KR101289467B1 - 다중 입출력 통신 시스템에서 로그도우비를 이용한 신호 검출 장치 및 그 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 입출력 통신 시스템에서 로그도우비를 이용한 신호 검출 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 본 발명에서는 수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 단계; 재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 1사분면의 신호 성상도를 구하고, 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도를 구하여, 각 송신 심볼별 후보군을 획득한다.

ML, M-ML, LLR, MIMO, MU-MIMO

Description

다중 입출력 통신 시스템에서 로그도우비를 이용한 신호 검출 장치 및 그 방법{Apparatus and Method for signal detection using log likelihood ratio}

본 발명은 신호 검출 방법 및 그 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게 말하자면, 다중 입출력 무선 통신 시스템에서 로그도우비를 이용하여 신호를 검출하는 방법 및 그 장치에 관한 것이다.

무선 통신 시스템에서 대역폭은 매우 한정적이기 때문에 제한된 대역폭만을 사용하여 여러 사용자들에게 높은 데이터 전송률을 지원하는 것이 매우 중요하다. 다중 입출력(Multiple Input Multiple Output: 이하, MIMO라고 함) 통신 시스템이 이러한 요구를 충족시키기 위하여, 송신단과 수신단에 여러개의 안테나를 장착하며, 송신단에서 같은 무선 대역을 사용하여 여러개의 신호를 동시에 전송한다. 이에 따라 대역폭의 증가 없이 전송률을 획기적으로 높일 수 있다.

이러한 MIMO 통신 시스템에서, 송신단이 복수의 안테나를 서로 다른 데이터를 전송하는데 각 안테나의 신호는 독립적인 페이딩을 겪게 됨으로써, 수신단에서 적절한 신호처리를 통해 송신 데이터들을 구분해 내야 한다. 이 때, 다른 안테나로부터 오는 신호들이 겹쳐지며 이는 에러를 증가시키는 방해 인자인 IAI(Inter- Antenna Interference)를 발생시킨다.

이러한 방해 인자들을 제거하면서 송신 데이터를 검출하는 방법으로는, 최대 우도(maximum likelihood: 이하, ML이라고 명명함) 방법이 있다. 이 방법은 최고의 성능을 나타내지만 신호 검출 과정의 복잡도가 매우 높다. 특히, 송신 안테나의 개수가 증가하면 복잡도가 지수 함수적으로 증가한다. 이에 따라, ML 방법과 동일한 성능을 제공하면서 낮은 복잡도를 가지는 변경 ML(Modified ML, 이하, M-ML이라고 명명함) 방법이 제안되었다.

그러나 MIMO 시스템에서는 SIMO(single Input Multiple Output)으로 로 전송되는 신호와 MU-MIMO(Multiple User-MIMO)로 전송되는 신호도 있으므로, 신호 검출시 ML 방법을 사용하는 것이 최적일 경우와 M-ML 방법을 사용하는 것이 최적일 경우가 혼재하게 된다.

본 발명이 해결하고자 하는 과제는 다중 입출력 통신 시스템에서 최적의 신호 검출 방법을 사용하여 효과적으로 신호를 검출할 수 있는 장치 및 그 방법을 제공하는 것이다.

또한 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호 검출시 ML 방법 및 M-ML 방법을 사용하여 효율적으로 신호를 검출 할 수 있는 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.

또한 본 발명이 해결하고자 하는 과제는 다중 입출력 통신 시스템에서 ML 방 법 및 M-ML 방법을 보다 간단한 방법으로 구현하여 신호를 검출할 수 있는 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 특징에 따른 신호 검출 방법은, 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호들을 복수의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호를 검출하는 방법에서, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 단계; 재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 하나의 사분면의 신호 성상도를 구하고, 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도를 구하여, 각 송신 심볼별 후보군을 획득하는 단계; 획득한 각 송신 심볼별 후보군들에 대한 메트릭을 산출하는 단계; 및 산출된 각 송신 심볼별 후보군들의 메트릭들을 토대로, 각 송신 심볼별 후보군을 구성하는 신호들에 대한 LLR(log likelihood ration)를 생성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 특징에 따른 신호 검출 방법은, 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호들을 복수의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호를 검출하는 방법에서, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 단계; 재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 하나의 사분면의 신호 성상도를 구하는 단계; 상기 하나의 사분면의 신호 성상도를 설정 각도 회전시키는 단계를 복수회 개별적으로 수행하여 나머지 사분면들의 신호 성상도들을 구하는 단계; 상기 구해진 각 사분면들의 신호 성상도들을 토대로 각 송신 심볼별 후보군을 획득하는 단계를 획 득한다.

또 다른 본 발명의 특징에 따른 신호 검출 장치는, 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호들을 복수의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호를 검출하는 장치에서, 수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 입력 처리부; 재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 하나의 사분면의 신호 성상도를 구하고, 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도를 구하여, 각 송신 심볼별 후보군을 획득하는 신호 검출부; 획득한 각 송신 심볼별 후보군들에 대한 메트릭을 산출하는 메트릭 산출부; 및 산출된 각 송신 심볼별 후보군들의 메트릭들을 토대로, 각 송신 심볼별 후보군을 구성하는 신호들에 대한 LLR을 생성하는 LLR 생성부를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 입출력 통신 시스템에서, 보다 간단한 방법으로 ML과 M-ML을 이용하여 효율적으로 신호를 검출할 수 있다.

또한 ML과 M-ML을 이용한 신호 검출을 동시에 수행하면서 이에 연관된 LLR 생성 수단을 상호 유기적으로 연결시킨 장치를 제공할 수 있다. 특히 단순화된 설계 구조로 장치를 구현할 수 있으며, 그 결과 다중 안테나 시스템 설계의 저전력화와 설계 구조의 효율성을 높일 수 있다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상 세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

이제 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시 예에 대하여 설명한다.

