KR101043698B1

KR101043698B1 - 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101043698B1
Application number: KR1020090100408A
Authority: KR
Inventors: 조용수; 임태호
Original assignee: 중앙대학교 산학협력단
Priority date: 2009-10-21
Filing date: 2009-10-21
Publication date: 2011-06-24
Also published as: CN102577163A; WO2011049380A9; WO2011049380A2; KR20110043338A; WO2011049380A3; US20120263080A1; US8811215B2; CN102577163B

Abstract

본 발명은 공간다중화시스템에서 신호검출 방법 및 장치를 개시한다. 본 발명은 적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부의 신호검출 장치로서, 상기 적어도 하나의 송신부와 상기 단일 수신부 사이에 형성된 채널 행렬에서 미리 설정된 알고리즘을 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성하는 부분 선형 계수 생성부; 수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하여 제1 심볼 벡터를 생성하는 부분 심볼 제거부; 및 상기 생성된 선형 가중치 행렬과 상기 제1 심볼 벡터를 이용하여 송신 심볼 후보 벡터를 생성하는 부분 심볼 검출부를 포함한다. 본 발명에 따른 데이터 스트림간 오류 성능의 차이가 크지 않은 장점이 있다.

협력적 공간다중화, 부분 심볼 제거, 선형 가중치 행렬, 부분 심볼 검출

Description

공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법{Apparatus and Method for detecting signal in spatial multiplexing system}

본 발명은 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 공간다중화 방식을 이용하여 전송된 다수의 상이한 데이터 스트림을 복수의 안테나를 갖는 단일 수신부에서 수신하는 경우에 복잡도는 낮추면서 오류 성능 차이가 크게 발생하지 않는 신호검출 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선통신 시스템에 있어서 스펙트럼 효율성과 전송속도의 극대화를 위해 MIMO(Multi Input Multi Output) 기술을 시스템에 적용하는 노력이 계속되고 있다. 최근 들어 이론만으로 언급되었던 MIMO 기술들이 실제 시스템에 적용되어 시스템 성능을 개선하는 사례가 많아지고 있다. MIMO 기술은 최근 상용화된 IEEE 802.16e mobile-WiMAX 시스템에 채택되었으며, 4G 기술로 대표되는 LTE 시스템, IEEE 802.16m 시스템에도 채택되었다. 그러나 MIMO 기술은 송신기의 안테나가 다중으로 구성되어 있어야 하고 전송 전력이 작은 경우 적용하기가 어렵기 때문에 이동단말의 상향링크에 MIMO 기술을 사용하기 힘들었다.

최근에는 MIMO 전송 방식을 응용하여 하나의 안테나 또는 두 개의 안테나를 갖는 다수의 송신기를 하나의 송신기가 다중 안테나를 사용하는 것처럼 동작하게 하여 MIMO 효과를 얻는 협력적 공간다중화 방식이 WiMAX와 LTE, IEEE 802.16m의 상향링크에 채택되었다.

협력적 공간다중화(Collaborative Spatial Multiplexing: CSM)는 다중사용자의 상향링크 시스템에서 복수의 단말기가 각각 하나 이상의 송신 안테나를 갖는 경우에 같은 주파수자원을 할당 받아 동시에 데이터를 전송하는 기법이다.

협력적 공간다중화 방식의 장점으로는 시스템의 전송효율을 향상시키면서, MIMO 단말기 대비 안테나 수를 줄일 수 있으므로 복잡도를 낮추어 단말 제조비용을 줄일 수 있다. 또한, 다중사용자 MIMO 시스템의 상향링크에서 협력적 공간다중화 방식을 사용하는 경우 사용자 별로 독립적인 MCS (modulation and coding scheme) 레벨을 가지므로 사용자의 채널 상태와 QoS(Quality of Service)를 고려하여 적절한 적응변조 및 부호화 (AMC; adaptive modulation and channel coding)가 이루어진다. 이와 같은 과정을 통해 사용자간 유사한 오류 성능을 보장하게 된다.

이와 같이 다중사용자 시스템에서 협력적 공간다중화 방식은 다수의 사용자의 데이터 스트림을 동일한 자원에 전송함으로써 전송효율을 높일 수 있으나, 기지국의 각 수신 안테나마다 모든 다중사용자의 송신 신호가 합해져서 수신되므로, 기지국에서 공간다중화된 신호를 분리하는 작업이 필수적이다.

협력적 공간다중화 방식은 다수의 송신기를 마치 하나의 송신기가 다중 안테나를 사용하는 것처럼 동작하므로 기존의 공간다중화 MIMO 시스템의 신호검출 기법을 고려할 수 있다. 공간다중화 방식을 이용한 MIMO 시스템 수신부의 신호검출 기 법에는 선형 신호검출 기법, 비선형 신호검출 기법, 준최적 신호검출 기법, 최적 신호검출 기법으로 분류할 수 있다.

