WO2014034505A1 - 受信装置、受信方法及びプログラム - Google Patents

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channel estimation
transmission
unit
signal
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和彦 府川
鈴木　博
聡 須山
良太 山田
加藤　勝也
貴司 吉本
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国立大学法人東京工業大学
シャープ株式会社
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    • H04B7/0413—MIMO systems

Definitions

  • the present invention relates to a reception device reception method and a program for receiving a transmission signal transmitted from a transmission device by a MIMO transmission method.
  • MIMO Multiple Input Multiple Multiple Output
  • MIMO transmission that uses a plurality of transmission / reception antennas and can perform high-speed transmission without widening the frequency bandwidth has been adopted in many systems.
  • MIMO transmission since a plurality of data streams are transmitted using the same frequency, it is necessary to detect a MIMO signal in a receiving apparatus.
  • MLD Maximum Likelihood Detection
  • Non-Patent Document 1 reduces performance degradation from MLD by performing multidimensional search on noise enhancement caused by MMSE based on MMSE (Minimum Mean Square Error: Minimum ⁇ Square Error) detection, which is a linear detection method.
  • MMSE Minimum Mean Square Error: Minimum ⁇ Square Error
  • a method for generating transmission signal candidates in Non-Patent Document 1 will be described.
  • N R represents the number of receiving antennas.
  • the number of transmission antennas is NT .
  • H is a channel matrix of N R rows and N T columns
  • s is a transmission signal vector of N T dimension
  • n is a noise vector of N R dimension.
  • the MMSE detection result x ⁇ is as follows. However, ⁇ n 2 represents noise power, and INT represents a unit matrix of N T rows and N T columns. Superscript H represents a complex conjugate transpose matrix.
  • Non-Patent Document 1 s ⁇ is next quantized using the MMSE detection result x ⁇ to generate a transmission signal candidate.
  • N P is 1 ⁇ N P ⁇ N T
  • a k is obtained as follows.
  • b (m) is one of the modulation system constellations, and 1 ⁇ m ⁇ M.
  • M is the number of constellations.
  • M 4 for QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)
  • M 16 for 16 QAM (Quadrature Amplitude Modulation).
  • ( ⁇ ) K represents the k-th element of the vector.
  • C to k are ⁇ 1 to ⁇ NP and v 1 to v NP represent eigenvalues and eigenvectors obtained by eigenvalue decomposition of P as follows.
  • Non-Patent Document 1 has a problem that it is necessary to obtain eigenvalues and eigenvectors when generating transmission signal candidates, and the amount of calculation is still large.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus reception method and program capable of reducing the amount of calculation while reducing performance deterioration from the MLD.
  • the present invention is a receiving device for receiving a transmission signal transmitted from a transmitting device in a MIMO transmission method, A channel estimation unit that performs channel estimation using a received signal and obtains a channel estimation value; a signal detection unit that generates a bit log likelihood ratio by MIMO-separating the reception signal based on the channel estimation value; and the bit logarithm A decoding unit that performs error correction decoding on the likelihood ratio,
  • the signal detection unit makes a hard decision on a transmission signal candidate search unit that searches for a transmission signal candidate based on an error in linear detection based on the received signal and the channel estimation value, and makes a hard decision on the output of the transmission signal candidate search unit.
  • a transmission signal candidate generation unit that generates a candidate, and a determination unit that generates the bit log likelihood ratio using the transmission signal candidate.
  • the signal detection unit may obtain the error of the linear detection from a component that causes noise enhancement in the weight of the linear detection, or obtain the error of the linear detection based on an equivalent amplitude after the linear detection. Also good.
  • the transmission signal candidate search unit may search for a transmission signal candidate based on the linear detection error based on a linear detection result, or a different transmission signal candidate may be generated by the transmission signal candidate generation unit.
  • the transmission signal may be searched as described above.
  • the present invention is a reception method for receiving a transmission signal transmitted from a transmission device by a MIMO transmission method, A channel estimation step of performing channel estimation using the received signal to obtain a channel estimation value; a signal detection step of generating a bit log likelihood ratio by MIMO-separating the received signal based on the channel estimation value; and the bit logarithm A decoding step for performing error correction decoding on the likelihood ratio,
  • the signal detection step includes a transmission signal candidate search step for searching for a transmission signal candidate based on an error of linear detection based on the received signal and the channel estimation value, and a transmission signal candidate by making a hard decision on a result of searching for the transmission signal candidate.
