KR101070240B1 - 다중 사용자 ｍｉｍｏ 시스템에서 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티를 이용하는 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다중 사용자 MIMO 시스템에 관한 것으로, 특히 벡터 섭동을 이용한 송신 다이버시티 기법에 관한 것이다. 본 발명은 비-정수 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법을 제공함으로써, 다중 사용자 MIMO 시스템의 성능(SNR)을 향상시킬 수 있다. 또한, 본 발명은 일시적인 송신 다이버시티와 함께 공격적인 벡터 섭동 기법을 적용함으로써 송신 전력의 감소를 완화할 수 있다.
섭동 벡터, 송신 다이버시티, 다중 사용자 MIMO 시스템

Description

다중 사용자 ＭＩＭＯ 시스템에서 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티를 이용하는 장치 및 방법{APPARATUS AND MATHOD FOR USING TRANSMIT DIVERSITY BASED ON VECTOR PERTURBATION IN MULTI-USER MIMO SYSTEMS}
본 발명은 다중 사용자 MIMO 시스템에 관한 것으로, 특히 벡터 섭동을 이용한 송신 다이버시티 기법에 관한 것이다.
최근 이동통신 분야에서 높은 정보 전송률 지원을 위한 다중 안테나(MIMO: Multiple-Input Multiple-Output) 기법이 널리 사용되고 있다. 또한, 점 대 점 MIMO 뿐 아니라 기지국에서 여러 단말로 데이터를 전송하여 여러 명의 사용자를 동시에 고려한 다중 사용자 MIMO 기법들이 활발히 연구되고 있다.
상기 점 대 점 MIMO와 달리 다중 사용자 환경에서는 전송 효율을 높이기 위해 여러 명의 사용자에게 동시에 정보를 전송해야 한다. 특히 송신 안테나의 수가 수신 안테나의 수보다 많은 경우 동시에 여러 사용자에게 정보를 전송해야만 최대의 다중화 효율을 얻을 수 있다.
이 때 발생할 수 있는 문제점 중의 하나는 어떤 사용자의 신호가 다른 사용자에게 간섭으로 작용할 수 있다는 점이다. 이런 간섭 신호를 제거하는 기술들은 제거하는 위치에 따라 송신단 간섭 제거 기술과 수신단 간섭 제거 기술로 나눌 수 있다.
송신 안테나 수가 하나일 때는 수신단에서 다른 사용자의 신호를 복호한 후 제거하는 방법이 최선이며 송신단 간섭 제거 방식의 필요성이 없어진다. 하지만 송신단의 안테나 수가 하나 이상인 경우 수신단에서 간섭을 제거하는 것은 최선이 아니며 송신단 간섭 제거 기술이 사용 되어야 한다. 따라서, 다중 사용자 MIMO 시스템의 송신 단에서 간섭을 효율적으로 제거하기 위한 방안이 절실히 요구된다.
본 발명은 비-정수 기반 벡터 섭동과 일시적인 송신 다이버시티를 이용하여 송신 전력 감소를 완화하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명은 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 송신방법에 있어서, 다수의 전송 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 전송 시 구간에서 정보 벡터 심볼에 제 1 섭동 벡터가 추가된 제 1 데이터 심볼을 전송하는 과정과, 적어도 하나의 제 2 전송 시 구간에서 상기 제 1 섭동 벡터로부터 생성된 변조 심볼에 제 2 섭동 벡터가 추가된 제 2 데이터 심볼을 전송하는 과정을 포함하는 데이터 송신방법을 제공한다.
또한, 본 발명은 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 송신장치에 있어서, 정보 비트를 변조하여 정보 벡터 심볼을 출력하는 변조기와, 다수의 전송 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 전송 시 구간에서 상기 정보 벡터 심볼에 제 1 섭동 벡터가 추가된 제 1 데이터 심볼을 전송하는 제 1 데이터 심볼 생성부 및 적어도 하나의 제 2 전송 시 구간에서 상기 제 1 섭동 벡터로부터 생성된 변조 심볼에 제 2 섭동 벡터가 추가된 제 2 데이터 심볼을 전송하는 제 2 데이터 심볼 생성부를 포함하는 데이터 송신장치를 제공한다.
또한, 본 발명은 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 수신방법에 있어서, 다수의 수신 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 수신 시 구간에서 제 1 데이터 심볼을 수신하는 과정과, 적어도 하나의 제 2 수신 시 구간에서 제 2 데이터 심볼을 수신하는 과정과, 상기 수신된 제 2 데이터 심볼로부터 제 1 섭동 벡터를 생성하는 과정과, 상기 수신된 제 1 데이터 심볼에서 상기 생성된 제 1 섭동 벡터를 제거하는 과정 및 상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 제 1 데이터 심볼을 복조 및 복호하여 정보 비트를 출력하는 과정을 포함하는 데이터 수신방법을 제공한다.
또한, 본 발명은 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 수신장치에 있어서, 다수의 수신 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 수신 시 구간에서 수신된 제 1 데이터 심볼에서 제 1 섭동 벡터를 제거하고, 상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 제 1 데이터 심볼을 복조 및 복호하여 정보 비트를 출력하는 제 1 데이터 심볼 수신부 및 적어도 하나의 제 2 수신 시 구간에서 수신된 제 2 데이터 심볼로부터 제 1 섭동 벡터를 생성하여 상기 제 1 데이터 심볼 수신부로 제공하는 제 2 데이터 심볼 수신부를 포함하는 데이터 수신장치를 제공한다.
본 발명은 비-정수 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법을 제공함으로써, 다중 사용자 MIMO 시스템의 성능(SNR)을 향상시킬 수 있다. 또한, 본 발명은 일시적인 송신 다이버시티와 함께 공격적인 벡터 섭동 기법을 적용함으로써 송신 전력의 감소를 완화할 수 있고, 이는 직접적으로 비트 오류율(bit error rate, BER) 성 능에 있어서 상당한 이득을 가져온다.
하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술 되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명의 바람직한 실시 예에서는 다중 사용자 MIMO 시스템에서 벡터 섭동을 이용한 송신 다이버시티 기법을 제안한다. 즉, 일시적인 송신 다이버시티 기법과 함께 비-정수 기반 벡터 섭동을 이용하여 송신 전력의 감소를 완화하기 위한 장치 및 방법을 제공한다.
이하에서는, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 1은 일반적인 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템의 송수신 장치를 도시하고 있다.
도 1에서는, 단일 안테나를 구비하는 K개의 사용자 단말들과, M 개의 송신 안테나(TX 1~TX M)를 구비하는 기지국에 의해 데이터의 송신 및 수신을 수행하는 다중 안테나 시스템을 보이고 있다.
도 1을 참조하면, 송신기의 변조기(102)는 미리 설정된 변조 방식에 따라 입 력되는 정보 비트들에 의해 매핑되는 소정의 성상점에 의해 변조 심볼을 생성한다.
