JP5121753B2 - 空間多重受信装置、及び空間多重受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、空間多重受信装置、及び空間多重受信方法に関する。

まず、以下で用いる用語の一部の定義について説明する。
以下では、例えば、
［Ａ］_Ｒ，Ｔ：ＡはＲ行Ｔ列の行列
ａ_ｊ：行列Ａのｊ番目列ベクトル
ａ_ｉ，ｊ： 行列Ａのｉ行ｊ列要素
Ａ^Ｈ： 行列Ａの複素共役転置
Ａ^Ｔ： 行列Ａの転置
Ａ^＋： 行列Ａの擬似逆行列
Ｉ： 単位行列Ｉ
｜｜ａ｜｜： ベクトルａのノルム
ａ：スカラー（つまり１ｘ１行列）ａ
ａ＊： スカラーａの複素共役
｜ａ｜： スカラーａの絶対値
Σ：累加演算
と定義している。

なお、一般的に、行列（ベクトル）等は、太字で示すことになっているが（数式中では太字）、明細書では太字で表わすことができないので、通常の文字を用いているが、前後の内容から容易に推察され得るものである。また、特定の符号においては、その上部に「〜」、「＾」が付されているものがあるが、明細書では、それぞれチルト（〜）、またはハット（＾）と表記している。

無線通信においては、限られた周波数資源を用いて大容量化を図るための周波数利用効率の向上が必須となっている。周波数利用効率や情報伝送レートを向上させる技術として、複数の送信側アンテナと複数の受信側アンテナを用いて、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）チャネルを構築し、複数の信号ストリームを同一の周波数帯域上に多重化して送信する空間多重システム（あるいは、ＭＩＭＯシステム）が提案されている。

図２３は、従来技術による、ＭＩＭＯシステムの一例の構成を示すブロック図である。図２３に示すように、ＭＩＭＯシステムの送信機３０では、チャネル符号化回路３０−１により、送信する情報ビットストリームＴｘ Ｄａｔａから符号ビットストリームｂが生成される。該チャネル符号化回路３０−１には、符号化機能の他に、スクランブル機能や、インタリーブ機能などを含むことも可能である。次に、空間信号生成回路３０−２では、符号ビットストリームｂからＴ個の送信信号ストリームＳ_１、Ｓ_２、…、Ｓ_Ｔが生成される。

それらの送信信号ストリームＳ_１、Ｓ_２、…、Ｓ_Ｔは、パスバンド変換回路３０−３によりベースバンドからパスバンドに変換され、Ｔ本のアンテナ３０−４−１、３０−４−２、…、３０−４−Ｔを通して同時に同一周波数帯域内において送信される。

ＭＩＭＯシステムの受信機４０では、Ｒ本の受信アンテナ４０−１−１、４０−１−２、…、４０−１−Ｒを用いて空間で多重されたＴ個の送信信号を受信して、Ｒ個受信信号が得られる。そのＲ個の受信信号は、まず、ベースバンド変換回路４０−２により、パスバンドからベースバンドに変換され、Ｒ個の受信信号ストリームｘ”_１、ｘ”_２、…、ｘ”_Ｒが生成される。

次に、空間多重信号信号検出器４０−３は、空間多重化された送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する機能を有し、その処理結果としてＴ本の推定符合ビットストリーム（ハット＾ｂ）を出力する。更に、推定符合ビットストリーム（ハット＾ｂ）がチャネル復号化回路４０−４を通して復号処理され、最終的には推定情報ビットストリームＲｘ Ｄａｔａが生成される。上記チャネル復号化回路４０−４は、復号化機能の他に、逆スクランブル機能や、逆インタリーブ機能を含むことも可能である。ここでいう信号検出とは、チャネル復号器で正確な復号処理ができるように、推定符号ビットを生成することである。

ここで、チャネル行列Ｈ（以下、数式では太字）は、無線伝搬路のみではなく、送信機３０のベースバンド処理部分から受信機４０のベースバンド処理部分までの区間において、受ける様々な影響を反映したチャネル応答行列を意味する。例えば、送信側で施した異なる空間信号に対する送信電力制御の影響や、パワーアンプによる非線形影響などが全てチャネルの伝搬特性として、チャネル行列Ｈに反映される。

受信機４０では、チャネル行列Ｈを有しているものとする。更に、ＭＩＭＯシステムにおける送受信両側間の周波数、時間、及びサンプリングタイミングの同期が正常に取れていることとする。以上のことを踏まえて、ＭＩＭＯシステムにおける送受信関係式は、以下の数式（１）のように表わせる。

ここで、ｎは、時間インデックスを表す。ｓ”（ｎ）とｘ（ｎ）とは、ｎ番目の送信系列と受信系列である。ｗ”（ｎ）は、対応する雑音、及び干渉である。Ｈ”（ｎ）は、対応するチャネル行列であり、Ｒ行Ｔ列を有する。Ｈ”（ｎ）は、次式（２）で表わせる。

本発明の信号検出方法は、任意番目のＭＩＭＯ信号に対して適用することができるため、以下では、ＭＩＭＯ信号の番号ｎを省略する。

従来、図２３に示す空間多重信号信号検出回路４０−３の機能、つまり、空間多重された送信系列中のＴ個存在する信号を再生する従来技術として、線形法（Zero-forcing：ＺＦ規範、及びMinimum mean square error：ＭＭＳＥ規範）、順番付け連続干渉除去法（Ordered successive interference cancellation：ＯＳＩＣ）、最尤推定法（Maximum likelihood detection：ＭＬＤ）等がある。

この中でＭＬＤの誤り率特性が一番優れる。また、見方を変えると、誤り率特性が優れるということは、低信号対雑音比（signal to noise ratio：ＳＮＲ）での通信が可能であることを意味しており、通信エリアの拡大にも貢献する。また、ＭＬＤを用いた場合には、伝搬路相関に起因する誤り率特性劣化への耐性が最も強く、受信側で用いる受信アンテナの数分だけ受信ダイバシチ効果が得られる特徴がある。

更に、より良い受信特性を得るには、送信側では送信データをチャネル符号化し、受信側では信号検出した後、チャネル復号化することによって、チャネル符号を用いないシステムに比べ、更なる大幅の受信品質向上が実現できる。このようなチャネル符号を用いるＭＩＭＯシステムにおいては、Ａ−Ｐｏｓｔｅｒｉｏｒｉ−Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ（ＡＰＰ）軟符号ビット生成信号検出方式が最も受信特性が良いと知られている。ＡＰＰ信号検出器では、チャネル復号処理をより正確に行うため、品質の高い推定符号ビットを生成し、チャネル復号化回路４０−４に入力する。

ここでは、Ｌｏｇ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ （ＬＬＲ）、あるいは他の近似方法によって算出される信頼度情報が有する推定符号ビットを軟符号ビットと呼び、その値は実数となり、以下ではｂ”^Ｓｏｆｔで表す。対照的に、信頼度情報が有しない推定符号ビットを硬符号ビットと呼び、その値は±１となり、以下ではｂ”^Ｈａｒｄで表す。硬符号ビットの値をｂ”^Ｈａｒｄ＝０，１とすることもできるが、本質はｂ”^Ｈａｒｄ＝±１と全く同じである。ここでは、ｂ”^Ｈａｒd＝±１として説明を進める。ＡＰＰの軟符号ビットを計算するには膨大な演算量が必要とし、実システムへの適用は困難である。演算量削減のため、厳密なＡＰＰ信号検出器による軟符号ビット計算を、以下の数式（３）〜（６）のように近似する方法が提案されている。

ここで、受信側にとって、実際送信された信号が未知のため、ｓ”は、実際の送信信号の候補であり、送信系列候補と呼ぶ。数式（５）のｓ”_ｔは、ｓ”のｔ番目の要素であり、ｔ番目の送信信号の信号点候補である。ｂ”は、ＴＫ個の符号ビットによって構成されたビット系列候補であり、ｂ”は、ｓ”の各信号成分のビットパターンを表している。数式（５）のように、“⇔”は、Ｋ符号ビットと１つのコンスタレーション信号点との間のマッピング関係を意味し、ｂ”の各Ｋ符号ビットがｓ”の１つの信号成分と１対１の関係にある。

コンスタレーションのサイズ、つまり中の信号点の数はＱ＝２^Ｋとする。ｓ”_ｔに対応するＫ符号ビットｂ”_ｔ＝［ｂ”_ｔ，１，…，ｂ”_ｔ，Ｋ］は、ビットパターン候補と呼び、ｂ”_ｔ，ｋは、ｔ番目信号点候補ｓ”_ｔにおけるｋ番目の符号ビットを表す。数式（４）のΛ（ｂ”）＝Λ（ｓ”）は、尤度メトリックと呼ぶ。ここで、ａは係数であり、ＬはベクトルのＬ次ノルムであり、ｇ（ｂ”）は、ｂ”に依存する関数である。記述を簡単化するため、以下では、ａ＝１、Ｌ＝２、ｇ（ｂ”）＝０とする。つまり、次式（７）で表わされる。

しかし、本発明の方法は、これらのパラメータの値を任意に変えても適用可能である。Ｃは、ｓ”_ｔの生成に用いるコンスタレーションを表す。数式（３）の２つの集合（数式（８）を参照）は、それぞれｂ”の（ｔ，ｋ）番目の要素ｂ”_ｔ，ｋが、ｂ”_ｔ，ｋ＝＋１とｂ”_ｔ，ｋ＝−１のときの全ビット系列候補を含めた集合である。

ＭＩＭＯシステムにＡＰＰ信号検出方式を適用した場合は、数式（３）のようにＭＩＭＯ信号について、数式（８）に示す２つの集合のそれぞれの中にある全ビットパターンにおける尤度メトリックを計算し、その最小値（数式（４）のメトリックの書き方によって最大値を取ることもある）の差分を軟符号ビットとする信号検出方法である。

更に、近似ＡＰＰ方式を簡単化するため、Ｌｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇ（ＬＳＤ）技術が提案されている。その考えたかは、以下の数式（９）のように表わせる。

つまり、数式（８）に示す全ビットパターン集合ではなく、数式（１０）に示す、一度絞り込んだビットパターン集合を用いて、軟符号ビットを計算する方式である。しかし、実用の観点から、ＬＳＤが必要とする所用演算量は依然として大きい。ＡＰＰ軟符号ビット生成信号検出方式とＬｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｅｄｉｎｇに関する更なる詳細のついては非特許文献１を参照されたい。

ＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ信号検出方式の誤り率特性は、諸信号検出方法の中でも最も良いと知られているが、必要な尤度メトリック計算の数はＱ^Ｔとなる。つまり、送信信号の数Ｔの増加に伴い、指数的に増加する。一例として、Ｔ＝Ｒ＝４のＭＩＭＯシステムにおいて、送信系列生成に用いるコンスタレーションを１６−ＱＡＭとした場合では、受信側で１つのＭＩＭＯ信号を検出するには、１６^４＝６５５３６通りの尤度メトリックを計算しなければならない。

