KR20100124136A

KR20100124136A - 데이터 수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20100124136A
Application number: KR1020090043222A
Authority: KR
Inventors: 박동현; 지안준 리
Original assignee: 주식회사 포스코아이씨티
Priority date: 2009-05-18
Filing date: 2009-05-18
Publication date: 2010-11-26

Abstract

본 발명은 휴대 인터넷 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 함) 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서 수신 장치의 복잡도를 감소시키면서 신호 검출의 성능을 향상시킬 수 있는 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치는 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 방식을 이용하여 데이터를 송수신 하는 광대역 무선 통신 시스템의 데이터 수신 장치에 있어서, 수신된 복수의 스트림으로부터 추정된 채널을 Q행렬 및 R행렬로 분해하는 분해부; 상기 추정된 채널의 R행렬에 기초하여 상기 복수의 스트림 중 제 1 트림을 검출하고, 상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 검출하는 검출부; 상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 이용하여 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 후보 심볼 검출부; 제 1 스트림의 후보 심볼들에 대하여 SIC(Successive Interference Cancellation) 검출을 수행하고, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들 각각에 대응되는 후보 심볼 쌍들을 검출하는 SIC 검출부; 및 상기 후보 심볼 쌍들을 이용하여 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 산출하는 LLR 산출부를 포함한다.

MIMO, QR 신호분리(QR decomposition), Ordering, MMSE, SIC, Decision, Sphere Decoding

Description

데이터 수신 방법 및 장치{Method and apparatus for receiving data}

본 발명은 광대역 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서 수신 장치의 복잡도를 감소시키면서 신호 검출의 성능을 향상시킬 수 있는 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

현재 광대역 무선 통신 시스템에서는 고속의 전송 속도와 함께, 다양한 서비스 품질(QoS: Quality of Service, 이하 'QoS'라 함)을 사용자들에게 안정적으로 제공하기 위한 연구가 진행되고 있다. 특히, 차세대 광대역 무선 통신 시스템에서는 데이터 전송 용량의 증대 및 QoS를 향상시키기 위한 여러 방안들이 제안되고 있다.

이러한 제안 중의 하나로, 직교 주파수 다중 분할 (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'이라 함) 방식과 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 'OFDMA'이라 함) 방식을 적용한 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 802.16 시스템이 제안되었다.

상기 IEEE 802.16 시스템에서는 한정된 무선자원 내에서 데이터 전송 효율을 높이기 위해, 송신부(다운링크인 경우 기지국) 및 수신부(다운링크인 경우 단말)에서 복수의 안테나를 이용하여 데이터를 송수신하는 MIMO(multiple Input Multiple Output) 기술을 적용하려고 하고 있다.

MIMO 방식의 광대역 무선 통신 시스템에서 복수의 송신 안테나들 각각에 대해 어떤 데이터를 송신할 것인지는 시공간 부호화에 의해 결정되며, 수신부의 안테나들 각각은 상기 송신 안테나 각각으로부터 송신된 신호를 수신하여 시공간 복호를 수행하게 된다.

이러한, 시공간 부호화는 동일 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 송신하기 위해 서로 다른 포맷으로 부호화하는 시공간 송신 다이버시티(STTD: Space Time Transmit Diversity) 방식 또는 서로 다른 데이터를 서로 다른 송신 안테나를 통해 송신하는 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing) 방식으로 구현될 수 있다.

송신부에서는 데이터 송신 효율을 높이기 위해 상기 MIMO 방식 중 공간 다중화(SM) 방식을 이용할 수 있다. 공간 다중화(SM) 방식을 이용하는 경우, 송신부에서는 송신하고자 하는 심볼을 다중 분할하고, 다중 분할된 심볼을 복수의 안테나를 통해 송신하게 된다. 예를 들어, 송신부와 수신부에 각각 2개의 안테나(2×2)가 형성된 경우에 송신부에서는 동일 시간에 2개의 서로 다른 데이터 스트림(stream)을 동시에 송신할 수 있고, 수신부에서는 동일 시간에 2개의 서로 다른 데이터 스트림(stream)을 동시에 수신할 수 있게 된다.

수신부에서는 2개의 안테나를 통해 수신된 신호에서 서로 다른 데이터 스트 림을 검출하고, 검출된 데이터 스트림들을 조합하여 원래의 데이터로 디코딩 하게 된다. 이때, 수신된 신호에서 송신 신호를 검출 및 복호하기 위해 다중화 방식을 이용하게 되는데, 일반적으로 ML(Maximum Likelihood), MMSE(Minimum Mean Square Error), ZF(Zero Forcing), PD(Parallel Detection), SIC(Successive Interference Cancellation) 방식들을 이용하여 수신된 신호에서 송신 신호를 검출 및 복호하게 된다.

공간 다중화 방식에서 시공간 부호화된 데이터의 경우, 서로 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호가 상호 간섭으로 작용할 수 있기 때문에, 수신부에서는 하나의 송신 안테나로부터 송신된 신호뿐만 아니라 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호도 고려해야 한다. 그러나, 상술한 다중화 방식들은 수신 신호의 신호 대 잡음 비(SNR: Signal-to-Noise Ratio: 이하 'SNR'이라 함)에 따라 각각 상이한 데이터 수신 성능을 얻게 된다.

ML 방식을 이용한 신호 검출 방식은 현재까지 제안된 신호 검출 방식들 중에서 가장 우수한 성능을 얻을 수 있으나, 수신 장치의 복잡도 및 연산의 복잡도가 가장 커 시스템 구현에 어려운 문제점이 있다. 또한, PD 방식은 신호 검출의 성능이 ML과 유사하지만 ML과 동일하게 수신 장치의 복잡도 및 연산의 복잡도가 커 시스템 구현에 어려움이 있다.

SIC/OSIC 방식은 비선형 신호 검출 방식으로, 수신된 신호들의 우열이 클수록 신호 검출 성능이 높은 장점이 있으나, 수신된 신호의 세기가 동일하거나 비슷한 경우 신호 검출 성능이 낮아지는 단점이 있다.

