JP4478119B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数のアンテナから同時に送信された変調信号を受信して復調する受信装置に関する。

従来、複数アンテナを用いた復調方法として、非特許文献１に開示された技術が知られている。以下、この非特許文献１に開示された内容について図面を用いて簡単に説明する。

図４５において、送信装置３０は、送信信号Ａのディジタル信号１及び送信信号Ｂのディジタル信号２を変調信号生成部３に入力する。変調信号生成部３は、送信信号Ａのディジタル信号１及び送信信号Ｂのディジタル信号２に対してＢＰＳＫ(Binariphase Phase Shift Keying)やＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施すことにより、送信信号Ａのベースバンド信号４及び送信信号Ｂのベースバンド信号５を得、これらを無線部６に送出する。

無線部６は、送信信号Ａのベースバンド信号４及び送信信号Ｂのベースバンド信号５に対して周波数変換及び増幅等の所定の無線処理を施すことにより、送信信号Ａの変調信号７及び送信信号Ｂの変調信号８を得、これらをそれぞれアンテナ９及びアンテナ１０に供給する。これにより、アンテナ９からは送信信号Ａの変調信号７が電波として輻射されると共にアンテナ１０からは送信信号Ｂの変調信号８が電波として輻射される。

受信装置４０は、アンテナ１１で受信した受信信号１２に対して、無線部１３によって周波数変換や増幅等の無線処理を施すことによりベースバンド信号１４を得、これを最尤検波部１９に送出する。同様に、アンテナ１５で受信した受信信号１６に対して、無線部１７によって周波数変換や増幅等の無線処理を施すことによりベースバンド信号１８を得、これを最尤検波部１９に送出する。

最尤検波部１９は、ベースバンド信号１４、１８を検波することにより、送信信号Ａの受信ディジタル信号２０及び送信信号Ｂの受信ディジタル信号２１を得る。このとき、最尤検波部１９は、非特許文献１に示されているように、最尤検波（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）を行う。
アイトリプルイー ダブリュ・シー・エヌ・シー １９９９、１０３８頁、９月号、１９９９年（IEEE WCNC 1999, pp.1038-1042, Sep. 1999.）

しかしながら、例えば図４５の構成において、変調信号生成部３で１６ＱＡＭを行った場合、最尤検波部１９でＭＬＤを行う際に、１６×１６＝２５６個の候補信号点と、受信信号とのユークリッド距離を求めなければならない。さらには、変調信号生成部３で６４ＱＡＭを行った場合には、最尤検波部１９でＭＬＤを行う際に、６４×６４＝４０９６個の候補信号点と、受信信号とのユークリッド距離を求めなければならない。このような演算を行うことで検波を行うと、確かに受信品質（誤り率特性）は良くなるが、演算回数も非常に多くなるため回路規模が大きくなってしまう問題がある。この問題は上述したように、変調多値数が多くなるほど顕著となる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、比較的小さな回路規模で誤り率特性良く復調できる受信装置を提供することを目的とする。

本発明の受信装置の一つの態様は、送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、前記チャネル推定値と前記受信信号とを入力とし、前記チャネル推定値から候補信号点を求め、前記候補信号点と前記受信信号とのユークリッド距離の近似値を、ビットシフト及び加算器を用いて算出するユークリッド距離算出部とを具備し、前記ユークリッド距離算出部は、ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＜｜ｙ｜である場合には、更に、０＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜とし、｜ｙ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／８）とし、｜ｙ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４）とし、｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｘ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４＋１／８）として出力する、構成を採る。

本発明の受信装置の一つの態様は、送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、前記チャネル推定値と前記受信信号とを入力とし、前記チャネル推定値から候補信号点を求め、前記候補信号点と前記受信信号とのユークリッド距離の近似値を、ビットシフト及び加算器を用いて算出するユークリッド距離算出部とを具備し、前記ユークリッド距離算出部は、ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＞｜ｙ｜である場合には、更に、０＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜とし、｜ｘ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／８）とし、｜ｘ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４）とし、｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｙ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４＋１／８）として出力する、構成を採る。

本発明の受信装置の一つの態様は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、尤度検波とは異なる検波方法を用いて前記変調信号の一部のビットのみを復調する部分ビット復調部と、復調された部分ビット及び前記チャネル推定値を用いて候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された前記候補信号点と受信ベースバンド信号とを用いて尤度検波を行う尤度検波部とを具備し、前記尤度検波部は、前記候補信号点と前記受信ベースバンド信号の受信信号点とのマンハッタン距離に基づいて尤度検波を行い、ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＜｜ｙ｜である場合には、更に、０＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜とし、｜ｙ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／８）とし、｜ｙ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４）とし、｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｘ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４＋１／８）として、尤度検波を行い、ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＞｜ｙ｜である場合には、更に、０＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜とし、｜ｘ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／８）とし、｜ｘ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４）とし、｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｙ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４＋１／８）として、尤度検波を行う、構成を採る。

本発明によれば、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、比較的小さな回路規模で誤り率特性良く復調できる受信装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置１００は、変調部１０２にディジタル信号１０１を入力すると共に、変調部１１０にディジタル信号１０９を入力する。

変調部１０２は、ディジタル信号１０１、フレーム構成信号１１８を入力とし、フレーム構成信号１１８にしたがってディジタル信号１０１を変調し、これにより得たベースバンド信号１０３を拡散部１０４に送出する。拡散部１０４は、ベースバンド信号１０３に拡散符号を乗算し、これにより得た拡散されたベースバンド信号１０５を無線部１０６へ送出する。無線部１０６は、拡散されたベースバンド信号１０５に周波数変換、増幅などを施すことにより、変調信号１０７を得る。変調信号１０７は、アンテナ１０８から電波として出力される。

変調部１１０は、ディジタル信号１０９、フレーム構成信号１１８を入力とし、フレーム構成信号１１８にしたがってディジタル信号１０９を変調し、これにより得たベースバンド信号１１１を拡散部１１２へ送出する。拡散部１１２は、ベースバンド信号１１１に拡散符号を乗算し、これにより得た拡散されたベースバンド信号１１３を無線部１１４へ送出する。無線部１１４は、拡散されたベースバンド信号１１３に周波数変換、増幅などを施すことにより、変調信号１１５を得る。変調信号１１５は、アンテナ１１６から電波として出力される。

なお以下の説明では、アンテナ１０８から送信される信号を変調信号Ａと呼び、アンテナ１１６から送信される信号を変調信号Ｂと呼ぶ。

フレーム構成信号生成部１１７は、フレーム構成を示す情報、例えば、図２のフレーム構成の情報をフレーム構成信号１１８として出力する。

図２に、送信装置１００の各アンテナ１０８、１１６から送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ１０８から送信される変調信号Ａ、アンテナ１１６から送信される変調信号Ｂは、チャネル推定のためのチャネル推定シンボル２０１、２０３と、データシンボル２０２、２０４とを有する。送信装置１００は、図２に示すようなフレーム構成の変調信号Ａと変調信号Ｂとをほぼ同時刻に送信する。なおチャネル推定のためのシンボル２０１及び２０３は、パイロットシンボル、ユニークワード、プリアンブルと呼ぶこともできる。

図３に、本実施の形態の受信装置の構成を示す。受信装置３００は、２つのアンテナ３０１、３１１で信号を受信する。

無線部３０３は、アンテナ３０１で受信した受信信号３０２を入力とし、受信信号３０２に周波数変換、直交復調などを施し、これにより得たベースバンド信号３０４を逆拡散部３０５に送出する。逆拡散部３０５は、ベースバンド信号３０４を逆拡散し、これにより得た逆拡散後のベースバンド信号３０６を出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７は、逆拡散後のベースバンド信号３０６を入力とし、例えば、図２のフレーム構成における変調信号Ａのチャネル推定シンボル２０１を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ａのチャネル変動信号３０８を信号処理部３２１に送出する。同様に、変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０９は、逆拡散後のベースバンド信号３０６を入力とし、例えば、図２のフレーム構成における変調信号Ｂのチャネル推定シンボル２０３を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０を信号処理部３２１に送出する。

無線部３１３は、アンテナ３１１で受信した受信信号３１２を入力とし、受信信号３１２に周波数変換、直交復調などを施し、これにより得たベースバンド信号３１４を逆拡散部３１５に送出する。逆拡散部３１５は、ベースバンド信号３１４を逆拡散し、これにより得た逆拡散後のベースバンド信号３１６を出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部３１７は、逆拡散後のベースバンド信号３１６を入力とし、例えば、図２のフレーム構成における変調信号Ａのチャネル推定シンボル２０１を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ａのチャネル変動信号３１８を信号処理部３２１に送出する。同様に、変調信号Ｂのチャネル変動推定部３１９は、逆拡散後のベースバンド信号３１６を入力とし、例えば、図２のフレーム構成における変調信号Ｂのチャネル推定シンボル２０３を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ｂのチャネル変動信号３２０を信号処理部３２１に送出する。

信号処理部３２１は、逆拡散後のベースバンド信号３０６、３１６、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０を入力とし、これらを用いて変調信号Ａ、Ｂの検波、復号などを行うことにより、変調信号Ａのディジタル信号３２２、変調信号Ｂのディジタル信号３２３を得る。信号処理部３２１の詳細の構成を、図４に示し、その詳しい動作については後で記述する。

図５に、本実施の形態における送受信装置間の関係を示す。送信装置１００のアンテナ１０８から送信される信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナ１１６から送信される信号をＴｘｂ（ｔ）とし、受信装置３００の受信アンテナ３０１で受信される信号をＲｘ１（ｔ）、受信アンテナ３１１で受信される信号をＲｘ２（ｔ）とし、各アンテナ間の伝搬変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）とする。すると、次式の関係式が成立する。ただし、ｔは時間とする。

図６Ａ、図６Ｂに、各変調部１０２、１１０で１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)を行った場合の変調信号Ａと変調信号Ｂの信号点配置及びビット割り当てを示す。図６Ａが変調信号Ａの信号点配置及びビット割り当てであり、図６Ｂが変調信号Ｂの信号点配置及びビット割り当てである。変調信号Ａ、変調信号Ｂ共に１シンボルに４ビットが割り当てられる。この実施の形態では、説明上、変調信号Ａの１シンボルに割り当てられる４ビットを（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３）と記述し、変調信号Ｂの１シンボルに割り当てられる４ビットを（Ｓｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３）と記述する。すなわち、（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３）、（Ｓｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３）は、それぞれ、（０，０，０，０）から（１，１、１，１）の１６種類の値をとる。

図６Ａ、図６Ｂのように変調信号Ａ、変調信号Ｂが１６ＱＡＭのとき、多重されて受信された受信信号には、１６×１６＝２５６点の信号点が存在することになる。この２５６点の信号点についてのＩ−Ｑ平面における推定信号点は、図３の変調信号Ａのチャネル変動信号３０８と、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０とから得ることができる。その信号点配置の一例を、図７に示す。

図７の黒点は２５６点の推定信号点を示す。また符号７０１は、図３の逆拡散後ベースバンド信号３０６の信号点を示す。このとき、２５６点の推定信号点と逆拡散後のベースバンド信号の信号点７０１との信号点距離を求め、最も距離の小さい値をとる推定信号点を探索することで、変調信号Ａ、変調信号Ｂの復号、検波を行うことができる。例えば、符号７０２は、（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３）が（０，０，０，０，０，０，０，０）の推定信号点であり、図７の場合、受信点７０１は２５６点の推定信号点のうち推定信号点７０２までの距離が最も小さいので、検波結果として（０，０，０，０，０，０，０，０）を得ることができる。

このようにして、検波を行うと、受信点と２５６点の推定信号点全ての間の信号点距離を求める必要があるため、回路規模が非常に大きくなる欠点がある。ただし、良好な受信品質（誤り率特性が良いデータ）を得ることができる利点がある。一方、（１）式の関係式の逆行列演算を行い、検波する方法においては、回路規模は削減できるが、誤り率特性が悪くなるという欠点がある。

本実施の形態の受信装置３００は、この両者の特徴を踏まえて構成されており、小さな回路規模で、品質（誤り率特性）の良い受信データを得ることができるものである。

図４に、本実施の形態の受信装置３００の特徴である信号処理部３２１の詳細構成を示す。

分離部５０７は、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０、逆拡散後のベースバンド信号３０６、３１６を入力とし、（１）式の逆行列演算を行うことで、送信信号Ｔｘａ（ｔ）、Ｔｘｂ（ｔ）の推定信号を得る。分離部５０７は、このようにして得た変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を部分ビット判定部５０９に送出すると共に、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を部分ビット判定部５１２に送出する。

ここで分離部５０７と、部分ビット判定部５０９、５１２は、尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号Ａ、Ｂの一部のビットのみを復調する部分ビット復調部５５０を構成する。なお本実施の形態では、分離部５０７で（１）式の逆行列演算を行う場合について述べるが、例えばＭＭＳＥ演算を行って複数の変調信号が混ざり合った受信信号を各変調信号Ａ、Ｂに分離するようにしてもよく、要は尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号Ａ、Ｂの一部のビットのみを復調すればよい。

部分ビット判定部５０９、５１２の動作について説明する。部分ビット判定部５０９と部分ビット判定部５１２は、処理対象の信号が異なるだけで同様の動作を行うので、ここでは変調信号Ａについての部分ビット判定部５０９の動作について説明する。図８Ａは、１６ＱＡＭの１６個の信号点（シンボル）の座標の配置を示している。これからも分かるように、変調信号Ａの１シンボルを構成する４ビット（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３）は、信号点位置によって（０，０，０，０）から（１，１，１，１）のいずれかの値をとる。

部分ビット判定部５０９は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を入力とし、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８が、図８Ｂに示す領域１に存在していた場合Ｓａ０＝１、領域２に存在していた場合Ｓａ０＝０、領域３に存在していた合Ｓａ２＝１、領域４に存在していた場合Ｓａ２＝０、領域５に存在していた場合Ｓａ３＝１と決定し、この情報を変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０として出力する。部分ビット判定部５１２は、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を入力とし、上述と同様の動作を行うことで、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３を出力する。

ここで、１ビットを決定する領域を図８Ｂのように定めた理由は、Ｓａ０、Ｓｂ１、Ｓａ２、Ｓａ３のうち図８Ｂのように定めた１ビットは残り３ビットと比較し、正しい可能性が高いからである。したがって、この１ビットを決定しても、後の検波で、受信品質の劣化につながる可能性が低いからである。

次に、信号点削減部５１４、５１６の動作について説明する。信号点削減部５１４は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３１８、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３２０、変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３を入力とする。ここで信号点削減を行わない場合には、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３１８、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３２０から、図７のように、２５６個の信号点の候補点を求めることになる。しかし、本実施の形態では、変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０及び変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３を用いることで、前述のように、１ビットずつの決定情報（計２ビット）から、８ビット（２５６点の信号点）のうち８−２＝６ビット（６４個の信号点）のみが未決定となる。

例えば、変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０としてＳａ０＝１の情報が、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３としてＳｂ０＝０の情報が、信号点削減部５１４に入力されたものとする。すると、信号点削減部５１４は、２５６個の信号点（図７）のうち、Ｓａ０＝１かつＳｂ＝０の値を取らない信号点を削除する。このことにより候補信号点を６４個に削減でき、信号点削減部５１４は、この６４個に信号点の情報を削減後の信号点情報５１５として出力する。信号点削減部５１６は、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３を入力とし、上述と同様の動作を行い、削減後の信号点情報５１７を出力する。

尤度検波部５１８は、逆拡散後のベースバンド信号３０６、３１６、削減後の信号点情報５１５、５１７を入力とする。そして、削減後の信号点情報５１５及び逆拡散後のベースバンド信号３１６から、図９の状態を得る。図９において、逆拡散後のベースバンド信号３１６が符号７０１で示す信号点であり、削減後の信号点情報５１５が黒点で示す６４個の信号点である。そして、尤度検波部５１８は、６４点の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号の信号点７０１との信号点距離を求める。つまり、ブランチメトリックを求める。これをブランチメトリックＸと名付ける。同様に、尤度検波部５１８は、削減後の信号点情報５１７及び逆拡散後のベースバンド信号３０６から、６４点の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号の信号点７０１との信号点距離を求める。つまり、ブランチメトリックを求める。これをブランチメトリックＹと名付ける。

そして、尤度検波部５１８は、ブランチメトリックＸとブランチメトリックＹを用いて、尤度の最も高い系列８ビットを求め、これを変調信号Ａのディジタル信号３２２及び変調信号Ｂのディジタル信号３２３として出力する。因みに、図４の例では、尤度検波部５１８が、変調信号Ａ、変調信号Ｂのディジタル信号３２２、３２３を分離して（並列に）出力しているが、変調信号Ａ、変調信号Ｂのディジタル信号を束ねて（直列に）一系統のディジタル信号として出力するようにしてもよい。

かくして本実施の形態によれば、尤度検波とは異なる検波方法を用いて各変調信号の１シンボルを構成する複数ビットのうちの部分ビットを判定する部分ビット復調部５５０と、判定された部分ビットを用いて候補信号点を削減する信号点削減部５１４、５１６と、削減された候補信号点と受信点とのユークリッド距離に基づいて最尤検波を行うことで受信ディジタル信号３２２、３２３を得る尤度検波部５１８とを設けるようにしたことにより、比較的小さな回路規模で誤り率特性を効果的に向上し得る受信装置３００を実現できる。すなわち、尤度検波部５１８では、削減された候補信号点を用いるので、ユークリッド距離を求める演算回数が減少するため、回路規模を削減することができる。また逆行列演算結果に基づいて求める部分ビットは、誤り難いビットのみであるため、全てのビットを逆行列演算結果に基づいて尤度復号する場合と比較して、逆行列演算による誤り率特性の劣化を格段に抑制することができる。

（i）部分ビット判定部の他の構成例
上述した実施の形態では、部分ビット判定部５０９、５１２によって１ビットずつビット判定を行うことで、信号点削減部５１４、５１６でそれぞれ計２ビットの候補信号点数の削減を行う場合について説明した。ここでは、部分ビット判定部５０９、５１２によって２ビットずつビット判定を行うことで、信号点削減部５１４、５１６でそれぞれ計４ビットの候補信号点数の削減を行う方法及び構成を説明する。