これは、膨大な回路規模、記憶容量や消費電力を必要とする。ＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ信号検出方式の演算量は、膨大すぎて実用には向かないという課題が分かる。一方、Ｌｉｓｔ Ｓｐｈｅｒｅ Ｄｅｃｏｄｉｎｇは、近似ＡＰＰより計算する尤度メトリックの数は少ないものの、依然として非常に膨大なビットパターンにおける尤度メトリックを計算する必要があり、実用は困難である。従って、ＭＩＭＯシステムの受信機の空間多重信号信号検出器において、優れた受信品質が有するＡＰＰを実現するには、多数の送信系列候補に基づく尤度メトリック計算に起因する膨大な演算量を大幅に削減する必要がある。

Bertrand M. Hochwald and Stephan ten Brink, "Achieving Near-Capacity on a Multiple-Antenna Channel", IEEE Transactions on communications, vol. 51, no. 3, march 2003, 389-399

上述した従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰを空間多重システムに適用した場合には、計算する送信系列候補と尤度メトリックの数が、送信信号の数、及び適用するコンスタレーションサイズに伴い、指数的に増大してしまい、所要演算量が膨大となり、実現するのが困難であるという問題がある。

また、送信系列候補と尤度メトリックの数が膨大であるため、それらの送信系列候補、及び尤度メトリックを記憶するためには、膨大な記憶容量が必要になるという問題がある。また、所要演算量、及び所要記憶容量が非常に大きいため、それに伴い、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰを実装するには、回路規模が非常に大きくなるという問題がある。

また、所要消費電力は、所要演算回路規模や、その動作クロック周波数などに比例するため、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰでは、電力消費量が非常に大きくなることが予想され、バッテリによる動作時間が短くなるという問題がある。また、無線送受信機、特に、無線携帯端末においては、小型化・軽量化が望ましいが、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ方式では、所要演算回路規模、及び所要消費電力が大きいため、装置の小型化・軽量化が困難であるという問題がある。

また、従来技術によるＡＰＰ、あるいは近似ＡＰＰ方式では、上述した問題から経済的な実装が極めて困難であり、無線送受信機、特に、無線携帯端末の製造コストが高くなり、大量生産が難しくなるという問題がある。さらに、上述した問題は、空間多重システムの送信アンテナ数Ｔ、コンスタレーションサイズＱの増加に伴い、更に著しくなる。

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、誤り率特性を維持しつつ、尤度メトリックの計算量を大幅に削減することができる空間多重受信装置、及び空間多重受信方法を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機から同一周波数帯で送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重受信装置であって、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定する実施順番決定手段と、前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、チャネル行列の変換を行う行列変換手段と、前記行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成する変換受信系列生成手段と、前記行列変換手段により得られた行列変換の結果と前記変換受信系列生成手段により得られた変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの算出を行う変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段と、前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により得られた変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元する順番復元手段と、前記変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により絞り込まれた送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、前記順番復元手段により復元された送信系列候補の送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する推定符号ビット計算手段とを備え、前記変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段は、前記変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記行列変換手段による行列変換の結果と前記基準信号生成手段により生成された基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出する初期信号点候補探索手段と、前記初期信号点候補探索手段により選定された初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出する追加信号点探索手段と、前記追加信号点探索手段により算出された累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込む候補除外手段とを備え、前記基準信号生成手段は、前記変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段を用いて、前記基準信号を生成することを特徴とする空間多重受信装置である。

本発明は、上記の発明において、前記行列変換手段は、前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、ＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記チャネル行列の変換を行うことを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記変換受信系列生成手段は、前記行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、ＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記変換受信系列を生成することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記初期信号点候補探索手段は、前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて初期信号点候補を選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて初期信号点候補を選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から初期信号点候補を選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記追加信号点探索手段は、前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて追加信号点を選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて追加信号点を選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から追加信号点を選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出することを特徴とする。

本発明は、上記の発明において、前記推定符号ビット計算手段は、推定符号ビットとして信頼度情報を有する軟符号ビットを生成する軟符号ビット生成手段、または推定符号ビットとして信頼度情報を有しない硬符号ビットを生成する硬符号ビット生成手段のいずれか１つを用いて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成することを特徴とする。

また、上述した課題を解決するために、本発明は、複数の送信アンテナを有する送信機から同一周波数帯で同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重受信方法であって、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、前記決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、チャネル行列の変換を行うステップと、前記行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成するステップと、前記行列変換の結果と前記変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの算出を行うステップと、前記信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記絞り込まれた変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元するステップと、前記絞り込まれた送信系列候補と前記尤度メトリックとを用いて、前記復元された送信系列候補の送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成するステップとを含み、前記変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの算出を行うステップは、前記変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するステップと、前記行列変換の結果と前記基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選択し、対応する尤度メトリックを算出するステップと、前記初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選択し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するステップと、前記累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むステップとを含み、前記基準信号を生成するステップでは、前記変換受信系列に基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換することにより、前記基準信号を生成することを特徴とする空間多重受信方法である。

この発明によれば、誤り率特性を維持しつつ、尤度メトリックの計算量を大幅に削減することができるという利点が得られる。

本発明の実施形態による空間多重信号信号検出回路の構成を示すブロック図である 本実施形態による初期化処理回路１の構成を示すブロック図である。 本実施形態による送信系列候補絞込み回路２の構成を示すブロック図である。 本実施形態による変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の構成を示すブロック図である。 本実施形態による推定符号ビット計算回路３の構成を示すブロック図である。 本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差最短距離候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による、追加信号点候補探索回路２−２−３でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。 本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の全体動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による初期化処理の動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による送信系列候補絞込み処理の動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による、推定符号ビット計算処理の動作を説明するためのフローチャートである。 本実施形態による、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の動作について説明するための概念図である。 実無線通信システムにおける送受信信号フォーマットを示す概念図である。 本実施形態による、マルチポイント対ポイント通信に適用した場合の構成を示すブロック図である。 本実施形態による、マルチポイント対マルチポイント通信に適用した場合の構成を示すブロック図である。 本実施形態による、バーチャルＭＩＭＯ通信を示すブロック図である。 本実施形態による、発信源から受信源までの通信を実現するリレー伝送による通信を示すブロック図である。 本実施形態による、リレー・協調組合せによる通信を示すブロック図である。 従来技術による、ＭＩＭＯシステムの一例の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。
従来技術によるＡＰＰでは、全部でＱ^Ｔ通りの尤度メトリックを計算する必要があるため、送信信号の数Ｔの増加に伴い、所要演算量が指数的に増大し、実システムによる実現は困難である。これに対して、本発明では、送信系列候補を効率的に絞込み、その結果、尤度メトリックの計算量を大幅に削減しながら、ＡＰＰの優れた誤り率特性を維持する。

従来方式との一番の違いは、従来技術では、全ての尤度メトリックを計算するのに比べ、本発明では、尤度メトリックの計算量を大幅に削減しながら、ＡＰＰの誤り率特性を近似することを特徴としている。

Ａ．実施形態
図１は、本発明の実施形態による空間多重信号信号検出回路の構成を示すブロック図である。図において、空間多重信号信号検出回路１０は、初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、推定符号ビット計算回路３、記憶回路４、及び制御回路５から構成されている。それぞれは、後述する初期化処理、送信系列候補絞り込み処理、推定符号ビット計算処理、データアクセス処理、と全ての処理における制御を行う。本実施形態による全ての回路ブロックは、そのブロックの信号処理目的を実現するための（１）演算素子を有し、（２）データと記憶回路４との間のアクセス（つまり、データの記憶回路４からの呼び出しと記憶回路４への書き込み）が可能である。

図２は、本実施形態による初期化処理回路１の構成を示すブロック図である。図において、初期化処理回路１は、実施順番決定回路１−１、及び行列変換回路１−２からなる。初期化処理回路１では、送信系列候補絞込み回路２での処理が効率良く実施できるように、実施順番決定回路１−１で信号点候補選定の実施順番を決定する実施順番決定処理と、行列変換回路１−２でチャネル行列の変換を行う変換処理とを実施する。

実施順番決定回路１−１は、信号点候補選定の実施順番決定処理を行う。行列変換回路１−２は、実施順番決定回路１−１で決定した信号点候補選定の実施順番を反映した上、チャネル行列の変換を行う、チャネル行列の変換処理を行う。行列変換回路１−２としては、ＱＲ分解による行列変換手段や、擬似逆行列及び三角変換手段などが考えられる。

図３は、本実施形態による送信系列候補絞込み回路２の構成を示すブロック図である。図において、送信系列候補絞込み回路２は、変換受信系列生成回路２−１、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２、及び順番復元回路２−３からなる。

送信系列候補絞込み回路２では、推定符号ビット計算回路３での処理が効率良く実施できるように、変換受信系列生成回路２−１で変換受信系列を生成する変換受信系列生成処理、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算を行う変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理、順番復元回路２−３で変換送信系列候補に対する空間順番の並び直し、すなわち順番復元処理を実施する。

変換受信系列生成回路２−１は、行列変換回路１−２で得た行列変換の結果を用いて、変換受信系列を生成する変換受信系列生成処理を行う。変換受信系列生成回路２−１としては、例えば、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段などが考えられる。

変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、行列変換回路１−２で得た行列変換の結果と変換受信系列生成回路２−１で得た変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックとを計算する変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理を行う。

順番復元回路２−３は、実施順番決定回路１−１で得た信号点候補選定の実施順番を用いて、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で得た変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元する、順番復元処理を行う。

図４は、本実施形態による変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の構成を示すブロック図である。図において、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、基準信号生成回路２−２−１、初期信号点候補探索回路２−２−２、追加信号点候補探索回路２−２−３、及び候補除外回路２−２−４からなる。

基準信号生成回路２−２−１は、変換受信系列生成回路２−１で得た変換受信系列を用いて、信号点候補選定がまだ実施されていないレイヤについて基準信号を生成する、基準信号生成処理を行う。基準信号生成回路２−２−１としては、例えば、ＱＲ分解による基準信号生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による基準信号生成手段などが考えられる。

初期信号点候補探索回路２−２−２は、行列変換回路１−２で得た行列変換の結果と基準信号生成回路２−２−１とで得た基準信号を用いて、初期（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する、基準信号による初期信号点候補探索処理を行う。初期信号点候補探索回路２−２−２としては、例えば、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段や、最短距離候補による初期子ノードの選定手段、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段などが考えられる。

次に、追加信号点候補探索回路２−２−３は、初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期信号点候補に基づいて、追加（変換）信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する、初期信号点候補の中の最尤信号点候補に対する追加信号点候補探索処理を行う。追加信号点候補探索回路２−２−３としては、例えば、差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段などが考えられる。

候補除外回路２−２−４は、サブキャリア初期信号点候補探索回路２−２−２と追加信号点候補探索回路２−２−３で算出された累積メトリックの中に、ある上限値を超えた累積メトリックと対応する部分変換系列候補を候補から除外する、累積メトリック上限値による候補除外処理を行う。

なお、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、基準信号生成回路２−２−１〜候補除外回路２−２−４による処理を、送信系統の本数分回、つまりＴ回、繰り返して実施する。

図５は、本実施形態による推定符号ビット計算回路３の構成を示すブロック図である。図において、推定符号ビット計算回路３は、推定符号ビット計算回路３−１からなる。推定符号ビット計算回路３では、チャネル復号器で正確に復号処理ができるように、推定符号ビット計算回路３−１で推定符号ビットを生成する処理を実施する。推定符号ビット計算回路３−１は、送信系列候補絞込み回路２で得た送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、各送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成すべく、送信系列候補と尤度メトリックとによる推定符号ビット計算処理を行う。推定符号ビット計算回路３−１としては、例えば、軟符号ビット生成手段や、硬符号ビット生成手段などが考えられる。

