RU2304352C2 - Способ и устройство для определения логарифмического отношения правдоподобия с предварительным кодированием - Google Patents

Способ и устройство для определения логарифмического отношения правдоподобия с предварительным кодированием Download PDF

Info

Publication number
RU2304352C2
RU2304352C2 RU2004119550/09A RU2004119550A RU2304352C2 RU 2304352 C2 RU2304352 C2 RU 2304352C2 RU 2004119550/09 A RU2004119550/09 A RU 2004119550/09A RU 2004119550 A RU2004119550 A RU 2004119550A RU 2304352 C2 RU2304352 C2 RU 2304352C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
value
bit
group
elements
Prior art date
Application number
RU2004119550/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2004119550A (ru
Inventor
Алок ГУПТА (US)
Алок ГУПТА
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU2004119550A publication Critical patent/RU2004119550A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2304352C2 publication Critical patent/RU2304352C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0066—Parallel concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03343—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
    • H04L25/4975—Correlative coding using Tomlinson precoding, Harashima precoding, Trellis precoding or GPRS
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Abstract

Изобретение относится к области радиосвязи, в частности к устройствам и способам определения логарифмического отношения правдоподобия (LLR) для турбокодов и метрики ветвления для сверточных кодов при использовании предварительного кодирования. Техническим результатом является уменьшение эффекта размножения ошибок, достигаемый тем, что принимают множество сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов, определяют первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение, и второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение, причем первое и второе подмножества являются сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы. Определяют вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента, затем определяют символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, причем символы гибкого решения могут быть представлены логарифмическими отношениями правдоподобия. 5 н. и 33 з.п. ф-лы, 7 ил.

