KR101327486B1 - 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법 - Google Patents

다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101327486B1
KR101327486B1 KR1020070050093A KR20070050093A KR101327486B1 KR 101327486 B1 KR101327486 B1 KR 101327486B1 KR 1020070050093 A KR1020070050093 A KR 1020070050093A KR 20070050093 A KR20070050093 A KR 20070050093A KR 101327486 B1 KR101327486 B1 KR 101327486B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
matrix
precoding matrix
condition
precoding
euclidean distance
Prior art date
Application number
KR1020070050093A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20080103161A (ko
Inventor
이종호
황성수
정성윤
윤상보
박대영
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Priority to KR1020070050093A priority Critical patent/KR101327486B1/ko
Publication of KR20080103161A publication Critical patent/KR20080103161A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101327486B1 publication Critical patent/KR101327486B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

본 발명은 ML(Maximum Likelihood) 수신단의 프리코딩 행렬(Precoding Matrix) 선택에 관한 것으로, 채널행렬과 프리코딩 행렬의 곱을 근사식에 대입하여 조건별 최소 유클리디언(Euclidean) 거리를 산출하는 연산기와, 조건별 최소 유클리디언 거리 중 최소값을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택하는 선택기와, 사용 가능한 모든 프리코딩 행렬들 각각에 대응되는 최소 유클리디언 거리들 중 최대값을 검색하고, 상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬을 확인하는 검색기와, 상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백하는 송신기를 포함하여, 적은 계산량으로 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.
Figure R1020070050093
코드북(Codebook), 프리코딩 행렬(Precoding Matrix), 최대 우도(ML : Maximum Likelihood)

