WO2016143863A1 - 通信装置、復調方法及びプログラム - Google Patents

通信装置、復調方法及びプログラム Download PDF

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distance
axis direction
candidate
complex plane
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眞田　幸俊
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学校法人慶應義塾
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    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits

Definitions

  • the present invention relates to a communication device, a demodulation method, and a program.
  • An object of the present invention is to more appropriately realize symbol separation in a spatially multiplexed signal stream with a low amount of processing.
  • a communication device for demodulating a signal multiplexed in space, Based on the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, and the difference between the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, Distance calculating means for calculating the distance between the signal point candidate and the received signal point; Signal point determination means for determining which of the signal point candidates the received signal point corresponds to based on the distance calculated by the distance calculation means; It is characterized by providing.
  • FIG. 1A is a schematic diagram showing two QPSK signals in a MIMO multiplexed signal.
  • FIG. 1A is a diagram showing a QPSK signal stream SS1
  • FIG. 1B is a diagram showing a QPSK signal stream SS2.
  • It is a schematic diagram which shows the relationship between the received signal point Rp and the example of arrangement
  • It is a schematic diagram which shows the relationship between a Euclidean distance and a Manhattan distance.
  • distance Dn and Euclidean distance It is a figure which shows the difference in the amplitude error in distance Dn and Manhattan distance. It is a figure which shows the conditions of the simulation shown in FIG.
  • FIG. 5 is a flowchart for explaining a flow of demodulation processing executed by a communication device 60.
  • the communication apparatus is configured as a receiving apparatus in the MIMO transmission technology.
  • the fourth and fifth generation mobile communication systems aim to achieve a data rate 10 times as long as LTE (Long Term Evolution).
  • LTE Long Term Evolution
  • a high data rate is constantly studied even in a wireless LAN.
  • MIMO transmission technology is being studied.
  • the receiving side calculates the distance between the received signal point and the theoretical signal point (signal point candidate) in the received signal stream, and the received signal point corresponds to any theoretical signal point.
  • a process of estimating the symbol and separating the symbols is performed.
  • symbol separation in the received signal stream can be more appropriately realized by processing with a low calculation amount.
  • the communication apparatus receives and demodulates transmission signals (hereinafter referred to as “MIMO multiplexed signals”) transmitted from a plurality of transmission antennas on the transmission side and multiplexed in space.
  • MIMO multiplexed signals transmission signals
  • processing for separating which of the theoretical signal points (signal point candidates) is a symbol in the received signal stream is performed.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • FIG. 1 is a schematic diagram showing two QPSK signals in a MIMO multiplexed signal.
  • FIG. 1 (A) shows a QPSK signal stream SS1
  • FIG. 1 (B) shows a QPSK signal stream SS2.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing a relationship between the reception signal point Rp and an arrangement example of signal points.
  • a signal stream SS1 and a signal stream SS2 are transmitted from two transmission antennas, respectively, and attenuation and phase rotation in the transmission path are generated in the signal stream SS1.
  • FIG. 1 shows a signal stream SS1 and a signal stream SS2
  • attenuation and phase rotation in the transmission path are generated in the signal stream SS1.
  • on the receiving side in the example of signal point arrangement shown in FIG.
  • the actual received signal point Rp is specified by a combination of each of the four signal points of the signal stream SS1 and the four signal points of the signal stream SS2.
  • a metric (distance) with 16 signal point candidates is calculated.
  • the received signal point Rp is estimated (maximum likelihood estimation) as corresponding to the signal point candidate with the smallest metric.
  • the communication apparatus calculates a metric for each signal point candidate in the signal stream of the QPSK signal and determines a signal point candidate with the minimum metric. For example, in FIG. 2, the likelihood for the encoded symbols Sm1 and Sm2 that the second bit of the signal stream SS1 is “1” (*, 1) is expressed by the following equation.
  • the Euclidean distance is directly calculated as a metric.
  • the signal is a QPSK signal
  • a multiplication process proportional to 4 the number of signal streams
  • a calculation method using a correlation distance has been proposed (T. Koike, Y. Seki, H. Murata, S. Yoshida, K. Araki, “FPGA implementation of 1 Gbps”).
  • This method is limited to the QPSK signal stream, but when the number of transmission signal streams is Nt and the number of reception antennas is Nr, the Euclidean distance is the number of multiplications in the order of 4 ⁇ Nt ⁇ (Nt ⁇ 1) ⁇ Nr. Can be calculated.
  • the metric of the received signal point Rp is obtained with 0 multiplications for each signal point candidate in the signal stream of the multiplexed QPSK signal. It can be calculated.
  • the Manhattan distance has a large error from the Euclidean distance, there is a possibility that the symbols cannot be appropriately separated.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the relationship between the Euclidean distance and the Manhattan distance.
  • the Manhattan distance has a large error with respect to the Euclidean distance.
  • Minimum metric In this case, an error occurs in searching for a signal point candidate having the minimum metric (minimum Euclidean distance). Therefore, in the communication apparatus according to the present embodiment, the metric of the reception signal point Rp is calculated for each signal point candidate in the signal stream of the QPSK signal by a new method having an error smaller than the Manhattan distance.
  • signal point candidates at the j-th receiving antenna (j is a natural number) whose distance is to be calculated are obtained by the following equation.
  • Z j ⁇ H ji St (2)
  • H ji is the channel response between the i th transmission antenna and the j th reception antenna
  • St is the i th It is a signal point candidate at the transmitting antenna.
  • St ⁇ 1, ( ⁇ 1) 1/2 , ⁇ 1, ⁇ ( ⁇ 1) 1/2 ⁇ , so that St is obtained with 0 multiplications.
  • the distance Dn used in this embodiment is obtained by the following equation.
