WO2017204007A1 - 無線通信装置及び無線通信方法 - Google Patents

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圭 伊藤
大樹 星
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株式会社日立国際電気
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    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms

Definitions

  • a transmitting-side wireless communication apparatus transmits different data signals at the same frequency from a plurality of transmitting antennas, and a receiving-side wireless communication apparatus receives these signals at a plurality of receiving antennas, and transmits and receives them.
  • the present invention relates to a MIMO (Multiple-Input-Multiple-Output) system signal processing technique for performing data demodulation using transmission path characteristics between the two.
  • MIMO Multiple-Input-Multiple-Output
  • a method for separating and detecting a transmission stream on the receiver side includes a ZF (Zero-Forcing) method and a MMSE (Minimum-Mean) as described in Non-Patent Document 1.
  • ZF Zero-Forcing
  • MMSE Minimum-Mean
  • MLD Maximum Likelihood Detection
  • a typical method for reducing the calculation scale of MLD is the SD (Sphere Decoding) method.
  • SD Sphere Decoding
  • reception candidate points within a certain distance range from a reception point are narrowed down among the generated reception candidate points (replicas), and MLD calculation is performed on the narrowed reception candidate points.
  • the demodulation result obtained by the ZF method or the MMSE method is hard-determined, and the hard-decision point and its neighboring points are set as transmission candidate points. By reducing the candidate points, the MLD calculation is reduced.
  • transmission candidate points having 0 and 1 of each modulation bit are not necessarily included in the selected transmission candidate points, and the probability that the bit is 0 and the probability that it is 1 It is not always possible to calculate a bit log likelihood ratio (hereinafter referred to as LLR (Log Likelihood Ratio)) that is a ratio of If the LLR cannot be calculated, there is a problem that error correction decoding using the LLR or turbo signal processing using the LLR cannot be applied.
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • the present invention has been made in view of the above-described conventional circumstances, and provides a technique capable of effectively suppressing an increase in the operation scale when applying MLD to a multi-level modulation method. For the purpose.
  • a radio communication apparatus that receives and separates transmission signals transmitted from a plurality of transmission antennas by a plurality of reception antennas is configured to operate as follows. That is, the transmission path estimation means estimates a transmission path between transmission and reception from signals received by the plurality of reception antennas. Noise power estimation means estimates received noise power from the received signal. Separating means separates the received signal by a linear filter of the ZF method or the MMSE method using the estimation result of the transmission path and the estimation result of the received noise power. A likelihood calculating unit calculates a likelihood between a separation result obtained by the separating unit and a reference signal point selected from a plurality of signal points that can be taken by the transmission signal.
  • the first bit log likelihood ratio calculation means calculates the bit log likelihood ratio using the likelihood calculated by the likelihood calculation means.
  • the mutual information amount calculating means calculates the mutual information amount using the bit log likelihood ratio calculated by the first bit log likelihood ratio calculating means.
  • the mutual information calculated by the mutual information amount calculating means in the order of the distance from 0 and the distance from 1 for each modulation bit constituting the reference signal point from the plurality of signal points in ascending order. A number of signal points corresponding to the amount is selected as transmission candidate points.
  • a reception candidate point calculation means calculates a reception candidate point that is a candidate for the reception signal, using the transmission path estimation result and the transmission candidate point.
  • Second bit log likelihood ratio calculation means calculates a bit log likelihood ratio by the MLD method using the reception candidate point, the received signal, and the reception noise power estimation result.
  • the wireless communication apparatus is generally based on a reference signal point selected from a plurality of signal points that can be taken by a transmission signal, and the likelihood of a reception signal separation result,
  • the bit log likelihood ratio and mutual information amount are calculated, and according to the mutual information amount in ascending order of the distance to 0 and the distance (bit likelihood) from 1 for each modulation bit constituting the reference signal point.
  • a number of signal points are selected as transmission candidate points, the reception candidate points are calculated using the transmission candidate points, and the MLD calculation is performed.
  • the MLD operation is performed by calculating the reception candidate points from the transmission candidate points narrowed down based on each bit likelihood, mutual information amount, etc.
  • the radio communication apparatus receives the bit log likelihood ratio calculated by the first bit log likelihood ratio calculation means as an input, and outputs an error corrected bit log likelihood ratio.
  • the second bit log likelihood ratio calculation means uses the bit log likelihood ratio output by the error correction means as a prior bit log likelihood ratio, and sets the reception candidate point, the reception signal, and the reception noise.
  • a configuration in which the bit log likelihood ratio is calculated by the MLD method using the power estimation result and the prior bit log likelihood ratio may be further improved.
  • the wireless communication apparatus according to the present invention constitutes a MIMO wireless communication system that uses a plurality of antennas for data transmission and reception. That is, another wireless communication device serving as a transmission side transmits signals of different data at the same frequency from a plurality of transmission antennas, and the wireless communication device according to the present invention serving as a reception side transmits these signals to a plurality of reception antennas. And demodulating data using transmission path characteristics between transmission and reception.
  • FIG. 1 shows an example of functional blocks of the wireless communication apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the wireless communication apparatus according to the first embodiment includes a transmission path estimation unit 101, a ZF / MMSE coefficient calculation unit 102, a separation detection unit 103, a likelihood calculation unit 104, an LLR calculation unit 105, and a mutual information amount.
  • a calculation unit 106, a transmission candidate point selection unit 107, and an MLD processing unit 108 are provided.
  • the transmission path estimation unit 101 receives a reception frequency signal vector Y indicating reception signals from a plurality of reception antennas, estimates a transmission path between transmission and reception using a known signal included in the reception frequency signal vector Y, and transmits the transmission path.
  • the estimation matrix H ⁇ is output to the ZF / MMSE coefficient calculation unit 102 and the MLD processing unit 108.