본 발명의 실시 예에서는 MIMO 통신 시스템에서, ML 방법과 M-ML 방법을 선택적으로 사용하여 최적으로 신호를 검출할 수 있는 장치 및 그 방법을 제공한다. 구체적으로 MIMO 통신 시스템에서 둘 이상의 송신 안테나를 통하여 신호가 전송되는 경우에는 M-ML 방법을 사용하여 신호를 검출하고, 하나의 송신 안테나를 통하여 신호가 전송되는 경우에는 ML 방법을 사용하여 신호를 검출하면서, 채널 복호시의 연판정(Soft-decision)을 위한 LLR(log-likelihood ratio)을 생성하는 것을 효율적으로 구현한다.

먼저, 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 방법에 대하여 설명한다.

이하의 실시 예는 2개의 수신 안테나를 사용하는 MIMO 통신 시스템에서 신호 검출을 수행하는 것을 예로 하며, 특히, 4개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나로 이루어지는 4×2 MU-MIMO 통신 시스템을 예로 들어 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 방법을 설명한다.

본 발명의 실시 예에는 송신측으로부터 2-스트림 전송 신호가 전송되고 이를 수신한 경우 즉, 2×2 MIMO 통신 시스템에서는 M-ML을 사용하여 신호 검출을 수행하고, 송신측으로부터 1-스트림 전송 신호가 전송되고 이를 수신한 경우 즉, 1×2 통신 시스템에서는 ML을 사용하여 신호 검출을 수행하여, 송신 신호 벡터들을 추정하고, 추정된 각 후보 송신 신호 벡터들에 대하여 유클리디언 거리를 산출하고, 이 거리들을 토대로 LLR을 계산한다.

먼저, MIMO 시스템에서, 수신 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 1]

여기서, r은 수신 신호 벡터를 나타내고,

는 채널 행렬을 나타내며,

는 송신 신호 벡터를 나타내며, 송신 신호 벡터 x의 각 원소

는 송신 심볼을 나타낸다. 그리고 n은 수신단에서 발생하는 잡음들로 이루어진 N×1 행렬로, 평균이 0이고 분산이

인 제로민 복소수(zero-mean complex) 가산 백색 가우시안 잡음(AWGN: additive white Gaussian noise)이다.

이러한 수신 신호를, 4개의 송신 안테나로부터 2개의 수신 안테나에 수신되는 4×2 MU-MIMO 시스템에 적용시켜 나타내면 다음과 같다.

[수학식 2]

이러한 특징을 가지는 수신 신호에서, 송신단으로부터 수신측으로 전송한 2-스트림 신호를

이라고 하면, 수신 신호에서

는 송신단에서 다른 수신측으로 전송한 신호인 간섭 신호(Interference signal)로 작용하게 된다. 따라서, 수신 신호에서 간섭 신호

를 분리하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

[수학식 4]

여기서,

는 간섭 신호

가 제거된 수신 신호 벡터를 나타낸다.

수학식 4와 같이 표현되는 수신 신호를 보다 간단하게 나타내기 위하여, 잡음을 제거하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 5]

[수학식 6]

이와 같이 수신 신호로부터 간섭 신호 및 잡음을 각각 제거하여 수신 신호를 간단화 한 다음에, 이러한 수신 신호로부터 신호를 검출하기 위하여 ML 방법을 사용한다.

이에 따라, 먼저, 송신 심볼

에 대하여, 해당 송신 심볼이 가질 수 있는 모든 신호에 대한 영향을 수신 신호로부터 제거하면 다음과 같다. 즉, 송신 심볼

에 대하여 모든 신호 성상도의 경우의 수를 대입하여 정리하면서 이를 수신 신호로부터 제거하면, 수신 신호를 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 7]

[수학식 8]

여기서,

는 송신 심볼

이 가질 수 있는 모든 신호에 대한 영향이 제거된 수신 신호를 나타낸다.

이러한 수신 신호를 이용하여 송신 심볼

를 구하면 다음과 같다.

[수학식 9]

따라서, 최종적으로 송신 심볼

는 다음과 같다.

[수학식 10]

여기서,

는 슬라이싱(slicing) 연산을 나타낸다. 슬라이싱 연산은 신호를 가장 가까운 신호 성상점에 매핑하는 것으로, 즉, 변조 방식에 따른 가장 가까 운 신호를 근사화 하는 것이다. 본 발명의 실시 예에 따른 장치에서는 비교기를 사용하여 슬라이싱 연산을 수행하지만, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.

이와 같이 결정된

과

에 대하여 유클리디언 거리 즉, 메트릭(metric)를 계산하면 다음과 같다.

[수학식 11]

다음, 송신 심볼

에 대하여, 해당 송신 심볼이 가질 수 있는 모든 신호에 대한 영향을 수신 신호로부터 제거하면 다음과 같다. 즉, 송신 심볼

에 대하여 모든 신호 성상도의 경우의 수를 대입하여 정리하면서 이를 수신 신호로부터 제거하면, 수신 신호를 다음과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 12]

[수학식 13]

여기서

는 송신 심볼

이 가질 수 있는 모든 신호에 대한 영향이 제거된 수신 신호를 나타낸다. 이러한 수신 신호를 이용하여 송신 심볼

을 구하면 다음과 같다.

[수학식 14]

따라서, 최종적으로 송신 심볼

는 다음과 같다.

[수학식 15]

이와 같이 결정된

과

를 위의 수학식 11에 적용하여 메트릭을 구할 수 있다.

위에 기술된 바와 같은 과정을 통하여, 변조 방식이 64-QAM인 경우, 64개의

의 경우의 수와 이에 대응하는

에 따른 64개의 메트리

이 생성되며, 또한 64개의

의 경우에 수와 이에 대응하는

에 따른 64개의 메트릭

가 각각 생성되어, 총 128개의 메트릭

이 획득된다. 즉, 64-QAM인 경우 128개의 후보 벡터군

과 128개의 메트릭

이 생성된다. 이와 같이 생성된 메트릭들로부터 연판정 비트를 생성하기 위하여, Max-log MAP을 이용하여 LLR을 구한다.

