KR100713336B1 - 이동통신시스템에서의 신호 검출 순서 결정방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 적응변조기법을 지원하는 이동통신시스템에서의 신호 검출 순서 결정방법에 관한 것이다. 이를 위해 본 발명은 가능한 모든 경우의 검출 순서에 대해서 유효 SINR을 구하고 비트 할당하여 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 유효 SINR의 곱이 최소인 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택함으로써, 평균 오차확률을 최소화할 수 있다. 또한 안테나 수가 증가하는 경우 가능한 모든 경우의 검출 순서를 고려하지 않고, 순방향 순서와 역방향 순서에 대해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 유효 SINR의 곱이 최소인 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택한다. 이로써 모든 경우의 검출 순서를 고려하는 경우와 비슷한 성능을 얻을 수 있었다.

Adaptive modulation, Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output, detection order, V-BLAST, effective SINR

Description

이동통신시스템에서의 신호 검출 순서 결정방법{METHOD FOR DECISIONALLING DETECTION ORDER IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 종래 적응형 변복조 기법을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서 검출 순서를 결정하는 송/수신기의 구조를 보이고 있는 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따라 적응형 변복조 기법을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서 검출 순서를 결정하는 송/수신기의 구조를 보이고 있는 도면.

도 3과 도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 검출 순서 기법을 적용할 시의 비트 오차 확률의 실험 결과를 보이고 있는 그래프.

본 발명은 이동통신시스템에서의 신호 검출 순서 결정방법에 관한 것으로, 특히 적응변조기법을 지원하는 이동통신시스템에서의 신호 검출 순서 결정방법에 관한 것이다.

통상적으로 무선 채널 환경은 유선 채널과 달리 다중경로 간섭, 쉐도윙(Shadowing), 전파 감쇄, 시변 잡음, 간섭 등으로 인한 낮은 신뢰도를 나타낸다. 이러한 요소는 이동 통신에서 데이터 전송 속도를 높이는데 방해가 된다. 이를 극복하기 위한 많은 기술들이 개발되어 왔다. 대표적으로 신호의 왜곡과 잡음에 의한 영향을 억제하는 에러 컨트롤 코딩 기법과 페이딩을 극복하는 안테나 다이버시티가 있다.

상기 안테나 다이버시티는 독립적인 페이딩 현상을 겪은 여러 개의 신호들을 수신하여, 페이딩 현상에 대처한다. 다이버시티를 얻는 방법으로는 시간, 주파수, 다중 경로, 그리고 공간 다이버시티 등이 있다. 상기 시간 다이버시티는 채널 부호화와 인터리빙을 결합하여 시간적으로 다이버시티를 얻고, 상기 주파수 다이버시티는 서로 다른 주파수로 송신된 신호들이 다른 다중 경로 신호를 겪게 되어 다이버시티를 얻도록 하는 것이다. 그리고 상기 다중 경로 다이버시티는 다중 경로 신호들에 대해 서로 다른 페이딩 정보를 이용하여 신호를 분리함으로써 다이버시티를 획득한다. 상기 공간 다이버시티는 송신기나 수신기, 또는 양쪽 모두에 여러 개의 안테나들을 사용하여 서로 독립적인 페이딩 신호에 의해 다이버시티를 얻도록 한다. 상기 공간 다이버시티 방식은 안테나 어레이를 이용한다.

하지만, 무선 채널에 사용되는 에러 컨트롤 코딩 기법과 다이버시티는 인터넷 접속과 멀티미디어 서비스와 같이 고속 데이터 서비스에 대한 요구를 수용하기 어렵다. 이를 위해서는 주파수 효율을 높여야 한다. 이러한 높은 주파수 효율을 위해 안테나 어레이를 포함하는 이동통신시스템이 연구되고 있다.

안테나 어레이 시스템은 송/수신기에 다중의 안테나들을 구비하는 시스템으로, 주파수 효율을 높이기 위한 공간 영역을 이용하는 시스템이다. 시간 영역과 주파수 영역은 이미 제한되어 있으므로 공간 영역을 활용하는 것이 좀 더 높은 전송 속도를 얻기에 용이하다. 상기 안테나 어레이 시스템에는 'Bell Lab'에서 제안한 'V-블라스트(V-BLAST: Vertical Bell Lab LAyered Space Time)' 또는 '공간 분할 다중화(Space Division Multiplexing) 시스템'이라고 불리는 방식이 있다. 이때, 각 안테나들은 독립적인 정보를 보냄으로 안테나 어레이 시스템은 본질적으로 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi Input Multi Output) 시스템에 해당된다.

상기 안테나 어레이 시스템이 높은 주파수 효율을 가져 용량을 확대하기 위해서는 송신 안테나들과 수신 안테나들 사이에 형성되는 채널들 간 상관 계수(Correlation Coefficient)가 작아야 한다. 상기 채널들 간 상관 계수가 작을 경우, 각각의 송신 안테나들에서 전송된 정보들은 서로 다른 채널을 겪게 되어 이동국은 송신된 정보들을 구별할 수 있다. 각 송신 안테나들에서 보내진 신호는 각기 다른 공간 특성을 가져야만 구별되고, 채널 용량의 확대를 가져온다. 또한, 상기 안테나 어레이 시스템은 서로 다른 공간 특성을 가지는 다중 경로 신호들이 많은 곳에 적합하다. 하지만 LOS(Line of Sight) 환경에서는 단일 송/수신 안테나 시스템에 비해 용량 증가가 크지 않다. 따라서 상기 안테나 어레이 시스템은 송신기와 수신기 사이에 산란 물체가 많아 다중 경로가 많이 발생하는 환경에 적합한 시스템으로서, 각 송/수신 안테나 채널들의 상관 계수가 작은, 즉 다이버시티 효과가 있는 환경에 적합한 시스템이다.