図１０Ａ、図１０Ｂに、図７の部分ビット判定部５０９、５１２において、２ビットを決定する際の決定方法の一例を示す。部分ビット判定部５０９と部分ビット判定部５１２は、処理対象の信号が異なるだけで同様の動作を行うので、ここでは変調信号Ａについての部分ビット判定部５０９の動作について説明する。図１０Ａは、１６ＱＡＭの１６個の信号点（シンボル）の座標の配置を示している。これからも分かるように、変調信号Ａの１シンボルを構成する４ビット（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３）は、信号点位置によって（０，０，０，０）から（１，１，１，１）のいずれかの値をとる。

部分ビット判定部５０９は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を入力とし、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８が、図１０Ｂの点線で囲まれた領域１に存在する場合、Ｓａ０＝０、Ｓａ２＝１と決定し、領域２に存在する場合、Ｓａ１＝１、Ｓａ２＝１、領域３に存在する場合、Ｓａ０＝１、Ｓａ２＝１、領域４に存在する場合、Ｓａ０＝０、Ｓａ３＝１、領域５に存在する場合、Ｓａ１＝１、Ｓａ３＝１、領域６に存在する場合、Ｓａ０＝１、Ｓａ３＝１、領域７に存在する場合、Ｓａ０＝０、Ｓａ２＝０、領域８に存在する場合、Ｓａ１＝１、Ｓａ２＝０、領域９に存在する場合、Ｓａ０＝１、Ｓａ２＝０と決定する。そして部分ビット判定部５０９は、この情報を変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０として出力する。部分ビット判定部５１２は、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を入力とし、上述と同様の動作を行うことで、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３を出力する。

ここで、２ビットを決定する領域を図１０Ｂのように定めた理由は、Ｓａ０、Ｓｂ１、Ｓａ２、Ｓａ３のうち図１０Ｂのように定めた２ビットは残り２ビットと比較し、正しい可能性が高いからである。したがって、この２ビットを決定しても、後の検波で、受信品質の劣化につながる可能性が低いからである。

信号点削減部５１４では、上述と同様の動作を行うことで候補信号点削減を行う。このとき、変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０は２ビット、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３は２ビットで構成されているため、８ビット（２５６点の信号点）のうち８−４＝４ビット（１６個の信号点）のみが未決定となる。これにより、候補信号点を１６個に削減できる。この１６個に信号点の情報が削減後の信号点情報となる。したがって、尤度検波部５１８では、ブランチメトリックの計算がさらに削減できるので、回路規模をさらに削減できる。ただし、部分ビット判定部５０９、５１２で決定するビット数が増えると、受信品質が劣化することになる。

（ii）マルチキャリア方式への適用
ここでは、本発明を、マルチキャリア方式に適用する場合の構成例を説明する。マルチキャリア方式としてＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を用いた場合を例に説明する。

図１１に、送信装置の構成を示す。送信装置１１００は、変調部１１０２にディジタル信号１１０１を入力すると共に、変調部１１１２にディジタル信号１１１１を入力する。

変調部１１０２、１１１２は、それぞれ、ディジタル信号１１０１、１１１１、フレーム構成信号１１２２を入力とし、フレーム構成信号１１２２にしたがってディジタル信号１１０１、１１１１を変調し、これにより得たベースバンド信号１１０３、１１１３をシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）１１０４、１１１４に送出する。シリアルパラレル変換部１１０４、１１１４は、それぞれ、ベースバンド信号１１０３、１１１３をシリアルパラレル変換し、これにより得たパラレル信号１１０５、１１１５を逆フーリエ変換部（ｉｄｆｔ）１１０６、１１１６に送出する。逆フーリエ変換部１１０６、１１１６は、それぞれ、パラレル信号１１０５、１１１５に逆フーリエ変換を施し、これにより得た逆フーリエ変換後の信号１１０７、１１１７を無線部１１０８、１１１８に送出する。無線部１１０８、１１１８は、それぞれ、逆フーリエ変換後の信号１１０７、１１１７に周波数変換、信号増幅などを施すことにより、変調信号１１０９、１１１９を得る。変調信号１１０９、１１１９は、それぞれ、アンテナ１１１０、１１２０から電波として出力される。

これにより、各アンテナ１１１０、１１２０からは、それぞれ、ＯＦＤＭ信号である変調信号１１０９（変調信号Ａ）と変調信号１１１９（変調信号Ｂ）が送信される。

ここでフレーム構成信号生成部１１２１は、フレーム構成の情報をフレーム構成信号１１２２として出力する。フレーム構成例を、図１２Ａ、図１２Ｂに示す。図１２Ａ、図１２Ｂは、フレーム構成を時間−周波数軸で表したものである。図１２Ａは変調信号Ａのフレーム構成を示し、図１２Ｂは変調信号Ｂのフレーム構成を示す。一例としてキャリア１からキャリア５で構成されて場合を示した。同一時刻のシンボルは同時に送信されているものとする。なお斜線で示したパイロットシンボル１２０１は、受信側でチャネル推定を行うためのシンボルである。ここではパイロットシンボルと呼んでいるが、プリアンブルなど別の呼び方をしてもよく、チャネル推定を行うことができるシンボルであればよい。なお空白で示した１２０２はデータシンボルを示す。

図１３に、受信装置の構成を示す。受信装置３００は、２つのアンテナ１３０１、１３１１で信号を受信する。

無線部１３０３は、アンテナ１３０１で受信した受信信号１３０２を入力とし、受信信号１３０２に周波数変換などを施し、これにより得たベースバンド信号１３０４をフーリエ変換部（ｄｆｔ）１３０５に送出する。フーリエ変換部１３０５は、ベースバンド信号１３０４をフーリエ変換し、これにより得たフーリエ変換後の信号１３０６を出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部１３０７は、フーリエ変換後の信号１３０６を入力とし、図１２Ａの変調信号Ａのパイロットシンボル１２０１を用いて、変調信号Ａのチャネル変動をキャリア１からキャリア５まで、それぞれ求め、変調信号Ａのチャネル変動信号群１３０８（キャリア１からキャリア５のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。同様に、変調信号Ｂのチャネル変動推定部１３０９は、フーリエ変換後の信号１３０６を入力とし、図１２Ｂの変調信号Ｂのパイロットシンボル１２０１を用いて、変調信号Ｂのチャネル変動をキャリア１からキャリア５まで、それぞれ求め、変調信号Ｂのチャネル変動信号群１３１０（キャリア１からキャリア５のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。

同様に、無線部１３１３は、アンテナ１３１１で受信した受信信号１３１２を入力とし、受信信号１３１２に周波数変換などを施し、これにより得たベースバンド信号１３１４をフーリエ変換部（ｄｆｔ）１３１５に送出する。フーリエ変換部１３１５は、ベースバンド信号１３１４をフーリエ変換し、これにより得たフーリエ変換後の信号１３１６を出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部１３１７は、フーリエ変換後の信号１３１６を入力とし、図１２Ａの変調信号Ａのパイロットシンボル１２０１を用いて、変調信号Ａのチャネル変動をキャリア１からキャリア５まで、それぞれ求め、変調信号Ａのチャネル変動信号群１３１８（キャリア１からキャリア５のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。同様に、変調信号Ｂのチャネル変動推定部１３１９は、フーリエ変換後の信号１３１６を入力とし、図１２Ｂの変調信号Ｂのパイロットシンボル１２０１を用いて、変調信号Ｂのチャネル変動をキャリア１からキャリア５まで、それぞれ求め、変調信号Ｂのチャネル変動信号群１３２０（キャリア１からキャリア５のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。

信号処理部１３２１は、フーリエ変換後の信号１３０６、１３１６、変調信号Ａのチャネル変動信号群１３０８、１３１８、変調信号Ｂのチャネル変動信号群１３１０、１３２０を入力とし、これらを用いて変調信号Ａ、Ｂの復号、検波などを行うことにより、変調信号Ａのディジタル信号１３２２、変調信号Ｂのディジタル信号１３２３を得る。

信号処理部１３２１は、図４に示した信号処理部３２１と同様の構成とすればよい。すなわち、図４の変調信号Ａのチャネル変動信号３０８に代えて変調信号Ａのチャネル変動推定群１３０８を入力し、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０に代えて変調信号Ｂのチャネル変動推定群１３１０を入力し、逆拡散後のベースバンド信号３０６に代えてフーリエ変換後の信号１３０６を入力し、変調信号Ａのチャネル変動信号３１８に代えて変調信号Ａのチャネル変動推定群１３１８を入力し、変調信号Ｂのチャネル変動信号３２０に代えて変調信号Ｂのチャネル変動推定群１３２０を入力し、逆拡散後のベースバンド信号３１６に代えてフーリエ変換後の信号１３１６を入力すればよい。

例えば、分離部５０７は、変調信号Ａのチャネル変動推定群５０１、５０４、変調信号Ｂのチャネル変動推定群５０２、５０５、フーリエ変換後の信号５０３、５０６を入力とし、（１）式に基づいてキャリアごとに逆行列演算を施し、図１２Ａ、図１２Ｂの周波数−時間軸におけるフレーム構成にしたがって、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を出力する。

そして、部分ビット判定部５０９、５１２は、キャリアごとに、上述と同様に部分ビットを判定する。また信号点削減部５１４、５１６についても、キャリアごとに、上述と同様に信号点削減を行い、尤度検波部５１８も、キャリアごとに尤度検波を行う。これにより、ＯＦＤＭ信号でなる変調信号Ａ、Ｂのディジタル信号１３２２、１３２３を得ることができる。

このようにして、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア方式についても、本発明を実施することができる。

（実施の形態２）
本実施の形態では、実施の形態１と比較して、２ビットの部分判定の場合分けをより単純化し、受信品質の改善効果が大きいＩ−Ｑ平面における信号点配置の仕方について説明する。因みに、ここでは、主に変調信号Ａについて説明するが、変調信号Ｂについても同様の処理を行えばよい。

送信装置と受信装置の概略構成は、実施の形態１と同様である。実施の形態１と異なるのは、送信装置の変調部の構成と、受信装置の部分ビット判定部、信号点削減部の構成である。

図１４Ａに、本実施の形態の送信装置による信号点配置例を示す。また図１４Ｂに、本実施の形態の受信装置による部分ビット判定方法を示す。すなわち、図１の変調部１０２、１１０、図１１の変調部１１０２、１１１２によって、図１４Ａのような信号点マッピングを行う。また図４の部分ビット判定部５０９、５１２によって、図１４Ｂのような領域分けを行って部分ビットを判定する。

図１４Ａに示すように、本実施の形態の変調部は、信号点４点を１セットとし、１セット内の４点の信号点間の距離は小さいが、セット間の距離を大きくする変調処理（マッピング）を行うようになっている。また変調部は、１セット内の４点の信号点間距離を等しくすると共に、各セット間の距離も等しくする。変調部は、このようにして、領域を第１から第４象限に簡単分割できるように信号点を配置する。

これにより、受信側では、信号点４点で構成されているセット内で共通となる２ビットを簡単に復調することができるようになる。つまり、セット内の信号点間距離は小さくセット間の信号点距離は大きいので、受信点がどのセット（象限）に含まれるかを容易かつ的確に判定できるので、２ビットの部分判定を容易かつ的確に行うことができる。

具体的には、受信ベースバンド信号が、図１４Ｂに示すＩ−Ｑ平面において、領域１に存在する場合には、領域１の信号点４点で共通の２ビット、Ｓａ０＝１、Ｓａ２＝１を部分ビットとして決定する。また受信ベースバンド信号が、領域２に存在する場合には、領域２の信号点４点で共通の２ビット、Ｓａ０＝０、Ｓａ２＝１を部分ビットとして決定する。また受信ベースバンド信号が、領域３に存在する場合には、領域２の信号点４点で共通の２ビット、Ｓａ０＝０、Ｓａ２＝０を部分ビットとして決定する。また受信ベースバンド信号が、領域４に存在する場合には、領域４の信号点４点で共通の２ビット、Ｓａ０＝１、Ｓａ２＝０を部分ビットとして決定する。

図４の部分ビット判定部５０９は、これらの決定された２ビットの情報を変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０として出力する。またビット判定部５１２においても、変調信号Ｂについて同様の処理を行う。

図４の信号点削減部５１４、５１６は、部分ビット判定部５０９、５１２によって決定された４ビットの情報を用いて、実施の形態１で上述したように２５６点の候補信号点を１６点の候補信号点に削減する。

かくして本実施の形態によれば、送信装置１００、１１００の変調部１０２、１１０、１１０２、１１１２において、ＩＱ平面上で、複数の信号点セットに分割され、かつ信号点セット内の最小信号点間距離が信号点セット間の最小信号点距離よりも小さくされている信号点配置を用いて、送信ビットを信号点マッピングするようにしたことにより、受信側で部分ビットの判定を容易かつ的確に行うことができるといった効果を得ることができる。

加えて、１セット内の４点の信号点間距離を等しくすると共に、セット間の距離も等しくするようにしたことにより、送信最大電力対送信平均電力比が小さくなる。これにより、送信系電力増幅器の線形増幅の要求が軽減されるため、消費電力を小さくできるという効果も得られる。これは、以降説明する６４値の変調方式に適用する場合も同様である。

なお実施の形態１や本実施の形態では、変調信号Ａと変調信号Ｂの信号点配置を同じにする場合について説明したが、変調信号Ａと変調信号Ｂの信号点配置を異なるようにした場合でも、同様の効果を得ることができる。

例えば、送信側では、変調信号Ａの信号点配置を図１４Ａのようにし、変調信号Ｂの信号点配置を図８Ａのようにする。そして受信側では、図４の変調信号Ａのための部分ビット判定部５０９によって２ビットを決定し、変調信号Ｂのための部分ビット判定部５１２によって１ビットを決定することで、計３ビットを決定する。そして信号点削減部５１４、５１６では、この決定された３ビットの部分ビット情報を用いて２５６点の候補信号点を３２点の信号点に削減する。

また受信側で、変調信号Ａのみ部分ビットを判定する方法も考えられる。この方法を実現するための信号処理部３２１の構成を図１５に示す。因みに、この例では、変調信号Ａの信号点は、部分ビットを決定し易いように、図１４Ａのように配置されているものとする。図１５の部分ビット判定部５０９は、図１４Ｂの判定基準に基づいて変調信号Ａの２ビットを部分判定する。信号点削減部５１４、５１６は、決定された２ビットを用いて、２５６点の候補信号点を６４点の候補信号点に削減する。尤度検波部５１８は、６４点の信号点と受信ベースバンド信号とのユークリッド距離を求めることで、尤度検波を行う。

このように、一方の変調信号についての部分ビットのみ判定すれば、部分ビット判定部の構成を簡単化できるので、その分だけ回路規模を削減することができる。このような構成は、一方の変調信号が、他方の変調信号よりも部分ビット判定が容易な信号点配置とされている場合に、特に有効である。

（実施の形態３）
本実施の形態では、変調方式を６４値の多値変調としたときの具体的な信号点配置の仕方及び部分ビットの判定の仕方について説明する。送信装置及び受信装置の概略構成は、変調方式を１６値の多値変調から６４値の多値変調に換えることを除いて、実施の形態１や実施の形態２と同様である。

図１６に、Ｉ−Ｑ平面における６４ＱＡＭの信号点配置を示す。本実施の形態の受信装置は、図４の部分ビット判定部５０９、５１１によって、それぞれ、６ビット中のうち最も誤る可能性が低い１ビットを決定するような領域分割を行って１ビットを決定する。そして信号点削減部５１４、５１６によって６４×６４＝４０９６点の候補信号点から２ビット分の信号点を削減することで、候補信号点を１０２４点に削減する。尤度検波部５１８は、１０２４点の各候補信号点と受信点とのユークリッド距離を求めることで尤度検波を行う。

また受信装置において、部分ビット判定部５０９、５１１によって２ビットを決定するような領域分割を行い、それぞれ２ビットの部分ビットを決定すると、候補信号点数を２５６点に削減できる。また３ビットを決定するような領域分割を行い、それぞれ３ビットの部分ビットを決定すると、候補信号点数を６４点に削減できる。また４ビットを決定するような領域分割を行い、それぞれ４ビットの部分ビットを決定すると、候補信号点数を１６点に削減できる。このように部分ビット判定部５０９、５１１で決定するビット数を多くするほど、尤度検波を行う際の候補信号点数を少なくできるので、演算量を減らすことができるようになる。ただし、部分ビット判定部５０９、５１１で決定するビット数を多くするほど、誤り率特性が劣化すると同時に、実施の形態１の１６ＱＡＭのときと同様に、領域分割が複雑になるという欠点がある。

そこで本実施の形態では、さらに好ましい６４値の多値変調の信号点配置として、図１７のような信号点配置を提案する。図１７の信号点配置は、基本概念としては、実施の形態２で説明したものと同じである。すなわち、信号点を複数のセットに分け、セット内の信号点の最小ユークリッド距離よりもセット間の最小ユークリッド距離を大きくするような変調（マッピング）処理を行う。

具体的には、信号点１６点を１セットとし、１セット内の１６点の信号点間の距離は小さいが、セット間の距離を大きくする変調処理（マッピング）を行う。また変調部は、１セット内の１６点の信号点間距離を等しくすると共に、各セット間の距離も等しくする。変調部は、このようにして、領域を第１から第４象限に簡単分割できるように信号点を配置する。

これにより、受信側では、信号点１６点で構成されているセット内で共通となる２ビットを簡単に復調することができるようになる。つまり、セット内の信号点間距離は小さくセット間の信号点距離は大きいので、受信点がどのセット（象限）に含まれるかを容易かつ的確に判定できるので、２ビットの部分判定を容易かつ的確に行うことができる。

本実施の形態では、６４値の多値変調の別の好ましい信号点配置として、図１８に示すような信号点配置を提案する。図１８は、各変調信号につき４ビットの部分ビットを決定するのに適した６４値の多値変調の信号点配置である。この信号点配置の基本概念は、上述したのと同様に、信号点を複数のセットに分け、セット内の信号点の最小ユークリッド距離よりもセット間の最小ユークリッド距離を大きくするような変調（マッピング）処理を行うことである。

具体的には、信号点４点を１セットとし、１セット内の４点の信号点間の距離は小さいが、セット間の距離を大きくする変調処理（マッピング）を行う。このように、領域を１〜１６に簡単分割できるように信号点を配置する。

