KR100754722B1

KR100754722B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 이용한 데이터송수신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100754722B1
Application number: KR1020050039921A
Authority: KR
Inventors: 신요안; 김종원
Original assignee: 삼성전자주식회사; 재단법인서울대학교산학협력재단
Priority date: 2004-05-12
Filing date: 2005-05-12
Publication date: 2007-09-03
Also published as: US7596133B2; KR20060047843A; US20050254461A1

Abstract

본 발명은 무선통신 시스템에서 송수신단간 데이터를 전송하기 위한 방법에 관한 것으로서, 이러한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 상태에 따른 데이터 송수신 방법에 있어서, 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들의 특성을 측정하고, 상기 측정된 채널 특성에 대한 채널 상태 정보를 전송하는 과정과, 상기 채널 상태 정보에 상응하여 각 부채널들의 채널 부호의 부호율 제어를 통해 비트 할당을 위한 부채널들을 선택하고, 상기 선택된 부채널들을 통해 데이터를 전송하는 과정을 포함하고, 상기 채널 부호의 채널 부호율 제어를 통해 전송될 비트 수를 감소시켜 채널 특성이 좋은 부채널들만을 선택하고, 상기 선택된 부채널들에 대해서 동일한 변조 방식으로 비트 할당을 수행함을 특징으로 한다.

V-BLAST, MIMO, OFDM, 채널상태정보(CSI), 비트할당, SBA, 피드백

Description

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 이용한 데이터 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DATA TRANSMISSION/RECEIVING USING CHANNEL STATE INFORMATION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 채널 부호 및 소프트 디매퍼를 결합한 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 송신단 구조를 도시한 도면,

도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 채널 부호 및 소프트 디매퍼를 결합한 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 수신단 구조를 도시한 도면,

도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA 기법이 적용된 V-BLAST 검출기 기반의 MIMO-OFDM 시스템의 송신단 구조를 도시한 도면,

도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA 기법이 적용된 V-BLAST 검출기 기반의 MIMO-OFDM 시스템의 수신단 구조를 도시한 도면,

도 3a 및 도 3b는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 4a 및 도 4b는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 5a 및 도 5b는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V- BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 6a 및 도 6b는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 부채널들의 가중치 벡터의 2-Norm 값을 도시한 도면,

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 실제 비트가 할당된 부채널들에 대해 도시한 도면,

도 9a 내지 도 9d는 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연 시간 동안의 채널 특성 변화를 도시한 도면,

도 10a 및 도 10b는 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연이 존재하는 경우의 각 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 11a 및 도 11b는 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연이 존재하는 경우의 각 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 12a 및 도 12b는 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연이 존재하는 경우의 각 시스템의 비트 에러율 성능 비교를 나타낸 도면,

도 13a 및 도 13b는 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연이 존재하는 경우의 각 시스템의 비트에러율 성능 비교를 나타낸 도면.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 "OFDM"이라 칭하기로 한다) 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, 이하 "MIMO"라 칭하기로 한다) OFDM 통신 시스템에서, 수직 계층 시공간 부호화(V-BLAST: Vertical-Bell labs LAyered Space-Time coding, 이하 "V-BLAST"라 칭하기로 한다)를 이용하여 데이터를 전송하는 방법에 관한 것이다.

현재 무선 이동통신 시스템은 제한된 주파수 자원을 이용하여 고품질, 고용량 멀티미디어 데이터 전송을 목표로 다양한 송수신 방식들이 대두되고 있다. 또한 이러한 고속의 멀티미디어 데이터 전송을 위하여 이동무선 채널에서 발생하는 페이딩 현상에 대한 효과적인 대응 방안의 요구가 점차 증대되고 있다. 이에 초고속 멀티미디어 데이터 전송을 위한 4세대 이동통신 시스템에 적용될 다중 송신 및 수신 안테나를 이용한 MIMO 기술에 대한 연구가 다각도로 진행되고 있다. 이러한 MIMO 기술에 대해서는 이미 공지된 기술이므로 그 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

상기 MIMO 기술 중에서 미국 Lucent Technologies 사의 Bell 연구소에서 개발된 V-BLAST 기법이 있다. 상기 V-BLAST 기법은 송신단에서 복잡한 부호화를 필요로 하지 않고, 송신 안테나마다 서로 다른 신호를 전송한다. 이를 통해 상기 V-BLAST 기법은 데이터 전송 속도를 크게 향상시킬 수 있으며, 최근 이에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.

또한 상기 V-BLAST에서는 데이터 스트림이 독립적으로 인코딩되어 각기 다른 송신 안테나를 통해 전송된다. 이에 대응하여 수신단에서는 서로 다른 송신 안테나를 통해 전송된 신호들간의 간섭을 제거하기 위해 OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation) 과정을 수행한다. 또한, 주파수 효율을 증대시키고 다중 경로 페이딩에 효율적으로 대처하기 위해 다중 반송파를 이용하는 OFDM 기법이 상기 V-BLAST 시스템에 결합될 수 있다.

통상적으로 V-BLAST 방식의 경우 수신단으로부터 송신단으로의 정보 피드백(feedback)이 필요 없는 개방루프 형태의 기법이다. 하지만, 수신단에서 송신단에 필요한 정보를 피드백하여 성능을 향상하는 몇몇 방법들이 제안된 바 있다. 예를 들면, 2차원 워터 풔링(Water Pouring) 원리에 기반하여 V-BLAST 검출기를 이용하는 MIMO-OFDM 시스템의 수신단에서, 채널 상태에 따라 부채널별로 다양한 변조 방식 즉, 할당 비트수 및 전력을 결정하여 송신단으로 피드백하는 적응 비트 및 전력 할당(Adaptive Bit and Power Allocation, 이하 "ABPA"라 칭하기로 한다) 방식을 대표적인 방식으로 들 수 있다.

일반적으로, 상기 ABPA 방식은 비트 에러율(BER: Bit Error Rate) 성능 면에서 최적의 성능을 보인다. 그러나 상기 ABPA는 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보가 과도하게 요구되고 비트 및 전력 할당을 위한 연산량이 많다는 단점을 가진다. 따라서 피드백 지연 등을 고려한 실제적인 동작 환경을 고려할 때, 이론적으로 기대되는 성능에 크게 미치지 못하는 문제가 발생한다.

이러한 ABPA의 단점들을 보완하기 위해, 채널 특성이 우수한 일부 부채널에 동일한 수의 비트를 할당하여 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보량과 비트 할당 을 위한 연산량을 감소시키는 SBA(Simplified Bit Allocation) 방식이 제안되었다. 특히, 상기 SBA 방식은 선택된 부채널에만 동일한 변조 방식을 적용하고 선택되지 않는 경우는 비트 할당을 하지 않는 방식이다.

그러나, 상기 SBA 역시 상기와 같이 비트 할당이 되지 않는 부채널들에 의해, 전체 전송율이 감소하는 문제점을 가진다. 상기의 문제점을 방지하기 위해 상기 SBA 방식에서는 선택된 부채널들에 대해서는 원래의 것보다 높은 레벨의 변조 기법을 이용하여야 한다. 하지만, 상기와 같이, 선택된 부채널들에 대해 높은 레벨의 변조 기법을 적용함에 따라, 상기 선택된 부채널 상에서 심벌 오류 발생 확률이 증가하는 문제점이 있었다.

한편 상기한 바와 같은 일반적인 V-BLAST 검출 기법은 간섭 제거 과정에서 경판정(Hard Decision)을 수행하기 때문에 소프트(soft) 채널 디코딩을 수행하는 채널 부호의 부호 이득을 감소시키는 문제점을 가진다. 즉, 상기한 바와 같이 OSIC 과정에서 채널 디코더로의 입력 값이 경판정 값이 되므로 지그재그 디코더(Zigzag Decoder)와 같은 소프트 디코더의 채널 부호 이득을 감소시키는 문제점을 가진다.

이상에서 살펴본 바와 같이, MIMO-OFDM 시스템의 수신단에서 송신단으로의 정보 피드백이 가능할 때, 일반적인 V-BLAST 알고리즘의 성능을 개선하는 여러 방안을 생각해 볼 수 있다.

예컨대, 상기한 바와 같이 2차원 워터 풔링(Water Pouring) 원리에 기반하여 수신단에서 채널 상태에 따라 부채널별로 다양한 변조 방식 즉, 할당 비트수 및 전력을 결정하여 송신단으로 피드백하는 상기 ABPA를 대표적인 방식으로 들 수 있다. 상기 ABPA는 상기한 바와 같이 비트 오율 성능면에서 최적의 성능을 가지지만, 각 부채널의 신호 성상도가 다르므로 최적의 V-BLAST 검출 순서를 찾는 것이 어렵다. 이는 상기에서 설명한 바와 같이 V-BLAST 검출 순서가 각 안테나에서 사용되는 신호 성상도가 다른 경우에는 유효하지 않기 때문이다. 또한, 상기 ABPA는 송신 안테나 개수가 증가할수록 비트 및 전력 할당을 위한 연산량과 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보가 급격히 증가하는 문제점이 있다.

