JP2004222282A - 少なくとも３つの送信アンテナを使用する無線通信システムの受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 受信複雑度を低減させることによって、シンボルの処理速度を向上させる受信装置を提供する
【解決手段】 少なくとも３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を４つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、少なくとも３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナへの少なくとも３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、該信号及び該利得を使用して可能な全ての２つのシンボルに対してメトリック値を計算し、該値を最小化する２つのシンボルを検出する第１デコーダと、受信信号及びチャネル利得を使用して可能な全ての２つのシンボルに対してメトリック値を計算し、該値を最小化する２つのシンボルを検出する第２デコーダと、第１及び第２デコーダによって検出された４つのシンボルを順次に配列する並／直列変換器とを含む。
【選択図】 図６

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、フェージング(Fading)による劣化(Degradation)に対応するために送信アンテナダイバーシティを使用する送受信装置に関する。

無線通信システムにおいて、多重経路フェージングを緩和するための効果的な技術の１つは、時間及び周波数ダイバーシティ(time and frequency diversity)である。アンテナダイバーシティのための周知の技術のうち、Vahid Tarokhによって提案された空間-時間ブロック符号(Space time block code)は、S.M.Alamoutiによって提案された送信アンテナダイバーシティを、２つ以上のアンテナを使用することができるように拡張する。Tarokhによる提案は、非特許文献１に公開されており、Alamoutiによる提案は、非特許文献２に公開されている。

図１は、従来技術による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。これは、Tarokhによって提案された送信器であり、図示されたように、直／並列変換器(Serial to Parallel(S/P) Converter)１１０及び符号化器(Encoder)１２０から構成される。この構成において、送信器は３つの送信アンテナ１３０、１３２、１３４を使用する。

図１を参照すると、直／並列変換器１１０は、入力される４つのシンボルを１つのブロックにグループ化して符号化器１２０に提供する。符号化器１２０は、４つのシンボルを有して８つの組み合わせを構成し、そして、その８つの組み合わせを８つの時間区間の間に３つの送信アンテナ１３０、１３２、１３４に伝達する。前記８つの組み合わせは、式(33)のような８×３の符号化行列で表現することができる。

ここで、ｇ_３は、３つの送信アンテナを通じて伝送されるシンボルの符号化行列を示し、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４は、伝送しようとする４つの入力シンボルを示す。

符号化器１２０は、４つの入力シンボルに反転(negative)及び共役(conjugate)を適用し、その結果値を８つの時間区間の間に３つのアンテナ１３０、１３２、１３４に出力する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、つまり、列(column)は、相互直交性を有する。

より具体的に説明すると、第１時間区間において、１番目の列の３つのシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３が前記３つのアンテナ１３０、１３２、１３４にそれぞれ伝達される。同様に、最後の時間区間において、最後の列の３つのシンボルｓ_４ ^＊、ｓ_３ ^＊、ｓ_２ ^＊が前記３つのアンテナ１３０、１３２、１３４にそれぞれ伝達される。つまり、符号化器１２０は、Ｍ番目のアンテナに前記符号化行列のＭ番目の列のシンボルを順次に伝達する。

図２は、図１の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。図示されたように、複数の受信アンテナ１４０、１４２、チャネル推定器(Channel Estimator)１５０、多重チャネルシンボル配列器(Multiply Channel Symbol Arranger)１６０、及び検出器(Detector)１７０から構成される。

図２を参照すると、チャネル推定器１５０は、送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得を示すチャネル係数(channel coefficient)を推定し、多重チャネルシンボル配列器１６０は、受信アンテナ１４０、１４２からの受信シンボルを収集して検出器１７０に提供する。次に、検出器１７０は、前記受信シンボルに前記チャネル係数をかけることによって決定された推定(hypotheses)シンボルを有して可能な全てのシンボルに対する決定統計量(decision statistic)を計算し、臨界値検出(threshold detection)によって送信シンボルを検出する。

Alamoutiによって提案された空間-時間ブロック符号技術は、２つの送信アンテナを通じて複素シンボル(complex symbol)を伝送しても、伝送率(rate)に損失を与えることなく、送信アンテナの個数と同一のダイバーシティ次数(diversity order)、つまり、最大のダイバーシティ次数を得る。この技術を拡張してTarokhによって提案された図１及び図２の装置は、相互直交(orthogonal)の列を有する行列形態の空間-時間ブロック符号を使用して最大ダイバーシティ次数を得る。しかしながら、前記装置は、４つの複素シンボルを８つの時間区間(time interval)の間に伝送するので、１／２だけ伝送率が損失される。さらに、１つのブロック(４つのシンボル)を完全に伝送するためには８つの時間区間が必要であるので、高速フェージングの場合、ブロック内でチャネル環境の変化によって受信性能が低下する。