次に、上述した各回路による処理について詳細に説明する。
（Ａ）初期化処理回路１
初期化処理回路１は、送信系列候補絞込み回路２での処理が効率良く実施できるように、実施順番決定回路１−１で信号点候補選定の実施順番を決定する実施順番決定処理と、行列変換回路１−２でチャネル行列の変換を行う変換処理とを実施する。
（Ａ−１）実施順番決定回路１−１
受信側では、送信系列ｓ”の各送信信号ｓ”_ｔがコンスタレーション中のどの信号点であるかが分からない。従って、受信側は、各送信信号ｓ”_ｔについて、コンスタレーション中の信号点を候補として、送信信号を推測する。これを各送信信号ｓ”_ｔにおける信号点候補選定と呼ぶ。

信号点候補の数としては、１個からＱ個まで（Ｑ＝２^Ｋは、コンスタレーションのサイズである）取れるが、考慮する候補数が大きければ大きいほど、信号検出特性が向上する一方で、所用演算量も増えてしまう。

ここで、Ｔ個ある送信信号［ｓ”_１，ｓ”_２，…，ｓ”_Ｔ］を同時にではなく、順番に個々の送信信号ｓ”_ｔにおける信号点候補選定を行う。受信側では、この信号点候補選定の実施順番を決定できる。

送受信関係は、次式（１１）のように表わせる。

数式（１１）から分かるように、チャネル行列Ｈ”の各列ベクトルｈ”_ｔ（ｎ）は、送信系列ｓ”（ｎ）の各送信信号ｓ”_ｔ（ｎ）に対応する。チャネル行列Ｈ”の列ベクトルは、それぞれ異なる受信品質を有しているゆえ、各送信信号における受信品質も違ってくる。従って、受信側では、チャネル行列に基づいて、信号点候補選定の実施順番を適切に決定すれば、各送信信号における候補数を抑え、信号検出の所用演算量を削減することができる。

実施順番決定回路１−１では、チャネル行列Ｈ”に基づいて、各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定する。ここで、信号点候補選定の実施順番をＯ＝｛Ｏ_１，Ｏ_２，…，Ｏ_Ｔ｝と表す。Ｏ_ｔ（ｔ＝１，２，…，Ｔ）の下付き数字ｔは、信号点候補選定の実施順番であり、Ｏ_ｔの値自体は、ｔ番目に信号点候補選定が実施される送信信号の空間番号である。ｔとＯ_ｔとは、１対１に対応する。例えば、Ｏ_２＝３というのは、第Ｏ_２＝３番目の空間送信信号ｓ”_Ｏ２＝ｓ”_３が２番目にその信号点候補の選定を実施する。実施順番決定回路１−１は、チャネル行列Ｈ”を用いて、Ｏ＝｛Ｏ_１，Ｏ_２，…，Ｏ_Ｔ｝の各要素の値（１からＴまでの整数の内の１つ）を決定する。

実施順番Ｏ通りに信号点候補選定を行うには、チャネル行列Ｈ”の列ベクトルを並び替える（あるいは、並び替えと等価な操作）必要がある。以下では、この並び替え操作を、数学的に並び替え行列Ｅ（Ｏ）とチャネル行列Ｈ”との乗算Ｈ＝Ｈ”Ｅという形で表現するが、実際の処理としては、行列Ｈ”の列ベクトルを並び替えるだけで良く、乗算をする必要はない。Ｈは、列ベクトルを並び替えたチャネル行列であり、並び替えチャネル行列と呼ぶ。従って、実施順番Ｏと並び替え行列Ｅ（Ｏ）とは、互いに１対１に対応し、完全に等価な情報を持っていると理解すれば良い。

実施順番を決定するには、様々な方法が考えられる。例えば、参考文献１（特願２００７−１７２８３５）、参考文献２（特願２００７−１７２８３６）に開示されている実施順番決定方法を適用することが考えられる。また、再帰的にチャネル行列Ｈ”の各列ベクトルの中に、最も受信品質の良い、あるいは悪い列ベクトルを優先的に実施することもできる。更に、再帰的ではなく、各列ベクトルの受信品質を、降順、あるいは昇順に並べ、並べた順番通りに実施することができる。また、順番決定を行わずに、送信信号の空間順番通りに、信号点候補選定を行うことも可能である。その場合、Ｏ_ｔ＝ｔ（ｔ＝１、２、…、Ｔ）、Ｅ（Ｏ）＝Ｉとなる。

個々の実施順番決定方法には、行列の列ベクトルにおける受信品質を表す指標として、様々な量が用いられる。例えば、各列ベクトルにおける受信ＳＮＲ（signal to noise ratio）、各列ベクトルにおける受信ＳＩＮＲ（signal to interference plus noise ratio）、各列ベクトルにおけるＬ次ノルム（Ｌは任意の整数）などがある。実施順番決定回路１−１では、チャネル行列Ｈ”の列ベクトルにおける受信品質を表す如何なる量を適用しても良い。
（Ａ−２）行列変換回路１−２
行列変換回路１−２では、実施順番決定回路１−１で信号点候補選定の実施順番を決定した後、チャネル行列の変換を行う。前述したように、行列変換回路１−２としては、例えば、ＱＲ分解による行列変換手段や、擬似逆行列及び三角変換手段などが考えられる。

（Ａ−２−１）ＱＲ分解による行列変換手段
ＱＲ分解による行列変換手段では、候補信号点選定の実施順番が決定すれば、実施順番Ｅ（Ｏ）通りにチャネル行列Ｈ”の列ベクトルの順番を、次式（１０）に表わすように並び替える。

Ｈは、列ベクトルの順番が並び替えられたチャネル行列である。

次に、この並び替えチャネル行列Ｈについて、ＱＲ分解を行う。行列Ｑ及びＵは、行列ＨにおけるＱＲ分解の結果であり、それぞれ次式（１３）〜（１５）のように定義する。

Ｑは、Ｒ行Ｔ列の行列で、ＵはＴ行Ｔ列の上三角行列である。

（Ａ−２−２）擬似逆行列及び三角変換手段
擬似逆行列及び三角変換手段では、候補信号点選定の実施順番が決定すれば、上述したＱＲ分解による行列変換手段と同様に実施順番Ｔ（ｎ）通りにチャネル行列Ｈ”の列ベクトルの順番を、次式（１６）に表わすように並び替え、並び替えチャネル行列Ｈを生成する。

次に、この並び替えチャネル行列Ｈの逆擬似行列を、次式（１７）に従って算出する。

一方では、並び替えチャネル行列Ｈを、数式（１８）に示す三角行列Ｕに変換する。

並び替えチャネル行列Ｈを三角行列に変換するには、様々な方法が考えられる。例えば、ＱＲ分解による変換、Ｃｈｏｌｅｓｋｙ分解による変換、あるいはユニタリ行列による変換などがある。三角行列に変換できれば、如何なる方法を用いても良い。

（Ｂ）送信系列候補絞込み回路２
送信系列候補絞込み回路２では、推定符号ビット計算回路３での処理が効率良く実施できるように、変換受信系列生成回路２−１で変換受信系列を生成し、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算を行い、順番復元回路２−３で変換送信系列候補から送信系列候補へ復元するなどの処理を実施する。

（Ｂ−１）変換受信系列生成回路２−１
変換受信系列生成回路２−１では、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で変換系列候補の絞込みと尤度メトリックの計算が簡易化できるように、受信系列ｘに対して処理し、変換受信系列を生成する。前述したように、変換受信系列生成回路２−１としては、例えば、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段などが考えられる。

（Ｂ−１−１）ＱＲ分解による変換受信系列生成手段
ＱＲ分解による変換受信系列生成手段では、上述した行列変換回路１−２のＱＲ分解による行列変換手段に合わせて、ＱＲ分解で得た行列Ｑの複素共役転置と受信系列ｘとを掛けて、次式（１９）のような変換受信系列ｙ（ｎ）を生成する。

この変換受信系列ｙは、更に、要素毎の表現として次式（２０）のように表わせる。

ここで、ｉは変換後の空間番号を表し、ｉ番目のレイヤと呼ぶ。また、各信号成分の順番が並び替えられた送信系列ｓは、次式（２１）で表わせる。

以後、送信系列ｓ”に対応して、並び替え処理によって得られた信号ｓを変換送信系列と呼ぶ。例えば、ｓ”_３を３番目の空間送信信号、ｓ_３を３番目の変換送信信号と呼ぶ。

また、ｗ＝Ｑ^Ｈｗ”は、変換後の雑音及び干渉成分を表す。更に、変換前のビット表記と対応付けるため、次のように、変換ビットパターンｂ_ｔ＝［ｂ_ｔ，１，…，ｂ_ｔ，Ｋ］、変換ビット系列ｂを、それぞれ数式（２２）〜（２４）に定義する。

変換前と同様に、変換ビット系列ｂの各K符号ビットｂ_ｔ＝［ｂ_ｔ，１，…，ｂ_ｔ，Ｋ］が変換送信系列ｓの１つの信号成分ｓ_ｔと１対１のマッピング関係にある。

ここで、次段の変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２に含まれる基準信号生成回路２−２−１から候補除外回路２−２−４までの処理を説明するため、ＱＲ分解による変換受信系列生成手段で得た変換後のシステムについて考える。まず、尤度メトリックを変換受信系列ｙに合わせて、数式（２５）のように書き換える。

ここで、ｓは、実際の変換送信系列ｓではなく、ｓである可能性のある変換送信系列候補（送信系列候補ｓ”とは含む信号の順番が異なるだけである）である。ｓ_ｉは、変換送信系列候補ｓのｉ番目信号成分であり、ｉ番目変換信号点候補と呼ぶ。チルダ（〜）ｓ_ｉは、候補信号点の選定に用いる基準信号である。

更に、Δ_ｉをｉ番目レイヤにおける増分メトリックと呼び、次式（２６）のように定義する。

数式（２５）と数式（２６）から尤度メトリックは、各レイヤにおける増分メトリックの総和である特徴を利用して、数式（２５）を次式（２７）のような再帰式に書き換えられる。

ここで、Λ_ｊは、レイヤｉ＝Ｔから降順にレイヤｉ＝ｊまでの部分変換送信系列候補ｓ^［ｊ］＝［ｓ_ｊ Ｓ_ｊ＋１ … ｓ_Ｔ］^Ｔに対応する累積メトリックである。この再帰式から分かるように、ｓ^［ｊ］に対応する累積メトリックΛ_ｊを求めるには、レイヤｉ＝Ｔから降順レイヤｉ＝ｊ＋１までの部分変換送信系列候補ｓ^{［ｊ＋１］}＝［ｓ_ｊ＋１ … ｓ_Ｔ］^Ｔに対応する累積メトリックΛ_ｊ＋１と、レイヤｉ＝ｊでの候補信号点ｓ_ｊに対応する増分メトリックΔ_ｊとを足し合せれば良い。累積メトリックの初期値をΛ_Ｔ＋１＝０に設定し、Ｔ回の再帰処理を行えば、最終的には尤度メトリックΛ_１＝Λが得られる。