  • ZF / MMSE coefficient calculation section 102 obtains weight matrix W according to the ZF or MMSE norm using transmission path estimation matrix H ⁇ and SNR (Signal to Noise Ratio) ⁇ , and outputs weight matrix W to separation detection section 103. To do. As described in Non-Patent Document 1, if the weight matrix W is ZF, If MMSE, It is a linear filter represented by Here, ⁇ ⁇ 2 is the received noise power, which is estimated by a noise power estimation unit (not shown) based on the received signals from a plurality of receiving antennas.
  • the amplitude after MMSE is SNR ⁇ i after MMSE is given by the following equation, where S i is the diagonal component of the matrix S obtained in step S1, and the stream i having the diagonal component is S i .
  • the noise power after MMSE is given by
  • the separation detection unit 103 separates the received frequency signal vector Y and the weight matrix W to obtain a stream vector X ⁇ and outputs the stream vector X ⁇ to the likelihood calculation unit 104. Separation detection is based on the following equation.
  • the case of using the MMSE method will be described as an example, but the same applies to the case of using the ZF method.
  • the likelihood calculating unit 104 calculates the likelihood (distance) d ⁇ MMSE 2 between the stream vector X ⁇ (MMSE output point) input as the reception point from the separation detecting unit 103 and the transmission candidate point X ⁇ , and the likelihood.
  • d ⁇ MMSE 2 is output to LLR calculation section 105 and transmission candidate point selection section 107. Calculation of each component d ⁇ MMSE (m, i) of d ⁇ MMSE 2 is based on, for example, the following equation.
  • m is a mapping point number
  • m 1,..., M
  • M is a transmission antenna number of the stream i.
  • the distance (likelihood) calculation is not limited to all transmission candidate points that can be candidates for transmission signal points (symbols), but is minimal from the coordinates of reception points (stream vector X ⁇ ) and the bit arrangement of symbol mapping.
  • the distance to the transmission candidate point is calculated.
  • the most significant bit b 0 of 64QAM will be described.
  • b 0 is arranged symmetrically with respect to the Q axis as shown in FIG.
  • the transmission candidate points (minimum transmission candidate points) to be calculated are uniquely determined by the region to which the reception point belongs, and may be set in advance.
  • the LLR calculation unit 105 calculates the bit LLR L MMSE using the input distance likelihood d ⁇ MMSE 2 and the noise power ⁇ MMSE 2 after MMSE, and outputs the bit LLR L MMSE to the mutual information calculation unit 106.
  • the components of the sigma MMSE 2 as ⁇ MMSE 2 (i) the calculation of each component L MMSE bit LLR L MMSE (b m, i ) depends on the following.
  • the approximate expression (Equation 5) becomes the following equation.
  • the mutual information amount calculation unit 106 calculates the mutual information amount I MMSE E using the input bits LLR L MMSE and outputs the mutual information amount I MMSE E to the transmission candidate point selection unit 107.
  • each stream component I MMSE E (i) of the mutual information amount I MMSE E is calculated by the following equation.
  • E [•] represents a sample average
  • p 0 and p 1 are bit probabilities, and are obtained from the bits LLR L MMSE (b m , i) as follows.
  • the transmission candidate point selection unit 107 selects a transmission candidate point using the input likelihood d ⁇ MMSE 2 and the mutual information amount I MMSE E , and outputs the selected transmission candidate point to the MLD processing unit 108. A method for selecting transmission candidate points will be described.
  • FIG. 2 shows an example of selection of transmission candidate points in 64QAM
  • FIG. 3 shows an example of selection of transmission candidate points in 256QAM
  • 2 and 3 represent transmission candidate points on the IQ plane with the horizontal axis representing the I (In-Phase) component and the vertical axis representing the Q (Quadrature) component, and x represents the MMSE output point (reception point).
  • ⁇ indicates a selected transmission candidate point
  • ⁇ indicates a transmission candidate point that has not been selected.
  • Transmission candidate point distance between 0 of each modulation bit intended for MMSE output points, the distance between 1 selects the low-level R d.
  • R d is determined by the modulation scheme and the value of mutual information I MMSE E.
  • the possible transmission candidate points determined by R d are simply the adjacent transmission points of the MMSE output, R d , and the transmission candidate points of each stream as M, the adjacent transmission points and the modulation bits (0) constituting them.
  • the number of transmission points paired with 1) and (1 or 0) is equal to the number of modulation bits log 2 M, and therefore R d (1 + log 2 M) at maximum.
  • the reason why the expression “maximum” is used is that the upper Rd point having a small distance between the modulation bits may overlap.
  • FIG. 2 an example of 64QAM
  • (a) shows an example of selecting transmission candidate points up to the top one in the ranking
  • (b) shows an example of selecting transmission candidate points up to the top two. Also, in FIG.
  • each transmission candidate point is at a coordinate position where the values of the I axis and the Q axis take any of ⁇ 7, ⁇ 5, ⁇ 3, ⁇ 1, 1, 3, 5, and 7.
  • the distance to each transmission candidate point is as shown in FIG.
  • FIG. 4B is obtained. From this sort result, the upper Rd transmission candidate points may be selected.
  • the calculation amount of normal MLD and MLD according to the present invention will be described.
  • the number of transmission points of each stream is M and the number of transmission antennas is N tx
  • the number of reception candidate points generated is M Ntx .
  • the number of higher rankings to be selected in the present invention is R d
  • the number of reception candidate points to be generated is (R d (1 + log 2 M)) Ntx .
  • log 2 M is M ′
  • the dominant calculation amount is 2 NtxM ′ for normal MLD and (R d M ′) Ntx for MLD of the present invention.
  • the MLD processing unit 108 calculates and outputs LLR L MLD using the input transmission candidate point matrix X ′, the reception frequency signal vector Y, the transmission path estimation matrix H ⁇ , and the reception noise power ⁇ ⁇ 2 . Details of the MLD processing unit 108 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 5 shows a configuration example of the MLD processing unit 108 in the first embodiment.