Description

Настоящая заявка заявляет приоритет предварительной заявки на патент США №60/334363 от 29 ноября 2001 г. на "Турбокодирование с предварительным кодированием для каналов многолучевого распространения с замиранием", включенной в настоящую заявку посредством ссылки.
ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ
Изобретение, в общем, относится к радиосвязи. В частности, изобретение относится к устройствам и способам определения логарифмического отношения правдоподобия (LLR) для турбокодов и метрики ветвления для сверточных кодов при использовании предварительного кодирования.
ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ
Системы радиосвязи широко применяют для обеспечения разных видов обмена информацией, например для телефонной связи, передачи пакетных данных и т.д. Эти системы могут быть основаны на множественном доступе с кодовым разделением каналов (CDMA), множественном доступе с временным разделением каналов (TDMA), ортогональном уплотнении с разделением частот (OFDM) или некоторых других способов множественного доступа.
Высокоскоростная передача данных с высокоэффективным использованием спектра по радиоканалу с сильным замиранием вследствие многолучевого распространения является сложной задачей. В настоящее время эффективным способом модуляции для такого канала считается OFDM. Способ OFDM принят в ряде стандартов нескольких локальных сетей (LAN). Способ OFDM часто предлагают для систем широкополосного радиодоступа (BWA). Хотя модуляция OFDM действительно весьма эффективна при передаче по радиоканалу с сильным замиранием вследствие многолучевого распространения, данный способ модуляции имеет несколько недостатков.
Недостатком систем OFDM является служебная нагрузка, связанная с применением защитных тонов в частотной области и циклического префикса во временной области. Низкая эффективность обусловлена также проблемой разрешения блока передаваемых данных. Минимальная длина блока для передачи равна числу битов на символ OFDM. Данное число может быть большим, если число несущих велико и используется алфавит модуляции высокого порядка. Поскольку в системе пакетной передачи данных длина кадра, как правило, не является целократной числу битов на символ OFDM, то биты впустую расходуются на заполнение. Заполнение может существенно снижать эффективность, особенно при небольшой длине кадра.
Другим заметным недостатком способа OFDM является повышенная чувствительность к нелинейным искажениям и фазовому шуму. Амплитуда сигнала OFDM характеризуется гауссовским распределением. Высокое отношение пиковой к средней мощности сигнала OFDM делает этот сигнал чувствительным к нелинейным искажениям и одностороннему ограничению, так как пики сигнала могут иногда попадать в область насыщения усилителя мощности. В результате повышается коэффициент битовых ошибок (BER) и помехи по соседнему каналу. Поэтому, чтобы ослабить эффект снижения качества сигнала, требуется идти на более высокие потери мощности.
Применение способа OFDM с эффективными кодами канала частично снимает некоторые вышеописанные проблемы. Канальное кодирование в сочетании с канальным блоком перемежения также устраняет потребность системы OFDM в битовой загрузке. Однако канальное кодирование не решает проблему эффективности системы OFDM. Ненадлежащий выбор параметров OFDM может привести к заметному снижению эффективности передачи данных.
Система передачи на одной несущей с ограниченной полосой и квадратурной амплитудной модуляцией (QAM) высокого порядка широко применяется для высокоскоростной передачи данных с высокой спектральной эффективностью по проводным линиям, а также в беспроводных системах, работающих в пределах прямой видимости. Данный способ не имеет вышеупомянутых недостатков способа OFDM. Однако в системе с одной несущей и каналом с сильным замиранием вследствие многолучевого распространения осложняется задача коррекции канала. Линейный корректор не обеспечивает удовлетворительных характеристик. Моделирование показало, что даже если в системе с передачей на одной несущей применяют низкоскоростной код канала, чтобы сделать суммарный показатель служебной нагрузки или спектральную эффективность одинаковыми в системе с передачей на одной несущей и системе OFDM, характеристики системы с передачей на одной несущей с подключением линейного корректора и идеального корректора лишь немного выше, чем с OFDM.
Известно, что корректор с решающей обратной связью (DFE) является весьма эффективным способом коррекции канала с такими проблемами, как сильные межсимвольные помехи (ISI). Применение DFE требует оценок последних переданных символов без задержек для вычитания величины ISI, вносимой ими в текущие символы. Если оценки последних переданных символов свободны от ошибок, то величину вносимых ими ISI можно вычесть полностью, без усиления шумов. Этим объясняются превосходные характеристики идеального DFE, т.е. системы, которая предполагает возможность получения в приемнике достоверных оценок последних переданных символов. Если по последнему символу принято неверное решение, то возможно размножение ошибок. Моделирование показало, что в канале со значительным многолучевым распространением возникает настолько сильный эффект размножения ошибок, что характеристики DFE ниже характеристик линейного корректора.
Предложено несколько способов для ослабления влияния размножения ошибок в DFE. В соответствии с одним из способов предлагают присваивать критерий надежности каждому скорректированному гибкому символу. Оценка символа, подлежащая передаче обратно в DFE, основывается на данной надежности. Например, если скорректированный символ характеризуется высокой надежностью, то по обратной связи передается жесткое решение, а в противном случае по обратной связи передается скорректированный символ без жесткого решения.
Другой способ, в соответствии с которым предлагают выполнять итерацию в цепи между корректором и канальным декодером в режиме, подобном турборежиму, называют в литературе "турбокоррекцией". Способ, по сути, основан на том, что, если канальный декодер вырабатывает более достоверные оценки кодовых битов на выходе по сравнению с тем, что получает от корректора на входе, то оценки можно подавать обратно в DFE. В результате, во время выполнения в DFE следующей итерации, степень размножения ошибок в DFE уменьшится и т.д. Первый способ практически не приводит к техническому усложнению при осуществлении, а второй способ отличается намного более сложным осуществлением и замедлением передачи. К сожалению, установлено, что данные способы слабо помогают в решении проблемы размножения ошибок.
Поэтому в данной области техники существует потребность в ослаблении эффекта размножения ошибок.
СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Настоящее изобретение относится к устройству и способу восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи, которые ослабляют эффект размножения ошибок. Принимается совокупность символов модулированного сигнала (далее, модуляционных символов) из совокупности кодированных битов. Заявлены устройство и способ восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи. Принимается множество сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов. Определяются первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение, и второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение. Первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы. В соответствии с вариантом осуществления, расширенную сигнальную группу расширяют добавлением 2Mi к каждому элементу в исходной группе, где M означает число сигнальных элементов в основной одномерной сигнальной группе, а i является целым числом.
Определяется вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента. После этого можно определить символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению. Символы гибкого решения могут быть представлены логарифмическими отношениями правдоподобия.
При канальном кодировании, которое использует гибкое решение, чтобы вычислять битовое LLR для турбокодов (или разрядную метрику ветвления для декодирования по алгоритму Витерби сверточных кодов при принятии гибкого решения), свертывание принятой группы (по модулю функции) перед вычислением битового LLR или метрики ветвления, приводит к существенному ухудшению характеристик декодера. По существу, LLR определяют с использованием расширенной сигнальной группы, что существенно повышает качество работы декодера.
Ниже приведено подробное описание различных аспектов и вариантов осуществления настоящего изобретения. Нижеприведенное подробное описание настоящего изобретения дополнительно содержит информацию о методах, способах, приемниках, передатчиках, системах и других устройствах и элементах, которые реализуют различные аспекты, варианты осуществления и признаки изобретения.
КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ
Признаки, сущность и преимущества настоящего изобретения поясняются в подробном описании, приведенном ниже со ссылками на чертежи, на которых для обозначения соответствующих элементов использованы идентичные ссылочные позиции и где
на фиг.1 приведена упрощенная блок-схема системы связи, в которой могут быть реализованы различные аспекты и варианты осуществления изобретения;
на фиг.2A и 2B приведены блок-схемы двух передающих устройств, которые кодируют и модулируют данные, соответственно, в (1) одной схеме кодирования и модуляции и (2) раздельных схемах кодирования и модуляции на каждую антенну;
на фиг.3 приведена блок-схема системы связи, содержащей предварительный кодер;
на фиг.4 приведена блок-схема системы связи, использующей турбокодирование и предварительное кодирование;
на фиг.5 приведен пример принятой группы сигналов по модулю и расширенной сигнальной группы; и
на фиг.6 приведена схема последовательности операций для определения символа гибкого решения.
ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ
Предварительное кодирование является широко известным способом устранения эффекта размножения ошибок и достижения характеристик идеального корректора с решающей обратной связью (DFE). Суть предварительного кодирования заключается в следующем. Идеальное устройство DFE нуждается в идеальной оценке канала, а также последних переданных символов. Приемник может получить почти идеальную оценку канала, но не способен обеспечить идеальные оценки последних переданных символов. С другой стороны, передатчик располагает идеальной информацией о последних переданных символах. Следовательно, если бы передатчик мог получить оценку канала, то появилась бы возможность предварительной коррекции канала. В условиях локальных радиосетей (WLAN) или региональных радиосетей (WAN), в которых станция доступа и абонент являются фактически стационарными или медленно перемещаются, радиоканал можно считать двунаправленным. При этом как станция доступа, так и абонент располагают оценками канала, поскольку канал идентичен в обоих направлениях. Если предположение о двунаправленном характере канала становится неверным по какой-то причине, предварительное кодирование все-таки остается полезным решением. Оценки канала можно измерять и передавать обратно в передатчик из приемника во время первоначального сеанса связи перед передачей данных. Недостатком предварительной коррекции является проблема вероятного повышения мощности передачи, а также вероятного увеличения отношения пиковой и средней мощностей. Однако данная проблема весьма эффективно решается предварительным кодированием по алгоритму Томлинсона-Харашимы (TH).
На фиг.1 приведена упрощенная блок-схема системы связи 100, в которой могут быть реализованы различные аспекты и варианты осуществления настоящего изобретения. В данном варианте осуществления система связи 100 представляет собой систему CDMA, соответствующую стандартам cdma2000, W-CDMA, IS-856 и/или другим стандартам на системы CDMA. Передающее устройство 110 осуществляет передачу данных, как правило, в блоках от источника 112 данных до процессора 114 передаваемых данных (TX-данных), который форматирует, кодирует и обрабатывает данные с целью генерации, по меньшей мере, одного аналогового сигнала. После этого аналоговые сигналы пересылаются в передатчик 116, который (квадратурным способом) модулирует, фильтрует, усиливает и преобразует по частоте до более высокой частоты сигнал(ы) с целью генерации модулированного сигнала. Затем модулированный сигнал передается, по меньшей мере, одной антенной 118 (на фиг.1 показана одна антенна), по меньшей мере, в одно принимающее устройство.
В принимающем устройстве 130, по меньшей мере, одна антенна 132 (на фигуре также показана только одна антенна) принимает переданный сигнал и пересылает его в приемник 134. В приемнике 134 принятый сигнал усиливается, фильтруется, преобразуется по частоте со снижением частоты (квадратурным способом), демодулируется и оцифровывается с целью формирования отсчетов. Затем отсчеты обрабатываются и декодируются в процессоре 136 принимаемых данных (RX-данных) с целью восстановления передаваемых данных. Принимающее устройство 130 выполняет обработку и декодирование с использованием способа, дополнительного способу обработки и кодирования в передающем устройстве 110. Затем восстановленные данные передаются в приемник 138 данных.
На фиг.2A приведена блок-схема передающего устройства 200a, которое представляет собой вариант осуществления секции передатчика изображенной на фиг.1 передающей системы 110. В соответствии с данным вариантом осуществления единственная схема кодирования используется для всех NT передающих антенн, и единственная схема модуляции используется для всех NF частотных подканалов всех передающих антенн. Передающее устройство 200a содержит (1) процессор 114a TX-данных, который получает и кодирует информационные данные в соответствии с конкретной схемой кодирования для формирования кодированных данных, и (2) модулятор 116a, который модулирует кодированные данные в соответствии с конкретной схемой модуляции для формирования модулированных данных. В соответствии с этим процессор 114a TX-данных и модулятор 116a составляют один из вариантов осуществления соответственно процессора 114 TX-данных и модулятора 116, представленных на фиг.1.