（Ｂ−１−２）擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段
擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段では、上述した行列変換回路１−２の擬似逆行列及び三角変換手段に合わせて、擬似逆行列Ｈ^＋と受信系列ｘとを掛けて、次式（２８）のような変換受信系列ｚを生成する。

ｓは、数式（２１）と同様に、各信号成分の順番が並び替えられた送信系列であり、変換送信系列となる。一方、尤度メトリックは、次式（２９）のように表わすことができる。

チルダ（〜）ｓ_ｉは、変換受信系列生成回路２−１のＱＲ分解による変換受信系列生成手段と同様に、候補信号点の選定に用いる基準信号である。更に、増分メトリックと尤度メトリックも上記ＱＲ分解による変換受信系列生成手段と全く同じように定義できる。

（Ｂ−２）変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２
変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２では、基準信号生成回路２−２−１〜候補除外回路２−２−４による処理を、送信系統の本数分回、つまりＴ回、繰り返して実施し、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックとの計算を行う。

（Ｂ−２−１）基準信号生成回路２−２−１
基準信号生成回路２−２−１では、基準信号を生成する。前述したように、基準信号生成回路２−２−１としては、例えば、ＱＲ分解による基準信号生成手段や、擬似逆行列及び三角変換による基準信号生成手段などが考えられる。

（Ｂ−２−１−１）ＱＲ分解による基準信号生成手段
ＱＲ分解による基準信号生成手段では、行列変換回路１−２のＱＲ分解による行列変換手段と変換受信系列生成回路２−１のＱＲ分解による変換受信系列生成手段に合わせて、次式（３０）に基づき、候補信号点の選定を実施していないあるレイヤにおける基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉを算出する。

（Ｂ−２−１−２）擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段
擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段では、行列変換回路１−２の擬似逆行列及び三角変換手段と変換受信系列生成回路２−１の擬似逆行列及び三角変換による変換受信系列生成手段に合わせて、次式（３１）に基づき、候補信号点の選定を実施していないあるレイヤにおける基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉを算出する。

（Ｂ−２−２）初期信号点候補探索回路２−２−２
初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号生成回路２−２−１で得た基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉを用いて、初期信号点候補の選定を行う。更に、選定した信号点候補に対して、対応する累積メトリックを算出する。

以下では、各レイヤにおける信号点候補の選定をツリー探索と例えて説明する。空間のレイヤ構造を反映するため、探索ツリーにもＴ個のレイヤを有し、探索はルートから出発し、レイヤｉ＝Ｔからレイヤｉ＝１まで行う。各レイヤのノードは、選定された信号点候補を意味する。ここで、あるレイヤｉ＋１で選んだノード（つまり、選定した信号点候補）を、次の処理レイヤｉにとっての親ノードとなる。つまり、レイヤｉの親ノードは、１つ前のレイヤｉ＋１にある。レイヤｉでの全ての親ノードの数はＡ_ｉとする。また、親ノードに基づいて選んだレイヤｉでのノードをレイヤｉの子ノードと呼ぶ。レイヤｉでの全ての子ノードの数はＢ_ｉとする。このレイヤｉの子ノードは、同時に次のレイヤｉ−１の親ノードでもある。このようにルートから出発し、親ノードから子ノードへ、子ノードが親ノードとなり、更に、次の子ノードへという順番で、レイヤｉ＝Ｔからレイヤｉ＝１までツリー探索を行う。更に、同じ親ノードを持つ子ノードを兄弟ノードとも呼ぶ。

初期信号点候補探索回路２−２−２では、処理レイヤにおける各親ノードから、１つあるいは複数の子ノードを選定し、選ばれた子ノードを初期子ノードと呼ぶ。レイヤｉでの親ノードの中に、対応する累積メトリックが最も小さいいくつの親ノードを指定し、最尤親ノードと呼ぶ。レイヤｉでの最尤親ノードの数をＶ_ｉとする。最尤親ノードに対して、多めに初期子ノードを選定する。ここで、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）をレイヤｉでのｖ_ｉ番目の最尤親ノードにおける初期子ノードの数とする。最尤親ノード以外の親ノードは、１つの初期子ノードを選定する。Ｖ_ｉ＝０は、最尤親ノードが指定しないことを意味する。その場合には、最尤親ノードから選定される初期子ノードＰ_ｉ（ｖ_ｉ）＝０となる。つまり、全ての親ノードは、１つの初期子ノードを選定する。

Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値、つまり、レイヤｉのｖ_ｉ番目の最尤親ノードから選定する初期子ノードの数は、レイヤｉの受信品質、及び親ノードの尤度（つまり、尤度メトリックの値）を考慮して決めれば良い。

受信品質の良いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が低いため、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を小さくしても、確からしい初期子ノードが選べる（つまり、特性劣化が少ない）。一方、受信品質の悪いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が高いので、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を大きくしないと、確からしい初期子ノードが選べない（つまり、特性劣化がしやすい）。

また、尤度の高い親ノード（つまり、尤度メトリックが小さい親ノード）では、確からしい初期子ノードを産む可能性が高いため、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を大きくし、多くの初期子ノードを選定した方が最終的により良い誤り率特性が得られる。一方、尤度の低い親ノード（つまり、尤度メトリックが大きい親ノード）では、確からしい初期子ノードを産む可能性が低いため、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値を小さくし、少ない初期子ノードを選定した方が演算量を削減できる。

上述したように、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）の値、つまり親ノードから選定する初期子ノードの数は、所望する受信誤り率特性と許容演算量との双方を両立しながら、各レイヤの受信品質、及び親ノードの尤度の高さを考慮して決定すれば良い。

図６は、本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。レイヤｉでは、レイヤｉ＋１にある３つの親ノードを有している。各親ノードからそれぞれＡ_ｉ＝３、Ｖ_ｉ＝２、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ＝１）＝３、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ＝２）＝２個の初期子ノードを選んでいる。２番目の親ノードの尤度が高いため、２個の初期子ノードを選定している。更に、図で分かるように、処理量を減らすためには、コンスタレーション上の全ての信号点を初期子ノードとせず、一部だけを信号点候補として選定する。

前述したように、初期信号点候補探索回路２−２−２としては、初期子ノード選定を実現するには、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段や、最短距離候補による初期子ノードの選定手段、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段などが考えられる。

（Ｂ−２−２−１）差分ビット候補による初期子ノードの選定手段
差分ビット候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号を量子化して、量子化基準信号ハット（＾）ｓ_ｉを１つの初期子ノードとする。更に、量子化基準信号のビットパターン（ハット＾）ｂ_ｔ＝［ハット（＾）ｂ_ｔ，１，…，ハット（＾）ｂ_ｔ，Ｋ］といくつの異なるビットを持つ信号点も初期子ノードとする。

ここで、図７は、本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差分ビット候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。量子化基準信号のビットパターンは、ハット（＾）ｂ_ｔ＝［ハット（＾）ｂ_ｔ，１，…，ハット（＾）ｂ_ｔ，４（ｎ）］＝［１，０，１，１］となる。その［１，０，１，１］と１つの差分ビットを持つ信号点は全部で４つ、［１，０，１，０］、［０，０，１，１］、［１，１，１，０］、［１，０，０，１］となる。更に、［１，０，１，１］と２つの差分ビットを持つ信号点は全部で６つ、［０，０，１，０］、［１，１，１，０］、［０，１，１，１］、［０，０，０，１］、［１，１，０，１］、［１，０，０，０］となる。従って、量子化基準信号［１，０，１，１］も含めて、ある親ノードから全部でＰ_ｉ＝１＋４＋６＝１１個の初期子ノードを選定する。

また、ハット（＾）ｓ_ｉのビットパターンとの差分ビットの数で初期子ノードを選定するではなく、上位ビットや、下位ビットがハット（＾）ｓ_ｉのビットパターンと異なる信号点を初期子ノード選定の基準にしても良い。量子化基準信号に対して適切な差分ビットを持つ信号点を初期子ノードとして選定できる基準であれば、全て適用可能である。

更に、量子化基準信号だけを初期子ノードにしても良い。この場合、初期子ノードの数は、図６のように３番目の親ノードａ_ｉ＝３のように、１となる。初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（２６）と数式（２７）のように算出する。

（Ｂ−２−２−２）最短距離候補による初期子ノードの選定手段
最短距離候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ、あるいは量子化基準信号ハット（＾）ｓ_ｉから距離が最も近い、いくつの信号点を選定し、量子化基準信号と一緒に初期子ノードとする。

図８は、本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、差最短距離候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。ここでは、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉに最も近い５つの信号点を選定し、最終的には、基準信号点を含めて全部でＰ_ｉ＝１＋５＝６１個の初期子ノードを選定する。

ここで用いる信号点間の距離の定義としては、様々なものが考えられる。例えば、ユークリッド距離、マンハッタン距離、あるいは任意次元のノルム距離が適用できる。初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（２６）と数式（２７）のように算出する。

（Ｂ−２−２−３）限定エリア候補による初期子ノードの選定手段
限定エリア候補による初期子ノードの選定手段では、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉ、あるいは量子化基準信号ハット（＾）ｓ_ｉに基づいて、コンスタレーションの上にある限定したエリアを指定し、その限定エリアに入る信号点を初期子ノードとする。

図９は、本実施形態による、初期信号点候補探索回路２−２−２の一例として、限定エリア候補による初期子ノードの選定手段でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。ここでは、基準信号チルダ（〜）ｓ_ｉに基づいて、１つの限定した円エリア、あるいは四角エリアを指定する。円エリアにおいてはＰ_ｉ＝１０、四角エリアにおいてはＰ_ｉ＝１２個の初期子ノードを選定する。もちろん、円エリアと四角エリアの他にもさまざまな適切な限定エリアが適用できる。

初期子ノード選定ができれば、各初期子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（２６）と数式（２７）のように算出する。

（Ｂ−２−３）追加信号点候補探索回路２−２−３
追加信号点候補探索回路２−２−３では、初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードを用いて、追加子ノードの選定を行う。まず、初期信号点候補探索回路２−２−２で算出したレイヤｉでの各初期子ノードの中に、対応する累積メトリックが最も小さい、いくつの初期子ノードを指定し、最尤子ノードと呼ぶ。ここで、Ｗ_ｉをレイヤｉでの最尤子ノードの数と定義する。次に、最尤子ノードと同じ親ノードを持つ兄弟ノードを探索ツリーに追加する。追加された兄弟ノードを追加子ノードと呼ぶ。ここで、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）をレイヤｉでのｗ_ｉ番目の最尤子ノードにおける追加子ノードの数と定義する。最尤子ノードと対応する追加子ノードは同じ親ノードを持つ。Ｗ_ｉ＝０は最尤子ノードが指定しないことを意味する。その場合、追加子ノードＱ_ｉ（ｗ_ｉ）＝０となる。つまり、子ノードを追加しないことになる。

Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値、つまり、レイヤｉの最尤子ノードの数、及び各最尤子ノードに対応する追加子ノードの数は、レイヤｉの受信品質及び親ノードと、最尤子ノードの尤度とを考慮して決めれば良い。

受信品質の良いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が低いため、Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を小さくしても、確からしい追加子ノードが選べる（つまり、特性劣化が少ない）。一方、受信品質の悪いレイヤでは、信号点候補選定の誤り率が高いので、Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を大きくしないと、確からしい追加子ノードが選べない（つまり、特性劣化がしやすい）。