MMSE 방식은 ZF 방식을 이용한 신호 검출 방식에서 발생하는 잡음 증폭을 방지하여 신호 검출 시 잡음의 영향을 줄임으로써 ZF 방식보다 우수한 신호 검출 성능을 얻을 수 있으나, 채널 환경이 변화되는 경우 높은 데이터 수신 성능을 얻을 수 없는 단점이 있다.

상기, MMSE 방식과 OSIC 방식의 장점을 결합한 MMSE-OSIC 방식은 일반적인 신호 검출에서 향상된 성능을 가지나, Soft output 값을 이용하여 soft decision을 수행하는 CTC(Convolutional Turbo Code) 디코딩(decoding) 방식과 함께 사용되는 경우, 상기 MMSE 방식보다 낮은 신호 검출 성능을 나타낸다. 또한, 수신 장치의 복잡도 및 연산의 복잡도가 증가하여 시스템 구현에 어려움이 있다.

이에 따라, MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서 ML 방식에 비해 연산의 복잡도를 줄일 수 있는 데이터 수신 방법과, ML 방식에 비해 수신 장치의 복잡도를 줄이면서 ML 방식과 유사한 신호 검출 성능을 얻을 수 있는 수신 장치가 요구되고 있다.

본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서 ML 방식에 비해 연산의 복잡도를 줄일 수 있는 데이터 수신 방법을 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서 ML 방식에 비해 수신 장치의 복잡도를 줄이면서 ML 방식과 유사한 신호 검출 성능을 얻을 수 있는 수신 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서 QR 분해(decomposition) 방법, 후보 심볼 검출(candidate symbol search) 방법, SIC(Successive Interference Cancellation) 검출 방법을 통해 복수의 스트림 심볼 쌍을 생성하고, 상기 후보 심볼 쌍(candidate symbol pair)의 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 산출함으로써 연산의 복잡도를 줄이고 신호 검출 성능을 향상시킬 수 있는 데이터 수신 방법 및 장치를 제공하는 것을 기술적 과제로 한다.

상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치는 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 방식을 이용하여 데이터를 송수신 하는 광대역 무선 통신 시스템의 데이터 수신 장치에 있어서, 수신된 복수의 스트림으로부터 추정 된 채널을 Q행렬 및 R행렬로 분해하는 분해부; 상기 추정된 채널의 R행렬에 기초하여 상기 복수의 스트림 중 제 1 트림을 검출하고, 상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 검출하는 검출부; 상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 이용하여 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 후보 심볼 검출부; 제 1 스트림의 후보 심볼들에 대하여 SIC(Successive Interference Cancellation) 검출을 수행하고, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들 각각에 대응되는 후보 심볼 쌍들을 검출하는 SIC 검출부; 및 상기 후보 심볼 쌍들을 이용하여 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 산출하는 LLR 산출부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치는 상기 복수의 스트림을 오더링(ordering)하여 상기 복수의 스트림 중 먼저 검출이 이루어질 하나의 스트림을 선택하는 오더링부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 방법은 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 방식을 이용하여 데이터를 송수신 하는 광대역 무선 통신 시스템의 데이터 수신 방법에 있어서, 수신된 복수의 스트림으로부터 추정된 채널을 Q행렬 및 R행렬로 분해하고, 상기 Q행렬 및 R행렬 중에서 상기 Q행렬을 제거하는 단계; 상기 R행렬을 이용하여 상기 복수의 스트림 중 제 1 스트림을 검출하고, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 단계; 및 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들에 대응되는 제 1 후보 심볼 쌍들을 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

실시 예에 따른 본 발명은 MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서, 수신 신호의 복호 시 ML 방식방식 보다 시스템의 복잡도를 감소시키면서, ML 방식과 유사한 신호 검출 성능을 얻을 수 있는 수신 장치를 제공할 수 있다.

실시 예에 따른 본 발명은 MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서, ML 방식에 비해 연산의 복잡도를 줄일 수 있는 데이터 수신 방법을 제공할 수 있다.

실시 예에 따른 본 발명은 MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서, 추정된 채널을 QR 분해(decomposition) 방법을 통해 분해 한 후, 복수의 스트림 중 하나의 스트림을 검출하고, 검출된 하나의 스트림의 후보 심볼(candidate symbol)로부터 다른 스트림의 후보 심볼을 검출하여 심볼 쌍을 생성하고, 상기 후보 심볼 쌍의 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 산출하여 연산의 복잡도를 줄이고 신호 검출 성능을 향상시킬 수 있다.

본 발명은 광대역 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 MIMO 방식을 이용하여 소정 셀을 관장하는 기지국(BS)과 상기 기지국으로부터 통신 서비스를 제공받는 단말(MS) 간에 데이터를 송수신하는 광대역 무선 통신 시스템에서, ML 방식에 비해 수신 장치의 복잡도 및 연산의 복잡도를 감소시키면서 ML 방식과 유사한 신호 검출의 성능을 얻을 수 있는 데이터 수신 방법 및 장치에 관한 것이다.

이하, 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치와 이를 이용 한 데이터 수신 방법을 이해하는데 필요한 사항만이 설명되며, 그 이외의 사항에 대해서는 본 발명의 요지를 설명하기 위하여 생략될 수 있다.

실시 예에 따른 본 발명에서는 광대역 무선 통신 시스템, 일 예로 IEEE 802.16 시스템에서의 데이터 수신 방법 및 장치를 제안한다. 실시 예에 따른 본 발명에서는 상기 IEEE 802.16 시스템에서 OFDM 방식 및/또는 OFDMA 방식을 적용하는 것을 일 예로 한다.

도면을 참조한 설명에 앞서, 실시 예에 따른 본 발명은 기지국이 단말로 데이터를 전송하는 하향링크(DL: Down Link) 및 단말이 기지국으로 데이터를 전송하는 상향링크(UL: Up Link)에 모두 적용될 수 있다.

상기 하향링크의 경우를 일 예로 하면, 기지국의 송신장치에서 복수의 송신 안테나를 통해 복수의 송신 신호들을 하향링크의 무선 채널을 이용하여 단말로 송신하면, 단말에서 복수의 수신 안테나를 통해 기지국으로부터의 신호를 수신하고, 본 발명에서 제안하는 데이터 수신 장치 및 신호 검출 방식을 이용하여 기지국에서 송신한 신호를 검출할 수 있다.