В конкретном варианте осуществления, представленном на фиг.2A, процессор 114a TX-данных содержит кодирующее устройство 212, канальный блок 214 перемежения и демультиплексор 216. Кодирующее устройство 212 получает и кодирует данные трафика (т.е. информационные биты) в соответствии с выбранной схемой кодирования для формирования кодированных битов. Кодирование повышает надежность передачи данных. Выбранная схема кодирования может включать в себя в любом сочетании кодирование циклически избыточным проверочным кодом (CRC-кодирование), сверточное кодирование, турбокодирование, блочное кодирование и т.д. Ниже приведено описание нескольких вариантов кодирующего устройства 212.
Далее канальный блок 214 перемежения чередует кодированные биты по конкретной схеме перемежения и формирует кодированные биты с перемежением. Перемежение обеспечивает временное разнесение кодированных битов, позволяет передавать данные на основании средних отношений сигнала к шуму и сигнала к помехе (SNR) в частотных и/или пространственных подканалах, используемых для передачи данных, служит средством против замирания и дополнительно устраняет корреляцию между кодированными битами, используемыми для формирования каждого модуляционного символа. Перемежение может также обеспечивать дополнительное частотное разнесение, если кодированные биты передаются по нескольким частотным подканалом. Ниже приведено описание кодирования и канального перемежения.
Далее демультиплексор 216 разделяет подвергнутые перемежению и кодированные данные на NT потоков кодированных данных для NT передающих антенн, которые должны осуществлять передачу данных. Далее NT потоков кодированных данных направляются в модулятор 116a.
В конкретном варианте осуществления, показанном на фиг.2A, модулятор 116a содержит NT модуляторов OFDM, и каждый из модуляторов OFDM предназначен для обработки соответствующего потока кодированных данных для одной передающей антенны. Каждый модулятор OFDM содержит блок 222 отображения символов, блок 224 обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) и генератор 226 циклического префикса. В соответствии с данным вариантом осуществления все NT блоков 222a-222t отображения символов реализуют одну и ту же схему модуляции.
В каждом модуляторе OFDM блок 222 отображения символов отображает полученные кодированные биты в модуляционные символы для (вплоть до) NT частотных подканалов, по которым данные должны передаваться на передающую антенну, относящуюся к модулятору OFDM. Конкретная схема модуляции, подлежащая реализации в блоке 222 отображения символов, определяется посредством управления модуляцией, которое осуществляет контроллер 130. При использовании OFDM модуляцию можно выполнять группировкой наборов из q кодированных битов для формирования недвоичных символов и отображением каждого недвоичного символа в конкретный элемент в сигнальной группе, соответствующей выбранной схеме модуляции (например, квадратурной фазовой манипуляции (QPSK), многоуровневой фазовой манипуляции (M-PSK), многоуровневой квадратурной амплитудной модуляции (M-QAM) или какой-либо другой схеме). Каждый отображенный сигнальный элемент соответствует M-ичному (с основанием M) модуляционному символу, где M=2q. Далее блок 222 отображения символов выдает вектор, состоящий из (вплоть до) NF модуляционных символов на каждый период передачи символов, при этом число модуляционных символов в каждом векторе соответствует числу частотных подканалов, подлежащих использованию для передачи данных в упомянутый период передачи символов.
Если приемная система выполняет обычное не итерационное обратное отображение и декодирование, то для отображения символов целесообразно применять отображение кодом Грея, поскольку данный код обеспечивает более высокие характеристики по коэффициенту битовых ошибок (BER). При отображении кодом Грея соседние элементы в сигнальной группе (как по горизонтали, так и по вертикали) отличаются только на одну из q битовых позиций. Отображение кодом Грея уменьшает количество битовых ошибок для событий с большей вероятностью ошибок, которые соответствуют принятому модуляционному символу, отображаемому в позиции вблизи правильной позиции, при этом в данном случае только один кодированный бит будет принят с ошибкой.
Далее блок IFFT 224 выполняет обратное быстрое преобразование Фурье каждого вектора модуляционных символов в представление во временной области (которая называется символом OFDM). Блок IFFT 224 может быть выполнен для осуществления обратного преобразования относительно любого числа (например, 8, 16, 32, ..., NF, ...) частотных подканалов. В соответствии с вариантом осуществления генератор циклического префикса 226 повторяет часть символа OFDM для каждого символа OFDM, чтобы сформировать соответствующий передаваемый символ. При использовании циклического префикса передаваемый символ сохраняет свои ортогональные свойства при наличии разброса по задержке при многолучевом распространении, тем самым улучшая рабочие характеристики в условиях таких вредных воздействий тракта, как дисперсия канала, обусловленная частотно-избирательным замиранием. Передаваемые символы с генератора циклического префикса 226 поступают в соответствующий передатчик 122 и обрабатываются для генерации модулированного сигнала, который передается соответствующей антенной 124.
На фиг.2B приведена блок-схема передающего устройства 200b, которое является другим вариантом осуществления секции передатчика передающей системы 110, изображенной на фиг.1. В соответствии с данным вариантом осуществления для каждой из NT передающих антенн используется отдельная схема кодирования, и для всех NF частотных подканалов каждой передающей антенны используется отдельная схема модуляции (т.е. принцип раздельного кодирования и модуляции для каждой отдельной антенны). Конкретные схемы кодирования и модуляции, которые следует исследовать для каждой передающей антенны, могут выбираться исходя из ожидаемых условий канала (например, приемной системой и передаваться обратно в передающую систему).
Передающее устройство 200b содержит (1) процессор 114b TX-данных, который получает и кодирует информационные данные в соответствии с отдельными схемами кодирования для формирования кодированных данных, и (2) модулятор 116b, который модулирует кодированные данные в соответствии с отдельными схемами модуляции для формирования модулированных данных. Процессор 114b TX-данных и модулятор 116b составляют другой вариант осуществления соответственно процессора 114 TX-данных и модулятора 116, представленных на фиг.1.
В конкретном варианте осуществления, представленном на фиг.2B, процессор 114b TX-данных содержит демультиплексор 210, NT кодирующих устройств 212a-212t, и NT канальных блоков 214a-214t перемежения (т.е. по одной группе, состоящей из кодирующего устройства и канального блока перемежения, на каждую передающую антенну). Демультиплексор 210 разделяет информационные данные (т.е. информационные биты) на NT потоков данных для NT передающих антенн, которые должны использоваться для передачи данных. Далее каждый поток данных пересылается в соответствующее кодирующее устройство.
Каждое кодирующее устройство 212 получает и кодирует соответствующий поток данных на основе конкретной схемы кодирования, выбранной для соответствующей передающей антенны для формирования кодированных битов. Далее кодированные биты из каждого кодирующего устройства 212 подаются в соответствующий канальный блок 214 перемежения, который чередует кодированные биты на основе конкретной схемы перемежения, чтобы обеспечить разнесение. Затем канальные блоки 214a-214t перемежения передают потоки перемежающих и кодированных данных для NT передающих антенн в модулятор 116b.
В конкретном варианте осуществления, представленном на фиг.2B, модулятор 116b содержит NT модуляторов OFDM, при этом каждый модулятор OFDM содержит блок 222 отображения символов, блок IFFT 224 и генератор 226 циклического префикса. В соответствии с данным вариантом осуществления NT блоков 222a-222t отображения символов могут реализовать разные схемы модуляции. В каждом модуляторе OFDM блок 222 отображения символов отображает группы из qn кодированных битов для формирования Mn-ичных модуляционных символов, где Mn соответствует конкретной схеме модуляции, выбранной для n-ной передающей антенны (как определено контроллером 130, управляющим модуляцией) и Mn=2q. Описание последующей обработки в блоке IFFT 224 и генераторе циклического префикса 226 приведено выше.
Возможны другие конструктивные варианты осуществления передающего устройства в пределах объема настоящего изобретения. Например, кодирование и модуляцию можно раздельно выполнять для каждой подгруппы передающих антенн, каждого передающего канала или каждой группы передающих каналов. Варианты исполнения кодирующих устройств 212, канальных блоков 214 перемежения, блоков 222 отображения символов, блоков IFFT 224 и генераторов 226 циклического префикса достаточно известны специалистам в данной области техники и поэтому не рассмотрены подробнее в настоящем описании.
Более подробное описание схем кодирования и модуляции для систем MIMO с использованием и без использования OFDM содержатся в патентных заявках США №09/826481 и №09/956449 на "Способ и устройство для использования информации состояния канала в системе беспроводной связи" соответственно от 23 марта 2001 г. и 18 сентября 2001 г.; в патентной заявке США №09/854235 на "Способ и устройство для обработки данных в системе связи с множеством входов и множеством выходов с использованием информации состояния канала" от 11 мая 2001 г.; в патентной заявке США №09/776075 на "Схему кодирования для системы беспроводной связи" от 1 февраля 2001 г.; и патентной заявке США №09/993087 на "Систему связи множественного доступа с множеством входов и множеством выходов" от 6 ноября 2001 г. Все перечисленные заявки переуступлены владельцу прав на настоящее изобретение и включены в настоящее описание посредством ссылки. Кроме того, можно применить другие схемы кодирования и модуляции, которые также не выходят за пределы объема настоящего изобретения.
Описание примера системы OFDM содержится в патентной заявке США №09/532492 на "Высокоэффективную систему связи, использующую модуляцию множества несущих" от 30 марта 2000 г., переуступленной владельцу прав на настоящее изобретение и включенной в настоящее описание посредством ссылки. Кроме того, описание способа модуляции OFDM приведено в статье John A.C. Bingham, "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", IEEE Communications Magazine, May 1990, которая включена в настоящее описание посредством ссылки.
Для кодирования данных перед передачей можно использовать кодирующие устройства разных типов. Например, кодирующее устройство может реализовать кодирование любым из следующих кодов, а именно (1) последовательным каскадным сверточным кодом (SCCC), (2) параллельным каскадным сверточным кодом (PCCC), (3) простым сверточным кодом, (4) каскадным кодом, составленным из блочного кода и сверточного кода, и т.д. Каскадные сверточные коды называют также турбокодами.
Вышеописанные методы обработки сигналов обеспечивают передачу речевой информации, видеоинформации, пакетных данных и других видов информации в одном направлении. Двунаправленная система связи обеспечивает двухстороннюю передачу данных и функционирует аналогичным способом.
На фиг.3 приведена блок-схема 300 системы связи, содержащей предварительный кодер. На фиг.3 ak обозначает комплексный модуляционный символ 304 из группы сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией (QAM), где k является временным индексом. Рассматривается квадратная группа сигналов QAM, которую можно считать прямым произведением двух групп сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (PAM), с M элементами в каждой группе, а именно (-(M-1), -(M-2), ..., (M-3), -(M-1)). Комплексный модуляционный символ 304 служит входным символом для предварительного кодирующего устройства 308. Функция предварительного кодирующего устройства 312 определяется следующим выражением:
Xk=ak-[Xk-1h-1+Xk-2h-2+...+Xk-Lh-L] по модулю 2M, (1)
которое можно переписать отдельно для действительной и мнимой составляющих,
Xk=ak+2M(lk+jmk)-[Xk-1h-1+Xk-2h-2+...+Xk-Lh-L], (2)
где lk и mk являются целыми числами, для которых действительная и мнимая составляющие Xk находятся в пределах +/- M, то есть -MRe[Xk], Im[Xk]M.
В соответствии с вышеизложенным, функция предварительного кодирующего устройства является функцией текущего символа (ak) минус произведение предыдущих выходов предварительного кодирующего устройства (Xk-1, и т.д.) на предыдущие импульсные отклики канала (h-1, и т.д.).
Затем выходной результат 312 подается в блок комбинированной передаточной функции 316. Как видно из фиг.4 (описание к фиг.4 смотри ниже), H(z) на фиг.3 обозначает комбинированную передаточную функцию 316 фильтра на передающей стороне, многолучевого канала, фильтра на принимающей стороне и относящегося к корректору фильтра с прямой связью. В предположении, что комбинированный импульсный отклик ограничен L+1 символами, функция H(z) определяется выражением
H(z)=1+h-1z-1+h-2z-1+...++h-Lz-L] (3)
Выходной результат блока комбинированной передаточной функции 316 обозначен Yk (или 320). Следовательно, уравнение (2) дает
ak+2M(lk+jmk)=Xk+Xk-1h-1+Xk-2h-2+...+Xk-Lh-L=Yk (4)
Nk обозначает комплексный вносимый белый шум с гауссовым распределением (AWGN) 324 со спектральной плотностью мощности N0/2. Когда к комбинированной передаточной функции 320 подмешивают вносимый белый шум с гауссовым распределением, то получают функцию Zk (328), определяемую выражением
Zk=Yk+Nk=ak+2M(lk+jmk)+Nk (5)
и
Wk=Zk mod 2M (6)
где функция MOD 2M 332 означает ограничение энергии передаваемого сигнала ближе к энергии непредвиденной сигнальной группы, а Wk (336) обозначает статистику решений.
В соответствии с вышеизложенным, применение предварительного кодирования приводит к расширению исходной сигнальной группы. Это означает, что, если ak представляет собой сигнальный элемент в исходной группе сигналов QAM, то ak+2M(lk+jmk) также является достоверным сигнальным элементом в расширенной сигнальной группе, где lk и jmk являются целыми числами. По существу, операция ограничения по модулю (modulo 2M) в приемнике свертывает расширенную сигнальную группу обратно в исходную сигнальную группу.
Характеристики предварительного кодирования несколько хуже, чем характеристики идеального корректора типа DFE, по меньшей мере, по следующим причинам: сигнал после предварительного кодирования больше не является дискретным, а становится равномерно распределенным в интервале между [-M, M], что приводит к несколько большей передаваемой энергии при том же минимальном расстоянии между двумя сигнальными элементами. Данный эффект известен как потери при предварительном кодировании, величина которых определяется выражением
