KR101106682B1 - 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법 - Google Patents

다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101106682B1
KR101106682B1 KR1020050102898A KR20050102898A KR101106682B1 KR 101106682 B1 KR101106682 B1 KR 101106682B1 KR 1020050102898 A KR1020050102898 A KR 1020050102898A KR 20050102898 A KR20050102898 A KR 20050102898A KR 101106682 B1 KR101106682 B1 KR 101106682B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
llr
vectors
estimated
generating
received
Prior art date
Application number
KR1020050102898A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20070046331A (ko
Inventor
황근철
최숭윤
권영훈
문준
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020050102898A priority Critical patent/KR101106682B1/ko
Publication of KR20070046331A publication Critical patent/KR20070046331A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101106682B1 publication Critical patent/KR101106682B1/ko

Links

Images

Abstract

본 발명은 다중 안테나 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 생성 장치 및 방법에 관한 것으로서, 신호가 수신될 시, 서로 다른 N개의 수신기를 이용하여 N개의 추정 벡터를 생성하는 과정과, 상기 N개의 추정 벡터와 수신 신호 벡터를 이용하여 상기 N개의 추정 벡터에 대한 각각의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하는 과정과, 상기 N개의 추정 벡터 중 최단 유클리디안 거리를 가지는 M개의 추정 벡터를 선택하는 과정과, 상기 선택한 M개의 추정 벡터로부터 맵 알고리듬(MAP algorithm)을 이용하여 LLR을 계산 및 생성하는 과정을 포함하여, 상기 LLR 계산의 복잡도를 낮추면서도 최대 우도(Maximum Likelihood : ML) 수신기에서의 LLR값과 비슷한 수준의 높은 신뢰도를 갖는 LLR 값을 얻을 수 있는 이점이 있다.
MIMO, LLR, 연판정, 로그 우도 율, 유클리디안 거리