선형 신호검출 기법에 속하는 ZF(Zero-Forcing), MMSE(Minimum Mean Square Error) 신호검출 기법은 연산복잡도가 낮아 비교적 간단한 구조로 구현이 가능하지만, 최적 신호검출 기법의 성능에 비해 크게 열화된 성능을 보인다. 비선형 신호검출 기법인 OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation) 계열의 신호검출 기법은 미리 정해진 검출 순서에 따라 순차적으로 검출된 신호를 제거하여 간섭 신호의 영향을 줄이는 기법이다.

OSIC 계열의 신호검출 기법은 선형 신호검출 기법에 비해 연산복잡도가 크지만, 선형 신호검출 기법에 비해 높은 성능을 보인다. 그러나 가장 최적의 성능을 보이는 최적 신호검출 기법에 비해 크게 열화된 성능을 보인다. 최적의 성능을 보이는 ML(Maximum Likelihood) 신호검출 기법은 송신 가능한 신호의 후보 벡터 값을 모두 대입하여 자승 유클리디언 거리를 연산 및 비교를 통해 최소 자승 유클리디언 거리를 선택하여 신호를 검출하는 방식이다. 그러므로 송신된 데이터 스트림의 수와 변조 차수가 높아짐에 따라 연산복잡도가 지수적으로 증가하여, 매우 높은 연산복잡도를 가진다. ML 신호검출 기법의 높은 연산복잡도를 줄이면서 최적의 성능과 유사한 성능을 가지는 신호검출 기법으로는 QRM-MLD(maximum likelihood detection with QR decomposition, SD(sphere decoding)) 등이 있다. SD 기법은 한정된 거리 안에 존재하는 성상도의 심볼을 대입하여 자승 유클리디언 거리를 연산하는 방식으로 ML 기법에 비해 평균적인 복잡도는 현저히 낮출 수 있지만 깊이 우선탐색 방식 이므로 최대 복잡도를 예측할 수 없어 실제 구현에는 어려움이 있다.

QRM-MLD는 SD와는 달리 최대 복잡도가 고정되어 있는 너비 우선 탐색 방식이다. 충분한 후보 벡터 개수를 가질 경우 ML 신호검출 기법과 거의 동일한 성능을 보이나 후보 벡터가 적을 경우 성능의 저하가 크게 나타난다.

상기에서 살펴본 기존 신호검출 기법 중 OSIC 계열의 비선형 검출 기법과 QRM-MLD, SD와 같은 준최적 신호검출 기법의 경우 신호검출 과정에서 오류 전파문제 발생, 대입 심볼의 제한, 또는 심볼 후보 벡터의 제한으로 데이터 스트림간 성능 차이가 발생한다. OSIC 계열의 신호검출 기법의 경우 순차적으로 신호를 검출하는 과정에서 이전에 검출된 심볼이 잘못 검출될 경우 오류 전파 문제가 발생한다. 그러므로 데이터 스트림간 신호검출 성능에 차이가 발생한다. 또한 SD와 QRM-MLD의 경우에는 신호를 검출하는 과정에서 데이터 스트림에 대하여 송신 가능한 심볼을 제한하여 대입하고, 후보 심볼만을 이용하여 자승 유클리디언 거리를 생성한다. 그러므로 OSIC 기법과 같이 SD와 QRM-MLD의 경우에도 데이터 스트림간 신호검출 성능에 차이가 발생한다. 이와 같은 현상을 발생시키는 신호검출 기법은 협력적 공간다중화 방식에 적용하기에 부적합하다. 상기에서 설명하였듯이 협력적 공간다중화 방식을 사용하는 다중사용자 MIMO 시스템의 상향링크에서는 사용자의 채널 환경과 QoS를 고려하여 각 사용자의 오류 성능을 유사하도록 설정하게 되는데, 데이터 스트림간 신호검출 성능에 큰 차이를 발생시키는 기존 신호검출 기법을 사용한다면 기존의 MCS 레벨의 설정이 쓸모없게 된다. 그러므로 신호검출 과정에서 오류 전파 문제, 신호검출 알고리즘상의 제약에 의해 데이터 스트림간의 오류 성능에 영향을 미치는 기존 OSIC계열의 비선형 검출기법, QRM-MLD, SD 등의 준최적 신호검출 기법은 협력적 공간다중화 방식을 사용하는 다중사용자 MIMO 시스템에 적합하지 않다.