前述したように、３つ以上のアンテナを使用して複素シンボルを伝送する場合、Ｎ個のシンボルを送信するために２Ｎ個の時間区間が必要であるので、伝送率の損失が発生する。さらに、前記伝送率の損失は、遅延時間(latency)を増加させるという問題点がある。
"Space time block coding from orthogonal design,"IEEE Trans. on Info., Theory, Vol.45, pp.1456-1467, July 1999 "A simple transmitter diversity scheme for wireless communications,"IEEE Journal on Selected Area in Communications, Vol.16, pp.1451-1458, Oct. 1998

本発明の目的は、少なくとも３つの送信アンテナを使用する無線通信システムにおいて、伝送率の損失を生じることなく、最大のダイバーシティ次数及び最大の伝送率を得る送受信装置を提供することにある。

本発明は、少なくとも３つの送信アンテナを使用する移動通信システムにおいて、受信複雑度を低減させることによって、シンボルの処理速度を向上させる受信装置を提供する。

このような課題を解決するための本発明による無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器は、少なくとも３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を４つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、前記少なくとも３つの送信アンテナから前記少なくとも１つの受信アンテナへの少なくとも３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、前記受信信号及び前記チャネル利得を使用して可能な全ての２つのシンボルに対してメトリック値を計算し、メトリック値を最小化する２つのシンボルを検出する第１デコーダと、前記受信信号及び前記チャネル利得を使用して可能な全ての２つのシンボルに対してメトリック値を計算し、メトリック値を最小化する２つのシンボルを検出する第２デコーダと、前記第１及び第２デコーダによって検出された４つのシンボルを順次に配列する並／直列変換器と、から構成され、前記第１及び第２デコーダは、前記受信信号と前記チャネル利得を線形演算し、臨界値検出によって２つのシンボルを予め検出し、前記予め検出されたシンボルの積と、前記少なくとも３つの送信アンテナのチャネル利得によって決定される常数のとの積が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力することを特徴とする。

本発明において、複素シンボルが伝送される場合にも伝送率が損失されずに最大のダイバーシティ次数を得ることができる。さらに、伝送遅延時間を最小化する。その結果、高速フェージングに強く、デコーディング設計が簡単になるので、受信器の製造コストを低減し、システムを小型化することができる。

以下、本発明の好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明確にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。

３つのアンテナを通じて４つの時間区間の間に伝送される４つの入力シンボルを符号化行列の形態で表現すると、式(34)のようである。

周知のとおり、ＭＬ(Maximum Likelihood)デコーディングを使用する受信器は、送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得を示すチャネル推定値(estimate)を使用して受信信号と可能な全てのシンボルとの間のメトリック値を計算し、前記計算されたメトリック値を最小にするシンボルを検出する。

ｉ番目の送信アンテナから式(34)のようなシンボルを受信する受信アンテナへのチャネル推定値をｈ_ｉと表現する時、任意で生成されたシンボル組み合わせｃ_ｔに対応するメトリック値は、式(35)のように表現される。

ここで、ｒ_ｔは、ｔ番目の時間区間で受信された信号を示し、ｃ_ｔは、ｔ番目の時間区間で生成された任意のシンボル組み合わせである。式(35)に式(34)の符号化行列を適用すると、受信器は、可能な全てのシンボル組み合わせに対して、式(36)を最小化するシンボル組み合わせを決定する。

ここで、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、４つの時間区間の間に受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３は、送信アンテナから受信アンテナへのチャネル係数を示すチャネル利得である。

受信器のＭＬ検出設計を簡略化するためには、式(36)からできるだけ多くのクロースオーバー項(crossover term)を除去することによって、送信アンテナを通じて伝送されるシンボルシーケンスが相互直交するようにすべきである。前記クロースオーバー項を式(37)のように表現する。

Tarokhによって知られているように、４×３符号化行列を利用して４つのシンボルを伝送する場合、ＭＬ検出時に現れる全てのクロースオーバー項を除去することはできない。しかしながら、式(37)において２つの項、つまり、Ｃ_１及びＣ_２を除去することによって、少なくとも第１アンテナｈ_１及び第３アンテナｈ_３によって送信されるシンボルシーケンスが相互直交するようにすることはできる。