これにより、受信側では、信号点１６点で構成されているセット内で共通となる４ビットを簡単に復調することができるようになる。つまり、セット内の信号点間距離は小さくセット間の信号点距離は大きいので、受信点がどのセット（領域１〜１６）に含まれるかを容易かつ的確に判定できるので、４ビットの部分判定を容易かつ的確に行うことができる。

かくして本実施の形態によれば、それぞれ異なる６４値変調信号を複数のアンテナから送信するにあたって、６４値の信号点を複数のセットに分け、セット内の信号点の最小ユークリッド距離よりもセット間の最小ユークリッド距離を大きくするような変調（マッピング）処理を行うようにしたことにより、受信側で容易かつ的確な部分ビット判定処理及び信号点削減処理を行うことができるので、受信側で比較的小さな回路規模で誤り率特性の良い受信信号を得ることができるようになる。

なお本実施の形態の方法は、実施の形態２でも説明したように、変調信号Ａと変調信号Ｂの信号点配置を同じにする場合に限らず、変調信号Ａと変調信号Ｂの信号点配置を異なるように配置し、変調信号Ａと変調信号Ｂとで判定する部分ビットのビット数を異なるようにした場合でも、実施することができる。

（実施の形態４）
本実施の形態では、実施の形態１〜３の構成に加えて、送信側で畳み込み符号やターボ符号を行い、受信側で軟判定復号を行う場合における、好適な軟判定値計算方法を説明する。本実施の形態は、基本的には上述した実施の形態で説明したどの信号点配置を採用した場合でも適用できるものであるが、ここでは一例として送信側で図１４Ａに示した信号点配置を行った場合を例にとって説明する。

図１との対応部分に同一符号を付して示す図１９に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置１９００は、符号化部１９０２に送信ディジタル信号１９０１を入力する。符号化部１９０２は、送信ディジタル信号１９０１に畳み込み符号化を施すことにより、符号化後のディジタル信号１０１及び符号化後のディジタル信号１０２を得、これらを変調部１０２、１１０に送出する。

受信装置の全体構成は、図３のとおりである。本実施の形態では、図３の信号処理部３２１を、図２０の信号処理部２０００のように構成する。なお図２０では、図４との対応部分には同一符号を付した。

本実施の形態の信号処理部２０００は、軟判定値計算部２００１を有する。軟判定値計算部２００１は、削減後の信号点情報５１５、５１７、逆拡散後のベースバンド信号５０３、５０６を入力とし、これらを用いて軟判定値信号２００２を得、これを判定部２００３に送出する。判定部２００３は、軟判定値信号２００２を復号することでディジタル信号２００４を得る。

この軟判定値計算部２００１及び判定部２００３の処理について、図２１を用いて詳述する。

例えば、図１９の送信装置１９００が図１４Ａのような信号点配置で変調信号を送信したものとする。そして、図３の受信装置３００がこの変調信号を受信したものとする。

すると、図２０の信号処理部２０００においては、部分ビット判定部５０９が、図１４Ｂの信号点配置における領域分割に基づき、変調信号ＡのＳａ０、Ｓａ２の２ビットを決定し、これを部分ビット情報５１０として出力する。同様に、部分ビット判定部５１２が、図１４Ｂの信号点配置における領域分割に基づき、変調信号ＢのＳｂ０、Ｓｂ２の２ビットを決定し、これを部分ビット情報５１３として出力する。

信号点削減部５１４は、部分ビット判定部５０９、５１２からの４ビットの情報を用いて、１６×１６＝２５６点の信号点から１６点の信号点を求め、これを削減後の信号点情報５１５として軟判定値計算部２００１に送出する。同様に、信号点削減部５１６も、１６点の信号点情報を削減後の信号点情報５１７として軟判定値計算部２００１に送出する。

ここでは、一例として、部分ビット判定部５０９で決定された変調信号Ａの部分ビットをＳａ０＝０、Ｓａ２＝０、部分ビット判定部５１２で決定された変調信号Ｂの部分ビットをＳｂ＝０、Ｓｂ２＝０とする。

このとき軟判定値計算部２００１は、削減後の信号点情報５１５と逆拡散後のベースバンド信号３１６を用いて、図２１の計算を行う。

（ステップＳＴ１）
はじめに、削減後の信号点情報５１５の１６個の信号点と逆拡散後のベースバンド信号のユークリッド距離の例えば２乗を求める。ここで、ユークリッド距離の２乗を、Ｄ（Ｓａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２，Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）という関数で表現する。すると、この例では、Ｓａ０＝０、Ｓａ２＝０、Ｓｂ＝０、Ｓｂ２＝０なので、Ｄ（０，０，０，０，Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）においてＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３が０または１の１６個の値が求まることになる。因みに、これを用いて事後確率を求めることもできる。

（ステップＳＴ２）
次に、Ｄ（０，０，０，０，Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）の１６個の値から最大値を求める。このときの最大値をＤｍａｘとする。

（ステップＳＴ３）
最後に、実際にユークリッド距離の２乗を求めた１６個の信号点以外の２４０個の信号点のユークリッド距離の２乗の値を、全てＤｍａｘとする。この例では、Ｄ（０，０，０，１，０，０，０，０）からＤ（１，１，１，１，１，１，１，１）の値を、全てＤｍａｘとする。すなわち、実際にユークリッド距離の２乗を求めた１６個の信号点以外の２４０個の信号点までのユークリッド距離は、１６個の信号点のユークリッド距離の２乗値の最大値Ｄｍａｘよりも大きいと見なせるので、これらの信号点のユークリッド距離の２乗値を一律にＤｍａｘに設定する。これにより、１６点の信号点のユークリッド距離の２乗値を有効に活用して、２５６点のユークリッド距離の２乗値を容易に得ることができる。

そして、軟判定値計算部２００１は、これらの２５６点のユークリッド距離の２乗の値（ブランチメトリック）を軟判定値信号２００２として出力する。

判定部２００３は、軟判定値信号２００２を入力とし、ブランチメトリックから、パスメトリックを求め、復号し、ディジタル信号２００４を出力する。

このように信号処理部２０００によれば、削減された各候補信号点と受信点とのユークリッド距離のみを計算すると共に、それ以外の各信号点と受信点とのユークリッド距離を全て前記求めたユークリッド距離の最大値Ｄｍａｘと定めることで全ての候補信号点の軟判定値を得るようにしたことにより、全ての候補信号点についての軟判定値を容易に得ることができるようになる。

図２０との対応部分に同一符号を付して示す図２２に、本実施の形態の信号処理部の別の構成を示す。信号処理部２２００は、重み付け係数計算部２２０１を有する。

重み付け係数計算部２２０１は、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０を入力とし、ブランチメトリックに乗算する信頼度に相当する重み付け係数を求める。ここで、分離部５０７が例えば（１）式の演算を行って信号を分離する場合、重み付け計算部２２０１は信号の分離精度に相当する重み付け係数を求めるとよい。具体的には、重み付け計算部２２０１は、文献“Soft-decision
decoder employing eigenvalue of channel matrix in MIMO systems”IEEE PIMRC2003,
pp.1703-1707, Sep. 2003.に示されているように、例えば（１）式の行列の固有値の最小パワーを求め、これを重み付け係数信号２２０２として出力すればよい。

軟判定値計算部２００１は、削減後の信号点情報５１５、５１７、逆拡散後のベースバンド信号３０６、３１６、重み付け係数信号２２０２を入力とし、求めたブランチメトリックに重み付け係数を乗算することより軟判定値信号２００２を求める。

このように信号処理部２２００においては、ブランチメトリックに重み付け係数を乗算するようにしたことにより、一段と誤り率特性を向上させることができる。なお、上記説明では、重み付け係数として固有値の最小パワーを用いた場合について述べたが、重み係数はこれに限ったものではない。

また本実施の形態では、畳み込み符号を用いた場合について説明したが、これに限ったものではなく、ターボ符号、低密度パリティ符号などを用いた場合でも同様に実施することができる。また信号の順番を入れ替えるインターリーブ、信号の一部を削除して冗長度を下げるパンクチャリングの機能などを設けても同様に実施することができる。これは、他の実施の形態についても同様である。

また本実施の形態では、ユークリッド距離の２乗を求め、それに基づいて軟判定値を求める例を説明したが、ユークリッド距離の２乗に限らず、他の尤度を基準に軟判定値を求める場合にも適用することができる。これは、他の実施の形態についても同様である。さらに、軟判定値を求める方法としては、本実施の形態で説明した以外に、ステップＳＴ１を利用して求めた事後確率と、チャネル行列とを利用して、分離後のＳＮＲを求め、それを事前確率とし、事前確率と事後確率とを用いて軟判定値を求めてもよい。これは、他の実施の形態でも同様である。

（実施の形態５）
本実施の形態では、上述した実施の形態で説明したように受信側で部分ビットを削減して候補信号点を削減する処理を行うにあたって、より好適な符号化（畳み込み符号、ターボ符号）の仕方を説明する。

送信装置の概略構成は、図１９のとおりである。この実施の形態では、一例として、変調部１０２、１１０が、図１４Ａに示すような信号点配置を採用した１６値の多値変調を行うものとする。また受信装置の概略構成は、図３のとおりである。

図２３に、本実施の形態の符号化部の構成を示す。すなわち、図２３の符号化部２３００は、図１９の符号化部１９０２として用いられる。

符号化部２３００は、（Ｓａ０，Ｓａ２）符号化部２３０２、（Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）符号化部２３０４、（Ｓｂ０，Ｓｂ２）符号化部２３０６を有する。各符号化部２３０２、２３０４、２３０６は、ディジタル信号１９０１を入力し、それぞれ特定のビットに対する符号化処理を行う。

すなわち、（Ｓａ０，Ｓａ２）符号化部２３０２は、ディジタル信号１９０１に含まれるビットＳａ０、Ｓａ２を符号化し、このビットＳａ０、Ｓａ２の符号化情報２３０３を出力する。（Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）符号化部２３０４は、ディジタル信号１９０１に含まれるビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３を符号化し、このビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の符号化情報２３０５を出力する。（Ｓｂ０，Ｓｂ２）符号化部２３０６は、ディジタル信号１９０１に含まれるビットＳｂ０，Ｓｂ２を符号化し、Ｓｂ０、Ｓｂ２の符号化情報２３０７を出力する。

このように、所定のビット単位で符号化処理を施すようにしたことにより、受信側ではそのビット単位で誤り訂正復号処理を行うことができるようになる。特に、本実施の形態では、受信側で部分ビット判定されるビット単位で符号化処理を施すようにしたことにより、部分ビット単位で誤り訂正復号処理を行うことができるようになるので好適である。

（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３）信号生成部２３０８は、Ｓａ０、Ｓａ２の符号化情報２３０３と、Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の符号化情報２３０５とを入力とし、Ｓａ０、Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓａ３の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号１０１として出力する。

同様に、（Ｓｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３）信号生成部２３１０は、Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の符号化情報２３０５と、Ｓｂ０、Ｓｂ２の符号化情報２３０７とを入力とし、Ｓｂ０、Ｓｂ１、Ｓｂ２、Ｓｂ３の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号１０９として出力する。

次に、このような送信信号を受信する受信装置の構成を説明する。本実施の形態の受信装置の概略構成は、図３のとおりである。受信装置３００の信号処理部３２１の構成は、図４のとおりである。本実施の形態では、信号処理部３２１の部分ビット判定部５０９を図２４Ａのように構成し、部分ビット判定部５１２を図２４Ｂのように構成し、尤度検波部５１８を図２４Ｃのように構成する。

図２４Ａの（Ｓａ０，Ｓａ２）復号化部２４０２は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を入力とし、これを復号することで復号ビットＳａ０、Ｓａ２を得、これを変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０として出力する。

図２４Ｂの（Ｓｂ０，Ｓｂ２）復号化部２４０５は、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を入力とし、これを復号することで復号ビットＳｂ０、Ｓｂ２を得、これを変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３として出力する。

このように、部分ビット単位で誤り訂正符号を導入することで、一段と受信品質を向上させることができる。つまり、部分ビットの判定に誤りがあると、信号点削減の際に誤った信号点を選択することになるため、残りのビットの決定で誤りが生じる可能性が非常に高くなる。これに対して、本実施の形態のように、部分ビット単位で誤り訂正符号を導入すると、部分ビットを正しく復号できる可能性を高くできるので、信号点削減の際に誤った信号点を選択する可能性を低くできる。

加えて、（Ｓａ０，Ｓａ２）符号化部２３０２及び（Ｓｂ０，Ｓｂ２）符号化部２３０６によって、（Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）符号化部２３０５よりも誤り訂正能力の高い符号化を行うようにすると、より好ましい。このようにすれば、部分ビットＳａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２を誤り無く復号できる可能性を一段と高くできるので、誤った信号点削減を行う可能性を一段と低くでき、結果として誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

また、１６値の多値変調の信号点配置としては、１６ＱＡＭよりも、図１４Ａ、図１４Ｂに示したような信号点配置の方が、本実施の形態のような誤り訂正符号の導入に適している。これは、１６ＱＡＭでは、判定される部分ビットが領域によって異なるのに対し、図１４Ａ、図１４Ｂの場合、領域によらず部分ビットが（Ｓａ０，Ｓａ２）、（Ｓｂ０，Ｓｂ２）と固定であるため、簡単に誤り訂正符号が導入できるからである。因みに、本実施の形態では、１６値多値変調に対し誤り訂正符号を導入する例を説明したが、６４値多値変調に対しても本実施の形態と同様の誤り訂正符号化処理を行えば、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。この場合にも、上述の説明と同様の理由で、６４ＱＡＭよりも、図１７、図１８に示したような信号点配置を採用した方が、簡単に誤り訂正符号を導入することができるので適している。

図２４Ｃの（Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）復号化部２４１１は、削減後の信号点情報５１５、５１７、逆拡散後のベースバンド信号３１６、３０６を入力とし、候補信号点と受信ベースバンド信号の例えばユークリッド距離の２乗を求めることで、ブランチメトリックを求め、ブランチメトリックからパスメトリックを求め、復号することで、変調信号Ａの受信ディジタル信号３２２及び変調信号Ｂの受信ディジタル信号３２３を得る。

かくして本実施の形態によれば、実施の形態１〜４の構成に加えて、部分ビットを符号化単位とした符号化処理を施す、つまり同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号化するようにしたことにより、実施の形態１〜４の効果に加えて、受信側での誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

また部分ビットに対して、他のビットよりも誤り訂正能力の高い符号化処理を施す、つまり同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号化するようにしたことにより、受信側での誤り率特性をさらに向上させることができるようになる。

なお本実施の形態では、送信側の符号化部を図２３のように構成すると共に、受信側の信号処理部を図４、図２４Ａ、図２４Ｂ、図２４Ｃのように構成する場合について説明したが、符号化部及び信号処理部の構成はこれに限らない。図２５に符号化部の他の構成例を示し、図２６に信号処理部の他の構成例を示す。

図２３との対応部分に同一符号を付して示す図２５において、符号化部２５００は、（Ｓａ０，Ｓａ２）符号化部２３０２、（Ｓａ１，Ｓａ３）符号化部２５０１、（Ｓｂ０，Ｓｂ２）符号化部２３０６、（Ｓｂ１，Ｓｂ３）符号化部２５０３を有する。各符号化部２３０２、２５０１、２３０６、２５０３は、ディジタル信号１９０１を入力し、それぞれ特定のビットに対する符号化処理を行う。

すなわち、（Ｓａ０，Ｓａ２）符号化部２３０２は、ディジタル信号１９０１に含まれるビットＳａ０、Ｓａ２を符号化し、このビットＳａ０、Ｓａ２の符号化情報２３０３を出力する。（Ｓａ１，Ｓａ３）符号化部２５０１は、ディジタル信号１９０１に含まれる
ビットＳａ１，Ｓａ３を符号化し、このビットＳａ１，Ｓａ３の符号化情報２５０２を出力する。（Ｓｂ０，Ｓｂ２）符号化部２３０６は、ディジタル信号１９０１に含まれるビットＳｂ０，Ｓｂ２を符号化し、Ｓｂ０、Ｓｂ２の符号化情報２３０７を出力する。（Ｓｂ１，Ｓｂ３）符号化部２５０３は、ディジタル信号１９０１に含まれるビットＳｂ１，Ｓｂ３を符号化し、このビットＳｂ１，Ｓｂ３の符号化情報２５０４を出力する。

（Ｓａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３）信号生成部２３０８は、Ｓａ０、Ｓａ２の符号化情報２３０３と、Ｓａ１，Ｓａ３の符号化情報２５０２とを入力とし、Ｓａ０、Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓａ３の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号１０１として出力する。

同様に、（Ｓｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３）信号生成部２３１０は、Ｓｂ１，Ｓｂ３の符号化情報２５０４と、Ｓｂ０、Ｓｂ２の符号化情報２３０７とを入力とし、Ｓｂ０、Ｓｂ１、Ｓｂ２、Ｓｂ３の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号１０９として出力する。

次に、図２６の信号処理部２６００の構成を説明する。図２６の信号処理部２６００は、図４の信号処理部３２１と比較して、部分ビット判定部５０９、５１２として軟判定復号部２６０１、２６０２が設けられている（つまり、部分ビット復調部２６１０が分離部５０７と軟判定復号部２６０１、２６０２とで構成されている）ことと、硬判定復号部２６０６、２６０８が設けられていることを除いて、図４の信号処理部３２１と同様の構成でなる。

軟判定復号部２６０１は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を入力とし、図２５における部分ビットＳａ０、Ｓａ２について軟判定復号を行い、これにより得た部分ビットＳａ０、Ｓａ２の情報を変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０として出力する。同様に、軟判定復号部２６０２は、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を入力とし、図２５における部分ビットＳｂ０、Ｓｂ２について軟判定復号を行い、これにより得た部分ビットＳｂ０、Ｓｂ２の情報を変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３として出力する。