また、尤度の高い親ノードと最尤子ノード（つまり、尤度メトリックが小さい親ノードと最尤子ノード）では、確からしい追加子ノードを持つ可能性が高いため、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を大きくし、多くの追加子ノードを選定した方が最終的により良い誤り率特性が得られる。一方、尤度の低い親ノードと最尤子ノード（つまり、尤度メトリックが大きい親ノード）では、確からしい追加子ノードを持つ可能性が低いため、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）の値を小さくし、少ない追加子ノードを選定した方が演算量を削減できる。

上述のように、Ｗ_ｉ及びＱ_ｉ（ｗ_ｉ）の値、つまり、レイヤｉの最尤子ノードの数、及び各最尤子ノードに対応する追加子ノードの数は、所望する受信誤り率特性と許容演算量との双方を両立しながら、各レイヤの受信品質、及び親ノードと最尤子ノードの尤度を考慮して決定すれば良い。

もし、追加しようとするＱ_ｉ（ｗ_ｉ）個の子ノードが初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードと重複する場合には、重複しない子ノードだけを追加すれば良い。この場合、追加した子ノードの数はＱ_ｉ（ｗ_ｉ）より小さくなる。

図１０は、本実施形態による、追加信号点候補探索回路２−２−３でのレイヤｉにおける１６−ＱＡＭコンスタレーションを用いた場合の初期子ノード選定の一例を示す概念図である。前述した図６の初期子ノード選定の例と比較しながら参照されたい。レイヤｉでは、最初は全部で４つの初期子ノードが有している。最尤子ノードの数をＷ_ｉ＝２とする。ここで、４つの初期子ノードのうち、１番と３番の初期子ノードの累積メトリックが最も小さいため、それらを最尤子ノードとする。次に、１番の最尤子ノードに対してはＱ_ｉ（ｗ_ｉ＝１）＝２個の追加子ノードをツリーに追加する。２番の最尤子ノードに対しては、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ＝２）＝４個の追加子ノードを追加したいが、４個の追加子ノードのうち１つだけ、２番の初期子ノードと重複するため、残りの３個の重複しない追加子ノードのみをツリーに追加する。従って、１〜６番の子ノードは初期子ノードとなり、７〜１１番の子ノードは追加子ノードとなる。レイヤｉで全部でＢ_ｉ＝１１個の子ノードになる。

前述したように、追加信号点候補探索回路２−２−３による追加子ノード選定を実現するには、初期子ノードと同様に、差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段が適用できる。

なお、これら追加信号点候補探索回路２−２−３の差分ビット候補による追加子ノードの選定手段や、最短距離候補による追加子ノードの選定手段、限定エリア候補による追加子ノードの選定手段については、初期子ノードと同様であるので説明を省略するが、この場合も、追加子ノード選定ができれば、各追加子ノードの増分メトリックと累積メトリックとを、数式（２６）と数式（２７）のように算出する。

（Ｂ−２−４）候補除外回路２−２−４
候補除外回路２−２−４では、更なる演算量の削減を実現するため、累積メトリック上限値を設定して、その上限値を超えている累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補を候補から除外する。

上限値の設定は、レイヤ毎に行っても良いし、また、全てのレイヤにおいて１つの共通の上限値を用いても良い。上限値の設定については、チャネルの状態や、雑音と干渉のレベル、所望の誤り率特性などを考慮して決定すれば良い。

また、累積メトリック上限値を、実際、到達不可能な大きな値に設定した場合には、累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補への除外処理を行わないことを意味する。この場合、候補除外回路２−２−４による処理を実施しないで、基準信号生成回路２−２−１、初期信号点候補探索回路２−２−２、加信号点候補探索回路２−２−３のみをＴ回繰り返して実施すれば良い。

上述した基準信号生成回路２−２−１、初期信号点候補探索回路２−２−２、追加信号点候補探索回路２−２−３、候補除外回路２−２−４については、あるレイヤで実施した後には、次のレイヤへ進み、そのレイヤで実施する。このように、全てのレイヤにおいて、基準信号生成回路２−２−１、初期信号点候補探索回路２−２−２、追加信号点候補探索回路２−２−３、候補除外回路２−２−４による処理が実施されるまで繰り返す。

（Ｂ−３）順番復元回路２−３
順番復元回路２−３では、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で絞り込んだ変換系列候補に対して、順番の並び直しを実施し、元の送信信号の空間順番となるように、送信系列候補に復元する。並び直しの数的な表現としては、次式（３２）のように、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で絞り込んだ変換系列候補の集合Ｓに属する全ての変換系列候補ｓと並び替え行列Ｅ（Ｏ）とを掛けることになる。

実際の処理としては、並び直し操作だけをすれば良い。この並び直し操作の結果として、送信信号系列候補ｓ”が得られる。また、この順番並び直しによって得られた信号系列候補ｓ”の集合はＢとする。更に、次式（３３）に示すように、ｓ”とマッピングの対応関係にある送信ビット系列候補ｂ”も同時に得られる。

（Ｃ）推定符号ビット計算回路３
推定符号ビット計算回路３では、チャネル復号器で正確に復号処理ができるように、推定符号ビット計算回路３−１で推定符号ビットを生成する処理を実施する。

（Ｃ−１）推定符号ビット計算回路３−１
推定符号ビット計算回路３−１では、送信系列候補絞込み回路２で絞り込んだ送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、各送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する。前述したように、推定符号ビット計算回路３−１としては、例えば、軟符号ビット生成手段や、硬符号ビット生成手段などが考えられる。

（Ｃ−１−１）軟符号ビット生成手段
次式（３４）で表わされる軟符号ビット、つまり信頼度情報が有する推定符号ビットの生成に関しては、様々な手法が考えられる。一例として、各送信ビットにおける近似LLR値を算出する方法がある。

該軟符号ビットは、さらに、次式（３５）、（３６）で表わされる。

ｂ”^Ｓｏｆｔは、数式（３４）に示す軟符号ビット要素を含めた軟符号ビット系列である。数式（３７）に示す部分集合は、Ｂの部分集合であり、それぞれに属するビット系列候補ｂ”∈Ｂの（ｔ、ｋ）番目の要素ｂ”_ｔ，ｋがそれぞれ、ｂ”_ｔ，ｋ＝＋１とｂ”_ｔ，ｋ＝−１である。Ｇはチャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどを考慮した係数である。更に、計算量を削減するためには、係数Ｇ＝１と設定すれば良い。

もし、数式（３７）で示す部分集合のいずれか一方の中で、（ｔ，ｋ）番目の要素ｂ”_ｔ，ｋが、ｂ”_ｔ，ｋ＝＋１、あるいはｂ”_ｔ，ｋ＝−１のようなビット系列候補ｂ”が存在しなければ、数式（３５）による軟符号ビット計算が困難になる。その場合においては、次式（３８）で示す近似値Ｃを適用する。

ここで、数式（３９）で表わされる値は、（ｔ、ｋ）番目の送信符号ビットにおける硬符号ビットであり、後述する（Ｆ−１−２）で詳細に説明する。Ｃはチャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどとを考慮した係数である。更に、計算を簡易化するためには、Ｃを適切な固定値に設定することで、チャネル行列と、雑音や、干渉レベルなどとを考慮する必要がなくなる。

（Ｃ−１−２）硬符号ビット生成手段
数式（３９）に示す硬符号ビット、つまり信頼度情報が有しない推定符号ビットの生成に関しても様々な手法が考えられる。一例として、次式（４０）、（４１）のように、送信系列候補絞込み回路２で算出した尤度メトリックΛ（ｂ”）の中で、最も小さいものに対応するビット系列候補ｂ”を硬符号ビット系列ｂ”^Ｈａｒｄと推定することができる。

硬符号ビット系列ｂ”^Ｈａｒｄの各要素は、数式（４１）に示すように、数式（３９）で示す硬符号ビットである。

このように、推定符号ビット計算回路３−１では、軟符号ビット、あるいは硬符号ビットを算出し、それをチャネル復号器へ入力する。

次に、上述した実施形態の動作について説明する。
図１１は、本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の全体動作を説明するためのフローチャートである。本実施形態による空間多重信号信号検出回路１０の動作全体は、図１１に示すように、初期化処理回路１による初期化処理（ステップＳ１）、送信系列候補絞込み回路２による送信系列候補絞込み処理（ステップＳ２）、推定符号ビット計算回路３による推定符号ビット計算処理（ステップＳ３）が実行される。

次に、上記初期化処理（ステップＳ１）、送信系列候補絞込み処理（ステップＳ２）、軟符号ビット計算処理（ステップＳ３）について詳細に説明する。

図１２は、本実施形態による初期化処理の動作を説明するためのフローチャートである。まず、実施順番決定回路１−１は、実施順番決定処理として、チャネル行列に基づいて、信号点候補選定の実施順番を決定する（ステップＳ１０）。処理結果として、実施順番を出力する。次に、行列変換回路１−２は、行列変換処理として、入力された実施順番とチャネル行列とに基づいて、実施順番を反映した行列変換を行う（ステップＳ１１）。処理結果として、変換行列を出力する。

次に、図１３は、本実施形態による送信系列候補絞込み処理の動作を説明するためのフローチャートである。まず、変換受信系列生成回路２−１は、変換受信系列生成処理として、入力された受信系列と変換行列とに基づいて、変換受信系列を生成する（ステップＳ２０）。処理結果として、変換受信系列を出力する。

次に、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２は、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理として、入力された変換受信系列と関連する係数とに基づいて、変換送信系列候補絞込みと尤度メトリック計算とを行う（ステップＳ２１）。処理結果として、変換送信系列候補と対応する尤度メトリックとが出力される。なお、該変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細については後述する。

そして、順番復元回路２−３は、順番復元処理として、入力された変換送信系列候補と実施順番とに基づいて、変換送信系列候補に対する順番を並び直して送信系列候補に復元する（ステップＳ２２）。処理結果として、送信系列候補が出力される。

図１４は、上述した変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算処理の詳細な動作を説明するためのフローチャートである。まず、全てのレイヤの処理が終了したか否かを判定し（ステップＳ２１０）、終わっていなければ、基準信号生成回路２−２−１は、基準信号生成処理として、入力された変換受信系列、変換行列、部分変換送信系列候補に基づいて、基準信号を生成する（ステップＳ２１１）。処理結果として、基準信号を出力する。

次に、初期信号点候補探索回路２−２−２は、初期信号点候補探索処理として、入力された基準信号と初期子ノード数とに基づいて、初期信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２１２）。処理結果として、初期信号点候補と対応する累積メトリックとを出力する。

次に、追加信号点候補探索回路２−２−３は、追加信号点候補探索処理として、入力された初期信号点候補、最尤子ノード数、追加子ノード数に基づいて、追加信号点候補の選定を行い、対応する累積メトリックを算出する（ステップＳ２１３）。処理結果として、追加信号点候補と対応する累積メトリックとを出力する。

次に、候補除外回路２−２−４は、候補除外処理として、入力された累積メトリック上限値と累積メトリックと対応する部分変換送信系列候補とに基づいて、ある上限値を超えた累積メトリックと対応する部分変換系列候補を候補から除外する（ステップＳ２１４）。処理結果として、生き残った部分変換送信系列候補と対応する累積メトリックを出力する。