안테나 어레이를 송/수신기에 사용하면 채널 용량이 많이 늘어난다. 이때, 채널 용량은 송신기에서 수신기로 전송되는 채널 정보들을 송/수신기가 획득하는지의 여부에 의해 결정된다. 상기 송/수신기 모두 채널 정보를 알면 채널 용량 증가가 가장 크고, 채널 정보를 상기 송/수신기가 모르는 경우가 가장 작다. 그리고 상기 수신기만 채널 정보를 알 때 증가되는 채널 용량은 앞의 두 경우 사이에 존재한다. 상기 송신기가 채널 정보를 알기 위해서는 상기 송신기가 채널 상태를 예측하거나 상기 수신기가 상기 송신기로 채널 상태를 알 수 있도록 정보를 귀환해 줘야 한다.
상기 안테나 어레이 시스템에서 필요한 채널 정보는 각 송신 안테나들에서 각 수신 안테나들 사이의 채널 반응이며, 상기 채널 정보는 송/수신 안테나 수에 비례하여 증가하게 된다. 다중의 송/수신 안테나들을 포함하는 상기 안테나 어레이 시스템은 송/수신기에서의 사용이 가능한 안테나 수에 비례하여 채널 용량이 증가하게 된다. 상기 안테나 어레이 시스템은 송/수신 안테나 수에 비례하여 채널 용량을 증가시킬 수 있는 장점이 있다. 하지만, 채널 정보를 귀환해줘야 하는 경우에는 안테나 수의 증가에 따른 귀환 정보량이 증가하는 단점을 동시에 지닌다. 이런 단점을 해결하기 위해서 귀환 정보를 줄이면서 채널 용량을 늘리는 방법이 필요하다.

앞에서도 살펴본 바와 같이 종래 공간 다중화 다중 입력 다중 출력(SM-MIMO; Spatial Multiplexing Multiple Input Multiple Output) 시스템에서의 수신 방법으로써 V-BLAST(Vertical Bell Lab LAyered Space Time architecture)을 사용하여 간섭신호를 제거하는 기법이 있다. 상기 V-BLAST 기법은 각 안테나들이 동일 전력 동 일 변조방식을 갖는 시스템에서 SIC(Successive Interference Cancellation)를 이용하여 큰 신호 대 간섭 펄스 잡음비(SINR; Signal to Interference plus Noise Ratio)을 가지는 채널을 우선적으로 검출하여 제거함으로써 성능을 높이고자 하는 간섭 제거 기법이다. 이러한 기법을 "순방향 순서 검출(forward ordering detection) 기법"이라 한다. 상기 "순방향 순서 검출(forward ordering detection) 기법"에 대해서는 하기의 제1참조문헌에서 상세히 기술하고 있다.

1) P.W. Wolniansky, G.J. Foschini, G.D.Golden and R.A.Valenzuela, "V-BLAST: an architecture for achieving very high data rates over the rich-scattering wireless channel", Proc. Int.Symp.Signals, Systems,Electronics, pp.295-300,Oct.1998.

최근 데이터 전송률을 증가시켜 채널 용량을 증대 시키기 위해 적응 변조 기법(AM; Adaptive Modulation) 기법을 적용한 SM-MIMO 시스템에 관해 연구되고 있다. 이러한 시스템에서는 기존의 "순방향 순서 검출(forward ordering detection) 기법"은 오차확률 측면에서 효과적이지 않다. 왜냐하면 큰 SINR을 가지는 채널에는 고차의 변조방식이 사용되므로 큰 SINR을 가지는 채널이 오히려 더 큰 오차확률을 보일 수 있기 때문이다. 최적 비트 할당(optimal bit allocation)과 전력 할당(power allocation)을 하는 경우에 대하여 작은 SINR을 가지는 채널을 먼저 검출하여 제거함으로써 전체 SINR을 증대 시키는 방향으로 검출 순서를 선택하도록 한다. 이를 "역방향 순서 검출(reverse ordering detection) 기법"이라 한다. 상기 "역방향 순서 검출(reverse ordering detection) 기법"은 하기의 제2 및 제3참조문헌에서 상세히 기술하고 있다.

2) Ka-Wai Ng, Roger S. Cheng, and Ross D. Murch, "Iterative Bit & Power Allocation for V-BLAST based OFDM MIMO System in Frequency Selective Fading Channel", Proc. IEEE WCNC., vol. 1 pp.271-275, Mar. 2002.

3) Young-Doo Kim, Inhyoung Kim, Jihoon Choi, Jae-Young Ahn, and Yong H.Lee, "Adaptive Modulation for MIMO Systems with V-BLAST Detection" IEEE VTC spring, , Vol 2, pp1074-1078, April 2003.

먼저 상기 제1참조문헌에서 게시하고 있는 "순방향 순서 검출(forward ordering detection) 기법"에 대해 살펴보도록 한다.

상기 "순방향 순서 검출(forward ordering detection) 기법"은 각 단계에서 최대의 SINR을 가지는 부채널을 먼저 선택하는 방식으로 각 부채널이 동일 전력 동일 변조 방식을 갖는 경우에는 적합하다. 하지만, 적응 변조 방식을 갖는 시스템에서는 오차 확률 측면에서 적합하지 못하다. 왜냐하면 적응 변조 기법을 사용하면 SINR이 큰 채널에 더 높은 변조기법을 적용해야 하는데, 고차의 변조 기법일수록 최소 심볼 거리가 짧아 동일 SINR에서 더 큰 오차율을 보이므로, SINR이 크다고 해서 더 작은 오차 확률을 보장할 수는 없기 때문이다.

다음으로 상기 제2 및 제3참조문헌에서 게시하고 있는 "역방향 순서 검출(reverse ordering detection) 기법"에 대해 살펴보도록 한다.