Description

다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR GENERATING OF MULTIPLE ANTENNA LOG LIKELIHOOD RATIO}
도 1은 본 발명에 따른 다중 안테나 송신기와 수신기의 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 수신기의 상세 구성을 도시한 블럭 구성도,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 LLR 생성부의 구성을 도시한 블럭 구성도,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 로그 우도 율 생성 방법의 절차를 도시한 도면, 및
도 5는 본 발명에 따른 각 수신 알고리듬 별 패킷 에러 율(packet error rate)을 비교한 모의 실험 결과를 도시한 도면.
본 발명은 다중 안테나에 관한 것으로, 특히, 로그 우도 율 생성 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근, 무선 이동통신 시장의 급성장으로 인하여 무선 환경에서의 다양한 멀티미디어 서비스가 요구되고 있으며, 특히, 전송 데이터의 대용량화 및 데이터 전송의 고속화가 진행되고 있다. 따라서, 한정된 주파수를 효율적으로 사용할 수 있는 방법을 찾는 것이 가장 시급한 과제로 떠오르고 있다. 상기 과제를 해결하기 위하여 다중 안테나를 이용한 새로운 전송 기술이 필요하게 되었으며, 그 일 예로서 다중 안테나를 이용한 다중 입력 다중 출력 시스템이 사용되고 있다.
상기 다중 입력 다중 출력(Multiple-Input Multiple-Output : 이하 'MIMO'라 칭함) 기술은 송/수신단 각각 다중 안테나를 사용하는 시스템으로, 단일 안테나를 사용하는 시스템에 비해 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 채널 전송 용량을 안테나 수에 비례하여 증가시킬 수 있어 최근 활발한 연구가 진행되고 있다.
상기 다중 안테나 기술들은 크게 송/수신 안테나 수의 곱에 해당하는 다이버시티(diversity) 이득을 얻어 전송 신뢰도를 향상시키는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식, 동시에 다수의 신호 열을 전송하여 전송률을 높이는 공간 멀티플렉싱(Spatial Multiplexing: SM) 방식 그리고 공간 다이버시티와 멀티플렉싱을 결합한 방식으로 나눌 수 있다.
상기 다중 안테나 기술 중 상기 공간 멀티플렉싱 방식을 사용하여 각 송신기에서 서로 다른 데이터 열을 송신하게 되면, 상기 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 따라서, 수신기에서는 상기 간섭 신호 영향을 고려한 최 대 우도 수신기(Maximum Likelihood : ML)를 사용하여 상기 신호를 검출하거나, 상기 간을 제거한 후 검파하게 된다. 여기서, 상기 간섭 제거 방식에는 제로 포싱(Zero Forcing), 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Square Error : MMSE) 등이 있다. 일반적인 공간 멀티플렉싱 방식에서 상기 수신기의 성능은 상기 수신기의 계산 복잡도와 트레이드오프(tradeoff) 관계에 있다. 따라서, 상기 수신기의 계산 복잡도는 낮으면서 최대 우도 수신기에 근접하는 성능을 얻을 수 있는 수신 알고리즘에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다.
한편, 상기 공간 멀티플렉싱 방식의 수신기에서는 채널 부호 복호기 (decoder)에 부호화된 비트(bit)의 경판정(hard decision) 값을 전달하는 대신 연판정(soft decision) 값을 전달하여 복호(decoding)하는 것이 성능면에서 우수하다고 알려져 있다. 여기서, 상기 복호기의 입력 연판정(soft decision) 값은 채널 상으로 전송된 변조 심볼의 추정값으로, 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 값을 사용한다. 따라서, 상기 공간 멀티플렉싱 방식의 수신기는 상기 복잡도가 낮은 수신 알고리즘 이외에 해당 수신 알고리즘으로부터 최적의 LLR을 생성하는 알고리즘이 필요하게 된다.
종래 기술에 따른 공간 멀티플렉싱에서 신호 검출 방식으로는 최대 우도(ML), 간섭 소거(Successive Interference Cancellation : 이하 'SIC'라 칭함), V-블라스트(Vertical Bell Labs Layered Space-Time : 이하 'V-BLAST'라 칭함) 등이 있다. 여기서, 우선 각 알고리듬에 대하여 간략히 살펴보기 위해 시스템 모델을 정 의하도록 한다. 고려할 시스템은, 도 1과 같이, NT개의 송신 안테나(201)와 NR개의 수신 안테나(202)로 구성된 모델이며, 각 송신 안테나에 전송될 신호(203)를 xm으로 나타내면, 수신단에서의 수신 신호(205)는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 각 송신 안테나로 전송될 신호 xm은 M-QAM신호를 가정하기로 하며, 이때, 한번에 전송 가능한 부호화된 비트 수는 NT×log2(M)이 된다.
Figure 112005062325827-pat00001
여기서, 상기 y는 수신 신호 벡터이고, 상기 x는 송신 심볼 벡터이며, 상기 H는 송수신 안테나 사이에 형성되는 채널 계수 매트릭스로, 하기 <수학식 2>와 같이 정의한다. 또한, 상기 n은 주변 가우스 잡음 벡터(ambient Gaussian noise vector)를 나타낸다.
