KR100885746B1 - 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 - Google Patents

통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호 중 제1수신 신호, 및 다수의 송수신 안테나간에 형성된 채널 행렬 중 제1채널 행렬을 확인하고, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 산출하여 제1제거 시퀀스를 결정하고, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬에서 상기 제1제거 시퀀스를 분할하고, 상기 제1수신 신호와 상기 분할된 제1제거 시퀀스를 이용하여 제1송신 신호에 해당하는 제1복호 신호를 출력하며, 상기 제1복호 신호에 대한 비선형 간섭 제거 연산을 수행하여 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 결정하고, 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 이용하여 제2수신 신호를 출력한다.

Description

통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식의 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 WMAN 시스템의 물리 채널(physical channel)에 광대역(broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 함)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16a/d 통신 시스템은 현재 가입자 단말기(SS: Subscriber Station, 이하 'SS'라 칭하기로 함)가 고정된 상태, 즉 SS의 이동성을 전혀 고려하지 않은 상태 및 단일 셀 구조만을 고려하고 있는 시스템이다. 이와는 달리 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 SS의 이동성을 고려하는 시스템이 며, 상기 이동성을 가지는 SS를 이동국(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함)이라고 칭하기로 한다.
그리고, IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 복수개의 수신 안테나들과 복수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 MIMO 방식의 적용이 가능하다. 상기 MIMO 방식의 통신 시스템에서 복수개의 송신 안테나들 각각에 대해 어떤 데이터를 송신할 것인지는 시공간 부호화에 의해 결정되며 수신 안테나들 각각은 상기 송신 안테나 각각으로부터 송신된 신호를 수신하여 시공간 복호화를 수행한다. 이러한 시공간 부호화는 동일 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 송신하기 위해 서로 다른 포맷으로 부호화하는 시공간 송신 다이버시티 기법 또는 서로 다른 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 송신하는 공간 다중화 기법으로 구현된다.
일반적으로 공간 다중화 기법에서 시공간 부호화된 신호는 수신기에서 공동 또는 분리 검출(joint or separate detection) 방식을 통해 복호화된다. 공동 검출 방식에서는 하나의 송신 안테나로부터 송신된 신호뿐만 아니라 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호들도 고려하여야 한다. 이러한 특성 때문에 공간 다중화 MIMO 방식의 통신 시스템을 이용하기 위한 다중화 방식으로 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 함)나 제로-포싱(ZF: Zero-Forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 함)을 기반으로 하여 수신된 신호를 복호화하는 다중화 방식들이 알려져 있다.
이러한 다중화 방식들은 수신 신호의 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio: 이하 'SNR'이라 칭하기로 함)에 따라 각각 상이한 데이터 성능을 나타낸다. 예컨대 상기 MMSE를 이용하여 복호화하는 다중화 방식은, 높은 SNR에서 다른 다중화 방식보다 데이터 수신 성능이 낮지만, 낮은 SNR에서 다른 다중화 방식보다 높은 데이터 수신 성능을 얻을 수 있다. 그러나, 일반적으로 통신 시스템은 시변하는 무선 채널 환경에서 SNR이 가변하며, 이러한 가변하는 SNR에 상응하여 적응적으로 높은 데이터 수신 성능을 얻을 수 있는 다중화 방식을 이용한 신호 수신 방안이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입력 다중 출력 방식의 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 수신 신호의 복호시 오류를 최소화하여 복호 성능을 향상시키기 위한 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
아울러, 본 발명의 다른 목적은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 복수의 송신 안테나들을 통해 송신한 복수의 송신 신호들을 수신할 경우 간섭 제거 연산을 이용한 송신 신호들의 복호를 통해 신호의 검출 오류를 최소화하여 수신 성능을 향상시키기 위한 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 방법에 있어서, 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호 중 제1수신 신호, 및 다수의 송수신 안테나간에 형성된 채널 행렬 중 제1채널 행렬을 확인하는 단계와, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 산출하여 제1제거 시퀀스를 결정하고, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬에서 상기 제1제거 시퀀스를 분할하는 단계와, 상기 제1수신 신호와 상기 분할된 제1제거 시퀀스를 이용하여 제1송신 신호에 해당하는 제1복호 신호를 출력하는 단계와, 상기 제1복호 신호에 대한 비선형 간섭 제거 연산을 수행하여 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 결정하고, 상기 제1 제거 시퀀스의 심벌을 이용하여 제2수신 신호를 출력하는 단계를 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 장치에 있어서, 상기 수신 장치는 다수의 송수신기에 상응하는 다수의 서브 복호 모듈을 포함하며, 상기 서브 복호 모듈은, 다수의 송수신 안테나간에 형성된 채널 행렬 중 제1채널 행렬을 입력받고, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 산출하는 행렬 계산기와, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 입력받아 제1제거 시퀀스를 결정하는 제1결정기와, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬에서 상기 제1제거 시퀀스를 분할하는 분할기와, 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호 중 제1수신 신호와 상기 분할된 제1제거 시퀀스를 곱하여 제1송신 신호에 해당하는 제1복호 신호를 출력하는 제1곱셈기와, 상기 제1복호 신호에 대한 비선형 간섭 제거 연산을 수행하여 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 결정하는 제2결정기와, 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 이용하여 상기 제1수신 신호의 다음 신호인 제2수신 신호를 출력하는 연산기를 포함한다.
본 발명은, 다중 입력 다중 출력 방식의 통신 시스템에서 수신기의 복호기가 비선형 검출 간섭 제거 연산을 이용한 복호 방식으로 송신기가 복수의 송신 안테나들을 통해 송신한 복수의 송신 신호들을 복호함으로써 신호의 검출 에러 오차를 최소화하여 복호를 수행할 수 있다. 그에 따라, 본 발명은 복수의 송신 안테나들이 송신한 송신 신호의 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩뜨리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은, 통신 시스템, 일예로 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 함) 통신 시스템인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는, 설명의 편의상 상기 통신 시스템을 IEEE 802.16 통신 시스템에서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 함)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템을 일예로 하여 설명하지만, 본 발명에서 제안하는 수신 장치 및 방법은 다른 통신 시스템들에도 적용될 수 있다.