다른 예로서, 상향링크에서 상기 소정 셀 내에 위치하는 단말의 송신장치에서 복수의 송신 안테나를 통해 복수의 송신 신호들을 상향링크의 무선 채널을 이용하여 기지국으로 송신하면, 기지국에서 복수의 수신 안테나를 통해 단말로부터의 신호를 수신하고, 본 발명에서 제안하는 데이터 수신 장치 및 신호 검출 방식을 이용하여 단말에서 송신한 신호를 검출할 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치는 수신된 신호를 검출하기 위하 여, QR 분해(decomposition), Sphere 디코딩(decoding) 및 SIC 검출 방식을 기반으로 수신된 스트림들의 후보 심볼을 검출(candidate symbol search)하며, CTC 디코딩 방식을 위한 soft output 값을 얻기 위해 LLR 산출 방법을 이용한다.

구체적으로, 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치는 QR 분해(decomposition) 방법 및 Sphere 디코딩(decoding) 방식을 이용하여 수신된 복수의 신호(stream) 중에서 하나의 신호 검출한다. 이후, 후보 심볼 검출(candidate symbol search) 방식 및 SIC 검출 방식을 이용하여 하나의 신호에 대한 후보 심볼들을 검출하고, 후보 심볼들 중 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼을 검출 및 검출된 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼의 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 통해 Soft decision 값을 산출하여 송신부에서 송신한 원래의 데이터를 검출할 수 있도록 한다.

이하, 도 1 및 도 2를 참조하여, 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치에 대하여 설명하기로 한다. 도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선 통신 시스템의 구조를 개략적으로 나타내는 도면이고, 도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치를 나타내는 블록도이다.

이하, 설명에서는 일 예로서, 송신부와 수신부에 각각 2개의 안테나(2×2)가 형성된 것으로 가정하며, 송신부로부터의 제 1 및 제 2 스트림 중 데이터 수신 장치(100)에서 먼저 선택되는 하나의 스트림을 제 1 스트림으로, 이후 선택되는 나머지 스트림을 제 2 스트림으로 정의한다.

도 1 및 도 2를 참조하면, 광대역 무선 통신 시스템은 소정의 셀(10)을 관장 하는 기지국(20)과, 상기 셀(10) 내에 존재하여 상기 기지국(20)으로부터 통신 서비스를 제공받는 복수의 단말(12, 14, 16)을 포함한다. 여기서, 복수의 단말(12, 14, 16)은 이동성 및 고정성을 모두 가지며, 상기 기지국(20)과 복수의 단말(12, 14, 16) 간의 신호(데이터) 송수신은 상기 OFDM/OFDMA 방식을 이용하여 이루어진다.

상기 기지국(20)과 복수의 단말(12, 14, 16)은 MIMO 방식을 이용하여 데이터를 송수신할 수 있으며, 상기 기지국(20)과 복수의 단말(12, 14, 16)은 도 2에 도시된, 데이터 수신 장치(100)를 포함한다.

데이터 수신 장치(100)는 복수의 채널을 통해 송신부로부터 송신된 신호들을 복수의 안테나를 통해 수신하게 되는데, 여기서 상기 복수의 채널은 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나로 구성된 MIMO 방식인 경우, 제 1 채널(H11) 내지 제 4 채널(H22)이 존재하게 된다.

상기 복수의 채널을 통해 수신된 신호들에는 상기 제 1 및 제 2 송신 안테나가 송신한 원래의 신호뿐만 아니라 채널 특성, 잡음 및 간섭 신호들이 포함된다. 이에 따라, 수신 장치(100)에서는 제 1 및 제 2 수신 안테나를 통해 수신된 신호들의 검출 오류를 최소화시키기 위하여 복수의 검출 방식을 이용하게 된다.

도 2에 도시된 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치(100)는 채널 추정부(110), 분해부(120), 연산부(130), 검출부(140), 제 1 후보 심볼 검출부(150), 제 2 후보 심볼 검출부(155), 제 1 SIC 검출부(160), 제 2 SIC 검출부(165), 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170), 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175), LLR 산출부(180) 및 도시되지 않은 CTC 디코딩부를 포함한다.

채널 추정부(110)는 수신된 신호를 이용하여 송신부와 수신부 간의 채널을 추정한다. 여기서, 수신된 신호 Y는 다음의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서, Y는 수신된 신호, Nt는 송신부의 안테나 개수, H는 송신부와 수신부 간의 실제 채널, S는 송신부에서 송신한 원래의 신호, N은 노이즈, p와 q는 송신 안테나와 수신 안테나의 인덱스를 의미한다. 그리고, 채널(H)는 Q와 R로 구성되며, 후술되는 분해부(120)에서 채널(H)를 Q와 R로 분해할 수 있다.

상기, 채널 추정부(110)는 파일럿(Pilot) 심벌과 같이 미리 약속된 신호를 이용하여 안테나 별, 부 반송파별 채널을 추정하고, 추정된 채널(

) 정보를 분해부(120)에 제공한다.

분해부(120)는 추정된 채널(

) 정보를 이용하여 채널 행렬을 구성한다. 여기서, 상기 추정된 채널(

)의 행렬은 다음의 수학식 2과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서, Nt는 송신부의 안테나 개수, Nr은 수신 안테나의 개수를 의미한다.

상기, 분해부(120)는 추정된 채널(

) 행렬을 Q행렬과 R행렬로 분해한다. 이후, 분해부(120)는 추정된 채널(

) 행렬로부터 분해된 QR행렬을 연산부(130)에 제공한다.

연산부(130)는 후술되는 검출부(140)에서 복수의 스트림 중에서 하나의 스트림을 먼저 선택하여 검출할 수 있도록 한다. 이를 위해, 수학식 3 및 수학식 4를 이용하여 분해부(120)로부터의 QR행렬에서 Q행렬 제거하고, 추정된 채널(

) 행렬에서 Q행렬이 제거되고 남은 R행렬을 검출부(140)에 제공한다.

