신호 검출/간섭 제거를 반복해야만 한다.
이때 경판정에 따른 오류 전파 문제는 채널 복호 과정에서 더욱 심각한 오류 전파 문제를 발생시킨다. 즉, 채널 복호 과정시 에러 정정 능력을 넘는 범위의 오류 전파는 버스트 오류(burst error)를 야기하며, 이는 시스템의 심각한 성능 열화를 야기한다. 또한, 경판정은 채널 복호기 입력 신호에 대한 확률적인 신뢰도(LLR(Log Likelihood Ratio, 로그 우도 비) 값의 정확도)가 무시되기 때문에 채널 코딩이 결합된 시스템에서는 성능 열화의 주된 요인이 된다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 채널 부호화가 적용된 다중 안테나 통신 시스템을 위한 수신기 및 이를 이용한 신호 검출 방법을 제공한다.
또한, 본 발명은 낮은 복잡도를 가지면서 시스템의 성능 열화를 적게 하는 수신기 및 이를 이용한 신호 검출 방법을 제공한다.
상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 특징인 수신기는, 채널 코딩이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 수신기에 있어서,
다수의 수신기로 입력된 신호를 신호 검출 순위에 따라 단계적으로 검출하여 병렬의 신호 열로 출력하는 신호 검출기; 상기 신호 검출기로부터 출력된 병렬의 신호열을 입력받아 해당 신호열로부터 로그 우도 비 값을 계산하여 추출하는 로그 우도 비 추출기; 상기 추출된 로그 우도 비 값을 이용하여 상기 신호 열에 대한 사전 확률을 계산하여 연판정 비트 정보를 출력하는 연판정 심볼 추출기; 및 상기 출력된 연판정 비트 정보를 토대로 상기 병렬의 신호 열을 복호하여, 송신 신호를 복원하여 출력하는 복호기를 포함한다.
상기 본 발명의 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 특징인 신호 검출 방법은, 채널 코딩이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 수신기를 통해 송신 신호를 검출하는 방법에 있어서,
다수의 수신기로 입력된 수신 신호에 대한 신호 검출 순서를 결정하는 단계; 상기 신호 검출 순서를 토대로 선형 검출 계수를 구하고, 상기 선형 검출 계수를 토대로 선형 검출 신호를 출력하는 단계; 상기 선형 검출 신호를 토대로 로그 우도 비 값을 계산하고, 상기 로그 우도 비 값을 이용하여 연판정 값을 계산하는 단계; 및 상기 수신 신호로부터 상기 연판정 값을 이용하여 간섭을 제거한 후 상기 송신 신호를 검출하는 단계를 포함한다.
전술한 실시예에 따르면, 채널 복호기 입력 로그 우도 비 값을 이용한 간섭 제거를 수행하여, 고성능/저복잡도의 수신기를 구현할 수 있다.
또한, 단계적 신호 검출시 각 검출 단계별 비트 오율 성능에 비례한 가중치를 적용하여 오류 전파 문제를 해결할 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함" 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
본 명세서에서 이동국(Mobile Station, MS)은 단말(terminal), 이동 단말(Mobile Terminal, MT), 가입자국(Subscriber Station, SS), 휴대 가입자국(Portable Subscriber Station, PSS), 사용자 장치(User Equipment, UE), 접근 단말(Access Terminal, AT) 등을 지칭할 수도 있고, 이동 단말, 가입자국, 휴대 가입자 국, 사용자 장치 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
본 명세서에서 기지국(Base Station, BS)은 접근점(Access Point, AP), 무선 접근국(Radio Access Station, RAS), 노드B(Node B), 송수신 기지국(Base Transceiver Station, BTS), MMR(Mobile Multihop Relay)-BS 등을 지칭할 수도 있고, 접근점, 무선 접근국, 노드B, 송수신 기지국, MMR-BS 등의 전부 또는 일부의 기능을 포함할 수도 있다.
