KR100894992B1 - 다중 안테나 시스템에서 검출 복잡도 감소 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 수신기의 트리 검색(tree searching)의 복잡도를 감소하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 송신 장치는, 송신데이터를 공간다중화하여 복수의 송신스트림들을 발생하는 발생기와, 상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 변조방식을 결정하는 결정부와, 상기 결정부의 제어하에 상기 복수의 송신스트림들을 적어도 2개의 변조방식들로 변조하는 변조부를 포함한다. 이와 같은 본 발명은 수신기에서 트리 상단에 가장 낮은 차수의 변조방식을 할당하여 신호 검출을 수행함으로써 트리 검색에 따른 복잡도를 줄이고 성능을 향상시킬 수 있다.
Figure R1020060041461
MIMO. 공간 다중화, 트리 검색, 복잡도

Description

다중 안테나 시스템에서 검출 복잡도 감소 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR REDUCING DETECTION COMPLEXITY IN MIMO SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 송신기와 수신기의 구성을 도시하는 도면.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 변조차수 및 전력계수를 결정하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 신호를 송신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 신호를 수신하기 위한 절차를 도시하는 도면.
도 5는 본 발명에 따른 시스템에서 ML수신기를 사용할 때의 성능 그래프.
도 6은 본 발명에 따른 시스템에서 ML수신기를 사용하는 경우와 QRD-M수신기를 사용하는 경우의 성능을 비교하는 그래프.
도 7은 성능 대비 복잡도를 비교하는 그래프.
도 8은 신호대잡음비에 따른 전력계수 변화를 도시하는 그래프.
본 발명은 다중 안테나 시스템에서 검출 복잡도 감소 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 공간 다중화 방식을 사용하는 다중 안테나 시스템에서 수신기의 트리 검색(tree searching)의 복잡도를 감소하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근, 무선 이동통신 시장의 급성장으로 인하여 무선 환경에서의 다양한 멀티미디어 서비스가 요구되고 있으며, 특히, 전송 데이터의 대용량화 및 데이터 전송의 고속화가 진행되고 있다. 따라서, 한정된 주파수를 효율적으로 사용할 수 있는 방법을 찾는 것이 가장 시급한 과제로 떠오르고 있다. 상기 과제를 해결하기 위하여 다중 안테나를 이용한 새로운 전송 기술이 필요하게 되었으며, 그 일 예로서 다중 안테나를 이용한 다중 입력 다중 출력(MIMO : Multiple-Input Multiple-Output) 기술이 사용되고 있다.
상기 MIMO 기술은 송/수신기가 각각 다중 안테나를 사용하는 시스템으로, 단일 안테나를 사용하는 시스템에 비해 추가적인 주파수나 송신 전력 할당 없이도 채널 전송 용량을 안테나 수에 비례하여 증가시킬 수 있어 최근 활발한 연구가 진행되고 있다.
상기 MIMO 기술은 크게 송신 및 수신 안테나 수의 곱에 해당하는 다이버시티(diversity) 이득을 얻어 전송 신뢰도를 향상시키는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식, 동시에 다수의 신호 열을 전송하여 전송률을 높이는 공간 다중 화(Spatial Multiplexing: SM) 방식 그리고 공간 다이버시티와 공간 다중화를 결합한 방식으로 나눌 수 있다.
V-BLAST(Vertical Bell Labs Layered Space-Time)은 대표적인 공간 다중화 방식으로, 송신기는 다수의 안테나들로 서로 독립적인 데이터를 송신한다. 일반적으로, V-BLAST시스템의 수신기에서 ML(maximum Likelihood) 검출 방식을 사용하게 되면, 최적 성능을 얻을 수 있으나 복잡도가 매우 높아 구현이 불가능하다. 그래서, 상기 ML 방식보다 낮은 복잡도를 요구하면서 ML의 성능에 근접하는 체이스 디코딩(Chase decoding) 및 QRD-M(QR decomposition based M) 방식이 제안되었으나, 여전히 높은 복잡도를 요구해 실제 시스템에 적용하는데 많은 어려움이 있다.
여기서, 상기 체이스 디코딩은 OSIC(ordered successive interference cancellation) 방식과 리스트(list) 방식을 결합한 검출 방식이다. 첫 번째 검출할 신호를 결정한후, 그 신호에 대한 리스트를 변조 차수만큼 생성하여 연속적으로 간섭을 제거한다. 각 단에서 송신벡터가 변조차수만큼 생성되며, 수신신호와 송신벡터들 사이의 거리를 측정하여 거리가 가장 짧은 벡터를 송신신호로 결정하는 방식이다.