  • Dn (22/32) (
  • D R ⁇ Z is a relative position vector of the signal point candidate for which the metric is obtained with respect to the received signal point, R is the coordinate of the received signal point, and Z is the coordinate of the signal point candidate.
  • the distance Dn used in the present embodiment is the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane (the sum of the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane). ) And the difference between the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane (hereinafter referred to as “Manhattan distance with the imaginary part complemented”).
  • the first term in equation (3) represents the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane
  • the second term in equation (3) represents the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing the relationship between the distance Dn and the Euclidean distance used in the present embodiment.
  • the Manhattan distance is also shown for comparison.
  • the distance Dn in the present embodiment is a value closer to the Euclidean distance than the case of the Manhattan distance as a result of calculation according to the equation (3).
  • the distance Dn in the present embodiment can be calculated using Re (D) and Im (D) calculated in the calculation of the Manhattan distance, the Euclidean can be more accurately performed without increasing the calculation load. It is possible to approximate the distance.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a difference in amplitude error between the distance Dn and the Manhattan distance used in the present embodiment.
  • the coefficients of the first term and the second term in the expression (3) are changed in a range of about 2: 1 (21/32, 11/32), (22/32, 10/32). ), (20/32, 12/32), and (2/3, 1/3) of 4 patterns (proposed methods 1 to 4), the average value, variance, and maximum of amplitude error in the result of computer simulation Each value is shown.
  • the simulation result shown in FIG. 5 has shown the characteristic at the time of using the distance Dn in this embodiment for the maximum likelihood demodulation part of the computer simulation supposing the LTE system.
  • FIG. 6 is a diagram showing the simulation conditions shown in FIG. As shown in FIG. 6, the simulation result shown in FIG. 5 shows that the total number of trial bits is 9600000, the frame length is 4800, the number of transmitting antennas is 2, the number of receiving antennas is 2, the encoding method is turbo code, and the coding rate is 1/3 and 1/2, 8 repetitions, QPSK and OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing), 256 subcarriers, 151 data subcarriers, and 18-path Rayleigh fading are assumed. Is.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the bit error rate characteristics when the coding rate is 1/2
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the bit error rate characteristics when the coding rate is 1/3. 7 and 8, the relationship between the bit energy to noise power density ratio (Eb / N0) and the bit error rate (BER) is shown as a characteristic of the demodulation result.
  • Eb / N0 bit energy to noise power density ratio
  • BER bit error rate
  • the distance between all signal point candidates and received signal points is calculated as a characteristic of “no approximation” in order to consider the probabilities of all signal point candidates when performing maximum likelihood estimation demodulation.
  • the likelihood calculation is shown for reference.
  • likelihood calculation is performed by narrowing down to the signal point candidate that approximates the one with the smallest metric (closest to the received signal point) by making a soft decision based on the coordinates of the received signal point This shows the case where Specifically, the “Euclidean distance” in FIGS.
  • FIG. 9 is a diagram showing a system configuration of a communication system 1 including a communication apparatus according to the present invention.
  • the communication system 1 includes a signal distributor 10 on the transmission side, transmission signal processing units 20A and 20B, antennas 30A and 30B, an antenna 40 on the reception side, a reception signal processing unit 50, And a communication device 60.
  • the communication system 1 illustrated in FIG. 9 is a communication system that performs MIMO transmission, and is an overloaded MIMO transmission system in which there are two antennas on the transmission side and one antenna on the reception side.
  • the signal distributor 10 distributes the transmitted symbols to the transmission channels from the antennas 30A and 30B.
  • the transmission signal processing units 20A and 20B perform a process of performing OFDM modulation on the symbols distributed by the signal distributor 10, a process of amplifying the signal, and the like, and output transmission signals to the antennas 30A and 30B.
  • the transmission-side antennas 30A and 30B radiate the transmission signals input from the transmission signal processing units 20A and 20B to the space. At this time, the carrier wave frequencies of the signals radiated from the antennas 30A and 30B are the same, and a QPSK signal representing a stream of symbols distributed by the signal distributor 10 is superimposed on each carrier wave.
  • the reception-side antenna 40 receives signals radiated from the transmission-side antennas 30 ⁇ / b> A and 30 ⁇ / b> B and outputs them to the reception signal processing unit 50.
  • the received signal processing unit 50 performs a process of OFDM demodulating the received signal input from the receiving-side antenna 40, a process of amplifying the signal, and the like, and outputs the processed received signal to the communication device 60.
  • the communication device 60 is configured as a signal separation / decoder that performs symbol separation and decoding of a received signal.
  • FIG. 10 is a functional block diagram illustrating a functional configuration of the communication device 60.
  • the communication device 60 includes a distance calculation unit 61, a signal point determination unit 62, and a demodulated signal output unit 63.
  • the distance calculation unit 61 calculates the difference (imaginary) between the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane, and the distance between the real axis direction and the distance between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane and the imaginary axis direction.
  • the distance Dn between the received signal point and the signal point candidate for maximum likelihood estimation is calculated based on the Manhattan distance with the part complemented).
  • the distance calculation unit 61 calculates the distance Dn between the received signal point and each signal point candidate according to the equation (3). However, as described above, if only the distance between the received signal point and the signal point candidate is compared, the distance Dn may be calculated according to the equation (4).
  • the signal point determination unit 62 determines which signal point candidate the received signal point corresponds to based on the distance Dn calculated by the distance calculation unit 61. Specifically, the signal point determination unit 62 determines a signal point candidate having the smallest distance Dn calculated by the distance calculation unit 61 with respect to the reception signal point.
  • Demodulated signal output section 63 outputs the signal point candidate determined by signal point determination section 62 as a symbol of the received signal to subsequent processing (such as Hamming decoding processing).
  • FIG. 11 is a flowchart for explaining the flow of demodulation processing executed by the communication device 60.
