KR100911424B1

KR100911424B1 - 프리코딩을 통해 로그-우도 비율을 결정하기 위한 방법 및장치

Info

Publication number: KR100911424B1
Application number: KR1020047008191A
Authority: KR
Inventors: 알록 구푸타
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2001-11-29
Filing date: 2002-11-27
Publication date: 2009-08-11
Also published as: AU2002346605A1; ZA200404175B; WO2003047118A3; MY137160A; EP1461924A2; MXPA04005171A; WO2003047118A2; RU2304352C2; AR039071A1; US20030112901A1; JP4116562B2; AU2002346605B2; CA2468574A1; IL162191A; US7218689B2; BR0214528A; EP1461924A4; TWI292272B; KR20040061005A; TW200304309A

Abstract

무선 통신 시스템에서 전송된 데이터를 복원하는 장치 및 방법이 청구된다. 다수의 신호 포인트가 수신되는데(604), 상기 신호 포인트는 다수의 코딩된 비트들로부터의 다수의 변조 심볼들을 포함한다. 비트가 제 1 값과 동일하게 되는 제 1 신호 포인트 서브세트와 비트가 제 2 값과 동일하게 되는 제 2 신호 포인트 서브세트가 결정된다(608). 상기 제 1 및 제 2 서브세트는 확장된 신호 배열로부터의 신호 포인트들이다. 상기 비트가 제 1 값 또는 제 2 값과 동일하게 되는 확률은 수신된 신호 포인트의 함수로서 결정된다(612). 비트가 제 1 값이나 제 2 값과 동일하게 되는 확률에 기초해서, 연판정 심볼이 결정될 수 있다. 연판정 심볼들은 로그 우도 비율로서 표현될 수 있다.

Description

프리코딩을 통해 로그-우도 비율을 결정하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING THE LOG-LIKELIHOOD RATIO WITH PRECODING}

본 출원은 2001년 11월 29일에 "Turbo Coding with Precoding for Multi-Path Fading Channel"이란 명칭으로 미국 가특허 출원된 제60/334,363호의 우선권을 청구하며, 상기 미국 가특허 출원은 본 명세서에서 참조로서 병합된다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신들에 관한 것이다. 더 상세히 말하자면, 본 발명은 프리코딩이 사용될 경우 터보 코드들을 위한 로그-우도 비율 및 컨벌루셔널 코드들을 위한 브랜치 메트릭(branch metric)을 결정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 통신 시스템들은 음성, 패킷 데이터 등과 같은 여러 타입의 통신을 제공하기 위해서 광범위하게 전개된다. 이러한 시스템들은 코드 분할 다중 접속(CDMA), 시분할 다중 접속(TDMA), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 또는 일부 다른 다중 접속 기술들에 기초할 수 있다.

심각한 다중-경로 페이딩 무선 채널을 통해 높은 스펙트럼 효율을 갖는 높은 레이트로 데이터를 전송하고자 하는 도전이 이루어지고 있다. 현재는 OFDM이 이런 채널을 위한 효과적인 변조 기술로서 고려되고 있다. OFDM은 몇 가지의 무선 LAN 표준들에 사용되고 있다. OFDM은 또한 광대역 무선 액세스(BWA) 시스템들에 대해서도 고려된다. 비록 OFDM 변조가 심각한 다중-경로 페이딩 채널을 처리하는데 있어 실제로 매우 효과적이지만, 그것은 몇 가지 단점들을 발생한다.

OFDM 시스템들의 단점은 주파수 영역에서의 가드 톤(guard tones) 및 시간 영역에서의 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)와 연관된 오버헤드이다. 데이터 전송 블록 분해도 문제로 인해서 비효율성이 또한 발생한다. 전송을 위한 최소 블록 크기는 OFDM 심볼당 비트 수이다. 상기 수는 만약 반송파 수가 크고 고차수의 변조 알파벳이 사용된다면 커질 수 있다. 버스트 데이터 전송 시스템에서는, 프레임 길이가 일반적으로 OFDM 심볼당 비트 수의 정수배가 아니기 때문에, 비트들이 메꿈과정(padding)에서 소모된다. 메꿈과정으로 인한 소모는 특히 작은 프레임 길이에 대해서는 중요할 수 있다.

OFDM의 다른 주목할 만한 단점은 비선형성 및 위상 잡음에 대한 OFDM의 더 큰 민감성이다. OFDM 변조 신호의 진폭은 가우시안 분산된다. OFDM 신호의 높은 피크-대-평균 전력 비율은, 신호 피크들이 전력 증폭기의 포화 영역에 종종 들어갈 수 있기 때문에, 비선형 또는 클리핑 왜곡이 있을 수 있다. 그 결과로 비트 에러 레이트(BER) 열화 및 인접 채널 간섭이 발생한다. 따라서, 더 큰 출력 전력 백-오프가 OFDM 신호 열화를 줄이기 위해서 필요하다.

양호한 채널 코드들과 사용되는 OFDM은 위에 설명된 문제점들 중 일부를 경감시킨다. 채널 인터리버와 연계된 채널 코딩도 또한 OFDM 시스템에서의 비트 로딩에 대한 필요성을 제거한다. 그러나, 채널 코딩은 OFDM의 효율성 문제를 해결하 지 못한다. 만약 OFDM 파라미터가 적절하게 선택되지 않는다면, 데이터 전송 효율은 감지할 정도로 상당히 낮아질 수 있다.

고차수의 직교 진폭 변조(QAM)를 갖는 대역 제한된 단일 반송파 시스템은 유선뿐만 아니라 가시거리 무선 시스템에 대한 높은 스펙트럼 효율을 갖는 높은 레이트로 데이터 전송을 위한 방식으로 광범위하게 사용된다. 상기 방식은 OFDM의 상술된 단점들이 발생하지 않는다. 그러나, 심각한 다중-경로 페이딩 채널에서 단일 반송파 시스템을 위한 채널 등화는 어려운 과제이다. 선형 등화기는 만족스런 성능을 제공하지 못한다. 심지어 단일 반송파 및 OFDM 시스템에 대해서 총 오버헤드나 스펙트럼 효율이 동일하도록 하기 위해서 더 낮은 레이트 채널 코드가 단일 반송파 시스템과 사용될 지라도, 선형 등화기 및 이상적인 등화기 탭들을 통한 단일 반송파 성능은 OFDM 보다 단지 약간 더 양호하다는 것이 시뮬레이션을 통해 확인되었다.

결정 피드백 등화기(DFE)의 사용은 심각한 심볼간 간섭(ISI) 문제들과 관련하여 채널에 대한 매우 효과적인 등화 기술인 것으로 잘 알려져 있다. DFE는 과거 심볼들을 지연없이 추정하는 것이 필요한데, 이는 상기 과거 심볼들에 의해서 현재 심볼에 발생되는 ISI를 제거하기 위함이다. 만약 과거 심볼 추정이 에러가 없다면, 과거 심볼에 의해 발생되는 ISI는 잡음을 강화시키지 않으면서 완전히 제거될 수 있다. 이는 이상적인 DFE의 뛰어난 성능을 설명하는데, 이는 과거 심볼들의 에러없는 추정이 수신기에서 이용가능하다는 것을 가정한다. 만약 부정확한 결정이 과거 심볼에 대해서 이루어진다면, 에러 전파가 발생할 수 있다. 심각한 다중-경로 채널에 있어서 에러 전파의 영향은 매우 나빠서 DFE의 성능이 선형 등화기의 성능에 비해 더 나쁘다는 것이 시뮬레이션을 통해 확인되었다.