その後、ステップＳ２１０に戻り、全てのレイヤに対して処理が終了するまで、上述したステップＳ２１０〜Ｓ２１４を繰り返し実行する。そして、全てのレイヤに対して処理が終了すると、当該処理を終了する。

図１５は、上述した推定符号ビット計算処理の動作を説明するためのフローチャートである。推定符号ビット計算回路３−１は、推定符号ビット計算処理として、入力された送信系列候補と対応する尤度メトリックと関連する係数に基づいて、推定符号ビットを生成する（ステップＳ３０）。処理結果として、推定符号ビット信号が出力し、チャネル復号器に入力する。

次に、本実施形態での計算例について説明する。
以下では、通信を行うＭＩＭＯシステムでは、送信側にＴ＝４本の送信アンテナがあり、受信側にＲ＝４本の受信アンテナがあるとする。また、全ての送信系統は、１６−ＱＡＭ変調、つまり、１６−ＱＡＭコンスタレーションを使用していると仮定する。

初期化処理回路１では、まず、実施順番決定回路１−１で、チャネル行列に基づいて、各信号点候補選定の実施順番Ｏ＝｛Ｏ１＝３、Ｏ２＝１、Ｏ３＝２、Ｏ４＝４｝と決定する。次に、行列変換回路１−２で、チャネル行列Ｈ”に対して、ＱＲ分解を行う。ＱＲ分解の結果として、ユニタリ行列Ｑと、三角行列Ｕとが得られる。次に、送信系列候補絞込み回路２では、まず、変換受信系列生成回路２−１で、受信系列ｘに行列Ｑの複素共役転置を掛け、変換受信系列ｙを生成する。次に、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２では、基準信号生成回路２−２−１、初期信号点候補探索回路２−２−２、追加信号点候補探索回路２−２−３、候補除外回路２−２−４による処理を、Ｔ＝４個で、ある変換送信信号に繰り返して適用していく。

以下では、図１６に示すツリー構造を用いて、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２の動作について説明する。ここでは、Ｖ_４＝Ｖ_３＝Ｖ_２＝Ｖ_１＝０、Ｐ_４＝Ｐ_３＝Ｐ_２＝Ｐ_１＝０、Ｗ_４＝Ｗ_３＝Ｗ_２＝Ｗ_１＝１、Ｑ_４＝４，Ｑ_３＝２，Ｑ_２＝２、Ｑ_４＝２とする。つまり、各レイヤの親ノードからの初期子ノード数は全て１と設定し、各レイヤの初期子ノードの中の最尤子ノード数も全て１とする。そして、レイヤ４からレイヤ１までの各１つの最尤子ノードに対する追加子ノード数はそれぞれ４、２、２、２とする。また、候補除外回路２−２−４における累積メトリック上限値を無限大と設定し、候補除外回路２−２−４の実施を省くことにする。図１６の各ノードについている番号は、処理の順番や、累積メトリックの大きさを表しているわけでなく、単に各レイヤのノードの数を表わすために任意の順番で付けてある。

図１６に示すように、まず、レイヤ４において、基準信号生成回路２−２−１では、対応する親ノードを用いて、レイヤ４における基準信号チルダ（〜）Ｓ_４（１）を算出する。次に、初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号から１つの初期子ノードｓ_４（１）を選定し、対応する累積メトリックΛ_４（１）を算出する。次に、追加信号点候補探索回路２−２−３では、初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_４（１）（レイヤ４では子ノード１つしかないので）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから４つの追加子ノードｓ_４（２）、ｓ_４（３）、ｓ_４（４）、ｓ_４（５）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ_４（２）、Λ_４（３）、Λ_４（４）、Λ_４（５）を算出する。

次に、処理はレイヤ３へ移り、まず、基準信号生成回路２−２−１によって５つの基準信号チルダ（〜）ｓ_３（１）、チルダ（〜）ｓ_３（２）、チルダ（〜）ｓ_３（３）、チルダ（〜）ｓ_３（４）、チルダ（〜）ｓ_３（５）を生成する。次に、初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からぞれぞれ１つの初期子ノードｓ_３（１）、ｓ_３（２）、ｓ_３（３）、ｓ_３（４）、ｓ_３（５）を選定し、対応する累積メトリックΛ_３（１）、Λ_３（２）、Λ_３（３）、Λ_３（４）、Λ_３（５）を算出する。次に、追加信号点候補探索回路２−２−３では、初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_３（２）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ_３（６）、ｓ_３（７）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ_３（６）、Λ_３（７）を算出する。

次に、処理はレイヤ２へ移り、まず、基準信号生成回路２−２−１によって７つの基準信号チルダ（〜）ｓ_２（１）、チルダ（〜）ｓ_２（２）、チルダ（〜）ｓ_２（３）、チルダ（〜）ｓ_２（４）、チルダ（〜）ｓ_２（５）、チルダ（〜）ｓ_２（６）、チルダ（〜）ｓ_２（７）を生成する。次に、初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からぞれぞれ１つの初期子ノードｓ_２（１）、ｓ_２（２）、ｓ_２（３）、ｓ_２（４）、ｓ_２（５）、ｓ_２（６）、ｓ_２（７）を選定し、対応する累積メトリックΛ_２（１）、Λ_２（２）、Λ_２（３）、Λ_２（４）、Λ_２（５）、Λ_２（６）、Λ_２（７）を算出する。次に、追加信号点候補探索回路２−２−３では、初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_２（１）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ_２（８）、ｓ_２（９）を候補として加え、対応する累積メトリックΛ_２（８）、Λ_２（９）を算出する。

次に、処理はレイヤ１へ移り、まず、基準信号生成回路２−２−１によって９つの基準信号チルダ（〜）ｓ_１（１）、チルダ（〜）ｓ_１（２）、チルダ（〜）ｓ_１（３）、チルダ（〜）ｓ_１（４）、チルダ（〜）ｓ_１（５）、チルダ（〜）ｓ_１（６）、チルダ（〜）ｓ_１（７）、チルダ（〜）ｓ_１（８）、チルダ（〜）ｓ_１（９）を生成する。次に、初期信号点候補探索回路２−２−２では、基準信号からぞれぞれ１つの初期子ノードｓ_１（１）、ｓ_１（２）、ｓ_１（３）、ｓ_１（４）、ｓ_１（５）、ｓ_１（６）、ｓ_１（７）、ｓ_１（８）、ｓ_１（９）を選定し、対応する累積メトリックΛ_１（１）、Λ_１（２）、Λ_１（３）、Λ_１（４）、Λ_１（５）、Λ_１（６）、Λ_１（７）、Λ_１（８）、Λ_１（９）を算出する。次に、追加信号点候補探索回路２−２−３では、初期信号点候補探索回路２−２−２で得た初期子ノードの中で最尤子ノードｓ_１（８）を見つけ、その最尤子ノードの親ノードから２つの追加子ノードｓ_１（１０）、ｓ_１（１１）を候補として加え、対応する尤度メトリックΛ_１（１０）、Λ_１（１１）を算出する。

上述した各レイヤにおける処理を終え、それぞれ１１個の変換送信系列候補と対応する１１個の尤度メトリックとが得られる。

次に、順番復元回路２−３で、実施順番Ｏに従って、変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路２−２で得た変換送信系列候補の空間順番を並び直し、送信系列候補に復元する。

最後に、推定符号ビット計算回路３では、推定符号ビット計算回路３−１で、送信系列候補絞込み回路２で得た送信系列候補、及び対応する尤度メトリックを用いて、推定符号ビット信号を生成し、チャネル復号器へ入力する。

この計算例の場合には、従来技術によるＡＰＰ信号検出器では、Ｑ^Ｔ＝１６^４＝６５５３６個の尤度メトリックを計算しなければならないが、本発明では、わずか１１個の尤度メトリックを計算すれば良い。

以下に、本実施形態の変形例について説明する。
（１）様々なシステムへの適用
前述した数式（１）に示す送受信関係は、空間多重システムだけではなく，他にも様々なシステムの送受信関係を表わすことができる．例えば，空間多重とマルチキャリア技術とを組み合わせた空間多重マルチキャリアシステムの各サブキャリアにおける送受信関係や、シンボル間干渉チャネル（Inter Symbol Interference：ＩＳＩ）上での伝送システムにおける送受信関係や、ＣＤＭＡシステムのマルチユーザ信号検出（Multiuser Detection：MUD）における送受信関係などが挙げられる．従って，本発明は、空間多重システムだけではなく，無線と有線に限定せず、数式（１）によって、その送受信関係を表現できる全ての通信システムへ適用することができる．

（２）拡張複素送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、ＭＩＭＯシステムにおける複素送受信関係を表わす数式（１）に適用したが、次式（４２）のような拡張複素送受信関係に対しても適用可能である。

上記数式（４２）の各要素、すなわち数式（４３）に示す各要素は、各々、次式（４４）、（４５）、（４６）のように定義する。

ここで、数式（４２）に示す各要素は、それぞれ拡張受信系列、拡張チャネル行列、及び拡張雑音である。パラメータαを設定することによって、様々な号処理基準に適用することが可能である。例えば、α＝０の場合には、ｚｅｒｏ ｆｏｒｃｉｎｇ（ＺＦ）基準になり、数式（４７）で示すような場合には、ｍｉｎｉｍｕｍ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｅｒｒｏｒ（ＭＭＳＥ）基準となる。また、αをチャネルのコンディションに応じて設定し、数値計算の安定性を向上させることも可能である。

（３）実数送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、次式（４８）で表わされるようなＭＩＭＯシステムにおける実数送受信関係に対しても適用可能である。

数式（４８）の各要素、すなわち各要素ｘ_Ｒ、Ｈ”_Ｒ、ｓ”_Ｒ、ｗ”_Ｒは、各々、次式（４９）、（５０）、（５１）、（５２）のように定義する。

ここで、Ｒｅ｛｝は、行列、あるいはベクトルの実部、Ｉｍ｛｝は、行列、あるいはベクトルの虚部を意味する。Ｈ”_Ｒ、ｘ_Ｒ、ｓ”_Ｒ、ｗ”_Ｒは、それぞれ実数チャネル行列、実数受信系列、実数送信系列及び実数雑音である。更に、複素コンスタレーションＣも次式（５３）のように実数コンスタレーションに分解する。

Ｃ_ＲとＣ_Ｉは、それぞれ複素コンスタレーションＣの実数軸と虚数軸に対応する実数部コンスタレーションと虚数部コンスタレーションとである。実数送信系列ｓ”_Ｒの最初のＴ個の信号は、Ｃ_Ｒから生成し、残りのＴ個の信号は、Ｃ_Ｉから生成する。

（４）拡張実数送受信関係
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、次式（５４）で表わされるようなＭＩＭＯシステムにおける拡張実数送受信関係に対しても適用可能である。

数式（５４）の各要素、すなわち数式（５５）に示す各要素は、各々、次式（５６）、（５７）、（５８）、（５９）のように定義する。

ここで、数式（５５）に示す各要素は、それぞれ拡張実数チャネル行列、拡張実数受信系列、実数送信系列、及び拡張実数周波数領域雑音である。更に、複素コンスタレーションＣを実数コンスタレーションＣ_ＲとＣ_Ｉに分解する。