프리코딩부(104)는 상기 변조 심볼에 프리코딩을 위한 코드-북을 구성하는 벡터를 곱한 후 전력 정규화 부(106)로 출력한다. 상기 전력 정규화 부(106)는 상기 프리코딩부(104)에 의해 프리코딩된 변조 심볼을 전력 정규화 상수로 나누어 전력을 정규화한다. 상기 전력을 정규화하는 것은 전송할 변조 심볼의 전송 전력이 최대 전송 전력을 넘지 않도록 하기 위함이다.
상기 정규화된 변조 심볼들은 M 개의 송신 안테나로 제공된 후 채널을 통해 전송된다. 상기 채널을 통해 전송된 변조 심볼들은 K개의 사용자 단말들에 의해 수신된다.
상기 K개의 사용자 단말들 각각에 구비된 수신기의 복조기(108_1~108_K)는 상기 송신기로부터의 신호를 수신하여 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 변조 심볼을 복조하여 정보 비트를 출력한다.
상술한 바와 같은 구조를 가지는 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서 송신신호 벡터와 수신신호 벡터를 각각 x, y로 나타내고, 채널 행렬은 H로 나타낸다.
상기 송신 신호 벡터 x는 정규화된 송신 신호를 나타내기 위해 하기 <수학식 1>과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00001
Figure 112009052654421-pat00002
, 여기서 전력 정규화 인자 이고, 상기 송신 신호 벡터(x)를 단위 전력으로 전송하기 위해 사용된다.
상기 수신 신호 벡터 y는 하기 <수학식 2>와 같이 표현된다.
y = Hx + n
여기서, 상기 y는 K*1 수신신호 행 벡터, 상기 x는 M*1 송신신호 벡터, H는 K*M 채널 행렬, n은 공분산 행렬(covariance matrix)
Figure 112009052654421-pat00003
를 가진 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, 이하 'AWGN'이라 칭함)이다.
다중 사용자 MIMO 시스템에서 서로 다른 사용자 단말들로부터의 간섭이 상기 수신신호에 유입되기 때문에, 송신단에서 상기 간섭을 미리 제거하는 것이 상기 사용자 단말 간 간섭을 제거하는 효율적인 방법이다.
송신단 간섭 제거 기법 중 DPC (Dirty Paper Coding)는 최대의 정보 전송률을 지원하며, 이보다 더 이상 좋은 성능을 낼 수 없음이 증명되어 있다. 상기 DPC의 일 예로 벡터 섭동(Vector Perturbation, 이하 'VP'라 칭함) 기법이 있다.
상기 VP 기법은 가우시안 다중 안테나 시스템 방송채널을 위한 프리코딩(precoding) 기술로 최근에 중요한 연구 과제로써 부각되고 있다. 여기서, 상기 VP 기법은 적당한 복잡성을 가지며 방송채널의 대다수 총 용량을 제공하는 전도 유망한 기술이다.
상기 VP 기법은 정수 오프셋 벡터(integer offset vector)를 이용하여 신호 대 잡음 비 (Signal-to-Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭함)를 최대화하는 기법이 다.
상기 VP 기법을 이용하지 않는 프리코딩에서는 동일한 데이터 심볼을 하나의 성상점(Constellation Point)으로 매핑시킨다. 그러나, 상기 VP 기법을 이용하는 프리코딩에서는 동일한 데이터 심볼을 여러 개의 성상점으로 확장할 수 있도록 송신기에 약간의 자유도(degree of freedom)를 제공한다. 여기서, 상기 성상점을 확장시키는 것을 섭동(perturbation)이라 칭하고, 상기 섭동은 전송된 신호의 에너지를 감소하기 위해 데이터 심벌에 정수 오프셋 벡터를 가산하여 신호를 전송하는 것을 의미한다. 이러한 VP 기법은 다중 사용자 MIMO 시스템의 SNR을 실질적으로 향상할 수 있다.
한편, 상기 VP 기법은 다중 사용자 MIMO 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 장점을 가지고 있는 반면 송신된 신호 전력의 감소를 야기한다는 단점을 가지고 있다. 그러나, 다중 사용자 MIMO 시스템에서 송신 전력을 단순히 증가하는 것으로는 효율적인 SNR의 향상을 기대할 수 없다. 따라서, 벡터 섭동 기법을 이용한 다중 사용자 MIMO 시스템에서 송신 전력의 감소를 완화하기 위한 방안이 절실히 요구된다.
즉, 상기 VP 기법이 다운링크에서 각각의 사용자 단말에 대해 상당한 이득을 제공할 지라도, 미래 통신 표준의 복잡한 요구 사항들(packer error rate, throughput, coverage 등)을 만족하기 위해서는 페이딩과 같은 채널 환경을 극복하기 위한 더욱 강력한 보호가 요구된다.
한편 상술한 바와 같이 송신단 간섭 제거 기법을 적용함에 있어 사용자 단말 간의 간섭을 제거하기 위해 채널 인버전 방식이 사용된다. 상기 채널 인버전 방식은 정보 벡터 u에 채널 행렬의 유사 역 행렬(pseudo inverse of the channel matrix)인
Figure 112009052654421-pat00004
를 곱하여 전송하는 방식이다. 상기 채널 인버전 방식을 좀 더 개선하기 위해 제안된 방식이 정규화된 채널 인버전 방식이다. 상기 정규화된 채널 인버전 방식은 역 행렬이 될 행렬에 단위 행렬의 곱을 합산하는 방식이다. 상기 정규화된 채널 인버전 방식을 사용하는 기지국에서 송신된 벡터는 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00005
Figure 112009052654421-pat00006
Figure 112009052654421-pat00007
Figure 112009052654421-pat00008
, 여기서 상기 전력 정규화 인자 이고, 상기 H는 채널 행렬이고, I는 단위 행렬이고, α는 정규화 채널 인버전 계수이고, 상기 u는 정보 벡터이고, 상기 는 허미시안 행렬이고, 상기 는 역 행렬을 나타낸다.
이때 수신기에서 수신하는 신호는 상기 <수학식 2> 및 상기 <수학식 3>을 이용하여 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00009
, 여기서 α>0 이고, α=0 이면 상기 정규화된 채널 인버전은 채널 인버전이 된다.
이하에서는 벡터 섭동 기술을 적용한 다중 사용자 MIMO 시스템에서의 데이터 송수신 방법에 대해 설명한다.
도 2는 벡터 섭동을 이용하는 다중 사용자 MIMO 시스템의 송수신 장치를 도시하고 있다. 도 2를 참조하면, 송신기의 변조기(202)는 미리 설정된 변조 방식에 따라 입력되는 정보 비트들에 의해 매핑되는 소정의 성상점에 의해 변조 심볼을 생성한다. 이하 설명에서는 상기 변조 심볼을 정보 벡터 u로 지칭한다.