한편, 상기 QRD-M 방식은 채널에 대해 QR 분해(decomposition)를 수행하여 삼각형 꼴의 트리(tree)를 생성한다. 상기 트리의 단수는 송신안테나 개수에 대응되고, 각 단의 한 점에서 다음 단으로 확장 가능한 가지 수는 변조차수에 의해 결정된다. 상기 QRD-M 방식은 각 단에서 M개의 가지들만 살리면서 최하위단까지 트리를 검색하는 방식이다. 상기 M 값이 시스템에서 사용하는 변조차수와 동일할 경우, ML에 근접한 성능을 갖는다.
상술한 바와 같이, V-BLAST와 같은 SM(Spatial Multiplexing) 방식의 시스템은 독립적인 데이터들을 병렬로 송신하기 때문에 송신기의 구조가 매우 간단하다. 하지만, 수신기에서 ML 방식으로 신호를 검출할 경우,
Figure 112006032432734-pat00001
(M은 변조차수, Nt는 송신기의 안테나 개수)개의 벡터들에 대한 유클리드 거리(또는 매트릭)를 계산해야 하므로, 즉 복잡도가 지수승으로 증가하기 때문에 현실적으로 구현이 불가능하다. 또한, 상기 ML 방식보다 낮은 복잡도로 신호를 검출하는 체이스 디코딩 및 QRD-M 방식은, ML의 성능을 얻기 위해 리스트 사이즈 및 M 값이 송신기의 변조차수와 동일해야 하는데, 이 경우도 복잡도로 인해 구현이 불가능하다.
이상 살펴본 바와 같이, 공간 다중화 방식을 사용할 경우, 복잡도가 낮으면서도 최대 우도(ML) 성능에 근접할 수 있는 시스템이 요구되고 있다.
따라서 본 발명의 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 수신기의 검출 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 수신기의 트리 검색 복잡도를 줄이기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 송신기가 복수의 송신안테나들로 송신되는 스트림들에 대해 서로 다른 변조방식을 적용하 기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 수신기가 서로 다른 변조차수의 데이터들을 수신하고, 낮은 변조차수의 데이터부터 검색하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 복수의 송신 스트림들에 적용할 변조차수 집합을 결정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 복수의 송신 스트림들에 적용할 변조차수 집합 및 전력계수 집합을 결정하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 일 견지에 따르면, 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 송신 장치에 있어서, 송신데이터를 공간다중화하여 복수의 송신스트림들을 발생하는 발생기와, 상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 변조방식을 결정하는 결정부와, 상기 결정부의 제어하에 상기 복수의 송신스트림들을 적어도 2개의 변조방식들로 변조하는 변조부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 견지에 따르면, 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 수신 장치에 있어서, 송신기로부터 복수의 스트림들에 적용된 변조방식 집합을 수신하는 수신부와, 상기 변조방식 집합 내 변조방식들 중 가장 낮은 차수의 변조방식을 트리(tree)의 첫 번째 단에 할당하고, 상기 트리의 나머지 단에는 상대적으로 높은 차수의 변조방식을 할당하며, 복수의 안테나들을 통해 수신된 신호를 상기 트리를 이용해 검출하여 송신벡터를 추정하는 검출부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 송신 방법에 있어서, 송신데이터를 공간다중화하여 복수의 송신스트림들을 생성하는 과정과, 상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 변조방식을 결정하는 과정과, 상기 복수의 송신스트림들을 상기 결정된 적어도 2개의 변조방식들로 변조하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 또 다른 견지에 따르면, 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 수신 방법에 있어서, 송신기로부터 복수의 스트림들에 적용된 변조방식 집합 수신하는 과정과, 상기 변조방식 집합 내 변조방식들 중 가장 낮은 차수의 변조방식을 트리(tree)의 첫 번째 단에 할당하고, 상기 트리의 나머지 단에는 상대적으로 높은 차수의 변조방식을 할당하는 과정과, 복수의 안테나들을 통해 수신된 수신벡터를 상기 트리를 이용해 검출하여 송신벡터를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이 다.
이하 본 발명은 공간 다중화 방식을 사용하는 통신시스템에서 수신기의 트리 검색(tree searching) 복잡도를 줄이기 위한 방안에 대해 살펴보기로 한다. 앞서 설명한 바와 같이, 상기 공간 다중화 기법은 서로 다른 송신 안테나에 서로 다른 데이터를 동시에 전송함으로써 추가적인 시스템 대역폭 없이 시스템 용량을 증대시킬 수 있는 기법이며, 대표적으로 V-BLAST (Vertical-Bell Laboratory Layered Space-Time) 방식이 있다.
상기 트리 검색 방법은 크게 2가지 중요한 특징을 갖는다. 첫째로, 트리의 상단에서 검색하는 가지(branch)의 수가 전체 성능에 큰 영향을 미치며, 하단에서 검색하는 가지의 수는 성능에 큰 영향을 미치지 않는다. 둘째로, Near-ML 수신기(예 : QRD-M 수신기)에서 ML 성능에 근접하기 위해서는 트리 상단에서 송신단 변조차수와 동일한 수만큼의 가지 수를 검색해야 한다. 따라서, 트리 상단에 낮은 변조차수의 심볼을 할당함으로써 트리 상단에서 최대 방문해야 하는 가지 수를 줄이면, 복잡도를 줄일 수 있고 성능 또한 ML과 유사한 결과를 얻을 수 있다.