Description

다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한 코드북 선택 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR SELETING CODEBOOK FOR MAXIMUM LIKELIHOOD DETECTING IN MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 행렬 선택부의 블록 구성을 도시하는 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 프리코딩 행렬 선택 절차를 도시하는 도면,
도 4는 본 발명에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템의 성능을 도시하는 도면.
본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에 관한 것으로, 특히 다중 입출력 무선통신 시스템에서 ML(Maximum Likelihood) 검출 방식을 위한 코드북(Codebook) 선택 장치 및 방법에 관한 것이다.
최근 고속 및 고품질의 데이터 전송에 대한 요구가 증대됨에 따라, 이를 만족시키기 위한 기술 중의 하나로 다수의 송수신 안테나들을 사용하는 다중 입출력 무선통신 시스템이 크게 주목되고 있다. 상기 다중 입출력 기술은 다수의 안테나를 통한 다수의 스트림을 이용하여 통신을 수행함으로써, 단일 안테나를 사용하는 경우보다 채널 용량을 크게 개선 시킬 수 있는 기술이다. 예를 들어, 송수신단이 모두 M개의 송신 안테나 및 수신 안테나를 사용하고, 각 안테나 간의 채널이 독립적이며, 대역폭과 전체 송신 파워가 고정되었을 경우, 단일 안테나를 사용하는 경우에 비하여 평균 채널 용량은 M배 증가하게 된다.
하지만, 상기 다수의 송수신 안테나들을 사용함으로 인해 송수신단 간에 다수의 채널들이 형성되며, 시스템은 다수의 채널들의 영향을 고려하여 신호를 송수신하여야한다. 상기 채널의 영향을 고려하여 송수신 성능을 높이기 위한 방안으로 코드북 기반의 폐루프(CL : Close Loop) 다중 입출력 무선통신 시스템이 있다. 상기 코드북 기반의 폐루프 다중 입출력 무선통신 시스템은 송수신단 간 서로 약속된 프리코딩 행렬(Precoding Matrix) 집합인 코드북을 이용하여 송신신호에 특정 프리코딩 행렬을 곱함으로써 수신단의 수신 성능을 향상시킬 수 있다. 상기 코드북 기반의 폐루프 다중 입출력 무선통신 시스템에서 송신신호와 수신신호의 관계는 하기 <수학식 1>과 같다.
Figure 112007037729672-pat00001
상기 <수학식 1>에서, 상기 y는 수신신호 벡터, 상기 H는 채널행렬, 상기 U는 프리코딩 행렬, 상기 s는 송신신호 벡터, 상기 n은 백색부가잡음(AWGN : Additive White Gaussian Noise) 벡터를 의미한다.
이때, 수신단이 자신의 채널 상태를 고려하여 어떤 프리코딩 행렬을 선택하느냐에 따라 수신단의 수신 성능이 좌우된다. 상기 수신단이 선형 검출(Linear Detection)을 수행하는 경우, 프리코딩 행렬은 하기 <수학식 2>와 같이 선택된다.
Figure 112007037729672-pat00002
Figure 112007037729672-pat00003
상기 <수학식 2>에서, 상기 U는 선택된 프리코딩 행렬, 상기 C는 코드북, 상기 Ui는 코드북에 포함된 i번째 프리코딩 행렬, 상기 K는 송신 스트림(Stream) 개수, 상기 SNRk는 k번째 스트림의 신호대 잡음비(SNR : Signal to Noise Ratio)를 의미한다.
즉, 상기 <수학식 2>에 나타난 바와 같이, 수신단은 다수의 스트림들에 대해 최소 신호대 잡음비가 최대가 되는 프리코딩 행렬을 선택한다. 상기 <수학식 2>를 다시 나타내면 하기 <수학식 3>과 같다.
Figure 112007037729672-pat00004
상기 <수학식 3>에서, 상기 U는 선택된 프리코딩 행렬, 상기 C는 코드북, 상기 Ui는 코드북에 포함된 i번째 프리코딩 행렬, 상기 λmin{HUi}는 행렬 HUi의 최소 특이 값(Minimum Singular Value)를 의미한다.
반면, 수신단이 ML 검출을 수행하는 경우, 프리코딩 행렬은 하기 <수학식 4>와 같이 선택된다.
Figure 112007037729672-pat00005
상기 <수학식 4>에서, 상기 U는 선택된 프리코딩 행렬, 상기 C는 코드북, 상기 Ui는 코드북에 포함된 i번째 프리코딩 행렬, 상기 s1 및 상기 s2는 송신 가능한 임의의 심벌벡터, 상기 ||·||2는 벡터의 2-놈(2-Norm)을 의미한다. 그리고, 상기 ||HUi(s1-s2)||2는 채널이 H이고 Ui를 s1 및 s2에 각각 곱하여 송신한 경우 수신된 s1 및 s2 간의 유클리디안(Euclidean) 거리를 의미한다.
