JP2014049822A - 受信装置、受信方法及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＬＤからの性能劣化を少なくしながら演算量を低減可能にする。
【解決手段】ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置２００である。受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定部２０５と、前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部２０６と、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部２０７と、を備える。信号検出部２０６は、前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索部と、前記送信信号候補探索部の出力を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、前記送信信号候補を用いてビット対数尤度比を生成する判定部と、を備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置受信方法及びプログラムに関する。

近年の無線通信の分野では、複数の送受信アンテナを用い、周波数帯域幅を広げずに高速伝送が可能なＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）伝送が多くのシステムで採用されている。一般に、ＭＩＭＯ伝送では、複数のデータストリームを同一周波数を用いて伝送するため、受信装置でＭＩＭＯ信号検出が必要となる。

ＭＩＭＯ信号検出技術の中で、最適な検出技術として最尤検出（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）がある。これは全ての送信信号候補のうち、尤度関数を最大にするものを検出する技術である。送信信号候補は変調方式のコンスタレーション数や送信ストリーム数に従って指数関数的に増大するため、ＭＬＤは計算量が非常に多くなるという問題がある。

非特許文献１には、線形検出方式であるＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差：Minimum Mean Square Error）検出を基点としてＭＭＳＥが引き起こす雑音強調に関して多次元に探索することで、ＭＬＤからの性能劣化を少なくしながら低演算量に送信信号候補を削減することでＭＬＤの計算量を削減する技術が記載されている。非特許文献１での送信信号候補の生成方法を説明する。

Ｎ_Ｒ次元受信信号ベクトルｙを次のように表す。なお、Ｎ_Ｒは受信アンテナ数を表す。また、送信アンテナ数はＮ_Ｔとする。

ただし、ＨはＮ_Ｒ行Ｎ_Ｔ列のチャネル行列、ｓはＮ_Ｔ次元の送信信号ベクトル、ｎはＮ_Ｒ次元の雑音ベクトルを表す。

ＭＭＳＥ検出結果ｘ＾は次のようになる。

ただし、σ_ｎ ^２は雑音電力、Ｉ_ＮＴはＮ_Ｔ行Ｎ_Ｔ列の単位行列を表す。また上付きのＨは複素共役転置行列を表す。

非特許文献１ではＭＭＳＥ検出結果ｘ＾を用いて次にｓ＾を量子化して送信信号候補を生成している。

Ｎ_Ｐは１≦Ｎ_Ｐ≦Ｎ_Ｔであり、ａ_ｋは次のように求める。

なお、ｂ（ｍ）は変調方式のコンスタレーションの１つであり、１≦ｍ≦Ｍである。Ｍはコンスタレーション数であり、例えばＱＰＳＫ（４相位相変調：Quadrature Phase Shift Keying）であればＭ＝４、１６ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）であればＭ＝１６である。また（・）_ｋはベクトルの第ｋ要素を表す。

また、ｃ^〜 _ｋは

であり、λ_１〜λ_ＮＰ、ｖ_１〜ｖ_ＮＰはそれぞれ次のようにＰを固有値分解して得られる固有値とその固有ベクトルを表す。

なお、diag［・］は対角行列を表す。

Liming Zheng,Kazuhiko Fukawa,Hiroshi Suzuki,Satoshi Suyama,"Near-Optimal Signal Detection Based on the MMSE Detection Using Multi-Dimensional Search for Correlated MIMO Channels,"IEICE transactions on Communications,Vol.e94-B、No.8、2011年8月.

しかしながら、非特許文献１に記載の技術は、送信信号候補を生成する際に、固有値及び固有ベクトルを求める必要があり、演算量は依然として多いという問題がある。

本発明はこのような事情を鑑みてなされたものであり、その目的は、ＭＬＤからの性能劣化を少なくしながら演算量を低減可能な受信装置受信方法及びプログラムを提供することにある。

本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定部と、前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、を備え、
前記信号検出部は、前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索部と、前記送信信号候補探索部の出力を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定部と、を備えることを特徴とする。

ここで、前記信号検出部は、線形検出の重みのうち雑音強調を引き起こす成分から前記線形検出の誤差を求めてもよいし、線形検出後の等価振幅に基づいて前記線形検出の誤差を求めてもよい。

また、前記送信信号候補探索部は、線形検出結果を基点として、前記線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索してもよいし、前記送信信号候補生成部で異なる送信信号候補が生成されるように送信信号を探索してもよい。

また、本発明は、ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号ステップと、を備え、
前記信号検出ステップは、前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索ステップと、送信信号候補を探索した結果を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成ステップと、前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定ステップと、
を備えることを特徴とする。