상기 "역방향 순서 검출(reverse ordering detection) 기법"은 각 부채널이 적응 전력과 적응변조방식을 갖는 시스템에서 제안된 방식이다. 상기 제2참조문헌에서는 오차 확률에서 제한이 있고 전체 할당 비트가 정해져 있는 상황에서 전체 송신 전력을 최소화하는 방향으로 비트와 전력을 할당한다. 이때, 모든 검출 순서에 대해서 비트와 전력을 할당했을 때 송신 전력이 최소가 되는 검출 순서를 선택하게 된다. 상기 제3참조문헌에서는 모든 가능한 경우의 검출 순서에 대하여 총 유효 SINR(total effective SINR)을 최대화 하는 기법과 좀더 간단하게 이와 비슷한 성능을 얻는 역방향 순서(reverse ordering)가 제안되었다. 하지만 상기 제3참조문헌에서 제안하고 있는 기법은 불연속 최적 비트 로딩(discrete optimal bit loading)으로 알려져 있는 "Campello's algorithm"을 쓰는 경우에만 성능 향상을 볼 수 있다. 상기 Campello's algorithm은 한 비트를 더 주는 경우 필요한 전력이 가장 작은 쪽으로 전력을 할당하고 비트를 증가시킨다. 따라서 모든 경우의 변조기법을 사용할 수 있고 할당된 전력의 피드백이 잘 이루어지는 시스템에서는 총 유효 SINR(total effective SINR)이 큰 것이 가장 작은 평균 오차 확률을 나타내게 된다. 그러나 실제 시스템에서는 변조기법의 종류와 피드백 정보량에 한계가 있다. 또한 변조기법 보다는 전력에 대한 피드백 정보량이 더 많으므로 전력은 일정하게 두고 레이트만을 조절하는 기법이 더 실제적인 방법이라고 볼 수 있다. 그러나 이 경우에는 각 송신 안테나들이 동일 전력 동일 변조방식을 갖는 시스템에 적합했던 "순방향 순서(forward ordering)"와 최적 비트 로딩(optimal bit loading)을 하는 경우에 적합했던 "역방향 순서(reverse ordering)"에 대해 오차 측면에서는 비슷한 성능을 보이게 된다. 이는 상기 제1참조문헌과 상기 제3참조문헌에서 게시하고 있는 종래 기술들이 유효 SINR에 근거하여 검출 순서를 결정하는데, 실제 오차확률은 유효 SINR만으로 결정지을 수 없기 때문이다.

전술한 순방향 및 역방향 순서 검출 기법들은 SIC를 하는 경우, 유효 SINR만을 고려하므로 변조방식에 따른 최소 심볼 거리와 수신 SINR에 의해 결정되는 평균 오차확률을 최소화하는 측면에서 효율적이지 못하다.

도 1에서는 상기 순방향 순서(forward ordering) 기법과 역방향 순서(reverse ordering) 기법에 대한 SM-MIMO 시스템의 구조를 보이고 있다.

상기 도 1을 참조하면, 종래 AM 기법을 적용한 SM-MIMO 시스템에서는 V-BLAST 기법을 이용해서 신호를 서브-스트림 별로 검출한다. 이때, 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부는 채널의 신호대 간섭비(SIR; Signal to Interference Ratio)에 따라서 순방향 순서나 역방향 순서를 이용한다. 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에서 최적의 검출 순서를 결정하기 위해 상기 순방향 순서를 이용하는 기법과 상기 역방향 순서를 이용하는 기법은 상기 도 1 내에서 수학식으로 보여지고 있다. 상기 순방향 순서를 이용하는 기법은 동일 전력(EP ; Equal Power)과 동일 변조방식(ER ; Equal Rate)을 이용하는 경우를 가정하고 있다. 상기 역방향 순서를 이용하는 기법은 전력 할당(PA ; Power Allocation)과 가변 변조방식(AR ; Adaptive Rate)을 이용하는 경우를 가정하고 있다. 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부는 상기 순방향 순서 또는 역방향 순서를 이용하는 기법에 의해 결정된 최적의 검출 순서를 V-BLAST부로 전달함으로써, 상기 검출 순서에 의해 복수의 안테나들을 통해 신호를 수신하게 된다.

앞서 살펴본 바를 요약하면, 종래 SM-MIMO 시스템에 V-BLAST 기법을 적용할 시 동일 전력(Equal Power)과 동일 변조방식(Equal Rate)을 사용하는 경우에는 구조가 간단하고 피드 백 정보량이 적다. 종래 SM-MIMO 시스템에 V-BLAST 기법을 적용할 시 전력 할당(Power Allocation)과 적응 변조방식(Adaptive Rate)을 사용하는 경우에는 이론적인 능력(capacity)에 근접할 수는 있으나 피드백 정보량이 많으며 구조가 복잡하다.

따라서 상기한 바와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 적은 피드백 정보로써 효율적으로 간섭 성분을 제거하는 검출 순서 결정방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 실제 오차 확률에 고려되는 파라미터인 변조 기법에 따른 최소 심볼 거리와 SINR을 함께 사용함으로써 비트 로딩 알고리즘에 관계없이 오차확률을 최소화하는 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 적응 변조방식을 갖는 SM-MIMO 시스템에서의 효율적인 검출 순서를 결정하기 위해 변조방식에 따른 최소 심볼 거리와 수신 SINR을 동시에 고려한 검출 순서 결정방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 평균 오차확률측면에서 기존 기법에 비해 개선된 검출 순서 결정 기법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 V-BLAST 기법을 사용하는 SM-MIMO 시스템에서 동 일 전력(Equal Power)과 적응 변조방식(Adaptive Rate)을 사용하여 적은 피드백 정보량으로 전력 할당과 적응 변조방식을 사용하는 경우에 근접한 성능을 갖도록 하는 검출 순서 결정방법을 제공함에 있다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위한, 본 발명은 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 오차 확률이 최소화가 되도록 하는 검출 순서 결정방법에 있어서, 모든 가능한 검출 순서들 각각에 대해 채널 별 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비들을 구하는 과정과, 상기 검출 순서들 중 비트 할당을 통해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비의 곱이 최소가 되는 채널이 최대가 되도록 하는 검출 순서를 선택하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.

