JP4912232B2 - マルチアンテナ受信装置 - Google Patents

Description

本発明はマルチアンテナ受信装置に関し、特に送信側の複数アンテナから同時に送信された異なる変調信号を複数のアンテナで受信し、伝搬路上で複数の変調信号が多重化されてなる受信信号から、各変調信号に対応する送信データを復元する技術に関する。

従来、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）と呼ばれる通信方法のように複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調データを複数のアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようにしたものがある。受信側では、複数のアンテナからの送信信号を複数のアンテナで受信する。

ここで、各受信アンテナで得られる受信信号は、複数の変調信号が伝搬空間上で混ざり合ったものとなるので、各変調信号に対応するデータを復元するためには、各変調信号の伝搬路での変動値（以下これをチャネル変動と呼ぶ）を推定する必要がある。このため送信装置は予め変調信号にパイロットシンボル等の既知信号を挿入し、受信装置は変調信号に挿入された既知信号に基づいて、各送信アンテナと各受信アンテナ間の伝搬空間でのチャネル変動を推定する。そして、このチャネル変動推定値を用いて各変調信号を復調する。

その一つの方法として、チャネル変動推定値を要素とする行列の逆行列演算を行って、各変調信号を分離する方法がある。また別の方法として、チャネル変動推定値を用いて候補信号点位置を求め、この候補信号点位置と受信信号点位置との間で最尤判定（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）を行うことで、各変調信号により送信されたデータを復元する方法がある（例えば非特許文献１〜３参照）。

このようなマルチアンテナを用いた通信技術については、例えば非特許文献１で開示されている。以下、この非特許文献１に開示された内容について、図５１を用いて簡単に説明する。マルチアンテナ送信装置３０は、変調信号生成部３に送信信号Ａ及び送信信号Ｂを入力する。変調信号生成部３は、各送信信号Ａ、Ｂに対してＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等のディジタル変調処理を施し、これにより得たベースバンド信号４、５を無線部６に送出する。無線部６はベースバンド信号４、５に対してアップコンバートや増幅等の無線処理を施し、これにより得た変調信号７、８を各アンテナ９、１０に送出する。このようにしてマルチアンテナ送信装置３０は、送信信号Ａの変調信号７をアンテナ９から送信すると共に、これと同時に送信信号Ｂの変調信号８をアンテナ１０から送信するようになっている。

マルチアンテナ受信装置４０は、アンテナ１１で受信した受信信号１２を無線部１３に入力すると共に、アンテナ１５で受信した受信信号１６を無線部１７に入力する。無線部１３、１７は受信信号１２、１６に対してダウンコンバート等の無線処理を施し、これにより得たベースバンド信号１４、１８を復調部１９に送出する。

復調部１９はベースバンド信号１４、１８を検波することにより、送信信号Ａの受信ディジタル信号２０及び送信信号Ｂの受信ディジタル信号２１を得る。このとき非特許文献１では、復調部１９において、チャネル推定行列の逆行列演算を行って受信ディジタル信号２０、２１を得る方法と、最尤判定（ＭＬＤ）を行って受信ディジタル信号２０、２１を得る方法が記載されている。

さらに、非特許文献２では、復調部において候補信号点を削減することで演算量を低減するにあたって、反復復号を行うことで誤り率特性を向上させる方法が記載されている。具体的には、受信信号点と削減された候補信号点とを用いて再復号を行う技術が記載されている。
"Multiple-antenna diversity techniques for transmission over fading channels"IEEE WCNC 1999, pp.1038-1042, Sep. 1999. "ＭＩＭＯシステムにおける信号点削減を用いた反復復号のインタリーブ適用に関する検討―レイリーフェージング環境下におけるＢＥＲ特性−"電子情報通信学会、信学技報、ＲＣＳ２００４−８、２００４年４月 "ＭＩＭＯチャネルにおける空間分割多重方式とその基本特性"電子情報通信学会論文誌Ｂ、vol.J87-B, no.9, pp.1162-1173, ２００４年９月 "Likelihood detection utilizing ordering and decision partial bits in MIMO systems" IEICE Transactions on communications, vol.89-B, no.4, April 2006 "空間多重ＭＩＭＯシステムにおける順序付けおよび部分ビット判定を利用した尤度判定方法の６４ＱＡＭへの適用検討"電子情報通信学会 信学技報 ＲＣＳ２００６−３０、２００６年５月 "A comparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain" IEEE ICC 1995, pp.1009-1013, June 1995 "Performance analysis and design LDPC-coded MIMO OFDM systems," IEEE Transactions on signal processing, vol.52, no.2, Feb. 2004 "Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance for OFCDM MIMO multiplexing in multipath fading" IEICE Transactions on communications, vol.E88-B, no.1, Jan. 2005 "A universal lattice code decoder for fading channels," IEEE Transactions on information theory, vol.45, no.5, pp.1639-1642, July 1999 B. Lu, G. Yue, and X. Wang, "Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems" IEEE Trans. Signal Processing., vol.52, no.2, pp.348-361, Feb. 2004 B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51, no.3, pp.389-399, March 2003 S. Baro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003, May 2003 B. M. Hochwald, and S. ten Brink, "Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel" IEEE Trans. Commun., vol.51, no.3, pp.389-399, March 2003 S. Baro, J. Hagenauer, and M. Witzke, "Iterative detection of MIMO transmission using a list-sequential (LISS) detector" Proc. of IEEE ICC 2003, May 2003 P. Robertson, E. Villebrun, and P. Hoher, "A comparison of optimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain" Proc. IEEE ICC 1995, pp.1009-1013, June 1995 K. Kobayashi, Y. Murakami, M. Orihashi, and T. Matsuoka, "Varying interleave patterns with iterative decoding for improved performance in MIMO systems" Proc. of IEEE PIMRC2004, vol.2, pp.1429-1433, Sep. 2004

ところで、上述したようなマルチアンテナを用いたシステムでは、データ通信速度は上がるものの、特に受信装置の構成が複雑化する問題がある。特に最尤判定（ＭＬＤ）を行って各変調信号に対応するデータを得る方法では、候補信号点と受信点との間の最尤判定に要する演算数が多くなるため、回路規模が大きくなってしまう。

具体的に、送信アンテナ数が２で、受信アンテナ数が２の場合を考えると、ＱＰＳＫを施した変調信号を各アンテナから送信した場合、４×４＝１６個の候補信号点が存在することになる。さらに１６ＱＡＭを施した変調信号を各アンテナから送信した場合には、１６×１６＝２５６個の候補信号点が存在することになる。最尤判定（ＭＬＤ）を行う場合、実際の受信点とこれらの全候補信号との距離を計算する必要があるので、膨大な計算が必要となり、回路規模の増大に繋がる。

これに対して、チャネル推定行列の逆行列を用いて、受信信号から各変調信号を分離した後に判定を行う方法では、最尤判定（ＭＬＤ）を行う方法と比較して演算数が少なくなるため、回路規模は小さくなるが、電波伝搬環境によっては誤り率特性が低下し、この結果、受信データの誤り率特性が劣化する欠点がある。誤り率特性が低下すると、実質的なデータ通信速度が低下することに繋がる。

また、非特許文献２に記載された技術では、確かに誤り率特性を向上させることができるが、装置構成を複雑化させずに、さらに誤り率特性を向上させることができる構成が望まれている。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、誤り率特性の向上と、装置構成の簡単化とを両立できるマルチアンテナ受信装置を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明のマルチアンテナ受信装置は、複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、前記復号部で得られた、自変調信号以外の変調信号を構成する複数のディジタルデータにおいて、少なくとも１ビットを否定値としたビット系列の全ての組合せと前記複数のディジタルデータとを再帰的に用いて、前記候補信号点を求める信号点削減部と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、誤り率特性の向上と、装置構成の簡単化とを両立できるマルチアンテナ受信装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置１００の構成例を示す。本実施の形態では、説明を簡単化するために、送信アンテナが２本で、受信アンテナが２本の場合について記述するが、本発明は、Ｍ（Ｍ≧２）本の送信アンテナと、Ｎ（Ｎ≧２）本の受信アンテナを有するマルチアンテナシステムにも適用可能である。

符号化部１０２＿Ａは、変調信号Ａの送信データ１０１＿Ａ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している符号化（例えば、畳み込み符号化、ターボ符号化、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号化など）を行うことで、符号化後の変調信号Ａの符号化データ１０３＿Ａを得る。同様に、符号化部１０２＿Ｂは、変調信号Ｂの送信データ１０１＿Ｂ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している符号化を行うことで、符号化後の変調信号Ｂの符号化データ１０３＿Ｂを得る。

変調部１０４＿Ａは、変調信号Ａの符号化データ１０３＿Ａ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している変調方式に基づいて、マッピングを行うことで、変調信号Ａのベースバンド信号１０５＿Ａを得る。同様に、変調部１０４＿Ｂは、変調信号Ｂの符号化データ１０３＿Ｂ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０が示している変調方式に基づいて、マッピングを行うことで、変調信号Ｂのベースバンド信号１０５＿Ｂを得る。

無線部１０６＿Ａは、変調信号Ａのベースバンド信号１０５＿Ａを入力とし、周波数変換、増幅を行うことで、変調信号Ａの送信信号１０７＿Ａを得る。送信信号１０７＿Ａは、アンテナ１０８＿Ａから電波として出力される。同様に、無線部１０６＿Ｂは、変調信号Ｂのベースバンド信号１０５＿Ｂを入力とし、周波数変換、増幅を行うことで、変調信号Ｂの送信信号１０７＿Ｂを得る。送信信号１０７＿Ｂは、アンテナ１０８＿Ｂから電波として出力される。

フレーム構成信号生成部１０９は、フレーム構成に関する情報であるフレーム構成信号１１０を出力する。

図２に、マルチアンテナ送信装置１００の各アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂから送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ１０８＿Ａから送信される変調信号Ａ（図２（ａ））、アンテナ１０８＿Ｂから送信される変調信号Ｂ（図２（ｂ））はそれぞれ、チャネル変動推定シンボル２０１＿Ａ、２０１＿Ｂと、データシンボル２０２＿Ａ、２０２＿Ｂとを有する。マルチアンテナ送信装置１００は、図２に示すようなフレーム構成の変調信号Ａと変調信号Ｂとをほぼ同時刻に送信する。なおチャネル変動推定のためのシンボル２０１＿Ａ、２０１＿Ｂは、例えば、送受信において同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置が既知のシンボル（一般に、パイロットシンボル、プリアンブルなどと呼ばれるが、これに限ったものではない）であり、受信側で、チャネル変動を推定するのに用いられるシンボルである。データシンボルは、データを伝送するためのシンボルである。

同一時刻の変調信号Ａのシンボルと変調信号Ｂのシンボルは、同一周波数を用いて伝送される。

図３に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置３００の構成例を示す。無線部３０３＿Ｘは、アンテナ３０１＿Ｘで受信された受信信号３０２＿Ｘを入力とし、受信信号３０２＿Ｘに対して、周波数変換等の所定の無線受信処理を施し、ベースバンド信号３０４＿Ｘを出力する。無線部３０３＿Ｙは、アンテナ３０１＿Ｙで受信された受信信号３０２＿Ｙを入力とし、受信信号３０２＿Ｙに対して、周波数変換等の所定の無線受信処理を施し、ベースバンド信号３０４＿Ｙを出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部３０５＿Ａは、ベースバンド信号３０４＿Ｘを入力とし、図２の変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０６＿Ａを出力する。

変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０５＿Ｂは、ベースバンド信号３０４＿Ｘを入力とし、図２の変調信号Ｂのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ｂのチャネル変動シンボルに基づいて変調信号Ｂのチャネル変動を推定し、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３０６＿Ｂを出力する。

これにより、チャネル変動推定部３０５＿Ａ、３０５＿Ｂによって、送信アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂと受信アンテナ３０１＿Ｘ間のチャネル変動が推定される。

マルチアンテナ受信装置３００は、受信アンテナ３０１＿Ｙのブランチについても同様の処理を施す。具体的に説明する。無線部３０３＿Ｙは、アンテナ３０１＿Ｙで受信された受信信号３０２＿Ｙを入力とし、受信信号３０２＿Ｙに対して、周波数変換等の所定の無線受信処理を施し、ベースバンド信号３０４＿Ｙを出力する。

変調信号Ａのチャネル変動推定部３０７＿Ａは、ベースバンド信号３０４＿Ｙを入力とし、図２の変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ａのチャネル変動推定シンボルに基づいて変調信号Ａのチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０８＿Ａを出力する。

変調信号Ｂのチャネル変動推定部３０７＿Ｂは、ベースバンド信号３０４＿Ｙを入力とし、図２の変調信号Ｂのチャネル変動推定シンボルを検出し、変調信号Ｂのチャネル変動シンボルに基づいて変調信号Ｂのチャネル変動を推定し、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３０８＿Ｂを出力する。

これにより、チャネル変動推定部３０７＿Ａ、３０７＿Ｂによって、送信アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂと受信アンテナ３０１＿Ｙ間のチャネル変動が推定される。

信号処理部３０９は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号３０６＿Ａ、３０８＿Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号３０６＿Ｂ、３０８＿Ｂ、ベースバンド信号３０４＿Ｘ、３０４＿Ｙを入力とし、ベースバンド信号３０４＿Ｘ、３０４＿Ｙに含まれている変調信号Ａと変調信号Ｂのベースバンド信号の成分を分離し、さらに変調信号Ａ、変調信号Ｂに対して復号処理を施すことで、変調信号Ａの復号データ３１０＿Ａ及び変調信号Ｂの復号データ３１０＿Ｂを得る。

図４に、本実施の形態における送受信装置間の関係を示す。マルチアンテナ送信装置１００のアンテナ１０８＿Ａから送信される変調信号ＡをＴａ（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂから送信される変調信号ＢをＴｂ（ｔ）とする。また、マルチアンテナ受信装置３００のアンテナ３０１＿Ｘで受信される受信信号をＲ１（ｔ）、アンテナ３０１＿Ｙで受信される受信信号をＲ２（ｔ）とする。さらに、アンテナ１０８＿Ａ、３０１＿Ｘ間のチャネル変動をｈ１１（ｔ）、アンテナ１０８＿Ａ、３０１＿Ｙ間のチャネル変動をｈ１２（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂ、３０１＿Ｘ間のチャネル変動をｈ２１（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂ、３０１＿Ｙ間のチャネル変動をｈ２２（ｔ）とする（但し、ｔは時間とする）。すると、以下の関係式が成立する。

このチャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）は、図３のチャネル変動推定部３０５＿Ａ、３０５＿Ｂ、３０７＿Ａ、３０７＿Ｂで推定される。なおチャネル変動とは、伝送路変動を意味する。

図５に、信号処理部３０９の構成例を示す。信号処理部３０９は、空間多重された受信信号から簡易判定により変調信号Ａと変調信号Ｂを分離する分離部５０４と、分離された各変調信号を軟判定する軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂと、記憶部５０８と、候補信号点を削減する信号点削減部５１２＿ＹＡ、５１２＿ＸＡ、５１４＿ＹＡ、５１４＿ＸＡ、５１６＿ＹＢ、５１６＿ＸＢ、５１８＿ＹＢ、５１８＿ＸＢと、削減された候補信号点と受信点との信号点距離に基づいて各変調信号Ａ、Ｂを軟判定する軟出力部５２０＿Ａ、５２２＿Ａ、５２４＿Ｂ５２６＿Ｂと、軟判定結果を用いて変調信号Ａ、Ｂのディジタルデータを得る復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂと、を有する。

なお、以下では、変調信号Ａ、Ｂの変調方式がＱＰＳＫのときを例に説明する。

分離部５０４は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０１＿Ａ（図３の３０６＿Ａ）、５０２＿Ａ（図３の３０８＿Ａ）、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０１＿Ｂ（図３の３０６＿Ｂ）、５０２＿Ｂ（図３の３０８＿Ｂ）、ベースバンド信号５０３＿Ｘ（図３の３０４＿Ｘ）、ベースバンド信号５０３＿Ｙ（図３の３０４＿Ｙ）を入力とし、式（１）の関係式から、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いた検波を行うことで、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａ、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５＿Ｂを得る。

軟出力部５０６＿Ａは、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａを入力する。図６を用いて、軟出力部５０６＿Ａの処理について説明する。同相Ｉ―直交Ｑ平面を表す図６において、受信信号点６０１は、つまり、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａを示している。６０２は、ＱＰＳＫの信号点とビット配置の関係を示しており、この信号点６０２の座標は受信装置において既知のものである。

軟出力部５０６＿Ａは、受信信号点６０１とＱＰＳＫの各信号点６０２とのユークリッド距離の２乗を、つまり、図６のＤａ［０，０］、Ｄａ［０，１］、Ｄａ［１，０］、Ｄａ［１，１］を求める。そして、これら４つの値を変調信号Ａの軟判定値５０７＿Ａとして出力する。

同様に、軟出力部５０６＿Ｂは、受信信号点６０１とＱＰＳＫの各信号点６０２とのユークリッド距離の２乗を、つまり、図６のＤａ［０，０］、Ｄａ［０，１］、Ｄａ［１，０］、Ｄａ［１，１］を求める。そして、これら４つの値を変調信号Ｂの軟判定値５０７＿Ｂとして出力する。但し、当然であるが、受信信号点６０１の位置は、変調信号Ａと変調信号Ｂとでは同一ではない。

記憶部５２０は、反復復号に要する時間の遅延分を吸収するために、チャネル変動信号５０１＿Ａ、５０１＿Ｂ、５０２＿Ａ、５０２＿Ｂ、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙを記憶しておき、必要となるときに、遅延した変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０９＿Ａ、５１０＿Ａ、遅延した変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０９＿Ｂ、５１０＿Ｂ、遅延したベースバンド信号５１１＿Ｘ、５１１＿Ｙを出力する。

信号点削減部５１２＿ＸＡは、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０９＿Ａ（つまり、式（１）におけるｈ１１（ｔ））、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０９＿Ｂ（つまり、式（１）におけるｈ１２（ｔ））、及び変調信号Ｂの復号データ５２９＿Ｂを入力とする。実際には、現在ｉ回目の反復動作を行っている場合には、変調信号Ｂの復号データ５２９＿Ｂとして、復号部５２８＿Ｂによってｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号データを入力とする。

先ず、図７に、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０９＿Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０９＿Ｂから求めることができる候補信号点の同相Ｉ―直交Ｑ平面における位置と受信信号点の位置を示す。図７に示すように、変調信号Ａ、変調信号Ｂの変調方式がＱＰＳＫの場合には、１６点の候補信号点７０１〜７１６が存在することになる。図中、受信信号点７００は、つまり、ベースバンド信号５１１＿Ｘを示すものである。図７では、信号点に対応するビット配置にも示している。変調信号Ａが送信した２ビットをａ０、ａ１、変調信号Ｂが送信した２ビットをｂ０、ｂ１とすると、図７ではその対応関係を、（変調信号Ａ、変調信号Ｂ）＝（ａ０、ａ１、ｂ０、ｂ１）として示している。

ここで、もし、図７のように、全ての候補信号点（１６点）と受信信号点７００とのユークリッド距離の２乗を求め、最も距離の短い候補信号点を検出した場合、演算規模が増大する。ここでは、変調方式がＱＰＳＫの場合について説明しているが、変調方式の変調多値数が大きくなるほど、又は、送信アンテナ数を増やして送信する変調信号数が多くなるほど、演算規模の増大は顕著となる。信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡ、５１４＿ＸＡ、５１４＿ＹＡ、５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢ、５１８＿ＸＢ、５１８＿ＹＢは、実質的に不必要な候補信号点を的確に削減することにより、誤り率特性の低下を抑制しつつ、全ての候補信号点（１６点）７０１〜７１６と受信信号点７００とのユークリッド距離の２乗を求めなくても済ませることができるようにするものである。つまり、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡ、５１４＿ＸＡ、５１４＿ＹＡ、５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢ、５１８＿ＸＢ、５１８＿ＹＢは、演算規模の低減と誤り率特性の向上とを両立させるような、候補信号点の削減処理を行う。