信号点削減部５１４、５１６は、決定された部分ビット情報５１０、５１３を用いて候補信号点を削減し、削減後の信号点情報５１５、５１６を尤度判定部２６０３に送出する。

尤度判定部２６０３は、削減後の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号３１６とから、最も尤度の高い候補信号点を探索することで尤度判定を行い、ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３を求める。そして尤度判定部２６０３は、ビットＳａ１，Ｓａ３をビット情報２６０４として硬判定復号部２６０６に送出すると共に、ビットＳｂ１，Ｓｂ３をビット情報２６０５として硬判定復号部２６０８に送出する。

硬判定復号部２６０６は、ビット情報２６０４を硬判定復号することにより、変調信号Ａの誤り訂正後のビット情報２６０７を得る。同様に、硬判定復号部２６０８は、ビット情報２６０５を硬判定復号することにより、変調信号Ｂの誤り訂正後のビット情報２６０９を得る。

ここで、変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０と変調信号Ａの誤り訂正後のビット情報２６０７が最終的な誤り訂正後の変調信号Ａのビット情報に相当し、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３と変調信号Ｂの誤り訂正後のビット情報２６０９が最終的な誤り訂正後の変調信号Ｂのビット情報に相当する。

このように、信号処理部２６００においては、軟判定復号部２６０１、２６０２を設け、信号点削減に用いる部分ビットを軟判定復号処理によって求めるようにしたことにより、例えば硬判定を行う場合と比較して部分ビットの誤る確率を低くできるので、最終的な誤り率特性を向上させることができるようになる。因みに、尤度判定後の信号に対しては、硬判定を行うようにしたが、このようにしたのは、尤度判定を行う際に変調信号Ａと変調信号Ｂは同時に判定するため、原理的に、変調信号Ａのみに関する軟判定、変調信号Ｂのみに関する軟判定を行うことが困難だからである。

なお、本実施の形態では、受信側で部分ビット判定を行うビット以外のビット（Ｓａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３）に対しても符号化を行う場合について説明したが、部分ビット判定を行うビット以外のビットについては符号化を行わないようにしてもよい。要は、部分ビット単位で符号化を行うようにすれば、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。

（実施の形態６）
本実施の形態では、送信側にトレリス符号化変調を導入することを提案する。なおここでは、変調方式として１６ＱＡＭ方式を用いる場合を例に説明する。

送信装置の概略構成は図１のとおりであり、送信信号のフレーム構成は図２のとおりである。また受信装置の概略構成は図３のとおりであり、図３の信号処理部３２１の詳細構成は図４のとおりである。

１６ＱＡＭのトレリス符号化変調実施するためには、図１の送信装置１００の変調部１０２、１１０を、例えば図２７に示すように構成すればよい。

図２７において、２７０１，２７０２、２７０３はシフトレジスタ、２７０４、２７０５は排他的論理和回路を示しており、入力ａ０，ａ１，ａ２から、ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３が生成される。そして、ベースバンド信号生成部２７０６は、ｂ０，ｂ１，ｂ２，ｂ３を入力とし、１６ＱＡＭのマッピングを行うことでベースバンド信号２７０７を得る。

次に、受信装置の動作について説明する。上述したように、本発明の受信装置の特徴的な動作は、部分ビット判定部５０９、５１２（図４）にある。部分ビット判定部５０９と部分ビット判定部５１２は同様の動作を行うので、ここでは主に部分ビット判定部５０９の動作を説明する。

部分ビット判定部５０９は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を入力とし、例えばビタビ復号を行うことにより、符号化に関連したビット、つまり、図２７におけるｂ０，ｂ１，ｂ２を決定し、これらの情報を変調信号Ａの決定された部分ビット情報５１０として出力する。同様に、部分ビット判定部５１２は、変調信号Ｂの決定された部分ビット情報５１３（３ビットの情報）を出力する。

信号点削減部５１４、５１６は、信号点削減を行う。そして、尤度検波部５１８は、変調信号Ａで送信された図２７のｂ３の情報、変調信号Ｂで送信された図２７のｂ３の情報を決定し、これを変調信号Ａのディジタル信号５１９及び変調信号Ｂのディジタル信号５２０として出力する。

このように本実施の形態によれば、送信側でトレリス符号化変調を行うようにしたことにより、誤り訂正符号の導入を容易に行うことができ、簡易な送信装置構成で、受信側での誤り率特性を効果的に向上させることができるようになる。

（実施の形態７）
本実施の形態では、送信アンテナ数、受信アンテナ数が２本より多い場合の例として、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３、送信変調信号数３のときの具体的な構成例について説明する。

また本実施の形態では、誤り率特性を効果的に向上させるための部分ビット判定の仕方及び信号点削減の仕方を提案する。

図１との対応部分に同一符号を付して示す図２９に、本実施の形態における送信装置の構成を示す。送信装置２９００は、変調信号Ａ、変調信号Ｂに加えて、変調信号Ｃを送信する送信部を有することを除いて、図１の送信装置１００と同様の構成でなる。ここでは、変調信号Ｃを送信する送信部の構成のみを説明する。

変調部２９０２は、ディジタル信号２９０１、フレーム構成信号１１８を入力とし、フレーム構成信号１１８にしたがってディジタル信号２９０１を変調し、これにより得たベースバンド信号２９０３を拡散部２９０４に送出する。拡散部２９０４は、ベースバンド信号２９０３に拡散符号を乗算し、これにより得た拡散されたベースバンド信号２９０５を無線部２９０６に送出する。無線部２９０６は、拡散されたベースバンド信号２９０５に周波数変換、増幅などを施すことにより、変調信号２９０７（変調信号Ｃ）を得る。変調信号２９０７はアンテナ２９０８から電波として出力される。

フレーム構成信号生成部１１７は、例えば、図３０のフレーム構成の情報をフレーム構成信号１１８として出力する。

図３０に、送信装置２９００の各アンテナ１０８、１１６、２９０８から送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ１０８から送信される変調信号Ａ、アンテナ１１６から送信される変調信号Ｂ、アンテナ２９０８から送信される変調信号Ｃは、チャネル推定のためのチャネル推定シンボル２０１、２０３、３００１と、データシンボル２０２、２０４、３００２とを有する。送信装置２９００は、図３０に示すようなフレーム構成の変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃをほぼ同時刻に送信する。なおチャネル推定のためのシンボル２０１、２０３、３００１は、パイロットシンボル、ユニークワード、プリアンブルと呼ぶこともできる。

図３との対応部分に同一符号を付して示す図３１に、本実施の形態における受信装置の構成を示す。なお以下の説明では、図３と同様に動作する部分についての説明は省略する。

ここで、図２９の送信装置２９００において、アンテナ１０８から送信される信号をＴｘａ（ｔ）、アンテナ１１６から送信される信号をＴｘｂ（ｔ）、アンテナ２９０８から送信される信号をＴｘｃ（ｔ）とし、図３１の受信装置３１００において、アンテナ３０１で受信した信号をＲｘ１（ｔ）、アンテナ３１１で受信した信号をＲｘ２（ｔ）、アンテナ３１０５で受信した信号をＲｘ３（ｔ）とし、各送受信アンテナ間での伝搬変動をそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ１３（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、ｈ２３（ｔ）、ｈ３１（ｔ）、ｈ３２（ｔ）、ｈ３３（ｔ）とすると、次式の関係式が成立する。ただし、ｔは時間とする。

変調信号Ｃのチャネル変動推定部３１０１は、逆拡散後のベースバンド信号３０６を入力とし、例えば、図３０のフレーム構成における変調信号Ｃのチャネル推定シンボル３００１を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０２を信号処理部３１１７に送出する。同様に、変調信号Ｃのチャネル変動推定部３１０３は、逆拡散後のベースバンド信号３１６を入力とし、例えば、図３０のフレーム構成における変調信号Ｃのチャネル推定シンボル３００１を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０４を信号処理部３１１７に送出する。

また無線部３１０７は、アンテナ３１０５で受信した受信信号３１０６を入力とし、受信信号３１０６に周波数変換、直交復調などを施し、これにより得たベースバンド信号３１０８を逆拡散部３１０９に送出する。逆拡散部３１０９は、ベースバンド信号３１０８を逆拡散し、これにより得た逆拡散後のベースバンド信号３１１０を出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部３１１１は、逆拡散後のベースバンド信号３１１０を入力とし、例えば、図３０のフレーム構成における変調信号Ａのチャネル推定シンボル２０１を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ａのチャネル変動信号３１１２を信号処理部３１１７に送出する。同様に、変調信号Ｂのチャネル変動推定部３１１３は、逆拡散後のベースバンド信号３１１０を入力とし、例えば、図３０のフレーム構成における変調信号Ｂのチャネル推定シンボル２０３を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ｂのチャネル変動信号３１１４を信号処理部３１１７に送出する。同様に、変調信号Ｃのチャネル変動推定部３１１５は、逆拡散後のベースバンド信号３１１０を入力とし、例えば、図３０のフレーム構成における変調信号Ｃのチャネル推定シンボル３００１を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号Ｃのチャネル変動信号３１１６を信号処理部３１１７に送出する。

信号処理部３１１７は、逆拡散後のベースバンド信号３０６、３１６、３１１０、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、３１１２、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０、３１１４、変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０２、３１０４、３１１６を入力とし、これらを用いて変調信号Ａ、Ｂ、Ｃの検波、検波などを行うことにより、変調信号Ａのディジタル信号３２２、変調信号Ｂのディジタル信号３２３、変調信号Ｃのディジタル信号３１１８を得る。

信号処理部３１１７の一つの構成例を図３２に示す。また信号処理部３１１７の別の構成例を図３３に示す。

先ず図３２の構成について説明する。図４との対応部分に同一符号を付して示す図３２において、信号処理部３１１７の部分ビット復調部３２３０の分離部３２０１は、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、３１１２、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０、３１１４、変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０２、３１０４、３１１６、逆拡散後のベースバンド信号３０６、３１６、３１１０を入力とし、（２）式について、例えば逆行列演算やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）演算を行うことで、送信信号Ｔｘａ（ｔ）、Ｔｘｂ（ｔ）、Ｔｘｃ（ｔ）の推定信号を得る。分離部３２０１は、このようにして得た変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０８を部分ビット判定部５０９に、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５１１を部分ビット判定部５１２に、変調信号Ｃの推定ベースバンド信号３２０７を部分ビット判定部３２０８に送出する。部分ビット判定部５０９、５１２、３２０８は、求めた部分ビット情報５１０、５１２、３２０９を送出する。

部分ビット判定部５０９、５１２、３２０８の部分ビットの判定は、例えば、変調方式が１６ＱＡＭの場合、上述した図８Ｂや図１０Ｂの方法を採用することで実現できる。因みに、ＱＰＳＫの場合は、例えば図２８のような領域分けを行うことで実現できる。ここでは、変調方式を１６ＱＡＭとし、図１０Ｂのように、４ビットのうち２ビットを判定する場合を例に、アンテナ数３の場合の実施方法について説明する。

異なるアンテナから同時に送信された３つの１６ＱＡＭ信号を受信した場合、１６×１６×１６＝４０９６個の候補信号点が存在することになる。部分ビット判定部５０９、５１２、３２０８では変調信号Ａ、Ｂ、Ｃそれぞれについて２ビットを判定するため、信号点削減部５１４、５１６、３２１０では４０９６個の候補信号点が４０９６／４／４／４＝６４個の候補信号点に削減される。よって、尤度判定部３２１２では、６４個の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号とのブランチメトリックを求め、１個の候補信号点に絞り、検波を行うことで、変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃの受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることになる。

このようにして、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号数２のときと同様に、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３、送信変調信号数３のときにおいても、部分ビット判定を行い、決定した部分ビットを用いて候補信号点を削減し、削減した候補信号点を用いて尤度判定を行うことにより、比較的少ない演算量で受信品質の良い受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができる。

次に、図３３の構成について説明する。図３２との対応部分に同一符号を付して示す図３３の信号処理部３１１７は、制御部３３０１を有する。

制御部３３０１は、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、３１１２、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０、３１１４、変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０２、３１０４、３１１６を入力とし、例えば、変調信号Ａの受信電界強度、変調信号Ｂの受信電界強度、変調信号Ｃの電界強度を推定する。そして、電界強度が最も小さい変調信号のみ部分ビット判定を行わないようというような、制御情報３３０２を出力する。

例えば、変調信号Ａの受信電界強度が最も小さかったものとする。すると、変調信号Ａの部分ビット判定部５０９は、ビット判定を行わないように制御される。つまり決定したビットは０ビットということになる。一方、変調信号Ｂの部分ビット判定部５１２、変調信号Ｃの部分ビット判定部３２０８は、それぞれ２ビット判定するように制御される。そして、信号点削減部５１４、５１６、３２１０は、変調信号Ａの決定された０ビット（つまりどのビットも決定されていない）、変調信号Ｂの決定された２ビット、変調信号Ｃの決定された２ビットを用いて、４０９６個の候補信号点を４０９６／４／４＝２５６個の候補信号点に削減する。尤度判定部３２１２では、２５６個の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号とのブランチメトリックを求め、１個の候補信号点に絞り、検波を行うことで、変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃの受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得る。

このように、各変調信号の受信品質に基づいて、どの変調信号の部分ビットを信号点削減に用いるかを選択するようにしたことにより、単純に全ての変調信号の部分ビットを信号点削減に用いる場合と比較して（例えば図３２のような構成と比較して）、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

つまり、単純に全ての変調信号の部分ビット判定結果を用いて、候補信号点を削減すると、受信品質（この実施の形態の場合には受信電界強度）の低い変調信号の部分ビット判定結果の誤る確率が高くなり、これに伴って的確な候補信号点の削減もできなくなる確率も高くなる。この結果、最終的な受信ディジタル信号の誤り率特性の劣化を招くおそれがある。本実施の形態では、これを考慮して、受信品質の良い変調信号の部分ビット判定結果のみ用いて信号点削減を行うようになされている。

かくして本実施の形態によれば、各変調信号の受信品質に基づいて、信号点削減部５１４、５１６、３２１０での候補信号点削減に、どの変調信号の部分ビットを用いるかを制御する制御部３３０１を設けたことにより、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができるようになる。

なお本実施の形態では、受信品質のパラメータとして、受信電界強度を用いる場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、例えば、逆行列演算やＭＭＳＥ演算後の各変調信号のキャリアパワー帯雑音電力比を求め、これを各変調信号の受信品質のパラメータとしてもよい。

また本実施の形態では、２つの変調信号のみ部分ビットを判定する例について説明したが、１つの変調信号のみ部分ビットを判定しても同様に実施することができる。

さらに、部分ビットとして判定するビット数を受信品質の優先順位により異なるようにしてもよい。例えば、「変調信号Ａの受信電界強度＞変調信号Ｂの受信電界強度＞変調信号Ｃの受信電界強度」の関係が成立していた場合、変調信号Ａの部分ビット判定部では２ビットを決定し、変調信号Ｂの部分ビット判定部では１ビットを決定し、変調信号Ｃの部分ビット判定部では０ビットを決定するというような、部分ビット判定を行っても、良好な誤り率特性と低演算規模との両立を図ることができる。

つまり、各変調信号の受信品質に基づいて、制御部３３０１によって、信号点削減部５１４、５１６、３２１０での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用いるかを制御すると、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができるようになる。

また本実施の形態では、変調方式として１６ＱＡＭを用いた場合について説明したが、他の変調方式を用いた場合でも同様の効果を得ることができる。

また本実施の形態では、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３、送信変調信号数３のときを例に説明したが、送信アンテナ数ｎ、受信アンテナ数ｎ、送信信号数ｎ、（ｎ＞２）の場合に広く適用することができる。例えば、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号数２の場合には、変調信号Ａの受信電界強度＞変調信号Ｂの受信電界強度のとき、変調信号Ａに対しては２ビットの部分ビットを判定し、変調信号Ｂに対しては１ビットあるいは０ビットの部分判定を行い、その後、尤度判定を行うことで残りのビットを含め判定するようにすればよい。

さらに本実施の形態では、符号化を行わない場合を例に説明したが、誤り訂正符号化を適用した際に、本実施の形態の判定方法を利用しても同様の効果を得ることができる。

因みに、変調信号Ａ、変調信号Ｂの部分ビットを決定し、この部分ビットを用いて削減した候補信号点からブランチメトリックＢＭ_ＡＢを得、変調信号Ａ、変調信号Ｃの部分ビットを決定し、この部分ビットを用いて削減した候補信号点からブランチメトリックＢＭ_ＡＣを得、変調信号Ｂ、変調信号Ｃを決定し、この部分ビットを用いて削減した候補信号点からブランチメトリックＢＭ_ＢＣを得て、これらのブランチメトリックＢＭ_ＡＢ、ＢＭ_ＡＣ、ＢＭ_ＢＣを用いて判定を行うことで、変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃの受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得る方法を用いてもよい。

さらにシミュレーションを行った結果、本実施の形態で説明した、各変調信号の受信品質に応じて、信号点削減部での候補信号点削減に用いる部分ビットを制御する方法は、特に分離部３２０１（図３３）でＭＭＳＥを行うようにすると、非常に優れた誤り率特性の受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができることが分かった。

（実施の形態８）
上述した実施の形態１では変調方式が１６ＱＡＭのときの１ビット部分判定方法（図８Ｂ）について説明したが、本実施の形態では、一段と良好な誤り率特性を得ることができる１ビット部分判定方法について説明する。

図３４に、１６ＱＡＭの信号点配置と受信信号の信号点の一例を示す。図中、３４０１から３４１６は１６ＱＡＭの信号点（候補信号点）を示しており、３４１７は受信信号の信号点（受信点）を示している。また図３４では、信号点３４０１から３４１６の４ビットの関係（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）も同時に示している。

本実施の形態の１ビットの部分ビット判定方法では、はじめに、受信信号の信号点３４１７と１６ＱＡＭの信号点３４０１から３４１６とのユークリッド距離を求め、最小のユークリッド距離となる１６ＱＡＭの信号点を求め、その信号点で示される４ビットを求める。図３４の例では、受信点３４１７との最小ユークリッド距離の信号点として信号点３４０７が検出され、その信号点３４０７で示される４ビットのビット列として（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）＝（１，１，１，１）が求まる。

次に、４ビット（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のそれぞれに対し、以下のようなユークリッド距離を求める。

ビットＳ０として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ０の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０１、３４０２、３４０５、３４０６、３４０９、３４１０、３４１３、３４１４が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ０}の値を求める。