Figure 00000002
Данные потери становятся ничтожными для большой сигнальной группы. Кроме того, характеристики предварительного кодирования несколько хуже, чем характеристики идеального корректора типа DFE, поскольку предварительное кодирование приводит к расширению исходной сигнальной группы, среднее число ближайших соседних элементов возрастает, что ведет к росту частоты ошибок. Тем не менее, предварительное кодирование является весьма мощным, простым и удобным средством достижения уровня характеристик идеального DFE.
Блок-схема системы связи 400, использующей турбокодирование и предварительное кодирование, показана на фиг.4. Передаваемый блок двоичных данных 404 кодируется турбокодирующим устройством 408, которое формирует последовательность кодовых битов 412. Турбокод может быть параллельным или последовательным каскадным кодом. Кроме того, можно использовать "прокалывание" (удаление элементов) кода для формирования любой кодовой скорости. После турбокодирования последовательность кодовых битов 412 подается в блок 416 отображения, где биты группируются (2log2M) и отображаются в элемент в группе сигналов с модуляцией вида M2-QAM. В варианте осуществления применяют коды Грея. На выходе блока 416 отображения формируется последовательность комплексных модуляционных символов 420. Последовательность комплексных модуляционных символов 420 подается в предварительное кодирующее устройство 424. Функционирование предварительного кодирующего устройства рассмотрено в описании применительно к фиг.3.
На выходе предварительного кодирующего устройства также формируется комплексная величина 428. В соответствии с вариантом осуществления, комплексный сигнал 428 содержит действительную и мнимую составляющие, равномерно распределенные в интервале между -M и+M, где M означает число сигнальных элементов в составляющей группе сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (PAM). Затем выходной сигнал 428 предварительного кодирующего устройства подается в формирующий импульсы фильтр 432 на передающей стороне системы. Фильтр 436 на приемной стороне является дополнительным формирующим импульсы фильтром в приемнике. Фильтром 432 на передающей стороне и фильтром 436 на приемной стороне могут быть такие фильтры Найквиста, использующие алгоритм вычисления квадратного корня, которые обеспечивают комбинированный отклик вида импульса Найквиста.
Передающий канал 440 локальной радиосети можно смоделировать как независимый релеевский канал с замиранием вследствие многолучевого распространения, в который привносится аддитивный белый шум с гауссовым распределением (AWGN) 444. Фильтр 448 с прямой связью является секцией прямой связи канального корректора и функционально может быть дробно-интервальным. Фильтр 436 на приемной стороне в сочетании с фильтром с прямой связью можно рассматривать как эквивалент комбинированного канального согласованного фильтра с отбеливающим шумы фильтром. Если известны параметры фильтров на передающей и приемной сторонах системы и импульсный отклик канала, то коэффициенты фильтра с прямой связью и предварительного кодирующего устройства можно вычислить с использованием критерия минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE).
Zn обозначает выходной сигнал 452 фильтра с прямой связью, который подается в вычислитель 456 метрики LLR (n является индексом времени). Функцию вычислителя 456 метрики LLR может выполнять микропроцессор, программное обеспечение, микрокод, исполняемый в микропроцессоре, встроенном в специализированную интегральную схему (ASIC), или какое-либо иное средство. Выходные данные 460 вычислителя 456 метрики LLR указывают вероятность того, что конкретный бит имеет конкретное значение, и подаются в каскадное сверточное кодирующее устройство 464, например турбокодирующее устройство, которое выдает декодированные данные 468. Выходной сигнал фильтра 448 с прямой связью определяется выражением
Zn=An+jBn=an+2M(ln+jmn)+N'n, (7)
где an является соответствующим переданным символом сигнала QAM, а N'n является комплексным отсчетом вносимого белого шума с гауссовым распределением (AWGN). Zn является полученным гибким решением для переданного символа an.
Вычислитель 456 метрики LLR вычисляет значения LLR у 2log2M битов для каждого полученного гибкого символа сигнала QAM. Вследствие симметрии произведения квадратной группы сигналов QAM на отображение кодом Грея, значение LLR конкретного кодового бита зависит от An (действительная составляющая) или Bn (мнимая составляющая) и от соответствующих одномерных элементов сигнала PAM. Другими словами, в целях вычисления значений LLR, можно считать, что принятый сигнал QAM состоит из двух независимых сигналов PAM. Следовательно, значение LLR для данного кодового бита bk (k является индексом бита в группе log2M битов или обозначением сигнала PAM; 0k<log2M), соответствующего принятому сигналу An, в предположении равновероятных модуляционных символов определяется выражением
Figure 00000003
где
Figure 00000004
и
Figure 00000005
обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (сигнала M-PAM), для которых соответственно bk=0 и bk=1. Ранее указано, что вследствие предварительного кодирования, полученные гибкие решения An и Bn принадлежат к расширенной группе сигналов PAM. Следовательно, значение LLR находят определением вероятности того, что An принято при условии, что s передано. Как видно из последней части уравнения (8), вычисление значения LLR может включать влияние коэффициентов шумов σ2.
Выполнение операции Mod 2M на An и Bn свертывает принятый сигнальный элемент в исходную группу, что выгодно, когда по An и Bn следует получить жесткое решение. Однако, если применяется канальное кодирование, которое использует гибкое решение, чтобы вычислить значение битового LLR для турбокодов (или разрядную метрику ветвления для декодирования по алгоритму Витерби сверточных кодов при принятии гибкого решения), то свертывание принятой группы перед вычислением битового LLR или метрики ветвления приводит к существенному ухудшению характеристик декодера. Примером тому является фиг.5.
На фиг.5 показана принятая группа сигналов по модулю и расширенная сигнальная группа. Рамка 504 представляет (нерасширенную) сигнальную группу по модулю, содержащую элементы -3, -1, 1 и 3, что соответствует кодам Грея (для битов b0 и b1) соответственно 11, 10, 00 и 01. Если, как показано, принят элемент 508 (находящийся непосредственно за "4") и выполнена операция по модулю 2M, то элемент 508 преобразуется в элемент 512 (находящийся непосредственно перед -4). В нерасширенной группе оценивается вероятность того, что элемент 512 равен 0 или 1. Вероятность того, что бит b0 равен "1" очень высока, поскольку только ближайшее значение для бита b0 равно "1" (с вероятностью около 95%). Однако, если рассматривать расширенную сигнальную группу, то оценивается также вероятность того, что элемент 508 равен 0 или 1. Поскольку элемент 508 немного ближе к "11", чем к "01", то вероятность того, что бит b0 равен "1" намного ниже (вероятность около 55%). Следовательно, использование расширенной сигнальной группы перед вычислением значения LLR и без использования операции по модулю 2M обеспечивает существенно более точное определение вероятности для данного бита.
Таким образом, когда присутствует предварительное устройство кодирования, для вычисления значения битового LLR или метрики ветвления применяется модификация с исключением операции по модулю и вычислением значения битового LLR на расширенной сигнальной группе. Другими словами, множества
Figure 00000006
и
Figure 00000007
расширяют добавлением 2Mi к каждому элементу в исходном наборе, где i является целым числом. Далее значение LLR определяется с использованием расширенного набора. Диапазон возможных значений i, которые необходимо учитывать из множества канальных реализаций, является предварительно заданным. Моделированием установлено, что обычно достаточно использовать множество канальных реализаций, при котором i=-2, -1, 0, 1, 2, однако предполагается, что можно использовать любое значение i. В предположении достаточности вышеприведенного диапазона i кардинальное число расширенных сигнальных наборов
Figure 00000008
и
Figure 00000009
в четыре раза больше, чем у исходного набора. В результате существенно возрастает сложность вычисления значения LLR. Однако упомянутую сложность можно резко уменьшить, если при вычислении значения LLR или метрики рассматривать только те элементы, которые находятся в пределах ± M от принятого элемента.
На фиг.6 приведена схема 600 последовательности операций способа для определения значения LLR. На этапе 604 принимают множество демодулированных сигнальных элементов. Демодулированные сигнальные элементы содержат совокупность кодированных битов и шум. На этапе 608 определяют первое подмножество сигнальных элементов и второе подмножество сигнальных элементов. Затем, на этапе 612 определяют вероятность того, что данный бит принят, при условии, что принято конкретное гибкое решение. Принятое гибкое решение принадлежит к расширенной сигнальной группе. Поэтому, как следует из уравнения (8), значение LLR на этапе 616 определяется как логарифм отношения суммы вероятностей того, что принятый бит равен "1" или "0".
Разнесение антенн, например, аналогично тому, как это имеет место в системе с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO), и является эффективным схемным решением повышения качества передачи данных по каналу с замираниями. Вышеописанный способ предварительного кодирования в сочетании с определением значения LLR с использованием расширенной битовой группы также полезен для систем связи, в которых используют разнос нескольких приемных антенн для разнесенного приема с суммированием или с выбором.
Итак, приведено описание нового и усовершенствованного способа и устройства для определения значения LLR в сочетании с предварительным кодирующим устройством. Для специалистов в данной области техники очевидно, что информация и сигналы могут быть представлены с использованием любой из множества разнообразных технологий и технических средств. Например, данные, инструкции, команды, информация, сигналы, биты, символы и элементарные сигналы, которые упоминаются в вышеприведенном описании, могут быть представлены напряжениями, токами, электромагнитными волнами, магнитными полями или частицами, оптическими полями или частицами или любой комбинацией перечисленных объектов.
Для специалистов в данной области техники очевидно также, что различные использованные для иллюстрации логические блоки, модули, схемы и алгоритмические этапы, описания которых даны в связи с приведенными в описании вариантами осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены в виде электронной аппаратуры, компьютерного программного обеспечения или их комбинаций. Чтобы понятнее продемонстрировать взаимозаменяемость аппаратных и программных средств, вышеприведенные описания различных использованных для иллюстрации компонентов, блоков, модулей, схем и этапов являются обобщенными на уровне исполняемых ими функций. Будут ли данные функции реализованы в аппаратуре или программном обеспечении, зависит от конкретного применения и конструктивных ограничений, налагаемых на систему в целом. Технические специалисты могут осуществить выполнение вышеописанных функций разными способами в каждом конкретном случае применения, однако данные варианты осуществления нельзя рассматривать как выход за пределы объема настоящего изобретения.
Различные использованные для иллюстрации логические блоки, модули и схемы, описания которых даны в связи с приведенными в описании вариантами осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены или выполнены с использованием универсального процессора, цифрового процессора сигналов (DSP), специализированной интегральной схемы (ASIC), программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA) или другого программируемого логического устройства, логического элемента ИС с низкой степенью интеграции или транзисторной логики, дискретных аппаратных компонентов или любой комбинации перечисленных элементов, предназначенной выполнять вышеописанные функции. Универсальный процессор может быть микропроцессором, или же процессор может быть любым обычным процессором, контроллером, микроконтроллером или конечным автоматом. Процессор может быть также выполнен в виде комбинации вычислительных устройств, например комбинации цифрового процессора сигналов (DSP) и микропроцессора, совокупности микропроцессоров, по меньшей мере, одного микропроцессора в сочетании с базовым цифровым процессором сигналов (DSP), или в виде любой другой аналогичной конфигурации.
Этапы способа или алгоритма, описания которых даны в связи с приведенными в описании вариантами осуществления настоящего изобретения, могут встраиваться непосредственно в аппаратные средства, в программный модуль, исполняемый процессором или в сочетание аппаратно-программных средств. Программный модуль может постоянно храниться в запоминающем устройстве с произвольным доступом (RAM), флэш-памяти, постоянном запоминающем устройстве (ROM), стираемой программируемой постоянной памяти (EPROM) или электрически стираемой программируемой постоянной памяти (EEPROM), регистрах, на жестком диске, съемном диске, оптическом диске (CD-ROM) или любом другом носителе информации, известном в данной области техники. Процессор и соответствующий носитель информации могут входить в состав специализированной интегральной схемы (ASIC). Схема ASIC может входить в состав абонентского устройства или в какую-либо часть инфраструктуры системы радиосвязи. В другом варианте исполнения процессор и носитель информации могут быть составной частью дискретных компонентов в составе абонентского терминала.
Вышеприведенное описание некоторых вариантов осуществления изобретения имеет целью дать любому специалисту в данной области техники возможность осуществить или использовать настоящее изобретение. Специалистам в данной области техники очевидны возможности внесения различных изменений в вышеприведенные варианты осуществления, при этом вышеизложенные общие принципы могут применяться к другим вариантам осуществления без выхода за пределы сущности или объема настоящего изобретения. Следовательно, настоящее изобретение не ограничено вышеописанными вариантами осуществления, а соответствует самому широкому объему, определяемому изложенными в настоящем описании принципами и новыми признаками.