또한, 본 발명은, 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식의 통신 시스템에서 소정의 셀을 관장하는 기지국(BS: Base Station, 이하 'BS'라 칭하기로 함)과 상기 소정의 셀 내에 존재하며 상기 BS로부터 통신 서비스를 제공받는 이동국(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함) 간의 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다. 본 발명의 실시예에서는 하향링크(DL: DownLink, 이하 'DL'이라 칭하기로 함)에서 BS의 송신기가 복수 의 송신 안테나들을 통해 복수의 신호들을 상기 DL의 무선 채널로 송신하면, 복수의 수신 안테나들을 통해 MS의 수신기가 신호들을 수신하고, 상기 수신한 신호들의 평균자승오류를 최소화하는 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 함) 기반의 복호 방식과 상기 수신기가 수신한 신호들에서 순차적으로 연속적인 간섭 제거를 수행하여 상기 송신 안테나들을 통해 송신된 신호들을 순차적으로 출력하는 순차 연속 간섭 제거(OSIC: Ordered Successive Interference Cancellation, 이하 'OSIC'라 칭하기로 함) 기반의 복호 방식(이하 'MMSE-OSIC'라 칭하기로 함)을 이용한 복호시 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 복호한다. 또한, 상향링크(UL: UpLink, 이하 'UL'이라 칭하기로 함)에서 복수의 MS들 각 송신기가 하나의 송신 안테나를 통해 신호를 상기 UL의 무선 채널로 송신하면, BS의 수신기가 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하고, 상기 수신한 신호를 전술한 바와 같이 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 MMSE-OSIC 복호 방식으로 복호한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는 DL에서 BS의 송신기가 복수의 송신 안테나들을 통해 복수의 신호들을 송신할 경우 MS의 수신기가 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하는 장치 및 방법을 중심으로 설명하지만 UL에서도 동일하게 적용 가능하다.
이때, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 방식의 통신 시스템에서 상기 BS 및 MS의 수신기는 송신기가 복수의 송신 안테나들을 통해 송신하는 복수의 송신 신호들을 복수의 수신 안테나들로 수신할 경우, 상기 수신 안테나들이 수신한 송신 신호들의 잡음 및 간섭에 따른 비선형(non-linear) 검출에 기반한 간섭 제거(이하 '소 프트 간섭 제거(soft interference cancellation)'라 칭하기로 함) 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 수신 신호의 에러 오차, 예컨대 상기 수신 신호에서 송신 신호들의 검출시의 오차를 최소화하여 복호함으로써 신호의 수신 성능을 향상시킨다. 여기서, 상기 수신기는 송신기가 송신 신호들에 적용한 변조 방식에 상응한 소정의 구간들에서 쉬프트된 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 상기 송신 신호들을 복호함으로써 변조 방식에 따라 적응적으로 복호를 수행하여 신호의 수신 성능을 향상시킨다. 그러면 여기서, 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 도 1은 통신 시스템에서 송신기가 두 개의 송신 안테나들을 통해 서로 다른 두 개의 송신 신호들을 무선 채널로 송신하고 수신기가 두 개의 수신 안테나들을 통해 상기 송신기가 송신한 신호들을 수신하는 경우를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 상기 송신기(100)는, 수신기(150)로 송신할 이진 데이터를 생성하는 생성기(102)와, 상기 이진 데이터를 컨벌루션 터보 코드(CTC: Convolutional Turbo Code, 이하 'CTC'라 칭하기로 함)로 순방향 오류 정정(FEC: Forward Error Correction, 이하 'FEC'라 칭하기로 함) 부호화하는 FEC 부호기(104)와, 상기 FEC 부호화된 데이터를 변조하는 변조기(106)와, 상기 변조된 데이터를 송신 안테나들(122,124)에 상응한 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing, 이하 'SM'이라 칭하기로 함)로 부호화하여 서로 다른 두 개의 송신 신호들(s1, s2)을 출력하는 부호기(108)와, 상기 부호기(108)가 출력하는 두 개의 송신 안테나들(122,124)을 통해 송신할 두 개의 송신 신호들(s1, s2)을 서브 캐리어들과 매핑하는 매핑기들(110,112)과, 상기 서브 캐리어들에 매핑된 데이터에 파일럿을 삽입하는 삽입기들(114,116)과, 상기 파일럿이 삽입된 데이터를 OFDM 방식으로 무선 채널을 통해 송신하기 위해 변조하는 OFDM 변조기들(118,120), 및 상기 OFDM 변조된 신호를 무선 채널로 송신하는 송신 안테나들(122,124)을 포함한다. 여기서, 상기 부호기(108)가 변조된 데이터를 송신 안테나들(122,124)의 개수 만큼 상이한 두 개의 송신 신호들(s1, s2)로 SM으로 부호화여 출력함에 따라 상기 송신기(100)는 송신 안테나들(122,124)을 통해 각각 상이한 송신 신호들(s1, s2)을 수신기(150)로 송신한다. 이하에서는 설명의 편의를 위해 상기 송신 안테나들(122,124) 중에서 제1송신 안테나(122)가 제1송신 신호(s1)를 송신하고 제2송신 안테나(124)가 제2송신 신호(s2)를 송신하는 것으로 가정하여 설명하기로 한다.
그리고, 상기 수신기(150)는, 상기 송신기(100)가 송신한 신호들(s1, s2)을 수신하는 두 개의수신 안테나들(152,154)과, 상기 수신 안테나들(152,154)을 통해 수신된 OFDM 변조 신호를 OFDM 복조하는 복조기들(156,158)과, 상기 복조된 데이터에서 파일럿을 분리하는 분리기들(160,162)과, 상기 송신기(100)의 송신 안테나들(122,124)과 수신기(150)의 수신 안테나들(152,154)에 의해 형성된 채널을 추정 하는 추정기들(164,166)과, 상기 추정된 채널의 서브 캐리어들에 매핑된 데이터를 디매핑하는 디매핑기들(168,170)과, 상기 디매핑된 데이터, 다시 말해 두개의 수신 안테나들(152)을 통해 수신하는 수신 신호를 SM으로 복호화하는 복호기(172)와, 상기 SM 복호화된 데이터, 다시 말해 상기 복호기(172)로부터 출력되는 복호 신호들(y1, y2)의 심벌 메트릭(symbol metric)을 계산하여 상기 SM 복호화된 데이터를 복조하는 계산기(174)와, 상기 데이터 심벌을 FEC 복호화하는 FEC 복호기(176), 및 상기 FEC 복호된 데이터를 이진 데이터로 복원하는 복원기(176)를 포함한다.