Figure 112005062325827-pat00002
Figure 112005062325827-pat00003
Figure 112005062325827-pat00004
여기서, 상기 채널 계수 매트릭스(204) H는 NR×NT행렬로, i번째 행과 j번째 열에 해당하는 요소(element) hij는 j번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나 사이의 채널 응답을 나타낸다.
상기 공간 멀티플렉싱 검출 방식을 정리하면 다음과 같다.
우선, 상기 최대 우도(ML) 방식은 성상(constellation) 내의 모든 심볼 벡터에 대해 하기 <수학식 3>과 같이 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하여 직선 최단 거리를 가지는 심볼 벡터를 선택함으로써 성능을 크게 향상시키는 방식으로, 상기 y와 상기 Hx 사이의 거리로 상기 y와 상기 Hx의 유사성을 나타낼 수 있다. 즉, 상기 y와 상기 Hx 사이의 거리가 멀면, 상기 y와 상기 Hx의 유사성은 떨어지며, 따라서, 최단 거리를 가지는 심볼 벡터는 유사성이 가장 높은, 즉 최소 에러를 가지는 심볼 벡터를 의미한다. 하지만, 상기 최대 우도(ML) 방식은,
Figure 112005062325827-pat00005
와 같이, 송신 안테나의 수와 부호어(codeword)의 길이에 지수승으로 복잡도가 증가하는 단점으로 인해 현실적으로 구현이 어려운 문제점이 있다.
Figure 112005062325827-pat00006
상기 SIC 방식은 이전 단계에서 경판정(hard decision)된 신호들의 간섭을 제거함으로서, 점진적으로 향상된 성능을 획득하는 방식이다. 하지만, 상기 SIC 방식은 이전 단계에서 경판정(hard decision)된 신호들에 대해 오류가 발생할 경우 다음 단계 수행시 증가된 오류를 발생시켜, 단계를 지날 때마다 상기 경판정(hard decision)된 값에 대한 신뢰도가 떨어지는 문제점이 있다.
따라서, 상기 SIC 방식은 성능 열화 요인인 에러 전파(error propagation)에 대한 고려가 필요하다. 즉, 상기 간섭 소거 과정에서 채널 상태와 관계없이 송신 안테나 인덱스 순서로 디코딩하므로, 신호 세기가 큰 송신 안테나가 제거되지 않은 상태에서 간섭 소거 과정을 거치게 되어 신호 세기가 약한 송신 안테나 신호의 성능은 크게 개선되지 않는다. 이를 개선한 알고리듬이 상기 V-BLAST이며, 상기 V-BLAST는 신호 세기가 큰 송신 안테나 인덱스 순서로 간섭 소거를 수행하기 때문에 기존 SIC 방식에 비해 향상된 성능을 가진다.
수정된 최대 우도 방식인 MML(Modified ML : 이하 'MML'이라 칭함) 방식은 임의의 하나의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 제외한 나머지 송신 안테나로부터 전송 가능한 심볼 벡터에 대하여 최대 우도 디코딩(ML decoding)을 하면, 하기 <수학식 4>와 같이, 간단한 슬라이싱(slicing) 연산 Q()으로 남은 하나의 송신 안테나로부터 전송된 신호를 결정할 수 있다. 여기서, 상기 MML 방식은 상기 최대 우도 (ML) 방식과 동일한 성능을 가지며, 계산 복잡도는 송신 안테나 수에서 1을 뺀 값에 지수 승으로 증가한다. 즉, 상기 최대 우도(ML)에서
Figure 112005062325827-pat00007
개의 송신 벡터의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하는 반면, 상기 수정된 최대 우도(MML)에서는
Figure 112005062325827-pat00008
개의 송신 벡터의 유클리디안 거리를 계산하고 나머지 한 심볼은 상기 슬라이싱 연산으로 신호를 검출하게 된다.
Figure 112005062325827-pat00009
상기 MML의 복잡도를 한층 더 감소시키기 위해 제안된 반복적인 MML(Recursive MML : 이하 'RMML'라 칭함)방식은, 로테이션(rotation)을 이용하여 채널을 널링(nulling)함으로써 여러 개의 작은 채널(syb system)들을 만들고, 최소 단위 2x2 채널에서 MML로 판정(decision)을 내리는 방법이다. 이와 같이, 상기 RMML방식은 상기 서브 시스템(sybsystem)(예. 3x3, 2x2)을 여러 개 만듬으로써, ML에 근접한 성능을 가지고 계산 복잡도를 낮출 수 있다. 하지만. 여러 개의 서브 시스템을 가지는 것은 여러 개의 후보 전송 벡터를 가진다는 의미이고, 이는 복잡도(complexity)를 줄이는데 한계를 가진다. 또한, 2x2 서브 시스템에서 바로 판정을 내려 줌으로써 에러 확대(error propagation)에 따른 성능 열화가 발생한다.
상기한 바와 같이, 다양한 검출 방식의 MIMO 수신기에 대해 LLR 계산은 수신 알고리즘별로 다르며, 상기 MIMO 환경의 특성인 신호 간의 간섭에 의해서 상기 계산된 LLR 값의 신뢰도는 상기 MIMO 수신 알고리즘별로 상당한 차이를 보이게 된다. 상기 LLR 값의 신뢰도는 복호기(decoder)의 복호(decoding) 성능에 직접적인 영향을 미치게 된다. 상기 다양한 수신기 구조 중 최적의 수신기로 알려진 최대 우도 수신기에서의 최적의 LLR 계산 방식은 하기 <수학식 5>와 같다.
Figure 112005062325827-pat00010
Figure 112005062325827-pat00011
Figure 112005062325827-pat00012
Figure 112005062325827-pat00013
Figure 112005062325827-pat00014
Figure 112005062325827-pat00015