바람직하기로는 안테나의 수가 증가하면, 상기 검출 순서들 중 순방향 순서와 역방향 순서에 대해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호대 간섭 잡음비의 곱이 최소가 되는 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택함을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 모든 가능한 검출 순서들을 순차적으로 입력하고, 상기 입력된 검출 순서에 의해 각 송신 안테나별로의 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비들을 구하고, 상기 검출 순서들 중 비트 할당을 통해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비의 곱이 최소가 되는 채널이 최대가 되도록 하는 검출 순서를 선택하는 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부와, 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에 의해 선택된 검출 순서에 의해 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하는 V-BLAST부를 포함하여 오차 확률이 최소가 되도록 신호를 수신하는 장치를 제안한다..
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 복수의 안테나별로 동일한 전력과 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 모든 가능한 검출 순서들 각각에 대해 각 송신 안테나별로의 기준 값을 계산하는 과정과, 상기 각 검출 순서들에 대해 송신 안테나별로 계산된 기준 값들 중 가장 작은 값을 선택하는 과정과, 상기 각 검출 순서들에 대응하여 선택된 기준 값들 중 가장 큰 기준 값을 선택하는 과정과, 상기 선택된 기준 값이 획득된 검출 순서를 최종 검출 순서로 결정하는 과정에 의해 오차 확률이 최소가 되도록 하는 검출 순서 결정방법을 제안한다.
상기한 바를 위한 본 발명은 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 모든 가능한 검출 순서들 각각에 대해 각 송신 안테나들 별로의 기준 값을 계산하고, 상기 각 검출 순서들에 대해 송신 안테나별로 계산된 기준 값들 중 가장 작은 기준 값을 선택한 후 상기 각 검출 순서들에 대응하여 선택된 기준 값들 중 가장 큰 기준 값을 획득하게 된 검출 순서를 최종 검출 순서로 결정하는 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부와, 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에 의해 결정된 검출 순서에 의해 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하는 V-BLAST 부를 포함하여 오차 확률이 최소가 되도록 신호를 수신하는 장치를 제안한다.

후술 될 본 발명에서는 평균 오차확률에 영향을 가장 많이 주는 채널은 오차 확률이 가장 큰 채널이므로, 오차 확률이 가장 큰 채널의 오차율을 가장 작게 하는 검출 순서(detection order)를 선정하는 실시 예에 대해 구체적으로 설명할 것이다. 이를 위해 본 발명에서는 최적의 검출 순서를 결정함에 있어, 수신 SINR 뿐만 아니라 변조방식에 따른 최소 심볼 거리를 감안하도록 한다. 즉 수신 SINR과 변조방식에 따른 최소 심볼 거리에 의해 최소의 평균 오차 확률을 가지는 검출 순서를 선택하도록 한다. 이를 위해서 검출 순서별로 각 송신 안테나(또는 채널)들의 유효 SIR(effective SIR)과 변조방식을 결정한다. 그리고 상기 송신 안테나(또는 채널) 별로 결정된 변조방식에 따른 최소 심볼 거리와 유효 SINR의 곱들을 구하고, 상기 곱에 의한 값들 중 최소 값을 가지는 송신 안테나(또는 채널)들이 가장 많이 존재하는 검출 순서를 선택하도록 한다. 이를 최적의 검출 순서라 한다. 이렇게 선택된 최적의 검출 순서에 의해 신호를 수신하게 되면, 평균 오차 확률을 최소화할 수 있게 된다. 한편 본 발명에서 제안할 최적의 검출 순서를 결정하는 방법은 동일한 전력과 가변 변조방식이 사용되는 시스템에 적용함으로써, 적은 피드-백 정보로 전력 할당 및 가변 변조방식을 사용하는 경우에 근접한 성능을 얻을 수 있도록 한다.

이하 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 후술 될 상세한 설명에서는 상술한 기술적 과제를 이루기 위해 본 발명에 있어 한 개의 대표적인 실시 예를 제시할 것이다. 그리고 본 발명으로 제시될 수 있는 다른 실시 예들은 본 발명의 구성에서 설명으로 대체한다. 또한 후술 될 본 발명의 실시 예에 따른 상세한 설명에서는 최적의 검출 순서를 결정하기 위한 일반화된 수학식을 도출하기 위한 방안과, 상기 일반화된 수학식에 의해 최적의 검출 순서를 결정하기 위한 구성에 대해 자세히 살펴보도록 한다.

A. 최적의 검출 순서를 결정하기 위한 방안

이하 변조방식에 따른 최소 심볼 거리와 유효 SINR의 곱에 의해 대변되는 평균 오차 확률을 최소화하기 위한 일반화된 수학식을 도출하기 위한 방안에 대해 살펴보도록 한다.

통상적으로 평균 비트 오차확률(

)은 1dB이내의 오차범위 내에서 지수함수로의 수렴이 가능하다. 이는 하기 <수학식 1>과 같이 표현된다.

여기서 C는 상수, k는 송신 안테나의 인덱스이고, M은 변조방식(modulation order)을 나타낸다. g_M은 변조기법에 따라 주어지는 최소 심볼 거리에 해당하는 상수이며,

는 유효 SINR을 나타낸다. 상기 <수학식 1>을 통해 알 수 있듯이 평균 비트 오차 확률은 변조기법에 따라 주어지는 최소 심볼 거리와 유효 SINR의 곱에 비례함을 확인할 수 있다.

상기 g_M은 변조기법이 Mary PSK인 경우와 square Mary QAM인 경우 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.

이때 상기 <수학식 2>에 있어서, Mary PSK의 변조기법이 적용되는 경우에는 상기 M이 "2"의 값을 가질 수 있다. 한편 변조기법으로써 square Mary QAM이 적용되는 경우에는 상기 M이 "16"의 값을 가질 수 있다.

상기 <수학식 1>에서의 SINR_k는 각 채널 당 송신 파워와 잡음에 의한 SNR인 ρ/r과, 채널에 의한 SIR인 γ_k의 곱으로 볼 수 있다. 이는 하기 <수학식 3>으로써 표현된다.