상기 복호기(172)는 수신 안테나들(152,154)이 수신한 수신 신호에서 상기 송신기(100)의 송신 안테나들(122.124)이 송신한 서로 다른 송신 신호들(s1, s2)을 각각 복호하기 위해 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호 신호들(y1, y2)을 출력한다. 이때, 상기 복호기(172)가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 수신 신호들의 에러 오차를 최소화하여 복호함으로써 수신기(150)의 수신 성능을 향상시킨다. 그러면 여기서, 도 2를 참조하여 상기 수신기(100)의 복호기(172)가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호하여 복호 신호들(y1, y2)을 출력하는 동작을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 복호기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 상기 복호기(172)는 송신기(100)가 송신하는 송신 신호 들(s1, s2)의 개수에 상응하는 서브 복호 모듈들(210,220)을 포함한다. 즉, 상기 서브 복호 모듈들(210,220)의 개수는 상기 송신기(100)가 복수의 안테나들(122,124)을 통해 각각 상이하게 송신한 송신 신호들(s1, s2)의 개수에 따라 결정된다. 그리고, 상기 서브 복호 모듈들(210,220)은 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 상기 송신 신호들(s1, s2) 중에서 제1송신 안테나(122)가 송신한 제1송신 신호(s1)에 해당하는 복호 신호를 출력하는 제1 서브 복호 모듈(210)과 제2송신 안테나(124)가 송신한 제2송신 신호(s2)에 해당하는 복호 신호를 출력하는 제2 서브 복호 모듈(220)을 포함한다. 여기서, 상기 제1서브 복호 모듈(210)은 송신기(100)의 제1송신 안테나(122)가 송신한 제1송신 신호(s1)에 해당하는 제1복호 신호(y1)를 출력하고, 제2서브 복호 모듈(220)은 제2송신 안테나(124)가 송신한 제2송신 신호(s2)에 해당하는 제2복호 신호(y2)를 출력한다.
보다 구체적으로 설명하면, 상기 제1서브 복호 모듈(210)은, 수신기(150)의 추정기들(164,166)로부터 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00001
)과 수신기(150)의 동작을 제어하는 제어기(도시하지 않음)로부터 상기 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00002
)의 스케일링 팩터(scaling factor)(α)를 입력받는다. 여기서, 상기 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00003
)은 추정기들(164,166)에서 채널 추정을 하는 동안 파일럿의 신호 세기를 측정하여 산출한 잡음(n)의 분 산, 즉 상기 송신 안테나들(122,124)과 수신 안테나들(152,154) 간에 형성된 무선 채널의 잡음 분산을 나타낸다. 그리고, 상기 스케일링 팩터(α)는 수신기(150)의 반복 동작을 통해 결정된 파라미터로서, 통신 시스템의 동작이 최적화되도록 임의로 설정한 통신 환경에서 반복 수행된 결과를 나타낸다.
그리고, 상기 제1서브 복호 모듈(210)은, 수신기(150)의 디매핑기들(168,170)로부터 수신 안테나들(152,154)이 수신한 수신 신호(r)와 상기 송신 안테나들(122,124)과 수신 안테나들(152,154) 간에 형성된 무선 채널의 채널 행렬(H)을 입력받는다. 이때, 상기 제1서브 복호 모듈(210)은, 상기 수신 신호(r) 중 상기 제1서브 복호 모듈(210)에 해당하는 제1수신 신호(r1)를 입력받고, 상기 채널 행렬(H) 중 상기 제1서브 복호 모듈(210)에 해당하는 제1채널 행렬(H1)를 입력받는다. 여기서, 상기 채널 행렬(H)은 앞서 설명한 바와 같이 파일럿을 통해 추정기들(164,166)이 송신 안테나들(122,124)과 수신 안테나들(152,154) 간에 형성된 채널을 추정하여 상기 복호기(172)로 입력한 채널 행렬이다. 그리고, 상기 수신 안테나들(152,154)이 수신한 수신 신호(r)는 앞서 설명한 바와 같기 디매핑기들(168,170)이 서브 캐리어들에서 디매핑하여 상기 복호기(172)로 입력한 신호이다.
상기 제1서브 복호 모듈(210)은 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 제1송신 신호(s1)의 복호를 수행하고, 제1송신 신호(s1)에 해당하는 제1복호 신호(y1)를 출력한다. 그리고, 상기 제1서브 복호 모듈(210)은 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 상기 제2서브 복호 모듈(220)에 해당하는 제2수신 신호(r2)와 제2채널 행렬(H2)을 산출하여 상기 제2서브 복호 모듈(220)로 출력한다.
상기 제2서브 복호 모듈(220)은 상기 제1서브 복호 모듈(210)로부터 제2수신 신호(r2)와 제2채널 행렬(H2)을 입력받고, 상기 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00004
)과 스케일링 팩터(α)를 입력받는다. 상기 제2서브 복호 모듈(220)은 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 제2송신 신호(s2)의 복호를 수행하고, 제2송신 신호(s2)에 해당하는 제2복호 신호(y2)를 출력한다.
상기 복호 신호들(y1, y2)은 상기 계산기(174)로 입력되고, 상기 계산기(174)는 상기 복호 신호들(y1, y2)의 심벌 메트릭을 계산하여 상기 복호 신호들(y1, y2)을 복조한다.
그러면 이하에서는, 본 발명의 실시에에 따른 통신 시스템에서 송신기의 송신 안테나의 개수가 Nt개이고 수신기의 수신 안테나의 개수가 Nr개이며, 송신기가 Nt개의 송신 안테나들을 통해 Nt개의 상이한 송신 신호들을 송신하고, 상기 수신기가 Nr개의 수신 안테나들을 통해 상기 Nt개의 상이한 송신 신호들을 수신하는 경우에 대해 보다 구체적으로 설명하기로 한다. 여기서, 앞서 설명한 바와 같이 송신 안테나들의 개수가 Nt개임으로 수신기의 복호기는 상기 송신 안테나들의 개수에 상 응한 Nt개의 서브 복호 모듈들을 포함한다. 여기서, 상기 송신기가 Nt개의 송신 안테나들을 통해 상이하게 송신하는 Nt개의
Figure 112007091295704-pat00005
송신 신호(s)는 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있으며, 수학식 1에서
Figure 112007091295704-pat00006
는 전치 연산(transpose operation)을 의미한다.
Figure 112007091295704-pat00007
상기 Nt개의 서브 복호 모듈들, 예컨대 제1서브 복호 모듈(210) 또는 제2서브 복호 모듈(220) 중 임의의 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)은 자신에게 해당하는 채널 행렬과 수신 신호, 즉 i번째 채널(Hi)과 i번째 수신 신호(ri), 및 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00008
)과 스케일링 팩터(α)를 입력받고, 상기 Nt개의 송신 신호들 중에서 자신에게 해당하는 i번째 송신 신호(si)의 i번째 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00009
)와 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 채널 행렬(Hi+1)과 i번째 수신 신호(ri+1)를 출력한다. 이때, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)은 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 상기 i번째 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00010
)와 i+1번째 채널 행렬(Hi+1), 및 i번째 수신 신호(ri+1)를 출력한다.