벡터 섭동부(204)는 상기 정보 벡터 u에 정수 섭동 벡터를 추가하여 프리코딩부(206)로 출력한다. 즉, 상기 벡터 섭동부(204)는 최적의 섭동 벡터를 선택하고, 상기 선택된 섭동 벡터를 상기 정보 벡터 u에 가산한다.
상기 섭동 벡터가 추가된 정보 벡터
Figure 112009052654421-pat00010
는 하기 수학식과 같이 확장된다.
Figure 112009052654421-pat00011
Figure 112009052654421-pat00012
, 여기서 은 정수 값들을 가지는 K*1 복소수 섭동 벡터이고, τ는 섭동 상수(perturbation constant)로써 τ>0 이다. 상기 τ는 하기 수학식으로 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00013
Figure 112009052654421-pat00014
Figure 112009052654421-pat00015
Figure 112009052654421-pat00016
, 여기서 는 가장 큰 크기를 가지는 성상 심볼들의 절대값이고, 는 가장 가까운 두 개의 성상점들 사이의 간격이다. 상기 섭동 상수 τ는 후술될 수신단에서의 모듈로 연산(modulo operation)을 통해 의 영향을 제거하기 위해 설계된다.
한편, 상기 벡터 섭동부(204)가 최적의 섭동 벡터 ℓ를 선택하기 위한 문제는 K-차수 정수-격자 최소 자승(K-dimensional integer-lattice least square) 문제에 상응하고, 소위 구 부호화(sphere encoding)로 불리는 CLPS(closest lattice point search) 알고리즘에 의해 해결될 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시 예에서는 상기 벡터 섭동부(204)의 일 예로써 구 부호화기(sphere encoder)가 사용될 수 있다.
상기 구 부호화기는 하기 수학식을 통해 최적의 섭동 벡터를 선택할 수 있다.
Figure 112009052654421-pat00017
즉, 상기 구 부호화기는 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00018
값을 최소화하기 위한 섭동 벡터(ℓ)를 결정한다. 따라서, 상기 구 부호화기는 전술한 방법을 통해 정수 벡터 요소들로 구성된 섭동 벡터 집합
Figure 112009052654421-pat00019
으로부터 최적의 섭동 벡터를 산출할 수 있다.
상기 섭동 벡터 ℓ이 정수 오프셋 벡터들로 구성되어 있을지라도 실제 시스템에서 상기 정수 오프셋 벡터들의 대부분은 0 또는 ±1이 사용된다. 즉, 상기 섭동 벡터의 분포를 나타내는 도 3을 참조하면, 상기 섭동 벡터 값은 대부분 0, 1, -1에 분포되어 있다. 따라서, 상기 섭동 벡터 집합
Figure 112009052654421-pat00020
으로부터 섭동 벡터 ℓ을 선택하는 것은 전체 정수들의 집합으로부터 ℓ을 선택하는 것과 실질적으로 동일한 성능을 제공한다. 따라서, 송신단에서 시뮬레이션을 통해 상기 도 3의 섭동 벡터 분포를 산출할 수 있다면, 상기 분포도가 높은 섭동 벡터 값(-1, 0, 1)을 선택하여 제한하여도 시스템의 성능에 문제가 되지 않는다. 이처럼, 수신단에서는 제한된 상기 섭동 벡터만을 고려하여 복호하면 되기 때문에 수신기의 복잡성을 줄일 수 있다.
상기 프리코딩부(206)는 상기 섭동 벡터가 추가된 변조 심볼에 프리코딩을 위한 코드-북을 구성하는 벡터를 곱한 후 전력 정규화 부(208)로 출력한다. 상기 전력 정규화 부(208)는 최대 전송 전력을 넘지 않도록 하기 위해 상기 프리코딩된 변조 심볼에 전력 정규화 상수를 나누어 전력을 정규화한다.
상기 정규화된 변조 심볼들은 M 개의 송신 안테나로 제공된 후 채널을 통해 전송된다. 상기 채널을 통해 전송된 변조 심볼들은 K개의 사용자 단말들에 의해 수신된다.
상기 K개의 사용자 단말들 각각에 구비된 수신기의 복조기(210_1~210_K)는 상기 송신기로부터의 신호를 수신하여 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 변조 심볼을 복조하여 정보 비트를 출력한다.
상기 벡터 섭동을 이용하는 다중 사용자 MIMO 시스템에서 송신 안테나를 통해 전송되는 송신 신호 벡터 x는 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00021
Figure 112009052654421-pat00022
, 여기서 이다.
상기 송신신호 벡터 x에 대응하는 수신신호 벡터 y는 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00023
한편, 상기 수신신호 벡터 y는 하기 수학식과 같이 간단히 표현될 수 있다.
Figure 112009052654421-pat00024
상기 수신기는 τ 값을 알고 있기 때문에,
Figure 112009052654421-pat00025
의 영향은 모듈로 연산에 의해 제거될 수 있다. 다만, 상기 모듈로 연산에 의해
Figure 112009052654421-pat00026
를 제거하기 위해서는 섭동 벡터 ℓ이 정수 오프셋 벡터이어야 한다. 상기 <수학식 10>는 모듈로 연산을 통해 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00027
상기 <수학식 11>에서,
Figure 112009052654421-pat00028
은 잡음 벡터 n에 비례하기 때문에, 상기 MIMO 시스템의 SNR을 향상시키기 위해 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00029
값을 줄이는 것이 중요함을 알 수 있다.
이상, 벡터 섭동을 이용한 다중 사용자 MIMO 시스템에서 다중 사용자 간 간섭을 제거하여 시스템의 SNR을 향상하기 위한 방법에 대하여 전술하였다.
이하에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법에 대하여 상세히 설명한다.
이미 전술한 바와 같이, 상기 벡터 섭동 기법은 다중 사용자 MIMO 시스템에서 다중 사용자 간섭을 제거하는 장점을 가지고 있지만, 송신된 신호 전력의 감소를 야기한다는 단점을 가지고 있다. 이 때, 송신 전력을 단순히 증가하는 것은 효율적인 시스템 성능의 향상을 달성할 수 없고, 일시적인 송신 다이버시티 기법이 다중 사용자 MIMO 시스템에서 향상된 신호 품질을 달성하기 위한 효율적인 수단이 될 수 있다. 실제로, 송신 다이버시티 기법의 일 예인 다수의 수신 신호들을 결합하는 반복 코딩 방식을 적용하면, 시스템의 성능(SNR)은 상기 다이버시티 차수(전송에서의 반복 회수)에 비례하여 향상됨을 알 수 있다.
