WO2005053260A1

WO2005053260A1 - 受信装置及び送信装置

Info

Publication number: WO2005053260A1
Application number: PCT/JP2004/016339
Authority: WO
Inventors: Yutaka Murakami; Kiyotaka Kobayashi; Masayuki Orihashi; Akihiko Matsuoka
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2003-11-26
Filing date: 2004-11-04
Publication date: 2005-06-09
Also published as: CN101958764A; EP2280519A1; JP4460412B2; US20100128815A1; EP1691519A4; US20140086366A1; JP2005184779A; US20120314803A1; US20070098103A1; US20110158350A1; US7920647B2; EP1691519A1; US7715504B2; EP1691519B1; US8625702B2; US9160491B2; US8275069B2; CN101958764B

Abstract

　尤度検波とは異なる検波方法を用いて各変調信号の１シンボルを構成する複数ビットのうちの部分ビットを復調する部分ビット復調部（５５０）と、復調された部分ビットを用いて候補信号点を削減する信号点削減部（５１４、５１６）と、削減された候補信号点と受信点とのユークリッド距離に基づいて最尤検波を行うことで受信ディジタル信号（３２２、３２３）を得る尤度検波部（５１８）とを設ける。これにより、誤りにくい一部のビットのみを部分ビット復調部（５５０）で求め、他のビットを尤度検波部（５１８）で求めることができるようになるので、比較的小さな回路規模で誤り率特性を効果的に向上できるようになる。

Description

明細書

受信装置及び送信装置

技術分野

[0001] 本発明は、複数のアンテナ力同時に送信された変調信号を受信して復調する受信装置、及び複数のアンテナ力も同時に変調信号を送信する送信装置に関する。背景技術

[0002] 従来、複数アンテナを用いた復調方法として、非特許文献 1に開示された技術が知られている。以下、この非特許文献 1に開示された内容について図面を用いて簡単に説明する。

[0003] 図 1にお、て、送信装置 30は、送信信号 Aのディジタル信号 1及び送信信号 Bのディジタル信号 2を変調信号生成部 3に入力する。変調信号生成部 3は、送信信号 A のディジタル信号 1及び送信信号 Bのディジタル信号 2に対して BPSK(Binariphase Phase Shift Keying)や QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施すことにより、送信信号 Aのベースバンド信号 4 及び送信信号 Bのベースバンド信号 5を得、これらを無線部 6に送出する。

[0004] 無線部 6は、送信信号 Aのベースバンド信号 4及び送信信号 Bのベースバンド信号 5に対して周波数変換及び増幅等の所定の無線処理を施すことにより、送信信号 A の変調信号 7及び送信信号 Bの変調信号 8を得、これらをそれぞれアンテナ 9及びァンテナ 10に供給する。これにより、アンテナ 9からは送信信号 Aの変調信号 7が電波として輻射されると共にアンテナ 10からは送信信号 Bの変調信号 8が電波として輻射される。

[0005] 受信装置 40は、アンテナ 11で受信した受信信号 12に対して、無線部 13によって周波数変換や増幅等の無線処理を施すことによりベースバンド信号 14を得、これを最尤検波部 19に送出する。同様に、アンテナ 15で受信した受信信号 16に対して、無線部 17によって周波数変換や増幅等の無線処理を施すことによりベースバンド信号 18を得、これを最尤検波部 19に送出する。

[0006] 最尤検波部 19は、ベースバンド信号 14、 18を検波することにより、送信信号 Aの受信ディジタル信号 20及び送信信号 Bの受信ディジタル信号 21を得る。このとき、最尤検波部 19は、非特許文献 1に示されているように、最尤検波（MLD: Maximum Likelihood Detection; "^行つ。

非特許文献 1 :アイトリプルィーダブリュ一'ェヌ 'シー 1999、 1038頁、 9月号、 1999^ (IEEE WCNC 1999, pp.1038— 1042, Sep. 1999.)

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] し力しながら、例えば図 1の構成において、変調信号生成部 3で 16QAMを行った場合、最尤検波部 19で MLDを行う際に、 16 X 16 = 256個の候補信号点と、受信信号とのユークリッド距離を求めなければならない。さらには、変調信号生成部 3で 6 4QAMを行った場合には、最尤検波部 19で MLDを行う際に、 64 X 64=4096個の候補信号点と、受信信号とのユークリッド距離を求めなければならない。このような演算を行うことで検波を行うと、確かに受信品質 (誤り率特性)は良くなるが、演算回数も非常に多くなるため回路規模が大きくなつてしまう問題がある。この問題は上述したように、変調多値数が多くなるほど顕著となる。

[0008] 本発明の目的は、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、比較的小さな回路規模で誤り率特性良く復調できる受信装置を提供することである。また本発明の目的は、受信側で比較的小さな回路規模で誤り率特性の良い受信信号を得ることができるような送信信号を形成する送信装置を提供することである。

課題を解決するための手段

[0009] 本発明の受信装置は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、各変調信号のチヤネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号の一部のビットのみを復調する部分ビット復調部と、復調された部分ビット及びチャネル推定値を用いて候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された候補信号点と受信ベースバンド信号とを用いて尤度検波を行う尤度検波部とを具備する構成を採る。

[0010] この構成によれば、部分ビット復調部では尤度検波とは異なる検波方法を用いて一部のビットのみを復調するので、少ない演算量で部分ビットを得ることができる。また尤度検波部では、削減された候補信号点を用いて尤度検波を行うので、少ない演算量で残りのビットを精度良く求めることができる。このように、尤度検波を部分的に行うようにしているので、ユークリッド距離を求める演算回数を削減しつつ、誤り率特性の良、受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

[0011] また本発明の送信装置は、複数のアンテナカゝらそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置であって、 IQ平面上で、複数の信号点セットに分割され、かつ信号点セット内の最小信号点間距離が信号点セット間の最小信号点距離よりも小さくされている信号点配置を用いて、送信ビットを信号点マッピングすることにより変調信号を得る変調部と、変調部により得られた変調信号を送信するアンテナとを具備する構成を採る。

[0012] この構成によれば、受信側で、信号セット内の信号点に共通のビットを容易かつ的確に判定できるようになる。よって、変調信号の一部のビット（部分ビット）のみを復調することが求められる受信装置にとって、非常に都合の良い送信信号を形成できる。発明の効果

[0013] 本発明によれば、複数のアンテナから送信された複数の変調信号を、比較的小さな回路規模で誤り率特性良く復調できる受信装置を実現できる。また受信側で比較的小さな回路規模で誤り率特性の良い受信信号を得ることができるような送信信号を形成する送信装置を実現できる。

図面の簡単な説明

[0014] [図 1]従来のマルチアンテナ送信装置及び受信装置の概略構成を示すブロック図 [図 2]本発明の実施の形態 1に係る送信装置の構成を示すブロック図

[図 3]実施の形態 1のフレーム構成を示す図

[図 4]本発明の実施の形態 1に係る受信装置の構成を示すブロック図

[図 5]受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図

[図 6]実施の形態における送受信アンテナの関係を示す図

[図 7]変調信号 Aに適用する 16Q AMのビット配置（図 7A)及び変調信号 Bに適用する 16Q AMのビット配置（図 7B)を示す図 [図 8]16QAMの変調信号 Aと 16QAMの変調信号 Bを受信したときの推定信号点（候補信号点)の信号点配置例を示す図

[図 9]16QAMのビット配置（図 9A)及び実施の形態 1における 16QAMの部分ビット判定のための領域分割の仕方（図 9B)を示す図

圆 10]実施の形態 1における信号点削減後の信号点状態を示す図

[図 11] 16QAMのビット配置（図 11 A)及び 16Q AMの 2ビットを部分ビット判定するための領域分割の仕方（図 11B)を示す図

圆 12]実施の形態 1の送信装置の構成を示すブロック図

[図 13]図 12の送信装置から送信される変調信号 Aのフレーム構成（図 13A)及び図 12の送信装置から送信される変調信号 Bのフレーム構成（図 13B)を示す図圆 14]図 12の送信装置力もの信号を受信する受信装置の構成を示すブロック図圆 15]実施の形態 2の送信装置による信号点配置（図 15A)及び実施の形態 2の受信装置による部分ビット判定時の領域分割の仕方（図 15B)を示す図

[図 16]実施の形態 2の信号処理部の別の構成例を示すブロック図

[図 17]64QAMの信号点配置を示す図

圆 18]実施の形態 3の送信装置による信号点配置、及び受信装置による部分ビット判定のための領域分割の仕方を示す図

圆 19]実施の形態 3の送信装置による信号点配置、及び受信装置による部分ビット判定のための領域分割の仕方を示す図

圆 20]実施の形態 4の送信装置の構成を示すブロック図

圆 21]実施の形態 4の受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図

圆 22]図 21の軟判定値計算部による演算処理の説明に供する図

[図 23]実施の形態 4の信号処理部の別の構成例を示すブロック図

[図 24]実施の形態 5の符号化部の構成を示すブロック図

圆 25]実施の形態 5における変調信号 Aの部分ビットを判定する部分ビット判定部の構成（図 25A)、実施の形態 5における変調信号 Bの部分ビットを判定する部分ビット判定部の構成（図 25B)及び実施の形態 5の尤度検波部の構成（図 25C)を示す図 [図 26]実施の形態 5の符号ィ匕部の別の構成例を示すブロック図 [図 27]実施の形態 5における受信装置の信号処理部の別の構成例を示すブロック図 [図 28]実施の形態 6においてトレリス符号ィ匕変調を行うための変調部の構成を示すブロック図

[図 29]BPSK信号を部分ビット判定するための領域分割の仕方を示す図

[図 30]実施の形態 7の送信装置の構成を示すブロック図

[図 31]実施の形態 7のフレーム構成を示す図

[図 32]実施の形態 7の受信装置の構成を示すブロック図

[図 33]実施の形態 7における受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図

[図 34]実施の形態 7における受信装置の信号処理部の別の構成を示すブロック図

[図 35]実施の形態 8の 1ビット判定処理の説明に供する図

[図 36]実施の形態 8の 1ビット判定処理手順を示すフローチャート

発明を実施するための最良の形態

[0015] 以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0016] (実施の形態 1)

図 2に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置 100は、変調部 102〖こディジタル信号 101を入力すると共に、変調部 110にディジタル信号 109を入力する

[0017] 変調部 102は、ディジタル信号 101、フレーム構成信号 118を入力とし、フレーム構成信号 118にしたがってディジタル信号 101を変調し、これにより得たベースバンド信号 103を拡散部 104に送出する。拡散部 104は、ベースバンド信号 103に拡散符号を乗算し、これにより得た拡散されたベースバンド信号 105を無線部 106へ送出する。無線部 106は、拡散されたベースバンド信号 105に周波数変換、増幅などを施すことにより、変調信号 107を得る。変調信号 107は、アンテナ 108から電波として出力される。

[0018] 変調部 110は、ディジタル信号 109、フレーム構成信号 118を入力とし、フレーム構成信号 118にしたがってディジタル信号 109を変調し、これにより得たベースバンド信号 111を拡散部 112へ送出する。拡散部 112は、ベースバンド信号 111に拡散符号を乗算し、これにより得た拡散されたベースバンド信号 113を無線部 114へ送出する。無線部 114は、拡散されたベースバンド信号 113に周波数変換、増幅などを施すことにより、変調信号 115を得る。変調信号 115は、アンテナ 116から電波として出力される。

[0019] なお以下の説明では、アンテナ 108から送信される信号を変調信号 Aと呼び、アンテナ 116から送信される信号を変調信号 Bと呼ぶ。

[0020] フレーム構成信号生成部 117は、フレーム構成を示す情報、例えば、図 3のフレーム構成の情報をフレーム構成信号 118として出力する。

[0021] 図 3に、送信装置 100の各アンテナ 108、 116から送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ 108から送信される変調信号 A、アンテナ 116から送信される変調信号 Bは、チャネル推定のためのチャネル推定シンボル 201、 203と、データシンボル 202、 204とを有する。送信装置 100は、図 3に示すようなフレーム構成の変調信号 Aと変調信号 Bとをほぼ同時刻に送信する。なおチャネル推定のためのシンボル 201及び 203は、パイロットシンボル、ユニークワード、プリアンブルと呼ぶこともできる。

