JP4903122B2 - 無線通信システム、受信装置、受信方法 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システム、受信装置、受信方法に関する。

近年、次世代移動体通信システムの研究が盛んに行われており、システムの周波数利用効率を高めるための方式として、各セルが同じ周波数帯域を使用することで各セルがシステムに割り当てられた帯域全体を利用可能な１周波数繰り返しセルラシステムが提案されている。
下りリンク（基地局装置から移動局への通信）では、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ：直交周波数分割多元接続）方式が最も有力な候補となっている。ＯＦＤＭＡ方式は、情報データに対して６４ＱＡＭ（６４−ａｒｙ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：６４値直交振幅変調）やＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：２相位相変調）など受信状況に応じて異なる変調方式をかけて通信を行うＯＦＤＭ信号を用いて、時間軸と周波数軸で構成される無線リソースを複数の移動端末装置で柔軟に割り当てて通信を行うシステムである。

一般に、ＯＦＤＭ信号は伝送帯域全体が周波数選択性フェージングであっても、各サブキャリアが狭帯域であることからサブキャリア単位で見ると伝搬路の遅延波をフラットフェージングと扱える。さらに、サブキャリア単位で独立に制御できるため、遅延波によって生じる符号間干渉の影響は存在せず、等化が必要ないものとされる。そのため、各サブキャリアの受信信号がそのままの受信状況で検出できるので、受信状況に応じて適切な変調方式を割り当てる適応変調方式を用いた場合には伝送品質を適切に制御できるという特徴がある。

この場合、ＯＦＤＭ信号を使用するため、非常にＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ピーク対平均電力比）が高くなることがあり、高いピーク電力が、送信電力増幅機能に比較的余裕のある下りリンクの通信においては大きな問題とはならないが、送信電力増幅機能に余裕のない上りリンク（移動局から基地局装置への通信）では致命的な問題となってしまう。
そのため、上りリンク（移動局から基地局装置への通信）では、ＰＡＰＲの低いシングルキャリア方式を基にした通信方式が望ましい。

しかしながら、シングルキャリア方式を基にした通信方式を用いると、ＯＦＤＭ方式のようにサブキャリアを独立に処理できず、遅延波により生じる符号間干渉が抑圧できないことから、受信信号の符号間干渉を抑圧する適応等化技術が必要になる。

そのため、適応等化技術の１つとして、複数の送信信号をブロック化した時間信号（以下、ＦＦＴの単位がブロックになるので、ブロック化された送信信号をＦＦＴブロックと呼ぶ）に対し、マルチパスフェージング環境下においても周期性を維持する目的でサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）を付加し、受信側で削除することで周波数領域において１回の乗積で等化が可能な周波数領域等化技術（ＦＤＥ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）が提案されている（非特許文献１）。

このＦＤＥにおいて、時間軸上でのインパルス応答の畳み込みが周波数領域での周波数応答の乗算であることに着目し、伝搬路の周波数応答の逆特性を乗積して信号成分を元に戻すＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）型のものがあるが、受信側で等化する場合には受信機内部で必ず熱雑音が受信信号に加算されているため、ＺＦの場合には雑音の項にも伝搬路の逆特性が乗積されてしまう。その結果、雑音が有色化してしまうという雑音強調が生じるため、伝送特性が非常に悪いという問題があった。

そこで、雑音強調を抑圧する目的で、等化後の信号と送信信号の誤差の自乗を最小にするという最小二乗誤差（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）規範に基づいたＭＭＳＥ−ＦＤＥが提案されており、そのタップ行列は式（１）で表される。

式（１）において、Ｗはタップ係数を要素とするＦＦＴブロックサイズの正方行列で表されるタップ行列、Ξは伝搬路の周波数応答を対角成分に並べた複素数の対角行列、Ｉは対角行列のみが１で、残りの要素が０となる単位行列、σ^２は熱雑音の分散を表す実数である。ここで、タップ行列について述べる。一般に、ＦＦＴブロック内のｋ番目の送信信号を等化により推定する場合、次式で表される。

