JP5367474B2 - 受信装置及び受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式により信号を受信する受信装置及び受信方法に関する。

携帯電話システム等の無線通信において、周波数帯域を広げずに伝送速度を高める技術として、複数の送受信アンテナを用いて空間多重伝送を行なうＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送が知られている。

ＭＩＭＯ伝送では空間多重伝送を行っているために、受信装置において、ＭＩＭＯ信号検出を行う必要がある。ＭＬＤ（最尤検出：Maximum Likelihood Detection）はＭＩＭＯ信号検出方式の中で最適な方式として知られている。しかしながら、ＭＬＤは全送信信号候補の中から最もそれらしいものを検出する方式であり、演算量が大きくなってしまう。例えば、送信アンテナ数をＴ、変調方式のコンスタレーション数をＭとすると、送信信号候補の数はＭ^Ｔとなり、アンテナ数や変調多値数が増加するに従い、指数的に増加することになる。このためＭＬＤから特性をあまり劣化させずに演算量、つまり送信信号候補数を効率的に削減することが重要となる。このような演算量を削減したＭＬＤには、例えば、スフィア復号（Sphere Decoding）、Ｍアルゴリズム、ＱＲＭ（ＱＲ分解およびＭアルゴリズム）−ＭＬＤなどがある。

また一般的に通信システムでは、通信の信頼性向上のため誤り訂正符号化を行うが、高性能な誤り訂正復号として、軟判定誤り訂正復号が知られている。軟判定誤り訂正復号は、ビットＬＬＲ（対数尤度比：Log Likelihood Ratio）に対して誤り訂正復号を行う。ＭＬＤで得られる最尤系列におけるビットＬＬＲは、最尤系列とその反転ビット系列におけるメトリックから求められる。しかしながら、上記のような演算量を削減したＭＬＤでは送信信号候補を削減しているため、反転ビット系列が送信信号候補に残っていない可能性があり、ビットＬＬＲが計算できないという問題がある。

後述する非特許文献１に、ビットＬＬＲの算出を考慮した演算量削減型ＭＬＤが記載されている。その方法は、受信信号をＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差：Minimum Mean Square Error）検出することで得られるＭＭＳＥ受信点から雑音が強調される方向に１次元探索して送信信号候補を求める方法であり、ＭＭＳＥ受信点で雑音が強調される成分（ベクトルＰ）を示す次式（１）において、大きい固有値の固有ベクトル方向を雑音強調方向としている。

ここで、Ｈは伝搬路行列、Ｉは単位行列、σ^２は分散である。

また、固有値が大きい方から複数の固有ベクトル方向に探索することで、反転ビット系列が候補に残るようにしており、ＭＬＤの演算量を削減しつつ、精度良くビットＬＬＲを求めることができる。

禹、府川、鈴木著、"符号化ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ準最適検出におけるビット系列対数尤度比計算アルゴリズム"、電子情報通信学会 信学技報ＲＣＳ２００７−２３２、２００８年３月。

しかしながら、非特許文献１では、１次元探索であるため、例えば、雑音強調が複数の方向に生じた場合、受信性能が劣化するという問題がある。また、ビットＬＬＲを計算するために、１つの方向ではなく、複数の方向に探索に行かなければならず、送信信号候補数が増加してしまうという問題がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、ＭＩＭＯ伝送方式において、雑音強調成分が複数存在する場合でも良好な特性が得られ、また、効率的にビットＬＬＲが計算できる受信装置及び受信方法を提供することにある。

本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、前記伝搬路推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、を備え、
前記信号検出部は、前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成部と、前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算部と、前記初期信号と前記更新値を加算する加算部と、前記加算部により加算された信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定部と、前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成部と、前記メトリックから最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算部と、を備えることを特徴とするものである。

ここで、前記更新値演算部は、前記最尤系列の反転ビット系列が前記送信信号候補に残るように前記更新値を求めることを特徴とする。

また、前記更新値演算部は、前記伝搬路推定値から特異値を求め、前記特異値から前記初期信号が異なる変調シンボル点になるように前記更新値を求めることを特徴とする。

また、前記更新値演算部は、前記伝搬路推定値から固有値および固有ベクトルを求め、前記固有値および固有ベクトルから前記初期信号が異なる変調シンボル点になるように前記更新値を求めることを特徴とする。

特に、前記更新値演算部は、前記固有値のうち、ある閾値以上の固有値および前記閾値以上の固有値の固有ベクトルのみから前記更新値を求めることを特徴とする。ここで、前記閾値は雑音電力である。

