KR20090046599A - 다중 안테나 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출하기 위한 방법 및 장치에 관한 것으로서, 송신 단이 전송한 신호를 수신받는 적어도 하나의 안테나들과, 상기 수신신호를 이용하여 상기 송신 단과의 채널을 추정하는 채널 추정부와, 상기 수신 신호를 정규화한 신호와 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 유클리디안(Euclidean) 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 미리 산출하고, 상기 미리 산출한 곱셈 값들을 이용하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하여 송신 신호를 검출하는 검출기와, 상기 검출된 신호를 해당 복조 방식 및 부호율로 복호화하는 복호화부를 포함하여 신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있는 이점이 있다.
다중 안테나, 전처리 곱셈기, 쉬프터 연산, 덧셈 연산, 신호 검출

Description

다중 안테나 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING SIGNAL IN MULTI-ANTENNA SYSTEM}
본 발명은 다중 안테나 시스템에서 신호를 검출하기 위한 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 상기 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 낮은 복잡도를 갖는 신호 검출 장치 및 방법에 관한 것이다.
무선 이동통신 시장의 급성장으로 인하여 무선 환경에서 다양한 멀티미디어 서비스가 요구된다. 따라서 최근에는 상기 멀티미디어 서비스를 제공하기 위해 전송 데이터의 대용량화 및 데이터 전송의 고속화가 진행되면서 한정된 주파수를 효율적으로 사용할 수 있는 다중 안테나 시스템(예 : MIMO(Multiple Input Multiple Output))의 연구가 진행되고 있다.
상기 다중 안테나 시스템은 안테나별로 서로 독립적인 채널을 이용하여 데이터를 전송하여 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 단일 안테나 시스템에 비해 전송 신뢰도와 전송률을 증가시킬 수 있다. 즉, 상기 다중 안테나 시스템은 다 이버시티(Diversity) 이득을 통해 시스템 신뢰도를 향상시키는 공간 다이버시티(Spatial Diversity) 방식과 다중화(Multiplexing) 이득을 통해 전송률을 향상시키는 공간 다중화 방식으로 나뉜다.
상기 다중 안테나 시스템에서 공간 다중화 방식을 사용하는 경우, 송신 단은 각각의 송신 안테나들을 통해 서로 다른 정보를 동시에 전송하기 때문에 고속으로 데이터를 전송할 수 있다. 이 경우, 수신 단은 각각의 수신 안테나들을 통해 상기 송신 단이 다수 개의 송신 안테나들을 통해 전송한 서로 다른 정보의 송신 신호들이 합해진 신호가 수신된다. 따라서, 상기 수신 단은 각각의 안테나별로 다중화된 신호를 분리하는 작업을 수행해야 한다. 예를 들어, 상기 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단은 영 강압(ZF : Zero-Forcing) 방식, 최소 평균 제곱 에러(MMSE : Minimum Mean Square Error) 방식, OSIC(Order Successive Interference Cancellation) 방식 등과 같은 최적의 성능을 보이는 최대 우도(Maximum Likelihood) 방식을 사용하여 다중화된 신호를 검출한다. 다른 실시 예로 상기 수신 단은 스피어 복호(Sphere Decoding) 방식, QRD(QR Decomposition)-M 방식, MOC방식, QOC(QRD OSIC)방식과 같은 준 최적 검출 기법을 사용하여 다중화된 신호를 검출한다.
상기 최대 우도 방식을 사용하는 경우, 수신 단은 송신 단에서 송신 가능한 모든 신호 벡터들을 고려하여 수신신호와 유클리디안(Euclidean) 거리의 제곱이 가장 작은 신호 벡터를 선택한다. 하지만, 상기 수신 단에서 최대 우도 방식을 사용하는 경우, 송신 안테나의 수와 변조 차수가 높아짐에 따라 연산 복잡도가 증가하 는 문제가 발생한다.
상기 준 최적 검출 기법 중 스피어 복호 방식을 사용하는 경우, 수신 단은 상기 최대 우도 방식과 동일한 성능을 보이지만, 초기 구(Sphere)의 반경을 구하기 어렵고, 최악의 상황에서 요구되는 연산 복잡도가 증가하는 문제가 발생한다.
또한, 상기 QRD-M 방식을 사용하는 경우, 수신 단은 후보군의 개수에 따라 성능 차이가 심하게 발생한다. 이때, 상기 수신 단은 후보군의 개수를 많이 하면, 상기 최대 우도 기법과 유사한 성능을 가질 수 있지만 연산 복잡도가 증가하는 문제가 발생한다.
마지막으로 상기 MOC 또는 QOC 방식을 사용하는 경우, 수신 단은 상기 최대 우도 방식과 유사한 성능을 보이면서 상기 QRD-M 방식보다 낮을 연산 복잡도를 갖는다. 하지만, 상기 수신 단은 송수신 안테나의 개수가 증가하고 변조 차수가 높아질수록 연산복잡도가 증가하는 문제가 발생한다.
상술한 바와 같이 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 신호를 검출하는 방식들은 다중화된 신호를 검출하기 위한 연산 복잡도가 증가하는 문제점이 있다. 따라서, 상기 다중 안테나 시스템에서 공간 다중화 방식을 사용하는 경우, 연산 복잡도를 낮추면서 최적의 성능을 보이기 위한 대안이 요구된다.
따라서, 본 발명의 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 연산 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단은 수신 심볼의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화하여 연산 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 전처리 곱셈기를 이용하여 유클리디안 거리의 제곱을 산출하기 위한 모든 곱셈 연산을 수행하고, 상기 곱셈 연산된 값을 사용하여 다중화된 신호를 검출하여 연산 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출하기 위한 장치는, 송신 단이 전송한 신호를 수신받는 적어도 하나의 안테나들과, 상기 수신신호를 이용하여 상기 송신 단과의 채널을 추정하는 채널 추정부와, 상기 수신 신호를 정규화한 신호와 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 유클리디안(Euclidean) 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 미리 산출하고, 상기 미리 산출한 곱셈 값들을 이용하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리 를 산출하여 송신 신호를 검출하는 검출기와, 상기 검출된 신호를 해당 복조 방식 및 부호율로 복호화하는 복호화부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 제 2 견지에 따르면, 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출하기 위한 방법은, 송신 단으로부터 수신받은 신호에 포함되는 심볼들의 실수부와 허수부의 값을 정수로 정규화시키는 과정과, 상기 정규화된 수신 신호를 이용하여 상기 송신 단이 전송 가능한 심볼들의 유클리디안(Euclidean) 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 산출하는 과정과, 상기 공통적으로 사용되는 곱셈 값들에 대한 쉬프트 연산과 덧셈 연상을 통해 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하여 송신 신호를 검출하는 과정과, 상기 검출된 신호를 해당 복조 방식 및 부호율로 복호화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이 공간 다중화 방식을 사용하는 다중안테나 시스템의 수신 단에서 수신 심볼의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화하고 전처리 곱셈기를 이용하여 유클리디안 거리의 제곱을 산출하기 위한 모든 곱셈 연산을 수행하고, 상기 곱셈 연산된 값을 사용하여 다중화된 신호를 검출함으로써, 신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있는 이점이 있다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 낮은 복잡도로 신호를 검출하기 위한 기술에 대해 설명한다.