ただし、ＦはＤＦＴ処理を施すＫ×Ｋの複素数の正方行列、ＫはＦＦＴブロックのブロックサイズ、ｗ（ｋ）はＦＦＴブロック内のｋ番目の送信信号を検出するためのＫ×１の複素数の列ベクトル、Ｒは周波数軸のＫ×１の複素数の受信信号ベクトルを表している。式（１）のタップ行列は、ブロック内の全シンボルを同時に検出するために拡張したものであり、次式のように拡張されているものを表している。

一方で、伝送効率を向上させる技術として、適応変調符号化方式が注目を集めている。適応変調符号化方式は、伝搬路の特性の時間的な変動に対し、伝送品質を維持するために、所要品質を満たす中で伝送レートが最大となる変調方式や通信路符号化における符号化率を選択する技術である。

一般的に、適応変調符号化方式は、伝搬路による歪みのない加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）環境下において測定された誤り率特性に基づいて、伝送機会毎に伝搬路の歪みまで含めた受信品質を測定し、所要品質を満たしつつ最大の伝送レートが達成できる変調方式や符号化率が決定される。

例えば、所要の品質をビット誤り率１０^−５、使用可能な変調方式と符号化率の組み合わせとして、ＡＷＧＮ環境下における符号化率１／２のＢＰＳＫ、符号化率２／３のＢＰＳＫ、符号化率１／２のＱＰＳＫ、符号化率３／４のＱＰＳＫ、符号化率５／６におけるビット誤り率１０^−５に必要な受信ＳＮＲがそれぞれ１ｄＢ、２ｄＢ、３ｄＢ、６ｄＢ、８ｄＢであるとし、ある伝送機会において測定した受信ＳＮＲが７．５ｄＢであったものとすると、この場合に選択される変調方式と符号化率は７．５ｄＢ以下で所要品質を満たし、最も高い伝送レートが達成できる符号化率３／４のＱＰＳＫが変調方式、符号化率として設定される。

ここで、ＭＭＳＥ−ＦＤＥを用いたシングルキャリア方式に適応変調符号化方式を採用する場合、一般的に等化前における信号雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）を基準に変調方式が採用されている現状がある。
Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ、Ｓ．Ｌ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ、Ａ．Ｂｅｎｙａｍｉｎ−Ｓｅｅｙａｒ、ａｎｄ Ｂ．Ｅｉｄｓｏｎ、"Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｂｒｏａｄｂａｎｄ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ、"ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ、ｖｏｌ．４０、ｐｐ．５８−６６、Ａｐｒｉｌ ２００２．

しかしながら、式（１）のタップ行列に注目すると、ｋ番目の離散周波数におけるタップ係数は、式（２）のようになり、各周波数でタップの大きさが各周波数の受信品質に応じて設定されることが分かる。

式（２）において、ｗ（ｋ）はブロック内のｋ番目の離散周波数に乗積されるタップ係数、Ξ（ｋ）はｋ番目の離散周波数における伝搬路の複素利得、σ^２は観測される雑音の分散を表している。

これは、ＭＭＳＥ型のＦＤＥが伝搬路の逆特性を乗積しているわけではなく、逆特性を乗積することにより問題となる雑音強調を抑えるという目的から、符号間干渉と雑音強調の影響のバランスが最適になるよう受信品質に応じた補正項がσ^２として設定されていることを意味している。また、伝搬路特性と雑音の分散に依存することから、等化前の平均受信ＳＮＲが同じであっても伝搬路の遅延分散によりタップ係数の周波数軸での変動が激しくなるだけでなく、取り切れない符号間干渉や雑音強調の影響が異なるということも意味している。さらに、等化前の平均受信ＳＮＲが同じでも伝搬路の遅延分散が異なる場合には除去できない符号間干渉の量や雑音強調の量が異なるということも意味している。

本来、適応変調符号化方式は受信品質を維持する目的で導入されなければならないにも関わらず、等化前の受信ＳＮＲに応じて設定される場合には、等化後で取り切れなかった符号間干渉や雑音強調の影響まで含まれておらず、適切に動作していないという問題があった。
例えば、等化の前に測定した受信ＳＮＲが６ｄＢであったにも関わらず、等化後の受信ＳＮＲが符号間干渉や雑音強調の影響で実効的に５ｄＢに相当するＳＮＲになった場合、６ｄＢで所要品質となる変調方式、符号化率を採用している場合には所要品質を満たせなくなるという問題があった。