  • the MLD processing unit 108 includes a reception candidate point generation unit 201 and an external LLR calculation unit 202.
  • the reception candidate point generation unit 201 generates a reception candidate point vector r ⁇ using the input transmission candidate point vector X 'and the transmission path estimation matrix H ⁇ , and outputs it to the external LLR calculation unit 202.
  • Generation of the reception candidate point vector r ⁇ is based on the following equation.
  • External LLR calculation section 202 obtains bit LLR Le_MLD E using received candidate point vector r ⁇ , received frequency signal vector Y, and received noise power ⁇ ⁇ 2 , and outputs bit LLR Le_MLD E.
  • the calculation of each component L e_MLD E (b q , j) of the bit LLR L e_MLD E is based on, for example, the following equation.
  • the index q is a reception candidate point number
  • q 1,..., Q
  • b q is an index of bits constituting the reception candidate point of the reception candidate point number q.
  • FIG. 6 shows an example of bit error rate (BER) characteristics by simulation in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph in which the horizontal axis is CNR [dB] and the vertical axis is the average BER.
  • the MMSE value is plotted as x, the MLD (conventional) value as ⁇ , and the MLD (present invention) value as ⁇ . is doing.
  • the simulation is 2 ⁇ 2 MIMO, the modulation method is 64QAM, the antenna correlation is uncorrelated, and the characteristics are quasi-static fading. From the figure, it can be seen that the MLD to which the present invention is applied has almost the same performance as a normal (conventional) MLD.
  • the wireless communication apparatus roughly corresponds to the reception signal separation result based on the reference signal point selected from the plurality of signal points that the transmission signal can take.
  • the likelihood, the bit log likelihood ratio, and the mutual information amount are calculated, and the mutual information amount is calculated in ascending order of the distance to 0 and the distance (bit likelihood) from 1 for each modulation bit constituting the reference signal point.
  • the number of signal points corresponding to is selected as transmission candidate points, the reception candidate points are calculated using the transmission candidate points, and the MLD calculation is performed.
  • the wireless communication apparatus operates as follows. That is, the transmission path estimation unit 101 estimates a transmission path between transmission and reception from signals received by a plurality of reception antennas.
  • a noise power estimation unit (not shown) estimates received noise power from the received signal.
  • the ZF / MMSE coefficient calculation unit 102 and the separation detection unit 103 separate the received signal by a linear filter of the ZF method or the MMSE method using the transmission path estimation result and the reception noise power estimation result.
  • the likelihood calculation unit 104 calculates the likelihood between the separation result by the separation detection unit 103 and a reference signal point selected from a plurality of signal points that can be taken by the received signal.
  • the LLR calculation unit 105 calculates a bit log likelihood ratio using the likelihood calculated by the likelihood calculation unit 104.
  • the mutual information amount calculation unit 106 calculates the mutual information amount using the bit log likelihood ratio calculated by the LLR calculation unit 105.
  • the transmission candidate point selection unit 107 is calculated by the mutual information amount calculation unit 106 in the order of the distance from 0 and the distance from 1 for each modulation bit constituting the reference signal point from the plurality of signal points in ascending order. A number of signal points corresponding to the mutual information amount are selected as transmission candidate points.
  • the reception candidate point generation unit 201 uses the transmission path estimation result and the transmission candidate points to calculate reception candidate points that are reception signal candidates.
  • External LLR calculation section 202 calculates a bit log likelihood ratio by the MLD method using the reception candidate point, the reception signal, and the reception noise power estimation result.
  • performance is maintained by selecting MLD transmission candidate points using the bit likelihood and mutual information amount of the MMSE output, and performing MLD processing using the selected transmission candidate points. It is possible to reduce the number of MLD transmission candidate points and reception candidate points that increase exponentially and to apply to an actual system.
  • FIG. 7 shows an example of functional blocks of the wireless communication apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the wireless communication apparatus according to the second embodiment includes a transmission path estimation unit 101, a ZF / MMSE coefficient calculation unit 102, a separation detection unit 103, a likelihood calculation unit 104, an LLR calculation unit 105, and a mutual information amount.
  • Calculation unit 106 transmission candidate point selection unit 107, deinterleave 301-1, error correction decoder 302-1, interleave 303, MLD processing unit 304, deinterleave 301-2, error correction decoder 302-2.
  • the transmission path estimation unit 101, the ZF / MMSE coefficient calculation unit 102, the separation detection unit 103, the likelihood calculation unit 104, the LLR calculation unit 105, the mutual information amount calculation unit 106, and the transmission candidate point selection unit 107 Since it is the same as that of the first embodiment, the description is omitted.
  • the input LLR L MMSE is a sequence rearranged in a predetermined order on the transmission side, and a process for returning it to the original order is performed, and the LLR L a_MMSE returned to the original order D is output to the error correction decoder 302-1.
  • This process is a process paired with interleave 303 described later.
  • the error correction decoder 302-1 performs soft input / soft output error correction decoding on the input LLR La_MMSE D , outputs a decoding result u MMSE ⁇ of the information bit sequence, and also decodes the bit LLR sequence Le_MMSE D is output to the interleave 303.
  • the interleaver 303 rearranges the input LLR Le_MMSE D in a predetermined order, and outputs the rearranged result La_MLD E to the MLD processing unit 304 as prior information LLR.
  • the MLD processing unit 304 uses the input transmission candidate point matrix X ′, the reception frequency signal vector Y, the transmission path estimation matrix H ⁇ , the reception noise power ⁇ ⁇ 2, and the prior information LLR L a_MLD E to use the external LLR L e_MLD E. Is output. Details of the MLD processing unit 304 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 8 shows a configuration example of the MLD processing unit 304 in the second embodiment.
  • the MLD processing unit 304 includes a reception candidate point generation unit 201 and an external LLR calculation unit 401. Since the reception candidate point generation unit 201 is the same as that of the MLD processing unit 108 of the first embodiment, description thereof is omitted.