DFE에서 에러 전파의 영향을 줄이기 위한 많은 방법들이 제안되었다. 한 가지 방법은 각각의 등화된 연판정 심볼에 신뢰도 측정치를 할당하는 것을 제안한다. DFE로 피드백될 심볼 추정은 이러한 신뢰도에 기초한다. 일례로, 만약 등화된 심볼이 높은 신뢰도를 갖는다면, 경판정(hard decision)이 피드백되고, 그렇지 않다면 등화된 심볼이 상기 경판정없이 피드백된다.

다른 방법은 터보-유형 방식으로 등화 및 채널 디코더 사이에서 반복하는 것을 제안하고 논문에서는 "터보-등화"로 명명되었다. 주요한 개념은, 채널 디코더가 자신의 입력단에서 등화기로부터 수신한 것보다 자신의 출력단에서 코드 비트들의 더 나은 추정을 발생시키는 경우에, 상기 더 나은 추정이 DFE로 피드백될 수 있다는 것이다. 그 결과, DFE의 그 다음 반복 동안에는 보다 적은 에러 전파가 DFE 등에서 발생할 것이다. 상기 첫번째 방법은 거의 무시할 수 있을 정도의 증가적인 구현 복잡성을 갖는 반면에, 상기 두번째 방법은 복잡성과 지연에 있어서 상당한 증가를 갖는다. 불행하게도, 이러한 방법들은 에러 전파의 영향을 제거하는데 있어 단지 최저로 효과적이라는 것이 확인되었다.

그러므로, 에러 전파의 영향을 줄이기 위한 기술이 해당 분야에서 요구된다.

본 발명의 양상들은 에러 전파의 영향을 줄이는 무선 통신 시스템에서 전송된 데이터를 복원하는 장치 및 방법을 설명한다. 다수의 코딩된 비트들로부터의 다수의 변조 심볼들이 수신된다. 무선 통신 시스템에서 전송되는 데이터를 복원하기 위한 장치 및 방법이 청구된다. 다수의 신호 포인트들이 수신되는데, 상기 신호 포인트는 다수의 코딩된 비트들로부터의 다수의 변조 심볼들을 포함한다. 비트가 제 1 값과 동일한 신호 포인트들의 제 1 서브세트와 비트가 제 2 값과 동일한 신호 포인트들의 제 2 서브세트가 결정된다. 제 1 및 제 2 서브세트는 확장된 신호 배열(constellation)로부터의 신호 포인트들이다. 일 실시예에서, 확장된 신호 배열은 원래의 배열의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되고, 여기서 M은 기본적인 일차원 신호 배열의 신호 포인트들의 개수이고, i는 정수이다.

비트가 제 1 값 또는 제 2 값과 동일한 확률은 수신된 신호 포인트의 함수로서 결정된다. 다음으로, 비트가 제 1 값 또는 제 2 값과 동일한 상기 확률에 기초하여 연판정 심볼(soft decision symbol)이 결정될 수 있다. 연판정 심볼들은 로그 우도 비율(log likelihood ratio)로서 표현될 수 있다.

터보 코드들을 위한 비트 LLR(또는 컨벌루셔널 코드들의 연판정 비터비 디코딩을 위한 비트 브랜치 메트릭)을 계산하기 위해 연판정을 이용하는 채널 코딩이 제공되는 경우, 비트 LLR 또는 브랜치 메트릭을 계산하기 전에 (모듈로(modulo) 함수에 의해) 수신된 배열을 겹치는(folding) 것은 디코더의 심각한 성능 저하를 발생시킨다. 이와 같이, LLR 결정은 확장된 신호 배열을 사용하여 이루어지고, 그리하여 디코더의 동작을 상당히 향상시킨다.

본 발명의 여러 양상 및 실시예가 아래에서 더욱 상세히 설명된다. 본 발명은, 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 본 발명의 여러 양상들, 실시예들, 및 특징을 구현하는 기술들, 방법들, 수신기들, 송신기들, 시스템들, 및 다른 장치들과 엘리먼트들을 또한 제공한다.

본 발명의 특징들, 본질, 및 장점들은 도면들과 연계하여 아래에서 진술되는 상세한 설명으로부터 더욱 자명해질 것이고, 도면들에서는 동일한 참조 문자들이 전반에 걸쳐 상응하는 것을 나타낸다.

도 1은 본 발명의 여러 양상들 및 실시예들을 구현할 수 있는 통신 시스템의 간략화된 블록 다이어그램.

도 2A 및 2B는 (1) 단일 코딩 및 변조 방식 및 (2) 안테나마다 기초한 별도의 코딩 및 변조 방식을 통해 데이터를 각각 코딩하고 변조하는 2개의 송신기 유닛에 대한 블록 다이어그램.

도 3은 프리코더를 포함하고 있는 통신 시스템의 블록 다이어그램.

도 4는 터보 코딩 및 프리코딩을 이용하는 통신 시스템의 블록 다이어그램.

도 5는 수신된 모듈로 신호 배열 및 확장된 신호 배열의 예를 나타내는 도면.

도 6은 연판정 심볼을 결정하기 위해 수행되는 단계들의 흐름도.

프리코딩(precoding)은 에러 전파의 영향을 제거하고 이상적인 결정 피드백 분석기(DFE)의 성능을 접근하기 위해서 잘 알려진 기술이다. 프리코딩의 사상은 다음과 같다. 이상적인 DFE는 과거 심볼들뿐만 아니라 채널의 정확한 추정을 필요로 한다. 수신기는 채널의 거의 정확한 추정을 획득할 수 있지만 과거 심볼들의 정확한 추정을 가질 수 없을 수 있다. 다른 한편으로, 송신기는 과거 심볼들을 정확히 인지한다. 따라서, 만약 송신기가 채널의 추정을 달성할 수 있다면, 채널의 사전 등화가 발생할 수 있다. 액세스 포인트 및 사용자가 실질적으로 정지해 있거나 천천히 이동 중인 WLAN(wireless local area network) 또는 WAN 애플리케이션에서는, 무선 채널이 상반적인 것으로 고려될 수 있다. 다음으로, 액세스 포인트 및 사용자 양쪽 모두는 채널의 추정을 갖는데, 그 이유는 채널이 양방향에 있어 동일하기 때문이다. 만약 상반성의 가정이 어떤 이유로 인해 유효하지 않다면, 프리코딩은 여전히 존속할 수 있는 옵션이다. 채널 추정은 데이터 전송에 앞서 초기 세션 동안에 수신기로부터 측정되어 송신기로 다시 전송될 수 있다. 직접적인 사전-등화는 피크-대-평균 전력의 있을 수 있는 증가뿐만 아니라 전송된 전력의 있을 수 있는 증가의 문제점이 발생한다. 그러나, 이러한 문제점은 톰린슨-하라시마(TH:Tomlinson-Harashima) 프리코딩에 의해서 매우 훌륭하게 해결된다.