본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 및 복호화 방법을 설명하기 앞서, 도 1 및 도 2를 참조로 일반적인 다중 입출력 통신 시스템의 송수신기 구조에 대하여 설명하기로 한다.
도 1은 일반적인 채널 부호화 기법이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 송신기 구조도이며, 도 2는 일반적인 채널 부호화 기법이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 구조도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 채널 부호화 기법이 적용된 일반적인 다중 안테나 통신 시스템의 송신기는 부호기(10), 인터리버(Interleaver)(20), 매퍼(Mapper)(30) 및 직/병렬 변환기(Serial to Parallel Converter)(40)를 통해 변조된 입력 데이터 성분이 다수 개(N)의 다중 안테나를 통해 수신기로 전송된다. 즉, 입력 데이터 신호열(b)을 부호기(10)를 이용하여 부호화된 비트열(c)로 출력하고, 이를 인터리버(20)에서 인터리빙을 수행하여 인터리빙된 비트열(
Figure 112007051152690-pat00001
)을 얻는다.
인터리빙된 비트열(
Figure 112007051152690-pat00002
)을 변조하기 위해 먼저 매퍼(30)는 인터리빙된 비트열(
Figure 112007051152690-pat00003
)을 N·q 비트씩 분할하고, 인터리버(20)는 매퍼(30)에서 생성된 송신 신호 x를 변조한다. 여기서 N은 송신 안테나 수, q는 변조 방식에 따른 변조 심볼당 비트수를 의미한다. 예를 들어 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying, 직교 위상 편이 변조) 방식을 사용하는 경우 q = 2가 된다. 또한, 매퍼(30)는 2q차 매퍼를 이용한다.
매퍼(30)에서 변조된 신호는 직/병렬 변환기(40)에서 병렬 신호로 변환된 후, 동일한 전력을 갖는 다수의 송신 안테나를 통해 수신기로 전송된다. 이때 송신 신호는 x = [x1, x2, …, xN]T로 정의하며, M×N 채널 행렬을 H = [h1, h2 …, hN]라 표현한다. 여기서 N, M은 각각 송신 안테나의 수와 수신 안테나의 수를 나타내며, T는 전치 연산자를 나타낸다.
도 1의 송신기를 통해 송신된 송신 신호는 도 2에 도시된 바와 같이 다수 개(M)의 수신 안테나를 통해 수신되며, 수신된 신호 성분은 신호 검출기(50)와 채 널 복호기 입력을 위한 병/직렬 변환기(60), 로그 우도 비 추출기(70), 역 인터리버(80) 및 복호기(90)를 거쳐 원 송신 신호로 복원된다.
수신 안테나를 통해 수신된 신호는 y = [y1, y2, …, yM]T라고 표현하며, 수신 신호(y)는 다음 수학식 1과 같은 관계식이 성립한다.
y = Hx + n
여기서, x는 E[xxH] = Es·I 이며, n은 평균이 0, 분산이
Figure 112009009332459-pat00004
인 M × 1의 가산 백색 정규분포 잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise) 벡터이다. 여기서 I는 항등행렬을 의미하며, E[·]은 기대값을 의미한다.
수학식 1과 같이 성립된 수신 신호(y)는 신호 검출기(50)와 병/직렬 변환기(60)를 거쳐 로그 우도 비 추출기(70)로 입력되며, 로그 우도 비 추출기(70)는 수신 신호(y)에 대한 연판정 비트 정보를 추출한다. 로그 우도 비 추출기(70)에서 추출되는 연판정 비트 정보는 채널 복호기의 성능을 개선시키기 위해 필요하다. 로그 우도 비 추출기(70)를 통과한 수신 신호(y)는 역인터리버(80)로 입력되어 역인터리빙되고, 복호기(90)로 입력되어 원 송신 신호로 복원된다.
