KR100945101B1 - 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 - Google Patents

통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은, 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호와 다수의 송수신 안테나에서 송신된 송신 신호 간에 형성된 채널 행렬을 확인하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 정보 및 채널 상태 정보 중 적어도 하나의 정보를 확인하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태 중 적어도 하나의 정보가 상이하면 상기 송신 신호 중 우선 순위를 갖는 송신 신호를 기준으로 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 제1산출 방식을 적용하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 또는 채널 상태가 동일하면 상기 송신 신호 중에서 임의의 송신 신호를 기준으로 로그 우도비를 산출하는 제2산출 방식을 적용하며, 상기 제1산출 방식 및 상기 제2산출 방식 중 어느 하나를 적용하여 상기 송신 신호의 전체 로그 우도비를 산출하고, 상기 수신 신호를 복호한다.

Description

통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식의 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법에 관한 것이다.
IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 WMAN 시스템의 물리 채널(physical channel)에 광대역(broadband) 전송 네트워크를 지원하기 위해 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 함)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템이다. 상기 IEEE 802.16a/d 통신 시스템은 현재 가입자 단말기(SS: Subscriber Station, 이하 'SS'라 칭하기로 함)가 고정된 상태, 즉 SS의 이동성을 전혀 고려하지 않은 상태 및 단일 셀 구조만을 고려하고 있는 시스템이다. 이와는 달리 IEEE 802.16e 통신 시스템은 상기 IEEE 802.16a 통신 시스템에 SS의 이동성을 고려하는 시스템이 며, 상기 이동성을 가지는 SS를 이동국(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함)이라고 칭하기로 한다.
그리고, IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16a/d 통신 시스템 및 IEEE 802.16e 통신 시스템은 복수개의 수신 안테나들과 복수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 MIMO 방식의 적용이 가능하다. 상기 MIMO 방식의 통신 시스템에서 복수개의 송신 안테나들 각각에 대해 어떤 데이터를 송신할 것인지는 시공간 부호화에 의해 결정되며 수신 안테나들 각각은 상기 송신 안테나 각각으로부터 송신된 신호를 수신하여 시공간 복호를 수행한다. 이러한 시공간 부호화는 동일 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 송신하기 위해 서로 다른 포맷으로 부호화하는 시공간 송신 다이버시티 기법 또는 서로 다른 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 송신하는 공간 다중화 기법으로 구현된다.
일반적으로 공간 다중화 기법에서 시공간 부호화된 신호는 수신기에서 공동 또는 분리 검출(joint or separate detection) 방식을 통해 복호된다. 공동 검출 방식에서는 하나의 송신 안테나로부터 송신된 신호뿐만 아니라 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호들도 고려하여야 한다. 이러한 특성 때문에 공간 다중화 MIMO 방식의 통신 시스템을 이용하기 위한 다중화 방식으로 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 함)나 제로-포싱(ZF: Zero-Forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 함)을 기반으로 하여 수신된 신호에서 송신 신호를 검출하여 복호하는 다중화 방식들이 알려져 있다.
이러한 다중화 방식들은 수신 신호의 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio: 이하 'SNR'이라 칭하기로 함)에 따라 각각 상이한 데이터 성능을 나타낸다. 예컨대 상기 MMSE를 이용한 신호 검출을 통해 복호하는 다중화 방식은, 높은 SNR에서 다른 다중화 방식보다 데이터 수신 성능이 낮지만, 낮은 SNR에서 다른 다중화 방식보다 높은 데이터 수신 성능을 얻을 수 있다. 그러나, 일반적으로 통신 시스템은 시변하는 무선 채널 환경에서 SNR이 가변하며, 이러한 가변하는 SNR에 상응하여 적응적으로 높은 데이터 수신 성능을 얻을 수 있는 다중화 방식을 이용한 신호 수신 방안이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입력 다중 출력 방식의 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
또한, 본 발명의 다른 목적은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 수신 신호의 복호시 검출 오류를 최소화하여 복호 성능을 향상시키기 위한 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
아울러, 본 발명의 다른 목적은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 복수의 송신 안테나들을 통해 송신한 복수의 송신 신호들을 수신할 경우 수신 신호에서 잡음 및 간섭 제거를 통한 송신 신호들의 검출 오류를 최소화하여 수신 성능을 향상시키기 위한 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
그리고, 본 발명의 또 다른 목적은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서 복수의 송신 안테나들을 통해 송신한 복수의 송신 신호들을 수신할 경우 송신 신호들의 변조 방식 또는 송수신기 간의 채널 환경에 따라 수신 신호에서 잡음 및 간섭 제거를 통한 송신 신호들의 검출 오류를 최소화하여 수신 성능을 향상시키기 위한 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템의 신호 수신 방법에 있어서, 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호와 다수의 송수신 안테나에서 송신된 송신 신호 간에 형성된 채널 행렬을 확인하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 정보 및 채널 상태 정보 중 적어도 하나의 정보를 확인하는 단계; 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태 중 적어도 하나의 정보가 상이하면 상기 송신 신호 중 우선 순위를 갖는 송신 신호를 기준으로 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 제1산출 방식을 적용하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 또는 채널 상태가 동일하면 상기 송신 신호 중에서 임의의 송신 신호를 기준으로 로그 우도비를 산출하는 제2산출 방식을 적용하는 단계; 및 상기 제1산출 방식 및 상기 제2산출 방식 중 어느 하나를 적용하여 상기 송신 신호의 전체 로그 우도비를 산출하고, 상기 수신 신호를 복호하는 단계를 포함한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 장치에 있어서, 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 장치에 있어서, 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호와 다수의 송수신 안테나에서 송신된 송신 신호 간에 형성된 채널 행렬을 확인하는 확인부와, 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태의 동일 여부를 판단하는 판단부, 및 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태 중 적어도 하나가 상이하면 상기 송신 신호 중 우선 순위를 갖는 송신 신호를 기준으로 제1산출 방식으로 로그 우도비를 산출하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태가 동일하면 상기 송신 신호 중 임의의 송신 신호를 기준으로 제2산출 방식으로 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 로그 우도비 산출부를 포함한다.