그리고, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)은, 상기 i번째 채널 행렬(Hi)과 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00011
)을 입력받아 상기 i번째 채널 행렬(Hi)의 역행렬로 i번째 널링(nulling) 행렬(Wi)을 산출하여 출력하는 행렬 계산기(252)와, 상기 널링 행렬(Wi)을 입력받아 제거 시퀀스(sequence of cancellation)(ki)를 결정하는 제1결정기(254)와, 상기 널링 행렬(Wi)에서 상기 제거 시퀀스(ki)번째 행(row)을 분할(split)하는 제1분할기(256)와, 상기 제거 시퀀스(ki)를 통해 i번째 채널 행렬(Hi)에서 상기 제거 시퀀스(ki)번째 열(column)을 분할하는 제2분할기(258)와, 상기 제2분할기(258)가 분할한 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00012
)에 '0'을 채워 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 채널 행렬(Hi+1)을 출력하는 충전기(260)와, 상기 제1분할기(256)가 분할하여 출력한 제거 시퀀스(ki)번째 행(
Figure 112007091295704-pat00013
)과 상기 i번째 수신 신호(ri)를 곱한 결과값(
Figure 112007091295704-pat00014
)을 상기 i번째 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00015
)로 출력하는 제1곱셈기(262)와, 상기 제1곱셈기(262)의 결과값(
Figure 112007091295704-pat00016
)과 잡 음 분산(
Figure 112007091295704-pat00017
) 및 스케일링 팩터(α)를 입력받아 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00018
)을 결정하는 제2결정기(264)와, 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00019
)과 상기 제2분할기(258)가 분할한 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00020
)을 곱하는 제2곱셈기(266), 및 상기 제2곱셈기(266)의 결과값과 상기 i번째 수신 신호(ri)를 합하여 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 수신 신호(ri+1)를 출력하는 합산기(268)를 포함한다.
이때, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)이 제1서브 복호 모듈(210)일 경우 전술한 바와 같이 상기 제1서브 복호 모듈(210)의 제1채널 행렬(H1)은, Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널의 채널 행렬(H)이고 상기 제1서브 복호 모듈(210)의 제1수신 신호(r1)는 Nr개의 수신 안테나들이 수신한 수신 신호(r)이다. 여기서, 상기 채널 행렬(H)은 수신기(150)의 분리기들(160,162)이 분리한 파일럿을 이용하여 추정기들(164,166)이 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널을 추정하여 복호기(172)로 입력한 채널 행렬(H)이며, 상기 제1서브 복호 모듈(210)로 입력되는 채널 행렬(H)은 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007091295704-pat00021
그리고, 상기 Nr개의 수신 안테나들이 수신하여 제1서브 복호 모듈(210)로 입력되는
Figure 112007091295704-pat00022
수신 신호(r)는 하기 수학식 3 및 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다. 이때, 상기 송신기가 수학식 1과 같은 송신 신호들을 Nt개의 송신 안테나들을 통해 송신할 경우, 송신 안테나들의 개수(Nt)에 의해 결정되는 표준화(normalize) 파라미터(
Figure 112007091295704-pat00023
)에 의해 표준화된 수신 신호(r)가 상기 제1서브 복호 모듈(210)로 입력된다.
여기서, 앞서 설명한 바와 같이 DL에서는 BS가 복수의 송신 안테나들을 통해, 예컨대 Nt개의 송신 안테나들을 통해 상이한 송신 신호들을 송신함으로 상기 DL에서의 수신 신호(r)는 수학식 3과 같으며, UL에서는 복수의 MS들이 하나의 송신 안테나를 통해 상이한 송신 신호들을 송신함으로 UL에서의 수신 신호(r)는 하기 수학식 4와 같다. 즉, 수학식 3에 나타낸 수신 신호(r)는 MS의 수신기가 Nr개의 수신 안테나들을 통해 수신하는 신호이고, 수학식 4에 나타낸 수신 신호(r)는 BS의 수신기가 Nr개의 수신 안테나들을 통해 수신하는 신호이다. 그리고, 수학식 3 및 수학식 4에서 n은 수신기와 송신기 간에 형성된 채널에서의 잡음을 의미하며, 상기 잡음(n)은 전술한 바와 같이 상기 추정기들(154,166)이 상기 파일럿의 신호 세기를 측정하여 산출한 상기 송신 신호들의 잡음이다.
Figure 112007091295704-pat00024
Figure 112007091295704-pat00025
이렇게 제1서브 복호 모듈(210)은 수학식2의 채널 행렬(H), 수학식 3의 수신 신호(r), 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00026
)과 스케일링 팩터(α)를 입력받아 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 제1복호 신호(y1)와 제2수신 신호(r2) 및 제2채널 행렬(H2)을 출력한다. 그런 다음, 제2서브 복호 모듈(210)은 상기 제1서브 복호 모듈(210)로부터 제2수신 신호(r2)와 제2채널 행렬(H2)을 입력받고 상기 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00027
)과 스케일링 팩터(α)를 입력받아 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 제2복호 신호(y3)와 제3수신 신호(r3) 및 제3채널 행렬(H3)을 출력한다. 이러한 과정은 Nt번째 서브 복호 모듈까지 순차적으로 반복된다. 보다 구체적으로 설명하면, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)의 행렬 계산기(252)는 전술한 바와 같이 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)에 해당하는 i번째 채널 행렬(Hi)과 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00028
)을 입력받아 상기 i번째 채널 행렬(Hi)의 역행렬인 널링 행렬(Wi)을 계산하며, 상기 계산한 널링 행렬(Wi)을 제1결정기(254)로 출력한다. 이때, 상기 행렬 계산기(252)는, 상기 i번째 채널 행렬(Hi)을 상기 표준화 파라미터(
Figure 112007091295704-pat00029
)로 표준화한 널링 행렬(Wi)을 제1결정기(254)로 출력하며, 상기 널링 행렬(Wi)은 하기 수학식 5 및 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, 앞서 설명한 바와 같이 DL에서는 BS가 Nt개의 송신 안테나들을 통해 상이한 송신 신호들을 송신함으로 상기 DL에서 상기 i번째 채널 행렬(Hi)의 널링 행렬(Wi)은 수학식 5와 같으며, UL에서는 복수의 MS들이 하나의 송신 안테나를 통해 상이한 송신 신호들을 송신함으로 UL에서 상기 i번째 채널 행렬(Hi)의 널링 행렬(Wi)은 수학식 6과 같다. 또한, 수학식 5와 수학식 6에서의
Figure 112007091295704-pat00030
는 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)에 해당하는 i번째 채널 행렬(Hi)의 켤레 전치(conjugate transpose) 행렬을 의미하고,
Figure 112007091295704-pat00031
는 상기 Nt개의 송신 안테나들에 대한 항등 행렬을 의미한다.