이때 연판정 비트 정보는 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 방식을 통해 추출되므로, 시스템 구현을 위한 복잡도는 변조 지수에 송신 안테나수(N)의 지수 승(변조 지수N)으로 증가하며, 이에 따라 수신기 구현에 어려움이 있다. 따라서 낮은 복잡도 수신기 구현을 위해 주로 선형 검출 기법을 이용하는 방식이 사용된다. 그러나 선형 검출 기법은 최대 우도 방식에 비해 성능의 열화가 필연적으로 발생한다. 낮은 복잡도 구현을 가능하게 하며, 성능 향상을 위한 또 다른 방법으로 블라스트 신호 검출 기법이 존재한다.
블라스트 신호 검출 기법은 다중 안테나로 전송된 신호의 단계적 신호 검출 및 검출된 신호를 이용한 단계적인 간섭 제거를 수행하여 검출 신호의 신뢰도를 향상시킨다. 그러나, 일반적인 블라스트 신호 검출 기법은 단계적인 신호 검출 및 간섭 제거시, 이전 검출된 데이터 심볼에 대한 판정 오류가 발생하는 경우 오류 전파 문제가 발생하여 성능의 열화를 초래한다.
그러므로 본 발명의 실시예에서는 성능의 열화를 줄일 수 있는 수신 장치를 제안하며, 이는 도 3을 참조로 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 기법 및 복호화 기법이 적용된 채널 부호화 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 블록도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 수신기는 신호 검출기(100), 로그 우도 비 추출기(200), 연판정 심볼 추출기(300), 병/직렬 변환기(400), 역인터리버(500) 및 복호기(600)를 포함한다.
신호 검출기(100)는 송신기로부터 전송되는 데이터 심볼을 M개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 처리하여 병렬의 신호 열을 검출한다. 이때 신호는 미리 정의된 신호 검출 순위에 따라 높은 검출 순위를 갖는 신호부터 단계적으로 검출한다. 신호 검출기(100)에 대해서는 도 4를 참조로 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출기의 상세 블록도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 신호 검출기(100)는 검출 순서 결정 모듈(110), 합산 모듈(130-1 ∼ 130-(N-1)) 및 다수의 선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N)을 포함한다.
검출 순서 결정 모듈(110)은 다중 수신 안테나를 통해 수신된 데이터 심볼로부터 신호를 검출하기 위한 검출 순서를 결정한다. 신호 검출 순서를 결정하기 위해서는 병렬의 신호 열 별로 에러 코드를 결정하고, 결정된 에러 코드 중 에러 값이 가장 작은 값부터 신호를 검출한다. 이때 신호 검출 순서는 일반적인 사항으로, 본 발명의 실시예에서는 상세한 설명을 생략하기로 한다.
선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N)는 선형 검출 계수(w)를 계산하고, 계산된 선형 검출 계수(w)를 이용하여 선형 검출 신호(x)를 검출한다. 선형 검출 계수(w)를 계산하는 방법에 대해서는 하기에서 설명하기로 한다.
합산 모듈(130-1 ∼ 130-(N-1))은 검출 순서 결정 모듈(110)에서 출력된 신호 검출 순서와 연판정 심볼 추출기(300)에서 출력된 심볼의 평균 값을 합산하여 선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N)로 입력될 수신 신호 벡터(y)를 출력한다.
다음 상기 도 3에 도시된 로그 우도 비 추출기(200)는 신호 검출기(100)로부터 출력된 병렬의 신호열을 입력 받아 로그 우도 비를 추출한다. 여기서 로그 우도 비 추출기(200)는 계층별로 병렬의 신호열로부터 로그 우도 비를 추출하며, 로그 우도 비 추출기(200)의 수는 선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N)의 수와 동일하게 구현한다. 또한, 로그 우도 비 추출기(200)는 검출 순서 결정 모듈(110)에서 결정된 신호 검출 순서에 따른 각 전송 안테나의 심볼간 비트 오율에 근거하여 로그 우도 비를 계산한다.