最大のダイバーシティ次数を得るために、伝送される４つのシンボルがそれぞれのアンテナにおいてそれぞれの時間区間で一回だけ現れるべきである。式(38)の４つの４×３符号化行列がこの条件を満足する。他の符号化行列は、以下の４つの行列の列または行を置き換えることによって構成することができる。

式(38)の符号化行列に対して、式(37)の少なくとも２つのクロースオーバー項、つまり、Ｃ_１及びＣ_２を除去するように、反転及び共役を適用した符号化行列の一例を式(39)のように表現する。

さらに、可能な符号化行列の例を式(40)に示す。

ここで、ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４に反転及び共役を適用して配列したのである。具体的に、式(40)に示す２番目の行列は、ｘ_１＝ｓ_１、ｘ_２＝ｓ_２、ｘ_３＝−ｓ_４ ^＊、ｘ_４＝−ｓ_３ ^＊によって式(39)から生成される。

式(40)のような符号化行列を使用して少なくとも２つのクロースオーバー項、つまり、Ｃ_１及びＣ_２を除去することによって、受信器のＭＬ検出設計をより簡略化することができる。例えば、式(39)を使用して式(36)を表現すると、式(36)の最小化は、式(41)及び式(42)の最小化と同一である。これは、式(41)の及び式(42)のメトリックがそれぞれ独立であるから可能である。

ここで、Ｍｉｎ(ａ,ｂ)(ｙ(ａ,ｂ))は、ｙ(ａ,ｂ)を最小化するａ,ｂを決定する演算であり、Re{ }は、括弧内の複素数から実数成分をを求める演算である。前述したように、Ｃ_１及びＣ_２は０であり、Ｃ_３＝ｈ_３ ^＊ｈ_２−ｈ_３ｈ_２ ^＊であり、Ｃ_４＝ｈ_３ｈ_２ ^＊−ｈ_３ ^＊ｈ_２＝−Ｃ_３である。さらに、Ｒ_１＝ｒ_１ｈ_１ ^＊＋ｒ_２ ^＊ｈ_２＋ｒ_３ ^＊ｈ_３であり、Ｒ_２＝ｒ_１ｈ_２ ^＊−ｒ_２ ^＊ｈ_１＋ｒ_４ｈ_３ ^＊であり、Ｒ_３＝ｒ_２ ^＊ｈ_３＋ｒ_４ｈ_１ ^＊−ｒ_３ ^＊ｈ_２であり、Ｒ_４＝ｒ_１ｈ_３ ^＊−ｒ_３ ^＊ｈ_１−ｒ_４ｈ_２ ^＊である。

受信器は、式(41)によってｓ_１及びｓ_３の対(pair)をデコーディングする部分及び式(42)によってｓ_２及びｓ_４の対をデコーディングする部分を分離(decouple)する。その結果、受信器構造をより簡略化することができる。

入力されるシンボルがＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)によって生成された場合、符号化行列は３のダイバーシティ次数を有する。しかしながら、３次以上のシンボルマッピング方式、つまり、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ(8ary PSK)、１６ＰＳＫ(16ary PSK)を使用する場合、複素シンボルが伝送されるので、ダイバーシティ次数が２に減少する。従って、本発明において４つのシンボルのうち異なるメトリック値を決定するために利用される２つのシンボルを所定の位相値だけ位相回転させることによって、最大のダイバーシティ次数である３を得る。３つのアンテナを通じて伝送される最終シンボルは、式(43)のような行列として表現される。

この符号化行列は、式(39)の入力シンボルｓ_１、ｓ_４の位相をそれぞれθ_１、θ_４だけ位相回転させることによって生成されるシンボルを含む。異なるメトリックに関連したシンボルｓ_１、ｓ_２またはｓ_３、ｓ_４またはｓ_２、ｓ_３も位相回転させることができる。２つのシンボルが異なる位相値または同一の位相値によって位相回転されても、ダイバーシティ次数は最大値である３に維持される。同様に、式(40)に示す異なる符号化行列に対しても異なるメトリック値を決定する２つのシンボルを所定の位相値だけ位相回転させることによって、最終符号化行列を得ることができる。

前述したような符号化行列を利用する送信器構造の一例を図３に示す。
図３は、本発明が適用された空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。図示されたように、直／並列変換器(Serial to Parallel Converter)２１０、位相回転器(Phase Rotators)２２０、２２２、符号化器(Encoder)２３０、及び３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４から構成される。