본 발명은, 다중 입력 다중 출력 방식의 통신 시스템에서 수신기의 복호기가 수신 신호의 잡음 및 간섭 제거를 통해 수신 신호에서 송신 신호의 검출 오류를 최소화하여 송신 신호를 검출함으로써 신호의 수신 성능을 향상시킬 수 있다. 특히 본 발명은, 수신기의 복호기가 송신 신호의 후보 심벌들에 대해 수신 신호의 잡음 및 간섭을 각각 제거하여 송신 신호의 심벌들을 각각 검출함으로써 검출 오류를 최소화하여 신호의 수신 성능을 향상기킬 수 있다. 아울러, 수신기의 복호기가 송신 신호의 변조 방식 또는 채널 상태에 따라 적응적으로 송신 신호의 후보 심벌들에 대해 수신 신호의 잡음 및 간섭을 각각 제거하여 송신 신호의 심벌들을 각각 검출함으로써 검출 오류를 최소화하여 신호의 수신 성능을 향상기킬 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩뜨리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은, 통신 시스템, 일예로 광대역 무선 접속(BWA: Broadband Wireless Access, 이하 'BWA'라 칭하기로 함) 통신 시스템인 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시예에서는, 설명의 편의상 상기 통신 시스템을 IEEE 802.16 통신 시스템에서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 칭하기로 함)/직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 칭하기로 함) 방식을 적용한 통신 시스템을 일예로 하여 설명하지만, 본 발명에서 제안하는 수신 장치 및 방법은 다른 통신 시스템들에도 적용될 수 있다.
또한, 본 발명은, 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 방식의 통신 시스템에서 소정의 셀을 관장하는 기지국(BS: Base Station, 이하 'BS'라 칭하기로 함)과 상기 소정의 셀 내에 존재하며 상기 BS로부터 통신 서비스를 제공받는 이동국(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 함) 간의 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다. 본 발명의 실시예에서는 하향링크(DL: DownLink, 이하 'DL'이라 칭하기로 함)에서 BS의 송신기가 복수의 송신 안테나들을 통해 복수의 송신 신호들을 상기 DL의 무선 채널로 송신하면, 복수의 수신 안테나들을 통해 MS의 수신기가 신호를 수신하고, 상기 MS의 수신기가 수신 신호의 잡음 및 간섭 제거를 통해 상기 수신 신호에서 송신 신호들의 검출 오류를 최소화하여 상기 송신 신호들을 검출한다. 또한, 상향링크(UL: UpLink, 이하 'UL'이라 칭하기로 함)에서 복수의 MS들 각 송신기가 하나의 송신 안테나를 통해 신호를 상기 UL의 무선 채널로 송신하면, BS의 수신기가 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하고, 상기 BS의 수신기가 수신 신호의 잡음 및 간섭 제거를 통해 상기 수신 신호에서 송신 신호들의 검출 오류를 최소화하여 상기 송신 신호들을 검출한다.
이때, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 방식의 통신 시스템에서 상기 BS 및 MS의 수신기는, 송신기가 송신 신호들에 적용한 변조 방식 또는 상기 송신 신호들의 채널 상태에 따라 적응적으로 각 송신 신호들의 후보 심벌들에 대한 수신 신호의 잡음 및 간섭을 각각 제거하여 각 송신 신호들의 모든 심벌들을 각각 검출한 후, 각 송신 신호들의 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'이라 칭하기로 한다)를 계산하여 복호한다. 즉, 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 방식의 통신 시스템에서 상기 수신기는, 상기 송신 신호들의 변조 및 코딩 방식(Modulation & Coding Scheme, 이하 'MCS'라 칭하기로 함) 레벨을 각각 확인하거나, 또는 상기 송신 신호들의 신호대잡음비(SNR: Signal-to-Noise Ratio: 이하 'SNR'이라 칭하기로 함) 또는 신호대 간섭 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio, 이하 'SINR'이라 칭하기로 함)를 통해 채널 상태를 확인하고, 상기 MCS 레벨 또는 채널 상태에 따라 적응적으로 LLR 산출 방식을 결정한 후, 상기 LLR 산출 방식을 통해 각 송신 신호들의 LLR을 계산하여 복호한다. 그러면 여기서, 도 1을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 도 1은 통신 시스템에서 두 개의 MS의 각 송신기들이 하나의 송신 안테나를 통해 각 송신 신호들을 UL 무선 채널로 각각 송신하고 BS의 수신기가 두 개의 수신 안테나들을 통해 상기 송신기들이 송신한 송신 신호들을 수신하는 경우를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, 상기 MS들의 각 송신기들(100,130)은, 수신기(150)로 송신할 이진 데이터를 생성하는 생성기들(102,132)과, 상기 이진 데이터를 컨벌루션 터보 코드(CTC: Convolutional Turbo Code, 이하 'CTC'라 칭하기로 함)로 순방향 오 류 정정(FEC: Forward Error Correction, 이하 'FEC'라 칭하기로 함) 부호화하는 FEC 부호기들(104,134)과, 상기 FEC 부호화된 데이터를 변조하는 변조기들(106,135)과, 상기 변조된 데이터를 두 개의 송신 안테나들(114,144)을 통해 송신할 두 개의 송신 신호들을 서브 캐리어들과 매핑하는 매핑기들(108,138)과, 상기 서브 캐리어들에 매핑된 데이터에 파일럿을 삽입하는 삽입기들(110,140)과, 상기 파일럿이 삽입된 데이터를 OFDM 방식으로 무선 채널을 통해 송신하기 위해 변조하는 OFDM 변조기들(112,142), 및 상기 OFDM 변조된 신호를 무선 채널로 송신하는 송신 안테나들(114,144)을 포함한다.
그리고, 상기 수신기(150)는, 상기 송신기(100)가 송신한 송신 신호들을 수신하는 두 개의 수신 안테나들(152,154)과, 상기 수신 안테나들(152,154)을 통해 수신된 OFDM 변조 신호를 OFDM 복조하는 복조기들(156,158)과, 상기 복조된 데이터에서 파일럿을 분리하는 분리기들(160,162)과, 상기 송신기들(100,130)의 송신 안테나들(114,144)과 수신기(150)의 수신 안테나들(152,154)에 의해 형성된 채널을 추정하는 추정기들(164,166)과, 상기 추정된 채널의 서브 캐리어들에 매핑된 데이터를 디매핑하는 디매핑기들(168,170)과, 상기 디매핑된 데이터, 다시 말해 두개의 수신 안테나들(152)을 통해 수신하는 수신 신호를 협력적 공간 다중화(CSM: Collaborative Spatial Multiplexing, 이하 'CSM'이라 칭하기로 함)로 복호하는 복호기(172)와, 상기 CSM 복호된 데이터, 다시 말해 상기 복호기(172)로부터 출력되는 복호 신호들의 심벌 메트릭(symbol metric)을 계산하여 상기 CSM 복호된 데이터들을 복조하는 계산기들(174,176)과, 상기 데이터 심벌들을 FEC 복호하는 FEC 복호 기들(178,180), 및 상기 FEC 복호된 데이터들을 이진 데이터들로 복원하는 복원기들(182,184)을 포함한다.