송신 심볼

과

은 QPSK(Quadrature Phase Shift keying)로 변조된 경우에는 2-비트(±1±j), 16QAM(16ary Quadrature Amplitude Modulation)으로 변조된 경우에는 4 비트(±1±j, ±1±3j, ±3±j, ±3±3j), 64-QAM으로 변조된 경우에는 6비트(±1±j, ±1±3j, ±1±5j, ±1±7j, ±3±1j, ±3±3j, ±3±5j, ±3±7j,±5±j, ±5±3j, ±5±5j, ±5±7j, ±7±j, ±7±3j, ±7±5j, ±7±7j)를 가지게 된다.

예를 들어 64-QAM으로 변조된 경우,

및

가 6비트로 이루어지고,

의 첫번째 비트에 대한 LLR을 다음과 같이 구할 수 있다.

[수학식 16]

여기서,

는 송신 심볼

의 첫번째 비트에 대한 LLR이며,

는 송신 심볼

에 대한 첫번째 비트가 -1인 메트릭

들 중에서 최소값을 가지는 메트릭을 나타내며,

는 첫번째 비트가 +1인 메트릭

들 중에서 최소값을 가지는 메트릭을 나타낸다. 즉, 최소값을 가지는 -의

과 최소값을 가지는 +의

의 차가 소정 비트에 대한 LLR이 된다.

이러한 수학식 16을 토대로, 송신 심볼

의 나머지 비트들에 대한 LLR들 즉,

을 구할 수 있다.

또한 동일한 방법으로 송신 심볼

의 모든 비트들에 대한 LLR들 즉,

,

을 구할 수 있다.

송신 심볼

의 첫번째 비트에 대한 LLR은 다음과 같다.

[수학식 17]

위에 기술된 바와 같이, 송신측으로부터 2-스트림의 신호가 전송되고 이를 수신한 경우, M-ML 방법을 이용하여 송신 심볼들을 검출하고 이들에 대한 LLR을 구할 수 있다.

한편, 송신측으로부터 1-스트림의 신호가 전송된 경우에는 ML 방법을 사용하여 송신 심볼을 검출하고 이에 대한 LLR을 구할 수 있다.

[수학식 18]

이것은 1-스트림에 대한 것으로, 송신 심볼

에 대하여 모든 가능한 신호들에 대한 메트릭들을 토대로 산출되는 것이다. 그러므로 위에서 살펴본 M-ML 방법에서, 송신 심볼

가 없는 경우에 해당된다. 따라서, M-ML 방법에서 송심 심볼에 대한 메트릭을 구하는 수학식 11에서,

에 관련된 연산이 빠지면 되므로, 결국 M-ML 방법을 이용하여 1-스트림에 대한 메트릭을 구할 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.

[수학식 19]

위에 기술된 바와 같이 1-스트림에 대한 메트릭 즉, 하나의 송신 심볼

에 대한 메트릭들을 구한 다음에, 이들을 토대로 위에 기술된 바와 같이, 송신 심볼

의 각 비트에 대하여 LLR을 산출한다. 즉, 각 비트별로, -를 가지는 메트릭들 중에서 최소값을 가지는 것과, +를 가지는 메트릭들 중에서 최소값을 가지는 것의 차이를 구하여, LLR을 산출한다.

이와 같이 M-ML 방법으로 ML 방법을 동시에 구현 할 수 있다.

본 발명의 실시 예에서는 이러한 논리를 토대로 신호 검출을 수행하면서, 보다 간단한 구조로 위의 방법을 구현하기 위하여 다음과 같은 방법을 사용한다. 즉, 수학식 10과 수학식 15에 따른 후보 벡터군을 산출할 때, 성상도 상에서의 모든 발생 가능한 심볼들에 대하여 연산을 모두 수행하는 것이 아니라, 성상도 상의 한 사분면에 대한 연산만을 수행하고 이 연산 결과를 이용하여 다른 사분면들에 대한 연산 결과를 획득한다.

보다 구체적으로 설명하면, 먼저, M-ML 방법에서, 송신 심볼

를 구하는 수학식 10과, 송신 심볼

을 구하는 수학식 15의 공통점을 수식으로 표현하면 다음과 같다.

[수학식 20]

이것은 다음과 같은 복소 연산 특징으로부터 유추된다.

[수학식 21]

따라서 수학식 10에서

라고 하면, 수학식 15에서

의 형태가 된다. 즉, 수학식 10의 하나의 연산으로 수학식 15를 복소 연산의 특성으로 공유할 수 있게 된다.

도 1는 본 발명의 실시 예에 따른 복소 관계에 있는 두 연산을 나타낸 예시도이며, 도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 신호 성상도 상에서 곱셈에 따른 위상 회전을 나타낸 도이다.

첨부한 도 1에 도시된,

와 64-QAM의 1사분면에 해당하는 곱셈과,

와 64-QAM의 1사분면에 해당하는 곱셈과의 상관 관계를 보면, 수학식 10의 하나의 연산으로 수학식 15를 복소 연산의 특성으로 공유할 수 있음을 알 수 있다.

또한, 수학식 10과 수학식 15에서, 송신 심볼

,

을 곱하게 되는데, 이것은 변조 방식의 경우의 수에 따라 달라진다. 즉, 변조 방식이 QPSK인 경우는 4개, 16-QPSK의 경우에는 6개, 64-QAM의 경우에는 64개의 신호 성상점들이 곱해지게 된다. 이것은 신호 성상도상의 각 사분면에 대한 연산을 개별적으로 수행하는 것이 아니라 하나의 사분면에 대한 연산 결과를 획득한 다음에 이 연산 결과를 위상 회 전함으로써 나머지 사분면에 대한 연산 결과들을 각각 획득할 수 있다. 즉, 도 1과 같이 전체 신호 성상도의 1/4에 해당하는 1사분면만을 연산하고, 그 연산 결과를 위상 회전시켜 2사분면에 대한 연산 결과를 획득하고, 또한 그 결과를 위상 회전시켜 3사분면에 대한 연산 결과를 획득하며, 또한 그 결과를 위상 회전시켜 4사분면에 대한 연산 결과를 획득한다. 이와 같이 1사분면에 대하여 획득한 연산 결과를 각각 위상 회전함으로써, 신호 성상도의 2사분면, 3사분면 그리고 4사분면의 연산 결과를 각각 얻을 수 있다. 여기서 사용되는 위상 회전은 90도 위상 회전으로 첨부한 도 2와 같이, 부호와 실수부 및 허수부의 변환만으로 신호 성상도의 각 사분면에 대한 연산 결과를 얻을 수 있다.