[0022] 図 4に、本実施の形態の受信装置の構成を示す。受信装置 300は、 2つのアンテナ 301、 311で信号を受信する。

[0023] 無線部 303は、アンテナ 301で受信した受信信号 302を入力とし、受信信号 302に周波数変換、直交復調などを施し、これにより得たベースバンド信号 304を逆拡散部 305に送出する。逆拡散部 305は、ベースバンド信号 304を逆拡散し、これにより得た逆拡散後のベースバンド信号 306を出力する。

[0024] 変調信号 Aのチャネル変動推定部 307は、逆拡散後のベースバンド信号 306を入力とし、例えば、図 3のフレーム構成における変調信号 Aのチャネル推定シンボル 20 1を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Aのチャネル変動信号 30 8を信号処理部 321に送出する。同様に、変調信号 Bのチャネル変動推定部 309は、逆拡散後のベースバンド信号 306を入力とし、例えば、図 3のフレーム構成における変調信号 Bのチャネル推定シンボル 203を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Bのチャネル変動信号 310を信号処理部 321に送出する。

[0025] 無線部 313は、アンテナ 311で受信した受信信号 312を入力とし、受信信号 312に周波数変換、直交復調などを施し、これにより得たベースバンド信号 314を逆拡散部 315に送出する。逆拡散部 315は、ベースバンド信号 314を逆拡散し、これにより得た逆拡散後のベースバンド信号 316を出力する。

[0026] 変調信号 Aのチャネル変動推定部 317は、逆拡散後のベースバンド信号 316を入力とし、例えば、図 3のフレーム構成における変調信号 Aのチャネル推定シンボル 20 1を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Aのチャネル変動信号 31 8を信号処理部 321に送出する。同様に、変調信号 Bのチャネル変動推定部 319は、逆拡散後のベースバンド信号 316を入力とし、例えば、図 3のフレーム構成における変調信号 Bのチャネル推定シンボル 203を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Bのチャネル変動信号 320を信号処理部 321に送出する。

[0027] 信号処理部 321は、逆拡散後のベースバンド信号 306、 316、変調信号 Aのチヤネル変動信号 308、 318、変調信号 Bのチャネル変動信号 310、 320を入力とし、これらを用いて変調信号 A、 Bの検波、復号などを行うことにより、変調信号 Aのディジタル信号 322、変調信号 Bのディジタル信号 323を得る。信号処理部 321の詳細の構成を、図 5に示し、その詳しい動作については後で記述する。

[0028] 図 6に、本実施の形態における送受信装置間の関係を示す。送信装置 100のアンテナ 108から送信される信号を Txa (t)、アンテナ 116から送信される信号を Txb (t) とし、受信装置 300の受信アンテナ 301で受信される信号を Rxl (t)、受信アンテナ 311で受信される信号を Rx2 (t)とし、各アンテナ間の伝搬変動をそれぞれ hi 1 (t)、 hl2 (t)、 h21 (t)、 h22 (t)とする。すると、次式の関係式が成立する。ただし、 tは時間とする。

[数 1]

( Rxl(t) \ 1( hl\{t) \(Txa{t)\

Rx2{t) J ⁼ I h\2{t) h22{t) ){Txb(t) J ……… （¹ )

[0029] 図 7A、図 7Bに、各変調部 102、 110で 16QAM(Quadrature Amplitude

Modulation)を行った場合の変調信号 Aと変調信号 Bの信号点配置及びビット割り当てを示す。図 7Aが変調信号 Aの信号点配置及びビット割り当てであり、図 7Bが変調信号 Bの信号点配置及びビット割り当てである。変調信号 A、変調信号 B共に 1シンボルに 4ビットが割り当てられる。この実施の形態では、説明上、変調信号 Aの 1シンボルに割り当てられる 4ビットを（SaO, Sal, Sa2, Sa3)と記述し、変調信号 Bの 1シンボノレに害 ijり当てられる 4ビットを（SbO, Sbl, Sb2, Sb3)と記述する。すなわち、 (S aO, Sal, Sa2, Sa3)、 (SbO, Sbl, Sb2, Sb3)は、それぞれ、 (0, 0, 0, 0)力も（1 , 1、 1, 1)の 16種類の値をとる。

[0030] 図 7Α、図 7Βのように変調信号 Α、変調信号 Βが 16QAMのとき、多重されて受信された受信信号には、 16 X 16 = 256点の信号点が存在することになる。この 256点の信号点にっ、ての I Q平面における推定信号点は、図 4の変調信号 Αのチャネル変動信号 308と、変調信号 Bのチャネル変動信号 310とから得ることができる。その信号点配置の一例を、図 8に示す。

[0031] 図 8の黒点は 256点の推定信号点を示す。また符号 701は、図 4の逆拡散後べ一スバンド信号 306の信号点を示す。このとき、 256点の推定信号点と逆拡散後のベースバンド信号の信号点 701との信号点距離を求め、最も距離の小さい値をとる推定信号点を探索することで、変調信号 A、変調信号 Bの復号、検波を行うことができる。例えば、符号 702は、 (SaO, Sal, Sa2, Sa3, SbO, Sbl, Sb2, Sb3)力 S (0, 0, 0 , 0, 0, 0, 0, 0)の推定信号点であり、図 8の場合、受信点 701は 256点の推定信号点のうち推定信号点 702までの距離が最も小さいので、検波結果として (0, 0, 0, 0 , 0, 0, 0, 0)を得ること力 sできる。

[0032] このようにして、検波を行うと、受信点と 256点の推定信号点全ての間の信号点距離を求める必要があるため、回路規模が非常に大きくなる欠点がある。ただし、良好な受信品質 (誤り率特性が良いデータ)を得ることができる利点がある。一方、（1)式の関係式の逆行列演算を行い、検波する方法においては、回路規模は削減できる

1S 誤り率特性が悪くなるという欠点がある。

[0033] 本実施の形態の受信装置 300は、この両者の特徴を踏まえて構成されており、小さな回路規模で、品質 (誤り率特性)の良い受信データを得ることができるものである。

[0034] 図 5に、本実施の形態の受信装置 300の特徴である信号処理部 321の詳細構成を示す。

[0035] 分離部 507は、変調信号 Aのチャネル変動信号 308、 318、変調信号 Bのチャネル変動信号 310、 320、逆拡散後のベースバンド信号 306、 316を入力とし、（1)式の逆行列演算を行うことで、送信信号 Txa (t)、 Txb (t)の推定信号を得る。分離部 507 は、このようにして得た変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508を部分ビット判定部 5 09に送出すると共に、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 511を部分ビット判定部 5 12に送出する。

[0036] ここで分離部 507と、部分ビット判定部 509、 512は、尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号 A、 Bの一部のビットのみを復調する部分ビット復調部 550を構成する。なお本実施の形態では、分離部 507で（1)式の逆行列演算を行う場合について述べるが、例えば MMSE演算を行って複数の変調信号が混ざり合った受信信号を各変調信号 A、 Bに分離するようにしてもよぐ要は尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号 A、 Bの一部のビットのみを復調すればょ、。

[0037] 部分ビット判定部 509、 512の動作について説明する。部分ビット判定部 509と部分ビット判定部 512は、処理対象の信号が異なるだけで同様の動作を行うので、ここでは変調信号 Aにつ、ての部分ビット判定部 509の動作にっ、て説明する。図 9A は、 16QAMの 16個の信号点（シンボル）の座標の配置を示している。これからも分力るように、変調信号 Aの 1シンポノレを構成する 4ビット（SaO, Sal, Sa2, Sa3) ίま、信号点位置によって（0, 0, 0, 0)から（1, 1, 1, 1)のいずれかの値をとる。

[0038] 部分ビット判定部 509は、変調信号 Αの推定ベースバンド信号 508を入力とし、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508が、図 9Bに示す領域 1に存在していた場合 S a0= l、領域 2に存在していた場合 Sa0 = 0、領域 3に存在していた合 Sa2= 1、領域 4に存在していた場合 Sa2 = 0、領域 5に存在していた場合 Sa3 = lと決定し、この情報を変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として出力する。部分ビット判定部 5 12は、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 511を入力とし、上述と同様の動作を行うことで、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513を出力する。

[0039] ここで、 1ビットを決定する領域を図 9Bのように定めた理由は、 Sa0、 Sbl、 Sa2、 S a3のうち図 9Bのように定めた 1ビットは残り 3ビットと比較し、正しい可能性が高いからである。したがって、この 1ビットを決定しても、後の検波で、受信品質の劣化につな力 ¾可能性が低、からである。 [0040] 次に、信号点削減部 514、 516の動作について説明する。信号点削減部 514は、変調信号 Aのチャネル変動推定信号 318、変調信号 Bのチャネル変動推定信号 32 0、変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513を入力とする。ここで信号点削減を行わない場合には、変調信号 Aのチヤネル変動推定信号 318、変調信号 Bのチャネル変動推定信号 320から、図 8のように、 256個の信号点の候補点を求めることになる。しかし、本実施の形態では、変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510及び変調信号 Bの決定された部分ビット情報 5 13を用いることで、前述のように、 1ビットずつの決定情報 (計 2ビット)から、 8ビット（2 56点の信号点）のうち 8— 2 = 6ビット（64個の信号点）のみが未決定となる。

[0041] 例えば、変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として SaO= 1の情報力変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513として SbO = 0の情報が、信号点削減部 5 14に入力されたものとする。すると、信号点削減部 514は、 256個の信号点（図 8)のうち、 SaO= lかつ Sb = 0の値を取らない信号点を削除する。このことにより候補信号点を 64個に削減でき、信号点削減部 514は、この 64個に信号点の情報を削減後の信号点情報 515として出力する。信号点削減部 516は、変調信号 Aのチャネル変動信号 308、変調信号 Bのチャネル変動信号 310、変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513を入力とし、上述と同様の動作を行い、削減後の信号点情報 517を出力する。

[0042] 尤度検波部 518は、逆拡散後のベースバンド信号 306、 316、削減後の信号点情報 515、 517を入力とする。そして、削減後の信号点情報 515及び逆拡散後のベースバンド信号 316から、図 10の状態を得る。図 10において、逆拡散後のベースバンド信号 316が符号 701で示す信号点であり、削減後の信号点情報 515が黒点で示す 64個の信号点である。そして、尤度検波部 518は、 64点の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号の信号点 701との信号点距離を求める。つまり、ブランチメトリックを求める。これをブランチメトリック Xと名付ける。同様に、尤度検波部 518は、削減後の信号点情報 517及び逆拡散後のベースバンド信号 306から、 64点の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号の信号点 701との信号点距離を求める。つまり、ブランチメトリックを求める。これをブランチメトリック Yと名付ける。 [0043] そして、尤度検波部 518は、ブランチメトリック Xとブランチメトリック Yを用いて、尤度の最も高、系列 8ビットを求め、これを変調信号 Aのディジタル信号 322及び変調信号 Bのディジタル信号 323として出力する。因みに、図 5の例では、尤度検波部 518 力変調信号 A、変調信号 Bのディジタル信号 322、 323を分離して（並列に）出力しているが、変調信号 A、変調信号 Bのディジタル信号を束ねて（直列に）一系統のデイジタル信号として出力するようにしてもよ!、。

[0044] 力べして本実施の形態によれば、尤度検波とは異なる検波方法を用いて各変調信号の 1シンボルを構成する複数ビットのうちの部分ビットを判定する部分ビット復調部 550と、判定された部分ビットを用いて候補信号点を削減する信号点削減部 514、 5 16と、削減された候補信号点と受信点とのユークリッド距離に基づいて最尤検波を行うことで受信ディジタル信号 322、 323を得る尤度検波部 518とを設けるようにしたことにより、比較的小さな回路規模で誤り率特性を効果的に向上し得る受信装置 30 0を実現できる。すなわち、尤度検波部 518では、削減された候補信号点を用いるので、ユークリッド距離を求める演算回数が減少するため、回路規模を削減することができる。また逆行列演算結果に基づいて求める部分ビットは、誤り難いビットのみであるため、全てのビットを逆行列演算結果に基づいて尤度復号する場合と比較して、逆行列演算による誤り率特性の劣化を格段に抑制することができる。