상기 복호기(172)는 송신 안테나들(114,144)이 송신한 송신 신호들의 검출시 상기 송신 신호들의 후보 심벌들에 대한 수신 안테나들(152,154)이 수신한 수신 신호의 잡음 및 간섭을 제거하여 상기 송신 신호들의 모든 심벌들을 각각 검출한 후 LLR을 계산하여 복호함으로써 송신 신호들의 검출 오류를 최소화하여 수신기(150)의 수신 성능을 향상시킨다. 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 구체적으로 설명하기로 한다.
도 2는 본 발명에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 상기 복호기(172)는, 수신기(150)의 분리기들(160,162)이 분리한 파일럿을 이용하여 추정기들(164,166)이 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널을 추정하여 복호기(172)로 입력한 채널 행렬(H)을 확인하는 채널에서 상기 송신 신호들에 각각 해당하는 채널별 채널 상태를 확인하는 채널 확인부(210)와, 상기 채널 확인부(210)가 확인한 채널 행렬(H)을 통해 상기 Nt개의 송신 안테나들을 통해 송신한 송신 신호들의 변조 방식 및 채널 행렬(H)의 채널 상태를 확인하여 상기 변조 방식과 상기 채널 행렬 상태 동일 여부를 판단하는 판단부(220), 및 상기 판단(220)의 판단 결과, 다시 말해 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태 중 적어도 하나가 상이하면 상기 송신 신호 중 우선 순위를 갖 는 송신 신호를 기준으로 제1산출 방식으로 LLR을 산출하고 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태가 동일하면 상기 송신 신호 중 임의의 송신 신호를 기준으로 제2산출 방식으로 LLR을 산출하는 LLR 산출부를 포함한다. 그러면 여기서, 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기가 LLR을 산출하는 동작을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 3은 본 발명에 따른 통신 시스템에서 복호기가 LLR을 산출하는 동작 과정을 도시한 도면이다.
도 3을 참조하면, 우선 S305단계에서 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널의 채널 행렬(H)과 상기 Nr개의 수신 안테나들이 수신한 수신 신호(r)를 입력받아 확인한다. 그런 다음, S310단계에서 상기 Nt개의 송신 안테나들을 통해 송신한 송신 신호들의 MCS 레벨을 각각 확인하여 상기 송신 신호들의 MCS 레벨이 동일한 지를 확인한다. 여기서, 상기 수신기는 BS와 MS간의 초기 진입 절차에서 송신기가 상기 송신 신호들에 적용하는 MCS 레벨을 이미 인지한 상태이며, 상기 송신기는 각 송신 안테나들 별로 동일한 MCS 레벨을 갖는 송신 신호들을 송신하거나 각각 상이한 MCS 레벨을 갖는 송신 신호들을 송신할 수도 있다. 여기서, 상기 Nt개의 송신 신호들은 PSK(PSK: Phase Shift Key, 이하 'PSK'라 칭하기로 함) 계열 및 QAM(QAM: Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 함) 계열 방식들, 예컨대 QPSK(QPSK: Quadrature Phase Shift Key, 이하 'QPSK'라 칭하기로 함), 16QAM, 64QAM 방식들 중 하나 이상의 변조 방식으로 송신 된다.
상기 S310단계에서의 확인 결과 상기 송신 신호들의 MCS 레벨이 상이하면 S315단계에서 상기 송신 신호들의 MCS 레벨에 상응하여 송신 신호의 LLR 산출 순서를 결정한다. 즉, 상기 S315단계에서 상기 송신 신호들 중 MCS 레벨이 최상위, 예컨대 QPSK, 16QAM, 64QAM 변조 방식의 송신 신호들 중에서 64QAM 변조 방식의 송신 신호, 예컨대 상기 Nt개의 송신 신호들 중 m번째 송신 신호가 LLR 산출의 우선 순위를 갖도록 LLR 산출 순서를 결정한다. 그런 다음, S320단계에서 상기 Nt개의 송신 신호들 중에서 상기 LLR 산출 순서에 해당하는 송신 신호, 예컨대 LLR 산출의 우선 순위를 갖는 상기 m번째 송신 신호를 기준으로 한 제1산출 방식으로 LLR을 산출한다. 여기서, 상기 제1산출 방식은 도 4를 참조하여 보다 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그에 관한 구체적인 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 S310단계에서의 확인 결과 상기 송신 신호들의 MCS 레벨이 동일하면 S330단계에서 상기 송신 신호들의 채널 상태를 각각 확인한다. 즉, 도 1에서 설명한 바와 같이 수신기(150)의 분리기들(160,162)이 분리한 파일럿을 이용하여 추정기들(164,166)이 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널을 추정하여 복호기(172)로 입력한 채널 행렬(H)에서 상기 송신 신호들에 각각 해당하는 채널별 채널 상태를 확인한다. 여기서, 상기 송신 신호들의 채널 상태는 상기 추정기들(164,166)의 채널 추정시 상기 송신 신호들의 파일럿을 이용하여 측정된 상기 송신 신호들의 SNR 또는 SINR에 상응하여 결정된다.