트리 상단의 가지 수를 줄이고 상대적으로 하단의 가지 수가 많도록 하기 위해서는 동일한 스펙트럼 효율(spectral efficiency)에 대하여 송신기의 안테나들에 서로 다른 변조방식을 할당하면 된다. 그리고 수신기는 트리 상단에서 낮은 변조차수의 심볼을 검출하고, 트리 하단에서 상대적으로 높은 변조차수의 심볼을 검출한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 송신기와 수신기의 구성을 도시하고 있다.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 송신기는 역다중화기(100), 복수의 변조기들(102-1 내지 102-Nt),복수의 전력계수 곱셈기들(104-1 내지 104-Nt), 복수의 안테나들(106-1 내지 106-Nt) 및 결정부(108)를 포함하여 구성되고, 수신기는 복수의 안테나들(110-1 내지 110-Nr), MIMO검출기(112), 정보비트 복원부(114) 및 변조방식 집합 제공부(116)를 포함하여 구성된다.
먼저, 송신기를 살펴보면, 다중화기(100)는 입력되는 송신데이터를 역다중화하여 NT개의 송신 스트림들을 발생한다. 여기서, 상기 역다중화기(100)로 입력되는 데이터는 채널 코딩(channel coding)된 데이터일 수 있다. 또한, 상기 역다중화기(100)는 공간 다중화를 수행하는 여타 다른 장치일수 있다.
결정부(108)는 이후 설명되는 도 2의 알고리즘에 의해 계산된 변조방식 집합 및 전력계수 집합을 룩업테이블 형태로 저장하고 있다. 다른 실시예로, 상기 결정부(108)에서 직접 하기 도 2의 알고리즘을 수행하여 통신에 필요한 변조방식 집합 및 전력계수 집합을 결정할 수도 있다. 데이터 송신시, 상기 결정부(108)는 상기 룩업테이블에 접근하여 주어진 조건(스펙트럼 효율 및 송신안테나 개수)에 해당하는 변조방식 집합과 전력계수 집합을 확인하고, 상기 변조방식 집합에 따른 제어정보를 변조블럭(102)으로 제공하고, 상기 전력계수 집합에 따른 제어정보를 전력계 수 곱셈 블록(104)으로 제공한다.
또한, 결정부(108)는 선택된 변조방식 집합에 대한 정보를 해당 수신기로 알려준다. 여기서, 변조방식 집합내 변조방식들을 낮은 차수의 변조방식부터 순서대로 송신안테나에 매핑한다면, 상기 변조방식 집합에 대한 정보는 초기 시그널링 교환시 한번만 수신기로 알려주면 된다. 만약, 변조방식 집합내 변조방식들을 채널상태에 따라 적응적으로 송신안테나에 매핑한다면, 송신안테나와 변조방식 간의 매핑관계를 변경될 때마다 수신기로 알려줘야 한다.
변조기들(102-1 내지 102-Nt) 각각은 상기 역다중화기(100)로부터의 해당 스트림을 상기 결정부(108)의 제어정보(변조방식 집합)에 따라 해당 변조방식(또는 변조차수)으로 변조하여 출력한다. 즉, 입력 데이터를 해당 변조방식에 따른 성상도(constellation)에 신호점 사상(mapping)하여 변조심볼을 출력한다. 예를 들어, 상기 변조 방식에는 1개의 비트(s=1)를 하나의 복소 신호에 사상하는 BPSK(Binary Phase Shift Keying), 2개의 비트(s=2)를 하나의 복소 신호에 사상하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 3개의 비트(s=3)를 하나의 복소 신호에 사상하는 8QAM(8ary Quadrature Amplitude Modulation), 4개의 비트(s=4)를 하나의 복소 신호에 사상하는 16QAM 등이 있다.
전력계수 곱셈기들(104-1 내지 104-Nt) 각각은 상기 결정부(108)의 제어정보에 따라 대응되는 변조기로부터의 변조데이터에 해당 전력계수(power weight)를 곱하여 대응되는 안테나를 통해 송신한다. 도시하지는 않았지만, 예를들어 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple)통신 방식을 사용할 경우, 상기 전력계수 곱셈기들(104-1 내지 104-Nt)에서 출력되는 복수의 스트림들은 각각 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조되고, 상기 OFDM변조된 신호는 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF(RF : Radio Frequency) 처리된 후 대응되는 안테나(antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송된다. 여기서, 상기 복수의 송신안테나들(106-1 내지 106-Nt)을 통해 송신되는 송신벡터를
Figure 112006032432734-pat00002
라고 가정하기로 한다.