[0045] (i)部分ビット判定部の他の構成例

上述した実施の形態では、部分ビット判定部 509、 512によって 1ビットずつビット判定を行うことで、信号点削減部 514、 516でそれぞれ計 2ビットの候補信号点数の削減を行う場合について説明した。ここでは、部分ビット判定部 509、 512によって 2ビットずつビット判定を行うことで、信号点削減部 514、 516でそれぞれ計 4ビットの候補信号点数の削減を行う方法及び構成を説明する。

[0046] 図 11A、図 11Bに、図 8の部分ビット判定部 509、 512において、 2ビットを決定する際の決定方法の一例を示す。部分ビット判定部 509と部分ビット判定部 512は、処理対象の信号が異なるだけで同様の動作を行うので、ここでは変調信号 Aにつ、ての部分ビット判定部 509の動作について説明する。図 11Aは、 16QAMの 16個の信号点（シンボル）の座標の配置を示している。これからも分力ゝるように、変調信号 Aの 1 シンボルを構成する 4ビット（SaO, Sal, Sa2, Sa3)は、信号点位置によって（0, 0, 0, 0)から（1, 1, 1, 1)のいずれかの値をとる。

[0047] 部分ビット判定部 509は、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508を入力とし、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508が、図 11Bの点線で囲まれた領域 1に存在する場合、 Sa0 = 0、 Sa2 = lと決定し、領域 2に存在する場合、 Sal = l、 Sa2= l、領域 3に存在する場合、 Sa0= l、 Sa2= l、領域 4に存在する場合、 Sa0 = 0、 Sa3 = l 、領域 5に存在する場合、 Sal = l、 Sa3 = l、領域 6に存在する場合、 Sa0= l、 Sa3 = 1、領域 7に存在する場合、 Sa0 = 0、 Sa2 = 0、領域 8に存在する場合、 Sal = l、 Sa2 = 0、領域 9に存在する場合、 Sa0= l、 Sa2 = 0と決定する。そして部分ビット判定部 509は、この情報を変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として出力する。部分ビット判定部 512は、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 511を入力とし、上述と同様の動作を行うことで、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513を出力する。

[0048] ここで、 2ビットを決定する領域を図 11Bのように定めた理由は、 SaO、 Sbl、 Sa2、 Sa3のうち図 1 IBのように定めた 2ビットは残り 2ビットと比較し、正し、可能性が高ヽ力もである。したがって、この 2ビットを決定しても、後の検波で、受信品質の劣化につながる可能性が低、からである。

[0049] 信号点削減部 514では、上述と同様の動作を行うことで候補信号点削減を行う。このとき、変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510は 2ビット、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513は 2ビットで構成されて、るため、 8ビット（256点の信号点）のうち 8— 4=4ビット（16個の信号点）のみが未決定となる。これにより、候補信号点を 16個に削減できる。この 16個に信号点の情報が削減後の信号点情報となる。したがつて、尤度検波部 518では、ブランチメトリックの計算がさらに削減できるので、回路規模をさらに削減できる。ただし、部分ビット判定部 509、 512で決定するビット数が増えると、受信品質が劣化することになる。

[0050] (ii)マルチキャリア方式への適用

ここでは、本発明を、マルチキャリア方式に適用する場合の構成例を説明する。マルチキャリア方式として OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を用いた場合を例に説明する。

[0051] 図 12に、送信装置の構成を示す。送信装置 1100は、変調部 1102にディジタル信号 1101を入力すると共に、変調部 1112にディジタル信号 1111を入力する。

[0052] 変調部 1102、 1112は、それぞれ、ディジタル信号 1101、 1111、フレーム構成信号 1122を入力とし、フレーム構成信号 1122にしたがってディジタル信号 1101、 11 11を変調し、これにより得たベースバンド信号 1103、 1113をシリアルパラレル変換部（SZP) 1104、 1114に送出する。シリアルパラレル変換部 1104、 1114は、それぞれ、ベースバンド信号 1103、 1113をシリアルパラレル変換し、これにより得たパラレル信号 1105、 1115を逆フーリエ変換部（idft) 1106、 1116に送出する。逆フーリェ変換咅 106、 1116ίま、それぞれ、ノラレノレ信号 1105、 1115【こ逆フーリエ変換を施し、これにより得た逆フーリエ変換後の信号 1107、 1117を無線部 1108、 1118 に送出する。無線部 1108、 1118は、それぞれ、逆フーリエ変換後の信号 1107、 11 17に周波数変換、信号増幅などを施すことにより、変調信号 1109、 1119を得る。変調信号 1109、 1119は、それぞれ、アンテナ 1110、 1120力ら電波として出力される

[0053] これにより、各アンテナ 1110、 1120力らは、それぞれ、 OFDM信号である変調信号 1109 (変調信号 A)と変調信号 1119 (変調信号 B)が送信される。

[0054] ここでフレーム構成信号生成部 1121は、フレーム構成の情報をフレーム構成信号 1122として出力する。フレーム構成例を、図 13A、図 13Bに示す。図 13A、図 13B は、フレーム構成を時間周波数軸で表したものである。図 13Aは変調信号 Aのフレーム構成を示し、図 13Bは変調信号 Bのフレーム構成を示す。一例としてキャリア 1からキャリア 5で構成されて場合を示した。同一時刻のシンボルは同時に送信されてヽるものとする。なお斜線で示したパイロットシンボル 1201は、受信側でチャネル推定を行うためのシンボルである。ここではパイロットシンボルと呼んでいる力プリアンプルなど別の呼び方をしてもよぐチャネル推定を行うことができるシンボルであればよ V、。なお空白で示した 1202はデータシンボルを示す。

[0055] 図 14に、受信装置の構成を示す。受信装置 300は、 2つのアンテナ 1301、 1311 で信号を受信する。 [0056] 無線部 1303は、アンテナ 1301で受信した受信信号 1302を入力とし、受信信号 1 302に周波数変換などを施し、これにより得たベースバンド信号 1304をフーリエ変換部（dft) 1305に送出する。フーリエ変換部 1305は、ベースバンド信号 1304をフ一リエ変換し、これにより得たフーリエ変換後の信号 1306を出力する。

[0057] 変調信号 Aのチャネル変動推定部 1307は、フーリエ変換後の信号 1306を入力とし、図 13Aの変調信号 Aのパイロットシンボル 1201を用いて、変調信号 Aのチヤネル変動をキャリア 1からキャリア 5まで、それぞれ求め、変調信号 Aのチャネル変動信号群 1308 (キャリア 1からキャリア 5のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。同様に、変調信号 Bのチャネル変動推定部 1309は、フーリエ変換後の信号 1 306を入力とし、図 13Bの変調信号 Bのパイロットシンボル 1201を用いて、変調信号 Bのチャネル変動をキャリア 1からキャリア 5まで、それぞれ求め、変調信号 Bのチヤネル変動信号群 1310 (キャリア 1からキャリア 5のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。

[0058] 同様に、無線部 1313は、アンテナ 1311で受信した受信信号 1312を入力とし、受信信号 1312に周波数変換などを施し、これにより得たベースバンド信号 1314をフ一リエ変換部（dft) 1315に送出する。フーリエ変換部 1315は、ベースバンド信号 13 14をフーリエ変換し、これにより得たフーリエ変換後の信号 1316を出力する。

[0059] 変調信号 Aのチャネル変動推定部 1317は、フーリエ変換後の信号 1316を入力とし、図 13Aの変調信号 Aのパイロットシンボル 1201を用いて、変調信号 Aのチヤネル変動をキャリア 1からキャリア 5まで、それぞれ求め、変調信号 Aのチャネル変動信号群 1318 (キャリア 1からキャリア 5のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。同様に、変調信号 Bのチャネル変動推定部 1319は、フーリエ変換後の信号 1 316を入力とし、図 13Bの変調信号 Bのパイロットシンボル 1201を用いて、変調信号 Bのチャネル変動をキャリア 1からキャリア 5まで、それぞれ求め、変調信号 Bのチヤネル変動信号群 1320 (キャリア 1からキャリア 5のそれぞれの推定信号で構成されている）を出力する。

[0060] 信号処理部 1321は、フーリエ変換後の信号 1306、 1316、変調信号 Aのチャネル変動信号群 1308、 1318、変調信号 Bのチャネル変動信号群 1310、 1320を入力とし、これらを用いて変調信号 A、 Bの復号、検波などを行うことにより、変調信号 Aのデイジタル信号 1322、変調信号 Bのディジタル信号 1323を得る。

[0061] 信号処理部 1321は、図 5に示した信号処理部 321と同様の構成とすればよい。すなわち、図 5の変調信号 Aのチャネル変動信号 308に代えて変調信号 Aのチャネル変動推定群 1308を入力し、変調信号 Bのチャネル変動信号 310に代えて変調信号 Bのチャネル変動推定群 1310を入力し、逆拡散後のベースバンド信号 306に代えてフーリエ変換後の信号 1306を入力し、変調信号 Aのチャネル変動信号 318に代えて変調信号 Aのチャネル変動推定群 1318を入力し、変調信号 Bのチャネル変動信号 320に代えて変調信号 Bのチャネル変動推定群 1320を入力し、逆拡散後のベースバンド信号 316に代えてフーリエ変換後の信号 1316を入力すればよい。

[0062] 例えば、分離部 507は、変調信号 Aのチャネル変動推定群 501、 504、変調信号 B のチャネル変動推定群 502、 505、フーリエ変換後の信号 503、 506を入力とし、 (1 )式に基づいてキャリアごとに逆行列演算を施し、図 13A、図 13Bの周波数一時間軸におけるフレーム構成にしたがって、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 511を出力する。

[0063] そして、部分ビット判定部 509、 512は、キャリアごとに、上述と同様に部分ビットを判定する。また信号点削減部 514、 516についても、キャリアごとに、上述と同様に信号点削減を行い、尤度検波部 518も、キャリアごとに尤度検波を行う。これにより、 OF DM信号でなる変調信号 A、 Bのディジタル信号 1322、 1323を得ることができる。

[0064] このようにして、 OFDM方式等のマルチキャリア方式につ!、ても、本発明を実施することがでさる。

[0065] (実施の形態 2)

本実施の形態では、実施の形態 1と比較して、 2ビットの部分判定の場合分けをより単純化し、受信品質の改善効果が大きい I Q平面における信号点配置の仕方について説明する。因みに、ここでは、主に変調信号 Aについて説明するが、変調信号 B につ、ても同様の処理を行えばよ！、。

[0066] 送信装置と受信装置の概略構成は、実施の形態 1と同様である。実施の形態 1と異なるのは、送信装置の変調部の構成と、受信装置の部分ビット判定部、信号点削減部の構成である。

[0067] 図 15Aに、本実施の形態の送信装置による信号点配置例を示す。また図 15Bに、本実施の形態の受信装置による部分ビット判定方法を示す。すなわち、図 1の変調部 102、 110、図 12の変調部 1102、 1112によって、図 15Aのような信号点マツピングを行う。また図 5の部分ビット判定部 509、 512によって、図 15Bのような領域分けを行って部分ビットを判定する。

[0068] 図 15Aに示すように、本実施の形態の変調部は、信号点 4点を 1セットとし、 1セット内の 4点の信号点間の距離は小さいが、セット間の距離を大きくする変調処理 (マツビング)を行うようになっている。また変調部は、 1セット内の 4点の信号点間距離を等しくすると共に、各セット間の距離も等しくする。変調部は、このようにして、領域を第 1 力も第 4象限に簡単分割できるように信号点を配置する。

[0069] これにより、受信側では、信号点 4点で構成されて、るセット内で共通となる 2ビットを簡単に復調することができるようになる。つまり、セット内の信号点間距離は小さくセット間の信号点距離は大きいので、受信点がどのセット (象限）に含まれるかを容易かつ的確に判定できるので、 2ビットの部分判定を容易かつ的確に行うことができる。