본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해, 복수의 안테나를 갖는 단일 송신부 또는 적어도 하나의 안테나를 구비한 복수의 송신부에서 데이터 스트림을 공간다중화 방식을 통해 전송하는 경우, 복수의 안테나를 구비하고 있는 수신부에서 데이터 스트림의 신호검출 시 오류 성능 차이가 크게 발생하지 않는 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법을 제안하고자 한다.

본 발명의 다른 목적은 복잡도가 크지 않으면서 경판정(hard decision) 또는 연판정(soft decision) 시 최적 신호검출 기법인 ML 신호검출 기법과 유사한 성능을 보이는 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 상이한 데이터 스트림간 오류 성능이 유사한 공간다중화 시스템에서 신호검출 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부의 신호검출 장치로서, 상기 적어도 하나의 송신부와 상기 단일 수신부 사이에 형성된 채널 행렬에서 미리 설정된 알고리즘을 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성하는 부분 선형 계수 생성부; 수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하여 제1 심볼 벡터를 생성하는 부분 심볼 제거부; 및 상기 생성된 선형 가중치 행렬과 상기 제1 심볼 벡터 를 이용하여 송신 심볼 후보 벡터를 생성하는 부분 심볼 검출부를 포함하는 신호검출 장치가 제공된다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부의 신호검출 장치로서,

수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거된 심볼 벡터를 생성하는 부분 심볼 제거부를 포함하되, 상기 부분 심볼 제거부는 i번째 송신 안테나의 송신 가능한 심볼을 선택하고, 상기 선택된 심볼을 상기 채널 행렬 중 상기 i번째 송신 안테나에 상응하는 열행렬과 곱한 후 상기 전체 데이터 스트림에서 상기 곱한 값을 제거하여 상기 심볼 벡터를 생성하는 신호검출 장치가 제공된다.

본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부가 신호를 검출하는 방법으로서, (a) 상기 적어도 하나의 송신부와 상기 단일 수신부 사이에 형성된 채널 행렬에서 미리 설정된 알고리즘을 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성하는 단계; (b) 수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하여 제1 심볼 벡터를 생성하는 단계; (c) 상기 생성된 선형 가중치 행렬과 상기 제1 심볼 벡터를 이용하여 송신 심볼 후보 벡터를 생성하는 단계; 및 (d) 상기 생성된 송신 심볼 후보 벡터를 이용하여 자승 유클리디언 거리를 연산하는 단계를 포함하는 신호검출 방법이 제공된다.

본 발명에 따르면, 부분 심볼 제거부에서 모든 데이터 스트림에 대해 한 번씩 부분 심볼 제거 과정을 적용하고, 부분 심볼 검출부를 각 데이터 스트림에 대해 적용함으로써 모든 데이터 스트림간 오류 성능의 차이가 유사하다는 장점이 있다.

본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.

다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면 번호에 상관없이 동일한 수단에 대해서는 동일한 참조 번호를 사용하기로 한다.

본 발명은 복수의 안테나를 구비한 단일 송신부 또는 적어도 하나의 안테나를 구비한 복수의 송신부(예를 들어, 단말기)의 총 안테나 수가 M개이고 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 안테나 수가 N개인 단일 수신부(예를 들어, 기지국)가 최적의 방식으로 신호를 검출할 수 있는 방법을 제공한다.

특히, 본 발명은 다중사용자의 상향링크 시스템에서 복수의 단말기가 각각 하나 이상의 송신 안테나를 갖는 경우에 같은 주파수자원을 할당 받아 동시에 데이터를 전송하는 다중사용자의 협력적 공간다중화(Collaborative Spatial Multiplexing: CSM) 상향링크 시스템에서의 신호 검출에 적용될 수 있으며, 하기에서는 협력적 공간다중화 상향링크 시스템에서의 신호검출을 중심으로 설명한다.

협력적 공간다중화 시스템은 일반 MIMO 시스템에 관한 M개의 안테나를 가진 하나의 송신부 및 N개의 안테나를 가진 하나의 수신부를 포함하는 시스템과 수학적으로 동일한 표현이 가능하다.

하기에서는 도 1 내지 도 2를 참조하여 본 발명이 적용되는 시스템 및 종래의 신호검출 기법에 대해 우선적으로 살펴본다.

도 1은 일반적인 MIMO 시스템의 송수신단 블록도이다.

도 1에 도시된 바와 같이, 일반적인 MIMO 시스템의 송신부는 채널 부호기(100), 인터리버(102), 공간다중화기(104) 및 복수의 안테나(106)를 포함할 수 있으며, 수신부는 복수의 안테나(110), 신호검출기(112), 디인터리버(114) 및 채널 복호기(116)를 포함할 수 있다.