また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、前記伝搬路推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、を備え、
前記信号検出部は、前記伝送路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成部と、前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算部と、前記初期信号と前記更新値を加算する加算部と、前記加算部が出力する信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定部と、前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成部と、前記メトリックおよび前記復号部が出力するビット対数尤度比から最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算部と、を備えることを特徴とするものである。

ここで、前記初期信号生成部は、前記復号部が出力するビット対数尤度比から初期信号を生成することを特徴とする。

また、前記更新値演算部は、前記最尤系列の反転ビット系列が前記送信信号候補に残るように前記更新値を求めることを特徴とする。

また、前記更新値演算部は、前記伝搬路推定値から固有値および固有ベクトルを求め、前記固有値および固有ベクトルから前記初期信号が異なる変調シンボル点になるように前記更新値を求めることを特徴とする。

また、前記更新値演算部は、前記固有値のうち、ある閾値以上の固有値および前記閾値以上の固有値の固有ベクトルのみから前記更新値を求めることを特徴とする。

また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置における受信方法であって、
受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定ステップと、前記伝搬路推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行うステップと、を備え、
前記信号検出ステップは、前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成ステップと、前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算ステップと、前記初期信号と前記更新値を加算する加算ステップと、前記加算ステップにて加算された信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定ステップと、前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成ステップと、前記メトリックから最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算ステップと、を備えることを特徴とするものである。

また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置における受信方法であって、
受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定ステップと、受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号ステップと、を備え、
前記信号検出ステップは、前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成ステップと、前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算ステップと、前記初期信号と前記更新値を加算する加算ステップと、前記加算ステップが出力する信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定ステップと、前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成ステップと、前記メトリックおよび前記復号ステップが出力するビット対数尤度比から最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算ステップと、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、伝送路推定値から算出される重みを受信信号に乗算して初期信号を生成し、前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を考慮して更新値を求め、前記初期信号と前記更新値を加算して硬判定して送信信号候補を生成し、前記送信信号候補からメトリックを計算して最尤系列のビット対数尤度比を生成するので、送信信号候補の総数を減らすことになり、効率的に最尤系列を求めることが可能となる。また雑音強調成分を複数考慮することで、多次元の探索が可能となり、受信性能を劣化させる方向をより正確に求めていることになるため、送信信号候補を探索する精度が向上する。また、本発明では１度の探索で反転ビット系列を送信信号候補に残るようにすることができる。

また本発明によれば、復号部により誤り訂正復号結果を利用すし、誤り訂正復号とＭＩＭＯ分離を繰り返し行うことで性能をさらに向上させることができる。

また、本発明によれば、前記最尤系列の反転ビット系列が前記送信信号候補に残るように前記更新値を求めるので、必ず反転ビット系列が送信信号候補に残るため、効率的に精度よく最尤系列のビット対数尤度比を算出することが可能となる。

第１の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 第１の実施形態における受信処理のフローチャートである。 第３の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態における受信処理のフローチャートである。

以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。特にことわりがない限り以下の実施形態では、Ｔ本の送信アンテナからそれぞれ異なるデータが送信され、Ｒ本の受信アンテナで受信するＭＩＭＯ方式について説明する。ただしＴ、Ｒは２以上の整数である。

（第１の実施形態）
以下に、本発明の第１実施形態にかかるＭＩＭＯ方式の送信装置及び受信装置について説明する。

図１は第１の実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。送信装置１００は、直並列変換部１０１、符号化部１０２−１〜１０２−Ｔ、インターリーバ部１０３−１〜１０３−Ｔ、変調部１０４−１〜１０４−Ｔ、送信部１０５−１〜１０５−Ｔ、送信アンテナ部１０６−１〜１０６−Ｔで構成される。送信ビットは直並列変換部１０１で直列並列変換されＴ個のビット系列に分けられる。ビット系列は、符号化部１０２−１〜１０２−Ｔで、畳込み符号やターボ符号等の誤り訂正符号化を行う。符号化ビットはインターリーバ部１０３−１〜１０３−Ｔでインターリーブされ、変調部１０４−１〜１０４−Ｔで変調信号にマッピングされ、送信部１０５−１〜１０５−Ｔで無線周波数に変換され、各々対応する送信アンテナ１０６−１〜１０６−Ｔから送信される。

図２は第１の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。受信装置２００は、受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｒ、受信部２０２−１〜２０２−Ｒ、信号検出部２０３、伝搬路推定部２０４、デインターリーバ部２０５−１〜２０５−Ｔ、復号部２０６−１〜２０６−Ｔ、並直列変換部２０７で構成される。前述の送信装置１００から送信された信号は、受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｒで受信され、それぞれ対応する受信部２０２−１〜２０２−Ｒで無線周波数からベースバンド信号に変換され、受信信号として出力される。信号検出部２０３は、受信信号と伝搬路推定部２０４で推定された伝搬路推定値を用いて、空間多重されている信号の分離検出を行い、符号化ビットＬＬＲを求める。信号検出部２０３で得られる符号化ビットＬＬＲは、デインターリーバ部２０５−１〜２０５−Ｔで送信側のインターリーバ部１０３−１〜１０３−Ｔで行われた並び換えを元に戻して、復号部２０６−１〜２０６−Ｔに入力される。復号部２０６−１〜２０６−Ｔは、入力された符号化ビットに対して誤り訂正復号を行なう。誤り訂正復号後のビット系列は、並直列変換部２０７で並列直列変換され送信ビット系列が出力される。

図３は信号検出部２０３の構成を示すブロック図である。信号検出部２０３は、送信信号候補生成部３００、メトリック生成部３０５、尤度演算部３０６で構成される。送信信号候補生成部３００は、初期信号生成部３０１、加算部３０２−１〜３０２−Ｔ、硬判定部３０３−１〜３０３−Ｔ、更新値演算部３０４で構成される。送信信号候補生成部３００は、受信部２０２−１〜２０２−Ｒより入力される受信信号および伝搬路推定部２０４より入力される伝搬路推定値からメトリックを計算する送信信号候補を生成する。送信信号候補生成部３００は、初期信号生成部３０１で例えばＺＦ（Zero forcing）基準やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）基準の重みを用いて最初のＭＩＭＯ分離信号である初期信号を生成する。更新値演算部３０４は、初期信号および伝搬路推定値から初期信号に対する更新値を求める。加算部３０２−１〜３０２−Ｔは初期信号に更新値を加算する。更新された初期信号は、硬判定部３０３−１〜３０３−Ｔで最も近い変調シンボルに硬判定され、送信信号候補が生成される。このような送信信号候補生成部３００の処理を、数式を用いて詳細に説明する。

ある時刻における受信信号を次のように表す。

なお、ｙはＲ次元の受信信号ベクトル、ＨはＲ行Ｔ列の伝搬路行列、ｓはＴ次元の送信信号ベクトル、ｎはＲ次元の雑音ベクトルである。まず受信信号から初期信号を生成するため、例えば次のようなＭＭＳＥ重みＷを用いることができる。

Ｐは雑音強調成分、σ^２は分散、ＩはＴ行Ｔ列の単位行列である。

式（３）はσ_ｎ ^２＜＜１の場合は、次式（６）のように近似できる。

また式（３）に式（２）、（４）、（５）を代入した場合のＸ＾におけるｓの係数ＰＨ^ＨＨを平均値で近似すると、次式（７）のように表わすことができる。

さらに、次式（８）とすると、

式（３）は次式（９）のように近似できる。

式（６）および式（９）から送信信号ｓは次式（１０）のように表わすことができる。

ただし、α＝１または１＋σ_ｎ ^２である。

初期信号生成部３０１はαＸ＾を初期信号として生成する。つまり、送信信号ｓは初期信号αＸ＾から−αＰＨ^Ｈｎずれたところにある。従って、更新値演算部３０４は更新値として−αＰＨ^Ｈｎを求めている。

−αＰＨ^Ｈｎの求め方の詳細を説明する。伝搬路行列Ｈを特異値分解すると次式のように表わせる。

なお、ＵとＶはそれぞれＮ_Ｒ行Ｎ_Ｒ列、Ｎ_Ｔ行Ｎ_Ｔ列のユニタリ行列であり、次式のように表わす。

ただし、ｕ_ｌ（１≦ｌ≦Ｎ_Ｒ）とｖ_ｋ（１≦ｋ≦Ｎ_Ｔ）はそれぞれＮ_Ｒ次元、Ｎ_Ｔ次元の複素ベクトルである。Σは特異値を対角要素に持つＮ_Ｒ行Ｎ_Ｔ列の行列であり、ＨのランクをＷ（≦ｍｉｎ（Ｎ_Ｒ、Ｎ_Ｔ））とすると次式のように表せる。

ただし、０＜λ_１ ^１／２＜λ_２ ^１／２＜・・・＜λ_Ｗ ^１／２であり、ｄｉａｇ（）は対角行列を表す。

式（１１）を用いると、−ＰＨ^Ｈｎは次のように式変形することができる。

−αＰＨ^Ｈｎを求めるためにはａ_ｗを求めればよい。ａ_ｗの候補ａ＾_ｗは以下のように求める。まず、αＸ＾を硬判定した結果をＳ＾とする。Ｓ＾の第ｋ要素と異なる変調シンボル点をｂ（ｒ）とする。Ｓの第ｋ要素がｂ（ｒ）となるとき、次のように表すことができる。

初期信号からの距離が小さい、すなわち、雑音強調量が小さい点を探索するため、式（２０）を満足し、Ａ^ＨＡを最小にするＡを求める。これは例えば、ラグランジェの未定乗数法を用いて求めることができ、以下の式（２４）のようになる。

式（２４）のようにＡを求めた後は、式（１６）とαより更新値が得られ（更新値演算部３０４の処理）、式（１０）の右辺に代入して（加算部３０２−１〜３０２−Ｔの処理）、硬判定を行い新たな信号候補を得ることができる（硬判定部３０３−１〜３０３−Ｔの処理）。なお、送信信号候補の数はｂ（ｒ）の数で決まり、ｂ（ｒ）はＳ＾の第ｋ要素と異なる変調シンボル点であるので、その数は（Ｍ−１）Ｔ個ある。ただしＭは変調多値数を表しており、例えばＱＰＳＫの場合はＭ＝４、１６ＱＡＭの場合はＭ＝１６である。また１≦ｋ≦Ｔである。初期信号の硬判定値も含めると送信信号候補の総数は（Ｍ−１）Ｔ＋１個となり、従来のＭＬＤのＭ^Ｔ個と比較すると大幅に候補数が削減できる。また、ｂ（ｒ）はＳ＾の第ｋ要素と異なる変調シンボル点としているため、送信信号候補の第ｋ要素には全ての変調シンボル点が存在するため、最尤系列の反転ビット系列が必ず候補に残り、ビットＬＬＲを精度良く求めることができる。

なお、式（２４）のようにａ_ｗの候補を求める場合は、Ｈの特異値分解ではなく、Ｈ^ＨＨの固有値分解によって得られる固有値λ_１、λ_２、・・・、λ_Ｗ、および、それぞれの固有値に対応する固有ベクトルｖ_１、ｖ_２、・・・、ｖ_Ｗを用いて求めることもできる。また、全ての固有値（もしくは特異値）を必ずしも用いる必要はなく、一部の固有値（もしくは特異値）のみを用いることも可能である。一部の固有値の選び方は、例えば雑音電力といった閾値以上の固有値を選べばよい。

また、最尤系列を求める精度も、従来技術では雑音強調など受信性能を劣化させる成分の最大固有値の固有ベクトル方向に送信信号候補を探索していたが、本発明では、複数の固有値および固有ベクトルを考慮して送信信号候補を探索している。このため、従来技術では１次元方向の探索しかできなかったが、本発明では多次元の探索が可能となり、受信性能を劣化させる方向をより正確に求めていることになるため、送信信号候補を探索する精度が向上する。また、ビットＬＬＲを求める際にも、従来技術では、１次元探索を複数回行うことで、反転ビット系列が送信信号候補に残るようにしていたが、本発明では１度の探索で反転ビット系列を送信信号候補に残るようにすることができる。

送信信号候補生成部３００により送信信号候補を生成した後は、メトリック生成部３０５は式（１５）のように送信信号候補からメトリックを生成し、尤度演算部３０６は式（２６）のようにビットＬＬＲを計算する。

ただし、λ_ｋ，ｎは第ｋ送信アンテナから送信された変調シンボルの第ｎビットのＬＬＲを表している。またｓ_ｂはｂ＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ，…，ｂ_Ｔ，Ｎ］で定める送信信号候補を表す。ｂ^＋はｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝１となる集合を表しており、ｂ^＋＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ＝１，…，ｂ_Ｔ，Ｎ］である。ｂ⁻はｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝０となる集合を表しており、ｂ⁻＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ＝０，…，ｂ_Ｔ，Ｎ］である。従って、λ_ｋ，ｎはｂ^＋を用いて生成される最小メトリックとｂ^ーを用いて生成される最小メトリックの差で求められる。

図４は第１の実施形態における受信処理のフローチャートである。ステップｓ４０１では、送信装置１００から送信された信号を、受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｒで受信し、信号検出部２０３の初期信号生成部３０１が、受信信号から初期信号として、例えばＭＭＳＥでＭＩＭＯ分離を行った信号を生成する。ステップｓ４０２では、更新値演算部３０４が初期信号から雑音強調のような受信性能が劣化する方向への更新値を生成する。ステップｓ４０３では、加算部３０２−１〜３０２−Ｔが初期信号に更新値を加算し、硬判定部３０３−１〜３０３−Ｔが硬判定を行い、送信信号候補を生成する。ステップｓ４０４では、メトリック生成部３０５が送信信号候補のメトリックを計算する。ステップｓ４０５では、尤度演算部３０６がステップｓ４０４で求めたメトリックから、最尤系列のビットＬＬＲを求める。ステップｓ４０６では、信号検出部２０３を出力したビットＬＬＲに対して、デインターリーバ部２０５−１〜２０５−Ｔで送信側のインターリーバ部１０３−１〜１０３−Ｔで行われた並び換えを元に戻し、復号部２０６−１〜２０６−Ｔで入力された符号化ビットに対して誤り訂正復号が行われる。そして、並直列変換部２０７で、誤り訂正復号後のビット系列が並列直列変換され送信ビット系列が出力される。

このように第１の実施形態では、ＭＬＤを低演算量で実現しながら、ビットＬＬＲの計算も精度良く行うことができる。

（第２の実施形態）
本実施例形態は、第１の実施形態とは異なる方法で送信信号候補の探索を行う。本実施形態における受信装置は、第１の実施形態と同様に図２、図３を用いて説明することができる。第１の実施形態との違いは、図３の更新値演算部３０４の処理内容であるため、本実施形態では更新値演算部３０４の説明のみを行う。

式（３）は次式のように式展開できる。

Ｐがエルミート行列であることを利用すると、式（２７）は次式（２８）のようになる。

従って、ｓは次式（２９）のように表わすことができる。

ただし、ｎ〜はＴ次元ベクトルであり、各要素は平均０、分散σ_ｎ ^２のガウス変数である。従ってｓを求めるためには、Ｐ^１／２ｎ^〜が分かれば良く、本実施形態の更新値演算部３０４は、Ｐ^１／２ｎ^〜を求めている。

式（１１）をＰに代入すると、次式（３０）となる。

従ってＰ^１／２は次式（３１）のように得られる。

ここでＤ^〜は次式（３２）である。

さらに、Ｄ^〜を改めて次式（３３）のように表す．

ここで、ν_ｋは、次式（３４）である。

式（３１）を用いると、Ｐ^１／２ｎ^〜は次式（３５）のように表すことができる。

ここで、ａは、次式（３６）である。

ａはＴ次元ベクトルである。ｎ^〜の各要素は平均０、分散σ_ｎ ^２のガウス変数であるので、ｎ^〜の確率密度関数ｐ（ｎ^〜）は次式（３７）のようになる。

またＶはユニタリ行列であるので、ａの確率密度関数ｐ（ａ）は次式（３８）のようになる。

ａ_ｋをａの第ｋ要素とすると、Ｐ^１／２ｎ^〜は次式（３９）のように表せる。

従ってｓは、次式（４０）となる。

Ｘ＾を硬判定した結果をｓ＾とする。ｓ＾の第ｋ要素と異なる変調シンボル点をｂ（ｒ）とする。ｓの第ｋ要素がｂ（ｒ）となるとき、次式（４１）のように表すことができる。

式（４１）はベクトル形式で次式（４２）のように表すことができる。

ここで、Ｃ^Ｈは、次式（４３）である。

ｐ（ａ）は式（３８）で与えられているので、ａの尤度推定はラグランジェ未定乗数法で解くことができる。従って、次式（４４）のｆ（ａ）を最小にするａを求めればよい。

ただし、λは複素ラグランジェ乗数である。これを解いて所望のａを求めると次式（４５）のようになる。

得られたａを式（４０）の右辺第２項に代入して更新値を求め（更新値演算部３０４の処理）、式（４０）の右辺を計算し（加算部３０２−１〜３０２−Ｔの処理）、硬判定を行い新たな送信信号候補を得ることができる（硬判定部３０３−１〜３０３−Ｔの処理）。第１の実施形態と同様に、送信信号候補の候補はｂ（ｒ）の数で決まるため、初期信号の硬判定値も含めると送信信号候補の総数は（Ｍ−１）Ｔ＋１個となる。

また第１の実施形態では、σ_ｎ ^２＜＜１、つまり信号対雑音電力比が高いものとしていたため、信号対雑音電力比が低い場合に送信信号候補の探索精度が劣化してしまう。本実施形態では、雑音電力も考慮して送信信号候補の探索を行うため、第１の実施形態と比べて探索精度を向上させることができる。

（第３の実施形態）
第３の実施形態では、誤り訂正復号の結果を用いてＭＬＤを繰り返し行う受信装置について説明する。信号を送信する送信装置は、図１と同じである。

図５は、第３の実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。受信装置５００は、受信アンテナ５０１−１〜５０１−Ｒ、受信部５０２−１〜５０２−Ｒ、信号検出部５０３、伝搬路推定部５０４、デインターリーバ部５０５−１〜５０５−Ｔ、復号部５０６−１〜５０６−Ｔ、並直列変換部５０７で構成される。前述の送信装置１００から送信された信号は、受信アンテナ５０１−１〜５０１−Ｒで受信され、それぞれ対応する受信部５０２−１〜５０２−Ｒで無線周波数からベースバンド信号に変換され、受信信号として出力される。信号検出部５０３は、受信信号と伝搬路推定部５０４で推定された伝搬路推定値を用いて、空間多重されている信号の分離を行い、符号化ビットＬＬＲを求める。信号検出部５０３で得られる符号化ビットＬＬＲはデインターリーバ部５０５−１〜５０５−Ｔで、送信側で行ったインターリーブの逆処理が行われ、復号部５０６−１〜５０６−Ｔに入力される。復号部５０６−１〜５０６−Ｔは、入力された符号化ビットに対して誤り訂正復号が行われる。誤り訂正復号後のビット系列は、並直列変換部５０７で並列直列変換され送信ビット系列が出力される。

図６は、信号検出部５０３の構成を示すブロック図である。信号検出部５０３は、送信信号候補生成部６００、メトリック生成部６０５、尤度演算部６０６で構成される。送信信号候補生成部６００は、初期信号生成部６０１、加算部６０２−１〜６０２−Ｔ、硬判定部６０３−１〜６０３−Ｔ、更新値演算部６０４で構成される。送信信号候補生成部６００は、受信部５０２−１〜５０２−Ｒより入力される受信信号、伝搬路推定部５０４より入力される伝搬路推定値、復号部５０６−１〜５０６−Ｔより入力されるビットＬＬＲ、から送信信号候補を生成する。メトリック生成部６０５は送信信号候補のメトリックを生成する。尤度演算部６０６は送信信号候補のメトリックおよび復号部５０６−１〜５０６−Ｔより得られるビットＬＬＲを用いて、最尤系列のビットＬＬＲを算出する。送信信号候補生成部６００は、まず初期信号生成部６０１で、受信信号もしくはビットＬＬＲを用いて初期信号を生成する。受信部５０２−１〜５０２−Ｒより入力される受信信号から生成する場合は、例えば、第１の実施形態で説明したようなＭＭＳＥ重みを用いて、受信信号をＭＩＭＯ分離すればよい。復号部５０６−１〜５０６−Ｔより入力されるビットＬＬＲから生成する場合は、ビットＬＬＲから変調シンボルのレプリカであるシンボルレプリカを生成して、初期信号とすることができる。

ＱＰＳＫ変調を例に説明する。ＱＰＳＫシンボルを構成するビットをｂ_１、ｂ_２とすると、シンボルレプリカは次のように表せる。

λ（）はビットＬＬＲを表し、ｔａｎｈは双曲線正接関数を表す。

更新値演算部６０４は、第１の実施形態と同様の方法で、初期信号および伝搬路推定値から更新値を求める。加算部６０２−１〜６０２−Ｔで初期信号と更新値を加算し、硬判定部６０３−１〜６０３−Ｔで硬判定して最も近い判定点を求め、並直列変換し、送信信号候補を出力する。メトリック生成部６０５は送信信号候補のメトリックを生成し、尤度演算部６０６で次式（４７）のようにビットＬＬＲを求める。

なお、ｐ（ｂ_ｋ，ｎ）はｂ_ｋ，ｎの生起確率を表す。またｂ^＋、ｂ⁻はそれぞれ前述のようにｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝１、ｂ_ｋ，ｎ＝０となる集合である。従って、式（４７）のｌｏｇ ｐ（ｂ_{ｋ’，ｎ’}）は、ｌｏｇ ｐ（ｂ_{ｋ’，ｎ’}＝１）もしくはｌｏｇ ｐ（ｂ_{ｋ’，ｎ’}＝０）を計算することになる。λ^〜 _ｋ，ｎは復号部５０６−ｋが出力した符号化ビットＬＬＲの第ｎ変調ビットに対応するＬＬＲを表す。

また式（４７）の近似式として、式（４８）から符号化ビットＬＬＲを求めてもよい。

図７は第３の実施形態における受信処理のフローチャートである。ステップｓ７０１では、信号検出部５０３の初期信号生成部６０１で初期信号を生成する。一度も誤り訂正復号処理が行われていない場合は、受信部５０２−１〜５０２−Ｒで受信した受信信号をＭＭＳＥ重みを用いて分離して初期信号を生成する。誤り訂正復号処理が行われている場合は、復号部５０６−１〜５０６−Ｔの復号処理によって得られる符号化ビットＬＬＲからシンボルレプリカを生成することで初期信号を生成する。ステップｓ７０２では、更新値演算部６０４で初期信号から雑音強調のような受信性能が劣化する方向への更新値を生成する。ステップｓ７０３では、初期信号に更新値を加算し、硬判定して送信信号候補を生成する。ステップｓ７０４では、メトリック生成部６０５で、求めた送信信号候補のメトリックを生成する。ステップｓ７０５では、尤度演算部６０６にて求めたメトリックから符号化ビットＬＬＲを算出する。ステップｓ７０６では、信号検出部５０３を出力したビットＬＬＲに対して、デインターリーバ部５０５−１〜５０５−Ｔで送信側のインターリーバ部１０３−１〜１０３−Ｔで行われた並び換えを元に戻し、復号部５０６−１〜５０６−Ｔで入力された符号化ビットに対して誤り訂正復号が行われる。そして、並直列変換部２０７で、誤り訂正復号後のビット系列が並列直列変換され送信ビット系列が出力される。

ステップｓ７０７では、信号検出部５０３が既定の回数の復号処理を行ったかどうか、もしくは、復号結果に誤りが検出されたかどうかを判断し、既定の回数の処理が行われた、もしくは、誤りが検出されない場合は、情報ビットを出力して受信処理を終了する。既定の回数の処理が行われておらず、誤りが検出された場合は、再度、ステップｓ７０１〜ステップｓ７０６の処理を行う。なお、復号結果に誤りがあるかどうかは、例えばＣＲＣ（巡回冗長検査：Cyclic Redundancy Check）のような誤り検出符号を用いて、誤り検出を行えばよい。

このように第３の実施形態では、誤り訂正復号結果を用い、低演算量型ＭＬＤを繰り返し行うようにした。ＭＬＤを繰り返し行うことで、ＭＩＭＯ分離性能をさらに向上させることができる。

なお、上記第３の実施形態では、誤り訂正復号結果を用い、伝搬路推定値を更新することも可能である。この場合、伝搬路推定精度が向上し、送信信号候補の探索精度が向上する。

なお、上記実施形態では狭帯域シングルキャリアＭＩＭＯの場合を説明したが、本発明はこれに限らず、例えばマルチキャリア伝送であるＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）など、ＭＬＤが可能な全てのシステムに適用することができる。

なお、上記実施形態では、送信ビットを空間分割した後で誤り訂正符号化を行っているが、本発明はこれに限らず、送信ビットを誤り訂正符号化、インターリーブした後、空間分割する場合にも適用できる。

なお、上記実施形態では、各送信アンテナで異なるデータを送信していたが、本発明はこれに限らず、複数の送信アンテナを用い、送信アンテナ数よりも少ない複数の異なるデータが送信された場合でも適用することができる。

１００ 送信装置
１０１ 直並列変換部
１０２−１〜１０２−Ｔ 符号化部
１０３−１〜１０３−Ｔ インターリーバ部
１０４−１〜１０４−Ｔ 変調部
１０５−１〜１０５−Ｔ 送信部
１０６−１〜１０６−Ｔ 送信アンテナ部
２００ 受信装置
２０１−１〜２０１−Ｒ 受信アンテナ
２０２−１〜２０２−Ｒ 受信部
２０３ 信号検出部
２０４ 伝搬路推定部
２０５−１〜２０５−Ｔ デインターリーバ部
２０６−１〜２０６−Ｔ 復号部
２０７ 並直列変換部
３００ 送信信号候補生成部
３０１ 初期信号生成部
３０２−１〜３０２−Ｔ 加算部
３０３−１〜３０３−Ｔ 硬判定部
３０４ 更新値演算部
３０５ メトリック生成部
３０６ 尤度演算部
５００ 受信装置
５０１−１〜５０１−Ｒ 受信アンテナ
５０２−１〜５０２−Ｒ 受信部
５０３ 信号検出部
５０４ 伝搬路推定部
５０５−１〜５０５−Ｔ デインターリーバ部
５０６−１〜５０５−Ｔ 復号部
５０７ 並直列変換部
６００ 送信信号候補生成部
６０１ 初期信号生成部
６０２−１〜６０２−Ｔ 加算部
６０３−１〜６０３−Ｔ 硬判定部
６０４ 更新値演算部
６０５ メトリック生成部
６０６ 尤度演算部