[0070] 具体的には、受信ベースバンド信号が、図 15Bに示す I Q平面において、領域 1 に存在する場合には、領域 1の信号点 4点で共通の 2ビット、 SaO= l、 Sa2= lを部分ビットとして決定する。また受信ベースバンド信号が、領域 2に存在する場合には、領域 2の信号点 4点で共通の 2ビット、 SaO = 0、 Sa2= 1を部分ビットとして決定する。また受信ベースバンド信号が、領域 3に存在する場合には、領域 2の信号点 4点で共通の 2ビット、 SaO = 0、 Sa2 = 0を部分ビットとして決定する。また受信ベースバンド信号が、領域 4に存在する場合には、領域 4の信号点 4点で共通の 2ビット、 SaO = l 、 Sa2 = 0を部分ビットとして決定する。

[0071] 図 5の部分ビット判定部 509は、これらの決定された 2ビットの情報を変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として出力する。またビット判定部 512においても、変調信号 Bについて同様の処理を行う。

[0072] 図 5の信号点削減部 514、 516は、部分ビット判定部 509、 512によって決定された 4ビットの情報を用いて、実施の形態 1で上述したように 256点の候補信号点を 16点の候補信号点に削減する。

[0073] 力べして本実施の形態によれば、送信装置 100、 1100の変調部 102、 110、 1102 、 1112において、 IQ平面上で、複数の信号点セットに分割され、かつ信号点セット内の最小信号点間距離が信号点セット間の最小信号点距離よりも小さくされている信号点配置を用いて、送信ビットを信号点マッピングするようにしたことにより、受信側で部分ビットの判定を容易かつ的確に行うことができるといった効果を得ることができる。

[0074] カロえて、 1セット内の 4点の信号点間距離を等しくすると共に、セット間の距離も等しくするようにしたことにより、送信最大電力対送信平均電力比が小さくなる。これにより、送信系電力増幅器の線形増幅の要求が軽減されるため、消費電力を小さくできるという効果も得られる。これは、以降説明する 64値の変調方式に適用する場合も同様である。

[0075] なお実施の形態 1や本実施の形態では、変調信号 Aと変調信号 Bの信号点配置を同じにする場合について説明したが、変調信号 Aと変調信号 Bの信号点配置を異なるようにした場合でも、同様の効果を得ることができる。

[0076] 例えば、送信側では、変調信号 Aの信号点配置を図 15Aのようにし、変調信号 Bの信号点配置を図 9Aのようにする。そして受信側では、図 5の変調信号 Aのための部分ビット判定部 509によって 2ビットを決定し、変調信号 Bのための部分ビット判定部 5 12によって 1ビットを決定することで、計 3ビットを決定する。そして信号点削減部 514 、 516では、この決定された 3ビットの部分ビット情報を用いて 256点の候補信号点を 32点の信号点に削減する。

[0077] また受信側で、変調信号 Aのみ部分ビットを判定する方法も考えられる。この方法を実現するための信号処理部 321の構成を図 16に示す。因みに、この例では、変調信号 Aの信号点は、部分ビットを決定し易いように、図 15Aのように配置されているものとする。図 16の部分ビット判定部 509は、図 15Bの判定基準に基づいて変調信号 Aの 2ビットを部分判定する。信号点削減部 514、 516は、決定された 2ビットを用いて、 256点の候補信号点を 64点の候補信号点に削減する。尤度検波部 518は、 64 点の信号点と受信ベースバンド信号とのユークリッド距離を求めることで、尤度検波を行う。

[0078] このように、一方の変調信号につ!、ての部分ビットのみ判定すれば、部分ビット判定部の構成を簡単ィ匕できるので、その分だけ回路規模を削減することができる。このような構成は、一方の変調信号が、他方の変調信号よりも部分ビット判定が容易な信号点配置とされている場合に、特に有効である。

[0079] (実施の形態 3)

本実施の形態では、変調方式を 64値の多値変調としたときの具体的な信号点配置の仕方及び部分ビットの判定の仕方につ!、て説明する。送信装置及び受信装置の概略構成は、変調方式を 16値の多値変調力も 64値の多値変調に換えることを除いて、実施の形態 1や実施の形態 2と同様である。

[0080] 図 17に、 I Q平面における 64QAMの信号点配置を示す。本実施の形態の受信装置は、図 5の部分ビット判定部 509、 511によって、それぞれ、 6ビット中のうち最も誤る可能性が低い 1ビットを決定するような領域分割を行って 1ビットを決定する。そして信号点削減部 514、 516によって 64 X 64=4096点の候補信号点から 2ビット分の信号点を削減することで、候補信号点を 1024点に削減する。尤度検波部 518は、 1024点の各候補信号点と受信点とのユークリッド距離を求めることで尤度検波を行

[0081] また受信装置において、部分ビット判定部 509、 511によって 2ビットを決定するような領域分割を行い、それぞれ 2ビットの部分ビットを決定すると、候補信号点数を 256 点に削減できる。また 3ビットを決定するような領域分割を行い、それぞれ 3ビットの部分ビットを決定すると、候補信号点数を 64点に削減できる。また 4ビットを決定するような領域分割を行い、それぞれ 4ビットの部分ビットを決定すると、候補信号点数を 16 点に削減できる。このように部分ビット判定部 509、 511で決定するビット数を多くするほど、尤度検波を行う際の候補信号点数を少なくできるので、演算量を減らすことができるようになる。ただし、部分ビット判定部 509、 511で決定するビット数を多くするほど、誤り率特性が劣化すると同時に、実施の形態 1の 16QAMのときと同様に、領域分割が複雑になるという欠点がある。

[0082] そこで本実施の形態では、さらに好ましい 64値の多値変調の信号点配置として、図 18のような信号点配置を提案する。図 18の信号点配置は、基本概念としては、実施の形態 2で説明したものと同じである。すなわち、信号点を複数のセットに分け、セット内の信号点の最小ユークリッド距離よりもセット間の最小ユークリッド距離を大きくするような変調 (マッピング)処理を行う。

[0083] 具体的には、信号点 16点を 1セットとし、 1セット内の 16点の信号点間の距離は小さいが、セット間の距離を大きくする変調処理 (マッピング)を行う。また変調部は、 1セット内の 16点の信号点間距離を等しくすると共に、各セット間の距離も等しくする。変調部は、このようにして、領域を第 1から第 4象限に簡単分割できるように信号点を配置する。

[0084] これにより、受信側では、信号点 16点で構成されて、るセット内で共通となる 2ビットを簡単に復調することができるようになる。つまり、セット内の信号点間距離は小さくセット間の信号点距離は大きいので、受信点がどのセット (象限）に含まれるかを容易かつ的確に判定できるので、 2ビットの部分判定を容易かつ的確に行うことができる。

[0085] 本実施の形態では、 64値の多値変調の別の好ましい信号点配置として、図 19に示すような信号点配置を提案する。図 19は、各変調信号につき 4ビットの部分ビットを決定するのに適した 64値の多値変調の信号点配置である。この信号点配置の基本概念は、上述したのと同様に、信号点を複数のセットに分け、セット内の信号点の最小ユークリッド距離よりもセット間の最小ユークリッド距離を大きくするような変調 (マッビング)処理を行うことである。

[0086] 具体的には、信号点 4点を 1セットとし、 1セット内の 4点の信号点間の距離は小さい力セット間の距離を大きくする変調処理 (マッピング)を行う。このように、領域を 1一

16に簡単分割できるように信号点を配置する。

[0087] これにより、受信側では、信号点 16点で構成されて、るセット内で共通となる 4ビットを簡単に復調することができるようになる。つまり、セット内の信号点間距離は小さくセット間の信号点距離は大きいので、受信点がどのセット (領域 1一 16)に含まれるかを容易かつ的確に判定できるので、 4ビットの部分判定を容易かつ的確に行うことができる。

[0088] カゝくして本実施の形態によれば、それぞれ異なる 64値変調信号を複数のアンテナ力も送信するにあたって、 64値の信号点を複数のセットに分け、セット内の信号点の最小ユークリッド距離よりもセット間の最小ユークリッド距離を大きくするような変調 (マッビング)処理を行うようにしたことにより、受信側で容易かつ的確な部分ビット判定処理及び信号点削減処理を行うことができるので、受信側で比較的小さな回路規模で誤り率特性の良、受信信号を得ることができるようになる。

[0089] なお本実施の形態の方法は、実施の形態 2でも説明したように、変調信号 Aと変調信号 Bの信号点配置を同じにする場合に限らず、変調信号 Aと変調信号 Bの信号点配置を異なるように配置し、変調信号 Aと変調信号 Bとで判定する部分ビットのビット数を異なるようにした場合でも、実施することができる。

[0090] (実施の形態 4)

本実施の形態では、実施の形態 1一 3の構成に加えて、送信側で畳み込み符号やターボ符号を行い、受信側で軟判定復号を行う場合における、好適な軟判定値計算方法を説明する。本実施の形態は、基本的には上述した実施の形態で説明したどの信号点配置を採用した場合でも適用できるものであるが、ここでは一例として送信側で図 15Aに示した信号点配置を行った場合を例にとって説明する。

[0091] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 20に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置 1900は、符号化部 1902に送信ディジタル信号 1901を入力する。符号ィ匕部 1902は、送信ディジタル信号 1901に畳み込み符号化を施すこと〖こより、符号化後のディジタル信号 101及び符号化後のディジタル信号 102を得、これらを変調部 102、 110に送出する。

[0092] 受信装置の全体構成は、図 4のとおりである。本実施の形態では、図 4の信号処理部 321を、図 21の信号処理部 2000のように構成する。なお図 21では、図 5との対応部分には同一符号を付した。

[0093] 本実施の形態の信号処理部 2000は、軟判定値計算部 2001を有する。軟判定値計算部 2001は、削減後の信号点情報 515、 517、逆拡散後のベースバンド信号 50 3、 506を入力とし、これらを用いて軟判定値信号 2002を得、これを判定部 2003に送出する。判定部 2003は、軟判定値信号 2002を復号することでディジタル信号 20 04を得る。 [0094] この軟判定値計算部 2001及び判定部 2003の処理について、図 22を用いて詳述する。

[0095] 例えば、図 20の送信装置 1900が図 15Aのような信号点配置で変調信号を送信したものとする。そして、図 4の受信装置 300がこの変調信号を受信したものとする。

[0096] すると、図 21の信号処理部 2000においては、部分ビット判定部 509が、図 15Bの信号点配置における領域分割に基づき、変調信号 Aの SaO、 Sa2の 2ビットを決定し、これを部分ビット情報 510として出力する。同様に、部分ビット判定部 512が、図 15 Bの信号点配置における領域分割に基づき、変調信号 Bの SbO、 Sb2の 2ビットを決定し、これを部分ビット情報 513として出力する。

[0097] 信号点削減部 514は、部分ビット判定部 509、 512からの 4ビットの情報を用いて、 16 X 16 = 256点の信号点から 16点の信号点を求め、これを削減後の信号点情報 5 15として軟判定値計算部 2001に送出する。同様に、信号点削減部 516も、 16点の信号点情報を削減後の信号点情報 517として軟判定値計算部 2001に送出する。

[0098] ここでは、一例として、部分ビット判定部 509で決定された変調信号 Aの部分ビットを SaO = 0、 Sa2 = 0、部分ビット判定部 512で決定された変調信号 Bの部分ビットを Sb = 0、 Sb2 = 0とする。

[0099] このとき軟判定値計算部 2001は、削減後の信号点情報 515と逆拡散後のベースバンド信号 316を用いて、図 22の計算を行う。

[0100] (ステップ ST1)

はじめに、削減後の信号点情報 515の 16個の信号点と逆拡散後のベースバンド信号のユークリッド距離の例えば 2乗を求める。ここで、ユークリッド距離の 2乗を、 D (Sa 0, Sa2, SbO, Sb2, Sal, Sa3, Sbl, Sb3)と!ヽぅ関数で表現する。すると、この伊では、 SaO = 0、 Sa2 = 0、 Sb = 0、 Sb2 = 0なので、 D (0, 0, 0, 0, Sal, Sa3, Sbl , Sb3)にお!/ヽて Sal, Sa3, Sbl, Sb3力^)または 1の 16個の値力 ^求まることになる。

[0101] (ステップ ST2)