ML 검출을 수행하는 수신단이 상기 <수학식 4>에 따라 프리코딩 행렬을 선택하는 경우, 상기 수신단은 가능한 모든 심벌벡터 쌍들에 대한 유클리디안 거리를 산출해야한다. 이는, 상기 유클리디안 거리 산출 연산 횟수가 변조차수(Modulation Order)와 송신 스트림 수에 따라 지수적으로 증가함을 의미하며, 이에 따라, 수신단은 매우 큰 계산량을 감수해야한다. 따라서, 적은 계산량으로 ML 검출을 수행하는 수신단을 위한 프리코딩 행렬 선택 기법의 제안이 요구된다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 ML(Maximum Likelihood) 수신단의 프리코딩 행렬(Precoding Matrix) 선택 계산량을 감소시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 준최적화(Sub-Optimal)된 근사식을 이용하여 ML 수신단을 위한 프리코딩 행렬을 선택하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 다중 입출력 무선통신 시스템에서 변조 방식에 따라 서로 다른 연산을 통하여 ML 수신단을 위한 프리코딩 행렬을 선택하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 ML 검출을 수행하는 수신단 장치는, 채널행렬과 프리코딩 행렬 의 곱을 근사식에 대입하여 조건별 최소 유클리디언(Euclidean) 거리를 산출하는 연산기와, 조건별 최소 유클리디언 거리 중 최소값을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택하는 선택기와, 사용 가능한 모든 프리코딩 행렬들 각각에 대응되는 최소 유클리디언 거리들 중 최대값을 검색하고, 상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬을 확인하는 검색기와, 상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 2 견지에 따르면, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 ML 검출을 수행하는 수신단의 프리코딩 행렬 선택 방법은, 채널행렬과 프리코딩 행렬의 곱을 근사식에 대입하여 조건별 최소 유클리디언 거리를 산출하는 과정과, 조건별 최소 유클리디언 거리 중 최소값을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택하는 과정과, 사용 가능한 모든 프리코딩 행렬들 각각에 대응되는 최소 유클리디언 거리들 중 최대값을 검색하는 과정과, 상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우, 그 상세 한 설명은 생략한다.
이하 본 발명은 다중 입출력(MIMO : Multiple Input Multiple Output) 무선통신 시스템에서 ML(Maximum Likelihood) 수신단의 프리코딩 행렬 선택 계산량을 감소시키기 위한 기술에 대해 설명한다.
본 발명의 수학적 근거에 대해 수식을 참조하여 상세히 설명한다. 이하 설명에서, 변조방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)로, 송신단의 안테나 및 수신단의 안테나 수는 각각 2개씩으로 가정한다.
송신단은 2개의 수신 안테나들을 이용하여 동시에 2개의 심벌들을 송신하게 되며, 16가지의 송신 가능한 심벌벡터를 갖는다. 이때, 송신 가능한 심벌을 (1+j)/2, (1-j)/2, (-1+j)/2, (-1-j)/2이라 가정한다면, 임의의 심벌벡터 s1과 s2를 감산한 감산벡터 s1-s2의 원소들은 {0, ±1, ±j, ±1±j}에 모두 포함된다.
상기 감산벡터 s1-s2의 결과를 이용하면, 심벌벡터 쌍(Pair)들은 하기 <수학식 5>와 같은 3가지 조건으로 분류될 수 있다.
Figure 112007037729672-pat00006
Figure 112007037729672-pat00007
Figure 112007037729672-pat00008
상기 <수학식 5>에서, 상기
Figure 112007037729672-pat00009
는 감산벡터 s1-s2의 k번째 원소를 의미한다.
다시 말해, 16가지의 송신 가능한 심벌벡터들을 이용하여 조합 가능한 120가지의 심벌벡터 쌍들은 상기 <수학식 5>와 같은 조건들로 분류될 수 있다. 이와 같은 조건 분류에 대하여, 본 발명은 각 조건을 만족하는 심벌벡터 쌍들의 최소 유클리디언(Euclidean) 거리를 산출할 수 있는 근사식을 제안한다. 상기 각 조건에 대한 근사식은 하기 <수학식 6>과 같다.
Figure 112007037729672-pat00010
Figure 112007037729672-pat00011
Figure 112007037729672-pat00012