さらに、等化後の受信品質で適応変調符号化方式を行うためにはタップ係数を乗積した伝搬路特性を時間領域に戻すことで符号間干渉の量を別途計算する必要があるため、計算が煩雑となり使用できないという問題があった。このとき、ブロック内のｋ番目の信号の受信ＳＮＲは、式（３）で表される。

式（３）において、Ｋはブロック内に含まれる信号数、ｈ_ｅｑ（ｌ）は伝搬路の周波数応答にタップ係数を乗算したものをＩＦＦＴにより周波数時間変換した等価的な伝搬路のインパルス応答のｌ番目の伝搬路利得、ｓ（ｋ）はブロック内のｋ番目の時間信号、ｎ（ｋ）はブロック内のｋ番目の信号におけるタップ係数が乗算された周波数の雑音をＩＦＦＴにより時間信号に変換した雑音成分である。
このように、ｈ_ｅｑ（ｌ）やｎ（ｋ）を推定するのにＩＦＦＴを用いるだけでなく、これらを計算してもさらに式（３）を用いる必要があり、受信ＳＮＲを計算するのに多くの演算が必要になることが分かる。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、誤り率やスループットを改善することができる無線通信システム、受信装置、受信方法を提供することにある。

（１） 本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、本発明の第１の態様による無線通信システムは、受信装置から通知された情報に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更して送信する送信装置と、無線伝搬路による歪みを周波数領域等化により等化する受信装置と、を備える無線通信システムであって、前記受信装置は、各送信ビットの信頼性に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記各送信ビットの信頼性は、対数尤度比より算出される相互情報量に基づく。

（２） また、本発明の第２の態様による無線通信システムは、受信装置から通知された情報に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更して送信する送信装置と、無線伝搬路による歪みを周波数領域等化により等化する受信装置と、を備える無線通信システムであって、前記受信装置は、各送信ビットの信頼性に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、前記各送信ビットの信頼性は、既知のビットが割り当てられた送信信号から算出される相互情報量に基づく。

（３） また、本発明の第３の態様による受信装置は、変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置であって、周波数領域で受信信号を等化する等化部と、等化後の受信信号から送信ビットの信頼性を算出する復調部と、前記復調部から得られた送信ビットの信頼性から相互情報量を算出する相互情報量算出部と、前記相互情報量算出部から得られた相互情報量に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、送信装置に通知する信号を生成する変調・符号化率情報生成部と、を備え、前記復調部は、等価振幅利得または等価雑音の分散により対数尤度比が算出される。

（４） なお、本発明の第３の態様による受信装置において、前記相互情報量算出部は、前記復調部より出力された対数尤度比に基づいても良い。

（５） また、本発明の第４の態様による受信方法は、変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置を用いた受信方法であって、周波数領域で受信パイロット信号を等化する等化過程と、等化後の受信信号から送信ビットの信頼性を算出する復調過程と、前記復調過程で得られた送信ビットの信頼性から相互情報量を算出する相互情報量算出過程と、前記受信品質から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、送信装置に通知する信号を生成する変調・符号化率情報生成過程と、を有する。

本発明によれば、適応変調符号化方式における変調方式や符号化率の設定を等化後の受信ビットのＬＬＲから算出される相互情報量を用いて行うことから、伝搬路の変動による等化後の符号間干渉や雑音強調の影響まで含めて変調方式や符号化率の設定に使用できるので、適切な変調方式、符号化率を選択でき、誤り率やスループットを改善することができる。さらに、伝搬路の遅延分散によらず、受信装置で等化後の受信品質を推定できる。