次に、 D (0, 0, 0, 0, Sal, Sa3, Sbl, Sb3)の 16偶の値力ら最大値を求める。このときの最大値を Dmaxとする。

[0102] (ステップ ST3) 最後に、実際にユークリッド距離の 2乗を求めた 16個の信号点以外の 240個の信号点のユークリッド距離の 2乗の値を、全て Dmaxとする。この例では、 D (0, 0, 0, 1 , 0, 0, 0, 0)力ら D (l, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1)の値を、全て Dmaxとする。すなわち、実際にユークリッド距離の 2乗を求めた 16個の信号点以外の 240個の信号点までのユークリッド距離は、 16個の信号点のユークリッド距離の 2乗値の最大値 Dmaxよりも大きいと見なせるので、これらの信号点のユークリッド距離の 2乗値を一律に Dmaxに設定する。これにより、 16点の信号点のユークリッド距離の 2乗値を有効に活用して、 256点のユークリッド距離の 2乗値を容易に得ることができる。

[0103] そして、軟判定値計算部 2001は、これらの 256点のユークリッド距離の 2乗の値（ブランチメトリック）を軟判定値信号 2002として出力する。

[0104] 判定部 2003は、軟判定値信号 2002を入力とし、ブランチメトリックから、パスメトリツクを求め、復号し、ディジタル信号 2004を出力する。

[0105] このように信号処理部 2000によれば、削減された各候補信号点と受信点とのユークリツド距離のみを計算すると共に、それ以外の各信号点と受信点とのユークリッド距離を全て前記求めたユークリッド距離の最大値 Dmaxと定めることで全ての候補信号点の軟判定値を得るようにしたことにより、全ての候補信号点についての軟判定値を容易に得ることができるようになる。

[0106] 図 21との対応部分に同一符号を付して示す図 23に、本実施の形態の信号処理部の別の構成を示す。信号処理部 2200は、重み付け係数計算部 2201を有する。

[0107] 重み付け係数計算部 2201は、変調信号 Aのチャネル変動信号 308、 318、変調信号 Bのチャネル変動信号 310、 320を入力とし、ブランチメトリックに乗算する信頼度に相当する重み付け係数を求める。ここで、分離部 507が例えば（1)式の演算を行って信号を分離する場合、重み付け計算部 2201は信号の分離精度に相当する重み付け係数を求めるとよい。具体的には、重み付け計算部 2201は、文献" ¾oft— decision decoder employing eigenvalue of channel matrix in MIMO systems IEEE PIMRC2003, pp.1703- 1707, Sep. 2003.に示されているように、例えば（1)式の行列の固有値の最小パワーを求め、これを重み付け係数信号 2202として出力すればよい。 [0108] 軟判定値計算部 2001は、削減後の信号点情報 515、 517、逆拡散後のベースバンド信号 306、 316、重み付け係数信号 2202を入力とし、求めたブランチメトリックに重み付け係数を乗算することより軟判定値信号 2002を求める。

[0109] このように信号処理部 2200においては、ブランチメトリックに重み付け係数を乗算するようにしたことにより、一段と誤り率特性を向上させることができる。なお、上記説明では、重み付け係数として固有値の最小パワーを用いた場合について述べたが、重み係数はこれに限ったものではな、。

[0110] また本実施の形態では、畳み込み符号を用いた場合について説明した力これに限ったものではなぐターボ符号、低密度ノ^ティ符号などを用いた場合でも同様に実施することができる。また信号の順番を入れ替えるインターリーブ、信号の一部を削除して冗長度を下げるパンクチャリングの機能などを設けても同様に実施することができる。これは、他の実施の形態についても同様である。

[0111] また本実施の形態では、ユークリッド距離の 2乗を求め、それに基づいて軟判定値を求める例を説明したが、ユークリッド距離の 2乗に限らず、他の尤度を基準に軟判定値を求める場合にも適用することができる。これは、他の実施の形態についても同様である。

[0112] (実施の形態 5)

本実施の形態では、上述した実施の形態で説明したように受信側で部分ビットを削減して候補信号点を削減する処理を行うにあたって、より好適な符号化 (畳み込み符号、ターボ符号)の仕方を説明する。

[0113] 送信装置の概略構成は、図 20のとおりである。この実施の形態では、一例として、変調部 102、 110が、図 15Aに示すような信号点配置を採用した 16値の多値変調を行うものとする。また受信装置の概略構成は、図 4のとおりである。

[0114] 図 24に、本実施の形態の符号化部の構成を示す。すなわち、図 24の符号ィ匕部 23 00は、図 20の符号ィ匕咅 1902として用いられる。

[0115] 符号ィ匕杳 2300は、 (SaO, Sa2)符号ィ匕杳 2302、 (Sal, Sa3, Sbl, Sb3)符号ィ匕咅 2304、 (SbO, Sb2)符号ィ匕咅 2306を有する。各符号ィ匕咅 2302、 2304、 2306 は、ディジタル信号 1901を入力し、それぞれ特定のビットに対する符号化処理を行う [0116] すなわち、（SaO, Sa2)符号ィ匕部 2302は、ディジタノレ信号 1901に含まれるビット S aO、 Sa2を符号ィ匕し、このビット SaO、 Sa2の符号ィ匕' f青報 2303を出力する。（Sal, S a3, Sbl, Sb3)符号ィ匕咅 2304は、ディジタノレ信号 1901に含まれるビット Sal, Sa3 , Sbl, Sb3を符号ィ匕し、このビット Sal, Sa3, Sbl, Sb3の符号ィ匕' |·青報 2305を出力する。（SbO, Sb2)符号ィ匕咅 2306は、ディジタノレ信号 1901に含まれるビット SbO , Sb2を符号ィ匕し、 SbO、 Sb2の符号ィ匕†青報 2307を出力する。

[0117] このように、所定のビット単位で符号ィ匕処理を施すようにしたことにより、受信側ではそのビット単位で誤り訂正復号処理を行うことができるようになる。特に、本実施の形態では、受信側で部分ビット判定されるビット単位で符号ィ匕処理を施すようにしたことにより、部分ビット単位で誤り訂正復号処理を行うことができるようになるので好適である。

[0118] (SaO, Sal, Sa2, Sa3)信号生成咅 2308は、 SaO、 Sa2の符号ィ匕†青報 2303と、 S al, Sa3, Sbl, Sb3の符号ィ匕†青報 2305とを人力とし、 SaO, Sal, Sa2、 Sa3の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号 101として出力する。

[0119] 同様に、（SbO, Sbl, Sb2, Sb3)信号生成部 2310は、 Sal, Sa3, Sbl, Sb3の符号ィ匕†青報 2305と、 SbO、 Sb2の符号ィ匕†青報 2307とを人力とし、 SbO、 Sbl、 Sb2 、 Sb3の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号 109として出力する。

[0120] 次に、このような送信信号を受信する受信装置の構成を説明する。本実施の形態の受信装置の概略構成は、図 4のとおりである。受信装置 300の信号処理部 321の構成は、図 5のとおりである。本実施の形態では、信号処理部 321の部分ビット判定部 509を図 25Aのように構成し、部分ビット判定部 512を図 25Bのように構成し、尤度検波部 518を図 25Cのように構成する。

[0121] 図 25Aの（SaO, Sa2)復号化部 2402は、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 50 8を入力とし、これを復号することで復号ビット SaO、 Sa2を得、これを変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として出力する。

[0122] 図 25Bの（SbO, Sb2)復号化部 2405は、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 51 1を入力とし、これを復号することで復号ビット Sb0、 Sb2を得、これを変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513として出力する。

[0123] このように、部分ビット単位で誤り訂正符号を導入することで、一段と受信品質を向上させることができる。つまり、部分ビットの判定に誤りがあると、信号点削減の際に誤つた信号点を選択することになるため、残りのビットの決定で誤りが生じる可能性が非常に高くなる。これに対して、本実施の形態のように、部分ビット単位で誤り訂正符号を導入すると、部分ビットを正しく復号できる可能性を高くできるので、信号点削減の際に誤った信号点を選択する可能性を低くできる。

[0124] 加えて、（SaO, Sa2)符号化部 2302及び（SbO, Sb2)符号化部 2306によって、（ Sal, Sa3, Sbl, Sb3)符号ィ匕部 2305よりも誤り訂正能力の高い符号ィ匕を行うようにすると、より好ましヽ。このようにすれば、、咅分ビット SaO, Sa2, SbO, Sb2を誤り無く復号できる可能性を一段と高くできるので、誤った信号点削減を行う可能性を一段と低くでき、結果として誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

[0125] また、 16値の多値変調の信号点配置としては、 16QAMよりも、図 15A、図 15Bに示したような信号点配置の方が、本実施の形態のような誤り訂正符号の導入に適している。これは、 16QAMでは、判定される部分ビットが領域によって異なるのに対し、図 15A、図 15Bの場合、領域によらず咅分ビット力 S (SaO, Sa2)、 (SbO, Sb2)と固定であるため、簡単に誤り訂正符号が導入できるからである。因みに、本実施の形態では、 16値多値変調に対し誤り訂正符号を導入する例を説明したが、 64値多値変調に対しても本実施の形態と同様の誤り訂正符号化処理を行えば、本実施の形態と同様の効果を得ることができる。この場合にも、上述の説明と同様の理由で、 64QA Mよりも、図 18、図 19に示したような信号点配置を採用した方が、簡単に誤り訂正符号を導入することができるので適して、る。

[0126] 図 25Cの（Sal, Sa3, Sbl, Sb3)復号ィ匕部 2411は、肖 'J減後の信号点情報 515、 517、逆拡散後のベースバンド信号 316、 306を入力とし、候補信号点と受信ベースバンド信号の例えばユークリッド距離の 2乗を求めることで、ブランチメトリックを求め、ブランチメトリック力もパスメトリックを求め、復号することで、変調信号 Aの受信ディジタル信号 322及び変調信号 Bの受信ディジタル信号 323を得る。

[0127] 力べして本実施の形態によれば、実施の形態 1一 4の構成に加えて、部分ビットを符号化単位とした符号化処理を施す、つまり同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号ィ匕するようにしたことにより、実施の形態 1一 4の効果に加えて、受信側での誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。

[0128] また部分ビットに対して、他のビットよりも誤り訂正能力の高い符号化処理を施す、つまり同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号ィ匕するようにしたことにより、受信側での誤り率特性をさらに向上させることができるようになる。

[0129] なお本実施の形態では、送信側の符号ィ匕部を図 24のように構成すると共に、受信側の信号処理部を図 5、図 25A、図 25B、図 25Cのように構成する場合について説明したが、符号ィ匕部及び信号処理部の構成はこれに限らない。図 26に符号ィ匕部の他の構成例を示し、図 27に信号処理部の他の構成例を示す。

[0130] 図 24との対応部分に同一符号を付して示す図 26において、符号ィ匕部 2500は、（ SaO, Sa2)符号ィ匕咅 2302、 (Sal, Sa3)符号ィ匕咅 2501、 (SbO, Sb2)符号ィ匕咅 306、 (Sbl, Sb3)符号ィ匕咅 2503を有する。各符号ィ匕咅 2302、 2501、 2306、 25 03は、ディジタル信号 1901を入力し、それぞれ特定のビットに対する符号化処理を行う。

[0131] すなわち、（SaO, Sa2)符号ィ匕部 2302は、ディジタノレ信号 1901に含まれるビット S a0、 Sa2を符号ィ匕し、このビット SaO、 Sa2の符号ィ匕' f青報 2303を出力する。（Sal, S a3)符号化部 2501は、ディジタル信号 1901に含まれるビット Sal, Sa3を符号化し、このビット Sal, Sa3の符号ィ匕†青報 2502を出力する。（SbO, Sb2)符号ィ匕咅 2306は、ディジタノレ信号 1901に含まれるビット SbO, Sb2を符号ィ匕し、 Sb0、 Sb2の符号ィ匕情報 2307を出力する。 (Sbl, Sb3)符号ィ匕部 2503は、ディジタル信号 1901に含まれるビット Sbl, Sb3を符号ィ匕し、このビット Sbl, Sb3の符号ィ匕†青報 2504を出力する。

[0132] (SaO, Sal, Sa2, Sa3)信号生成咅 2308は、 Sa0、 Sa2の符号ィ匕†青報 2303と、 S al, Sa3の符号ィ匕†青報 2502とを人力とし、 Sa0、 Sal, Sa2、 Sa3の信号を生成し、これを符号ィ匕後のディジタル信号 101として出力する。