연판정 심볼 추출기(300)는 로그 우도 비 추출기(200)로부터 출력된 로그 우도 비 값을 이용하여 병렬 신호인 심볼의 평균 값을 계산한다. 연판정 심볼 추출기(300)의 수도 선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N) 및 로그 우도 비 추출기(200)의 수와 동일하게 구현한다. 본 발명의 실시예에서는 연판정 심볼 추출기(300)를 추가 로그 우도 비(Extrinsic LLR) 값을 이용하여 심볼의 평균 값을 계산하는 것을 예로 하여 설명하나, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
병/직렬 변환기(400)는 로그 우도 비 추출기(200)로부터 출력된 병렬 신호를 직렬 신호로 변환하여 출력한다. 역인터리버(500)는 병/직렬 변환기(400)로부터 출력된 직렬 신호는 입력받아 미리 정의된 규칙에 의해 역인터리빙을 수행하여 변조된 신호의 비트 위치를 인터리빙 이전의 원래의 순서대로 바꾸어 출력한다.
복호기(600)는 역인터리버(500)로부터 출력된 직렬 신호를 로그 우도 비 추출기(200)로부터 추출된 연판정 비트 정보에 기초하여 개별 비트들을 복호하여, 송신기에서 전송된 원본 데이터인 송신 신호를 복원하여 출력한다.
본 발명의 실시예에 따른 수신기를 이용하여 송신 신호를 검출하는 방법에 대해서는 도 5를 참조로 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 수신기를 이용한 신호 검출 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 먼저 다수의 안테나를 통해 신호를 수신(S100)하면, 검출 순서 결정 모듈(110)에서는 신호 검출을 위한 순서를 결정(S110)한다. 여기서 블라스트 검출 순서에 따라 검출 순서 결정 모듈(110)에서 결정된 신호의 단계적 검출 순서를 [i1, i2, …, in, … iN]라 정의하고, 다수의 수신 신호 중 k번째 신호를 검출한다고 가정한다. k번째 신호를 검출하기 위한 수신 신호 벡터는 합산 모듈(130-1 ∼ 130-(N-1))과 연판정 심볼 추출기(300)를 이용하여 다음 수학식 2와 같이 결정된다.
Figure 112007051152690-pat00005
여기서
Figure 112007051152690-pat00006
는
Figure 112007051152690-pat00007
, 미 검출된 송신 신호 벡터
Figure 112007051152690-pat00008
는
Figure 112007051152690-pat00009
, 기 검출된 신호 벡터
Figure 112007051152690-pat00010
는
Figure 112007051152690-pat00011
로 정의할 수 있다.
수학식 2를 이용하여 k번째 신호를 검출하기 위해 필요한 선형 검출 계수(wk)를 계산(S120)하며, 이때 선형 검출 계수(wk)는 k번째에 위치하는 선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N)을 이용하여 다음 수학식 3과 같이 계산된다. 본 발명의 실시예에서는 선형 검출 계수를 MMSE(Minimum Mean Square Error, 최소 평균 자승 오 류)를 예로 하여 계산하며, 반드시 이와 같이 한정되는 것은 아니다.
Figure 112007051152690-pat00012
수학식 3과 같이 계산된 선형 검출 계수(wk)를 이용하여 선형 검출 모듈(120-1 ∼ 120-N)로부터 출력된 출력 신호는 다음 수학식 4와 같이 표현한다.
Figure 112007051152690-pat00013
여기서
Figure 112009009332459-pat00014
는 zk에 대한 평균으로
Figure 112009009332459-pat00015
으로 표현된다. zk는 선형 검출 신호를 의미한다.
다음으로 수학식 2에 나타낸 수신 신호 벡터의 간섭을 제거한다. 일반적으로 블라스트 검출 기법에서는 수신 신호 벡터의 간섭을
Figure 112009009332459-pat00016
을 이용하여 제거하며,
Figure 112009009332459-pat00017
는 경판정 값을 이용하여 계산되었다. 그러나 본 발명의 실시예에서는 전송 심볼에 대한 연판정(또는 심볼 평균값) 값을 계산(S150)하고, 이를 이용하여 간섭을 제거(S160)하며, 연판정 값과 가중치를 이용하여 간섭이 제거된 신호를 복호화 하여 송신 신호를 검출(S170)한다. 이를 위해 연판정 심볼 추출기(300)는 로그 우도 비 추출기(200)의 출력 값인 로그 우도 비 값을 이용하여 다음 수학식 5를 계산한다.