図３を参照すると、直／並列変換器２１０は、入力される４つのシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４を１つのブロックにして符号化器２３０に提供する。ここで、１つのブロックから選択された２つのシンボルｓ_１、ｓ_４は、位相回転器２２０、２２２によってそれぞれ所定の位相値θ_１、θ_４だけ回転される。前記２つのシンボルは、受信器において異なるメトリックに関連するように選択される。符号化器２３０は、位相回転された２つのシンボルを含むシンボルのブロックからそれぞれ３つのシンボルを含む４つの組み合わせを生成し、４つの時間区間の間に３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４に伝達する。

符号化器２３０は、最大のダイバーシティ次数を得るために、４つの複素シンボルが各アンテナから各時間区間で１回のみ伝送されるようにシンボル組み合わせを構成する。さらに、符号化器２３０は、それぞれのアンテナに伝達されるシンボルシーケンスが相互直交性(orthogonally)を有するように、前記入力シンボルに反転及び共役を適用してシンボル組み合わせを構成する。ここで、前記入力シンボルのうち選択された２つのシンボルを位相回転させる理由は、入力シンボルが複素シンボルである場合にも最大のダイバーシティ次数を得るためである。

前記３つのアンテナを通じて伝送される４つの組み合わせが４×３行列で表現されると、符号化行列のｍ番目の列(column)のシンボルはｍ番目のアンテナに順次に伝達される。つまり、ｎ番目の時間区間でｎ番目の行(row)のシンボルが同時に３つのアンテナに伝達される。

例えば、４つのシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４のうちｓ_１、ｓ_４がそれぞれθ_１、θ_４だけ位相回転される場合、符号化器２３０の出力は、式(43)のような４×３の符号化行列によって表現することができる。式(43)の符号化行列が使用される場合、第１時間区間では１番目の列の３つのシンボル

が３つのアンテナ２４０、２４２、２４４に伝達され、４番目の時間区間では４番目の列の３つのシンボル

が３つのアンテナ２４０、２４２、２４４に伝達される。

図４は、図３の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。本発明の実施形態によると、受信器は、独立的に動作する２つのＭＬデコーダ(Decoders)３４０、３４５を含む。

図４を参照すると、チャネル推定器(Channel Estimator)３２０は、３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４から受信アンテナ３１０、３１５へのチャネル係数(channel coefficient)、つまり、チャネル利得ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３を推定する。シンボル配列器(Symbol Arranger)３３０は、受信アンテナ３１０、３１５に受信される信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を収集する。

１つの受信アンテナが使用される場合、シンボル配列器３３０は、４つの受信信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４から１つのブロックを構成する。２つ以上の受信アンテナが使用される場合、シンボル配列器３３０は、前記受信信号から行列形態のブロックを構成する。前記行列において、１つの行には１つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、１つの列には１つの時間区間で受信される信号を配置する。ここでは、複数の受信アンテナ３１０、３１５を使用する構造を示しているが、以下の説明においては、説明の便宜のため、１つの受信アンテナを使用する場合を説明する。

送信器から伝送された４つのシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４を復元するために、前記デコーダ３４０、３４５のうち第１デコーダ３４０は、前記チャネル利得及び前記受信信号を利用してｓ_１及びｓ_３を検出し、第２デコーダ３４５は、同様の方式によってｓ_２及びｓ_４を検出する。従って、デコーダ３４０、３４５によって４つのシンボルが同時に検出される。前記検出されたシンボルは、元のシンボルと区別するためにs’として表記する。

式(43)の符号化行列の場合、第１デコーダ３４０のシンボル発生器(Symbol Generator)３５０は、全ての可能なｓ_１及びｓ_３のサブ組み合わせ(Sub-combination)を生成し、位相回転器(Phase Rotator)３５２は、前記発生されたシンボルの１番目のシンボルｓ_１を送信器によって使用された位相値θ_１だけ位相回転させて

を出力する。

メトリック計算器(Metric Calculator)３７０は、前記チャネル利得ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３及び前記受信信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を利用して１つの位相回転されたシンボルを含む全ての可能なシンボルサブ組み合わせに対して式(41)を使用してメトリック値を計算する。最小メトリック検出器３８０は、最小のメトリック値を有するようにするｓ_１’、ｓ_３’を検出する。

第２デコーダ３４５は、ｓ_２及びｓ_４に対して同一の方式によって動作する。第１デコーダ３４０がｓ_１’及びｓ_３’を検出し、第２デコーダ３４５がｓ_２’及びｓ_４’を検出した後、並／直列変換器(Parallel to Serial Converter)３９０は、前記検出されたシンボルを順次に配列し、シンボル組み合わせｓ_１’、ｓ_２’、ｓ_３’、ｓ_４’を出力する。