상기 <수학식 6>에서, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식, 상기 ti,k는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 k번째 열 벡터를 의미한다. 여기서, 상기 ti ,k를 수식으로 표현하면 하기 <수학식 7>과 같다.
Figure 112007037729672-pat00013
Figure 112007037729672-pat00014
상기 <수학식 7>에서, 상기 H는 채널행렬, 상기 Ui는 i번째 프리코딩 행렬. 상기 K는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 열 개수, 상기 L은 사용 가능한 프리코딩 행렬 개수를 의미한다.
상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 7>을 이용하면, 수신단은 120가지의 심벌벡터 쌍들에 대해 일일이 유클리디언 거리를 산출하여 비교할 필요없이 하기 <수학식 8>과 같은 연산을 통해 특정 프리코딩 행렬 사용 시의 최소 유클리디언 거리를 산출할 수 있다.
Figure 112007037729672-pat00015
상기 <수학식 8>에서, 상기 μ(Ui, H)는 채널이 H이고 프리코딩 행렬이 Ui인 경우의 최소 유클리디언 거리, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건을 만족하는 심벌 조합 그룹을 대표하는 근사식을 의미한다.
즉, 수신단은 상기 <수학식 8>과 같은 연산을 프리코딩 행렬 수만큼 반복 수행하고, 그 결과 값이 최대가 되는 프리코딩 행렬을 선택함으로써 ML 검출에 최적화된, 즉, 최소 유클리디언 거리를 최대화하는 프리코딩 행렬을 찾아낼 수 있다. 이는 종래의 기법법에 비교하여 매우 큰 연산량의 감소를 의미한다.
상술한 설명에서, 변조 방식은 QPSK로 가정되었고, 이에 따라 상기 <수학식 6>은 QPSK에 최적화된 근사식이다. 변조차수가 높아질수록 감산벡터에 포함된 원소의 경우의 수가 많아지므로, 이 경우 수신단은 더 많은 근사식을 이용해야 최적화된 결과를 얻을 수 있다. 예를 들어, 변조방식이 16QAM(16 Quadratre Amplitude Modultion)인 경우, 하기 <수학식 9>와 같은 근사식들이 추가된다.
Figure 112007037729672-pat00016
Figure 112007037729672-pat00017
Figure 112007037729672-pat00018
Figure 112007037729672-pat00019
상기 <수학식 9>에서, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식, 상기 ti,k는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 k번째 열을 의미한다.
즉, 16QAM 방식으로 변조하는 경우, 모든 송신 가능한 심벌벡터 쌍들은 7가지 조건으로 분류되어 대응되는 근사식을 적용받는다. 따라서, 수신단은 상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 9>를 이용하여 하기 <수학식 10>과 같은 연산을 프리코딩 행렬 수만큼 반복 수행함으로써, 최소 유클리디언 거리를 최대화하는 프리코딩 행렬을 결정한다.
Figure 112007037729672-pat00020
Figure 112007037729672-pat00021
상기 <수학식 10>에서, 상기 μ(Ui, H)는 채널이 H이고 프리코딩 행렬이 Ui인 경우의 최소 유클리디언 거리, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식을 의미한다.
이하 본 발명은 상술한 근사식을 이용하여 프리코딩 행렬을 선택하는 수신단의 구성 및 동작 절차를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 1에 도시된 바와 같이, 상기 수신단은 다수의 RF(Radio Frequency) 처리부들(102-1 내지 102-N), ML 검출부(104), 복호기(106), 채널 추정부(108), 코드북 저장부(110), 행렬 선택부(112), 피드백 송신부(114)를 포함하여 구성된다.
상기 다수의 RF 처리부들(102-1 내지 102-N) 각각은 N개의 수신안테나들 각각에 대응되며, 해당 안테나를 통해 수신된 RF대역 신호를 기저대역 신호로 변환한다. 상기 ML 검출부(104)는 ML 검출기법에 따라 수신신호벡터로부터 송신신호벡터를 추정한다. 다시 말해, 상기 ML 검출부(104)는 송신 가능한 모든 신호벡터들과 수신신호벡터 간의 유클리디안 거리를 산출하고, 최소의 유클리디안 거리를 갖는 신호벡터를 송신신호벡터로 결정한다. 상기 복호기(106)는 상기 ML 검출부(104)에서 검출된 송신신호벡터를 복호(Decoding)하여 사용자 데이터로 변환한다.