Figure 112005062325827-pat00016
여기서, 상기 bi는 i번째 비트를 나타낸다. 상기 P(bi=+1│y)는 수신 신호 벡터 y가 수신됐을 시 i번째 비트가 '+1'일 확률을 의미하고, 상기 P(bi=+1)은 i번째 비트가 '+1'일 확률을 의미한다. 또한, 상기 C+ i는 송신 신호 벡터 x중에서 i번째 비트가 '+1'인 경우의 x들의 집합을 나타내며, 상기 C― i는 송신 신호 벡터 x중에서 i번째 비트가 '-1'인 경우의 x들의 집합을 나타낸다. 상기 <수학식 5>에서 알 수 있듯이 상기 최대 우도(ML) 수신기에서의 LLR 계산은 상기 송신 신호 벡터 x의 모든 조합에 대해 유클리디안 거리를 계산해야 하므로, 많은 수의 안테나 또는 높 은 변조 수준을 갖는 변조 방식에 대해서는 적용하기 힘든 단점이 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 안테나 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 생성 방법은, 신호가 수신될 시, 서로 다른 N개의 수신기를 이용하여 N개의 추정 벡터를 생성하는 과정과, 상기 N개의 추정 벡터와 수신 신호 벡터를 이용하여 상기 N개의 추정 벡터에 대한 각각의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하는 과정과, 상기 N개의 추정 벡터 중 최단 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 가지는 M개의 추정 벡터를 선택하는 과정과, 상기 선택한 M개의 추정 벡터로부터 맵 알고리듬(MAP algorithm)을 이용하여 LLR을 계산 및 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 안테나 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 생성 장치는, 입력되는 수신 신호 벡터를 이용하여 각각의 신호 검출 방식에 따른 추정 벡터를 생성하는 서로 다른 N개의 수신기와, 상기 서로 다른 N개의 수신기로부터 입력되는 N개의 추정 벡터와 상기 수신 신호 벡터를 이용하여 상기 LLR을 생성하는 LLR 생성부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하, 본 발명은 다중 안테나 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 생성 장치 및 방법에 대해 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 다중 안테나 송신기와 수신기의 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는 채널 부호 생성부(100), 인터리버(interleaver)(110), 변조부(120), 매핑부(130), 다중 송신 안테나들(140-1 내지 140-NT)를 포함하여 구성되고, 수신기는 다중 수신 안테나들(150-1 내지 150-NR), 수신부(복조부)(160), 디인터리버(170), 채널 부호 복호부(180)를 포함하여 구성된다.
상기 도 1을 참조하여 송신기를 살펴보면, 상기 채널 부호 생성부(100)는 상위 계층으로부터 전달되는 송신 데이터(버스트 데이터)를 미리 정해진 부호율로 채널 부호화(channel coding)하여 부호화 심볼들을 출력한다. 여기서, 입력되는 정보비트의 개수가 k이고, 부호율이 R이라 할 때, 출력되는 심볼의 개수는 k/R이 된다. 예를 들어, 상기 채널 부호 생성부(100)는 길쌈부호기(convolutional encoder), 터 보부호기(turbo encoder), LDPC(low density parity check) 부호기 등으로 구성될 수 있다.
상기 인터리버(interleaver)(110)는 상기 채널 부호 생성부(100)로부터 입력되는 부호화 심볼들을 버스트 에러(Burst error)에 강하도록 소정 규칙에 의해 인터리빙하여 출력한다. 즉, 전송 채널의 성능을 향상시키기 위해 코딩 중 패킷 내의 비트 순서를 혼합하는 역할을 한다.
상기 변조부(120)는 상기 인터리버(110)로부터 입력되는 상기 인터리빙된 부호화 심볼들을 소정 변조 방식으로 변조하여 출력한다. 즉, 소정 사상방식에 따른 성상도(constellation)에 신호점 사상(mapping)하여 복소 신호를 출력한다. 예를 들어, 상기 변조 방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 복소 신호에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소 신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소 신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM 등이 있다.
상기 매핑부(DEMUX)(130)는 상기 변조부(120)로부터 입력되는 상기 복소 신호들, 즉 변조 심볼들을 데이터 전송을 위해 사용될 소정 개수, 예를 들어, NT개의 전송 안테나에 대한 NT개의 서브 채널 데이터 스트림들에 디멀티플렉스한다.
이후, IFFT연산기(도시하지 않음)는 상기 매핑부(DEMUX)(130)로부터의 데이터를 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)연산하여 출력한다. 또한, 상기 IFFT연 산기(도시하지 않음)로부터의 기저대역 신호는 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF(RF : Radio Frequency) 처리된 후, 안테나(antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송된다.