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
以下の実施形態においては、シングルキャリア伝送方式を用い、受信等化方式としてＭＭＳＥ基準型のＦＤＥを採用する場合について説明するが、ＭＭＳＥ基準型の周波数領域等化が採用できる方式であればＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭ）方式やＳＣ−ＡＳＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ ｗｉｔｈ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）方式のような波形を周波数領域で一旦割り当てて波形を周波数信号から再生成する方式、ＭＣ−ＣＤＭ（Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のような時間信号が複数の周波数信号に拡散されているものなどを採用しても良い。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態による送信装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。送信装置１００ａは、符号部１、検出部２、符号化率制御部３、パンクチャ部４、変調方式制御部５、変調部６、パイロット生成部７、パイロット多重部８、ＣＰ付加部９、無線部１０、送信アンテナ１１を備えている。

まず、送信ビットは、符号部１により誤り訂正符号化され、パンクチャ部４に入力される。一方、受信装置から通知された変調・符号化率情報（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅｓ）は、検出部２により符号化率と変調方式が検出される。検出された符号化率情報は符号化率制御部３に入力され、変調方式情報は変調方式制御部５に入力される。

パンクチャ部４では、入力された符号ビットを設定された符号化率になるように間引くパンクチャリング処理が行われる。このとき、符号化率制御部３が、設定された符号化率情報から予め用意されているビットを間引くパンクチャパターンに応じて間引くよう制御することで、パンクチャ部４は適切な符号化率の符号ビットを生成する。
次に、パンクチャリングにより得られた符号ビットは、変調部６に入力され、設定された変調方式になるよう変調がなされる。このとき、変調方式制御部５が、設定された変調方式になるように制御する。
このとき同時に、パイロット生成部７において伝搬路の周波数応答を推定するためのパイロット信号が生成され、パイロット多重部８において変調部６で得られた変調信号と多重する。多重された送信信号はＣＰ付加部９によりＣＰが付加され、無線部１０により無線周波数帯にアップコンバートされ、送信アンテナ１１から送信される。

図２は、本発明の第１の実施形態による受信装置２００ａの構成を示す概略ブロック図である。受信装置２００ａは、受信アンテナ１２、無線部１３、ＣＰ除去部１４、パイロット分離部１５、伝搬路特性推定部１６、分散推定部１７、ＦＦＴ部１８、等化部１９、ＩＦＦＴ部２０、復調部２１、復号部２２、変調・符号化率情報生成部２３を備えている。

受信信号は、受信アンテナ１２で受信された後、無線部１３により無線周波数からベースバンド信号にダウンコンバートされる。得られた受信信号はＣＰ除去部１４によりＣＰを除去され、パイロット分離部１５により受信パイロット信号と受信変調信号が分離される。分離された受信パイロット信号は伝搬路推定部１６および分散推定部１７において伝搬路の周波数特性と雑音の分散が推定され、等化に使用する目的で等化部１９に入力される。

ここで、分散推定部１７では、伝搬路推定部１６で推定された伝搬路特性と受信信号から受信パイロット信号の分散を推定することで算出される。このとき、分散σ^２は自乗平均値を計算するという定義どおり、式（４）のように推定される。

式（４）において、Ｋがブロック内の信号数、ｙ（ｋ）はｋ番目の周波数の複素受信パイロット信号、Ξ（ｋ）は伝搬路推定部１６で推定されたｋ番目の周波数における伝搬路の複素利得、ｃ（ｋ）は送受信側で既知となっているｋ番目の周波数の送信パイロット信号である。また、式（４）は、雑音の影響を受けていない受信パイロット信号をΞ（ｋ）ｃ（ｋ）で生成し、それを受信パイロット信号ｙ（ｋ）から減算した誤差が雑音に相当する部分となることから、その電力を周波数方向に平均化する二乗平均値を算出することで雑音の分散を算出している。

一方、パイロット信号を分離された受信信号はＦＦＴ部１８により周波数信号に変換され、伝搬路の周波数特性とともに等化部１９において周波数領域における受信信号の等化が行われるとともに、タップ係数から算出される等価振幅利得を出力する。このとき、等化処理まで含めた送信信号の歪みと雑音を考慮し、伝搬路推定部１６で推定された伝搬路の周波数特性と分散推定部１７で算出された分散の値を用いて、式（５）によりタップ行列が計算される。