  • the present invention is a program for causing a computer to execute each step of the receiving method.
  • the present invention it is possible to search in a multidimensional manner regarding noise enhancement without obtaining eigenvalues and eigenvectors, and the amount of calculation can be greatly reduced without degrading performance as compared with the prior art.
  • the number of transmission antennas is N T
  • the number of reception antennas is N R
  • the transmission data stream is described as being transmitted from each transmission antenna, that is, the number of data streams is equal to the number of transmission antennas.
  • the case where the number of streams is transmitted is also included in the present invention.
  • the case where the present invention is applied to OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) will be described, but the present invention is not limited to this.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the transmission device 100 according to the present embodiment.
  • Transmitting apparatus 100 includes encoding section 101, serial-parallel conversion section 102, modulation sections 103-1 to 103-N T , pilot signal generation section 104, mapping sections 105-1 to 105-N T , IFFT (inverse fast Fourier transform). : Inverse Fast Fourier Transform) units 106-1 to 106-N T , GI (Guard Interval) insertion units 107-1 to 107-N T , radio transmission units 108-1 to 108-N T , and transmitting antenna 109 -1 to 109- NT are provided.
  • Inverse Fast Fourier Transform Inverse Fast Fourier Transform
  • GI Guard Interval
  • the encoding unit 101 generates encoded bits by performing error correction encoding such as turbo code and LDPC (Low Density Parity Check) code on the transmission bits.
  • the serial / parallel converter 102 performs serial / parallel conversion on the encoded bits.
  • Each encoded bit subjected to serial / parallel conversion is mapped to modulation symbols such as PSK (Phase Shift Keying) and QAM (Quadrature Amplitude Modulation) by the modulators 103-1 to 103- NT .
  • Mapping sections 105-1 to 105- NT arrange pilot signals and modulation symbols generated by pilot signal generation section 104 in resources defined by time and frequency.
  • the output of the mapping unit 105-1 ⁇ 105-N T is frequency-time conversion by the IFFT unit 106-1 ⁇ 106-N T, is inserted into the guard interval in the GI insertion unit 107-1 ⁇ 107-N T, wireless transmission Digital signals / analog conversion, waveform shaping, frequency conversion, and the like are performed by the units 108-1 to 108- NT and transmitted from the transmission antennas 109-1 to 109- NT .
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the receiving device 200 in the present embodiment.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the operation of the receiving apparatus 200.
  • the receiving apparatus 200 includes receiving antennas 201-1 to 201-N R , radio receiving units 202-1 to 202-N R , GI removing units 203-1 to 203-N R , FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier transform units 204-1 to 204-N R , a channel estimation unit 205, a signal detection unit 206, and a decoding unit 207.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • Received wave received by the receiving antennas 201-1 ⁇ 201-N R is frequency-converted by radio reception section 202-1 ⁇ 202-N R, filtering, an analog-digital conversion, and output as a received signal (step S1) .
  • Received signal, the guard interval is removed by the GI removing section 203-1 ⁇ 203-N R, are time-frequency converted by the FFT unit 204-1 ⁇ 204-N R, a pilot signal is output to the channel estimation unit 205, data
  • the signal is output to the signal detection unit 206.
  • the channel estimation unit 205 performs channel estimation using the pilot signal (step S2).
  • the signal detection unit 206 performs MIMO signal detection using the received signal and the channel estimation value to generate a coded bit LLR (Log Likelihood Ratio) (step S4). Details of the signal detection unit 206 will be described later.
  • the decoding unit 207 performs error correction decoding on the coded bit LLR to obtain a transmission bit (step S5).
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the signal detection unit 206
  • FIG. 5 is a flowchart showing the operation (step S3) of the signal detection unit 206.
  • the signal detection unit 206 includes a transmission signal candidate search unit 301, a transmission signal candidate generation unit 302, and a determination unit 303.
  • Transmission signal candidate search section 301 performs linear detection such as ZF (Zero Forcing) detection and MMSE (Minimum Mean Square Error) detection based on the data signal from FFT section 204 and the channel estimation value from channel estimation section 205.
  • the transmission signal candidates are searched with a low amount of computation in consideration of degradation of linear detection performance, that is, errors in linear detection (step S11).