상기 다중 수신 안테나들(150-1 내지 150-NR)은 상기 다중 송신 안테나들(140-1 내지 140-NT)이 전송한 신호들을 수신한다. 여기서, 무선 채널을 통과한 고주파(Radio Frequency : RF)신호는 기저대역 샘플 데이터로 변환되어 FFT연산기(도시하지 않음)로 입력된다. 상기 FFT연산기(도시하지 않음)는 입력되는 데이터를 FFT(Fast Fourier Transform)연산하여 출력한다.
상기 수신부(복조부)(160)는 소정 개수, 예를 들어, K개의 서로 다른 수신기와 LLR 생성부를 포함하여, 송신 신호 벡터들 각각에 대해 맵 알고리듬을 이용하여 LLR(Log likelihood Ratio)값들을 계산하고 주어진 복조 방식에 의해 복조하여 심볼들을 출력한다.
상기 디인터리버(170)는 상기 수신부(복조부)(160)로부터의 심볼들을 주어진 규칙에 의해 디인터리빙하여 변조된 신호의 비트 위치를 인터리빙 이전의 원래의 순서대로 바꾸어 출력한다.
상기 채널 부호 복호부(180)는 상기 디인터리버(170)로부터 상기 LLR값들을 수신하고, 상기 수신된 LLR에 기초하여 개별 비트들을 연성 결정 복호(soft decision decoding)를 수행함으로써, 송신기가 송신한 정보 비트열을 획득한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 수신기의 상세 구성을 도시한 블럭 구성도이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 MIMO 수신기에서는 소정 개수, 예를 들어, K개의 수신기(201-1 내지 201-K)는 수신 신호 벡터 y 로부터 송신 신호 벡터 x에 해당하는 추정 벡터를 생성한다. 즉, 상기 K개의 수신기(201-1 내지 201-K)가 각각 추정 벡터
Figure 112005062325827-pat00017
를 생성하여 LLR 생성부(203)로 출력한다. 여기서, 상기 K개의 수신기(201-1 내지 201-K)는 병렬로 연결되고, 이는 상기 LLR생성의 신뢰도를 높이기 위함이며, 단순히 경판정(hard decision) 디코딩을 사용하는 경우에도 복수(K개)의 추정 벡터로부터 아래와 같은 최적의 경판정(hard decision) 심볼을 구할 수 있다는 측면에서 장점을 지니게 된다. 여기서, 상기 K개의 추정 벡터는 서로 다른 수신 알고리듬으로 구성되어지며, 이는 서로 다른 수신기로부터의 추정 벡터
Figure 112005062325827-pat00018
가 반드시 다르다는 것을 의미하지는 않는다. 상기 K개의 서로 다른 수신기를 사용함으로써, 이후 계산해야 할 LLR의 후보 심볼의 개수를 K개로 줄일 수 있다. 상기 K개의 수신기 구조의 예로는 MMSE-OSIC에서 검출(detection) 순서를 서로 다르게 적용하는 경우를 들 수 있다. 또한, 정렬된 MML(Sorted MML) 수신기 구조에서는 오름차순 파트와 내림차순 파트를 서로 다른 2개의(K=2) MIMO 수신기로 생각할 수 있다.
LLR 생성부(203)는 상기 K 개의 수신기(201-1 내지 201-K)로부터 입력되는 상기 K개의 추정 벡터
Figure 112005062325827-pat00019
와 상기 수신 신호 벡터 y를 이용하여 LLR을 생성하여 디인터리버(205)로 출력한다. 이하, 상기 디인터리버(205)와 채널 부호 복호부(207)는 상기 도 1의 설명과 같다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 LLR 생성부의 블럭 구성도이다. 여기서, 상기 LLR 생성부(300)는 유클리디안(Euclidean) 거리 계산부(301), 정렬부(sorting)(303), 송신 신호 벡터 선택부(305), LLR 계산부(307), 디매핑부(309)를 포함하여 구성된다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 LLR 생성부(300)의 유클리디안(Euclidean) 거리 계산부(301)는 복수, 예를 들어, K개의 수신기로부터 추정된 K개의 추정 벡터와 수신 신호 벡터 y를 이용하여 상기 K개의 추정 벡터에 대한 각각의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하여 상기 정렬부(303)로 출력한다.
상기 정렬부(303)는 상기 유클리디안 거리 계산부(301)로부터 입력되는 상기 K개의 추정 벡터에 대한 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 정렬, 예를 들어, 오름차순 정렬(ascendent sorting)하여 상기 송신 신호 벡터 선택부(305)로 출력한다.
상기 송신 신호 벡터 선택부(305)는 상기 정렬부(303)에 의해 정렬된 상기 K개의 추정 벡터 중 상기 수신 신호 벡터 y와의 거리가 최소인 추정 벡터를 Sm개 선택하여 상기 LLR 계산부(307)로 출력한다. 여기서, 상기 Sm은 상기 K보다 작거나 같은 수이다. 이로써, 이후 계산해야할 LLR의 후보 심볼의 개수를 K개에서 Sm개로 더 줄일 수 있다. 여기서는 상기 정렬된 상기 K개의 추정 벡터 중 상기 수신 신호 벡터 y와의 거리가 최소인 추정 벡터를 Sm개 선택하는 것을 예로 들어 설명하지만, 기준 값을 정하여 상기 기준 값에 따라 선택되는 추정 벡터의 수가 다르게 정해질 수도 있다.