  • the demodulation process is started when an instruction input for starting the demodulation process is performed, and is repeatedly executed until an instruction input for ending the demodulation process is performed.
  • the function of the demodulation process shown below can be realized either by the processor executing a program for the demodulation process or by processing the received signal in the circuit for the demodulation process. is there.
  • the distance calculation unit 61 calculates the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, the distance in the real axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, and the distance in the imaginary axis direction.
  • the distance Dn shown in the equation (3) is calculated based on the difference (Manhattan distance with the imaginary part complemented).
  • step S ⁇ b> 2 the signal point determination unit 62 determines which signal point candidate the received signal point corresponds to based on the distance Dn calculated by the distance calculation unit 61. Thereby, one signal point candidate having the smallest distance Dn calculated by the distance calculation unit 61 is determined for the received signal point.
  • step S3 the demodulated signal output unit 63 outputs the signal point candidate determined by the signal point determination unit 62 as a symbol of the received signal. For example, the demodulated signal output unit 63 outputs the signal point candidates determined by the signal point determination unit 62 to the Hamming decoder when the Hamming decoding is performed in the subsequent stage of the communication device 60. After step S3, the demodulation process is repeated.
  • the communication device 60 determines the distance Dn between the received signal point and the signal point candidate as the Manhattan distance between the signal point candidate and the received signal point in the complex plane. Based on the difference between the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane (Manhattan distance with the imaginary part complemented), the calculation is performed using Equation (3). Therefore, it is possible to approximate the Euclidean distance with higher accuracy without increasing the calculation load. Therefore, according to the communication device 60 according to the present embodiment, symbol separation in the received signal stream can be realized by processing with a low calculation amount.
  • the distance Dn is calculated by the expression (3).
  • a coefficient for calculating an appropriate value as the distance Dn can be changed according to the purpose. That is, when calculating the distance Dn, the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, and the real axis direction distance and the imaginary axis direction distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane.
  • the ratio to the difference is preferably about 2: 1, but can be changed in a range where the Euclidean distance and the distance Dn in FIG. 4 overlap. For example, in FIG.
  • the present invention can be applied to a case where a spatially multiplexed signal is separated.
  • spatial multiplexing is performed on the reception side. This is particularly effective because the importance of separating the digitized signals is high.
  • the present invention can be used not only for selecting signal point candidates one by one as described above but also for an M algorithm that sequentially searches a plurality of signal point candidates for each stream. Further, the present invention is not limited to a hard decision that individually determines the coordinates of received signal points bit by bit, but also a soft decision that takes into account the probability of occurrence in a plurality of bits including the coordinates of received signal points and error correction bits. This can be applied when calculating the distance between a received signal point and a signal point candidate in the determination.
  • the communication device 60 configured as described above includes a distance calculation unit 61 and a signal point determination unit 62.
  • the distance calculation unit 61 calculates the difference between the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane and the distance between the signal point candidate and the reception signal point on the complex plane in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction. Based on this, the distance between the signal point candidate and the received signal point is calculated. Based on the distance calculated by the distance calculation unit 61, the signal point determination unit 62 determines which signal point candidate the received signal point corresponds to.
  • the communication device 60 when receiving a spatially multiplexed signal, sets the distance between the received signal point and the signal point candidate, the Manhattan distance between the signal point candidate and the received signal point in the complex plane, and the complex plane. Is calculated based on the difference between the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the received signal point (Manhattan distance with the imaginary part complemented). Therefore, it is possible to approximate the Euclidean distance with higher accuracy without increasing the calculation load. Therefore, symbol separation in the received signal stream can be realized by processing with a low calculation amount.
  • the distance calculation unit 61 calculates the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, and the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane.
  • the distance is calculated by adding the differences at a ratio of approximately 2: 1. Therefore, a more accurate distance can be calculated.
  • the coefficient of the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, and the coefficient of the difference between the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane are It is constituted by addition of elements represented by powers of 2, and has a ratio of approximately 2: 1. Therefore, an appropriate distance can be calculated with a lower calculation load.
  • the distance calculation unit 61 calculates the Manhattan distance between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane, and the distance in the real axis direction and the distance in the imaginary axis direction between the signal point candidate and the reception signal point in the complex plane.
  • the distance is calculated by dividing the result of adding the differences by a ratio of approximately 2: 1 by 3. As a result, an appropriate distance value can be calculated as a usable value in the subsequent processing.
  • the processing in the above-described embodiment can be executed by either hardware or software. That is, it is sufficient that the communication device 60 has a function capable of executing the above-described processing, and what functional configuration and hardware configuration are used to realize this function is not limited to the above-described example.
  • a program constituting the software is installed on a computer from a network or a storage medium.
  • the storage medium for storing the program includes a removable medium distributed separately from the apparatus main body, or a storage medium incorporated in the apparatus main body in advance.
  • the removable medium is composed of, for example, a magnetic disk, an optical disk, a magneto-optical disk, or the like.
  • the optical disk is composed of, for example, a CD-ROM (Compact Disk-Read Only Memory), a DVD (Digital Versatile Disk), a Blu-ray Disc (registered trademark), and the like.
  • the magneto-optical disk is constituted by an MD (Mini-Disk) or the like.
  • the storage medium incorporated in advance in the apparatus main body is constituted by, for example, a ROM or a hard disk in which a program is stored.