또한 상기 ABPA에서의 비트 할당 연산량과 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보를 감소시키기 위한 방법으로서, 상술한 바와 같은 SBA(Simplified Bit Allocation)가 제안되었다. 상기 SBA는 각 부채널에 동일한 비트를 할당하여 동일 신호 성상도를 가지는 변조 방식을 적용함으로써, 비트 할당을 위한 부채널과 최적의 검출 순서를 찾기 위한 연산량을 현저히 감소시켰다. 또한, 각 부채널에 할당된 비트수가 동일하고, 송신단에서 전력 할당을 위한 정보를 필요로 하지 않기 때문에 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보가 감소되는 장점을 가진다. 하지만, 상기한 SBA 방식에서는 선택된 부채널에만 동일한 변조 방식을 적용하고 선택되지 않는 경우에는, 비트 할당을 하지 않는 방식으로서, 비트 할당이 되지 않는 부채널들에 의해 전체 전송율이 감소하게 된다. 이를 방지하기 위해 선택된 부채널들에 대해서는 원래의 것보다 높은 레벨의 변조 기법을 이용하여야 한다. 결국 이로 인해, 상기 SBA 방식은 비트가 할당된 부채널들의 심벌 오류 발생 확률이 증가되고, 상기 ABPA에 비해 비트 오율 성능이 크게 저하되는 문제점을 가진다.

따라서 본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 것으로서, 본 발명의 목적은, 무선 이동통신 시스템에서 피드백 정보량과 비트 할당을 위한 연산량을 최소화할 수 방안을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은, 무선 이동통신 시스템에서 소프트 디매퍼(soft demapper)를 이용한 간섭 제거를 통해 채널 부호 이득을 높일 수 있는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 수신단으로부터 전송되는 채널 상태 정보(CSI)의 피드백(feedback) 정보를 이용하여 해당 채널의 사용여부를 판단하고, 그에 상응하여 데이터를 송신하도록 하는 무선 이동 통신 시스템에서 데이터 전송 방법을 제공함에 있다.

상기와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 방법은, 무선 통신 시스템에서 채널 상태에 따른 데이터 송수신 방법에 있어서, 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들의 특성을 측정하고, 상기 측정된 채널 특성에 대한 채널 상태 정보를 전송하는 과정과, 상기 채널 상태 정보에 상응하여 각 부채널들의 채널 부호의 부호율 제어를 통해 비트 할당을 위한 부채널들을 선택하고, 상기 선택된 부채널들을 통해 데이터를 전송하는 과정을 포함하고, 상기 채널 부호의 채널 부호율 제어를 통해 전송될 비트 수를 감소시켜 채널 특성이 좋은 부채널들만을 선택하고, 상기 선택된 부채널들에 대해서 동일한 변조 방식으로 비트 할당을 수행함을 특징으로 한다.

상기와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 방법은, 무선 통신 시스템에서 데이터 전송을 위한 부채널들에 대한 비트 할당 방법에 있어서, 모든 부채널에 할당된 비트 수를 미리 설정된 초기 값으로 설정하는 과정과, 상기 초기 값 설정 상태에서 각 부반송파에 대한 부호화 검출 순서를 결정하고, 상기 결정된 검출 순서에 상응하여 모든 부반송파에 대한 가중치 벡터를 산출하는 과정과, 상기 산출된 가중치 벡터를 이용하여 모든 부채널들 중 2-Norm 값이 가장 작은 부채널을 검색하여 비트 할당을 위한 부채널로 선택하는 과정과, 상기 선택된 모든 부채널들에 대하여 소정의 값 K비트로 할당하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.

상기와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 장치는, 무선 통신 시스템에서 채널 상태에 상응하게 데이터를 전송하기 위한 송수신 장치에 있어서, 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들의 특성을 측정하고, 상기 측정된 채널 특성에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 수신장치와, 상기 수신장치로부터 피드백되는 상기 채널 상태 정보에 상응하여 각 부채널들의 채널 부호의 부호율 제어를 통해 비트 할당을 위한 부채널들을 선택하고, 상기 선택된 부채널들을 통해 데이터를 전송하는 송신장치를 포함하고, 상기 송신 장치는 상기 채널 부호의 부호율 제어를 통해 전송될 비트수를 감소시켜 채널 특성이 좋은 부채널들만을 선택하고, 상기 선택된 부채널들에 대해서 동일한 변조 방식으로 비트 할당을 수행하는 비트 할당기를 포함함을 특징으로 한다.

상기와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 장치는, 무선 통신 시스템에서 데이터 전송을 위한 부채널들에 대한 비트 할당을 위한 데이터 송신 장치에 있어서, 직렬 변조 심볼을 입력받아 다수개의 병렬변환된 변조 심볼들을 생성하는 직렬/병렬 변환기와, 상기 병렬 변환된 변조 심볼을 입력받고, 모든 부채널에 할당된 비트 수를 미리 설정된 초기 값으로 설정하고, 상기 초기 값 설정 상태에서 각 부반송파에 대한 부호화 검출 순서를 결정하고, 상기 결정된 검출 순서에 상응하여 모든 부반송파에 대한 가중치 벡터를 산출하고, 상기 가중치 벡터를 이용하여 상기 모든 부채널들 중 2-Norm 값이 가장 작은 부채널을 검색하여 비트 할당을 위한 부채널로 선택하고, 상기 다수개의 병렬 변환된 정보 심볼을 사용하여 상기 선택된 모든 부채널들에 대하여 소정의 값 K비트로 할당하는 비트 할당기와, 상기 비트 할당된 부채널을 통해 데이터를 송신하는 송신부를 포함함을 특징으로 한다.

이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명하기로 한다. 그리고 하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

본 발명의 상세한 설명에 앞서, 이하에서 설명되는 본 발명은 소프트(Soft) 채널 디코딩 방식의 채널 부호를 이용하는 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에서, 선택된 부채널들에 대해 높은 레벨의 동일한 변조 기법을 사용하는 SBA와는 달리, 채널 부호의 부호율을 증가시켜 비트 할당을 위한 부채널을 확보하고, 적응적으로 비트 할당을 수행하는 ACBA(Adaptive Coding Bit Allocation) 기법을 제안한다. 즉, 제안하는 본 발명은 상기 SBA 방식과 동일한 피드백 정보량과 연산량을 가지며, 이의 성능, 즉 상기 SBA에 비해 비트 에러율(BER: Bit Error Rate) 성능이 크게 개선되는 것을 설명한다.

본 발명은 효율적 비트 할당 및 연판정 지그재그 부호가 결합된 폐쇄루프 V-BLAST MIMO-OFDM 기법에 관한 것이다. 특히, 제안하는 본 발명은 채널 부호율을 조절하여 전송될 비트 수를 감소시키고, 채널 특성이 좋지 않은 부채널을 사용하지 않고 비트 할당을 수행하지 않는 일반적인 V-BLAST OFDM 기법과 동일한 변조 방식 을 사용하여 비트 할당을 수행한다. 이러한 본 발명은 피드백 정보량과 비트 할당을 위한 연산량을 최소화시킨 기존의 SBA 기법과 동일한 피드백 정보량과 연산량을 가지나, 더 우수한 성능을 나타낸다.

또한, 일반적인 V-BLAST 검출 기법은 간섭 제거 과정에서 경판정(Hard Decision)을 수행하므로, 채널 부호 이득을 충분히 살리지 못하는 단점을 가지는데 비해, 본 발명에서는 소프트 디매퍼(soft demapper)를 간섭 제거 과정에 결합하여 소프트 지그재그 디코딩(soft zigzag decoding)을 수행하여 채널 부호 이득을 극대화 할 수 있도록 한다.

그러면 이하, 도 1을 참조하여 OSIC 과정에 소프트 디매퍼(Soft Demapper)를 결합한 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에 대하여 개략적으로 설명하고, 또한 상기한 구성을 통해 소프트 채널 디코딩 방법에 대하여 살펴보기로 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 채널 부호 및 소프트 디매퍼를 결합한 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 송수신단 구조를 개략적으로 도시한 도면으로서, 도 1a는 송신단의 구조를 나타낸 것이고, 도 1b는 수신단의 구조를 나타낸 것이다.

상기 도 1a를 참조하면, 상기 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 송신단은, 인코더(101)와, 매핑기(103)와, 직렬/병렬 변환기(105)와, 다수개의 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 'IFFT'라 칭하기로 한다)기들(107)과, 다수개의 병렬/직렬 변환기들(109)과, 다수개의 무선 주파수(Radio Frequency, 이하 'RF'라 칭하기로 한다) 처리기(Processor)들(111)과, 다수개의 송신 안테나들(Ant #1 내지 Ant #M)을 포함하여 구성된다.