상기 LLR 계산부(307)는 상기 송신 신호 벡터 선택부(305)에 의해 선택된 Sm개의 추정 벡터로부터 맵 알고리듬(MAP algorithm), 예를 들어, 로그 맵(log-MAP)을 이용하여 LLR을 계산한다. 상기 디매핑부(309)는 상기 계산된 LLR 값들을 주어진 복조 방식에 의해 복조하여 심볼들을 출력한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 로그 우도 율 생성 방법의 절차를 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 수신부(160)는 401단계에서 신호가 수신되는지 검사한다. 상기 수신 신호가 감지될 시, 상기 수신부(160)는 403단계에서 소정 개수, 예를 들어, K개의 서로 다른 수신기(201-1 내지 201-K)로부터 송신 신호 벡터 x에 해당하는 K개의 추정 벡터를 생성한다. 즉, 상기 K개의 수신기(201-1 내지 201-K)가 각각 추정 벡터
Figure 112005062325827-pat00020
를 생성한다.
이후, 상기 수신부(160)는 405단계로 진행하여 상기 K개의 추정 벡터와 수신 신호 벡터 y를 이용하여 상기 수신 신호 벡터 y와의 거리가 최소인 추정 벡터를 선택하기 위한 상기 K개의 추정 벡터 각각의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산한다. 여기서, 상기 유클리디안 거리 계산식은 하기 <수학식 6>과 같이 나타난다.
Figure 112005062325827-pat00021
여기서, 여기서, 상기 y는 수신 신호 벡터이고, 상기 x는 송신 심볼 벡터이며, 상기 H는 송수신 안테나 사이에 형성되는 채널 계수 매트릭스이다.
이후, 상기 수신부(160)는 407단계에서 상기 유클리디안 거리(Euclidean distance) 계산에 따라 상기 K개의 추정 벡터 중 상기 수신 신호 벡터 y와의 거리가 최소인 추정 벡터를 Sm개 선택한다. 여기서는 상기 K개의 추정 벡터 중 상기 수신 신호 벡터 y와의 거리가 최소인 추정 벡터를 Sm개 선택하는 것을 예로 들어 설명하지만, 기준 값을 정하여 상기 기준 값에 따라 선택되는 추정 벡터의 수가 다르게 정해질 수도 있다.
이후, 상기 수신부(160)는 409단계로 진행하여 상기 선택된 Sm개의 송신 신호 벡터로부터 맵 알고리듬(MAP algorithm), 예를 들어, 로그 맵(log-MAP)을 이용하여 LLR을 계산한다.
상기 LLR 계산을 위해, 먼저, 각 추정 벡터에 대해 각 송신 안테나별로 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산한다. 여기서, s번째 추정 벡터
Figure 112005062325827-pat00022
에서 m번째 안테나 심볼
Figure 112005062325827-pat00023
에 대한 상기 유클리디안 거리(Euclidean distance) 계산식은 하기 <수학식 7>과 같이 나타난다. 여기서, 상기 NT는 송신 안테나 수이며, 상기 C는 변조(modulation) 에 대한 성상도(constellation)이다.
Figure 112005062325827-pat00024
여기서, 플러스(+), 마이너스(-) 비트에 해당하는 상기 유클리디안 거리는 하기 <수학식 8>과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112005062325827-pat00025
Figure 112005062325827-pat00026
Figure 112005062325827-pat00027
상기 <수학식 8>을 이용하여 각 비트에 해당하는 상기 LLR을 계산하면, 상기 LLR은 하기 <수학식 9>에 의해 결정된다.
Figure 112005062325827-pat00028
Figure 112005062325827-pat00029
Figure 112005062325827-pat00030
여기서, 상기 LLR(bi)는 시간 t에서 수신된 심볼 y와 연관된 각각의 실제 i번째 비트의 LLR을 의미한다. 상기 <수학식 9>와 같이, 본 발명에서는 상기 LLR 계산을 위한 후보 심볼의 개수가 Sm개로 줄어, 상기 LLR 계산의 복잡도가 줄어들게 된다. 이후, 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.
도 5는 본 발명에 따른 각 수신 알고리듬 별 패킷 에러 율(packet error rate)을 비교한 모의 실험 결과를 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 상기 모의 실험은 링크 레벨 시뮬레이션(link-level simulation)으로 이루어졌으며, 성능은 패킷 에러 율(Packet Error Rate : 이하 'PER'이라 칭함)을 통해 비교한다. 여기서, 송/수신 안테나 수는 4로 동일하고, 64개의 부반송파(subcarrier)를 가지는 OFDM 시스템(system)이며, 송신 채널 환경은 안테나가 상관(correlation)이 없는 9 탭 주파수 선택(9 tap frequency selective) 채널을 가정한다. 또한, 한 패킷(packet)은 10240비트이고, 16QAM 변조 기법을 사용하는 것으로 한다. 상기 실험 결과, 경판정(Hard decision)에 비해 본 발명에 따른 연판정은 1% PER에서 2dB정도의 성능 개선을 보임을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 소정 개수의 수신기로부터의 후보 값들 중 수신 신호와의 유클라디안 거리가 짧은 소정 개수의 후보 값들을 선택하여 상기 선택된 후보 값들로 다중 안테나 로그 우도 율(LOG LIKELIHOOD RATIO : 이하 'LLR'이라 칭함)을 생성하기 위한 장치 및 방법을 제공함으로써, 상기 수신기의 계산 복잡도는 낮추면서 최대 우도(Maximum Likelihood : ML) 수신기에서의 LLR값과 비슷한 수신의 높은 신뢰도를 갖는 LLR 값을 얻을 수 있는 이점이 있다. 즉, 상기 최대 우도 수신기에 근접하는 성능을 얻을 수 있는 이점이 있다.