Abstract

　空間多重化された信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理でより適切に実現すること。　通信装置６０は、距離算出部６１と、信号点判定部６２とを備える。距離算出部６１は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差とに基づいて、信号点候補と受信信号点との距離を算出する。信号点判定部６２は、距離算出部６１によって算出された距離に基づいて、受信信号点がいずれの信号点候補に対応するかの判定を行う。

Description

通信装置、復調方法及びプログラム
　本発明は、通信装置、復調方法及びプログラムに関する。
　従来、第４，５世代移動通信システム、あるいは、無線ＬＡＮ等の通信技術においては、通信速度の高速化が求められている。
　また、通信速度を高速化する手段として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）伝送技術が検討されている。ＭＩＭＯ伝送技術において、空間多重化された受信信号を最尤推定により復調する場合には、受信された複数の信号ストリームの受信信号点に対して、信号候補点とのメトリック（距離）が計算される。そして、最小メトリックとなる信号候補点が判定されることにより、受信した信号ストリームからシンボルが分離される。
　ここで、信号候補点とのメトリックを計算する際に、ユークリッド距離を用いる場合、その演算量が大きいことから、ユークリッド距離に代えて、マンハッタン距離を用いる手法が知られている。
　なお、ＭＩＭＯ伝送技術については、例えば特許文献１に記載されている。
特開２０１２－０６５２４８号公報
　しかしながら、マンハッタン距離は、ユークリッド距離に対する誤差が大きいことから、最尤推定により受信信号を復調する際に、ユークリッド距離に代えてマンハッタン距離を用いると、受信信号に対する信号候補点を誤って判定する可能性がある。そのため、最尤推定により受信信号を復調する際に、マンハッタン距離を直ちに用いることは困難である。
　このように、従来の技術においては、空間多重化された信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理で適切に実現することが困難であった。
　本発明の課題は、空間多重化された信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理でより適切に実現することである。
　上記課題を解決するため、本発明の一態様に係る通信装置は、
　空間において多重化された信号を復調する通信装置であって、
　複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差とに基づいて、前記信号点候補と前記受信信号点との距離を算出する距離算出手段と、
　前記距離算出手段によって算出された前記距離に基づいて、前記受信信号点がいずれの前記信号点候補に対応するかの判定を行う信号点判定手段と、
　を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、空間多重化された信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理でより適切に実現することが可能となる。
ＭＩＭＯ多重化信号における２つのＱＰＳＫ信号を示す模式図であり、図１（Ａ）はＱＰＳＫ信号ストリームＳＳ１、図１（Ｂ）はＱＰＳＫ信号ストリームＳＳ２を示す図である。 受信信号点Ｒｐと信号点の配置例との関係を示す模式図である。 ユークリッド距離とマンハッタン距離との関係を示す模式図である。 距離Ｄｎとユークリッド距離との関係を示す模式図である。 距離Ｄｎとマンハッタン距離とにおける振幅誤差の相違を示す図である。 図５に示すシミュレーションの条件を示す図である。 符号化率が１／２の場合のビット誤り率特性を示す図である。 符号化率が１／３の場合のビット誤り率特性を示す図である。 本発明に係る通信装置を含む通信システム１のシステム構成を示す図である。 通信装置６０の機能的構成を示す機能ブロック図である。 通信装置６０が実行する復調処理の流れを説明するフローチャートである。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
　本発明に係る通信装置は、ＭＩＭＯ伝送技術における受信装置として構成される。
　第４、第５世代移動通信システムでは、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の１０倍のデータレートの達成を目標にしている。また、無線ＬＡＮでも高データレート化が常に検討されている。このための手段として、ＭＩＭＯ伝送技術が検討されている。このようなＭＩＭＯ伝送技術においては、空間において多重化された送信信号を復調する必要がある。具体的には、受信側において、受信された信号ストリームにおける受信信号点と理論上の信号点（信号点候補）との距離を演算し、受信信号点が理論上のいずれの信号点に対応するかを推定して、シンボルを分離する処理が行われる。
　本発明に係る通信装置においては、受信した信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理でより適切に実現可能としている。
　初めに、本発明に係る通信装置における復調方法について説明する。
［受信信号の復調方法］
　本発明に係る通信装置は、送信側において複数の送信アンテナから送信され、空間において多重化された送信信号（以下、「ＭＩＭＯ多重化信号」と称する。）を受信して復調する。
　本発明に係る通信装置において、ＭＩＭＯ多重化信号が受信されると、受信した信号ストリームにおけるシンボルが理論上の信号点（信号点候補）のいずれであるかを分離する処理が行われる。
　例えば、２つのＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ）信号が多重化されたＭＩＭＯ多重化信号の場合、各信号ストリームにおける４点ずつの信号点候補の組み合わせが存在することから、通信装置は、受信した信号ストリームにおけるシンボルが、１６の信号点候補のいずれに該当するかを分離する。
　図１は、ＭＩＭＯ多重化信号における２つのＱＰＳＫ信号を示す模式図であり、図１（Ａ）はＱＰＳＫ信号ストリームＳＳ１、図１（Ｂ）はＱＰＳＫ信号ストリームＳＳ２を示す図である。また、図２は、受信信号点Ｒｐと信号点の配置例との関係を示す模式図である。
　図１に示すように、２つの送信アンテナから信号ストリームＳＳ１と信号ストリームＳＳ２とがそれぞれ送信され、信号ストリームＳＳ１には、伝送路における減衰及び位相回転が生じているものとする。
　このとき、受信側では、図２に示す信号点の配置例において、実際の受信信号点Ｒｐと、信号ストリームＳＳ１の４つの信号点及び信号ストリームＳＳ２の４つの信号点それぞれの組み合わせによって特定される１６の信号点候補とのメトリック（距離）が算出される。そして、受信信号点Ｒｐは、メトリックが最小の信号点候補に対応するものと推定（最尤推定）される。