상기 도 1b를 참조하면, 상기 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 수신단은, 다수개의 수신 안테나들(Ant #1 내지 Ant #N)과, 다수개의 RF 처리기들(121)과, 다수개의 직렬/병렬 변환기들(123)과, 다수개의 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 'FFT'라 칭하기로 한다)기들(125)과, 간섭 제거부(127)와, 다수개의 병렬/직렬 변환기들(129)과, 소프트 디매퍼(131)와, 지그재그 디코더(133)를 포함하여 구성된다.

상기와 같은 송수신단 구조를 참조하여 소프트 디매퍼를 결합한 V-BLAST 검출 방법에 대하여 살펴보면 다음과 같다.

먼저, 상기 도 1에서는 M 개의 송신 안테나와 N 개의 수신 안테나를 사용하며, 상기 송신단의 각 송신 안테나에서는 N_c 개의 반송파를 사용하는 MIMO-OFDM 시스템을 가정한다.

또한 상기 MIMO-OFDM 시스템에서 c(c=1, ..., N_c)번째 부반송파에 대한 k번째 송신 안테나로부터

번째 수신 안테나로의 복소 페이딩 채널 계수를

라 하고, 그 값이 한 심벌 간격 동안 변하지 않는다고 가정한다. 이때, 크기가

인 c번째 부반송파의 순시 채널 전달 행렬 H_c는 하기 <수학식 1>과 같이 정의할 수 있다.

또한, 상기 c번째 부반송파의 Mx1 크기의 송신 신호 벡터

는 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 채널을 통해 수신되는 신호 즉, 수신 신호 벡터

는 하기 <수학식 3>과 같이 Nx1 크기의 벡터로 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 3>에서 상기 n은 잡음 벡터를 나타내며,

로 정의된다.

그러면, 이하 상기 <수학식 3>의 수신 신호

에 대해 전송 신호

를 검출하기 위한 상세 과정을 하기 <수학식 4> 내지 <수학식 12>를 참조하여 살펴보기로 한다.

먼저, 상기 채널 행렬 H_c의 역행렬을 하기 <수학식 4>와 같이 정의한다.

상기 <수학식 4>에서 상기 위첨자 +는 무어-펜로즈 일반화 의사 역행렬(Moore-Penrose Generalized Pseudo Inverse)을 나타낸다. 상기와 같이 구해진 c번째 부반송파에 대한 상기 초기 역행렬

로부터 하기 <수학식 5>와 같은 연산을 수행한다.

상기 <수학식 5>에서

는 상기 행렬

의

번째 행을 의미한다.

이상에서는 상기 <수학식 4> 및 <수학식 5>를 통해 수신단 신호를 검출하기 위한 초기치 설정 과정을 살펴보았다. 다음으로 상기 초기치 설정을 수행한 후에는 하기 <수학식 6> 내지 <수학식 12>와 같은 연산이 반복 수행된다.

상기 <수학식 6>에서

는

번째 연산 반복을 의미하고,

는 수신단에서 전송 심벌

를 검출하기 위해 전송된 신호 성분을 제거하는 순서를 의미한다. 상기 <수학식 6>에서 상기 행렬

의

번째 행 벡터를 널링 벡터(Nulling Vector)

로 정의한다. 결국 상기 <수학식 6>으로부터 구한 널링 벡터

를 수신 신호 벡터

에 곱하여 상기 <수학식 7>의

값을 구한다.

여기서 상기 <수학식 8>의

는 소프트 디매퍼(Soft Demapper) 연산을 의미하며, 소프트 채널 디코딩을 위한 연판정 매트릭(Soft Decision Metric) 검출을 수행한다.

한편, 상기 소프트 디매핑을 수행한 다음, 상기 <수학식 9>를 통해 간섭 제거를 위한 상기 전송 신호 벡터

의

번째 경판정(Hard Decision)된 신호 성분을 획득할 수 있다. 여기서 추가적인 성능 향상을 위해서 상기 전송 신호 벡터

의

번째 신호 성분이 완벽히 추정되었다고 가정한 후, 하기의 <수학식 10>에서와 같이

번째 단계에서의 수신 신호 벡터

에서

번째 검출된 간섭 신호 성분을 제거하고,

번째 단계에서의 연산을 위한 수신 신호 벡터를 결정하는 OSIC 과정을 수행한다.

상기 <수학식 10>에서 상기

는 채널 행렬

의

번째 열벡터를 나타내며, 상기 <수학식 11>에서

은 상기 <수학식 10>의 연산을 통해 이미 검출된 신호 성분을 제거함으로써, 상기

의

번째 열벡터의 성분을 널링(nulling)하는 것을 의미한다. 그리고 나머지 간섭 신호 성분 검출을 위해 상기 <수학식 11>과 같이 새로운 역행렬을 구성한다.

이어서, 상기 <수학식 11>에서 구해진 새로운 역행렬을 이용하여 다음 단계를 위한 최적의 검출 순서를 하기 <수학식 12>에서와 같이 결정한다.

상기 <수학식 12>에서는, 상기 <수학식 5>와 동일한 방법으로 상기 <수학식 11>에서 구해진 새로운 역행렬을 이용하여 다음 단계를 위한 최적의 검출 순서를 결정한다. 이후 이러한 과정을 사용하는 모든 부반송파에 대해 적용하여 수신 신호로부터 채널 디코딩을 위한 원래의 데이터를 검출하게 된다.

여기서,

를 위한 신호대 잡음비(SNR, Signal-to-Noise Ratio)

는 하기 <수학식 13>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 13>에서 상기

는 상기

에 비례함을 알 수 있다. 따라서 상기

를 채널 이득으로 간주하여, 이 값을 이용해 채널 특성을 고려한 비트 할당 알고리즘을 수행할 수 있다.

다음으로 이하에서는, 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 적응 부호화 기반의 비트 할당(Adaptive Coding Bit Allocation, 이하 'ACBA'라 칭하기로 한다) 방식이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에 대하여 살펴보기로 한다.

상기 도 2를 설명하기에 앞서, 종래 기술에서 살펴본 바와 같이 MIMO-OFDM 시스템의 수신단에서 송신단으로의 정보 피드백이 가능할 때, 일반적인 V-BLAST 알고리즘의 성능을 개선하는 여러 방안을 생각해 볼 수 있다.

예컨대, 상기한 바와 같이 2차원 워터 풔링(Water Pouring) 원리에 기반하여 수신단에서 채널 상태에 따라 부채널별로 다양한 변조 방식 즉, 할당 비트수 및 전력을 결정하여 송신단으로 피드백하는 상기 ABPA를 대표적인 방식으로 들 수 있다. 상기 ABPA는 상기한 바와 같이 비트 오율 성능면에서 최적의 성능을 가지지만, 각 부채널의 신호 성상도가 다르므로 최적의 V-BLAST 검출 순서를 찾는 것이 어렵다. 이는 상기에서 설명한 바와 같이 V-BLAST 검출 순서가 각 안테나에서 사용되는 신호 성상도가 다른 경우에는 유효하지 않기 때문이다. 또한, 상기 ABPA는 송신 안테나 개수가 증가할수록 비트 및 전력 할당을 위한 연산량과 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보가 급격히 증가하게 된다.

또한 상기 ABPA에서의 비트 할당 연산량과 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보를 감소시키기 위한 방법으로서, 상술한 바와 같은 SBA(Simplified Bit Allocation)가 제안되었다. 상기 SBA는 각 부채널에 동일한 비트를 할당하여 동일 신호 성상도를 가지는 변조 방식을 적용함으로써, 비트 할당을 위한 부채널과 최적의 검출 순서를 찾기 위한 연산량을 현저히 감소시켰다. 또한, 각 부채널에 할당된 비트수가 동일하고, 송신단에서 전력 할당을 위한 정보를 필요로 하지 않기 때문에 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보가 감소되는 장점을 가진다. 하지만, 상기한 SBA 방식에서는 선택된 부채널에만 동일한 변조 방식을 적용하고 선택되지 않는 경우에는, 비트 할당을 하지 않는 방식으로서, 비트 할당이 되지 않는 부채널들에 의 해 전체 전송율이 감소하게 된다. 이를 방지하기 위해 선택된 부채널들에 대해서는 원래의 것보다 높은 레벨의 변조 기법을 이용하여야 한다. 결국 이로 인해, 상기 SBA 방식은 비트가 할당된 부채널들의 심벌 오류 발생 확률이 증가되고, 상기 ABPA에 비해 비트에러율 성능이 크게 저하된다. 이하, 상기와 같은 문제점들을 해결하기 위한 본 발명을 하기 도 2를 참조하여 설명한다.

도 2는 본 발명에 따른 ACBA 기법이 적용된 V-BLAST 검출기 기반의 MIMO-OFDM 시스템의 송수신단 구조를 도시한 도면으로서, 도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 송신기의 구조를 개략적으로 나타낸 것이고, 도 2b는 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 구조를 개략적으로 나타낸 것이다.