式（５）において、Ξは伝搬路の周波数応答を対角成分に並べた伝搬路行列、σ^２は等化前の観測される雑音の分散を表す実数、Ｉは対角成分にのみ１で非対角成分が０の単位行列、Ｒは等化前の複素数の受信信号ベクトル、ｘ^Ｈは行列ｘの随伴行列（エルミート転置を施した行列）である。式（５）により得られたタップ行列を受信信号に乗積することで、受信信号の等化が行われ、ＩＦＦＴ部２０に入力されると同時に、タップ行列を用いて等価振幅利得の計算が行われる。等価振幅利得は、式（６）で計算される。

式（６）において、μ_ｚは等価振幅利得を表し、ｗ^＊（ｋ）はｋ番目の周波数のタップ係数の複素共役、Ξ（ｋ）はｋ番目の周波数の伝搬路の複素利得である。式（７）で得られた等価振幅利得μ_ｚを用いて、等価雑音の分散は、式（７）で表される。

また、等化された受信信号はＩＦＦＴ部２０において時間領域に変換され、復調部２１に入力される。復調部２１では、等化部１９より出力された等価振幅利得とＩＦＦＴ部２０より出力された等化後の時間領域の受信信号を用いて送信符号ビットの信頼性を表す対数尤度比（ＬＬＲ）が算出される。ここで、ＬＬＲの定義は、得られたＬＬＲがガウス分布に従うものと仮定すると、式（８）で表される。

式（８）において、ｌｎ［ｘ］はｘの自然対数を演算する演算子、ａは送信ビット、ｌはＬＬＲを表している。さらに、ＢＰＳＫは実部のみに１ビットのビットの情報があること、ＱＰＳＫは実部に１ビット、虚部に１ビットの情報があることを考慮すると、ＭＭＳＥ基準型の周波数領域等化の場合、算出されるＬＬＲはＢＰＳＫ、ＱＰＳＫの場合で、それぞれ式（９）、式（１０）で算出される。

式（９）、式（１０）において、λ（ｋ）はｋ番目の送信ビットのＬＬＲ、ｚ（ｋ）はｋ番目の時間インデックスにおける等化後の受信信号、μ_ｚは等価振幅利得、Ｒｅ［ｘ］は複素数ｘの実部、Ｉｍ［ｘ］は複素数ｘの虚部を表している。
また、ＬＬＲのインデックスについては、ＢＰＳＫの場合は１ＢＰＳＫ信号に１ビットの情報が変調されるため、時間インデックスとビットのインデックスが一致し、同一のインデックスを用いている。さらに、ＱＰＳＫの場合は１ＱＰＳＫ信号に２ビットの情報が変調されるため、１ビット目と２ビット目でそれぞれビットのインデックスは２ｋ、２ｋ＋１となる。

このように算出されたＬＬＲは、復号部２２により誤り訂正処理が行われると同時に、変調・符号化率情報生成部２３に入力され、ＬＬＲに基づいて計算される相互情報量を用いて次の送信機会における変調方式および符号化率を設定し、変調・符号化率情報として送信装置にフィードバックする。
なお、本実施形態では最も受信特性が良好なＭＭＳＥ基準型のもので説明したが、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）基準型や等利得合成（ＥＧＣ）、最大比合成（ＭＲＣ）などでも等価振幅利得と等価雑音の分散を算出し、それを用いて式（８）を用いるという導出過程は同一であり、同様に算出できるので、ここでは説明を省略する。

このように、本実施形態は適応変調符号化方式における変調方式と符号化率の設定を復調部２０で得られた各符号ビットの信頼性に応じて設定することで、等化による取り切れなかった符号間干渉や雑音強調の影響まで考慮して次の送信機会における変調方式や符号化率を設定でき、適応変調符号化制御を適切に行うことができる。

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。本発明の送信装置の構成と受信装置の構成は、第１の実施形態の送信装置１００ａ（図１）と受信装置２００ａ（図２）の構成と同様であるため、それらの説明を省略する。