　即ち、最尤推定により受信信号を復調する場合、通信装置は、ＱＰＳＫ信号の信号ストリームにおける各信号点候補に対してメトリックを計算し、最小メトリックの信号点候補を判定する。
　例えば、図２において、信号ストリームＳＳ１の第２ビットが“１”である（＊，１）という符号化シンボルＳｍ１，Ｓｍ２に対する尤度は、次式によって表される。
Ｅｘｐ（－（ｄ（Ｓｍ１＝（１，１），Ｓｍ２＝（１，１）））２／σ２）　　　（１）
　ただし、（１）式におけるｄ（Ｓｍ１＝（１，１），Ｓｍ２＝（１，１））は、信号ストリームＳＳ１のシンボルＳｍ１＝（１，１）と信号ストリームＳＳ２のシンボルＳｍ２＝（１，１）とが組み合わせられた信号点候補と受信信号点Ｒｐとのユークリッド距離の絶対値、σ２は、雑音の分散である。
　ここで、最小ユークリッド距離を持つ信号点候補を探索する場合、一般に、ユークリッド距離を直接メトリックとして計算する。このような手法で、さらにＱＰＳＫ信号であるという条件においては、４の（信号ストリーム数）乗回に比例する乗算処理が必要となる。
　このときの演算量を削減するために、相関距離を用いた計算方法が提案されている（Ｔ．　Ｋｏｉｋｅ，　Ｙ．　Ｓｅｋｉ，　Ｈ．　Ｍｕｒａｔａ，　Ｓ．　Ｙｏｓｈｉｄａ，　Ｋ．　Ａｒａｋｉ，　“ＦＰＧＡ　ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ　ｏｆ　１　Ｇｂｐｓ　ｒｅａｌ－ｔｉｍｅ　４×４　ＭＩＭＯ－ＭＬＤ，”　ＩＥＥＥ　６１ｓｔ　Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ，　ｖｏｌ　２，　ｐｐ．　１１１０－１１１４，　Ｍａｙ　２００５　参照）。この方式では、ＱＰＳＫ信号ストリームに限られるものの、送信信号ストリーム数をＮｔ、受信アンテナ数を送信アンテナ数Ｎｒとしたとき、４・Ｎｔ・（Ｎｔ－１）・Ｎｒのオーダーの乗算回数でユークリッド距離を計算できる。
　ここで、上記手法において、マンハッタン距離を用いてユークリッド距離を近似する場合、多重化されたＱＰＳＫ信号の信号ストリームにおける各信号点候補に対して、乗算回数０回で、受信信号点Ｒｐのメトリックを算出できる。
　ただし、マンハッタン距離は、ユークリッド距離との誤差が大きいため、シンボルの分離を適切に行えない可能性がある。
　図３は、ユークリッド距離とマンハッタン距離との関係を示す模式図である。
　図３に示すように、マンハッタン距離は、ユークリッド距離に対して誤差が大きく、特に、π／４に近い角度を持つベクトルに関して、マンハッタン距離はユークリッド距離の約１．４１倍となる。そのため、図２に示す例では、ｄ（Ｓｍ１＝（１，１），Ｓｍ２＝（１，１））ではなく、ｄ（Ｓｍ１＝（－１，１），Ｓｍ２＝（１，１））が最小メトリックとなる。この場合、最小メトリック（最小ユークリッド距離）を持つ信号点候補の探索に誤りが生じる。
　そこで、本実施形態における通信装置では、ＱＰＳＫ信号の信号ストリームにおける各信号点候補に対して、受信信号点Ｒｐのメトリックをマンハッタン距離よりも誤差が小さい新たな手法によって算出する。
　ＭＩＭＯ多重化信号のメトリックの算出において、距離を計算する対象となるｊ番目（ｊは自然数）の受信アンテナにおける信号点候補は、次式によって求められる。
Ｚｊ＝ΣＨｊｉＳｔ　　　（２）
　ただし、（２）式において、加算される範囲はｉ＝１から送信信号ストリーム数Ｎｔまでであり、Ｈｊｉはｉ番目の送信アンテナとｊ番目の受信アンテナ間のチャネル応答、Ｓｔはｉ番目の送信アンテナにおける信号点候補である。（２）式において、ＱＰＳＫ信号の場合、Ｓｔ＝｛１，（－１）１／２，－１，－（－１）１／２｝であるため、乗算回数０でＳｔが求められる。
　受信信号点をＲとし、信号点候補を受信アンテナに対して一般化してＺとすると、本実施形態において用いる距離Ｄｎは、次式によって求められる。
Ｄｎ＝（２２／３２）（｜Ｒｅ（Ｄ）｜＋｜Ｉｍ（Ｄ）｜）
＋（１０／３２）（｜（｜Ｒｅ（Ｄ）｜－｜Ｉｍ（Ｄ）｜）｜）　（３）
ここで、Ｄ＝Ｒ－Ｚはメトリックを求める信号点候補の受信信号点に対する相対的位置ベクトル、Ｒは受信信号点の座標，Ｚは信号点候補の座標である。
　本実施形態において用いる距離Ｄｎは、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離（複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との和）と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（以下、「虚部を補数化したマンハッタン距離」と称する。）とによって表される。即ち、（３）式における第１項は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離を表し、（３）式における第２項は、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（虚部を補数化したマンハッタン距離）を表している。
　図４は、本実施形態において用いる距離Ｄｎとユークリッド距離との関係を示す模式図である。なお、図４においては、比較のためにマンハッタン距離を併せて示している。
　図４に示すように、本実施形態における距離Ｄｎは、（３）式に従って算出される結果、マンハッタン距離の場合よりもユークリッド距離に近い値となっている。また、本実施形態における距離Ｄｎは、マンハッタン距離の計算において算出されるＲｅ（Ｄ）及びＩｍ（Ｄ）を用いて算出することができるため、計算の負荷を高めることなく、より高精度にユークリッド距離を近似することが可能である。
　ここで、（３）式における係数の乗算に関しては、
（２２／３２）＝（１／２＋１／４－１／８＋１／１６）
（１０／３２）＝（１／２－１／４＋１／８－１／１６）
と表されることから、このような演算は、ビットシフト及び加算に置き換えることができる。
　このように、距離Ｄｎを定義する場合に、第１項及び第２項の係数を２のべき乗で表される要素の加算によって構成することで、コンピュータにおける演算量を低減することができる。
　即ち、（３）式の係数を用いることで、より低い計算の負荷で距離Ｄｎを算出することができる。
　また、本発明の発明者による研究の結果、第１項の係数と第２項の係数との比を略２：１とすることで、より正確な距離Ｄｎを算出できることがわかっている。
　したがって、（３）式における第１項及び第２項の係数を２のべき乗で表される要素の加算によって構成し、かつ、これらの比を略２：１とすることがより適切である。
　なお、（３）式においては、距離Ｄｎの値を後段の処理において使用するために、絶対値として適切な値とすべく第１項及び第２項の係数として１／３２を乗じているが、受信信号点Ｒｐから、いずれの信号点候補が最小メトリックとなるかを判定するのみであれば、１／３２を乗算することなく、次式の値によって判定することができる。