同様に、Ｓ１として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ１の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０１、３４０４、３４０５、３４０８、３４０９、３４１２、３４１３、３４１６が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ１}の値を求める。

同様に、Ｓ２として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ２の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０９、３４１０、３４１１、３４１２、３４１３、３４１４、３４１５、３４１６が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ２}の値を求める。

同様に、Ｓ３として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ３の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０１、３４０２、３４０３、３４０４、３４１３、３４１４、３４１５、３４１６が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ３}の値を求める。

つまり、決定されたビットＳｘの否定の値をとる信号点を探索し、それらの信号点と受信点３４０７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍin，Ｓｘ}の値を求める。

そして、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ０}、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ１}、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ２}、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ３}の中で、最大値をとるものを探索する。例えば、最大値をとるものがＤ_{ｍｉｎ，Ｓ０}であった場合、Ｓ０を決定する。つまり、最大値をとるものがＤ_{ｍｉｎ，Ｓｙ}であった場合、Ｓｙを決定する。これにより、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）の中で、最も確からしいビットを選ぶことができるようになる。

以上の処理をまとめると、図３５のようになる。

先ず、ステップＳＴ０で処理を開始すると、ステップＳＴ１で受信点３４１７とのユークリッド距離が最小の候補信号点３４０７を検出する。

ステップＳＴ２では、候補信号点３４０７に対応するビット列（１，１，１，１）に含まれるビットを１ビットずつ反転させる。ステップＳＴ３では、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索する。ステップＳＴ４では、各反転ビット毎に、受信点とステップＳＴ３で探索した複数の候補信号点間での最小ユークリッド距離を検出する。ステップＳＴ５では、ステップＳＴ４で検出した各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出する。ステップＳＴ６では、ステップＳＴ５で検出した最大ユークリッド距離に対応するビットが、ステップＳＴ１で検出された候補信号点３４０７で表されるビット列（１，１，１，１）の中で最も信頼性の高いビットであるとして、これを部分ビットとして採用する。

つまり、ステップＳＴ２からステップＳＴ６では、ステップＳＴ１で検出した候補信号点により表されるビット列の中で最も信頼性の高いビットを決定する。そしてステップＳＴ７で処理を終了する。

かくして本実施の形態によれば、変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を検出し、検出した候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを１つずつ反転し、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索し、各反転ビット毎に、受信点と前記探索した複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出し、前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出し、検出した最大ユークリッド距離に対応するビットを部分ビットとして決定するようにしたことにより、誤っている確率が非常に低い１ビットを決定することができる。

ここで、このような１ビット判定アルゴリズムを、部分ビット判定部５０９、５１２で実行するようにすれば、誤っている確率の非常に低い部分ビット（１ビット）を決定できるので、最終的に得られる受信ディジタル信号の誤り率特性も向上させることができるようになる。但し、本実施の形態の１ビット判定アルゴリズムは、上述した実施の形態で説明した構成の受信装置に用いる場合に限らず、信号点で示されるビット列の中で最も誤っている確率の小さいビットを選択したい場合に広く適用できる。

なお本実施の形態では、１６ＱＡＭを例に説明したが、他の変調方式のときも同様にして１ビットを決定することができる。またユークリッド距離の代わりにユークリッド距離の２乗を求めても同様に実施することができる。

（実施の形態９）
上述した実施の形態３においては、６４ＱＡＭの部分ビット判定方法を説明したが、本実施の形態では実施の形態３で説明したのとは異なる２ビットの部分ビット判定方法および４ビットの部分ビット判定方法を説明する。以下に説明する部分ビットの判定は、例えば図４を参照すると、分離部５０７によって分離された変調信号Ａ、Ｂの推定ベースバンド信号５０８、５１１を受信点として、部分ビット判定部５０９、５１２によって行われる。

（i）２ビットの部分ビット判定
図３６は、６４ＱＡＭの同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点（候補信号点）と各信号点で送信する６ビットとの関係、および、受信信号点の存在位置による決定する２ビットの部分ビットの関係を示している。具体的には、図３６において、各信号点の下に示した６ビットが各信号点に対応する６ビットであり、３６０１、３６０２が受信点を示す。

本実施の形態においては、点線で示すようにＩＱ平面を９つの領域に分ける。この領域分割の仕方が本実施の形態の特徴である。図３６に示す領域分割では、各領域内で必ず判定ビットが同じになるビットが２ビット存在する。つまり、６４ＱＡＭの６ビットを左から順に、（１番目のビット，２番目のビット，３番目のビット，４番目のビット，５番目のビット，６番目のビット）と名前を付けると、受信点３６０１が存在する分割領域では、いずれの信号点（候補信号点）も３番目のビット「０」と６番目のビット「１」が全て同じとなる。また受信点３６０２が存在する分割領域では、いずれの信号点（候補信号点）も３番目のビット「１」と４番目のビット「１」が全て同じとなる。

本実施の形態では、このような領域分割を行いつつ、受信点が分割された領域のどの領域に存在するかに応じて、１シンボルを構成する６ビットのうちの何番目のビットを部分ビットとして復調するかを変更する。換言すれば、ＩＱ平面上を複数の領域に分けたときに、領域内で判定値が同じとなるビットのみを部分ビットとして復調する。これにより、部分ビットの誤り率特性を向上させることができる。

具体的には、受信点が符号３６０１に示す位置に存在した場合、（ｘｘ０ｘｘ１）と判定する。つまり、３番目のビット「０」と６番目のビット「１」のみを部分ビットとして判定（復調）する。なおｘは不定（つまり、値を決定しないビット）を示す。

また、受信点が符号３６０２に示す位置に存在した場合は、（ｘｘ１１ｘｘ）と判定する。つまり、３番目のビット「１」と４番目のビット「１」のみを部分ビットとして判定（復調）する。因みに、受信点が領域の境界上に存在した場合には、どちらの領域に振り分けてもよい。

そして、判定された２ビットの部分ビットに基づいて候補信号点の削減を行い、不定となっている４ビットを尤度検波により求める。

（ii）４ビットの部分ビット判定
次に、４ビットの部分ビット判定方法を、図３７を用いて説明する。

図３７は、６４ＱＡＭの同相Ｉ―直交Ｑ平面における信号点（候補信号点）と各信号点で送信する６ビットとの関係、および、受信信号点の存在位置による決定する４ビットの部分ビットの関係を示している。具体的には、図３７において、各信号点の下に示した６ビットが各信号点に対応する６ビットであり、３７０１、３７０２が受信点を示す。

本実施の形態では、点線で示すようにＩＱ平面を４９の領域に分ける。図３６に示す領域分割では、各領域内で必ず判定ビットが同じになるビットが４ビット存在する。つまり、６４ＱＡＭの６ビットを左から順に、（１番目のビット，２番目のビット，３番目のビット，４番目のビット，５番目のビット，６番目のビット）と名前を付けると、受信点３７０１が存在する分割領域では、いずれの信号点（候補信号点）も２番目のビット「１」と３番目のビット「０」と５番目のビット「１」と６番目のビット「０」が全て同じとなる。また受信点３７０２が存在する分割領域では、いずれの信号点（候補信号点）も２番目のビット「１」と３番目のビット「１」と４番目のビット「１」と６番目のビット「０」が全て同じとなる。

ここで、例えば、受信点が符号３７０１に示す位置に存在した場合、（ｘ１０ｘ１０）と判定する。つまり、２番目のビット「１」と３番目のビット「０」と５番目のビット「１」と６番目のビット「０」のみを部分ビットとして判定（復調）する。

また、受信点が符号３７０２に示す位置に存在した場合は、（ｘ１１１ｘ０）と判定する。つまり、２番目のビット「１」と３番目のビット「１」と４番目のビット「１」と６番目のビット「０」のみを部分ビットとして判定（復調）する。

そして、判定された４ビットの部分ビットに基づいて候補信号点の削減を行い、不定となっている２ビットを尤度検波により求める。

かくして本実施の形態によれば、６４ＱＡＭ変調された変調信号の一部のビットを復調するにあたって、当該受信信号点がＩＱ平面上でのどの領域に存在するかに応じて、１シンボルを構成する６ビットのビット列うちの何番目のビットを部分ビットとして復調するかを変更するようにしたことにより、部分ビット判定部５０９、５１２で判定する部分ビットの誤り特性が向上するので、尤度検波部５１８で用いる削減された候補信号点の信頼性が向上する。この結果、最終的な受信ディジタル信号３２２、３２３の誤り率特性を向上させることができるようになる。

つまり、本実施の形態で説明したような２ビット、または、４ビット判定アルゴリズムを、部分ビット判定部５０９、５１２で実行するようにすれば、誤っている確率の非常に低い部分ビット（２ビット、または４ビット）を決定できるので、最終的に得られる受信ディジタル信号３２２、３２３の誤り率特性も向上させることができるようになる。但し、本実施の形態の１６ＱＡＭの２ビット、または、４ビット判定アルゴリズムは、上述した実施の形態で説明した構成の受信装置に用いる場合に限らず、信号点で示されるビット列の中で最も誤っている確率の小さいビットを選択したい場合に広く適用できる。

なお、本実施の形態では、部分ビットして、２ビットを判定する方法と４ビットを判定する方法について説明したが、受信信号の受信電界強度に基づいて、どちらかの方法を選択することも好適である。例えば、変調信号Ａの受信電界強度が所定のしきい値以上の場合には部分ビットとして４ビットを判定し、しきい値未満の場合には２ビットを判定するようにする。このようにすれば、誤り率特性を低下させずに演算量を削減することができるようになる。

（実施の形態１０）
実施の形態７においては、各変調信号の受信電界強度に応じて、部分ビットの決定数を制御する方法について説明したが、本実施の形態においては、逆行列演算やＭＭＳＥ演算後の各変調方式の信号対雑音電力比を求め、これを用いて、部分ビット判定数を決定する受信装置の構成について詳しく説明する。

（２）式における（Ｒｘ１（ｔ），Ｒｘ２（ｔ），Ｒｘ３（ｔ））Ｔのベクトルをｒｘとし、（２）式における行列をＨとし、（Ｔｘａ（ｔ），Ｔｘｂ（ｔ），Ｔｘｃ（ｔ））Ｔのベクトルをｔｘとする。また、付加されるノイズベクトルをｎとすると、（２）式は、次式のように表すことができる。

逆行列演算を行う場合には、Ｈの逆行列をＨ^−１で表すと、（３）式から次式が得られる。

ただし、ｔｘ’はｔｘについての受信装置における推定値である。

ここで、ｔｘの信号パワーとＨ^−１ｎから求まるノイズパワーとの比を求めることで、逆行列演算後の信号対雑音電力比を求めることができる。これについては、例えば、文献”A SDM-COFDM scheme employing a simple feed-forward inter-channel interference canceller for MIMO based broadband wireless LANs” IEICE Transaction on Communications, vol.E86-B, no.1, pp.283-290, January 2003にも記載されている公知の技術なので詳しい説明は省略する。

具体的には、例えば図３３の信号処理部３１１７に当てはめて説明すると、制御部３３０１が、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、３１１２、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０、３１１４、変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０２、３１０４、３１１６を入力し、（４）式のＨ^−１を求め、変調信号Ａの逆行列演算後の信号対雑音電力比、変調信号Ｂの逆行列演算後の信号対雑音電力比、変調信号Ｃの逆行列演算後の信号対雑音電力比を求める。

制御部３３０１は、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃの変調方式が６４ＱＡＭで、例えば、「変調信号Ａの逆行列演算後の信号対雑音電力比＞変調信号Ｂの逆行列演算後の信号対雑音電力比＞変調信号Ｃの逆行列演算後の信号対雑音電力比」の関係が成立していた場合、変調信号Ａの部分ビット判定部５０９で決定するビット数をｍａビット、変調信号Ｂの部分ビット判定部５１２で決定するビット数をｍｂビット、変調信号Ｃの部分ビット判定部３２０８で決定するビット数をｍｃビットとすると、ｍａ＞ｍｂ＞ｍｃの関係が成立するように決定するビット数を制御する。すなわち、逆行列演算後の信号対雑音電力比の大きな変調信号ほど、より大きな数の部分ビット判定を行うようにする。

このように、各変調信号の逆行列演算後の信号対雑音電力比に基づいて、制御部３３０１によって、信号点削減部５１４、５１６、３２１０での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用いるかを制御することで、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができるようになる。

変調方式が６４ＱＡＭのときには、部分ビット判定部で決定するビット数ｍａ、ｍｂ、ｍｃとしては、実施の形態８や実施の形態９の部分ビット判定方法を用いると、１ビット、２ビット、４ビットが考えられる。しかし、本実施の形態は、これに限定されず、変調信号の逆行列演算後の信号対雑音電力比が非常に大きい場合には、全ビット（すなわち６ビット）を部分ビットとして決定するようにしてもよい。

以上では、逆行列演算後の信号対雑音電力比に基づいて、部分ビットとして何ビット判定するかを決定する場合を説明した。次に、逆行列演算と同様に線形変換であるＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比に基づいて、部分ビットとして何ビット判定するかを決定する場合について説明する。

（３）式における行列Ｈに基づき、次式の行列Ｇを算出する。

ただし、Ｈ^ＨはＨの複素共役転置、Ｉは単位行列である。

（３）式に（５）式の行列を乗算することで、各変調信号の推定信号を得ることができる。そして、（３）式に（５）式の行列Ｇを乗算することで得た推定信号の信号対雑音電力比を計算する。このような信号対雑音電力比については、文献”Performance improvement of ordered successive detection with imperfect channel estimates for MIMO systems” IEICE Transaction on Communications, vol.E86-B, no.11, pp.3200-3208, November 2003にも記載されている公知の技術なので詳しい説明は省略する。

具体的には、例えば図３３の信号処理部３１１７に当てはめて説明すると、制御部３３０１が、変調信号Ａのチャネル変動信号３０８、３１８、３１１２、変調信号Ｂのチャネル変動信号３１０、３２０、３１１４、変調信号Ｃのチャネル変動信号３１０２、３１０４、３１１６を入力し、（５）式の行列Ｇを求め、（３）式に（５）式の行列Ｇを乗算し、変調信号ＡのＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比、変調信号ＢのＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比、変調信号ＣのＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比を求める。

制御部３３０１は、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃの変調方式が６４ＱＡＭで、例えば、「変調信号ＡのＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比＞変調信号ＢのＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比＞変調信号Ｃの逆ＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比」の関係が成立していた場合、変調信号Ａの部分ビット判定部５０９で決定するビット数をｍａビット、変調信号Ｂの部分ビット判定部５１２で決定するビット数をｍｂビット、変調信号Ｃの部分ビット判定部３２０８で決定するビット数をｍｃビットとすると、ｍａ＞ｍｂ＞ｍｃの関係が成立するように決定するビット数を制御する。すなわち、ＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比の大きな変調信号ほど、より大きな数の部分ビット判定を行うようにする。

このように、各変調信号のＭＭＳＥ演算後の信号対雑音電力比に基づいて、制御部３３０１によって、信号点削減部５１４、５１６、３２１０での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用いるかを制御することで、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができるようになる。

また本実施の形態では、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３、送信変調信号数３のときを例に説明したが、送信アンテナ数ｎ、受信アンテナ数ｎ、送信信号数ｎ、（ｎ＞２）の場合に広く適用することができる。例えば、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信変調信号数２の場合には、逆行列演算又はＭＭＳＥ演算後の変調方式Ａの信号対雑音電力比＞逆行列演算又はＭＭＳＥ演算後の変調方式Ｂの信号対雑音電力比のとき、例えば変調信号Ａに対しては４ビットの部分ビットを判定し、変調信号Ｂに対しては２ビットあるいは１ビットの部分判定を行い、その後、尤度判定を行うことで残りのビットを含め判定するようにしてもよい。

シミュレーションを行った結果、本実施の形態で説明した、逆行列演算又はＭＭＳＥ演算後の変調信号の信号対雑音電力比に応じて、信号点削減部での候補信号点削減に用いる部分ビットを制御する方法は、特に分離部３２０１（図３３）でＭＭＳＥを行うようにすると、非常に優れた誤り率特性の受信ディジタル信号３２２、３２３、３２１３を得ることができることが分かった。

（実施の形態１１）
一般に尤度検波部５１８（３２１２）では、候補信号点と受信点とのユークリッド距離の２乗を求める必要があるが、アンテナ数の増加および変調多値数の増加により、回路規模（特に乗算器の数）が増大する。本発明は、誤り率特性の劣化を抑制しつつこの回路規模を小さくするものであるが、本実施の形態では、上述した実施の形態に加えて、一段と尤度検波部５１８（３２１２）の回路規模を削減する方法を提示する。

本実施の形態では、尤度検波部５１８（３２１２）で行うユークリッド距離の２乗の計算をマンハッタン距離により近似する計算に置き換える。これにより、尤度検波部５１８（３２１２）で乗算器を用いずに尤度検波を行う。

図３８を用いて、その計算方法を説明する。同相Ｉ―直交Ｑ平面においける候補信号点と受信信号点のユークリッド距離の２乗ｘ^２＋ｙ^２が実際に求めたい値である。しかし、これを｜ｘ｜＋｜ｙ｜で近似する方法がマンハッタン距離である。以下では、｜ｘ｜＜｜ｙ｜を例に説明を進めていくが、｜ｘ｜＞｜ｙ｜のときは、ｘとｙを入れ替えて考えれば｜ｘ｜＜｜ｙ｜のときと同様に考えることができる。

受信信号点が＜１＞の位置にある場合、ユークリッド距離は１．４１４ｘであるのに対し、マンハッタン距離は２ｘである。また、受信信号点が＜２＞の位置にある場合、ユークリッド距離はｘであるのに対し、マンハッタン距離もｘとなり、ユークリッド距離とマンハッタン距離が等しくなる。以上から明らかなように、｜ｘ｜が大きくなるにつれ、（ただし、｜ｘ｜＜｜ｙ｜）マンハッタン距離によるユークリッド距離からの近似誤差が大きくなることがわかる。

本実施の形態では、この問題を解決する方法を提案する。その際、本実施の形態では、乗算器の導入をさけ、ビットシフト、加算器、比較器により構成することで、回路規模の増大を防ぐ。