다음으로, 수신기를 살펴보면, 복수의 수신안테나들(110-1 내지 110-Nr)은 상기 복수의 송신안테나들(140-1 내지 140-NT)이 전송한 신호들을 수신한다. 도시하지는 않았지만, 예를들어 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple)통신 방식을 사용할 경우, 상기 복수의 수신안테나들(110-1 내지 110-Nr)을 통해 수신되는 RF(Radio Frequency) 신호들은 각각 기저대역 샘플데이터로 변환되고, 상기 샘플데이터는 OFDM복조된 후 MIMO검출기(112)로 입력된다. 여기서, 상기 MIMO검출기(112)로 입력되는 수신벡터를
Figure 112006032432734-pat00003
라고 가정하기로 한다.
변조방식 집합 제공부(116)는 상기 송신기로부터 수신되는 시그널링 정보로부터 송신기의 송신안테나들에 적용된 변조방식들의 집합(변조방식 집합)을 획득하고, 상기 획득된 변조방식 집합에 대한 정보를 MIMO검출기(112)로 제공한다.
상기 MIMO검출기(112)는 입력되는 수신벡터 y를 트리 검색 기반의 검출 알고리즘을 이용해 복조하여 송신벡터(
Figure 112007034629702-pat00004
)를 추정하여 출력한다. 상기 트리 검색 기반의 검출 기법은 예를 들어, QRD-M(QR decomposition based M) 방식, 체이스 디코딩(chase decoding) 방식 등이 있다. 여기서, 상기 MIMO검출기(112)는 상기 변조방식 집합 제공부(116)로부터의 제어정보(변조방식 집합)에 따라 트리 상단에 낮은 변조차수의 심볼을 할당하고, 트리 하단에 상대적으로 높은 변조차수의 심볼을 할당하여 수신신호를 검출한다. 이때, 트리 각 단의 생존 가지 수는 적정한 값으로 정해진다. 각 변조방식 집합에 대한 생존 가지 수 집합은 시스템 설계 당시 미리 정해질 수 있으며, 수신기에서 현재의 상태(예 : 채널상태)에 따라 유연하게 조정할 수 있도록 한다. 이와 같이, 트리 상단에서 최대 방문해야 하는 가지(branch) 수를 줄임으로써, 복잡도를 줄이고 ML과 유사한 성능을 달성한다. 한편, 상기 MIMO검출기(112)에서 출력되는 데이터는 LLR(Log Likelihood Ratio)데이터일수 있다.
정보비트 복원부(116)는 상기 MIMO검출기(112)로부터의 데이터를 채널 디코딩(channel decoding) 등을 통해 원래의 정보비트열로 복원한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 변조차수 및 전력계수를 결정하기 위한 절차를 도시하고 있다. 이하 알고리즘을 상기 결정부(108)에서 수행하는 것으로 가정하여 살펴보도록 한다.
도 2를 참조하면, 결정부(108)는 201단계에서 스펙트럼 효율(SE : Spectral efficient), 송신안테나 개수(Nt : # of TX ants) 및 결정기준(Decision_rule : A or B)을 입력받는다. 이러한 입력 파라미터들은 시스템 설계 당시 정해지는 값들이지만, 시스템 운용 중에도 변경될 수 있다.
이후, 상기 결정부(108)는 203단계에서 송신안테나 개수를 고려하여 모든 가능한 변조방식 집합들을 생성한다. 이때, 동일 변조방식들로 이루어진 집합들은 집합 구성에서 제외한다. 그리고 상기 결정부(108)는 205단계에서 결정기준이 "A"인지 검사한다.
상기 결정기준이 "A"일 경우, 상기 결정부(108)는 207단계로 진행하여 각 변조방식 집합에 대하여 MFB(matched filter bound)를 계산한다. 상기 MFB를 계산한다는 것은, 특정 변조방식 집합을 사용할 때의 PEP(Pairwise error probability)를 계산하는 것으로 설명될 수 있는데, 상기 MFB 계산은 공지된 방법들 중 하나를 사용하는 것으로 가정하기로 한다.
각 변조방식 집합에 대해 MFB를 계산한후, 상기 결정부(108)는 209단계에서 상기 계산된 MFB들을 비교하여 가장 작은 값을 선택하고, 상기 가장 작은 값에 해당하는 변조방식 집합을 실제 데이터 송신에 사용할 변조방식 집합으로 결정한다. 이와 같이, MFB를 기준으로 변조방식 집합을 선택하는 것은 성능열화가 최소인 변조방식 집합을 선택하는 경우이다.