Figure 112007091295704-pat00032
Figure 112007091295704-pat00033
이렇게 행렬 계산기(252)가 계산하여 출력한 널링 행렬(Wi)을 입력받은 제1결정기(254)는 상기 널링 행렬(Wi)을 이용하여 서브 복호 모듈(210 또는 220)의 제거 시퀀스(ki)를 결정하며, 상기 제거 시퀀스(ki)는 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)이 제1서브 복호 모듈(210)이면, 상기 제1결정기(254)는 제1서브 복호 모듈(210)의 제거 시퀀스(k1) 결정시 복호기(172)의 초기화로 상기 제거 시퀀스(k1)의 이전 제거 시퀀스(k0)에 '0'을 입력하여 제1서브 복호 모듈(210)의 제거 시퀀스(k1)를 결정한다. 그리고, 상기 제1결정기(254)는 상기 널링 행렬(Wi)을 이용하여 결정한 제거 시퀀스(ki)를 제2분할기(258)와 제1분할기(256)로 출력한다. 또한, 수학식 7에서
Figure 112007091295704-pat00034
는 널링 행렬(Wi)에서 j번째 행을 의미하고,
Figure 112007091295704-pat00035
는 벡터 2-놈(vector 2-norm) 연산을 의미하며, 그에 따라, 상기 제1결정기(254)는 상기 널링 행렬(Wi)에서 j번째 행을 벡터 2- 놈 연산한 결과값의 최소값에 의해 상기 제거 시퀀스(ki)를 결정한다.
Figure 112007091295704-pat00036
상기 제1결정기(254)가 결정하여 출력한 제거 시퀀스(ki)를 입력받은 제2분할기(256)는 상기 널링 행렬(Wi)에서 상기 제거 시퀀스(ki)번째 행을 분할하고, 상기 분할한 제거 시퀀스(ki)번째 행(
Figure 112007091295704-pat00037
)을 제1곱셈기(262)로 출력한다. 그러면, 상기 제1곱셈기(262)는 제거 시퀀스(ki)번째 행(
Figure 112007091295704-pat00038
)과 상기 i번째 MMSE-OSIC 서브 복호 모듈(350)의 i번째 수신 신호(ri)를 곱한 결과값(
Figure 112007091295704-pat00039
)을 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)의 i번째 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00040
)로 제2결정기(264)와 수신기(150)의 계산기(174)로 출력한다.
상기 제2결정기(264)는, 상기 제1곱셈기(262)의 결과값(
Figure 112007091295704-pat00041
), 다시 말해 상기 i번째 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00042
)와 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00043
) 및 스케일링 팩 터(α)를 입력받아 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00044
)을 결정하여 출력한다. 여기서, 수신기(150)의 복호기(172)가 복수의 수신 안테나들이 수신한 송신 신호들의 잡음 및 간섭에 따른 선형(linear) 검출에 기반 한 간섭 제거(이하 '하드 간섭 제거(hard interference cancellation)라 칭하기로 함) 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우, 상기 결정기(264)는 하드 간섭 제거 연산으로 sign 함수 연산을 이용하여 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00045
)을 결정하며, 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00046
)은 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
또한, 상기 결정기(264)가 수학식 8에 나타낸 바와 같이 하드 간섭 제거 연산을 통해 결정한 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00047
)은 하기 수학식 9와 같이 다시 나타낼 수 있다. 그리고, 수학식 8 및 수학식 9에서
Figure 112007091295704-pat00048
는 하드 간섭 제거 연산에 대한 심벌의 검출 함수, 다시 말해 복호시 성상도(constellation)에 매핑된 데이터 심벌의 검출을 위한 sign 함수를 의미하며, C는 성상도에서 데이터 심벌들의 셋을 의미한다. 여기서, 수신기(150)의 복호기(172)가 하드 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우, 상기 제2결정기(264)는 상기 제1곱셈기(262)로부터 입력된 i번째 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00049
)와 수학식 1에 나타낸 송신 신호(s) 간의 선형 검출 연산을 통해 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00050
)을 결정한다.
Figure 112007091295704-pat00051
Figure 112007091295704-pat00052
한편, 본 발명의 실시예에 따라 수신기(150)의 복호기(172)가 복수의 수신 안테나들이 수신한 송신 신호들의 잡음 및 간섭에 따른 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우, 상기 결정기(264)는 소프트 간섭 제거 연산으로 비선형 함수인 하이퍼볼릭 탄젠트(hyperbolic tangent) 함수 연산을 이용하여 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00053
)을 결정하며, 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00054
)은 하기 수학식 10, 수학식 11, 및 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다. 또한, 상기 결정기(264)는 송신기(100)가 상기 Nt개의 송신 신호들에 적용한 변조 방식에 상응하여 결정된 소정의 구간들에서 상기 하이퍼볼릭 탄젠트 함수를 쉬프트(shift) 연산하여 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00055
)을 결정한다.
즉, 상기 송신기(100)가 Nt개의 상이한 송신 신호들에 QPSK(QPSK: Quadrature Phase Shift Key, 이하 'QPSK'라 칭하기로 함) 방식을 적용하여 송신할 경우, 상기 결정기(264)는 수학식 10에 나타낸 바와 같이 쉬프트하지 않은 하이볼릭 탄제트 함수 연산을 수행하여 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00056
)을 결정한다. 또한, 상기 송신기(100)가 Nt개의 상이한 송신 신호들에 16QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 함) 방식을 적용하여 송신할 경우, 상기 결정기(264)는 수학식 11에 나타낸 바와 같이 두 개의 구간들에서 상기 하이퍼볼릭 탄젠트 함수를 쉬프트 연산하여 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00057
)을 결정한다. 아울러, 상기 송신기(100)가 Nt개의 상이한 송신 신호들에 64QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 함) 방식을 적용하여 송신할 경우, 상기 결정기(264)는 수학식 12에 나타낸 바와 같이 6개의 구간들에서 상기 하이퍼볼릭 탄제트 함수를 쉬프트 연산하여 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00058
)을 결정한다.
이때, 상기 결정기(264)는, 상기 소프트 간섭 제거 연산으로 하이퍼볼릭 탄젠트 함수 연산을 이용하여 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00059
)을 결정하기 위해 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00060
)의 잡음 및 간섭(NI: Noise and Interference, 이하 'NI'라 칭하기로 함) 분산(
Figure 112007091295704-pat00061
)을 산출한다.