  • the transmission signal candidate generation unit 302 quantizes the output of the transmission signal candidate search unit 301 (result of searching for a transmission signal) to generate a transmission signal candidate (step S12).
  • the determination unit 303 obtains the bit LLR of the maximum likelihood sequence using the transmission signal candidate obtained by the transmission signal candidate generation unit 302 (step S13). Details of the transmission signal candidate search unit 301 will be described using mathematical expressions.
  • the NR- dimensional received signal vector y in a certain subcarrier can be expressed as follows.
  • H is N R rows N T columns channel matrix
  • s is N T dimensional transmission signal vector
  • n represents an N R-dimensional noise vector.
  • Equation (18) is a likelihood function, and in order to maximize it, Should be minimized.
  • b (m) represent one of the modulation symbols.
  • the minimum error e opt is obtained. Note that 1 ⁇ k ⁇ NT . e opt can be obtained using Lagrange's undetermined multiplier method.
  • ck is a vector in which the k-th element is 1 and the other elements are 0.
  • ⁇ represents a Lagrange multiplier, and the superscript * represents a complex conjugate.
  • Transmission signal candidate generation section 302 quantizes s (m, k) to generate transmission signal candidates. There are M ⁇ N T e opts, and when one of the MMSE detection results is added, M ⁇ N T +1 transmission signal candidates are generated.
  • the determination unit 303 obtains the bit LLR of the maximum likelihood sequence as follows.
  • ⁇ k, n is the log likelihood ratio of the nth bit of the modulation symbol transmitted from the kth transmission antenna.
  • ⁇ k, n is obtained by the difference between the minimum metric generated using b + and the minimum metric generated using b ⁇ . Further, as shown in Expression (20), transmission signal candidates are generated for all constellations in a certain stream, and therefore the bit LLR can be calculated without fail.
  • the transmission signal s k of the k-th stream is fixed to b (m) and the search signal s ⁇ (m, k) is generated by performing MMSE, as in the following equation.
  • h k is the k-th column vector of the matrix H.
  • Equation (29) may be calculated as it is, but PH H H in the first term of equation (29) is the equivalent amplitude after MMSE, and this calculation can be performed as follows. First, let X be the equivalent amplitude to be obtained.
  • Equation (32) the simultaneous equations in Equation (32) can be solved by using a solution using Cholesky decomposition (Cholesky decomposition method). Note that L is a lower triangular matrix. If (X) k is obtained for all k, the equivalent amplitude can be obtained.
  • the transmission signal is searched using the equivalent amplitude in this way, it can be calculated without directly obtaining the inverse matrix, and there is an effect that the calculation can be performed with high accuracy when mounting at a fixed point.
  • P- 1 can be solved by modified Cholesky decomposition as follows.
  • L here is a lower triangular matrix whose diagonal element is 1.
  • D is a diagonal matrix.
  • the number of divisions when (X) k is obtained is 1 ⁇ 2 that when the Cholesky factorization is used, and the equivalent amplitude can be obtained with a small amount of computation.
  • the encoded bits are serially parallel converted into a data stream.
  • the present invention is not limited to this, and the encoded bits may be obtained by encoding for each stream.
  • the bit log likelihood ratio was calculated
  • the program that operates in the receiving apparatus is a program that controls the CPU and the like (a program that causes a computer to function) so as to realize the functions of the above-described embodiments according to the present invention.
  • Information handled by these devices is temporarily stored in the RAM at the time of processing, then stored in various ROMs and HDDs, read out by the CPU, and corrected and written as necessary.
  • a recording medium for storing the program a semiconductor medium (for example, ROM, nonvolatile memory card, etc.), an optical recording medium (for example, DVD, MO, MD, CD, BD, etc.), a magnetic recording medium (for example, magnetic tape, Any of a flexible disk etc. may be sufficient.
  • the processing is performed in cooperation with the operating system or other application programs.
  • the functions of the invention may be realized.
  • the program when distributing to the market, can be stored and distributed on a portable recording medium, or transferred to a server computer connected via a network such as the Internet.
  • the storage device of the server computer is also included in the present invention.
  • Each functional block of the receiving apparatus may be individually formed as a chip, or a part or all of them may be integrated into a chip. When each functional block is integrated, an integrated circuit controller for controlling them is added.