Claims (6)

  1. 다중 안테나 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 생성 방법에 있어서,
    신호가 수신될 시, 서로 다른 N개의 수신기를 이용하여 N개의 추정 벡터를 생성하는 과정과,
    상기 N개의 추정 벡터와 수신 신호 벡터를 이용하여 상기 N개의 추정 벡터에 대한 각각의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하는 과정과,
    상기 N개의 추정 벡터 중 최단 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 가지는 M개의 추정 벡터를 선택하는 과정과,
    상기 선택한 M개의 추정 벡터로부터 맵 알고리듬(MAP algorithm)을 이용하여 LLR을 계산 및 생성하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 LLR 계산은 하기 <수학식 10>과 같이 나타나는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112005062325827-pat00031
    Figure 112005062325827-pat00032
    Figure 112005062325827-pat00033
    여기서, 상기 bi는 i번째 비트를 나타낸다. 상기 LLR(bi)는 시간 t에서 수신된 심볼 y와 연관된 각각의 실제 i번째 비트의 LLR을 의미하며, 상기 P(bi=+1│y)는 수신 신호 벡터 y가 수신됐을 시 i번째 비트가 '+1'일 확률을 의미함.
  3. 다중 안테나 로그 우도 율(log Likelihood Ratio : 이하 'LLR'이라 칭함) 생성 장치에 있어서,
    입력되는 수신 신호 벡터를 이용하여 각각의 신호 검출 방식에 따른 추정 벡터를 생성하는 서로 다른 N개의 수신기와,
    상기 서로 다른 N개의 수신기로부터 입력되는 N개의 추정 벡터와 상기 수신 신호 벡터를 이용하여 상기 LLR을 생성하는 LLR 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 3 항에 있어서 상기 LLR 생성부는,
    상기 서로 다른 N개의 수신기로부터 입력되는 N개의 추정 벡터와 상기 수신 신호 벡터를 이용하여 상기 N개의 추정 벡터에 대한 각각의 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 계산하고, 상기 계산 결과를 정렬부로 출력하는 유클리디안(Euclidean) 거리 계산부와,
    상기 계산한 상기 N개의 추정 벡터에 대한 유클리디안 거리(Euclidean distance)를 정렬(sorting)하여 송신 신호 벡터 선택부로 출력하는 상기 정렬부와,
    상기 정렬한 상기 N개의 추정 벡터 중 상기 수신 신호 벡터와의 거리가 최소인 M개의 추정 벡터를 선택하여 LLR 계산부로 출력하는 상기 송신 신호 벡터 선택부와,
    상기 선택한 M개의 추정 벡터로부터 맵 알고리듬(MAP algorithm)을 이용하여 LLR을 계산하는 상기 LLR 계산부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 계산된 LLR에 기초하여 개별 비트들에 대해 연성 결정 복호(soft decision decoding)를 수행함으로써, 송신기가 송신한 정보 비트열을 획득하는 복 호기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 LLR 계산 공식은 하기 <수학식 11>과 같이 나타나는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112005062325827-pat00034
    Figure 112005062325827-pat00035
    Figure 112005062325827-pat00036
    상기 LLR(bi)는 시간 t에서 수신된 심볼 y와 연관된 각각의 실제 i번째 비트의 LLR을 의미하며, 상기 P(bi=+1│y)는 수신 신호 벡터 y가 수신됐을 시 i번째 비트가 '+1'일 확률을 의미함.
KR1020050102898A 2005-10-31 2005-10-31 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법 KR101106682B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050102898A KR101106682B1 (ko) 2005-10-31 2005-10-31 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050102898A KR101106682B1 (ko) 2005-10-31 2005-10-31 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070046331A KR20070046331A (ko) 2007-05-03
KR101106682B1 true KR101106682B1 (ko) 2012-01-18