상기 채널 추정부(108)는 수신신호를 이용하여 송신단과의 채널을 추정한다. 추정된 채널 정보는 {송신 안테나 수}×{수신 안테나 수} 크기의 채널행렬로 구성된다. 상기 코드북 저장부(110)는 송신단과 미리 약속된 프리코딩 행렬들의 집합인 코드북을 저장한다. 상기 행렬 선택부(112)는 상기 채널 추정부(108)로부터 채널행렬을 제공받고, 상기 코드북 저장부(110)로부터 프리코딩 행렬들을 제공받아 송신단에서 사용될 프리코딩 행렬을 선택한다. 특히, 본 발명에 따라, 상기 행렬 선택부(112)는 상기 <수학식 6> 내지 상기 <수학식 10>에 나타난 연산을 통해 프리코딩 행렬을 선택하며, 상세한 구성 및 기능은 이하 도 2를 참조하여 설명한다. 이때, 송신단의 변조방식에 따라 사용되는 수식은 달라진다. 상기 피드백 송신부(114)는 상기 행렬 선택부(112)로부터 제공되는 프리코딩 행렬 선택 정보를 송신단으로 피드백한다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 행렬 선택부의 블록 구성을 도시하고 있다.
상기 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 행렬 선택부(112)는 다수의 곱셈기들(202-1 내지 202-L), 다수의 근사식 연산기들(204-1 내지 204-L), 다수의 최소값 선택기들(206-1 내지 206-L), 최대값 검색기(208)를 포함하여 구성된다.
상기 다수의 곱셈기들(202-1 내지 202-L) 각각은 제공되는 채널행렬과 L개의 프리코딩 행렬들 각각을 곱하여 출력한다. 상기 다수의 근사식 연산기들(204-1 내지 204-L) 각각은 대응되는 곱셈기로부터 제공되는 채널행렬과 프리코딩 행렬의 곱행렬을 근사식들에 대입하여 조건별 최소 유클리디언 거리를 산출한다. 여기서, 상기 조건은 심벌벡터 쌍의 감산벡터에 포함된 원소와 관계된다. 이때, 송신단의 변조방식에 따라 이용되는 근사식들은 달라진다. 예를 들어, 변조방식이 QPSK 인 경우, 상기 근사식 연산기들(204-1 내지 204-L)은 상기 <수학식 6>에 나타난 3개의 근사식을 이용한다. 또한, 변조방식이 16QAM 인 경우, 상기 근사식 연산기들(204-1 내지 204-L)은 상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 9>에 나타난 7개의 근사식을 이용한다.
상기 다수의 최소값 선택기들(206-1 내지 206-L) 각각은 대응되는 근사식 연산기로부터 제공되는 연산 결과값들 중 최소값을 선택한다. 즉, 상기 다수의 최소값 선택기들(206-1 내지 206-L) 각각은 해당 프리코딩 행렬 사용 시의 최소 유클리디언 거리를 선택한다. 상기 최대값 검색기(208)는 상기 다수의 최소값 선택기들(206-1 내지 206-L)로부터 제공되는 프리코딩 행렬별 최소 유클리디언 거리들 중 최대값을 검색하고, 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬 정보를 출력한다. 즉, 상기 최대값 검색기(208)는 최소 유클리디언 거리를 최대화하는 프리코딩 행렬을 선택하고, 선택 정보를 출력한다.
상기 도 2의 구성에서, 곱셈기, 근사식 연산기, 최소값 선택기는 복수개로 도시되었다. 이는, 프리코딩 행렬들 각각에 대해 연산이 수행됨을 보이기 위함이며, 실제 구성되는 경우 상기 다수의 곱셈기들, 상기 다수의 근사식 연산기들, 상 기 다수의 최소값 선택기들은 하나의 곱셈기, 하나의 근사식 연산기, 하나의 최소값 선택기로 구성될 수 있다. 이 경우, 상기 하나의 곱셈기, 상기 하나의 근사식 연산기, 상기 하나의 최소값 선택기는 각각의 기능을 프리코딩 행렬 수만큼 반복 수행하여야 한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템에서 수신단의 프리코딩 행렬 선택 절차를 도시하고 있다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 수신단은 301단계에서 송신단으로부터 신호가 수신되는지 확인한다. 여기서, 상기 신호는 채널 추정을 위해 송수신단 간 서로 약속된 신호(예 : 파일럿 신호)를 의미한다.
상기 신호가 수신되면, 상기 수신단은 303단계로 진행하여 수신신호를 이용하여 송신단과의 채널을 추정한다. 추정된 채널 정보는 {송신 안테나 수}×{수신 안테나 수} 크기의 채널행렬로 구성된다.
상기 채널을 추정한 후, 상기 수신단은 305단계로 진행하여 상기 채널행렬과 프리코딩 행렬들을 각각을 곱하여 변형된 채널행렬 T1 내지 TL을 산출한다. 상기 변형된 채널행렬 T1 내지 TL은 상기 <수학식 7>과 같고, 사용 가능한 프리코딩 행렬의 개수만큼 산출된다.