具体的に、信号点削減部５１２＿ＸＡの信号点削減処理について説明する。

ここで、復号部５２８＿Ｂにおけるｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号後のデータ（ｂ０’，ｂ１’）＝（０，１）と仮定する。信号点削減部５１２＿ＸＡは、ｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号データの一部のデータを決定する。ここでは、ｂ０’，ｂ１’のうち、ｂ０’のデータ（ビット）のみを、ｂ０’＝０と決定するものとする。そして、ｉ回目の演算では、ｂ１は未決定とする。従って、信号点削減部５１２＿ＸＡは、図７の１６個の候補信号点のうち、図８に示すように、ｂ０’＝０である８個の信号点を求める。

この処理は、自変調信号（上述の説明の場合、変調信号Ａ）以外の変調信号（上述の説明の場合、変調信号Ｂ）について既に判定済みの一部のデータを用いて、自変調信号についての候補信号点を削減していると言うことができる。因みに、本実施の形態における信号点削減処理で重要な特徴は、１６個の信号点を求め、その後、８個の信号点に絞り込むのではなく、既に判定済みの他の変調信号の一部のデータを用いて、直接８個の信号点を求めるようにしたことである。これにより、信号点削減処理に要する演算規模を削減することができる。つまり、本実施の形態では、信号点削減部と呼んでいるが、実際には、候補信号点を決定し、その位置を求める、候補信号点演算部である。

信号点削減部５１２＿ＸＡは、この８個の候補信号点の情報を、候補信号点信号５１３＿ＸＡとして出力する。

因みに、信号点削減部５１２＿ＸＡは、図３の受信アンテナ３０１＿Ｘで受信された信号を処理するものであり、信号点削減部５１２＿ＹＡは、受信アンテナ３０１＿Ｙで受信された信号を処理するものである。信号点削減部５１２＿ＹＡは、信号点削減部５１２＿ＸＡと比較して、入力される信号が異なるだけで、基本的な処理は同様なので、その説明は省略する。

軟出力部５２０＿Ａは、候補信号点信号５１３＿ＸＡ、５１３＿ＹＡ、ベースバンド信号５１１＿Ｘ、５１１＿Ｙを入力とする。候補信号点信号５１３＿ＸＡとベースバンド信号５１１＿Ｘの様子を、図８に示す。候補信号点信号５１３＿ＸＡは、図中の候補信号点７０１、７０２、７０５、７０６、７１１、７１２、７１５，７１６であり、ベースバンド信号５１１＿Ｘは図中の受信点７００である。

軟出力部５２０＿Ａは、ｂ０の推定値ｂ０’は０であるため、ｂ０以外の全てのビット組合せである各候補信号点７０１、７０２、７０５、７０６、７１１、７１２、７１５，７１６と受信点７００とのユークリッド距離の２乗を求める。具体的には、
軟出力部５２０＿Ａは、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，０，０）である候補信号点７０１と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，０，１）である候補信号点７０２と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，１，０）である候補信号点７１１と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，１，１）である候補信号点７１２と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［０，１，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，０，０）である候補信号点７０６と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［１，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，０，１）である候補信号点７０５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［１，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，１，０）である候補信号点７１６と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［１，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，１，１）である候補信号点７１５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ［１，１，１］を求める。

同様に、軟出力部５２０＿Ａは、図８には示していないが、ｂ０以外の全てのビットの組合せである候補信号点信号５１３＿ＹＡと図示していないベースバンド信号５１１＿Ｙから、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［０，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［０，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［０，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（０，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［０，１，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［１，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［１，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［１，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ１）＝（１，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ［１，１，１］を求める。

そして、軟出力部５２０＿Ａは、上述のようにして求めた２乗ユークリッド距離ＸａとＹａの対応するもの同士を加算することで、加算値Ｚａを求める。軟出力部５２０＿Ａは、例えばＺａ［０，０，０］を、Ｚａ［０，０，０］＝Ｘａ［０，０，０］＋Ｙａ［０，０，０］のようにして求める。軟出力部５２０＿Ａは、同様にして、Ｚａ［０，０，０］〜Ｚａ［１，１，１］を求め、これらを変調信号Ａの第１の軟判定値信号５２１＿Ａとして出力する。

信号点削減部５１４＿ＸＡは、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０９＿Ａ（つまり、式（１）におけるｈ１１（ｔ））、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０９＿Ｂ（つまり、式（１）におけるｈ１２（ｔ））、及び変調信号Ｂの復号後のデータ５２９＿Ｂを入力とする。実際には、現在ｉ回目の反復動作を行っている場合には、変調信号Ｂの復号後のデータ５２９＿Ｂとして、復号部５２８＿Ｂによってｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号後のデータを入力とする。

ここで、復号部５２８＿Ｂにおけるｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号後のデータ（ｂ０’，ｂ１’）＝（０，１）と仮定する。信号点削減部５１４＿ＸＡは、ｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ｂの復号後のデータの一部のデータを決定する。ここでは、ｂ０’，ｂ１’のうち、ｂ１’のデータ（ビット）のみを、ｂ１’＝１と決定するものとする。そして、ｉ回目の演算では、ｂ０は未決定とする。従って、信号点削減部５１４＿ＸＡは、図７の１６個の候補信号点のうち、図９に示すように、ｂ１’＝１である８個の信号点を求める。

信号点削減部５１４＿ＸＡは、この８個の候補信号点の情報を、候補信号点信号５１５＿ＸＡとして出力する。

因みに、信号点削減部５１４＿ＸＡは、図３の受信アンテナ３０１＿Ｘで受信された信号を処理するものであり、信号点削減部５１４＿ＹＡは、受信アンテナ３０１＿Ｙで受信された信号を処理するものである。信号点削減部５１４＿ＹＡは、信号点削減部５１４＿ＸＡと比較して、入力される信号が異なるだけで、基本的な処理は同様なので、その説明は省略する。

軟出力部５２２＿Ａは、候補信号点信号５１５＿ＸＡ、５１５＿ＹＡ、ベースバンド信号５１１＿Ｘ、５１１＿Ｙを入力とする。候補信号点信号５１５＿ＸＡとベースバンド信号５１１＿Ｘの様子を、図９に示す。候補信号点信号５１５＿ＸＡは、図中の候補信号点７０２、７０４、７０５、７０７、７１０、７１２、７１３、７１５であり、ベースバンド信号５１１＿Ｘは図中の受信点７００である。

軟出力部５２２＿Ａは、ｂ１の推定値ｂ１’が１であるため、ｂ１以外の全てのビット組合せである各候補信号点７０２、７０４、７０５、７０７、７１０、７１２、７１３、７１５と受信点７００とのユークリッド距離の２乗を求める。具体的には、軟出力部５２２＿Ａは、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，０，０）である候補信号点７０２と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［０，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，０，１）である候補信号点７０４と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［０，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，１，０）である候補信号点７１２と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［０，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，１，１）である候補信号点７１０と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［０，１，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，０，０）である候補信号点７０５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［１，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，０，１）である候補信号点７０７と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［１，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，１，０）である候補信号点７１５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［１，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，１，１）である候補信号点７１３と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘａ”［１，１，１］を求める。

同様に、軟出力部５２２＿Ａは、図９には示していないが、ｂ１以外の全てのビットの組合せである候補信号点信号５１５＿ＹＡと図示していないベースバンド信号５１１＿Ｙから、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［０，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［０，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［０，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（０，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［０，１，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［１，０，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［１，０，１］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［１，１，０］、
（ａ０、ａ１、ｂ０）＝（１，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙａ”［１，１，１］を求める。

そして、軟出力部５２２＿Ａは、上述のようにして求めた２乗ユークリッド距離Ｘａ”とＹａ”の対応するもの同士を加算することで、加算値Ｚａ”を求める。軟出力部５２２＿Ａは、例えばＺａ”［０，０，０］を、Ｚａ”［０，０，０］＝Ｘａ”［０，０，０］＋Ｙａ”［０，０，０］のようにして求める。軟出力部５２２＿Ａは、同様にして、Ｚａ”［０，０，０］〜Ｚａ”［１，１，１］を求め、これらを変調信号Ａの第２の軟判定値信号５２３＿Ａとして出力する。

復号部５２８＿Ａは、変調信号Ａの第１の軟判定値信号５２１＿Ａ、変調信号Ａの第２の軟判定値信号５２３＿Ａを入力とし、変調信号Ａのａ０の軟判定値とａ１の軟判定値を作成し、例えばその対数尤度比を求めることで、変調信号Ａについてのｉ回目の反復復号の結果である復号データ５２９＿Ａを得る。

ここで、変調信号Ａのａ０の軟判定値、ａ１の軟判定値の作成方法の一例として、Ｚａ［０，ｐ，ｑ］、Ｚａ”［０，ｒ，ｓ］（ｐ＝０，１、ｑ＝０，１、ｒ＝０，１、ｓ＝０，１）の最小値を変調信号Ａのａ０の軟判定値とし、Ｚａ［１，ｐ，ｑ］、Ｚａ”［１，ｒ，ｓ］（ｐ＝０，１、ｑ＝０，１、ｒ＝０，１、ｓ＝０，１）の最小値を変調信号Ａのａ１の軟判定値とする方法が考えられる。但し、軟判定値の作成の仕方は、これに限らず、他の既知の方法を用いてもよい。

以上の説明した処理により、変調信号Ａが復号される。

変調信号Ｂについても、同様の処理を行う。変調信号Ｂに対する、信号点削減処理、軟出力処理及び復号処理について、以下で詳しく説明する。

信号点削減部５１６＿ＸＢは、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０９＿Ａ（つまり、式（１）におけるｈ１１（ｔ））、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０９＿Ｂ（つまり、式（１）におけるｈ１２（ｔ））、及び変調信号Ａの復号後のデータ５２９＿Ａを入力とする。実際には、現在ｉ回目の反復動作を行っている場合には、変調信号Ａの復号後のデータ５２９＿Ａとして、復号部５２８＿Ａによってｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ａの復号後のデータを入力とする。

ここで、復号部５２８＿Ａにおけるｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ａの復号後のデータ（ａ０’，ａ１’）＝（０，１）と仮定する。信号点削減部５１６＿ＸＢは、ｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ａの復号後のデータの一部のデータを決定する。ここでは、ａ０’，ａ１’のうち、ａ０’のデータ（ビット）のみを、ａ０’＝０と決定する。そして、ｉ回目の演算では、ａ１は未決定とする。従って、信号点削減部５１６＿ＸＢは、図７の１６個の候補信号点のうち、図１０に示すように、ａ０’＝１である８個の候補信号点を求める。

信号点削減部５１６＿ＸＢは、この８個の候補信号点の情報を、候補信号点信号５１７＿ＸＢとして出力する。

因みに、信号点削減部５１６＿ＸＢは、図３の受信アンテナ３０１＿Ｘで受信された信号を処理するものであり、信号点削減部５１６＿ＹＢは、受信アンテナ３０１＿Ｙで受信された信号を処理するものである。信号点削減部５１６＿ＹＢは、信号点削減部５１６＿ＸＢと比較して、入力される信号が異なるだけで、基本的な処理は同様なので、その説明は省略する。

軟出力部５２４＿Ｂは、候補信号点信号５１７＿ＸＢ、５１７＿ＹＢ、ベースバンド信号５１１＿Ｘ、５１１＿Ｙを入力とする。候補信号点信号５１７＿ＸＢとベースバンド信号５１１＿Ｘの様子を、図１０に示す。候補信号点信号５１７＿ＸＢは、図中の候補信号点７０５、７０６、７０７、７０８、７１３、７１４、７１５、７１６であり、ベースバンド信号５１１＿Ｘは図中の受信点７００である。

軟出力部５２４＿Ｂは、ａ０の推定値ａ０’が１であるため、ａ０以外の全てのビットの組合せである各候補信号点７０５、７０６、７０７、７０８、７１３、７１４、７１５、７１６と受信点７００とのユークリッド距離の２乗を求める。具体的には、軟出力部５２４＿Ｂは、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，０）である候補信号点７０６と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［０，０，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，１）である候補信号点７０５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［０，０，１］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，０）である候補信号点７０８と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［０，１，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，１）である候補信号点７０７と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［０，１，１］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，０）である候補信号点７１６と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［１，０，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，１）である候補信号点７１５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［１，０，１］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，０）である候補信号点７１４と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［１，１，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，１）である候補信号点７１３と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ［１，１，１］を求める。

同様に、軟出力部５２４＿Ｂは、図１０に示していないが、ａ０以外の全てのビットの組合せである候補信号点信号５１７＿ＹＢと図示していないベースバンド信号５１１＿Ｙから、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［０，０，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［０，０，１］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［０，１，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［０，１，１］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［１，０，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［１，０，１］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［１，１，０］、
（ａ１、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ［１，１，１］を求める。

そして、軟出力部５２４＿Ｂは、上述のようにして求めた２乗ユークリッド距離ＸｂとＹｂの対応するもの同士を加算することで、加算値Ｚｂを求める。軟出力部５２４＿Ｂは、例えばＺｂ［０，０，０］を、Ｚｂ［０，０，０］＝Ｘｂ［０，０，０］＋Ｙｂ［０，０，０］のようにして求める。軟出力部５２４＿Ｂは、同様にして、Ｚｂ［０，０，０］〜Ｚｂ［１，１，１］を求め、これらを変調信号Ｂの第１の軟判定値信号５２５＿Ｂとして出力する。

信号点削減部５１８＿ＸＢは、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０９＿Ａ（つまり、式（１）におけるｈ１１（ｔ））、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０９＿Ｂ（つまり、式（１）におけるｈ１２（ｔ））、変調信号Ａの復号後のデータ５２９＿Ａを入力とする。実際には、現在ｉ回目の反復動作を行っている場合には、変調信号Ａの復号後のデータ５２９＿Ａとして、復号部５２８＿Ａによってｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ａの復号後のデータを入力とする。

ここで、復号部５２８＿Ａにおけるｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ａの復号後のデータ（ａ０’，ａ１’）＝（１，１）と仮定する。信号点削減部５１８＿ＸＢは、ｉ−１回目の復号で得られた時刻ｔの変調信号Ａの復号後のデータの一部のデータを決定する。ここでは、ａ０’，ａ１’のうち、ａ１’のデータ（ビット）のみを、ａ１’＝１と決定する。そして、ｉ回目の演算では、ａ０は未決定とする。従って、信号点削減部５１８＿ＸＢは、図７の１６個の候補信号点のうち、図１１に示すように、ａ１’＝１である８個の候補信号点８個を求める。

信号点削減部５１８＿ＸＢは、この８個の候補信号点の情報を、候補信号点信号５１９＿ＸＢとして出力する。

因みに、信号点削減部５１８＿ＸＢは、図３の受信アンテナ３０１＿Ｘで受信された信号を処理するものであり、信号点削減部５１８＿ＹＢは、受信アンテナ３０１＿Ｙで受信された信号を処理するものである。信号点削減部５１８＿ＹＢは、信号点削減部５１８＿ＸＢと比較して、入力される信号が異なるだけで、基本的な処理は同様なので、その説明は省略する。

軟出力部５２６＿Ｂは、候補信号点信号５１９＿ＸＢ、５１９＿ＹＢ、ベースバンド信号５１１＿Ｘ、５１１＿Ｙを入力とする。候補信号点信号５１９＿ＸＢとベースバンド信号５１１＿Ｘの様子を、図１１に示す。候補信号点信号５１９＿ＸＢは、図中の候補信号点７０９、７１０、７１１、７１２、７１３、７１４、７１５、７１６であり、ベースバンド信号５１１＿Ｘは図中の受信点７００である。

軟出力部５２６＿Ｂは、ａ１の推定値ａ１’が１であるため、ａ１以外の全てのビットの組合せである各候補信号点７０９、７１０、７１１、７１２、７１３、７１４、７１５、７１６と受信点７００とのユークリッド距離の２乗を求める。具体的には、軟出力部５２６＿Ｂは、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，０）である候補信号点７１１と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［０，０，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，１）である候補信号点７１２と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［０，０，１］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，０）である候補信号点７０９と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［０，１，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，１）である候補信号点７１０と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［０，１，１］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，０）である候補信号点７１６と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［１，０，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，１）である候補信号点７１５と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［１，０，１］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，０）である候補信号点７１４と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［１，１，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，１）である候補信号点７１３と受信点７００の２乗ユークリッド距離Ｘｂ”［１，１，１］を求める。

同様に、軟出力部５２６＿Ｂは、図１１に示していないが、ａ１以外の全てのビットの組合せである候補信号点信号５１９＿ＹＢと図示していないベースバンド信号５１１＿Ｙから、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［０，０，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［０，０，１］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［０，１，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（０，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［０，１，１］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［１，０，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，０，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［１，０，１］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，０）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［１，１，０］、
（ａ０、ｂ０、ｂ１）＝（１，１，１）である候補信号点と受信点の２乗ユークリッド距離Ｙｂ”［１，１，１］を求める。

そして、軟出力部５２６＿Ｂは、上述のようにして求めた２乗ユークリッド距離Ｘｂ”とＹｂ”の対応するもの同士を加算することで、加算値Ｚｂ”を求める。軟出力部５２６＿Ｂは、例えばＺｂ”［０，０，０］を、Ｚｂ”［０，０，０］＝Ｘｂ”［０，０，０］＋Ｙｂ”［０，０，０］のようにして求める。軟出力部５２６＿Ｂは、同様にして、Ｚｂ”［０，０，０］〜Ｚｂ”［１，１，１］を求め、これらを変調信号Ｂの第２の軟判定値信号５２７＿Ｂとして出力する。

復号部５２８Ｂは、変調信号Ｂの第１の軟判定値信号５２５＿Ｂ、変調信号Ｂの第２の軟判定値信号５２７＿Ｂを入力とし、変調信号Ｂのｂ０の軟判定値とｂ１の軟判定値を作成し、例えば、その対数尤度比を求めることで、変調信号Ｂについてのｉ回目の反復復号の結果である復号データ５２９＿Ｂを得る。

ここで、変調信号Ｂのｂ０の軟判定値、ｂ１の軟判定値の作成方法の一例として、Ｚｂ［０，ｐ，ｑ］、Ｚｂ”［０，ｒ，ｓ］（ｐ＝０，１、ｑ＝０，１、ｒ＝０，１、ｓ＝０，１）の最小値を変調信号Ｂのｂ０の軟判定値とし、Ｚｂ［１，ｐ，ｑ］、Ｚｂ”［１，ｒ，ｓ］（ｐ＝０，１、ｑ＝０，１、ｒ＝０，１、ｓ＝０，１）の最小値を変調信号Ｂのｂ１の軟判定値とする方法が考えられる。但し、軟判定値の作成の仕方は、これに限らず、他の既知の方法を用いてもよい。

以上の説明した処理により、変調信号Ｂが復号される。

図１２に、図５における復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂの構成例を示す。復号部５２８＿Ａと復号部５２８＿Ｂは、同様の構成なので、ここでは代表して、復号部５２８＿Ａの構成について説明する。