Family

ID=38271691

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050102898A KR101106682B1 (ko) 2005-10-31 2005-10-31 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101106682B1 (ko)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100866805B1 (ko) * 2006-04-06 2008-11-04 삼성전자주식회사 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
KR101371179B1 (ko) * 2007-05-09 2014-03-07 삼성전자주식회사 다중안테나 시스템에서 간섭제거를 위한 수신 장치 및 방법
KR101015727B1 (ko) 2007-07-20 2011-02-22 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 최대우도 검출 장치 및 방법
KR100943519B1 (ko) 2007-11-22 2010-02-22 한국전자통신연구원 로그우도비 산출 방법 및 송신 신호 검출 방법
KR100912073B1 (ko) * 2007-12-24 2009-08-12 (주)카이로넷 연판정 디코딩 방법 및 연판정 디코딩 장치
KR101521887B1 (ko) * 2008-07-14 2015-05-20 삼성전자주식회사 다중안테나 시스템에서 로그우도비를 생성하는 장치 및방법
KR101060875B1 (ko) * 2008-11-18 2011-08-31 주식회사 세아네트웍스 데이터 수신 방법 및 장치
CN102457453B (zh) * 2010-10-21 2015-08-12 中兴通讯股份有限公司 多径信道下的信号检测方法及装置
CN102457471B (zh) * 2010-10-22 2015-09-16 中兴通讯股份有限公司 一种定点化软信息优化的方法和系统
KR102006191B1 (ko) * 2019-03-05 2019-08-01 국방과학연구소 다수의 비행체와 동시 통신을 수행하기 위한 안테나 지향 장치 및 그 방법

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050058269A (ko) * 2001-12-03 2005-06-16 퀄컴 인코포레이티드 Ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ 시스템에 대한 반복적인 검출 및 디코딩
KR100515472B1 (ko) 2002-10-15 2005-09-16 브이케이 주식회사 채널 부호화, 복호화 방법 및 이를 수행하는 다중 안테나무선통신 시스템

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050058269A (ko) * 2001-12-03 2005-06-16 퀄컴 인코포레이티드 Ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ 시스템에 대한 반복적인 검출 및 디코딩
KR100515472B1 (ko) 2002-10-15 2005-09-16 브이케이 주식회사 채널 부호화, 복호화 방법 및 이를 수행하는 다중 안테나무선통신 시스템

Also Published As

Publication number Publication date
KR20070046331A (ko) 2007-05-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100892104B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
KR101106682B1 (ko) 다중 안테나 로그 우도 율 생성 장치 및 방법
KR100866805B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
US7802171B2 (en) Wireless communication method and system for bit interleaved coded modulation and iterative decoding
KR100923915B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서 반복 검출 및 복호 수신 장치 및방법
KR100889302B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서 부분 반복 검출 및 복호 수신 장치및 방법
KR100863702B1 (ko) 다중 안테나 통신시스템에서 반복적 검출 및 복호를 위한장치 및 방법
JP4460412B2 (ja) 受信装置及び部分ビット判定方法
EP1705822A2 (en) Method and apparatus for detecting and decoding a signal in a MIMO communication system
RU2303330C1 (ru) Способ приема сигнала в системе связи с несколькими каналами передачи и приема
KR20070079448A (ko) 다중 안테나 시스템에서 반복 검출 및 복호 수신 장치 및방법
KR20090046599A (ko) 다중 안테나 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법
US20090268834A1 (en) Method and system for predicting channel quality index (cqi) values for maximum likelihood (ml) detection in a kxk multiple input multiple output (mimo) wireless system
WO2006126326A1 (ja) 受信装置
KR20060043799A (ko) 성능 향상위한 시공간 블록 부호화 장치 및 방법을 구현하는 송수신 장치 및 방법
US9048975B2 (en) Method and apparatus for soft-decision detection in 2×2 MIMO system
KR101043698B1 (ko) 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법
US20070206697A1 (en) Signal receiving method and signal receiving equipment for multiple input multiple output wireless communication system
KR100723876B1 (ko) 멀티레벨변조신호 기반의 검파 장치, 반복 수신 장치 및이를 이용한 방법
US20090052593A1 (en) Log likelihood ratio calculation method, transmit signal detection method, and receiver
JP2012124954A (ja) 受信装置及び受信方法
US8223876B2 (en) Apparatus for receiving signals in OFDM communication system having multiple antennas and method thereof
WO2009091128A2 (en) Apparatus and method for receiving signal in a communication system
GB2439770A (en) Decision error compensation in wireless MIMO receivers
KR101407172B1 (ko) 터보 코드를 이용한 데이터 전송 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141223

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151229

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161228

Year of fee payment: 6

LAPS Lapse due to unpaid annual fee