Ｄｎ＝２２・（｜Ｒｅ（Ｄ）｜＋｜Ｉｍ（Ｄ）｜）
＋１０・（｜（｜Ｒｅ（Ｄ）｜－｜Ｉｍ（Ｄ）｜）｜）　　　（４）
　（４）式によって信号点候補を判定する場合、（３）式を用いる場合よりも、さらに計算量を低減することができる。
［復調結果の特性比較］
　図５は、本実施形態において用いる距離Ｄｎとマンハッタン距離とにおける振幅誤差の相違を示す図である。なお、図５においては、（３）式における第１項及び第２項の係数を約２：１の範囲で変化させた（２１／３２，１１／３２）、（２２／３２，１０／３２）、（２０／３２，１２／３２）、（２／３，１／３）の４パターン（提案法１～４）について、計算機によるシミュレーションを行った結果における振幅誤差の平均値、分散、最大値をそれぞれ示している。
　また、図５に示すシミュレーション結果は、ＬＴＥシステムを想定した計算機シミュレーションの最尤復調部に、本実施形態における距離Ｄｎを用いた場合の特性を示している。
　図６は、図５に示すシミュレーションの条件を示す図である。
　図６に示すように、図５に示すシミュレーション結果は、総試行ビット数が９６０００００、フレーム長が４８００、送信アンテナ数が２、受信アンテナ数が２、符号化方式がターボ符号、符号化率が１／３及び１／２、反復数が８、変調方式がＱＰＳＫ及びＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ－Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、サブキャリア数が２５６、データサブキャリア数が１５１、チャネルが１８パスレイリーフェージングをそれぞれ想定したものである。
　また、図７は、符号化率が１／２の場合のビット誤り率特性を示す図であり、図８は、符号化率が１／３の場合のビット誤り率特性を示す図である。なお、図７及び図８においては、ビットエネルギー対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎ０）とビット誤り率（ＢＥＲ）との関係を復調結果の特性として示している。
　図７及び図８においては、「近似なし」の特性として、最尤推定復調を行う際に全ての信号点候補の確率を考慮するため、全ての信号点候補と受信信号点との距離を計算して尤度計算を行った場合を参考として示している。一方、「近似なし」以外の特性は、受信信号点の座標を基に軟判定することにより、最もメトリックが小さい（受信信号点から最も近い）ものと近似した信号点候補に絞って尤度計算を行った場合を示している。
　具体的には、図７及び図８における「ユークリッド距離」は尤度計算に近似を用い、かつ、距離をマンハッタン距離で選択した符号語に対してのみ計算した場合（ただし、尤度計算用の距離はユークリッド距離を用いている）を示し、「提案法」は尤度計算に近似を用い、かつ、距離を上記係数を用いた距離Ｄｎで選択した符号語に対してのみ計算した場合（ただし、尤度計算用の距離はユークリッド距離を用いている）を示している。
　図５に示すシミュレーション結果より、本実施形態における距離Ｄｎを用いると、尤度を近似しない場合に比べて０．２［ｄＢ］から０．３［ｄＢ］だけ特性が劣化しているものの、乗算回数は削減できている。また、マンハッタン距離を用いる場合に比べて、０．１［ｄＢ］から０．３［ｄＢ］だけ特性を改善できている。
［通信装置の構成］
　次に、本発明を適用した一実施形態に係る通信装置の構成を説明する。
　図９は、本発明に係る通信装置を含む通信システム１のシステム構成を示す図である。
　図９に示すように、通信システム１は、送信側の信号分配器１０と、送信信号処理部２０Ａ，２０Ｂと、アンテナ３０Ａ，３０Ｂと、受信側のアンテナ４０と、受信信号処理部５０と、通信装置６０とを含んでいる。なお、図９に示す通信システム１は、ＭＩＭＯ伝送を行う通信システムであり、送信側のアンテナが２つに対して、受信側のアンテナが１つの過負荷ＭＩＭＯ伝送システムとなっている。
　信号分配器１０は、送信されるシンボルをアンテナ３０Ａ及びアンテナ３０Ｂそれぞれからの送信チャネルに分配する。
　送信信号処理部２０Ａ，２０Ｂは、信号分配器１０によって分配されたシンボルをＯＦＤＭ変調する処理や信号を増幅する処理等を行い、送信信号をアンテナ３０Ａ，３０Ｂに出力する。
　送信側のアンテナ３０Ａ，３０Ｂは、送信信号処理部２０Ａ，２０Ｂから入力された送信信号を空間に放射する。このとき、アンテナ３０Ａ，３０Ｂから放射される信号の搬送波周波数は同一であり、それぞれの搬送波においては、信号分配器１０によって分配されたシンボルのストリームを表すＱＰＳＫ信号が重畳されている。
　受信側のアンテナ４０は、送信側のアンテナ３０Ａ，３０Ｂから放射された信号を受信し、受信信号処理部５０に出力する。
　受信信号処理部５０は、受信側のアンテナ４０から入力された受信信号をＯＦＤＭ復調する処理や信号を増幅する処理等を行い、処理後の受信信号を通信装置６０に出力する。
　通信装置６０は、受信信号のシンボルの分離及び復号を行う信号分離／復号器として構成される。
　図１０は、通信装置６０の機能的構成を示す機能ブロック図である。
　図１０に示すように、通信装置６０は、距離算出部６１と、信号点判定部６２と、復調信号出力部６３とを備えている。
　距離算出部６１は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（虚部を補数化したマンハッタン距離）とに基づいて、最尤推定を行うための受信信号点と信号点候補との距離Ｄｎを算出する。具体的には、距離算出部６１は、（３）式に従って、受信信号点と各信号点候補との距離Ｄｎをそれぞれ算出する。ただし、上述したように、受信信号点と信号点候補との距離を比較するのみであれば、（４）式に従って距離Ｄｎを算出することとしてもよい。
　信号点判定部６２は、距離算出部６１によって算出された距離Ｄｎに基づいて、受信信号点がいずれの信号点候補に対応するかを判定する。具体的には、信号点判定部６２は、受信信号点に対し、距離算出部６１によって算出された距離Ｄｎが最も小さい信号点候補を判定する。
　復調信号出力部６３は、信号点判定部６２によって判定された信号点候補を受信信号のシンボルとして、後段の処理（ハミング復号処理等）に出力する。
［動作］
　次に、動作を説明する。
　図１１は、通信装置６０が実行する復調処理の流れを説明するフローチャートである。
　復調処理は、復調処理開始の指示入力が行われると開始され、復調処理終了の指示入力が行われるまで、繰り返し実行される。なお、以下に示す復調処理の機能は、復調処理のためのプログラムをプロセッサが実行することによって実現することや、復調処理のための回路において受信信号を処理して実現することのいずれも可能である。
　ステップＳ１において、距離算出部６１は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（虚部を補数化したマンハッタン距離）とに基づいて、（３）式に示す距離Ｄｎを算出する。