図３９に、｜ｘ｜と｜ｙ｜の大きさの関係と、本実施の形態の尤度検波にて求めるユークリッド距離の近似値とを示す。具体的には、ＩＱ平面上における候補信号点と受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、０≦｜ｘ｜≦｜ｙ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜とし、｜ｙ｜×（１／４＋１／８）≦｜ｘ｜≦｜ｙ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／８）とし、｜ｙ｜×（１／２＋１／８）≦｜ｘ｜≦｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４）とし、｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）≦｜ｘ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４＋１／８）として、尤度検波を行う。ただし、｜ｘ｜＜｜ｙ｜とする。

このとき、乗算係数は、１、１／２、１／４、１／８のいずれかの加算によって得られた係数となっているので、すべての計算がビットシフトおよび加算によって構成することができる。したがって、乗算器を使用しないで済むため、回路規模の増加を抑えることができる。なお、｜ｘ｜＞｜ｙ｜のときは、図３９のｘとｙを入れ替えて考えればよい。

図４０に、図３９に示すようなマンハッタン距離による近似方法を実現するための回路構成例を示す。｜ｘ｜，｜ｙ｜算出部４００３は、候補信号点の情報４００１、および、受信信号点の情報４００２を入力とし、図３８のように、同相Ｉ―直交Ｑ平面における｜ｘ｜，｜ｙ｜を求め、これらを４００４、４００５として出力する。ただし、｜ｘ｜＜｜ｙ｜とする。つまり、求まった２つの絶対値のうち、大きい方を｜ｙ｜とし、小さい方を｜ｘ｜とする。

計算部４００６は、｜ｘ｜，｜ｙ｜を入力とし、図３９の左側のような大小関係を比較演算により求め、その比較結果に応じてユークリッド距離の近似値として図３９の右側の４つの計算式のうちのどの計算式を用いるかを決定し、決定した計算式を用いてユークリッド距離の近似値４００７を求める。計算部４００６は、例えば、図３９の左側の比較演算を行う比較演算部と、図３９の右側の各計算式を行う４つの演算部とを設け、比較演算部により得られた比較結果に基づき、４つの演算部のうち比較結果に対応した演算部を選択してユークリッド距離の近似値４００７を求めるようにすればよい。この場合、比較演算部、演算部共に全ての演算をビットシフトおよび加算のみによって行うことができるので、小さな回路規模で図３９のような計算を実現できる。

以上のような近似を行うことで、ユークリッド距離の近似値を精度良く、かつ、小さな回路規模で実現することができる。

また、本実施の形態では、図３９のような大小関係とユークリッドの近似値との対応表に基づいてユークリッド距離の近似値を求める場合について説明したが、これに限ったものではなく、要は、ビットシフト、加算器、比較器により構成された回路によりユークリッド距離の近似値を求めるようにすれば、ユークリッド距離の近似値を精度良く、かつ、小さな回路規模で実現することができるようになる。

（実施の形態１２）
これまでに、１６ＱＡＭの部分ビット判定方法として、１ビット、２ビットの部分ビット判定方法について説明したが、本実施の形態では、これまでに扱わなかった１６ＱＡＭの３ビットの部分ビット判定方法について詳しく説明する。

図３４に、１６ＱＡＭの信号点配置と受信信号の信号点の一例を示す。図中、３４０１から３４１６は１６ＱＡＭの信号点（候補信号点）を示しており、３４１７は受信信号の信号点（受信点）を示している。また図３４では、信号点３４０１から３４１６の４ビットの関係（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）も同時に示している。

本実施の形態の３ビットの部分ビット判定方法では、はじめに、受信信号の信号点３４１７と１６ＱＡＭの信号点３４０１から３４１６とのユークリッド距離を求め、最小のユークリッド距離となる１６ＱＡＭの信号点を求め、その信号点で示される４ビットを求める。図３４の例では、受信点３４１７との最小ユークリッド距離の信号点として信号点３４０７が検出され、その信号点３４０７で示される４ビットのビット列として（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）＝（１，１，１，１）が求まる。

次に、４ビット（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のそれぞれに対し、以下のようなユークリッド距離を求める。

ビットＳ０として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ０の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０１、３４０２、３４０５、３４０６、３４０９、３４１０、３４１３、３４１４が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ０}の値を求める。

同様に、Ｓ１として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ１の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０１、３４０４、３４０５、３４０８、３４０９、３４１２、３４１３、３４１６が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ１}の値を求める。

同様に、Ｓ２として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ２の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０９、３４１０、３４１１、３４１２、３４１３、３４１４、３４１５、３４１６が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ２}の値を求める。

同様に、Ｓ３として“１”が求まったので、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）のＳ３の位置に“０”をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点３４０１、３４０２、３４０３、３４０４、３４１３、３４１４、３４１５、３４１６が得られる。そして、これら８つの信号点と受信点３４１７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ３}の値を求める。

つまり、決定されたビットＳｘの否定の値をとる信号点を探索し、それらの信号点と受信点３４０７とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離Ｄ_{ｍin，Ｓｘ}の値を求める。

そして、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ０}、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ１}、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ２}、Ｄ_{ｍｉｎ，Ｓ３}の中で、最小値をとるものを探索する。例えば、最小値をとるものがＤ_{ｍｉｎ，Ｓ０}であった場合、Ｓ０を除く残りの３ビット、つまり、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３を決定する。つまり、最小値をとるものがＤ_{ｍｉｎ，Ｓｙ}であった場合、Ｓｙ以外のビットを決定する。これにより、ビット列（Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３）の中で、確からしい３ビットを選ぶことができるようになる。

以上の処理をまとめると、図４１のようになる。

先ず、ステップＳＴ０で処理を開始すると、ステップＳＴ１で受信点３４１７とのユークリッド距離が最小の候補信号点３４０７を検出する。

ステップＳＴ２では、候補信号点３４０７に対応するビット列（１，１，１，１）に含まれるビットを１ビットずつ反転させる。ステップＳＴ３では、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索する。ステップＳＴ４では、各反転ビット毎に、受信点とステップＳＴ３で探索した複数の候補信号点間での最小ユークリッド距離を検出する。ステップＳＴ５では、ステップＳＴ４で検出した各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最小のユークリッド距離を検出する。ステップＳＴ６では、ステップＳＴ５で検出した最小ユークリッド距離に対応するビットが、ステップＳＴ１で検出された候補信号点３４０７で表されるビット列（１，１，１，１）の中で最も信頼性の低いビットであるとし、このビットを除くビットの値を決定する。

つまり、ステップＳＴ２からステップＳＴ６では、ステップＳＴ１で検出した候補信号点により表されるビット列の中で最も信頼性の低いビット以外を決定する。そしてステップＳＴ７で処理を終了する。

かくして本実施の形態によれば、変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を検出し、検出した候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを１つずつ反転し、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索し、各反転ビット毎に、受信点と前記探索した複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出し、前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最小のユークリッド距離を検出し、検出した最小ユークリッド距離に対応するビット以外のビットを部分ビットとして決定するようにしたことにより、誤っている確率が非常に低い３ビットを決定することができる。

ここで、このような３ビット判定アルゴリズムを、部分ビット判定部５０９、５１２で実行するようにすれば、誤っている確率の非常に低い部分ビット（３ビット）を決定できるので、最終的に得られる受信ディジタル信号の誤り率特性も向上させることができるようになる。但し、本実施の形態の３ビット判定アルゴリズムは、上述した実施の形態で説明した構成の受信装置に用いる場合に限らず、信号点で示されるビット列の中で誤っている確率の小さいビットを選択したい場合に広く適用できる。

なお本実施の形態では、１６ＱＡＭを例に説明したが、他の変調方式のときも同様のアルゴリズムにより１ビットを除くビットを決定することができる。またユークリッド距離の代わりにユークリッド距離の２乗を求めても同様に実施することができる。

（実施の形態１３）
これまでに、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、比較的小さな回路規模で誤り率特性良く復調するために、いくつかの部分ビット判定方法について説明した。本実施の形態では、上述したような部分ビット判定方法を、例えば文献“Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance for OFDM MIMO multiplexing in multipath fading channels,”IEICE Transaction on Communications vol.E88-B, no.1, pp.47-57, 2005に示されているような、ＱＲ分解を用いたＭＬＤに適用することを提案する。

図４２に、本実施の形態の構成例を示す。本実施の形態では、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３、変調方式１６ＱＡＭの場合を例に説明する。図４２の信号処理部４２００は、図３１の信号処理部３１１７として用いられる。

送信装置から３つの変調信号が送信され、受信装置が３つのアンテナで受信した場合、前述のように（２）式の関係が成立する。ここで、（２）式での行列をＨとあらわすものとする。

ＱＲ分解部４２０１は、ユニタリ行列Ｑを用いてＱＲ分解を行うことで、次式で表される上三角行列Ｒを得る。

そして、ＱＲ分解部４２０１は、行列Ｑの複素共役転置行列Ｑ^Ｈを（２）式の受信信号に乗算することで、以下の関係式を得る。

そして、ＱＲ分解部４２０１は、（７）式により得た信号Ｚ_１（４２０２）を候補信号点演算部４２１４に、信号Ｚ_２（４２０３）を候補信号点演算部４２１０に、信号Ｚ_３（４２０４）を部分ビット判定部４２０８に出力すると共に、（６）式により得た行列Ｒの１行（４２０５）を候補信号点演算部４２１４に、行列Ｒの２行（４２０６）を候補信号点演算部４２１０に、行列Ｒの３行（４２０７）を部分ビット判定部４２０８に出力する。

部分ビット判定部４２０８は、信号Ｚ_３（４２０４）行列と行列Ｒの３行（４２０７）とを入力とする。ここで、信号Ｚ_３は変調信号のＴｘ_ｃの成分しか含まれない。したがって、チャネル変動の補正を行うことで、これまでに述べてきた１６ＱＡＭの部分ビット判定方法を利用することができる。そこで、部分ビット判定部４２０８は、上述した実施の形態と同様の部分ビット判定を行うことで、変調信号Ｔｘ_ｃの尤度の高い部分ビット４２０９を出力する。

候補信号点演算部４２１０は、信号Ｚ_２（４２０３）と、行列Ｒの２行（４２０６）と、変調信号Ｔｘ_ｃの尤度の高い部分ビット４２０９とを入力する。候補信号点演算部４２１０は、これらを用いて信号点削減を行い、候補信号点信号４２１１を出力する。具体的に説明する。信号Ｚ_２は、変調信号Ｔｘ_ｂ、変調信号Ｔｘ_ｃの成分のみで構成されている。このため、例えば各変調信号が１６ＱＡＭ信号の場合には、１６（変調信号ｂ）×１６（変調信号ｃ）＝２５６点の候補信号点が存在することになるが、候補信号点演算部４２１０では、変調信号ｃについては部分ビット判定部４２０８で尤度が高いと判定された２ビットのみを用いて候補信号点信号４２１１を演算により求める。つまり、候補信号点演算部４２１０が演算する候補信号点の数は、１６（変調信号ｂ）×４（変調信号ｃ）＝６４点である。このようにして、候補信号点演算部４２１０は演算すべき候補信号点の数を削減する。実際上、候補信号点演算部４２１０は、このようにして削減した候補信号点についてブランチメトリックを求め、その演算結果を候補信号点信号４２１１として候補信号点選択部４２１２に出力する。

これにより、候補信号点演算部４２１０では、部分ビット判定部４２０８により判定された尤度の高いビットについてのみブランチメトリック演算を行うので、演算量が少なくなる。例えば、各変調信号が１６ＱＡＭの場合、従来のＱＲ分解を用いたＭＬＤでは候補信号点演算部４２１０において、１６（変調信号ｂ）×１６（変調信号ｃ）＝２５６点についてのブランチメトリックを演算する必要がある。これに対して、本実施の形態においては、部分ビット判定部４２０８で尤度の高い部分ビット４２０９として２ビットが判定された場合、候補信号点演算部４２１０において、１６（変調信号ｂ）×４（変調信号ｃ）＝６４点についてのブランチメトリックを演算すればよい。

この結果、演算規模を削減することができる。加えて、部分ビット判定部４２０８において上述した実施の形態のように的確に尤度の高いビット４２０８を判定し、これに基づいて候補信号点を削減しているので、判定誤りが少なくなる。これにより、演算規模の削減と受信品質の向上を両立させることができる。

候補信号点選択部４２１２は、候補信号点信号４２１１（例えば６４点分の候補信号点のブランチメトリック）を入力とし、この中からあらかじめ決定されている数分の尤度の高い信号点（例えば１６点）を候補信号点とし選択し、選択した候補信号点を示す候補信号点信号４２１３を出力する。つまり、候補信号点選択部４２１２は、候補信号点演算部４２１０からの例えば６４点分の候補信号点のブランチメトリックに基づいて、その中から尤度の高い１６点を選択し、その１６点を示す候補信号点信号４２１３を出力する。

候補信号点演算部４２１４は、信号Ｚ_１（４２０２）と、行列Ｒの１行（４２０５）と、選択された候補信号点信号４２１３とを入力とする。候補信号点演算部４２１４は、これらを用いて、信号点削減を行い、候補信号点信号４２１５を出力する。具体的に説明する。信号Ｚ_１は、変調信号Ｔｘ_ａ、Ｔｘ_ｂ、変調信号Ｔｘ_ｃの成分で構成されている。このため、例えば各変調信号が１６ＱＡＭ信号の場合には、１６（変調信号ａ）×１６（変調信号ｂ）×１６（変調信号ｃ）＝４０９６点の候補信号点が存在することになるが、候補信号点演算部４２１４では、変調信号ｂ、変調信号ｃについては候補信号点選択部４２１２で選択された４ビットのみを用いて候補信号点信号４２１５を演算により求める。つまり、候補信号点演算部４２１４が演算する候補信号点の数は、１６（変調信号ａ）×１６（変調信号ｂ、ｃ）＝２５６点である。このようにして、候補信号点演算部４２１４は演算すべき候補信号点の数を削減する。実際上、候補信号点演算部４２１４は、このようにして削減した候補信号点についてブランチメトリックを求め、その演算結果を候補信号点信号４２１５として候補信号点決定部４２１６に出力する。

候補信号点決定部４２１６は、候補信号点信号４２１５（例えば２５６点分の候補信号点のブランチメトリック）から最も確からしい候補信号点を求め、最も確からしい信号点を示す候補信号４２１７を出力する。なお、この候補信号４２１７は、例えば図３２の変調信号Ａのディジタル信号３２２、変調信号Ｂのディジタル信号３２３及び変調信号Ｃのディジタル信号３１１８に相当するものである。

このように本実施の形態によれば、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行うにあたって、ＱＲ分解後に単一の変調信号成分のみを含むＱＲ分解信号（信号Ｚ_１）について部分ビット判定を行って尤度の高い信号を判定し、この判定結果を後段の処理に引き継ぐようにしたことにより、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行う場合において、誤り率特性を低下させることなく、演算規模を削減できる。

なお、本実施の形態においては、各変調信号の変調方式が１６ＱＡＭの場合について説明したが、これに限らず、各変調信号の変調方式が１６ＱＡＭ以外の場合にも上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３の場合で説明したがこれに限ったものではない。

（実施の形態１４）
本実施の形態では、実施の形態１３よりも一段と簡易な構成で、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行うことができる構成及び方法を提案する。

本実施の形態では、実施の形態１３と同様に、送信装置が３本のアンテナからそれぞれ異なる変調信号Ａ、Ｂ、Ｃを送信し、受信装置が３本のアンテナでこれを受信する場合を例にとって説明する。

図４３に、本実施の形態の構成例を示す。図４３の信号処理部４３００は、図３１の信号処理部３１１７として用いられる。また、図４３における信号４３０１は、図３１における信号３０８、３１０、３１０２、３０６、３１８、３２０、３１０４、３１６、３１１２、３１１４、３１１６、３１１０に相当する信号群を示している。

ＱＲ分解部４３０２、４３０４、４３０６は、信号群４３０１を入力とし、それぞれ異なるＱＲ分解を行う。

具体的には、ＱＲ分解部４３０２は（８）式の変換を行い、ＱＲ分解部４３０４は（９）式の変換を行い、ＱＲ分解部４３０６は（１０）式の変換を行う。

ただし、Ｒｘ_Ｘ=（Ｔｘ_ｃ，Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｂ）^Ｔ、Ｒｘ_Ｙ=（Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ｃ）^Ｔ、Ｒｘ_Ｚ=（Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ｃ，Ｔｘ_ａ）^Ｔとする。

そして、ＱＲ分解部４３０２は、（８）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４３０３として出力する。ＱＲ分解部４３０４は、（９）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４３０５として出力する。ＱＲ分解部４３０６は、（１０）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４３０７として出力する。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、各ＱＲ分解部４３０２、４３０４、４３０６からの信号４３０３、４３０５、４３０７を入力し、各信号４３０３、４３０５、４３０７について、行列Ｒのうち最上位である１行を除く２行と３行に対してビット単位でブランチメトリックを求めることで、ＭＬＤを行うようになっている。

具体的には、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、信号４３０３を用いて、（８）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ａとＴｘ_ｂについてＭＬＤを行う。例えば、各変調信号Ａ、Ｂの変調方式をＱＰＳＫとする。このとき、ブランチメトリックをＢ１［ａ０］［ａ１］［ｂ０］［ｂ１］［ｃ０］［ｃ１］で表すものとする。ａ０、ａ１は変調信号Ａの送信２ビットを意味し、ａ０、ａ１＝０または１である。同様に、ｂ０、ｂ１は変調信号Ｂの送信２ビットを意味し、ｂ０、ｂ１＝０または１であり、ｃ０、ｃ１は変調信号Ｃの送信２ビットを意味し、ｃ０、ｃ１＝０または１である。ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８が、信号４３０３を用いて、（８）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めるということは、ブランチメトリックＢ１［ａ０］［ａ１］［ｂ０］［ｂ１］［Ｘ］［Ｘ］を求めることに相当する。ここで、Ｘは不定を意味する。これは、（８）式の２行、３行では、変調信号Ｃの成分を含まないからである。従って、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、信号４３０３を用いて、変調信号Ａ、Ｂについて計１６個のブランチメトリックを求める。

同様に、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、信号４３０５を用いて、（９）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ｂとＴｘ_ｃについてＭＬＤを行う。ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８が、信号４３０５を用いて、（９）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めるということは、ブランチメトリックＢ２［Ｘ］［Ｘ］［ｂ０］［ｂ１］［ｃ０］［ｃ１］を求めることに相当する。このようにして、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、信号４３０５を用いて、変調信号Ｂ、Ｃについて計１６個のブランチメトリックを求める。