以上のように構成される図４の受信器がＱＰＳＫ信号コンステレーションを使用する場合、ｓ_１及びｓ_３のシンボルサブ組み合わせの種類は１６個であり、ｓ_２及びｓ_４のシンボルサブ組み合わせも１６個である。所望するシンボルを検出するために、メトリック計算器３７０、３７５は、式(41)及び式(42)を３２回ずつ計算すべきである。１つのメトリックの計算のためには、１回の複素乗算(４回の実数乗算と同一)、１回の実数乗算、４回の足し算(引き算)、２回のNorm(２回の実数乗算と同一)、及び１回の比較が必要である。言い換えると、総７回の実数乗算及び４回の足し算が必要である。従って、３２個のサブ組み合わせに対して１つのブロック(２つのシンボルサブ組み合わせ)をデコーディングするためには、総２２４回の実数乗算、１２８回の足し算及び３２回の比較が必要である。

このような量の演算を４つのシンボルの受信毎に繰り返すことは、高速のデータサービスに大きな障害になる。従って、本発明においては、３つの送信アンテナのための受信器に必要な演算量を減少させて、シンボルデータを高速で受信することを可能にする。
前述したように、３つの送信アンテナのための受信器は、式(41)及び式(42)を最小化する４つのシンボルを検出する。Ｃ_１及びＣ_２が０であるので、 式(41)及び式(42)は、それぞれ 式(44)及び式(45)のようにさらに表現される。

ここで、ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は、位相回転された２つのシンボルを含む４つのシンボルである。つまり、

である。

前述したような原理を利用する本発明の一実施形態による受信を図６に示す。前記受信器も、独立的に動作する２つのＭＬ デコーダ４４０、４５０を含む。
図６を参照すると、チャネル推定器４２０は、３つの送信アンテナ２４０、２４２、２４４から受信アンテナ４１０、４１５へのチャネル係数(channel coefficients)、つまり、チャネル利得ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３を推定する。シンボル配列器４３０は、受信アンテナ４１０、４１５を通じて４つの時間区間の間に受信される信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を収集する。

１つの受信アンテナが使用される場合、シンボル配列器４３０は、送信器が１つのブロックのシンボルを４つの時間区間の間に伝送するので、４つの時間区間の間に１つのアンテナを通じて受信信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を収集する。送信器が１つのブロックのシンボルを４つの時間区間の間に伝送するので、２つ以上の受信アンテナが使用される場合、シンボル配列器４３０は、前記受信信号から行列形態のブロックを構成する。前記行列において、１つの行には１つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、１つの列には１つの時間区間で受信される信号を配置する。ここでは、複数の受信アンテナ４１０、４１５を使用する構造を示しているが、以下、説明の便宜のため、１つの受信アンテナを使用することを説明する。

送信器から伝送された４つのシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４を復元するために、デコーダ４４０、４４５のうち第１デコーダ４４０は、前記チャネル利得及び前記受信信号を利用してｓ_１及びｓ_３を検出し、第２デコーダ４４５は、同様の方式によってｓ_２及びｓ_４を検出する。従って、デコーダ４４０、４４５によって前記４つのシンボルが同時に検出される。前記検出されたシンボルは、元のシンボルと区別するためにs'として表記する。
式(43)の符号化行列を利用する場合、第１デコーダ４４０のシンボル発生器４５０は、全ての可能なｓ_１及びｓ_３のサブ組み合わせを生成し、位相回転器４５２は、前前記ｓ_１を送信器によって使用された値θ_１だけ位相回転させて

を出力する。式(46)及びｓ_３をシンボルサブ組み合わせと称する。シンボル発生器４５０及び位相回転器４５２によって生成される可能な全てのシンボルサブ組み合わせは、臨界値検出器４６０及びメトリック計算器４７０に同時に提供される。

臨界値検出器４６０は、前記チャネル利得ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３及び前記受信信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を利用して臨界値Ｒ_１及びＲ_３に最も近接するシンボルｓ_１’及びｓ_３’を予め検出する。判別器(decider)４６２は、前記チャネル利得によって計算されたＣ_３及び前記予め検出されたｓ_１’及びｓ_３’を利用して

を判別する。ここで、前記判別結果が最小値である場合、判別器４６２は、前記予め検出されたｓ_１’及びｓ_３’を出力する。この時、メトリック計算器４７０及び最小メトリック検出器４８０は動作しない。