상기 반복 부호화(코딩) 기법은 2 개 이상의 연속적인 심볼 구간들을 통해 동일한 데이터를 전송하는 접근 방법이다. 즉, 2 개 이상의 수신 신호들을 일관성 있게 결합함으로써, 상기 반복 코딩 기술은 시간 다이버시티 이득(10 log m, m은 반복 회수)을 획득할 수 있다.
이에 반해, 본 발명의 일 실시 예에서는 서로 다른 심볼들, 즉 정보 벡터 심볼과 섭동 벡터 심볼이 서로 다른 전송 시 구간에서 전송된다는 점에서, 상기 반복 코딩 기술과 구별된다. 구체적으로, 짝수 전송 시 구간(t = 2n, n = 0, 1, ...) 동안에는 정보 벡터 심볼이 프리코딩된 제 1 데이터 심볼(X 2n )이 전송되고, 홀수 전송 시 구간(t = 2n + 1, n = 0, 1, ...)에는 섭동 벡터 심볼이 프리코딩된 제 2 데이터 심볼(X 2n+1 )이 전송된다.
즉, 본 발명의 실시 예에서는 두 개 이상의 송신 주기에 대해 정교하게 설계된 프리코딩 방식을 기반한 일시적인 송신 다이버시티 기법을 이용한다. 따라서, 본 발명의 실시 예에 따른 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법은 반복 부호화된 벡터 섭동 기술에 비해 추가적인 이득(gain)을 제공한다.
상기 일시적인 송신 다이버시티 기법과 함께, 본 발명의 실시 예에서는 상기 섭동 벡터가 정수 기반의 복소수이어야 한다는 제약을 제거함으로써, 기존의 벡터 섭동 방식 보다 더 나은 시스템 성능의 향상을 기대할 수 있다.
그런데 섭동 벡터 집합
Figure 112009052654421-pat00030
의 요소들을 1 보다 작게 만들면, 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00031
값을 감소할 수 있지만, 상기 수신기에서 모듈로 연산이 동작하지 않기 때문에 벡터 섭동 기법의 중요한 가정에 위배된다. 즉, 상기 섭동 벡터가 정수가 아니면 수신단에서 모듈로 연산이 동작하지 않기 때문에 상기 <수학식 10>에서
Figure 112009052654421-pat00032
를 제거할 수 없는 문제점이 발생한다.
따라서, 본 발명의 바람직한 실시 예에서는 짝수 전송 시 구간에 상기 제 1 데이터 심볼을 전송하고, 홀수 전송 시 구간에 상기 제 2 데이터 심볼을 순차적으로 전송하는 일시적인 송신 다이버시티 기법을 이용함으로써 상기 문제점을 해결한다. 이에 대한 자세한 설명은 후술할 것이다.
본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 섭동 벡터 집합(
Figure 112009052654421-pat00033
)이
Figure 112009052654421-pat00034
라면, 상기 섭동 벡터 집합의 요소 ε은 반드시 정수일 필요는 없다. 도 4는 섭동 벡터 집합의 요소 ε에 따른 γ의 기대값 변화를 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면,
Figure 112009052654421-pat00035
이 섭동 벡터 집합으로 사용될 때 기대값 E(γ)를 ε의 함수로써 시뮬레이션한 결과이다. 실질적으로,ε이 약 0.25 일 때 가장 작은 기대값 E(γ)을 제공하고, ε=0 또는 ε=1 일 때의 기대값 E(γ) 보다 훨씬 더 작음을 확인할 수 있다. 따라서, 본 발명의 실시 예에서는 다양한 시뮬레이션을 통해 가장 작은 기대값 E(γ)을 가지는 섭동 벡터를 산출할 수 있다. 이하 발명의 바람직한 실시 예에서 섭동 벡터 집합의 요소 ε이 0.25일 경우를 가정하여 설명하도록 한다.
이처럼, 본 발명은 상기 일시적인 송신 다이버시티 기법과 함께 비-정수 기반 벡터 섭동 기법을 적용함으로써 송신 전력의 감소를 완화할 수 있고, 이는 직접적으로 비트 오류율(bit error rate, BER) 성능에 있어서 상당한 이득을 가져올 수 있다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 벡터 섭동을 기반한 송신 다이버시티 기법을 이용하는 송신 장치의 구성도이다.
도 5를 참조하면, 상기 송신기(500)는 변조부(502), 제 1 데이터 심볼 생성부(501), 제 2 데이터 심볼 생성부(509)를 포함할 수 있다. 상기 제 1 데이터 심볼 생성부(501)는 프리코딩부(504), 전력 정규화부(506), 구 부호화기 1(Sphere Encoder 1, 508), 제 1 곱셈기(516), 제 1 가산기(518)를 포함할 수 있다. 상기 제 2 데이터 심볼 생성부(509)는 프리코딩부(504), 전력 정규화부(506), 맵핑부(510), 구 부호화기 2(Sphere Encoder 2, 512), 제 2 곱셈기(520), 제 2 가산기(522)를 포함할 수 있다. 한편, 본 발명의 내용과 관련 없는 상기 송신기(500)의 다른 구성 요소들에 대해서는 생략하도록 한다. 또한, 이하 설명에서는 상기 장치들의 동작에 있어서 본 발명의 내용과 관련 없는 부분에 대해서는 생략하도록 한다.
다중 사용자 MIMO 시스템에서, 본 발명에 따른 송신기(500)는 t = 2n일 때와 t = 2n+1일 때 서로 다른 정보를 전송하는 송신 다이버시티 기법을 사용한다.
먼저, t = 2n일 때 제 1 데이터 심볼을 전송하는 과정에 대하여 상세히 설명 하도록 한다. 상기 송신기의 변조기(502)는 해당 변조 방식에 따라 정보 비트들을 성상점으로 매핑하여 변조 심볼을 생성한다. 이하 설명에서는 상기 변조기(502)에서 출력된 정보 벡터 심볼을 u 2n 이라 칭한다.
상기 구 부호화기 1(508)는 섭동 벡터 집합에서 최적의 섭동 벡터인 ℓ2n(이하, '제 1 섭동 벡터'라 칭함)을 산출하여 출력한다. 구체적으로, 상기 구 부호화기 1(508)은 가장 작은 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00036
값을 생성하기 위해 CLPS 알고리즘을 사용하여 상기 제 1 섭동 벡터인 ℓ2n를 산출한다. 상기 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00037
값을 최소화하기 위한 상기 제 1 섭동 벡터 ℓ2n 값은 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00038
또한, 본 발명의 실시 예에서 상기 제 1 섭동 벡터 ℓ2n은 비-정수 기반 섭동 벡터이고, 전술한 섭동 벡터 집합 U K = {0.25, -0.25}으로부터 선택될 수 있다.