전송되는 데이터 스트림은 채널 부호기(100) 및 인터리버(102)를 거친 후, 공간다중화기(104)를 통해 서로 다른 값의 심볼(symbol)이 각 안테나(106)를 통해 전송된다.

한편, 수신부의 각 안테나(110)는 서로 다른 채널환경을 거친 무선신호를 수신한다. 상기와 같이 수신된 신호는 서로 다른 채널환경을 거친 다중 신호이며, 이는 채널추정을 거친 후 신호검출기(112)를 통해 분리된다.

신호검출 시, 경판정을 이용하는 경우에는 검출된 심볼의 복조를 통해 각 심볼의 비트를 검출하며, 연판정인 경우에는 검출된 심볼의 비트 LLR(Log-Likelihood Ratio) 정보가 디인터리버(114)와 채널 복호기(116)를 거쳐 경판정된 심볼의 비트로 검출된다.

도 2는 협력적 공간다중화 시스템의 블록도이다.

도 2는 다수의 송신부에서 채널 부호화를 거친 데이터 스트림이 전송되고, 하나의 수신부에서 다수의 안테나를 이용하여 데이터 스트림을 수신하는 협력적 공간다중화 시스템의 기본 개념을 도시한 것이다.

협력적 공간다중화 시스템에 있어서, 다수의 송신부 안테나의 총 개수가 도 1에서 설명한 공간다중화 MIMO 시스템의 송신부 안테나 수와 동일하고 수신부의 안테나 수가 동일하다면 협력적 공간다중화 시스템은 공간다중화 MIMO 시스템은 동일한 송수신 신호의 관계를 식으로 나타낼 수 있다.

다만, 협력적 공간다중화 시스템에서 각 송신부는 공간다중화기가 아닌 독립적인 변조기(200-1 내지 200-M)를 포함한다.

송신 안테나 수가 M개, 수신 안테나 수가 N개인 공간다중화 MIMO 시스템을 가정할 때, 무선통신 채널과 송수신 신호의 관계는 다음과 같이 수학식 1로 나타낼 수 있다.

여기서

는

번째 송신안테나로부터 송신된 신호(심볼)를 나타내고,

는

번째 수신 안테나에서 수신된 신호를 나타내며,

는

번째 송신 안테나와

번째 수신 안테나 사이의 채널 이득을 나타낸다.

잡음

은 환형 대칭 백색 가우시안 잡음이라고 가정한다. 송신 심볼

는 QAM(Qadrature Amplitude Modulation) 변조된 심볼이라고 가정하고, 수신기에서는 채널 추정을 완벽하게 하여 채널 정보를 알고 있다고 가정한다. 협력적 공간다중화 시스템에서는 송신 심볼이 각기 다른 송신 안테나에서 전송된 심볼이라고 가정한다.

최적의 성능으로 신호를 검출하는 ML 기법은 송신 가능한 모든 송신신호 벡터 각각에 대하여 자승 유클리디언 거리를 계산하여 경판정시에는 최소값에 해당하는 송신신호 벡터를 송신 심볼로 판정한다. 연판정시에는 송신 가능한 모든 송신신호 벡터를 이용하여 생성한 자승 유클리디언 거리를 이용하여 비트 LLR을 생성하여 MAP, log-MAP, max-log-MAP 방식에 적용하여 심볼을 검출한다. ML 신호검출 기법은 아래와 같은 수학식 2로 표현할 수 있다.

송수신 안테나수가 M개씩이고 C-QAM 으로 변조된 심볼을 위 수식을 이용하여 ML 신호검출을 하는 경우

개의 자승 유클리디언 거리를 연산하여야 한다. 이와 같이 ML 신호검출 기법의 연산량은 변조 차수(C)에 송신 안테나수의 지수승으로 증가하기 때문에 실제 시스템에 적용하기 힘들다.

적은 연산량으로 구현이 가능한 선형 기법인 ZF과 MMSE 기법은 채널의 역함 수를 이용하는 방식으로 ZF 기법의 경우 잡음증폭 현상이 발생한다. MMSE 기법은 ZF 기법의 잡음증폭 현상을 고려한 방식으로 ZF 기법에 비해 성능 향상을 보인다. 그러나 최적의 성능에 비해 현저히 낮은 성능을 가지는 문제점이 있다. 이와 같은 ZF, MMSE 기법은 아래와 같은 수학식 3으로 표현할 수 있다.

여기서 +는 선형 가중치 행렬을 의미하고, ^H 는 켤레전치행렬을 나타내며,

은 송신전력이 1일 때 잡음의 전력을 나타낸다.