  • the method of circuit integration is not limited to LSI, and may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • an integrated circuit based on the technology can also be used.

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Abstract

　ＭＬＤからの性能劣化を少なくしながら演算量を低減可能にする。　本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置である。受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定部（２０５）と、前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部（２０６）と、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部（２０７）と、を備える。信号検出部（２０６）は、前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索部（３０１）と、前記送信信号候補探索部の出力を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部（３０２）と、前記送信信号候補を用いてビット対数尤度比を生成する判定部（３０３）と、を備える。

Description

受信装置、受信方法及びプログラム
　本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置受信方法及びプログラムに関する。
　近年の無線通信の分野では、複数の送受信アンテナを用い、周波数帯域幅を広げずに高速伝送が可能なＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送が多くのシステムで採用されている。一般に、ＭＩＭＯ伝送では、複数のデータストリームを同一周波数を用いて伝送するため、受信装置でＭＩＭＯ信号検出が必要となる。
　ＭＩＭＯ信号検出技術の中で、最適な検出技術として最尤検出（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）がある。これは全ての送信信号候補のうち、尤度関数を最大にするものを検出する技術である。送信信号候補は変調方式のコンスタレーション数や送信ストリーム数に従って指数関数的に増大するため、ＭＬＤは計算量が非常に多くなるという問題がある。
　非特許文献１には、線形検出方式であるＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差：Minimum Mean Square Error）検出を基点としてＭＭＳＥが引き起こす雑音強調に関して多次元に探索することで、ＭＬＤからの性能劣化を少なくしながら低演算量に送信信号候補を削減することでＭＬＤの計算量を削減する技術が記載されている。非特許文献１での送信信号候補の生成方法を説明する。
　ＮＲ次元受信信号ベクトルｙを次のように表す。なお、ＮＲは受信アンテナ数を表す。また、送信アンテナ数はＮＴとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　ただし、ＨはＮＲ行ＮＴ列のチャネル行列、ｓはＮＴ次元の送信信号ベクトル、ｎはＮＲ次元の雑音ベクトルを表す。
ＭＭＳＥ検出結果ｘ＾は次のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ただし、σｎ ２は雑音電力、ＩＮＴはＮＴ行ＮＴ列の単位行列を表す。また上付きのＨは複素共役転置行列を表す。
　非特許文献１ではＭＭＳＥ検出結果ｘ＾を用いて次にｓ＾を量子化して送信信号候補を生成している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ＮＰは１≦ＮＰ≦ＮＴであり、ａｋは次のように求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　なお、ｂ（ｍ）は変調方式のコンスタレーションの１つであり、１≦ｍ≦Ｍである。Ｍはコンスタレーション数であり、例えばＱＰＳＫ（４相位相変調：Quadrature Phase Shift Keying）であればＭ＝４、１６ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）であればＭ＝１６である。また（・）ｋはベクトルの第ｋ要素を表す。
　また、ｃ～ ｋは
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 であり、λ１～λＮＰ、ｖ１～ｖＮＰはそれぞれ次のようにＰを固有値分解して得られる固有値とその固有ベクトルを表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　なお、diag［・］は対角行列を表す。
Liming Zheng,Kazuhiko Fukawa,Hiroshi Suzuki,Satoshi Suyama,"Near-Optimal Signal Detection Based on the MMSE Detection Using Multi-Dimensional Search for Correlated MIMO Channels,"IEICE transactions on Communications,Vol.e94-B、No.8、2011年8月.