Figure 112007051152690-pat00018
여기서 Pr[xk = x]은 송신 신호 xk의 사전 확률을 나타내며, 다음 수학식 6과 같이 로그 우도 비 값으로부터 계산된다.
Figure 112007051152690-pat00019
다음 로그 우도 비 추출기(200)에 대해 살펴보면, 로그 우도 비 추출기(200)로부터 출력된 로그 우도 비 값이 채널 복호기(600)로 입력되어 사용될 뿐만 아니라, 연판정 심볼 추출기(300)로 입력된다. 먼저 로그 우도 비는 다음 수학식 7과 같이 정의된다.
Figure 112007051152690-pat00020
여기서
Figure 112007051152690-pat00021
이고, 근사식
Figure 112007051152690-pat00022
을 이용하여 근사화된다.
수학식 4의 zk 성분에 대한 평균과 분산 값을 이용한 수학식 7의 계산은, 기 결정된 판정값의 간섭 제거에 따른 오류 성분의 계산이 요구된다. 참고로 일반적인 블라스트 검출 기법에서는 수학식 4의 기 판정 오류에 대한 성분을 무시하여 채널 복호기 입력 로그 우도 비율을 계산한다. 또한, 일반적인 블라스트 검출 기법은 경판정 값을 이용하여 단계적 신호 검출 과정을 수행하기 때문에, 경판정 값은 간섭 제거시의 오류를 무시하게 되고, 이에 따라 성능 열화가 발생된다.
그러나 본 발명의 실시예에 따른 로그 우도 비 추출기(200)에서는 각 검출 순서에 따른 각 계층간 비트 오율에 근거하여 로그 우도 비 율 값을 계산(S140)한다. 이와 같은 방법을 이용하면 계산하기 어려운 오류 성분을 계산하지 않아도 되기 때문에 성능 열화를 방지할 수 있다.
또한, 확률 값에 의거한 연판정을 이용하여 간섭 제거가 수행된다면, 채널 복호 과정에서 버스트 에러로 발생되는 오류 전파 문제를 감소시킬 수 있다. 또한, 연판정 복호기가 경판정 복호기에 비해 대략 3dB의 성능 이득이 있음은 이미 알려진 사항이므로, 연판정을 사용하면 시스템의 성능이 좋아짐을 알 수 있다.
다음은 본 발명의 실시예에 따라 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나가 적용된 다중 입출력 통신 시스템에서 블라스트 검출 기법의 각 계층별 비트오율 성능 결과에 대하여 도 6을 참조로 설명하기로 한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 다중 입출력 통신 시스템에서 블라스트 검출 기법의 각 계층별 비트오율 성능 결과를 나타낸 그래프이다.
도 6의 가로축(x축)은 Eb/No을 세로축(y축)은 비트오율을 나타낸다. 도 6의 일반적인 블라스트 검출 기법의 비트 오율(채널 부호기 미 적용)에서도 볼 수 있듯이, 각 검출 순서에 따른 비트 오율은 각 계층의 초기 신호대 잡음비(단계별 신호 검출이 아닌 선형 검출 출력)에 반비례한다. 즉, 각 계층의 비트 오율은
Figure 112009009332459-pat00023
의 관계에 있고, 여기서 SNRk는 다음 수학식 8과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112007051152690-pat00024
수학식 7의 신호대 잡음비 성분과
Figure 112007051152690-pat00025
을 수학식 8로 대치하여 다음 수학식 9와 같이 로그 우도 비 추출기(200)는 로그 우도 비 율을 계산한다.