구체적으로, Q행렬은 유니터리(unitary) 행렬 특성을 가지므로 Q행렬과 R행렬로 이루어진 추정된 채널(

)을 Q행렬과 R행렬을 분해한 후, Q행렬에 허미션(Hermitian)을 곱하면 Q행렬을 제거되고 R행렬만 남게 된다. Q행렬에 허미션(Hermitian)을 곱하여 얻어진 R행렬은 Nr×Nt의 크기를 가지므로, 다음의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

수신된 신호에는 채널 특성 및 잡음이 포함되어 있으므로, 상기 수학식 3에서, 채널 특성 및 잡음을 고려한 수신된 신호(Z)는 다음의 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 4에서, Z는 수신신호 Y에서 채널의 Q행렬 성분을 제거한 신호, n은 잡음, Y는 각 수신안테나를 통해 수신한 신호를 의미한다.

상기 수학식 3에서, 2개의 수신 안테나로부터 신호가 수신되었다고 가정하면, R행렬에서는 2개의 스트림 중 하나의 스트림을 0으로 만들어 제거시킬 수 있다. 따라서, 검출부(140)는 R행렬을 이용하여 수신된 2개의 스트림 중에서 하나의 스트림, 예를 들면, 제 1 스트림을 검출할 수 있다.

검출부(140)는 연산부(130)로부터 제공된 R행렬을 통해 수신된 2개의 스트림 중에서 제 1 스트림을 검출하고, 상기 제 1 스트림의 심볼을 검출하기 위해, 다음의 수학식 5를 통해 수신된 스트림의 모든 심볼들의 유클리드 거리(ED: Euclidean Distance) 값을 산출한다. 그리고, 산출된 모든 심볼들의 유클리드 거리 값 중에서 최소 값을 가지는 심볼 검출하여 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하기 위한 기준 심볼을 결정한다.

상기 수학식 5에서,

는 제 1 스트림의 심볼들의 거리, Z₁은 수신된 복수의 스트림 중에서 먼저 선택된 제 1 스트림,

는 성상도(constellation) 상에 맵핑되는 심볼을 의미한다. 여기서,

는 QPSK 방식인 경우에는 4개의 심볼 중 하나의 심볼을 의미하고, 16QAM 방식인 경우에는 16개의 심볼 중 하나의 심볼을 의미하고, 64QAM인 경우에는 64개의 심볼 중 하나의 심볼을 의미한다.

검출부(140)는 상기 수학식 5를 통해, 제 1 스트림에서 검출된 모든 심볼들을 성상도(constellation) 상에 맵핑하여 각 심볼들의 유클리드 거리를 산출한다. 이후, 제 1 스트림의 심볼들 중에서 최소 유클리드 거리 값을 가지는 심볼을 제 1 스트림의 후보 심볼을 검출하기 위한 기준 심볼로 결정 한 후, 상기 제 1 스트림의 심볼(CS1)을 Hard output 값으로 제 1 후보 심볼 검출부(150)에 제공한다.

제 1 후보 심볼 검출부(150)는 검출부(140)에서 제공된 제 1 스트림 심 볼(CS1)의 Hard output 값을 성상도(constellation) 상에 맵핑하여, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼(candidate symbol)들을 검출한다.

QPSK 방식을 일 예로 설명하면 도 3에 도시된 바와 같이, 제 1 스트림 심볼(CS1)의 Hard output 값을 성상도(constellation) 상에 맵핑하고, 상기 심볼(CS1)에 인접한 주변 심볼들(CS2, CS3)을 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS2, CS3)로 검출한다. 즉, 제 1 후보 심볼 검출부(150)는 제 1 스트림의 CS1 심볼을 통해 2개의 후보 심볼들(CS2, CS3)을 추가로 검출하여, 제 1 스트림에 대하여 총 3개의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)을 검출한다.

여기서, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)은 수신된 신호를 송신부에서 송신한 원래의 신호로 복원 시 검출 오류를 줄이기 위해 검출된다. 수신된 신호는 송신 과정에서 잡음 및 간섭의 영향으로 신호에 왜곡이 발생될 수 있어, 송신부에서 송신한 원래의 신호는 수신된 신호와 다를 가능성이 있다. 본 발명에서는 이러한 신호 왜곡에 따른 신호 검출의 오류를 최소화시키기 위하여 검출부(140)에서 검출된 CS1 심볼을 이용하여, 제 1 후보 심볼 검출부(150)에서 후보 심볼들(CS2, CS3)을 추가로 검출한다.

도 2에 도시된, SIC 검출부(160)는 수신된 전체 신호로부터 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)의 신호와 잡음을 제거하여, 도 4에 도시된 바와 같이, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)과 대응되는 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS5, CS6)을 검출한다.

여기서, 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)로부터 SIC 방식을 통해 검출된 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS5, CS6)은 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리(ED: Euclidean Distance) 값의 산출을 위해 검출되는 것이다.

SIC 검출부(160)를 통해 제 1 스트림의 CS1, CS2, CS3 후보 심볼들로부터 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS5, CS6)을 검출하여, 제 1 스트림에 기초한 3개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)을 생성 한다. 이하, 상기 3개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)을 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)로 정의한다. SIC 검출부(160)는 생성된 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)을 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)에 제공한다.

제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)는 상기 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6) 각각의 유클리드 거리(minimum Euclidean distance) 값을 산출하고, 산출된 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6) 각각의 유클리드 거리 값을 LLR 산출부(180)에 제공한다. 이하에서는 상기 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6) 중에서 CS1-CS4 후보 심볼 쌍이 최소 유클리드 거리 값을 가지는 것으로 가정한다.

또한, 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)는 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)의 유클리드 거리 값 중에서 최소 값을 가지는 후보 심볼 쌍(예를 들면, CS1-CS4)을 검출한다. 이후, 검출된 최소 값을 가지는 후보 심볼 쌍(예를 들면, CS1-CS4)을 제 2 후보 심볼 검출부(155)에 제공한다.