復号部５２８＿Ａは、反復復号時尤度生成部１２０１と、復号処理部１２０３とを有し、軟出力部５０６＿Ａからの軟判定値５０７＿Ａを直接復号処理部１２０３に入力すると共に、軟出力部５２０＿Ａからの変調信号Ａの第１の軟判定値５２１＿Ａ及び軟出力部５２２＿Ａからの変調信号Ａの第２の軟判定値５２３＿Ａを反復復号時尤度生成部１２０１に入力する。

反復復号時尤度生成部１２０１は、変調信号Ａの第１及び第２の軟判定値５２１＿Ａ、軟出力値５２３＿Ａから、変調信号Ａの尤度値１２０２を生成し、これを復号処理部１２０３に出力する。

復号処理部１２０３は、変調信号Ａについての１回目の復号（つまり初回の復号）時には、軟判定値５０７＿Ａを用いて復号を行い、その結果を復号データ５２９＿Ａとして出力する。これに対して、復号処理部１２０３は、変調信号Ａについての２回目以降の復号（つまり反復復号）時には、尤度値１２０２を用いて復号を行い、その結果を復号データ５２９＿Ａとして出力する。

本実施の形態のマルチアンテナ受信装置３００においては、以上のような反復復号を行うことで、演算規模を削減しながら、良好な誤り率特性を得ることができる。なお、さらなる演算規模の削減方法については後述する。

以上説明したように、本実施の形態によれば、自変調信号以外の変調信号についてのｉ−１回目の反復復号結果の一部を再帰的に用いて、候補信号点を削減し、削減した候補信号点を用いて自変調信号の軟判定処理を行うようにしたことにより、自変調信号以外のディジタルデータの全てを用いて候補信号点を削減してしまう場合と比較して、軟判定処理での判定誤りを低減できる。

また、信号点削減部を複数設け、各信号点削減部間で再帰的に用いるデータが異なるようにし、軟判定部によって、複数の信号点削減部で得られた複数セットの候補信号点を基に、軟判定値を得るようにしたことにより、信号点を誤って削減することによる軟判定値の判定誤りを低減できるようになる。

（変形例１：符号化部が変調信号間で共有されている場合）
上述した実施の形態では、各変調信号Ａ、Ｂ独立に（換言すれば各アンテナブランチ毎に）、符号化部１０２＿Ａ、１０２＿Ｂが設けられたマルチアンテナ送信装置から送信された信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置について説明した。しかし、本発明は、符号化部が変調信号間で共有されている（換言すれば複数のアンテナブランチで１つの符号化部が設けられた）マルチアンテナ送信装置から送信された信号を受信復調する場合にも適用できる。ここでは、それを例示する。

図１との対応部分に同一符号を付して示す図１３に、本例のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置１３００の符号化部１３０２は、送信データ１３０１を入力とし、符号化データ１３０３を出力する。データ振り分け部１３０４は、符号化データ１３０３をシリアルパラレル変換することで、符号化データ１３０３を、変調信号Ａで送信するデータ１０３＿Ａと変調信号Ｂで送信するデータ１０３＿Ｂに振り分ける。他の部分については、図１のマルチアンテナ送信装置１００と同様である。

図５との対応部分に同一符号を付して示す図１４に、マルチアンテナ送信装置１３００からの信号を受信復調する本例のマルチアンテナ受信装置における信号処理部の構成を示す。本例の信号処理部１４００は、図５の信号処理部３０９と比較して、復号部１４０１の処理と、データ振り分け部１４０３を有することとが異なる。なお、信号処理部１４００は、図３の信号処理部３０９として用いられるものである。

復号部１４０１は、変調信号Ａ、変調信号Ｂの尤度値５０７＿Ａ、５２１＿Ａ、５２３＿Ａ、５０７＿Ｂ、５２５＿Ｂ、５２７＿Ｂを入力とし、これらを並び替えながら復号を行い、復号データ１４０２を得る。データ振り分け部１４０３は、復号データ１４０２を入力とし、変調信号Ａで送信されたデータと変調信号Ｂで送信されたデータに振り分けることで、変調信号Ａの復号データ１４０４＿Ａと変調信号Ｂの復号データ１４０４＿Ｂを得る。

このように、本発明は、符号化部や復号部の数に限定されることなく、実施可能である。

（変形例２：信号点削減部の回路規模削減）
上述した実施の形態では、各信号点削減部５１２＿ＹＡ、５１２＿ＸＡ、５１４＿ＹＡ、５１４＿ＸＡ、５１６＿ＹＢ、５１６＿ＸＢ、５１８＿ＹＢ、５１８＿ＸＢにおいて、８個の候補信号点を残し、この候補信号点と受信点とのユークリッド距離の２乗を計算するようになっている。従って、候補信号点と受信点とのユークリッド距離の２乗を受信アンテナあたりで３２回計算していることになる。しかし、実際は、受信点との距離を複数回計算している候補信号点があり、この分だけ演算規模が増大している。

本例では、この点を考慮して、信号点削減部の数を削減して信号点削減部の回路規模を一段と削減できる候補信号点の削減方法を提示する。

図５との対応部分に同一符号を付して示す図１５に、本例のマルチアンテナ受信装置における信号処理部の構成を示す。本例の信号処理部１５００は、図３の信号処理部３０９として用いられるものである。

信号処理部１５００の構成及び動作を、図１６を用いて説明する。図１６は、変調方式がＱＰＳＫの場合における、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示している。以下の説明では、時刻ｔ、ｉ−１回目の復号で、復号部５２８＿Ａによって得られた変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’）、復号部５２８＿Ｂによって得られた変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’）とする。

信号処理部１５００は、先ず、ａ０’の否定値ｎａ０’（ａ０’＝１の場合ｎａ０’＝０、ａ０’＝０の場合ｎａ０’＝１）、ａ１’の否定値ｎａ１’、ｂ０’の否定値ｎｂ０’、ｂ１’の否定値ｎｂ１’を求める（図１６（Ａ））。この否定値の計算は、信号点削減部で行ってもよいし、復号部で行ってもよい。

これにより、候補信号点を、否定値を用いた半決定ビットと、未決定ビットと、で構成することができる。

次に、信号処理部１５００は、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによって変調信号Ａのための信号点削減処理を行うと共に、信号点削減部５１６＿ＹＢ、５１６＿ＸＢによって変調信号Ｂのための信号点削減処理を行う（図１６（Ｂ））。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減方法について説明する。変調方式がＱＰＳＫの場合、１６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき、変調信号Ｂのデータを、例えば、（ｂ０’，ｂ１’）、（ｎｂ０’，ｂ１’）、（ｂ０’，ｎｂ１’）の３通りに決定する。なお、変調信号のデータの組合せは、他の組合せであっても良く、演算規模、受信品質等を考慮して決定することができる。

このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａのデータａ０、ａ１は未決定であることから、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡは、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計１２個の候補信号点を求める（図１６（Ｂ））。

信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂの信号点削減方法も同様である。具体的に説明する。変調方式がＱＰＳＫの場合、１６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、変調信号Ａのデータを、（ａ０’，ａ１’）、（ｎａ０’，ａ１’）、（ａ０’，ｎａ１’）の３通りに決定する。このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂのデータｂ０、ｂ１は未決定であることから、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計１２個の候補信号点を求める（図１６（Ｂ））。

次に、信号処理部１５００は、上述した実施の形態と同様に、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求めると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求める（図１６（Ｃ））。そして、信号処理部１５００は、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａの軟判定値を計算すると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂの軟判定値を計算する（図１６（Ｄ））。

これにより、図５の構成と比較し、求める候補信号点の数が減少するため、信号点削減部の回路規模を削減できる。

（変形例３：変調方式が１６ＱＡＭの場合）
これまでは、変調方式がＱＰＳＫの場合を例に説明してきたが、本例では、変調方式が１６ＱＡＭの場合の図１５の信号処理部１５００における信号点削減処理について説明する。図１７は、変調方式が１６ＱＡＭの場合における、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示している。以下の説明では、時刻ｔ、ｉ−１回目の復号で、復号部５２８＿Ａによって得られた変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、復号部５２８＿Ｂによって得られた変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）とする。

信号処理部１５００は、先ず、ａ０’の否定値ｎａ０’、ａ１’の否定値ｎａ１’、ａ２’の否定値ｎａ２’、ａ３’の否定値ｎａ３’、ｂ０’の否定値ｎｂ０’、ｂ１’の否定値ｎｂ１’、ｂ２’の否定値ｎｂ２’、ｂ３’の否定値ｎｂ３’を求める（図１７（Ａ））。

次に、信号処理部１５００は、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによって変調信号Ａのための信号点削減処理を行うと共に、信号点削減部５１６＿ＹＢ、５１６＿ＸＢによって変調信号Ｂのための信号点削減処理を行う（図１７（Ｂ））。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減方法について説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき、変調信号Ｂのデータを、

の５通りに決定する。このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａのデータａ０、ａ１、ａ２、ａ３は未決定であることから、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡは、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計８０個の候補信号点を求める（図１７（Ｂ））。

信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂの信号点削減方法も同様である。具体的に説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、変調信号Ａのデータを、

の５通りに決定する。時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂのデータｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３は未決定であることから、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢは、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計８０個の候補信号点を求める（図１７（Ｂ））。

次に、信号処理部１５００は、上述した実施の形態と同様に、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求めると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求める（図１７（Ｃ））。そして、信号処理部１５００は、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａの軟判定値を計算すると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂの軟判定値を計算する（図１７（Ｄ））。

（変形例４：変調方式が６４ＱＡＭの場合）
本例では、変調方式が６４ＱＡＭの場合の図１５の信号処理部１５００における信号点削減処理について簡単に説明する。以下の説明では、時刻ｔ、ｉ−１回目の復号で、復号部５２８＿Ａによって得られた変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’，ａ４’，ａ５’）、復号部５２８＿Ｂによって得られた変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’，ｂ４’，ｂ５’）とする。

信号処理部１５００は、先ず、ａ０’の否定値ｎａ０’、ａ１’の否定値ｎａ１’、ａ２’の否定値ｎａ２’、ａ３’の否定値ｎａ３’、ａ４’の否定値ｎａ４’、ａ５’の否定値ｎａ５’、ｂ０’の否定値ｎｂ０’、ｂ１’の否定値ｎｂ１’、ｂ２’の否定値ｎｂ２’、ｂ３’の否定値ｎｂ３’ 、ｂ４’の否定値ｎ４２’、ｂ５’の否定値ｎｂ５’を求める。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減方法について説明する。変調方式が６４ＱＡＭの場合、４０９６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき、変調信号Ｂのデータを、

の７通りに決定する。このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａのデータａ０、ａ１、ａ２、ａ３、ａ４、ａ５は未決定であることから、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡは、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として計４４８個の候補信号点を求める。

信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂの信号点削減方法も同様である。具体的に説明する。変調方式が６４ＱＡＭの場合、４０９６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、変調信号Ａのデータを、

の７通りに決定する。このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂのデータｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３、ｂ４、ｂ５は未決定であることから、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢは、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として計４４８個の候補信号点を求める。

次に、信号処理部１５００は、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求めると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求める。そして、信号処理部１５００は、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａの軟判定値を計算すると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂの軟判定値を計算する。

以上から分かるように、本発明の信号処理を行えば、変調信号の変調多値数が増加するほど、演算規模の削減効果が顕著に現れるようになる。

（変形例５）
上述した例では、例えば１６ＱＡＭでは、変調信号Ａのｉ回目の復号時、ｉ−１回目の変調信号Ｂの推定ビットｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’のうち、いずれか３ビットを決定し、つまり、（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’）、（ｂ０’，ｂ１’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｂ２’，ｂ３’）と決定し候補信号点を求めたが、決定するビット数は３ビットに限ったものではなく、２ビット又は１ビットでもよい。例えば２ビットを決定する場合、（ｂ０’，ｂ１’）、（ｂ０’，ｂ２’）、（ｂ０’，ｂ３’）、（ｂ１’，ｂ２’）、（ｂ１’，ｂ３’）、（ｂ２’，ｂ３’）と決定し、候補信号点を求めればよい。そして、この候補信号点を利用し、変調信号Ａのｉ回目の軟値を求める。その後、変調信号Ａのｉ回目の復号を行う。但し、決定するビット数を少なくするほど演算規模が増大することに注意する必要がある。６４ＱＡＭについても同様である。

なお、本実施の形態では、送信アンテナ数２、受信アンテナ数２のマルチアンテナシステムの場合について説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数が２本以上、受信アンテナ数が２本以上、送信変調信号が２以上の場合に広く適用できる。

また、本発明においては、軟判定を用いて復号できる符号であれば、どのような符号でも適用可能である。

また、上述した実施の形態では、分離部５０４において、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いた検波を行うことで、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０５＿Ａ、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５＿Ｂを得る場合について述べた。すなわち、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを行うことで、初期復号に用いる変調信号を得る場合について述べた。しかし、本発明はこれに限らず、分離部５０４において、例えば、逆行列演算、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）、簡略化を行ったＭＬＤによって、初期復号に用いる変調信号を検波するようにしてもよい。例えば、分離部５０４に、実施の形態６、７、９、１０で説明する方法を適用すると、さらに受信品質が改善する。

また、変調方式がＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合を例にとって説明したが、本発明はこれに限らず、これ以外の変調方式を用いた場合でも、上述したのと同様の処理を行うことで、同様の効果を得ることができる。本発明は、変調多値数が大きくなるほど、演算規模の削減効果が大きくなるという長所を有する。

また、上述した実施の形態では、シングルキャリア方式のときを例に説明したが、本発明はこれに限らず、スペクトル拡散通信方式やＯＦＤＭ方式に適用した場合でも、上述したのと同様の基本構成によって、同様の効果を得ることができる。

また、上述した実施の形態では、符号化部、復号部が各２個の場合について説明したが本発明はこれに限らず、符号化部、復号部の数は、本発明の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。さらに、符号化部、復号部において、インタリーブ、デインタリーブ、パンクチャ、デパンクチャを行っても、本発明の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。例えば、インタリーブを適用する場合、図１の送信装置では、符号化部１０２＿Ａ、１０２＿Ｂの後段側にインタリーバを設け、図５の受信装置の信号処理部では、軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ、５２０＿Ａ、５２２＿Ａ、５２４＿Ｂ、５２６＿Ｂの後段側にそれぞれデインタリーバを設け、また復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂと信号点削減部の間にインタリーバを設ければよい。

（実施の形態２）
本実施の形態では、送受信のアンテナ数が２本より多い場合の一例として、送信装置のアンテナ数が４本、受信装置のアンテナ数が４本の場合の構成及び動作について詳しく説明する。

図１との対応部分に同一符号を付して示す図１８に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。図１８において、参照符号１０１＿Ｃ〜１０８＿Ｃで示す部分は変調信号Ｃを送信するための送信部であり、参照符号１０１＿Ｄ〜１０８＿Ｄで示す部分は変調信号Ｄを送信するための送信部である。

図１９に、マルチアンテナ送信装置１８００の各アンテナ１０８＿Ａ、１０８＿Ｂ、１０８＿Ｃ、１０８＿Ｄから送信される変調信号のフレーム構成例を示す。アンテナ１０８＿Ａから送信される変調信号Ａ（図１９（ａ））、アンテナ１０８＿Ｂから送信される変調信号Ｂ（図１９（ｂ））、アンテナ１０８＿Ｃから送信される変調信号Ｃ（図１９（ｃ））、アンテナ１０８＿Ｄから送信される変調信号Ｄ（図１９（ｄ））はそれぞれ、チャネル変動推定シンボル２０１＿Ａ、２０１＿Ｂ、２０１＿Ｃ、２０１＿Ｄと、データシンボル２０２＿Ａ、２０２＿Ｂ、２０２＿Ｃ、２０２＿Ｄとを有する。マルチアンテナ送信装置１８００は、図１９に示すようなフレーム構成の変調信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄをほぼ同時刻に同一周波数を用いて送信する。なおチャネル変動推定のためのシンボル２０１＿Ａ、２０１＿Ｂ、２０１＿Ｃ、２０１＿Ｄは、例えば、送受信において、同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点配置が既知のシンボル（一般に、パイロットシンボル、プリアンブルなどと呼ばれるが、これに限ったものではない）であり、受信側で、チャネル変動を推定するのに用いられるシンボルである。データシンボルは、データを伝送するためのシンボルである。

図３との対応部分に同一符号を付して示す図２０に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置２０００の構成例を示す。

無線部３０３＿Ｘは、アンテナ３０１＿Ｘで受信された受信信号３０２＿Ｘを、ベースバンド信号３０４＿Ｘに変換する。

変調信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄのチャネル変動推定部２００１＿Ｘは、ベースバンド信号３０４＿Ｘを入力とし、図１９の変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃ、変調信号Ｄのチャネル変動推定シンボルを検出し、各変調信号のチャネル変動推定シンボルに基づいて各変調信号のチャネル変動を推定し、変調信号Ａのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＡ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＢ、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＣ、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＤを出力する。

アンテナ３０１＿Ｙで受信された受信信号３０２＿Ｙ、アンテナ３０１＿Ｐで受信された受信信号３０２＿Ｐ、アンテナ３０１＿Ｑで受信された受信信号３０２＿Ｑについても上述したのと同様の処理が行われる。

信号処理部３０９は、チャネルＡのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＡ、２００２＿ＹＡ、２００２＿ＰＡ、２００２＿ＱＡ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＢ、２００２＿ＹＢ、２００２＿ＰＢ、２００２＿ＱＢ、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＣ、２００２＿ＹＣ、２００２＿ＰＣ、２００２＿ＱＣ、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号２００２＿ＸＤ、２００２＿ＹＤ、２００２＿ＰＤ、２００２＿ＱＤ、ベースバンド信号３０４＿Ｘ、３０４＿Ｙ、３０４＿Ｐ、３０４＿Ｑを入力とする。そして、信号処理部３０９は、ベースバンド信号３０４＿Ｘ、３０４＿Ｙ、３０４＿Ｐ、３０４＿Ｑに含まれている変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃ、変調信号Ｄのベースバンド信号の成分を分離し、さらに変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃ、変調信号Ｄに対して復号処理を施すことで、変調信号Ａの復号データ３１０＿Ａ、変調信号Ｂの復号データ３１０＿Ｂ、変調信号Ｃの復号データ３１０＿Ｃ、変調信号Ｄの復号データ３１０＿Ｄを得る。

図２１に、本実施の形態における送受信装置間の関係を示す。なお、図２１では、図を簡単化するために、全てのアンテナ間の伝送路は示していないが、実際には全ての送信アンテナと全ての受信アンテナ間で伝送路が形成される。

マルチアンテナ送信装置１８００のアンテナ１０８＿Ａで送信される変調信号ＡをＴａ（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｂで送信される変調信号ＢをＴｂ（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｃで送信される変調信号ＣをＴｃ（ｔ）、アンテナ１０８＿Ｄで送信される変調信号ＤをＴｄ（ｔ）とする。また、マルチアンテナ受信装置２０００のアンテナ３０１＿Ｘで受信される受信信号をＲ１（ｔ）、アンテナ３０１＿Ｙで受信される受信信号をＲ２（ｔ）、アンテナ３０１＿Ｐで受信される受信信号をＲ３（ｔ）、アンテナ３０１＿Ｑで受信される受信信号をＲ４（ｔ）とする。さらに、送信アンテナｉと受信アンテナｊ間のチャネル変動ｈｉｊ（ｔ）とする（但し、ｔは時間とする）。すると、以下の関係式が成立する。