상기 S330단계에서의 확인 결과 상기 송신 신호들의 채널 상태가 상이하면 S335단계에서 상기 송신 신호들의 채널 상태에 상응하여 송신 신호의 LLR 산출 순서를 결정한다. 즉, 상기 S335단계에서 상기 송신 신호들 중 SNR 또는 SINR이 최소로 채널 상태가 가장 열악한 송신 신호, 예컨대 상기 Nt개의 송신 신호들 중 m번째 송신 신호가 LLR 산출의 우선 순위를 갖도록 LLR 산출 순서를 결정한다. 그런 다음, S320단계에서 상기 Nt개의 송신 신호들 중에서 상기 LLR 산출 순서에 해당하는 송신 신호, 예컨대 LLR 산출의 우선 순위를 갖는 상기 m번째 송신 신호를 기준으로 한 제1산출 방식으로 LLR을 산출한다. 여기서는 상기 S310단계에서 송신 신호들의 MCS 레벨을 확인하고, 상기 S330단계에서 송신 신호들의 채널 상태를 확인하는 것으로 설명하였으나, 상기 송신 신호들의 MCS 레벨 확인과 채널 상태 확인을 각각 개별적으로 수행한 후 상기 송신 신호들의 MCS 레벨 또는 채널 상태가 상이하면 S320단계에서 제1산출 방식으로 LLR을 산출하는 동작도 가능하다.
한편, 상기 S330단계에서의 확인 결과 상기 송신 신호들의 채널 상태가 동일하면 S340단계에서 송신 신호들에 대한 제2산출 방식으로 LLR을 산출한다. 여기서, 상기 제2산출 방식은 도 5를 참조하여 보다 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그에 관한 구체적인 설명을 생략하기로 한다. 그런 다음, S345단계에서 상기 제1산출 방식 또는 제2산출 방식으로 산출된 송신 신호들의 LLR을 출력하여 LLR 산출 동작을 완료하고, 상기 복호기는 상기 Nt개의 모든 송신 신호들의 LLR을 통해 수신 신호를 복호한다. 그러면 여기서, 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시 스템에서 제1산출 방식으로 LLR을 산출하는 복호기의 구조를 보다 구체적으로 설명하기로 하며, 이하에서는 송신 안테나의 개수가 Nt개이고, 수신 안테나의 개수가 Nr개일 경우 복호기가 LLR을 산출하는 경우를 설명하기로 한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 도 4는 Nt개의 송신 신호들 중에서 LLR 산출의 우선 순위를 상기 m번째 송신 신호를 기준으로 한 제1산출 방식으로 LLR을 산출하는 복호기의 구조를 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 상기 복호기는 Nr개의 수신 안테나들이 수신한 수신 신호(r)와 Nt개의 송신 안테나들이 송신한 Nt개의 송신 신호들의 후보 심벌들 중 특정 계층(layer), 예컨대 Nt개의 송신 신호들 중 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)과 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm) 및 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널의 채널 행렬(H)을 입력받아 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭에 의의해 발생하는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 제1연산부(410)와, 상기 제1연산부(410)의 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋, 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i), 및 상기 Nt개의 송신 신호들 중 m번째 송신 신호를 제외한 나머지 송신 신호들의 심벌들을 저장하는 제1저장부(430), 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 제2연산부(450)와, 상기 제2연산부(450)가 산출한 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들에 대한 확장 복호 심벌들을 저장하는 제2저장부(470), 및 상기 제1저장부(430)와 상기 제2저장부(470)에 저장된 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 후보 심벌들을 이용하여 LLR을 계산하는 LLR 연산부(490)를 포함한다.
여기서, 상기 m번째 송신 신호는 도 3에서 설명한 바와 같이 MCS 레벨이 상이한 상기 Nt개의 송신 신호들 중 최상위의 MCS 레벨을 갖음에 따라 LLR 산출의 최상위 우선 순서를 갖거나, 채널 상태가 상이한 상기 Nt개의 송신 신호들 중 채널 상태가 가장 열악하여 LLR 산출의 최상위 우선 순서를 갖는 송신 신호이다. 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)에서의 i는 1, …, Mm이며, 상기 Mm은 m번째 송신 신호에 대한 성상도(constellation) 어레이(arry)를 의미한다. 그리고, 채널 행렬(H)은 도 1에서 설명한 바와 같이 수신기(150)의 분리기들(160,162)이 분리한 파일럿을 이용하여 추정기들(164,166)이 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널을 추정하여 복호기(172)로 입력한 채널 행렬(H)로 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다. 또한, 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)은 수학식 1과 같이 나타낸 채널 행렬(H)에서 상기 m번째 송신 신호에 해당하는 성분들로만 이루어진 채널 행렬을 의미한다.
아울러, 상기 후보 심벌들(Sm,i)은 상기 Nt개의 송신 안테나들이 송신한 Nt개의 송신 신호들에 적용된 변조 방식, 즉 송신기의 변조기가 상기 m번째 송신 신호 에 적용한 변조 방식에 상응하여 상기 m번째 송신 신호의 심벌들이 성상도에서 위치 가능한 경우의 심벌들을 의미한다. 이때, 송신기의 변조기가 적용한 변조 방식은 수신기가 BS와 MS간의 초기 진입 절차에서 이미 인지한 상태이다. 또한, 상기 송신기는 각 송신 안테나들 별로 각각 상이한 변조 방식을 적용하여 송신 신호들을 송신할 수도 있다. 즉, 상기 송신기는 상기 Nt개의 송신 신호들에 PSK 계열 및 QAM 계열 방식들, 예컨대 QPSK, 16QAM, 64QAM 방식들 중 하나 이상의 변조 방식을 적용하여 수신기로 송신할 수 있다.
여기서, 상기 수신 신호(r)는, 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있으며, 수학식 2에서 s는 Nt개의 송신 안테나들이 송신한 Nt개의 송신 신호들을 의미하며, 상기 송신 신호들(s)은 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007095097315-pat00001
Figure 112007095097315-pat00002
Figure 112007095097315-pat00003
상기 제1연산부(410)는 수신 신호(r)에서 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌 들(Sm,i)에 대한 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭을 산출하는 제1제거기(412)와, 제로-포싱(ZF: Zero-Forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 함) 또는 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 함)를 통해 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호 가중치를 산출하는 제1계산기(414)와, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호값을 결정하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호 심벌들을 산출하는 제1생성기(416)와, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 제2제거기(418), 및 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋을 산출하는 제2계산기(420)를 포함한다.
상기 제1제거기(412)는, 수신 신호(r)와 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)과 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)을 입력받아 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)에서 상기 후보 심벌들(Sm,i)을 제거(
Figure 112007095097315-pat00004
)하여 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00005
)을 산출하고, 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00006
)을 제1계산기(414), 제2제거기(418) 및 제2연산부(450)로 각각 출력한다. 여기서, 상기 제1제거기(412)가 산출한 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00007
)은 상기 수신 신호(r)에서 상기 후보 심벌들(Sm,i)에 대한 잡음 및 간섭이라 할 수 있다.