図３は、本発明の第２の実施形態による受信装置の変調・符号化率情報生成部２３の構成を示す概略ブロック図である。変調・符号化率情報生成部２３は、相互情報量算出部１０１、変調・符号化率決定部１０２、変調・符号化率情報マッピング部１０３を備えている。

変調・符号化率情報生成部２３に入力されたＬＬＲは、相互情報量算出部１０１においてＬＬＲから得られる送信ビットに関する相互情報量を算出される。ここで、相互情報量とは、送信信号Ｘを送信したときに受信信号Ｙが得られたとすると、Ｙを得たときにどれだけ送信信号Ｘに関する情報を得られたかを情報理論の観点から数値化したものである。本実施形態では、受信信号Ｙから得られるのではなく、ＬＬＲから得られる送信信号Ｘに関する相互情報量を算出する。

ＬＬＲが得られたときの相互情報量は、時間平均と集合平均が同一であるというエルゴード性と０と１の発生確率が同一で、かつ分布が同一で対称なガウス分布に従うという一貫性条件に基づくものを仮定すると、以下の式（１１）で計算される。

式（１１）において、Ｉ_ｘは０から１の実数で表される相互情報量、Ｋ_Ｂはビット長、ｌ_ｋはｋ番目のビットのＬＬＲを表している。さらに、相互情報量は式（９）、式（１０）より変調方式により相互情報量が変化するので、変調方式を設定するために、各変調方式における相互情報量の値も算出しておく。

例えば、変調方式ごとの相互情報量の算出は、今の送信機会の変調方式がＢＰＳＫである場合、式（１１）により得られる相互情報量はＢＰＳＫのものである。ここからＱＰＳＫであった場合の相互情報量の算出は、式（９）、式（１０）より、ＢＰＳＫで得られるＬＬＲに１／√２を乗算したものであるから、式（１２）によりＢＰＳＫの場合からＱＰＳＫで伝送したと仮定した場合における相互情報量に変換できる。

式（１２）はＢＰＳＫで送信したときに得られたＬＬＲから同じ環境でＱＰＳＫを用いた場合に得られる相互情報量を算出している。当然、ＱＰＳＫからＢＰＳＫへの変換はＬＬＲを√２倍することで算出できるので、説明を省略する。
また、１６ＱＡＭや６４ＱＡＭのＬＬＲの算出式を式（９）、式（１０）のように導出することはできるので、多値変調を用いた場合でも、出力ＬＬＲの関係は一意に決まり、１つの変調方式のＬＬＲが分かれば各変調方式における相互情報量は相互に変換可能である。
このように得られた選択可能な全変調方式の相互情報量は、変調・符号化率決定部１０２に入力され、変調方式と符号化率の組み合わせが決定される。

図４は、本発明の第２の実施形態による各符号化率における入力相互情報量に対するビット誤り率特性を示すグラフの一例である。図４において、横軸は、式（１１）や式（１２）で得られた入力相互情報量、縦軸がビット誤り率を示している。また、ｒは符号化率を表しており、３本の曲線は符号化率ｒを１／２、３／４、５／６それぞれのビット誤り率を表している。また、図４から符号化率が大きいほど伝送速度があがるが、誤り訂正が低下しているため、符号化率が高いほど同じビット誤り率を達成するためにはより大きな相互情報量が必要であることも確認される。ここでは、図４を用いて変調方式と符号化率の組み合わせを決定する。

例えば、選択可能な変調方式の組み合わせが符号化率１／２のＢＰＳＫ、符号化率３／４のＢＰＳＫ、符号化率１／２のＱＰＳＫ、符号化率３／４のＱＰＳＫ、符号化率５／６のＱＰＳＫであるもとし、ＢＰＳＫで得られた相互情報量が０．９５、ＱＰＳＫで得られた相互情報量が０．８で、所要品質が１０^−５であった場合、所要品質を満たす組み合わせは図４より、符号化率１／２のＢＰＳＫ、符号化率３／４のＢＰＳＫ、符号化率１／２のＱＰＳＫであることが確認できる。したがって、この場合に選択されるのは符号化率１／２のＱＰＳＫとなる。