상기 도 2를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 송신기는 상기 도 2a에 도시한 바와 같이, 인코더(encoder)(211)와, 심벌 매핑기(symbol mapper)(213)와, 직렬/병렬 변환기(serial to parallel converter)(215)와, 비트 할당기(bit allocation unit)(217)와, 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform, 이하 "IFFT"라 칭하기로 한다)기(219)와, 병렬/직렬 변환기(parallel to serial converter)(221)와, 무선 주파수(Radio Frequency, 이하 "RF"라 칭하기로 한다) 처리기(processor)(223) 및 다수의 안테나들(ANT #1 내지 ANT #M)을 포함하여 구성된다.

또한 본 발명의 실시예에 따른 시스템의 수신기는 상기 도 2b에 도시한 바와 같이, RF 처리기(225)와, 직렬/병렬 변환기(227)와, 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform, 이하 "FFT"라 칭하기로 한다)기(229)와, 간섭 제거부(231)와, 채널상태정보(CSI) 추정부(Channel State Information Calculation)(233)와, 버퍼(Buffer)(235)와, 병렬/직렬 변환기(237)와, 소프트 디매퍼(Soft Demapper)(239)와, 채널 디코더(241) 및 다수의 안테나들(ANT #1 내지 ANT #N)를 포함하여 구성된다.

상기 도 2와 같은 구성을 통해 본 발명의 실시예에 따른 송수신 과정에 대하여 간략하게 살펴보면 다음과 같다. 즉, 수신기에서는 송신기로부터 전송되는 다수의 신호를 다수의 수신 안테나를 통해 수신한다. 이어서 상기 수신기는 데이터 전송을 위하여 사용되는 다수의 전송 채널의 특성을 나타내는 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)를 상기 송신기로 전송한다. 그러면 상기 송신기에서는 상기 수신기로부터 수신된 상기 채널 상태 정보에 기초하여, 각 부채널들의 데이터 전송을 위한 사용 유무를 결정한다. 이후 상기 채널 상태 정보에 상응하여 상기 결정된 결과에 따라 상기 수신기로 데이터를 전송한다. 여기서, 상기 채널 상태 정보는 상기 수신기에서 상기 송신기로 전달되어 코딩, 변조 등의 신호 처리를 조정하는데 사용된다.

상기 송신기의 동작 구성을 살펴보면 다음과 같다. 즉, 전송하고자 하는 사용자 데이터 비트(user data bits) 및 제어 데이터비트(control data bits)가 발생하면, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트는 인코더(211)로 입력된다. 이하에서는 설명의 편의를 위해, 상기 사용자 데이터 비트 및 제어 데이터 비트를 "정보 데이터 비트(information data bits)"라고 칭하기로 한다. 상기 인코더(211)는 상기 정보 데이터 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 코딩(coding) 방식 으로 인코딩한 후 상기 심벌 매핑기(213)로 출력한다. 여기서, 상기 코딩 방식은 소정 코딩 레이트(coding rate)를 가지는 터보 코딩(turbo coding) 방식 또는 컨벌루셔널 코딩(convolutional coding) 방식 등이 될 수 있다.

상기 심벌 매핑기(213)는 상기 인코더(211)에서 출력한 코딩된 비트(coded bits)를 미리 설정되어 있는 설정 변조 방식으로 변조하여, 변조 심벌로 생성한 후 상기 직렬/병렬 변환기(215)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식은 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 혹은 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등이 있다. 상기 직렬/병렬 변환기(215)는 상기 심벌 매핑기(213)에서 출력하는 직렬 변조 심벌들을 입력하여 병렬 변환한 후 상기 비트 할당기(217)로 출력한다.

상기 비트 할당기(217)는 상기 직렬/병렬 변환기(215)에서 출력한 병렬 변환된 변조 심벌들에 대하여 비트를 삽입한 후 상기 IFFT기(219)로 출력한다. 이때, 상기 비트 할당기(217)에서 비트 할당이 실제로 적용될 때에는, 상기 수신기로부터의 피드백 정보가 송신기로 전송되면서 지연 시간이 존재하게 된다. 즉, 송수신기의 연산 시간과 전파 시간을 더한 만큼의 시간이 지연되게 된다. 상기 비트 할당기(217)를 통한 본 발명의 상세한 동작은 후술되므로, 여기서는 생략하기로 한다.

상기 IFFT기(219)는 상기 비트 할당기(217)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트(N-point) IFFT를 수행한 후 상기 병렬/직렬 변환기(221)로 출력한다. 상기 병렬/직렬 변환기(221)는 상기 IFFT기(219)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 RF 처리기(223)로 출력한다. 상기 RF 처리기(223)는 필터(filter)와 전처리기(front end unit) 등의 구성들을 포함하며, 상기 병렬/직렬 변환기(221)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 병렬/직렬 변환기(221)에서 출력한 신호를 실제 에어(air)상에서 전송 가능하도록 RF 처리한 후 송신 안테나(Tx antenna)를 통해 에어(air)상으로 전송한다.

상기 수신기의 동작 구성을 살펴보면 다음과 같다. 즉, 상기 송신기에서 송신한 신호들은 다중 경로 페이딩 무선 채널(fading radio channel)을 통해 상기 N 개의 수신 안테나들을 통해 수신된다. 그러면, 상기 RF 처리기(225)는 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 입력하여 RF 처리한 후 기저 대역(baseband) 디지털 신호로 변환한 후 상기 직렬/병렬 변환기(227)로 출력한다. 상기 직렬/병렬 변환기(227)는 상기 RF 처리기(225)에서 출력하는 신호를 입력하여 병렬 변환한 후 상기 FFT기(229)로 출력한다.

상기 FFT기(229)는 상기 직렬/병렬 변환기(227)에서 출력한 신호를 입력하여 N-포인트 FFT를 수행한 후 상기 간섭 제거부(231)로 출력한다. 상기 간섭 제거부(231)는 상기 FFT기(229)에서 출력한 신호를 입력하여 전송 신호에 포함된 잡음 등의 간섭을 제거한 후 상기 채널상태정보 추정부(233) 및 상기 병렬/직렬 변환기(237)로 출력한다. 상기 채널상태정보 추정부(233)는 상기 간섭 제거부(231)에서 출력한 신호를 입력하여 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들에 대한 채널 상태 정보를 생성하여 상기 송신기로 피드백 및 상기 버퍼(235)로 출력하여 상기 채널 상태 정보를 저장한다. 상기 피드백 정보는 일예로 전용 물리 채널 등을 통해서 상기 송신기로 전송된다.

상기 병렬/직렬 변환기(237)는 상기 간섭 제거부(231)에서 출력한 신호를 입력하여 직렬 변환한 후 상기 소프트 디매퍼(239)로 출력한다. 상기 소프트 디매퍼(239)는 상기 병렬/직렬 변환기(237)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 수신 정보 데이터 비트로 상기 채널 디코더(241)로 출력한다. 상기 채널 디코더(241)는 상기 정보 데이터 비트를 입력하여 미리 설정되어 있는 설정 디코딩 방식으로 디코딩한 후 출력한다.

한편, 상기한 바와 같은 구성을 갖는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA를 적용한 시스템은, 상술한 SBA 방식을 이용하는 시스템과는 다르게 채널 부호율을 조절하여 비트 할당을 위한 부채널을 확보한다.

즉, 상기 송신단의 비트 할당기(217)를 통해 비트가 할당되는 부채널의 수를 D라고 가정하면, 상기 SBA 방식의 시스템에서 할당되는 부채널 개수 D_SBA는 하기식 <수학식 14>와 같이 산출할 수 있으며, 본 발명의 실시예에 따른 ACBA 방식의 시스템에서 할당되는 부채널 개수 D_ACBA는 하기 <수학식 15>와 같이 산출할 수 있다.

기존의 SBA 알고리즘 :

제안된 ACBA 알고리즘 :

상기 <수학식 14> 또는 상기 <수학식 15>에 나타낸 바와 같이, 상기 R_b는 전 송되어야 할 정보 비트 수를 나타내며, 상기 R은 비트 할당 알고리즘이 적용되지 않은 V-BLAST 검출기를 사용할 때 MIMO-OFDM 시스템에서 적용되는 채널 부호율을 나타내며, 상기 K는 비트 할당 알고리즘이 적용되지 않는 V-BLAST 검출기를 사용할 때 MIMO-OFDM 시스템에서 적용되는 심벌당 비트 수를 나타낸다. 그리고, 상기

는 SBA에서 비트 할당을 위한 부채널 확보를 위해 한 심벌에 추가로 할당되는 비트 수를 나타내고, 상기

은 ACBA에서 비트 할당을 위한 부채널 확보를 위해 추가로 필요한 채널 부호율의 증가분을 나타낸다. 예를 들어, 원래의 채널 부호율이 R=1/3이고, 제안된 ACBA에서의 채널 부호율을 R'=1/2(R'>R)이라 하면,

을 만족하도록

이 된다.