여기서, ρ는 P_T/σ²로써 전체 SNR을 의미하며, r은 제로 비트가 할당되지 않은 채널의 수를 의미한다. 상기 <수학식 3>을 참조할 때, 각 채널마다 동일 전력을 가지는 경우 각 채널의 SNR은 전체 SNR을 제로 비트(zero bit)가 할당되지 않는 채널의 수로 나눈 ρ/r을 가지게 된다. 상기 <수학식 3>에 의해 γ_k를 구하기 위해 SIC를 수행하는 경우, 채널 Η는 SIC를 고려하여 이미 검출된 신호에 대한 채널을 제거하고 생각한다. 예를 들어 각각 2개의 송수신 안테나를 사용하는 경우에 채널 행렬 Η을 하기 <수학식 4>와 같은 두개의 열벡터들

로 표현하면, 제로 탈취(Zero Forcing) 수신기에 있어 각 송신 안테나별 유효 SIR γ_k은 하기 <수학식 5>와 같이 나타난다.

예컨대, 두 개의 송신 안테나들 중 첫 번째 송신 안테나로부터 송신된 신호에 대응한 유효 SIR이 선택되었다면, 나머지 송신 안테나로부터 송신된 신호의 채널 행렬과 유효 SIR은 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.

전술한 예에서는 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 대한 유효 SIR을 먼저 측정한 후 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 대한 유효 SIR를 측정하는 검출 순서를 가정하고 있다. 그 반대의 검출 순서에 의해 상기 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 대한 유효 SIR을 측정한 후 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 대한 유효 SIR을 측정할 수도 있을 것이다.

이와 같이 검출 순서가 달라짐에 따라 각 채널 별 유효 SINR이 다르게 나타나므로, 각 채널로 전송되는 변조 방식도 검출 순서가 어떻게 결정되는가에 따라 다르게 나타난다. 따라서 본 발명에서는 실제적인 오차확률을 줄이기 위하여 모든 가능한 경우의 검출 순서들에 대하여 유효 SINR을 구하고, 그때 각 채널별로 할당 되는 비트 수를 찾는다. 이때 평균 오차확률은 하기 <수학식 7>과 같이 나타난다.

여기서, i는 검출 순서의 인덱스이고, 송신 안테나 수가 M_T일 때, M_T!개만큼이 존재한다.

상기 <수학식 7>에 있어, 평균 오차 확률을 최소화하는 것은

을 최대화하는 것으로 볼 수 있다. 전체 SNR ρ는 검출 순서에 따라 변하는 값이 아니므로, 상기 전체 SNR ρ는 최종적으로 하기 <수학식 8>과 같이 표현 할 수 있다.

상기 <수학식 8>은 평균 오차확률을 최소화하기 위한 검출 순서를 결정하는 일반화된 수학식이라 할 것이다. 전술한 바와 같이 본 발명은 가능한 모든 경우의 검출 순서들에 대해서 유효 SINR들을 구하고 비트 할당을 함으로써, 각 변조방식 별 최소 심볼 거리인

와 유효 SINR인 SINR_iK의 곱이 최소인 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택한다. 이와 같이 검출 순서를 선택함으로써 평균 오차확률을 최소화할 수 있다. 또한 안테나 수가 증가하는 경우 가능한 모든 경우의 검출 순서들을 고려하지 않고, 순방향 순서와 역방향 순서에 대해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리인

와 유효 SINR인 SINR_iK의 곱이 최소인 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택한다. 이로써 모든 경우의 검출 순서를 고려하는 경우와 비슷한 성능을 얻을 수 있었다.

B. 최적의 검출 순서를 결정하기 위한 장치

후술 될 본 발명의 실시 예에 따른 최적의 검출 순서를 결정하기 위한 장치에서는 사용 가능한 모든 검출 순서들을 순차적으로 입력하고, 각 검출 순서 별로 송신 안테나들에 대한 변조방식과 유효 SIR을 측정한다. 그 후 앞에서 살펴본 일반화된 수학식인 <수학식 7>에 의해 최적의 검출 순서를 결정한다. 그 후 상기 결정된 최적의 검출 순서를 V-BLAST로 전달함으로써, 최소화된 평균 오차확률을 가지도록 송신 안테나들로부터의 신호들을 수신하게 된다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 최소 평균 에러 확률을 얻기 위한 다중 안테나 수신기의 구조를 보이고 있는 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 복수의 안테나들을 통해 수신되는 신호들은 V-BLAST부로 입력된다. 상기 V-BLAST부는 최적의 검출 순서에 의해 V-BLAST 기법을 이용하여 상기 입력 신호들을 서브-스트림 별로 검출한다. 상기 최적의 검출 순서는 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에 의해 결정된다. 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부는 상기 최적의 검출 순서를 결정하기 위해 사용 가능한 모든 검출 순서들을 순차적으로 입력 받는다. 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부는 특정 검출 순서가 입력되면, 상기 검출 순서를 상기 <수학식 7>과 <수학식 8>에 적용한다. 상기 <수학식 7>과 상기 <수학식 8>은 상기 도 2에서 보이고 있는 수학식과 일치한다. 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부는 상기 입력된 검출 순서에 입각하여 상기 <수학식 3>에 의해 각 채널(또는 송신 안테나) 별 유효 SIR들을 계산한다. 그리고 상기 입력된 검출 순서에 입각하여 각 채널(또는 송신 안테나) 별로의 비트 로딩을 계산한다. 상기 비트 로딩은 상기 채널(또는 송신 안테나) 별로 사용될 변조방식에 해당한다.
상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에 의해 각 검출 순서별로 계산된 유효 SIR과 비트 로딩에 대한 일 예를 상기 도 2에서 보이고 있다. 상기 도 2에서 검출 순서 필드에 괄호 내에 표기된 숫자는 송신 안테나의 인덱스에 해당한다. 첫 번째 검출 순서는 첫 번째 송신 안테나가 선택된 후 두 번째 송신 안테나를 선택하는 것이며, 두 번째 검출 순서는 두 번째 송신 안테나가 선택된 후 첫 번째 송신 안테나가 선택되는 것이다. 유효 SIR 필드에 있어 괄호 내의 값은 해당 검출 순서에 의해 측정된 각 송신 안테나 별 유효 SIR들을 보이고 있다. 비트 로딩 필드에서 M₁₁은 첫 번째 송신 안테나에서 첫 번째 수신 안테나로 연결되는 채널에 대한 비트 로딩 값을 나타내며, M₁₂는 두 번째 송신 안테나에서 첫 번째 수신 안테나로 연결되는 채널에 대한 비트 로딩 값을 나타낸다. 한편 M₂₂는 두 번째 송신 안테나에서 두 번째 수신 안테나로 연결되는 채널에 대한 비트 로딩 값을 나타내며, M₂₁은 첫 번째 송신 안테나에서 두 번째 수신 안테나로 연결되는 채널에 대한 비트 로딩 값을 나타낸다.