이후, 상기 수신단은 307단계로 진행하여 상기 변형된 채널행렬 T1 내지 TL을 근사식에 대입하여 프리코딩 행렬들 각각에 대한 조건별 최소 유클리디언 거리 를 산출한다. 여기서, 상기 조건은 심벌벡터 쌍의 감산벡터에 포함된 원소와 관계된다. 예를 들어, 변조방식이 QPSK 인 경우, 상기 수신단은 상기 <수학식 6>에 나타난 3개의 근사식을 이용한다. 또한, 변조방식이 16QAM 인 경우, 상기 수신단은 상기 <수학식 6> 및 상기 <수학식 9>에 나타난 7개의 근사식을 이용한다.
상기 조건별 최소 유클리디언 거리를 산출한 후, 상기 수신단은 309단계로 진행하여 프리코딩 행렬들 각각에 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택한다. 즉, 상기 수신단은 307단계에서 산출된 조건별 최소 유클리디언 거리 중 프리코딩 행렬 각각에 대한 최소값을 선택한다.
상기 프리코딩 행렬들 각각 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택한 후, 상기 수신단은 311단계로 진행하여 최소 유클리디언 거리를 최대화하는 프리코딩 행렬을 확인한다. 즉, 상기 수신단은 309단계에서 선택된 각 프리코딩 행렬에 대응되는 최소 유클리디언 거리 중 최대값을 검색하고, 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬을 확인한다.
이어, 상기 수신단은 311단계로 진행하여 확인된 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백한다.
도 4는 본 발명에 따른 다중 입출력 무선통신 시스템의 성능을 도시하고 있다. 상기 도 4는 본 발명에서 제안한 프리코딩 행렬 선택 기법을 적용한 시스템과 종래의 기법을 적용한 시스템에 대한 모의실험 결과 그래프이다.
상기 도 4의 (a)는 4×2 다중 입출력 시스템에서 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 비트에너지대 잡음전력(Eb/N0)에 따른 수신단의 심벌벡터 오류확률(Probability of Symbol Vector Error)을 도시하고 있다. 상기 도 4의 (a)에서, 종래기법1은 상기 <수학식 3>에 의한 프리코딩 행렬 선택을 수행한 경우이고, 종래기법2는 코드북을 사용하지 않는 공간 다중화 기법을 사용한 경우이다. 상기 도 4의 (a)를 참조하면, 본 발명에서 제안된 기법이 더 낮은 심벌벡터 오류확률을 나타냄을 확인할 수 있다.
상기 도 4의 (b)는 2×2 다중 입출력 시스템에서 QPSK 변조방식을 사용하는 경우, 비트에너지대 잡음전력에 따른 수신단의 심벌벡터 오류확률을 도시하고 있다. 상기 도 4의 (b)에서, 종래기법1은 상기 <수학식 2>에 의한 프리코딩 행렬 선택을 수행한 경우이고, 종래기법2는 코드북을 사용하지 않는 공간 다중화 기법을 사용한 경우이다. 상기 도 4의 (b)를 참조하면, 종래기법1은 코드북을 사용하지 않는 종래기법2에 비해 오히려 높은 심벌벡터 오류확률을 나타내며, 본 발명에서 제안된 기법이 가장 낮은 심벌벡터 오류확률을 나타냄을 확인할 수 있다.
상기 도 4의 (c)는 2×2 다중 입출력 시스템에서 16QAM 변조방식을 사용하는 경우, 비트에너지대 잡음전력에 따른 수신단의 심벌벡터 오류확률을 도시하고 있다. 상기 도 4의 (c)에서, 종래기법1은 상기 <수학식 2>에 의한 프리코딩 행렬 선택을 수행한 경우이고, 종래기법2는 코드북을 사용하지 않는 공간 다중화 기법을 사용한 경우이다. 상기 도 4의 (c)를 참조하면, 상기 도 2의 (b)와 마찬가지로, 종래기법1은 코드북을 사용하지 않는 종래기법2에 비해 오히려 높은 심벌벡터 오류확률을 나타내며, 본 발명에서 제안된 기법이 가장 낮은 심벌벡터 오류확률을 나타냄 을 확인할 수 있다.
상기 도 4의 (d)는 4×4 다중 입출력 시스템에서 다중모드 프리코딩(Multimode Precoding)을 적용한 경우, 비트에너지대 잡음전력에 따른 수신단의 심벌벡터 오류확률을 도시하고 있다. 여기서, 상기 다중모드 프리코딩은 스트림이 1개인 경우 256QAM 변조방식, 스트림이 2개인 경우 16QAM 변조방식, 스트림이 4개인 경우 QPS 변조방식을 사용하며, 스트림 개수는 채널 상태에 따라 결정하는 방식이다. 상기 도 4의 (d)에서, 종래기법1은 상기 <수학식 3>에 의한 프리코딩 행렬을 선택하고 ZF 수신을 수행한 경우이고, 종래기법2는 상기 <수학식 3>에 의한 프리코딩 행렬을 선택하고 ML 수신을 수행한 경우이다. 상기 도 4의 (d)를 참조하면, 본 발명에서 제안된 기법이 가장 낮은 심벌벡터 오류확률을 나타냄을 확인할 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이, 다중 입출력 무선통신 시스템에서 ML(Maximum Likelihood) 수신단이 근사식을 이용하여 코드북(Codebook)을 선택함으로써, 적은 계산량으로 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.