상기에서와 같은 본 발명에 따른 ACBA 알고리즘을 정리하면 다음과 같이 크게 4과정으로 수행된다.

<제1 과정>

모든 부채널에 할당된 비트 수를 0으로 설정하고 비트 할당을 위해 필요한 부채널의 수 D_ACBA를 상기 <수학식 15>을 이용하여 계산한다. 이어서, 상기와 같이 모든 부채널에 할당된 비트 수를 0으로 설정한 상태에서 각 부반송파에 대해 V-BLAST 검출 순서를 결정한다.

<제2 과정>

각 부반송파마다 상기 결정된 V-BLAST 검출 순서에 상응하여 모든 부반송파에 대한 가중치 벡터

를 획득한다. 상기 가중치 벡터

를 이용하여 상기 모 든 부채널들 중에서 2-Norm 값이 가장 작은 부채널을 검색하여 비트 할당을 위한 부채널로 선택한다. 여기서 상기 선택된 부채널은, 다음 비트가 할당될 부채널을 찾는 부채널 선택 과정에서 제외된다. 이러한 과정은 선택된 부채널의 개수가 상기 <수학식 15>를 만족시킬 때까지 반복된다.

<제3 과정>

상기 선택된 모든 부채널들에 대하여 임의의 K 비트를 할당한다. 상기 K는 고정된 정수 값으로서, 비트 할당이 적용되지 않은 V-BLAST 검출기를 사용하는 MIMO-OFDM 시스템에서의 심벌당 비트 수와 동일한 값을 가진다. 여기서 ACBA가 적용된 V-BLAST 검출기를 사용하는 MIMO-OFDM 시스템과 ACBA가 적용되지 않은 일반적인 V-BLAST 검출기를 사용하는 MIMO-OFDM 시스템의 비트 전송율은 동일하다.

<제4 과정>

마지막으로, 상기 비트 할당의 결과로 V-BLAST 검출을 위한 새로운 가중치 벡터

의 세트를 획득한다. 즉, 사용되지 않은 부채널이 있다면 사용되지 않는 부채널을 제외한 부채널들의 가중치 벡터

의 세트를 얻을 수 있다. 또한 V-BLAST 검출 과정에서도 사용되지 않는 부채널들을 배제하고 검출을 수행하게 된다.

상기와 같이 설명된 과정을 정리하면 초기화 과정과 반복 수행 과정으로 나눌 수 있으며, 이는 하기 <수학식 16>과 <수학식 17>과 같이 각각 나타낼 수 있다.

초기화 :

반복수행 :

상기 <수학식 16> 및 <수학식 17>에 나타낸 바와 같이, N_C 개의 부반송파를 가지며, M 개의 송신 안테나를 가지는 시스템을 가정할 때, 존재하는 부채널의 개수는

이며, 상기 <수학식 17>에서 상기

와

가 D'=D_ACBA를 만족시켜 비트를 모두 할당할 수 있을 때까지 반복 수행된다. 이때, 상기에서 비트가 할당되지 않은 부채널의 송신 전력은 0이 된다. 이어서 상기 비트 할당이 종료되면 각 부반송파마다 사용되는 송신 안테나에 대한 새로운 가중치 벡터

의 세트를 이용해 V-BLAST 검출을 수행하게 된다.

한편, 상기한 바와 같이, 상기 비트 할당이 실제로 적용될 때에는 피드백 정보가 송신단으로 전송되면서 지연 시간이 존재하게 되어 송수신단의 연산 시간과 전파 시간을 더한 만큼의 시간이 지연되게 된다.

보다 구체적으로 살펴보면, 송신단 예컨대, 기지국과 수신단 예컨대, 이동국 사이의 거리를 d(meter)라 하고, 상기 송신단과 상기 수신단에서의 연산 시간의 합을

(sec)이라고 하면 피드백 정보의 지연 시간

(sec)은 하기 <수학식 18>과 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 18>에 나타낸 바와 같이, 상기

은 광속을 나타낸다. 즉, 수신단에서 채널에 대한 정보를 계산하여 송신단으로 피드백하는 경우, 상기 <수학식 18>에서와 같이 구해지는

시간만큼 지연되게 된다. 또한 상기 시간동안 채널의 상태가 변화하기 때문에 송신단은 채널 정보에 대한 오차를 가지고 부채널들에 비트 할당을 수행하게 된다. 따라서 ABPA의 경우 할당되는 비트 수와 전력에 오차가 발생하고 ACBA와 SBA에서는 사용될 부채널이 바뀌는 현상이 발생하게 된다.

그러면 이하에서는 상기에서 살펴본 바와 같은 본 발명의 실시예에 따른 적응 부호화 기반의 비트 할당 기법이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템 성능에 대해 설정 환경에 따른 성능 도면을 참조하여 살펴보기로 한다.

본 발명의 성능을 평가하기 위해 다음을 가정한다.

즉, 채널 모델로서 지수적으로 감소하는 경로 이득을 가지는 3개의 경로로 구성된 주파수 선택적 페이딩 채널을 고려하고, 도플러 주파수는 300Hz와 600Hz를 고려하고, 채널 추정과 시스템 동기는 완벽히 이루어짐을 가정한다. 또한 OFDM을 위한 부반송파 수는 64개를 사용하며 OFDM 심벌 주기를 4

, 보호 구간을 0.8

로 설정한다. 변조 방식으로 SBA에서는 64-QAM을, ACBA에서는 16-QAM을 사용한다. 또한, 채널 부호로서 소프트 디매퍼를 결합하지 않은 시스템에서는 경판정(Hard Decision) 비터비 디코딩 알고리즘을 사용하는 길쌈 부호를 고려하며, 소프트 디매퍼를 결합한 시스템에서는 양자화 레벨이 32인 연판정(Soft Decision) 비터비 디코딩 알고리즘을 사용하는 길쌈 부호를 고려한다. 이때, 사용되는 부호율로는 1/2, 1/3, 1/4을 고려한다. 또한 모든 테스트에서 전송할 정보 비트 수 R_b는 256비트로서 비트 전송율은 모든 시스템에서 공통적으로 64Mbps로 동일한 실험 환경을 가정한다.

이하, 도 3 내지 도 6은 각 송수신 안테나 조합에 따른 ACBA와 기타 기법들의

에 대한 비트 에러율(BER)의 성능 비교도를 나타낸 것이다. 특히 상기 도 3 내지 도 6은 경판정 비터비 디코딩 및 연판정 비터비 디코딩에 따른 성능을 동시에 도시하고 있다. 이들 결과는 수신단에서 송신단으로 채널 상태에 대한 피드백 정보의 도착 지연과 오류가 전혀 없는 이상적인 환경에서의 테스트 결과를 나타낸다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트 에러율 성능을 비교한 실시예를 도시한 도면이다

상기 도 3을 참조하면, 도 3a 및 도 3b는 송신 안테나가 3개이고 수신 안테나가 3개인 경우의 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에서 도플러 주파수가 각각 300Hz 및 600Hz를 사용하는 본 발명의 ACBA와 기존 방법들에 대한 비트에러율 성능을 나타내고 있다.

상기 도 3에 도시한 바와 같이,

에 대해, 부호율 1/2 길쌈 부호를 사용하는 ACBA(도면참조: "1/2-ACBA")가 도플러 주파수가 300Hz, 600Hz인 두 경우 모두 이상적인 ABPA(도면참조: "ABPA")보다는 비트에러율(BER) 성능이 약 2.5dB가량 떨어지지만, SBA(도면참조: "64-SBA")보다는 피드백 정보량과 비트 할당을 위한 연산량 증가 없이, 약 5dB가량 비트에러율 성능이 개선됨을 확인할 수 있다. 또한, 비트 할당이 적용되지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM시스템(도면참조: "VB")에 비해서는 비트에러율 성능이

에서 약 12dB가량 개선되는 것을 확인할 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트에러율 성능을 비교한 실시예를 도시한 도면이다.

상기 도 4를 참조하면, 도 4a 및 도 4b는 송신 안테나가 3개이고 수신 안테나가 5개인 경우 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에서 도플러 주파수가 각각 300Hz 및 600Hz를 사용하는 본 발명의 ACBA와 기존 방법들에 대한 비트에러율 성능을 나타내 고 있다.

상기 도 4에 도시한 바와 같이, 상기 도 4는 상기한 도 3에서와 유사하게

에 대해 부호율 1/2 길쌈 부호를 사용하는 ACBA가 도플러 주파수가 300Hz, 600Hz인 두 경우 모두 ABPA에 비해서는 비트에러율 성능이 약 3dB가량 떨어지고, SBA가 비트 할당을 적용하지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템보다 오히려 약 2dB가량 성능이 떨어짐을 알 수 있다. 이에 반해 제안된 ACBA는 상기 SBA와 동일한 피드백 정보량과 비트 할당 연산량을 가지면서, 비트 할당을 적용하지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템보다 약 2dB가량 비트에러율 성능이 개선됨을 확인할 수 있다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트에러율 성능을 비교한 실시예를 도시한 도면이다.