또한

는

단위행렬을 나타낸다. ZF 기법은 잡음을 고려하지 않고 채널응답의 의사 역행렬을 구하여 간섭신호를 제거시키는 알고리즘이며, MMSE 기법은 잡음까지 고려하여 복조신호가 최대 신호대잡음비를 갖도록 하는 알고리즘이다.

전술한 바와 같이, MIMO 시스템에서 공간다중화된 신호의 검출을 위해 ZF 및 MMSE 기법이 사용되었으나, 이들은 비교적 간단한 구조로 구현이 가능한, 최적 신호검출 기법인 ML 기법에 비해 크게 열화된 성능을 보인다.

본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 복잡도는 높이지 않으면서 최적 신 호검출 기법과 유사한 성능을 보일 수 있는 신호검출 방법을 제안한다.

도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 신호검출 장치의 블록도이다.

도 3은 도 2와 같이 협력적 공간다중화 시스템에 포함된 신호검출 장치(신호검출기, 112)에 관한 것으로서, 도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 신호검출 장치는 부분 선형 계수 생성부(300), 부분 심볼 제거부(302), 부분 심볼 검출부(304), 자승 유클리디언 거리 연산부(306), 비트 LLR 생성부(308) 및 최소 자승 유클리디언 선택부(310)를 포함할 수 있다.

하기에서는 다수의 송신부의 안테나 총 개수(M)가 4개이며, 하나의 수신부가 가진 안테나의 수(N)가 4개인 경우를 중심으로 설명한다.

본 발명에서, 신호검출 장치의 입력은 채널 추정에 의해 구한 채널 이득값과 각 안테나에서 수신된 스트림 데이터, 각 스트림 데이터의 변조 차수 정보이다.

본 발명에 따른 부분 선형 계수 생성부(300)는 부분 심볼 검출부(304)에서 사용될 ZF나 MMSE 알고리즘을 이용하여 선형 계수(가중치 또는 가중치 행렬)를 미리 구하는 역할을 한다.

이때, ZF 알고리즘이 이용되는 경우에는 상기한 채널 이득값, 수신 스트림 데이터 및 변조 차수 정보가 입력이 되나, MMSE 알고리즘이 이용되는 경우에는 추정된 잡음분산 값이 추가적인 입력이 된다.

도 4는 본 발명에 따른 부분 선형 계수 생성부(300)의 상세 구성을 도시한 도면이다.

도 4에 도시된 바와 같이, 부분 선형 계수 생성부(300)는 열행렬 제거 부(400) 및 선형 가중치 행렬 생성부(402)를 포함할 수 있다.

열행렬 제거부(400)는 상기한 수학식 1에서 정의된 채널 행렬 에서 각 열행렬을 제거한다.

본 발명은 M 및 N이 4이므로 채널 행렬

는 4x4 채널 행렬이 되며, 열행렬 제거부(400)는 각 열행렬을 제거하여 4개의 3x4 부분 행렬을 생성한다.

선형 가중치 행렬 생성부(402)는 생성된 부분 행렬 4개를 이용하여 수학식 3과 같이, ZF나 MMSE 알고리즘을 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성한다.

이는 아래와 같은 수학식 4로 표현될 수 있다.

,,,

ZF :

MMSE :

상기한 수학식 4에서 생성된 선형 가중치 행렬은 부분 심볼 검출부(304)의 입력 값이 되고, 부분 심볼 검출부(304)는 송신 심볼 후보 벡터를 선형 가중치 행렬을 이용하여 검출한다.

한편, 도 5는 본 발명에 따른 부분 심볼 제거부의 상세 구성을 도시한 도면이다.

본 발명에 따른 부분 심볼 제거부(302)는 아래 수학식 5와 같이 특정 스트림 데이터의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하는 기능을 수행한다. 즉, 부분 심볼 제거부(302)는 수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하여 제1 심볼 벡터를 생성한다.

여기서,

는 송신 심볼의 인덱스이며

는

변조 차수의 인덱스이다.

는 수신된 전체 데이터 스트림 중 번째 송신 안테나에서 송신 가능한 모든 심볼 중에서

번째 심볼을 제거한 심볼 벡터이다.

본 발명에 따른 부분 심볼 제거부(302)는 심볼 제거 후,

인 경우

개,

인 경우

개,

인 경우

개,

경우

개의 제1 심볼 벡터를 출력한다.

도 6은 본 발명에 따른 부분 심볼 검출부의 상세 구성을 도시한 도면이다.

도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 부분 심볼 검출부는 부분 심볼 벡터 생성부(600) 및 변조 슬라이서(QAM Slicer, 602)를 포함하며, 이를 통해 송신 심볼 후보 벡터를 생성한다.