상기 비트 로딩을 통해 획득된 비트 로딩 패턴은 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부로부터 출력된다. 또한 상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부는 모든 검출 순서 별로 각 채널(또는 송신 안테나)들에 대한 유효 SIR과 변조방식을 상기 <수학식 7>에 적용함으로써, 최적의 검출 순서를 결정한다.

C. 최적의 검출 순서를 결정하기 위한 실시 예

이하 전술한 본 발명에 대해 임의의 실험치를 대입한 실시 예에 대해 살펴보면 다음과 같다. 이때 두 개의 송신 안테나들과 두 개의 수신 안테나들에 의해 형성되는 네 개의 채널들을 가정하기로 한다. 예를 들어 2×2 채널들 각각의 채널 행렬들이 하기 <수학식 9>와 <수학식 10>과 같이 주어진다고 가정하자.

상기 <수학식 9>와 상기 <수학식 10>으로써 보이고 있는 두 가지 예들(case 1, case 2)은 서로 다른 채널 환경에서의 채널 행렬들을 가정하고 있다. 전술한 상 황에서의 가능한 검출 순서는 2가지가 존재한다. 즉 순방향 순서 검출과 역방향 순서 검출이 존재한다. 상기 순방향 순서 검출은 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 의해 측정한 유효 SIR과 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 의해 측정한 유효 SIR 중 큰 값을 가지는 송신 안테나를 먼저 선택하는 것이다. 상기 역방향 순서 검출은 첫 번째와 두 번째 송신 안테나들로부터의 신호들에 의해 측정한 유효 SIR들 중 작은 값을 가지는 송신 안테나를 선택하는 것이다.

상기 <수학식 9>에서 보이고 있는 첫 번째 케이스의 채널 행렬에 의해 순방향 순서 검출을 수행하는 경우에 있어서의 동작을 하기 <표 1>을 참조하여 설명하면, 처음 단계에서 첫 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.0912"로 측정된다. 두 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.048"로 측정되었다. 상기 두 개의 유효 SIR들 중 큰 유효 SIR을 나타내는 첫 번째 송신 안테나에 해당하는 채널을 선택한다. 그리고 두 번째 단계에서는 상기 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호를 제거한 후 상기 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 의한 유효 SIR을 구한다. 이렇게 구하여진 유효 SIR이 "0.6463"이다. 이렇게 구한 각 채널 별 유효 SINR에 대해 총 비트가 4비트가 되도록 비트 로딩을 통한 비트 할당을 하면, 상기 두 채널들에 대해 각각 2비트가 할당이 된다.

상기 <수학식 9>에서 보이고 있는 첫 번째 케이스의 채널 행렬에 의해 역방향 순서 검출을 수행하는 경우에 있어서의 동작을 하기 <표 1>을 참조하여 설명하면, 처음 단계에서 첫 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.0912"로 측정된다. 두 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.048"로 측정되었다. 이는 순방향 순서 검출에서와 동일하다. 상기 두 개의 유효 SIR들 중 작은 유효 SIR을 나타내는 두 번째 송신 안테나에 해당하는 채널을 선택한다. 그리고 두 번째 단계에서는 상기 두 번째 송신 안테나로부터의 신호를 제거한 후 상기 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 의한 유효 SIR을 구한다. 이렇게 구하여진 유효 SIR이 "1.2343"이다. 이렇게 구한 각 채널 별 유효 SINR들에 의하면, 총 SIR은 순방향 순서 검출에 비하여 클 것이다. 상기 순방향 순서 검출에 의한 총 SIR은 "0.0912 + 0.6463 = 0.7375"이며, 역방향 순서 검출에 의한 총 SIR은 "0.048 + 1.2343 = 1.2823"이다. 하지만 상기 유효 SIR들(0.0912, 0.6463, 0.048, 1.2343) 중 가장 큰 SIR(1.2343)은 역방향 순서 검출에 의한 것이고, 상기 유효 SIR들(0.0912, 0.6463, 0.048, 1.2343) 중 가장 작은 SIR(0.048) 또한 역방향 순서 검출에 의한 것이다. 상기 역방향 순서 검출에 의해 구한 각 채널들의 유효 SIR들에 대해 총 비트가 4비트가 되도록 비트 할당을 하면, 상대적으로 큰 SIR을 가지는 채널(첫 번째 송신 안테나)에 대해 4비트가 할당이 된다. 그리고 상대적으로 작은 SIR을 가지는 채널(두 번째 송신 안테나)에는 제로 비트(zero bit)가 할당된다.

상기 <수학식 10>에서 보이고 있는 두 번째 케이스의 채널 행렬에 의해 순방향 순서 검출을 수행하는 경우에 있어서의 동작을 하기 <표 1>을 참조하여 설명하면, 처음 단계에서 첫 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.1069"로 측정된다. 두 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.4060"으로 측정되었다. 상기 두 개의 유효 SIR들 중 큰 유효 SIR을 나타내는 두 번째 송신 안테나에 해당하는 채널을 선택한다. 그리고 두 번째 단계에서는 상기 두 번째 송신 안테나로부터의 신호를 제거한 후 상기 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호에 의한 유효 SIR을 구한다. 이렇게 구하여진 유효 SIR이 "0.7593"이다.