이하 설명에서 상기 다중 안테나 시스템은 4개의 송신 안테나를 구비하는 송신 단과 4개의 수신 안테나를 구비하는 수신 단을 포함하여 구성되는 것으로 가정한다. 하지만, 상기 송신 단과 수신 단이 다수 개의 안테나를 구비하는 경우 동일하게 적용할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 다중안테나 시스템의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이 상기 다중 안테나 시스템은 4개의 송신 안테나를 구비하는 송신 단과 4개의 수신 안테나를 구비하는 수신 단을 포함하여 구성된다.
먼저, 상기 송신 단은 채널 부호기(101), 인터리버(Interleaver)(103) 및 공간 다중화기(105)를 포함하여 구성된다.
상기 채널 부호기(101)는 수신 단으로 전송할 정보비트열을 해당 부호율에 따라 부호화(coding)하여 부호 심볼들을 출력한다. 상기 인터리버(103)는 상기 채널 부호기(101)로부터 제공받은 심볼들을 연집 에러(Burst error)에 강하도록 미리 정해진 규칙에 따라 인터리빙하여 출력한다.
상기 공간 다중화기(105)는 상기 인터리버(103)로부터 제공받은 심볼들을 각각의 송신 안테나들을 통해 전송할 수 있도록 공간 다중화한다. 이후, 상기 공간 다중화기(105)는 상기 공간 다중화된 신호들을 각각의 송신 안테나들을 통해 각각이 수신 단으로 전송한다. 예를 들어, 직교 주파수 다중 분할(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 사용할 경우, 상기 공간 다중화기(105)에서 출력되는 복수의 스트림들은 각각 OFDM변조(예 : IFFT(Inverse Fast Fourier Transform))된다. 상기 OFDM변조된 신호는 실제 무선 환경(air)상에서 전송 가능하도록 고주파(RF : Radio Frequency) 신호로 변환하여 대응되는 안테나를 통해 상기 무선 환경(air)상으로 전송된다.
상기 수신 단은 MIMO 검출기(111), 채널 추정기(113), 디인터리버(De-interleaver)(115) 및 채널복호기(117)를 포함하여 구성된다.
상기 MIMO 검출기(111)는 다수 개의 수신 안테나를 통해 수신되는 다중화된 신호에서 상기 송신 단이 전송한 송신 신호를 검출한다. 이때, 상기 MIMO 검출기(111)는 유클리디안(Euclidean) 거리를 산출하기 위한 곱셈 연산을 전처리 곱셈기에서 처리한다. 이후, 상기 MIMO 검출기(111)는 상기 전처리 곱셈기에서 산출한 곱셈 연산을 이용하여 송신 가능한 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하여 상기 다중화된 신호에서 상기 송신 단이 전송한 송신 신호를 검출한다. 또한, 상기 MIMO 검출기(111)는 상기 수신 신호에 포함된 심볼들의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화시켜 유클리디안 거리를 산출하기 위한 곱셈연산을 쉬프트 연산과 덧셈연산으로 변형하여 연산 복잡도를 줄일 수 있다. 여기서, 미 도시되었지만, 상기 수신신호의 정규화를 위한 정규화부는 상기 MIMO 검출기(111)에 포함될 수도 있지만, 상기 MIMO 검출기(111)의 앞 단에 위치할 수도 있다. 이하 설명에서는 상기 정규화부가 상기 MIMO 검출기(111)에 포함되는 것으로 가정하여 설명한다.
상기 채널 추정기(113)는 상기 수신 안테나들을 통해 수신되는 신호를 이용하여 상기 송신 단과의 채널을 추정한다.
상기 디인터리버(115)는 상기 송신 단의 인터리버(103)에 상응하는 규칙으로 상기 MIMO 검출기(111)로부터 제공받은 송신 신호를 디인터리빙하여 출력한다.
상기 채널 복호기(117)는 상기 디인터리버(115)로부터 제공받은 신호를 해당 부호율로 복호하여 상기 송신 단에서 전송한 데이터를 검출할 수 있다.
상술한 바와 같이 다중안테나 시스템의 수신 단에서 MIMO 검출기(111)는 상기 전처리 곱셈기에서 산출한 곱셈 연산을 이용하여 송신 가능한 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하여 상기 다중화된 신호에서 상기 송신 단이 전송한 송신 신호를 검출한다. 이때, 상기 MIMO 검출기(111)는 최대 우도(ML : Maximum Likelihood) 방식, QR분해를 이용한 최대 우도 방식, QRD(QR Decomposition)-M 방식, QOC(QR decomposition Order successive interference Cancellation) 방식 중 어느 하나의 신호 검출방식을 사용하는 것으로 가정한다. 여기서, 상기 최대 우도 방식, QR분해를 이용한 최대 우도 방식, QRD-M 방식은 공지된 기술이므로 이하 상세한 설명은 생략한다.
먼저 상기 수신 단에서 최대 우도 방식을 사용하는 경우, 상기 최대 우도 방식은 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007079732166-PAT00001
여기서, 상기 XML은 상기 최대 우도 방식에 의해 선택된 송신 신호를 나타내고, 상기 y는 다수 개의 수신 안테나들을 통해 수신한 신호를 나타내며, 상기 x는 송신 단에서 송신한 송신신호를 나타낸다. 또한, 상기 P(y|x)는 송신신호가 x인 경우를 조건으로 하는 수신신호가 y일 조건부 확률을 나타내고, 상기 H는 상기 송신 단과 수신 단 간 채널 행렬을 나타낸다.