제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)에서 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)을 검출하는 것은 제 2 스트림의 신호 검출 시 오류를 최소화 시 키기 위한 것이다. 상기 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)은 송신부에서 송신한 원래 신호와의 유사성이 가장 높은 심볼 즉, 신호 검출 시 오류를 최소화 시킬 수 있는 심볼일 가능성이 가장 높다. 이에 따라, 상기 제 1 후보 심볼 쌍들 중에서 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)을 검출하고, 상기 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)을 이용하여 제 2 스트림의 후보 심볼들을 검출한다.

이어서, 도 2의 제 2 후보 심볼 검출부(155)는 도 5에 도시된 바와 같이, 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)로부터 제공된 최소 유클리드 거리 값을 가지는 CS1-CS4 심볼 쌍을 이용하여 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS7, CS8)을 검출 한다. 이때, 제 2 스트림에 대한 3개의 후보 심보들(CS4, CS7, CS8)을 검출하는 방법은 상기 제 1 후보 심볼 검출부(150)에서의 검출 방법과 동일하다.

제 2 후보 심볼 검출부(155)에서 후보 심볼 검출 방법을 통해 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS7, CS8)이 검출되면, 제 2 스트림에 대하여 3개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)이 생성된다. 여기서, 최소 유클리드 거리를 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)에 기초하여 생성된 제 2 스트림의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS)을 이하, 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)로 정의한다. 제 2 후보 심볼 검출부(155)는 생성된 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)을 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)에 제공한다.

제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)는 제 2 후보 심볼 검출부(155)로부터 제공된 상기 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8) 각각의 유클리드 거리 값(ED)을 산출하고, 산출된 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8) 각각의 유클리드 거리 값을 LLR 산출부(180)에 제공한다.

LLR 산출부(180)는 상기 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6) 및 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)을 이용하여 LLR 값을 산출한다.

도 6을 참조하여, LLR 산출부(180)에서 LLR 값을 산출하는 방법에 대하여 구체적으로 설명하기로 한다.

도 6을 참조하면, LLR 산출부(180)는 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)에서 산출한 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3- CS6) 각각의 유클리드 거리 값과, 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)에서 산출한 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8) 각각의 유클리드 거리 값과, 그리고 각 후보 심볼(CS1, CS2, CS3, CS4, CS5, CS6, CS7, CS8)의 비트 값을 이용하여 제 1 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 별 LLR값을 산출한다.

여기서, CS1-CS4 후보 심볼 쌍은 상기 제 1 후보 심볼 쌍들 및 제 2 후보 심볼 쌍들에서 중복되므로, 총 5개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6, CS1-CS7, CS1-CS8)의 비트 별 LLR값을 산출한다.

이하, 제 1 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 별 LLR값 산출방법의 일 예를 설명하기 위하여 다음과 같이 가정한다.

먼저, 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)이 다음과 같은 비트 값을 가지는 것으로 가정한다.

CS1 후보 심볼의 비트 값은 "01", CS2 후보 심볼의 비트 값은 "00", CS3 후보 심볼의 비트 값은 "10"으로 가정한다. 여기서, 후보 심볼 들의 비트 값은 2진수(Binary) 값을 가진다.

그리고, 총 5개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6, CS1-CS7, CS1-CS8)의 유클리드 거리 값은 다음의 값들로 가정한다.

CS1-CS4 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값은 "10", CS2-CS5 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값은 "1", CS3-CS6 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값은 "11", CS1-CS7 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값은 "5", CS1-CS8 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값은 "12"로 가정한다. 여기서, 후보 심볼 쌍들의 유클리드 거리 값은 10진수(decimal) 값을 가진다.

LLR 산출부(180)는 상기와 같이 가정된, 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)의 비트 값과, 제 1 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 유클리드 거리 값을 기초로 하여 후보 심볼 쌍의 비트 별 LLR 값을 산출하게 된다.

먼저, 첫 번째 비트에 대한 LLR 값은 다음과 같이 산출할 수 있다.

5개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6, CS1-CS7, CS1-CS8) 중에서 첫 번째 비트가 "0" 일 때의 최소 유클리드 거리 값은 CS2-CS5 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값인 "1"이다.

그리고, 첫 번째 비트가 "1"일 때의 최소 유클리드 거리 값은 CS3-CS6 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값인 "11"이다.

따라서, 첫 번째 비트에 대한 LLR 값은 첫 번째 비트가 "0" 일 때의 최소 유 클리드 거리 값 "1"에서 첫 번째 비트가 "1"일 때의 최소 유클리드 거리 값 "11"을 뺀 값(1-11 = -10)인 "-10"이 된다.

이어서, 첫 번째 비트에 대한 LLR 값을 산출한 값의 산출과 동일한 방법을 동일하게 적용하여, 두 번째 비트에 대한 LLR 값은 다음과 같이 산출할 수 있다.

5개의 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6, CS1-CS7, CS1-CS8) 중에서 두 번째 비트가 "0"일 때의 최소 유클리드 거리 값은, CS2-CS5 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값인 "1"이다.

그리고, 두 번째 비트가 "1"일 때의 최소 유클리드 거리 값은 CS1-CS7 후보 심볼 쌍의 유클리드 거리 값인 "5"이다.

따라서, 두 번째 비트에 대한 LLR 값은 두 번째 비트가 "0"일 때의 최소 유클리드 거리 값 "1"에서 두 번째 비트가 "1"일 때의 최소 유클리드 거리 값 "5"를 뺀 값(1-4 = -4)인 "-4"가 된다.

상술한 바와 같이, LLR 산출부(180)는 제 1 스트림 및 제 2 스트림에 대하여 생성된 후보 심볼 쌍들의 중에서 비트 별 최소 유클리드 거리 값과, 후보 심볼의 비트 값을 이용하여 후보 심볼 쌍의 비트 별 LLR값을 산출한다.

LLR 산출부(180)는 산출된 후보 심볼 쌍의 비트 별 LLR 값을 soft output 값으로 CTC 디코딩부에 제공한다.