상기 <수학식 10>에서 보이고 있는 두 번째 케이스의 채널 행렬에 의해 역방향 순서 검출을 수행하는 경우에 있어서의 동작을 하기 <표 1>을 참조하여 설명하면, 처음 단계에서 첫 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.1069"로 측정된다. 두 번째 송신 안테나에 대응하여서는 유효 SIR이 "0.4060"로 측정되었다. 이는 순방향 순서 검출에서와 동일하다. 따라서 상기 두 개의 유효 SIR들 중 작은 유효 SIR을 나타내는 첫 번째 송신 안테나에 해당하는 채널을 선택한다. 그리고 두 번째 단계에서는 상기 첫 번째 송신 안테나로부터의 신호를 제거한 후 상기 두 번째 송신 안테나로부터의 신호에 의한 유효 SIR을 구한다. 이렇게 구하여진 유효 SIR이 "2.8837"이다. 이렇게 구한 각 채널 별 유효 SINR들에 대해 총 비트가 4비트가 되도록 비트 할당을 하면, 상대적으로 큰 SIR을 가지는 채널에는 3비트가 할당이 되고 상대적으로 작은 SIR을 가지는 채널에는 1비트가 할당 된다. 전술한 바와 같이 기존의 기법들은 두 가지 채널들에 대해 모두 동일한 방식으로 검출 순서를 찾고 비트를 할당하여 전송하게 된다.

본 발명의 실시 예를 적용하게 되면, 순방향 순서 검출에 의해 구하여지는 기준 값들(proposed criterion) 중 작은 값과 역방향 순서 검출에 의해 구하여진 기준 값 중 작은 값을 비교하여 큰 값에 대응하는 검출 순서를 선택한다. 예컨대 하기 <표 1>을 참조하면, case 1에 있어서 순방향 순서 검출에 의해 획득된 기준 값들은 첫 번째와 두 번째 송신 안테나들 각각에 대응하여 "0.0456", "0.0473"이 된다. 한편 역방향 순서 검출에 의해 획득된 기준 값들은 첫 번째와 두 번째 송신 안테나들 각각에 대응하여 "No Trans", "0.1234"가 된다. 따라서 순방향 순서 검출에서는 작은 기준 값인 "0.0456"이 선택되고, 역방향 순서 검출에서는 작은 기준 값인 "0.1234"가 선택된다. 그 후 상기 두 개의 작은 값들을 비교하여 상대적으로 큰 기준 값인 "0.1234"를 선택한다. 따라서 상기 case 1에서는 상기 "0.1234"를 기준 값으로 포함하는 역방향 순서 검출을 최적의 검출 순서로 선택한다. 상기 case 1에서의 상기 순방향 순서 검출과 상기 역방향 순서 검출에 대해 평균 오차확률을 구하여보면, 하기 <표 1>에서 보이고 있는 바와 같이 역방향 순서 검출 기법이 적은 오차확률(0.0571)을 가짐을 알 수 있다.

다른 예로써 하기 <표 1>을 참조하면, case 2에 있어서 순방향 순서 검출에 의해 획득된 기준 값들은 첫 번째와 두 번째 송신 안테나들 각각에 대응하여 "0.1015", "0.0829"가 된다. 한편 역방향 순서 검출에 의해 획득된 기준 값들은 첫 번째와 두 번째 송신 안테나들 각각에 대응하여 "0.0534", "0.2112"가 된다. 따라서 순방향 순서 검출에서는 작은 기준 값인 "0.0829"가 선택되고, 역방향 순서 검출에서는 작은 기준 값인 "0.0534"가 선택된다. 그 후 상기 두 개의 작은 값들을 비교하여 상대적으로 큰 기준 값인 "0.0829"를 선택한다. 따라서 상기 case 2에서는 상기 "0.0829"를 기준 값으로 포함하는 순방향 순서 검출을 최적의 검출 순서로 선택한다. 상기 case 2에서의 상기 순방향 순서 검출과 상기 역방향 순서 검출에 대해 평균 오차확률을 구하여보면, 하기 <표 1>에서 보이고 있는 바와 같이 순방향 순서 검출 기법이 적은 오차확률(0.0373)을 가짐을 알 수 있다.

기존 기법과 본 발명에서 제안한 기법의 동작 원리를 보이고 있는 하기 <표 1>을 통해서는 앞서 예시한 바를 알 수 있다.

그러나 본 발명에서 제안된 기법에서는 전송이 없는 경우를 제외하고, 상기 <수학식 8>)에 근거하여 검출 순서를 선택할 수 있다. 이 경우 상기 case 1의 채널에서는 역방향 순서가 선택이 되고, 상기 case 2의 채널에서는 순방향 순서가 선택 되어 기존의 기법 보다 적은 오차확률을 나타낸다.

이하 소정의 실험 환경을 설정하여 본 발명에서 제안하고 있는 기법에 의한 실험 결과에 대해 살펴보도록 한다.

하기 <표 2>에서는 실험 환경을 보이고 있다.

Bit loading Algorithm	Chow's algorithm
Modulation	No Trans. BPSK, QPSK, 8PSK, 16QAM
Detection	ZF-SIC
Antenna Configuration	2by2, 3by3
Channel Model	Rayleigh flat fading

본 실험에서는 각 채널 당 동일 전력을 할당하고, 적응 변조방식을 이용하는 경우를 고려하였고, 상기 <표 2>로 주어진 환경에서 실험을 행하였다. 도 3은 상기 <표 2>의 실험 환경에서 적응 변조방식을 적용한 2*2 SM-MIMO 시스템에서 검출 순서에 따른 비트 오차 확률을 보이고 있다. 도 4는 적응 변조방식을 적용한 3*3 SM-MIMO 시스템에서 검출 순서에 따른 비트 오류 확률을 보이고 있다. 상기 도 3과 상기 도 4를 통해 본 발명에서 제안된 기법이 평균 오차확률을 최소화하는 최적 순서 기법과 거의 동일함을 확인 할 수 있다.