Claims (38)

1. Способ восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи, заключающийся в том, что
принимают множество сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов;
определяют первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение;
определяют второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;
определяют вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и
определяют символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,
при этом расширенную сигнальную группу формируют добавлением 2Мi к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.
2. Способ по п.1, отличающийся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).
3. Способ по п.2, отличающийся тем, что значение LLR определяют по следующей формуле:
Figure 00000010
где bk обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log2M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0≤k<log2M; An обозначает принятый сигнал, соответствующий bk;
Figure 00000011
и
Figure 00000012
обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно bk=0 и bk=1.
4. Способ по п.1, отличающийся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, передаваемую по каналу, и внешнюю информацию.
5. Способ по п.1, отличающийся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, по меньшей мере, для одного пространственного подканала и, по меньшей мере, для одного частотного подканала, используемых для передачи совокупности модуляционных символов.
6. Способ по п.1, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM).
7. Способ по п.1, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO).
8. Способ по п.7, отличающийся тем, что система MIMO осуществляет ортогональное уплотнение с разделением частот (OFDM).
9. Способ по п.1, отличающийся тем, что расширенную сигнальную группу ограничивают +/- М элементами от принятого элемента.
10. Способ по п.1, отличающийся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).
11. Способ определения в системе радиосвязи символов гибкого решения по принятым модуляционным символам, заключающийся в том, что
определяют первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит равен первому значению;
определяют второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит равен второму значению, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;
определяют вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и
определяют символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,
при этом расширенную сигнальную группу формируют добавлением 2Мi к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.
12. Способ по п.11, отличающийся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).
13. Способ по п.12, отличающийся тем, что значение LLR определяют по следующей формуле:
Figure 00000013
где bk обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log2M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0≤k<log2M; An обозначает принятый сигнал, соответствующий bk;
Figure 00000011
и
Figure 00000012
обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно bk=0 и bk=1.
14. Способ по п.11, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM).
15. Способ по п.11, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO).
16. Способ по п.15, отличающийся тем, что система MIMO осуществляет ортогональное уплотнение с разделением частот (OFDM).
17. Способ по п.11, отличающийся тем, что расширенную сигнальную группу ограничивают +/- М элементами от принятого элемента.
18. Способ по п.11, отличающийся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).
19. Устройство восстановления в системе радиосвязи передаваемых данных, содержащее
средство для приема множества сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов;
средство для определения первого подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен первому значению;
средство для определения второго подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен второму значению, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;
средство для определения вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и
средство для определения символа гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,
при этом расширенная сигнальная группа сформирована добавлением 2Мi к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.
20. Устройство по п.19, отличающееся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).
21. Устройство по п.20, отличающееся тем, что значение LLR определяется по следующей формуле:
Figure 00000013
где bk обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log2M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0≤k<log2M; An обозначает принятый сигнал, соответствующий bk;
Figure 00000011
и
Figure 00000012
обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно bk=0 и bk=1.
22. Устройство по п.19, отличающееся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, передаваемую по каналу, и внешнюю информацию.
23. Устройство по п.19, отличающееся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, по меньшей мере, для одного пространственного подканала и, по меньшей мере, для одного частотного подканала, используемых для передачи совокупности модуляционных символов.
24. Устройство по п.19, отличающееся тем, что система радиосвязи является системой с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM).
25. Устройство по п.19, отличающееся тем, что система радиосвязи является системой с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO).
26. Устройство по п.25, отличающееся тем, что система MIMO осуществляет ортогональное уплотнение с разделением частот (OFDM).
27. Устройство по п.19, отличающееся тем, что расширенная сигнальная группа ограничена +/- М элементами от принятого элемента.
28. Устройство по п.19, отличающееся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).
29. Устройство восстановления в системе радиосвязи передаваемых данных, содержащее
приемник, выполненный с возможностью приема множества модуляционных символов из совокупности кодированных битов;
процессор, связанный с приемником и выполненный с возможностью осуществления следующих этапов способа:
определение первого подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен первому значению;
определение второго подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен второму значению, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;
определение вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и
определение символа гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,
при этом расширенная сигнальная группа сформирована добавлением 2Мi к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.
30. Устройство по п.29, отличающееся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).
31. Устройство по п.29, отличающееся тем, что значение LLR определяется по следующей формуле:
Figure 00000013
где bk обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log2M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0≤k<log2M; An обозначает принятый сигнал, соответствующий bk;
Figure 00000011
и
Figure 00000012
обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно bk=0 и bk=1.
32. Устройство по п.29, отличающееся тем, что расширенная сигнальная группа ограничена +/- М элементами от принятого элемента.
33. Устройство по п.29, отличающееся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).
34. Машиночитаемый носитель данных, содержащий последовательность машиночитаемых команд управления компьютерной системой, выполнение которых компьютерной системой осуществляет способ восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи, содержащий этапы
приема множества сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов;
определения первого подмножества сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение;
определения второго подмножества сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;
определения вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и
определения символа гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,
при этом расширенная сигнальная группа сформирована добавлением 2Мi к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.
35. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).
36. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что значение LLR определяется по следующей формуле:
Figure 00000013
где bk обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log2M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0≤k<log2M; An обозначает принятый сигнал, соответствующий bk;
Figure 00000011
и
Figure 00000012
обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно bk=0 и bk=1.
37. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что расширенная сигнальная группа ограничена +/- М элементами от принятого элемента.
38. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).
RU2004119550/09A 2001-11-29 2002-11-27 Способ и устройство для определения логарифмического отношения правдоподобия с предварительным кодированием RU2304352C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US33436301P 2001-11-29 2001-11-29
US60/334,363 2001-11-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2004119550A RU2004119550A (ru) 2005-11-10
RU2304352C2 true RU2304352C2 (ru) 2007-08-10