상기 제1계산기(414)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00008
)과 채널 행렬(H)에서 m번째 송신 신호에 해당하는 성분들을 제거한 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00009
)을 입력받는다. 여기서, 상기 제1계산기(414)는, 전술한 바와 같이 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)의 입력시 상기 추정기가 채널 추정하여 입력한 채널 행렬(H)에서 상기 m번째 송신 신호에 해당하는 성분들에 '0'이 입력되어 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)이 제거된 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00010
)을 입력받는다. 그런 다음, 상기 제1계산기(414)는 ZF 또는 MMSE를 통해 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00011
)을 MMSE 널링(nulling)(
Figure 112007095097315-pat00012
)하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호 가중치(
Figure 112007095097315-pat00013
)를 상기 제1생성기(416)로 출력한다.
상기 제1생성기(416)는 상기 복호 가중치(
Figure 112007095097315-pat00014
)를 입력받아 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호값을 결정하고, 상기 복호값에 대한 비트들을 생성하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭의 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00015
)을 산출한 후, 상기 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00016
)을 상기 제2제거기(418)로 출력한다.
상기 제2제거기(418)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00017
)과 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00018
)과 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00019
)을 입력받는다. 그런 다음, 상기 제2제거기(418)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00020
)에서 상기 변환 채널 행 렬(
Figure 112007095097315-pat00021
)에 의한 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00022
)을 제거(
Figure 112007095097315-pat00023
)하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 산출하고, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 상기 제2계산기(420)로 출력한다.
상기 제2계산기(420)는, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 입력받고, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 이용하여 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)과 상기 m번째 송신 신호의 심벌들 간의 유클리드 거리(ED: Euclidean Distance, 이하 'ED'라 칭하기로 함)를 각각 산출하여 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들(ED2 i)을 각각 산출한다. 그런 다음, 상기 제2계산기(420)는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들(ED2 i)을 제1저장부(430)로 출력한다.
상기 제1저장부(430)는, 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i) 및 상기 나머지 송신 신호들의 심벌들에 대한 비트 열들(432)과 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 성상도에서 각 비트에 해당하는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들(ED2 i)에 대한 오프셋 열(434)을 저장한다. 즉, 상기 제1저장부(430)는 상기 Nt개의 송신 신호들의 후보 심벌들에 대한 비트 열들(432)과 상기 m번째 송신 신호 의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들(ED2 i)에 대한 오프셋 열(434)을 저장한다. 또한, 상기 제1저장부(430)는 저장된 비트 열들(432)과 오프셋 열(434)을 상기 LLR 연산부(490)로 출력한다. 그리고, 상기 제1저장부(430)는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋(ED2 i)에서 최소 검출 오류 오프셋(ED2)을 결정한 후, 상기 최소 검출 오류 오프셋(ED2)을 상기 제2연산부(450)로 출력한다. 여기서, 설명의 편의를 위해 상기 비트 열들(432)에서 p번째의 성상도 어레이에 해당하는 검출 오류 오프셋(ED2 p)이 최소 검출 오류 오프셋(ED2)인 것으로 가정하여 설명하기로 한다.
그러면, 상기 제2연산부(450)는 상기 최소 검출 오류 오프셋(ED2)에 상응하여 상기 비트 열들(432)의 역(inverse) 비트를 통해 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭의 복호 심벌들로 확장 복호 심벌들을 산출하는 제2생성기(452)와, 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 제3제거기(454), 및 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 제3계산기(454)를 포함한다.
상기 제2생성기(452)는 상기 최소 검출 오류 오프셋(ED2)에 해당하는 p번째의 성상도 어레이 비트들을 기준으로 상기 비트 열들(432)의 역비트를 통해 확장 복호값을 결정하고, 상기 확장 복호값에 대한 비트들을 생성하여 확장 복호 심벌 들(
Figure 112007095097315-pat00024
)를 산출하고, 상기 확장 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00025
)을 제2제거기(454)와 제2저장부(470)로 출력한다. 여기서, j는 1, …, kl이며, 상기 l은 1, …, Nt-1로서 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 잡음 및 간섭에 대한 복호 심벌들을 의미한다. 즉, 상기 제2생성기(452)는 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 잡음 및 간섭에 대한 복호값으로 상기 확장 복호값을 결정하여 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 잡음 및 간섭에 대한 복호 심벌들인 확장 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00026
)을 제2제거기(454)와 제2저장부(470)로 각각 출력한다.
상기 제3제거기(454)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00027
)에서 상기 최소 검출 오류 오프셋(ED2)에 해당하는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00028
)과 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00029
) 및 확장 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00030
)을 입력받는다. 그런 다음, 상기 제3제거기(454)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00031
)에서 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00032
)에 의한 확장 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00033
)을 제거(
Figure 112007095097315-pat00034
)하여 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하고, 상기 잡음 및 간섭 오류를 제3계산기(454)로 출력한다.
상기 제3계산기(454)는, 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 입력받고, 상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 이용하여 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들과 상기 나머지 송신 신호들의 심벌들 간의 ED를 각각 산출하여 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들을 각각 산출한다. 그런 다음, 상기 제3계산기는 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들을 상기 제2저장부(470)로 출력한다.
상기 제2저장부(470)는, 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들에 대한 확장 복호 심벌들의 비트 열들(472)과 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들의 성상도에서 각 비트에 해당하는 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋 열(474)을 각각 저장한다. 또한, 상기 제2저장부(470)는 상기 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들에 확장 복호 심벌들의 비트 열들(472)과 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋 열(474)을 상기 LLR 연산부(490)로 출력한다.