  • the external LLR calculation unit 401 obtains and outputs an external LLR L e_MLD E using the input reception candidate point vector r ⁇ , reception frequency signal vector Y, reception noise power ⁇ ⁇ 2, and prior information LLR L a_MLD E. .
  • the calculation of each component L e_MLD E (b q , j) of the external LLR L e_MLD E is based on, for example, the following equation.
  • b q (r q ⁇ ) is the q-th bit (0 or 1) of the signal point vector constituting the reception candidate point r q ⁇ .
  • the approximation of (Expression 6) is used, the following expression is obtained.
  • the input LLR L e_MLD E is a sequence rearranged in a predetermined order on the transmission side, and a process of returning it to the original order is performed, and the LLR L returned to the original order is processed.
  • a_MLD D is output to the error correction decoder 302-2.
  • the error correction decoder 302-2 performs soft input / soft output error correction decoding on the input LLR L a_MLD D , and outputs a decoding result u MLD ⁇ of the information bit sequence.
  • the wireless communication device according to the first embodiment is further improved. That is, functional units such as deinterleave 301-1, error correction decoder 302-1 and interleave 303 (hereinafter, error correction decoder 302-1 etc.) use the bit log likelihood ratio calculated by LLR calculation unit 105. As an input, the error log-corrected bit log likelihood ratio is output. External LLR calculation section 202 uses the bit log likelihood ratio output by error correction decoder 302-1 or the like as a prior bit log likelihood ratio, and receives candidate points, received signals, received noise power estimation results, and prior bit log likelihood. The bit log likelihood ratio is calculated by the MLD method using the frequency ratio.
  • functional units such as deinterleave 301-1, error correction decoder 302-1 and interleave 303 (hereinafter, error correction decoder 302-1 etc.) use the bit log likelihood ratio calculated by LLR calculation unit 105.
  • the error log-corrected bit log likelihood ratio is output.
  • External LLR calculation section 202 uses the bit log likelihood ratio output
  • the MLD transmission candidate point is selected using the bit likelihood and the mutual information amount of the MMSE output, and the error correction of the soft input soft output is performed on the bit LLR obtained from the MMSE output. It is possible to improve the performance compared to the first embodiment by obtaining a bit LLR that has been decoded and error-corrected and using it as the prior LLR of the MLD and performing the MLD process using the selected transmission candidate point and the prior LLR. Become.
  • the configuration of the system and apparatus according to the present invention is not necessarily limited to the configuration described above, and various configurations may be used.
  • the present invention can also be provided as, for example, a method or method for executing processing according to the present invention, a program for realizing such a method or method, or a storage medium for storing the program. .
  • This application claims the benefit of priority based on Japanese Patent Application No. 2016-105572 filed on May 26, 2016, the entire disclosure of which is incorporated herein by reference.
  • the present invention can be used in various types of wireless communication apparatuses that receive transmission signals transmitted from a plurality of transmission antennas using a plurality of reception antennas.

Abstract