즉, 상기 결정기(264)는 앞서 설명한 바와 같이 DL에서는 BS가 Nt개의 송신 안테나들을 통해 상이한 송신 신호들을 송신하고, UL에서는 복수의 MS들이 하나의 송신 안테나를 통해 상이한 송신 신호들을 송신함으로 송신 안테나들의 개수에 상응한 DL과 UL에서의 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00062
)의 NI 분산(
Figure 112007091295704-pat00063
)을 산출한다. 상기 제2결정기(264)가 산출한 상기 DL에서 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00064
)의 NI 분산(
Figure 112007091295704-pat00065
)은 하기 수학식 13같이 나타낼 수 있고, UL에서 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00066
)의 NI 분산(
Figure 112007091295704-pat00067
)은 하기 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00068
)의 NI 분산(
Figure 112007091295704-pat00069
)은 송수신 안테나들 간에 형성된 채널의 잡음 뿐만 아니라, 복수의 송수신 안테나들을 통해 신호를 송수신할 경우의 인접 송수신 안테나들에 의해 발생하는 간섭이 포함된 NI 분산을 의미한다.
이렇게 결정기(264)는 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00070
)의 NI 분산(
Figure 112007091295704-pat00071
)을 산출한 후, 상기 산출한 제거 시퀀스(ki)번째 심벌(
Figure 112007091295704-pat00072
)의 NI 분산(
Figure 112007091295704-pat00073
)에 따른 소프트 간섭 연산, 즉 하이퍼볼릭 탄젠트 함수 연산을 수행하여 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00074
)을 결정한다. 그리고, 상기 결정기(264)는 결정한 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00075
)을 제2곱셈기(266)로 출력한다.
Figure 112007091295704-pat00076
Figure 112007091295704-pat00077
Figure 112007091295704-pat00078
Figure 112007091295704-pat00079
Figure 112007091295704-pat00080
여기서, 상기 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00081
)와 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00082
) 및 스케일링 팩터(α)를 입력받은 상기 결정기(264)가 하이퍼볼릭 탄젠트 함수 연산을 수행하여 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00083
)을 결정할 경우, 상기 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00084
) 및 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00085
)에 따라 결정되는 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00086
)은 도 3 및 도 4에 도시한 그래프와 같이 결정된다.
도 3 및 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 서브 복호 모듈의제2결정기가 결정하는 제거 시퀀스의 심벌 그래프이다. 여기서, 도 3은 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00087
)이 0.08일 경우 상기 결정기(264)가 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00088
)에 따라 수학식 10, 수학식 11, 및 수학식 12와 같이 결정한 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00089
)을 나타낸 그래프이고, 도 4는 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00090
)이 0.01일 경우 상기 결정기(264)가 상기 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00091
)에 따라 수학식 10, 수학식 11, 및 수학식 12와 같이 결정한 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00092
)을 나타낸 그래프이다.
도 3 및 도 4에 도시한 바와 같이, 상기 결정기(264)가 결정한 제거 시퀀 스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00093
)은, 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00094
)이 작을 수록 선형 함수에 근접하게 된다.
즉, 상기 결정기(264)가 결정하는 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00095
)은 송수신기 간의 형성된 채널의 환경이 우수하여 수신 신호의 캐리어대 간섭 잡음비(CINR: Carrier to Interference and Noise Ratio, 이하 'CINR'이라 칭하기로 함)가 클 수록 선향 함수에 근접하게 된다. 또한, 송수신기 간의 형성된 채널의 환경이 열악할 경우 상기 결정기(264)가 하이퍼볼릭 탄젠트 함수 연산을 수행하여 비선형적으로 결정한 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00096
)을 제2곱셈기(266)로 출력하고, 상기 곱셈기(266)와 합산기(268)가 비선형적으로 결정된 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00097
)을 이용하여 바로 다음 서브 복호 모듈, 즉 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 수신 신호를 출력함으로 상기 i+1번째 서브 복호 모듈이 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 복호를 수행하도록 한다.
그리고, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)의 제2곱셈기(266)는, 상기 제2결정기(264)가 결정하여 출력한 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00098
)과 상기 제1 분할기(256)가 분할하여 출력한 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00099
)을 입력받는다. 그러면 상기 제2곱셈기(266)는 상기 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00100
)과 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00101
) 곱한 결과값을 합산기(268)로 출력한다.
또한, 상기 제2곱셈기(266)의 결과값을 입력받은 합산기(268)는, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)의 i번째 수신 신호(ri)와 상기 제2곱셈기(266)의 결과값을 합산하여 바로 다음의 서브 복호 모듈, 즉 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 수신 신호(ri+1)를 i+1번째 서브 복호 모듈로 출력한다. 즉, 상기 합산기(268)는 앞서 설명한 바와 같이 DL에서는 BS가 Nt개의 송신 안테나들을 통해 상이한 송신 신호들을 송신하고, UL에서는 복수의 MS들이 하나의 송신 안테나를 통해 상이한 송신 신호들을 송신함으로 송신 안테나들의 개수에 상응한 DL과 UL에서 상기 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 수신 신호(ri+1)를 출력한다. 상기 합산기(268)가 출력한 DL에서 i+1번째 수신 신호(ri+1)는 하기 수학식 15와 같이 나타낼 수 있고, UL에서 i+1번째 수신 신호(ri+1)는 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007091295704-pat00102
Figure 112007091295704-pat00103
또한, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)의 충전기(260)는 상기 제2분할기(258)로부터 입력받은 상기 i번째 채널 행렬(Hi)에서 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00104
)에 '0'을 채운다. 그리고, 상기 충전기(260)는 상기 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00105
)이 모두 '0'으로 채워지면 상기 i번째 채널 행렬(Hi)에서 제거 시퀀스(ki)번째 열(
Figure 112007091295704-pat00106
)에 '0'이 채워진 행렬을 바로 다음 서브 복호 모듈, 즉 i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 채널 행렬(Hi+1)로 출력한다. 상기 충전기(260)가 출력한 i+1번째 채널 행렬(Hi+1)은 i+1번째 서브 복호 모듈로 입력된다. 이때, i+1번째 서브 복호 모듈에 해당하는 i+1번째 채널 행렬(Hi+1)의 모든 성분들이 '0'이면, 송신 안테나의 개수(Nt)에 상응한 Nt개의 모든 서브 복호 모듈의 복호 동작이 완료되어 상기 수신기의 복호기(172)의 복호 동작이 완료된다.
상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)은 하이퍼볼릭 탄젠트 함수 연산을 수행하여 비선형적으로 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00107
)을 결정하고, 상기 비선형적으로 결정된 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00108
)을 이용하여 i+1번째 수신 신호(ri+1)를 상기 i+1번째 서브 복호 모듈로 출력함에 따라, 상기 i+1번째 서브 복호 모듈이 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 복호를 수행, 즉 i+1번째 서버 복호 모듈은 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00109
)의 에러 오차를 최소화하여 출력한다. 즉, 수신기(150)의 복호기(172)가 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 복호를 수행함에 따라 수신기(150)의 수신 성능이 향상된다.