상기 LLR 연산부(490)는, 제1저장부(430)에 저장된 비트 열들(432)과 오프셋 열(434) 및 제2저장부(470)에 저장된 비트 열들(472)과 오프셋 열(474)을 입력받아 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들과 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들에서 모든 비트들에 대한 최소 검출 오류 오프셋들을 각각 검색하여 LLR을 계산하고, 상기 LLR을 출력한다. 그에 따라, 복호기는 상기 LLR을 통해 수신 신호를 복호한다. 이때, 도 2에서 설명한 복호기는, 제1저장부(430)가 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들 뿐만 아니라 나머지 송신 신호들의 후보 심벌들을 저장하고, 제2연산부(450)와 제2저장부(470)를 포함함으로 복호기의 복잡도가 증가할 수 있다. 또한, 상기 복호기는, 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들의 최소 검출 오류 오프셋을 이용하여 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들을 산출함으로 상기 나머지 송신 신호들의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들에 정확도가 저하되어 수신 신호의 복호 성능이 저하 될 수 있다. 그러면 여기서, 도 5를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 제2산출 방식으로 LLR을 산출하는 복호기의 구조를 보다 구체적으로 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다. 여기서, 도 5는 Nt개의 송신 신호들 중에서 m번째 송신 신호를 기준으로 한 제2산출 방식으로 LLR을 산출하는 복호기의 구조를 도시한 도면이다.
도 5를 참조하면, 상기 복호기는 Nr개의 수신 안테나들이 수신한 수신 신호(r)와 Nt개의 송신 안테나들이 송신한 Nt개의 송신 신호들의 후보 심벌들 중 특정 계층, 예컨대 Nt개의 송신 신호들 중 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)과 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm) 및 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널의 채널 행렬(H)을 입력받아 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭에 의해 발생하는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 연산부(510)와, 상기 연산부(510)의 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)을 저장하는 저장부(530), 및 상기 저장부(530)에 저장된 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 상기 후보 심벌들(Sm,i)을 이용하여 상기 m번째 송신 신호의 LLR을 계산하는 LLR 연산부(550)를 포함한다.
여기서, 상기 m번째 송신 신호는 상기 Nt개의 송신 신호들에서 LLR 산출의 우선 순위 없이 임의로 선택된 하나의 송신 신호이다. 또한, 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)에서의 i는 1, …, Mm이며, 상기 Mm은 m번째 송신 신호에 대한 성상도 어레이를 의미한다. 그리고, 채널 행렬(H)은 도 1에서 설명한 바와 같이 수신기(150)의 분리기들(160,162)이 분리한 파일럿을 이용하여 추정기들(164,166)이 Nt개의 송신 안테나들과 Nr개의 수신 안테나들 간에 형성된 채널을 추정하여 복호기(172)로 입력한 채널 행렬(H)이다. 그리고, 상기 후보 심벌들(Sm,i)은 송신기의 변조기가 상기 m번째 송신 신호에 적용한 변조 방식에 상응하여 상기 m번째 송신 신호의 심벌들이 성상도에서 위치 가능한 경우의 심벌들을 의미한다. 이때, 송신기의 변조기가 적용한 변조 방식은 전술한 바와 같이 수신기가 BS와 MS간의 초기 진입 절차에서 이미 인지한 상태이다. 그리고, 상기 송신기는 전술한 바와 같이 각 송신 안테나들 별로 PSK 계열 및 QAM 계열 중 하나 이상의 변조 방식을 적용하여 송신 신호들을 송신할 수도 있다.
상기 제1연산부(510)는 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)에 대한 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭을 산출하는 제1제거기(512)와, ZF 또는 MMSE를 통해 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호 가중치를 산출하는 제1계산 기(514)와, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호값을 결정하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호 심벌들을 산출하는 생성기(516)와, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 제2제거기(518), 및 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋을 산출하는 제2계산기(520)를 포함한다. 여기서, 상기 수신 신호(r)와 송신 신호들(s) 및 채널 행렬(H)은 상기 수학식 1과 수학식 2 및 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
상기 제1제거기(512)는, 수신 신호(r)와 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)과 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)을 입력받아 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)에서 상기 후보 심벌들(Sm,i)을 제거(
Figure 112007095097315-pat00035
)하여 상기 수신 신호(r)에 포함된 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00036
)을 산출하고, 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00037
)을 제1계산기(514)와 제2제거기(518)로 출력한다. 여기서, 상기 제1제거기(512)가 산출한 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00038
)은 상기 수신 신호(r)에서 상기 후보 심벌들(Sm,i)에 대한 잡음 및 간섭이라 할 수 있다.
상기 제1계산기(514)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00039
)과 채널 행렬(H)에서 m번째 송신 신호에 해당하는 성분들을 제거한 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00040
)을 입력받는다. 여기서, 상기 제1계산기(514)는, 전술한 바와 같이 상기 m번째 송 신 신호의 채널 행렬(hm)의 입력시 상기 추정기가 채널 추정하여 입력한 채널 행렬(H)에서 상기 m번째 송신 신호에 해당하는 성분들에 '0'이 입력되어 상기 m번째 송신 신호의 채널 행렬(hm)이 제거된 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00041
)을 입력받는다. 그런 다음, 상기 제1계산기(514)는 ZF 또는 MMSE를 통해 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00042
)을 MMSE 널링(
Figure 112007095097315-pat00043
)하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호 가중치(
Figure 112007095097315-pat00044
)를 상기 생성기(516)로 출력한다.
상기 생성기(516)는 상기 복호 가중치(
Figure 112007095097315-pat00045
)를 입력받아 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭에 대한 복호값을 결정하고, 상기 복호값에 대한 비트들을 생성하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭의 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00046
)을 산출한 후, 상기 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00047
)을 상기 제2제거기(518)로 출력한다.
상기 제2제거기(518)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00048
)과 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00049
)과 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00050
)을 입력받는다. 그런 다음, 상기 제2제거기(518)는 상기 수신 신호(r)의 잡음 및 간섭(
Figure 112007095097315-pat00051
)에서 상기 변환 채널 행렬(
Figure 112007095097315-pat00052
)에 의한 복호 심벌들(
Figure 112007095097315-pat00053
)을 제거(
Figure 112007095097315-pat00054
)하여 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 산출하고, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 상기 제2계산기(520)로 출력한다.
상기 제2계산기(520)는, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 입력받고, 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 잡음 및 간섭 오류를 이용하여 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)과 상기 m번째 송신 신호의 심벌들 간의 ED를 각각 산출하여 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋(ED2 i)을 각각 산출한다. 그런 다음, 상기 제2계산기(520)는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋(ED2 i)을 저장부(530)로 출력한다.
상기 저장부(530)는, 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)에 대한 비트 열(532)과 상기 후보 심벌들(Sm,i)의 성상도에서 각 비트에 해당하는 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋(ED2 i)열(534)을 각각 저장한다. 또한, 상기 저장부(530)는 상기 m번째 송신 신호의 후보 심벌들(Sm,i)의 비트 열(532)과 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋(ED2 i)열(534)을 상기 LLR 연산부(550)로 출력한다.