（５）基底縮小
また、上述した実施形態による初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３は、ＭＩＭＯシステムにおける複素送受信関係、拡張送受信関係、実数送受信関係、拡張実数送受信関係に適用した場合には、数式（６０）に示す、複素チャネル行列、拡張チャネル行列、実数チャネル行列、拡張実数チャネル行列をそのまま用いるのではなく、チャネル行列に対して基底縮小を施し、チャネル行列の各列ベクトルが近似直交化された基底縮小チャネル行列を、初期化処理回路１、送信系列候補絞込み回路２、及び推定符号ビット計算回路３に用いても良い。

更に、基底縮小処理は、チャネル行列の列ベクトルが候補信号点選定の実施順番に従って並び替えられる前後で、あるいは前か、後かのいずれか一方で、実施することが可能である。以下、説明する。

（６）候補信号点選定の実施順番の決定前

数式（６１）におけるＨ_Ｌ１（ｎ）とｓ”_Ｌ１（ｎ）とは、次式（６２）のように定義する。

ここで、Ｔ_１（ｎ）は、候補信号点選定の実施順番の決定前の基底縮小変換行列である。

（７）候補信号点選定の実施順番の決定後

数式（６３）におけるＨ_Ｌ２（ｎ）とｓ_Ｌ２（ｎ）とは、次式（６４）のように定義する。

ここで、Ｔ_２（ｎ）は、候補信号点選定の実施順番の決定後の基底縮小変換行列である。基底縮小変換行列Ｔ_１（ｎ）とＴ_２（ｎ）を決定する方法として、Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｅｎｓｔｒａ−Ｌｏｖａｓｚ縮小法や、Ｋｏｒｋｉｎｅ−Ｚｏｌｏｔａｒｅｆｆ縮小法、Ｂｌｏｃｋ Ｋｏｒｋｉｎｅ−Ｚｏｌｏｔａｒｅｆｆ縮小法、Ｇａｕｓｓｉａｎ縮小法、Ｍｉｎｋｏｗｓｋｉ縮小法などがある。

（８）上三角生成ＱＲ分解
行列変換回路１−２では、ＱＲ分解を用いる。各送信系統における候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１，Ｏ_２，…，Ｏ_Ｔ｝を反映するＱＲ分解としてはいく通りものパターンが考えられる。

以下、表記の簡単化のため、インデックスｎを省略する。ここで、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｔ列の準ユニタリ行列ＱとＴ行Ｔ列の上三角行列Ｕとに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｒ列のユニタリ行列Ｑと上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（６５）参照）に分解することができる。それを数式（６６）に示すように表す。

あるいは、数式（６７）に示すように表わす。

候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１，Ｏ_２，…，Ｏ_Ｔ）｝は、以下のように並び替え行列Ｅ（Ｏ）に保存される。上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（６５）参照）は、次式（６８）のようになる。

また、行列Ｏ_ｎ、Ｏ_ｍは、次式（６９）のように表わされる。

つまり、行列Ｏ_ｎは、ｎ行Ｔ列のゼロ行列であり、Ｏ_ｍは、ｍ行Ｔ列のゼロ行列である。更に、次の条件（ｎ，ｍ＝０，１，…，Ｒ−Ｔ∧ｎ＋ｍ＝Ｒ−Ｔ）が成り立つ。上三角行列Ｕを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（６５）参照）に含まれるＵは、次式（７０）のような上三角行列である。

また、上記行列におけるＱＲ分解を実現する方法として、ＮＴＴ姜提案法（特願２００６−０８６０１７、特願２００６−３１４３６９）、Ｃｌａｓｓｉｃａｌ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ ＱＲ分解法、Ｇｉｖｅｎ ＱＲ分解法などがある。

（９）下三角生成ＱＲ分解
更に、行列のＱＲ分解は、あるＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｔ列の準ユニタリ行列ＱとＴ行Ｔ列の下三角行列Ｌとに分解すること、あるいはＲ行Ｔ列のチャネル行列Ｈを、Ｒ行Ｒ列のユニタリ行列Ｑと下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７１）参照）とに分解することもできる。それを数式（７２）で表す。

あるいは、数式（７３）に示すように表わす。

候補信号点選定の実施順番｛Ｏ_１（ａ），Ｏ_２（ａ），…，Ｏ_Ｔ（ａ）｝は、以下のように並び替え行列Ｐ（ｂ）に保存される。下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７１）参照）は、次式（７４）のようになる。

下三角行列Ｌを含むＲ行Ｔ列の行列（数式（７１）参照）に含まれるＬは、次式（７５）のような下三角行列である。

下三角行列ＬにＱＲ分解する場合では、レイヤ１から昇順レイヤＴまでに処理を進める。つまり、各変換信号における候補信号点の選定は変換信号ｓ_１からｓ_Ｔまでの順番で実施する。

また、上記の行列におけるＱＲ分解を実現する方法として、ＮＴＴ姜提案法（特願２００６−０８６０１７、特願２００６−３１４３６９）、Ｃｌａｓｓｉｃａｌ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｇｒａｍ−Ｓｃｈｍｉｄｔ ＱＲ分解法、Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ ＱＲ分解法、Ｇｉｖｅｎ ＱＲ分解法などがある。

（１０）順番決定とＱＲＤの合同実施
また、実施順番決定回路１−１による候補信号点実施順番決定処理と行列変換回路１−２によるＱＲ分解処理とについては、別々に処理するの他に、同時に処理することも可能である。つまり、まず、順番Ｏ＝Ｏ_１，Ｏ_２，…，Ｏ_Ｔ（Ｅ（Ｏ）と等価である）を決定し、次に、順番に基づいてチャネル行列の列ベクトルを並び替えてからＱＲ分解せずに、順番決定とチャネル行列の並び替えとＱＲ分解とを同時に行うことも可能である。

（１１）再帰的な尤度メトリック表現
行列変換回路１−２では、チャネル行列を変換して、尤度メトリックの再帰的な表現を導出したが、他のチャネル行列変換によって尤度メトリックを再帰的に表現しても良い。また、チャネル行列を変換せずに、尤度メトリックを再帰的に表現しても良い。最終的にツリー探索構造を用いて説明できる尤度メトリックの再帰的な表現式であれば、本発明の適用は全て可能である。

（１２）異なる変調方式
上述した説明では、ＱＰＳＫや、ＱＡＭ変調方式を例として挙げたが、他のあらゆる同期検波が可能な変調方式、つまり、コンスタレーションに対して、本発明技術を適用できる。例えば、多値ＰＳＫ変調方式や、多値ＡＳＫ変調方式などが考えられる。

更に、異なるアンテナ間においては、異なるコンスタレーションを用いて送信信号を生成することも可能である。例えば、第２空間送信信号にＱＰＳＫコンスタレーションを使いながら、第４空間送信信号には６４−ＱＡＭコンスタレーションを使っても良い。通信容量や、通信品質を向上させるために、送信側で適応変調を用いた場合はその一例となる。

（１３）チャネル復号器
受信側で空間多重信号検出器が出力する推定符号ビットを処理するチャネル復号器としては如何なるものを用いても良い。例えば、ビタビ（Ｖｉｂｅｒｂｉ）アルゴリズム、ファノ（Ｆａｎｏ）アルゴリズム、スタック（Ｓｔａｃｋ）アルゴリズムなどが考えられる。また、復号器としてＴｕｒｂｏ、あるいはＬＤＰＣなどの反復復号構成を用いる場合には、空間多重信号検出器とチャネル復号器との間に反復的に情報交換を行うこととする。

（１４）チャネルを推定
本発明に用いる受信側チャネル行列の獲得には、様々な方法が考えられる。例えば、信号パケットの先頭部、中間、あるいは後尾部に挿入されるパイロット信号を利用して、チャネル推定を行うことで得られる。また、パイロット信号を用いずに、ブラインドでチャネル推定を行い、チャネル行列を算出することも可能である。また、受信側では、直接、チャネルの推定を行わずに、送信側から推定したチャネル行列情報を受信側に送ることによって受信側にチャネル行列を持たせても良い。つまり、最終的に受信側がチャネル行列を保有できる方法ならば如何なる方法であっても良い。

（１５）実無線通信システムの信号フォーマットへの適用
図1７は、上述した数式（１）に示す送受信関係式を送受信信号フォーマットに関連づけた概念図である。１つの信号パケットには、Ｎ個の空間多重マルチキャリア送信信号が含まれる。数式（１）は、Ｎ個の送信信号の中のｎ番目の送信信号における送受信信号関係を表している。送信信号パケットの先頭では、送信パイロット信号があり、受信側では、まず、受け取ったパイロット信号を用いてチャネル推定を行う。次に、推定で得られたチャネル行列を用いて送信パイロット信号の後ろのデータ信号について信号検出処理を行う。このように、信号パケットを１つずつ処理していく。

図１７に示す送信フォーマットは、様々な無線通信システムの実フォーマットを抽象化したものでありながら、その本質の部分は完全に抽出している。従って、本発明技術は、様々な標準化された、あるいは、これから標準化される実システムへ適用することができる。例えば、セルラーシステムを代表するＬＴＥや、４Ｇ、無線ＬＡＮシステムを代表するＩＥＥＥ８０２．１１ｎや、ＩＥＥＥ．８０２．１１ａｃ、あるいは無線ＭＡＮシステムを代表するＩＥＥＥ８０２．１６−２００４、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅなどの標準規格が挙げられる。

（１６）空間多重信号間・パケット間流用
空間（つまり、ＭＩＭＯ）チャネルの相関性質を利用して、ある空間多重受信信号、あるいは受信パケットにおける信号点候補選定の実施順番Ｏ（ｎ）（つまり、Ｅ（ｎ））と、信号点候補絞込みに用いる諸パラメータＶ_ｉ、Ｐ_ｉ（ｖ_ｉ）、Ｗ_ｉ、Ｑ_ｉ（ｗ_ｉ）などを、次に受信される１つ、あるいは複数の空間多重受信信号、あるいは受信パケットに流用しても良い。その場合、実施順番Ｏ（ｎ）などのパラメータを、空間多重受信信号毎に更新しなくて良いため、更なる演算量の低減につながる。

（１７）マルチポイント対ポイント通信（ＭＰ−Ｐ）
図２３に示す従来技術では、１つの送信機による送信側と１つの受信機による受信側とから構成されるポイント対ポイント通信（Ｐ−Ｐ）であるが、複数の送信機による送信側と１つの受信機による受信側から構成されるマルチポイント対ポイント通信（ＭＰ−Ｐ）も考えられる。具体的には、図１８に示すようなシステム構成となる。なお、図２３に対応する部分には同一の符号を付けている。図１８では、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがあり、１個の受信機４０がある。送信機３１−１〜３１−ＴＵは、各々、Ｔ_１、Ｔ_２、…、Ｔ_ＴＵ個の送信信号を送信アンテナから送信する。それらの合計は、次式（７６）のように、Ｔとなる。

ここで、Ｔ_１≧１、Ｔ_２≧１、…、Ｔ_ＴＵ≧１とする。つまり、ＴＵ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがそれぞれ持つ送信信号、及び送信アンテナの数は、１つ、あるいは複数のいずれでも良い。図１８のようなＭＰ−Ｐ構成は、様々な通信シナリオに当てはまる。一例としては、複数のユーザが送信側とし、１つの基地局、あるいはアクセスポイントが受信側とし、これらが通信を行う場合には、マルチアクセス通信となる。また、複数の基地局、あるいはアクセスポイントが協調し合って送信側とし、１つのユーザ局が受信側とし、これらが通信を行う場合には、協調通信となる。本発明は、図１８に示すようなＭＰ−Ｐ構成を持つ、あらゆる通信シナリオへ適用することができる。