상기 <수학식 1>과 같이 상기 최대 우도 방식은 송신 가능한 송신 심볼 벡터들 중 상기 수신 신호와 유클리디안 거리의 제곱이 최소인 송신 심볼 벡터를 검출한다. 이때, 상기 MIMO 검출기(111)는 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 송신 심볼 벡터들에 대해 상기 <수학식 1>의 연산을 수행해야한다.
상기 <수학식 1>에서 유클리디안 거리를 산출하기 위한 연산은 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007079732166-PAT00002
여기서, 상기 y는 다수 개의 수신 안테나들을 통해 수신한 신호를 나타내고, 상기 x는 송신 단에서 송신한 송신신호를 나타내며, 상기 H는 상기 송신 단과 수신 단 간 채널 행렬을 나타낸다.
상기 <수학식 2>에서 상기 y와 H는 고정된 값이므로 상기
Figure 112007079732166-PAT00003
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00004
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00005
는 송신 단에서 송신 가능한 모든 송신 심볼 벡터들에 대해 유클리디안 거리를 산출할 때 동일하게 적용된다. 따라서, 상기 MIMO 검출기(111)는 전처리기를 이용하여 유클리디안 거리를 산출할 때 동일하게 사용되는 곱셈 연산을 수행하여 저장부에 저장한다. 이후, 상기 MIMO 검출기(111)는 각각의 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출할 때, 상기 저장부에 저장된 곱셈 연산 값들을 이용한다.
따라서, 상기 최대 우도 방식을 사용하는 상기 MIMO 검출기(111)는 하기 도 2에 도시된 바와 같이 구성된다.
도 2는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 최대 우도 검출기의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 2에 도시된 바와 같이 상기 MIMO 검출기는 정규화부(210), 전처리 곱셈기(220), 저장부(230) 및 검출부(240)를 포함하여 구성된다.
상기 정규화부(210)는 다수 개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호에 포함된 심볼들의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화를 수행한다. 예를 들어, 16QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 송신 단에서 전송가능한 송신 심볼은 하기 <수학식 3>같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007079732166-PAT00006
여기서, 상기 xi는 i번째 전송 심볼을 나타낸다.
상기 16QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 상기 송신 단에서 전송가능한 송신 심볼의 실수부와 허수부는 상기 <수학식 3>과 같이 실수 값을 갖는다. 따라서, 상기 정규화부(210)는 상기 수신 신호의 심볼들에
Figure 112007079732166-PAT00007
를 곱하여 심볼들의 실수부와 허수부가 정수 값을 갖도록 정규화한다.
상기 전처리 곱셈기(220)는 상기 MIMO 검출기에서 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다. 즉, 상기 전처리 곱셈기(220)는 상기 <수학식 2>에서 상기
Figure 112007079732166-PAT00008
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00009
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00010
와 같이 상기 MIMO 검출기에서 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다.
상기 저장부(230)는 상기 전처리 곱셈기(220)에서 산출한 곱셈 값을 저장한 다.
상기 검출부(240)는 상기 저장부(230)에 저장된 곱셈 값을 이용하여 상기 <수학식 2>와 같이 송신 가능한 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다. 이때, 상기 검출부(240)는 상기 저장부(230)에 저장된 곱셈 값과 상기 정규화된 수신 심볼들을 이용하여 쉬프트 연산과 덧셈 연산을 이용하여 상기 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다. 예를 들어, 16QAM 변조 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 상기 <수학식 2>와 같은 유클리디안 거리의 제곱을 산출하는 경우, 상기 검출부(240)는 상기
Figure 112007079732166-PAT00011
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00012
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00013
값을 상기 저장부(230)로부터 제공받는다. 이때, 상기 송신 가능한 송신 심볼 벡터(x)는 정규화를 통해 실수부와 허수부가 1 또는 3의 정수 값을 갖는다. 따라서, 상기 검출부(240)는 쉬프트 연산과 덧셈연산을 통해 상기
Figure 112007079732166-PAT00014
값과 x를 연산하여 상기
Figure 112007079732166-PAT00015
을 산출할 수 있다.
다음으로 QR분해를 적용한 최대 우도 방식을 사용하는 상기 MIMO 검출기(111)는 하기 도 3에 도시된 바와 같이 구성된다. 상기 도 2에 도시된 바와 같이 최대 우도 방식의 MIMO 검출기를 이용하여 신호를 검출하는 경우, 곱셈 연산에 의한 복잡도는 줄어들지만 쉬프트 연산과 덧셈 연산의 복잡도는 증가한다. 따라서, 상기 MIMO 검출기(111)는 QR분해를 통해 쉬프트 연산과 덧셈 연산의 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 QR분해를 적용한 최대 우도 검출기의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 3에 도시된 바와 같이 상기 MIMO 검출기는 정규화부(310), QR분해기(320), 전처리 곱셈기(330), 저장부(340) 및 검출부(350)를 포함하여 구성된다.
상기 정규화부(310)는 다수 개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호에 포함된 심볼들의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화를 수행한다.
상기 QR분해기(320)는 송신 단과 수신 단 간의 채널 행렬에 대한 QR분해를 수행한다. 여기서, 상기 QR분해기(320)는 하기 <수학식 4>와 같이 채널 행렬의 QR분해를 수행한다.
Figure 112007079732166-PAT00016
여기서, 상기 y는 수신신호 벡터를 나타내고, 상기 H는 채널행렬을 나타내며, 상기 x는 송신신호 벡터를 나타내고, 상기 n은 잡음 벡터를 나타낸다. 또한, 상기 Q는 자신과 자신의 허미션(Hermitian) 행렬을 곱하면 단위행렬이 되는 특성을 가진 행렬을 나타내고, 상기 R은 상기 Q행렬과 곱하면 채널행렬이 되는 상 삼각행렬(Upper Triangular Matrix)을 나타낸다.
상기 QR분해기(320)는 상기 <수학식 4>에서 상기 R행렬의 특성을 이용하여 신호를 검출하기 위해 수신신호에 QH를 곱하여 하기 <수학식 5>와 같이 안테나 간 간섭제거에 용이한 형태로 수신신호를 변형한다.
Figure 112007079732166-PAT00017
여기서, 상기 y는 수신신호 벡터를 나타내고, 상기 x는 송신신호 벡터를 나타내며, 상기 n은 잡음 벡터를 나타낸다. 또한, 상기 Q는 자신과 자신의 허미션(Hermitian) 행렬을 곱하면 단위행렬이 되는 특성을 가진 행렬을 나타내고, 상기 R은 상기 Q행렬과 곱하면 채널행렬이 되는 상 삼각행렬을 나타낸다.