多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することが可能な技術を提供する。　尤度算出部１０４、ＬＬＲ算出部１０５および相互情報量が、送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点に基づいて、受信信号の分離結果に対する尤度、ビット対数尤度比および相互情報量をそれぞれ算出し、送信候補点選択部１０７が、複数の信号点の中から、基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択し、受信候補点生成部２０１が、伝送路の推定結果と送信候補点とを用いて、受信信号の候補となる受信候補点を算出し、外部ＬＬＲ算出部２０２が、受信候補点と受信信号と受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。

Description

無線通信装置及び無線通信方法
　本発明は、送信側の無線通信装置が、複数の送信アンテナから同一周波数で異なるデータの信号を送信し、受信側の無線通信装置が、これらの信号を複数の受信アンテナでそれぞれ受信し、送受信間の伝送路特性を用いてデータ復調を行うＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式の信号処理技術に関する。
　複数の送信アンテナから異なる情報を送信する空間多重方式のＭＩＭＯ通信において、受信機側で送信ストリームを分離検出する方法として、非特許文献１にあるようなＺＦ（Zero Forcing）法やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）法のような空間フィルタを用いる方法があるが、これらは演算が複雑で無いものの十分な性能が得られない。
　一方、伝送路推定の結果と送信信号の取り得る全ての信号点から最も近いものを選び出すＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）復調があるが、高い検出性能は持つものの、アンテナ数や変調多値数が増えると演算規模が指数関数的に増大し、実システムへの適用が困難である。
　近年、無線通信方式として２５６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）や１０２４ＱＡＭといった超多値数の方式が採用されつつあり、これらに対してＭＬＤ適用は現実的なものではないことは自明である。
　ＭＬＤの演算規模削減方法として、代表的なものがＳＤ（Sphere Decoding）法である。ＳＤ法では生成された受信候補点（レプリカ）の中から受信点とある距離範囲内の受信候補点を絞り込み、絞り込まれた受信候補点を対象にＭＬＤ演算を行う。
　また、特許文献１では、ＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法により得られた復調結果を硬判定し、その硬判定点とその近傍の点を送信候補点とすることにより、送信候補点及びそれから生成される受信候補点を削減することで、ＭＬＤ演算を低減している。
特許第４１８８３７１号公報
久保博嗣，岡崎彰浩、"電子情報通信学会知識ベース４群１編　無線通信基礎　８章　復調技術"、［online］、電子情報通信学会、［平成２８年４月１日検索］、インターネット＜URL：http://www.ieice-hbkb.org/portal/doc_510.html＞
　しかしながら、特許文献１の手法では、選ばれた送信候補点の中に必ずしも各変調ビットの０，１を持つ送信候補点が入るとは限らず、当該ビットが０である確率と１である確率との比であるビット対数尤度比（以下、ＬＬＲ（Log Likelihood Ratio））の算出が必ずしもできるとは限らない。ＬＬＲが算出できないと、ＬＬＲを入力とする誤り訂正復号やＬＬＲを用いるターボ信号処理の適用ができないという問題がある。
　本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することが可能な技術を提供することを目的とする。
　本発明では、上記目的を達成するために、複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信して分離する無線通信装置を、以下のように動作させる構成にした。
　すなわち、伝送路推定手段が、前記複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する。雑音電力推定手段が、前記受信信号から受信雑音電力を推定する。分離手段が、前記伝送路の推定結果と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより前記受信信号を分離する。尤度算出手段が、前記分離手段による分離結果と前記送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する。第１のビット対数尤度比算出手段が、前記尤度算出手段により算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する。相互情報量算出手段が、前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する。選択手段が、前記複数の信号点の中から、前記基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、前記相互情報量算出手段により算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する。受信候補点算出手段が、前記伝送路の推定結果と前記送信候補点とを用いて、前記受信信号の候補となる受信候補点を算出する。第２のビット対数尤度比算出手段が、前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。
　以上のように、本発明に係る無線通信装置は、概略的に、送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点に基づいて、受信信号の分離結果に対する尤度、ビット対数尤度比、相互情報量の算出を行い、当該基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離（ビット尤度）が小さい順に、相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択し、送信候補点を用いて受信候補点を算出してＭＬＤ演算を行う構成となっている。
　したがって、本発明に係る無線通信装置によれば、各ビット尤度や相互情報量などに基づいて絞り込んだ送信候補点から受信候補点を算出してＭＬＤ演算が行われるため、多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することができる。これにより、超多値数のＱＡＭなどでは非現実的と思われていたＭＬＤを実システムに適用することが可能となる。
　ここで、本発明に係る無線通信装置は、前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を入力とし、誤り訂正したビット対数尤度比を出力する誤り訂正手段を備え、前記第２のビット対数尤度比算出手段は、前記誤り訂正手段により出力されたビット対数尤度比を事前ビット対数尤度比とし、前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力推定結果と前記事前ビット対数尤度比とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する構成にして、更なる性能向上を図るようにしてもよい。
　本発明によれば、多値変調方式にＭＬＤを適用する場合の演算規模の増大を効果的に抑制することが可能となる。
本発明の第一の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す図である。 ６４ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示す図である。 ２５６ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示す図である。 送信候補点の選び方を説明する図である。 本発明の第一の実施形態におけるＭＬＤ処理部の構成例を示す図である。 本発明の第一の実施形態におけるビット誤り率特性の例を示す図である。 本発明の第二の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す図である。 本発明の第二の実施形態におけるＭＬＤ処理部の構成例を示す図である。