　ステップＳ２において、信号点判定部６２は、距離算出部６１によって算出された距離Ｄｎに基づいて、受信信号点がいずれの信号点候補に対応するかを判定する。これにより、受信信号点に対し、距離算出部６１によって算出された距離Ｄｎが最も小さい信号点候補が１つ判定される。
　ステップＳ３において、復調信号出力部６３は、信号点判定部６２によって判定された信号点候補を受信信号のシンボルとして出力する。例えば、復調信号出力部６３は、通信装置６０の後段においてハミング復号が行われる場合、信号点判定部６２によって判定された信号点候補をハミング復号器に出力する。
　ステップＳ３の後、復調処理が繰り返される。
　このような処理により、通信装置６０においては、ＭＩＭＯ多重化信号を受信した場合に、受信信号点と信号点候補との距離Ｄｎを、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（虚部を補数化したマンハッタン距離）に基づいて、（３）式によって算出する。
　そのため、計算の負荷を高めることなく、より高精度にユークリッド距離を近似することが可能である。
　したがって、本実施形態に係る通信装置６０によれば、受信した信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理で実現することができる。
　なお、上述の実施形態において、距離Ｄｎを（３）式によって算出するものとして説明したが、距離Ｄｎとして適切な値を算出するための係数は、目的に応じて変化させることができる。
　即ち、距離Ｄｎを算出する場合、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（虚部を補数化したマンハッタン距離）との比は略２：１とすることが望ましい一方、図４におけるユークリッド距離と距離Ｄｎとが重なる範囲で変化させることが可能である。
　例えば、図４において、距離Ｄｎの最大値がユークリッド距離と一致する場合や、距離Ｄｎの最小値がユークリッド距離と一致する場合等の範囲で、（３）式の第１項及び第２項の係数を変化させることが可能である。
　また、図４において、受信信号点Ｒｐの位相変化が特定の位相を中心とするものであれば、その位相における距離Ｄｎとユークリッド距離との差がゼロとなるように、（３）式の第１項及び第２項の係数を決定することも可能である。
　また、本発明は、空間多重化された信号を分離する場合に適用することが可能であり、送信側のアンテナ数よりも少ないアンテナ数で受信する過負荷ＭＩＭＯ伝送技術では、受信側において空間多重化された信号を分離することの重要性が高いことから、特に有効となる。
　また、本発明は、上述のように信号点候補を１ずつ選択するだけでなく、複数の信号点候補を各ストリーム毎に逐次的に探索するＭアルゴリズムにも用いることが可能である。
　また、本発明は、受信信号点の座標を１ビットずつ単独で判定する硬判定等の他、受信信号点の座標及び誤り訂正ビット等を含む複数ビットにおける発生確率を考慮して判定を行う軟判定において、受信信号点と信号点候補との距離を算出する場合に適用することができる。
　以上のように構成される通信装置６０は、距離算出部６１と、信号点判定部６２とを備える。
　距離算出部６１は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差とに基づいて、信号点候補と受信信号点との距離を算出する。
　信号点判定部６２は、距離算出部６１によって算出された距離に基づいて、受信信号点がいずれの信号点候補に対応するかの判定を行う。
　これにより、通信装置６０は、空間多重化された信号を受信した場合に、受信信号点と信号点候補との距離を、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差（虚部を補数化したマンハッタン距離）に基づいて算出する。
　そのため、計算の負荷を高めることなく、より高精度にユークリッド距離を近似することが可能である。
　したがって、受信した信号ストリームにおけるシンボルの分離を低演算量の処理で実現することができる。
　また、距離算出部６１は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離、及び、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差を略２：１の比で加算することにより、距離を算出する。
　したがって、より正確な距離を算出することができる。
　また、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離の係数、及び、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差の係数は、２のべき乗で表される要素の加算によって構成され、かつ、略２：１の比を有する。
　したがって、より低い計算の負荷で、適切な距離を算出することができる。
　また、距離算出部６１は、複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離、及び、複素平面における信号点候補と受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差を略２：１の比で加算した結果を３で除算することにより、距離を算出する。
　これにより、後段の処理において利用可能な値として、適切な距離の値を算出することができる。
　なお、本発明は、本発明の効果を奏する範囲で変形、改良等を適宜行うことができ、上述の実施形態に限定されない。
　また、上記実施形態及び各種変形例を適宜組み合わせて、本発明を実施することが可能である。
　上述の実施形態における処理は、ハードウェア及びソフトウェアのいずれにより実行させることも可能である。
　即ち、上述の処理を実行できる機能が通信装置６０に備えられていればよく、この機能を実現するためにどのような機能構成及びハードウェア構成とするかは上述の例に限定されない。
　上述の処理をソフトウェアにより実行させる場合には、そのソフトウェアを構成するプログラムが、コンピュータにネットワークや記憶媒体からインストールされる。
　プログラムを記憶する記憶媒体は、装置本体とは別に配布されるリムーバブルメディア、あるいは、装置本体に予め組み込まれた記憶媒体等で構成される。リムーバブルメディアは、例えば、磁気ディスク、光ディスク、または光磁気ディスク等により構成される。光ディスクは、例えば、ＣＤ－ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ　Ｄｉｓｋ－Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ），ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｋ），Ｂｌｕ－ｒａｙ　Ｄｉｓｃ（登録商標）等により構成される。光磁気ディスクは、ＭＤ（Ｍｉｎｉ－Ｄｉｓｋ）等により構成される。また、装置本体に予め組み込まれた記憶媒体は、例えば、プログラムが記憶されているＲＯＭやハードディスク等で構成される。