상기 전처리 곱셈기(330)는 상기 MIMO 검출기에서 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다. 즉, 상기 전처리 곱셈기(330)는 상기 <수학식 2>에서 상기
Figure 112007079732166-PAT00018
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00019
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00020
와 같이 상기 MIMO 검출기에서 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다.
상기 저장부(340)는 상기 전처리 곱셈기(330)에서 산출한 곱셈 값을 저장한다.
상기 검출부(350)는 상기 저장부(340)에 저장된 곱셈 값을 이용하여 상기 <수학식 2>와 같이 송신 가능한 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다. 이때, 상기 검출부(350)는 상기 저장부(340)에 저장된 곱셈 값과 상기 정규화된 수신 심볼들을 이용하여 쉬프트 연산과 덧셈 연산을 이용하여 상기 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다.
상기 검출부(350)에서 상기 <수학식 5>와 같이 QR분해를 통해 변형된 수식을 이용하여 신호를 검출하는 경우 상기 <수학식 2>을 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007079732166-PAT00021
Figure 112007079732166-PAT00022
여기서, 상기
Figure 112007079732166-PAT00023
는 상기 QR분해를 통해 변형된 i번째 수신 안테나를 통해 수신된 심볼을 나타내고, 상기 rij는 상기 R의 상삼각 행렬의 원소를 나타내며, 상기 xi는 i번째 송신 안테나를 통해 전송한 심볼을 나타낸다.
따라서, 상기 MIMO 검출기는 상기 검출부(350)를 송신 안테나의 개수(4개)와 동일한 개수의 영역으로 구분하여 상기 <수학식 6>에서 송신 심볼 벡터를 검출하기 위한 ξi연산을 분할하여 수행한다. 예를 들어, 상기 검출부(350)의 첫 번째 영 역(351)은 하기 <수학식 7>과 같이 상기
Figure 112007079732166-PAT00024
연산을 수행한다.
Figure 112007079732166-PAT00025
여기서, 상기
Figure 112007079732166-PAT00026
는 상기 QR분해를 통해 변형된 4번째 수신 안테나를 통해 수신된 심볼을 나타내고, 상기 r44는 상기 R의 상삼각 행렬의 원소를 나타내며, 상기 x4는 4번째 송신 안테나를 통해 전송한 심볼을 나타낸다.
상기 <수학식 7>에서 상기 첫 번째 영역(351)은 상기 저장부(340)로부터 제공받은 상기
Figure 112007079732166-PAT00027
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00028
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00029
을 이용하여 상기
Figure 112007079732166-PAT00030
의 연산을 수행한다.
상술한 바와 같이 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단은 최대 우도 방식을 이용하여 신호를 검출할 때 중복 사용되는 곱셈 값을 미리 산출하여 재사용한다. 또한, 상기 수신 단은 신호를 검출할 때 수신 심볼들의 실수부와 허수부를 정수로 정규화하여 실수 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로 변환하여 신호 검출을 수행한다. 이때, 상기 수신 단은 하기 <표 1>에 나타난 바와 같은 신호 검출기의 구현 복잡도를 줄일 수 있다. 여기서, 하기 <표 1>에서 ASIC 게이트로 곱셈과 덧셈을 구현하기 위한 복잡도를 나타낸다. 또한, 하기 <표 1>에서 ASIC 게이트로 곱셈과 덧셈을 구현하는 경우, 곱셈은 덧셈보다 12배 복잡한 것으로 가정한다.
4×4 다중안테나 시스템 곱셈횟수 덧셈횟수 ASIC 게이트 수
일반적인 ML 4,718,592 약 400,000 912,369,664
정규화를 통한 ML 524,288 약 620,000 110,583,296
중복 부분 재사용 ML 200 약 1,500,000 24,038,400
QR분해를 통한 중복 부분 재사용 ML 256(QR분해) + 84 =340 약 200,000 3,265,280
상기 <표 1>에 나타난 바와 같이 곱셈 연산에 의한 복잡도가 덧셈 연산에 의한 복잡도 보다 크기 때문에 본 발명에 따라 수신 단에서 최대 우도 방식을 이용하여 신호를 검출할 때 중복 사용되는 곱셈 값을 미리 산출하여 재사용하거나, 수신 심볼들의 실수부와 허수부를 정수로 정규화하여 실수 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로 변환하여 신호 검출함으로써 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
상기 MIMO 검출기(111)에서 신호 검출을 위한 방식들은 유클리디안 거리를 산출하는 후보 송신 심볼 벡터의 차이가 있을 뿐 후보 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하기 위해 상기 <수학식 2>와 동일한 연산을 수행한다.
따라서, 상기 MIMO 검출기(111)에서 상기 QRD-M 방식 또는 QOC 방식을 사용하는 경우에도 상기 MIMO 검출기(111)는 상기 <수학식 2>를 이용하여 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다.
먼저, 상기 QRD-M 방식을 사용하는 상기 MIMO 검출기(111)는 하기 도 4에 도시된 바와 같이 구성된다.
도 4는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 QRD-M방식을 사용하는 검출기의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 4에 도시된 바와 같이 상기 MIMO 검출기는 정규화부(410), QR분해기(420), 전처리 곱셈기(430), 저장부(440) 및 검출부(450)를 포함하여 구성된다.
상기 정규화부(410)는 다수 개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호에 포함된 심볼들의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화를 수행한다.
상기 QR분해기(420)는 송신 단과 수신 단 간의 채널 행렬에 대한 QR분해를 수행한다. 즉, 상기 QR분해기(320)는 상기 <수학식 4>에서 상기 R행렬의 특성을 이용하여 신호를 검출하기 위해 수신신호에 QH를 곱하여 상기 <수학식 5>와 같이 안테나 간 간섭제거에 용이한 형태로 수신신호를 변형한다.
상기 전처리 곱셈기(430)는 상기 MIMO 검출기에서 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다. 즉, 상기 전처리 곱셈기(430)는 상기 <수학식 2>에서 상기
Figure 112007079732166-PAT00031
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00032
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00033
와 같이 상기 MIMO 검출기에서 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다.
상기 저장부(440)는 상기 전처리 곱셈기(330)에서 산출한 곱셈 값을 저장한다.