한편, 상기 결정기준이 "B"일 경우, 상기 결정부(108)는 213단계로 진행하여 각 변조방식 집합에 대한 매트릭(metric) 연산량을 계산한다. 각 변조방식 집합에 대해 매트릭 연산량을 계산한후, 상기 결정부(108)는 215단계로 진행하여 상기 계산된 매트릭 연산량들을 비교하여 가장 작은 값을 선택하고, 상기 가장 작은 값에 대응하는 변조방식 집합을 실제 데이터 송신에 사용할 변조방식 집합으로 결정한다. 이와 같이, 매트릭 연산량을 기준으로 변조방식 집합을 결정하는 것은 복잡도가 최소인 변조방식 집합을 선택하는 경우이다.
상기한 바와 같이, 성능이 중요한 경우에는 MFB를 기준으로 변조방식 집합을 선택하고, 복잡도가 중요한 경우에는 매트릭 연산량을 기준으로 변조방식 집합을 선택한다.
상기 변조방식 집합을 결정한후, 상기 결정부(108)는 215단계로 진행하여 비트오율을 최소화하는 전력계수 집합을 계산한다. 이하 전력계수 산출에 대해 상세히 살펴보도록 한다.
일반적으로, ML에 대한 닫힌 꼴 비트오율 수식은 알려져 있지 않기 때문에 전력계수를 이론적인 값으로 계산할 수 없다. MFB는 ML과 비교하여 약간의 신호대잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio) 차이가 나는 것을 제외하면 동일한 특성을 가지므로, MFB를 기준으로 전력할당 문제를 하기 <수학식 1>과 같이 최적화 문제로 변환한다.
Figure 112006032432734-pat00005
여기서,
Figure 112007034629702-pat00006
는 송신안테나의 개수이고,
Figure 112007034629702-pat00007
는 수신안테나의 개수이며,
Figure 112007034629702-pat00008
와
Figure 112007034629702-pat00009
는 변조방식에 따른 계수이고,
Figure 112007034629702-pat00010
는 i번째 수신안테나의 비트대 잡음비(모든 안테나가 동일)이며,
Figure 112007034629702-pat00011
는 i번째 송신안테나의 전력계수이고,
Figure 112007034629702-pat00012
는 'Lagrange multiplier'를 나타낸다.
상기 <수학식 1>에 편미분을 적용하면 다음 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006032432734-pat00013
또한, 상기 <수학식 2>의 해는 다음 수학식 3과 같이 표현 가능하고, 신호대잡음비가 높을 경우 <수학식 4>와 같이 근사화될 수 있다.
Figure 112006032432734-pat00014
Figure 112007034629702-pat00015
여기서,
Figure 112007034629702-pat00040
은 수신안테나의 개수이며,
Figure 112007034629702-pat00041
와
Figure 112007034629702-pat00042
는 변조방식에 따른 계수이고,
Figure 112007034629702-pat00043
는 i번째 수신안테나의 비트대 잡음비(모든 안테나가 동일)이며,
Figure 112007034629702-pat00044
는 i번째 송신안테나의 전력계수이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 신호를 송신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 3을 참조하면, 먼저 송신기는 301단계에서 사용할 변조방식 집합 및 전력계수 집합을 획득한다. 예를 들어, 상기 송신기는 스펙트럼 효율과 송신 안테나에 따른 변조방식 집합 및 전력계수 집합을 미리 룩업테이블로 구비되어 있으며, 상기 룩업테이블을 억세스해서 사용할 변조방식 집합과 전력계수 집합을 결정할 수 있다. 그리고 상기 송신기는 303단계에서 복수의 안테나들을 통해 송신할 복수의 송신 스트림들을 생성한다. 이후, 상기 송신기는 305단계에서 상기 변조방식 집합에 따라 상기 스트림 각각을 해당 변조방식으로 변조한다.
이때, 상기 변조방식 집합내 변조방식들을 낮은 차수의 변조방식부터 순차로 송신안테나(스트림)에 매핑할 수 있고, 다른 예로 상기 변조방식 집합내 변조방식들을 채널상태에 따라 적응적으로 송신안테나에 매핑할 수도 있다. 다시 말해, 첫 번째 안테나를 통해 송신되는 송신스트림이 가장 낮은 차수의 변조방식을 사용할 수도 있고, 채널상태에 따라 높은 차수의 변조방식을 사용할 수도 있다.
상기 스트림 각각을 해당 변조방식으로 변조한후, 상기 송신기는 307단계에서 상기 전력계수 집합에 따라 상기 변조된 스트림 각각에 해당 전력계수(power weight)를 곱한다. 즉, 상기 전력계수 집합에 따라 각 스트림의 이득(gain)을 조정한다. 그리고, 상기 송신기는 309단계에서 상기 전력계수 곱해진 스트림들을 전송규격에 맞게 가공한후 복수의 안테나들을 통해 송신한다. 예를들어 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiple)통신 방식을 사용할 경우, 상기 전력계수 곱해진 복수의 스트림들은 각각 OFDM변조되고, 상기 OFDM변조된 신호는 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF(RF : Radio Frequency) 처리된 후 대응되는 안테나(antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송된다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 공간 다중화 방식을 사용하는 시스템에서 신호를 수신하기 위한 절차를 도시하고 있다.