Claims (12)

  1. 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대우도(ML : Maximum Likelihood) 검출을 수행하는 수신단 장치에 있어서,
    채널행렬과 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)의 곱을 근사식에 대입하여 조건별 최소 유클리디언(Euclidean) 거리를 산출하는 연산기와,
    조건별 최소 유클리디언 거리 중 최소값을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택하는 선택기와,
    사용 가능한 모든 프리코딩 행렬들 각각에 대응되는 최소 유클리디언 거리들 중 최대값을 검색하고, 상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬을 확인하는 검색기와,
    상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백하는 송신기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    송신단과의 채널행렬을 추정하는 추정부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 조건은, 유클리디안 거리를 산출하고자하는 심벌벡터 쌍의 감산벡터에 포함되는 원소와 관계된 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 연산기는, 송신단의 변조방식에 따라 서로 다른 근사식들을 이용하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제 4항에 있어서,
    송신단이 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 경우,
    상기 연산기는, 하기 수식과 같이 i번째 프리코딩 행렬에 대한 조건별 최소 유클리디언 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007037729672-pat00022
    Figure 112007037729672-pat00023
    Figure 112007037729672-pat00024
    단,
    Figure 112007037729672-pat00025
    여기서, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식, 상기 ti ,k는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 k번째 열 벡터, 상기 H는 채널행렬, 상기 Ui는 i번째 프리코딩 행렬. 상기 K는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 열 개수를 의미함.
  6. 제 4항에 있어서,
    송신단이 16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 사용하는 경우,
    상기 연산기는, 하기 수식과 같이 i번째 프리코딩 행렬에 대한 조건별 최소 유클리디언 거리를 산출하는 것을 특징으로 하는 장치,
    Figure 112007037729672-pat00026
    Figure 112007037729672-pat00027
    Figure 112007037729672-pat00028
    Figure 112007037729672-pat00029
    Figure 112007037729672-pat00030
    Figure 112007037729672-pat00031
    Figure 112007037729672-pat00032
    단,
    Figure 112007037729672-pat00033
    여기서, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식, 상기 ti ,k는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 k번째 열 벡터, 상기 H는 채널행렬, 상기 Ui는 i번째 프리코딩 행렬. 상기 K는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 열 개수를 의미함.
  7. 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대우도(ML : Maximum Likelihood) 검출을 수행하는 수신단의 프리코딩 행렬(Precoding Matrix) 선택 방법에 있어서,
    채널행렬과 프리코딩 행렬의 곱을 근사식에 대입하여 조건별 최소 유클리디언(Euclidean) 거리를 산출하는 과정과,
    조건별 최소 유클리디언 거리 중 최소값을 선택하여 상기 프리코딩 행렬에 대응되는 최소 유클리디언 거리를 선택하는 과정과,
    사용 가능한 모든 프리코딩 행렬들 각각에 대응되는 최소 유클리디언 거리들 중 최대값을 검색하는 과정과,
    상기 최대값에 대응되는 프리코딩 행렬 정보를 송신단으로 피드백하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 7항에 있어서,
    송신단과의 채널행렬을 추정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 조건은, 유클리디안 거리를 산출하고자하는 심벌벡터 쌍의 감산벡터에 포함되는 원소와 관계된 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 근사식들은, 송신단의 변조방식에 따라 달라지는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    송신단이 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식을 사용하는 경우,
    i번째 프리코딩 행렬에 대한 조건별 최소 유클리디언 거리는, 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007037729672-pat00034
    Figure 112007037729672-pat00035
    Figure 112007037729672-pat00036
    단,
    Figure 112007037729672-pat00037
    여기서, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식, 상기 ti ,k는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 k번째 열 벡터, 상기 H는 채널행렬, 상기 Ui는 i번째 프리코딩 행렬. 상기 K는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 열 개수를 의미함.
  12. 제 10항에 있어서,
    송신단이 16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation) 방식을 사용하는 경우,
    i번째 프리코딩 행렬에 대한 조건별 최소 유클리디언 거리는, 하기 수식과 같이 산출되는 것을 특징으로 하는 방법,
    Figure 112007037729672-pat00038
    Figure 112007037729672-pat00039
    Figure 112007037729672-pat00040
    Figure 112007037729672-pat00041
    Figure 112007037729672-pat00042
    Figure 112007037729672-pat00043
    Figure 112007037729672-pat00044
    단,
    Figure 112007037729672-pat00045
    여기서, 상기 mk(Ui, H)는 k번째 조건에 대한 근사식, 상기 ti ,k는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 k번째 열 벡터, 상기 H는 채널행렬, 상기 Ui는 i번째 프리코딩 행렬. 상기 K는 채널행렬과 i번째 프리코딩 행렬을 곱한 행렬의 열 개수를 의미함.
KR1020070050093A 2007-05-23 2007-05-23 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법 KR101327486B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070050093A KR101327486B1 (ko) 2007-05-23 2007-05-23 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070050093A KR101327486B1 (ko) 2007-05-23 2007-05-23 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20080103161A KR20080103161A (ko) 2008-11-27
KR101327486B1 true KR101327486B1 (ko) 2013-11-08