상기 검출부(450)는 상기 저장부(440)에 저장된 곱셈 값을 이용하여 상기 <수학식 2>와 같이 송신 가능한 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다. 이때, 상기 검출부(450)는 상기 저장부(440)에 저장된 곱셈 값과 상기 정규화된 수신 심볼들을 이용하여 쉬프트 연산과 덧셈 연산을 이용하여 상기 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다.
상기 QRD-M 방식을 사용하는 경우, 상기 MIMO 검출기는 트리 검색의 각 단계에서 가장 작은 누적 제곱 유클리디안 거리를 가지는 M개의 후보를 선택한다. 따라서, 상기 MIMO 검출기는 상기 검출부(450)를 송신 안테나의 개수(4개)와 동일한 개수의 영역으로 분할하여 각각의 영역에서 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 M개의 후보를 선택한다. 예를 들어, 상기 QR분해를 통해 상기 <수학식 6>과 같이 유클리디안 거리의 제곱을 산출하는 경우, 상기 검출부(450)의 첫 번째 영역(451)은 상기 <수학식 7>과 같이
Figure 112007079732166-PAT00034
연산을 수행한다. 이때, 상기 첫 번째 영역(451)은 x4에 송신 가능한 모든 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하여 유클리디안 거리의 제곱이 작은 M개의 후보 x4를 선택한다.
이후, 상기 검출부(450)의 두 번째 영역(453)은 상기 첫 번째 영역(451)에서 선택한 M개의 후보 x4를 이용하여 유클리디안 거리의 제곱이 작은 M개의 후보 x3를 선택한다. 이때, 상기 검출부(450)의 첫 번째 영역(451)은 5번의 실수 곱셈을 수행하고, 두 번째 영역(453)은 13번의 실수 곱셈을 수행한다. 또한, 상기 검출부(450)의 세 번째 영역(455)은 25번의 실수 곱셈을 수행하고, 네 번째 영역(457)은 41번의 실수 곱셈을 수행한다. 즉, 상기 4×4 다중 안테나 시스템에서 QRD-M 방식을 사용하여 신호를 검출할 경우, 총 수신 단의 검출부(450)는 총 84번의 실수 곱셈 연산을 수행한다.
다음으로 상기 QOC 방식을 사용하는 상기 MIMO 검출기(111)는 하기 도 5에 도시된 바와 같이 구성된다.
도 5는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 QOC방식을 사용하는 검출기의 구성을 도시하고 있다.
상기 도 5에 도시된 바와 같이 상기 MIMO 검출기는 정규화부(510), QR분해기(520), 전처리 곱셈기(530), 저장부(540) 및 검출부(550)를 포함하여 구성된다.
상기 정규화부(510)는 다수 개의 수신 안테나를 통해 수신된 신호에 포함된 심볼들의 실수부와 허수부가 정수가 되도록 정규화를 수행한다.
상기 QR분해기(520)는 송신 단과 수신 단 간의 채널 행렬에 대한 QR분해를 수행한다. 즉, 상기 QR분해기(520)는 상기 <수학식 4>에서 상기 R행렬의 특성을 이용하여 신호를 검출하기 위해 수신신호에 QH를 곱하여 상기 <수학식 5>와 같이 안테나 간 간섭제거에 용이한 형태로 수신신호를 변형한다.
상기 전처리 곱셈기(530)는 상기 MIMO 검출기에서 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다. 즉, 상기 전처리 곱셈기(430)는 상기 <수학식 2>에서 상기
Figure 112007079732166-PAT00035
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00036
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00037
와 같이 상기 MIMO 검출기에서 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈 값을 산출한다.
상기 저장부(540)는 상기 전처리 곱셈기(330)에서 산출한 곱셈 값을 저장한다.
상기 검출부(550)는 상기 저장부(540)에 저장된 곱셈 값을 이용하여 상기 <수학식 2>와 같이 송신 가능한 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다. 이때, 상기 검출부(550)는 상기 저장부(540)에 저장된 곱셈 값과 상기 정규화된 수신 심볼들을 이용하여 쉬프트 연산과 덧셈 연산을 이용하여 상기 송신 심볼 벡터들의 유클리디안 거리를 산출한다.
상기 QOC 방식을 사용하는 경우, 상기 MIMO 검출기는 상기 <수학식 6>에서 4번째 송신 안테나가 전송 가능한 송신 심볼(x4) 중 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 송신 심볼을 선택한다. 예를 들어, 상기 MIMO 검출기는 4번째 송신 안테나가 전송 가능한 송신 심볼들 중 어느 하나를 전송하는 것으로 가정하여 슬라이싱 연산을 수행하여 다른 송신 안테나들이 전송하는 송신 심볼들을 산출한다. 상기 MIMO 검출기는 상술한 동작을 송신 가능한 모든 송신 심볼들에 대해 수행하여 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 송신 심볼을 선택한다. 이때, 상기 MIMO 검출기는 상기 4번째 송신 안테나에 대한 송신 심볼만을 선택하고 슬라이싱 연산을 통해 산출한 다른 송신 안테나들에 대한 송신 심볼들은 버린다.
이후, 상기 MIMO 검출기는 상기 선택된 x4를 적용하여 3번째 송신 안테나가 전송 가능한 송신 심볼(x3) 중 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 송신 심볼을 선택한다. 따라서, 상기 MIMO 검출기는 상기 검출부(550)를 송신 안테나의 개수(4개)와 동일한 개수의 영역으로 분할하여 각각의 영역에서 유클리디안 거리의 제곱을 산출한다. 예를 들어, 상기 QOC 방식을 이용하여 신호를 검출하는 경우, 상기 검출부(550)의 첫 번째 영역(551)은 하기 <수학식 8>과 같이
Figure 112007079732166-PAT00038
연산을 수행한다.
Figure 112007079732166-PAT00039
여기서, 상기 xi는 i번째 송신 안테나에서 송신 가능한 심볼을 나타내고, 상기
Figure 112007079732166-PAT00040
는 상기 QR분해를 통해 변형된 i번째 수신 안테나를 통해 수신된 심볼을 나타내며, 상기 rij는 상기 R의 상삼각 행렬의 원소를 나타낸다.
상기 <수학식 8>과 같이 상기 QR분해를 통해 상기 x4는 상기 송신 단에서 전송할 수 있는 송신 심볼을 후보들을 갖는다. 따라서, 상기 검출기(550)는 상기 x4가 첫 번째 후보를 가질 때 슬라이싱을 통해 x3, x2, x]을 산출한다. 상술한 방식으로 상기 검출기(550)는 상기 x4의 후보들에 대한 x3, x2, x]을 산출하여 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 심볼들 중 상기 x4만을 취하고 나머지 x3, x2, x]은 버린다.