상기 도 5를 참조하면, 도 5a 및 도 5b는 송수신 안테나 개수가 각각 4개인 경우의 비트에러율 성능을 비교하고 있다. 상기 도 5에 도시한 바와 같이,

에서 SBA가 비트 할당이 적용되지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에 비해 5dB 가량 비트에러율 성능이 개선되지만 ABPA에 비해서는 7.5dB가량 비트에러율 성능이 떨어짐을 확인할 수 있다.

부호율이 1/3이고 도플러 주파수가 300Hz인 ACBA의 경우에는, 비트 할당이 적용되지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에 비해 11.5dB의 비트에러율 성능 이득을 가지고 SBA보다 5dB 가량의 비트에러율 성능 이득을 가지는 것을 확인할 수 있다. 반면 소프트 디매퍼(Soft Demapper)를 결합한 부호율이 1/2인 ABPA는 비트 할당이 적용되지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에 비해 SBA와 동일한 피드백 정보량과 비트 할당을 위한 연산량을 가짐을 알 수 있다. 또한 비트오율 성능 측면에서 14.5dB 가량의 이득을 가지고 피드백 정보량과 비트 및 전력 할당을 위한 연산량이 매우 큰 ABPA에 비해서도 약 1dB 정도만 성능이 낮아짐을 확인할 수 있다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 ACBA와 기타 기법들이 적용된 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템의 비트에러율 성능을 비교한 실시예를 도시한 도면이다.

상기 도 6을 참조하면, 도 6a 및 도 6b는 송신 안테나가 4개이고 수신 안테나가 6개인 경우의 비트에러율 성능을 나타내고 있다. 상기 도 6에 나타내 바와 같이, 도플러 주파수가 600Hz일 때

에서 부호율로 1/2을 사용하는 ACBA가 ABPA보다는 비트에러율 성능이 약 5dB 가량 떨어짐을 알 수 있다. 하지만, SBA가 비트 할당을 적용하지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM시스템보다 성능이 개선되지 않고,

에서 오히려 약 2dB가량 비트에러율 성능이 열화 되는 것에 반해, 제안된 ACBA는 SBA와 동일한 피드백 정보량과 비트 할당을 위한 연산량을 가지면서 비트 할당을 적용하지 않은 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템보다 약 3dB가량 비트에러율 성능이 개선됨을 확인할 수 있다.

상기 SBA가 비트 할당을 수행하지 않은 일반적인 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템보다 성능이 좋지 않은 것은, SBA가 일반적인 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템보다 높은 레벨의 변조 방식을 사용하여 비트 할당을 위한 부채널을 확보하기 때문이다. 즉, 상기 일반적인 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템에서 변조 레벨을 증가시키지 않았을 때의 다이버시티 이득이 상기 SBA의 이득보다 크기 때문에 나타나는 현상이다. 반면에 ACBA는 변조 레벨을 증가시키지 않기 때문에 다이버시티 이득이 감소되지 않으므로 일반적인 V-BLAST MIMO-OFDM 시스템보다 우수한 성능을 나타내게 된다.

또한, 상기한 도면 도 3 내지 도 6에서 소프트 디매퍼를 결합하지 않고 경판정 비터비 디코딩을 수행하는 시스템보다 소프트 디매퍼를 OSIC 과정에 결합하여 연판정 비터비 디코딩을 수행하는 시스템이 약 1dB에서 2dB 가량의 비트에러율 성능 이득을 가짐을 확인할 수 있다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른 부채널들의 가중치 벡터

의 2-Norm 값의 예를 도시한 도면이고, 도 8은 본 발명에 따른 실제 비트가 할당된 부채널들에 대한 예를 도시한 도면이다.

상기 도 7 및 도 8을 참조하면, 상기 도 7 및 도 8은 송수신 안테나가 각각 4개이고, 도플러 주파수가 600Hz인 주파수 선택적 페이딩 채널 환경 하에서 각 부채널의 가중치 벡터

의 2-Norm 값과 상기한 <수학식 18> 내지 <수학식 24>의 비트 할당 과정을 통해 임의의 B 비트가 할당된 부채널들을 각각 나타낸 것이다.

상기 도 7에서는 채널의 코히어런스 대역폭(Coherence Bandwidth)이 수 개의 부반송파에 걸쳐 차지하는 경우의 예를 보여주고 있으며, 이 경우 상기 도 8에서 나타낸 바와 같이 비트가 할당된 부채널들이 연속적으로 나타나게 되는 것을 알 수 있다. 이러한 경우에는 소정의 압축 기법을 사용하여 수신단에서 송신단으로의 피드백 정보량을 더욱 현저히 감소시킬 수 있다.

도 9는 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연 시간 동안의 채널 특성 변화를 도시한 도면이다. 도 9a는 송수신 안테나가 각각 3개인 경우의 채널 특성을 나타낸 것이고, 도 9b는 송신 안테나 3개, 수신 안테나가 5개인 경우의 채널 특성을 나타낸 것이고, 도 9c는 송수신 안테나가 각각 4개인 경우의 채널 특성을 나타낸 것이고, 도 9d는 송신 안테나 4개, 수신 안테나가 6개인 경우의 채널 특성을 나타낸 것이다.

상기 도 9를 참조하면, 도 9a 내지 도 9d는 피드백 지연 시간이 16

이고 도플러 주파수가 600Hz, 부반송파 개수가 64개일 때 각 송수신 안테나 조합에 따른 시스템들의 부채널들에 대한 가중치 벡터

의 2-Norm 값 변화를 나타내고 있다.

상기 도 9a 내지 도 9d에 나타낸 바와 같이, 피드백 정보가 지연되어 도착하는 경우 채널의 상태가 변화하게 되므로, 송신단은 채널 정보에 대한 오차를 가지고 비트 할당을 수행하게 된다. 따라서 이러한 경우 ABPA는 각 부채널에 할당되는 비트 수와 전력에 오차가 발생하게 되고, 실제 비트가 할당되는 부채널이 바뀌는 현상이 발생하게 되므로 시스템의 성능 열화로 나타나게 된다. 이하, 상기와 같이 피드백 지연이 존재하는 경우의 비트에러율 성능을 도 10 내지 도 13을 참조하여 설명한다.

도 10 및 도 11은 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연이 존재하는 경우의 각 시스템의 비트에러율 성능을 비교한 실시예를 도시한 도면이다.

상기 도 10 및 도 11을 참조하면, 먼저 도 10a는 송수신 안테나 수가 각각 3개이고 도플러 주파수가 300Hz인 피드백 지연이 존재하는 시스템인 경우를 나타낸 것이고, 도 10b는 송수신 안테나 수가 각각 3개이고 도플러 주파수가 600Hz인 피드백 지연이 존재하는 시스템인 경우를 나타낸 것이다. 또한, 도 11a는 송수신 안테나 수가 각각 4개이고 도플러 주파수가 300Hz인 피드백 지연이 존재하는 시스템인 경우를 나타낸 것이고, 도 11b는 송수신 안테나 수가 각각 4개이고 도플러 주파수가 600Hz인 피드백 지연이 존재하는 시스템인 경우를 나타낸 것이다.

상기 도 10 및 도 11은, 상기와 같이 송수신 안테나 조합이 다른 경우의 각 채널 상태 변화에 대한 비트 에러율 성능 비교를 나타내고 있다. 특히, 상기 도 10 및 도 11은 각 채널 상태에 대하여, 피드백 정보가 송신단에 지연되어 도착되는 환경에서의 소프트 디매퍼(Soft Demapper)를 OSIC 과정에 결합한 각 시스템들의 비트에러율 성능을 나타내고 있다.

상기 도 10 및 도 11에서 도플러 주파수가 300Hz인 경우 즉, 상기 도10a 및 도 11a에서는 각 시스템들의 비트에러율 성능이 피드백 지연에 따른 채널 상태 정보 오차의 영향을 거의 받지 않는 것을 확인할 수 있다. 그러나, 도플러 주파수가 600Hz이고 피드백 지연이 16

인 경우 즉, 상기 도 10b 및 도 11b에서는 피드백 정보량이 많은 ABPA에서 비트에러율 성능이 급격히 저하되어, 송수신 안테나가 각각 3개인 경우 즉, 상기 도 10b에 나타낸 바와 같이

정도에서 에러 층(Error Floor)이 발생하고 송수신 안테나가 각각 4개인 경우 즉, 상기 도 11b에 나타낸 바와 같이, 더 높은 비트에러율에서 에러 층이 발생하는 것을 확인할 수 있다.

반면, SBA 및 제안된 ACBA는 피드백 지연에 의한 채널 상태 정보에 대한 오 차에 의해 시스템 성능이 다소 열화되나, 상기 ABPA에 비해 피드백 지연에 의한 채널 상태 정보의 오차보다 강건한 특성을 가지는 것을 확인할 수 있다.

도 12 및 도 13은 본 발명의 실시예에 따른 피드백 지연이 존재하는 경우 송수신 안테나 개수를 다르게 가지는 각 시스템의 비트에러율 성능을 비교한 실시예를 도시한 도면이다.

상기 도 12 및 도 13을 참조하면, 먼저 도 12a와 도 12b는 수신 다이버시티 이득이 큰 송수신 안테나 조합의 경우를 나타낸 것으로, 송신 안테나 3개, 수신 안테나 5개(3, 5)이고 도플러 주파수가 300Hz 및 600Hz인 안테나 시스템을 각각 나타낸 것이다. 도 13a와 도 13b는 수신 다이버시티 이득이 큰 송수신 안테나 조합의 다른 경우로서, 송신 안테나 4개, 수신 안테나 6개(4, 6)이고 도플러 주파수가 300Hz 및 600Hz인 안테나 시스템을 각각 나타낸 것이다.

상기에서와 같이, 상기 도 12 및 도 13은 송수신 안테나 조합이 다른 경우의 각 채널 상태 정보의 피드백 지연에 따른 각 시스템의 비트에러율 성능을 나타내고 있다. 상기 도 12 및 도 13에 도시한 바와 같이, 도플러 주파수가 300Hz, 600Hz인 두 경우 모두 SBA 및 제안된 ACBA의 비트에러율 성능이 피드백 지연에 의한 채널 상태 정보의 오차 영향을 거의 받지 않음을 알 수 있다. 즉, 피드백 지연에 의한 오차가 없는 환경에서의 비트에러율 성능과 거의 동일한 것을 확인할 수 있다.

또한, 수신 다이버시티 이득이 상대적으로 작은, 송수신 안테나가 각각 3개인 경우(3,3) 예컨대, 상기 도 10과, 송수신 안테나가 각각 4개인 경우(4,4) 예컨대 상기 도 11의 안테나 시스템에서 ABPA는 피드백 지연에 민감한 특성을 나타내었 다. 하지만 상기 ABPA는 수신 다이버시티 이득이 큰 상기 도 12의 (3,5) 안테나 시스템과 상기 도 13의 (4,6) 안테나 시스템에서는 피드백 지연이 없는 환경에서의 성능과 거의 동일한 성능을 나타내는 것을 확인할 수 있다. 이는 채널 상태 정보의 피드백 지연에 의한 성능 이득 감소보다 수신 안테나 수의 증가에 따른 다이버시티 이득이 더 크기 때문이다.

상기에서 살펴본 바와 같은 도면 도 10 내지 도 13의 결과에서, 수신 다이버시티 이득이 큰 시스템의 경우에는 피드백 지연에 의한 채널 상태 정보의 오차가 시스템 성능에 별다른 영향을 끼치지 않음을 알 수 있다. 하지만 수신 다이버시티 이득이 낮은 시스템의 경우 이상적인 ABPA는 시스템 성능이 크게 저하되는 것을 확인할 수 있다. 이에 반해 제안된 ACBA는 시스템 성능이 다소 저하되기는 하나 ABPA에 비해 피드백 지연에 따른 채널 상태 정보의 오차에 상대적으로 강건한 특성을 나타내는 것을 확인할 수 있다.

다시 말해, ABPA는 각 부채널의 채널 이득에 따라 비트 및 전력을 할당하기 때문에 각 부채널의 채널 이득 변화에 민감한 특성을 보인다. 이에 반해, 제안된 ACBA는 각 부채널의 채널 이득 값 자체보다는 각 부채널들의 채널 이득이 전체 부채널들 중에서 몇 번째로 큰 값을 가지는가에 의해 비트 할당 유무가 결정된다. 따라서 각 부채널의 이득이 변화하여도 비트가 할당될 부채널들의 조합은 잘 변하지 않게 되므로 ABPA에 비해 상대적으로 귀환 지연에 따른 채널 상태 정보의 오차에 강건한 특성을 가지게 된다.

이상에서 살펴본 바와 같은 본 발명에서는 채널 부호율을 조절하여 수신단에 서 송신단으로의 피드백 정보량을 최소로 하고 비트 할당을 위한 연산량을 감소시킨 V-BLAST MIMO-OFDM을 위한 ACBA 알고리즘을 제안하였다. 상기 제안된 알고리즘은 채널에 할당되는 비트 수가 다른 기존의 ABPA의 귀환 정보량과 연산량을 감소시키기 위해 제안되었던 SBA와 동일한 귀환 정보량과 연산량을 가진다.

또한, 변조 레벨을 증가시켜 비트 할당을 수행하지 않고 채널 부호율을 조절해 비트 할당을 수행함으로써 비트에러율 성능을 크게 향상시킬 수 있다.

또한, 기존의 ABPA는 채널 상태에 대한 정확한 정보를 바탕으로 비트 및 전력 할당을 수행한다. 따라서 수신 다이버시티 이득이 낮은 환경에서 채널 상태에 대한 정보가 지연되어 도착하는 경우 비트에러율 성능이 크게 열화된다. 이에 반하여, 본 발명에 따른 ACBA는 채널 상태에 대한 정보의 피드백 지연에 상대적으로 강건한 특성을 나타낸다.

상기에서 살펴본 바와 같이 제안하는 본 발명은, V-BLAST 검출기를 사용하는 MIMO-OFDM 시스템에서, 채널 부호의 부호율을 조절하여 각 부채널들에 동일한 수의 비트를 할당하는 ACBA 알고리즘에 관한 것이다. 본 발명에 따른 ACBA는 채널 부호가 사용되는 V-BLAST 기반의 MIMO-OFDM 시스템에서 기존의 SBA와 동일한 피드백 정보량과 시스템 복잡도를 가지면서 비트에러율 성능을 크게 개선시킬 수 있다. 이러한 장점을 통해 본 발명은 향후 수십 Mbps급 고속 전송을 요구하는 4세대 이동통신 시스템 등을 위한 성능 향상 방안으로의 활용이 가능하다.

이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.

이상 상술한 바와 같이 본 발명의 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 이용한 데이터 전송 및 신호처리 방법에 따르면, 일반적인 V-BLAST OFDM 기법과 동일한 변조 방식을 사용하여 비트 할당을 수행하도록 함으로써, 피드백 정보량과 비트 할당을 위한 연산량을 최소화시킨 기존의 SBA 기법과 동일한 피드백 정보량과 연산량을 가지며, 또한 기존의 SBA에 비해 비트에러율 성능을 크게 향상시킬 수 있는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 소프트 디매퍼(soft demapper)를 간섭 제거 과정에 결합하여 소프트 지그재그 디코딩(soft zigzag decoding)을 수행함으로써, 채널 부호 이득을 극대화 할 수 있는 이점을 가진다.

Claims

무선 통신 시스템에서 채널 상태에 따른 데이터 송수신 방법에 있어서,

데이터 전송에 사용되는 전송 채널들의 특성을 측정하고, 상기 측정된 채널 특성에 대한 채널 상태 정보를 전송하는 과정과,

상기 채널 상태 정보에 상응하여 각 부채널들의 채널 부호의 부호율 제어를 통해 비트 할당을 위한 부채널들을 선택하고, 상기 선택된 부채널들을 통해 데이터를 전송하는 과정을 포함하고,

상기 채널 부호의 채널 부호율 제어를 통해 전송될 비트 수를 감소시켜 채널 특성이 좋은 부채널들만을 선택하고, 상기 선택된 부채널들에 대해서 동일한 변조 방식으로 비트 할당을 수행함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 채널 상태 정보는 수신단에서 송신단으로 피드백되는 정보로서, 상기 송신단에서 코딩 및 변조 신호 처리 제어를 위해 사용됨을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 비트 할당은 적응적 비트 할당을 수행함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
삭제
제3항에 있어서,

상기 비트 할당을 위해 선택되는 부채널의 개수는 하기 수학식과 같이 산출함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.

상기 수학식에서, D_ACBA는 할당되는 부채널의 개수를 나타내며, R_b는 전송되어야 할 정보 비트 수를 나타내며, R은 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 채널 부호율을 나타내며, K는 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 심벌당 비트 수를 나타내며,
는 비트 할당을 위한 부채널 확보를 위해 추가로 필요한 채널 부호율의 증가분을 나타냄.
제1항에 있어서,

상기 데이터를 수신한 수신단에서는 상기 수신 데이터에 대하여 소프트 채널 디코딩을 수행함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
무선 통신 시스템에서 데이터 전송을 위한 부채널들에 대한 비트 할당 방법에 있어서,

모든 부채널에 할당된 비트 수를 미리 설정된 초기 값으로 설정하는 과정과,

상기 초기 값 설정 상태에서 각 부반송파에 대한 부호화 검출 순서를 결정하고, 상기 결정된 검출 순서에 상응하여 모든 부반송파에 대한 가중치 벡터를 산출하는 과정과,

상기 산출된 가중치 벡터를 이용하여 모든 부채널들 중 2-Norm 값이 가장 작은 부채널을 검색하여 비트 할당을 위한 부채널로 선택하는 과정과,

상기 선택된 모든 부채널들에 대하여 K비트로 할당하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기 선택된 부채널은 다음 비트가 할당될 부채널을 검색하는 과정에서 제외됨을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기 비트 할당을 위해 선택되는 부채널의 개수를 산출하는 과정을 더 포함하고, 상기 부채널의 개수는 하기의 수학식과 같이 산출함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.