상기 구 부호화기 1(508)로부터 출력된 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)는 제 1 곱셈기(516)에 의해 섭동 상수(τ)가 곱해진다. 상기 제 1 곱셈기(516)로부터 출력된 τ*ℓ2n와 상기 변조기(502)로부터 출력된 정보 벡터 심볼 u 2n 은 제 1 가산기(518)로 입력된다. 상기 제 1 가산기(518)는 상기 τ*ℓ2n와 상기 정보 벡터 심볼 u 2n 을 합산하여 프리코딩부(504)로 출력한다.
상기 프리코딩부(504)는 상기 제 1 섭동 벡터가 추가된 변조 심볼에 프리코딩 벡터를 곱한 후 전력 정규화 부(506)로 출력한다. 상기 전력 정규화 부(506)는 상기 프리코딩부(504)에서 프리코딩된 변조 심볼(S 2n )이 최대 전송 전력을 넘지 않도록 하기 위해 전력 정규화 상수(
Figure 112009052654421-pat00039
)로 나누어 전력을 정규화한다. 상기 정규화된 변조 심볼(X 2n , 이하 '1 데이터 심볼'이라 칭함)은 M 개의 송신 안테나로 제공된 후 채널을 통해 전송된다.
t = 2n 일 때, 상기 송신 안테나를 통해 전송되는 제 1 데이터 심볼(X 2n )은 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00040
Figure 112009052654421-pat00041
, 여기서 전력 정규화 인자 이다.
상기 제 1 데이터 심볼은 채널을 통과한 후 수신 안테나로 입력된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호 벡터 y는 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00042
여기서, 상기 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)는 정수 값이 아니기 때문에, 모듈로 연산을 통해
Figure 112009052654421-pat00043
값이 제거될 수 없다.
이를 해결하기 위해, 상기 송신기(500)에서는 t = 2n+1 일 때 상기 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)를 제 2 데이터 심볼로 하여 전송한다.
이하에서는 t = 2n+1 일 때 제 1 섭동 벡터 ℓ2n를 전송하는 과정에 대하여 상세히 설명하도록 한다.
상기 구 부호화기 1(508)는 섭동 벡터 집합에서 최적의 섭동 벡터인 ℓ2n을 산출하여 출력한다. 상기 구 부호화기 1(508)로부터 출력된 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)는 맵핑부(510)로 입력된다. 상기 맵핑부(510)는 상기 제 1 섭동 벡터 ℓ2n을 QPSK 변조 심볼(u 2n+1 )로 맵핑하여 출력한다.
상기 제 1 섭동 벡터를 전송함에 있어 에러 확률을 줄이기 위해 가능한 단순한 변조 방식을 사용하는 것이 바람직하다. 상기 제 1 섭동 벡터가 복소수인 것을 고려하면, 가장 간단한 변조 방식인 QPSK가 사용될 수 있다. 그러나, 상기 섭동 벡터를 전송함에 있어 다른 변조 방식이 사용될 수 있음은 당업자에게 자명하다.
즉, 본 발명의 실시 예에서 상기 맵핑부(510)는 QPSK가 아닌 다른 변조 방식 으로 맵핑할 수 있지만, 상기 섭동 벡터가 복소수인 것을 고려하여 가장 간단한 변조 방식인 QPSK를 사용하는 것이 바람직하다.
상기 구 부호화기 2(512)는 섭동 벡터 집합에서 최적의 섭동 벡터인 ℓ2n+1(이하 '제 2 섭동 벡터'라 칭함)을 산출하여 출력한다.
상기 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00044
값을 최소화하기 위한 상기 섭동 벡터 ℓ2n+1 값은 하기 수학식에 의해 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00045
여기서, 상기 제 2 섭동 벡터(ℓ2n+1)는 정수 기반의 섭동 벡터일 수 있다. 따라서, 상기 제 2 섭동 벡터(ℓ2n+1)는 전술한 섭동 벡터 집합
Figure 112009052654421-pat00046
으로부터 선택될 수 있다.
상기 구 부호화기 2(512)로부터 출력된 제 2 섭동 벡터(ℓ2n+1)는 제 2 곱셈기(520)에 의해 섭동 상수(τ')가 곱해진다. 상기 제 2 곱셈기(520)로부터 출력된 τ'*ℓ2n+1와 상기 맵핑부(510)로부터 출력된 변조 심볼 u 2n+1 은 제 2 가산기(522)로 입력된다. 상기 제 2 가산기(522)는 상기 τ'*ℓ2n+1와 상기 변조 심볼 u 2n+1 를 합산 하여 프리코딩부(504)로 출력한다.
상기 프리코딩부(504)는 상기 제 2 섭동 벡터(ℓ2n+1)가 추가된 변조 심볼에 프리코딩 벡터를 곱한 후 전력 정규화 부(506)로 출력한다. 상기 전력 정규화 부(506)는 상기 프리코딩부(504)에서 프리코딩된 변조 심볼(S 2n+1 )이 최대 전송 전력을 넘지 않도록 하기 위해 전력 정규화 상수(
Figure 112009052654421-pat00047
)를 나누어 전력을 정규화한다. 상기 정규화된 변조 심볼(X 2n+1 , 이하 '2 데이터 심볼'이라 칭함)은 M 개의 송신 안테나로 제공된 후 채널을 통해 전송된다.
t = 2n+1 일 때, 상기 송신 안테나를 통해 전송되는 제 2 데이터 심볼(X 2n+1 )은 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00048
Figure 112009052654421-pat00049
, 여기서 전력 정규화 인자 이다.
상기 송신 안테나를 통해 전송된 제 2 데이터 심볼(X 2n+1 )은 채널을 통과한 후 수신 안테나로 입력된다. 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호 벡터 y는 하기 수학식으로 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00050
전술한 바와 같이, 상기 제 2 섭동 벡터 ℓ2n+1은 정수 벡터이다. 따라서, 수신단에서는 모듈로 연산을 사용함으로써 τ'*ℓ2n+1의 영향을 제거하여 변조 심볼(u 2n+1 )을 검출할 수 있다.
연속적으로 입력되는 상기 수신 신호 벡터들(y 2n , y 2n+1 )로부터 정보 비트들을 검출하기 위한 수신단의 동작에 대해 도 6을 참조하여 상세히 설명하도록 한다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 벡터 섭동을 기반한 송신 다이버시티 기법을 이용하는 수신 장치의 구성도이다.
도 6을 참조하면, 상기 수신기(600)는 제 1 데이터 심볼 수신부(601)과 제 2 데이터 심볼 수신부(609)를 포함할 수 있다. 상기 제 1 데이터 심볼 수신부(601)는 전력 보상부(602), LLR 생성부(610), 복호화기(612), 감산기(616)를 포함할 수 있다. 상기 제 2 데이터 심볼 수신부(609)는 전력 보상부(602), 모듈로 연산기(604), 경 판정기(606), 디 맵핑부(Demapper, 608), 곱셈기(614)를 포함할 수 있다. 한편, 본 발명의 내용과 관련 없는 상기 수신기(600)의 다른 구성 요소들에 대해서는 생략하도록 한다. 또한, 이하 설명에서는 상기 장치들의 동작에 있어서 본 발명의 내용과 관련 없는 부분에 대해서는 생략하도록 한다.
