JP2008505520A

JP2008505520A - 多出力無線通信システムで最尤デコードを行うシステム及び方法

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Publication number: JP2008505520A
Application number: JP2007518785A
Authority: JP
Inventors: オウヤン，シュエメイ; シィリ，ペン; ゴーシュ，モーニシャ
Original assignee: Koninklijke Philips NV; Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2004-06-30
Filing date: 2005-06-27
Publication date: 2008-02-21
Anticipated expiration: 2025-06-27
Also published as: EP1763935A2; CN1977486B; US20090190682A1; WO2006003607A3; JP4861316B2; KR20070026657A; CN1977486A; US7724834B2; EP1763935B1; ATE511257T1; WO2006003607A2

Abstract

MIMOシステムの簡略化最尤（ML）デコードを行うシステム及び方法が提供される。完全なMLデコードは、CC符号化のMIMOシステムについて下界のデコードを提供する。しかし、実際のシステムに実装するには計算コストが高すぎる。デコードについて多数の代替方法が提案されている。これらの中で、WZF（weighted Zero Forcing）は合理的な計算の複雑性で利用可能な性能を与えることができるが、WZFデコード及びMLデコードについて数dBの性能ギャップが存在する。本発明は、利用可能な実装の複雑性でWZFデコードより改善した性能を有するデコードシステム及び方法を開示する。

Description

本発明は、多入力多出力（MIMO：Multiple-In-Multiple-Out）無線通信システムで簡略化最尤（ML：Maximum Likelihood）デコード方法を行うシステム及び方法に関する。

多入力多出力（MIMO：Multiple in Multiple out）は単一アンテナシステムより優れた周波数効率を提供する可能性を有するため、MIMOが無線ネットワーク用途で更なる注目を得ている。しかし、実装の複雑性は単一アンテナの通信システムより高い。

増加するアンテナ数から生じるハードウェアの増加のためだけでなく、デコードの高い複雑性に関連するコストのため、実装コストが高くなる。システムが複数の入力を有する場合、複数の入力の同時検出が最適である。しかし、同時検出は非常に高い計算の複雑性を有する傾向にある。従って、ZF（Zero Forcing）及びOSIC（Ordered Successive Interference Cancellation）のように（Wolniansky,P.W.他の“V-BLAST: an architecture for realizing very high data rates over the rich-scattering wireless channel”、ISSSE 98、pp295-300を参照のこと。この文献は参照として取り込まれる）、ほとんどのMIMOデコードは、最適ではないが、計算上利用可能な方法に焦点を当てている。Speth他の“Low complexity spaced frequency MLSE for multi-user COFDM”、GLOBECOM ‘99、Vol.5、1999、pp2395-2399（参照として取り込まれる）は、最適のMLデコードに基づく簡略化デコードを提供する。しかし、基本概念は依然としてZFである。違いは、Speth他で提案された方法は、ビットメトリクスに重み付けを行うためにチャネル状態情報を使用する点である。このため、WZF（Weighted Zero Forcing）デコードと呼ばれるようになっている。

簡単であるため、WZFは現在ではMIMOデコードの選択肢であるが、最適なMLデコードとWZFとの間に数dBの性能ギャップが依然として存在する。合理的な実装コストで性能ギャップを除去するデコード方法を見つけるために研究が継続している。

従って、既存のWZFのMIMOデコードを改善するシステム及び方法のニーズが存在する。

本発明は、MIMO無線システムについてZFと全く異なるデコード方法を提供する。

本発明のシステム及び方法は、同時検出のノルム2計算を実行する代わりに、より簡単な計算を実行する最適なMLデコードに基づく。簡単な計算は、実装について更に利用可能なレベルに必要な乗算の数を低減する。

シミュレーションによれば、簡略化MLデコード方法の第１の実施例の性能は、10^-2のパケット誤り率（PER：packet error rate）レベルでWZFに対して2dBの利得を提供する。

シミュレーションによれば、簡略化MLデコード方法の第２の実施例の性能は、16/64QAM（Quadrature Amplitude Modulation）変調について10^-2のPERレベルでWZFに対して4dBの利得を提供し、BPSK（Binary Phase Shift Keying）変調について8dBの利得を提供する。

以下の説明は限定のためではなく、説明の目的で提供されていることが、当業者にわかる。本発明の要旨及び特許請求の範囲内にある多数の変更態様が存在することを当業者はわかる。本発明をあいまいにしないように、既知の機能及び動作の不要な詳細はこの説明から省略されることがある。