상기 수학식에서, D_ACBA는 할당되는 부채널의 개수를 나타내며, R_b는 전송되어야 할 정보 비트 수를 나타내며, R은 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 채널 부호율을 나타내며, K는 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 심벌당 비트 수를 나타내며,
는 비트 할당을 위한 부채널 확보를 위해 추가로 필요한 채널 부호율의 증가분을 나타냄.
제9항에 있어서,

상기 비트 할당은 모든 부채널들에 대하여 상기 산출되는 부채널의 수를 만족하여 비트를 모두 할당할 때까지 반복 수행됨을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기 K는 심벌당 비트 수와 동일한 값을 가짐을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기 비트 할당 후, 각 부반송파마다 사용되는 송신 안테나에 대한 새로운 가중치 벡터의 셋(set)을 이용하여 부호화 검출을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제12항에 있어서,

상기 새로운 가중치 벡터의 셋은 사용되지 않은 부채널이 있는 경우, 상기 사용되지 않은 부채널을 제외한 부채널들의 가중치 벡터의 셋인 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기에서 비트가 할당되지 않은 부채널의 송신 전력은 0의 값을 가짐을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.
제7항에 있어서,

상기 비트 할당이 실제 시스템에 적용되는 경우, 피드백 정보의 지연 시간을 감안하여 할당되며, 상기 피드백 정보의 지연 시간은 하기 수학식과 같이 산출함을 특징으로 하는 데이터 송수신 방법.

상기 수학식에서,
는 피드백 정보의 지연 시간을 나타내며,
는 송신단과 수신단에서의 연산 시간의 합을 나타내며, d는 송신단과 수신단 사이의 거리를 나타내며,
는 광속을 나타냄.
무선 통신 시스템에서 채널 상태에 상응하게 데이터를 전송하기 위한 송수신 장치에 있어서,

데이터 전송에 사용되는 전송 채널들의 특성을 측정하고, 상기 측정된 채널 특성에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 수신장치와,

상기 수신장치로부터 피드백되는 상기 채널 상태 정보에 상응하여 각 부채널들의 채널 부호의 부호율 제어를 통해 비트 할당을 위한 부채널들을 선택하고, 상기 선택된 부채널들을 통해 데이터를 전송하는 송신장치를 포함하고,

상기 송신 장치는 상기 채널 부호의 부호율 제어를 통해 전송될 비트수를 감소시켜 채널 특성이 좋은 부채널들만을 선택하고, 상기 선택된 부채널들에 대해서 동일한 변조 방식으로 비트 할당을 수행하는 비트 할당기를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 송신장치는 상기 수신장치에서 피드백되는 상기 채널 상태 정보에 상응하여 코딩 및 변조 신호 처리를 수행함을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 비트 할당기는, 상기 비트 할당을 적응적 비트 할당하는 것을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.
삭제
제18항에 있어서,

상기 비트 할당기는 상기 비트 할당을 위해 선택되는 부채널의 개수를 하기 수학식과 같이 산출함을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.

상기 수학식에서, D_ACBA는 할당되는 부채널의 개수를 나타내며, R_b는 전송되어야 할 정보 비트 수를 나타내며, R은 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 채널 부호율을 나타내며, K는 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 심벌당 비트 수를 나타내며,
는 비트 할당을 위한 부채널 확보를 위해 추가로 필요한 채널 부호율의 증가분을 나타냄.
제16항에 있어서,

상기 수신장치는 상기 송신장치로부터 수신되는 수신 신호에 대한 간섭 제거시 연판정 매트릭을 검출하여 소프트 채널 디코딩을 수행하는 소프트 디매퍼를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.
제21항에 있어서,

상기 소프트 디매퍼는 소프트 지그재그 디코딩을 수행하는 소프트 지그재그 디코더를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.
제16항에 있어서,

상기 수신장치는 상기 송신장치와의 데이터 전송에 사용되는 전송 채널들에 대한 채널 상태 정보를 생성하여 상기 송신장치로 피드백하는 채널상태정보 추정부를 포함함을 특징으로 하는 데이터 송수신 장치.
무선 통신 시스템에서 데이터 전송을 위한 부채널들에 대한 비트 할당을 위한 데이터 송신 장치에 있어서,

직렬 변조 심볼을 입력받아 다수개의 병렬 변환된 변조 심볼들을 생성하는 직렬/병렬 변환기와,

상기 병렬 변환된 변조 심볼을 입력받고, 모든 부채널에 할당된 비트 수를 미리 설정된 초기 값으로 설정하고, 상기 초기 값 설정 상태에서 각 부반송파에 대한 부호화 검출 순서를 결정하고, 상기 결정된 검출 순서에 상응하여 모든 부반송파에 대한 가중치 벡터를 산출하고, 상기 가중치 벡터를 이용하여 상기 모든 부채널들 중 2-Norm 값이 가장 작은 부채널을 검색하여 비트 할당을 위한 부채널로 선택하고, 상기 다수개의 병렬 변환된 정보 심볼을 사용하여 상기 선택된 모든 부채널들에 대하여 소정의 값 K비트로 할당하는 비트 할당기와,

상기 비트 할당된 부채널을 통해 데이터를 송신하는 송신부를 포함함을 특징으로 하는 상기 데이터 송신 장치.
제24항에 있어서,

상기 비트 할당기는 상기 선택된 부채널을 다음 비트가 할당될 부채널을 검색하는 과정에서 제외하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제24항에 있어서,

상기 비트 할당기는 비트 할당을 위한 부채널 수를 선택하는 경우 상기 비트 할당을 위해 선택되는 부채널의 개수를 하기 수학식과 같이 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.

상기 수학식에서, D_ACBA는 할당되는 부채널의 개수를 나타내며, R_b는 전송되어야 할 정보 비트 수를 나타내며, R은 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 채널 부호율을 나타내며, K는 비트 할당 알고리즘이 사용되지 않는 시스템에 적용되는 심벌당 비트 수를 나타내며,
는 비트 할당을 위한 부채널 확보를 위해 추가로 필요한 채널 부호율의 증가분을 나타냄.
제26항에 있어서,

상기 비트 할당기는 비트 할당을 위한 부채널 수를 산출하고, 상기 비트 할당을 모든 부채널들에 대해 상기 산출되는 부채널의 수를 만족하여 비트를 모두 할당할 때까지 반복 수행하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제24항에 있어서,

상기 소정의 값 K비트는 심벌당 비트 수와 동일한 값을 가짐을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제24항에 있어서,

상기 비트 할당기는 상기 비트 할당 후, 각 부반송파마다 사용되는 송신 안테나에 대한 새로운 가중치 벡터의 셋(set)을 이용하여 부호화 검출을 더 수행하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제29항에 있어서,

상기 새로운 가중치 벡터의 셋은 사용되지 않은 부채널이 있는 경우, 상기 사용되지 않은 부채널을 제외한 부채널들의 가중치 벡터의 셋인 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제24항에 있어서,

상기에서 비트가 할당되지 않은 부채널의 송신 전력은 0의 값을 가짐을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.
제24항에 있어서,

상기 비트 할당기에 상기 비트 할당을 하는 경우 피드백 정보의 지연 시간을 감안하여 할당되며, 상기 피드백 정보의 지연 시간은 하기 수학식과 같이 산출함을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.

상기 수학식에서,
는 피드백 정보의 지연 시간을 나타내며,
는 송신단과 수신단에서의 연산 시간의 합을 나타내며, d는 송신단과 수신단 사이의 거리를 나타내며,
는 광속을 나타냄.
제 7 항에 있어서,

상기 비트 할당은 상기 송신 장치의 신호를 수신하는 수신기로부터 채널 품질 정보를 피드백받고, 상기 피드백받은 채널 품질 정보를 사용하여 부채널의 사용유무를 결정하여 비트 할당을 수행하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 데이터 송신 방법.
제 24 항에 있어서,

상기 비트 할당기는 상기 송신 장치의 신호를 수신하는 수신기로부터 채널 품질 정보를 피드백받고, 상기 피드백받은 채널 품질 정보를 사용하여 부채널의 사용유무를 결정하여 비트 할당을 수행하는 것을 특징으로 하는 데이터 송신 장치.