따라서, 본 발명의 실시 예에서는 소정 심볼에 대하여 성상도 상에서 발생 가능한 모든 성상점들을 연산하지 않고, 먼저, 성상도의 1사분면에 대한 신호 성상도를 산출한 다음에, 그 결과를 도 2와 같이 각각 위상 회전시켜 나머지 사분면들의 신호 성상도의 곱셈 결과를 획득한다.

또한, 도 1과 같이 두 연산이 복소 관계에 있는 경우에는, 하나의 연산을 도 2와 같이 위치 변화를 통하여 다른 연산을 획득할 수 있으므로, 수학식 10에 따른 송신 심볼

에 대하여 획득한 신호 성상도 상의 소정 사분면에 대한 후보 심볼군들을 위치 변화시켜 수학식 15에 따른 송신 심볼

에 대한 하나의 사분면에 대한 후보 심볼군들을 획득할 수 있다. 그리고 송신 심볼

에 대한 하나의 사분면에 대한 후보 심볼군들을 순차적으로 위상 회전시켜 나머지 사분면들에 대한 후보 심볼 군들을 획득할 수 있다.

이와 같은 과정을 통하여 수학식 10 및 수학식 15에 따른

및

를 구하게 된다. 즉, 64-QAM으로 변조된 경우

에 따른 64개의 후보 심볼군

과,

에 따른 64개의 후보군

가 획득된다.

이렇게 구해진 값들을 토대로, 수학식 11을 이용하여 후보 심볼들에 대한 각각의 메트릭들을 산출한다.

이 때,

을 이용하여

를 구한 경우,

에 따른 64개의 후보 심볼군

에 대한 메트릭 산출시,

과

는 도 1과 같은 연산을 수행하여 획득되며,

와

는

를 이용하여 다음과 같은 연산 방식을 통하여 획득된다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 슬라이싱 연산으로 구해지는 송신 심볼의 곱셈 연산을 나타낸 예시도이다.

위에 기술된 바와 같이 동일한 방법으로,

를 이용하여

를 구한 경우,

에 따른 64개의 후보 심볼군

에 대한 메트릭 산출시,

와

는 도 1과 같은 연산을 통하여 획득되며,

과

는 구해진

을 토대로 도 3의 연산 방식으로 처리되어 획득된다.

한편 이렇게 구해진 각각의 메트릭 값들에 대한 연판정을 위한 LLR 연산은 앞의 과정과 연계하여 구할 수 있다.

즉, 본 발명의 실시 예에서는 위에 기술된 바와 같이, 신호 성상도를 4등분하여 1 사분면에 대한 후보 심볼군을 획득한 다음에, 획득한 1 사분면에 대한 후보 심볼군들을 순차적으로 위상 회전시켜 나머지 사분면들에 대한 후보 심볼군들을 획득하고, 획득한 각각의 후보 심볼군들에 대한 메트릭을 구했으므로, 여기에 LLR 연산을 연계하면 LLR 연산량을 감소시킬 수 있다.

도 4 및 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이며, 특히, 64-QAM의 경우, LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이다. 도 4 및 도 5에서, 마킹(marking) 처리되어 있는 부분이 비트값이 +에 해당하는 부분이고 나머지가 부분들이 비트값이 -에 해당하는 부분이다.

이러한 첨부한 도 4 및 도 5에서, 비트 b0에 대한 값들에서, -를 가지는 32개 값들을 비교하여 가장 작은 값을 가지는 값과, +를 가지는 32개 값들을 비교하여 가장 작은 값을 가지는 값의 차이가, 비트 b0의 LLR 값이 된다.

본 발명의 실시 예에서는, 신호 성상도를 4등분하고 1사분면에 대하여 구해진 후보 심볼군들을 구하고 이들을 위상 회전시키면서 나머지 사분면들에 대한 후보 심볼군들을 구하여 메트릭을 구했으므로, 여기에 LLR 연산을 연계하여 수행한다.

구체적으로 설명하면, 1사분면 단위로 연산을 수행하므로, 먼저, 1 사분면의 후보 심볼군들에 대하여 획득한 메트릭들 중에서 가장 작은 값을 가지는 메트릭을 1사분면에 대한 값으로 저장하고, 2사분면의 후보 심볼군들에 대하여 획득한 메트릭들 중에서 가장 작은 값을 가지는 값을 선택한 다음에, 선택된 값을 1사분면의 값과 비교하여 그 중에서 작은 값을 2사분면에 대한 값으로 저장한다. 그리고 3사분면의 후보 심볼군들에 대하여 획득한 메트릭들 중에서 가장 작은 값을 선택한 다음에 선택된 값을 2사분면의 값과 비교하여 그 중에서 작은 값을 3사분면에 대한 값으로 저장한다. 또한 4사분면의 후보 심볼군들에 대하여 획득한 메트릭들 중에서 가장 작은 값을 선택한 다음에, 선택된 값을 3사분면의 값과 비교하여 그 중에서 작은 값을 4사분면에 대한 값으로 저장한다. 예를 들어, 첨부한 도 4 및 도 5에 예시되어 있듯이, 각 사분면에 대하여 획득한 메트릭들이 8개라고 하면, 위의 과정을 통하여 총 32개의 값들에 대한 비교가 이루어진다.

이러한 본 발명의 실시 예에서, 각각의 사분면에서 비교하는 연산은 위상 회전할 때마다 반복하게 된다. 마찬가지로 b1, b2, b3, b4, b5도 b0연산과 중북되는 부분들이 있으므로 도 4 및 도 5에서와 같이 LLR 값을 비교하면, 연산량이 1/4로 줄어 들게 된다.