このチャネル変動ｈｉｊ（ｔ）は、図２０の変調信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄのチャネル変動推定部２００１＿Ｘ、２００１＿Ｙ、２００１＿Ｐ、２００１＿Ｑで推定される。

図２２に、図２０の信号処理部３０９の構成例を示す。ここでは、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄの変調方式がＱＰＳＫのときを例に説明する。

図２２において、参照符号２２０１＿Ｘは、図２０のアンテナ３０１＿Ｘで受信した信号の変調信号Ａのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＸＡ）、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＸＢ）、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＸＣ）、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＸＤ）及びベースバンド信号（図２０の３０４＿Ｘ）からなる信号群を示す。また、参照符号２２０１＿Ｙは、図２０のアンテナ３０１＿Ｙで受信した信号の変調信号Ａのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＹＡ）、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＹＢ）、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＹＣ）、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＹＤ）及びベースバンド信号（図２０の３０４＿Ｙ）からなる信号群を示す。

また、参照符号２２０１＿Ｐは、図２０のアンテナ３０１＿Ｐで受信した信号の変調信号Ａのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＰＡ）、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＰＢ）、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＰＣ）、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＰＤ）及びベースバンド信号（図２０の３０４＿Ｐ）からなる信号群を示す。また、参照符号２２０１＿Ｑは、図２０のアンテナ３０１＿Ｑで受信した信号の変調信号Ａのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＱＡ）、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＱＢ）、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＱＣ）、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号（図２０の２００２＿ＱＤ）及びベースバンド信号（図２０の３０４＿Ｑ）からなる信号群を示す。

分離部２２０２は、信号群２２０１＿Ｘ、２２０１＿Ｙ、２２０１＿Ｐ、２２０１＿Ｑを入力とし、式（２）の関係式から、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いた検波を行うことで、変調信号Ａの推定ベースバンド信号２２０３＿Ａ、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号２２０３＿Ｂ、変調信号Ｃの推定ベースバンド信号２２０３＿Ｃ、変調信号Ｄの推定ベースバンド信号２２０３＿Ｄを得る。

軟出力部２２０４＿Ａは、図６に示したように、変調信号Ａの推定ベースバンド信号２２０３＿Ａの受信信号点６０１とＱＰＳＫの各信号点６０２とのユークリッド距離の２乗を、つまり、図６のＤａ［０，０］、Ｄａ［０，１］、Ｄａ［１，０］、Ｄａ［１，１］を求める。そして、これら４つの値を変調信号Ａの軟判定値２２０５＿Ａとして出力する。

復号部２２１０＿Ａは、変調信号Ａの軟判定値２２０５＿Ａを入力とし、例えば対数尤度比を算出することで復号を行い、反復復号における１回目の復号結果（初回復号結果）として、変調信号Ａの復号データ２２１１＿Ａを出力する。

軟出力部２２０４＿Ｂ、２２０４＿Ｃ、２２０４＿Ｄも入力される信号が異なるだけで、軟出力部２２０４＿Ａと同様の処理を行って、軟判定値２２０５＿Ｂ、２２０５＿Ｃ、２２０５＿Ｄを得る。復号部２２１０＿Ｂ、２２１０＿Ｃ、２２１０＿Ｄも入力される信号が異なるだけで、復号部２２１０＿Ａと同様の処理を行って、反復復号における１回目の復号結果（初回復号結果）として、変調信号Ｂの復号データ２２１１＿Ｂ、変調信号Ｃの復号データ２２１１＿Ｃ、変調信号Ｄの復号データ２２１１＿Ｄを出力する。

記憶部２２０６は、信号群２２０１＿Ｘ、２２０１＿Ｙ、２２０１＿Ｐ、２２０１＿Ｑを入力とし、反復復号に要する時間の遅延分を吸収するために、これらの信号を記憶しておき、必要となるときに、遅延した信号群２２０７＿Ｘ、２２０７＿Ｙ、２２０７＿Ｐ、２２０７＿Ｑを軟判定値生成部２２０８＿Ａ、２２０８＿Ｂ、２２０８＿Ｃ、２２０８＿Ｄに送出する。

次に、軟判定値生成部２２０８＿Ａ、２２０８＿Ｂ、２２０８＿Ｃ、２２０８＿Ｄの構成及び動作について説明するが、各軟判定値生成部２２０８＿Ａ、２２０８＿Ｂ、２２０８＿Ｃ、２２０８＿Ｄは、軟判定値を求める対象である変調信号が異なるだけで、基本的には同様の基本構成及び基本動作で実現できるため、以下ではこれらを代表して主に軟判定値生成部２２０８＿Ａについて説明する。

軟判定値生成部２２０８＿Ａは、信号群２２０７＿Ｘ、２２０７＿Ｙ、２２０７＿Ｐ、２２０７＿Ｑ、変調信号Ｂの復号データ２２１１＿Ｂ、変調信号Ｃの復号データ２２１１＿Ｃ、変調信号Ｄの復号データ２２１１＿Ｄを入力とし、信号点削減を行い、軟判定値を生成し、変調信号Ａの軟判定値２２０９＿Ａを出力する。

軟判定値生成部２２０８＿Ａの詳細の構成を図２３に示す。図２３は、変調信号Ａに関する軟判定値生成部である。

信号点削減部２３０２＿Ｘは、図２２の信号群２２０７＿Ｘに含まれる、変調信号Ａのチャネル変動推定信号、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号の信号群２３０１＿Ｘを入力すると共に、前回の反復復号で得られた、変調信号Ｂの復号データ２３０５＿Ｂ、変調信号Ｃの復号データ２３０５＿Ｃ、変調信号Ｄの復号データ２３０５＿Ｃを入力とし、これらを用いて候補信号点の削減を行う。

ここで、変調信号Ａが送信した２ビットをａ０、ａ１、変調信号Ｂが送信した２ビットをｂ０、ｂ１、変調信号Ｃが送信した２ビットをｃ０、ｃ１、変調信号Ｄが送信した２ビットをｄ０、ｄ１とし、送信された全てのビットを（変調信号Ａ、変調信号Ｂ、変調信号Ｃ、変調信号Ｄ）＝（ａ０、ａ１、ｂ０、ｂ１、ｃ０、ｃ１、ｄ０、ｄ１）で表すものとする。

以降では、変調信号Ａに関する信号点削減方法について詳しく説明する。

図２４は、変調方式がＱＰＳＫの場合における、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示している。ここでは、特に、変調信号Ａの信号点削減方法を中心に述べる。時刻ｔ、ｉ−１回目の復号によって得られた、変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’）、変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’）、変調信号Ｃの推定ビットを（ｃ０’，ｃ１’）、変調信号Ｄの推定ビットを（ｄ０’，ｄ１’）とする。

時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減では、変調信号Ｂ、Ｃ、Ｄの内の２つの変調信号の時刻ｔ、ｉ−１回目の復号後の推定ビットを利用する。

２つの変調信号として、変調信号Ｃと変調信号Ｄを選択し、（ａ０、ａ１、ｂ０、ｂ１、ｃ０’、ｃ１’、ｄ０’、ｄ１’）の信号点を求める（ａ０＝０，１、ａ１＝０，１、ｂ０＝０，１、ｂ１＝０，１）。このときの候補信号点数は１６個となる。

これとは別に、２つの変調信号として、変調信号Ｂと変調信号Ｄを選択し、（ａ０、ａ１、ｂ０’、ｂ１’、ｃ０、ｃ１、ｄ０’、ｄ１’）の信号点を求める（ａ０＝０，１、ａ１＝０，１、ｃ０＝０，１、ｃ１＝０，１）。このときの候補信号点数は１６個となる。

加えて、２つの変調信号として、変調信号Ｂと変調信号Ｃを選択し、（ａ０、ａ１、ｂ０’、ｂ１’、ｃ０’、ｃ１’、ｄ０、ｄ１）の信号点を求める（ａ０＝０，１、ａ１＝０，１、ｄ０＝０，１、ｄ１＝０，１）。このときの候補信号点数は１６個となる。

上記の計１６×３＝４８個の候補信号点を、変調信号Ａのために求める。このとき、この４８個の候補信号点の情報が、図２３の信号点削減部２３０２＿Ｘから出力される候補信号点信号２３０３＿Ｘに相当する。

図２３の信号点削減部２３０２＿Ｙ、２３０２＿Ｐ、２３０２＿Ｑは、信号点削減部２３０２＿Ｘが、記憶部２２０６から出力される信号群２２０７＿Ｘ（２２０１＿Ｘ）に含まれる、変調信号Ａのチャネル変動推定信号、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号の信号群２３０１＿Ｘを入力したのに対して、それぞれ、信号群２２０７＿Ｙ、２２０７＿Ｐ、２２０７＿Ｑに含まれる、変調信号Ａのチャネル変動推定信号、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号、変調信号Ｃのチャネル変動推定信号、変調信号Ｄのチャネル変動推定信号の信号群２３０１＿Ｙ、２３０１＿Ｐ、２３０１＿Ｑを入力することを除いて、すなわち処理対象の信号が異なることを除いて、信号点削減部２３０２＿Ｘと同様の処理を行う。そして、信号点削減部２３０２＿Ｘ、２３０２＿Ｙ、２３０２＿Ｐ、２３０２＿Ｑは、変調信号Ａのための上記４８個の候補信号点の情報を、それぞれ候補信号点信号２３０３＿Ｘ、２３０３＿Ｙ、２３０３＿Ｐ、２３０３＿Ｑとして出力する。

図２３の軟出力部２３０６は、候補信号点とベースバンド信号（受信信号点）とのユークリッド距離の２乗を求め、このユークリッド距離の２乗に基づいて、変調信号Ａの対数尤度比をビットごと、つまり、ａ０，ａ１に対して求め、変調信号Ａの軟判定値信号２３０７として出力する。以上が、変調信号Ａの軟判定値の生成方法である。

変調信号Ｂ、変調信号Ｃ、変調信号Ｄについても、軟判定値生成部２２０８＿Ｂ、２２０８＿Ｃ、２２０８＿Ｄによって、同様に軟判定値を生成する。変調信号Ｂ、変調信号Ｃ、変調信号Ｄの候補信号点の生成方法は図２４の通りである。

変調信号Ｂについては、変調信号Ａ、Ｃ、Ｄの内の２つの変調信号の復号後の推定ビットを利用して、（ａ０、ａ１、ｂ０、ｂ１、ｃ０’、ｃ１’、ｄ０’、ｄ１’）の信号点（ａ０＝０，１、ａ１＝０，１、ｂ０＝０，１、ｂ１＝０，１）、（ａ０’、ａ１’、ｂ０、ｂ１、ｃ０、ｃ１、ｄ０’、ｄ１’）の信号点（ｂ０＝０，１、ｂ１＝０，１、ｃ０＝０，１、ｃ１＝０，１）、（ａ０’、ａ１’、ｂ０、ｂ１、ｃ０’、ｃ１’、ｄ０、ｄ１）の信号点（ｂ０＝０，１、ｂ１＝０，１、ｄ０＝０，１、ｄ１＝０，１）の計４８（２^４×３＝４８）点の候補信号点を求め、この４８個の候補信号点と受信点のユークリッド距離の２乗を求め、このユークリッド距離の２乗に基づいて、変調信号Ｂの対数尤度比を変調信号Ｂのビットごと、つまり、ｂ０，ｂ１に対して求める。

変調信号Ｃについては、変調信号Ａ、Ｂ、Ｄの内の２つの変調信号の復号後の推定ビットを利用して、（ａ０’、ａ１’、ｂ０’、ｂ１’、ｃ０、ｃ１、ｄ０、ｄ１）の信号点（ｃ０＝０，１、ｃ１＝０，１、ｄ０＝０，１、ｄ１＝０，１）、（ａ０’、ａ１’、ｂ０、ｂ１、ｃ０、ｃ１、ｄ０’、ｄ１’）の信号点（ｂ０＝０，１、ｂ１＝０，１、ｃ０＝０，１、ｃ１＝０，１）、（ａ０、ａ１、ｂ０’、ｂ１’、ｃ０、ｃ１、ｄ０、ｄ１）の信号点（ａ０＝０，１、ａ１＝０，１、ｃ０＝０，１、ｃ１＝０，１）の計４８（２^４×３＝４８）点の候補信号点を求め、この４８個の候補信号点と受信点のユークリッド距離の２乗を求め、このユークリッド距離の２乗に基づいて、変調信号Ｃの対数尤度比を変調信号Ｃのビットごと、つまり、ｃ０，ｃ１に対して求める。

変調信号Ｄについては、変調信号Ａ、Ｂ、Ｃの内の２つの変調信号の復号後の推定ビットを利用して、（ａ０’、ａ１’、ｂ０’、ｂ１’、ｃ０、ｃ１、ｄ０’、ｄ１’）の信号点（ｃ０＝０，１、ｃ１＝０，１、ｄ０＝０，１、ｄ１＝０，１）、（ａ０’、ａ１’、ｂ０、ｂ１、ｃ０’、ｃ１’、ｄ０、ｄ１）の信号点（ｂ０＝０，１、ｂ１＝０，１、ｄ０＝０，１、ｄ１＝０，１）、（ａ０、ａ１、ｂ０’、ｂ１’、ｃ０’、ｃ１’、ｄ０、ｄ１）の信号点（ａ０＝０，１、ａ１＝０，１、ｄ０＝０，１、ｄ１＝０，１）の計４８（２^４×３＝４８）点の候補信号点を求め、この４８個の候補信号点と受信点のユークリッド距離の２乗を求め、このユークリッド距離の２乗に基づいて、変調信号Ｄの対数尤度比を変調信号Ｄのビットごと、つまり、ｄ０，ｄ１に対して求める。

以上のような反復復号を行うことで、演算規模を削減しながら、良好な受信品質を得ることができるようになる。

本実施の形態のマルチアンテナ受信方法は、実施の形態１がビット単位で推定値を用いた方法なのに対して、変調信号単位で推定値を用いる方法と言うことができる。当然であるが、実施の形態１で説明した方法と、本実施の形態で説明した方法を併用して実施するようにしてもよい。

また、本実施の形態では、各変調信号に対応した符号化器を設けた場合について述べたが、実施の形態１の変形例１に示したように、符号化部が変調信号間で共有されている場合でも同様に実施できる。

また、本実施の形態では、変調方式がＱＰＳＫの場合を例にとって説明したが、本発明はこれに限らず、変調方式が１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合でも、上述したのと同様の処理を行うことで、同様の効果を得ることができる。本実施の形態のような処理を行えば、変調多値数が大きくなるほど、演算規模の削減効果が大きくなる。

また、本実施の形態では、送信アンテナ数４、受信アンテナ数４のマルチアンテナシステムの場合について説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数が２本以上、受信アンテナ数が２本以上、送信変調信号が２以上の場合に広く適用できる。

また、本実施の形態で適用可能な符号は、軟判定を用いて復号できる符号であれば、どのような符号でも適用可能である。

また、本実施の形態では、分離部２２０２において（すなわち初期復号において）、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いた検波を行う場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば、逆行列演算、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）、簡略化を行ったＭＬＤによって、初期復号に用いる変調信号を検波するようにしてもよい。例えば、分離部２２０２に、実施の形態６、７、９、１０で説明する方法を適用すると、さらに受信品質が改善する。

また、本実施の形態では、シングルキャリア方式のときを例に説明したが、本発明はこれに限らず、スペクトル拡散通信方式やＯＦＤＭ方式に適用した場合でも、上述したのと同様の基本構成によって、同様の効果を得ることができる。

また、符号化部、復号部の数は、本実施の形態の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。さらに、符号化部、復号部において、インタリーブ、デインタリーブ、パンクチャ、デパンクチャを行っても、本実施の形態の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。

（実施の形態３）
本実施の形態では、実施の形態１よりも一段と演算規模を削減し得る候補信号点の作成方法を提示する。

マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ受信装置における信号処理部の基本構成は、実施の形態１と同様である。よって、本実施の形態では、実施の形態１で用いた図５を流用して説明を行う。つまり、送信装置及び受信装置のアンテナは、２本ずつである。

本実施の形態では、実施の形態１とは異なる候補信号点の作成方法について、図２５、図２６の反復復号の手順のフローチャートを用いて詳しく説明する。

図２５は、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとって、本実施の形態の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示したものである。なお、図２５は、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示すものである。

時間ｔ、ｉ−１回目の復号で、復号部５２８＿Ａ（図５）によって得られた変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、復号部５２８＿Ｂによって得られた変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）とする。

信号処理部３０９は、先ず、ａ０’の否定値ｎａ０’（ａ０’＝１の場合ｎａ０’＝０、ａ０’＝０の場合ｎａ０’＝１）、ａ１’の否定値ｎａ１’、ａ２１’の否定値ｎａ２’、ａ３’の否定値ｎａ３’、ｂ０’の否定値ｎｂ０’、ｂ１’の否定値ｎｂ１’、ｂ２’の否定値ｎｂ２’、ｂ３’の否定値ｎｂ３’を求める（図２５（Ａ））。この否定値の計算は、信号点削減部で行ってもよいし、復号部で行ってもよい。

また、信号点削減における候補信号点の作成を限定するために、変調信号Ａの推定ビット（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）において、各ビットの対数尤度比から、最も確からしさが低い（不確定）ビットを検出する（図２５（Ｅ））。ここでは、最も不確定なビットをａ２’とする。同様に変調信号Ｂの推定ビット（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）において、各ビットの対数尤度比から、最も確からしさが低い（不確定）ビットを検出する（図２５（Ｅ））。ここでは、最も不確定なビットをｂ０’とする。

これにより、ａ２’を不確定にすることで、ａ２’の軟判定値を作成することができる。また、ｂ０’を不確定にすることで、ｂ０’の軟判定値を作成することができる。

なお、この不確定ビットの検出は、信号点削減部５１２〜５１８で行ってもよいし、復号部５２８で行ってもよい。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減方法について説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本実施の形態では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき、変調信号Ｂの最も確からしさが低いビット「ｂ０’」と、変調信号Ａのビット「ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’」とを不確定ビットとして、候補信号点を求める。具体的には、変調信号Ｂには、ｂ０’とｎｂ０’とを候補信号点とし、変調信号Ａは「０、０、０、０」から「１、１、１、１」を候補信号点とした。

つまり、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡは、

の計３２点の候補信号点を求める（図２５（Ｂ））。

信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂの信号点削減方法も同様である。具体的に説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本実施の形態では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、変調信号Ａの最も確からしさが低いビットａ２’と、変調信号Ｂのビットとを不確定（未決定）ビットとして、ｎａ２’について候補信号点を求める。

具体的には、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢは、

の計３２点の候補信号点を求める（図２５（Ｂ））。

次に、実施の形態１と同様に、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求めると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求める（図２５（Ｃ））。そして、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａの軟判定値を計算すると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂの軟判定値を計算する（図２５（Ｄ））。

かくして本実施の形態によれば、対数尤度比を用いて、信号点削減における候補信号点の作成を限定するようにしたことにより、受信品質を考慮しながら、演算規模を削減することができる。なお、本実施の形態の処理は、換言すれば、再帰的に用いるデータのうち、尤度の低いビットほど、不確定ビットとして扱う優先度を高めて、候補信号点の数を削減するということができる。

また、実施の形態１の変形例３と比較すると明らかなように（実施の形態１の場合、候補信号点数が各変調信号あたり８０個なのに対して、本実施の形態では３２個）、一段と候補信号点数を減少させることができるので、演算規模を一段と減少させることができる。