　本発明に係る無線通信装置について図面を参照して説明する。
　本発明に係る無線通信装置は、データの送受信に複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ方式の無線通信システムを構成する。すなわち、送信側となる他の無線通信装置が、複数の送信アンテナから同一周波数で異なるデータの信号を送信し、受信側となる本発明に係る無線通信装置が、これらの信号を複数の受信アンテナでそれぞれ受信して、送受信間の伝送路特性を用いてデータ復調を行う。
　図１に本発明の第一の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す。第一の実施形態に係る無線通信装置は、伝送路推定部１０１と、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２と、分離検出部１０３と、尤度算出部１０４と、ＬＬＲ算出部１０５と、相互情報量算出部１０６と、送信候補点選択部１０７と、ＭＬＤ処理部１０８とを備える。
　伝送路推定部１０１は、複数の受信アンテナによる受信信号を示す受信周波数信号ベクトルＹが入力され、受信周波数信号ベクトルＹ中に含まれる既知信号を用いて送受信間の伝送路を推定し、伝送路推定行列Ｈ＾をＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２とＭＬＤ処理部１０８へ出力する。ここで、受信周波数信号ベクトルＹはＹ＝［Ｙ1，…，ＹNrx］であり、Ｎrxは受信アンテナ数である。
　ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２は、伝送路推定行列Ｈ＾とＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）γを用いてＺＦもしくはＭＭＳＥの規範に則りウェイト行列Ｗを求め、ウェイト行列Ｗを分離検出部１０３へ出力する。ウェイト行列Ｗは、非特許文献１に記載されるように、ＺＦであれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 であり、ＭＭＳＥであれば、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 で表される線形フィルタである。ここで、σ＾2は受信雑音電力であり、複数の受信アンテナによる受信信号に基づいて雑音電力推定部（不図示）により推定される。また、ＭＭＳＥ後の振幅は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 で求められる行列Ｓの対角成分であり、その対角成分のあるストリームｉをＳiとすると、ＭＭＳＥ後のＳＮＲ γiは、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ＭＭＳＥ後の雑音電力は、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　分離検出部１０３は、受信周波数信号ベクトルＹとウェイト行列Ｗを用いて分離してストリームベクトルＸ＾を求め、尤度算出部１０４へ出力する。分離検出は、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ここで、ストリームベクトルＸ＾はＸ＾＝［Ｘ1，…，ＸNtx］であり、Ｎtxは送信アンテナ数である。
　すなわち、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２及び分離検出部１０３は、伝送路の推定結果と受信雑音電力の推定結果を用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより受信信号の分離を行う。
　以下、ＭＭＳＥ法を用いる場合を例に説明するが、ＺＦ法を用いる場合も同様である。
　尤度算出部１０４は、分離検出部１０３から受信点として入力されたストリームベクトルＸ＾（ＭＭＳＥ出力点）と送信候補点Ｘ￣との尤度（距離）ｄ＾MMSE 2を算出し、尤度ｄ＾MMSE 2をＬＬＲ算出部１０５と送信候補点選択部１０７へ出力する。ｄ＾MMSE 2の各成分ｄ＾MMSE（ｍ，ｉ）の算出は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　ここで、ｍはマッピング点番号でｍ＝１，…，Ｍであり、Ｍは当該ストリームｉの送信アンテナ番号である。距離（尤度）算出は、送信信号点（シンボル）の候補となり得る全送信候補点を対象とするのではなく、受信点（ストリームベクトルＸ＾）の座標とシンボルマッピングのビット配置から最小限の送信候補点との距離を算出する。
　最小限の送信候補点との距離について、一例として、６４ＱＡＭの最上位ビットｂ0について説明する。ｂ0は、例えば図２に示すように、Ｑ軸に対して対称に配置される。ここで、受信点（図中の×印）がｂ0＝１の領域にあるとすると、ｂ0＝０の送信候補点との最小距離は、ｂ0＝０の送信候補点中のＱ軸寄りの送信候補点のみについて計算すればよい。なお、受信点が属する領域によって計算対象となる送信候補点（最小限の送信候補点）は一意に決まるので、予め設定しておけばよい。
　ＬＬＲ算出部１０５は、入力された距離尤度ｄ＾MMSE 2とＭＭＳＥ後の雑音電力σMMSE 2を用いてビットＬＬＲ ＬMMSEを算出し、相互情報量算出部１０６へ出力する。σMMSE 2の各成分をσMMSE 2（ｉ）として、ビットＬＬＲ ＬMMSEの各成分ＬMMSE（ｂm，ｉ）の算出は以下による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　ここで、次式の近似式、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 を用いると、上記（式５）は次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ここで、ｂmはｂm＝１，…，log2Ｍであり、マッピング点番号ｍの送信候補点を構成するビットのインデックスである。従って、ビットＬＬＲは当該ビットの０との最小距離と１との最小距離の差から求まる。
　相互情報量算出部１０６は、入力されたビットＬＬＲ ＬMMSEを用いて相互情報量ＩMMSE Eを求め、送信候補点選択部１０７へ出力する。相互情報量ＩMMSE Eの各ストリーム成分ＩMMSE E（ｉ）の算出は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　ここで、Ｅ［・］は標本平均を表し、ｐ0、ｐ1はビット確率であり、それぞれビットＬＬＲ ＬMMSE（ｂm，ｉ）から以下のように求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　送信候補点選択部１０７は、入力された尤度ｄ＾MMSE 2と相互情報量ＩMMSE Eを用いて送信候補点を選択し、選択された送信候補点をＭＬＤ処理部１０８へ出力する。送信候補点の選択方法について説明する。
　図２に６４ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示し、図３に２５６ＱＡＭにおける送信候補点の選択例を示す。図２及び図３は、横軸をＩ（In-Phase）成分とし、縦軸をＱ（Quadrature）成分としたＩＱ平面で送信候補点を表したものであり、×はＭＭＳＥ出力点（受信点）を示し、○は選択された送信候補点を示し、●は選択されなかった送信候補点を示している。送信候補点はＭＭＳＥ出力点を対象に各変調ビットの０との距離、１との距離が小さい上位Ｒdを選択する。Ｒdは変調方式と相互情報量ＩMMSE Eの値により決定する。