このように決定された変調方式と符号化率は、変調・符号化率情報マッピング部１０３により送受信側で所定の信号形式に変調され、送信装置にフィードバックされる。
このように、相互情報量を算出してそれを適応変調符号化方式に適用することで、周波数領域等化により残る符号間干渉や雑音強調の影響まで考慮した受信品質を把握でき、適応制御を適切に行うことができる。

［第３の実施形態］
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。本発明の送信装置の構成は、第１の実施形態の送信装置１００ａ（図１）の構成と同様であるため、それらの説明を省略する。

図５は、本発明の第３の実施形態による受信装置２００ｃの構成を示す概略ブロック図である。受信装置２００ｃは、パイロット信号など既知の系列をトレーニング系列として用いて相互情報量を算出する。
受信装置２００ｃは、受信アンテナ２０１、無線部２０２、ＣＰ除去部２０３、パイロットコピー部２０４、伝搬路特性推定部２０５、分散推定部２０６、ＦＦＴ部２０７、等化部２０８、ＩＦＦＴ部２０９、復調部２１０、パイロット分離部２１１、復号部２１２、変調・符号化率情報生成部２１３を備えている。

受信装置２００ｃの受信アンテナ２０１、無線部２０２、ＣＰ除去部２０３、伝搬路特性推定部２０５、分散推定部２０６、ＦＦＴ部２０７、等化部２０８、ＩＦＦＴ部２０９、復調部２１０、復号部２１２、変調・符号化率情報生成部２１３は、第１の実施形態の受信装置２００ａと同じであるため、ここでは説明を省略する。
第１の実施形態の受信装置２００ａとの違いは、ＣＰを除去した後にパイロット信号を分離するのではなく、伝搬路推定と雑音の分散の推定を行うためにコピーし、パイロット信号も等化するというところにある。パイロット信号の分離は、等化後の受信状況を算出するために復調部２１０の後で行う。

本実施形態では、等化部２０８における処理においてパイロット信号には、既知の信号が使用されるので、送受信側で所定のビット系列が所定の変調方式により変調され、送信されている。そこで、受信側で既知のビット系列により変調されていることを利用してどれだけ伝搬路、雑音、等化により情報が減っているかを把握する。

［第４の実施形態］
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。本発明の送信装置の構成と受信装置の構成は、第２の実施形態の送信装置と受信装置の構成と同様であるため、それらの説明を省略する。

図６は、本発明の第４の実施形態による受信装置の受信方法を示すフローチャートである。図６では、送信ビット系列が既知の場合の相互情報量の算出方法の処理を示している。送信ビット系列が分かっている場合の相互情報量は式（１３）で表される。

式（１３）において、ｐ（ｌ｜Ｘ＝ｘ）は、送信信号がｘである場合に等化後のＬＬＲがｌとなる確率を表している。なお、式（１１）は式（１３）をエルゴード性と一貫性条件を満たす前提での近似式を表していたため、式（１３）で計算できる場合には本実施形態の方が精度よく相互情報量を推定できる。

図６において、まず、ステップＳ１においてパイロット信号を等化することにより得られたＬＬＲをビット１で送信されたものと０で送信されたものに分類し、その数をカウントする。

次に、ステップＳ２ａ、Ｓ２ｂにおいて送信ビットが１と０のそれぞれについてヒストグラムを計算し、ステップＳ３ａ、Ｓ３ｂにおいてステップＳ１でカウントした送信ビット０と１のそれぞれの合計数で正規化し、その確率を計算する。

次に、ステップＳ４ａ、Ｓ４ｂにおいて式（１３）の被積分関数を送信ビット０と１のそれぞれについて計算する。このとき、送信ビット０の場合の計算を行う場合には、ｘ＝０、送信ビット１の場合にはｘ＝１が代入される。

このように計算された式（１３）の被積分関数の値は送信ビット０と１のそれぞれについてステップＳ５ａ、Ｓ５ｂにおいて総和が計算される。最後に、ステップＳ６において、送信ビット０、１で計算された総和に１／２を乗算し、それらの和を取ることで相互情報量が算出される。なお、第１、第２の実施形態の相互情報量の算出手法を使用することもできる。