[0133] 同様に、（SbO, Sbl, Sb2, Sb3)信号生成咅 2310は、 Sbl, Sb3の符号ィ匕†青報 2 504と、 Sb0、 Sb2の符号ィ匕' |·青報 2307とを人力とし、 Sb0、 Sbl、 Sb2、 Sb3の信号を生成し、これを符号化後のディジタル信号 109として出力する。

[0134] 次に、図 27の信号処理部 2600の構成を説明する。図 27の信号処理部 2600は、図 5の信号処理部 321と比較して、部分ビット判定部 509、 512として軟判定復号部 2601、 2602が設けられている（つまり、部分ビット復調部 2610が分離部 507と軟判定復号部 2601、 2602とで構成されている）ことと、硬判定復号部 2606、 2608が設けられていることを除いて、図 5の信号処理部 321と同様の構成でなる。

[0135] 軟判定復号部 2601は、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508を入力とし、図 2 6における部分ビット SaO、 Sa2につ、て軟判定復号を行、、これにより得た部分ビット SaO、 Sa2の情報を変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として出力する。同様に、軟判定復号部 2602は、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 511を入力とし、図 26における部分ビット SbO、 Sb2について軟判定復号を行い、これにより得た部分ビット SbO、 Sb2の情報を変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513として出力する。

[0136] 信号点削減部 514、 516は、決定された部分ビット情報 510、 513を用いて候補信号点を削減し、削減後の信号点情報 515、 516を尤度判定部 2603に送出する。

[0137] 尤度判定部 2603は、削減後の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号 316とから、最も尤度の高い候補信号点を探索することで尤度判定を行い、ビット Sal, Sa 3, Sbl, Sb3を求める。そして尤度判定部 2603は、ビット Sal, Sa3をビット情報 26 04として硬判定復号部 2606に送出すると共に、ビット Sbl, Sb3をビット情報 2605 として硬判定復号部 2608に送出する。

[0138] 硬判定復号部 2606は、ビット情報 2604を硬判定復号することにより、変調信号 A の誤り訂正後のビット情報 2607を得る。同様に、硬判定復号部 2608は、ビット情報 2605を硬判定復号することにより、変調信号 Bの誤り訂正後のビット情報 2609を得る。

[0139] ここで、変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510と変調信号 Aの誤り訂正後のビット情報 2607が最終的な誤り訂正後の変調信号 Aのビット情報に相当し、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513と変調信号 Bの誤り訂正後のビット情報 2609が最終的な誤り訂正後の変調信号 Bのビット情報に相当する。 [0140] このように、信号処理部 2600においては、軟判定復号部 2601、 2602を設け、信号点削減に用いる部分ビットを軟判定復号処理によって求めるようにしたことにより、例えば硬判定を行う場合と比較して部分ビットの誤る確率を低くできるので、最終的な誤り率特性を向上させることができるようになる。因みに、尤度判定後の信号に対しては、硬判定を行うようにしたが、このようにしたのは、尤度判定を行う際に変調信号 Aと変調信号 Bは同時に判定するため、原理的に、変調信号 Aのみに関する軟判定、変調信号 Bのみに関する軟判定を行うことが困難だ力もである。

[0141] なお、本実施の形態では、受信側で部分ビット判定を行うビット以外のビット（Sal, Sa3, Sbl, Sb3)に対しても符号ィ匕を行う場合について説明した力部分ビット判定を行うビット以外のビットについては符号ィ匕を行わないようにしてもよい。要は、部分ビット単位で符号ィ匕を行うようにすれば、本実施の形態と同様の効果を得ることができる

[0142] (実施の形態 6)

本実施の形態では、送信側にトレリス符号化変調を導入することを提案する。なおここでは、変調方式として 16QAM方式を用いる場合を例に説明する。

[0143] 送信装置の概略構成は図 2のとおりであり、送信信号のフレーム構成は図 3のとおりである。また受信装置の概略構成は図 4のとおりであり、図 4の信号処理部 321の詳細構成は図 5のとおりである。

[0144] 16QAMのトレリス符号ィ匕変調実施するためには、図 2の送信装置 100の変調部 1

02、 110を、例えば図 28に示すように構成すればよい。

[0145] 図 28において、 2701, 2702、 2703はシフトレジスタ、 2704、 2705は他的餘理禾ロ回路を示しており、人力 aO, al, a2力ら、 bO, bl, b2, b3力 S生成される。そして

、ベースノンド信号生成咅 2706は、 bO, bl, b2, b3を入力とし、 16QAMのマツピングを行うことでベースバンド信号 2707を得る。

[0146] 次に、受信装置の動作について説明する。上述したように、本発明の受信装置の特徴的な動作は、部分ビット判定部 509、 512 (図 5)にある。部分ビット判定部 509と部分ビット判定部 512は同様の動作を行うので、ここでは主に部分ビット判定部 509 の動作を説明する。 [0147] 部分ビット判定部 509は、変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508を入力とし、例えばビタビ復号を行うことにより、符号ィ匕に関連したビット、つまり、図 28における bO, bl, b2を決定し、これらの情報を変調信号 Aの決定された部分ビット情報 510として出力する。同様に、部分ビット判定部 512は、変調信号 Bの決定された部分ビット情報 513 (3ビットの情報)を出力する。

[0148] 信号点削減部 514、 516は、信号点削減を行う。そして、尤度検波部 518は、変調信号 Aで送信された図 28の b3の情報、変調信号 Bで送信された図 28の b3の情報を決定し、これを変調信号 Aのディジタル信号 519及び変調信号 Bのディジタル信号 5 20として出力する。

[0149] このように本実施の形態によれば、送信側でトレリス符号ィ匕変調を行うようにしたことにより、誤り訂正符号の導入を容易に行うことができ、簡易な送信装置構成で、受信側での誤り率特性を効果的に向上させることができるようになる。

[0150] (実施の形態 7)

本実施の形態では、送信アンテナ数、受信アンテナ数が 2本より多い場合の例として、送信アンテナ数 3、受信アンテナ数 3、送信変調信号数 3のときの具体的な構成例について説明する。

[0151] また本実施の形態では、誤り率特性を効果的に向上させるための部分ビット判定の仕方及び信号点削減の仕方を提案する。

[0152] 図 2との対応部分に同一符号を付して示す図 30に、本実施の形態における送信装置の構成を示す。送信装置 2900は、変調信号 A、変調信号 Bに加えて、変調信号 C を送信する送信部を有することを除いて、図 2の送信装置 100と同様の構成でなる。ここでは、変調信号 Cを送信する送信部の構成のみを説明する。

[0153] 変調部 2902は、ディジタル信号 2901、フレーム構成信号 118を入力とし、フレーム構成信号 118にしたがってディジタル信号 2901を変調し、これにより得たベースバンド信号 2903を拡散部 2904に送出する。拡散部 2904は、ベースバンド信号 29 03に拡散符号を乗算し、これにより得た拡散されたベースバンド信号 2905を無線部 2906に送出する。無線部 2906は、拡散されたベースバンド信号 2905に周波数変換、増幅などを施すことにより、変調信号 2907 (変調信号 C)を得る。変調信号 2907 はアンテナ 2908から電波として出力される。

[0154] フレーム構成信号生成部 117は、例えば、図 31のフレーム構成の情報をフレーム構成信号 118として出力する。

[0155] 図 31に、送信装置 2900の各アンテナ 108、 116、 2908から送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ 108から送信される変調信号 A、アンテナ 116から送信される変調信号 B、アンテナ 2908から送信される変調信号 Cは、チャネル推定のためのチャネル推定シンボル 201、 203、 3001と、データシンボル 202、 204、 3002とを有する。送信装置 2900は、図 31に示すようなフレーム構成の変調信号 A 、変調信号 B、変調信号 Cをほぼ同時刻に送信する。なおチャネル推定のためのシンボル 201、 203、 3001は、パイロットシンボル、ユニークワード、プリアンブルと呼ぶことちでさる。

[0156] 図 4との対応部分に同一符号を付して示す図 32に、本実施の形態における受信装置の構成を示す。なお以下の説明では、図 4と同様に動作する部分についての説明は省略する。

[0157] ここで、図 30の送信装置 2900において、アンテナ 108から送信される信号を Txa ( t)、アンテナ 116から送信される信号を Txb (t)、アンテナ 2908から送信される信号を Txc (t)とし、図 32の受信装置 3100において、アンテナ 301で受信した信号を Rx 1 (t)、アンテナ 311で受信した信号を Rx2 (t)、アンテナ 3105で受信した信号を Rx 3 (t)とし、各送受信アンテナ間での伝搬変動をそれぞれ hl l (t)、 hl2 (t)、 hl3 (t) 、 h21 (t)、 h22 (t)、 h23 (t)、 h31 (t)、 h32 (t)、 h33 (t)とすると、次式の関係式が成立する。ただし、 tは時間とする。

[数 2]

hl l(t) hl2(t) hl3(t)\ Txa(t)

h21(t) h22(t) h23(t) Txb(t)

( 2 )

h31(t) h32(t) h33(t) Txc(t) )

八

[0158] 変調信号 Cのチャネル変動推定部 3101は、逆拡散後のベースバンド信号 306を入力とし、例えば、図 31のフレーム構成における変調信号 Cのチャネル推定シンポル 3001を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Cのチャネル変動信号 3102を信号処理部 3117に送出する。同様に、変調信号 Cのチャネル変動推定部 3103は、逆拡散後のベースバンド信号 316を入力とし、例えば、図 31のフレーム構成における変調信号 Cのチャネル推定シンボル 3001を用、てチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Cのチャネル変動信号 3104を信号処理部 3117に送出する。

[0159] また無線部 3107は、アンテナ 3105で受信した受信信号 3106を入力とし、受信信号 3106に周波数変換、直交復調などを施し、これにより得たベースバンド信号 310 8を逆拡散部 3109に送出する。逆拡散部 3109は、ベースバンド信号 3108を逆拡散し、これにより得た逆拡散後のベースバンド信号 3110を出力する。

[0160] 変調信号 Aのチャネル変動推定部 3111は、逆拡散後のベースバンド信号 3110を入力とし、例えば、図 31のフレーム構成における変調信号 Aのチャネル推定シンポル 201を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Aのチャネル変動信号 3112を信号処理部 3117に送出する。同様に、変調信号 Bのチャネル変動推定部 3113は、逆拡散後のベースバンド信号 3110を入力とし、例えば、図 31のフレーム構成における変調信号 Bのチャネル推定シンボル 203を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 Bのチャネル変動信号 3114を信号処理部 3117に送出する。同様に、変調信号 Cのチャネル変動推定部 3115は、逆拡散後のベースバンド信号 3110を入力とし、例えば、図 31のフレーム構成における変調信号 Cのチヤネル推定シンボル 3001を用いてチャネル変動を推定し、これにより得た変調信号 C のチャネル変動信号 3116を信号処理部 3117に送出する。

[0161] 信号処理部 3117は、逆拡散後のベースバンド信号 306、 316、 3110、変調信号 Aのチャネル変動信号 308、 318、 3112、変調信号 Bのチャネル変動信号 310、 32 0、 3114、変調信号 Cのチャネル変動信号 3102、 3104、 3116を入力とし、これらを用いて変調信号 A、 B、 Cの検波、検波などを行うことにより、変調信号 Aのディジタル信号 322、変調信号 Bのディジタル信号 323、変調信号 Cのディジタル信号 3118を得る。

[0162] 信号処理部 3117の一つの構成例を図 33に示す。また信号処理部 3117の別の構成例を図 34に示す。 [0163] 先ず図 33の構成について説明する。図 5との対応部分に同一符号を付して示す図 33において、信号処理部 3117の部分ビット復調部 3230の分離部 3201は、変調信号 Aのチャネル変動信号 308、 318、 3112、変調信号 Bのチャネル変動信号 310、 320、 3114、変調信号 Cのチャネル変動信号 3102、 3104、 3116、逆拡散後のベースバンド信号 306、 316、 3110を入力とし、（2)式について、例えば逆行列演算や MMSE (Minimum Mean Square Error)演算を行うことで、送信信号 Txa (t)、 Txb (t) 、 Txc (t)の推定信号を得る。分離部 3201は、このようにして得た変調信号 Aの推定ベースバンド信号 508を部分ビット判定部 509に、変調信号 Bの推定ベースバンド信号 511を部分ビット判定部 512に、変調信号 Cの推定ベースバンド信号 3207を部分ビット判定部 3208に送出する。部分ビット判定部 509、 512、 3208は、求めた部分ビッ M青報 510、 512, 3209を送出する。