Family

ID=40288604

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070050093A KR101327486B1 (ko) 2007-05-23 2007-05-23 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101327486B1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102224641B1 (ko) * 2020-12-04 2021-03-08 세종대학교 산학협력단 하향링크 대용량 mimo 시스템 기반의 gs 프리코딩의 최적 반복횟수 추정 장치 및 그 방법

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060130062A (ko) * 2003-12-04 2006-12-18 프랑스 텔레콤 선형 프리코드화된 신호의 다중 안테나 전송방법, 장치, 그신호 및 그 수신방법

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060130062A (ko) * 2003-12-04 2006-12-18 프랑스 텔레콤 선형 프리코드화된 신호의 다중 안테나 전송방법, 장치, 그신호 및 그 수신방법

Also Published As

Publication number Publication date
KR20080103161A (ko) 2008-11-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
USRE42098E1 (en) Adaptive transmission and receiving method and device in wireless communication system with multiple antennas
US8102934B2 (en) Transmitting apparatus and method
US8019016B1 (en) System and method of transmit beam selection
KR101373808B1 (ko) 다중안테나 시스템에서 빔포밍을 고려한 채널품질 정보를 결정하기 위한 장치 및 방법
US20080095258A1 (en) Pre-coding method for mimo system and apparatus using the method
KR101099881B1 (ko) 직교 공간 다중화 시스템에서의 안테나 선택 방법 및 장치
KR101001541B1 (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 큐알분해 기반의 신호검출 장치 및 방법
US8811215B2 (en) Apparatus and method for detecting signal in spatial multiplexing system
KR100706634B1 (ko) 성능이 향상된 다중 안테나 시스템
US8503565B2 (en) Multi-antenna communication method and system thereof
KR101124338B1 (ko) 다중입출력 통신 시스템을 위한 데이터 전송 방법
EP2221990B1 (en) Apparatus and method for supporting multiple-input multiple-output and beamforming simultaneously in wireless communication system
CN101512996A (zh) 均衡结构与均衡方法
KR101345387B1 (ko) 빔포밍을 이용한 무선 송수신 장치 및 방법
KR100944994B1 (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림별 유효 신호대잡음비 생성 장치 및 방법
KR101327486B1 (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 최대 우도 검출을 위한코드북 선택 장치 및 방법
KR100979935B1 (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림별 유효 신호대잡음비 생성 장치 및 방법
US10090892B1 (en) Apparatus and a method for data detecting using a low bit analog-to-digital converter
Duong et al. Optimal pilot spacing and power in rate-adaptive MIMO diversity systems with imperfect CSI
WO2012035626A1 (ja) 無線通信方法、無線通信システム、基地局及び移動局
Duong et al. Adaptive coded modulation with receive antenna diversity and imperfect channel knowledge at receiver and transmitter
KR20090015299A (ko) 다중 입출력 무선통신 시스템에서 스트림별 유효 신호대 잡음비 생성 장치 및 방법
KR100880000B1 (ko) 안테나 간 상관도를 고려한 코드북 생성 방법과 장치 및다중 안테나 통신 시스템
KR100864509B1 (ko) 다중 안테나 시스템에서의 신호 처리 방법 및 장치
KR100962471B1 (ko) ＭＭＳＥ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ을 통한 수신단의 송신 안테나선택방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161028

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171030

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee