JP5121752B2 - 空間多重マルチキャリア受信装置、及び空間多重マルチキャリア受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、空間多重マルチキャリア受信装置、及び空間多重マルチキャリア受信方法に関する。

まず、以下で用いる用語の一部の定義について説明する。
以下では、例えば、
［Ａ］_Ｒ、Ｔ：ＡはＲ行Ｔ列の行列
ａ_ｊ：行列Ａのｊ番目列ベクトル
ａ_ｉ、ｊ： 行列Ａのｉ行ｊ列要素
Ａ^Ｈ： 行列Ａの複素共役転置
Ａ^Ｔ： 行列Ａの転置
Ａ^＋： 行列Ａの擬似逆行列
Ｉ： 単位行列Ｉ
｜｜ａ｜｜： ベクトルａのノルム
ａ：スカラー（つまり１ｘ１行列）ａ
ａ＊： スカラーａの複素共役
｜ａ｜： スカラーａの絶対値
Σ：累加演算
と定義している。

なお、一般的に、行列（ベクトル）等は、太字で示すことになっているが（数式中では太字）、明細書では太字で表わすことができないので、通常の文字を用いているが、前後の内容から容易に推察され得るものである。また、特定の符号においては、その上部に「〜」、「＾」が付されているものがあるが、明細書では、それぞれチルト（〜）、またはハット（＾）と表記している。

無線通信においては、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必須となっている。周波数利用効率や情報伝送レートを向上させる技術として、複数の送信側アンテナと複数の受信側アンテナを用いて、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを構築し、複数の信号ストリームを同一の周波数帯域上に多重化して送信する空間多重システム（あるいは、ＭＩＭＯシステム）が提案されている。

また、情報信号を複数のサブキャリアに乗せて送信するマルチキャリアシステムがある。マルチキャリアシステムとしては、例えば、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）やＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）方式などがある。マルチキャリアシステムでは、各サブキャリアの帯域を狭くすることにより、周波数選択性フェージングをフラットフェージング化することが可能であり、更に、ガードインターバル（Guard Interval: GI）を付加することにより、マルチパスフェージングによるシンボル間干渉の影響を軽減できる。従って、マルチキャリア方式は、無線ＬＡＮ、ＷｉＭａｘや、デジタルテレビ放送などの無線通信・放送システムで広く用いられている。

図２４は、従来技術による、マルチキャリアシステムの一例の構成を示すブロック図である。図２４に示すように、空間多重マルチキャリアシステムの送信機３０では、チャネル符号化回路３０−１により、送信する情報ビットストリームＴｘ Ｄａｔａから符号ビットストリームｂが生成される。該チャネル符号化回路３０−１には、符号化機能の他に、スクランブル機能や、インタリーブ機能などを含むことも可能である。次に、空間信号生成回路３０−２では、符号ビットストリームｂからＴ個の周波数領域送信信号ストリームＳ_１、Ｓ_２、…、Ｓ_Ｔが生成される。

それらの周波数領域信号ストリームＳ_１、Ｓ_２、…、Ｓ_Ｔは、マルチキャリア変調回路３０−３−１、３０−３−２、…、３０−３−Ｔを通して周波数領域から時間領域（Time Domain: TD）に変換され、更に、パスバンド変換回路３０−４によりベースバンドからパスバンドに変換され、Ｔ本のアンテナ３０−５−１、３０−５−２、…、３０−５−Ｔを通して同時に同一周波数帯域内において送信される。

空間多重マルチキャリアシステムの受信機４０では、Ｒ本の受信アンテナ４０−１−１、４０−１−２、…、４０−１−Ｒを用いて空間で多重されたＴ個の送信信号を受信して、Ｒ個受信信号が得られる。そのＲ個の受信信号は、まず、ベースバンド変換回路４０−２により、パスバンドからベースバンドに変換される。次に、マルチキャリア復調回路４０−３−１、４０−３−２、…、４０−３−Ｒを通して、受信信号を送信側とは反対に時間領域から周波数領域に変換して、Ｒ個の周波数領域受信信号ストリームｘ”_１、ｘ”_２、…、ｘ”_Ｒを生成する。

次に、空間多重信号信号検出器４０−４は、空間多重化された送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する機能を有し、その処理結果としてＴ本の推定符合ビットストリーム（ハット＾ｂ）を出力する。更に、推定符合ビットストリーム（ハット＾ｂ）がチャネル復号化回路４０−５を通して復号処理され、最終的には推定情報ビットストリームＲｘ Ｄａｔａが生成される。上記チャネル復号化回路４０−５復号器は、復号化機能の他に、逆スクランブル機能や、逆インタリーブ機能を含むことも可能である。ここで言う信号検出とは、チャネル復号器で正確な復号処理ができるように、推定符号ビットを生成することである。

以下では、識別のため、必要に応じて時間領域信号にＴＤを下文字付けることとする。ここで、周波数領域チャネル行列Ｈ（以下、数式では太字）と時間領域チャネル行列Ｈ_ＴＤは、無線伝搬路のみではなく、送信機１のベースバンド処理部分から受信機２のベースバンド処理部分までの区間において、受ける様々な影響を反映したチャネル応答行列を意味する。例えば、送信側で施した異なる空間信号に対する送信電力制御の影響や、パワーアンプによる非線形影響などが全てチャネルの伝搬特性として、周波数領域チャネル行列Ｈと時間領域チャネル行列Ｈ_ＴＤに反映される。

受信機２では、同期検波を行うため、チャネル行列Ｈ、あるいはチャネル行列ＨとＨ_ＴＤの両方を有しているものとする。更に、空間多重マルチキャリアシステムにおける送受信両側間の周波数、時間、及びサンプリングタイミングの同期が正常に取れていることとする。以上のことを踏まえて、空間多重マルチキャリアシステムにおける時間領域の送受信関係式は、以下の数式（１）のように表せる。

ここで、ｓ_ＴＤ（ｍ，ｋ−ｌ）とｘ_ＴＤ（ｍ，ｋ）とは、ｍ番目の空間多重マルチキャリア時間領域信号におけるｋ−ｌ番目の時間サンプルでの時間領域送信系列と、ｋ番目の時間サンプルでの時間領域受信系列とであり、ｗ_ＴＤ（ｍ，ｋ）は、対応する時間領域雑音、及び干渉である。Ｎ_Ｈは、チャネルが持つ遅延波の数を表している。Ｈ_ＴＤ（ｍ，ｌ）は、ｍ番目の空間多重マルチキャリア信号を、送受信時における時間領域のｌ番目の遅延波に対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。Ｈ_ＴＤ（ｍ，ｌ）は、次式（２）で表せる。

一方で、空間多重マルチキャリアシステムにおける周波数領域の送受信関係式は、以下の数式（３）のように表せる。

ここで、ｓ”（ｍ，ｎ）とｘ（ｍ，ｎ）とは、ｍ番目の空間多重マルチキャリア周波数領域信号におけるｎ番目のサブキャリアでの周波数領域送信系列と周波数領域受信系列（本発明の技術は、主に周波数領域での信号処理となるため、以下では、簡単に送信系列と受信系列と呼ぶ）である。ｗ”（ｍ，ｎ）は、対応する周波数領域雑音、及び干渉である。Ｈ”（ｍ，ｎ）は、ｍ番目の空間多重マルチキャリア信号を送受信するときにおける周波数領域のｎ番目のサブキャリアに対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。Ｈ”（ｍ，ｎ）は、次式（４）で表せる。

本発明の信号検出方法は、任意番目の空間多重マルチキャリア信号に対して適用することができるため、以下では、空間多重マルチキャリア信号の番号ｍを省略する。

従来、図２４に示す空間多重信号信号検出回路４０−４の機能、つまり、空間多重された送信系列中のＴ個存在する信号を再生する従来技術として、線形法（Zero-forcing：ＺＦ規範、及びMinimum mean square error：ＭＭＳＥ規範）、順番付け連続干渉除去法（Ordered successive interference cancellation：ＯＳＩＣ）、最尤推定法（Maximum likelihood detection：ＭＬＤ）等がある。

この中でＭＬＤの誤り率特性が一番優れる。また、見方を変えると、誤り率特性が優れるということは、低信号対雑音比（signal to noise ratio：ＳＮＲ）での通信が可能であることを意味しており、通信エリアの拡大にも貢献する。また、ＭＬＤを用いた場合には、伝搬路相関に起因する誤り率特性劣化への耐性が最も強く、受信側で用いる受信アンテナの数分だけ受信ダイバシチ効果が得られる特徴がある。

更に、より良い受信特性を得るには、送信側では送信データをチャネル符号化し、受信側では信号検出した後、チャネル復号化することによって、チャネル符号を用いないシステムに比べ、更なる大幅の受信品質向上が実現できる。このようなチャネル符号を用いる空間多重システムにおいては、Ａ−Ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ−Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ（ＡＰＰ）軟符号ビット生成信号検出方式が最も受信特性が良いと知られている。ＡＰＰ信号検出器では、チャネル復号処理をより正確に行うため、品質の高い推定符号ビットを生成し、チャネル復号化回路４０−５に入力する。

ここでは、Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ （ＬＬＲ）、あるいは他の近似方法によって算出される信頼度情報が有する推定符号ビットを軟符号ビットと呼び、その値は実数となり、以下ではｂ”^Ｓｏｆｔで表す。対照的に、信頼度情報が有しない推定符号ビットを硬符号ビットと呼び、その値は±１となり、以下ではｂ”^Ｈａｒｄで表す。硬符号ビットの値をｂ”^Ｈａｒｄ＝０，１とすることもできるが、本質はｂ”^Ｈａｒｄ＝±１と全く同じである。ここでは、ｂ”^Ｈａｒd＝±１として説明を進める。ＡＰＰの軟符号ビットを計算するには膨大な演算量が必要とし、実システムへの適用は困難である。演算量削減のため、厳密なＡＰＰ信号検出器による軟符号ビット計算を、以下の数式（５）〜（８）のように近似する方法が提案されている。

ここで、受信側にとって、実際送信された信号が未知のため、ｓ”（ｎ）は、ｎ番目のサブキャリアにおける実際の送信信号の候補であり、送信系列候補と呼ぶ。数式（７）のｓ”_ｔ（ｎ）は、ｓ”（ｎ）のｔ番目の要素であり、ｔ番目の送信信号の信号点候補である。ｂ”（ｎ）は、ＴＫ個の符号ビットによって構成されたｎ番目サブキャリアにおけるビット系列候補であり、ｂ”（ｎ）は、ｓ”（ｎ）の各信号成分のビットパターンを表している。数式（７）のように、“⇔”は、Ｋ符号ビットと１つのコンスタレーション信号点との間のマッピング関係を意味し、ｂ”（ｎ）の各Ｋ符号ビットがｓ”（ｎ）の１つの信号成分と１対１の関係にある。

コンスタレーションのサイズ、つまり中の信号点の数はＱ＝２^Ｋとする。ｓ”_ｔ（ｎ）に対応するＫ符号ビットｂ”_ｔ（ｎ）＝ｂ”_ｔ（ｎ）＝［ｂ”_ｔ，１（ｎ），…，ｂ”_ｔ，Ｋ（ｎ）］は、ビットパターン候補と呼び、ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ）は、ｔ番目信号点候補ｓ”_ｔ（ｎ）におけるｋ番目の符号ビットを表す。数式（６）のΛ（ｂ”（ｎ））＝Λ（ｓ”（ｎ））は、尤度メトリックと呼ぶ。ここで、ａは係数であり、ＬはベクトルのＬ次ノルムであり、ｇ（ｂ”（ｎ））は、ｂ”（ｎ）に依存する関数である。記述を簡単化するため、以下では、ａ＝１、Ｌ＝２、ｇ（ｂ”（ｎ））＝０とする。つまり、次式（９）で表される。

しかし、本発明の方法は、これらのパラメータの値を任意に変えても適用可能である。Ｃは、ｓ”_ｔ（ｎ）のの生成に用いるコンスタレーションを表す。数式（５）の２つの集合（数式（１０）を参照）は、それぞれｂ”（ｎ）の（ｔ，ｋ）番目の要素ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ）が、ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ）＝＋１とｂ”_ｔ，ｋ（ｎ）＝−１のときの全ビット系列候補を含めた集合である。

空間多重マルチキャリアシステムにＡＰＰ信号検出方式を適用した場合は、数式（５）のように空間多重マルチキャリア信号の各サブキャリアｎについて、数式（１０）に示す２つの集合のそれぞれの中にある全ビットパターンにおける尤度メトリックを計算し、その最小値（数式（６）のメトリックの書き方によって最大値を取ることもある）の差分を軟符号ビットとする信号検出方法である。

更に、近似ＡＰＰ方式を簡単化するため、Ｌｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ（ＬＳＤ）技術が提案されている。その考えたかは、以下の数式（１１）のように表せる。

つまり、数式（１０）に示す全ビットパターン集合ではなく、数式（１２）に示す、一度絞り込んだビットパターン集合を用いて、軟符号ビットを計算する方式である。しかし、実用の観点から、ＬＳＤが必要とする所用演算量は依然として大きい。ＡＰＰ軟符号ビット生成信号検出方式とＬｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｅｄｉｎｇに関する更なる詳細のついては非特許文献１を参照されたい。

ＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ信号検出方式の誤り率特性は、諸信号検出方法の中でも最も良いと知られているが、各サブキャリアｎにおける必要な尤度メトリック計算の数はＱ^Ｔとなる。つまり、送信信号の数Ｔの増加に伴い、指数的に増加する。一例として、Ｎ＝６４、Ｔ＝Ｒ＝４の空間多重マルチキャリアシステムにおいて、送信系列生成に用いるコンスタレーションを１６−ＱＡＭとした場合では、受信側で１つの空間多重マルチキャリア信号を検出するには、６４×１６^４＝６４×６５５３６＝４１９４３０４通りの尤度メトリックを計算しなければならない。

これは、膨大な回路規模、記憶容量や消費電力を必要とする。ＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ信号検出方式の演算量は、膨大すぎて実用には向かないという課題が分かる。一方、Ｌｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇは、近似ＡＰＰより計算する尤度メトリックの数は少ないものの、依然として非常に膨大なビットパターンにおける尤度メトリックを計算する必要があり、実用は困難である。従って、空間多重マルチキャリアシステムの受信機の空間多重信号信号検出器において、優れた受信品質が有するＡＰＰを実現するには、多数の送信系列候補に基づく尤度メトリック計算に起因する膨大な演算量を大幅に削減する必要がある。

Bertrand M. Hochwald and Stephan ten Brink, "Achieving Near-Capacity on a Multiple-Antenna Channel", IEEE Transactions on communications, vol. 51, no. 3, march 2003, 389-399

上述した従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰを空間多重マルチキャリアシステムに適用した場合には、計算する送信系列候補と尤度メトリックの数が、送信信号の数、及び適用するコンスタレーションサイズに伴い、指数的に増大してしまい、所要演算量が膨大となり、実現するのが困難であるという問題がある。

また、送信系列候補と尤度メトリックの数が膨大であるため、それらの送信系列候補、及び尤度メトリックを記憶するためには、膨大な記憶容量が必要になるという問題がある。また、所要演算量、及び所要記憶容量が非常に大きいため、それに伴い、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰを実装するには、回路規模が非常に大きくなるという問題がある。

また、所要消費電力は、所要演算回路規模や、その動作クロック周波数などに比例するため、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰでは、電力消費量が非常に大きくなることが予想され、バッテリによる動作時間が短くなるという問題がある。また、無線送受信機、特に、無線携帯端末においては、小型化・軽量化が望ましいが、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ方式では、所要演算回路規模、及び所要消費電力が大きいため、装置の小型化・軽量化が困難であるという問題がある。

また、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ方式では、上述した問題から経済的な実装が極めて困難であり、無線送受信機、特に、無線携帯端末の製造コストが高くなり、大量生産が難しくなるという問題がある。更に、上述した問題は、マルチキャリアシステムのサブキャリア数Ｎ、空間多重システムの送信アンテナ数Ｔ、コンスタレーションサイズＱの増加に伴い、更に著しくなる。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、誤り率特性を維持しつつ、尤度メトリックの計算量を大幅に削減することができる空間多重マルチキャリア受信装置、及び空間多重マルチキャリア受信方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機から同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重マルチキャリア受信装置であって、複数のサブキャリアをグループ化するサブキャリアグループ化手段と、前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するグループ代表チャネル行列生成手段と、前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するグループ実施順番決定手段と、前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するサブキャリア実施順番決定手段と、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記グループ実施順番決定手段によって決定された、各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記サブキャリア実施順番決定手段によって決定された、各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うサブキャリア行列変換手段と、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成するサブキャリア変換受信系列生成手段と、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞り込みと尤度メトリックとを計算するサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段と、前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により絞り込まれた前記変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するサブキャリア順番復元手段と、前記サブキャリア順番復元手段復元された送信系列候補と前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する推定符号ビット生成手段とを備え、前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段は、前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するサブキャリア基準信号生成手段と、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア基準信号生成手段により生成された基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出するサブキャリア初期信号点候補探索手段と、前記サブキャリア初期信号点候補探索手段により選定された初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するサブキャリア追加信号点探索手段と、前記サブキャリア追加信号点探索手段により算出された累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むサブキャリア候補除外手段とを備え、前記サブキャリア基準信号生成手段は、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段を用いて、前記基準信号を生成することを特徴とする空間多重マルチキャリア受信装置である。

本発明は、上記の発明において、前記グループ代表チャネル行列生成手段は、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの周波数領域チャネル、または前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの時間領域チャネルのいずれか一方に基づいて、前記代表チャネル行列を生成することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア行列変換手段は、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記チャネル行列の変換を行うことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア変換受信系列生成手段は、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記変換受信系列を生成することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア初期信号点候補探索手段は、前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記サブキャリア追加信号点探索手段は、前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記推定符号ビット生成手段は、推定符号ビットとして信頼度情報を有する軟符号ビットを生成する軟符号ビット生成手段、または推定符号ビットとして信頼度情報を有しない硬符号ビットを生成する硬符号ビット生成手段のいずれか１つを用いて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成することを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機から同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重マルチキャリア受信方法であって、複数のサブキャリアをグループ化するステップと、前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するステップと、前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うステップと、前記チャネル行列の変換結果に基づいて、変換受信系列を生成するステップと、前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞込みをするステップと、前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、尤度メトリックとを算出するステップと、前記絞込まれた変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するステップと、前記復元された送信系列候補と前記算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成するステップとを含み、前記変換送信系列候補の絞込みをするステップと尤度メトリックを算出するステップとは、前記変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するステップと、前記チャネル行列の変換結果と前記基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出するステップと、前記初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するステップと、前記累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むステップと、を含み、前記基準信号を生成するステップでは、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換することにより、前記基準信号を生成することを特徴とする空間多重マルチキャリア受信方法である。

この発明によれば、誤り率特性を維持しつつ、尤度メトリックの計算量を大幅に削減することができるという利点が得られる。

本発明の実施形態による空間多重信号信号検出回路の構成を示すブロック図である 本実施形態による初期化処理回路１の構成を示すブロック図である。 本実施形態による送信系列候補絞込み回路２の構成を示すブロック図である。 本実施形態によるサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の構成を示すブロック図である。 本実施形態による推定符号ビット計算回路３の構成を示すブロック図である。 本実施形態による、サブキャリアのグループ化を説明するための概念図である。 本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差最短距離候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の全体動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による初期化処理の動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による送信系列候補絞込み処理の動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による、推定符号ビット計算処理の動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の動作について説明するための概念図である。 実無線通信システムにおける送受信信号フォーマットを示す概念図である。 本実施形態による、マルチポイント対ポイント通信に適用した場合の構成を示すブロック図である。 本実施形態による、マルチポイント対マルチポイント通信に適用した場合の構成を示すブロック図である。 本実施形態による、バーチャルＭＩＭＯ通信を示すブロック図である。 本実施形態による、発信局から受信局までの通信を実現するリレー伝送による通信を示すブロック図である。 本実施形態による、リレー・協調組み合わせによる通信を示すブロック図である。 従来技術による、マルチキャリアシステムの一例の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
従来技術によるＡＰＰでは、全部でＱ^Ｔ通りの尤度メトリックを計算する必要があるため、送信信号の数Ｔの増加に伴い、所要演算量が指数的に増大し、実システムによる実現は困難である。これに対して、本発明では、送信系列候補を効率的に絞込み、その結果、尤度メトリックの計算量を大幅に削減しながら、ＡＰＰの優れた誤り率特性を維持する。

従来方式との一番の違いは、従来技術では、全ての尤度メトリックを計算するのに比べ、本発明では、尤度メトリックの計算量を大幅に削減しながら、ＡＰＰの誤り率特性を近似することを特徴としている。

Ａ．実施形態
図１は、本発明の実施形態による空間多重信号信号検出回路の構成を示すブロック図である。図において、空間多重信号信号検出回路１０は、初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、推定符号ビット計算回路３、記憶回路４、及び制御回路５から構成されている。それぞれは、後述する初期化処理、送信系列候補絞り込み処理、推定符号ビット計算処理、データアクセス処理、と全ての処理における制御を行う。本実施形態による全ての回路ブロックは、そのブロックの信号処理目的を実現するための（１）演算素子を有し、（２）データと記憶回路４との間のアクセス（つまり、データの記憶回路４からの呼び出しと記憶回路４への書き込み）が可能である。

図２は、本実施形態による初期化処理回路１の構成を示すブロック図である。図において、初期化処理回路１は、サブキャリアグループ化回路１−１、グループ代表チャネル行列生成回路１−２、グループ実施順番決定回路１−３、サブキャリア実施順番決定回路１−４、及びサブキャリア行列変換回路１−５からなる。

初期化処理回路１では、送信系列候補絞込み回路２での処理が効率良く実施できるように、サブキャリアグループ化回路１−１でサブキャリアをグループ化し、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で代表チャネル行列生成し、グループ実施順番決定回路１−３でグループ毎における信号点候補選定の実施順番を決定し、サブキャリア実施順番決定回路１−４でサブキャリア毎における信号点候補選定の実施順番を決定し、サブキャリア行列変換回路１−５で行列変換を行うなどの処理を実施する。

サブキャリアグループ化回路１−１は、マルチキャリアシステムが持つサブキャリアのグループ分け処理を行う。グループ代表チャネル行列生成回路１−２は、サブキャリアグループ化回路１−１で得た各サブキャリアグループに対して、各グループを代表するチャネル行列、つまり代表チャネル行列を生成する代表チャネル行列生成処理を行う。

グループ代表チャネル行列生成回路１−２としては、例えば、周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段や、時間領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段などが考えられる。

次に、グループ実施順番決定回路１−３は、各サブキャリアグループに対して、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で生成したグループ代表チャネル行列を用いて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定する、各送信系統における信号点候補選定の実施順番決定処理を行う。

サブキャリア実施順番決定回路１−４は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、グループ実施順番決定回路１−３で決定した各グループにおける信号点候補選定の実施順番を用いて、グループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定する、各送信系統における信号点候補選定の実施順番決定処理を行う。

サブキャリア行列変換回路１−５は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、グループ実施順番決定回路１−３とサブキャリア実施順番決定回路１−４とで決定した信号点候補選定の実施順番を反映した上、チャネル行列の変換を行う、各グループに属する各サブキャリアにおける周波数チャネル行列の変換処理を行う。サブキャリア行列変換回路１−５としては、ＱＲ分解による行列変換手段や、擬似逆行列及び三角変換手段などが考えられる。

図３は、本実施形態による送信系列候補絞込み回路２の構成を示すブロック図である。図において、送信系列候補絞込み回路２は、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２、及びサブキャリア順番復元回路２−３からなる。

送信系列候補絞込み回路２では、推定符号ビット計算回路３での処理が効率良く実施できるように、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で変換受信系列を生成し、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算を行い、サブキャリア順番復元回路２−３で変換送信系列候補から送信系列候補へ戻すなどの処理を実施する。

サブキャリア変換受信系列生成回路２−１は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア行列変換回路１−５で得た行列変換の結果を用いて、変換受信系列を生成する変換受信系列生成処理を行う。サブキャリア変換受信系列生成回路２−１としては、例えば、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段などが考えられる。

サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア行列変換回路１−５で得た行列変換の結果とサブキャリア変換受信系列生成回路２−１で得た変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックとを計算する変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理を行う。

サブキャリア順番復元回路２−３は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア実施順番決定回路１−４で得た信号点候補選定の実施順番を用いて、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で得た変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元する、順番復元処理を行う。

図４は、本実施形態によるサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の構成を示すブロック図である。図において、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、及びサブキャリア候補除外回路２−２−４からなる。

サブキャリア基準信号生成回路２−２−１は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で得た変換受信系列を用いて、信号点候補選定がまだ実施されていないレイヤについて基準信号を生成する、基準信号生成処理を行う。サブキャリア基準信号生成回路２−２−１としては、例えば、ＱＲ分解による基準信号生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による基準信号生成手段などが考えられる。

サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア行列変換回路１−５で得た行列変換の結果とサブキャリア基準信号生成回路２−２−１とで得た基準信号を用いて、初期（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する、基準信号による初期信号点候補探索処理を行う。サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２としては、例えば、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段や、最短距離候補による初期子ノードの選定手段、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段などが考えられる。

次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期信号点候補に基づいて、追加（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する、初期信号点候補の中の最尤信号点候補に対する追加信号点候補探索処理を行う。サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３としては、例えば、差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段などが考えられる。

サブキャリア候補除外回路２−２−４は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２とサブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３で算出された累積メトリックの中に、ある上限値を超えた累積メトリックと対応する部分変換系列候補を候補から除外する、累積メトリック上限値による候補除外処理を行う。

なお、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１〜サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理を、送信系統の本数分回、つまりＴ回、繰り返して実施する。

図５は、本実施形態による推定符号ビット計算回路３の構成を示すブロック図である。図において、推定符号ビット計算回路３は、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１からなる。推定符号ビット計算回路３では、チャネル復号器で正確に復号処理ができるように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１で推定符号ビットを生成する処理を実施する。サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して、送信系列候補絞込み回路２で得た送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、各送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成すべく、送信系列候補と尤度メトリックとによる推定符号ビット計算処理を行う。サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１としては、例えば、軟符号ビット生成手段や、硬符号ビット生成手段などが考えられる。

次に、上述した各回路による処理について詳細に説明する。
（Ａ）サブキャリアグループ化回路１−１
マルチキャリアシステムでは、サブキャリアの数が増えると処理量が増えるという課題がある。そこで、処理量を減らすために、以下のようなグループ化を考える。図６に示すように、空間多重マルチキャリア信号が持つ全部でＮ個のサブキャリアをＡ（１≦Ａ≦Ｎ）個のグループに分ける。そして、各グループに含まれるサブキャリアの数Ｎ_１、Ｎ_２、…、Ｎ_Ａの総和はＮとなるようにし、次式（１３）のように表される。

ここで、各グループの数は均一に、つまり、Ｎ_１＝Ｎ_２＝…＝Ｎ_Ａ＝Ｎ／Ａにする必要はなく、チャネルの状況や、所要演算量、所要通信品質などを考慮しながら決定すれば良い。また、具体的にグループの数Ａをいくつにするかも同様に、チャネルの状況や、所要演算量、所要通信品質などを考慮しながら決定すれば良い。Ａ＝１の場合には、全てのサブキャリアを１つのグループにまとめる。Ａ＝Ｎの場合には、各サブキャアリアが１つのグループとなり、グループ化しないことを意味する。従って、ａ番目のグループに属するｎ_ａ（１≦ｎ_ａ≦Ｎ_ａ）番目のサブキャリアの周波数領域チャネル行列は、Ｈ（ｎ_ａ）として表せる。

サブキャリアグループ化回路１−１が行うグループ化処理（つまり、Ａ、Ｎ_１、Ｎ_２、…、Ｎ_Ａを決定する処理）は、受信側が信号検出処理を行うときに実施する必要はなく、予めに数値解析により無線システムが許容する複雑さと要求する誤り率特性との双方を満足できるようなＮ_１、Ｎ_２、…、Ｎ_Ａを事前に決定し、データベース化すれば良い。

サブキャリアグループ化回路１−１によるグループ化の効果として、グループ実施順番決定回路１−３での信号点候補選定の実施順番の決定は、各サブキャリアについて行うではなく、各サブキャリアグループについて行えば良いことになる。従って、実施順番決定回数はＮ回からＡ回へと削減することができる。

（Ｂ）グループ代表チャネル行列生成回路１−２
グループ分けが行った後は、各グループを代表するチャネル行列（以下では、代表チャネル行列と呼ぶ）を生成し、グループ実施順番決定回路１−３での順番決定処理をサブキャリア毎の処理からグループ毎の処理へと簡易化する。

ここで、ａ（ａ＝１、２、…、Ａ）番目グループに属する各サブキャリアの番号をｎ_ａ＝１、２、…、Ｎ_ａと記し、ｂ番目グループの１番目からＮ_ａ番目までのサブキャリアを意味する。前述したように、グループ代表チャネル行列生成回路１−２としては、例えば、周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段や、時間領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段などが考えられる。

（Ｂ−１）周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段
周波数領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段は、ｂ番目のグループにおける代表チャネル行列Ｇ（ａ）を、次式（１４）のように生成する。

ここで、代表チャネル行列Ｇ（ａ）は、そのグループに属するサブキャリアの周波数領域チャネル行列Ｈ”（ｎ_ａ）に重み係数ｆ（ｎ_ａ）を掛けて、足し合わせたものである。

重み係数ｆ（ｎ_ａ）は、チャネルの状況に応じて決定すれば良い。例えば、ａ＝２番目のグループで、全部で５個のサブキャリアがあるとして、ｆ（ｎ_２＝１）＝０、ｆ（ｎ_２＝２）＝０、ｆ（ｎ_２＝３）＝１、ｆ（ｎ_２＝４）＝０、ｆ（ｎ_２＝５）＝０、と設定した場合では、グループの真ん中のサブキャリアを代表チャネル行列となる。つまり、Ｇ（２）＝Ｈ”（ｎ_２＝３）となる。もちろん、グループの両端にあるサブキャリアのチャネル行列を代表チャネル行列としても良い。また、グループに属する各サブキャリアのチャネル行列を足し合わせて、平均化しても良い。

（Ｂ−２）時間領域チャネルに基づく代表チャネル行列生成手段
一方、時間領域チャネル行列を用いた代表チャネル行列生成も考えられる。時間領域では、周波数上にあるサブキャリアが見えないので、全てのサブキャリアを常に１つのグループとしてまとめる。つまり、Ａ＝１となる。この場合の代表チャネル行列Ｈは、全サブキャリアを代表することになり、次式（１５）で表されるように生成される。

ここで、代表チャネル行列Ｇ＝Ｇ_ＴＤは、各遅延波に対応する時間領域チャネル行列Ｈ_ＴＤ（ｌ）に重み係数ｔ（ｌ）を掛けて、足し合わせたものである。

重み係数ｔ（ｌ）は、チャネルの状況に応じて決定すれば良い。例えば、遅延波がＮ_Ｈ＝３として、ｔ（１）＝１、ｔ（２）＝１、ｔ（３）＝０と設定した場合では、１個目と２個目の遅延波の時間領域チャネル行列を足し合わせたものが全サブキャリアを代表するチャネル行列となる。もちろん、他にもｔ（ｌ）を様々に設定可能である。

（Ｃ）グループ実施順番決定回路１−３
受信側では、送信系列ｓ”（ｎ_ａ）の各送信信号ｓ”_ｔ（ｎ_ａ）がコンスタレーション中のどの信号点であるかが分からない。従って、受信側は、各送信信号ｓ”_ｔ（ｎ_ａ）について、コンスタレーション中の信号点を候補として、送信信号を推測する。これを各送信信号ｓ”_ｔ（ｎ_ａ）における信号点候補選定と呼ぶ。

信号点候補の数としては、１個からＱ個まで（Ｑ＝２^Ｋは、コンスタレーションのサイズである）取れるが、考慮する候補数が大きければ大きいほど、信号検出特性が向上する一方で、所用演算量も増えてしまう。

ここで、Ｔ個ある送信信号［ｓ”_１（ｎ_ａ），ｓ”_２（ｎ_ａ），…，ｓ”_Ｔ（ｎ_ａ）］を同時にではなく、順番に個々の送信信号ｓ”_ｔ（ｎ_ａ）における信号点候補選定を行う。受信側では、この信号点候補選定の実施順番を決定できる。

グループａに属するサブキャリアｎ_ａにおける送受信関係は、次式（１６）のように表せる。

数式（１６）から分かるように、チャネル行列Ｈ”（ｎａ）の各列ベクトルｈ”_ｔ（ｎ_ａ）は、送信系列ｓ”（ｎ_ａ）の各送信信号ｓ”_ｔ（ｎ_ａ）に対応する。チャネル行列Ｈ”（ｎ_ａ）の列ベクトルは、それぞれ異なる受信品質を有しているゆえ、各送信信号における受信品質も違ってくる。従って、受信側では、チャネル行列に基づいて、信号点候補選定の実施順番を適切に決定すれば、各送信信号における候補数を抑え、信号検出の所用演算量を削減することができる。

グループ実施順番決定回路１−３では、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で生成した各グループの代表チャネル行列Ｇ（ａ）に基づいて、各グループにおける信号点候補選定の実施順番を決定する。ここで、グループａ（１≦ａ≦Ａ）における信号点候補選定の実施順番をＯ（ａ）＝｛Ｏ_１（ａ），Ｏ_２（ａ），…，Ｏ_Ｔ（ａ）｝と表す。Ｏ_ｔ（ａ）（ｔ＝１，２，…，Ｔ）の下付き数字ｔは、信号点候補選定の実施順番であり、Ｏ_ｔ（ａ）の値自体は、ｔ番目に信号点候補選定が実施される送信信号の空間番号である。ｔとＯ_ｔ（ａ）とは、１対１に対応する。例えば、Ｏ_２（ａ）＝３というのは、第Ｏ_２（ａ）＝３番目の空間送信信号ｓ”_{Ｏ２（ａ）}（ｎ_ａ）＝ｓ”_３（ｎ_ａ）が２番目にその信号点候補の選定を実施する。グループ実施順番決定回路１−３は、各サブキャリアグループ（ａ＝１、２、…、Ａ）について、代表チャネル行列Ｇ（ａ）を用いて、Ｏ（ａ）＝｛Ｏ_１（ａ），Ｏ_２（ａ），…，Ｏ_Ｔ（ａ）｝の各要素の値（１からＴまでの整数の内の１つ）を決定する。

実施順番Ｏ（ａ）通りに信号点候補選定を行うには、チャネル行列Ｈ”（ｎ_ａ）の列ベクトルを並び替える（あるいは、並び替えと等価な操作）必要がある。以下では、この並び替え操作を、数学的に並び替え行列Ｅ（Ｏ（ａ））とチャネル行列Ｈ”（ｎ_ａ）との乗算Ｈ（ｎ_ａ）＝Ｈ”（ｎ_ａ）Ｅ（ｎ_ａ）という形で表現するが、実際の処理としては、行列Ｈ”（ｎ_ａ）の列ベクトルを並び替えるだけで良く、乗算をする必要はない。Ｈ（ｎ_ａ）は、列ベクトルが並び替えたチャネル行列であり、並び替えチャネル行列と呼ぶ。従って、実施順番Ｏ（ａ）と並び替え行列Ｅ（Ｏ（ａ））とは、互いに１対１に対応し、完全に等価な情報を持っていると理解すれば良い。

実施順番を決定するには、様々な方法が考えられる。例えば、参考文献１（特願２００７−１７２８３５）、参考文献２（特願２００７−１７２８３６）で発明した実施順番決定方法を適用することが考えられる。また、再帰的に代表チャネル行列Ｇ（ａ）の各列ベクトルの中に、最も受信品質の良い、あるいは悪い列ベクトルを優先的に実施することもできる。更に、再帰的ではなく、各列ベクトルの受信品質を、降順、あるいは昇順に並べ、並べた順番通りに実施することができる。また、順番決定を行わずに、送信信号の空間順番通りに、信号点候補選定を行うことも可能である。その場合、Ｏ_ｔ（ａ）＝ｔ（ｔ＝１、２、…、Ｔ）、Ｅ（Ｏ（ａ））＝Ｉとなる。

個々の実施順番決定方法には、行列の列ベクトルにおける受信品質を表す指標として、様々な量が用いられる。例えば、各列ベクトルにおける受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）、各列ベクトルにおける受信ＳＩＮＲ（signal to interference plus noise ratio）、各列ベクトルにおけるＬ次ノルム（Ｌは任意の整数）などがある。グループ実施順番決定回路１−３では、代表チャネル行列Ｇ（ａ）の列ベクトルにおける受信品質を表す如何なる量を適用しても良い。

（Ｄ）サブキャリア実施順番決定回路１−４
サブキャリア実施順番決定回路１−４では、グループ実施順番決定回路１−３で各サブキャリアグループにおける信号点候補選定の実施順番を決定した後、グループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定する。ここで、代表チャネル行列Ｇ（ａ）における実施順番Ｏ（ａ）、つまりＥ（Ｏ（ａ））に新たな並び替え行列Ｄ（ｎ_ａ）を掛け、そのグループに属する各サブキャリアにおける実施順番Ｅ（ｎ_ａ）を決定していく。数学的には、次式（１７）のように表せる。

サブキャリアｎ_ａに関連する新たな並び替え行列Ｄ（ｎ_ａ）については、チャネルの状況に応じて決定すれば良い。例えば、グループのサイズＮ_ａが小さい、あるいはサブキャリア間の相関が強い場合には、新たな並び替え行列Ｄ（ｎ_ａ）を単位行列Ｄ（ｎ_ａ）＝Ｉと設定し、Ｅ（ｎ_ａ）＝Ｅ（Ｏ（ａ））となる。つまり、代表チャネル行列における実施順番を、そのまま各サブキャリアの実施順番として利用し、新たな並び替え行列Ｄ（ｎ_ａ）を掛けないことを意味する。もちろん、他にも新たな並び替え行列Ｄ（ｎ_ａ）を様々に設定可能である。もし、Ａ＝Ｎならば、グループ化しないこととなり、代表チャネル行列はサブキャリアチャネル行列と同じくなる。その場合には、サブキャリア実施順番決定回路１−４を実施する必要がなくなる。

（Ｅ）サブキャリア行列変換回路１−５
サブキャリア行列変換回路１−５では、サブキャリア実施順番決定回路１−４で各サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定した後、チャネル行列の変換を行う。前述したように、サブキャリア行列変換回路１−５としては、例えば、ＱＲ分解による行列変換手段や、擬似逆行列及び三角変換手段などが考えられる。

（Ｅ−１）ＱＲ分解による行列変換手段
ＱＲ分解による行列変換手段では、各グループａ（１≦ａ≦Ａ）に属する各サブキャリアにおける候補信号点選定の実施順番が決定すれば、実施順番Ｅ（ｎ_ａ）通りにグループａに属する各サブキャリアのチャネル行列Ｈ”（ｎ_ａ）の列ベクトルの順番を、次式（１８）に表すように並び替える。

Ｈ（ｎ_ａ）は、列ベクトルの順番が並び替えられたチャネル行列である。

次に、この並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ_ａ）について、ＱＲ分解を行う。行列Ｑ（ｎ_ａ）及びＵ（ｎ_ａ）は、行列Ｈ（ｎ_ａ）におけるＱＲ分解の結果であり、それぞれ次式（１９）〜（２１）のように定義する。

Ｑ（ｎ_ａ）は、Ｒ行Ｔ列の行列で、Ｕ（ｎ_ａ）はＴ行Ｔ列の上三角行列である。

（Ｅ−２）擬似逆行列及び三角変換手段
擬似逆行列及び三角変換手段では、各グループａ（１≦ａ≦Ａ）に属する各サブキャリアにおける候補信号点選定の実施順番が決定すれば、上述したＱＲ分解による行列変換手段と同様に実施順番Ｅ（ｎ_ａ）通りにグループａに属する各サブキャリアのチャネル行列Ｈ”（ｎ_ａ）の列ベクトルの順番を、次式（２２）に表すように並び替え、並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ_ａ）を生成する。

次に、この並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ_ａ）の逆擬似行列を、次式（２３）に従って算出する。

一方では、並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ_ａ）を、数式（２４）に示すＵ（ｎ_ａ）のような三角行列に変換する。

並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ_ａ）を三角行列に変換するには、様々な方法が考えられる。例えば、ＱＲ分解による変換、Ｃｈｏｌｅｓｋｙ分解による変換、あるいはユニタリ行列による変換などがある。三角行列に変換できれば、如何なる方法を用いても良い。

上述したチャネル行列の列ベクトルの並び替え、及び行列変換は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して実施する。

（Ｆ）送信系列候補絞込み回路２
送信系列候補絞込み回路２では、推定符号ビット計算回路３での処理が効率良く実施できるように、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で変換受信系列を生成し、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算を行い、サブキャリア順番復元回路２−３で変換送信系列候補から送信系列候補へ復元するなどの処理を実施する。

（Ｆ−１）サブキャリア変換受信系列生成回路２−１
サブキャリア変換受信系列生成回路２−１では、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算が簡易化できるように、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアが持つ受信系列ｘ（ｎ_ａ）に対して処理し、変換受信系列を生成する。前述したように、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１としては、例えば、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段などが考えられる。

（Ｆ−１−１）ＱＲ分解による変換受信系列生成手段
ＱＲ分解による変換受信系列生成手段では、上述したサブキャリア行列変換回路１−５のＱＲ分解による行列変換手段に合わせて、ＱＲ分解で得た行列Ｑ（ｎ_ａ）の複素共役転置と受信系列ｘ（ｎ_ａ）とを掛けて、次式（２５）のような変換受信系列ｙ（ｎ_ａ）を生成する。

この変換受信系列ｙ（ｎ_ａ）は、更に、要素毎の表現として次式（２６）のように表せる。

ここで、ｉは変換後の空間番号を表し、ｉ番目のレイヤと呼ぶ。また、各信号成分の順番が並び替えられた送信系列ｓ（ｎ_ａ）は、次式（２７）で表せる。

以後、サブキャリアｎ_ａにおける送信系列ｓ”（ｎ_ａ）に対応して、並び替え処理によって得られた信号ｓ（ｎ_ａ）をサブキャリアｎ_ａにおける変換送信系列と呼ぶ。例えば、ｓ”_３（ｎ_ａ）を３番目の空間送信信号、ｓ_３（ｎ_ａ）を３番目の変換送信信号と呼ぶ。

また、ｗ（ｎ_ａ）＝Ｑ^Ｈ（ｎ_ａ）ｗ”（ｎ_ａ）は、変換後の雑音及び干渉成分を表す。更に、変換前のビット表記と対応付けるため、次のように、変換ビットパターンｂ_ｔ（ｎ_ａ）＝［ｂ_ｔ，１（ｎ_ａ），…，ｂ_ｔ，Ｋ（ｎ_ａ）］、変換ビット系列ｂ（ｎ_ａ）を、それぞれ数式（２８）〜（３０）に定義する。

変換前と同様に、変換ビット系列ｂ（ｎ_ａ）の各K符号ビットｂ_ｔ（ｎ_ａ）＝［ｂ_ｔ，１（ｎ_ａ），…，ｂ_ｔ，Ｋ（ｎ_ａ）］が変換送信系列ｓ（ｎ_ａ）の１つの信号成分ｓ_ｔ（ｎ_ａ）と１対１のマッピング関係にある。上記変換受信系列生成処理は、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアに対して実施する。

ここで、次段のサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２に含まれるサブキャリア基準信号生成回路２−２−１からサブキャリア候補除外回路２−２−４までの処理を説明するため、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段で得た変換後のシステムについて考える。まず、尤度メトリックを変換受信系列ｙ（ｎ_ａ）に合わせて、数式（３１）のように書き換える。

ここで、ｓ（ｎ_ａ）は、実際の変換送信系列ｓ（ｎ_ａ）ではなく、ｓ（ｎ_ａ）である可能性のある変換送信系列候補（送信系列候補ｓ”（ｎ_ａ）とは含む信号の順番が異なるだけである）である。ｓ_ｉ（ｎ_ａ）は、変換送信系列候補ｓ（ｎ_ａ）のｉ番目信号成分であり、ｉ番目変換信号点候補と呼ぶ。チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）は、候補信号点の選定に用いる基準信号である。

更に、Δ_ｉ（ｎ_ａ）をｉ番目レイヤにおける増分メトリックと呼び、次式（３２）のように定義する。

数式（３１）と数式（３２）から尤度メトリックは、各レイヤにおける増分メトリックの総和である特徴を利用して、数式（３２）を次式（３３）のような再帰式に書き換えられる。

ここで、Λ_ｊ（ｎ_ａ）は、レイヤｉ＝Ｔから降順にレイヤｉ＝ｊまでの部分変換送信系列候補ｓ^［ｊ］（ｎ_ａ）＝［ｓ_ｊ（ｎ_ａ） Ｓ_ｊ＋１（ｎ_ａ） … ｓ_Ｔ（ｎ_ａ）］^Ｔに対応する累積メトリックである。この再帰式から分かるように、ｓ^［ｊ］（ｎ_ａ）に対応する累積メトリックΛ_ｊ（ｎ_ａ）を求めるには、レイヤｉ＝Ｔから降順レイヤｉ＝ｊ＋１までの部分変換送信系列候補ｓ^{［ｊ＋１］}（ｎ_ａ）＝［ｓ_ｊ＋１（ｎ_ａ） … ｓ_Ｔ（ｎ_ａ）］^Ｔに対応する累積メトリックΛ_ｊ＋１（ｎ_ａ）と、レイヤｉ＝ｊでの候補信号点ｓ_ｊ（ｎ_ａ）に対応する増分メトリックΔ_ｊ（ｎ_ａ）とを足し合せれば良い。累積メトリックの初期値をΛ_Ｔ＋１（ｎ_ａ）＝０に設定し、Ｔ回の再帰処理を行えば、最終的には尤度メトリックΛ_１（ｎ_ａ）＝Λ（ｎ_ａ）が得られる。

（Ｆ−１−２）擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段
擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段では、
上述したサブキャリア行列変換回路１−５の擬似逆行列及び三角変換手段に合わせて、擬似逆行列Ｈ^＋（ｎ_ａ）と受信系列ｘ（ｎ_ａ）とを掛けて、次式（３４）のような変換受信系列ｚ（ｎ_ａ）を生成する。

ｓ（ｎ_ａ）は、数式（２６）と同様に、各信号成分の順番が並び替えられた送信系列であり、変換送信系列となる。一方、尤度メトリックは、次式（３５）のように表すことができる。

チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）は、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１のＱＲ分解による変換受信系列生成手段と同様に、候補信号点の選定に用いる基準信号である。更に、増分メトリックと尤度メトリックも上記ＱＲ分解による変換受信系列生成手段と全く同じように定義できる。

（Ｇ）サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２
サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路では、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１〜サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理を、送信系統の本数分回、つまりＴ回、繰り返して実施し、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックとの計算を行う。

（Ｇ−１）サブキャリア基準信号生成回路２−２−１
サブキャリア基準信号生成回路２−２−１では、各サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける基準信号を生成する。前述したように、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１としては、例えば、ＱＲ分解による基準信号生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による基準信号生成手段などが考えられる。

（Ｇ−１−１）ＱＲ分解による基準信号生成手段
ＱＲ分解による基準信号生成手段では、サブキャリア行列変換回路１−５のＱＲ分解による行列変換手段とサブキャリア変換受信系列生成回路２−１のＱＲ分解による変換受信系列生成手段に合わせて、次式（３６）に基づき、候補信号点の選定を実施していないあるレイヤにおける基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）を算出する。

（Ｇ−１−２）擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段
擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段では、サブキャリア行列変換回路１−５の擬似逆行列及び三角変換手段とサブキャリア変換受信系列生成回路２−１の擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段に合わせて、次式（３７）に基づき、候補信号点の選定を実施していないあるレイヤにおける基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）を算出する。

（Ｇ−２）サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２
サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１で得た基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）を用いて、初期信号点候補の選定を行う。更に、選定した信号点候補に対して、対応する累積メトリックを算出する。

以下では、各レイヤにおける信号点候補の選定をツリー探索と例えて説明する。空間のレイヤ構造を反映するため、探索ツリーにもＴ個のレイヤを有し、探索はルートから出発し、レイヤｉ＝Ｔからレイヤｉ＝１まで行う。各レイヤのノードは、選定された信号点候補を意味する。ここで、あるレイヤｉ＋１で選んだノード（つまり、選定した信号点候補）を、次の処理レイヤｉにとっての親ノードとなる。つまり、レイヤｉの親ノードは、１つ前のレイヤｉ＋１にある。レイヤｉでの全ての親ノードの数はＡ_ｉとする。また、親ノードに基づいて選んだレイヤｉでのノードをレイヤｉの子ノードと呼ぶ。レイヤｉでの全ての子ノードの数はＢ_ｉとする。このレイヤｉの子ノードは、同時に次のレイヤｉ−１の親ノードでもある。このようにルートから出発し、親ノードから子ノードへ、子ノードが親ノードとなり、更に、次の子ノードへという順番で、レイヤｉ＝Ｔからレイヤｉ＝１までツリー探索を行う。更に、同じ親ノードを持つ子ノードを兄弟ノードとも呼ぶ。

サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、処理レイヤにおける各親ノードから、１つあるいは複数の子ノードを選定し、選ばれた子ノードを初期子ノードと呼ぶ。レイヤｉでの親ノードの中に、対応する累積メトリックが最も小さいいくつの親ノードを指定し、最尤親ノードと呼ぶ。レイヤｉでの最尤親ノードの数をＶ_ｉとする。最尤親ノードに対して、多めに初期子ノードを選定する。ここで、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）をレイヤｉでのｖ_ｉ番目の最尤親ノードにおける初期子ノードの数とする。最尤親ノード以外の親ノードは、１つの初期子ノードを選定する。Ｖ_ｉ＝０は、最尤親ノードが指定しないことを意味する。その場合には、最尤親ノードから選定される初期子ノードＰ_ｉ（ｖ_ｉ）＝０となる。つまり、全ての親ノードは、１つの初期子ノードを選定する。

Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値、つまり、レイヤｉのｖ_ｉ番目の最尤親ノードから選定する初期子ノードの数は、レイヤｉの受信品質、及び親ノードの尤度（つまり、尤度メトリックの値）を考慮して決めれば良い。

受信品質の良いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が低いため、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を小さくしても、確からしい初期子ノードが選べる（つまり、特性劣化が少ない）。一方、受信品質の悪いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が高いので、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を大きくしないと、確からしい初期子ノードが選べない（つまり、特性劣化がしやすい）。

また、尤度の高い親ノード（つまり、尤度メトリックが小さい親ノード）では、確からしい初期子ノードを産む可能性が高いため、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を大きくし、多くの初期子ノードを選定した方が最終的により良い誤り率特性が得られる。一方、尤度の低い親ノード（つまり、尤度メトリックが大きい親ノード）では、確からしい初期子ノードを産む可能性が低いため、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を小さくし、少ない初期子ノードを選定した方が演算量を削減できる。

上述したように、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値、つまり親ノードから選定する初期子ノードの数は、所望する受信誤り率特性と許容演算量との双方を両立しながら、各レイヤの受信品質、及び親ノードの尤度の高さを考慮して決定すれば良い。

図７は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。レイヤｉでは、レイヤｉ＋１にある３つの親ノードを有している。各親ノードからそれぞれＡ_ｉ＝３、Ｖ_ｉ＝２、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ＝１）＝３、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ＝２）＝２個の初期子ノードを選んでいる。２番目の親ノードの尤度が高いため、２個の初期子ノードを選定している。更に、図で分かるように、処理量を減らすためには、コンスタレーション上の全ての信号点を初期子ノードとせず、一部だけを信号点候補として選定する。

前述したように、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２としては、初期子ノード選定を実現するには、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段や、最短距離候補による初期子ノードの選定手段、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段などが考えられる。

（Ｇ−２−１）差分ビット候補による初期子ノードの選定手段
差分ビット候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号を量子化して、量子化基準信号ハット（＾）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）を１つの初期子ノードとする。更に、量子化基準信号のビットパターン（ハット＾）ｂ_ｔ（ｎ）＝［ハット（＾）ｂ_ｔ，１（ｎ），…，ハット（＾）_ｔ，Ｋ（ｎ）］といくつの異なるビットを持つ信号点も初期子ノードとする。

ここで、図８は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。量子化基準信号のビットパターンは、ハット（＾）ｂ_ｔ（ｎ）＝［ハット（＾）ｂ_ｔ，１（ｎ），…，ハット（＾）_ｔ，４（ｎ）］＝［１，０，１，１］となる。その［１，０，１，１］と１つの差分ビットを持つ信号点は全部で４つ、［１，０，１，０］、［０，０，１，１］、［１，１，１，０］、［１，０，０，１］となる。更に、［１，０，１，１］と２つの差分ビットを持つ信号点は全部で６つ、［０，０，１，０］、［１，１，１，０］、［０，１，１，１］、［０，０，０，１］、［１，１，０，１］、［１，０，０，０］となる。従って、量子化基準信号［１，０，１，１］も含めて、ある親ノードから全部でＰ_ｉ＝１＋４＋６＝１１個の初期子ノードを選定する。

また、ハット（＾）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）のビットパターンとの差分ビットの数で初期子ノードを選定するではなく、上位ビットや、下位ビットがハット（＾）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）のビットパターンと異なる信号点を初期子ノード選定の基準にしても良い。量子化基準信号に対して適切な差分ビットを持つ信号点を初期子ノードとして選定できる基準であれば、全て適用可能である。

更に、量子化基準信号だけを初期子ノードにしても良い。この場合、初期子ノードの数は、図７のように３番目の親ノードａ_ｉ＝３のように、１となる。初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。

（Ｇ−２−２）最短距離候補による初期子ノードの選定手段
最短距離候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）、あるいは量子化基準信号ハット（＾）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）から距離が最も近い、いくつの信号点を選定し、量子化基準信号と一緒に初期子ノードとする。

図９は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差最短距離候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。ここでは、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）に最も近い５つの信号点を選定し、最終的には、基準信号点を含めて全部でＰ_ｉ＝１＋５＝６１個の初期子ノードを選定する。

ここで用いる信号点間の距離の定義としては、様々なものが考えられる。例えば、ユークリッド距離、マンハッタン距離、あるいは任意次元のノルム距離が適用できる。初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。

（Ｇ−２−３）限定エリア候補による初期子ノードの選定手段
限定エリア候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）、あるいは量子化基準信号ハット（＾）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）に基づいて、コンスタレーションの上にある限定したエリアを指定し、その限定エリアに入る信号点を初期子ノードとする。

図１０は、本実施形態による、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。ここでは、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ（ｎ_ａ）に基づいて、１つの限定した円エリア、あるいは四角エリアを指定する。円エリアにおいてはＰ_ｉ＝１０、四角エリアにおいてはＰ_ｉ＝１２個の初期子ノードを選定する。もちろん、円エリアと四角エリアの他にも様々な適切な限定エリアが適用できる。

初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。

（Ｇ−３）サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３
サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードを用いて、追加子ノードの選定を行う。まず、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で算出したレイヤｉでの各初期子ノードの中に、対応する累積メトリックが最も小さい、いくつの初期子ノードを指定し、最尤子ノードと呼ぶ。ここで、Ｗ_ｉをレイヤｉでの最尤子ノードの数と定義する。次に、最尤子ノードと同じ親ノードを持つ兄弟ノードを探索ツリーに追加する。追加された兄弟ノードを追加子ノードと呼ぶ。ここで、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）をレイヤｉでのｗ_ｉ番目の最尤子ノードにおける追加子ノードの数と定義する。最尤子ノードと対応する追加子ノードは同じ親ノードを持つ。Ｗ_ｉ＝０は最尤子ノードが指定しないことを意味する。その場合、追加子ノードＱ_ｉ（ｗ_ｉ）＝０となる。つまり、子ノードを追加しないことになる。

Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値、つまり、レイヤｉの最尤子ノードの数、及び各最尤子ノードに対応する追加子ノードの数は、レイヤｉの受信品質及び親ノードと、最尤子ノードの尤度とを考慮して決めれば良い。

受信品質の良いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が低いため、Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を小さくしても、確からしい追加子ノードが選べる（つまり、特性劣化が少ない）。一方、受信品質の悪いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が高いので、Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を大きくしないと、確からしい追加子ノードが選べない（つまり、特性劣化がしやすい）。

また、尤度の高い親ノードと最尤子ノード（つまり、尤度メトリックが小さい親ノードと最尤子ノード）では、確からしい追加子ノードを持つ可能性が高いため、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を大きくし、多くの追加子ノードを選定した方が最終的により良い誤り率特性が得られる。一方、尤度の低い親ノードと最尤子ノード（つまり、尤度メトリックが大きい親ノード）では、確からしい追加子ノードを持つ可能性が低いため、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を小さくし、少ない追加子ノードを選定した方が演算量を削減できる。

上述のように、Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値、つまり、レイヤｉの最尤子ノードの数、及び各最尤子ノードに対応する追加子ノードの数は、所望する受信誤り率特性と許容演算量との双方を両立しながら、各レイヤの受信品質、及び親ノードと最尤子ノードの尤度を考慮して決定すれば良い。

もし、追加しようとするＱ_ｉ（ｗ_ｉ）個の子ノードがサブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードと重複する場合には、重複しない子ノードだけを追加すれば良い。この場合、追加した子ノードの数はＱ_ｉ（ｗ_ｉ）より小さくなる。

図１１は、本実施形態による、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。前述した図７の初期子ノード選定の例と比較しながら参照されたい。レイヤｉでは、最初は全部で４つの初期子ノードが有している。最尤子ノードの数をＷ_ｉ＝２とする。ここで、４つの初期子ノードのうち、１番と３番の初期子ノードの累積メトリックが最も小さいため、それらを最尤子ノードとする。次に、１番の最尤子ノードに対してはＱ_ｉ（ｗ_ｉ＝１）＝２個の追加子ノードをツリーに追加する。２番の最尤子ノードに対しては、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ＝２）＝４個の追加子ノードを追加したいが、４個の追加子ノードのうち１つだけ、２番の初期子ノードと重複するため、残りの３個の重複しない追加子ノードのみをツリーに追加する。従って、１〜６番の子ノードは初期子ノードとなり、７〜１１番の子ノードは追加子ノードとなる。レイヤｉで全部でＢ_ｉ＝１１個の子ノードになる。

前述したように、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３による追加子ノード選定を実現するには、初期子ノードと同様に、差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段が適用できる。

なお、これらサブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３の差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段については、初期子ノードと同様であるので説明を省略するが、この場合も、追加子ノード選定ができれば、各追加子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（３２）と数式（３３）のように算出する。

（Ｇ−４）サブキャリア候補除外回路２−２−４
サブキャリア候補除外回路２−２−４では、更なる演算量の削減を実現するため、累積メトリック上限値を設定して、その上限値を超えている累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補を候補から除外する。

上限値の設定は、レイヤ毎に行っても良いし、また、全てのレイヤにおいて１つの共通の上限値を用いても良い。上限値の設定については、チャネルの状態や、雑音と干渉のレベル、所望の誤り率特性などを考慮して決定すれば良い。

また、累積メトリック上限値を、実際、到達不可能な大きな値に設定した場合には、累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補への除外処理を行わないことを意味する。この場合、サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理を実施しないで、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３のみをＴ回繰り返して実施すれば良い。

上述したサブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、サブキャリア候補除外回路２−２−４については、あるレイヤで実施した後には、次のレイヤへ進み、そのレイヤで実施する。このように、全てのレイヤにおいて、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、サブキャリア候補除外回路２−２−４による処理が実施されるまで繰り返す。

（Ｈ）サブキャリア順番復元回路２−３
サブキャリア順番復元回路２−３では、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で絞り込んだ変換系列候補に対して、順番の並び直しを実施し、元の送信信号の空間順番となるように、送信系列候補に復元する。並び直しの数的な表現としては、次式（３８）のように、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で絞り込んだ変換系列候補の集合Ｓに属する全ての変換系列候補ｓ（ｎ_ａ）と並び替え行列Ｅ（ｎ_ａ）とを掛けることになる。

実際の処理としては、並び直し操作だけをすれば良い。この並び直し操作の結果として、送信信号系列候補ｓ”（ｎ_ａ）が得られる。また、この順番並び直しによって得られた信号系列候補ｓ”（ｎ_ａ）の集合はＢ（ｎ_ａ）とする。更に、次式（３９）に示すように、ｓ”（ｎ_ａ）とマッピングの対応関係にある送信ビット系列候補ｂ”（ｎ_ａ）も同時に得られる。

（Ｉ）推定符号ビット計算回路３
推定符号ビット計算回路３では、チャネル復号器で正確に復号処理ができるように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１で推定符号ビットを生成する処理を実施する。

（Ｉ−１）サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１
サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１では、サブキャリアグループ化回路１−１で分けた各グループに属する各サブキャリアに対して、送信系列候補絞込み回路２で絞り込んだ送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、各送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する。前述したように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１としては、例えば、軟符号ビット生成手段や、硬符号ビット生成手段などが考えられる。

（Ｉ−１−１）軟符号ビット生成手段
次式（４０）で表される軟符号ビット、つまり信頼度情報が有する推定符号ビットの生成に関しては、様々な手法が考えられる。一例として、各送信ビットにおける近似LLR値を算出する方法がある。

該軟符号ビットは、更に、次式（４１）、（４２）で表される。

ｂ”^Ｓｏｆｔ（ｎ_ａ）は、数式（４０）または数式（４１）に示す軟符号ビット要素を含めた軟符号ビット系列である。数式（４３）に示す部分集合は、Ｂ（ｎ_ａ）の部分集合であり、それぞれに属するビット系列候補ｂ”（ｎ_ａ）∈Ｂ（ｎ_ａ）の（ｔ、ｋ）番目の要素ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ_ａ）がそれぞれ、ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ_ａ）＝＋１とｂ”_ｔ，ｋ（ｎ_ａ）＝−１である。Ｇはグループａのサブキャリアｎ_ａのチャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどを考慮した係数である。更に、計算量を削減するためには、係数Ｇ＝１と設定すれば良い。

もし、数式（４３）で示す部分集合のいずれか一方の中で、（ｔ，ｋ）番目の要素ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ_ａ）が、ｂ”_ｔ，ｋ（ｎ_ａ）＝＋１、あるいはｂ”_ｔ，ｋ（ｎ_ａ）＝−１のようなビット系列候補ｂ”（ｎａ）が存在しなければ、数式（４１）による軟符号ビット計算が困難になる。その場合においては、次式（４４）で示す近似値Ｃを適用する。

ここで、数式（４５）で表される値は、（ｔ、ｋ）番目の送信符号ビットにおける硬符号ビットであり、後述する（Ｉ−１−２）で詳細に説明する。Ｃはグループaのサブキャリアｎ_ａのチャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどとを考慮した係数である。更に、計算を簡易化するためには、Ｃを適切な固定値に設定することで、チャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどとを考慮する必要がなくなる。

（Ｉ−１−２）硬符号ビット生成手段
数式（４５）に示す硬符号ビット、つまり信頼度情報が有しない推定符号ビットの生成に関しても様々な手法が考えられる。一例として、次式（４６）のように、送信系列候補絞込み回路２で算出した尤度メトリックΛ（ｂ”（ｎ_ａ））の中で、最も小さいものに対応するビット系列候補ｂ”（ｎ_ａ）を硬符号ビット系列ｂ”^Ｈａｒｄ（ｎ_ａ）と推定することができる。

硬符号ビット系列ｂ”^Ｈａｒｄ（ｎ_ａ）の各要素は、数式（４７）に示すように、数式（４５）で示す硬符号ビットである。

このように、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１では、軟符号ビット、あるいは硬符号ビットを算出し、それをチャネル復号器へ入力する。

次に、上述した実施形態の動作について説明する。
図１２は、本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の全体動作を説明するためのフローチャートである。本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の動作全体は、図１２に示すように、初期化処理回路１による初期化処理（ステップＳ１）、送信系列候補絞込み回路２による送信系列候補絞込み処理（ステップＳ２）、推定符号ビット計算回路３による推定符号ビット計算処理（ステップＳ３）が実行される。

次に、上記初期化処理（ステップＳ１）、送信系列候補絞込み処理（ステップＳ２）、軟符号ビット計算処理（ステップＳ３）について詳細に説明する。

図１３は、本実施形態による初期化処理の動作を説明するためのフローチャートである。まず、サブキャリアグループ化回路１−１は、サブキャリアグループ化処理として、入力されたサブキャリアの数や、チャネルの状態などに基づいて、サブキャリアのグループ分けを行う（ステップＳ１０）。処理結果として、サブキャリアグループの数と各グループに属するサブキャリアの数とを出力する。

次に、グループ代表チャネル行列生成回路１−２は、グループ代表チャネル生成処理として、入力されたサブキャリアグループの数と各グループに属するサブキャリアの数と各サブキャリアのチャネル行列とに関連する係数に基づいて、代表チャネル行列を生成する（ステップＳ１１）。処理結果として、各グループにおける代表チャネル行列を出力する。次に、グループ実施順番決定回路１−３は、グループ実施順番決定処理として、入力された各グループの代表チャネル行列に基づいて、各グループにおける実施順番を決定する（ステップＳ１２）。処理結果として、各グループにおける実施順番を出力する。

次に、サブキャリア実施順番決定回路１−４は、サブキャリア実施順番決定処理として、入力された各グループの実施順番に基づいて、各グループに属する各サブキャリアにおける実施順番を決定する（ステップＳ１３）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける実施順番を出力する。そして、サブキャリア行列変換回路１−５は、サブキャリア行列変換処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの実施順番とチャネル行列とに基づいて、実施順番を反映した行列変換を行う（ステップＳ１４）。処理結果として、変換行列を出力する。

次に、図１４は、本実施形態による送信系列候補絞込み処理の動作を説明するためのフローチャートである。まず、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１は、サブキャリア変換受信系列生成処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの受信系列と変換行列とに基づいて、変換受信系列を生成する（ステップＳ２０）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける変換受信系列を出力する。

次に、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの変換受信系列と関連する係数とに基づいて、変換送信系列候補絞込みと尤度メトリック計算とを行う（ステップＳ２１）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける変換送信系列候補と対応する尤度メトリックとが出力される。なお、該サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細については後述する。

そして、サブキャリア順番復元回路２−３は、サブキャリア順番復元処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの変換送信系列候補と実施順番とに基づいて、変換送信系列候補に対する順番を並び直して送信系列候補に復元する（ステップＳ２２）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける送信系列候補が出力される。

図１５は、上述したサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。まず、全てのレイヤの処理が終了したか否かを判定し（ステップＳ２１０）、終わっていなければ、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１は、サブキャリア基準信号生成処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの変換受信系列、変換行列、部分変換送信系列候補に基づいて、基準信号を生成する（ステップＳ２１１）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける基準信号を出力する。

次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２は、サブキャリア初期信号点候補探索処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの基準信号と初期子ノード数とに基づいて、初期（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２１２）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける初期信号点候補と対応する累積メトリックとを出力する。

次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３は、サブキャリア追加信号点候補探索処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの初期信号点候補、最尤子ノード数、追加子ノード数に基づいて、追加（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２１３）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける追加信号点候補と対応する累積メトリックとを出力する。

次に、サブキャリア候補除外回路２−２−４は、サブキャリア候補除外処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの累積メトリック上限値と累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補とに基づいて、ある上限値を超えた累積メトリックと対応する部分変換系列候補を候補から除外する（ステップＳ２１４）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける生き残った部分変換送信系列候補と対応する累積メトリックを出力する。

その後、ステップＳ２１０に戻り、全てのレイヤに対して処理が終了するまで、上述したステップＳ２１０〜Ｓ２１４を繰り返し実行する。そして、全てのレイヤに対して処理が終了すると、当該処理を終了する。

図１６は、上述した推定符号ビット計算処理の動作を説明するためのフローチャートである。サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１は、サブキャリア推定符号ビット計算処理として、入力された各グループに属する各サブキャリアの送信系列候補と対応する尤度メトリックと関連する係数に基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する（ステップＳ３０）。処理結果として、各グループに属する各サブキャリアにおける推定符号ビット信号が出力し、チャネル復号器に入力する。

次に、本実施形態での計算例について説明する。
以下では、通信を行う空間多重マルチキャリアシステムでは、送信側にＴ＝４本の送信アンテナがあり、受信側にＲ＝４本の受信アンテナがあるとする。マルチキャリアシステムのサブキャリアは、Ｎ＝６４個とする。また、全てのサブキャリアの送信系統は、１６−ＱＡＭ変調、つまり、１６−ＱＡＭコンスタレーションを使用していると仮定する。

初期化処理回路１では、まず、サブキャリアグループ化回路１−１でチャネルコンディションや、ハードウェアの規模などによって、６４個あるサブキャリアをＡ＝４個のグループに分け、各グループのサブキャリアの数をＮ_１＝２２、Ｎ_２＝１２、Ｎ_３＝１６、Ｎ_４＝１４と設定する。

次に、グループ代表チャネル行列生成回路１−２で、各グループにおける代表チャネル行列Ｇ（１）、Ｇ（２）、Ｇ（３）、Ｇ（４）を生成する。

次に、グループ実施順番決定回路１−３で、各グループの代表チャネル行列に基づいて、グループａ＝１、２、３、４の各送信信号における信号点候補選定の実施順番を、
Ｏ（１）＝｛Ｏ_１（１）＝３，Ｏ_２（１）＝１，Ｏ_３（１）＝２，Ｏ_４（１）＝４｝
Ｏ（２）＝｛Ｏ_１（２）＝４，Ｏ_２（２）＝３，Ｏ_３（２）＝１，Ｏ_４（２）＝２｝
Ｏ（３）＝｛Ｏ_１（３）＝４，Ｏ_２（３）＝３，Ｏ_３（３）＝２，Ｏ_４（３）＝４｝
Ｏ（４）＝｛Ｏ_１（４）＝４，Ｏ_２（４）＝１，Ｏ_３（４）＝３，Ｏ_４（４）＝４｝
と決定する。

次に、サブキャリア実施順番決定回路１−４で、各グループにおける信号点候補選定の実施順番Ｏ（１）、Ｏ（２）、Ｏ（３）、Ｏ（４）をそのまま、各グループに属する各サブキャリアにおける実施順番Ｏ（ｎ_１）、Ｏ（ｎ_２）、Ｏ（ｎ_３）、Ｏ（ｎ_４）として与える。

次に、サブキャリア行列変換回路１−５で、各グループに属する各サブキャリアにおける周波数チャネル行列Ｈ”（ｎ_１）、Ｈ”（ｎ_２）、Ｈ”（ｎ_３）、Ｈ”（ｎ_４）の列ベクトルを実施順番Ｏ（ｎ_１）、Ｏ（ｎ_２）、Ｏ（ｎ_３）、Ｏ（ｎ_４）に従って並び替え、得られた並び替えチャネル行列Ｈ（ｎ_１）、Ｈ（ｎ_２）、Ｈ（ｎ_３）、Ｈ（ｎ_４）に対して、ＱＲ分解を行う。ＱＲ分解の結果として、ユニタリ行列Ｑ（ｎ_１）、Ｑ（ｎ_２）、Ｑ（ｎ_３）、Ｑ（ｎ_４）と、三角行列Ｕ（ｎ_１）、Ｕ（ｎ_２）、Ｕ（ｎ_３）、Ｕ（ｎ_４）とが得られる。

次に、送信系列候補絞込み回路２では、まず、サブキャリア変換受信系列生成回路２−１で、各グループに属する各サブキャリアの受信系列ｘ（ｎ_１）、ｘ（ｎ_２）、ｘ（ｎ_３）、ｘ（ｎ_４）に行列Ｑ（ｎ_１）、Ｑ（ｎ_２）、Ｑ（ｎ_３）、Ｑ（ｎ_４）の複素共役転置を掛け、変換受信系列ｙ（ｎ_１）、ｙ（ｎ_２）、ｙ（ｎ_３）、ｙ（ｎ_４）を生成する。

次に、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２では、各グループに属する各サブキャリアに対して、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３、サブキャリア候補除外回路２−２−４を、Ｔ＝４個である変換送信信号に繰り返して適用していく。

以下では、グループａ＝２に属する各サブキャリアｎ_２について、図１７に示すツリー構造を用いて、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の動作について説明する。ここでは、Ｖ_４＝Ｖ_３＝Ｖ_２＝Ｖ_１＝０、Ｐ_４＝Ｐ_３＝Ｐ_２＝Ｐ_１＝０、Ｗ_４＝Ｗ_３＝Ｗ_２＝Ｗ_１＝１、Ｑ_４＝４，Ｑ_３＝２，Ｑ_２＝２、Ｑ_４＝２とする。つまり、各レイヤの親ノードからの初期子ノード数は全て１と設定し、各レイヤの初期子ノードの中の最尤子ノード数も全て１とする。そして、レイヤ４からレイヤ１までの各１つの最尤子ノードに対する追加子ノード数はそれぞれ４、２、２、２とする。また、サブキャリア候補除外回路２−２−４における累積メトリック上限値を無限大と設定し、サブキャリア候補除外回路２−２−４の実施を省くことにする。図１７の各ノードについている番号は、処理の順番や、累積メトリックの大きさを表しているわけでなく、単に各レイヤのノードの数を表すために任意の順番で付けてある。

図１７に示すように、まず、レイヤ４において、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１では、対応する親ノードを用いて、レイヤ４における基準信号チルダ（〜）Ｓ_４（１）を算出する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号から１つの初期子ノードｓ_４（１）を選定し、対応する累積メトリックΛ_４（１）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_４（１）（レイヤ４では子ノード１つしかないので）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから４つの追加子ノードｓ_４（２）、ｓ_４（３）、ｓ_４（４）、ｓ_４（５）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ_４（２）、Λ_４（３）、Λ_４（４）、Λ_４（５）を算出する。

次に、処理はレイヤ３へ移り、まず、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１によって５つの基準信号チルダ（〜）ｓ_３（１）、チルダ（〜）ｓ_３（２）、チルダ（〜）ｓ_３（３）、チルダ（〜）ｓ_３（４）、チルダ（〜）ｓ_３（５）を生成する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からそれぞれ１つの初期子ノードｓ_３（１）、ｓ_３（２）、ｓ_３（３）、ｓ_３（４）、ｓ_３（５）を選定し、対応する累積メトリックΛ_３（１）、Λ_３（２）、Λ_３（３）、Λ_３（４）、Λ_３（５）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_３（２）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ_３（６）、ｓ_３（７）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ_３（６）、Λ_３（７）を算出する。

次に、処理はレイヤ２へ移り、まず、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１によって７つの基準信号チルダ（〜）ｓ_２（１）、チルダ（〜）ｓ_２（２）、チルダ（〜）ｓ_２（３）、チルダ（〜）ｓ_２（４）、チルダ（〜）ｓ_２（５）、チルダ（〜）ｓ_２（６）、チルダ（〜）ｓ_２（７）を生成する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からそれぞれ１つの初期子ノードｓ_２（１）、ｓ_２（２）、ｓ_２（３）、ｓ_２（４）、ｓ_２（５）、ｓ_２（６）、ｓ_２（７）を選定し、対応する累積メトリックΛ_２（１）、Λ_２（２）、Λ_２（３）、Λ_２（４）、Λ_２（５）、Λ_２（６）、Λ_２（７）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_２（１）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ_２（８）、ｓ_２（９）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ_２（８）、Λ_２（９）を算出する。

次に、処理はレイヤ１へ移り、まず、サブキャリア基準信号生成回路２−２−１によって９つの基準信号チルダ（〜）ｓ_１（１）、チルダ（〜）ｓ_１（２）、チルダ（〜）ｓ_１（３）、チルダ（〜）ｓ_１（４）、チルダ（〜）ｓ_１（５）、チルダ（〜）ｓ_１（６）、チルダ（〜）ｓ_１（７）、チルダ（〜）ｓ_１（８）、チルダ（〜）ｓ_１（９）を生成する。次に、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からそれぞれ１つの初期子ノードｓ_１（１）、ｓ_１（２）、ｓ_１（３）、ｓ_１（４）、ｓ_１（５）、ｓ_１（６）、ｓ_１（７）、ｓ_１（８）、ｓ_１（９）を選定し、対応する累積メトリックΛ_１（１）、Λ_１（２）、Λ_１（３）、Λ_１（４）、Λ_１（５）、Λ_１（６）、Λ_１（７）、Λ_１（８）、Λ_１（９）を算出する。次に、サブキャリア追加信号点候補探索回路２−２−３では、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_１（８）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ_１（１０）、ｓ_１（１１）を候補として加え、対応する尤度メトリックΛ_１（１０）、Λ_１（１１）を算出する。

上述した各レイヤにおける処理を終え、グループａに属する各サブキャリアｎ_２がそれぞれ１１個の変換送信系列候補と対応する１１個の尤度メトリックとが得られる。他のグループに対しても同様な方法でサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２による処理を実施する。

次に、サブキャリア順番復元回路２−３で、各グループに属する各サブキャリアに対して、実施順番Ｏ（ｎ_１）、Ｏ（ｎ_２）、Ｏ（ｎ_３）、Ｏ（ｎ_４）に従って、サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で得た変換送信系列候補の空間順番を並び直し、送信系列候補に復元する。

最後に、推定符号ビット計算回路３では、サブキャリア推定符号ビット計算回路３−１で、送信系列候補絞込み回路２で得た各グループに属する各サブキャリアにおける送信系列候補、及び対応する尤度メトリックを用いて、推定符号ビット信号を生成し、チャネル復号器へ入力する。

この計算例の場合には、従来技術によるＡＰＰ信号検出器では、Ｑ^Ｔ＝１６^４＝６５５３６個の尤度メトリックを計算しなければならないが、本発明では、わずか１１個の尤度メトリックを計算すれば良い。

以下に、本実施形態の変形例について説明する。
（１）様々なマルチキャリアシステムへの適用
なお、マルチキャリアシステムには、様々な種類があり、例えば、ＯＦＤＭシステム、ＯＦＤＭＡシステム、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムなどが知られている。本発明は、空間多重システムと任意のマルチキャリア方式との組み合わせに適用可能である。例えば、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭＡシステム、ＭＩＭＯ−ＭＣ−ＣＤＭＡシステムなどへの適用が可能である。

（２）拡張複素送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、空間多重マルチキャリアシステムにおける複素送受信関係を表す数式（３）に適用したが、次式（４８）のような拡張複素送受信関係に対しても適用可能である。表記簡単化のため、ここでマルチキャリア信号の番号ｍを省略する。

上記数式（４８）の各要素、すなわち数式（４９）に示す各要素は、各々、次式（５０）、（５１）、（５２）のように定義する。

ここで、数式（４９）に示す各要素は、それぞれ拡張受信系列、拡張チャネル行列、及び拡張雑音である。パラメータαを設定することによって、様々な号処理基準に適用することが可能である。例えば、α＝０の場合には、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）基準になり、数式（５３）で示すような場合には、ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ（ＭＭＳＥ）基準となる。また、αをチャネルのコンディションに応じて設定し、数値計算の安定性を向上させることも可能である。

（３）補足：実数送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、次式（５４）で表されるような空間多重マルチキャリアシステムにおける実数送受信関係に対しても適用可能である。

数式（５４）の各要素、すなわち数式（５５）に示す各要素は、各々、次式（５６）、（５７）、（５８）、（５９）のように定義する。

ここで、Ｒｅ｛｝は、行列、あるいはベクトルの実部、Ｉｍ｛｝は、行列、あるいはベクトルの虚部を意味する。Ｈ”_Ｒ（ｎ）、ｘ_Ｒ（ｎ）、ｓ”_Ｒ（ｎ）、ｗ”_Ｒ（ｎ）は、それぞれ実数チャネル行列、実数受信系列、実数送信系列及び実数雑音である。更に、複素コンスタレーションＣも次式（６０）のように実数コンスタレーションに分解する。

Ｃ_ＲとＣ_Ｉは、それぞれ複素コンスタレーションＣの実数軸と虚数軸に対応する実数部コンスタレーションと虚数部コンスタレーションとである。実数送信系列ｓ”_Ｒ（ｎ）の最初のＴ個の信号は、Ｃ_Ｒから生成し、残りのＴ個の信号は、Ｃ_Ｉから生成する。

（４）拡張実数送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、次式（６１）で表されるような空間多重マルチキャリアシステムにおける拡張実数送受信関係に対しても適用可能である。

数式（６１）の各要素、すなわち数式（６２）に示す各要素は、各々、次式（６３）、（６４）、（６５）、（６６）のように定義する。

ここで、数式（６２）に示す各要素は、それぞれ拡張実数チャネル行列、拡張実数受信系列、実数送信系列、及び拡張実数周波数領域雑音である。更に、複素コンスタレーションＣを実数コンスタレーションＣ_ＲとＣ_Ｉに分解する。

（５）基底縮小
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、空間多重マルチキャリアシステムにおける複素送受信関係、拡張送受信関係、実数送受信関係、拡張実数送受信関係に適用した場合には、数式（６８）に示す、複素チャネル行列、拡張チャネル行列、実数チャネル行列、拡張実数チャネル行列をそのまま用いるのではなく、チャネル行列に対して基底縮小を施し、チャネル行列の各列ベクトルが近似直交化された基底縮小チャネル行列を、初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３に用いても良い。

更に、基底縮小処理は、チャネル行列の列ベクトルが候補信号点選定の実施順番に従って並び替えられる前後で、あるいは前か、後かのいずれか一方で、実施することが可能である。以下、説明する。

（６）候補信号点選定の実施順番の決定前

数式（６８）におけるＨ_Ｌ１（ｎ）とｓ”_Ｌ１（ｎ）とは、次式（６９）のように定義する。

ここで、Ｔ_１（ｎ）は、候補信号点選定の実施順番の決定前の基底縮小変換行列である。

（７）候補信号点選定の実施順番の決定後

数式（７０）におけるＨ_Ｌ２（ｎ_ａ）とｓ_Ｌ２（ｎ_ａ）とは、次式（７１）のように定義する。

ここで、Ｔ_２（ｎ）は、候補信号点選定の実施順番の決定後の基底縮小変換行列である。基底縮小変換行列Ｔ_１（ｎ）とＴ_２（ｎ_ａ）を決定する方法として、Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｏｖａｓｚ縮小法や、Ｋｏｒｋｉｎｅ−Ｚｏｌｏｔａｒｅｆｆ縮小法、Ｂｌｏｃｋ Ｋｏｒｋｉｎｅ−Ｚｏｌｏｔａｒｅｆｆ縮小法、Ｇａｕｓｓｉａｎ縮小法、Ｍｉｎｋｏｗｓｋｉ縮小法などがある。

（８）上三角生成ＱＲ分解
グループ実施順番決定回路１−３では、ＱＲ分解を用いる。各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ａ），Ｏ_２（ａ），…，Ｏ_Ｔ（ａ）｝を反映するＱＲ分解としてはいく通りものパターンが考えられる。

以下、表記の簡単化のため、グループｂのサブキャリアｎ_ｂを示すインデックスを省略する。ここで、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｔ列の準ユニタリ行列ＱとＴ行Ｔ列の上三角行列Ｕとに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｒ列のユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７２）参照）に分解することができる。それを数式（７３）に示すように表す。

あるいは、数式（７４）に示すように表す。

候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ａ），Ｏ_２（ａ），…，Ｏ_Ｔ（ａ）｝は、以下のように並び替え行列Ｐ（ｂ）に保存される。上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７２）参照）は、次式（７５）のようになる。

また、行列Ｏ_ｎ、Ｏ_ｍは、次式（７６）のように表される。

つまり、行列Ｏ_ｎは、ｎ行Ｔ列のゼロ行列であり、Ｏ_ｍは、ｍ行Ｔ列のゼロ行列である。更に、次の条件（ｎ，ｍ＝０，１，…，Ｒ−Ｔ∧ｎ＋ｍ＝Ｒ−Ｔ）が成り立つ。上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７２）参照）に含まれるＵは、次式（７７）のような上三角行列である。

また、上記行列におけるＱＲ分解を実現する方法として、ＮＴＴ姜提案法（特願２００６−０８６０１７、特願２００６−３１４３６９）、Ｃｌａｓｓｉｃａｌ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ ＱＲ分解法、Ｇｉｖｅｎ ＱＲ分解法などがある。

（９）下三角生成ＱＲ分解
更に、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｔ列の準ユニタリ行列ＱとＴ行Ｔ列の下三角行列Ｌとに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｒ列のユニタリ行列Ｑと下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７８）参照）とに分解することもできる。それを数式（７９）で表す。

あるいは、数式（８０）に示すように表す。

候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ａ），Ｏ_２（ａ），…，Ｏ_Ｔ（ａ）｝は、以下のように並び替え行列Ｅに保存される。下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７８）参照）は、次式（８１）のようになる。

下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７８）参照）に含まれるＬは、次式（８２）のような下三角行列である。

下三角行列ＬにＱＲ分解する場合では、レイヤ１から昇順レイヤＴまでに処理を進める。つまり、各変換信号における候補信号点の選定は変換信号ｓ_１（ｎ_ａ）からｓ_Ｔ（ｎ_ａ）までの順番で実施する。

また、上記の行列におけるＱＲ分解を実現する方法として、ＮＴＴ姜提案法（特願２００６−０８６０１７、特願２００６−３１４３６９）、Ｃｌａｓｓｉｃａｌ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ ＱＲ分解法、Ｇｉｖｅｎ ＱＲ分解法などがある。

（１０）順番決定とＱＲＤの合同実施
また、サブキャリア実施順番決定回路１−４による候補信号点実施順番決定処理とサブキャリア行列変換回路１−５によるＱＲ分解処理とについては、別々に処理する他に、同時に処理することも可能である。つまり、まず、順番Ｏ＝Ｏ_１，Ｏ_２，…，Ｏ_Ｔ（Ｅ（Ｏ）と等価である）を決定し、次に、順番に基づいてチャネル行列の列ベクトルを並び替えてからＱＲ分解せずに、順番決定とチャネル行列の並び替えとＱＲ分解とを同時に行うことも可能である。

（１１）挿入補間によるＱＲ分解
空間多重マルチキャリアシステムの各サブキャリアのＱＲ分解については、まず一部のサブキャリアだけをＱＲ分解し、残りのサブキャリアにおいては、先に計算された一部のサブキャリアのＱＲ分解結果を利用して、挿入補間（Interpolation）法によって残りのサブキャリアのＱＲ分解を実施しても良い。この場合、サブキャリア数の大きい空間多重マルチキャリアシステムにおいては更なる演算量の低減につながる。

（１２）再帰的な尤度メトリック表現
サブキャリア行列変換回路１−５では、チャネル行列を変換して、尤度メトリックの再帰的な表現を導出したが、他のチャネル行列変換によって尤度メトリックを再帰的に表現しても良い。また、チャネル行列を変換せずに、尤度メトリックを再帰的に表現しても良い。最終的にツリー探索構造を用いて説明できる尤度メトリックの再帰的な表現式であれば、本発明の適用は全て可能である。

（１３）異なる変調方式
上述した説明では、ＱＰＳＫや、ＱＡＭ変調方式を例として挙げたが、他のあらゆる同期検波が可能な変調方式、つまり、コンスタレーションに対して、本発明技術を適用できる。例えば、多値ＰＳＫ変調方式や、多値ＡＳＫ変調方式などが考えられる。

更に、異なるサブキャリア間、また、異なるアンテナ間においては、異なるコンスタレーションを用いて送信信号を生成することも可能である。例えば、サブキャリア３における第２空間送信信号にＱＰＳＫコンスタレーションを使いながら、サブキャリア２５における第４空間送信信号には６４−ＱＡＭコンスタレーションを使っても良い。通信容量や、通信品質を向上させるために、送信側で適応変調を用いた場合はその一例となる。

（１４）チャネル復号器
受信側で空間多重信号検出器が出力する推定符号ビットを処理するチャネル復号器としては如何なるものを用いても良い。例えば、ビタビ（Ｖｉｂｅｒｂｉ）アルゴリズム、ファノ（Ｆａｎｏ）アルゴリズム、スタック（Ｓｔａｃｋ）アルゴリズムなどが考えられる。また、復号器としてＴｕｒｂｏ、あるいはＬＤＰＣなどの反復復号構成を用いる場合には、空間多重信号検出器とチャネル復号器との間に反復的に情報交換を行うこととする。

（１５）チャネルを推定
本発明に用いる受信側チャネル行列の獲得には、様々な方法が考えられる。例えば、信号パケットの先頭部、中間、あるいは後尾部に挿入されるパイロット信号を利用して、チャネル推定を行うことで得られる。また、パイロット信号を用いずに、ブラインドでチャネル推定を行い、チャネル行列を算出することも可能である。また、受信側では、直接、チャネルの推定を行わずに、送信側から推定したチャネル行列情報を受信側に送ることによって受信側にチャネル行列を持たせても良い。つまり、最終的に受信側がチャネル行列を保有できる方法ならば如何なる方法であっても良い。

（１６）実無線通信システムの信号フォーマットへの適用
図1８は、上述した数式（３）に示す送受信関係式を送受信信号フォーマットに関連づけた概念図である。１つの信号パケットには、Ｍ個の空間多重マルチキャリア送信信号が含まれる。数式（３）は、Ｍ個の送信信号の中のｍ番目の送信信号における送受信信号関係を表している。送信信号パケットの先頭では、送信パイロット信号があり、受信側では、まず、受け取ったパイロット信号を用いてチャネル推定を行う。次に、推定で得られたチャネル行列を用いて送信パイロット信号の後ろのデータ信号について信号検出処理を行う。このように、信号パケットを１つずつ処理していく。

図１８に示す送信フォーマットは、様々な無線通信システムの実フォーマットを抽象化したものでありながら、その本質の部分は完全に抽出している。従って、本発明技術は、様々な標準化された、あるいは、これから標準化される実システムへ適用することができる。例えば、セルラーシステムを代表するＬＴＥや、４Ｇ、無線ＬＡＮシステムを代表するＩＥＥＥ８０２．１１ｎや、ＩＥＥＥ．８０２．１１ａｃ、あるいは無線ＭＡＮシステムを代表するＩＥＥＥ８０２．１６−２００４、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅなどの標準規格が挙げられる。

（１７）空間多重マルチキャリア信号間・パケット間流用
空間（つまり、ＭＩＭＯ）チャネルの相関性質を利用して、ある空間多重マルチキャリア受信信号、あるいは受信パケットにおける各サブキャリアの信号点候補選定の実施順番Ｏ（ｎ_ａ）（つまり、Ｅ（ｎ_ａ））と、信号点候補絞込みに用いる諸パラメータＰ_ｉ（ｊ）、Ｖ_ｉ、Ｑ_ｉ（ν）などを、次に受信される１つ、あるいは複数の空間多重マルチキャリア受信信号、あるいは受信パケットに流用しても良い。その場合、実施順番Ｏ（ｎ_ａ）などのパラメータを、空間多重マルチキャリア受信信号毎に更新しなくて良いため、更なる演算量の低減につながる。

（１８）マルチポイント対ポイント通信（ＭＰ−Ｐ）
図２４に示す従来技術では、１つの送信機による送信側と１つの受信機による受信側とから構成されるポイント対ポイント通信（Ｐ−Ｐ）であるが、複数の送信機による送信側と１つの受信機による受信側から構成されるマルチポイント対ポイント通信（ＭＰ−Ｐ）も考えられる。具体的には、一例として、図１９に示すようなシステム構成となる。なお、図２４に対応する部分には同一の符号を付けている。図１９では、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがあり、１個の受信機４０がある。送信機３１−１〜３１−ＴＵは、各々、Ｔ_１、Ｔ_２、…、Ｔ_ＴＵ個の送信信号を送信アンテナから送信する。それらの合計は、次式（８３）のように、Ｔとなる。

ここで、Ｔ_１≧１、Ｔ_２≧１、…、Ｔ_ＴＵ≧１とする。つまり、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがそれぞれ持つ送信信号、及び送信アンテナの数は、１つ、あるいは複数のいずれでも良い。図１９のようなＭＰ−Ｐ構成は、様々な通信シナリオに当てはまる。一例としては、複数のユーザが送信側とし、１つの基地局、あるいはアクセスポイントが受信側とし、これらが通信を行う場合には、マルチアクセス通信となる。また、複数の基地局、あるいはアクセスポイントが協調し合って送信側とし、１つのユーザ局が受信側とし、これらが通信を行う場合には、協調通信となる。本発明は、図１９に示すようなＭＰ−Ｐ構成を持つ、あらゆる通信シナリオへ適用することができる。

（１９）マルチポイント対マルチポイント通信（ＭＰ−ＭＰ）
複数の送信機による送信側と複数の受信機による受信側とから構成されるマルチポイント対マルチポイント通信（ＭＰ−ＭＰ）も考えられる。具体的には、図２０に示すようなシステム構成となる。なお、図２４に対応する部分には同一の符号を付けている。図２０では、Ｔ_Ｕ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがあり、Ｒ_Ｕ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵがある。送信機３１−１〜３１−ＴＵは、各々、Ｔ_１、Ｔ_２、…、Ｔ_ＴＵ個の送信信号を送信アンテナから送信し、Ｒ_Ｕ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵは、各々、Ｒ_１、Ｒ_２、…、Ｒ_ＲＵ個の受信信号を受信アンテナで受信する。それらの合計は、次式（８４）、（８５）のようになる。

ここで、Ｔ_１≧１、Ｔ_２≧１、…、Ｔ_ＴＵ≧１とＲ_１≧１、Ｒ_２≧１、…、Ｒ_ＲＵ≧１とする。つまり、Ｔ_Ｕ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵとＲ_Ｕ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵのそれぞれが有する送信アンテナと受信アンテナとの数は、１つ、あるいは複数のいずれでも良い。図２０のようなＭＰ−ＭＰ構成は、様々な通信シナリオに当てはまる。一例としては、複数のユーザ局が送信側とし、複数の基地局、あるいはアクセスポイントを協調させて受信側とし、これらが通信を行う場合には、協調型マルチアクセス通信となる。更に、通信を行う場合には、協調型マルチアクセス通信は、バーチャルＭＩＭＯ通信とも言われる。図２１では、図２０の送受信局を抽象化した形でバーチャルＭＩＭＯ通信を示している。本発明は、図２０と図２１に示すようなＭＰ−ＭＰ構成を持つ、あらゆる通信シナリオへ適用することができる。

（２０）リレー伝送
図２２は、発信源から受信源までの通信を実現するため、信号を複数回中継するリレー伝送を示すブロック図である。１段目の発信局から２段目の中継局に１回目の中継を行い、中継された２段目の中継局は次段へ中継を行うというように、ｌ回の中継を行い、ｌ回目の中継を受けた中継局は、受信局に対してＬ回目の中継を行う。リレー伝送の各中継は、図２４、図１９、図２０、図２１に示すＰ−Ｐ、ＭＰ−Ｐ、ＭＰ−ＭＰ通信構成で用いることができる。従って、本発明は、リレー伝送の各中継に適用することもできる。

（２１）リレー・協調組合わせ伝送
リレー伝送と協調伝送を組み合わせることも可能である。例えば、図２３では、発信局Ａから受信局Ｃまでの通信を実現するため、まず、発信局Ａから中継局Ｂ、Ｃ、Ｄに信号を送る。次に、発信局Ａと中継局Ｂ、Ｃ、Ｄが協調し合って、受信局Ｅに信号を送信する。従って、本発明は、リレー・協調組合せ伝送の中継局と受信局とに適用することもできる。
（２２）アンテナ選択
送受信双方、あるいは一方だけアンテナ選択技術を用いる場合には、実際の送信アンテナ本数をＴａとし、Ｔは、Ｔａ本の送信アンテナの中から選択された実際に送信に用いるアンテナの数を意味する。つまり、Ｔ≦Ｔａである。同様に、実際の受信アンテナ本数をＲａとし、Ｒは、Ｒａ本の受信アンテナの中から選択された実際に受信に用いるアンテナの数を意味する。つまり、Ｒ≦Ｒａである。

（２３）ソフトウェア
上述した実施形態は、コンピュータシステム内で実行される。そして、上述した実施形態の処理過程は、プログラムの形式でコンピュータが読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記各処理が実現される。すなわち、上述した各処理は、ＣＰＵなどの中央演算処理装置がＲＯＭや、ＲＡＭなどの記憶装置に記憶されているプログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであっても良い。ここで、コンピュータが読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリなどをいう。

（２４）配布ソフトウェア
また、上述したコンピュータプログラムは、通信回線を介し得コンピュータに配信されてもよく、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

（２５）部分的な使い方
上述した構成の中で各回路、各処理、各プログラムを常に全部動作させるのではなく、動作が必要な状況でのみ動作させることにより、消費電力を低減させることも可能である。更に、各回路を常に全部装置に実装する必要がなく、実際の要求に応じて、必要な部分のみを実装すれば良い。

上述した実施形態によれば、従来技術によるＡＰＰの優れた誤り率特性を維持しつつ、計算する送信系列候補、及び対応する尤度メトリックの数が、送信アンテナ数、及びコンスタレーションサイズに指数的に比例せず、所要演算量を大幅に削減することができる。

また、本実施形態によれば、記憶する送信系列候補、及び対応する尤度メトリックの数が大幅に削減できるため、それらを記憶するための記憶容量を小さくすることができ、搭載容量を削減することができ、コストダウンを図ることができる。

また、本実施形態によれば、所要演算量、及び所要記憶容量が小さくなるため、それに伴い、従来技術によるＡＰＰに比べ、実装における所要回路規模を小さくすることができる。

また、本実施形態によれば、所要回路規模や、その動作クロック周波数などに比例して所要消費電力が小さくなるので、所要回路規模が演算量、及び記憶容量を削減することによって小さくなるため、結果として所要消費電力を小さくすることができる。

また、本実施形態によれば、所要回路規模、及び所要消費電力を小さくすることによって、実装した装置の小型化・軽量化が可能になる。無線送受信機、特に無線携帯端末においては小型化・軽量化が望ましい。

また、本実施形態によれば、ハードウェアでの経済的な実装が可能になるので、ＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストを安くすることができ、容易に大量生産に適用することができる。

１ 初期化処理回路
２ 送信系列候補絞込み回路
３ 推定符号ビット計算回路
４ 記憶回路
５ 制御回路
１−１ サブキャリアグループ化回路
１−２ グループ代表チャネル行列生成回路
１−３ グループ実施順番決定回路
１−４ サブキャリア実施順番決定回路
１−５ サブキャリア行列変換回路
２−１ サブキャリア変換受信系列生成回路
２−２ サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路
２−３ サブキャリア順番復元回路
２−２−１ サブキャリア基準信号生成回路
２−２−２ サブキャリア初期信号点候補探索回路
２−２−３ サブキャリア追加信号点候補探索回路
２−２−４ サブキャリア候補除外回路
３−１ サブキャリア推定符号ビット計算回路

Claims (8)

1. 複数の送信アンテナを有する送信機から同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重マルチキャリア受信装置であって、
   複数のサブキャリアをグループ化するサブキャリアグループ化手段と、
   前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するグループ代表チャネル行列生成手段と、
   前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するグループ実施順番決定手段と、
   前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するサブキャリア実施順番決定手段と、
   前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記グループ実施順番決定手段によって決定された、各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記サブキャリア実施順番決定手段によって決定された、各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うサブキャリア行列変換手段と、
   前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成するサブキャリア変換受信系列生成手段と、
   前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞り込みと尤度メトリックとを計算するサブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段と、
   前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により絞り込まれた前記変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するサブキャリア順番復元手段と、
   前記サブキャリア順番復元手段により復元された送信系列候補と前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する推定符号ビット生成手段と
   を備え、
   前記サブキャリア変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段は、
   前記サブキャリア変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するサブキャリア基準信号生成手段と、
   前記サブキャリア行列変換手段による行列変換の結果と前記サブキャリア基準信号生成手段により生成された基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出するサブキャリア初期信号点候補探索手段と、
   前記サブキャリア初期信号点候補探索手段により選定された初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するサブキャリア追加信号点探索手段と、
   前記サブキャリア追加信号点探索手段により算出された累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むサブキャリア候補除外手段と
   を備え、
   前記サブキャリア基準信号生成手段は、
   前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段を用いて、前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする空間多重マルチキャリア受信装置。
2. 前記グループ代表チャネル行列生成手段は、
   前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの周波数領域チャネル、または前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアの時間領域チャネルのいずれか一方に基づいて、前記代表チャネル行列を生成する
   ことを特徴とする請求項１に記載の空間多重マルチキャリア受信装置。
3. 前記サブキャリア行列変換手段は、
   前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記チャネル行列の変換を行う
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の空間多重マルチキャリア受信装置。
4. 前記サブキャリア変換受信系列生成手段は、
   前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいてＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記変換受信系列を生成する
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の空間多重マルチキャリア受信装置。
5. 前記サブキャリア初期信号点候補探索手段は、
   前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出する
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の空間多重マルチキャリア受信装置。
6. 前記サブキャリア追加信号点探索手段は、
   前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出する
   ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の空間多重マルチキャリア受信装置。
7. 前記推定符号ビット生成手段は、
   推定符号ビットとして信頼度情報を有する軟符号ビットを生成する軟符号ビット生成手段、または推定符号ビットとして信頼度情報を有しない硬符号ビットを生成する硬符号ビット生成手段のいずれか１つを用いて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する
   ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の空間多重マルチキャリア受信装置。
8. 複数の送信アンテナを有する送信機から同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重マルチキャリア受信方法であって、
   複数のサブキャリアをグループ化するステップと、
   前記サブキャリアグループの各々を代表する代表チャネル行列を生成するステップと、
   前記サブキャリアグループの各々の代表チャネル行列に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、
   前記サブキャリアグループの各々における信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、
   前記サブキャリアグループの各々に属する各サブキャリアに対して、前記各送信系統における信号点候補選定の実施順番と、前記各サブキャリアにおける信号点候補選定の実施順番とに基づいて、チャネル行列の変換を行うステップと、
   前記チャネル行列の変換結果に基づいて、変換受信系列を生成するステップと、
   前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、変換送信系列候補の絞込みをするステップと、
   前記各サブキャリアに対して、前記チャネル行列の変換の結果と、前記変換受信系列とに基づいて、尤度メトリックを算出するステップと、
   前記絞込まれた変換送信系列候補の順序を変更して送信系列候補に復元するステップと、
   前記復元された送信系列候補と前記算出された尤度メトリックとに基づいて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成するステップと
   を含み、
   前記変換送信系列候補の絞込みをするステップと尤度メトリックを算出するステップとは、
   前記変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するステップと、
   前記チャネル行列の変換結果と前記基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出するステップと、
   前記初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するステップと、
   前記累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むステップと、
   を含み、
   前記基準信号を生成するステップでは、
   前記サブキャリアグループに属する各サブキャリアに基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換することにより、前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする空間多重マルチキャリア受信方法。

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