このように、送信ビットが既知の場合には本実施形態のように相互情報量を計算することができ、適応変調符号化を適切に制御することができる。なお、パイロット信号を使用する場合には、パイロット信号に続いて自局宛のデータが多重されている必要はなく、伝送機会が必要になったときのために算出しておくこともできる。

さらに、本実施形態では受信側で変調方式や符号化率まで設定する例を示したが、相互情報量の値を送信装置にフィードバックして送信装置が変調方式や符号化率を設定しても良い。
また、本発明はＬＬＲに基づいて設定されるので、例えば、ＯＦＤＭ方式のようなマルチキャリア方式でも適用することができる。

なお、以上説明した実施形態において、送信装置（図１）や受信装置（図２、図５）の各部の機能またはこれらの機能の一部を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより送信装置や受信装置の制御を行っても良い。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

本発明の第１の実施形態による送信装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第１の実施形態による受信装置２００ａの構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態による受信装置の変調・符号化率情報生成部２３の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態による各符号化率における入力相互情報量に対するビット誤り率特性を示すグラフである。 本発明の第３の実施形態による受信装置２００ｃの構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第４の実施形態による受信装置の受信方法を示すフローチャートである。

符号の説明

１・・・符号部、２・・・検出部、３・・・符号化率制御部、４・・・パンクチャ部、５・・・変調方式制御部、６・・・変調部、７・・・パイロット生成部、８・・・パイロット多重部、９・・・ＣＰ付加部、１０・・・無線部、１１・・・送信アンテナ、１２・・・受信アンテナ、１３・・・無線部、１４・・・ＣＰ除去部、１５・・・パイロット分離部、１６・・・伝搬路特性推定部、１７・・・分散推定部、１８・・・ＦＦＴ部、１９・・・等化部、２０・・・ＩＦＦＴ部、２１・・・復調部、２２・・・復号部、２３・・・変調・符号化率情報生成部、１００ａ・・・送信装置、１０１・・・相互情報量算出部、１０２・・・変調・符号化率決定部、１０３・・・変調・符号化率情報マッピング部、２００ａ、２００ｃ・・・受信装置

Claims (5)

1. 受信装置から通知された情報に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更して送信する送信装置と、
   無線伝搬路による歪みを周波数領域等化により等化する受信装置と、
   を備える無線通信システムであって、
   前記受信装置は、各送信ビットの信頼性に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、
   前記各送信ビットの信頼性は、対数尤度比より算出される相互情報量に基づくことを特徴とする無線通信システム。
2. 受信装置から通知された情報に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更して送信する送信装置と、
   無線伝搬路による歪みを周波数領域等化により等化する受信装置と、
   を備える無線通信システムであって、
   前記受信装置は、各送信ビットの信頼性に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、
   前記各送信ビットの信頼性は、既知のビットが割り当てられた送信信号から算出される相互情報量に基づくことを特徴とする無線通信システム。
3. 変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置であって、
   周波数領域で受信信号を等化する等化部と、
   等化後の受信信号から送信ビットの信頼性を算出する復調部と、
   前記復調部から得られた送信ビットの信頼性から相互情報量を算出する相互情報量算出部と、
   前記相互情報量算出部から得られた相互情報量に基づいて変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、送信装置に通知する信号を生成する変調・符号化率情報生成部と、
   を備え、
   前記復調部は、等価振幅利得または等価雑音の分散により対数尤度比が算出されることを特徴とする受信装置。
4. 前記相互情報量算出部は、前記復調部より出力された対数尤度比に基づくことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を変更する送信装置が送信した信号を受信する受信装置を用いた受信方法であって、
   周波数領域で受信パイロット信号を等化する等化過程と、
   等化後の受信信号から送信ビットの信頼性を算出する復調過程と、
   前記復調過程で得られた送信ビットの信頼性から相互情報量を算出する相互情報量算出過程と、
   前記受信品質から変調方式または符号化率の少なくともいずれか一方を設定し、送信装置に通知する信号を生成する変調・符号化率情報生成過程と、
   を有することを特徴とする受信方法。

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