이후, 상기 검출부(550)의 두 번째 영역(553)은 상기 첫 번째 영역(551)에서 선택한 x4를 이용하여 상기 <수학식 8>과 유사한 방식으로 유클리디안 거리의 제곱이 작은 x3를 선택한다.
상술한 바와 같이 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단은 QOC 또는 QRD-M 방식을 이용하여 신호를 검출할 때 중복 사용되는 곱셈 값을 미리 산출하여 재사용한다. 또한, 상기 수신 단은 신호를 검출할 때 수신 심볼들의 실수부와 허수부를 정수로 정규화하여 실수 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로 변환하여 신호 검출을 수행한다. 이때, 상기 수신 단은 하기 <표 2>에 나타난 바와 같은 신호 검출기의 구현 복잡도를 줄일 수 있다. 여기서, 하기 <표 2>에서 ASIC 게이트로 곱셈과 덧셈을 구현하기 위한 복잡도를 나타낸다. 또한, 하기 <표 2>에서 ASIC 게이트로 곱셈과 덧셈을 구현하는 경우, 곱셈은 덧셈보다 12배 복잡한 것으로 가정한다.
4×4다중안테나시스템 곱셈 횟수 덧셈 횟수 ASOC 게이트 수
QRD-M 256(QR분해) + 10,848=11,104 약 2,500 2,171,968
정규화를 통한 QRD-M 256(QR분해) + 1,568=1,824 약 4,000 555,520
중복 재사용을 통한 QRD-M 256(QR분해) + 84=340 약 16,000 321,280
QOC 256(QR분해) + 4,608=4,864 약 600 943,488
정규화를 통한 QOC 256(QR분해) + 512=768 약 800 127,232
중복 재사용을 통한 QOC 256(QR분해) + 84=340 약 2,200 100,480
상기 <표 2>에 나타난 바와 같이 곱셈 연산에 의한 복잡도가 덧셈 연산에 의한 복잡도 보다 크기 때문에 본 발명에 따라 수신 단에서 QRD-M 또는 QOC 방식을 이용하여 신호를 검출할 때 중복 사용되는 곱셈 값을 미리 산출하여 재사용하거나, 수신 심볼들의 실수부와 허수부를 정수로 정규화하여 실수 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로 변환하여 신호 검출함으로써 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
상술한 바와 같이 상기 수신 단은 MIMO 검출기는 중복 사용되는 곱셈 값들을 미리 산출하여 신호 검출 시 상기 곱셈 값들을 재사용하고, 각각의 신호 검출 방식에 따라 신호를 후보 군들의 유클리디안 거리의 제곱을 산출한다. 이후, 미 도시되었지만, 상기 MIMO 검출기에서 경판정(Hard Decision)을 수행하는 경우, 상기 MIMO 검출기는 상기 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 심볼들에 대한 경판정 값을 결정한다. 만일, 상기 MIMO 검출기에서 연판정(Soft Decision)을 수행하는 경우, 상기 MIMO 검출기는 상기 유클리디안 거리의 제곱이 가장 작은 심볼들에 대한 로그 우도율(LLR : Log Likelihood Ratio)을 산출하여 연판정을 수행한다.
이하 설명은 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출에 따른 연산 복잡도를 줄이기 위한 방법에 대해 설명한다. 이하 설명에서 상기 수신 단은 연판정을 수행하는 것으로 가정하여 설명한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템에서 신호를 검출하기 위한 절차를 도시하고 있다.
상기 도 6을 참조하면, 먼저 상기 수신 단은 601단계에서 다수 개의 수신 안테나들을 통해 송신 단이 전송한 신호가 수신되는지 확인한다.
상기 신호가 수신되는 경우, 상기 수신 단은 603단계로 진행하여 상기 수신 신호에 포함되는 심볼들의 실수부와 허수부의 값이 정수가 되도록 정규화를 수행한다. 예를 들어, 상기 수신 심볼들은 16QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 상기 <수학식 3>과 같은 값을 갖는다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 심볼들에
Figure 112007079732166-PAT00041
를 곱하여 심볼들의 실수부와 허수부의 값이 정수가 되도록 정규화한다.
상기 정규화를 수행한 후, 상기 수신 단은 605단계로 진행하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들에 대한 유클리디안 거리의 제곱을 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈들에 대한 전처리 곱셈을 수행한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 2>를 이용하여 유클리디안 거리의 제곱을 산출한다. 이때, 상기 y와 H는 고정된 값이므로 상기 <수학식 2>에서 상기
Figure 112007079732166-PAT00042
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00043
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00044
는 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용된다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 공통적으로 사용되는 상기
Figure 112007079732166-PAT00045
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00046
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00047
을 미리 산출한다.
상기 전처리 곱셈을 수행한 후, 상기 수신 단은 607단계로 진행하여 상기 전처리 곱셈을 수행한 값들을 저장부에 저장한다.
이후, 상기 수신 단은 609단계로 진행하여 송신 단에서 송신 가능한 심볼 벡터들을 확인한다. 예를 들어, 상기 최대 우도 방식을 사용하는 경우, 상기 수신 단은 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인한다. 다른 실시 예로 상기 QR분해를 적용한 최대 우도 방식, QRD-M 방식, QOC 방식을 사용하는 경우, 상기 수신 단은 먼저 상기 도 3에 도시된 바와 같이 상기 송신 단에서 4번째 송신 안테나를 통해 전송 가능한 심볼 벡터들을 확인한다.
상기 송신 가능한 심볼 벡터를 확인한 후, 상기 수신 단은 611단계로 진행하여 상기 저장부에 저장된 전처리 곱셈 값과 상기 확인한 심볼 벡터의 연산을 수행한다. 이때, 상기 수신 단은 상기 603단계에서 수신 심볼들을 정규화하였으므로 상기 전처리 곱셈 값과 상기 심볼 벡터들의 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로 변환하여 수행할 수도 있다. 다른 실시 예로 상기 수신 단은 상기 603단계의 정규화를 수행하지 않고 상기 전처리 곱셈 값과 상기 심볼 벡터들의 곱셈 연산을 수행할 수도 있다.