図１は、本発明の実施例が適用される典型的な複数アンテナ無線通信ネットワーク100を示している。ネットワークは複数の無線装置101を有し、それぞれが、本発明に従って簡略化距離計算を使用してMLデコードを実行するように変更されている。本発明の原理によれば、無線装置101が計算上でコスト効率の良い方法でMLデコードに基づいて信号を受信してデコードすることを可能にする簡略化距離計算手法が提供される。

次に図２を参照すると、図１に示すWLAN100内の各無線装置101は、図２に示すアーキテクチャを有するシステムを有してもよい。各無線装置101は、一式のチャネル102で通信する受信機201に結合された複数のアンテナ205を有してもよい。装置101は、プロセッサ202と、簡略化距離計算を備えた最尤デコーダとをそれぞれ更に有する。プロセッサは、受信機から１つ以上のシンボルのシーケンスを有する信号を受信し、信号を処理してそのビットメトリクスをデインターリーバ及びViterbiデコーダ204に提供するように構成される。このビットメトリクスは、本発明による簡略化距離計算を有するML技術を使用して計算されている。

本発明は、観測による距離計算を行うシステム及び方法を提供する。最適なMLデコードでは、Viterbiデコーダのビットメトリクスを計算するために以下の式が使用される。

ただし、m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である送信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示す。Cは全コンステレーションポイントのセットを示し、C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである。ビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)は、双方のビットストリームをデコードするために対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信される。本発明の第１の実施例では、メトリクス計算は以下のように簡略化される。

これによって、10^-2のPERレベルでWZFに対して2dBの利得を提供する一方で、乗算を比較と交換することで計算コストを低減する。

本発明の第２の実施例では、メトリクス計算は以下のように簡略化される。

これは、16/64QAM変調について10^-2のPERレベルでWZFに対して4dBの利得を提供し、BPSK変調について8dBの利得を提供する一方で、乗算を加算と交換することで計算コストを低減する。

＜最適な単一入力単一出力SISOのCOFDM（Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムのデコード＞
OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）の基本概念は、高レートのデータストリームを、複数のサブキャリアで同時に送信される複数の低レートのストリームに分割することにある。低レートの並列のサブキャリアではシンボル期間が増加するため、マルチパス遅延スプレッドにより生じる時間の相対的な分散量は減少する。各OFDMシンボルでガード区間を導入することにより、シンボル間干渉がほぼ完全に除去される。

単一キャリアシステムでは、時間分散チャネル（周波数選択性フェージングチャネル）がシステムにチャネルメモリを持ち込むため、高い計算コストの理由で同時最尤等化及びデコードは現実的ではない。一般的な実務は、まずチャネルを等化する基準として最小平均二乗誤差（MMSE：maximum mean-square error）を使用する。次に、等化された信号は、更なるデコードのために最尤検出器に送信される。これは次善のシステムである。COFDMシステムでは、システムが各サブキャリアを平坦なフェージングチャネルを受けさせるように設計されるため、実際の最尤等化及びデコードは利用可能な計算コストで実装可能である。

COFDMシステムに基づくIEEE802.11aの典型的なトランシーバのアーキテクチャが、Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications: High-speed Physical Layer in the 5GHz Band, IEEE Std 802.11a, 199にある。これが参照として取り込まれる。このトランシーバでは、Grayマッピングと結合したビット単位のインターリーブが使用される。BICM（Bit Interleaved Coded Modulation）と呼ばれるこの技術は、同程度の複雑性を有するTCMよりRayleighフェージングチャネルでかなり優れた性能を提供する。周波数ドメインの受信信号は次のように表され得る。

ただし、h_kはチャネル周波数応答であり、s_kは送信信号であり、n_kは第kのサブキャリアでの分散σ_N ²の複合白色ガウス雑音である。BICMにより、次の条件付確率の対数に比例したメトリクスを使用して、標準的なソフト入力のViterbiデコーダを介したML型デコードが可能になる。

ただし、

であり、b_k,iはサブキャリアkで送信されるシンボルのビットiであり、C_i ^pはiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットであり、pは0又は1である。

式(2)によるソフトビットを決定することは、依然として非常に複雑である。一般的な簡略化は、(2)の最大項のみを考慮することである（例えばSpeth,M.; Senst,A.; Meyr, Hの“Low complexity space-frequency Maximum Likelihood Sequence Estimation (MLSE) for Multi-user COFDM”、GLOBECOM ‘99, Vol.5, 1999, pp2395-2399を参照のこと。この内容が参照として取り込まれる）。従って、最尤シーケンス推定は、Viterbiデコーダに送信される次のようなメトリクスを必要とする。