도 1은 본 발명의 여러 양상 및 실시예를 구현할 수 있는 통신 시스템(100)의 간략화된 블록 다이어그램이다. 실시예에서, 통신 시스템(100)은 cdma2000, W-CDMA, IS-856, 및/또는 일부 다른 CDMA 표준들을 따르는 CDMA 시스템이다. 송신기 유닛(110)에서, 데이터는 데이터 소스(112)로부터 전송(TX) 데이터 프로세서(114)로 통상 블록단위로 전송되고, 상기 전송 데이터 프로세서(114)에서는 하나 이상의 아날로그 신호들을 생성하기 위해 데이터를 포맷하고 처리한다. 다음으로, 아날로 그 신호는 송신기(TMTR)(116)에 제공되고, 상기 송신기(116)에서는 변조된 신호를 생성하기 위해서 신호(들)를 (직교)변조하고 필터링하고 증폭시키며 상향변환한다. 이어서, 변조된 신호는 하나 이상의 안테나(118)(도 1에는 단지 하나만 도시되었음)를 통해서 하나 이상의 수신기 유닛에 전송된다.

수신기 유닛(150)에서는, 전송된 신호가 하나 이상의 안테나(152)(역시, 단지 하나만 도시되어 있음)에 의해서 수신되고 수신기(RCVR)(154)에 제공된다. 수신기(154) 내에서, 수신된 신호(들)는 샘플들을 생성하기 위해서 증폭되고 필터링되고 하향변환되고 (직교) 복조되며 디지털화된다. 다음으로, 샘플들은 전송된 데이터를 복원하기 위해서 수신(RX) 데이터 프로세서(156)에 의해 처리되고 디코딩된다. 수신기 유닛(150)에서의 처리 및 디코딩은 송신기 유닛(110)에서 수행된 처리 및 코딩에 반대되는 방식으로 수행된다. 이어서, 복원된 데이터는 데이터 싱크(158)에 제공된다.

도 2A는 송신기 유닛(200a)의 블록 다이어그램이며, 이는 도 1에서 송신기 시스템(110)의 송신기 부분에 대한 실시예이다. 본 실시예에서는, N_T개의 모든 전송 안테나에 대해 단일 코딩 방식이 사용되고, 모든 전송 안테나들의 N_F개의 모든 주파수 서브채널에 대해 단일 변조 방식이 사용된다. 송신기 유닛(200a)은 (1) 코딩된 데이터를 제공하기 위해서 특정 코딩 방식에 따라 트래픽 데이터를 수신하여 코딩하는 TX 데이터 프로세서(114a) 및 (2) 변조된 데이터를 제공하기 위해서 특정 변조 방식에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하는 변조기(116a)를 포함한다. 따라 서, TX 데이터 프로세서(114a) 및 변조기(116a)는 도 1에서 TX 데이터 프로세서(114) 및 변조기(116) 각각의 일실시예이다.

도 2A에 도시된 특정 실시예에서, TX 데이터 프로세서(114a)는 인코더(212), 채널 인터리버(214), 및 디멀티플렉서(디먹스)(216)를 포함한다. 인코더(212)는 코딩된 비트들을 제공하기 위해서 선택된 코딩 방식에 따라 트래픽 데이터(즉, 정보 비트들)를 수신하여 코딩한다. 상기 코딩은 데이터 전송의 신뢰도를 증가시킨다. 선택된 코딩 방식은 순환 중복 검사(CRC) 코딩, 컨벌루셔널 코딩, 터보 코딩, 블록 코딩 등의 임의의 결합을 포함할 수 있다. 인코더(212)를 위한 몇 가지 설계가 아래에서 설명된다.

다음으로, 채널 인터리버(214)는 특정 인터리빙 방식에 기초해서 상기 코딩된 비트들을 인터리빙하여 인터리빙되어진 코딩된 비트들을 제공한다. 상기 인터리빙은 코딩된 비트들에 대한 시간 다이버시티를 제공하고, 데이터 전송에 사용되는 주파수 및/또는 공간 서브채널들에 대한 평균 신호-대-잡음+간섭 비율(SNR)에 기초해서 데이터가 전송되도록 하고, 페이딩을 제거하며, 각각의 변조 심볼을 형성하기 위해 사용되는 코딩된 비트들간의 상관성을 또한 제거한다. 상기 인터리빙은 만약 코딩된 비트들이 다중 주파수 서브채널들을 통해 전송된다면 주파수 다이버시티를 또한 제공할 수 있다. 상기 코딩 및 채널 인터리빙은 아래에서 더 상세히 설명된다.

다음으로, 디멀티플렉서(216)는 상기 인터리빙되고 코딩된 데이터를, 데이터 전송을 위해 사용될 N_T개의 전송 안테나에 대한 N_T개의 코딩된 데이터 스트림에 디멀티플렉싱한다. 다음으로, N_T개의 코딩된 데이터 스트림은 변조기(116a)에 제공된다.

도 2A에 도시된 특정 실시예에서, 변조기(116a)는 N_T개의 OFDM 변조기를 포함하는데, 각각의 OFDM 변조기는 하나의 전송 안테나를 위한 각각의 코딩된 데이터 스트림을 처리하기 위해 할당된다. 각각의 OFDM 변조기는 심볼 매핑 엘리먼트(222), 역 고속 푸리에 변환기(IFFT)(224), 및 사이클릭 프리픽스 발생기(226)를 포함한다. 본 실시예에서, N_T개의 모든 심볼 매핑 엘리먼트들(222a 내지 222t)은 동일한 변조 방식을 구현한다.

각각의 OFDM 변조기 내에서, 심볼 매핑 엘리먼트(222)는 OFDM 변조기와 연관된 전송 안테나를 통해 데이터를 전송하는데 사용되어질 (최대)N_F개의 주파수 서브채널에 대한 변조 심볼들에 상기 수신되는 코딩된 비트들을 매핑시킨다. 심볼 매핑 엘리먼트(222)에 의해 구현될 특정 변조 방식은 제어기(130)에 의해 제공되는 변조 제어에 의해서 결정된다. OFDM에서, 변조는 비-이진 심볼들을 형성하기 위해 q개의 코딩된 비트들의 세트들을 그룹화하고 각각의 비-이진 심볼을 선택된 변조 방식(일례로, QPSK, M-PSK, M-QAM, 또는 일부 다른 방식)에 상응하는 신호 배열의 특정 포인트에 매핑시킴으로써 달성될 수 있다. 각각의 매핑된 신호 포인트는 M-ary 변조 심볼에 상응하며, 여기서 M=2^q이다. 다음으로, 심볼 매핑 엘리먼트(222)는 각각의 전송 심볼 기간 동안에 (최대)N_F개의 변조 심볼들의 벡터를 제공하는데, 각각의 벡터의 변조 심볼들 수는 상기 전송 심볼 기간 동안의 데이터 전송을 위해 사용될 주파수 서브채널의 수에 상응한다.

만약 종래의 비반복적인 심볼 디매핑 및 디코딩이 수신기 시스템에서 수행된다면, 심볼 매핑을 위해서 그레이 매핑(Gray mapping)이 사용되는 것이 바람직한데, 그 이유는 그것이 비트 에러 레이트(BER)에 있어서 보다 좋은 성능을 제공할 수 있기 때문이다. 그레이 매핑을 통해서, 신호 배열에서 이웃하는 포인트들(수평 및 수직 방향 모두에서)은 q 비트 위치들 중 단지 하나에 의해서 구별된다. 그레이 매핑은 더욱 가능한 에러 이벤트들에 대한 비트 에러들의 수를 감소시키는데, 상기 에러 이벤트는 정확한 위치 근방의 위치에 매핑되는 수신된 변조 심볼에 상응하며, 이 경우에는 단자 하나의 코딩된 비트만이 에러로 수신될 것이다.