[0164] 部分ビット判定部 509、 512、 3208の部分ビットの判定は、例えば、変調方式が 16 QAMの場合、上述した図 9Bや図 11Bの方法を採用することで実現できる。因みに、 QPSKの場合は、例えば図 29のような領域分けを行うことで実現できる。ここでは、変調方式を 16QAMとし、図 11Bのように、 4ビットのうち 2ビットを判定する場合を例に、アンテナ数 3の場合の実施方法について説明する。

[0165] 異なるアンテナから同時に送信された 3つの 16QAM信号を受信した場合、 16 X 1 6 X 16=4096個の候補信号点が存在することになる。部分ビット判定部 509、 512 、 3208では変調信号 A、 B、 Cそれぞれについて 2ビットを判定するため、信号点削減部 514、 516、 3210では 4096個の候補信号点力 096Z4Z4Z4 = 64個の候補信号点に削減される。よって、尤度判定部 3212では、 64個の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号とのブランチメトリックを求め、 1個の候補信号点に絞り、検波を行うことで、変調信号 A、変調信号 B、変調信号 Cの受信ディジタル信号 322、 3 23、 3213を得ることになる。

[0166] このようにして、送信アンテナ数 2、受信アンテナ数 2、送信変調信号数 2のときと同様に、送信アンテナ数 3、受信アンテナ数 3、送信変調信号数 3のときにおいても、部分ビット判定を行い、決定した部分ビットを用いて候補信号点を削減し、削減した候補信号点を用いて尤度判定を行うことにより、比較的少ない演算量で受信品質の良ヽ受信ディジタノレ信号 322、 323、 3213を得ること力できる。

[0167] 次に、図 34の構成について説明する。図 34との対応部分に同一符号を付して示す図 34の信号処理部 3117は、制御部 3301を有する。

[0168] 制御部 3301は、変調信号 Aのチャネル変動信号 308、 318、 3112、変調信号 B のチャネル変動信号 310、 320、 3114、変調信号 Cのチャネル変動信号 3102、 31 04、 3116を入力とし、例えば、変調信号 Aの受信電界強度、変調信号 Bの受信電界強度、変調信号 Cの電界強度を推定する。そして、電界強度が最も小さい変調信号のみ部分ビット判定を行わないようというような、制御情報 3302を出力する。

[0169] 例えば、変調信号 Aの受信電界強度が最も小さかったものとする。すると、変調信号 Aの部分ビット判定部 509は、ビット判定を行わないように制御される。つまり決定したビットは 0ビットということになる。一方、変調信号 Bの部分ビット判定部 512、変調信号 Cの部分ビット判定部 3208は、それぞれ 2ビット判定するように制御される。そして、信号点削減部 514、 516、 3210は、変調信号 Aの決定された 0ビット（つまりどのビットも決定されていない）、変調信号 Bの決定された 2ビット、変調信号 Cの決定された 2ビットを用いて、 4096個の候補信号点を 4096Z4Z4 = 256個の候補信号点に削減する。尤度判定部 3212では、 256個の候補信号点と逆拡散後のベースバンド信号とのブランチメトリックを求め、 1個の候補信号点に絞り、検波を行うことで、変調信号 A、変調信号 B、変調信号 Cの受信ディジタル信号 322、 323、 3213を得る。

[0170] このように、各変調信号の受信品質に基づいて、どの変調信号の部分ビットを信号点削減に用いるかを選択するようにしたことにより、単純に全ての変調信号の部分ビットを信号点削減に用いる場合と比較して (例えば図 33のような構成と比較して）、一段と誤り率特性の良、受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

[0171] つまり、単純に全ての変調信号の部分ビット判定結果を用いて、候補信号点を削減すると、受信品質 (この実施の形態の場合には受信電界強度)の低い変調信号の部分ビット判定結果の誤る確率が高くなり、これに伴って的確な候補信号点の削減もできなくなる確率も高くなる。この結果、最終的な受信ディジタル信号の誤り率特性の劣化を招くおそれがある。本実施の形態では、これを考慮して、受信品質の良い変調信号の部分ビット判定結果のみ用いて信号点削減を行うようになされて!、る。 [0172] 力べして本実施の形態によれば、各変調信号の受信品質に基づいて、信号点削減部 514、 516、 3210での候補信号点削減に、どの変調信号の部分ビットを用いるかを制御する制御部 3301を設けたことにより、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号 322、 323、 3213を得ること力 Sできるようになる。

[0173] なお本実施の形態では、受信品質のパラメータとして、受信電界強度を用いる場合を例に説明したが、これに限ったものではなぐ例えば、逆行列演算や MMSE演算後の各変調信号のキャリアパワー帯雑音電力比を求め、これを各変調信号の受信品質のノラメータとしてもよ、。

[0174] また本実施の形態では、 2つの変調信号のみ部分ビットを判定する例について説明したが、 1つの変調信号のみ部分ビットを判定しても同様に実施することができる。

[0175] さらに、部分ビットとして判定するビット数を受信品質の優先順位により異なるようにしてもよい。例えば、「変調信号 Aの受信電界強度 >変調信号 Bの受信電界強度 > 変調信号 Cの受信電界強度」の関係が成立して、た場合、変調信号 Aの部分ビット判定部では 2ビットを決定し、変調信号 Bの部分ビット判定部では 1ビットを決定し、変調信号 Cの部分ビット判定部では 0ビットを決定するというような、部分ビット判定を行つても、良好な誤り率特性と低演算規模との両立を図ることができる。

[0176] つまり、各変調信号の受信品質に基づいて、制御部 3301によって、信号点削減部 514、 516、 3210での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用いるかを制御すると、一段と誤り率特性の良い受信ディジタル信号 322、 323、 3213を得ることができるようになる。

[0177] また本実施の形態では、変調方式として 16QAMを用いた場合について説明した力他の変調方式を用いた場合でも同様の効果を得ることができる。

[0178] また本実施の形態では、送信アンテナ数 3、受信アンテナ数 3、送信変調信号数 3 のときを例に説明したが、送信アンテナ数 n、受信アンテナ数 n、送信信号数 n、 (n> 2)の場合に広く適用することができる。例えば、送信アンテナ数 2、受信アンテナ数 2 、送信変調信号数 2の場合には、変調信号 Aの受信電界強度 >変調信号 Bの受信電界強度のとき、変調信号 Aに対しては 2ビットの部分ビットを判定し、変調信号 Bに対しては 1ビットあるいは 0ビットの部分判定を行い、その後、尤度判定を行うことで残りのビットを含め判定するようにすればょ、。

[0179] さらに本実施の形態では、符号ィ匕を行わない場合を例に説明したが、誤り訂正符号ィ匕を適用した際に、本実施の形態の判定方法を利用しても同様の効果を得ることができる。

[0180] 因みに、変調信号 A、変調信号 Bの部分ビットを決定し、この部分ビットを用いて削減した候補信号点力ブランチメトリック BM を得、変調信号 A、変調信号 Cの部分

AB

ビットを決定し、この部分ビットを用いて削減した候補信号点力ブランチメトリック B M を得、変調信号 B、変調信号 Cを決定し、この部分ビットを用いて削減した候補

AC

信号点からブランチメトリック BM を得て、これらのブランチメトリック BM 、BM 、

BC AB AC

BM を用いて判定を行うことで、変調信号 A、変調信号 B、変調信号 Cの受信ディジ

BC

タノレ信号 322、 323、 3213を得るよう【こ方法を用!ヽてもよ!/ヽ。

[0181] さらにシミュレーションを行った結果、本実施の形態で説明した、各変調信号の受信品質に応じて、信号点削減部での候補信号点削減に用いる部分ビットを制御する方法は、特に分離部 3201 (図 34)で MMSEを行うようにすると、非常に優れた誤り率特性の受信ディジタル信号 322、 323、 3213を得ることができることが分力つた。

[0182] (実施の形態 8)

上述した実施の形態 1では変調方式が 16QAMのときの 1ビット部分判定方法（図 9B)について説明したが、本実施の形態では、一段と良好な誤り率特性を得ることができる 1ビット部分判定方法について説明する。

[0183] 図 35に、 16QAMの信号点配置と受信信号の信号点の一例を示す。図中、 3401 力も 3416は 16QAMの信号点 (候補信号点）を示しており、 3417は受信信号の信号点（受信点）を示している。また図 35では、信号点 3401から 3416の 4ビットの関係 (SO, SI, S2, S3)も同時【こ示して!/ヽる。

[0184] 本実施の形態の 1ビットの部分ビット判定方法では、はじめに、受信信号の信号点 3 417と 16QAMの信号点 3401から 3416とのユークリッド距離を求め、最小のユークリツド距離となる 16QAMの信号点を求め、その信号点で示される 4ビットを求める。図 35の例では、受信点 3417との最小ユークリッド距離の信号点として信号点 3407 が検出され、その信号点 3407で示される 4ビットのビット列として（SO, SI, S2, S3) = (1, 1, 1, 1)が求まる。

[0185] 次に、 4ビット（SO, SI, S2, S3)のそれぞれに対し、以下のようなユークリッド距離を求める。

[0186] ビット SOとして" 1"が求まったので、ビット列（SO, SI, S2, S3)の SOの位置に" 0" をとる信号点、を探索する。探索結果として、信号点、 3401、 3402, 3405, 3406, 34 09、 3410、 3413、 3414が得られる。そして、これら 8つの信号点と受信点 3417とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離 D の値を求める。

mm, SO

[0187] 同様に、 SIとして" 1"が求まったので、ビット列（SO, SI, S2, S3)の SIの位置に" 0"をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点 3401、 3404、 3405、 3408、 3409、 3412、 3413、 3416力 S得られる。そして、これら 8つの信号点、と受信点、 3417 とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離 D の値を求める。

min, SI

[0188] 同様に、 S2として" 1"が求まったので、ビット列（SO, SI, S2, S3)の S2の位置に" 0"をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点 3409、 3410、 3411、 3412、 3413、 3414、 3415、 3416が得られる。そして、これら 8つの信号点と受信点 3417 とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離 D の値を求める。

min, S2

[0189] 同様に、 S3として" 1"が求まったので、ビット列（SO, SI, S2, S3)の S3の位置に" 0"をとる信号点を探索する。探索結果として、信号点 3401、 3402、 3403、 3404、 3413、 3414、 3415、 3416が得られる。そして、これら 8つの信号点と受信点 3417 とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離 D の値を求める。

min, S3

[0190] つまり、決定されたビット Sxの否定の値をとる信号点を探索し、それらの信号点と受信点 3407とのユークリッド距離を求め、最も小さいユークリッド距離 D の値を求

min, Sx

める。

[0191] そして、 D 、D 、D 、D の中で、最大値をとるものを探索する。例

mm, SO mm, SI mm, S2 min, S3

えば、最大値をとるものが D であった場合、 S0を決定する。つまり、最大値をとる

min, SO

もの力であった場合、 Syを決定する。これにより、ビッ卜歹 IJ (SO, SI, S2, S3) min, Sy

の中で、最も確から U、ビットを選ぶことができるようになる。

[0192] 以上の処理をまとめると、図 36のようになる。

[0193] 先ず、ステップ ST0で処理を開始すると、ステップ ST1で受信点 3417とのユータリッド距離が最小の候補信号点 3407を検出する。

[0194] ステップ ST2では、候補信号点 3407に対応するビット列（1, 1, 1, 1)に含まれるビットを 1ビットずつ反転させる。ステップ ST3では、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索する。ステップ ST4では、各反転ビット毎に、受信点とステツプ ST3で探索した複数の候補信号点間での最小ユークリッド距離を検出する。ステツプ ST5では、ステップ ST4で検出した各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出する。ステップ ST6では、ステップ ST5で検出した最大ユークリッド距離に対応するビットが、ステップ ST1で検出された候補信号点 3 407で表されるビット列（1, 1, 1, 1)の中で最も信頼性の高いビットであるとして、これを部分ビットとして採用する。