（変形例１）
図２６に、本実施の形態における、図２５とは異なる候補信号点の作成方法について説明する。図２５では、不確定ビットを１ビットとしたが、図２６では、不確定ビットを２ビットとした場合について説明する。図２６は、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとった、反復復号時の信号点削減及び復号手順を示したものである。なお、図２６は、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示すものである。

時間ｔ、ｉ−１回目の復号で、復号部５２８＿Ａ（図５）によって得られた変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、復号部５２８＿Ｂによって得られた変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）とする。

信号処理部３０９は、先ず、ａ０’の否定値ｎａ０’（ａ０’＝１の場合ｎａ０’＝０、ａ０’＝０の場合ｎａ０’＝１）、ａ１’の否定値ｎａ１’、ａ２１’の否定値ｎａ２’、ａ３’の否定値ｎａ３’、ｂ０’の否定値ｎｂ０’、ｂ１’の否定値ｎｂ１’、ｂ２’の否定値ｎｂ２’、ｂ３’の否定値ｎｂ３’を求める（図２６（Ａ））。この否定値の計算は、信号点削減部で行ってもよいし、復号部で行ってもよい。

また、信号点削減における候補信号点の作成を限定するために、変調信号Ａの推定ビット（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）において、各ビットの対数尤度比から、最も確からしさが低い（不確定）２ビットを検出する（図２６（Ｅ））。ここでは、最も不確定なビットをａ１’、ａ２’とする。同様に変調信号Ｂの推定ビット（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）において、各ビットの対数尤度比から、最も確からしさが低い（不確定）２ビットを検出する（図２６（Ｅ））。ここでは、最も不確定なビットをｂ０’、ｂ１’とする。

なお、この不確定ビットの検出は、信号点削減部５１２〜５１８で行ってもよいし、復号部５２８で行ってもよい。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減方法について説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき、変調信号Ｂの最も確からしさが低い２ビットと変調信号Ａのビットとを不確定ビットとして、候補信号点を求める。

つまり、変調信号Ｂでは、ｂ０’、ｂ１’において、その否定値ｎｂ０’、ｎｂ１’も候補信号点とされ、変調信号Ａでは、「０、０、０、０」から「１、１、１、１」が候補信号点とされる。具体的には、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡは、

の計６４点の候補信号点を求める（図２６（Ｂ））。なお、演算規模、受信品質等を考慮して、否定値は、ｂ０’，ｂ１’の２ビットに用いた。

信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂの信号点削減方法も同様である。具体的に説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本例では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、変調信号Ａの最も確からしさが低い２ビットと変調信号Ｂのビットとを不確定ビットとして、候補信号点を求める。

つまり、変調信号Ａでは、ａ１’、ａ２’において、その否定値ｎａ１’、ｎａ２’も候補信号点とされ、変調信号Ｂでは、「０、０、０、０」から「１、１、１、１」が候補信号点とされる。具体的には、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢは、

の計６４点の候補信号点を求める（図２６（Ｂ））。

次に、実施の形態１と同様に、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求めると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求める（図２６（Ｃ））。そして、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａの軟判定値を計算すると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂの軟判定値を計算する（図２６（Ｄ））。

これにより、実施の形態１の変形例３と比較すると明らかなように（実施の形態１の場合、候補信号点数が各変調信号あたり８０個なのに対して、本実施の形態では６４個）、一段と候補信号点数を減少させることができるので、演算規模を一段と減少させることができる。

なお、本実施の形態では、１ビット又は２ビットを不確定なビットとする場合を例に説明したが、これに限ったものではない。例えば、実施の形態２のように変調信号単位で実施することも可能である。

また、送信アンテナ数、受信アンテナ数、変調信号数は、本実施の形態の例に限ったものではなく、さらに変調方式も本実施の形態の例に限ったものではない。本実施の形態のような処理を行えば、変調信号数が多くなるほど、変調多値数が大きくなるほど、演算規模の削減効果が大きくなる。

また、本実施の形態で適用可能な符号は、軟判定を用いて復号できる符号であれば、どのような符号でも適用可能である。

また、初期復号に用いる変調信号は、ＺＦ（Zero Forcing）又はＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムによる検波に限らず、例えば、逆行列演算、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）、簡略化を行ったＭＬＤによる検波によって得るようにしてもよい。例えば、分離部２２０２に、実施の形態６、７、９、１０で説明する方法を適用すると、さらに受信品質が改善する。

また、本実施の形態は、シングルキャリア方式に限らず、スペクトル拡散通信方式やＯＦＤＭ方式に適用した場合でも、同様の効果を得ることができる。

また、符号化部、復号部の数は、本実施の形態の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。さらに、符号化部、復号部において、インタリーブ、デインタリーブ、パンクチャ、デパンクチャを行っても、本実施の形態の基本構成及び基本的な効果に対し何ら影響を与えるものではない。

（実施の形態４）
本実施の形態では、実施の形態１〜３で提示したマルチアンテナ受信装置における信号処理手順についてさらに詳しく説明する。

図２７は、図３のマルチアンテナ受信装置３００の信号処理部３０９の信号処理手順を示している。以下の説明では、特に、図５の構成と関連付けて、図２７の信号処理手順を説明する。なお、図１５の構成を採用した場合でも、同様の手順となる。

信号処理部３０９は、ステップＳＴ１Ａで変調信号Ａの一度目の軟判定を行う。この処理は、軟出力部５０６＿Ａ及び復号部５２８＿Ａによって行われる。この結果、復号データ５２９＿Ａが得られる。

ステップＳＴ２Ｂでは、ステップＳＴ１Ａで得られた復号データ５２９＿Ａを用いて、変調信号Ｂの二度目の軟判定のための信号点削減処理が行われる。この処理は、信号点削減部５１６、５１８によって行われる。

同様に、ステップＳＴ１Ｂでは、信号処理部３０９が、変調信号Ｂの一度目の軟判定を行う。この処理は、軟出力部５０６＿Ｂ及び復号部５２８＿Ｂによって行われる。この結果、復号データ５２９＿Ｂが得られる。

ステップＳＴ２Ａでは、ステップＳＴ１Ｂで得られた復号データ５２９＿Ｂを用いて、変調信号Ａの二度目の軟判定のための信号点削減処理が行われる。この処理は、信号点削減部５１２、５１４によって行われる。

ステップＳＴ３Ａでは、ステップＳＴ２Ａの信号点削減処理で得られた候補信号点を用いて二度目の軟判定を行い、変調信号Ａのディジタル信号を得る。この処理は、軟出力部５２０＿Ａ、５２２＿Ａ及び復号部５２８＿Ａによって行われる。

同様に、ステップＳＴ３Ｂでは、ステップＳＴ２Ｂの信号点削減処理で得られた候補信号点を用いて二度目の軟判定を行い、変調信号Ｂのディジタル信号を得る。この処理は、軟出力部５２４＿Ｂ、５２６＿Ｂ及び復号部５２８＿Ｂによって行われる。

ステップＳＴ４Ａ、ＳＴ５Ａ………、ステップＳＴ４Ｂ、ＳＴ５Ｂで示す三度目以降の軟判定に関する処理は、ステップＳＴ２Ａ、ＳＴ３Ａと同様の処理、ステップＳＴ２Ｂ、ＳＴ３Ｂと同様の処理の繰り返しである。これらを繰り返すことで、最終的な変調信号Ａ、変調信号Ｂのディジタル信号が得られる。

図２８に、本実施の形態での復号の処理手順のイメージを示す。変調信号Ａ、変調信号Ｂの１フレームは複数のシンボルで構成されている。はじめに１フレーム分の一度目の誤り訂正を行う。そして、一度目の誤り訂正結果を反映して状態数削減（候補信号点の削減）を行い、二度目の１フレーム分の誤り訂正を行う。このように、（ｎ−１）度の誤り訂正結果を反映して状態数削減を行った後、ｎ度目の１フレーム分の誤り訂正を行う。

図２９に、図３の信号処理部３０９において、実施の形態１、実施の形態３の動作を行った場合の受信特性（キャリアパワー対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）とビットエラーレートの関係）のシミュレーション結果を示す。この図からも明らかなように、変調信号Ａ、Ｂともに、反復復号の回数が増えるにつれ、受信品質が向上する。但し、回数を多くすればよいというわけではなく、ある程度の回数で受信品質の改善効果は飽和する。また変調信号Ａ、Ｂの受信品質は、変調方式が同じ場合、同じである。

図２７では、各変調信号を並行して軟判定復号し、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減する方法を説明したが、以降では、各変調信号を交互に軟判定復号し、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減する方法について説明する。この方法を用いることで、信号点削除にイタレーション技術を採用するにあたっての演算回数を低減できるので、回路構成を一段と簡単化できるようになる。

図３０は、その信号処理手順を示している。以下の説明では、特に、図５の構成と関連付けて、図３０の信号処理手順を説明する。

図３０の信号処理手順では、一度目の判定は変調信号Ａしか行わない（ＳＴ１Ａ）。すなわち、変調信号Ｂについては一度目の判定は行わない。

ステップＳＴ２Ｂでは、ステップＳＴ１Ａで得られた復号データ５２９＿Ａを用いて、変調信号Ｂの二度目の軟判定における信号点削減処理が行われる。ステップＳＴ３Ｂでは、ステップＳＴ２Ｂの信号点削減処理で得られた候補信号点を用いて二度目の軟判定を行い、変調信号Ｂのディジタル信号を得る。なお、ここでは、図２７と比較するために、二度目と呼んでいるが、変調信号Ｂについては初めての信号点削減・軟判定処理である。このように、二度目の軟判定のための信号点削減処理及び二度目の軟判定処理は、変調信号Ｂについてのみ行い、変調信号Ａについては行わない。

ステップＳＴ４Ａでは、ステップＳＴ３Ｂで得られた復号データ５２９＿Ｂを用いて、変調信号Ａの三度目の軟判定における信号点削減処理が行われる。ステップＳＴ５Ａでは、ステップＳＴ４Ａの信号点削減処理で得られた候補信号点を用いて三度目の軟判定を行い、変調信号Ａのディジタル信号を得る。なお、ここでは、図２７と比較するために、三度目と呼んでいるが、変調信号Ａについては初めての信号点削減・軟判定処理である。このように、三度目の軟判定のための信号点削減処理及び三度目の軟判定処理は、変調信号Ａについてのみ行い、変調信号Ｂについては行わない。

三度目の軟判定以降も同様の処理が繰り返される。

このように、図３０のような処理手順を用いると、変調信号Ａのディジタル信号と変調信号Ｂのディジタル信号が反復復号において、交互に得られることになる。図５、図１５では、変調信号Ａと変調信号Ｂそれぞれに対応するように、信号点削減部、軟出力部、復号部を有する構成となっているが、ここで説明した処理手順を行えば、変調信号Ａと変調信号Ｂで信号点削減部、軟出力部、復号部を共有することができるため、演算規模及び回路規模を一段と削減することができるようになる。

図３１に、図３の信号処理部３０９において、図３０で説明した処理手順を行った場合の受信特性（キャリアパワー対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）とビットエラーレートの関係）のシミュレーション結果を示す。この図からも分かるように、軟判定復号を各変調信号で交互に行った場合でも、軟判定復号を各変調信号で並行に行った場合と同様の誤り率特性の良い受信データを得ることができる。また変調信号Ａ、Ｂともに、反復復号の回数が増えるにつれ、受信品質が向上するが、単純に回数を多くすればよいというわけではなく、ある程度の回数で受信品質の改善効果は飽和する。

（実施の形態５）
上述の実施の形態においては、図３のマルチアンテナ受信装置の信号処理部３０９の構成として、図５、図１４、図１５に示した構成を提示したが、本実施の形態では、分離前に（例えば、図５の分離部５０４の前段側で）ＱＲ分解を行うことを提示する。これにより、回路規模を一段と削減できるようになる。

以下、その実施方法の一例について説明する。マルチアンテナ送信装置から２つの変調信号が送信され、マルチアンテナ受信装置が２つのアンテナで受信した場合、前述のように式（１）の関係が成立する。ここで、式（１）で示した式の行列をＨと表すものとする。ＱＲ分解では、ユニタリ列Ｑを用いて上三角行列Ｒを得る。このとき、Ｒは次式のように表される。

そして、行列Ｑの複素共役転置行列Ｑ^Ｈを式（１）の受信信号に乗算すると、次式の関係式が成立する。

上記演算を図３２のＱＲ分解部３２０１で行う。図３２のＱＲ分解部３２０１は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０１＿Ａ、５０２＿Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０１＿Ｂ、５０２＿Ｂ、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、ベースバンド信号５０３＿Ｙを入力とし、ＱＲ分解を行うことで、信号Ｚ_１（５０３＿Ｘ＿Ｍ）、信号Ｚ_２（５０３＿Ｙ＿Ｍ）、信号ｒ_１１（５０１＿Ａ＿Ｍ）、信号ｒ_１２（５０１＿Ｂ＿Ｍ）、０（５０２＿Ａ＿Ｍ）、信号ｒ_２２（５０２＿Ｂ＿Ｍ）を得て、これらを出力する。

図５、図１４、図１５の信号処理部における信号５０１＿Ａ、５０２＿Ａ、５０１＿Ｂ、５０２＿Ｂ、５０３＿Ｘ、５０３＿Ｙの代わりに、図３２のＱＲ分解後の信号５０１＿Ａ＿Ｍ、５０２＿Ａ＿Ｍ、５０１＿Ｂ＿Ｍ、５０２＿Ｂ＿Ｍ、５０３＿Ｘ＿Ｍ、５０３＿Ｙ＿Ｍを用いることで、図５、図１４、図１６の信号処理部を動作させる。

このようにすることで、式（４）の行列Ｒが上三角行列のため、図５、図１４、図１５の信号点削減部、軟出力部の演算を簡略化でき、この結果回路規模を削減することができる。

ただし、候補信号点削減の方法としては、実施の形態１、実施の形態２、実施の形態３で説明した方法を用いることが好ましい。

次に、ＱＲ分解を適用するにあたって、上述した構成とは別の構成例を、図３３に示す。図３３の記憶部３３０３は、図５、図１４、図１５の記憶部５０８に相当するものである。

ＱＲ分解部３３０１は、ＱＲ分解により、次式の変形を行う。

記憶部３３０３は、式（５）のＺ_１、Ｚ_２及び行列Ｒ_Ｘの値を記憶する。

ＱＲ分解部３３０２は、ＱＲ分解により、次式の変形を行う。

記憶部３３０３は、式（６）のＺ_１、Ｚ_２及び行列Ｒ_Ｙの値を記憶する。

但し、式（５）、式（６）において、Ｒｘ_Ｘ=（Ｔｘ_ａ，Ｔｘ_ｂ）^Ｔ、Ｒｘ_Ｙ=（Ｔｘ_ｂ，Ｔｘ_ａ）^Ｔとする。

そして、図５、図１４、図１５の信号点削減部において、変調信号Ｂの復号データを用いて信号点削減を行う場合（すなわち変調信号Ａの候補信号点を削減する場合）、記憶部３３０３における式（５）に関する値（すなわち図中の参照符号に＿Ｒが付いている信号）を取り出して信号点削減を行う。そして、削減後の候補信号点を用いて、変調信号Ａの軟出力を得る。

また、変調信号Ａの復号データを用いて信号点削減を行う場合（すなわち変調信号Ｂの候補信号点を削減する場合）、記憶部３３０３における式（６）に関する値（すなわち図中の参照符号に＿Ｓが付いている信号）を取り出して信号点削減を行う。そして、削減された候補信号点を用いて、変調信号Ｂの軟出力を得る。

このようにすることで、各変調信号の軟出力を容易に得ることができるため、回路規模を削減することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、ＱＲ分解を用いて式（１）の関係式を変形してから、分離処理や信号点削減処理を行うようにしたので、候補信号点の演算規模及び軟出力の演算規模を削減できるようになる。

なお、本実施の形態では、送信変調信号数２の場合を例に説明したが、これに限ったものではない。

また、本実施の形態では、実施の形態１〜３で説明したような、自変調信号以外のｉ−１回目の反復復号結果の一部を用いて、自変調信号の候補信号点を削減し、削減した候補信号点と受信点のユークリッド距離の２乗に基づいて自変調信号を復号する方法に、ＱＲ分解を適用した場合について述べたが、本実施の形態で提示したＱＲ分解による演算規模の削減方法は、自変調信号以外のｉ−１回目の反復復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減し、削減した候補信号点と受信点のユークリッド距離の２乗に基づいて自変調信号を復号する方法に広く適用できる。

図３４に、本実施の形態で説明したＱＲ分解による演算規模の削減方法を、適用可能な自変調信号以外のｉ−１回目の反復復号結果を用いて、自変調信号の候補信号点を削減し、削減した候補信号点と受信点のユークリッド距離の２乗に基づいて、自変調信号を復号する方法の処理手順を示す。

先ず、変調信号Ａのための信号点削減処理が、ｉ−１回目の変調信号Ｂの復号結果（ｂ０’、ｂ１’、ｂ２’、ｂ３’）全てを用いて行われる。また、変調信号Ｂのための信号点削減処理がｉ−１回目の変調信号Ａの復号結果（ｂ０’、ｂ１’、ｂ２’、ｂ３’）全てを用いて行われる（図３４（Ｂ））。

これにより、変調信号Ａのための候補信号点数は１６個となると共に、変調信号Ｂのための候補信号点数も１６個となる。次に、変調信号Ａのための候補信号点と受信点とのユークリッド距離の２乗が求められると共に、変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗が求められる（図３４（Ｃ））。次に、変調信号Ａの軟判定値が計算されると共に、変調信号Ｂの軟判定値が計算される（図３４（Ｄ））。

さらに、ＱＲ分解を用いる場所は、本実施の形態で示した場所に限ったものではなく、式（１）の関係式が満たされることを利用して信号処理を行うのであれば、どの場所でＱＲ分解を行ってもよい。ＱＲ分解を用いること自体は、本発明の本質には何ら影響を与えるものではなく、要は、本実施の形態で提案しているのは、適切な場所でＱＲ分解を行うことにより、演算規模を削減することが可能となるということである。また、ＱＲ分解ではなく、他のユニタリ行列を用いて変換を行ってもよい。

（実施の形態６）
実施の形態１〜５では、自変調信号以外の変調信号の反復復号結果（軟判定結果）の一部を用いて、自変調信号の候補信号点を削減することを提示したが、本実施の形態では、自変調信号以外の変調信号の分離処理結果（硬判定結果）の一部を用いて、自変調信号の候補点を削減することを提示する。

図５との対応部分に同一符号を付して示す図３５に、本実施の形態の信号処理部３５００の構成例を示す。以下では、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとって説明する。

分離部５０４は、線形演算、例えば、式（１）に対して、ＺＦ又はＭＭＳＥ演算を施すことで、変調信号Ａのベースバンド信号５０５＿Ａ、変調信号Ｂのベースバンド信号５０５＿Ｂを得る。

硬判定部３５０１＿Ａは、変調信号Ａのベースバンド信号５０５＿Ａを入力とし、硬判定を行うことで、変調信号Ａの４ビットのデータ３５０２＿Ａを得る。同様に、硬判定部３５０１＿Ｂは、変調信号Ｂのベースバンド信号５０５＿Ｂを入力とし、硬判定を行うことで、変調信号Ｂの４ビットのデータ３５０２＿Ｂを得る。

遅延部３５０３は、入力された各信号を、分離部５０４及び硬判定部３５０１＿Ａ、３５０１＿Ｂの処理時間分だけ遅延して出力する。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡ、５１４＿ＸＡ、５１４＿ＹＡは、変調信号Ｂの４ビットのデータ３５０２＿Ｂを入力とし、実施の形態１と同様に、４ビットのうちの１部のビットのみを決定ビットして扱って候補信号点の削減処理を行う。