다음으로, IFFT(224)는 각각의 변조 심볼 벡터를 역 고속 푸리에 변환을 사용하여 시간-영역 표현(OFDM 심볼로 지칭됨)으로 변환한다. IFFT(224)는 임의의 수의 주파수 서브채널(일례로, 8, 16, 32,...,N_F,...)에 대해 역변환을 수행하도록 설계될 수 있다. 실시예에서, 각각의 OFDM 심볼에 대해, 사이클릭 프리픽스 발생기(226)는 상응하는 전송 심볼을 형성하기 위해서 OFDM 심볼의 일부를 반복한다. 사이클릭 프리픽스는 전송 심볼이 다중경로 지연 확산이 존재하는 경우에 직교 특성을 갖도록 보장함으로써, 주파수 선택성 페이딩에 의해 야기되는 채널 분산과 같은 해로운 경로 영향에 대한 성능을 향상시킨다. 다음으로, 사이클릭 프리픽스 발생기(226)로부터의 전송 심볼들은 연관된 송신기(122)에 제공되며, 변조된 신호를 생성하기 위해 처리되는데, 상기 변조된 신호는 연관된 안테나(124)로부터 전송된다.

도 2B는 도 1에 도시된 송신기 시스템(110)의 송신기 부분에 대한 다른 실시예인 송신기 유닛(200b)의 블록 다이어그램이다. 본 실시예에서는, N_T개의 전송 안테나 각각을 위해 특정 코딩 방식이 사용되고, 각각의 전송 안테나의 N_F개의 모든 주파수 서브채널들에 대해 특정 변조 방식(즉, 안테나마다 별도의 코딩 및 변조)이 사용된다. 각각의 전송 안테나를 위해 사용될 특정 코딩 및 변조 방식들은 (일례로, 수신기 시스템 및 송신기 시스템으로의 역전송에 의한) 예상되는 채널 상황들에 기초하여 선택될 수 있다.

송신기 유닛(200b)은 (1) 코딩된 데이터를 제공하기 위해서 별도의 코딩 방식들에 따라 트래픽 데이터를 수신하여 코딩하는 TX 데이터 프로세서(114b) 및 (2) 변조된 데이터를 제공하기 위해서 별도의 변조 방식들에 따라 상기 코딩된 데이터를 변조하는 변조기(116b)를 포함한다. TX 데이터 프로세서(114b) 및 변조기(116b)는 도 1에 도시된 TX 데이터 프로세서(114) 및 변조기(116) 각각의 다른 실시예이다.

도 2B에 도시된 특정 실시예에서, TX 데이터 프로세서(114b)는 디멀티플렉서(210), N_T개의 인코더(212a 내지 212t), 및 N_T개의 채널 인터리버(214a 내지 214t)(즉, 각각의 전송 안테나에 대해서 인코더 및 채널 인터리버로 이루어진 한 세트)를 포함한다. 디멀티플렉서(210)는 트래픽 데이터(즉, 정보 비트들)를 데이터 전송을 위해 사용될 N_T개의 전송 안테나를 위한 N_T개의 데이터 스트림들로 디멀티플렉싱한다. 다음으로, 각각의 데이터 스트림은 각각의 인코더(212)에 제공된다.

각각의 인코더(212)는 코딩된 비트들을 제공하기 위해서 상응하는 전송 안테나를 위해 선택되는 특정 코딩 방식에 기초해서 각각의 데이터 스트림을 수신하여 코딩한다. 다음으로, 각각의 인코더(212)로부터의 상기 코딩된 비트는 각각의 채널 인터리버(214)에 제공되고, 상기 채널 인터리버(214)는 다이버시티를 제공하기 위해서 특정 인터리빙 방식에 따라 상기 코딩된 비트들을 인터리빙한다. 이어서, 채널 인터리버(214a 내지 214t)는 N_T개의 전송 안테나를 위한 N_T개의 인터리빙되어진 코딩된 데이터 스트림들을 변조기(116b)에 제공한다.

도 2B에 도시된 특정 실시예에서, 변조기(116b)는 N_T개의 OFDM 변조기를 포함하고, 각각의 OFDM 변조기는 심볼 매핑 엘리먼트(222), IFFT(224), 및 사이클릭 프리픽스 발생기(226)를 포함한다. 본 실시예에서, N_T개의 심볼 매핑 엘리먼트(222a 내지 222t)는 상이한 변조 방식들을 구현할 수 있다. 각각의 OFDM 변조기 내에서, 심볼 매핑 엘리먼트(222)는 M_n-ary 변조 심볼들을 형성하기 위해 q_n 코딩된 비트들로 이루어진 그룹을 매핑하는데, 여기서 M_n은 n번째 전송 안테나(제어 기(130)에 의해 제공되는 변조 제어에 의해서 결정됨)를 위해 선택되는 특정 변조 방식에 상응하며,

이다. IFFT(224) 및 사이클릭 프리픽스 발생기(226)에 의한 후속 처리는 위에서 설명된 바와 같다.

송신기 유닛의 다른 설계들이 또한 구현될 수 있으며 이는 본 발명의 범위 내에 든다. 일례로, 코딩 및 변조는 전송 안테나로 이루어진 각각의 서브세트, 각각의 전송 채널, 또는 전송 채널들로 이루어진 각각의 그룹을 위해 개별적으로 수행될 수 있다. 인코더들(212), 채널 인터리버들(214), 심볼 매핑 엘리먼트들(222), IFFT들(224), 및 사이클릭 프리픽스 발생기들(226)의 구현은 해당 분야에 알려져 있기 때문에 본 명세서에서는 설명되지 않는다.

OFDM을 사용하고 또한 사용하지 않는 MIMO 시스템들을 위한 코딩 및 변조가 2001년 3월 23일 및 2001년 9월 18일에 각각 출원되어진 동일 명칭 "Method and Apparatus for Utilizing Channel State Information in a Wireless Communication System"의 미국 특허 출원 제09/826,481호 및 제09/956,449호; 2001년 5월 11일에 출원된 "Method and Apparatus for Processing Data in a Multiple-Input Multiple-Output(MIMO) Communication System Utilizing Channel State Information" 명칭의 미국 특허 출원 제09/854,235호; 2001년 2월 1일에 출원된 "Coding Scheme for a Wireless Communication System" 명칭의 미국 특허 출원 제09/776,075호; 및 2001년 11월 6일에 출원된 "Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO) Communication System" 명칭의 미국 특허 출원 제09/993,087호에 더욱 상세히 설명되어 있다. 이러한 출원들 모두는 본 출원의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조로서 병합된다. 또 다른 코딩 및 변조 방식이 또한 이용될 수 있고 그것들은 본 발명의 범위 내에 든다.

예시적인 OFDM 시스템은 2000년 3월 30일에 출원된 "High Efficiency, High Performance Communication System Employing Multi-Carrier Modulation" 명칭의 미국 특허 출원 제09/532,492호에 설명되어 있으며, 상기 미국 특허 출원은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 본 명세서에서 참조로서 병합된다. OFDM은 또한 1990년 5월의 IEEE 통신 잡지에 John A.C.Bingham에 의한 "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come" 명칭의 논문에 설명되어 있으며, 상기 논문은 본 명세서에서 참조로서 병합된다.