같은 방법으로 16-QAM과 QPSK의 경우에도 LLR을 구할 수 있다.

도 6은 16-QAM의 경우 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이고, 도 7은 QPSK의 경우 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이다.

물론 16-QAM과 QPSK를 위한 별도의 연산을 수행하는 것이 아니고 64-QAM에서 연산된 결과를 변조 방식에 따라 선택적으로 사용하여 LLR을 연산한다.

다음에는 이러한 신호 검출 방법을 구현하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 장치에 대하여 설명한다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 장치의 구조도이다.

첨부한 도 8에 도시되어 있듯이, 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 장치(1)는, 입력 처리부(10), 신호 검출부(20), 메트릭 산출부(30,40) 및 LLR 생성부(50,60)를 포함한다.

입력 처리부(10)는 복수의 수신 안테나를 통하여 수신되어 기저대역 샘플 데이터들로 처리된 수신 신호들이 입력되면, 수신 신호들을 처리하여 출력한다. 특히 입력 처리부(10)는 각각의 수신 안테나를 통하여 수신된 신호 스트림들을 이후의 각 부에서의 처리가 용이하게 이루어지도록 채널 특성을 토대로 재구성하여 출력한다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 입력 처리부(10)의 수신 신호들에 대한 재구성 처리를 나타낸 예시도이다.

2개의 수신 안테나를 통하여 신호가 수신되는 경우, 입력 처리부(10)로 채널 특성을 나타내는 h1x, h2x, 그리고 yx의 신호들이 입력된다. 2 스트림의 수신 신호들이 입력되는 경우, 도 9의 (a)와 같이 채널 행렬 특성을 토대로 하는 h1x, h2x, 그리고 yx들이 순차적으로 입력된다. 1 스트림의 수신 신호가 입력되는 경우에는 도 9의 (b)와 같이 h1x, h2x, 그리고 yx들이 순차적으로 입력되며, 이 때, 두번째 안테나를 통해서는 신호가 수신되지 않으므로, h₁₂, h₂₂의 값은 "0"이 된다.

본 발명의 실시 예에 따른 입력 처리부(10)는 이러한 특성을 가지는 입력되 는 신호들 h1x, h2x, 그리고 yx을 재구성하여, 도 9의 (c)와 같은 형태의 신호들 h1x_re, hx2, hx1_im, yhx1_re, yhz1_im을 출력한다.

한편 신호 검출부(20)는 재구성되어 입력되는 채널 행렬 특성과 수신 신호들을 토대로, 수신 신호로부터 송신 심볼을 각각 검출한다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출부(20)의 상세 구조도이다.

첨부한 도 10에 도시되어 있듯이, 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출부(20)는, 제1 연산부(21,22), 제2 연산부(23,24,25), 가중치 산출부(26,27), 비교부(28), 위상 회전부(29,29')를 포함한다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출부의 제1 및 제2 연산부로 입력되는 신호들 및 출력 신호들을 나타낸 도이다.

복수의 제1 연산부(21,22)들은 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호들(h1x_re, hx2)에 대하여 각각 곱셈 연산을 수행하며, 도 12에 도시된 바와 같은 구조로 이루어진다. 도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 연산부의 구조를 나타낸 도이며, 도 13은 연산부에 사용되는 곱셈 및 뺄셈기의 구조를 나타낸 도이다.

도 12에서와 같이, 구체적으로, 제1 연산부(21,22)는 인가되는 복소수 신호의 곱셈을 수행하는 곱셈기(A1), 인가되는 인에이블(enable) 신호에 따라 입력되어 있는 소정 값을 출력하는 레지스터(A2), 레지스터로부터 입력되는 값을 실수부로 하고 곱셈기(A1)의 출력값을 허수부로 하여 덧셈 또는 뺄셈 연산을 수행하여 출력하는 덧셈 및 뺄셈기(A3), 덧셈 및 뺄셈기의 출력을 저장하였다가 인가되는 인에이블 신호에 따라 출력하는 레지스터(A4)를 포함한다.

제1 연산부(21)는 도 11에서와 같이 두번째 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호 hx2에 대한 연산 즉,

검출을 위한 수학식 10에서의

을 수행한다. 제1 연산부(22)는 첫번째 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호 h1x_re에 대한 연산 즉,

검출을 위한 수학식 15에서의

를 수행한다.

한편, 복수의 제2 연산부(23,24,26)들은 각각 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호들(h1x_re, hx2)과 채널 특성에 따른 수신 신호들(yhx1r, yhx1i)들의 곱셈 연산을 수행하며, 이를 위하여, 위의 제1 연산부와 같은 동일한 구조로 이루어지는 연산기들(도시하지 않음)을 2개 포함하는 형태로 이루어진다. 즉, 제2 연산부(23,24,25)를 구성하는 연산기들은 도 12에 도시된 바와 같은 제1 연산부(21,22)와 동일한 구조로 이루어진다.

제2 연산부(23)는 두번째 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호 hx2과 수신 신호 yhx1r의 곱셈 연산 및 복소수 신호 hx2와 수신 신호 yhx1i의 곱셈 연산을 각각 수행한다. 즉,

검출을 위한 수학식 10에서의

을 수행한다.

제2 연산부(24)는 두번째 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호 hx2과 첫번째 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 hx1r의 곱셈 연산 및 복소수 신호 hx2와 hx1i의 곱셈 연산을 각각 수행한다. 즉,

검출을 위한 수학식 10에서의

을 수행한다.

제2 연산부(25)는 첫번째 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호 hx1r과 수신 신호 yhx1r과의 곱셈 연산 및 복소수 신호 hx1r과 수신 신호 yhx1i의 곱셈 연산을 각각 수행한다. 즉,

검출을 위한 수학식 15에서의

을 수행한다.

한편 가중치 산출부(26,27)는 변조 방식에 따른 변조 가중치(modulation weighting)를 산출한다. 구체적으로, 가중치 산출부(26)는 제2 연산부(23)로부터 출력되는 두번째 수신 안테나의 채널 특성과 수신 신호의 곱셈 연산에 따른 결과를 토대로 변조 가중치를 산출하며, 가중치 산출부(27)는 제2 연산부(25)로부터 출력되는 첫번째 수신 안테나의 채널 특성과 수신 신호의 곱셈 연산에 따른 결과를 토대로 변조 가중치를 산출한다.