同様に、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢ、５１８＿ＸＢ、５１８＿ＹＢは、変調信号Ａの４ビットのデータ３５０２＿Ａを入力とし、実施の形態１と同様に、４ビットのうちの１部のビットのみを決定ビットして扱って候補信号点の削減処理を行う。

その他の部分については、図５で説明したのと同様の処理が行われる。

このように、本実施の形態においては、反復復号ではなく、線形演算を用いた検波で得られたビットデータを用いて、信号点削減を行い、軟出力を得るようにした。具体的には、自変調信号以外の硬判定結果の一部を用いて、候補信号点を削減し、候補信号点と受信信号点からブランチメトリックを求め、復号するようにした。これにより、線形演算のみで軟出力を得る方法より、品質の良い軟出力結果を得ることができるようになり、誤り訂正後のデータの誤り率特性を向上させることができる。

図３５との対応部分に同一符号を付して示す図３６に、本実施の形態の信号処理部の別の構成例を示す。図３５と図３６との関係は、実施の形態１で説明した図５と図１５の関係と同様である。すなわち、図３６の構成は、硬判定部３５０１＿Ａ、３５０１＿Ｂで得られたデータ３５０２＿Ａ、３５０２＿Ｂの否定値を有効に利用することで、信号点削減部の回路規模を削減できる構成となっている。従って、図３６の構成は、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡ、５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢに入力させるデータが、図１５の場合には反復復号結果であったのに対して、図３６の場合には線形演算を用いた検波で得られた信号の硬判定結果であることを除いて、図１５と同様の処理を行うものなので、詳しい説明は省略する。

因みに、本実施の形態の構成に対しても、当然、実施の形態５で提示したＱＲ分解を適用できる。

なお、本実施の形態では、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとって説明したが、実施の形態１と同様に、これに限ったものではない。また、送信アンテナ数２、変調信号数２、受信アンテナ数２のときを例に説明したが、これに限ったものではない。例えば、送信アンテナ数４、変調信号数４、受信アンテナ数４の場合でも、同様に実施可能である。例えば送信アンテナ数４、変調信号数４、受信アンテナ数４の例として説明した実施の形態２に本実施の形態の処理を適用する場合、図２２の分離部２２０２の出力を硬判定し、その硬判定値を用いて、実施の形態２で説明したのと同様の信号点削減処理を行えばよい。その他のアンテナ数についても、基本的には本実施の形態と同様の動作を行うことで、対応可能である。

また、本実施の形態では、分離部５０４で線形演算を行う場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、例えば、ＭＬＤや演算（回路）規模を削減したＭＬＤを基本とする検波方法などを用いた構成に対しても、同様に実施することができる。

本実施の形態で重要なことは、分離部５０４と硬判定部３５０１＿Ａ、３５０１＿Ｂのように、検波し硬判定することで受信ビットを推定し、その結果を用いて信号点削減を行い、軟値得、復号したことである。

したがって、非特許文献４や、非特許文献５に記載されている順序付けおよび部分ビット判定を利用した尤度判定方法により、受信ビットを推定し、その結果を用いて信号点削減を行い、軟値を得て、復号を行う方法に適用することも可能である。

つまり、本実施の形態の構成及び方法は、硬判定によって受信ビットを推定し、さらにその硬判定値を用いて軟値を生成する方法に広く適用可能である。

（実施の形態７）
本実施の形態では、実施の形態１と実施の形態３の候補信号点作成方法を組み合わせることで、誤り率特性の向上と装置構成の簡単化とを両立できる候補信号点作成方法について説明する。

本実施の形態では、一例として、図３のマルチアンテナ受信装置３００の信号処理部３０９が、図１５の構成の場合の候補信号点の作成方法について説明する。

図３７は、変調方式が１６ＱＡＭの場合における、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の信号点削減及び復号手順を示している。以下の説明では、時刻ｔ、ｉ−１回目の復号で、復号部５２８＿Ａによって得られた変調信号Ａの推定ビットを（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、復号部５２８＿Ｂによって得られた変調信号Ｂの推定ビットを（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）とする。

信号処理部１５００は、先ず、ａ０’の否定値ｎａ０’（ａ０’＝１の場合ｎａ０’＝０、ａ０’＝０の場合ｎａ０’＝１）、ａ１’の否定値ｎａ１’、ａ２１’の否定値ｎａ２’、ａ３’の否定値ｎａ３’、ｂ０’の否定値ｎｂ０’、ｂ１’の否定値ｎｂ１’、ｂ２’の否定値ｎｂ２’ 、ｂ３’の否定値ｎｂ３’を求める（図３７（Ａ））。

また、変調信号Ａの推定ビット（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）において、各ビットの対数尤度比から、最も確からしさが低い（不確定）ビットを検出する（図３７（Ｅ））。ここでは、最も不確定なビットをａ３’とする。同様に変調信号Ｂの推定ビット（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）において、各ビットの対数尤度比から、最も確からしさが低い（不確定）ビットを検出する（図３７（Ｅ））。ここでは、最も不確定なビットをｂ０’とする。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによる、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａの信号点削減方法について説明する。変調方式が１６ＱＡＭの場合、２５６個の候補信号点が存在する。本実施の形態では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき候補信号点を求める。

具体的に説明する。先ず、実施の形態１と同様に、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ｂの結果に基づき、変調信号Ｂのデータを、（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）、（ｎｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｎｂ１’ ，ｂ２’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｂ１’，ｎｂ２’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｎｂ３’）の５通りに決定する。このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａのデータａ０、ａ１、ａ２、ａ３は未決定であることから、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計８０個の候補信号点を求める。なお、本例では、演算規模、受信品質等を考慮して、否定値は、ｂ３’の１ビットとした。

さらに、この８０点の候補信号点とは別に、（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）において、１ビットのみ不確定とした（ｎｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｎｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｂ１’，ｎｂ２’，ｂ３’）、（ｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｎｂ３’）の４通りの変調信号Ｂの決定方法と、各ビットの対数尤度比から決定した変調信号Ｂの最も確からしさが低いビットがｂ０’であることに基づき、変調信号Ｂの最も確からしさが低い１ビットｂ０’を、さらに不確定とする決定方法と、を組み合わせて、候補信号点を求める。

従って、変調信号Ｂのデータとして、ｂ０’に否定値ｎｂ０’を用いることで、（ｎｂ０’，ｎｂ１’，ｂ２’，ｂ３’）、（ｎｂ０’，ｂ１’，ｎｂ２’，ｂ３’）、（ｎｂ０’，ｂ１’，ｂ２’，ｎｂ３’）の３通り分だけ追加決定する。よって、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ａのデータａ０、ａ１、ａ２、ａ３は未決定であることから、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計４８個の候補信号点を追加として求める。つまり、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡによって、８０＋４８＝１２８点の候補信号点を求めることになる（図３７（Ｂ））。

同様に、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂの信号点削減方法について説明する。本実施の形態では、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、候補信号点を求める。

具体的に説明する。先ず、実施の形態１と同様に、時刻ｔ、ｉ−１回目の変調信号Ａの結果に基づき、変調信号Ａのデータを、（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、（ｎａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、（ａ０’，ｎａ１’，ａ２’，ａ３’）、（ａ０’，ａ１’，ｎａ２’，ａ３’）、（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ｎａ３’）の５通りに決定する。このとき、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂのデータｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３は未決定であることから、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として、

の計８０個の候補信号点を求める。

さらに、この８０点の候補信号点とは別に、（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）において、１ビットのみ不確定とした（ｎａ０’，ａ１’，ａ２’，ａ３’）、（ａ０’，ｎａ１’，ａ２’，ａ３’）、（ａ０’，ａ１’，ｎａ２’，ａ３’）、（ａ０’，ａ１’，ａ２’，ｎａ３’）の４通りの変調信号Ａの決定方法と、変調信号Ａの最も確からしさが低いビットが、対数尤度比の比較からａ３’であることに基づき、変調信号Ａの最も確からしさが低い１ビットａ３’を、さらに不確定とする決定方法とを組み合わせて、候補信号点を求める。

従って、変調信号Ａのデータとして、（ｎａ０’，ａ１’，ａ２’，ｎａ３’）、（ａ０’，ｎａ１’，ａ２’，ｎａ３’）、（ａ０’，ａ１’，ｎａ２’，ｎａ３’）の３通り分だけ追加決定する。よって、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の変調信号Ｂのデータｂ０、ｂ１、ｂ２、ｂ３は未決定であることから、時刻ｔ、ｉ回目の反復復号時の候補信号点として

の計４８個の候補信号点を追加として求める。つまり、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢによって、８０＋４８＝１２８点の候補信号点を求めることになる（図３７（Ｂ））。

次に、実施の形態１と同様に、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求めると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂのための候補信号点と受信信号点とのユークリッド距離の２乗を求める（図３７（Ｃ））。そして、軟出力部５２０＿Ａによって変調信号Ａの軟判定値を計算すると共に、軟出力部５２４＿Ｂによって変調信号Ｂの軟判定値を計算する（図３７（Ｄ））。

本実施の形態の利点は、本実施の形態による候補信号点を求める方法は、実施の形態１の方法において、２ビットを不定ビットとして選択した場合よりも候補信号点数を少なくすることができ、１ビットを不定ビットとして選択した場合よりも受信品質を改善できることである。

つまり、本実施の形態によれば、実施の形態１と実施の形態３の候補信号点の作成方法を組み合わせたことにより、候補信号点数の増加を抑えながら受信品質を改善することができる。

なお、実施の形態１と実施の形態３の候補信号点の作成方法の組み合わせ方は、本実施の形態で説明したものに限ったものではない。

また、本実施の形態では、反復復号時の候補信号点の作成方法（換言すると信号点削減処理）について説明したが、本実施の形態の信号点削減処理は、実施の形態６のように、分離、検波した変調信号に基づいて、候補信号点を作成する方法にも適用することが可能である。その場合、各ビット毎の尤度は、各ビット毎に求めた、例えば２乗ユークリッド距離と雑音分散により定義すればよい。

また、送信アンテナ数、受信アンテナ数及び変調信号数は、実施の形態の例に限ったものではなく、変調方式も実施の形態の例に限ったものではない。

（実施の形態８）
実施の形態６では、自変調信号以外の変調信号の分離処理結果（硬判定結果）の一部を用いて、自変調信号の候補点を削減することを提示したが、本実施の形態では、実施の形態６よりも受信品質を向上させることができる軟値の作成方法について詳しく説明する。

図５及び図３５との対応部分に同一符号を付して示す図３８に、本実施の形態の信号処理部３８００の構成例を示す。以下では、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとって説明する。

ＭＬＤ部３８０１は、式（１）に対して、非特許文献２、３に示されているＭＬＤ処理を行うことで候補信号点と受信点とのユークリッド距離を求め、ユークリッド距離情報信号３８０２を出力する。

硬判定部３５０１は、ユークリッド距離情報信号３８０２を入力とし、硬判定を行うことで、変調信号Ａの４ビットのデータ３５０２＿Ａ及び変調信号Ｂの４ビットのデータ３５０２＿Ｂを得る。

軟値生成部３８０３は、ユークリッド距離情報信号３８０２を入力とし、例えば、非特許文献６に記載されているＭａｘ−ｌｏｇ近似を用いてビットごとに軟値を計算することで、変調信号ＡのＭＬＤにおける軟値３８０４＿Ａ及び変調信号ＢのＭＬＤにおける軟値３８０４＿Ｂを出力する。詳しくは、非特許文献７を参照するとよい。

遅延部３５０３は、入力された各信号を、ＭＬＤ部３８０１及び硬判定部３５０１の処理時間分だけ遅延して出力する。

信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２Ｙ＿Ａ、５１４＿ＸＡ、５１４＿ＹＡは、変調信号Ｂの４ビットのデータ３５０２＿Ｂを入力とし、実施の形態１と同様に、４ビットのうちの１部のビットのみを決定ビットして扱うことで、候補信号点の削減処理を行う。

同様に、信号点削減部５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢ、５１８＿ＸＢ、５１８＿ＹＢは、変調信号Ａの４ビットのデータ３５０２＿Ａを入力とし、実施の形態１と同様に、４ビットのうちの１部のビットのみを決定ビットして扱うことで、候補信号点の削減処理を行う。また、実施の形態５で説明したように、４ビットを決定して候補信号点処理を行ってもよい。

軟値生成部３８０５＿Ａは、第１の軟判定値信号５２１＿Ａ及び第２の軟判定値信号５２３＿Ａを入力とし、変調信号Ａの信号点削減による検波の軟値３８０６＿Ａを出力する。同様に、軟値生成部３８０５＿Ｂは、第１の軟判定値信号５２５＿Ｂ及び第２の軟判定値信号５２７＿Ｂを入力とし、変調信号Ｂの信号点削減による検波の軟値３８０６＿Ｂを出力する。

軟値合成部３８０７＿Ａは、変調信号ＡのＭＬＤにおける軟値３８０４＿Ａ及び変調信号Ａの信号点削減による検波の軟値３８０６＿Ａを入力とし、これらを例えば対数軸で加算することで、変調信号Ａの軟値３８０８＿Ａを出力する。同様に、軟値合成部３８０７＿Ｂは、変調信号ＢのＭＬＤにおける軟値３８０４＿Ｂ及び変調信号Ｂの信号点削減による検波の軟値３８０６＿Ｂを入力とし、これらを例えば対数軸で加算することで、変調信号Ｂの軟値３８０８＿Ｂを出力する。

このようにすることで、実施の形態６と比較し、異なる検波（換言すれば、異なる判定方法）により生成した軟値を合成しているので、検波によるダイバーシチゲインを得ることができ、この結果受信品質を改善することができる。

図５、図３５、図３８との対応部分に同一符号を付して示す図３９に、信号処理部の別の構成例を示す。図３８と図３９との関係は、実施の形態１で説明した図５と図１５の関係と同様である。すなわち、図３９の信号処理部３９００は、硬判定部３５０１で得られたデータ３５０２＿Ａ、３５０２＿Ｂの否定値を有効に利用することで、信号点削減部の回路規模を削減できる構成となっている。この否定値の計算は、硬判定部３５０１で行ってもよいし、信号点削減部で行ってもよい。否定値の計算の仕方及びそれを用いた信号点削減の仕方については、実施の形態１で既に説明したので、ここでの説明は省略する。

図３９の構成は、信号点削減部５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡ、５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢに入力させるデータが、図１５の場合には反復復号結果であったのに対して、図３９の場合には線形演算を用いた検波で得られた信号の硬判定結果であることを除いて、図１５と同様の構成である。

軟値合成部３８０７＿Ａは、軟値５２１＿Ａ及び変調信号ＡのＭＬＤにおける軟値３８０４＿Ａを入力とし、これらを例えば対数軸で加算することで、変調信号Ａの軟値３８０８＿Ａを出力する。同様に、軟値合成部３８０７＿Ｂは、軟値５２５＿Ｂ及び変調信号ＢのＭＬＤにおける軟値３８０４＿Ｂを入力とし、これらを例えば対数軸で加算することで、変調信号Ｂの軟値３８０８＿Ｂを出力する。

このようにすることで、実施の形態６と比較し、異なる検波により生成した軟値を合成しているので、検波によるダイバーシチゲインを得ることができ、この結果受信品質を改善することができる。

因みに、本実施の形態の構成に対しても、当然、実施の形態５で提示したＱＲ分解を適用できる。例えば、ＭＬＤ部３８０１の前に図３２のＱＲ分解部３２０１を挿入し、遅延部３５０３を図３３の構成に置き換えればよい。ただし、図３３の記憶部３３０３は、遅延部に置き換える必要がある。因みに、このような構成を採った場合、ＭＬＤ部３８０１の前に設けるＱＲ分解部と、遅延部３５０３に代えて設けるＱＲ分解部の一方は、他方と共有化することが可能である。

なお、本実施の形態では、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとって説明したが、実施の形態１と同様に、これに限ったものではない。また、送信アンテナ数２、変調信号数２、受信アンテナ数２のときを例に説明したが、これに限ったものではない。例えば、送信アンテナ数４、変調信号数４、受信アンテナ数４の場合でも、同様に実施可能である。例えば送信アンテナ数４、変調信号数４、受信アンテナ数４の例として説明した実施の形態２に本実施の形態の処理を適用する場合、図２２において、分離部２２０２の分離処理にＭＬＤを採用することでＭＬＤにおける第１の軟値を作成し、加えてＭＬＤにより求めた判定値に基づき信号点削減を行うことで第２の軟値を求め、これら第１及び第２の軟値を合成することで、同様に実施することができる。

このときの信号点の削減方法については、実施の形態２での説明による方法が一例として考えられる。なお、図２２では、復号部２２１０＿Ａ〜２２１０＿Ｄによって得られた復号結果に基づいて信号点削減を行っているが、本実施の形態の処理を適用する場合には、ＭＬＤにより求めた判定値に基づき信号点削減を行う点が図２２と異なる点である。

本実施の形態で重要なことは、ＭＬＤにより求めた第１の軟値と、ＭＬＤの判定結果に基づいて候補信号点の削減を行い、削減された候補信号点を用いて求めた第２の軟値と、を合成し、復号を行う、ということである。

また、本実施の形態の特徴は、さらに拡張して考えると、２つの異なる検波方法で作成した軟値を合成し、復号することである。このようにすることで、検波におけるダイバーシチゲインを得ることできるので、受信品質を向上させることができる。本実施の形態では、一般的なＭＬＤを用いて第１の軟値を作成する第１の軟値作成方法と、ＭＬＤを用いて第１の軟値とは異なる方法で第２の軟値を作成する第２の軟値作成方法とを用い、それぞれ異なる方法で作成した軟値を合成し、復号を行うことで、受信品質が改善する一例を述べている。

（実施の形態９）
実施の形態８では、図３８及び図３９に示したように、信号処理部において、ＭＬＤを用いた場合について説明したが、本実施の形態では、ＱＲ分解を用いたＭＬＤ（回路規模を削減したＭＬＤ）を適用した場合について詳しく説明する。

マルチアンテナ送信装置から２つの変調信号が送信され、マルチアンテナ受信装置が２つのアンテナで受信した場合、前述のように式（１）の関係が成立する。ここで、式（１）で示した式の行列をＨと表すものとする。ＱＲ分解では、ユニタリ列Ｑを用いて上三角行列Ｒを得る。このとき、上三角行列Ｒは、前述の式（３）のように表される。また、行列Ｑの複素共役転置行列Ｑ^Ｈを式（１）の受信信号に乗算すると、前述の式（４）の関係式が成立する。

図４０は、ＱＲ分解を用いたＭＬＤの構成の一例を示している。図４０において、図３２と同様に動作するものについては同一符号を付した。図４０のＱＲ分解部３２０１は、変調信号Ａのチャネル変動推定信号５０１＿Ａ、５０２＿Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定信号５０１＿Ｂ、５０２＿Ｂ、ベースバンド信号５０３＿Ｘ、ベースバンド信号５０３＿Ｙを入力とし、ＱＲ分解を行うことで、信号Ｚ_１（５０３＿Ｘ＿Ｍ）、信号Ｚ_２（５０３＿Ｙ＿Ｍ）、信号ｒ_１１（５０１＿Ａ＿Ｍ）、信号ｒ_１２（５０１＿Ｂ＿Ｍ）、０（５０２＿Ａ＿Ｍ）、信号ｒ_２２（５０２＿Ｂ＿Ｍ）を得て、これらを出力する。