부분 심볼 벡터 생성부(600)는 부분 선형 계수 생성부(300)에서 ZF 또는 MMSE 알고리즘을 이용하여 생성한 선형 가중치 행렬과, 부분 심볼 제거부(302)에서 송신 가능한 심볼이 제거된 수신 신호를 곱하여 심볼 제거된 나머지 심볼, 즉 부분 심볼 벡터(제2 심볼 벡터)를 생성한다.

부분 심볼 벡터 생성부(600)는 각 송신 안테나의 데이터 스트림의 변조 차수에 상응하는 변조 슬라이서를 선택한다.

여기서, 제2 심볼 벡터의 검출은 하기의 수학식 6으로 표현될 수 있다.

여기서,

는

번째 송신 안테나에서 송신 가능한 심볼

를 제거한 나머지 심볼 벡터(제2 심볼 벡터)의 값이다.

생성된 부분 심볼 벡터의 총 개수는 각 송신 안테나의 변조 차수 크기의 합으로서, 송신 안테나의 수(M)를 4로 가정하였으므로

가 된다.

부분 심볼 검출부(304)는 생성된 제2 심볼 벡터와 부분 심볼 제거부(302)에서 제거된 제1 심볼 벡터를 합하여 송신 심볼 후보 벡터

를

개 생성한다.

신 심볼 후보 벡터는 아래 수학식 7과 같다.

도 7은 본 발명에 따른 자승 유클리디언 거리 연산부의 상세 구성을 도시한 도면이다.

도 7을 참조하면, 자승 유클리디언 거리 연산부(306)는 부분 심볼 검출부(304)에서 생성한 송신 심볼 후보 벡터를 이용하여 하기의 수학식 8과 같이 자승 유클리디언 거리를 연산한다.

수학식 8에서 연산된

개의 자승 유클리디언 거리

는 경판정과 연판정에 모두 사용된다.

경판정시에는 최소 자승 유클리디언 선택부(310)가 하기의 수학식 9와 같이 생성한

개의 자승 유클리디언 거리

중 가장 짧은 거리 값을 갖는 송신 심볼 후보 벡터를 송신 심볼이라 판정한다.

연판정시에는 비트 LLR 생성부(308)가 송신 심볼 후보 벡터의 모든 비트의 LLR값을 생성하여 이를 채널 복호기(116-n)로 전달한다.

본 발명에 따르면, 채널 복호기(116-n)가 비터비 복호기(Viterbi decoder)와 터보 복호기(Turbo decoder)인 것으로 가정한다.

LLR 생성 방법은 max-log 근사화 방식을 이용하며, 하기의 수학식 10과 같이 생성된다.

수학식 10과 같이,

는

의 부분집합

을 이용하여

번째 송신 안테나의

번째 비트의 LLR을 생성한다.

수학식 10을 이용하는 경우 기존 QRM-MLD, sphere decoding 신호검출 기법은 모든 비트의 LLR을 생성하지 못하는 문제가 발생한다. 이와 같은 문제를 해결하기 위해 후보 벡터의 개수를 늘리거나 상수 값을 이용하는 clipping 기법 등이 연구되었다. 후보 벡터의 개수를 늘리게 되면 연산 복잡도가 증가하고, clipping 기법의 경우 SNR이나 채널 추정 오차에 의해 정확한 clipping 상수 값을 선정하는 문제가 있다. 부정확한 상수 값을 이용할 경우 성능 열화가 크게 발생한다. 또한 기존 QRM-MLD, sphere decoding 기법은 후보 벡터에 포함되는 심볼들 간에 다양성에 큰 차이가 발생한다. 즉, 초기에 검출되는 심볼들의 경우 최종 후보 심볼 벡터에 여러 개의 송신 가능한 심볼 중 1,2개로 고정되는 현상이 발생한다. 그러므로 송신 가능한 심볼의 대부분이 최종 후보 심볼 벡터에 존재하는 마지막 검출되는 심볼과의 성능 차이가 발생한다. 이런 현상이 발생하는 신호검출 기법의 경우 상기한 도 1에서 설명한 공간다중화 방식을 사용하는 MIMO 시스템에서는 성능 열화가 심한 데이터 스트림이 전체적 시스템의 성능에 악영향을 끼친다. 또한 상기한 도 2에서 설명한 협력적 공간다중화 방식을 사용하는 다중 사용자 시스템의 경우에는 신호검출 기법에 의해 여러 사용자의 데이터 스트림간에 성능 차이를 발생하게 된다.

도 8은 다양한 신호검출 기법의 스트림 데이터간 FER (frame error rate)를 도시한 도면이다.