도 4를 참조하면, 먼저 수신기는 401단계에서 송신기의 송신안테나들(또는 스트림들)에 적용된 변조방식들의 집합(변조방식 집합) 정보를 수신한다. 그리고, 상기 수신기는 403단계에서 복수의 안테나들을 통해 수신된 신호로부터 수신벡터(
Figure 112007034629702-pat00016
)를 구성한다.
상기 수신벡터가 구성되면, 상기 수신기는 405단계에서 상기 수신벡터를 트리 검색 기반의 검출 알고리즘을 이용해 복조하여 송신벡터(
Figure 112007034629702-pat00017
)를 추정한다. 이때, 상기 송신기에서 사용된 변조방식 집합에 따라 트리 상단에 낮은 변조차수의 심볼을 할당하고, 트리 하단에 상대적으로 높은 변조차수의 심볼을 할당하여 MIMO검출을 수행한다. 이때, 트리 각 단의 생존 가지 수는 적정한 값으로 정해진다. 각 변조방식 집합에 대한 생존 가지 수 집합은 시스템 설계 당시 미리 정해질 수 있으며, 수신기에서 현재의 상태(예 : 채널상태)에 따라 유연하게 조정할 수 있도록 한다.
이후, 상기 수신기는 407단계에서 추정된 데이터를 채널 디코딩(channel decoding) 등을 통해 원래의 정보비트열로 복원한다.
이하, 본 발명에 따른 모의실험 결과를 살펴보기로 한다.
먼저 스펙트럼 효율이 16bps/Hz 이고 4개의 송신안테나들을 사용하며, 비트 대 잡음비가 16dB인 경우를 가정하기로 한다. 이때, 본 발명에 따른 방식으로 변조방식 집합 및 전력계수 집합을 결정하면 다음과 같다.
MFB 기준 : Sopt=[QPSK 16QAM 16QAM 64QAM]
Popt=[0.2770 0.9874 0.9874 1.7482]
연산량 기준 : Sopt=[BPSK 8PSK 64QAM 64QAM]
Popt=[0.1243 0.6035 1.6226 1.6226]
도 5는 본 발명에 따른 시스템에서 ML수신기를 사용할 때의 성능 그래프이다.
도면에서 제1제안방식(Proposed TX3a) 그래프는 송신기에서 Sopt=[QPSK 16QAM 16QAM 64QAM]를 사용할 때의 성능을 나타내고, 제2제안방식(Proposed TX3b) 그래프는 송신기에서 Sopt=[QPSK 16QAM 16QAM 64QAM]와 Popt=[0.2770 0.9874 0.9874 1.7482]를 사용할 때의 성능을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 개루프 전력할당을 하는 경우, 약 1.0dB의 성능 향상을 기대할 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 시스템에서 ML수신기를 사용하는 경우와 QRD-M수신기를 사용하는 경우의 성능을 비교하는 그래프이다.
도면에서 MLD는 ML수신기를 사용하는 경우의 그래프이고, M(A1,A2,A3,A4)은 QRD-M 수신기를 사용하는 경우의 그래프이다. 여기서, A1은 전체 4단 트리 구조에서 첫 번째 단에서의 생존 가지 수를 나타내고, A4는 마지막 단에서의 생존 가지 수를 나타낸다. Ai의 값이 작을수록 성능 열화가 발생하지만, 매트릭 연산량은 감소한다. 반대로 Ai의 값이 커질수록 성능 향상이 발생하지만 매트릭 연산량이 증가한다. 또한, 도면에서 기존 송신방법(con Tx)은 4개의 안테나들이 모두 16QAM을 사용하는 경우를 나타낸다.
도시된 바와 같이, 본 발명을 사용할 경우, 작은 M 값으로도 ML에 근접한 성능을 나타냄을 알 수 있다. 즉, 낮은 매트릭 연산량으로 우수한 성능을 나타냄을 알 수 있다. 복잡도를 비교해보면 M(16,16,16,16)은 매트릭 연산량이 784이지만, M(4,5,4,4)은 매트릭 연산량이 404로 약 50% 낮다.
도 7은 성능 대비 복잡도를 비교하는 그래프이다.
도면에서 수평축은 전체 매트릭 연상량을 나타내고, 수직축은 비트오율 10-4를 가지기 위해 요구되는 비트에너지 대 잡음비(Eb/No)를 나타낸다. 또한, Chase(q)는 리스트 크기가 q인 체이스 디코딩(chase decoding)을 나타낸다.