비교부(28)는 제2 연산부(24)로부터 출력되는 두번째 수신 안테나의 채널 특성과 첫번째 수신 안테나의 채널 특성에 따른 곱셈 연산 결과를 토대로, 수신 신호의 각 송신 심볼에 대한 1 사분면의 신호 성상도 곱셈을 수행한다.

도 14는 비교부(28)의 구조를 나타낸 도이며, 도 15는 도 14에 도시된 블록(X3,X5,X7)의 상세 구조를 나타낸 도이다. 도 14에 도시된 비교부(28)에서, 각 곱셈 및 뺄셈기는 도 13에 도시된 바와 같은 구조로 이루어진다.

위에서 설명한 바와 같이, 수학식 10에서

라고 하면, 수학식 15에서

의 형태가 됨을 알 수 있으므로, 비교부(28)는 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 모든 신호를 나타내는 1사분면의 신호 성상도를 구하며, 그 연산 결과는 도 1과 같다.

도 16은 위상 회전부(29,29')의 구조를 나타낸 도이다.

위상 회전부(29,29')는 비교부(28)로부터 전달되는 소정 송신 심볼에 대하여 획득한 1 사분면의 신호 성상도를 토대로 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도를 획득하는 성상도 획득 모듈(M1), 획득한 각 송신 심볼에 대한 사분면상의 신호 성상도들을 토대로 위에 기술된 수학식 10 및 수학식 15와 같은 연산을 수행하여 송신 심볼 후보군을 검출하는 연산 모듈(M2)을 포함한다.

성상도 획득 모듈(M1)은 획득한 소정 사분면의 신호 성상도들을 설정각도(예를 들어, 90도)로 회전시키고, 부호 변경을 수행하며, 실수부의 값을 허수부의 값으로 스위칭하는 동작을 수행하여, 나머지 사분면에 대한 신호 성상도들을 획득한다.

연산 모듈(M2)은 수학식 10 및 수학식 15와 같이, 획득한 각 사분면의 신호 성상도들을 토대로 뺄셈 연산을 수행하고, 뺄셈 연산 수행 결과를 토대로 슬라이싱 연산을 수행하여, 각 송신 심볼에 대한 심볼 후보군을 획득한다.

위에 기술된 바와 같은 구조로 이루어지는 신호 검출부(20)에 의하여 각 송신 심볼에 대한 후보군이 획득되면, 메트릭 산출부(30,40)는 획득한 각 송신 심볼 후보군에 대하여 메트릭을 산출한다.

도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 메트릭 산출부의 구조도이다. 도 17에서 블록(X2,X4)의 구조는 도 15에 도시된 블록과 동일한 구조로 이루어질 수 있다.

메트릭 산출부(30,40)는 위에 기술된 수학식 11을 토대로, 각 송신 심볼 후보군들에 대하여 곱셈 연산을 수행하여 각 심볼 후보들에 대한 메트릭을 산출하며, 구체적으로 메트릭 산출부(30)는 송신 심볼

의 후보들에 대하여 메트릭들을 각각 산출하고, 메트릭 산출부(40)는 송신 심볼

의 후보들에 대하여 메트릭들을 각각 산출한다. 도 17에서,

는 위상 회전에 해당된다.

위에 기술된 바와 같이, 각 송신 심볼별 후보들에 대한 메트릭들을 구해지면, LLR 생성부(50,60)는 구해진 메트릭들을 토대로 연판정을 위한 LLR을 생성한다. 즉, LLR 생성부(50,60)는 각 송신 심볼을 구성하는 각 비트별 후보들에 대하여 구해진 메트릭들을 토대로, 각 비트별 LLR을 구한다. LLR 생성부(50)는 검출된 송신 심볼

의 후보들에 대하여 산출된 메트릭들을 토대로 각 비트별 LLR을 구하고, LLR 생성부(60)는 검출된 송신 심볼

의 후보들에 대하여 산출된 메트릭들을 토대로 각 비트별 LLR을 구한다.

LLR 산출시, 위에 기술된 바와 같이, 1사분면 단위로 +값을 가지는 메트릭들과 -값을 가지는 메트릭들의 값들의 차이를 비교하고, 각 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이들을 검출하고, 검출된 차이들 중에서 가장 작은 값을 해당 비트의 LLR로 설정한다. 여기서 각각의 사분면에서 메트릭을 비교하는 연산은 위상 회전할 때마다 반복하게 되므로, 본 발명의 실시 예에 따른 LLR 생성부(50,60)는 1사분면에 대하여 비교 연산을 위한 비교기를 포함하는 형태로 구현되고, 비교기의 연산 결과를 위상 회전시키는 모듈을 추가적으로 포함할 수 있다.

다음에는 이러한 구조를 가지는 장치를 토대로 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 방법에 대하여 설명한다.

도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 방법의 흐름도이다.

먼저, 복수의 수신 안테나를 통하여 수신되어 기저대역 샘플 데이터들로 처리된 수신 신호들은 입력 처리부(10)를 통하여 채널 특성을 토대로 재구성된다(S100). 특히, 위에 기술된 바와 같이 2 스트림의 수신 신호들이 입력되는 경우에는 h1x_re, hx2, hx1_im, yhx1_re, yhz1_im을 출력한다. 따라서 2 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우에는 송신 심볼

,

모두에 대한 연산이 이루어지면서, 위에 기술된 바와 같이 수학식 10, 15에 따라 송신 심볼

,

이 검출되고 수학식 11에 따라 송신 심볼들에 대한 메트릭이 산출되는 M-ML 검출이 이루어지게 된다.