64QAMについて、‘1’又は‘0’であるビットのビットメトリクスを得るために、ビットiが‘1’又は‘0’である異なるコンステレーションポイントaで32の距離を計算し、これらの距離の最小値を見つける必要がある。

＜最適な2byOFDMシステムのデコード＞
IEEE802.11aの54MbpsモードのOFDMシステムに基づく2byMIMOシステムの図が図３に示されている。次のように無線チャネルを定義する。

ただし、h_ijはサブキャリアkでの送信アンテナiから受信アンテナjへのチャネルを表す。各サブキャリアの演算は同じであるため、スペースを節約するために、添え字kが以下の説明で省略される。一般性を失わずに、４チャネルが独立のRayleighフェージングチャネルであることを仮定する。受信信号は次のように表され得る。

SISOシステムのML検出と同様に、シンボルS₁及びS₂のビットのビットメトリクスを見つけるために、受信信号の対r₁及びr₂毎に以下の式が満たされなければならない。

ただし、m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である送信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示す。Cは全コンステレーションポイントのセットを示し、C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである。ビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)は、双方のビットストリームをデコードするために対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信される。

＜重み付けZF（Weighted ZF）デコード＞
簡潔にするため、2×2のMIMOの分析を詳細に行う。同じ原理がn×nのMIMOシステムに容易に利用され得る。(4)の受信信号を行列形式で書き直すと、以下のようになる。

ZFフィルタで、送信信号の推定は次のようになる。

MMSEフィルタで、送信信号の推定は次のようになる。

推定誤差（ZFのみで、MMSE分析が更なる雑音の分散項で同じ原理に従う）は次のようになる。

分散は次のようになる。

従って、多次元の複合同時確率分布は次のようになる。

R_εは対角行列ではないため、ビットメトリクス計算は、これらの２つのシンボル検出で分離できない。計算を簡単にするために、(11)の成分について無相関の通常の分布を仮定する。ビットメトリクスは次のように計算される。

ただし、m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である送信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示す。C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである。ビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)は、双方のビットストリームをデコードするために対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信される。

＜簡略化MLデコード＞
チャネル行列が不良条件である場合に、ZFデコードは雑音を増やすという問題を有する。重み付けZFは、不良条件のチャネルから計算されたビットメトリクスに低い重みを与えることで、この問題を部分的に解決する。この手法を使用して、Viterbiデコーダは、いくつかの非常に誤ったビットメトリクスによっては乱されない。これは、誤ったビットメトリクスをほとんど0に設定するようにシーケンスをパンクチャ（puncture）することに類似している。次のデコーダは、これらのビットの周辺のいくつかの信頼性のあるビット情報を使用して、これらのビットを回復することを試みる。

本発明では、MLデコードと同じ基本原理を有するデコード方法が使用される。唯一の違いは、ML基準の距離計算を、あまり計算集約的ではない概算の距離計算に交換することである。ビットメトリクスは次のように簡略化される。

(1)第１の実施例

10^-2のPERレベルでWZFに対して2dBの利得を提供する一方で、乗算を比較と交換することで計算コストを低減する。

１つのパケットで送信される全てのビットについてビットメトリクスを見つけるために簡略化MLデコードに必要な乗算の数は、4*Mである。ただし、Mはチャネルが１つのOFDMパケットで準静的に留まることを仮定したときのコンステレーション階数（constellation order）である。WZF方法では、１つのパケットに必要な乗算は8*N*Kである。ただし、Nは１つのOFDMシンボルのデータサブキャリアの数であり、Kは１つのパケットのOFDMシンボルの数である。

一例のみとして、SML、WZF及びMLデコーダの乗算の数は以下のように計算される。
a.パケットは(i)1000バイト及び(2)１つのOFDMシンボルに96のデータサブキャリアを有する。
b.64QAMが第１の実施例の2×2のMIMOシステムを使用してデータを送信するために使用される。
全パケットでは、
a.SMLは4*64*96=24567の複雑な乗算を必要とする。
b.WZFは6*96+8*96*10=8256の複雑な乗算を必要とする。
c.最適なMLデコードは4*64*96+96*10*2+64*64*96*10*2=7890816の複雑な乗算を必要とする。
単一ビットでは、
a.SMLは約24567/(1000*8)〜=3の複雑な乗算を必要とする。
b.WZFは約8256/(1000*8)’=1の複雑な乗算を必要とする。
c.最適なMLデコードは約7890816/(1000*8)〜=986の複雑な乗算を必要とする。
これに対して、第１の実施例では、最小距離を検索するための比較の数は次のようになる。
a.SMLでは64*64=4096
b.WZFでは64*2=128
c.最適なMLデコードでは64*64=4096
SML及びWZRに比較して簡略化MLデコード方法の性能を測定するために、第１の実施例をシミュレーションした。図４に示すPER対SNRの曲線として結果が提示されている。シミュレーションのパラメータは表１に記載されている。