도시된 바와 같이, 매트릭 연산량이 400일 때, 본 발명(proposed TX3 + M(A1,A2,A3,A4))은 기존 방식(Conv.TX + M(A1,A2,A3,A4))보다 약 9.0dB의 성능이득을 보인다. 또한 비트대 잡음비가 23.5dB일 경우, 본 발명은 기존 방식보다 매트릭 연산량을 약 88.2% 줄일 수 있다. Chase(4)인 경우도 매트릭 연산량이 42.8%로 줄어들고 성능이 약 8.7dB으로 향상된다. 최대 성능 측면에서 본 발명은 기존 방식에 비해 약 1.0dB의 성능 열화가 발생하지만 약 50% 매트릭 연산량이 감소함을 확인할 수 있다.
도 8은 신호대잡음비에 따른 전력계수 변화를 도시하는 그래프이다.
도면에서 [exact]는 상기 수학식 3에 의해서 계산된 전력계수를 나타내고, [approx]는 상기 수학식 4에 의해 계산된 전력계수를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 높은 신호대잡음비(Eb/No)에서는 전력계수(power weights) 값이 일정한 값을 갖는다. 따라서, 송신기가 전력계수를 고정하여 사용하더라도 성능열화는 거의 발생하지 않는다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정 해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명은 공간 다중화 방식의 통신시스템에서 수신기에 서의 트리 검색 복잡도를 줄이기 위한 방안을 제안하고 있다. 송신기에서 복수의 스트림들을 서로 다른 변조방식으로 송신하고, 수신기에서 트리 상단에 가장 낮은 차수의 변조방식을 할당하여 신호 검출을 수행함으로써, 트리 검색에 따른 복잡도를 줄이고 성능을 향상시킬 수 있다. 본 발명에 따른 송신기를 사용하고 QRD-M 수신기를 사용할 경우, 약 50% 의 매트릭 연산량이 감소하고 약 9.0dB의 성능을 향상시킬 수 있다. 또한, Chase 기반 수신기를 사용할 경우 약 48.2%의 매트릭 연산량이 감소하고 약 8.7dB의 성능을 향상시킬 수 있다.

Claims (32)

  1. 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 송신 장치에 있어서,
    송신데이터를 공간다중화하여 복수의 송신스트림들을 발생하는 발생기와,
    상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 변조방식을 결정하는 결정부와,
    상기 결정부의 제어하에 상기 복수의 송신스트림들을 상기 결정된 복수의 변조방식들로 변조하는 변조부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 결정부는 또한 상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 전력계수(power weight)를 결정하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 결정부의 제어하에 상기 변조부로부터의 상기 복수의 송신스트림들 각각에 해당 전력계수를 곱하여 이득 조정하는 전력계수 할당부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들 각각을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조하는 기저대역처리부와,
    상기 기저대역처리부로부터의 복수의 신호들 각각을 RF(radio frequency)신호로 송신하는 RF처리부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용될 복수의 변조방식들의 집합은 스펙트럼 효율(spectral efficient)과 송신안테나 개수에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 변조부는 첫 번째 안테나를 통해 송신되는 첫 번째 송신스트림을 상기 복수의 변조방식들 중 가장 낮은 차수의 변조방식으로 변조하고, 나머지 적어도 하나의 송신스트림을 상기 가장 낮은 차수의 변조방식보다 높은 차수의 변조방식으로 변조하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용되는 변조방식 집합은 MFB(matched filter bound) 혹은 매트릭(metric) 연산량을 기준으로 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제2항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용되는 변조방식 집합 및 상기 전력계수 집합은 룩업테이블로부터 획득되는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 결정부는 상기 복수의 송신스트림들에 적용되는 변조방식들의 집합을 수신기로 전송하는 것을 특징으로 하는 장치.
  10. 제2항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용되는 전력계수는 다음 수식을 이용해 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
    Figure 112007034629702-pat00018
    여기서,
    Figure 112007034629702-pat00020
    는 수신안테나의 개수이며,
    Figure 112007034629702-pat00021
    와
    Figure 112007034629702-pat00022
    는 변조방식에 따른 계수이고,
    Figure 112007034629702-pat00023
    는 i번째 수신안테나의 비트대 잡음비이며,
    Figure 112007034629702-pat00024
    는 i번째 송신안테나의 전력계수임.