前記ＱＰＳＫ信号コンステレーションに対して４５°の位相回転が使用された場合、判別器４６２は、式(50)がマイナスであるか否かを確認することによって最小であるか否かを確認することができる。式(50)がマイナスである場合、判別器４６２は、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力し、メトリック計算器４７０及び最小メトリック検出器４８０は動作しない。

図５は、ＱＰＳＫ信号コンステレーションに式(44)を計算するために必要なシンボルを示す図である。図示されたように、式(44)の最後の項である式(47)は、＋Ｃ_３または−Ｃ_３である。前記最後の項がマイナスである場合、式(44)を最小化するｓ_１及びｓ_３の検出は、式(44)の１番目の項である

を最小化するｓ_１及び２番目の項である

を最小化するｓ_２の検出と同一である。

これは、式(45)及びｓ_２、ｓ_４に対しても同一に適用される。式(48)及び式(49)の最小化は、臨界値Ｒ_１、Ｒ_３に最も近接したｓ_１及びｓ_３を決定すること、つまり、臨界値検出を遂行することと同一である。

前記判別結果が最小値でない場合、メトリック計算器４７０は、前記チャネル利得及び前記受信信号によって計算されたＲ_１、Ｒ_３、Ｃ_３を利用して式(44)を計算して、可能な全てのシンボルサブ組み合わせに対するメトリック値(Metric values)を計算する。メトリック計算器４７０は、Ｒ_１、Ｒ_３、Ｃ_３を直接計算するか、または、臨界値検出器４６０から受信することができる。後者の場合、判別器４６２は、前記判別結果が最小値でない場合、シンボル検出のためにＲ_１、Ｒ_３、Ｃ_３をメトリック計算器４７０に伝達する。最小メトリック検出器４８０は、メトリック計算器４７０によって求められたメトリック値を利用して最小のメトリック値を有するようにするｓ_１’、ｓ_３’を検出する。

第２デコーダ４４５も同一の方式によって動作する。第１デコーダ４４０がｓ_１’及びｓ_３’を検出し、第２デコーダ４４５がｓ_２’及びｓ_４’を検出した後、並／直列変換器(Parallel to Serial Converter)４９０は、前記検出されたシンボルを順次に配列し、最終的にシンボル組み合わせｓ_１’、ｓ_２’、ｓ_３’、ｓ_４’を出力する。

図６のように構成される受信器において、１つのデコーダは、１回の複素乗算(つまり、４回の実数乗算)、１回の実数乗算、及び３回の最小値判別を遂行する。最小値の判別は、予め貯蔵された最小値の比較演算であるので、結局５回の実数乗算及び３回の比較が必要である。符号がマイナスである確率は、ＱＰＳＫに対して１／２であるので、２つのシンボル毎に必要な演算量は平均的に１２２回の実数乗算、６４回の実数足し算、及び２２回の比較である。表１に示すように、図６に示す受信器は、図４に示す受信器に比べて半分程度の計算複雑度を有する。

図７は、本発明によるブロック符号化技術と従来のブロック符号化技術を信号対雑音比(Signal to Noise Ratio: ＳＮＲ)に対するビットエラー率(Bit Error Rate: ＢＥＲ)の観点で比較したグラフである。図７を参照すると、参照番号５１０は、２つのアンテナを使用するAlamoutiによる空間-時間ブロック符号化の効率であり、参照番号５２０は、列間に直交である８×３符号化行列を使用するTarokhによる空間-時間ブロック符号化の効率であり、参照部号５３０は、最適化されなかった位相値を有する４×３符号化行列を使用する空間-時間ブロック符号化の効率であり、参照番号５４０は、本発明によって最適化された位相値を有する４×３符号化行列を使用する空間-時間ブロック符号化の効率である。図示されたように、本発明によって最適化された位相値を有するブロック符号は、同一のＳＮＲ環境でより低いＢＥＲを有する。

以上、３つの送信アンテナを使用する構造に関して説明したが、図６に示す受信器は、少なくとも３つの送信アンテナを使用して位相回転されたシンボルを送受信する送受信器に適用できることは明白である。例えば、４つの送信アンテナを使用する場合の符号化行列は、式(50)に示すようである。

式(50)を使用する場合、図６に示すデコーダ４４０、４４５においてメトリック計算器４７０、４７５は、式(51)及び式(52)を最小化するシンボルを検出する。

ここで、Ｒ_１、Ｒ_３、Ｒ_１３、Ｒ_２、Ｒ_４、Ｒ_２４は、数(53)のように定義される。

臨界値検出器４６０は、Ｒ_１及びＲ_３に近接するシンボルを予め検出し、臨界値検出器４６５は、Ｒ_２及びＲ_４に近接するシンボルを予め検出する。判別器４６２、４６７は、