　しかしながら、非特許文献１に記載の技術は、送信信号候補を生成する際に、固有値及び固有ベクトルを求める必要があり、演算量は依然として多いという問題がある。
　本発明はこのような事情を鑑みてなされたものであり、その目的は、ＭＬＤからの性能劣化を少なくしながら演算量を低減可能な受信装置受信方法及びプログラムを提供することにある。
　本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
　受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定部と、前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、を備え、
　前記信号検出部は、前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索部と、前記送信信号候補探索部の出力を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定部と、を備えることを特徴とする。
　ここで、前記信号検出部は、線形検出の重みのうち雑音強調を引き起こす成分から前記線形検出の誤差を求めてもよいし、線形検出後の等価振幅に基づいて前記線形検出の誤差を求めてもよい。
　また、前記送信信号候補探索部は、線形検出結果を基点として、前記線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索してもよいし、前記送信信号候補生成部で異なる送信信号候補が生成されるように送信信号を探索してもよい。
　また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
　受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号ステップと、を備え、
　前記信号検出ステップは、前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索ステップと、送信信号候補を探索した結果を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成ステップと、前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定ステップと、
を備えることを特徴とする。
　また、本発明は、コンピュータに、前記受信方法の各ステップを実行させるためのプログラムである。
　本発明によれば、固有値及び固有ベクトルを求めなくても、雑音強調に関して多次元に探索可能であり、従来技術と比べて性能を劣化させずに大幅に演算量を削減することができる。
本実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態における受信装置の動作を示すフローチャートである。 本実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 本実施形態における信号検出部の動作を示すフローチャートである。
　以下、図面を用いて本発明の詳細を説明していく。
　以下の実施形態では送信アンテナ数をＮＴ、受信アンテナ数をＮＲとする。また、送信データストリームは各送信アンテナから送信されるものとして、つまりデータストリーム数と送信アンテナ数は等しいものとして、説明するが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数よりも少ない複数のデータストリーム数が送信される場合も本発明に含まれる。また、以下の実施形態ではＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に本発明を適用した場合を説明するが、本発明はこれに限らない。
　（第１の実施形態）
　図１は、本実施形態における送信装置１００の構成を示すブロック図である。
　送信装置１００は、符号化部１０１、直列並列変換部１０２、変調部１０３－１～１０３－ＮＴ、パイロット信号生成部１０４、マッピング部１０５－１～１０５－ＮＴ、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換：Inverse Fast Fourier Transform）部１０６－１～１０６－ＮＴ、ＧＩ（ガードインターバル：Guard Interval）挿入部１０７－１～１０７－ＮＴ、無線送信部１０８－１～１０８－ＮＴ、送信アンテナ１０９－１～１０９－ＮＴを備える。
　符号化部１０１は、送信ビットをターボ符号、ＬＤＰＣ（低密度パリティチェック：Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号化を行って符号化ビットを生成する。直列並列変換部１０２は、符号化ビットを直列並列変換する。直列並列変換された各符号化ビットは変調部１０３－１～１０３－ＮＴでＰＳＫ（位相変調：Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）等の変調シンボルにマッピングされる。
　マッピング部１０５－１～１０５－ＮＴは、パイロット信号生成部１０４で生成されるパイロット信号と変調シンボルを時間と周波数で定義されるリソースに配置する。マッピング部１０５－１～１０５－ＮＴの出力は、ＩＦＦＴ部１０６－１～１０６－ＮＴで周波数時間変換され、ＧＩ挿入部１０７－１～１０７－ＮＴでガードインターバルに挿入され、無線送信部１０８－１～１０８－ＮＴでデジタル・アナログ変換、波形整形、周波数変換等が行われ、送信アンテナ１０９－１～１０９－ＮＴから送信される。
　図２は、本実施形態における受信装置２００の構成を示すブロック図である。図３は、受信装置２００の動作を示すフローチャートである。
　受信装置２００は、受信アンテナ２０１－１～２０１－ＮＲ、無線受信部２０２－１～２０２－ＮＲ、ＧＩ除去部２０３－１～２０３－ＮＲ、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast
Fourier Transform）部２０４－１～２０４－ＮＲ、チャネル推定部２０５、信号検出部２０６、復号部２０７を備える。