　１　通信システム、１０　信号分配器、２０Ａ，２０Ｂ　送信信号処理部、３０Ａ，３０Ｂ，４０　アンテナ、５０　受信信号処理部、６０　通信装置、６１　距離算出部、６２　信号点判定部、６３　復調信号出力部

Claims (6)

  1. 　空間において多重化された信号を復調する通信装置であって、
    　複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差とに基づいて、前記信号点候補と前記受信信号点との距離を算出する距離算出手段と、
    　前記距離算出手段によって算出された前記距離に基づいて、前記受信信号点がいずれの前記信号点候補に対応するかの判定を行う信号点判定手段と、
    　を備えることを特徴とする通信装置。
  2. 　前記距離算出手段は、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点とのマンハッタン距離、及び、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差を略２：１の比で加算することにより、前記距離を算出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
  3. 　複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点とのマンハッタン距離の係数、及び、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差の係数は、２のべき乗で表される要素の加算によって構成され、かつ、略２：１の比を有することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
  4. 　前記距離算出手段は、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点とのマンハッタン距離、及び、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差を略２：１の比で加算した結果を３で除算することにより、前記距離を算出することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の通信装置。
  5. 　空間において多重化された信号を復調する通信装置における復調方法であって、
    　複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差とに基づいて、前記信号点候補と前記受信信号点との距離を算出する距離算出ステップと、
    　前記距離算出ステップにおいて算出された前記距離に基づいて、前記受信信号点がいずれの前記信号点候補に対応するかの判定を行う信号点判定ステップと、
    　を含むことを特徴とする復調方法。
  6. 　空間において多重化された信号を復調する通信装置を制御するコンピュータに、
    　複素平面における信号点候補と受信信号点とのマンハッタン距離と、複素平面における前記信号点候補と前記受信信号点との実軸方向の距離と虚軸方向の距離との差とに基づいて、前記信号点候補と前記受信信号点との距離を算出する距離算出機能と、
    　前記距離算出機能によって算出された前記距離に基づいて、前記受信信号点がいずれの前記信号点候補に対応するかの判定を行う信号点判定機能と、
    　を実現させることを特徴とするプログラム。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101968389B1 (ko) * 2016-11-30 2019-04-11 성균관대학교산학협력단 비트 시퀀스 발생 확률 기반 위상 회전 변조 방법 및 장치, 직교 진폭 위상 회전 변조 방법 및 장치
KR101981013B1 (ko) * 2018-10-15 2019-05-21 성균관대학교산학협력단 직교 진폭 위상 회전 변조 방법 및 장치

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006203323A (ja) * 2005-01-18 2006-08-03 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 伝達係数推定回路および伝達係数推定方法
JP2007006449A (ja) * 2005-05-25 2007-01-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006203323A (ja) * 2005-01-18 2006-08-03 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 伝達係数推定回路および伝達係数推定方法
JP2007006449A (ja) * 2005-05-25 2007-01-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 受信装置

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TAKAYOSHI AOKI ET AL.: "Low Complexity Metric for Joint MLD inOverloaded MIMO System", VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE (VTC FALL, pages 1 - 5 *
TAKAYOSHI AOKI: "Low Complexity Metric for Joint MLD in Overloaded MIMO System", IEICE TECHNICAL REPORT, vol. 115, no. 113, 17 June 2015 (2015-06-17), pages 269 - 74 *
TOSHIAKI KOIKE ET AL.: "FPGA Implementation of 1 Gbps Real-time 4x4 MIMO-MLD", VEHICULAR TECHNOLOGY CONFERENCE, 2005 . VTC 2005-SPRING., vol. 2, XP010855582 *
YUKINAGA SEKI ET AL.: "Implementation of real- time MIMO-MLD by FPGA", PROCEEDINGS OF THE 27TH SYMPOSIUM ON INFORMATION THEORY AND ITS APPLICATIONS(SITA2004, vol. I of II, 14 December 2004 (2004-12-14), pages 239 - 242 *

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