상기 LLR 연산부(550)는, 상기 m번째 송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들에서 상기 m번째 송신 신호의 비트들에 대한 최소 검출 오류 오프셋들을 각각 검색하는 검색기(552)와, 상기 m번째 송신 신호의 비트들에 대한 최소 검출 오 류 오프셋을 각각 결정하는 제1결정기(554)와 제2결정기(556), 및 상기 제1결정기(553)와 상기 제2결정기(556)가 결정한 최소 검출 오류 오프셋을 합산하여 LLR을 산출하는 합산기(558)를 포함한다. 즉, 상기 LLR 연산부(550)는 상기 m번째 송신 신호의 각 비트들에 대한 최소 검출 오류 오프셋들을 검색하여 각각 결정하고, 상기 결정한 최소 검출 오류 오프셋을 합산하여 LLR을 산출한다.
이렇게 복호기는 전술한 바와 같이 상기 Nt개의 송신 신호들 중에서 m번째 송신 신호의 LLR을 산출하고, 상기 m번째 송신 신호를 제외한 나머지 송신 신호들 중 임의의 송신 신호에 대해 앞서 설명한 상기 m번째 송신 신호의 LLR을 산출하는 절차를 다시 수행하여 상기 임의의 송신 신호의 LLR을 산출한다. 즉, 상기 수신기의 복호기는 Nt개의 송신 신호들 각각에 대해 전술한 상기 m번째 송신 신호의 LLR을 산출하는 절차를 반복 수행하여 상기 Nt개의 송신 신호들의 LLR을 각각 산출한 후, 상기 LLR을 통해 수신 신호를 복호한다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 본 발명에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 3은 본 발명에 따른 통신 시스템에서 복호기가 LLR을 산출하는 동작 과정을 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 통신 시스템에서 복호기의 구조를 개략적으로 도시한 도면.

Claims (24)

  1. 다중 입력 다중 출력 통신 시스템의 신호 수신 방법에 있어서,
    (a) 다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호와 다수의 송수신 안테나에서 송신된 송신 신호 간에 형성된 채널 행렬을 확인하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 정보 및 채널 상태 정보 중 적어도 하나의 정보를 확인하는 단계;
    (b) 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태 중 적어도 하나의 정보가 상이하면 상기 송신 신호 중 우선 순위를 갖는 송신 신호를 기준으로 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 제1산출 방식을 적용하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 또는 채널 상태가 동일하면 상기 송신 신호 중에서 임의의 송신 신호를 기준으로 로그 우도비를 산출하는 제2산출 방식을 적용하는 단계; 및
    (c) 상기 제1산출 방식 및 상기 제2산출 방식 중 어느 하나를 적용하여 상기 송신 신호의 전체 로그 우도비를 산출하고, 상기 수신 신호를 복호하는 단계를 포함하는 신호 수신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 (a) 단계에서 상기 송신 신호의 변조 방식 확인은, 송신기가 상기 송신 신호에 적용한 변조 및 코딩 방식(Modulation & Coding Scheme) 레벨을 각각 확인하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 (b) 단계에서 상기 송신 신호의 변조 방식이 상이하면, 상기 송신 신호에서 최상위 변조 및 코딩 방식으로 확인되는 송신 신호가 로그 우도비 산출 순서의 우선 순위를 갖도록 상기 로그 우도비 산출 순서를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 (a) 단계에서 상기 송신 신호의 채널 상태 정보 확인은, 상기 채널 행렬에서 상기 송신 신호에 해당하는 채널을 확인하고, 상기 송신 신호에 해당하는 채널에서 상기 송신 신호의 파일럿을 이용하여 상기 송신 신호의 신호대 간섭 잡음비를 확인하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 (b) 단계에서 상기 송신 신호의 채널 상태가 상이하면, 상기 송신 신호에서 상기 신호대 간섭 잡음비가 최소로 확인되는 송신 신호가 로그 우도비 산출 순서의 우선 순위를 갖도록 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제1산출 방식은,
    (d-1) 상기 채널 행렬 중 제1채널 행렬, 및 상기 송신 신호의 제1후보 심벌 들을 이용하여 상기 송신 신호 중 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 제1검출 오류 오프셋을 산출하는 단계;
    (e-1) 상기 제1검출 오류 오프셋들 중 최소 검출 오류 오프셋을 기준으로 상기 제1송신 신호를 제외한 나머지 송신 신호의 제2후보 심벌들을 이용하여 상기 나머지 송신 신호의 각 심벌들에 대한 제2검출 오류 오프셋을 산출하는 단계; 및
    (f-1) 상기 제1검출 오류 오프셋 및 제2검출 오류 오프셋을 이용하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 (d-1) 단계는,
    상기 제1후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭을 산출하는 단계;
    상기 제1후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭을 이용하여 상기 제1후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭의 제1복호 심벌들을 산출하는 단계;
    상기 제1복호 심벌들을 이용하여 상기 제1후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 단계; 및
    상기 제1후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 이용하여 상기 제1송신 신호의 각 심벌들의 제1검출 오류 오프셋들을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 (f-1) 단계는, 상기 제1검출 오류 오프셋들 및 상기 제2검출 오류 오프셋들에서 상기 송신 신호의 모든 비트들에 대한 최소 검출 오류 오프셋들을 검색하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  9. 제6항에 있어서, 상기 (e-1) 단계는, 상기 제1송신 신호를 제외한 나머지 송신 신호의 제2후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭의 제2복호 심벌들을 산출하는 단계;
    상기 제2복호 심벌들을 이용하여 상기 제2후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 단계; 및
    상기 제2후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 이용하여 상기 나머지 송신 신호의 각 심벌들의 제2검출 오류 오프셋들을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제2복호 심벌들 산출은, 상기 제1후보 심벌들과 상기 제2후보 심벌들의 비트들을 상기 최소 검출 오류 오프셋을 기준으로 역비트를 통해 복호값을 결정하고, 상기 복호값에 대한 비트들을 생성하여 상기 제2복호 심벌들을 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제2후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류 산출은, 상기 최소 검출 오류 오프셋의 잡음 및 간섭에서 상기 채널 행렬의 변환 채널 행렬에 의한 상기 제2복호 심벌들을 제거하여 상기 제2후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 제2검출 오류 오프셋들 산출은, 상기 제2후보 심벌들과 상기 나머지 송신 신호의 모든 심벌들 간의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 각각 산출하여 상기 제2검출 오류 오프셋들을 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  13. 제1항에 있어서, 상기 제2산출 방식은,