図４から、RSコードなしでは10^-2のPERレベルでWZFに対してSMLの約2dBの利得が存在することが明らかである。RSコードが有効である場合、図面から28dBの後にPERが0になることがわかるため、性能の利得は更に大きくなる。

(2)第２の実施例

簡略化MLデコードは、１つのサブキャリアで送信される全てのビットのビットメトリクスを見つけるために、4*Mの複雑な乗算を必要とする。ただし、Mはコンステレーション階数である。WZF方法では、どのような変調方式が使用されても、１つのサブキャリアに必要な乗算は8である。一例のみとして、SML、WZF及びMLデコーダの乗算の数が比較される。１つのパケットが1000の情報バイト、１つのOFDMシンボルで96のデータサブキャリアを有することを仮定すると、データを送信するために64QAMが使用され、本発明による2×2のMIMOシステムと比較される。パケットは所定のOFDM及び変調パラメータについて約10のOFDMシンボルを有する。
１つのパケットをデコードするために、
SMLは4*64*96=24576の複雑な乗算を必要とする。
WZFは約6*96+8*96*10=8256の複雑な乗算を必要とする。
最適なMLデコードは約4*64*96+64*64*96*10*2=7888896の複雑な乗算を必要とする。
単一のビットでは、
SMLは約24576/(1000*8)〜=3の複雑な乗算を必要とする。
WZFは8256/(1000*8)〜=1の乗算を必要とする。
最適なMLは7888896/(1000*8)〜=986の乗算を必要とする。
最小距離を見つけるために、
SMLは64*64=4096の加算を必要とする。
WZFは64*2=128の加算を必要とする。
最適なMLは64*64=4096の加算を必要とする。

SML及びWZRに比較して簡略化MLデコード方法の性能を決定するために、第２実施例をシミュレーションした。図５ａ−ｃに示す異なる変調方式でPER対SNRの曲線として結果が提示されている。シミュレーションのパラメータは表２に記載されている。

次に図５ａ−ｃを参照すると、16QAM及び64QAM変調についてRSコードなしで10^-2のPERレベルでWZFに対してSMLの約8dBの利得が存在し、BPSK変調について約8dBの利得が存在することがわかる。

本発明のデコード方法は如何なる11nのデコーダでも使用可能であるため、本発明によるMIMOシステム及び方法は、IEEE802.11n標準によるシステム及び方法でも使用可能である。しかし、一般的なデコードシステム及び方法が提供されるため、本発明の用途は11n装置のみに限定されない。すなわち、本発明のシステム及び方法は、如何なる畳み込み符号のBICM MIMOシステムにも使用可能であり、特に2×2のMIMOのように少数のアンテナを有する無線システムで優れている。本発明のシステム及び方法は簡略化MLデコード方法を有するため、MLデコードを使用した如何なる通信システムも、システム実装の計算コストを低減するために本発明を利用することができる。

本発明のシステム及び方法によるデコーダは、最尤デコーダMLにより提供される誤り性能のレベルに近い誤り性能のレベルを提供する。

本発明の好ましい実施例について図示及び説明したが、ここで使用されるスーパーフレームは例示するものであり、様々な変更及び変形が行われてもよく、本発明の真の範囲を逸脱しない均等物がこの要素に置換されてもよいことが、当業者にわかる。更に、この中心の範囲を逸脱することなく、本発明の教示を特定の状況に適用するために多数の変形が行われてもよい。従って、本発明は、本発明を実行するために考えられたベストモードとして開示されている特定の実施例に限定されず、本発明は特許請求の範囲内にある全ての実施例を含むことを意図する。

本発明の実施例が適用される複数アンテナ装置を有する典型的な無線ネットワークアーキテクチャ本発明の実施例に従って簡略化した複数アンテナ無線装置の概略ブロック図 2×2のMIMOシステムアーキテクチャ第１の実施例でのBER及びPER対SNRの曲線第２の実施例での異なる変調のPER対SNRの曲線

Claims

多入力多出力の無線通信システムで受信信号をデコードする方法であって：
少なくとも１つのシンボルをそれぞれ有する少なくとも１つの対のビットストリームを受信するステップと；
減少した計算コストを有する簡略化ビットメトリクス計算を使用する最適な最尤MLデコーダにより、受信した少なくとも１つの対のビットストリームをデコードするステップと；
を有する方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記簡略化ビットメトリクス計算は、少なくとも１つの乗算を比較演算と交換する方法。
請求項２に記載の方法であって、
前記デコードするステップは：
m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である受信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示し、Cは全コンステレーションポイントのセットを示し、C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである場合に、