Figure 112007051152690-pat00026
여기서
Figure 112007051152690-pat00027
는 수학식 4에서 구해지며, 수학식 9의 두 번째 식은 본 발명의 실시예로서
Figure 112007051152690-pat00028
로 구해진다.
다시 말하면, 일반적으로 오류 성분이 얼마인지 모르기 때문에 수학식 4의 두 번째 행의 세 번째 텀(term)에 대한 오류 분산 성분의 정확한 계산은 어렵다. 따라서 수학식 7의 SNR 계산 시 분산 성분을 정확하게 계산하기 위해서는 매우 복잡한 과정을 필요로 한다.
그러나, 본 발명의 실시예에 따른 단계적 신호 검출의 경우, 도 6에 도시된 바와 같이 초기 검출된 심볼의 오류 확률이 가장 작으며, 반대로 신호대 잡음 비가 가장 큰 것을 알 수 있다. 즉,
Figure 112007051152690-pat00029
의 관계가 성립하기 때문에 이를 이용하여 수학식 9에 나타낸 바와 같이 수학식 7의 신호대 잡음 비 값을 대치한다. 수학식 7과 수학식 9를 비교해보면 상기에서 설명한 바와 같이 오류 분산 성분에 대한 계산이 필요하지 않기 때문에, 수학식 8과 같이 간단히 계산됨을 알 수 있으며, 이에 따라 본 발명의 실시예에서는 로그 우도 비 추출기(200)에서 계층간 비트 오율을 근거하여 로그 우도 비를 계산한다.
다음은 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나가 적용된 다중 입출력 통신 시스템과 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나가 적용된 다중 입출력 통신 시스템에서의 비트오율 성능에 대하여 도 7 및 도 8을 참조로 설명하기로 한다.
도 7 및 도 8은 각각 2개의 송수신 안테나와 4개의 송수신안테나 시스템에 QPSK와 16QAM 변조 기법이 적용된 경우의 블라스트 기법과 본 발명의 실시예에 따른 검출 기법 및 채널 복호 기법의 비트 오율 성능에 대하여 도시한 것으로써, 실험을 위해 오류 정정 부호는 생성 다항식이 (133, 171)8, 부호화 율 R = 1/2인 동일한 길쌈 부호를 사용하였다.
도 7 및 도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 비트오율은 Eb/No의 증가에 따라, 일반적인 수신기보다 성능이 개선됨을 알 수 있다.
여기서, 전술한 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체 역시 본 발명의 범주에 포함되는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
도 1은 일반적인 채널 부호화 기법이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 송신기 구조도이다.
도 2는 일반적인 채널 부호화 기법이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 구조도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 신호 검출 기법 및 복호화 기법이 적용된 채널 부호화 다중 입출력 통신 시스템의 수신기 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 단계적 신호 검출기의 상세 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 수신기를 이용한 신호 검출 방법을 나타낸 흐름도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 다중 입출력 통신 시스템에서 블라스트 검출 기법의 각 계층별 비트오율 성능 결과를 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 제1 실시예에 따른 신호 검출 기법 및 복호화 기법에 따른 비트오율 성능과 일반적인 블라스트 검출 기법의 비트오율 성능을 비교한 그래프이다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 신호 검출 기법 및 복호화 기법에 따른 비트오율 성능과 일반적인 블라스트 검출 기법의 비트오율 성능을 비교한 그래프이다.