また、本発明は、コンピュータに、前記受信方法の各ステップを実行させるためのプログラムである。

本発明によれば、固有値及び固有ベクトルを求めなくても、雑音強調に関して多次元に探索可能であり、従来技術と比べて性能を劣化させずに大幅に演算量を削減することができる。

本実施形態における送信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態における受信装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態における受信装置の動作を示すフローチャートである。 本実施形態における信号検出部の構成を示すブロック図である。 本実施形態における信号検出部の動作を示すフローチャートである。

以下、図面を用いて本発明の詳細を説明していく。
以下の実施形態では送信アンテナ数をＮ_Ｔ、受信アンテナ数をＮ_Ｒとする。また、送信データストリームは各送信アンテナから送信されるものとして、つまりデータストリーム数と送信アンテナ数は等しいものとして、説明するが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数よりも少ない複数のデータストリーム数が送信される場合も本発明に含まれる。また、以下の実施形態ではＯＦＤＭ（直交周波数分割多重：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）に本発明を適用した場合を説明するが、本発明はこれに限らない。

（第１の実施形態）
図１は、本実施形態における送信装置１００の構成を示すブロック図である。
送信装置１００は、符号化部１０１、直列並列変換部１０２、変調部１０３−１〜１０３−Ｎ_Ｔ、パイロット信号生成部１０４、マッピング部１０５−１〜１０５−Ｎ_Ｔ、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換：Inverse Fast Fourier Transform）部１０６−１〜１０６−Ｎ_Ｔ、ＧＩ（ガードインターバル：Guard Interval）挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_Ｔ、無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_Ｔ、送信アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_Ｔを備える。

符号化部１０１は、送信ビットをターボ符号、ＬＤＰＣ（低密度パリティチェック：Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号化を行って符号化ビットを生成する。直列並列変換部１０２は、符号化ビットを直列並列変換する。直列並列変換された各符号化ビットは変調部１０３−１〜１０３−Ｎ_ＴでＰＳＫ（位相変調：Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（直交振幅変調：Quadrature Amplitude Modulation）等の変調シンボルにマッピングされる。

マッピング部１０５−１〜１０５−Ｎ_Ｔは、パイロット信号生成部１０４で生成されるパイロット信号と変調シンボルを時間と周波数で定義されるリソースに配置する。マッピング部１０５−１〜１０５−Ｎ_Ｔの出力は、ＩＦＦＴ部１０６−１〜１０６−Ｎ_Ｔで周波数時間変換され、ＧＩ挿入部１０７−１〜１０７−Ｎ_Ｔでガードインターバルに挿入され、無線送信部１０８−１〜１０８−Ｎ_Ｔでデジタル・アナログ変換、波形整形、周波数変換等が行われ、送信アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎ_Ｔから送信される。

図２は、本実施形態における受信装置２００の構成を示すブロック図である。図３は、受信装置２００の動作を示すフローチャートである。
受信装置２００は、受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎ_Ｒ、無線受信部２０２−１〜２０２−Ｎ_Ｒ、ＧＩ除去部２０３−１〜２０３−Ｎ_Ｒ、ＦＦＴ（高速フーリエ変換：Fast Fourier Transform）部２０４−１〜２０４−Ｎ_Ｒ、チャネル推定部２０５、信号検出部２０６、復号部２０７を備える。

受信アンテナ２０１−１〜２０１−Ｎ_Ｒで受信した受信波は、無線受信部２０２−１〜２０２−Ｎ_Ｒで周波数変換、フィルタリング、アナログ・デジタル変換され、受信信号として出力される（ステップＳ１）。受信信号は、ＧＩ除去部２０３−１〜２０３−Ｎ_Ｒでガードインターバルが除去され、ＦＦＴ部２０４−１〜２０４−Ｎ_Ｒで時間周波数変換され、パイロット信号はチャネル推定部２０５に出力され、データ信号は信号検出部２０６に出力される。チャネル推定部２０５は、パイロット信号を用いてチャネル推定を行う（ステップＳ２）。信号検出部２０６は受信信号及びチャネル推定値を用いてＭＩＭＯ信号検出を行って符号化ビットＬＬＲ（対数尤度比：Log Likelihood Ratio）を生成する（ステップＳ４）。信号検出部２０６の詳細は後述する。復号部２０７は符号化ビットＬＬＲに対して誤り訂正復号を行い、送信ビットを求める（ステップＳ５）。