또한, 상기 i번째 서브 복호 모듈(210 또는 220)은 변조 방식에 상응하여 결정된 소정의 구간들에서 상기 하이퍼볼릭 탄젠트 함수를 쉬프트 연산하여 제거 시퀀스(ki)의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00110
)을 결정한다. 그에 따라, 송신기(100)의 변조 방식에 상응하여 복호기(172)가 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 복호를 수행함에 따라 수신기(150)의 수신 성능이 향상된다. 그러면 여기서, 도 5 내지 도 9를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우의 복호 성능을 설명하기로 한다.
도 5 내지 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 소프 트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우의 복호 성능을 도시한 그래프이다. 여기서, 도 5 내지 도 7은 DL에서의 수신기, 즉 MS의 수신기가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우 복호 성능을 나타낸 그래프이고, 도 8 내지 도 9는 UL에서의 수신기, 즉 BS의 수신기가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우 복호 성능을 나타낸 그래프이다. 또한, 도 5 및 도 8은 송신기가 QPSK 방식으로 데이터를 변조하여 송신할 경우 수신기의 복호 성능을 나타낸 그래프이고, 도 6 및 도 9는 송신기가 16-QAM 방식으로 데이터를 변조하여 송신할 경우 수신기의 복호 성능을 나타낸 그래프이며, 도 7은 송신기가 64-QAM 방식으로 데이터를 변조하여 송신할 경우 수신기의 복호 성능을 나타낸 그래프이다.
도 5 내지 도 9에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따라 수신기가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우, 다시 말해 수신기가 QPSK 1/ 2, QPSK 3/4, 16QAM 1/2, 16QAM 3/4, 64QAM 1/2, 64QAM 3/4 변조 및 코딩 방식(MCS: Modulation and Coding Scheme, 이하 'MCS'라 칭하기로 함) 레벨에 상응하여 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 OSIC 기반의 복호 방식을 통해 복호할 경우, 다른 기존의 복호 방식들, 예컨대 QPSK 1/2, QPSK 3/4, 16QAM 1/2, 16QAM 3/4, 64QAM 1/2, 64QAM 3/4 MCS 레벨에 상응하여 최대 우도(ML: Maximum Likehood, 이하 'ML'이라 칭하기로 함) 기반의 복호 방식, QPSK 1/2, QPSK 3/4, 16QAM 1/2, 16QAM 3/4, 64QAM 1/2, 64QAM 3/4 MCS 레벨에 상응하여 MMSE 기반의 복호 방식, 또는 QPSK 1/2, QPSK 3/4, 16QAM 1/2, 16QAM 3/4, 64QAM 1/2, 64QAM 3/4 MCS 레벨에 상 응하여 하드 간섭 제거 연산을 이용한 OSIC 기반의 복호 방식과 비교하여 SNR에 따른 패킷 에러비(PER: Packet Error Ratio, 이하 'PER'이라 칭하기로 함)가 낮으므로 수신기의 수신 성능이 우수하다. 즉, 본 발명의 실시예에 통신 시스템에서 수신기가 소프트 간선 제거 연산을 이용한 복호 방식을 통해 수신 신호의 에러 오차를 최소화하여 복호함으로써 신호의 수신 성능을 향상시킨다. 그러면 여기서, 도 10을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 수신기에서 복호기의 동작 과정을 구체적으로 설명하기로 한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기의 동작 과정을 도시한 도면이다.
도 10을 참조하면, 우선 S1005단계에서 송신 안테나들과 수신 안테나들 간의 형성된 채널의 채널 행렬(H)과 상기 수신 안테나들이 수신한 수신 신호(r)와 상기 채널 행렬(H)의 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00111
) 및 스케일링 팩터(α)를 입력받아 확인한다. 다음으로, S1010단계에서 해당 서브 복호 모듈의 수신 신호(r)와 채널 행렬(H)을 상기 해당 서브 복호 모듈에 입력한다. 상기 채널 행렬(H)은 상기 복호기의 행렬 계산기로 입력되고, 수신 신호(r)는 제1곱셈기와 합산기로 입력되며, 상기 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00112
)은 상기 행렬 계산기와 제2결정기로 입력되고, 상기 스케일링 팩터(α)는 상기 행렬 계산기로 입력된다.
그런 다음, S1015단계에서 행렬 계산기가 채널 행렬(H)과 잡음 분산(
Figure 112007091295704-pat00113
) 을 입력받아 널링 행렬(Wi)을 산출한다. 다음으로, S1020단계에서 제1결정기가 상기 널링 행렬(Wi)을 입력받아 제거 시퀀스(ki)를 결정한다. 상기 S1025단계에서 제1분할기가 상기 채널 행렬(H)에서 상기 제거 시퀀스(ki)번째 열을 분할하고 제2분할기가 상기 널링 행렬(Wi)에서 상기 제거 시퀀스(ki)번째 행을 분할한다.
다음으로, S1030단계에서 제1곱셈기가 상기 널링 행렬(Wi)에서 분할한 제거 시퀀스(ki)번째 행과 상기 수신 신호(r)를 곱하여 복호 신호(
Figure 112007091295704-pat00114
)를 산출하고, 충전기가 상기 채널 행렬(H)에서 분할한 제거 시퀀스(ki)번째 열에 '0' 을 채운 다음 서브 복호 모듈의 채널 행렬(Hi+1)을 산출한다. 그러면, S1035단계에서 서브 복호 모듈의 채널 행렬(Hi+1)의 모든 성분이 '0'인지를 확인한다.
상기 S1035단계에서의 확인 결과, '0'이 아니면, 상기 S1040단계에서 제2결정기가 제거 시퀀스의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00115
)을 결정한다. 이때, 상기 결정기는, 하이퍼볼릭 탄젠트 함수 연산을 수행하여 제거 시퀀스의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00116
)을 결정하며, 또한 송신 안테나들이 송신한 송신 신호들에 적용된 변조 방식에 상응하여 결정된 소정의 구간들에서 상기 하이퍼볼릭 탄젠트 함수를 쉬프트 연산하여 제거 시퀀스의 심 벌(
Figure 112007091295704-pat00117
)을 결정한다.
그런 다음, S1045단계에서 제2곱셈기가 상기 제거 시퀀스의 심벌(
Figure 112007091295704-pat00118
)과 상기 채널 행렬(H)에서 분할한 제거 시퀀스(ki)번째 열을 곱한 후, 합산기가 상기 제2곱셈기의 곱한 결과값과 상기 수신 신호(r)를 합산하여 다음 서브 복호 모듈의 수신 신호(ri+1)를 산출한다. 다음으로, S1010단계에서 상기 S1030단계에서 산출한 채널 행렬(Hi+1)과 상기 S1045단계에서 산출한 수신 신호(ri+1)를 해당 서브 복호 모듈의 채널 행렬 및 수신 신호로 상기 해당 서브 복호 모듈로, 즉 다음 서브 복호 모듈에 입력한다. 그러면, 상기 복호기는 다음 서브 복호 모듈의 복호 동작으로 전술한 바와 같은 동작을 다시 수행한다.