[0195] つまり、ステップ ST2からステップ ST6では、ステップ ST1で検出した候ネ ΐ信号点により表されるビット列の中で最も信頼性の高、ビットを決定する。そしてステップ ST7 で処理を終了する。

[0196] 力べして本実施の形態によれば、変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を検出し、検出した候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを 1つずつ反転し、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索し、各反転ビット毎に、受信点と前記探索した複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出し、前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出し、検出した最大ユークリッド距離に対応するビットを部分ビットとして決定するようにしたことにより、誤っている確率が非常に低い 1ビットを決定することができる。

[0197] ここで、このような 1ビット判定アルゴリズムを、部分ビット判定部 509、 512で実行するようにすれば、誤っている確率の非常に低い部分ビット（1ビット）を決定できるので、最終的に得られる受信ディジタル信号の誤り率特性も向上させることができるようになる。但し、本実施の形態の 1ビット判定アルゴリズムは、上述した実施の形態で説明した構成の受信装置に用いる場合に限らず、信号点で示されるビット列の中で最も誤って、る確率の小さ、ビットを選択した、場合に広く適用できる。

[0198] なお本実施の形態では、 16QAMを例に説明した力他の変調方式のときも同様にして 1ビットを決定することができる。またユークリッド距離の代わりにユークリッド距離の 2乗を求めても同様に実施することができる。

[0199] (他の実施の形態）

なお上述した実施の形態では、主に、本発明を、スペクトル拡散通信方式及び OF DM方式に適用する場合を例に説明した力これに限ったものではなぐシングルキャリア方式や、 OFDM方式以外のマルチキャリア方式、さらにはマルチキャリア方式とスペクトル拡散通信方式を併用した方式に対し MIMO伝送を用いた場合にも同様の効果を得ることができる。

[0200] また変調方式として主に 16値の多値変調を用いた場合について説明した力 16 値以外の多値変調を用いた場合にも同様の効果を得ることができる。すなわち、上述した実施の形態では、 16値の多値変調信号を受信したときに、図 9B、図 11B、図 15Bに示したようにして部分ビットを求めた力これに限らない。例えば、 1シンボルで mビットを送信する m値変調方式の場合、部分ビット判定により求めた k (k< m)ビットに基づいて mビットを m— kビットに絞り込み (すなわち候補信号点数を削減し)、削減した候補信号点に対して尤度検波を行えば、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。また部分ビットを求める場合の領域の分け方は、図 9B、図 11B、図 1 5B、図 17、図 18、図 19に限らず、別の領域分けを適用することもできる。

[0201] また上述した実施の形態では、主に、部分ビットを判定するにあたって逆行列演算を行う場合について述べたが、部分ビットの判定方法はこれに限らず、要は、尤度検波とは異なる検波方法でかつ尤度復号よりも演算量の少ない検波方法によって部分ビットを求めるようにすれば、全てのビットを尤度検波により求める場合と比較して演算量を削減できるので、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。

[0202] さらに上述した実施の形態では、主に、送信アンテナ数 2、受信アンテナ数 2、送信信号数 2の場合を例に説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数 n、受信アンテナ数 n、送信信号数 n(n≥ 3)の装置にも適用できる。また送信アンテナ数、送信信号数よりも受信アンテナ数を多くし、分離、信号点削減を行う際に、合成又は選択ダイバーシチを行うことで、分離精度や受信品質の向上を狙った装置にも適用することがでさる。 [0203] 本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。

[0204] 本発明の受信装置の一つの態様においては、複数のアンテナ力もそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であつて、各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、尤度検波とは異なる検波方法を用いて変調信号の一部のビットのみを復調する部分ビット復調部と、復調された部分ビット及びチャネル推定値を用いて候補信号点を削減する信号点削減部と、削減された候補信号点と受信ベースバンド信号とを用いて尤度検波を行う尤度検波部とを具備する構成を採る。

[0205] この構成によれば、部分ビット復調部では尤度検波とは異なる検波方法を用いて一部のビットのみを復調するので、少ない演算量で部分ビットを得ることができる。また尤度検波部では、削減された候補信号点を用いて尤度検波を行うので、少ない演算量で残りのビットを精度良く求めることができる。このように、尤度検波を部分的に行うようにしているので、ユークリッド距離を求める演算回数を削減しつつ、誤り率特性の良、受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

[0206] 本発明の受信装置の一つの態様においては、各変調信号の受信品質に基づいて、信号点削減部での候補信号点削減に、どの変調信号の部分ビットを用いるかを制御する制御部をさらに具備する構成を採る。

[0207] この構成によれば、単純に全ての変調信号の部分ビットを用いて信号点削減を行う場合と比較して、誤って、る確率が高、部分ビットを信号点削減処理に用いな、ようにすることができるので、より的確な信号点削減処理を行うことができ、一段と誤り率特性の良、受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

[0208] 本発明の受信装置の一つの態様においては、各変調信号の受信品質に基づいて、信号点削減部での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用いるかを制御する制御部をさらに具備する構成を採る。

[0209] この構成によれば、単純に全ての変調信号につき同じ数だけ部分ビットを用いて信号点削減を行う場合と比較して、誤って、る確率が高、部分ビットを信号点削減処理に用いないようにすることができるので、より的確な信号点削減処理を行うことができ、一段と誤り率特性の良、受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

[0210] 本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット復調部は、受信信号を各変調信号に分離する分離部と、分離された変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を求め、求めた候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを 1つずつ反転し、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索し、各反転ビット毎に、受信点と前記複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出し、前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出し、検出した最大ユークリッド距離に対応する 1ビットを復調部分ビットとする部分ビット判定部とを具備する構成を採る。

[0211] この構成によれば、部分ビット判定部によって、誤っている確率の非常に低い 1ビットを得ることができるので、より的確な信号点削減処理を行うことができ、一段と誤り率特性の良、受信ディジタル信号を得ることができるようになる。

[0212] 本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット復調部は、チャネル推定値を用いたチャネル推定行列の逆行列演算によって各変調信号を分離する分離部と、分離された変調信号の部分ビットを判定する部分ビット判定部とを具備する構成を採る。

[0213] 本発明の受信装置の一つの態様においては、部分ビット判定部は、 MMSE (

Minimum Mean Square Error)演算を行うことにより各変調信号を分離する分離部と、分離された変調信号の部分ビットを判定する部分ビット判定部とを具備する構成を採る。

[0214] これらの構成によれば、尤度検波を場合と比較して、少な、演算量で部分ビットを決定することができる。

[0215] 本発明の部分ビット判定方法の一つの態様においては、変調信号の受信点とのュークリツド距離が最小となる候補信号点を検出する最小距離候補点検出ステップと、検出した候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを 1つずつ反転するビット反転ステップと、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索するステップと、各反転ビット毎に、受信点と前記探索した複数の候補信号点との最小ユークリツド距離を検出するステップと、各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出するステップと、検出した最大ユークリッド距離に対応するビットを部分ビットとして決定するステップとを含むようにする。

[0216] この方法によれば、最小距離候補点検出ステップで検出した候補信号点により表されるビット列の中で最も信頼性の高、ビットを決定できるので、誤って、る確率の非常に低い 1ビットを決定することができる。

[0217] 本発明の送信装置の一つの態様においては、複数のアンテナ力もそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置であって、 IQ平面上で、複数の信号点セットに分割され、かつ信号点セット内の最小信号点間距離が信号点セット間の最小信号点距離よりも小さくされて、る信号点配置を用いて、送信ビットを信号点マッピングすることにより変調信号を得る変調部と、変調部により得られた変調信号を送信するアンテナとを具備する構成を採る。

[0218] この構成によれば、受信側で、信号セット内の信号点に共通のビットを容易かつ的確に判定できるようになる。よって、変調信号の一部のビット（部分ビット）のみを復調することが求められる受信装置にとって、非常に都合の良い送信信号を形成できる。

[0219] 本発明の送信装置の一つの態様においては、同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号ィ匕する符号ィ匕部をさらに具備する構成を採る。

[0220] この構成によれば、受信側で、信号点セット内で共通の部分ビット単位で誤り訂正処理を行うことができるようになるので、受信側で、一段と簡易な構成で一段と誤って

V、る可能性の低、部分ビットを得ることができるようになる。

[0221] 本発明の送信装置の一つの態様においては、符号ィ匕部は、同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットについては、他の送信ビットよりも誤り訂正能力の高い符号化を施す構成を採る。

[0222] この構成によれば、受信側で、一段と誤ってヽる可能性の低、部分ビットを得ることができるようになる。

[0223] 本明細書は、 2003年 11月 26日出願の特願 2003— 395219及び 2004年 10月 1 日出願の特願 2004— 290441に基づく。この内容は全てここに含めておく。

産業上の利用可能性

[0224] 本発明の受信装置及び送信装置は、例えば MIMO (Multiple-Input Multiple-Output)方式や OFDM— MIMO方式のように、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線通信システムに広く適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する送信装置から送信された変調信号を受信する受信装置であって、

各変調信号のチャネル推定値を求めるチャネル変動推定部と、

尤度検波とは異なる検波方法を用いて前記変調信号の一部のビットのみを復調する部分ビット復調部と、

復調された部分ビット及び前記チャネル推定値を用いて候補信号点を削減する信号点削減部と、

削減された前記候補信号点と受信ベースバンド信号とを用いて尤度検波を行う尤度検波部と

を具備する受信装置。

[2] 各変調信号の受信品質に基づ!、て、前記信号点削減部での候補信号点削減に、どの変調信号の部分ビットを用いるかを制御する制御部をさらに具備する、

請求項 1に記載の受信装置。

[3] 各変調信号の受信品質に基づいて、前記信号点削減部での信号点削減に、各変調信号の部分ビットを何ビット用、るかを制御する制御部をさらに具備する、請求項 1に記載の受信装置。

[4] 前記部分ビット復調部は、

受信信号を各変調信号に分離する分離部と、

分離された変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を求め

、求めた候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを 1つずつ反転し、各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索し、各反転ビット毎に、受信点と前記複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出し、前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出し、検出した最大ユークリツド距離に対応する 1ビットを前記復調部分ビットとする部分ビット判定部と

を具備する請求項 1に記載の受信装置。

[5] 前記部分ビット復調部は、

前記チャネル推定値を用いたチャネル推定行列の逆行列演算によって各変調信号を分離する分離部と、

分離された変調信号の部分ビットを判定する部分ビット判定部と

を具備する請求項 1に記載の受信装置。

[6] 前記部分ビット判定部は、

MMSE (Minimum Mean Square Error)演算を行うことにより各変調信号を分離する分離部と、

を具備する請求項 1に記載の受信装置。

[7] 変調信号の受信点とのユークリッド距離が最小となる候補信号点を検出する最小距離候補点検出ステップと、

検出した候補信号点に対応するビット列に含まれるビットを 1つずつ反転するビット反転ステップと、

各反転ビット毎に、反転ビットを含む複数の候補信号点を探索するステップと、各反転ビット毎に、受信点と前記探索した複数の候補信号点との最小ユークリッド距離を検出するステップと、

前記各反転ビット毎の最小ユークリッド距離の中で最大のユークリッド距離を検出するステップと、

検出した最大ユークリッド距離に対応するビットを部分ビットとして決定するステップと

を含む部分ビット判定方法。

[8] 複数のアンテナ力それぞれ異なる変調信号を送信する送信装置であって、

IQ平面上で、複数の信号点セットに分割され、かつ信号点セット内の最小信号点間距離が信号点セット間の最小信号点距離よりも小さくされている信号点配置を用いて、送信ビットを信号点マッピングすることにより変調信号を得る変調部と、

前記変調部により得られた変調信号を送信するアンテナと

を具備する送信装置。

[9] 同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットをまとめて符号ィ匕する符号ィ匕部をさらに具備する請求項 8に記載の送信装置。

前記符号化部は、前記同一の信号点セット内にマッピングされる送信ビットについては、他の送信ビットよりも誤り訂正能力の高い符号ィ匕を施す

請求項 9に記載の送信装置。