먼저, t = 2n+1일 때 수신 신호 심볼(y 2n+ 1)을 처리하는 과정에 대하여 상세히 설명하도록 한다.
상기 전력 보상부(602)는 상기 수신 신호 심볼(y 2n+ 1)에 정규화 상수(
Figure 112009052654421-pat00051
)를 곱하여 송신기(500)에서의 전력 정규화를 보상한다. 상기 보상된 수신 신호 심볼을 상기 모듈로 연산기(604)로 출력한다. 상기 보상된 수신 신호 심볼은 상기 <수학식 17>에
Figure 112009052654421-pat00052
를 곱한 값으로 표현된다.
상기 모듈로 연산기(604)는 수신 신호 심볼(y 2n+1 )에 모듈로 연산을 수행하여 파라미터 τ'*ℓ2n+1 값을 제거한다. 상기 모듈로 연산기(604)에서 출력된 수신 신호 심볼은 경 판정기(606)에 의해 경 판정(hard decision)이 수행된 후 변조 심볼 u 2n+1 을 출력한다. 상기 모듈로 연산기(604)에서 출력된 수신 신호 심볼(y' 2n+1 )은 하기 수학식과 같이 표현된다.
Figure 112009052654421-pat00053
이후, 상기 변조 심볼(u 2n+1 )은 디 맵핑부(608)로 입력된다. 상기 디 맵핑부(608)는 상기 변조 심볼(u 2n+1 )을 디 맵핑하여 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)를 출력한다.
곱셈기(614)는 상기 출력된 섭동 벡터 ℓ2n에 섭동 상수 τ를 곱한 후 감산 기(616)로 출력한다. 상기 감산기(616)에서는 t = 2n일 때 수신된 수신 신호 심볼에 상기 τ*ℓ2n 값을 감산한다.
t = 2n일 때 수신 신호 심볼(y 2n )을 처리하는 과정에 대해 살펴보면, 상기 전력 보상부(602)는 상기 수신 신호 심볼(y 2n )에 전력 정규화 상수
Figure 112009052654421-pat00054
를 곱하여 송신기(500)에서의 전력 정규화를 보상한다. 이후 상기 보상된 신호 심볼을 상기 감산기(616)로 출력한다. 상기 전력 보상부(602)에서 출력된 수신 신호 심볼(y 2n )은 상기 <수학식 14>에
Figure 112009052654421-pat00055
를 곱한 값으로 표현된다.
상기 감산기(616)는 상기 전력 보상부(602)에서 출력된 수신 신호 심볼에 상기 τ*ℓ2n를 감산하여 정보 벡터 심볼 u 2n 을 출력한다. 즉, 상기 감산기(616)로부터 출력된 수신 신호 심볼(y' 2n )을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112009052654421-pat00056
전술한 바와 같이, 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00057
의 감소는 다중 사용자 MIMO 시스템의 SNR을 향상시킬 수 있음을 상기 <수학식 19>를 통해 알 수 있다.
상기 LLR(Log Likelihood Ratio) 생성부(610)는 상기 감산기(616)로부터 출력된 수신 신호 심볼(y' 2n )에 대해 로그 유사도 비(Log Likelihood Ratio)를 계산하 여 연 판정 값(soft value)을 복호화기(612)로 출력한다. 한편, 상기 정보 벡터 심볼 u 2n 은 복조기(미도시)를 통해 복조되어 부호화기(612)로 출력한다. 상기 복호화기(612)는 상기 복조된 수신 신호에 상기 연 판정 값을 이용하여 복호한 후 정보 비트들을 출력한다.
본 발명의 실시 예에서는 상기 LLR 생성부(610)를 사용하여 연 판정하는 것을 예시하고 있다. 그러나, 수신단에서 상기 LLR 생성부(610)와 같은 연 판정기를 사용하지 않고 경 판정기를 사용할 수 있음은 당업자에게 자명하다. 즉, 송신단에서 정보 비트에 부호화를 수행하지 않고 전송하는 경우, 수신단에서는 경 판정기를 사용하여 상기 정보 비트를 복원할 수 있다.
전술한 송수신 장치의 동작을 통해, 본 발명은 비-정수 섭동 벡터 기반의 송신 다이버시티 기법을 구현함으로써, 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00058
를 감소할 수 있고, 이를 통해 다중 사용자 MIMO 시스템의 SNR을 향상시킬 수 있다. 또한, 본 발명은 다중 사용자 단말 간 간섭을 제거할 뿐만 아니라, 송신된 신호 전력의 감소를 완화할 수 있다.
도 7은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 데이터를 전송하는 방법을 도시하고 있다.
도 7을 참조하면, 700단계에서 송신기는 짝수 전송 시 구간(t=2n)에 제 1 데이터 심볼을 전송하고, 홀수 전송 시 구간(t=2n+1)에 제 2 데이터 심볼을 전송한다. 따라서, 짝수 전송 시 구간에는 702 단계로 이동하고, 홀수 전송 시 구간에는 712 단계로 이동한다.
먼저, 짝수 전송 시 구간인 경우, 상기 702 단계에서 정보 비트에 부호화 및 변조 처리된 정보 벡터 심볼을 수신한다. 이후 704 단계에서, 상기 정보 벡터 심볼에 제 1 섭동 벡터를 추가한다. 상기 제 1 섭동 벡터는 구 부호화기 1에 의해 산출되고, 비-정수 섭동 벡터일 수 있다.
706 단계에서, 상기 제 1 섭동 벡터가 추가된 변조 심볼들에 프리코딩 행렬을 곱한 후 708 단계로 이동한다. 상기 708 단계에서, 상기 프리코딩된 변조 심볼이 최대 전송 전력을 넘지 않도록 하기 위하여 전력 정규화 상수를 나누어 전력을 정규화한다. 이후, 710 단계에서 상기 전력 정규화된 변조 심볼, 즉 제 1 데이터 심볼은 송신 안테나를 통해 전송된다.
홀수 전송 시 구간인 경우, 상기 712 단계에서는 구 부호화기 1로부터 출력된 제 1 섭동 벡터를 수신한다. 이후 714 단계에서, 맵핑부는 상기 제 1 섭동 벡터를 QPSK 변조 심볼로 맵핑한 후 716 단계로 이동한다. 상기 716 단계에서, 상기 QPSK 변조 심볼에 제 2 섭동 벡터를 추가한다. 상기 제 2 섭동 벡터는 구 부호화기 2에 의해 산출되고, 정수 섭동 벡터이어야 한다.