또한 오차확률 10^-3을 기준으로 2*2 안테나인 경우에 기존의 기법에 비해 제안된 기법이 약 3 dB 이득이 있고, 3*3 안테나인 경우에 기존의 기법에 비해 제안된 기법이 약 2 dB 이득이 있음을 알 수 있다. 상기 3*3인 경우에 탐색 수를 줄이기 위하여 순방향 순서와 역방향 순서만을 고려할 경우 풀-탐색을 한 것에 비한 성능은 떨어진다. 하지만 기존의 기법에 비하여 약 1.3dB정도의 SNR 이득을 볼 수 있다.

전술한 바와 같이 본 발명은 동일 전력에 적응 변조기법만을 갖는 시스템에서 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 유효 SINR의 곱이 최소인 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택한다. 따라서 평균 오차확률을 최소화함으로써, 시스템의 성능을 향상시키는 효과를 가진다. 즉 본 발명에서는 비트 로딩 알고리즘에 상관없이 오차 확률을 줄일 수 있는 검출순서를 결정할 수 있으며, 적은 연산량으로 오차 확률 측면에서 최적의 기법과 동일한 성능을 보일 수 있다.

Claims (8)

1. 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 오차 확률이 최소가 되도록 하는 검출 순서 결정방법에 있어서,

   모든 가능한 검출 순서들 각각에 대해 채널 별 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비들을 구하는 과정과,

   상기 검출 순서들 중 비트 할당을 통해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비의 곱이 최소가 되는 채널이 최대가 되도록 하는 검출 순서를 선택하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 검출 순서의 선택은 하기 <수학식 11>에 의해 이루어짐을 특징으로 하는 상기 방법.

   

   여기서, i는 검출 순서의 인덱스이고, k는 송신 안테나의 인덱스이며, g_M은 변조기법에 따라 주어지는 최소 심볼 거리에 해당하는 상수이며, γ은 채널에 의한 신호대 간섭비이며, r은 제로 비트가 할당되지 않는 채널의 수임.
3. 제2항에 있어서, 상기 안테나의 수가 증가하면, 상기 검출 순서들 중 순방향 순서와 역방향 순서에 대해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호대 간섭 잡음비의 곱이 최소가 되는 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택함을 특징으로 하는 상기 방법.
4. 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 오차 확률이 최소화가 되도록 신호를 수신하는 장치에 있어서,

   모든 가능한 검출 순서들을 순차적으로 입력하고, 상기 입력된 검출 순서에 의해 각 송신 안테나별로의 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비들을 구하고, 상기 검출 순서들 중 비트 할당을 통해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호 대 간섭 펄스 잡음 비의 곱이 최소가 되는 채널이 최대가 되도록 하는 검출 순서를 선택하는 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부와,

   상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에 의해 선택된 검출 순서에 의해 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하는 V-BLAST부를 포함하는 신호 수신장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 검출 순서의 선택은 하기 <수학식 12>에 의해 이루어짐을 특징으로 하는 신호 수신장치.

   

   여기서, i는 검출 순서의 인덱스이고, k는 송신 안테나의 인덱스이며, g_M은 변조기법에 따라 주어지는 최소 심볼 거리에 해당하는 상수이며,

   

   은 채널에 의한 신호대 간섭비이며, r은 제로 비트가 할당되지 않는 채널의 수임.
6. 제5항에 있어서, 상기 송신 안테나의 수가 증가하면, 상기 검출 순서들 중 순방향 순서와 역방향 순서에 대해 각 변조방식 별 최소 심볼 거리와 상기 유효 신호대 간섭 잡음비의 곱이 최소가 되는 채널을 최대로 하는 검출 순서를 선택함을 특징으로 하는 상기 방법.
7. 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 오차 확률이 최소화가 되도록 하는 검출 순서 결정방법에 있어서,

   모든 가능한 검출 순서들 각각에 대해 각 송신 안테나들 별로의 기준 값을 하기 <수학식 13>에 의해 계산하는 과정과,

   상기 각 검출 순서들에 대해 송신 안테나별로 계산된 기준 값들 중 가장 작은 기준 값을 선택하는 과정과,

   상기 각 검출 순서들에 대응하여 선택된 기준 값들 중 가장 큰 기준 값을 선택하는 과정과,

   상기 선택된 가장 큰 기준 값이 획득된 검출 순서를 최종 검출 순서로 결정하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 상기 방법.

   

   여기서, i는 검출 순서의 인덱스이고, k는 송신 안테나의 인덱스이며, g_M은 변조기법에 따라 주어지는 최소 심볼 거리에 해당하는 상수이며,

   

   은 채널에 의한 신호대 간섭비이며, r은 제로 비트가 할당되지 않는 채널의 수임.
8. 복수의 안테나들 별로 동일한 전력과 적응적 변조방식을 사용하는 공간 다중화 다중 입력 다중 출력 시스템에서, 오차 확률이 최소화가 되도록 신호를 수신하는 장치에 있어서,

   모든 가능한 검출 순서들 각각에 대해 각 송신 안테나들 별로의 기준 값을 하기 <수학식 14>에 의해 계산하고, 상기 각 검출 순서들에 대해 송신 안테나별로 계산된 기준 값들 중 가장 작은 기준 값을 선택한 후 상기 각 검출 순서들에 대응하여 선택된 기준 값들 중 가장 큰 기준 값을 획득하게 된 검출 순서를 최종 검출 순서로 결정하는 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부와,

   상기 유효 SIR 및 비트 로딩 계산부에 의해 결정된 검출 순서에 의해 복수의 수신 안테나들을 통해 신호를 수신하는 V-BLAST부를 포함함을 특징으로 하는 상기 장치.

   

   여기서, i는 검출 순서의 인덱스이고, k는 송신 안테나의 인덱스이며, g_M은 변조기법에 따라 주어지는 최소 심볼 거리에 해당하는 상수이며,

   

   은 채널에 의한 신호대 간섭비이며, r은 제로 비트가 할당되지 않는 채널의 수임.

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