同様に、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、信号４３０６を用いて、（１０）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ｃとＴｘ_ａについてＭＬＤを行う。ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８が、信号４３０７を用いて、（１０）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めるということは、ブランチメトリックＢ３［ａ０］［ａ１］［Ｘ］［Ｘ］［ｃ０］［ｃ１］を求めることに相当する。このようにして、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、信号４３０７を用いて、変調信号Ｃ、Ａについて計１６個のブランチメトリックを求める。

次に、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、上述のようにして求められたブランチメトリックをビット単位ごとに加算する。変調信号Ａのビットａ０が“０”のときブランチメトリックをＢａ０，０とすると、例えば、ブランチメトリックＢａ０，０を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ａのビットａ０が“１”のときのブランチメトリックをＢａ０，１とすると、ブランチメトリックＢａ０，１を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ａのビットａ１が“０”のとき、“１”のときのブランチメトリックＢａ１，０、Ｂａ１，１を同様にして求める。

また、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ｂのビットｂ０が“０”のときのブランチメトリックをＢｂ０，０とすると、ブランチメトリックＢｂ０，０を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ｂのビットｂ０が“１”のときのブランチメトリックをＢｂ０，１とすると、ブランチメトリックＢｂ０，１を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ｂのビットｂ１が“０”のとき、“１”のときのブランチメトリックＢｂ１，０、Ｂｂ１，１を同様にして求める。

また、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ｃのビットｃ０が“０”のときブランチメトリックをＢｃ０，０とすると、ブランチメトリックＢｃ０，０を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ｃのビットｃ０が“１”のときのブランチメトリックをＢｃ０，１とすると、ブランチメトリックＢｃ０，１を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、変調信号Ｃのビットｃ１が“０”のとき、“１”のときのブランチメトリックＢｃ１，０、Ｂｃ１，１を同様にして求める。

そして、ビット単位ブランチメトリック演算部４３０８は、上述のようにして求めた値を変調信号Ａのビット単位のブランチメトリック群信号４３０９、変調信号Ｂのビット単位のブランチメトリック群信号４３１０、変調信号Ｃのビット単位のブランチメトリック群信号４３１１として出力する。

判定部４３１２は、変調信号Ａのビット単位のブランチメトリック群信号４３０９、変調信号Ｂのビット単位のブランチメトリック群信号４３１０、変調信号Ｃのビット単位のブランチメトリック群信号４３１１に基づいて変調信号Ａ、Ｂ、Ｃについて最も確からしい信号点を判定し、判定結果を受信データ４３１３として出力する。なお、この受信データ４３１３は、例えば図３２の変調信号Ａのディジタル信号３２２、変調信号Ｂのディジタル信号３２３及び変調信号Ｃのディジタル信号３１１８に相当するものである。

このように本実施の形態によれば、それぞれ異なるＱＲ分解を行う複数のＱＲ分解部４３０２、４３０４、４３０６と、ＱＲ分解部４３０２、４３０４、４３０６によって得られた信号４３０３、４３０５、４３０７それぞれについて、最上位の行を除いた行（本実施の形態の例では、行列Ｒの１行を除いた２行と３行）を基にブランチメトリックを求めるビット単位ブランチメトリック演算部４３０８と、そのブランチメトリックに基づいて尤度判定を行う判定部４３１２とを設けたことにより、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行う場合において、誤り率特性を低下させることなく、演算規模を削減できる。

例えば図４２に示したような、段階的に候補信号点を絞り込んでいく構成と比較して、候補信号点を引き継ぐ構成が不要となるため回路規模の簡略化を図ることができると共に、演算による遅延時間を軽減することができるため高速動作が可能となる。

ここで、本実施の形態におけるＱＲ分解の最上位の行を除いたＭＬＤと、従来のＱＲ−ＭＬＤとの設計思想の違いについて言及しておく。例えば、送信アンテナ数３、受信アンテナ数３のシステムにおいて、従来のＱＲ―ＭＬＤは、受信アンテナ数３のダイバーシチゲインを得るためのＭＬＤの近似アルゴリズムである。一方で、本実施の形態は、受信アンテナ数２のダイバーシチを得ることためのＭＬＤの近似アルゴリズムと言うことができる。つまり、一般的には、送信アンテナ数Ｍ、受信アンテナ数Ｍのシステムにおいて、従来のＱＲ―ＭＬＤは、受信アンテナ数Ｍのダイバーシチゲインを得るためのＭＬＤの近似アルゴリズムである。一方で、本実施の形態は、受信アンテナ数Ｍ−Ｐのダイバーシチを得ることためのＭＬＤの近似アルゴリズムである。ただし、Ｍ＞Ｐである。

ここで、本実施の形態の特徴としては、上述したように、従来のＱＲ―ＭＬＤより演算規模を削減することができる点が挙げられる。また、上記Ｍが大きい場合、Ｐを小さく設定すれば、従来のＱＲ―ＭＬＤの受信品質と大きな受信品質の差が発生しないことも特徴として挙げられる。

因みに、ＱＲ分解を用いたＭＬＤの方法としては、ＭＭＳＥの拡張を行っても同様に実施することができる。これについては、例えば、文献“シングルユーザ／マルチユーザＭＩＭＯ伝送方式におけるＭＭＳＥ拡張を行うＱＲＭ−ＭＬＤの検討”電子情報通信学会、信学技報（ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ）ＲＣＳ２００５−１９０、２００６年３月、ｐｐ．７３−７８等に記載された既知の技術なので、その説明は省略する。

なお、本実施の形態において、実施の形態１３と同様に部分ビット判定を最下位の行に対し施す構成を追加すれば、一段と演算規模を削減することができる。

また、本実施の形態では変調信号数が３の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、４以上のときも同様に実施することができる。例えば、送信装置が４本のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する場合にも適用できる。この場合、上述した実施の形態ではＱＲ分解後の２行と３行に対しＭＬＤを行ったが、ＱＲ分解後の３行と４行に対しＭＬＤを施してもよいし、ＱＲ分解後の２行、３行、４行に対しＭＬＤを施すようにしてもよい。つまり、ＱＲ分解後の最上位の行を除いた行を基にＭＬＤを行うようにすればよい。

また、本実施の形態では各変調信号の変調方式がＱＰＳＫの場合について説明したが、これに限ったものではない。

さらに、ブランチメトリックの求め方は、上記のように加算する方法に限ったものではない。例えば、変調信号Ａのビットａ０が“０”のブランチメトリックＢａ０，０は、Ｂ１［０］［０］［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［０］［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［０］［１］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［０］［１］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［１］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［１］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ３［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［０］［０］、Ｂ３［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［０］［１］、Ｂ３［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［１］［０］、Ｂ３［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［１］［１］、Ｂ３［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［０］［０］、Ｂ３［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［０］［１］、Ｂ３［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［１］［０］、Ｂ３［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［１］［１］の中の最小値としてもよい。

ところで、本実施の形態で求めているブランチメトリックは、復号する際の事後確率に相当することになる。さらに事前確率を利用すれば、一段と受信品質を向上させることができる。本実施の形態において、事前確率を利用するためには、例えば（８）式、（９）式、（１０）式それぞれにおいて、２行と３行で形成される行列の逆行列を求め、その逆行列から分離後のＳＮＲ（上記（３）式、（４）式関連参照）を求めて、これを用いればよい。

（実施の形態１５）
本実施の形態では、基本的には、実施の形態１４と同様にそれぞれ異なるＱＲ分解を行う複数のＱＲ分解部を設けることにより、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行う場合において、誤り率特性を低下させることなく、演算規模を削減できる構成及び方法について提案する。本実施の形態は、複数のＱＲ分解の仕方が実施の形態１４とは異なる。

本実施の形態では、実施の形態１４と同様に、送信装置が３本のアンテナからそれぞれ異なる変調信号Ａ、Ｂ、Ｃを送信し、受信装置が３本のアンテナでこれを受信する場合を例にとって説明する。

図４４に、本実施の形態の構成例を示す。図４４の信号処理部４４００は、図３１の信号処理部３１１７として用いられる。また、図４４における信号４３０１は、図３１における信号３０８、３１０、３１０２、３０６、３１８、３２０、３１０４、３１６、３１１２、３１１４、３１１６、３１１０に相当する信号群を示している。

ＱＲ分解部４３０２、４３０４、４３０６は、信号群４３０１を入力とし、それぞれ異なるＱＲ分解を行う。

具体的には、ＱＲ分解部４４０１Ａは（１７）式の変換を行い、ＱＲ分解部４４０２Ａは（１８）式の変換を行い、ＱＲ分解部４４０１Ｂは（１９）式の変換を行い、ＱＲ分解部４４０２Ｂは（２０）式の変換を行い、ＱＲ分解部４４０１Ｃは（２１）式の変換を行い、ＱＲ分解部４４０２Ｃは（２２）式の変換を行う。

ただし、Ｒｘ_ａ１＝（Ｔｘ_ｃ，Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ａ）^Ｔ、Ｒｘ_ａ２＝（Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ｃ，Ｔｘ_ａ）^Ｔ、Ｒｘ_ｂ１＝（Ｔｘ_ｃ，Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｂ）^Ｔ、Ｒｘ_ｂ２＝（Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｃ，Ｔｘ_ｂ）^Ｔ、Ｒｘ_ｃ１＝（Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ｃ）^Ｔ、Ｒｘ_ｃ２＝（Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ｃ）^Ｔとする。

そして、ＱＲ分解部４４０１Ａは、（１７）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４４０３Ａとして出力する。ＱＲ分解部４４０２Ａは、（１８）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４４０４Ａとして出力する。ＱＲ分解部４４０１Ｂは、（１９）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４４０３Ｂとして出力する。ＱＲ分解部４４０２Ｂは、（２０）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４４０４Ｂとして出力する。ＱＲ分解部４４０１Ｃは、（２１）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４４０３Ｃとして出力する。ＱＲ分解部４４０２Ｃは、（２２）式の信号Ｚ_１、信号Ｚ_２、信号Ｚ_３、行列Ｒの１行、行列Ｒの２行、行列Ｒの３行を信号４４０４Ｃとして出力する。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、各ＱＲ分解部４４０１Ａ、４４０２Ａからの信号４４０３Ａ、４４０４Ａを入力し、各信号４４０３Ａ、４４０４Ａについて、行列Ｒのうち最上位である１行を除く２行と３行に対してビット単位でブランチメトリックを求めることで、ＭＬＤを行うようになっている。

具体的には、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、信号４４０３Ａを用いて、（１７）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ａとＴｘ_ｂについてＭＬＤを行う。また、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、信号４４０４Ａを用いて、（１８）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ａとＴｘ_ｃについてＭＬＤを行う。例えば、各変調信号の変調方式をＱＰＳＫの場合、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、信号４４０３Ａを用いて、（１７）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位のブランチメトリックＢ１［ａ０］［ａ１］［ｂ０］［ｂ１］［Ｘ］［Ｘ］を求める。つまり、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、信号４４０３Ａを用いて、変調信号Ａ、Ｂについて計１６個のブランチメトリックを求める。また、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、信号４４０４Ａを用いて、（１８）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位のブランチメトリックＢ２［ａ０］［ａ１］［Ｘ］［Ｘ］［ｃ０］［ｃ１］を求める。つまり、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、信号４４０４Ａを用いて、変調信号Ａ、Ｃについて計１６個のブランチメトリックを求める。

次に、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、このようにして求めたブランチメトリックをビット単位ごとに加算する。変調信号Ａのビットａ０が“０”のときブランチメトリックをＢａ０，０とすると、例えば、ブランチメトリックＢａ０，０を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、変調信号Ａのビットａ０が“１”のときのブランチメトリックをＢａ０，１とすると、ブランチメトリックＢａ０，１を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａは、変調信号Ａのビットａ１が“０”のとき、“１”のときのブランチメトリックＢａ１，０、Ｂａ１，１を同様にして求める。そして、このようにして求めた値を変調信号Ａのビット単位のブランチメトリック群信号４４０６Ａとして出力する。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、各ＱＲ分解部４４０１Ｂ、４４０２Ｂからの信号４４０３Ｂ、４４０４Ｂを入力し、各信号４４０３Ｂ、４４０４Ｂについて、行列Ｒのうち最上位である１行を除く２行と３行に対してビット単位でブランチメトリックを求めることで、ＭＬＤを行うようになっている。

具体的には、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、信号４４０３Ｂを用いて、（１９）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ｂとＴｘ_ａについてＭＬＤを行う。また、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、信号４４０４Ｂを用いて、（２０）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ｂとＴｘ_ｃについてＭＬＤを行う。例えば、各変調信号の変調方式をＱＰＳＫの場合、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、信号４４０３Ｂを用いて、（１９）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位のブランチメトリックＢ３［ａ０］［ａ１］［ｂ０］［ｂ１］［Ｘ］［Ｘ］を求める。つまり、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、信号４４０３Ｂを用いて、変調信号Ｂ、Ａについて計１６個のブランチメトリックを求める。また、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、信号４４０４Ｂを用いて、（２０）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位のブランチメトリックＢ４［Ｘ］［Ｘ］［ｂ０］［ｂ１］［ｃ０］［ｃ１］を求める。つまり、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、信号４４０４Ｂを用いて、変調信号Ｂ、Ｃについて計１６個のブランチメトリックを求める。

次に、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、このようにして求めたブランチメトリックをビット単位ごとに加算する。変調信号Ｂのビットｂ０が“０”のときブランチメトリックをＢｂ０，０とすると、例えば、ブランチメトリックＢｂ０，０を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、変調信号Ｂのビットｂ０が“１”のときのブランチメトリックをＢｂ０，１とすると、ブランチメトリックＢｂ０，１を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｂは、変調信号Ｂのビットｂ１が“０”のとき、“１”のときのブランチメトリックＢｂ１，０、Ｂｂ１，１を同様にして求める。そして、このようにして求めた値を変調信号Ｂのビット単位のブランチメトリック群信号４４０６Ｂとして出力する。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、各ＱＲ分解部４４０１Ｃ、４４０２Ｃからの信号４４０３Ｃ、４４０４Ｃを入力し、各信号４４０３Ｃ、４４０４Ｃについて、行列Ｒのうち最上位である１行を除く２行と３行に対してビット単位でブランチメトリックを求めることで、ＭＬＤを行うようになっている。

具体的には、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、信号４４０３Ｃを用いて、（２１）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ｃとＴｘ_ａについてＭＬＤを行う。また、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、信号４４０４Ｃを用いて、（２２）式の２行と３行を基にビット単位でブランチメトリックを求めることで、Ｔｘ_ｃとＴｘ_ｂについてＭＬＤを行う。例えば、各変調信号の変調方式をＱＰＳＫの場合、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、信号４４０３Ｃを用いて、（２１）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位のブランチメトリックＢ３［ａ０］［ａ１］［Ｘ］［Ｘ］［ｃ０］［ｃ１］を求める。つまり、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、信号４４０３Ｃを用いて、変調信号Ｃ、Ａについて計１６個のブランチメトリックを求める。また、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、信号４４０４Ｃを用いて、（２２）式で示される行列Ｒの２行と３行を基にビット単位のブランチメトリックＢ６［Ｘ］［Ｘ］［ｂ０］［ｂ１］［ｃ０］［ｃ１］を求める。つまり、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、信号４４０４Ｃを用いて、変調信号Ｃ、Ｂについて計１６個のブランチメトリックを求める。

次に、ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、このようにして求めたブランチメトリックをビット単位ごとに加算する。変調信号Ｃのビットｃ０が“０”のときブランチメトリックをＢｃ０，０とすると、例えば、ブランチメトリックＢｃ０，０を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、変調信号Ｃのビットｃ０が“１”のときのブランチメトリックをＢｃ１とすると、ブランチメトリックＢｃ０，１を次のように求める。

ビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ｃは、変調信号Ｃのビットｃ１が“０”のとき、“１”のときのブランチメトリックＢｃ１，０、Ｂｃ１，１を同様にして求める。そして、このようにして求めた値を変調信号Ｃのビット単位のブランチメトリック群信号４４０６Ｃとして出力する。

判定部４４０７は、変調信号Ａのビット単位のブランチメトリック群信号４４０６Ａ、変調信号Ｂのビット単位のブランチメトリック群信号４４０６Ｂ、変調信号Ｃのビット単位のブランチメトリック群信号４４０６Ｃに基づいて変調信号Ａ、Ｂ、Ｃについて最も確からしい信号点を判定し、判定結果を受信データ４４０８として出力する。なお、この受信データ４４０８は、例えば図３２の変調信号Ａのディジタル信号３２２、変調信号Ｂのディジタル信号３２３及び変調信号Ｃのディジタル信号３１１８に相当するものである。

ここで、実施の形態１４の構成と、本実施の形態の構成とを比較すると、実施の形態１４では、ＱＲ分解部４３０２、４３０４、４３０６間で全ての行を入れ替えてＱＲ分解を行うようにしている。これに対して、本実施の形態では、ＱＲ分解部４４０１Ａと４４０２Ａとの間、４４０１Ｂと４４０２Ｂとの間、４４０１Ｃと４４０２Ｃとの間で、最下位行（３行）を固定とし、それ以外の行を入れ替えてＱＲ分解を行うようにした。

このように本実施の形態によれば、それぞれ異なるＱＲ分解を行う複数のＱＲ分解部４４０１Ａ、４４０２Ａ、４４０１Ｂ、４４０２Ｂ、４４０１Ｃ、４４０２Ｃと、ＱＲ分解部４４０１Ａ、４４０２Ａ、４４０１Ｂ、４４０２Ｂ、４４０１Ｃ、４４０２Ｃによって得られた信号４４０３Ａ、４４０４Ａ、４４０３Ｂ、４４０４Ｂ、４４０３Ｃ、４４０４Ｃそれぞれについて、最上位の行を除いた行（本実施の形態の例では、行列Ｒの１行を除いた２行と３行）を基にブランチメトリックを求めるビット単位ブランチメトリック演算部４４０５Ａ、４４０５Ｂ、４４０５Ｃと、そのブランチメトリックに基づいて尤度判定を行う判定部４４０７とを設けたことにより、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行う場合において、誤り率特性を低下させることなく、演算規模を削減できる。