第１ステージ軟値計算部４００１は、信号Ｚ_２（５０３＿Ｙ＿Ｍ）、０（５０２＿Ａ＿Ｍ）、信号ｒ_２２（５０２＿Ｂ＿Ｍ）を入力とし、信号ｒ_２２（５０２＿Ｂ＿Ｍ）から候補信号点を計算し、信号Ｚ_２（５０３＿Ｙ＿Ｍ）と候補信号点の距離を求める。これによって、第２ステージ軟値計算部４００３での演算規模を削減するために、候補信号点の絞り込みを行う。例えば、変調方式が１６ＱＡＭのとき、１６個の候補信号点が存在することになるが、第１ステージ軟値計算部４００１は、第２ステージ軟値計算部４００３の計算対象とする候補信号点を、例えば８点に絞り込むことで、第２ステージ軟値計算部４００３の演算量を削減する。

その方法については、非特許文献８に記載された方法やsphere decoding（例えば非特許文献９参照）などがある。候補信号点の絞り込みを行っていないＭＬＤについては、実施の形態８に記載したとおりである。

このようにして、第１ステージ軟値計算部４００１は、対象となる候補信号点に対するユークリッド距離の情報と、対象候補信号点の情報と、に関する信号４００２を計算し、第２ステージ軟値計算部４００３に出力する。

非特許文献８では、各変調信号の受信パワーに応じて、ＱＲ分解の方法を替えているが（例えば、式（５）または式（６）における行の入れ替え）、本実施の形態においても、上記操作を適用することができる。

例えば、変調信号Ａの受信パワーが変調信号Ｂの受信パワーより大きい場合、式（５）のＱＲ分解を行い、変調信号Ａの受信パワーが変調信号Ｂの受信パワーより小さい場合、式（６）のＱＲ分解を行う。そして、第１ステージ軟値の計算及び第２ステージ軟値の計算を行えばよい。

また、候補信号点の絞り込みの別の方法として、非特許文献４や、非特許文献５に記載されている１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの部分ビット判定方法を利用することもできる。

第２ステージ軟値計算部４００３は、信号Ｚ_１（５０３＿Ｘ＿Ｍ）、信号ｒ_１１（５０１＿Ａ＿Ｍ）、信号ｒ_１２（５０１＿Ｂ＿Ｍ）、信号４００２を入力とし、信号ｒ_１１、信号ｒ_１２を用いて、絞り込みを行った候補信号点に該当する候補信号点を計算し、この候補信号点と信号Ｚ_１とのユークリッド距離を求め、ユークリッド距離情報信号４００４を出力する。

本実施の形態では、実施の形態６で説明した図３５、図３６の分離部５０４を、図４０に置き換えることで、軟値を作成し、復号を行うことを提案する。また、実施の形態９で説明した図３８、図３９のＭＬＤ３８０１を図４０に置き換えることで、軟値を作成し、復号を行うことを提案する。これにより、ＱＲ分解を用いたＭＬＤ単独で軟値を作成する場合と比較し、受信品質を改善できるとともに、一般的なＭＬＤで軟値を作成する場合よりも演算規模を削減することができる。

因みに、本実施の形態の構成に対しても、当然、実施の形態５で提示したＱＲ分解を適用できる。例えば、遅延部３５０３を図３３の構成に置き換えればよい。ただし、図３３の記憶部３３０３は、遅延部に置き換える必要がある。因みに、このような構成を採った場合、図４０のＱＲ分解部と、遅延部３５０３に代えて設けるＱＲ分解部の一方は、他方と共有化することが可能である。

なお、本実施の形態では、変調方式が１６ＱＡＭの場合を例にとって説明したが、実施の形態１と同様に、これに限ったものではない。また、送信アンテナ数２、変調信号数２、受信アンテナ数２のときを例に説明したが、これに限ったものではない。例えば、送信アンテナ数４、変調信号数４、受信アンテナ数４の場合でも、同様に実施可能である。例えば送信アンテナ数４、変調信号数４、受信アンテナ数４の例として説明した実施の形態２に本実施の形態の処理を適用する場合、図２２において、分離部２２０２の分離処理にＱＲ分解を用いたＭＬＤを採用し、ＱＲ分解を用いたＭＬＤにより求めた判定値に基づき信号点削減を行えば、同様に実施することができる。

また、本実施の形態で説明したＱＲ分解を用いたＭＬＤは、当然、実施の形態８で説明した構成に適用することもできる。すなわち、ＱＲ分解を用いたＭＬＤによって軟値を求めると共に、この軟値を使って信号点削減を行うことで軟値を求め、これらの軟値を合成するようにしてもよい。このようにすることで、受信品質を一段と改善することができる。このときの信号点の削減方法については、実施の形態２での説明による方法が一例として考えられる。なお、図２２では、復号部２２１０＿Ａ〜２２１０＿Ｄによって得られた復号結果に基づいて信号点削減を行っているが、本実施の形態の処理を適用する場合には、ＱＲ分解を用いたＭＬＤにより求めた判定値に基づき信号点削減を行う点が図２２と異なる点である。

（実施の形態１０）
本実施の形態では、実施の形態１から９で説明した受信装置において、通信相手がデータを再送した際に対応した受信装置の構成について詳しく説明する。なお、本実施の形態では、実施の形態１から９で説明した受信装置が端末に搭載されており、その通信相手が基地局の場合を例にとって説明する。

図４１は、本実施の形態における基地局が送信する信号のフレーム構成の一例を示している。図４１に示したように、変調信号Ａと変調信号Ｂは、同一周波数帯域を用い、同時間に多重送信される。ただし、制御情報シンボル４１０４は、多重送信されない。

図４１において、チャネル推定シンボル４１０１Ａ、４１０１Ｂは、端末の受信装置で伝搬変動（チャネル変動）を推定するためのシンボルである。データシンボル４１０２Ａ、４１０２Ｂは、データが送信されるシンボルである。ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）４１０３Ａ、４１０３Ｂは、端末の受信装置がデータに誤りが発生したかを判断するためのシンボルであり、端末は、データに誤りが発生したと判断した場合、基地局に対しデータの再送を要求する。制御情報シンボル４１０４は、例えば、データシンボルの変調方式の情報や、再送のデータかどうかを示す情報等の制御情報を送るためのシンボルである。

図４２は、本実施の形態における基地局の構成の一例を示しており、図１との対応部分には同一符号を付した。

基地局４２００は、受信アンテナ４２０１で受信した受信信号４２０２を受信部４２０３に入力する。受信部４２０３は、受信信号４２０２に、復調及び復号等の所定の受信処理を施すことにより、受信データ４２０４を得る。

再送要求検出部４２０５は、受信データ４２０４に含まれる再送要求情報４２０６を抽出し、これを出力する。

データ蓄積部４２０７Ａは、データＴＡを再送のために蓄積し、蓄積データ４２０８Ａを出力する。同様に、データ蓄積部４２０７Ｂは、データＴＢを再送のために蓄積し、蓄積データ４２０８Ｂを出力する。

データ選択部４２０９Ａは、データＴＡ、蓄積データ４２０８Ａ及び再送要求情報４２０６を入力とし、再送要求情報４２０６が再送を示していないものの場合は、データＴＡを選択し、再送要求情報４２０６が再送を示しているものの場合は、蓄積データ４２０８Ａを選択し、選択したデータを送信データ１０１＿Ａとして出力する。

同様に、データ選択部４２０９Ｂは、データＴＢ、蓄積データ４２０８Ｂ及び再送要求情報４２０６を入力とし、再送要求情報４２０６が再送を示していないものの場合は、データＴＢを選択し、再送要求情報４２０６が再送を示しているものの場合は、蓄積データ４２０８Ｂを選択し、選択したデータを送信データ１０１＿Ｂとして出力する。

フレーム構成信号生成部１０９は、再送要求情報４２０６を入力とし、これに基づき、変調方式及び符号化方式を決定する。フレーム構成信号生成部１０９は、決定した変調方式及び符号化方式の情報をフレーム構成信号１１０として符号化部１０２＿Ａ、１０２＿Ｂ及び変調部１０４＿Ａ、１０４＿Ｂに出力する。符号化部１０２＿Ａ、１０２＿Ｂ及び変調部１０４＿Ａ、１０４＿Ｂでの符号化方式及び変調方式が、フレーム構成信号１１０に基づいて制御される。また、フレーム構成信号１１０は端末に送信され、端末における復調方式及び復号方式がフレーム構成信号１１０に基づいて制御される。

端末の受信装置の全体構成は、図３に示したとおりである。図４３に、図３の信号処理部３０９に対応する、本実施の形態の信号処理部の詳細の構成を示す。図４３において、図５と対応する部分には図５と同一符号を付した。図４３において、重要な点は、第１軟値蓄積部４３０１＿Ａ、４３０１＿Ｂ、第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂが追加される点である。

第１軟値蓄積部４３０１＿Ａは、軟値５０７＿Ａを蓄積し、第１蓄積軟値４３０２＿Ａを出力する。同様に、第１軟値蓄積部４３０１＿Ｂは、軟値５０７＿Ｂを蓄積し、第１蓄積軟値４３０２＿Ｂを出力する。

第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂは、反復復号における軟値を蓄積する。ここで、一般的に、反復復号回数は有限回である。第２軟値蓄積部４３０３＿Ａは、反復復号回数が最終回の軟値５２１＿Ａを蓄積し、これを第２蓄積軟値４３０４＿Ａとして出力する。同様に、第２軟値蓄積部４３０３＿Ｂは、反復復号回数が最終回の軟値５２１＿Ｂを蓄積し、これを第２蓄積軟値４３０４＿Ｂとして出力する。

復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂは、制御情報４３０５に含まれる再送要求情報に基づいて復号動作を切り換える。

具体的に説明する。復号部５２８＿Ａは、制御情報４３０５において、受信データが再送データでないことが示される場合、実施の形態１から９で説明したのと同様の復号動作を行う。これに対して、復号部５２８＿Ａは、制御情報４３０５において、受信データが再送データであることが示される場合であって、更に、初期検波時の復号においては、軟値５０７＿Ａと第１蓄積軟値４３０２＿Ａを用いて復号を行う。また、反復復号時は、軟値５２１＿Ａと第２蓄積軟値４３０４＿Ａを用いて復号を行う。

このように、前回受信時の最終回の反復復号で得られた軟値４３０４＿Ａを、再送受信時の復号に用いたことにより（すなわち再送信号と合成することにより）、再送受信時における反復復号の収束速度を向上させることができるので、誤り率特性の良い受信ディジタルデータ５２９＿Ａを少ない反復回数で得ることができるようになる。

同様に、復号部５２８＿Ｂは、制御情報４３０５において、受信データが再送データでないことが示される場合、実施の形態１から９で説明したのと同様の復号動作を行う。これに対して、復号部５２８＿Ｂは、制御情報４３０５において、受信データが再送データであることが示される場合であって、更に、初期検波時の復号においては、軟値５０７＿Ｂと第１蓄積軟値４３０２＿Ｂを用いて復号を行う。また、反復復号時は、軟値５２１＿Ｂと第２蓄積軟値４３０４＿Ｂを用いて復号を行う。

このように、前回受信時の最終回の反復復号で得られた軟値４３０４＿Ｂを、再送受信時の復号に用いたことにより（すなわち再送信号と合成することにより）、再送受信時における反復復号の収束速度を向上させることができるので、誤り率特性の良い受信ディジタルデータ５２９＿Ｂを少ない反復回数で得ることができるようになる。

図４４は、端末の送信装置の構成の一例を示している。誤り判定部４４０２Ａは、復号データ４４０１Ａ（図４３の５２９＿Ａに相当）を入力とし、復号データ４４０１Ａに含まれるＣＲＣに基づいてパリティチェックを行うことで復号データ４４０１Ａの誤りの有無を検出し、誤り有無情報４４０３Ａを出力する。同様に、誤り判定部４４０２Ｂは、復号データ４４０１Ｂ（図４３の５２９＿Ｂに相当）を入力とし、復号データ４４０１Ａに含まれるＣＲＣに基づいてパリティチェックを行うことで復号データ４４０１Ｂの誤りの有無を検出し、誤り有無情報４４０３Ｂを出力する。

再送要求部４４０４は、誤り有無情報４４０３Ａ、４４０３Ｂを入力とし、誤りが有った場合は再送要求が必要という情報を、誤りがない場合は再送要求が必要ないという情報を再送要求情報４４０５として出力する。

データ生成部４４０７は、データ４４０６及び再送要求情報４４０５を入力とし、これらを変調し、フレーム中の所定の位置に配置することで変調信号４４０８を生成し、これを出力する。送信部４４０９は、変調信号４４０８に、帯域制限、周波数変換及び増幅等の所定の無線処理を施すことで送信信号４４１０を得、これをアンテナ４４１１に出力する。

図４５に、図４４の送信装置から送信される、端末の送信信号のフレーム構成例を示す。チャネル推定シンボル４５０１は基地局の受信装置が伝搬変動（チャネル変動）を推定するためのシンボルであり、データシンボル４５０２はデータを伝送するためのデータシンボルであり、再送要求情報シンボル４５０３は再送情報を伝送するためのシンボルである。

図４６は、基地局と端末の通信フローの一例を示している。図４６の＜１＞のように基地局は、変調信号Ａによりデータ１Ａを、変調信号Ｂによりデータ１Ｂを送信する。端末は、この変調信号を受信し、復号する。本例では、復号データに誤りが発生しなかったため、端末は＜２＞のように再送要求を行わない。

すると、基地局は、＜３＞のように変調信号Ａによりデータ２Ａを、変調信号Ｂによりデータ２Ｂを送信する。端末は、この変調信号を受信し、復号する。本例では、復号データに誤りが発生したため、端末は＜４＞のように再送要求を行う。

すると、基地局は、＜５＞のように変調信号Ａによりデータ２Ａを、変調信号Ｂによりデータ２Ｂを再送する。なお、再送時には、変調方式、インタリーブパターン及び変調方式の信号点配置等の伝送パラメータを前回送信時である＜３＞のときから変更してもよい。端末は、この再送された変調信号と、＜３＞で送信された変調信号から既に得ている軟値とを用いて復号を行う。本例では、復号データに誤りが発生しなかったため、端末は＜６＞のように再送要求を行わない。

すると、基地局は、＜７＞のように変調信号Ａによりデータ３Ａを、変調信号Ｂによりデータ３Ｂを送信する。端末は、この変調信号を受信し、復号する。本例では、復号データに誤りが発生したため、端末は＜８＞のように再送要求を行う。

すると、基地局は、＜９＞のように変調信号Ａによりデータ３Ａを、変調信号Ｂによりデータ３Ｂを再送する。なお、再送時には、変調方式、インタリーブパターン及び変調方式の信号点配置等の伝送パラメータを前回送信時である＜７＞のときから変更してもよい。端末は、この再送された変調信号と、＜７＞で送信された変調信号から既に得ている軟値とを用いて復号を行う。本例では、復号データに誤りが発生したため、端末は＜１０＞のように、再度、再送要求を行う。

すると、基地局は、＜１１＞のように変調信号Ａによりデータ３Ａを、変調信号Ｂによりデータ３Ｂを再送する。なお、この再送時には、変調方式、インタリーブパターン及び変調方式の信号点配置等の伝送パラメータを、前々回送信時である＜７＞、前回送信時である＜９＞のときから変更してもよい。端末は、この再送された変調信号と、＜７＞及び＜９＞で送信された変調信号から既に得ている軟値とを用いて復号を行う。

このように、再送の場合、端末は、例えば、図４６の＜５＞で再送された変調信号の受信信号と、＜３＞で送信された変調信号の受信信号とを基に復号する。具体的には、＜３＞で送信された変調信号から得られる対数尤度と、＜５＞で再送された変調信号から得られる対数尤度とを加算すればよい。

本実施の形態の受信装置においては、再送前に送信された変調信号の対数尤度（すなわち＜３＞で送信された変調信号の対数尤度）は、図４３の第１軟値蓄積部４３０１＿Ａ、４３０１＿Ｂ及び第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂに蓄積され、再送された変調信号の対数尤度（すなわち＜５＞で再送された変調信号の対数尤度）は、図４３の軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ、５２０＿Ａ、５２４＿Ｂから出力される。

図４３との対応部分に同一符号を付して示す図４７に、本実施の形態の信号処理部の他の構成例を示す。図４７の信号処理部４７００は、図４３の信号処理部４３００と比較して、第１及び第２の軟値蓄積部４３０１＿Ａ、４３０１＿Ｂ、４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂのうち、第１の軟値蓄積部４３０１＿Ａ、４３０１＿Ｂが省略され、第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂのみを有する。

第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂは、図４３で説明したのと同様の機能を果たす。すなわち、第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂは、反復復号における軟値を蓄積する。ここで、一般的に、反復復号回数は有限回である。第２軟値蓄積部４３０３＿Ａは、反復復号回数が最終回の軟値５２１＿Ａを蓄積し、これを第２蓄積軟値４３０４＿Ａとして出力する。同様に、第２軟値蓄積部４３０３＿Ｂは、反復復号回数が最終回の軟値５２１＿Ｂを蓄積し、これを第２蓄積軟値４３０４＿Ｂとして出力する。

復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂは、制御情報４３０５に含まれる再送要求情報に基づいて復号動作を切り換える。

具体的に説明する。復号部５２８＿Ａは、制御情報４３０５が受信データが再送データでないことを示すものの場合、実施の形態１から９で説明したのと同様の復号動作を行う。これに対して、復号部５２８＿Ｂは、制御情報４３０５が受信データが再送データであることを示すものの場合、初期検波時の復号においては、軟値５０７＿Ａと第２蓄積軟値４３０４＿Ａを用いて復号を行う。また、反復復号時は、軟値５２１＿Ａと第２蓄積軟値４３０４＿Ａを用いて復号を行う。

同様に、復号部５２８＿Ｂは、制御情報４３０５が受信データが再送データでないことを示すものの場合、実施の形態１から９で説明したのと同様の復号動作を行う。これに対して、復号部５２８＿Ｂは、制御情報４３０５が受信データが再送データであることを示すものの場合、初期検波時の復号においては、軟値５０７＿Ｂと第２蓄積軟値４３０４＿Ｂを用いて復号を行う。また、反復復号時は、軟値５２１＿Ｂと第２蓄積軟値４３０４＿Ｂを用いて復号を行う。

このように、図４７の構成によれば、第１軟値蓄積部が不要となるので、図４３の構成と比較して、回路規模を削減することができる。ただし、図４７の構成を採る場合、分離部５０４は、ＭＬＤ、又は、演算規模を削減したＭＬＤ、つまり、線形演算を施さずに候補信号点を求める検波を行うとよい。これにより、第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂに蓄積される軟値４３０４＿Ａ、４３０４＿Ｂと、軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂから出力される軟値５０７＿Ａ、５０７＿Ｂとのダイナミックレンジを一致させることができ、復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂでの復号処理を適切に行うことができるようになる。例えば、分離部５０４によって、ＺＦやＭＭＳＥのような線形演算を行うと、第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂで蓄積されているデータは、線形演算（例えばＺＦやＭＭＳＥ）を施し求めたものではないため、ダイナミックレンジが一致しなくなり、復号処理が困難となる。

図１及び図４２との対応部分に同一符号を付して示す図４８に、本実施の形態の基地局の他の構成例を示す。図４８の基地局４８００は、図４２の基地局４２００と比較して、再送方法が異なる。

符号化部１０２＿Ａは、送信データ１０１＿Ａ、フレーム構成信号１１０を入力とし、フレーム構成信号１１０で指定された符号化方法で符号化を行うことで、符号化データ４８０１＿Ａを得る。符号化部１０２＿Ｂも同様にして、符号化データ４８０１＿Ｂを得る。