Claims (15)

1. ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
   受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
   前記伝搬路推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、
   前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、
   を備え、
   前記信号検出部は、
   前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成部と、
   前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算部と、
   前記初期信号と前記更新値を加算する加算部と、
   前記加算部により加算された信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定部と、
   前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成部と、
   前記メトリックから最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記更新値演算部は、
   前記最尤系列の反転ビット系列が前記送信信号候補に残るように前記更新値を求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記更新値演算部は、
   前記伝搬路推定値から特異値を求め、前記特異値から前記初期信号が異なる変調シンボル点になるように前記更新値を求めることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
4. 前記更新値演算部は、
   前記特異値のうち、ある閾値以上の特異値のみから前記更新値を求めることを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記更新値演算部は、
   前記伝搬路推定値から固有値および固有ベクトルを求め、前記固有値および固有ベクトルから前記初期信号が異なる変調シンボル点になるように前記更新値を求めることを特徴とする請求項４に記載の受信装置。
6. 前記更新値演算部は、
   前記固有値のうち、ある閾値以上の固有値および前記閾値以上の固有値の固有ベクトルのみから前記更新値を求めることを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
7. 前記閾値は雑音電力であることを特徴とする請求項４又は６に記載の受信装置。
8. ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
   受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定部と、
   受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、
   前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、
   を備え、
   前記信号検出部は、
   前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成部と、
   前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算部と、
   前記初期信号と前記更新値を加算する加算部と、
   前記加算部が出力する信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定部と、
   前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成部と、
   前記メトリックおよび前記復号部が出力するビット対数尤度比から最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
9. 前記初期信号生成部は、
   前記復号部が出力するビット対数尤度比から初期信号を生成することを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
10. 前記更新値演算部は、
    前記最尤系列の反転ビット系列が前記送信信号候補に残るように前記更新値を求めることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
11. 前記更新値演算部は、
    前記伝搬路推定値から固有値および固有ベクトルを求め、前記固有値および固有ベクトルから前記初期信号が異なる変調シンボル点になるように前記更新値を求めることを特徴とする請求項７または８のいずれかに記載の受信装置。
12. 前記更新値演算部は、
    前記固有値のうち、ある閾値以上の固有値および前記閾値以上の固有値の固有ベクトルのみから前記更新値を求めることを特徴とする請求項１１に記載の受信装置。
13. ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置における受信方法であって、
    受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定ステップと、
    前記伝搬路推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、
    前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行うステップと、
    を備え、
    前記信号検出ステップは、
    前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成ステップと、
    前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算ステップと、
    前記初期信号と前記更新値を加算する加算ステップと、
    前記加算ステップにて加算された信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定ステップと、
    前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成ステップと、
    前記メトリックから最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算ステップと、
    を備えることを特徴とする受信方法。
14. ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置における受信方法であって、
    受信信号を用いて伝搬路推定を行い、伝搬路推定値を求める伝搬路推定ステップと、
    受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、
    前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号ステップと、
    を備え、
    前記信号検出ステップは、
    前記伝搬路推定値から算出される重みを前記受信信号に乗算して初期信号を生成する初期信号生成ステップと、
    前記伝搬路推定値および前記初期信号から、雑音が増幅される複数の方向を合成して更新値を求める更新値演算ステップと、
    前記初期信号と前記更新値を加算する加算ステップと、
    前記加算ステップが出力する信号を硬判定し、送信信号候補を生成する硬判定ステップと、
    前記送信信号候補からメトリックを計算するメトリック生成ステップと、
    前記メトリックおよび前記復号ステップが出力するビット対数尤度比から最尤系列のビット対数尤度比を生成する尤度演算ステップと、
    を備えることを特徴とする受信方法。
15. 前記信号検出ステップと前記復号ステップを繰り返し行うことを特徴とする請求項１４に記載の受信方法。
    

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