CTC 디코딩부(미도시)는 LLR 산출부(180)로부터 제공된 후보 심볼 쌍에 대한 비트 별 LLR 값의 soft output 값을 이용하여 송신장치로부터 송신된 원래의 신호를 검출하게 된다.

다시 도 2를 참조하면, 본 발명의 다른 실시 예에 따른 데이터 수신 장치(100)는 수신된 복수의 스트림 중에서, 먼저 검출이 이루어질 하나의 스트림을 결정하기 위해 오더링부(125)를 더 포함할 수 있다.

오더링부(125)는 ZF 또는 MMSE 방식을 통해 수신된 복수의 스트림을 오더링(ordering)하여 먼저 검출이 이루어질 하나의 스트림(예를 들면, 제 1 스트림)을 결정한다. 이후, 결정된 제 1 스트림을 분해부(120)에 제공한다. 본 발명의 다른 실시 예에서는 오더링부(125)를 통해 복수의 스트림 중에서 먼저 검출이 이루어지는 제 1 스트림을 결정한다. 이러한 오더링부(125)를 통하여 더 좋은 채널 환경을 통해 전송된 신호를 먼저 제거해줌으로써 디코더의 성능을 보다 향상 시킬 수 있다.

상술한 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치(100)의 제 1 후보 심볼 검출부(150)와 제 2 후보 심볼 검출부(155)가 별도의 구성인 것으로 도시하고 설명하지만, 제 1 후보 심볼 검출부(150)와 제 2 후보 심볼 검출부(155)는 하나의 구성으로 통합되어 구현될 수 있다.

또한, 상술한 설명에서는 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)와, 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)가 별도의 구성인 것으로 도시하고 설명하였지만, 상기 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)와 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)는 하나의 구성으로 통합되어 구현될 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치(100)를 통해 연산의 복잡도가 감소되고, 신호 검출 성능이 향상되는 것을 확인하기 위하여 다음의 표 1의 조건하 에서 종래 기술과 본 발명의 성능을 비교하였다.

상기 표 1에서, 주요 파라미터들(parameters)을 살펴보면, 다운링크에서 QPSK, 16QAM, 64QAM 변조방식을 적용하였고, 버스트 구조는 풀 로딩(Full loading) 구조를 적용하였다. 그리고, 다운링크의 파일럿 부스팅은 5.5dB 이상, 업링크의 파일럿 부스팅은 3.0dB 이상으로 설정하였다. 또한, 송신부와 수신부에 각각에서 2개의 안테나를 통해 데이터를 송수신하는 것으로 설정하였고, 채널 코딩은 CTC 방식을 사용하였다.

상기 표 1과 같은 조건하에서, 종래 기술의 ML, MMSE, MMSE-OSIC, SPH-Half layer 방식의 데이터 수신 장치와 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치의 데이터 수신 성능을 비교하여 도 7 및 도 8에 나타내었다.

도 7을 참조하면, 상기 종래 기술 중에서 MMSE 방식과 SPH-Half 방식이 결합된 데이터 수신 장치와 본 발명의 데이터 수신 장치에서 데이터 검출에 소요되는 사이클을 비교하여 나타내었다.

MMSE 방식을 포함하여 수신 신호를 검출하는 종래 기술의 데이터 수신 장치에서는 Hard output 값을 얻기 위해 NI variance estimation, weight matrix calculation, data combine, channel gain calculation, post NI variance calculation 절차를 수행하여야 한다. 이러한, MMSE 방식을 포함하는 종래 기술의 데이터 수신 장치는 복수의 스트림 중에서 하나의 스트림을 검출하기 위한 절차에서 108.5 사이클(cycle)이 소요되고, SIC 검출 절차에서 23 사이클이 소요되어 총 131.5 사이클이 소요되었다.

이에 비해, 본 발명의 실시 예에 따른 수신 장치(100)는 QR 분해(decomposition) 및 후보 심볼 검출 방식을 통해 복수의 스트림 중에서 하나의 스트림을 검출하여, 스트림 검출 절차에서 38 사이클이 소요되었다. 그리고, SIC 검출 절차에서 8 사이클이 소요되어 총 46 사이클이 소요되었다. 이를 통해, 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치를 이용 시 종래 기술의 MMSE 방식에 비해 연산의 복잡도를 약 65% 감소시킬 수 있음을 알 수 있다.

도 8을 참조하면, 다운링크에서 QPSK, 16QAM, 64QAM 변조방식을 적용하여 종래 기술의 MMSE, OSIC, ML 방식에 따른 데이터 수신 장치와 본 발의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치(100)의 데이터 수신 성능을 비교하였으며, 도 8에서는 이 중에서 QPSK 1/2, QPSK 3/4, 64QAM 3/4 변조 방식에서의 데이터 수신 성능을 나타내었다.

도 8에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치(100)는 종래 기술의 MMSE, OSIC 방식에 비해 데이터 수신 성능을 향상시킬 수 있고, ML 방식과 유사한 데이터 수신 성능을 얻을 수 있음을 확인할 수 있다.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 방법을 나타내는 도면이다.

도 2 및 도 9를 참조하여, 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치를 이용한 데이터 수신 방법에 대하여 설명하기로 한다. 이하, 설명에서는 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나를 통해 데이터를 송수신 하는 경우를 일 예로 하며, 수신된 2개의 스트림 중에서 먼저 선택되는 스트림을 제 1 스트림으로 정의한다.

먼저, 송신부의 2개의 송신 안테나를 통해 송신되어, 수신부의 2개의 안테나를 통해 수신된 2개의 스트림을 이용하여 채널 추정부(110)에서 각 스트림에 대한 채널을 추정한다(S100). 이후, 채널 추정부(110)는 추정된 채널(

)을 분해부(120)에 제공한다.

이어서, 분해부(120)는 채널 추정부(110)로부터 제공된 추정된 채널(

)을 Q행렬 및 R행렬로 분해한다(S110). 이후, 분해부(120)는 추정된 채널(

)의 Q행렬 및 R행렬을 연산부(130)에 제공한다.