　また、Ｒdにより決まる取り得る送信候補点数は、単純にＭＭＳＥ出力の近接の送信点数をＲd、各ストリームの送信候補点数をＭとする場合、近接送信点とそれを構成する変調ビット（０または１）と対（１または０）となる送信点の数は変調ビット数log2Ｍだけ存在するので、最大でＲd（１＋log2Ｍ）となる。ここで、最大という表現を使っている理由は、各変調ビットの距離が小さい上位Ｒd位の点が重複することがあるからである。図２（６４ＱＡＭの例）では、（ａ）にランキングの上位１位までの送信候補点の選出例を示し、（ｂ）に上位２位までの送信候補点の選出例を示してある。また、図３（２５６ＱＡＭの例）では、（ａ）にランキングの上位２位までの送信候補点の選出例を示し、（ｂ）に上位３位までの送信候補点の選出例を示してある。
　送信候補点の選び方について、６４ＱＡＭの場合（図２参照）を例に説明する。ここで、各送信候補点は、Ｉ軸及びＱ軸の値が－７，－５，－３，－１，１，３，５，７のいずれかをとる座標位置にあるものとする。そして、ＩＱ平面における受信点の座標を（－２．５，２．５）としたとき、各送信候補点との距離は、図４（ａ）のようになる。これらの距離を評価基準にして候補点番号を昇順にソートすると、図４（ｂ）のようになる。このソート結果から、上位Ｒdの送信候補点を選択すればよい。
　通常のＭＬＤと本発明によるＭＬＤの計算量を説明する。各ストリームの送信点数をＭ、送信アンテナの本数をＮtxとすると、生成される受信候補点数はＭNtxとなる。本発明における選出する上位ランキング数をＲdとすると、生成される受信候補点数は（Ｒd（１＋log2Ｍ））Ntxとなる。ここで、log2ＭをＭ’とすると、支配的な計算量は、通常のＭＬＤは２NtxM'、本発明のＭＬＤは（ＲdＭ’）Ntxとなる。
　ＭＬＤ処理部１０８は、入力された送信候補点行列Ｘ’と受信周波数信号ベクトルＹと伝送路推定行列Ｈ＾と受信雑音電力σ＾2を用いてＬＬＲ ＬMLDを求めて出力する。ＭＬＤ処理部１０８の詳細について、図５を用いて説明する。
　図５に第一の実施形態におけるＭＬＤ処理部１０８の構成例を示す。ＭＬＤ処理部１０８は、受信候補点生成部２０１と、外部ＬＬＲ算出部２０２とを備える。
　受信候補点生成部２０１は、入力された送信候補点ベクトルＸ’と伝送路推定行列Ｈ＾を用いて受信候補点ベクトルｒ＾を生成し、外部ＬＬＲ算出部２０２へ出力する。受信候補点ベクトルｒ＾の生成は次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　ここで、受信候補点ベクトルｒ＾は、受信候補点数をＱとしたとき、ｒ＾＝［ｒ1＾，…，ｒQ＾］である。
　外部ＬＬＲ算出部２０２は、入力されれた受信候補点ベクトルｒ＾と受信周波数信号ベクトルＹと受信雑音電力σ＾2を用いてビットＬＬＲ Ｌe_MLD Eを求め、ビットＬＬＲ Ｌe_MLD Eを出力する。ビットＬＬＲ Ｌe_MLD Eの各成分Ｌe_MLD E（ｂq，ｊ）の算出は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　ここで、上記（式９）の近似を用いると、次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　ここで、インデックスｑは受信候補点番号でｑ＝１，…，Ｑであり、ｂqは受信候補点番号ｑの受信候補点を構成するビットのインデックスである。
　図６に第一の実施形態におけるシミュレーションによるビット誤り率（ＢＥＲ）特性の一例を示す。図６は、横軸をＣＮＲ［ｄＢ］とし、縦軸を平均ＢＥＲとしたグラフであり、ＭＭＳＥの値を×、ＭＬＤ（従来）の値を△、ＭＬＤ（本発明）の値を○でプロットしている。シミュレーションは２×２ＭＩＭＯ、変調方式は６４ＱＡＭ、アンテナ相関は無相関、準静的フェージングの特性である。図より、本発明を適用したＭＬＤは、通常（従来）のＭＬＤとほぼ同一の性能であることが分かる。
　以上のように、第一の実施形態に係る無線通信装置は、概略的に、送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点に基づいて、受信信号の分離結果に対する尤度、ビット対数尤度比、相互情報量の算出を行い、当該基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離（ビット尤度）が小さい順に、相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択し、送信候補点を用いて受信候補点を算出してＭＬＤ演算を行う構成となっている。
　より具体的には、第一の実施形態に係る無線通信装置は、以下のように動作する。
　すなわち、伝送路推定部１０１が、複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する。雑音電力推定部（不図示）が、受信信号から受信雑音電力を推定する。ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２および分離検出部１０３が、伝送路の推定結果と受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより受信信号を分離する。尤度算出部１０４が、分離検出部１０３による分離結果と受信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する。ＬＬＲ算出部１０５が、尤度算出部１０４により算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する。相互情報量算出部１０６が、ＬＬＲ算出部１０５により算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する。送信候補点選択部１０７が、複数の信号点の中から、基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、相互情報量算出部１０６により算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する。受信候補点生成部２０１が、伝送路の推定結果と送信候補点とを用いて、受信信号の候補となる受信候補点を算出する。外部ＬＬＲ算出部２０２が、受信候補点と受信信号と受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。
　以上の第一の実施形態により、ＭＭＳＥ出力のビット尤度及び相互情報量を用いてＭＬＤの送信候補点を選択し、選択した送信候補点を用いてＭＬＤ処理を行うことにより、性能を保持したまま指数関数的に増大するＭＬＤの送信候補点及び受信候補点の数を削減し、実システムへの適用が可能となる。
　図７に本発明の第二の実施形態に係る無線通信装置の機能ブロックの例を示す。第二の実施形態に係る無線通信装置は、伝送路推定部１０１と、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２と、分離検出部１０３と、尤度算出部１０４と、ＬＬＲ算出部１０５と、相互情報量算出部１０６と、送信候補点選択部１０７と、デインタリーブ３０１－１と、誤り訂正復号器３０２－１と、インタリーブ３０３と、ＭＬＤ処理部３０４と、デインタリーブ３０１－２と、誤り訂正復号器３０２－２とを備える。伝送路推定部１０１と、ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部１０２と、分離検出部１０３と、尤度算出部１０４と、ＬＬＲ算出部１０５と、相互情報量算出部１０６と、送信候補点選択部１０７は、第一の実施形態と同一であるので説明は省略する。
　デインタリーブ３０１－１は、入力されたＬＬＲ ＬMMSEは、送信側で所定の順序に並び替えられた系列であり、それを元の順序に戻す処理を行い、元の順序に戻したＬＬＲ Ｌa_MMSE Dを誤り訂正復号器３０２－１へ出力する。本処理は後述するインタリーブ３０３と対になる処理である。
　誤り訂正復号器３０２－１は、入力されたＬＬＲ Ｌa_MMSE Dに対して軟入力軟出力の誤り訂正復号を行い、情報ビット系列の復号結果ｕMMSE＾を出力し、また、復号化ビットＬＬＲ系列Ｌe_MMSE Dをインタリーブ３０３へ出力する。
　インタリーブ３０３は、入力されたＬＬＲ Ｌe_MMSE Dを所定の順序に並び替え、並び替えた結果であるＬa_MLD Eを事前情報ＬＬＲとしてＭＬＤ処理部３０４へ出力する。
　ＭＬＤ処理部３０４は、入力された送信候補点行列Ｘ’と受信周波数信号ベクトルＹと伝送路推定行列Ｈ＾と受信雑音電力σ＾2と事前情報ＬＬＲ Ｌa_MLD Eを用いて外部ＬＬＲ Ｌe_MLD  Eを求めて出力する。ＭＬＤ処理部３０４の詳細について、図８を用いて説明する。