　受信アンテナ２０１－１～２０１－ＮＲで受信した受信波は、無線受信部２０２－１～２０２－ＮＲで周波数変換、フィルタリング、アナログ・デジタル変換され、受信信号として出力される（ステップＳ１）。受信信号は、ＧＩ除去部２０３－１～２０３－ＮＲでガードインターバルが除去され、ＦＦＴ部２０４－１～２０４－ＮＲで時間周波数変換され、パイロット信号はチャネル推定部２０５に出力され、データ信号は信号検出部２０６に出力される。チャネル推定部２０５は、パイロット信号を用いてチャネル推定を行う（ステップＳ２）。信号検出部２０６は受信信号及びチャネル推定値を用いてＭＩＭＯ信号検出を行って符号化ビットＬＬＲ（対数尤度比：Log Likelihood Ratio）を生成する（ステップＳ４）。信号検出部２０６の詳細は後述する。復号部２０７は符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号を行い、送信ビットを求める（ステップＳ５）。
　図４は、信号検出部２０６の構成を示すブロック図であり、図５は、信号検出部２０６の動作（ステップＳ３）を示すフローチャートである。
　信号検出部２０６は、送信信号候補探索部３０１、送信信号候補生成部３０２、判定部３０３を備える。
　送信信号候補探索部３０１は、ＦＦＴ部２０４からのデータ信号とチャネル推定部２０５からのチャネル推定値によるＺＦ（Zero Forcing）検出、ＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差：Minimum Mean Square Error）検出といった線形検出を基点として、線形検出性能の劣
化、つまり線形検出の誤差を考慮して、低演算量に送信信号候補を探索する（ステップＳ１１）。送信信号候補生成部３０２は、送信信号候補探索部３０１の出力（送信信号を探索した結果）を量子化して送信信号候補を生成する（ステップＳ１２）。判定部３０３は、送信信号候補生成部３０２で得られた送信信号候補を用いて、最尤系列のビットＬＬＲを求める（ステップＳ１３）。送信信号候補探索部３０１の詳細を数式を用いて説明する。
　あるサブキャリア（サブキャリア番号は省略する）におけるＮＲ次元の受信信号ベクトルｙは次のように表せる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　ただし、ＨはＮＲ行ＮＴ列チャネル行列、ｓはＮＴ次元送信信号ベクトル、ｎはＮＲ次元雑音ベクトルである。
　ＭＭＳＥ検出結果ｘ＾は次のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　なお、ＺＦ検出を用いる場合は、Ｐ＝（ＨＨＨ）－１となる。
　ＭＭＳＥ検出の誤差をｅとすると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 となる。Ｐは線形検出の重みのうち雑音協調を引き起こす成分である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　であり、ｅは複素ガウス過程であるとすると、ｅの確率密度関数は次のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（１８）は尤度関数であり、これを最大とするためには
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 を最小とすればよい。ｂ（ｍ）を変調シンボルの１つを表すとする。変調方式のコンスタレーション数をＭとすると、１≦ｍ≦Ｍである。例えばＱＰＳＫではＭ＝４、１６ＱＡＭではＭ＝１６である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 という拘束条件のもと、最小誤差ｅｏｐｔを求める。なお、１≦ｋ≦ＮＴである。ｅｏｐｔはラグランジェの未定乗数法を用いて求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　ただし、ｃｋは第ｋ要素が１でそれ以外の要素が０のベクトルである。またλはラグランジェ乗数、上付きの＊は複素共役を表す。
　ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 となり、最終的にｅｏｐｔは次のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　送信信号候補探索部３０１は、全てのｍ、ｋについてｅｏｐｔを求め、探索信号ｓ＾（ｍ，ｋ）＝ｘ＾＋ｅｏｐｔを出力する。
　送信信号候補生成部３０２は、ｓ＾（ｍ，ｋ）を量子化して送信信号候補を生成する。ｅｏｐｔはＭ×ＮＴ通りあり、ＭＭＳＥ検出結果の１通りを加えると、送信信号候補はＭ×ＮＴ＋１個生成される。判定部３０３は次のように最尤系列のビットＬＬＲを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　ただし、λｋ，ｎは第ｋ送信アンテナから送信された変調シンボルの第ｎビットの対数尤度比である。またｓｂはｂ＝［ｂ１，１，…，ｂｋ，ｎ，…，ｂＮＴ，Ｎ］で定める送信信号候補を表す。ｂ＋はｂのうちｂｋ，ｎ＝１となる集合を表しており、ｂ＋＝［ｂ１，１，…，ｂｋ，ｎ＝１，…，ｂＮＴ，Ｎ］である。ｂ－はｂのうちｂｋ，ｎ＝０となる集合を表しており、ｂ－＝［ｂ１，１，…，ｂｋ，ｎ＝０，…，ｂＮＴ，Ｎ］である。従って、λｋ，ｎはｂ＋を用いて生成される最小メトリックとｂ－を用いて生成される最小メトリックの差で求められる。また、式（２０）で示しているように、あるストリームにおいて全てのコンスタレーションに対して送信信号候補が生成されるため、必ずビットＬＬＲを計算することができる。
　このように上記実施形態のようにすれば、固有値及び固有ベクトルを求めなくても、雑音強調に関して多次元に探索可能であり、また、非特許文献１に記載の技術と同等の性能が得られる。また、式（２４）の計算には、実数割算１回、複素乗算（ＮＴ－１）回でよく、送信信号候補の生成には複素加算ＮＴ回、複素量子化ＮＴ回でよい。固有値及び固有ベクトルを求めるためには、少なくともＮＴの２乗の複素乗算が必要なことから、従来技術と比べて性能を劣化させずに大幅に演算量を削減することができる。
　（第２の実施形態）
　本実施形態では、第１の実施形態とは異なる方法で送信信号候補を求める方法について説明する。なお、第１の実施形態との違いは、図３の送信信号候補探索部３０１の動作であり、その他は第１の実施形態と同様であるので、ここでは送信信号候補探索部３０１の動作のみを説明する。
　本実施形態では、次式のように、第ｋストリームの送信信号ｓｋをｂ（ｍ）に固定し、ＭＭＳＥを行うことで探索信号ｓ＾（ｍ，ｋ）を生成する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