パンクチャ部４８０２＿Ａは、符号化データ４８０１＿Ａをパンクチャ処理することで、パリティ系列４８０３＿Ａ及び情報系列４８０４＿Ａを得、これらを出力する。パンクチャ部４８０２＿Ｂも同様にして、パリティ系列４８０３＿Ｂ及び情報系列４８０４＿Ｂを得、これらを出力する。

データ蓄積部４８０５＿Ａは、パリティ系列４８０３＿Ａを蓄積し、蓄積データ４８０６＿Ａを出力する。データ蓄積部４８０５＿Ｂは、パリティ系列４８０３＿Ｂを蓄積し、蓄積データ４８０６＿Ｂを出力する。

データ選択部４８０７＿Ａは、情報系列４８０４＿Ａ、蓄積データ４８０６＿Ａ及び再送要求情報４２０６を入力とし、再送要求情報４２０６が再送を示していないものの場合は情報系列４８０４＿Ａを選択し、再送を示しているものの場合は蓄積データ４８０６＿Ａを選択し、選択したデータを選択データ４８０８＿Ａとして出力する。同様に、データ選択部４８０７＿Ｂは、情報系列４８０４＿Ｂ、蓄積データ４８０６＿Ｂ及び再送要求情報４２０６を入力とし、再送要求情報４２０６が再送を示していないものの場合は情報系列４８０４＿Ｂを選択し、再送を示しているものの場合は蓄積データ４８０６＿Ｂを選択し、選択したデータを選択データ４８０８＿Ｂとして出力する。

図４９は、基地局を図４８のように構成した場合の、基地局と端末の通信フローの一例を示している。図４９の＜１＞のように基地局は、変調信号Ａによりデータ１Ａを、変調信号Ｂによりデータ１Ｂを送信する。端末は、この変調信号を受信し、復号する。本例では、復号データに誤りが発生しなかったため、端末は＜２＞のように再送要求を行わない。

すると、基地局は、＜３＞のように変調信号Ａによりデータ２Ａを、変調信号Ｂによりデータ２Ｂを送信する。端末は、この変調信号を受信し、復号する。本例では、復号データに誤りが発生したため、端末＜４＞のように再送要求を行う。

すると、基地局は、＜５＞のように変調信号Ａによりデータ２Ａ’、つまり、データ２Ａのパリティ系列を、変調信号Ｂによりデータ２Ｂ’、つまり、データ２Ｂのパリティ系列を再送する。なお、再送時には、変調方式、インタリーブパターン及び変調方式の信号点配置等の伝送パラメータを前回送信時である＜３＞のときから変更してもよい。端末は、この再送された変調信号と、＜３＞で送信された変調信号から既に得ている軟値とを用いて復号を行う。本例では、復号データに誤りが発生しなかったため、端末は＜６＞のように再送要求を行わない。

すると、基地局は、＜７＞のように変調信号Ａによりデータ３Ａを送信し、変調信号Ｂによりデータ３Ｂを送信する。端末は、この変調信号を受信し、復号する。本例では、復号データに誤りが発生したため、端末は＜８＞のように再送要求を行う。

すると、基地局は、＜９＞のように変調信号Ａによりデータ３Ａ’、つまり、データ３Ａのパリティ系列を、変調信号Ｂによりデータ３Ｂ’、つまり、データ３Ｂのパリティ系列を再送する。なお、再送時には、変調方式、インタリーブパターン及び変調方式の信号点配置等の伝送パラメータを前回送信時である＜７＞のときから変更してもよい。端末は、この再送された変調信号と、＜７＞で送信された変調信号から既に得ている軟値とを用いて復号を行う。本例では、復号データに誤りが発生したため、端末は＜１０＞のように、再度、再送要求を行う。

すると、基地局は、＜１１＞のように変調信号Ａによりデータ３Ａを、変調信号Ｂによりデータ３Ｂを再送する。なお、この再送時には、変調方式、インタリーブパターン及び変調方式の信号点配置等の伝送パラメータを、前々回送信時である＜７＞、前回送信時である＜９＞のときから変更してもよい。端末は、この再送された変調信号と、＜７＞及び＜９＞で送信された変調信号から既に得ている軟値とを用いて復号を行う。

このように、再送の場合、端末は、例えば、図４９の＜５＞で再送された変調信号の受信信号と、＜３＞で送信された変調信号の受信信号とを基に復号する。具体的には、＜３＞で送信された変調信号から得られる対数尤度と、＜５＞で再送された変調信号から得られる対数尤度とを、復号できるように並び替えた後、復号することで復号データを得る。

本実施の形態の受信装置においては、再送前に送信された変調信号の対数尤度（すなわち図４９＜３＞で送信された変調信号の対数尤度）は、図４３の第１軟値蓄積部４３０１＿Ａ、４３０１＿Ｂ及び第２軟値蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂに蓄積され、再送された変調信号の対数尤度（すなわち図＜５＞で再送された変調信号の対数尤度）は、図４３の軟出力部５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ、５２０＿Ａ、５２４＿Ｂから出力される。

以上のように、本実施の形態によれば、実施の形態１から９で説明した反復復号を実現する受信装置において、受信信号と削減された候補信号点から軟値を計算する軟出力部（軟値計算部）５２０＿Ａ、５２４＿Ｂと、反復的の最終段階の候補信号点と受信信号点から求めた軟値を蓄積する蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂと、再送信号の復号時に、蓄積部４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂに蓄積した軟値と再送信号を受信したときに得られる軟値とを用いて復号を行う復号部５２８＿Ａ、５２８＿Ｂとを設けたことにより、再送受信時に、誤り率特性の良い受信ディジタルデータ５２９＿Ａ、５２９＿Ｂを少ない反復回数で得ることができるようになる。

（実施の形態１１）
本実施の形態では、実施の形態１〜１０で説明した信号点削減方法を、ソフト値（軟値）を用いた反復検波に適用することを提示すると共に、その適用の仕方について説明する。実施の形態１〜１０で説明した信号点削減方法をソフト値を用いた反復検波に適用することにより、ソフト値を用いた反復検波における演算規模を削減できかつ受信品質を改善できる。

（１）ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔデコーダと対数尤度比
図５０に、本実施の形態のＮ_ｔ×Ｎ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を示す。図５０において、図５０Ａは送信装置の概略構成を示し、図５０Ｂは図５０Ａの送信装置から送信された信号を受信する受信装置の概略構成を示す。

図５０Ａの送信装置は、情報ベクトルｚを、符号化部（outer encoder）５００１で符号化することで符号化ビットベクトルｕ’を得、インタリーブ部（Π）５００２でインタリーブ処理することでインタリーブ後の符号化ビットベクトルｕ＝（ｕ_１，…，ｕ_Ｎｔ）を得る。ただし、ｕ_ｉ＝（ｕ_ｉ１，…，ｕ_ｉＭ），Ｍ：シンボル当たりの送信ビット数を表す。

送信ベクトルｓ＝（ｓ_１，…，ｓ_Ｎｔ）^Ｔと表し、送信アンテナ＃ｉから送信される送信信号ｓ_ｉ＝ｍａｐ（ｕ_ｉ）と表した場合、送信エネルギーを正規化した値Ｅ｛｜ｓ_ｉ｜^２｝＝Ｅｓ／Ｎｔと表される（Ｅｓ：チャネル当たりの総エネルギー）。

図５０Ｂに示すように、受信装置は、ディテクタ（ＭＩＭＯ ｄｅｔｅｃｔｅｒ）５０１１と、デインタリーバ（Π^−１）５０１２と、デコーダ（ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔ ｄｅｃｏｄｅｒ）５０１３と、インタリーバ（Π）５０１４とを有する。

受信装置で受信される受信ベクトルをｙ＝（ｙ_１，…，ｙ_Ｎｒ）^Ｔとすると、受信ベクトルｙは、次式のように表される。

なお、式（７）において、Ｈはチャネル行列、ｎ＝（ｎ_１，…，ｎ_Ｎｒ）^Ｔはノイズベクトルであり、ｎ_ｉは平均値０、分散σ^２のｉ．ｉ．ｄ．複素ガウス雑音である。

送信シンボルと受信シンボルは多次元ガウス分布の関係にあることから、受信ベクトルに関する確率ｐ（ｙ｜ｕ）は、次式のように表すことができる。

ここで、図５０Ｂのように、受信装置が、ＭＩＭＯ ｄｅｔｅｃｔｅｒ ５０１１と、ｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔ ｄｅｃｏｄｅｒ ５０１３とを有し、反復復号を行う場合を考える。図５０Ｂにおける対数尤度比のベクトル（Ｌ−ｖａｌｕｅ）は、次の式（９）、式（１０）及び式（１１）のように表される（例えば非特許文献１０、非特許文献１１、非特許文献１２参照）。

（２）反復検波の概要
ここでは、Ｎ_ｔ×Ｎ_ｒ空間多重ＭＩＭＯシステムにおけるＭＩＭＯ信号の反復検波について説明する。

ｘ_ｍｎの対数尤度比を、次式のように定義する。

ベイズの定理より、式（１２）は、次式のように表すことができる。

ただし、Ｕ_{ｍｎ，±１}＝｛ｕ｜ｕ_ｍｎ＝±１｝とする。ここで、例えば非特許文献１３、非特許文献１４、非特許文献１５に記載されているように、式（１３）を、次式

を用いて近似すると、式（１３）は、次式のように近似することができる。

式（１５）におけるＰ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）とｌｎ Ｐ（ｕ｜ｕ_ｍｎ）は、次式のように表される。

ところで、式（８）で定義した式の対数確率は、次式のように表される。

したがって、式（１３）及び式（１８）から、ＭＡＰ（Maximum A nosteriori Propability）又はＡＰＰ（A Posteriori Probability）では、事後のＬ−ｖａｌｕｅは、次式のように表される（非特許文献１０参照）。

以降では、式（１９）を用いた反復検波を、反復ＡＰＰ復号と呼ぶ。

式（１５）及び式（１８）から、Ｍａｘ−Ｌｏｇ近似（非特許文献１６参照）を利用した対数尤度比（Ｍａｘ−Ｌｏｇ ＡＰＰ）における事後のＬ−ｖａｌｕｅは、次式のように表される（非特許文献１３，１４参照）。

以降では、式（２０）、式（２１）を用いた反復検波を、反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号と呼ぶ。反復検波で必要とする外部情報は、式（１９）又は式（２０）から事前入力を減算することで、求めることができる。

（３）本実施の形態の反復復号
ここでは、候補信号点削減方法を用いた、本実施の形態の反復復号（反復近似Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号）方法について詳しく述べる。

式（１９）、式（２０）及び非特許文献１０−１２からわかるように、反復ＡＰＰ復号及び反復Ｍａｘ−Ｌｏｇ ＡＰＰ復号では、演算規模が非常に大きくなる。その主要因は、送信信号数又は変調多値数が増大すると、候補信号点数が増大するので、式（１９）、式（２０）の｜｜・｜｜^２の項を計算するための演算規模が増大するためである。

本実施の形態においては、その演算規模を削減できる反復復号方法を提案する。本実施の形態では、演算規模を削減するため、Ｍａｘ−ｌｏｇに基づいて対数尤度を求める。以下、式（１９）及び式（２０）における候補信号点を削減することで、演算規模の削減を実現することができる、本実施の形態の反復近似Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号について詳しく説明する。

ここで、ｋ−１回目の復号で得られた推定送信ベクトルをｓ^∧＝（ｓ^∧ _１，…，ｓ^∧ _Ｎｔ）^Ｔ、推定送信信号ｓ^∧ _ｉの推定符号語をｕ^∧ _ｉ＝（ｕ^∧ _ｉ１，…，ｕ^∧ _ｉＭ）で表すものとする。

送信信号ｓ_ｑの対数尤度比は、次のように生成すればよい。先ず、干渉チャネルの推定送信信号ｓ^∧ _ｒの推定符号語ｕ^∧ _ｒ＝（ｕ^∧ _ｒ１，…，ｕ^∧ _ｒＭ）（ｒ≠ｑ）のＭ（Ｎ_ｔ−１）個の系列からα個（α≦Ｍ（Ｎ_ｔ−１））の推定系列を選択し、これを反復復号における前段で推定された値である既知系列とする。ここで、α個の推定系列の選択方法をδとすると、δは次式で表される。

そして、干渉チャネルにおいて、上記選択されたα個の推定系列以外のＭ（Ｎ_ｔ−１）−α個の系列を未知系列とし、この未知系列と所望チャネルの系列とをあわせて、候補信号点とする。

そして、式（２０）、式（２１）及び式（２２）から、ｋ回目の復号における対数尤度比を作成する。具体的には、対数尤度比を、次式のように表す。

本実施の形態のｏｕｔｅｒ ｓｏｆｔ−ｉｎ／ｓｏｆｔ−ｏｕｔ ｄｅｃｏｄｅｒ ５０１３は、式（２３）及び式（２４）を用いて反復復号（すなわち反復近似Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号）を行う。

このように、本実施の形態によれば、前段の復号結果を用いて候補信号点を削減しているため、その分、従来の反復Ｍａｘ−ｌｏｇ ＡＰＰ復号より、演算規模を削減できる。

本発明は、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術等を用いて高速データ通信を図ったマルチアンテナ通信システムに適用して好適である。

本発明の実施の形態１に係るマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 変調信号Ａ、Ｂのベースバンド信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態１のマルチアンテナ受信装置の全体構成を示すブロック図 実施の形態１における送受信装置間の関係を示す図 実施の形態１の信号処理部の構成を示すブロック図 候補信号点と受信信号点の関係の一例を示す図 多重化された変調信号Ａと変調信号Ｂの候補信号点と受信点とを示す図 削減された候補信号点と受信点とを示す図 削減された候補信号点と受信点とを示す図 削減された候補信号点と受信点とを示す図 削減された候補信号点と仮決定信号点を示す図 復号部の構成例を示すブロック図 実施の形態１のマルチアンテナ送信装置の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１の信号処理部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１の信号処理部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態１における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態２のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態２の変調信号Ａ〜Ｄのフレーム構成例を示す図 実施の形態２のマルチアンテナ受信装置の全体構成を示すブロック図 実施の形態２における送受信装置間の関係を示す図 実施の形態２の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態２の軟判定値生成部の構成を示すブロック図 実施の形態２における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態３における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態３における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態４における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態４での復号の処理手順のイメージを示す図 反復復号回数と受信特性の向上効果の関係の説明に供する図 実施の形態４における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 図３０の信号点削減動作を行った場合の、反復復号回数と受信特性の向上効果の関係の説明に供する図 実施の形態５におけるＱＲ分解部への入出力関係を示す図 ＱＲ分解の他の信号への適用例を示すブロック図 ＱＲ分解を適用可能な他の処理手順を示すフローチャート 実施の形態６の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態６の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態７における反復復号時の信号点削減動作の説明に供するフローチャート 実施の形態８の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態８の信号処理部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態９におけるＱＲ分解を用いたＭＬＤ部の構成例を示すブロック図 実施の形態１０における基地局の送信信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態１０の基地局の構成を示すブロック図 実施の形態１０の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態１０の端末の送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１０における端末の送信信号のフレーム構成例を示す図 実施の形態１０の通信フローの一例を示す図 実施の形態１０の信号処理部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１０の基地局の他の構成を示すブロック図 実施の形態１０の通信フローの一例を示す図 実施の形態１１の空間多重ＭＩＭＯシステムの構成を示し、図５０Ａは送信装置の概略構成を示し、図５０Ｂは図５０Ａの送信装置から送信された信号を受信する受信装置の概略構成を示す図 一般的なマルチアンテナ通信システムの概略構成を示す図

符号の説明

１００、１３００、１８００ マルチアンテナ送信装置
３００、２０００ マルチアンテナ受信装置
３０９、１４００、１５００、３５００、３６００、３８００、３９００、４３００、４７００ 信号処理部
５０４、２２０２ 分離部
５０６＿Ａ、５０６＿Ｂ、５２０＿Ａ、５２２＿Ａ、５２４＿Ｂ、５２６＿Ｂ、２２０４＿Ａ、２２０４＿Ｂ、２２０４＿Ｃ、２２０４＿Ｄ、２３０６ 軟出力部
５１２＿ＸＡ、５１２＿ＹＡ、５１４＿ＸＡ、５１４＿ＹＡ、５１６＿ＸＢ、５１６＿ＹＢ、５１８＿ＸＢ、５１８＿ＹＢ、２３０２＿Ｘ、２３０２＿Ｙ、２３０２＿Ｐ、２３０２＿Ｑ 信号点削減部
５２８＿Ａ、５２８＿Ｂ、１４０１、２２１０＿Ａ、２２１０＿Ｂ、２２１０＿Ｃ、２２１０＿Ｄ 復号部
２２０８＿Ａ、２２０８＿Ｂ、２２０８＿Ｃ、２２０８＿Ｄ 軟判定値生成部
３２０１、３３０１、３３０２ ＱＲ分解部
３５０１＿Ａ、３５０１＿Ｂ 硬判定部
３８０１ ＭＬＤ部
３８０７＿Ａ、３８０７＿Ｂ 軟値合成部
４２００、４８００ 基地局
４３０１＿Ａ、４３０１＿Ｂ、４３０３＿Ａ、４３０３＿Ｂ 軟値蓄積部

Claims (6)

1. 複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、
   前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する判定部と、
   前記判定部によって得られた判定結果を用いて、前記変調信号のディジタルデータを得る復号部と、
   前記復号部で得られた、自変調信号以外の変調信号を構成する複数のディジタルデータにおいて、少なくとも１ビットを否定値としたビット系列の全ての組合せと前記複数のディジタルデータとを再帰的に用いて、前記候補信号点を求める信号点削減部と、
   を具備するマルチアンテナ受信装置。
2. 前記信号点削減部を複数具備し、
   各信号点削減部は、各信号点削減部間で前記再帰的に用いるデータが異なる
   請求項１に記載のマルチアンテナ受信装置。
3. 前記信号点削減部は、前記再帰的に用いるデータのうち、尤度の低いビットほど、不確定ビットとして扱う優先度を高めて、前記候補信号点の数を削減する
   請求項１に記載のマルチアンテナ受信装置。
4. 前記受信信号をＱＲ分解するＱＲ分解部を、さらに具備し、
   前記信号点削減部は、ＱＲ分解後の信号に基づいて前記候補信号点を求める
   請求項１に記載のマルチアンテナ受信装置。
5. 最終回の反復復号において前記判定部で得られた判定値を蓄積する蓄積部を、さらに具備し、
   前記復号部は、再送信号の復号時に、前記蓄積部に蓄積された判定値を用いて復号処理を行う
   請求項１に記載のマルチアンテナ受信装置。
6. 複数アンテナから同時に送信された複数の変調信号を複数アンテナで受信し、受信信号から前記複数の変調信号の各々に対応するデータ系列を復元するマルチアンテナ受信装置であって、
   前記複数の変調信号が多重された受信信号を線形演算によって各変調信号に分離する分離部と、
   分離された各変調信号を硬判定する硬判定部と、
   前記複数の変調信号が多重された信号についての複数の候補信号点と、前記受信信号の信号点との信号点距離に基づいて、前記変調信号を判定する軟判定部と、
   前記硬判定部で得られた、自変調信号以外の変調信号を構成する複数のディジタルデータにおいて、少なくとも１ビットを否定値としたビット系列の全ての組合せと前記複数のディジタルデータとを再帰的に用いて、前記候補信号点を求める信号点削減部と、
   を具備するマルチアンテナ受信装置。

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