　図８に第二の実施形態におけるＭＬＤ処理部３０４の構成例を示す。ＭＬＤ処理部３０４は、受信候補点生成部２０１と、外部ＬＬＲ算出部４０１とを備える。受信候補点生成部２０１は第一の実施形態のＭＬＤ処理部１０８のものと同一であるため、説明は省略する。
　外部ＬＬＲ算出部４０１は、入力されれた受信候補点ベクトルｒ＾と受信周波数信号ベクトルＹと受信雑音電力σ＾2と事前情報ＬＬＲ Ｌa_MLD Eを用いて外部ＬＬＲ Ｌe_MLD Eを求め、出力する。外部ＬＬＲ Ｌe_MLD Eの各成分Ｌe_MLD E（ｂq，ｊ）の算出は、例えば、次式による。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
 　ここで、ｂq（ｒq＾）は受信候補点ｒq＾を構成する信号点ベクトルのｑ番目のビット（０または１）である。また、上記（式６）の近似を用いると次式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　デインタリーブ３０１－２は、入力されたＬＬＲ Ｌe_MLD Eは、送信側で所定の順序に並び替えられた系列であり、それを元の順序に戻す処理を行い、元の順序に戻したＬＬＲ Ｌa_MLD Dを誤り訂正復号器３０２－２へ出力する。
　誤り訂正復号器３０２－２は、入力されたＬＬＲ Ｌa_MLD Dに対して軟入力軟出力の誤り訂正復号を行い、情報ビット系列の復号結果ｕMLD＾を出力する。
　以上のように、第二の実施形態に係る無線通信装置では、第一の実施形態に係る無線通信装置を更に改良している。
　すなわち、デインタリーブ３０１－１、誤り訂正復号器３０２－１、インタリーブ３０３等の機能部（以下、誤り訂正復号器３０２－１等）が、ＬＬＲ算出部１０５により算出されたビット対数尤度比を入力とし、誤り訂正したビット対数尤度比を出力する。外部ＬＬＲ算出部２０２が、誤り訂正復号器３０２－１等により出力されたビット対数尤度比を事前ビット対数尤度比とし、受信候補点と受信信号と受信雑音電力推定結果と事前ビット対数尤度比とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する。
　以上の第二の実施形態により、ＭＭＳＥ出力のビット尤度及び相互情報量を用いてＭＬＤの送信候補点を選択し、また、ＭＭＳＥ出力から得られるビットＬＬＲに対して軟入力軟出力の誤り訂正復号を行い誤り訂正したビットＬＬＲを求めてそれをＭＬＤの事前ＬＬＲとし、選択された送信候補点と事前ＬＬＲを用いてＭＬＤ処理を行うことにより、第一の実施形態に比べ性能向上が可能となる。
　ここで、本発明に係るシステムや装置などの構成としては、必ずしも以上に示したものに限られず、種々な構成が用いられてもよい。
　また、本発明は、例えば、本発明に係る処理を実行する方法或いは方式や、このような方法や方式を実現するためのプログラムや当該プログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。この出願は、２０１６年５月２６日に出願された日本出願特願２０１６－１０５５７２を基礎として優先権の利益を主張するものであり、その開示の全てを引用によってここに取り込む。
　本発明は、複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信する種々の形式の無線通信装置に利用することができる。
　１０１…伝送路推定部 　１０２…ＺＦ／ＭＭＳＥ係数算出部 　１０３…分離検出部 　１０４…尤度算出部 　１０５…ＬＬＲ算出部 　１０６…相互情報量算出部 　１０７…送信候補点選択部 　１０８…ＭＬＤ処理部 　２０１…受信候補点生成部 　２０２…外部ＬＬＲ算出部 　３０１－１，３０１－２…デインタリーブ 　３０２－１，３０２－２…誤り訂正復号器 　３０３…インタリーブ 　３０４…ＭＬＤ処理部 　４０１…外部ＬＬＲ算出部

Claims (3)

  1. 　複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信して分離する無線通信装置において、
    　前記複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する伝送路推定手段と、
    　前記受信信号から受信雑音電力を推定する雑音電力推定手段と、
    　前記伝送路の推定結果と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより前記受信信号を分離する分離手段と、
    　前記分離手段による分離結果と前記送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する尤度算出手段と、
    　前記尤度算出手段により算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する第１のビット対数尤度比算出手段と、
    　前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する相互情報量算出手段と、
    　前記複数の信号点の中から、前記基準の信号点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、前記相互情報量算出手段により算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する選択手段と、
    　前記伝送路の推定結果と前記送信候補点とを用いて、前記受信信号の候補となる受信候補点を算出する受信候補点算出手段と、
    　前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する第２のビット対数尤度比算出手段と、
    　を備えたことを特徴とする無線通信装置。
  2. 　請求項１に記載の無線通信装置において、
    　前記第１のビット対数尤度比算出手段により算出されたビット対数尤度比を入力とし、誤り訂正したビット対数尤度比を出力する誤り訂正手段を備え、
    　前記第２のビット対数尤度比算出手段は、前記誤り訂正手段により出力されたビット対数尤度比を事前ビット対数尤度比とし、前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力推定結果と前記事前ビット対数尤度比とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出することを特徴とする無線通信装置。
  3. 　複数の送信アンテナから送信された送信信号を複数の受信アンテナで受信して分離する無線通信装置により実施される無線通信方法において、
    　前記複数の受信アンテナによる受信信号から送受信間の伝送路を推定する伝送路推定ステップと、
    　前記受信信号から受信雑音電力を推定する雑音電力推定ステップと、
    　前記伝送路の推定結果と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＺＦ法あるいはＭＭＳＥ法の線形フィルタにより前記受信信号を分離する分離ステップと、
    　前記分離ステップによる分離結果と前記送信信号が取り得る複数の信号点の中から選出される基準の信号点との尤度を算出する尤度算出ステップと、
    　前記尤度算出ステップにより算出された尤度を用いてビット対数尤度比を算出する第１のビット対数尤度比算出ステップと、
    　前記第１のビット対数尤度比算出ステップにより算出されたビット対数尤度比を用いて相互情報量を算出する相互情報量算出ステップと、
    　前記複数の信号点の中から、前記送信候補点を構成する変調ビット毎の０との距離及び１との距離が小さい順に、前記相互情報量算出ステップにより算出された相互情報量に応じた数の信号点を送信候補点として選択する選択ステップと、
    　前記伝送路の推定結果と前記送信候補点とを用いて、前記受信信号の候補となる受信候補点を算出する受信候補点算出ステップと、
    　前記受信候補点と前記受信信号と前記受信雑音電力の推定結果とを用いてＭＬＤ法によりビット対数尤度比を算出する第２のビット対数尤度比算出ステップと、
    　を有することを特徴とする無線通信方法。
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