여러 타입의 인코더가 전송에 앞서 데이터를 코딩하기 위해 사용될 수 있다. 일례로, 인코더는 (1) 직렬 연결 컨벌루셔널 코드(SCCC:serial concatenated convolutional code), (2) 병렬 연결 컨벌루셔널 코드(PCCC), (3) 간단한 컨벌루셔널 코드, (4) 블록 코드 및 컨벌루셔널 코드로부터 이루어진 연결 코드 등에서 임의의 하나를 구현할 수 있다. 연결된 컨벌루셔널 코드들은 터보 코드로도 지칭된다.

위에 설명된 신호 처리는 음성, 비디오, 패킷 데이터, 메시징, 및 다른 타입의 통신에 대한 일방향 전송을 지원한다. 양방향 통신 시스템은 양방향 데이터 전송을 지원하며 유사한 방식으로 동작한다.

도 3은 프리코더(precoder)를 포함하고 있는 통신 시스템의 블록 다이어그램(300)을 도시하고 있다. 도 3에서, a_k는 QAM 신호 배열로부터의 복소 변조 심볼(304)을 나타낸다. 스퀘어 QAM 신호 배열이 고려되는데, 상기 스퀘어 QAM 신호 배열은 M개의 포인트들을 갖는 2개의 PAM 배열들의 데카르트곱(Cartesian product), 즉 (-(M-1), -(M-3),.....,(M-3), (M-1))로 간주될 수 있다. 복소 변조 심볼(304)은 프리코더(308)에 입력된다. 프리코더는 다음과 같이 정의되며:

식 (1)

이는 실수 및 허수부로 다음과 같이 표현될 수 있으며:

식(2)

여기서, l_k 및 m_k는 X_k의 실수 및 허수부가 +/-M 사이에 있도록 하는 정수인데, 즉

이다.

따라서, 프리코더 함수는 이전 프리코더 출력(X_k-1 등)과 이전 채널 임펄스 응답(h_-1 등)의 곱을 현재 심볼(a_k)에서 뺀 함수이다.

다음으로, 프리코더 출력(312)은 결합된 전달 함수(316)에 입력된다. 도 3에서 H(z)은, 도 4에서 블록(450)으로 도시된 바와 같이, 등화기의 전송 필터, 다중-경로 채널, 수신 필터 및 피드포워드 필터의 결합된 전달 함수(316)를 나타낸다(아래의 도 4 참조). 결합된 채널 임펄스 응답은 L+1개의 심볼들로 제한된다고 가정하면, H(z)은 다음과 같이 표현될 수 있다:

식(3)

결합된 전달 함수(316)의 출력은 Y_k(또는 320)로 표시되어 있다. 따라서, 식(2)로부터 다음과 같이 구해진다:

식(4)

N_k는 N₀/2의 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 복소 부가된 백색 가우시안 잡음(AWGN)(324)을 나타낸다. 결합된 전달 함수(320)가 상기 부가된 백색 가우시안 잡음과 혼합되었을 때, 그 결과는 Z_k(328)로 표현될 수 있으며,

식(5)

식(6)

이고, 여기서 MOD 2M 함수(332)는 예상되지 않은 배열의 에너지에 더욱 근접하도록 전송 신호 에너지를 제한하는 것을 나타내고, W_k(336)는 결정 통계를 나타낸다.

따라서, 프리코딩의 사용은 결국 기본 신호 배열의 확장을 유도한다. 이것은 만약 a_k가 본래 QAM 배열의 신호 포인트라면

도 또한 확장된 신호 배열의 유효 신호 포인트라는 것을 의미하며, 여기서 l_k 및 m_k는 정수들이다. 이와 같이, 수신기에서의 모듈로 2M 연산은 확장된 신호 배열을 본래 배열에 겹친다.

프리코더의 성능은 적어도 다음과 같은 이유로 해서 이상적인 DFE 등화기의 성능보다 약간 나쁘다: 프리코딩 이후의 신호는 더 이상 이산적이지 않지만 [-M, M] 사이에 균일하게 분산되고 그 결과 두 신호 포인트간의 동일한 최소 거리에 대해 약간 더 높은 전송 에너지를 유도한다. 이는 프리코딩 손실로서 알려져 있으며 다음과 같이 주어진다:

이는 큰 배열에 대해서는 무시가능하게 된다. 또한, 프리코더의 성능은 프리코딩이 기본 신호 배열의 확장을 초래하기 때문에 이상적인 DFE 등화기의 성능보다 약간 더 나쁘고, 가장 가까운 이웃들의 평균 수는 증가하며, 따라서 에러 성능을 약간 더 저하시킨다. 그럼에도 불구하고, 프리코딩은 이상적인 DFE의 성능에 근접하기 위한 매우 유력하고 간단하면서 실용적인 수단이다.

터보 코딩 및 프리코딩을 이용하는 통신 시스템(400)의 블록 다이어그램이 도 4에 도시되어 있다. 전송될 이진 데이터 블록(404)은 터보 인코더(408)로 인코딩되고, 상기 터보 인코더는 코드 비트 시퀀스(412)를 생성한다. 터보 코드는 병렬 또는 직렬 연결된 코드들일 수 있다. 또한, 임의의 코드 레이트를 생성하기 위해서 펑처링이 사용될 수 있다. 터보 인코딩 이후에, 코드 비트 시퀀스(412)는 매퍼(416)에 제공되고, 상기 매퍼(416)에서 상기 시퀀스는 서로 그룹화되고(2log₂M), M²-QAM 신호 배열의 포인트에 매핑된다. 실시예에서는, 그레이 코드들이 사용된다. 매퍼(416)의 출력은 복소-값 변조 심볼 시퀀스(420)이다. 복소-값 심볼 시퀀스(420)는 프리코더(424)에 입력된다. 프리코더의 기능은 도3과 관련한 설명에서 논의되었다.

프리코더 출력은 또한 복소 값(428)이다. 실시예에서, 복소값 신호(428)는 -M과 +M 사이에 균일하게 분산된 실수 및 허수부들을 포함하고, 여기서 M은 구성성분인 펄스 진폭 변조(PAM) 배열의 신호 포인트 수를 나타낸다. 프리코더 출력(428)은 펄스 형성 전송 필터(432)에 입력된다. 수신 필터(436)는 수신기에서 보완 형성 필터이다. 전송 필터(432)와 수신 필터(436) 양쪽 모두는 제곱근 나이키스트 필터일 수 있고, 따라서 결합된 응답은 나이키스트이다. 전송 필터(432)는 수신 필터(436)에 상응한다.

WLAN을 위한 전송 채널(440)은 부가된 백색 가우시안 잡음(AWGN)(444)이 후속하는 독립적인 다중-경로 레일리 페이딩 채널로 형성될 수 있다. 피드포워드 필터(448)는 채널 등화기의 피드포워드 부분이며, 단편적으로 이격되어 있을 수 있다. 피드포워드 필터와 결합된 수신 필터(436)는 결합된 채널 매칭 필터 및 잡음-백색화 필터와 동일한 것으로 간주될 수 있다. 전송 및 수신 필터와 채널의 임펄스 응답이 주어진다면, 피드포워드 필터 및 프리코더의 계수들은 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 기준을 사용하여 계산될 수 있다.