例えば図４２に示したような、段階的に候補信号点を絞り込んでいく構成と比較して、候補信号点を引き継ぐ構成が不要となるため回路規模の簡略化を図ることができると共に、演算による遅延時間を軽減することができるため高速動作が可能となる。

なお、本実施の形態では変調信号数が３の場合を例に説明したがこれに限ったものではなく、４以上のときも同様に実施することができる。変調信号数３の場合は、ＱＲ分解後の２行と３行に対しＭＬＤを行い、かつ、最下位行である３行に、求めたい変調信号が属するようにＱＲ分解を行ったが、例えば、送信装置が４本のアンテナ数からそれぞれ異なる変調信号を送信する場合は、ＱＲ分解後の３行と４行に対しＭＬＤを施し、かつ、最下位行である４行に、求めたい変調信号が属するようにＱＲ分解を行うようにすればよい。この場合、例えば、ＱＲ分解後の２行、３行、４行に対しＭＬＤを施し、かつ、最下位行である４行に、求めたい変調信号が属するようにＱＲ分解を行うようにすればよい。

また、本実施の形態では各変調信号の変調方式がＱＰＳＫの場合について説明したが、これに限ったものではない。

さらに、ブランチメトリックの求め方は、上記のように加算する方法に限ったものではない。例えば、変調信号Ａのビットａ０が“０”のブランチメトリックＢａ０，０は、Ｂ１［０］［０］［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［０］［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［０］［１］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［０］［１］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［１］［０］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ１［０］［１］［１］［１］［Ｘ］［Ｘ］、Ｂ２［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［０］［０］、Ｂ２［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［０］［１］、Ｂ２［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［１］［０］、Ｂ２［０］［０］［Ｘ］［Ｘ］［１］［１］、Ｂ２［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［０］［０］、Ｂ２［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［０］［１］、Ｂ２［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［１］［０］、Ｂ２［０］［１］［Ｘ］［Ｘ］［１］［１］の中の最小値としてもよい。

ところで、本実施の形態で求めているブランチメトリックは、復号する際の事後確率に相当することになる。さらに事前確率を利用すれば、一段と受信品質を向上させることができる。本実施の形態において、事前確率を利用するためには、例えば（１７）式、（１８）式、（１９）式、（２０）式、（２１）式、（２２）式それぞれにおいて、２行と３行で形成される行列の逆行列を求め、その逆行列から分離後のＳＮＲ（上記（３）式、（４）式関連参照）を求めて、これを用いればよい。

また、本実施の形態においては、各変調信号を最下位行に固定し、それ以外の行を入れ替えた全ての組み合わせについてＱＲ分解を行い、ブランチメトリックを求める場合について説明したが、必ずしも各変調信号が最下位行となる全ての組み合わせについてＱＲ分解及びブランチメトリック演算を行う必要はない。例えば、本実施の形態では、変調信号Ａに着目した場合、変調信号Ａが最下位行となる全ての場合、つまり、（１７）式、（１８）式に対しＱＲ分解を行っている。しかし、（１７）式のみだけで、変調信号Ａのブランチメトリックを求めてもよい。これにより、演算規模を削減することができる。特に、送信変調信号数が増加した場合、ＱＲ分解を行う回数は、演算規模の急激な増大を招くことになるので、適宜ＱＲ分解の処理数を設定すると、演算規模の削減の点で有効となる。このＱＲ分解の処理数は、例えば重要な変調信号ほど処理数を多くし、逆に重要でない変調信号ほど処理数を少なくすれば、有効に演算規模を削減することができるようになる。

（他の実施の形態）
なお上述した実施の形態では、主に、本発明を、スペクトル拡散通信方式及びＯＦＤＭ方式に適用する場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、シングルキャリア方式や、ＯＦＤＭ方式以外のマルチキャリア方式、さらにはマルチキャリア方式とスペクトル拡散通信方式を併用した方式に対しＭＩＭＯ伝送を用いた場合にも同様の効果を得ることができる。

また変調方式として主に１６値の多値変調を用いた場合について説明したが、１６値以外の多値変調を用いた場合にも同様の効果を得ることができる。すなわち、上述した実施の形態では、１６値の多値変調信号を受信したときに、図８Ｂ、図１０Ｂ、図１４Ｂに示したようにして部分ビットを求めたが、これに限らない。例えば、１シンボルでｍビットを送信する変調方式の場合、部分ビット判定により求めたｋ（ｋ≦ｍ）ビットに基づいてｍビットをｍ−ｋビットに絞り込み（すなわち候補信号点数を削減し）、削減した候補信号点に対して尤度検波を行えば、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。また部分ビットを求める場合の領域の分け方は、図８Ｂ、図１０Ｂ、図１４Ｂ、図１６、図１７、図１８に限らず、別の領域分けを適用することもできる。

また上述した実施の形態では、主に、部分ビットを判定するにあたって逆行列演算を行う場合について述べたが、部分ビットの判定方法はこれに限らず、要は、尤度検波とは異なる検波方法でかつ尤度復号よりも演算量の少ない検波方法によって部分ビットを求めるようにすれば、全てのビットを尤度検波により求める場合と比較して演算量を削減できるので、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。

さらに上述した実施の形態では、主に、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２、送信信号数２の場合を例に説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数ｎ、受信アンテナ数ｎ、送信信号数ｎ（ｎ≧３）の装置にも適用できる。また送信アンテナ数、送信信号数よりも受信アンテナ数を多くし、分離、信号点削減を行う際に、合成又は選択ダイバーシチを行うことで、分離精度や受信品質の向上を狙った装置にも適用することができる。

本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号の一部のビットのみを復調する部分ビット復調部と、復調された部分ビット及びチャネル推定値を用いて候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された候補信号点と受信ベースバンド信号とを用いて尤度検波を行う尤度検波部とを具備する構成を採る。

この構成によれば、部分ビット復調部では尤度検波とは異なる検波方法を用いて一部のビットのみを復調するので、少ない演算量で部分ビットを得ることができる。また尤度検波部では、削減された候補信号点を用いて尤度検波を行うので、少ない演算量で残りのビットを精度良く求めることができる。このように、尤度検波を部分的に行うようにしているので、ユークリッド距離を求める演算回数を削減しつつ、誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、各変調信号の受信品質に基づいて、信号点削減部での候補信号点削減に、どの変調信号の部分ビットを用いるかを制御する制御部をさらに具備する構成を採る。

この構成によれば、単純に全ての変調信号の部分ビットを用いて信号点削減を行う場合と比較して、誤っている確率が高い部分ビットを信号点削減処理に用いないようにすることができるので、より的確な信号点削減処理を行うことができ、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、各変調信号の受信品質に基づいて、信号点削減部での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用いるかを制御する制御部をさらに具備する構成を採る。

この構成によれば、単純に全ての変調信号につき同じ数だけ部分ビットを用いて信号点削減を行う場合と比較して、誤っている確率が高い部分ビットを信号点削減処理に用いないようにすることができるので、より的確な信号点削減処理を行うことができ、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット復調部は、受信信号を各変調信号に分離する分離部と、分離された変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を求め、求めた候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを１つずつ反転し、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索し、各反転ビット毎に、受信点と前記複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出し、前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出し、検出した最大ユークリッド距離に対応する１ビットを復調部分ビットとする部分ビット判定部とを具備する構成を採る。

この構成によれば、部分ビット判定部によって、誤っている確率の非常に低い１ビットを得ることができるので、より的確な信号点削減処理を行うことができ、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット復調部は、チャネル推定値を用いたチャネル推定行列の逆行列演算によって各変調信号を分離する分離部と、分離された変調信号の部分ビットを判定する部分ビット判定部とを具備する構成を採る。

本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット判定部は、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）演算を行うことにより各変調信号を分離する分離部と、分離された変調信号の部分ビットを判定する部分ビット判定部とを具備する構成を採る。

これらの構成によれば、尤度検波を場合と比較して、少ない演算量で部分ビットを決定することができる。

本発明の部分ビット判定方法の一つの態様においては、変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を検出する最小距離候補点検出ステップと、検出した候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを１つずつ反転するビット反転ステップと、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索するステップと、各反転ビット毎に、受信点と前記探索した複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出するステップと、各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出するステップと、検出した最大ユークリッド距離に対応するビットを部分ビットとして決定するステップとを含むようにする。

この方法によれば、最小距離候補点検出ステップで検出した候補信号点により表されるビット列の中で最も信頼性の高いビットを決定できるので、誤っている確率の非常に低い１ビットを決定することができる。

本発明の送信装置の一つの態様においては、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置であって、ＩＱ平面上で、複数の信号点セットに分割され、かつ信号点セット内の最小信号点間距離が信号点セット間の最小信号点距離よりも小さくされている信号点配置を用いて、送信ビットを信号点マッピングすることにより変調信号を得る変調部と、変調部により得られた変調信号を送信するアンテナとを具備する構成を採る。

この構成によれば、受信側で、信号セット内の信号点に共通のビットを容易かつ的確に判定できるようになる。よって、変調信号の一部のビット（部分ビット）のみを復調することが求められる受信装置にとって、非常に都合の良い送信信号を形成できる。

本発明の送信装置の一つの態様においては、同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号化する符号化部をさらに具備する構成を採る。

この構成によれば、受信側で、信号点セット内で共通の部分ビット単位で誤り訂正処理を行うことができるようになるので、受信側で、一段と簡易な構成で一段と誤っている可能性の低い部分ビットを得ることができるようになる。

本発明の送信装置の一つの態様においては、符号化部は、同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットについては、他の送信ビットよりも誤り訂正能力の高い符号化を施す構成を採る。

この構成によれば、受信側で、一段と誤っている可能性の低い部分ビットを得ることができるようになる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット復調部は、６４ＱＡＭ変調された変調信号の一部のビットを復調するにあたって、当該受信信号点がＩＱ平面上でのどの領域に存在するかに応じて、１シンボルを構成する６ビットのビット列のうちの何番目のビットを部分ビットとして復調するかを変更する構成を採る。

この構成によれば、部分ビット復調部で復調する部分ビットの誤り特性が向上するので、尤度検波部で用いる削減された候補信号点の信頼性が向上する。この結果、最終的な復調ビットの誤り率特性を向上させることができるようになる。

本発明の受信装置の一つの態様においては、それぞれ異なるＱＲ分解を行う複数のＱＲ分解部と、ＱＲ分解部によって得られた信号それぞれについて、最上位の行を除いた行を基にブランチメトリックを求めるビット単位ブランチメトリック演算部と、そのブランチメトリックに基づいて尤度判定を行う判定部とを具備する構成を採る。

この構成によれば、ＱＲ分解を用いたＭＬＤを行う場合において、誤り率特性を低下させることなく、演算規模を削減できるようになる。

本発明の受信装置は、例えばＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）方式やＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ方式のように、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線通信システムに広く適用できる。

本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１のフレーム構成を示す図 本発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図 受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態における送受信アンテナの関係を示す図 変調信号Ａに適用する１６ＱＡＭのビット配置を示す図 変調信号Ｂに適用する１６ＱＡＭのビット配置を示す図 １６ＱＡＭの変調信号Ａと１６ＱＡＭの変調信号Ｂを受信したときの推定信号点（候補信号点）の信号点配置例を示す図 １６ＱＡＭのビット配置を示す図 実施の形態１における、１６ＱＡＭの部分ビット判定のための領域分割の仕方を示す図 実施の形態１における信号点削減後の信号点状態を示す図 １６ＱＡＭのビット配置を示す図 １６ＱＡＭの２ビットを部分ビット判定するための領域分割の仕方を示す図 実施の形態１の送信装置の構成を示すブロック図 図１１の送信装置から送信される変調信号Ａのフレーム構成を示す図 図１１の送信装置から送信される変調信号Ｂのフレーム構成を示す図 図１１の送信装置からの信号を受信する受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態２の送信装置による信号点配置を示す図 実施の形態２の受信装置による部分ビット判定時の領域分割の仕方を示す図 実施の形態２の信号処理部の別の構成例を示すブロック図 ６４ＱＡＭの信号点配置を示す図 実施の形態３の送信装置による信号点配置、及び受信装置による部分ビット判定のための領域分割の仕方を示す図 実施の形態３の送信装置による信号点配置、及び受信装置による部分ビット判定のための領域分割の仕方を示す図 実施の形態４の送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態４の受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 図２０の軟判定値計算部による演算処理の説明に供する図 実施の形態４の信号処理部の別の構成例を示すブロック図 実施の形態５の符号化部の構成を示すブロック図 実施の形態５における変調信号Ａの部分ビットを判定する部分ビット判定部の構成を示す図 実施の形態５における変調信号Ｂの部分ビットを判定する部分ビット判定部の構成を示す図 実施の形態５の尤度検波部の構成を示す図 実施の形態５の符号化部の別の構成例を示すブロック図 実施の形態５における受信装置の信号処理部の別の構成例を示すブロック図 実施の形態６においてトレリス符号化変調を行うための変調部の構成を示すブロック図 ＱＰＳＫ信号を部分ビット判定するための領域分割の仕方を示す図 実施の形態７の送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態７のフレーム構成を示す図 実施の形態７の受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態７における受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態７における受信装置の信号処理部の別の構成を示すブロック図 実施の形態８の１ビット判定処理の説明に供する図 実施の形態８の１ビット判定処理手順を示すフローチャート 実施の形態９の領域分割の説明に供する図 実施の形態９の領域分割の説明に供する図 実施の形態１１におけるマンハッタン距離とユークリッド距離の説明に供する図 実施の形態１１におけるマンハッタン距離を用いたユークリッド距離の近似の説明に供する図 実施の形態１１の尤度検波のための回路構成例を示すブロック図 実施の形態１２の部分ビット判定処理手順を示すフローチャート 実施の形態１３における受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態１４における受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態１５における受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 従来のマルチアンテナ送信装置及び受信装置の概略構成を示すブロック図

符号の説明

１００、１１００、１９００、２９００ 送信装置
１０２、１１０、１１０２、１１１２、２９０２ 変調部
１０８、１１６、３０１、３１１、１１１０、１１２０、１３０１、１３１１、２９０８、３１０５ アンテナ
３００、１３００、３１００ 受信装置
３０７、３０９、３１７、３１９、１３０７、１３０９、１３１７、１３１９、３１０１、３１０３、３１１１、３１１３、３１１５ チャネル変動推定部
３０８、３１０、３１８、３２０、１３０８、１３１０、１３１８、１３２０、３１０２、３１０４、３１１２、３１１４、３１１６ チャネル変動信号
３２１、１３２１、２０００、２２００、２６００、３１１７、４２００、４３００、４４００ 信号処理部
３２２、３２３、１３２２、１３２３、２００４、３１１８、３２１３ 受信ディジタル信号
５０７、３２０１ 分離部
５０８ 変調信号Ａの推定ベースバンド信号
５０９、５１２、３２０８、４２０８ 部分ビット判定部
５１０、５１３、３２０９ 部分ビット情報
５１１ 変調信号Ｂの推定ベースバンド信号
５１４、５１６、３２１０ 信号点削減部
５１５、５１７ 削減後の信号点情報
５１８、３２１２ 尤度検波部
５５０、２６１０、３２３０ 部分ビット復調部
１９０２、２３００、２５００ 符号化部
３２０７ 変調信号Ｃの推定ベースバンド信号
３３０１ 制御部
４２０１、４３０２、４３０４、４３０６、４４０１Ａ、４４０２Ａ、４４０１Ｂ、４４０２Ｂ、４４０１Ｃ、４４０２Ｃ ＱＲ分解部

Claims (3)

1. 送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、
   各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、
   前記チャネル推定値と前記受信信号とを入力とし、前記チャネル推定値から候補信号点を求め、前記候補信号点と前記受信信号とのユークリッド距離の近似値を、ビットシフト及び加算器を用いて算出するユークリッド距離算出部と
   を具備し、
   前記ユークリッド距離算出部は、ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＜｜ｙ｜である場合には、更に、
   ０＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜とし、
   ｜ｙ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／８）とし、
   ｜ｙ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４）とし、
   ｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｘ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４＋１／８）として、
   出力する
   受信装置。
2. 送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、
   各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、
   前記チャネル推定値と前記受信信号とを入力とし、前記チャネル推定値から候補信号点を求め、前記候補信号点と前記受信信号とのユークリッド距離の近似値を、ビットシフト及び加算器を用いて算出するユークリッド距離算出部と
   を具備し、
   前記ユークリッド距離算出部は、ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＞｜ｙ｜である場合には、更に、
   ０＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜とし、
   ｜ｘ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／８）とし、
   ｜ｘ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４）とし、
   ｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｙ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４＋１／８）として、
   出力する
   受信装置。
3. 複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、
   各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、
   尤度検波とは異なる検波方法を用いて前記変調信号の一部のビットのみを復調する部分ビット復調部と、
   復調された部分ビット及び前記チャネル推定値を用いて候補信号点を削減する信号点削減部と、
   削減された前記候補信号点と受信ベースバンド信号とを用いて尤度検波を行う尤度検波部と
   を具備し、
   前記尤度検波部は、前記候補信号点と前記受信ベースバンド信号の受信信号点とのマンハッタン距離に基づいて尤度検波を行い、
   ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、
   ｜ｘ｜＜｜ｙ｜である場合には、更に、
   ０＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜とし、
   ｜ｙ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／８）とし、
   ｜ｙ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｘ｜＜｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４）とし、
   ｜ｙ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｘ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｙ｜×（１＋１／４＋１／８）として、
   尤度検波を行い、
   ＩＱ平面上における前記候補信号点と前記受信信号点との、Ｉ方向の距離ｘとＱ方向の距離ｙの大きさが、｜ｘ｜＞｜ｙ｜である場合には、更に、
   ０＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜とし、
   ｜ｘ｜×（１／４＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／８）とし、
   ｜ｘ｜×（１／２＋１／８）＜｜ｙ｜＜｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４）とし、
   ｜ｘ｜×（１／２＋１／４＋１／８）＜｜ｙ｜の関係にある場合にはユークリッド距離の近似値を｜ｘ｜×（１＋１／４＋１／８）として、
   尤度検波を行う
   受信装置。

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