図４は、信号検出部２０６の構成を示すブロック図であり、図５は、信号検出部２０６の動作（ステップＳ３）を示すフローチャートである。
信号検出部２０６は、送信信号候補探索部３０１、送信信号候補生成部３０２、判定部３０３を備える。

送信信号候補探索部３０１は、ＦＦＴ部２０４からのデータ信号とチャネル推定部２０５からのチャネル推定値によるＺＦ（Zero Forcing）検出、ＭＭＳＥ（最小平均２乗誤差：Minimum Mean Square Error）検出といった線形検出を基点として、線形検出性能の劣化、つまり線形検出の誤差を考慮して、低演算量に送信信号候補を探索する（ステップＳ１１）。送信信号候補生成部３０２は、送信信号候補探索部３０１の出力（送信信号を探索した結果）を量子化して送信信号候補を生成する（ステップＳ１２）。判定部３０３は、送信信号候補生成部３０２で得られた送信信号候補を用いて、最尤系列のビットＬＬＲを求める（ステップＳ１３）。送信信号候補探索部３０１の詳細を数式を用いて説明する。

あるサブキャリア（サブキャリア番号は省略する）におけるＮ_Ｒ次元の受信信号ベクトルｙは次のように表せる。

ただし、ＨはＮ_Ｒ行Ｎ_Ｔ列チャネル行列、ｓはＮ_Ｔ次元送信信号ベクトル、ｎはＮ_Ｒ次元雑音ベクトルである。

ＭＭＳＥ検出結果ｘ＾は次のようになる。

なお、ＺＦ検出を用いる場合は、Ｐ＝（Ｈ^ＨＨ）^−１となる。

ＭＭＳＥ検出の誤差をｅとすると、

となる。Ｐは線形検出の重みのうち雑音協調を引き起こす成分である。

であり、ｅは複素ガウス過程であるとすると、ｅの確率密度関数は次のようになる。

式（７）は尤度関数であり，これを最大とするためには

を最小とすればよい。ｂ（ｍ）を変調シンボルの１つを表すとする。変調方式のコンスタレーション数をＭとすると、１≦ｍ≦Ｍである。例えばＱＰＳＫではＭ＝４、１６ＱＡＭではＭ＝１６である。

という拘束条件のもと、最小誤差ｅ_ｏｐｔを求める。なお、１≦ｋ≦Ｎ_Ｔである。ｅ_ｏｐｔはラグランジェの未定乗数法を用いて求めることができる。

ただし、ｃ_ｋは第ｋ要素が１でそれ以外の要素が０のベクトルである。またλはラグランジェ乗数、上付きの＊は複素共役を表す。

ここで、

となり、最終的にｅ_ｏｐｔは次のようになる。

送信信号候補探索部３０１は、全てのｍ、ｋについてｅ_ｏｐｔを求め、探索信号ｓ＾（ｍ，ｋ）＝ｘ＾＋ｅ_ｏｐｔを出力する。

送信信号候補生成部３０２は、ｓ＾（ｍ，ｋ）を量子化して送信信号候補を生成する。ｅ_ｏｐｔはＭ×Ｎ_Ｔ通りあり、ＭＭＳＥ検出結果の１通りを加えると、送信信号候補はＭ×Ｎ_Ｔ＋１個生成される。判定部３０３は次のように最尤系列のビットＬＬＲを求める。

ただし、λｋ，ｎは第ｋ送信アンテナから送信された変調シンボルの第ｎビットの対数尤度比である。またｓ_ｂはｂ＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］で定める送信信号候補を表す。ｂ^＋はｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝１となる集合を表しており、ｂ^＋＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ＝１，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］である。ｂ⁻はｂのうちｂ_ｋ，ｎ＝０となる集合を表しており、ｂ⁻＝［ｂ_１，１，…，ｂ_ｋ，ｎ＝０，…，ｂ_ＮＴ，Ｎ］である。従って、λ_ｋ，ｎはｂ^＋を用いて生成される最小メトリックとｂ⁻を用いて生成される最小メトリックの差で求められる。また、式（９）で示しているように、あるストリームにおいて全てのコンスタレーションに対して送信信号候補が生成されるため、必ずビットＬＬＲを計算することができる。

このように上記実施形態のようにすれば、固有値及び固有ベクトルを求めなくても、雑音強調に関して多次元に探索可能であり、また、非特許文献１に記載の技術と同等の性能が得られる。また、式（１３）の計算には、実数割算１回、複素乗算（Ｎ_Ｔ−１）回でよく、送信信号候補の生成には複素加算Ｎ_Ｔ回、複素量子化Ｎ_Ｔ回でよい。固有値及び固有ベクトルを求めるためには、少なくともＮ_Ｔの２乗の複素乗算が必要なことから、従来技術と比べて性能を劣化させずに大幅に演算量を削減することができる。