도 8a는 MMSE 신호검출 기법의 성능으로 데이터 스트림간 성능 차이가 발생하지 않는다. 그러나 도 8b의 MMSE-OSIC 신호검출 기법, 도 8c의 QRM-MLD 기법은 스트림 데이터간 오류 성능의 차이가 크게 발생한다.

도 8d는 본 발명의 스트림 데이터간 오류 성능을 도시한 도면이다. 이를 통해 본 발명은 스트림 데이터간 오류 성능이 유사함을 알 수 있다.

본 발명은 다수의 데이터 스트림에 대해 송신 가능한 모든 심볼을 최소 한번 이상을 이용하면서, 모든 비트에 대한 LLR을 생성할 수 있다. 또한 부분 심볼 제거부(302)를 모든 데이터 스트림에 대해 한번 씩 적용하고 부분 심볼 검출부(304)를 각 데이터 스트림에 대해 적용함으로써 모든 데이터 스트림의 성능이 유사하다.

그러므로 기존 OSIC 신호검출 기법, QRM-MLD 기법이나 sphere decoding에서 발생하는 데이터 스트림간 오류 성능의 차이가 일어나는 문제가 발생하지 않는다.

도 9a는 비터비 복호기 (Viterbi decoder)를 이용한 경우 연판정 오류 성능 결과이며, 도 9b는 터보 복호기 (Turbo decoder)를 이용한 경우 연판정 오류 성능 결과이다. 이 결과를 통해 기존 준최적 신호검출 기법인 QRM-MLD에 비하여 성능이 향상되며 최적 성능인 ML search (max-log) 방식과 1dB 미만의 성능의 차이가 발생함을 확인할 수 있다.

따라서 본 발명의 신호검출 기법은 공간다중화 방식의 MIMO 시스템과 협력적 공간다중화 방식을 사용하는 다중사용자 시스템에 매우 효과적으로 적용될 수 있다. 또한 공간다중화 방식의 MIMO-OFDM 시스템의 경우에도 OFDM 심볼의 subcarrier에 적용하여 효과적으로 신호를 검출 할 수 있다.

상기한 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대해 통상의 지식을 가진 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 하기의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.

도 1은 일반적인 MIMO 시스템의 송수신단 블록도.

도 2는 협력적 공간다중화 시스템의 블록도.

도 3은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 신호검출 장치의 블록도.

도 4는 본 발명에 따른 부분 선형 계수 생성부의 상세 구성을 도시한 도면.

도 5는 본 발명에 따른 부분 심볼 제거부의 상세 구성을 도시한 도면.

도 6은 본 발명에 따른 부분 심볼 검출부의 상세 구성을 도시한 도면.

도 7은 본 발명에 따른 자승 유클리디언 거리 연산부의 상세 구성을 도시한 도면.

도 8은 다양한 신호검출 기법의 스트림 데이터간 FER (frame error rate)를 도시한 도면.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 연판정 신호검출의 오류 성능을 나타낸 도면.

Claims

적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부의 신호검출 장치로서,

상기 송신부와 상기 단일 수신부 사이에 형성된 채널 행렬에서 미리 설정된 알고리즘을 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성하는 부분 선형 계수 생성부;

수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하여 제1 심볼 벡터를 생성하는 부분 심볼 제거부; 및

상기 생성된 선형 가중치 행렬과 상기 제1 심볼 벡터를 이용하여 송신 심볼 후보 벡터를 생성하는 부분 심볼 검출부를 포함하는 신호검출 장치.
제1항에 있어서,

상기 부분 선형 계수 생성부는,

상기 채널 행렬의 각 열행렬을 제거하여 M-1개의 부분 행렬을 생성하는 열행렬 제거부; 및

상기 부분 행렬을 상기 미리 설정된 알고리즘에 적용하여 상기 선형 가중치 행렬을 생성하는 선형 가중치 행렬 생성부를 포함하는 신호검출 장치.
제1항에 있어서,

상기 부분 선형 계수 생성부는 ZF(Zero Forcing) 알고리즘 및 MMSE(Minimum Mean Square Error) 알고리즘 중 적어도 하나를 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성하는 신호검출 장치.
제1항에 있어서,

상기 부분 심볼 제거부는 i번째 송신 안테나의 송신 가능한 심볼을 선택하고, 상기 선택된 심볼을 상기 채널 행렬 중 상기 i번째 송신 안테나에 상응하는 열행렬과 곱한 후 상기 전체 데이터 스트림에서 상기 곱한 값을 제거하는 신호검출 장치.
제4항에 있어서,

상기 부분 심볼 제거부는 상기 i번째 송신 안테나에 의한 데이터 스트림의 변조 차수에 상응하는 개수의 심볼을 선택하는 신호검출 장치.
제1항에 있어서,

상기 부분 심볼 제거부는 하기의 수학식에 따라 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하는 신호검출 장치.