Claims (13)

  1. 채널 코딩이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 수신기에 있어서,
    다수의 수신 안테나로 입력된 신호를 신호 검출 순위에 따라 단계적으로 검출하여 병렬의 신호 열로 출력하는 신호 검출기;
    상기 신호 검출기로부터 출력된 병렬의 신호열을 입력받아 상기 다수의 수신 안테나의 심볼간 비트 오율을 토대로 로그 우도 비를 추출하여 병렬의 신호열 및 로그 우도 비 값을 출력하는 로그 우도 비 추출기;
    상기 출력된 로그 우도 비 값을 이용하여 병렬 신호인 심볼의 평균 값을 계산하는 연판정 심볼 추출기; 및
    상기 병렬의 신호열이 변조되어 생성된 직렬 신호로부터 송신 신호를 복원하여 출력하는 복호기
    를 포함하는 수신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 신호 검출기는,
    상기 수신 안테나로 입력된 신호로부터 상기 송신 신호를 검출하기 위하여 신호 검출 순서를 결정하는 검출 순서 결정 모듈;
    상기 결정된 신호 검출 순서에 대응되는 병렬의 신호열로부터 선형 검출 계수를 계산하고, 계산된 선형 검출 계수를 이용하여 선형 검출 신호를 검출하는 선형 검출 모듈; 및
    상기 검출 순서 결정 모듈에서 출력된 신호 검출 순서와 상기 연판정 심볼 추출기에서 출력된 심볼의 평균 값을 합산하여, 상기 선형 검출 모듈로 입력될 수신 신호 벡터를 출력하는 합산 모듈
    을 포함하는 수신기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 선형 검출 모듈로부터 출력된 선형 검출 신호는, 상기 선형 검출 신호 에 대한 평균 값과 분산 성분의 합으로 이루어진 수신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 로그 우도 비 추출기는 상기 송신 신호를 전송한 전송 안테나의 심볼간 비트 오율에 근거하여 로그 우도 비 값을 계산하는 수신기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 비트 오율은 상기 전송 안테나의 초기 신호대 잡음비에 반비례하는 수신기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 신호 열에 대한 사전 확률은 상기 로그 우도 비 추출기로부터 추출된 로그 우도 비 값을 이용하여 상기 병렬의 신호열에 대한 심볼의 평균 값으로부터 계산되는 수신기.
  7. 채널 코딩이 적용된 다중 입출력 통신 시스템의 수신기를 통해 송신 신호를 검출하는 방법에 있어서,
    다수의 수신기로 입력된 수신 신호에 대한 신호 검출 순서를 결정하는 단계;
    상기 신호 검출 순서를 토대로 선형 검출 계수를 구하고, 상기 선형 검출 계수를 토대로 선형 검출 신호를 출력하는 단계;
    상기 선형 검출 신호를 토대로 로그 우도 비 값을 계산하고, 상기 로그 우도 비 값을 이용하여 연판정 값을 계산하는 단계; 및
    상기 수신 신호로부터 상기 연판정 값을 이용하여 간섭을 제거한 후 상기 송신 신호를 검출하는 단계
    를 포함하며,
    상기 로그 우도 비 값은 상기 신호 검출 순서와 상기 신호 검출 순서에 따른 계층별 비트 오율을 토대로 구해지는 신호 검출 방법.
  8. 삭제
  9. 제7항에 있어서,
    상기 로그 우도 비 값은,
    상기 송신 신호를 전송한 전송 안테나의 심볼간 가중치와 상기 전송 안테나 심볼간 비트 오율을 통해 계산되는 신호 검출 방법.
  10. 삭제
  11. 제7항에 있어서,
    상기 연판정 값은,
    상기 송신 신호의 사전 확률을 통해 계산되며, 상기 사전 확률은 상기 로그 우도 비 값을 통해 계산되는 신호 검출 방법.
  12. 삭제
  13. 제7항에 있어서,
    상기 송신 신호를 검출하는 단계는,
    상기 로그 우도 비 값을 입력받는 단계;
    상기 연판정 값을 이용하여 상기 수신 신호로부터 간섭을 제거하는 단계;
    상기 로그 우도 비 값을 토대로 상기 간섭이 제거된 병렬 신호를 직렬 신호 로 변환하고, 역 인터리빙을 수행하는 단계; 및
    상기 역인터리빙이 수행된 직렬 신호를 상기 로그 우도 비 값을 이용하여 복호하여 상기 송신 신호를 검출하는 단계
    를 포함하는 신호 검출 방법.
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