반면, 1 스트림의 수신 신호들이 입력되는 경우에는 두번째 안테나를 통해서는 신호가 수신되지 않으므로, h₁₂, h₂₂의 값이 "0"인, h1x_re, hx2, hx1_im, yhx1_re, yhz1_im을 출력한다. 따라서 수학식 10, 15에서, 송신 심볼

가 없는 경우에 해당하는 연산이 이루어지고, 수학식 11에서도 송신 심볼

가 없는 경우 에 해당하는 메트릭이 산출되는 ML 검출이 이루어지게 된다.

이와 같이 2 스트림 또는 1 스트림의 수신 신호가 입력되는지에 상관없이, 해당 신호들이 채널 특성을 토대로 재구성되어 이후의 신호 검출부(20) 및 메트릭 산출부(30,40)로 입력되어 처리됨으로서, 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 장치(1)를 통하여 M-ML에 따른 신호 검출 및 ML에 따른 신호 검출이 선택적으로 수행된다(S110).

채널 특성에 따라 재구성된 신호들은 신호 검출부(20)로 입력되며, 신호 검출부(20)는 입력되는 신호들을 처리하여 각 송신 심볼별 후보군을 검출한다. 특히, 위에 기술된 바와 같이, 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 1사분면의 신호 성상도를 구한 다음에(S120), 구해진 1사분면의 신호 성상도들을 설정 각도(90도) 회전시키고, 부호를 변경하고, 실수부의 값을 허수부의 값으로 스위칭하는 동작을 수행하여, 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도들을 각각 획득하여, 각 송신 심볼별로 발생 가능한 모든 신호 성상도들을 획득한다(S130).

그리고 획득한 각 송신 심볼별 후보군들에 대하여 각각 메트릭을 산출하고(S140), 산출된 메트릭들을 비교하여 LLR을 생성한다. 특히, 획득한 각 송신 심볼별 후보군의 비트들에 대한 신호 성상도에 대한 메트릭을 토대로, 위에 기술된 기술된 바와 같이 1사분면 단위로 메트릭들의 값들의 차이를 비교하고, 각 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이들을 검출하고, 검출된 차이들 중에서 가장 작은 값을 해당 비트의 LLR로 설정한다(S150).

본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하기 위한 프로그램, 그 프로그램이 기록된 기록 매체 등을 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.

이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

도 1는 본 발명의 실시 예에 따른 복소 관계에 있는 두 연산을 나타낸 예시도이다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 신호 성상도 상에서 곱셈에 따른 위상 회전을 나타낸 도이다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 슬라이싱 연산으로 구해지는 송신 심볼의 곱셈 연산을 나타낸 예시도이다.

도 4 및 도 5는 본 발명의 실시 예에서, 64-QAM의 경우 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이다.

도 6은 본 발명의 실시 예에서, 16-QAM의 경우 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이다.

도 6은 본 발명의 실시 예에서, 16-QAM의 경우 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이다.

도 7은 본 발명의 실시 예에서, QPSK의 경우 LLR을 연산하는 과정을 나타낸 예시도이다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 장치의 구조도이다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 입력 처리부의 수신 신호들에 대한 재구성 처리를 나타낸 예시도이다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출부의 상세 구조도이다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출부의 제1 및 제2 연산부로 입력 되는 신호들 및 출력 신호들을 나타낸 도이다.

도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 연산부의 구조를 나타낸 도이다.

도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 연산부에 사용되는 덧셈 및 뺄셈기의 구조를 나타낸 도이다.

도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 비교부의 구조를 나타낸 도이다.

도 15는 도 14에 도시된 블록(X3,X5,X7)의 상세 구조를 나타낸 도이다.

도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 위상 회전부의 구조를 나타낸 도이다.

도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 메트릭 산출부의 구조도이다.

도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 방법의 흐름도이다.

Claims (13)

1. 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호들을 복수의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호를 검출하는 방법에서,

   수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 단계;

   재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 하나의 사분면의 신호 성상도를 구하고, 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도를 구하여, 각 송신 심볼별 후보군을 획득하는 단계;

   획득한 각 송신 심볼별 후보군들에 대한 메트릭을 산출하는 단계; 및

   산출된 각 송신 심볼별 후보군들의 메트릭들을 토대로, 각 송신 심볼별 후보군을 구성하는 신호들에 대한 LLR(log likelihood ration)를 생성하는 단계

   를 포함하고,

   상기 재구성하는 단계는

   상기 수신 안테나가 2개의 수신 안테나로 이루어져서 2 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우, M-ML(modified-maximum likelihood)를 토대로 신호 검출이 수행되도록 신호 재구성을 수행하는 단계; 및

   상기 수신 안테나가 1개의 수신 안테나로 이루어져서 1 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우, ML(modified-maximum likelihood)를 토대로 신호 검출이 수행되도록 신호 재구성을 수행하는 단계

   를 포함하는, 신호 검출 방법.
2. 제1항에 있어서

   상기 송신 심볼별 후보군을 획득하는 단계는,

   각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 획득한 하나의 사분면의 신호 성상도를 설정 각도 회전시키는 단계;

   회전된 신호 성상도들의 부호를 변경하는 단계;

   부호가 변경된 신호 성상도의 실수부를 허수부로 변경하고, 상기 부호가 변 경된 신호 성상도의 허수부를 실수부로 변경하여 다른 사분면에 대한 신호 성상도를 획득하는 단계

   를 포함하는, 신호 검출 방법.
3. 제1항에 있어서

   상기 LLR을 생성하는 단계는,

   상기 각 송신 심볼별 후보군들을 구성하는 신호들에 대한 신호 성상도들에 대하여, 하나의 사분면 단위로 메트릭들의 값들의 차이를 비교하는 단계;

   각 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이들을 검출하고, 검출된 차이들 중에서 가장 작은 값을 해당 신호의 LLR로 설정하는 단계

   를 포함하는, 신호 검출 방법.
4. 제3항에 있어서

   상기 설정하는 단계는,

   제1 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이값과 제2 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이값 중에서 작은 값을 가지는 제1 차이값을 선택하는 단계;

   상기 선택된 제1 차이값과 제3 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이값 중에서 작은 값을 가지는 제2 차이값을 선택하는 단계;