이어서, 연산부(130)는 분해부(120)로부터의 Q행렬에 허미션(hermitian)을 곱하여 추정된 채널(

)에서 Q행렬을 제거한다(S120). 이를 통해 추정된 채널(

)는 R행렬 만이 남게 된다. 이후, 연산부(130)는 추정된 채널(

)이 R행렬을 검출부(140)에 제공한다.

이어서, 검출부(140)는 연산부(130)로부터의 R행렬을 이용하여 복수의 스트림 중에서 제 1 스트림을 검출한다. 이후, 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출한 후, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 정렬하기 위해 제 1 스트림에서 검출된 후보 심볼들을 성상도(constellation) 상에 맵핑하고, 상기 수학식 5를 이용하여 제 1 스트림의 모든 후보 심볼의 유클리드 거리(ED: Euclidean Distance) 값을 산출한다. 이후, 산출된 모든 후보 심볼들의 유클리드 거리 값 중에서 최소 값을 가지는 후보 심볼을 제 1 스트림의 심볼을 결정한다(S130).

이어서, 검출부(140)는 제 1 스트림의 심볼(CS1) 값을 Hard output 값으로 출력하여 제 1 후보 심볼 검출부(150)에 제공한다(S140).

이어서, 제 1 후보 심볼 검출부(150)는 검출부(140)로부터 제공된 제 1 스트림의 심볼(CS1)을 이용하여, 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS2, CS3)을 검출한다(S150). 이후, 검출된 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)을 SIC 검출부(160)에 제공한다. 여기서, 검출되는 후보 심볼들은 QPSK 일 예로 하였으나 상술한 QPSK뿐만 아니라, 16QAM 및 64QAM의 경우에도 동일하거나 유사한 방식이 적용될 수 있다.

이어서, SIC 검출부(160)는 검출된 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3) 각각에 대하여 SIC 검출 수행한다(S160). 상기 S160을 통해, 제 1 스트림의 후보 심볼들(CS1, CS2, CS3)로부터 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS5, CS6) 검출하여 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)을 생성한다(S170). 이후, SIC 검출부(160)는 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)을 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)에 제공한다.

이어서, 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)는 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6) 각각의 유클리드 거리 값을 산출한다(S180). 이후, 산출된 제 1 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS2-CS5, CS3-CS6)의 유클리드 거리 값을 LLR 산출부(180)에 제공한다.

이와 함께, 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)는 상기 제 1 후보 심볼 쌍들 중에서 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(예를 들면, CS1-CS4)을 검출한다(S190). 이후, 제 1 후보 심볼 정보 생성부(170)는 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)을 제 2 후보 심볼 검출부(155)에 제공한다.

이어서, 제 2 후보 심볼 검출부(155)는 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)을 이용하여 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS7, CS8)을 검출한다(S200).

상기 S200을 통해, 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍(CS1-CS4)으로부터 제 2 스트림의 후보 심볼들(CS4, CS7, CS8) 검출하여 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)을 생성한다(S210). 이후, 제 2 후보 심볼 검출부(155)는 제 2 후보 심볼 쌍들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)을 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)에 제공한다.

이어서, 제 2 후보 심볼 정보 생성부(175)는 제 2 후보 심볼 쌍 들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8) 각각의 유클리드 거리 값을 산출한다(S220). 이후, 제 2 후보 심볼 쌍 들(CS1-CS4, CS1-CS7, CS1-CS8)의 유클리드 거리 값을 LLR 산출부(180)에 제공한다.

이어서, LLR 산출부(180)는 제 1 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 값과 유클리드 거리 값을 이용하여 후보 심볼 쌍의 비트 별 LLR 값 산출한다(S230).

이후, LLR 산출부(180)는 CTC 디코더로 산출된 LLR 값을 soft output으로 제공한다(S240).

이어서, CTC 디코더에서 CTC 디코딩을 수행하여 송신부에서 송신한 원래 신호 복호하게 된다(S250).

본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 방법은 상술한 S100 내지 S250을 통해 종래 기술의 MMSE 방식 및 SIC 방식에 비해 신호 검출 시 연산의 복잡도를 줄이고, 신호 검출 성능을 향상시켜 ML 방식과 유사한 신호 검출 성능을 얻을 수 있다.

상술한 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있다. 한편, 본 발명이 속하는 기술분야의 당 업자는 상술한 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있음은 당 업자에게 자명하다.

그러므로, 이상에서 기술한 실시 예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 광대역 무선 통신 시스템의 구조를 개략적으로 나타내는 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치를 나타내는 블록도.

도 3은 QPSK 방식에 따른 후보 심볼 검출방법의 일 예를 나타내는 도면.

도 4 및 도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치에서 제 1 스트림의 후보 심볼들과 제 2 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 방법을 나타내는 도면.

도 6은 검출된 후보 심볼 쌍으로부터 비트 별 LLR 값을 산출하는 방법을 나타내는 도면.

도 7은 종래 기술과 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치의 연산 복잡도를 비교하여 나타내는 도면.

도 8은 종래 기술과 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 장치의 데이터 수신 성능을 비교하여 나타내는 도면.

도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 데이터 수신 방법을 나타내는 도면.

<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>

100: 데이터 수신 장치 110: 채널 추정부

120: 분해부 125: 오더링부

130: 연산부 140: 검출부

150: 제 1 후보 심볼 검출부 155: 제 2 후보 심볼 검출부

160: SIC 검출부

170: 제 1 후보 심볼 정보 생성부

175: 제 2 후보 심볼 정보 생성부

180: LLR 산출부

Claims

MIMO(Multi-Input Multi-Output) 방식을 이용하여 데이터를 송수신 하는 광대역 무선 통신 시스템의 데이터 수신 장치에 있어서,

수신된 복수의 스트림으로부터 추정된 채널을 Q행렬 및 R행렬로 분해하는 분해부;

상기 추정된 채널의 R행렬에 기초하여 상기 복수의 스트림 중 제 1 트림을 검출하고, 상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 검출하는 검출부;

상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 이용하여 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 후보 심볼 검출부;

제 1 스트림의 후보 심볼들에 대하여 SIC(Successive Interference Cancellation) 검출을 수행하고, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들 각각에 대응되는 후보 심볼 쌍들을 검출하는 SIC 검출부; 및