及び

が最小値を有するか否かを判別する。その値が最小である場合、判別器４６２、４６７は、予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力する。メトリック計算器４７０、４７５は、式(54)及び式(55)が最小値を有しない時のみに式(51)及び式(52)を最小化するシンボルを検出する。

前述の如く、本発明を具体的な一実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は前述の一実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。

従来技術による空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。 図１の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。 本発明に適用される空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。 図３の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。 式(44)を計算するために必要なＱＰＳＫシンボルを示す図である。 本発明によって空間-時間ブロック符号を使用する受信器の構成を示すブロック図である。 本発明によるブロック符号化技術と従来の技術による符号化技術を信号対雑音比(ＳＮＲ)に対するビットエラー率(ＢＥＲ)の観点から比較したグラフである。

符号の説明

２２０、２２２ 直／並列変換器
２３０ 符号化器
２４０、２４２、２４４ 送信アンテナ
３１０、３１５ 受信アンテナ
３２０ チャネル推定器
３３０ シンボル配列器
３４０ 第１デコーダ
３４５ 第２デコーダ
３５０ シンボル発生器
３５２ 位相回転器
３７０ メトリック計算器

Claims (18)

1. 無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器において、
   少なくとも３つの送信アンテナから少なくとも１つの受信アンテナを通じて受信された信号を４つの時間区間の間に受信するシンボル配列器と、
   前記少なくとも３つの送信アンテナから前記少なくとも１つの受信アンテナへの少なくとも３つのチャネル利得を推定するチャネル推定器と、
   前記受信信号及び前記チャネル利得を使用して可能な全ての２つのシンボルに対してメトリック値を計算し、メトリック値を最小化する２つのシンボルを検出する第１デコーダと、
   前記受信信号及び前記チャネル利得を使用して可能な全ての２つのシンボルに対してメトリック値を計算し、メトリック値を最小化する２つのシンボルを検出する第２デコーダと、
   前記第１及び第２デコーダによって検出された４つのシンボルを順次に配列する並／直列変換器とから構成され、
   前記第１及び第２デコーダは、前記受信信号と前記チャネル利得を線形演算し、臨界値検出によって２つのシンボルを予め検出し、前記予め検出されたシンボルの積と、前記少なくとも３つの送信アンテナのチャネル利得によって決定される常数のとの積が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力することを特徴とする受信器。
2. 前記送信アンテナの個数は、３つであることを特徴とする請求項１記載の受信器。
3. 前記第１及び第２デコーダは、式(1)または式(2)を最小化するｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４をそれぞれ予め検出し、ここで、θ_１、θ_４は、送信器によって使用されたｓ_１、ｓ_４の位相回転値であり、Ｒ_１＝ｒ_１ｈ_１ ^＊＋ｒ_２ ^＊ｈ_２＋ｒ_３ ^＊ｈ_３で、Ｒ_３＝ｒ_２ ^＊ｈ_３＋ｒ_４ｈ_１ ^＊−ｒ_３ ^＊ｈ_２で、Ｒ_２＝ｒ_１ｈ_２ ^＊−ｒ_２ ^＊ｈ_１＋ｒ_４ｈ_３ ^＊で、Ｒ_４＝ｒ_１ｈ_３ ^＊−ｒ_３ ^＊ｈ_１−ｒ_４ｈ_２ ^＊であり、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、４つの時間区間の間にそれぞれ受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３は、３つのアンテナのチャネル利得であることを特徴とする請求項２記載の受信器。
   

   

   
4. 前記第１及び第２デコーダは、式(3)または式(4)が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力し、ここで、Ｃ_３＝ｈ_３ｈ_２ ^＊−ｈ_３ ^＊ｈ_２であり、ｈ_２及びｈ_３は、３つの送信アンテナのうち２つの送信アンテナのチャネル利得であることを特徴とする請求項３記載の受信器。
   

   

   
5. 前記第１及び第２デコーダは、式(5)または式(6)が最小でない場合、式(7)または式(8)を最小化する２つのシンボルｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４をそれぞれ検出することを特徴とする請求項４記載の受信器。
   

   

   

   

   
6. 前記送信アンテナの個数は、４つであることを特徴とする請求項１記載の受信器。
7. 前記第１及び第２デコーダは、それぞれ、式(9)または式(10)を最小にするｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４を予め検出し、ここで、θ_１、θ_４は、送信器によって使用されたｓ_１、ｓ_４の位相回転値であり、Ｒ_１、Ｒ_３、Ｒ_２、Ｒ_４は、式(11)のように定義されることを特徴とする請求項６記載の受信器。
   