이후, 상기 수신 단은 613단계로 진행하여 상기 전처리 곱셈 값과 상기 확인한 심볼 벡터의 연산 값을 이용하여 각각의 송신 심볼들에 대한 유클리디안 거리의 제곱을 산출한다.
상기 유클리디안 거리의 제곱을 산출한 후, 상기 수신 단은 615단계로 진행하여 상기 송신 심볼들의 유클리디안 거리의 제곱 중 가장 작은 값을 이용하여 LLR값을 생성한다. 이때, 상기 수신 단은 상기 생성된 LLR값을 이용하여 미리 저장된 LLR값을 갱신한다.
상기 LLR값을 생성 및 갱신한 후, 상기 수신 단은 617단계로 진행하여 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인하였는지 확인한다.
만일, 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인하지 않은 경우, 상기 수신 단은 상기 609단계로 되돌아가 다음 확인한 송신 가능한 심볼 벡터들을 확인한다.
한편, 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인한 경우, 상기 수신 단은 본 알고리즘을 종료한다.
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템에서 신호를 검출하기 위한 절차를 도시하고 있다.
상기 도 7을 참조하면, 먼저 상기 수신 단은 701단계에서 다수 개의 수신 안테나들을 통해 송신 단이 전송한 신호가 수신되는지 확인한다.
상기 신호가 수신되는 경우, 상기 수신 단은 703단계로 진행하여 상기 수신 신호에 포함되는 심볼들의 실수부와 허수부의 값이 정수가 되도록 정규화를 수행한다. 예를 들어, 상기 수신 심볼들은 16QAM 변조 방식을 사용하는 경우, 상기 <수학식 3>과 같은 값을 갖는다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 심볼들에
Figure 112007079732166-PAT00048
를 곱하여 심볼들의 실수부와 허수부의 값이 정수가 되도록 정규화한다.
상기 정규화를 수행한 후, 상기 수신 단은 705단계로 진행하여 상기 <수학식 4>에서 상기 R행렬의 특성을 이용하여 신호를 검출하기 위해 수신신호에 QH를 곱하여 상기 <수학식 5>와 같이 안테나 간 간섭제거에 용이한 형태로 수신신호를 변형한다. 즉, 상기 수신 단은 수신신호에 대한 QR분해를 수행한다.
상기 QR분해를 수행한 후, 상기 수신 단은 707단계로 진행하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들에 대한 유클리디안 거리의 제곱을 산출하는데 공통적으로 사용되는 곱셈들에 대한 전처리 곱셈을 수행한다. 예를 들어, 상기 수신 단은 상기 <수학식 2>를 이용하여 유클리디안 거리의 제곱을 산출한다. 이때, 상기 y와 H는 고정된 값이므로 상기 <수학식 2>에서 상기
Figure 112007079732166-PAT00049
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00050
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00051
는 유클리디안 거리를 산출하는데 공통적으로 사용된다. 따라서, 상기 수신 단은 상기 공통적으로 사용되는 상기
Figure 112007079732166-PAT00052
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00053
와 상기
Figure 112007079732166-PAT00054
을 미리 산출한다.
상기 전처리 곱셈을 수행한 후, 상기 수신 단은 709단계로 진행하여 상기 전처리 곱셈을 수행한 값들을 저장부에 저장한다.
이후, 상기 수신 단은 711단계로 진행하여 송신 단에서 송신 가능한 심볼 벡터들을 확인한다. 예를 들어, 상기 최대 우도 방식을 사용하는 경우, 상기 수신 단은 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인한다. 다른 실시 예로 상기 QR분해를 적용한 최대 우도 방식, QRD-M 방식, QOC 방식을 사용하는 경우, 상기 수신 단은 먼저 상기 도 3에 도시된 바와 같이 상기 송신 단에서 4번째 송신 안테나를 통해 전송 가능한 심볼 벡터들을 확인한다.
상기 송신 가능한 심볼 벡터를 확인한 후, 상기 수신 단은 713단계로 진행하여 상기 저장부에 저장된 전처리 곱셈 값과 상기 확인한 심볼 벡터의 연산을 수행한다. 이때, 상기 수신 단은 상기 703단계에서 수신 심볼들을 정규화하였으므로 상기 전처리 곱셈 값과 상기 심볼 벡터들의 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로 변환하여 수행할 수도 있다. 다른 실시 예로 상기 수신 단은 상기 703단계의 정규화를 수행하지 않고 상기 전처리 곱셈 값과 상기 심볼 벡터들의 곱셈 연산을 수행할 수도 있다.
이후, 상기 수신 단은 715단계로 진행하여 상기 전처리 곱셈 값과 상기 확인한 심볼 벡터의 연산 값을 이용하여 각각의 송신 심볼들에 대한 유클리디안 거리의 제곱을 산출한다.
상기 유클리디안 거리의 제곱을 산출한 후, 상기 수신 단은 717단계로 진행하여 상기 송신 심볼들의 유클리디안 거리의 제곱 중 가장 작은 값을 이용하여 LLR값을 생성한다. 이때, 상기 수신 단은 상기 생성된 LLR값을 이용하여 미리 저장된 LLR값을 갱신한다.
상기 LLR값을 생성 및 갱신한 후, 상기 수신 단은 719단계로 진행하여 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인하였는지 확인한다.
만일, 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인하지 않은 경우, 상기 수신 단은 상기 711단계로 되돌아가 다음 확인한 송신 가능한 심볼 벡터들을 확인한다.
한편, 상기 송신 단에서 송신 가능한 모든 심볼 벡터들을 확인한 경우, 상기 수신 단은 본 알고리즘을 종료한다.
상기 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출하기 위한 곱셈 연산 횟수는 변조 수준이 달라져도 변화하지 않지만 송수신 안테나의 수가 증가하면 상기 곱셈 연산 횟수도 증가한다. 따라서, 안테나의 수가 일정한 다중 안테나 시스템에서는 복잡도의 증가 없이 적응 변조 및 부호(Adaptive Modulation and Coding) 기법과 같은 기술을 이용할 수 있다.