 　ただし、ｈｋは行列Ｈの第ｋ列ベクトルである。
　式（２７）を逆行列の補助定理を用いて整理し、再度探索信号を求めると、次のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　このように、本実施形態では、Ｐ’を用いて送信信号を探索するようにした。式（２９）はこのまま計算しても良いが、式（２９）の第１項のＰＨＨＨはＭＭＳＥ後の等価振幅であり、この計算は次のように行うことができる。まず、求めたい等価振幅をＸとおく。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　Ｐ－１のコレスキー分解を式（３１）のように表すと、式（３２）の連立方程式を、コレスキー分解を用いた解法（コレスキー分解法）を用いて解くことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
 　なお、Ｌは下三角行列である。すべてのｋについて（Ｘ）ｋを求めれば、等価振幅を求めることができる。
　このように等価振幅を用いて送信信号の探索を行えば、逆行列を直接求めなくても、計算可能であり、固定小数点での実装時に精度よく計算することができるという効果を有する。
　また、次のようにＰ－１を修正コレスキー分解して解くこともできる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
 　ただし、ここでのＬは対角要素が１の下三角行列である。また、Ｄは対角行列である。
　修正コレスキー分解を用いると、（Ｘ）ｋを求める際の除算回数がコレスキー分解を用いる場合の１／２となり、低演算量で等価振幅を求めることができる。
　なお、上記実施形態では、符号化ビットを直列並列変換してデータストリームとしていたが、本発明はこれに限らず、ストリーム毎に符号化して符号化ビットを求めても良い。
　また、上記実施形態では、信号検出部２０６でビット対数尤度比を求めていたが、硬判定値を求めても良い。
　なお、本発明に関わる受信装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。
　また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。受信装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。各機能ブロックを集積回路化した場合に、それらを制御する集積回路制御部が付加される。
　また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
　以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。
２００　受信装置
２０１　受信アンテナ
２０２　無線受信部
２０３　除去部
２０４　ＦＦＴ部
２０５　チャネル推定部
２０６　信号検出部
２０７　復号部
３０１　送信信号候補探索部
３０２　送信信号候補生成部
３０３　判定部

Claims (7)

  1. 　ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
    　受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定部と、
    　前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、
    　前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、
    を備え、
    　前記信号検出部は、
    　前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索部と、
    　前記送信信号候補探索部の出力を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、
    　前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定部と、
    を備えることを特徴とする受信装置。
  2. 　前記信号検出部は、
    　線形検出の重みのうち雑音強調を引き起こす成分から前記線形検出の誤差を求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  3. 　前記信号検出部は、
    　線形検出後の等価振幅に基づいて前記線形検出の誤差を求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  4. 　前記送信信号候補探索部は、
    　線形検出結果を基点として、前記線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  5. 　前記送信信号候補探索部は、
    　前記送信信号候補生成部で異なる送信信号候補が生成されるように送信信号を探索することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
  6. 　ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
    　受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、
    　前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、
    　前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号ステップと、
    を備え、
    　前記信号検出ステップは、
    　前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索ステップと、
    　送信信号を探索した結果を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成ステップと、
    　前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定ステップと、
    を備えることを特徴とする受信方法。
  7. 　コンピュータに、請求項６に記載の受信方法の各ステップを実行させるためのプログラム。
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