   상기 선택된 제2 차이값과 제4 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이값 중에서 작은 값을 가지는 제3 차이값을 선택하는 단계; 및

   상기 선택된 제3 차이값을 해당 신호의 LLR로 설정하는 단계

   를 포함하는, 신호 검출 방법.
5. 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호들을 복수의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호를 검출하는 방법에서,

   수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 단계;

   재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 하나의 사분면의 신호 성상도를 구하는 단계;

   상기 하나의 사분면의 신호 성상도를 설정 각도 회전시키는 단계를 복수회 개별적으로 수행하여 나머지 사분면들의 신호 성상도들을 구하는 단계;

   상기 구해진 각 사분면들의 신호 성상도들을 토대로 각 송신 심볼별 후보군을 획득하는 단계

   를 포함하고,

   상기 재구성하는 단계는

   상기 수신 안테나가 2개의 수신 안테나로 이루어져서 2 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우, M-ML(modified-maximum likelihood)를 토대로 신호 검출이 수행되도록 신호 재구성을 수행하는 단계; 및

   상기 수신 안테나가 1개의 수신 안테나로 이루어져서 1 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우, ML(modified-maximum likelihood)를 토대로 신호 검출이 수행되도록 신호 재구성을 수행하는 단계

   를 포함하는, 신호 검출 방법.
6. 제5항에 있어서

   상기 나머지 사분면들의 신호 성상도들을 구하는 단계는,

   상기 회전된 신호 성상도들의 부호를 변경하는 단계; 및

   부호가 변경된 신호 성상도의 실수부를 허수부로 변경하고, 상기 부호가 변경된 신호 성상도의 허수부를 실수부로 변경하여 다른 사분면에 대한 신호 성상도 를 획득하는 단계

   를 포함하는, 신호 검출 방법.
7. 삭제
8. 복수의 송신 안테나를 통하여 전송되는 신호들을 복수의 수신 안테나를 이용하여 수신하는 다중 입출력 통신 시스템에서 신호를 검출하는 장치에서.

   수신 안테나를 통하여 수신된 신호들을 채널 특성을 토대로 재구성하는 입력 처리부;

   재구성된 신호들을 토대로 각 송신 심볼에 대하여 발생 가능한 신호들에 대하여 하나의 사분면의 신호 성상도를 구하고, 나머지 사분면들에 대한 신호 성상도를 구하여, 각 송신 심볼별 후보군을 획득하는 신호 검출부;

   획득한 각 송신 심볼별 후보군들에 대한 메트릭을 산출하는 메트릭 산출부; 및

   산출된 각 송신 심볼별 후보군들의 메트릭들을 토대로, 각 송신 심볼별 후보군을 구성하는 신호들에 대한 LLR(log likelihood ration)를 생성하는 LLR 생성부

   를 포함하고,

   상기 입력 처리부는 상기 수신 안테나가 2개의 수신 안테나로 이루어져서 2 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우, M-ML(modified-maximum likelihood)를 토대로 신호 검출이 수행되도록 신호 재구성을 수행하고,

   상기 수신 안테나가 1개의 수신 안테나로 이루어져서 1 스트림의 수신 신호들이 입력된 경우, ML(modified-maximum likelihood)를 토대로 신호 검출이 수행되도록 신호 재구성을 수행하는, 신호 검출 장치.
9. 제8항에 있어서

   상기 신호 검출부는,

   획득한 하나의 사분면의 신호 성상도를 설정각도 회전시키고, 부호 변경을 수행하며, 실수부의 값을 허수부의 값으로 스위칭하는 동작을 수행하여, 나머지 사분면에 대한 신호 성상도들을 획득하는 위상 회전부를 더 포함하는, 신호 검출 장치.
10. 제9항에 있어서

    상기 신호 검출부는,

    하나의 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호들에 대한 곱셈 연산을 수행하는 복수의 제1 연산부;

    하나의 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호와 다른 수신 안테나의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호의 곱셈 연산을 수행하여 제1 연산 결과를 출력하고, 상기 수신 안테나들의 채널 특성을 나타내는 복소수 신호와 채널 특성에 따른 수신 신호들의 곱셈 연산을 수행하여 제2 연산 결과를 출력하는 제2 연산부;

    변조 방식에 따른 변조 가중치를 산출하고 상기 복수의 제2 연산부로부터 출력되는 제2 연산 결과들에 적용시키는 가중치 산출부; 및

    상기 제2 연산부로부터 출력되는 제1 연산 결과를 토대로, 수신 신호의 각 송신 심볼에 대한 발생 가능한 신호들에 대한 하나의 사분면의 신호 성상도를 생성하여 상기 위상 회전부로 제공하는 비교부

    를 더 포함하는, 신호 검출 장치.
11. 제9항에 있어서

    상기 LLR 생성부는

    각 송신 심볼별 후보군을 구성하는 신호들의 4개의 사분면들에 대한 메트릭들을 토대로, 하나의 사분면 단위로 +값을 가지는 메트릭들과 -값을 가지는 메트릭들의 값들의 차이를 비교하고, 각 사분면에서 가장 작은 값을 가지는 차이들을 검출하고, 검출된 차이들 중에서 가장 작은 값을 해당 신호의 LLR로 설정하는, 신호 검출 장치.
12. 제11항에 있어서

    상기 LLR 생성부는 하나의 사분면들의 메트릭들의 비교를 수행하는 비교기를 포함하는, 신호 검출 장치.
13. 제10항에 있어서

    상기 제1 연산부는

    인가되는 복소수 신호의 곱셈을 수행하는 곱셈기;

    인가되는 인에이블(enable) 신호에 따라 입력되어 있는 소정 값을 출력하는 레지스터;

    레지스터로부터 입력되는 값을 실수부로 하고 상기 곱셈기의 출력값을 허수부로 하여 덧셈 또는 뺄셈 연산을 수행하여 출력하는 덧셈 및 뺄셈기; 및

    상기 덧셈 및 뺄셈기의 출력을 저장하였다가 인가되는 인에이블 신호에 따라 출력하는 레지스터

    를 포함하는, 신호 검출 장치.

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