Z_n은 피드포워드 필터의 출력(452)을 나타내는데, 상기 출력은 LLR 메트릭 컴퓨터(456)에 제공된다(n은 시간 인덱스임). LLR 메트릭 컴퓨터(456)는 ASIC(application specific integrated circuit)에 삽입되는 마이크로프로세서, 소프트웨어, 마이크로프로세서에서 운용되는 마이크로코드, 또는 어떤 다른 형태일 수 있다. LLR 컴퓨터(456)의 출력(460)은 특정 비트가 특정 값이 될 확률을 제공하며, 터보 코더와 같은 연결된 컨벌루셔널 코더(464)에 입력되며, 따라서 디코딩된 데이터(468)를 생성한다.

피드포워드 필터(448)의 출력은 다음과 같이 표현될 수 있고:

식(7)

여기서, a_n은 상응하는 전송된 QAM 심볼이고,

은 복소 AWGN 잡음 샘플이다. Z_n은 전송된 심볼(a_n)에 대한 수신된 연판정이다.

LLR 컴퓨터 블록(456)은 각각의 수신된 소프트 QAM 심볼에 대해서 2log₂M 비트 LLR들을 계산한다. 스퀘어 QAM 배열의 곱 대칭과 그레이 코드 매핑으로 인해서, 특정 코드 비트의 LLR은 A_n(실수부) 또는 B_n(허수부) 중 어느 하나 및 그에 상응하는 일차원 PAM 신호 포인트들의 함수이다. 즉, LLR들을 계산하기 위해서, 수신된 QAM 신호는 2개의 독립적인 PAM 신호들로 구성되는 것으로 간주될 수 있다. 그러므로, 수신된 신호(A_n)에 상응하는 정해진 코드 비트(b_k)(k는 PAM 신호를 나타내는 라벨 또는 비트들의 log₂M 그룹 내의 비트 인덱스이며, 0 ≤k ≤log₂M)에 대한 LLR은, 동일한 가능성의 변조 심볼들을 가정하면, 다음과 같이 주어지고:

식(8)

여기서,

및

는 M-PAM 신호 포인트의 서브세트들을 나타내며, 상기 서브세트들 각각에 대하여 b_k=0 및 b_k=1이다. 위에서 설명된 바와 같이, 프리코딩으로 인해, 수신되는 연판정들 A_n 및 B_n은 확장된 PAM 신호 배열에 속한다. 따라서, LLR은 s가 전송된 경우에 A_n이 수신된 확률을 결정함으로써 결정된다. 식(8)의 마지막 부분에 제시된 바와 같이, LLR 계산은 잡음 인자들

의 영향들을 포함할 수 있다.

A_n 및 B_n에 대해 Mod 2M 연산을 수행하는 것은 수신된 신호 포인트를 기본 배열에 겹치며, 이는 만약 경판정이 A_n 및 B_n에 대해 수행되다면 적합하다. 그러나, 터보 코드들에 대한 비트 LLR(또는 컨벌루셔널 코드들의 연판정 비터비 디코딩을 위한 비트 브랜치 메트릭)을 계산하기 위해 연판정을 활용하는 채널 코딩이 제공되는 경우에, 비트 LLR 또는 브랜치 메트릭을 계산하기 이전에 수신된 배열을 겹치는(folding) 것은 디코더의 심각한 성능 저하를 초래한다. 이는 도 5에 예시되어 있다.

도 5는 수신된 모듈로 신호 배열 및 확장된 신호 배열을 도시하고 있다. 박스(504)는 포인트들 -3, -1, 1, 및 3을 포함하는 모듈로(비확장된) 신호 배열을 나타내고, 상기 포인트들은 각각 (비트들 b₀ 및 b₁에 대해) 그레이 코드들 11, 10, 00 및 01에 대응한다. 만약 포인트 508이 도시된 바와 같이 수신되고("4"의 바로 바깥) 모듈로 2M 연산이 수행되었다면, 포인트 508은 포인트 512로 전환된다(-4의 바로 안쪽). 비확장된 배열에서, 포인트 512가 0 또는 1일 확률이 평가된다. 비트 b₀이 "1"일 확률은 매우 높은데, 그 이유는 비트 b₀에 대한 유일한 인접값이 "1"이기 때문이다(대략적으로 95%의 확률임). 그러나, 만약 확장된 신호 배열이 고려된다면, 포인트 508이 0 또는 1이 될 확률이 평가된다. 포인트 508은 "01" 보다는 "11"에 조금더 인접하기 때문에, 비트 b₀이 "1"이 될 확률은 훨씬 더 낮다(대략적으로 55%의 확률임). 따라서, LLR을 계산하기 이전에 확장된 신호 배열을 사용하고 모듈로 2M 연산을 사용하지 않는 것은 정해진 비트의 상당히 더 정확한 확률 결정을 산출한다.

따라서, 확장된 신호 배열에 대해 모듈로 연산을 제거하고 비트 LLR을 계산하는 변경은 프리코더가 제공되는 경우에 비트 LLR 또는 브랜치 메트릭을 계산하기 위해 사용된다. 즉, 세트

및

은 원래의 세트의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되며, i는 정수이다. 그 다음에 LLR이 확장된 세트를 사용하여 결정된다. 채널 구현들의 종합적 효과(ensemble)로부터 고려될 필요가 있는 i의 가능한 값에 대한 범위는 미리 결정된다. 시뮬레이션을 통해서, 매우 많은 수의 채널 구현들을 사용하여 i=-2, -1, 0, 1, 2가 일반적으로 충분하다는 것이 결정되었지만, i의 임의의 다른 값이 사용될 수 있도록 고려된다. i에 대한 위의 범위가 충분하다고 가정하면, 확장된 신호 세트

및

은 원래의 세트보다 4배 더 크다. 이는 LLR 계산의 복잡도를 상당히 증가시킨다. 그러나, 이것은 LLR 또는 메트릭 계산을 위해 수신된 포인트의 ±M 내에 있는 포인트들만이 고려되는 경우에 최소화될 수 있다.

도 6은 LLR이 결정될 수 있는 방법의 흐름도(600)를 도시하고 있다. 다수의 복조된 신호 포인트들이 수신된다(604). 복조된 신호 포인트들은 다수의 코딩된 비트들 및 잡음을 포함한다. 신호 포인트들의 제 1 서브세트 및 신호 포인트들의 제 2 서브세트가 결정된다(608). 다음으로, 정해진 비트가 수신되는 확률이, 특정한 연판정이 수신된 경우에, 결정된다(612). 수신된 연판정은 확장된 신호 배열에 속한다. 따라서, 식(8)에 도시된 바와 같이, LLR은 수신된 비트가 "1" 또는 "0"인 확률들의 합의 비의 로그(logarithm)로서 결정된다(616).

다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템에서와 같은 안테나 다이버시티는 페이딩 채널을 통한 데이터 전송의 성능을 향상시키기 위해 유력한 방식이다. 위에 설명된 프리코딩 방법은, 비트 확장된 배열을 사용한 LLR의 결정과 함께, 다중 수신 안테나 다이버시티, 즉 결합 또는 선택 다이버시티를 이용하는 통신 시스템들에도 동일하게 적합하다.