이후 718 단계에서, 상기 제 2 섭동 벡터가 추가된 변조 심볼들에 프리코딩 행렬을 곱한 후 720 단계로 이동한다. 상기 720 단계에서, 상기 프리코딩된 변조 심볼이 최대 전송 전력을 넘지 않도록 하기 위하여 전력 정규화 상수를 나누어 전력을 정규화한다. 이후, 722 단계에서 상기 전력 정규화된 변조 심볼, 즉 제 2 데이터 심볼은 송신 안테나를 통해 전송된다.
이처럼, 본 발명은 짝수 전송 시 구간에 상기 제 1 데이터 심볼을 전송하고, 홀수 전송 시 구간에 상기 제 2 데이터 심볼을 전송함으로써 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법을 구현할 수 있다.
도 8은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 데이터를 수신하는 방법을 도시하고 있다.
도 8을 참조하면, 800 단계에서 수신기는 짝수 수신 시 구간(t=2n)에 상기 제 1 데이터 심볼을 수신하고, 홀수 수신 시 구간(t=2n+1)에는 상기 제 2 데이터 심볼을 수신한다. 따라서, 짝수 수신 시 구간에는 810 단계로 이동하고, 홀수 수신 시 구간에는 802 단계로 이동한다.
먼저, 홀수 수신 시 구간인 경우, 802단계에서 수신 신호 심볼(y 2n+1 )에 전력 정규화 상수(
Figure 112009052654421-pat00059
)를 곱하여 전력을 보상한다. 상기 802 단계가 완료되면, 상기 804 단계에서, 모듈로 연산기는 상기 전력 보상된 수신 신호 심볼에 모듈로 연산을 수행한다. 여기서, 상기 수신 심볼에 추가된 제 2 섭동 벡터는 정수 벡터이기 때문에 모듈로 연산이 가능하다.
이후 806 단계에서, 경 판정기는 상기 모듈로 연산기에서 출력된 수신 신호 심볼에 경 판정(hard decision)을 수행하여 변조 심볼 u 2n+1 을 출력한 후 808 단계로 이동한다. 상기 808 단계에서 디 맵핑부는 상기 변조 심볼(u 2n+1 )을 디 맵핑하여 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)를 출력한 후 812 단계로 이동한다.
짝수 수신 시 구간인 경우, 810 단계에서 수신 신호 심볼(y 2n )에 전력 정규화 상수(
Figure 112009052654421-pat00060
)를 곱하여 전력 보상을 보상한다. 상기 801 단계가 완료되면, 상기 812 단계에서는 상기 보상된 수신 신호 심볼에서 상기 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)를 제거한다. 이 때, 상기 제 1 섭동 벡터(ℓ2n)는 상기 808 단계에서 제공된다.
상기 812 단계가 완료되면, 814 단계에서 LLR(Log Likelihood Ratio) 생성부는 상기 제 1 섭동 벡터 ℓ2n가 제거된 수신 신호 심볼(y' 2n )에 대해 로그 유사도 비(Log Likelihood Ratio)를 계산하여 연 판정 값(soft value)을 복호화기로 출력한다. 이후 816 단계에서, 정보 벡터 심볼(u 2n )을 복조하고, 상기 연 판정 값을 이용하여 복호한 후 정보 비트를 출력한다.
이상 전술한 본 발명의 실시 예에 따른 송수신 방법을 통하여, 전력 정규화 인자
Figure 112009052654421-pat00061
를 감소할 수 있고, 이를 통해 다중 사용자 MIMO 시스템의 SNR을 향상시킬 수 있다. 또한, 본 발명은 다중 사용자 단말 간 간섭을 제거할 뿐만 아니라, 송신된 신호 전력의 감소를 완화할 수 있다.
한편 이상에서는 본 발명의 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다.
전술한 본 발명의 실시 예에서는 2개의 심볼 구간에 제 1 데이터 심볼과 제 2 데이터 심볼을 전송하는 장치 및 방법에 대해서만 설명하였으나, 2개 이상의 심볼 구간에서 제 1데이터 심볼들과 제 2 데이터 심볼들을 전송하는 장치 및 방법으 로의 응용이 가능하다. 즉, 전술한 반복 코딩 기법(송신 다이버시티 기법)과 비-정수 기반 벡터 섭동 기법을 조합함으로써 더 큰 이득을 획득할 수 있는 다양한 실시 예들을 구현할 수 있다. 예를 들어, 3개의 전송 시 구간(t=3n, 3n+1, 3n+2)에서는 2개의 제 1 데이터 심볼과 1개의 제 2 데이터 심볼을 전송할 수 있다. 여기서 본 발명의 실시 예에 따라 제 1 데이터 심볼 및 제 2 데이터 심볼을 전송하고, 나머지 한 개의 제 1 데이터 심볼은 기존의 VP 기법을 이용하여 전송함으로써 송신 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 또한, 4개의 전송 시 구간(t=4n, 4n+1, 4n+2, 4n+3)에서는 2개의 제 1 데이터 심볼과 2개의 제 2 데이터 심볼 또는 3개의 제 1 데이터 심볼과 1개의 제 2 데이터 심볼을 전송할 수 있다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되지 않으며, 후술 되는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 일반적인 다중 사용자 MIMO 시스템의 송수신 장치 구성도;
도 2는 벡터 섭동을 이용하는 다중 사용자 MIMO 시스템의 송수신 장치 구성도;
도 3은 다중 안테나 시스템에서 섭동 벡터의 분포도;
도 4는 섭동 벡터 집합의 요소 ε에 따른 기대값 E(γ)의 변화를 도시한 도면;
도 5는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법을 이용하는 송신 장치의 구성도;
도 6은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따라 벡터 섭동 기반의 송신 다이버시티 기법을 이용하는 수신 장치의 구성도;
도 7은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 송신 방법을 도시한 도면;
도 8은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 수신 방법을 도시한 도면.