（第２の実施形態）
本実施形態では、第１の実施形態とは異なる方法で送信信号候補を求める方法について説明する。なお、第１の実施形態との違いは、図３の送信信号候補探索部３０１の動作であり、その他は第１の実施形態と同様であるので、ここでは送信信号候補探索部３０１の動作のみを説明する。

本実施形態では、次式のように、第ｋストリームの送信信号ｓ_ｋをｂ（ｍ）に固定し、ＭＭＳＥを行うことで探索信号ｓ＾（ｍ，ｋ）を生成する。

ただし、ｈ_ｋは行列Ｈの第ｋ列ベクトルである。

式（１６）を逆行列の補助定理を用いて整理し、再度探索信号を求めると、次のようになる。

このように、本実施形態では、Ｐ’を用いて送信信号を探索するようにした。式（１８）はこのまま計算しても良いが、式（１８）の第１項のＰＨ^ＨＨはＭＭＳＥ後の等価振幅であり、この計算は次のように行うことができる。まず、求めたい等価振幅をＸとおく。

Ｐ^−１のコレスキー分解を式（２０）のように表すと、式（２１）の連立方程式を、コレスキー分解を用いた解法（コレスキー分解法）を用いて解くことができる。

なお、Ｌは下三角行列である。すべてのｋについて（Ｘ）_ｋを求めれば、等価振幅を求めることができる。

このように等価振幅を用いて送信信号の探索を行えば、逆行列を直接求めなくても、計算可能であり、固定小数点での実装時に精度よく計算することができるという効果を有する。

また、次のようにＰ^−１を修正コレスキー分解して解くこともできる。

ただし、ここでのＬは対角要素が１の下三角行列である。また、Ｄは対角行列である。

修正コレスキー分解を用いると、（Ｘ）_ｋを求める際の除算回数がコレスキー分解を用いる場合の１／２となり、低演算量で等価振幅を求めることができる。

なお、上記実施形態では、符号化ビットを直列並列変換してデータストリームとしていたが、本発明はこれに限らず、ストリーム毎に符号化して符号化ビットを求めても良い。
また、上記実施形態では、信号検出部２０６でビット対数尤度比を求めていたが、硬判定値を求めても良い。

なお、本発明に関わる受信装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ＲＯＭ、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、ＤＶＤ、ＭＯ、ＭＤ、ＣＤ、ＢＤ等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。

また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。受信装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。各機能ブロックを集積回路化した場合に、それらを制御する集積回路制御部が付加される。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。

以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

２００ 受信装置
２０１ 受信アンテナ
２０２ 無線受信部
２０３ 除去部
２０４ ＦＦＴ部
２０５ チャネル推定部
２０６ 信号検出部
２０７ 復号部
３０１ 送信信号候補探索部
３０２ 送信信号候補生成部
３０３ 判定部

Claims (7)

1. ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信装置であって、
   受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定部と、
   前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出部と、
   前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号部と、
   を備え、
   前記信号検出部は、
   前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索部と、
   前記送信信号候補探索部の出力を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成部と、
   前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記信号検出部は、
   線形検出の重みのうち雑音強調を引き起こす成分から前記線形検出の誤差を求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記信号検出部は、
   線形検出後の等価振幅に基づいて前記線形検出の誤差を求めることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
4. 前記送信信号候補探索部は、
   線形検出結果を基点として、前記線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
5. 前記送信信号候補探索部は、
   前記送信信号候補生成部で異なる送信信号候補が生成されるように送信信号を探索することを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
6. ＭＩＭＯ伝送方式にて送信装置から送信された送信信号を受信する受信方法であって、
   受信信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定値を求めるチャネル推定ステップと、
   前記チャネル推定値に基づいて受信信号をＭＩＭＯ分離してビット対数尤度比を生成する信号検出ステップと、
   前記ビット対数尤度比に対して誤り訂正復号を行う復号ステップと、
   を備え、
   前記信号検出ステップは、
   前記受信信号と前記チャネル推定値による線形検出の誤差に基づいて送信信号候補を探索する送信信号候補探索ステップと、
   送信信号を探索した結果を硬判定して送信信号候補を生成する送信信号候補生成ステップと、
   前記送信信号候補を用いて前記ビット対数尤度比を生成する判定ステップと、
   を備えることを特徴とする受信方法。
7. コンピュータに、請求項６に記載の受信方法の各ステップを実行させるためのプログラム。

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