   

   

   

   ここで、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、４つの時間区間の間に受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４は、４つのアンテナのチャネル利得である。
8. 前記第１及び第２デコーダは、式(12)または式(13)が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力し、ここで、Ｒ_１３及びＲ_２４は、式(14)のように定義されることを特徴とする請求項７記載の受信器。
   

   

   

   
9. 前記第１及び第２デコーダは、式(15)または式(16)が最小でない場合、式(17)または式(18)を最小化する２つのシンボルｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４をそれぞれ検出することを特徴とする請求項８記載の受信器。
   

   

   

   

   
10. 前記それぞれの第１及び第２デコーダは、
    それぞれ２つのシンボルの含む可能な全てのシンボルサブ組み合わせを発生するシンボル発生器と、
    前記それぞれの可能な全てのシンボルサブ組み合わせの１つのシンボルの位相を所定の値だけ回転させる位相回転器と、
    前記受信信号と前記チャネル利得を線形演算し、臨界値検出を利用して２つのシンボルを予め検出する臨界値検出器と、
    前記予め検出されたシンボルの積と、前記３つの送信アンテナのチャネル利得によって決定される常数との積が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力する判別器と、
    前記判別された結果が最小でない場合、前記受信された信号及び前記チャネル利得を利用して、前記位相回転されたシンボルを含むシンボルサブ組み合わせに対するメトリック値を計算するメトリック計算器と、
    前記計算されたメトリック値を利用して最小のメトリック値を有する２つのシンボルを検出する検出器と、から構成されることを特徴とする請求項１記載の受信器。
11. 前記送信アンテナの個数は、３つであることを特徴とする請求項１０記載の受信器。
12. 前記臨界値検出器は、式(19)または式(20)を最小化するｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４を予め検出し、ここで、θ_１、θ_４は送信器によって使用されたｓ_１、ｓ_４位相回転値であり、Ｒ_１＝ｒ_１ｈ_１ ^＊＋ｒ_２ ^＊ｈ_２＋ｒ_３ ^＊ｈ_３で、Ｒ_３＝ｒ_２ ^＊ｈ_３＋ｒ_４ｈ_１ ^＊−ｒ_３ ^＊ｈ_２で、Ｒ_２＝ｒ_１ｈ_２ ^＊−ｒ_２ ^＊ｈ_１+ｒ_４ｈ_３ ^＊で、Ｒ_４＝ｒ_１ｈ_３ ^＊−ｒ_３ ^＊ｈ_１−ｒ_４ｈ_２ ^＊であり、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、４つの時間区間の間に受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３は、前記３つのアンテナのチャネル利得であることを特徴とする請求項１１記載の受信器。
    

    

    
13. 前記判別器は、式(21)または式(22)が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして出力し、ここで、Ｃ_３＝ｈ_３ｈ_２ ^＊−ｈ_３ ^＊ｈ_２であり、ｈ_２及びｈ_３は、前記３つの送信アンテナのうち２つの送信アンテナのチャネル利得であることを特徴とする請求項１２記載の受信器。
    

    

    
14. 前記メトリック計算器は、式(21)または式(22)が最小でない場合、式(23)または式(24)を最小化する２つのシンボルｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４を検出することを特徴とする請求項１３記載の受信器。
    

    

    
15. 前記送信アンテナの個数は、４つであることを特徴とする請求項１０記載の受信器。
16. 前記臨界値検出器は、式(25)または式(26)を最小化するｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４を予め検出し、ここで、θ_１、θ_４は、送信器によって適用されたｓ_１、ｓ_４の位相回転値であり、Ｒ_１、Ｒ_３、Ｒ_２、Ｒ_４は、式(27)のように定義されることを特徴とする請求項１５記載の受信器。
    

    

    

    

    ここで、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は、４つの時間区間の間に受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４は、４つのアンテナのチャネル利得である。
17. 前記判別器は、式(28)または式(29)が最小である場合、前記予め検出されたシンボルを最終シンボルとして検出し、ここで、Ｒ_１３及びＲ_２４は、式(30)のように定義されることを特徴とする請求項１６記載の受信器。
    

    

    

    
18. 前記メトリック計算器は、式(28)または式(29)が最小でない場合、式(31)または式(32)を最小化する２つのシンボルｓ_１、ｓ_３またはｓ_２、ｓ_４を検出することを特徴とする請求項１７記載の受信器。
    

    

    

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