는 송신 심볼의 인덱스이며
는
변조차수의 인덱스,

는 전체 데이터 스트림에서
번째 송신 안테나에서 송신 가능한 모든 심볼 중에서
번째 심볼을 제거한 심볼 벡터임.
제1항에 있어서,

상기 부분 심볼 검출부는 상기 선형 가중치 행렬과 상기 제1 심볼 벡터를 곱하여 i번째 송신 안테나에 대해 상기 부분 심볼 제거부에서 제거된 심볼 외에 나머지에 해당하는 제2 심볼 벡터를 검출하는 신호검출 장치.
제7항에 있어서,

상기 부분 심볼 검출부는 하기의 수학식에 따라 각 송신 안테나에 대한 제2 심볼 벡터를 검출하는 신호검출 장치.

는
번째 송신 안테나에서 송신 가능한 심볼
를 제거한 나머지 심볼 벡터임.
제7항에 있어서,

상기 부분 심볼 검출부는 상기 제1 심볼 벡터 및 제2 심볼 벡터를 합산하여 송신 심볼 후보 벡터를 생성하는 신호검출 장치.
제7항에 있어서,

상기 부분 심볼 검출부는 각 송신 안테나의 데이터 스트림의 변조 차수에 상응하는 변조 슬라이서를 선택하는 신호검출 장치.
제7항에 있어서,

상기 생성된 송신 심볼 후보 벡터를 이용하여 미리 설정된 개수의 자승 유클리디언 거리 연산을 수행하는 자승 유클리디언 거리 연산부를 더 포함하는 신호검출 장치.
제11항에 있어서,

상기 자승 유클리디언 거리 연산은 하기의 수학식에 따라 수행되는 신호검출 장치.
제11항에 있어서,

경판정시, 하기의 수학식에 따라 미리 설정된 개수의 자승 유클리디언 거리 중 가장 짧은 거리 값을 갖는 송신 후보 심볼 벡터를 송신 심볼로 판정하는 최소 자승 유클리디언 선택부를 더 포함하는 신호검출 장치.
제11항에 있어서,

연판정시, 상기 송신 심볼 후보 벡터의 모든 비트의 LLR(Log-Likelihood Ratio) 값을 생성하는 비트 LLR 생성부를 더 포함하는 신호검출 장치.
제14항에 있어서,

상기 생성된 LLR 값은 채널 복호기로 전달되며, 상기 채널 복호기는 비터비 복호기 및 터보 복호기 중 적어도 하나인 신호검출 장치.
제14항에 있어서,

상기 신호검출 장치의 입력은 채널 이득, 상기 복수의 안테나 각각에 수신된 스트림 데이터 및 추정된 잡음분산값 중 적어도 하나를 포함하는 신호검출 장치.
제1항에 있어서,

상기 적어도 하나의 송신부는 안테나 개수가 M(M은 2 이상의 자연수)인 단일 송신부 및 각각 하나 이상의 안테나를 가지며 총 안테나 개수가 M인 복수의 송신부 중 하나인 신호검출 장치.
적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부의 신호검출 장치로서,

수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거된 심볼 벡터를 생성하는 부분 심볼 제거부를 포함하되,

상기 부분 심볼 제거부는 i번째 송신 안테나의 송신 가능한 심볼을 선택하고, 상기 선택된 심볼을 채널 행렬 중 상기 i번째 송신 안테나에 상응하는 열행렬과 곱한 후 상기 전체 데이터 스트림에서 상기 곱한 값을 제거하여 상기 심볼 벡터를 생성하는 신호검출 장치.
적어도 하나의 송신부가 공간다중화 방식으로 데이터 스트림을 전송하는 시스템에서 복수의 안테나를 구비한 단일 수신부가 신호를 검출하는 방법으로서,

(a) 상기 적어도 하나의 송신부와 상기 단일 수신부 사이에 형성된 채널 행렬에서 미리 설정된 알고리즘을 이용하여 선형 가중치 행렬을 생성하는 단계;

(b) 수신된 전체 데이터 스트림에서 각 송신 안테나의 송신 가능한 모든 심볼을 제거하여 제1 심볼 벡터를 생성하는 단계;

(c) 상기 생성된 선형 가중치 행렬과 상기 제1 심볼 벡터를 이용하여 송신 심볼 후보 벡터를 생성하는 단계; 및

(d) 상기 생성된 송신 심볼 후보 벡터를 이용하여 자승 유클리디언 거리를 연산하는 단계를 포함하는 신호검출 방법.