  11. 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 수신 장치에 있어서,
    복수의 스트림들에 적용된 변조방식 집합을 수신하는 수신부와,
    상기 변조방식 집합 내 변조방식들 중 가장 낮은 차수의 변조방식을 트리(tree)의 첫 번째 단에 할당하고, 상기 트리의 나머지 단에는 상기 가장 낮은 차수의 변조방식보다 높은 차수의 변조방식을 할당하며, 복수의 안테나들을 통해 수신된 신호를 상기 트리를 이용해 검출하여 송신벡터를 추정하는 검출부를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 트리를 이용한 MIMO검출 알고리즘은, QRD-M(QR decomposition based M)기법 또는 체이스 디코딩(Chase decoding) 기법인 것을 특징으로 하는 장치.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 트리의 각 단에서 다음 단으로 방문해야 하는 가지(branch) 개수를 나타내는 생존 가지(branch) 개수는 할당된 변조방식에 근거해서 결정되는 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 트리의 각 단에서 다음 단으로 방문해야 하는 가지(branch) 개수를 나타내는 단 생존 가수 개수는 채널상태에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제11항에 있어서,
    복수의 안테나들을 통해 수신된 신호들 각각을 기저대역 신호로 변환하는 RF처리부와,
    상기 RF처리부로부터의 기저대역 신호들 각각을 OFDM복조하여 상기 검출기로 제공하는 OFDM복조기와,
    상기 검출기로부터의 데이터를 채널 디코딩하여 원래의 데이터로 복원하는 복원부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제11항에 있어서,
    상기 변조방식 집합은 송신기로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 송신 방법에 있어서,
    송신데이터를 공간다중화하여 복수의 송신스트림들을 생성하는 과정과,
    상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 변조방식을 결정하는 과정과,
    상기 복수의 송신스트림들을 상기 결정된 복수의 변조방식들로 변조하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용될 전력계수(power weight)를 결정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 변조된 복수의 송신스트림들 각각에 해당 전력계수를 곱하여 이득 조정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들 각각을 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)변조하는 과정과,
    상기 OFDM변조된 신호들 각각을 RF(radio frequency)신호로 변환하여 대응되는 안테나를 통해 송신하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용될 복수의 변조방식들의 집합은(set)은 스펙트럼 효율(spectral efficiency)과 송신안테나 개수에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제17항에 있어서, 상기 변조 과정은,
    첫 번째 안테나를 통해 송신되는 첫 번째 송신스트림을 상기 결정된 복수의 변조방식들 중 가장 낮은 차수의 변조방식으로 변조하는 과정과,
    나머지 적어도 하나의 송신스트림을 상기 가장 낮은 차수의 변조방식보다 높은 차수의 변조방식으로 변조하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용되는 변조방식들의 집합은 MFB(matched filter bound) 혹은 매트릭(metric) 연산량을 기준으로 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용되는 변조방식들의 집합 및 전력계수들의 집합은 룩업테이블로부터 획득되는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제17항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들에 적용되는 변조방식들의 집합을 수신기로 전송하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제18항에 있어서,
    상기 복수의 송신스트림들 각각에 적용되는 전력계수는 다음 수식을 이용해 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112007034629702-pat00025
    여기서,
    Figure 112007034629702-pat00027
    는 수신안테나의 개수이며,
    Figure 112007034629702-pat00028
    와
    Figure 112007034629702-pat00029
    는 변조방식에 따른 계수이고,
    Figure 112007034629702-pat00030
    는 i번째 수신안테나의 비트대 잡음비이며,
    Figure 112007034629702-pat00031
    는 i번째 송신안테나의 전력계수임.
  27. 공간 다중화(Spatial Multiplexing) 방식을 사용하는 통신시스템에서 수신 방법에 있어서,
    복수의 스트림들에 적용된 변조방식 집합 수신하는 과정과,
    상기 변조방식 집합 내 변조방식들 중 가장 낮은 차수의 변조방식을 트리(tree)의 첫 번째 단에 할당하고, 상기 트리의 나머지 단에는 상기 가장 낮은 차수의 변조방식보다 높은 차수의 변조방식을 할당하는 과정과,
    복수의 안테나들을 통해 수신된 수신벡터를 상기 트리를 이용해 검출하여 송신벡터를 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 트리를 이용한 MIMO검출 알고리즘은, QRD-M(QR decomposition based M)기법 또는 체이스 디코딩(Chase decoding)기법인 것을 특징으로 하는 방법.
  29. 제27항에 있어서,
    상기 트리의 각 단에서 다음 단으로 방문해야 하는 가지(branch) 개수를 나타내는 생존 가지(branch) 개수는 할당된 변조방식에 근거해서 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제27항에 있어서,
    상기 트리의 각 단에서 다음 단으로 방문해야 하는 가지(branch) 개수를 나타내는 생존 가지 개수는 채널상태에 따라 변경되는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 제27항에 있어서,
    복수의 안테나들을 통해 수신된 신호들 각각을 기저대역 신호로 변환하는 과정과,
    상기 기저대역 신호들 각각을 OFDM복조하여 상기 수신벡터를 구성하는 과정과,
    상기 추정된 송신벡터를 채널 디코딩하여 원래의 데이터로 복원하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  32. 제27항에 있어서,
    상기 변조방식 집합은 송신기로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 방법.
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