Family

ID=23306875

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2004119550/09A RU2304352C2 (ru) 2001-11-29 2002-11-27 Способ и устройство для определения логарифмического отношения правдоподобия с предварительным кодированием

Country Status (16)

Country Link
US (1) US7218689B2 (ru)
EP (1) EP1461924A4 (ru)
JP (1) JP4116562B2 (ru)
KR (1) KR100911424B1 (ru)
CN (1) CN100583860C (ru)
AR (1) AR039071A1 (ru)
AU (1) AU2002346605B2 (ru)
BR (1) BR0214528A (ru)
CA (1) CA2468574A1 (ru)
IL (2) IL162191A0 (ru)
MX (1) MXPA04005171A (ru)
MY (1) MY137160A (ru)
RU (1) RU2304352C2 (ru)
TW (1) TWI292272B (ru)
WO (1) WO2003047118A2 (ru)
ZA (1) ZA200404175B (ru)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2577192C1 (ru) * 2015-02-11 2016-03-10 Межрегиональное общественное учреждение "Институт инженерной физики" Некогерентный демодулятор бинарного цифрового сигнала с мягким итеративным декодированием данных
RU2578206C2 (ru) * 2007-08-20 2016-03-27 Риарден, Ллк Система и способ беспроводной связи с распределенными входами и распределенными выходами