따라서, 프리코더와 연관하여 LLR을 결정하기 위한 신규하고 향상된 방법 및 장치가 설명되었다. 당업자라면 정보 및 신호들이 임의의 다양한 다른 공학 및 기 술을 사용하여 표현될 수 있다는 것을 알 것이다. 예컨대, 위의 설명 전반에 걸쳐 참조될 수 있는 데이터, 지시들, 명령들, 정보, 신호들, 비트들, 심볼들, 및 칩들은 전압들, 전류들, 전자기파들, 자계들 또는 입자들, 광자계들 또는 입자들, 또는 그것들의 임의의 결합으로 표현될 수 있다.

당업자라면, 본 명세서에 개시된 실시예들과 관련하여 설명되어진 여러 도시적인 논리 블록, 모듈, 회로, 및 알고리듬 단계들이 전자 하드웨어, 컴퓨터 소프트웨어, 또는 그것들의 결합으로 구현될 수 있다는 것을 또한 알 것이다. 하드웨어 및 소프트웨어의 그러한 상호변경가능성을 명확히 도시하기 위해서, 여러 도시적인 구성성분들, 블록들, 모듈들, 회로들 및 단계들이 그것들의 기능을 통해 일반적으로 위에서 설명되었다. 그러한 기능이 하드웨어로서 구현되는지 또는 소프트웨어로서 구현되는지 여부는 전체적인 시스템에 부가되는 특정 애플리케이션 및 설계의 제한 사항에 의존한다. 숙련된 기술자라면 각각의 특정 애플리케이션에 대해 가변적인 방법으로 상기 설명된 기능을 구현할 수 있지만, 그러한 구현 결정은 본 발명의 범위로부터 벗어나는 것으로서 이해되지 않아야 한다.

본 명세서에 개시된 실시예들과 연관하여 설명된 여러 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 및 회로들은 본 명세서에서 설명된 기능들을 수행하도록 설계된 범용 프로세서, DSP(digital signal processor), ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(field programmable gate array) 또는 다른 프로그램가능 논리 디바이스, 이산 게이트 또는 트랜지스터 논리 장치, 이산 하드웨어 성분들, 또는 그것들의 임의의 결합으로 구현되거나 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프 로세서일 수 있지만, 선택적으로는, 그 프로세서는 임의의 종래 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수 있다. 프로세서는 또한 컴퓨팅 디바이스의 결합, 예컨대, DSP 및 마이크로프로세서의 결합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 관련한 하나 이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 그러한 구성으로 구현될 수 있다.

본 명세서에서 설명된 실시예들과 관련하여 설명된 방법이나 알고리즘의 단계들은 하드웨어나, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈, 또는 그 둘의 결합으로 직접 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터들, 하드 디스크, 제거가능 디스크, CD-ROM, 또는 해당 분야에 알려져 있는 임의의 다른 형태의 저장 매체에 있을 수 있다. 프로세서 및 연관된 저장 매체는 ASIC에 상주할 수 있다. ASIC는 가입자 유닛에 상주할 수 있거나 어떤 형태의 무선 인프라구조에 상주할 수 있다. 선택적으로, 프로세서와 저장 매체는 사용자 단말내에 이산적인 성분으로서 상주할 수 있다.

개시된 실시예들에 대한 앞선 설명은 당업자가 본 발명을 제작하거나 사용할 수 있을 정도로 제공되었다. 그러한 실시예들의 다양한 변경은 당업자에게는 쉽게 자명해질 것이고, 본 명세서에서 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 사상이나 범위로부터 벗어나지 않으면서 다른 실시예에도 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 도시된 실시예들로 제한되도록 의도되지 않고 본 명세서에 개시된 원리들 및 신규한 특징들에 부합하는 가장 넓은 범위를 제공할 것이다.

Claims

무선 통신 시스템에서 전송된 데이터를 복원하는 방법으로서,

다수의 신호 포인트들을 수신하는 단계 - 상기 신호 포인트는 다수의 코딩된 비트들로부터의 다수의 변조 심볼들을 포함함 -;

비트가 제 1 값과 동일한 신호 포인트들의 제 1 서브세트를 결정하는 단계;

상기 비트가 제 2 값과 동일한 신호 포인트들의 제 2 서브세트를 결정하는 단계 - 상기 제 1 및 제 2 서브세트들은 확장된 신호 배열로부터의 신호 포인트들임 -;

수신된 신호 포인트의 함수로서 상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 확률을 결정하는 단계; 및

상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 상기 확률에 기초해서 연판정 심볼(soft decision symbol)을 결정하는 단계를 포함하며,

상기 확장된 신호 배열은 원래 배열의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되며, 상기 M은 기본적인 일차원 신호 배열에 있는 신호 포인트들의 개수이고, i는 정수인, 전송된 데이터 복원 방법.
제 1항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 로그 우도 비율들(LLRs:log likelihood ratios)로서 표현되는 전송된 데이터 복원 방법.
제 2항에 있어서, 상기 LLR은 다음의 관계식에 따라 결정되는데,

b_k는 코드 비트이고, k는 PAM 신호를 나타내는 라벨 또는 비트들의 log₂M 그룹 내의 비트 인덱스이고,
이며;

A_n은 b_k에 대응하는 수신된 신호이며;

및
는 각각 b_k=0 및 b_k=1인 경우의 M-PAM 신호 포인트들의 서브세트를 나타내는 전송된 데이터 복원 방법.
제 1항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 채널 정보 및 부대적인 정보를 포함하는 전송된 데이터 복원 방법.
제 1항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 상기 다수의 변조 심볼들을 전송하기 위해 사용되는 하나 이상의 공간 서브채널들 및 하나 이상의 주파수 서브채널들에 대한 정보를 포함하는 전송된 데이터 복원 방법.
제 1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템인 전송된 데이터 복원 방법.
제 1항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 다중-입력-다중-출력(MIMO) 시스템인 전송된 데이터 복원 방법.
제 7항에 있어서, 상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 구현하는 전송된 데이터 복원 방법.
삭제
제 1항에 있어서, 상기 확장된 신호 배열은 상기 수신된 신호 포인트로부터 +/-M 포인트들로 제한되는 전송된 데이터 복원 방법.
제 1항에 있어서, 상기 신호 배열은 펄스 진폭 변조(PAM) 배열인 전송된 데이터 복원 방법.
무선 통신 시스템에서 수신된 변조 심볼들에 기초하여 연판정 심볼들을 결정하는 방법으로서,

비트가 제 1 값과 동일한 신호 포인트들의 제 1 서브세트를 결정하는 단계;

상기 비트가 제 2 값과 동일한 신호 포인트들의 제 2 서브세트를 결정하는 단계 - 상기 제 1 및 제 2 서브세트들은 확장된 신호 배열로부터의 신호 포인트들임 -;

수신된 신호 포인트의 함수로서 상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 확률을 결정하는 단계; 및

상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 상기 확률에 기초해서 상기 연판정 심볼을 결정하는 단계를 포함하며,

상기 확장된 신호 배열은 원래 배열의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되며, 상기 M은 기본적인 일차원 신호 배열의 신호 포인트들의 개수이고 i는 정수인, 연판정 심볼 결정 방법.
제 12항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 로그 우도 비율들(LLRs)로서 표현되는 연판정 심볼 결정 방법.
제 13항에 있어서, 상기 LLR은 다음의 관계식에 따라 결정되는데,

b_k는 코드 비트이고, k는 PAM 신호를 나타내는 라벨 또는 비트들의 log₂M 그룹 내의 비트 인덱스이고,
이며;