상술한 실시 예에서는 수신 단에서 신호를 검출할 때, 중복 사용되는 곱셈 값들을 미리 산출하여 신호 검출 시 상기 곱셈 값들을 재사용과 수신 심볼들의 실수부와 허수부를 정수로 정규화를 통한 실수 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로의 변환을 함께 사용한다. 다른 실시 예로 상기 수신 단은 상기 중복 사용되는 곱셈 값들을 재사용하거나, 상기 정규화를 통한 곱셈 연산을 쉬프트와 덧셈 연산으로의 변환만을 사용할 수도 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 다중안테나 시스템의 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 최대 우도 검출기의 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 QR분해를 적용한 최대 우도 검출기의 구성을 도시하는 도면,
도 4는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 QRD-M방식을 사용하는 검출기의 구성을 도시하는 도면,
도 5는 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템에서 QOC방식을 사용하는 검출기의 구성을 도시하는 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템에서 신호를 검출하기 위한 절차를 도시하는 도면, 및
도 7은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템에서 신호를 검출하기 위한 절차를 도시하는 도면.

Claims (17)

  1. 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출하기 위한 장치에 있어서,
    송신 단이 전송한 신호를 수신받는 적어도 하나의 안테나들과,
    상기 수신신호를 이용하여 상기 송신 단과의 채널을 추정하는 채널 추정부와,
    상기 수신 신호를 정규화한 신호와 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 유클리디안(Euclidean) 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 미리 산출하고, 상기 미리 산출한 곱셈 값들을 이용하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하여 송신 신호를 검출하는 검출기와,
    상기 검출된 신호를 해당 복조 방식 및 부호율로 복호화하는 복호화부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 안테나들을 통해 수신된 신호에 포함되는 심볼들의 실수부와 허수부의 값을 정수로 정규화시켜 상기 검출기로 전송하는 정규화부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 검출기는,
    상기 수신 신호를 정규화한 신호와 상기 추정한 채널 정보를 이용하여 유클리디안 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 미리 산출하는 전처리 곱셈기와,
    상기 전처리 곱셈기에서 산출한 곱셈 값들을 이용하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하는 검출부와,
    상기 검출부에서 산출한 유클리디안 거리 중 가장 작은 유클리디안 거리를 이용하여 송신 신호를 검출하는 신호 검출부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 전처리 곱셈기는, 하기 <수학식 9>를 이용하여 유클리디안 거리를 산출하는 경우, 하기 <수학식 9>에서
    Figure 112007079732166-PAT00055
    와 상기
    Figure 112007079732166-PAT00056
    와 상기
    Figure 112007079732166-PAT00057
    을 미리 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007079732166-PAT00058
    여기서, 상기 y는 다수 개의 수신 안테나들을 통해 수신한 신호, 상기 x는 송신 단에서 송신한 송신신호, 상기 H는 상기 송신 단과 수신 단 간 채널 행렬을 나타냄.
  5. 제 3항에 있어서,
    상기 전처리 곱셈기에서 산출된 곱셈 값들을 저장하는 저장부를 더 포함하여,
    상기 검출부는 상기 저장부에 저장된 곱셈 값을 이용하여 유클리디안 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제 3항에 있어서,
    QR분해를 통해 상기 수신신호를 변형하는 QR분해기를 더 포함하여,
    상기 전처리 곱셈기는 상기 QR분해를 통해 변형된 수신 신호를 이용하여 곱셈 값을 산출하고,
    상기 검출부는 상기 전처리 곱셈기에서 산출한 곱셈 값과 상기 QR분해를 통해 변형된 수신신호를 이용하여 유클리디안 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제 3항에 있어서,
    상기 검출부는, 상기 전처리 곱셈기에서 산출한 곱셈 값들에 대한 쉬프트 연산과 덧셈 연산을 통해 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제 3항에 있어서,
    상기 검출부는, 최대 우도(Maximum Likelihood) 방식, QRD(QR Decomposition)-M 방식, QOC(QR decomposition Order successive interference Cancellation) 방식 중 어느 하나를 이용하는 송신 신호의 유클리디안 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제 3항에 있어서,
    상기 신호 검출부는, 상기 검출부에서 산출한 유클리디안 거리 중 가장 작은 유클리디안 거리를 이용하여 경판정(Hard Decision) 또는 연판정(Soft Desition)을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템의 수신 단에서 신호를 검출하기 위한 방법에 있어서,
    송신 단으로부터 수신받은 신호에 포함되는 심볼들의 실수부와 허수부의 값을 정수로 정규화시키는 과정과,
    상기 정규화된 수신 신호를 이용하여 상기 송신 단이 전송 가능한 심볼들의 유클리디안(Euclidean) 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 산출하는 과정과,
    상기 공통적으로 사용되는 곱셈 값들에 대한 쉬프트 연산과 덧셈 연산을 통해 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하여 송신 신호를 검출하는 과정과,
    상기 검출된 신호를 해당 복조 방식 및 부호율로 복호화하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 유클리디안 거리는, 하기 <수학식 10>을 이용하여 산출하는 것을 특징 으로 하는 방법.
    Figure 112007079732166-PAT00059
    여기서, 상기 y는 다수 개의 수신 안테나들을 통해 수신한 신호, 상기 x는 송신 단에서 송신한 송신신호, 상기 H는 상기 송신 단과 수신 단 간 채널 행렬을 나타냄.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 산출하는 과정은,
    상기 송신 단이 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출할 때 공통적으로 사용되는
    Figure 112007079732166-PAT00060
    와 상기
    Figure 112007079732166-PAT00061
    와 상기
    Figure 112007079732166-PAT00062
    을 미리 산출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 산출한 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 저장부에 저장하는 과정을 더 포함하여,
    상기 저장부에 저장된 곱셈 값과 상기 정규화된 신호를 이용하여 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 10항에 있어서,
    상기 송신 신호를 검출하는 과정은,
    상기 공통적으로 사용되는 곱셈 값들에 대한 쉬프트와 덧셈 연산을 통해 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하는 과정과,
    상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리 중 가장 작은 유클리디안 거리를 이용하여 송신 신호를 검출하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 송신 신호를 검출하는 과정은,
    상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리 중 가장 작은 유클리디안 거리를 이용하여 경판정(Hard Decision) 또는 연판정(Soft Desition)을 수행하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 10항에 있어서,
    상기 신호 검출은, 최대 우도(Maximum Likelihood) 방식, QRD(QR Decomposition)-M 방식, QOC(QR decomposition Order successive interference Cancellation) 방식 중 어느 하나를 이용하여 검출하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 10항에 있어서,
    QR분해를 통해 상기 수신신호를 변형하는 과정을 더 포함하여,
    상기 QR분해를 통해 변형된 수신신호를 이용하여 상기 공통적으로 사용되는 곱셈 값들을 산출하거나, 상기 송신 단에서 전송 가능한 심볼들의 유클리디안 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 방법.
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