상기 후보 심볼 쌍들을 이용하여 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 산출하는 LLR 산출부를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 검출부는

상기 제 1 스트림으로부터 검출된 심볼들의 유클리드 거리(Euclidean Distance) 값을 산출하고, 산출된 유클리드 거리 값 중에서 최소 값을 가지는 심볼을 상기 기준 심볼로 검출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 후보 심볼 검출부는,

상기 기준 심볼 및 상기 기준 심볼에 인접한 심볼들을 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들로 검출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 Q행렬에 허미션(Hermitian)을 곱하여 상기 추정된 채널에서 상기 Q행렬을 제거하는 연산부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 SIC 검출부는

상기 복수의 스트림 중 제 1 스트림의 후보 심볼들 각각에 대한 제 2 스트림의 후보 심볼들을 검출하여 상기 제 1 스트림의 후보 심볼 쌍들을 검출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 후보 심볼 검출부는

상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 이용하여 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 제 1 후보 심볼 검출부; 및

상기 후보 심볼 쌍들 중에서 최소 유클리드 거리 값을 갖는 후보 심볼 쌍을 이용하여 상기 수신된 복수의 스트림들 중에서 제 2 스트림의 후보 심볼을 검출하는 제 2 후보 심볼 검출부를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 후보 심볼 쌍들의 유클리드 거리 값을 산출하고, 상기 유클리드 거리 값 중에서 최소 유클리드 거리 값을 갖는 후보 심볼 쌍을 검출하는 후보 심볼 정보 생성부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 7 항에 있어서, 상기 제 2 후보 심볼 검출부는

상기 최소 유클리드 거리 값을 갖는 후보 심볼 쌍과 상기 제 2 스트림의 후보 심볼을 이용하여 상기 제 2 스트림의 후보 심볼 쌍들을 검출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 8 항에 있어서, 상기 후보 심볼 정보 생성부는

상기 제 1 스트림의 후보 심볼 쌍들의 유클리드 거리 값을 산출하는 제 1 후보 심볼 정보 생성부; 및

상기 제 2 스트림의 후보 심볼 쌍들의 유클리드 거리 값을 산출하는 제 2 후보 심볼 정보 생성부를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 LLR 산출부는,

상기 복수의 스트림들 중 제 1 스트림의 후보 심볼 쌍들 및 제 2 스트림의 후보 심볼 쌍들의 비트 값과 유클리드 거리 값을 이용하여 상기 제 1 스트림의 후 보 심볼 쌍들 및 제 2 스트림의 후보 심볼 쌍들의 비트 별 LLR 값을 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 10 항에 있어서, 상기 LLR 산출부는,

상기 제 1 스트림의 후보 심볼 쌍들 및 제 2 스트림의 후보 심볼 쌍들의 비트 별 LLR 값을 Soft output으로 출력하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 검출부는

상기 제 1 스트림의 기준 심볼을 Hard output으로 출력하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 복수의 스트림을 오더링(ordering)하여 상기 복수의 스트림 중 먼저 검출이 이루어질 하나의 스트림을 선택하는 오더링부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 장치.
MIMO(Multi-Input Multi-Output) 방식을 이용하여 데이터를 송수신 하는 광대역 무선 통신 시스템의 데이터 수신 방법에 있어서,

수신된 복수의 스트림으로부터 추정된 채널을 Q행렬 및 R행렬로 분해하고, 상기 Q행렬 및 R행렬 중에서 상기 Q행렬을 제거하는 단계;

상기 R행렬을 이용하여 상기 복수의 스트림 중 제 1 스트림을 검출하고, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 단계; 및

상기 제 1 스트림의 후보 심볼들에 대응되는 제 1 후보 심볼 쌍들을 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 Q행렬을 제거하는 단계는,

상기 제 Q행렬에 허미션(hermitian)을 곱하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 단계는,

상기 제 1 스트림의 심볼을 성성도 상에 맵핑하고, 상기 성상도 상에서 제 1 스트림의 심볼에 인접한 후보 심볼들을 검출하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 14 항에 있어서, 상기 제 1 후보 심볼 쌍들을 검출하는 단계는,

상기 제 1 스트림의 후보 심볼들 각각에 대해 SIC 검출을 수행하고, 상기 제 1 스트림의 후보 심볼들 각각에 대한 제 2 스트림의 후보 심볼들을 검출하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 제 1 후보 심볼 쌍들 중 하나의 심볼 쌍을 이용하여 상기 수신된 스트림 중 제 2 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 단계; 및

상기 하나의 심볼 쌍과 상기 제 2 스트림의 후보 심볼들을 이용하여 제 2 후보 심볼 쌍들을 검출하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 18 항에 있어서, 제 2 스트림의 후보 심볼들을 검출하는 단계는,

상기 제 1 후보 심볼 쌍들 중에서 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍을 이용하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 19 항에 있어서, 제 2 후보 심볼 쌍들을 검출하는 단계는,

상기 최소 유클리드 거리 값을 가지는 후보 심볼 쌍의 후보 심볼들을 성성도 상에 맵핑하고, 상기 성상도 상에서 상기 최소 유클리드 거리 값을 가지는 심볼 쌍의 후보 심볼들에 인접한 심볼들을 검출하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 18 항에 있어서,

상기 제 1 후보 심볼 쌍들 및 상기 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 값과 유클리드 거리(Euclidean Distance) 값을 이용하여, 상기 제 1 후보 심볼 쌍들 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 별 LLR(Log Likelihood Ratio) 값을 산출하는 단계를 더 포 함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 21 항에 있어서,

상기 제 1 후보 심볼 쌍들 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 별 상기 LLR 값은 Soft Output 값인 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 21 항에 있어서,

상기 제 1 후보 심볼 쌍들 및 제 2 후보 심볼 쌍들의 비트 별 상기 LLR 값을 이용하여 CTC 디코딩을 수행하고, 송신 신호를 복호하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 수신된 복수의 스트림을 오더링(ordering)하여, 상기 수신된 복수의 스트림 중 먼저 검출이 이루어질 하나의 스트림을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 수신 방법.