A_n은 b_k에 대응하는 수신된 신호이며;

및
는 각각 b_k=0 및 b_k=1인 경우의 M-PAM 신호 포인트들의 서브세트를 나타내는 연판정 심볼 결정 방법.
제 12항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템인 연판정 심볼 결정 방법.
제 12항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 다중-입력-다중-출력(MIMO) 시스템인 연판정 심볼 결정 방법.
제 16항에 있어서, 상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 구현하는 연판정 심볼 결정 방법.
삭제
제 12항에 있어서, 상기 확장된 신호 배열은 상기 수신된 신호 포인트로부터 +/-M 포인트들로 제한되는 연판정 심볼 결정 방법.
제 12항에 있어서, 상기 신호 배열은 펄스 진폭 변조(PAM) 배열인 연판정 심볼 결정 방법.
무선 통신 시스템에서 전송된 데이터를 복원하기 위한 장치로서,

다수의 신호 포인트들을 수신하는 수단 - 상기 신호 포인트는 다수의 코딩된 비트들로부터의 다수의 변조 심볼들을 포함함 -;

비트가 제 1 값과 동일한 신호 포인트들의 제 1 서브세트를 결정하는 수단;

상기 비트가 제 2 값과 동일한 신호 포인트들의 제 2 서브세트를 결정하는 수단 - 상기 제 1 및 제 2 서브세트들은 확장된 신호 배열로부터의 신호 포인트들임 -;

수신된 신호 포인트의 함수로서 상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 확률을 결정하는 수단; 및

상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 상기 확률에 기초해서 연판정 심볼을 결정하는 수단을 포함하며,

상기 확장된 신호 배열은 원래 배열의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되며, 상기 M은 기본적인 일차원 신호 배열의 신호 포인트들의 개수이고, i는 정수인, 전송된 데이터 복원 장치.
제 21항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 로그 우도 비율들(LLRs)로서 표현되는 전송된 데이터 복원 장치.
제 22항에 있어서, 상기 LLR은 다음의 관계식에 따라 결정되는데,

b_k는 코드 비트이고, k는 PAM 신호를 나타내는 라벨 또는 비트들의 log₂M 그룹 내의 비트 인덱스이고,
이며;

A_n은 b_k에 대응하는 수신된 신호이며;

및
는 각각 b_k=0 및 b_k=1인 경우의 M-PAM 신호 포인트들의 서브세트를 나타내는 전송된 데이터 복원 장치.
제 21항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 채널 정보 및 부대적인 정보를 포함하는 전송된 데이터 복원 장치.
제 21항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 상기 다수의 변조 심볼들을 전송하기 위해 사용되는 하나 이상의 공간 서브채널들 및 하나 이상의 주파수 서브채널들에 대한 정보를 포함하는 전송된 데이터 복원 장치.
제 21항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템인 전송된 데이터 복원 장치.
제 21항에 있어서, 상기 무선 통신 시스템은 다중-입력-다중-출력(MIMO) 시스템인 전송된 데이터 복원 장치.
제 27항에 있어서, 상기 MIMO 시스템은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 구현하는 전송된 데이터 복원 장치.
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제 21항에 있어서, 상기 확장된 신호 배열은 상기 수신된 신호 포인트로부터 +/-M 포인트들로 제한되는 전송된 데이터 복원 장치.
제 21항에 있어서, 상기 신호 배열은 펄스 진폭 변조(PAM) 배열인 전송된 데이터 복원 장치.
무선 통신 시스템에서 전송된 데이터를 복원하기 위한 장치로서,

다수의 코딩된 비트들로부터의 다수의 변조 심볼들을 수신하도록 구성된 수신기; 및

상기 수신기에 연결된 프로세서를 포함하고,

상기 프로세서는,

비트가 제 1 값과 동일한 신호 포인트들의 제 1 서브세트를 결정하는 단계;

상기 비트가 제 2 값과 동일한 신호 포인트들의 제 2 서브세트를 결정하는 단계 - 상기 제 1 및 제 2 서브세트들은 확장된 신호 배열로부터의 신호 포인트들임 -;

수신된 신호 포인트의 함수로서 상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 확률을 결정하는 단계; 및

상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 상기 확률에 기초해서 연판정 심볼을 결정하는 단계를 수행하도록 구성되며,

상기 확장된 신호 배열은 원래 배열의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되며, 상기 M은 기본적인 일차원 신호 배열의 신호 포인트들의 개수이고, i는 정수인, 전송된 데이터 복원 장치.
제 32항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 로그 우도 비율들(LLRs)로서 표현되는 전송된 데이터 복원 장치.
제 33항에 있어서, 상기 LLR은 다음의 관계식에 따라 결정되는데,

b_k는 코드 비트이고, k는 PAM 신호를 나타내는 라벨 또는 비트들의 log₂M 그룹 내의 비트 인덱스이고,
이며;

A_n은 b_k에 대응하는 수신된 신호이며;

및
는 각각 b_k=0 및 b_k=1인 경우의 M-PAM 신호 포인트들의 서브세트를 나타내는 전송된 데이터 복원 장치.
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제 32항에 있어서, 상기 확장된 신호 배열은 상기 수신된 신호 포인트로부터 +/-M 포인트들로 제한되는 전송된 데이터 복원 장치.
제 32항에 있어서, 상기 신호 배열은 펄스 진폭 변조(PAM) 배열인 전송된 데이터 복원 장치.
방법을 수행하도록 컴퓨터 시스템을 제어하기 위한 명령들을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체로서, 상기 방법은,

비트가 제 1 값과 동일한 신호 포인트들의 제 1 서브세트를 결정하는 단계;

상기 비트가 제 2 값과 동일한 신호 포인트들의 제 2 서브세트를 결정하는 단계 - 상기 제 1 및 제 2 서브세트들은 확장된 신호 배열로부터의 신호 포인트들임 -;

수신된 신호 포인트의 함수로서 상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 확률을 결정하는 단계; 및

상기 비트가 상기 제 1 값 또는 상기 제 2 값과 동일한 상기 확률에 기초해서 연판정 심볼을 결정하는 단계를 포함하며,

상기 확장된 신호 배열은 원래 배열의 각각의 포인트에 2Mi를 더함으로써 확장되며, 상기 M은 기본적인 일차원 신호 배열의 신호 포인트들의 개수이고 i는 정수인, 컴퓨터 판독가능 매체.
제 38항에 있어서, 상기 연판정 심볼들은 로그 우도 비율들(LLRs)로서 표현되는 컴퓨터 판독가능 매체.
제 39항에 있어서, 상기 LLR은 다음의 관계식에 따라 결정되는데,

b_k는 코드 비트이고, k는 PAM 신호를 나타내는 라벨 또는 비트들의 log₂M 그룹 내의 비트 인덱스이고,
이며;

A_n은 b_k에 대응하는 수신된 신호이며;

및
는 각각 b_k=0 및 b_k=1인 경우의 M-PAM 신호 포인트들의 서브세트를 나타내는 컴퓨터 판독가능 매체.
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제 38항에 있어서, 상기 확장된 신호 배열은 상기 수신된 신호 포인트로부터 +/-M 포인트들로 제한되는 컴퓨터 판독가능 매체.
제 38항에 있어서, 상기 신호 배열은 펄스 진폭 변조(PAM) 배열인 컴퓨터 판독가능 매체.