（１８）マルチポイント対マルチポイント通信（ＭＰ−ＭＰ）
複数の送信機による送信側と複数の受信機による受信側とから構成されるマルチポイント対マルチポイント通信（ＭＰ−ＭＰ）も考えられる。具体的には、図１９に示すようなシステム構成となる。なお、図２３に対応する部分には同一の符号を付けている。図２０では、Ｔ_Ｕ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵがあり、Ｒ_Ｕ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵがある。送信機３１−１〜３１−ＴＵは、各々、Ｔ_１、Ｔ_２、…、Ｔ_ＴＵ個の送信信号を送信アンテナから送信し、Ｒ_Ｕ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵは、各々、Ｒ_１、Ｒ_２、…、Ｒ_ＲＵ個の受信信号を受信アンテナで受信する。それらの合計は、次式（７７）、（７８）のようになる。

ここで、Ｔ_１≧１、Ｔ_２≧１、…、Ｔ_ＴＵ≧１とＲ_１≧１、Ｒ_２≧１、…、Ｒ_ＲＵ≧１とする。つまり、Ｔ_Ｕ個の送信機３１−１〜３１−ＴＵとＲ_Ｕ個の受信機４１−１〜４１−ＴＵのそれぞれが有する送信アンテナと受信アンテナとの数は、１つ、あるいは複数のいずれでも良い。図１９のようなＭＰ−ＭＰ構成は、様々な通信シナリオに当てはまる。一例としては、複数のユーザ局が送信側とし、複数の基地局、あるいはアクセスポイントを協調させて受信側とし、これらが通信を行う場合には、協調型マルチアクセス通信となる。更に、通信を行う場合には、協調型マルチアクセス通信は、バーチャルＭＩＭＯ通信とも言われる。図２０では、図１９の送受信局を抽象化した形でバーチャルＭＩＭＯ通信を示している。本発明は、図１９と図２０に示すようなＭＰ−ＭＰ構成を持つ、あらゆる通信シナリオへ適用することができる。

（１９）リレー伝送
図２１は、発信局から受信局までの通信を実現するため、信号を複数回中継するリレー伝送を示すブロック図である。１段目の発信局から２段目の中継局に１回目の中継を行い、中継された２段目の中継局は次段へ中継を行うというように、ｌ回の中継を行い、ｌ回目の中継を受けた中継局は、受信局に対してＬ回目の中継を行う。リレー伝送の各中継は、図２３、図１８、図１９に示すＰ−Ｐ、ＭＰ−Ｐ、ＭＰ−ＭＰ通信構成で用いることができる。従って、本発明は、リレー伝送の各中継に適用することもできる。

（２０）リレー・協調組合せ伝送
リレー伝送と協調伝送を組み合わせることも可能である。例えば、図２２では、発信局Ａから受信局Ｃまでの通信を実現するため、まず、発信局Ａから中継局Ｂ、Ｃ、Ｄに信号を送る。次に、発信局Ａと中継局Ｂ、Ｃ、Ｄが協調し合って、受信局Ｅに信号を送信する。従って、本発明は、リレー・協調組合せ伝送の中継局と受信局とに適用することもできる。

（２１）アンテナ選択
送受信双方、あるいは一方だけアンテナ選択技術を用いる場合には、実際の送信アンテナ本数をＴａとし、Ｔは、Ｔａ本の送信アンテナの中から選択された実際に送信に用いるアンテナの数を意味する。つまり、Ｔ≦Ｔａである。同様に、実際の受信アンテナ本数をＲａとし、Ｒは、Ｒａ本の受信アンテナの中から選択された実際に受信に用いるアンテナの数を意味する。つまり、Ｒ≦Ｒａである。

（２２）ソフトウェア
上述した実施形態は、コンピュータシステム内で実行される。そして、上述した実施形態の処理過程は、プログラムの形式でコンピュータが読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記各処理が実現される。すなわち、上述した各処理は、ＣＰＵなどの中央演算処理装置がＲＯＭや、ＲＡＭなどの記憶装置に記憶されているプログラムを読み出して、情報の加工・演算処理を実行することにより、実現されるものであっても良い。ここで、コンピュータが読み取り可能な記録媒体とは、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、半導体メモリなどをいう。

（２３）配布ソフトウェア
また、上述したコンピュータプログラムは、通信回線を介し得コンピュータに配信されてもよく、この配信を受けたコンピュータが当該プログラムを実行するようにしても良い。

（２４）部分的な使い方
上述した構成の中で各回路、各処理、各プログラムを常に全部動作させるのではなく、動作が必要な状況でのみ動作させることにより、消費電力を低減させることも可能である。更に、各回路を常に全部装置に実装する必要がなく、実際の要求に応じて、必要な部分のみを実装すれば良い。

上述した実施形態によれば、従来技術によるＡＰＰの優れた誤り率特性を維持しつつ、計算する送信系列候補、及び対応する尤度メトリックの数が、送信アンテナ数、及びコンスタレーションサイズに指数的に比例せず、所要演算量を大幅に削減することができる。

また、本実施形態によれば、記憶する送信系列候補、及び対応する尤度メトリックの数が大幅に削減できるため、それらを記憶するための記憶容量を小さくすることができ、搭載容量を削減することができ、コストダウンを図ることができる。

また、本実施形態によれば、所要演算量、及び所要記憶容量が小さくなるため、それに伴い、従来技術によるＡＰＰに比べ、実装における所要回路規模を小さくすることができる。

また、本実施形態によれば、所要回路規模や、その動作クロック周波数などに比例して所要消費電力が小さくなるので、所要回路規模が演算量、及び記憶容量を削減することによって小さくなるため、結果として所要消費電力を小さくすることができる。

また、本実施形態によれば、所要回路規模、及び所要消費電力を小さくすることによって、実装した装置の小型化・軽量化が可能になる。無線送受信機、特に無線携帯端末においては小型化・軽量化が望ましい。

また、本実施形態によれば、ハードウェアでの経済的な実装が可能になるので、ＭＩＭＯシステムを備えた無線装置における製造コストを安くすることができ、容易に大量生産に適用することができる。

１ 初期化処理回路
２ 送信系列候補絞込み回路
３ 推定符号ビット計算回路
４ 記憶回路
５ 制御回路
１−１ 実施順番決定回路
１−２ 行列変換回路
２−１ 変換受信系列生成回路
２−２ 変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算回路
２−３ 順番復元回路
２−２−１ 基準信号生成回路
２−２−２ 初期信号点候補探索回路
２−２−３ 追加信号候補探索回路
２−２−４ 候補除外回路
３−１ 推定符号ビット計算回路

Claims (7)

1. 複数の送信アンテナを有する送信機から同一周波数帯で送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重受信装置であって、
   各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定する実施順番決定手段と、
   前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、チャネル行列の変換を行う行列変換手段と、
   前記行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成する変換受信系列生成手段と、
   前記行列変換手段により得られた行列変換の結果と前記変換受信系列生成手段により得られた変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの算出を行う変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段と、
   前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により得られた変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元する順番復元手段と、
   前記変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段により絞り込まれた送信系列候補と尤度メトリックとを用いて、前記順番復元手段により復元された送信系列候補の送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成する推定符号ビット計算手段と
   を備え、
   前記変換送信系列候補絞込み・尤度メトリック計算手段は、
   前記変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成する基準信号生成手段と、
   前記行列変換手段による行列変換の結果と前記基準信号生成手段により生成された基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出する初期信号点候補探索手段と、
   前記初期信号点候補探索手段により選定された初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出する追加信号点探索手段と、
   前記追加信号点探索手段により算出された累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込む候補除外手段と
   を備え、
   前記基準信号生成手段は、
   前記変換受信系列生成手段により生成された変換受信系列に基づいて、擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段を用いて、前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする空間多重受信装置。
2. 前記行列変換手段は、
   前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、ＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記実施順番決定手段によって決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を
   三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記チャネル行列の変換を行うことを特徴とする請求項１に記載の空間多重受信装置。
3. 前記変換受信系列生成手段は、
   前記行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、ＱＲ分解を行って三角行列に変換するＱＲ分解手段、または、前記行列変換手段による行列変換の結果に基づいて、擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換する擬似逆行列及び三角変換手段のいずれか一方を用いて、前記変換受信系列を生成する
   ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の空間多重受信装置。
4. 前記初期信号点候補探索手段は、
   前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて初期信号点候補を選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて初期信号点候補を選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から初期信号点候補を選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選定し、対応する尤度メトリックを算出する
   ことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の空間多重受信装置。
5. 前記追加信号点探索手段は、
   前記基準信号のビットパターンとの差分ビットに基づいて追加信号点を選定する差分ビット候補選定手段、前記基準信号からの信号点間距離に基づいて追加信号点を選定する最短距離候補選定手段、または前記基準信号に基づいて指定した限定エリア内から追加信号点を選定する限定エリア候補選定手段のいずれか１つを用いて、追加信号点候補を選定し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出する
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の空間多重受信装置。
6. 前記推定符号ビット計算手段は、
   推定符号ビットとして信頼度情報を有する軟符号ビットを生成する軟符号ビット生成手段、または推定符号ビットとして信頼度情報を有しない硬符号ビットを生成する硬符号ビット生成手段のいずれか１つを用いて、各送信符号ビットに対する推定符号ビットを生成する
   ことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の空間多重受信装置。
7. 複数の送信アンテナを有する送信機から同一周波数帯で同時に送信される複数の信号ストリームを、複数の受信アンテナで受信して信号検出・分離する空間多重受信方法であって、
   各送信系統における信号点候補選定の実施順番を決定するステップと、
   前記決定された信号点候補選定の実施順番に基づいて、チャネル行列の変換を行うステップと、
   前記行列変換の結果に基づいて、変換受信系列を生成するステップと、
   前記行列変換の結果と前記変換受信系列とを用いて、変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの算出を行うステップと、
   前記信号点候補選定の実施順番に基づいて、前記絞り込まれた変換系列候補の空間順番を並び直して送信系列候補に復元するステップと、
   前記絞り込まれた送信系列候補と前記尤度メトリックとを用いて、前記復元された送信系列候補の送信符号ビットに対して、推定符号ビットを生成するステップと
   を含み、
   前記変換送信系列候補の絞込みと尤度メトリックの算出を行うステップは、
   前記変換受信系列に基づいて、ある送信系列に対する基準信号を生成するステップと、
   前記行列変換の結果と前記基準信号とに基づいて、変換送信系列候補の１つを初期信号点候補として選択し、対応する尤度メトリックを算出するステップと、
   前記初期信号点候補に基づいて、追加信号点候補を選択し、前記尤度メトリックの和である累積メトリックを算出するステップと、
   前記累積メトリックが所定の上限値を超えた場合に、当該累積メトリックに対応する部分変換系列候補を候補から除外し、送信系列候補を絞り込むステップと
   を含み、
   前記基準信号を生成するステップでは、
   前記変換受信系列に基づいて擬似逆行列を算出し、該擬似逆行列を三角行列に変換することにより、前記基準信号を生成する
   ことを特徴とする空間多重受信方法。

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