한편, 상기 S1035단계에서의 확인 결과 '0'이면, S1050단계에서 송신 안테나들이 송신한 송신 신호들의 개수에 상응한 서브 복호 모듈들이 복호한 복호 신호들을 수신기의 계산기로 출력하여 복호 동작을 완료한다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기의 복호기 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 3 및 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 서브 복호 모듈의제2결정기가 결정하는 제거 시퀀스의 심벌 그래프.
도 5 내지 도 9는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 수신기가 소프트 간섭 제거 연산을 이용한 MMSE-OSIC를 통해 복호할 경우의 복호 성능을 도시한 그래프.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기의 동작 과정을 도시한 도면.

Claims (18)

  1. 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 방법에 있어서,
    (a) 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호 중 제1수신 신호, 및 다수의 송수신 안테나간에 형성된 채널 행렬 중 제1채널 행렬을 확인하는 단계와,
    (b) 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 산출하여 제1제거 시퀀스를 결정하고, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬에서 상기 제1제거 시퀀스를 분할하는 단계와,
    (c) 상기 제1수신 신호와 상기 분할된 제1제거 시퀀스를 이용하여 상기 제1수신 신호에 해당하는 제1복호 신호를 출력하는 단계와,
    (d) 상기 제1복호 신호에 대한 비선형 간섭 제거 연산을 수행하여 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 결정하고, 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 이용하여 제2수신 신호를 출력하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 (d) 단계에서 상기 제1제거 시퀀스의 심벌 결정은, 상기 수신 신호에 적용된 변조 방식에 상응하여 결정된 소정의 구간들에서 상기 비선형 간섭 제거 연산의 쉬프트 연산을 수행하여 결정하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 변조 방식은, QPSK(QPSK: Quadrature Phase Shift Key) 방식, 16QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation) 방식, 및 64QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation) 방식 중에서 선택된 어느 하나인 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 (d) 단계에서 상기 비선형 간섭 제거 연산은 상기 심벌의 잡음 및 간섭(NI: Noise and Interference) 분산, 상기 통신 시스템의 스케일링 팩터(scaling factor), 및 상기 제1복호 신호를 이용하여 수행하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 심벌의 잡음 및 간섭 분산은 상기 제1채널 행렬의 잡음 분산을 이용하여 계산되는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 (b) 단계에서 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬은 상기 제1채널 행렬의 잡음 분산을 이용하여 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 비선형 간섭 제거 연산은, 하이퍼볼릭 탄젠트(hyperbolic tangent) 함 수연산인 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    (e) 상기 제1채널 행렬에서 상기 분할된 제1제거 시퀀스를 이용하여 제2채널 행렬을 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 (d) 단계에서 상기 제2수신 신호는 상기 분할된 제1제거 시퀀스, 상기 제1제거 시퀀스의 심벌, 및 상기 제1수신 신호를 이용하여 상기 제2수신 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 (b) 단계에서, 상기 제1제거 시퀀스는 행과 열로 분할되는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  11. 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 장치에 있어서,
    상기 수신 장치는 다수의 송수신기에 상응하는 다수의 서브 복호 모듈을 포함하며,
    상기 서브 복호 모듈은,
    다수의 송수신 안테나간에 형성된 채널 행렬 중 제1채널 행렬을 입력받고, 상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 산출하는 행렬 계산기와,
    상기 제1채널 행렬의 널링 행렬을 입력받아 제1제거 시퀀스를 결정하는 제1결정기와,
    상기 제1채널 행렬의 널링 행렬에서 상기 제1제거 시퀀스를 분할하는 분할기와,
    다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호 중 제1수신 신호와 상기 분할된 제1제거 시퀀스를 곱하여 상기 제1수신 신호에 해당하는 제1복호 신호를 출력하는 제1곱셈기와,
    상기 제1복호 신호에 대한 비선형 간섭 제거 연산을 수행하여 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 결정하는 제2결정기와,
    상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 이용하여 상기 제1수신 신호의 다음 신호인 제2수신 신호를 출력하는 연산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 제2결정기는, 상기 수신 신호에 적용된 변조 방식에 상응하여 결정된 소정의 구간들에서 상기 비선형 간섭 제거 연산의 쉬프트 연산을 수행하여 결정하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 변조 방식은, QPSK(QPSK: Quadrature Phase Shift Key) 방식, 16QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation) 방식, 64QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation) 방식 중에서 선택된 어느 하나인 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제2결정기는, 상기 제1채널 행렬의 잡음 분산을 입력받아 상기 심벌의 잡음 및 간섭(NI: Noise and Interference) 분산을 계산하고, 상기 잡음 및 간섭 분산과 상기 통신 시스템의 스케일링 팩터(scaling factor) 및 상기 제1복호 신호를 상기 비선형 간섭 제거 연산에 입력하여 상기 비선형 간섭 제거 연산을 수행하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  15. 제13항에 있어서,
    상기 행렬 계산기는, 상기 제1채널 행렬의 잡음 분산을 입력받아 상기 제1채널 행렬의 역행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  16. 제11항 내지 제15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 비선형 간섭 제거 연산은, 하이퍼볼릭 탄젠트(hyperbolic tangent) 함수연산인 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 분할된 제1제거 시퀀스의 일부에 '0'을 채워 상기 제2수신 신호에 해당하는 제2채널 행렬을 출력하는 충전기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 연산기는, 상기 분할된 제1제거 시퀀스의 행 또는 열과 상기 제1제거 시퀀스의 심벌을 곱하는 제2곱셈기와, 상기 제2곱셈기의 결과값과 상기 제1수신 신호를 합산하여 상기 제2수신 신호를 출력하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050076676A (ko) * 2004-01-20 2005-07-26 엘지전자 주식회사 Ｍｉｍｏ시스템의 복호장치 및 방법
KR20070061742A (ko) * 2005-12-10 2007-06-14 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템 수신단의 검파 장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050076676A (ko) * 2004-01-20 2005-07-26 엘지전자 주식회사 Ｍｉｍｏ시스템의 복호장치 및 방법
KR20070061742A (ko) * 2005-12-10 2007-06-14 한국전자통신연구원 무선 통신 시스템 수신단의 검파 장치

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101178549B1 (ko) 2011-05-30 2012-08-30 삼성탈레스 주식회사 Ｍｉｍｏ 통신 시스템의 가변형 심볼 검출 장치 및 그 방법

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