で前記簡略化ビットメトリクスを計算するステップと；
前記ビットストリームをデコードするために、計算されたビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)を対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信するステップと；
を更に有する方法。
請求項３に記載の方法であって、
前記デコードするステップは、最尤デコーダMLにより提供される誤り性能のレベルに近い誤り性能のレベルを提供する方法。
請求項４に記載の方法であって、
前記誤り性能のレベルは、10^-2のパケット誤り率PERレベルで重み付けZero Forcing WZFに対して2dBの利得である方法。
請求項１に記載の方法であって、
前記簡略化ビットメトリクス計算は、少なくとも１つの乗算を加算演算と交換する方法。
請求項６に記載の方法であって、
前記デコードするステップは：
m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である受信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示し、Cは全コンステレーションポイントのセットを示し、C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである場合に、

で前記簡略化ビットメトリクスを計算するステップと；
前記ビットストリームをデコードするために、計算されたビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)を対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信するステップと；
を更に有する方法。
請求項７に記載の方法であって、
前記デコードするステップは、最尤デコーダMLにより提供される誤り性能のレベルに近い誤り性能のレベルを提供する方法。
請求項７に記載の方法であって、
前記誤り性能のレベルは、16/64直交振幅変調QAMについて10^-2のパケット誤り率PERレベルで重み付けZero Forcing WZFに対して4dBの利得であり、２相位相変調BPSK変調について8dBの利得である方法。
多入力多出力の無線通信システムで受信信号をデコードする装置であって：
少なくとも１つのシンボルをそれぞれ有する少なくとも１つの対のビットストリームを受信するように動作可能な受信機と；
減少した計算コストを有する簡略化ビットメトリクス計算を使用する最尤デコーダとして、受信した少なくとも１つの対のビットストリームのデコード演算を実施するように構成されたデコーダと；
を有する装置。
請求項１０に記載の装置であって、
前記簡略化ビットメトリクス計算は、少なくとも１つの乗算を比較演算と交換する装置。
請求項１１に記載の装置であって：
前記装置は、少なくとも１つのデインターリーバ及びViterbiデコーダを更に有し；
前記デコーダは、
a. m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である受信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示し、Cは全コンステレーションポイントのセットを示し、C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである場合に、

を使用して前記簡略化ビットメトリクスを計算し、
b. 前記ビットストリームをデコードするために、計算されたビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)を、前記少なくとも１つのデインターリーバ及びViterbiデコーダのうち対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信するように構成される装置。
請求項１２に記載の装置であって、
前記デコーダは、最尤デコーダMLにより提供される誤り性能のレベルに近い誤り性能のレベルを提供する装置。
請求項１３に記載の装置であって、
前記誤り性能のレベルは、10^-2のパケット誤り率PERレベルで重み付けZero Forcing WZFに対して2dBの利得である装置。
請求項１０に記載の装置であって、
前記簡略化ビットメトリクス計算は、少なくとも１つの乗算を加算演算と交換する装置。
請求項１５に記載の装置であって、
前記装置は、少なくとも１つのデインターリーバ及びViterbiデコーダを更に有し；
前記デコーダは、
a. m_1i ^p及びm_2i ^pは‘p’（p∈{0,1}）である受信シンボルs₁及びs₂のビットiのビットメトリクスを示し、Cは全コンステレーションポイントのセットを示し、C_i ^pはビットiがpに等しくなるようなコンステレーションポイントのサブセットである場合に、

を使用して前記簡略化ビットメトリクスを計算し、
b. 前記ビットストリームをデコードするために、計算されたビットメトリクスの対(m_1i ⁰,m_1i ¹)(m_2i ⁰,m_2i ¹)を、前記少なくとも１つのデインターリーバ及びViterbiデコーダのうち対応するデインターリーバ及びViterbiデコーダに送信するように構成される装置。
請求項１６に記載の装置であって、
前記デコーダは、最尤デコーダMLにより提供される誤り性能のレベルに近い誤り性能のレベルを提供する装置。
請求項１７に記載の装置であって、
前記誤り性能のレベルは、16/64直交振幅変調QAMについて10^-2のパケット誤り率PERレベルで重み付けZero Forcing WZFに対して4dBの利得であり、２相位相変調BPSK変調について8dBの利得である装置。