Families Citing this family (75)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6711121B1 (en) * 1998-10-09 2004-03-23 At&T Corp. Orthogonal code division multiplexing for twisted pair channels
US7154936B2 (en) * 2001-12-03 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Iterative detection and decoding for a MIMO-OFDM system
US7197084B2 (en) * 2002-03-27 2007-03-27 Qualcomm Incorporated Precoding for a multipath channel in a MIMO system
DE60215153T2 (de) * 2002-08-21 2007-10-25 Lucent Technologies Inc. Drahtloses MIMO Telekommunikationssystem mit Multilevel-Coded Modulation unter Verwendung von iterativer Ermittlung von Soft-Schätzwerten und entsprechende Methode
US7609777B2 (en) * 2002-08-30 2009-10-27 Alcatel-Lucent Usa Inc. Maximum likelihood a posteriori probability detector
US7002900B2 (en) 2002-10-25 2006-02-21 Qualcomm Incorporated Transmit diversity processing for a multi-antenna communication system
DE60313505T2 (de) * 2003-02-13 2007-12-27 Ntt Docomo Inc. Differenzielle sende- und empfangs-diversity mit mehrfacher länge
US8064528B2 (en) 2003-05-21 2011-11-22 Regents Of The University Of Minnesota Estimating frequency-offsets and multi-antenna channels in MIMO OFDM systems
SI1654847T1 (sl) * 2003-06-23 2017-01-31 Seo, Hong-Seok Demodulacijski postopek z uporabo mehkega odločanja za kvadraturno amplitudno modulacijo in naprava zanj
US7394858B2 (en) 2003-08-08 2008-07-01 Intel Corporation Systems and methods for adaptive bit loading in a multiple antenna orthogonal frequency division multiplexed communication system
JP4255951B2 (ja) * 2003-09-09 2009-04-22 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線多重伝送システムにおける信号伝送方法及び送信機
GB2406759B (en) * 2003-10-02 2006-06-07 Toshiba Res Europ Ltd Signal decoding methods and apparatus
US7616698B2 (en) 2003-11-04 2009-11-10 Atheros Communications, Inc. Multiple-input multiple output system and method
KR100520159B1 (ko) * 2003-11-12 2005-10-10 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법
WO2005050885A1 (ja) * 2003-11-21 2005-06-02 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システム
US8204149B2 (en) 2003-12-17 2012-06-19 Qualcomm Incorporated Spatial spreading in a multi-antenna communication system
US7194042B2 (en) * 2004-01-13 2007-03-20 Qualcomm Incorporated Data transmission with spatial spreading in a mimo communication system
US11451275B2 (en) 2004-04-02 2022-09-20 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US11394436B2 (en) 2004-04-02 2022-07-19 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US10985811B2 (en) 2004-04-02 2021-04-20 Rearden, Llc System and method for distributed antenna wireless communications
US8923785B2 (en) 2004-05-07 2014-12-30 Qualcomm Incorporated Continuous beamforming for a MIMO-OFDM system
GB2415336B (en) * 2004-06-18 2006-11-08 Toshiba Res Europ Ltd Bit interleaver for a mimo system
ATE509441T1 (de) * 2004-06-18 2011-05-15 Nokia Corp Frequenzbereichs-entzerrung frequenzselektiver mimo-kanäle
US7978649B2 (en) 2004-07-15 2011-07-12 Qualcomm, Incorporated Unified MIMO transmission and reception
US8484272B2 (en) 2004-08-20 2013-07-09 Qualcomm Incorporated Unified pulse shaping for multi-carrier and single-carrier waveforms
US20060067293A1 (en) * 2004-09-24 2006-03-30 John Santhoff Digital synthesis of communication signals
US8401503B2 (en) * 2005-03-01 2013-03-19 Qualcomm Incorporated Dual-loop automatic frequency control for wireless communication
WO2006095423A1 (ja) * 2005-03-09 2006-09-14 Fujitsu Limited 通信システム、送信方法
US7502408B2 (en) * 2005-04-21 2009-03-10 Broadcom Corporation RF transceiver having adaptive modulation
JP4898674B2 (ja) * 2005-06-22 2012-03-21 パナソニック株式会社 マルチキャリア伝送方式の送信装置及び受信装置並びにマルチキャリア伝送方式を用いた送信方法及び受信方法
EP1746756B1 (en) 2005-07-21 2013-01-16 STMicroelectronics Srl A method and system for decoding signals, corresponding receiver and computer program product
US7684522B2 (en) * 2005-08-02 2010-03-23 Beceem Communications Inc. Method and system for determining a log-likelihood ratio (LLR) corresponding to each bit of a symbol
US20070072606A1 (en) * 2005-09-28 2007-03-29 Pieter Van Rooyen Method and system for mitigating interference from analog TV in a DVB-H system
US7539265B2 (en) * 2005-11-09 2009-05-26 Chung Shan Institute Of Science And Technology, Armaments Bureau, M.N.D. Multiple-input multiple-output code division multiple access (MIMO-CDMA) wireless communication equipment
KR100788890B1 (ko) * 2005-12-07 2007-12-27 한국전자통신연구원 다중안테나를 사용하는 다중 반송파 시스템의 송신 장치 및 수신 장치
US7672400B2 (en) * 2005-12-29 2010-03-02 Celeno Communications (Israel) Ltd. Method of secure WLAN communication
US20070153760A1 (en) 2005-12-29 2007-07-05 Nir Shapira Method, apparatus and system of spatial division multiple access communication in a wireless local area network
US9071435B2 (en) 2005-12-29 2015-06-30 Celeno Communications Ltd. System and method for tuning transmission parameters in multi-user multiple-input-multiple-output systems with aged and noisy channel estimation
US7751353B2 (en) * 2005-12-29 2010-07-06 Celeno Communications (Israel) Ltd. Device, system and method of securing wireless communication
US7656965B2 (en) * 2005-12-29 2010-02-02 Celeno Communications (Israel) Ltd. Method of secure WLAN communication
US8811369B2 (en) 2006-01-11 2014-08-19 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for supporting multiple communications modes of operation
EP2214433B1 (en) 2006-01-11 2012-11-21 Qualcomm Incorporated Communications method and apparatus for transmitting priority information via beacon signals
US8331425B2 (en) 2006-02-28 2012-12-11 Kyocera Corporation Apparatus, system and method for providing a multiple input/multiple output (MIMO) channel interface
US7586991B2 (en) * 2006-03-16 2009-09-08 Posdata Co., Ltd. Method and apparatus for calculating likelihood metric of a received signal in a digital communication system
US20080016425A1 (en) * 2006-04-04 2008-01-17 Qualcomm Incorporated Turbo decoder with symmetric and non-symmetric decoding rates
US8543070B2 (en) 2006-04-24 2013-09-24 Qualcomm Incorporated Reduced complexity beam-steered MIMO OFDM system
KR100918734B1 (ko) * 2006-07-27 2009-09-24 삼성전자주식회사 다중입력 다중출력 통신 시스템의 오류 정정 장치 및 방법
CN1921366B (zh) * 2006-09-25 2010-07-21 华为技术有限公司 一种编码符号对数似然比的实现方法和装置
WO2008121553A1 (en) * 2007-03-29 2008-10-09 Sandisk Corporation Non-volatile storage with decoding of data using reliability metrics based on multiple reads
US7904793B2 (en) 2007-03-29 2011-03-08 Sandisk Corporation Method for decoding data in non-volatile storage using reliability metrics based on multiple reads
KR101402305B1 (ko) 2008-01-21 2014-06-30 삼성전자주식회사 다중입출력 시스템에서 격자축소행렬을 이용한 송신심볼검출방법 및 그 장치
US8345793B2 (en) * 2008-03-10 2013-01-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Compensation of diagonal ISI in OFDM signals
US8391408B2 (en) * 2008-05-06 2013-03-05 Industrial Technology Research Institute Method and apparatus for spatial mapping matrix searching
US8595501B2 (en) 2008-05-09 2013-11-26 Qualcomm Incorporated Network helper for authentication between a token and verifiers
US8687718B2 (en) 2008-07-07 2014-04-01 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Multiple-input multiple-output OFDM systems
US8428169B1 (en) * 2008-07-30 2013-04-23 Marvell International Ltd. MIMO soft demodulation using hard-decision candidate selection
US8428113B1 (en) * 2009-01-23 2013-04-23 Pmc-Sierra, Inc. Equalizer for heavily clipped or compressed communications signals
US8175189B2 (en) * 2009-03-11 2012-05-08 Hitachi, Ltd. Fast generalized decision feedback equalizer precoder implementation for multi-user multiple-input multiple-output wireless transmission systems
WO2011022684A2 (en) 2009-08-21 2011-02-24 Hua Xu Transmission of information in a wireless communication system
US9814003B2 (en) * 2009-11-06 2017-11-07 Blackberry Limited Transmission of information in a wireless communication system
CN102664707B (zh) * 2012-04-10 2015-06-17 华为技术有限公司 确定对数似然比的方法、Turbo译码方法及其装置
US10194346B2 (en) 2012-11-26 2019-01-29 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
US11190947B2 (en) 2014-04-16 2021-11-30 Rearden, Llc Systems and methods for concurrent spectrum usage within actively used spectrum
US10164698B2 (en) 2013-03-12 2018-12-25 Rearden, Llc Systems and methods for exploiting inter-cell multiplexing gain in wireless cellular systems via distributed input distributed output technology
RU2767777C2 (ru) 2013-03-15 2022-03-21 Риарден, Ллк Системы и способы радиочастотной калибровки с использованием принципа взаимности каналов в беспроводной связи с распределенным входом - распределенным выходом
CN103166903B (zh) * 2013-03-19 2015-08-12 清华大学 星座映射的软解预处理方法以及软解方法
US11290162B2 (en) 2014-04-16 2022-03-29 Rearden, Llc Systems and methods for mitigating interference within actively used spectrum
US10256942B2 (en) * 2015-01-26 2019-04-09 Sony Corporation Receiver for receiving data in a broadcast system using redundancy data
US10050683B2 (en) * 2015-08-14 2018-08-14 Mediatek Inc. Signal modulation and demodulation for multiuser superposition transmission scheme
US10257844B2 (en) 2017-01-17 2019-04-09 Qualcomm Incorporated Beam-combining scheme with broadcast beam-sweeping and beam-index indication
US10304550B1 (en) 2017-11-29 2019-05-28 Sandisk Technologies Llc Sense amplifier with negative threshold sensing for non-volatile memory
FR3084227B1 (fr) * 2018-07-23 2021-09-10 Mohamed Tlich Modem radio micro-ondes multi-canaux base sur une modulation multi-porteuses
US10643695B1 (en) 2019-01-10 2020-05-05 Sandisk Technologies Llc Concurrent multi-state program verify for non-volatile memory
US11024392B1 (en) 2019-12-23 2021-06-01 Sandisk Technologies Llc Sense amplifier for bidirectional sensing of memory cells of a non-volatile memory
EP3920494A1 (en) * 2020-06-05 2021-12-08 Nokia Solutions and Networks Oy Method and apparatus for reducing dfe-induced error propagation impact on soft-input decoding