Claims (19)

  1. 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 송신방법에 있어서,
    다수의 전송 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 전송 시 구간에서 정보 벡터 심볼에 제 1 섭동 벡터가 추가된 제 1 데이터 심볼을 전송하는 과정과;
    적어도 하나의 제 2 전송 시 구간에서 상기 제 1 섭동 벡터로부터 생성된 변조 심볼에 제 2 섭동 벡터가 추가된 제 2 데이터 심볼을 전송하는 과정을 포함하는 데이터 송신방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 심볼을 전송하는 과정은, 상기 적어도 하나의 제 1 전송 시 구간에서 상기 제 1 데이터 심볼을 프리코딩하고, 프리코딩된 상기 제 1 데이터 심볼을 전력 정규화하여 전송하는 과정을 포함하고,
    상기 제 2 데이터 심볼을 전송하는 과정은, 상기 적어도 하나의 제 2 전송 시 구간에서 상기 제 2 데이터 심볼을 프리코딩하고, 프리코딩된 상기 제 2 데이터 심볼을 전력 정규화하여 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 변조 심볼은 상기 제 1 섭동 벡터를 QPSK 맵핑하여 생성되는 것을 특징으로 하는 데이터 송신방법.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 제 1 섭동 벡터는 비 정수 섭동 벡터이고, 상기 제 2 섭동 벡터는 정수 섭동 벡터임을 특징으로 하는 데이터 송신방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 제 1 섭동 벡터 또는 상기 제 2 섭동 벡터는 전력 정규화 인자 값을 최소로 하는 섭동 벡터 값임을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
  6. 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 송신장치에 있어서,
    정보 비트를 변조하여 정보 벡터 심볼을 출력하는 변조기와;
    다수의 전송 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 전송 시 구간에서 상기 정보 벡터 심볼에 제 1 섭동 벡터가 추가된 제 1 데이터 심볼을 전송하는 제 1 데이터 심볼 생성부; 및
    적어도 하나의 제 2 전송 시 구간에서 상기 제 1 섭동 벡터로부터 생성된 변조 심볼에 제 2 섭동 벡터가 추가된 제 2 데이터 심볼을 전송하는 제 2 데이터 심볼 생성부를 포함하는 데이터 송신장치.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 제 1 데이터 심볼 생성부는
    상기 제 1 섭동 벡터를 출력하는 제 1 구 부호화기와;
    상기 출력된 제 1 섭동 벡터에 제 1 섭동 상수를 곱하여 제 1 가산기로 출력하는 제 1 곱셈기; 및
    상기 정보 벡터 심볼에 상기 제 1 곱셈기의 출력값을 합산하여 상기 제 1 데이터 심볼을 출력하는 상기 제 1 가산기를 포함하는 데이터 송신 장치.
  8. 제 6항에 있어서, 상기 제 2 데이터 심볼 생성부는
    상기 제 1 섭동 벡터를 소정의 변조 방식으로 맵핑하여 변조 심볼을 출력하는 맵핑부와;
    제 2 섭동 벡터를 출력하는 제 2 구 부호화기와;
    상기 출력된 제 2 섭동 벡터에 제 2 섭동 상수를 곱하여 제 2 가산기로 출력하는 제 1 곱셈기; 및
    상기 맵핑부로부터 출력된 변조 심볼에 상기 제 2 곱셈기의 출력값을 합산하여 상기 제 2 데이터 심볼을 출력하는 상기 제 2 가산기를 포함하는 데이터 송신 장치.
  9. 제 7항 또는 제 8항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 심볼과 상기 제 2 데이터 심볼을 프리코딩하여 출력하는 프리코딩 부와;
    상기 프리코딩된 상기 제 1 데이터 심볼과 상기 제 2 데이터 심볼을 전력 정 규화하여 다수의 송신 안테나로 출력하는 전력 정규화 부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 맵핑부는 상기 제 1 섭동 벡터를 QPSK 변조 방식으로 맵핑하여 변조 심볼을 출력하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  11. 제 6항 내지 제 8항 중 어느 하나의 항에 있어서,
    상기 제 1 섭동 벡터는 비 정수 섭동 벡터이고, 상기 제 2 섭동 벡터는 정수 섭동 벡터임을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
  12. 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 수신방법에 있어서,
    다수의 수신 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 수신 시 구간에서 제 1 데이터 심볼을 수신하는 과정과;
    적어도 하나의 제 2 수신 시 구간에서 제 2 데이터 심볼을 수신하는 과정과;
    상기 수신된 제 2 데이터 심볼로부터 제 1 섭동 벡터를 생성하는 과정과;
    상기 수신된 제 1 데이터 심볼에서 상기 생성된 제 1 섭동 벡터를 제거하는 과정; 및
    상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 제 1 데이터 심볼을 복조 및 복호하여 정보 비트를 출력하는 과정을 포함하는 데이터 수신방법.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 제 1 데이터 심볼 및 상기 제 2 데이터 심볼에 전력을 보상하여 출력하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신방법.
  14. 제 12항 또는 제 13항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 2 수신 시 구간에서, 상기 제 2 데이터 심볼에 모듈로 연산을 수행하여 변조 심볼을 출력하는 과정과;
    상기 출력된 변조 심볼을 디 맵핑하여 상기 제 1 섭동 벡터를 생성하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신방법.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 제 2 수신 시 구간에서, 상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 상기 제 1 데이터 심볼에 연 판정을 수행하여 복호화기로 출력하는 과정을 더 포함하는 것을 특징을 하는 데이터 수신방법.
  16. 벡터 섭동 기법과 송신 다이버시티를 기반으로 하여 다중 사용자를 지원하는 다중 안테나 시스템에서의 데이터 수신장치에 있어서,
    다수의 수신 시 구간 중 적어도 하나의 제 1 수신 시 구간에서 수신된 제 1 데이터 심볼에서 제 1 섭동 벡터를 제거하고, 상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 제 1 데이터 심볼을 복조 및 복호하여 정보 비트를 출력하는 제 1 데이터 심볼 수신부; 및
    적어도 하나의 제 2 수신 시 구간에서 수신된 제 2 데이터 심볼로부터 제 1 섭동 벡터를 생성하여 상기 제 1 데이터 심볼 수신부로 제공하는 제 2 데이터 심볼 수신부를 포함하는 데이터 수신장치.
  17. 제 16항에 있어서, 상기 제 1 데이터 심볼 수신부는
    상기 제 1 데이터 심볼에 전력 정규화 상수를 곱하여 전력을 보상하는 제 1 전력 보상부와;
    상기 보상된 제 1 데이터 심볼에 상기 제 1 섭동 벡터를 제거하는 감산기와;
    상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 상기 제 1 데이터 심볼에 연 판정을 수행하여 복호화기로 출력하는 LLR 생성부와;
    상기 제 1 섭동 벡터가 제거된 제 1 데이터 심볼을 복조하는 복조기와;
    상기 LLR 생성부에서 출력된 연 판정 값을 이용하여 상기 복조된 제 1 데이터 심볼을 복호하여 정보 비트를 출력하는 상기 복호화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신장치.
  18. 제 16항에 있어서, 상기 제 2 데이터 심볼 수신부는
    상기 제 2 데이터 심볼에 전력 정규화 상수를 곱하여 전력을 보상하는 제 2 전력 보상부와;
    상기 보상된 제 2 데이터 심볼에 모듈로 연산을 수행하여 변조 심볼을 출력하는 모듈로 연산기와;
    상기 출력된 변조 심볼을 디 맵핑하여 상기 제 1 섭동 벡터를 출력하는 디 맵핑부; 및
    상기 제 1 섭동 벡터에 제 1 섭동 상수를 곱하여 상기 제 1 데이터 심볼 수신부로 출력하는 곱셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신장치.
  19. 제 18항에 있어서,
    상기 디 맵핑부는 QPSK 변조 방식을 이용하여 디 맵핑하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
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