    (d-2) 상기 채널 행렬 중 제1채널 행렬, 및 상기 송신 신호의 후보 심벌들을 이용하여 상기 송신 신호 중 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 단계;
    (e-2) 상기 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 상기 후보 심벌들을 이용하여 상기 제1송신 신호의 로그 우도비를 계산하는 단계; 및
    (f-2) 상기 송신 신호의 개수만큼 상기 (d-2) 단계 및 (e-2) 단계를 반복하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 (d-2) 단계는,
    상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭을 산출하는 단계;
    상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭에 대한 복호 가중치를 산출하는 단계;
    상기 복호 가중치를 이용하여 상기 후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭의 복호 심벌들을 산출하는 단계;
    상기 후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭의 복호 심벌들을 이용하여 상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 단계; 및
    상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 이용하여 상기 제1송신 신호의 각 심벌들의 검출 오류 오프셋들을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭을 산출은 상기 제1채널 행렬에서 상기 후보 심벌들을 제거하여 상기 후보 심벌들에 대한 잡음 및 간섭을 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 복호 가중치 산출은 상기 채널 행렬의 변환 채널 행렬을 제로-포싱(ZF: Zero-Forcing) 또는 최소평균자승오류(MMSE: Minimum Mean Square Error)를 통해 널링(nulling)하여 상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭에 대한 복호 가중치를 산출하 는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 복호 심벌들의 산출은 상기 복호 가중치를 통해 복호값을 결정한 후 상기 복호값에 대한 비트들을 생성하여 상기 복호 심벌들을 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류 산출은 상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭에서 상기 채널 행렬의 변환 채널 행렬에 의한 상기 복호 심벌들을 제거하여 상기 후보 심벌들의 잡음 및 간섭 오류를 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  19. 제14항에 있어서,
    상기 검출 오류 오프셋들의 산출은 상기 후보 심벌들과 상기 제1송신 신호의 심벌들 간의 유클리드 거리(Euclidean Distance)를 각각 산출하여 상기 검출 오류 오프셋들을 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 (f-2) 단계는, 상기 검출 오류 오프셋들에서 상기 송신 신호의 비트들에 대한 최소 검출 오류 오프셋들을 검색한 후 상기 최소 검출 오류 오프셋들을 합 산하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
  21. 다중 입력 다중 출력 통신 시스템에서의 신호 수신 장치에 있어서,
    다수의 수신 안테나에서 수신된 수신 신호와 다수의 송수신 안테나에서 송신된 송신 신호 간에 형성된 채널 행렬을 확인하는 확인부;
    상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태의 동일 여부를 판단하는 판단부; 및
    상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태 중 적어도 하나가 상이하면 상기 송신 신호 중 우선 순위를 갖는 송신 신호를 기준으로 제1산출 방식으로 로그 우도비를 산출하고, 상기 송신 신호의 변조 방식 및 채널 상태가 동일하면 상기 송신 신호 중 임의의 송신 신호를 기준으로 제2산출 방식으로 로그 우도비(LLR: Log Likelihood Ratio)를 산출하는 로그 우도비 산출부를 포함하는 신호 수신 장치.
  22. 제21항에 있어서, 상기 로그 우도비 산출부는 상기 제1산출 방식으로 로그 우도비를 산출하기 위하여,
    상기 채널 행렬 중 제1채널 행렬, 및 상기 송신 신호의 제1후보 심벌들을 이용하여 상기 송신 신호 중 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 제1검출 오류 오프셋을 산출하는 제1연산부;
    상기 제1검출 오류 오프셋들 중 최소 검출 오류 오프셋을 기준으로 상기 제1 송신 신호를 제외한 나머지 송신 신호의 제2후보 심벌들을 이용하여 상기 나머지 송신 신호의 각 심벌들에 대한 제2검출 오류 오프셋을 산출하는 제2연산부; 및
    상기 제1검출 오류 오프셋 및 제2검출 오류 오프셋을 이용하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 로그 우도비 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  23. 제21항에 있어서, 상기 로그 우도비 산출부는 상기 제2산출 방식으로 로그 우도비를 산출하기 위하여,
    상기 채널 행렬 중 제1채널 행렬, 및 상기 송신 신호의 후보 심벌들을 이용하여 상기 송신 신호 중 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하고, 상기 송신 신호의 개수만큼 반복하여 상기 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 연산부; 및
    상기 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 상기 제1송신 신호의 후보 심벌들을 이용하여 상기 제1송신 신호의 로그 우도비(LLR)를 계산하고, 상기 송신 신호의 개수만큼 반복하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 LLR 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
  24. 제21항에 있어서, 상기 로그 우도비 산출부는 상기 판단부의 판단 결과에 따라,
    상기 채널 행렬 중 제1채널 행렬, 및 상기 송신 신호의 제1후보 심벌들을 이용하여 상기 송신 신호 중 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 제1검출 오류 오프셋을 산출하거나, 상기 채널 행렬 중 제1채널 행렬, 및 상기 송신 신호의 후보 심벌들을 이용하여 상기 송신 신호 중 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하고 상기 송신 신호의 개수만큼 반복하여 상기 송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋을 산출하는 제1연산부;
    상기 제1검출 오류 오프셋들 중 최소 검출 오류 오프셋을 기준으로 상기 제1송신 신호를 제외한 나머지 송신 신호의 제2후보 심벌들을 이용하여 상기 나머지 송신 신호의 각 심벌들에 대한 제2검출 오류 오프셋을 산출하는 제2연산부; 및
    상기 제1검출 오류 오프셋 및 제2검출 오류 오프셋을 이용하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하거나, 상기 제1송신 신호의 각 심벌들에 대한 검출 오류 오프셋과 상기 제1송신 신호의 후보 심벌들을 이용하여 상기 제1송신 신호의 를 계산하고 상기 송신 신호의 개수만큼 반복하여 상기 송신 신호의 로그 우도비를 산출하는 로그 우도비 연산부를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
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