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5040191A (en) * 1987-02-24 1991-08-13 Codex Corporation Partial response channel signaling systems
US5095497A (en) * 1989-10-02 1992-03-10 At & T Bell Laboratories Technique for achieving the full coding gain of encoded digital signals
US5446763A (en) * 1991-07-02 1995-08-29 Motorola, Inc. Apparatus and method for converting soft symbols into soft bits
US5311547A (en) * 1992-02-03 1994-05-10 At&T Bell Laboratories Partial-response-channel precoding
JP3321976B2 (ja) * 1994-04-01 2002-09-09 富士通株式会社 信号処理装置および信号処理方法
CA2171922C (en) 1995-03-31 2001-12-11 Joseph Michael Nowack Decoder and method therefor
DE19647833B4 (de) 1996-11-19 2005-07-07 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren zur gleichzeitigen Funkübertragung digitaler Daten zwischen mehreren Teilnehmerstationen und einer Basisstation
US6151296A (en) * 1997-06-19 2000-11-21 Qualcomm Incorporated Bit interleaving for orthogonal frequency division multiplexing in the transmission of digital signals
US6145114A (en) * 1997-08-14 2000-11-07 Her Majesty The Queen In Right Of Canada, As Represented By The Minister Of Industry Through Communications Research Centre Method of enhanced max-log-a posteriori probability processing
DE19736625C1 (de) * 1997-08-22 1998-12-03 Siemens Ag Verfahren zur Datenübertragung auf Übertragungskanälen in einem digitalen Übertragungssystem
US6499128B1 (en) * 1999-02-18 2002-12-24 Cisco Technology, Inc. Iterated soft-decision decoding of block codes
GB2355164B (en) * 1999-10-07 2004-06-09 Oak Technology Inc Demodulator circuit
US7406261B2 (en) * 1999-11-02 2008-07-29 Lot 41 Acquisition Foundation, Llc Unified multi-carrier framework for multiple-access technologies
US6944242B2 (en) * 2001-01-04 2005-09-13 Comsys Communication & Signal Processing Ltd. Apparatus for and method of converting soft symbol information to soft bit information

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2578206C2 (ru) * 2007-08-20 2016-03-27 Риарден, Ллк Система и способ беспроводной связи с распределенными входами и распределенными выходами
RU2577192C1 (ru) * 2015-02-11 2016-03-10 Межрегиональное общественное учреждение "Институт инженерной физики" Некогерентный демодулятор бинарного цифрового сигнала с мягким итеративным декодированием данных

Also Published As

Publication number Publication date
JP4116562B2 (ja) 2008-07-09
IL162191A (en) 2010-11-30
ZA200404175B (en) 2005-08-11
RU2004119550A (ru) 2005-11-10
WO2003047118A2 (en) 2003-06-05
JP2005510939A (ja) 2005-04-21
TW200304309A (en) 2003-09-16
TWI292272B (en) 2008-01-01
MXPA04005171A (es) 2004-08-11
AU2002346605B2 (en) 2008-09-11
MY137160A (en) 2009-01-30
CN1615622A (zh) 2005-05-11
AU2002346605A1 (en) 2003-06-10
WO2003047118A3 (en) 2003-11-27
EP1461924A2 (en) 2004-09-29
EP1461924A4 (en) 2010-07-07
KR20040061005A (ko) 2004-07-06
BR0214528A (pt) 2004-12-28
US7218689B2 (en) 2007-05-15
CA2468574A1 (en) 2003-06-05
US20030112901A1 (en) 2003-06-19
IL162191A0 (en) 2005-11-20
AR039071A1 (es) 2005-02-09
KR100911424B1 (ko) 2009-08-11
CN100583860C (zh) 2010-01-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2304352C2 (ru) Способ и устройство для определения логарифмического отношения правдоподобия с предварительным кодированием
KR100429528B1 (ko) 디지털 통신 방법 및 장치
US20060250944A1 (en) Apparatus and method for transmitting bit-interleaved coded modulation signals in an orthogonal frequency division multiplexing system
US20140198863A1 (en) Method and apparatus for controlling multi-dimensional peak-to-average-power-ratio (papr) with constraints
KR100361033B1 (ko) 비균일 반복부호를 바탕으로 한 터보부호를 쓰는다중반송파 직접수열 부호분할 다중접속 시스템
GB2525090A (en) Reordering of a beamforming matrix
Sendrei et al. Nonlinear noise estimation and compensation in GFDM based communication systems for cognitive radio networks
Ghannam et al. Signal coding and interference cancellation of spectrally efficient FDM systems for 5G cellular networks
US11240764B2 (en) Method for improving the performance of an uplink non-orthogonal multiple access method
EP1724959A1 (en) Multiple access communication system with ARQ and interference cancellation
Zemen et al. Improved channel estimation for iterative receivers
Lim et al. Novel OFDM transmission scheme to overcome caused by multipath delay longer than cyclic prefix
KR102217030B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 신호 송수신을 위한 변조/복조 장치 및 방법
CN100364253C (zh) 用于OFDM中的子带自适应Turbo编码调制的方法
Mathews et al. Performance of turbo coded FBMC based MIMO systems
Siegl et al. Selected Mapping with Explicit Transmission of Side Information
WO2008152596A2 (en) System and method of transmitting and receiving an ofdm signal with reduced peak -to -average power ratio using dummy sequence insertation
Sharma et al. Performance analysis of UFMC for 5G technologies with different channel coding techniques
CN109600333B (zh) 一种可以减少循环前缀的方法
Kaur et al. Design and analysis of SRRC filter in wavelet based multiuser environment of mobile WiMax
Band et al. BER performance of WIMAX system using wavelet packet modulation technique
KR101225649B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템의 채널추정 장치 및 방법
KR101208517B1 (ko) Ｏｆｄｍ 또는 ｏｆｄｍａ 통신 시스템에서의 전력 경감방법 및 그 장치
Temurtaş et al. Enhancing the Performance of Flip-OFDM Systems with Channel Coding Techniques for Visible Light Communications
Nickel et al. Turbo equalization for single antenna cochannel interference cancellation in single carrier transmission systems

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20111128