JP2008154223A

JP2008154223A - Ｍｉｍｏ受信装置

Info

Publication number: JP2008154223A
Application number: JP2007299650A
Authority: JP
Inventors: Seiho Kobayashi; 聖峰小林; Yutaka Murakami; 豊村上; Shuta Okamura; 周太岡村
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-11-20
Filing date: 2007-11-19
Publication date: 2008-07-03

Abstract

【課題】干渉レプリカを生成し、この干渉レプリカを用いて干渉をキャンセルする処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、受信品質を低下させることなく、信号処理遅延を低減すること。
【解決手段】復調部１５２と、復調部１５２の復調結果に基づいて非組織符号を復号し、第１の復号データＤ１として受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データＤ２として再符号化データに相当するデータを出力する復号部１５３と、復号部１５３から出力された再符号化データに相当するデータを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部３０９と、復調部１５２の前回の復調対象の信号から干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を復調部１５２の新たな復調対象として出力するキャンセル部３１１と、を設けたことにより、受信品質を低下させることなく、再符号化に要する処理時間を削減できる。
【選択図】図３

Description

本発明は、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）通信システムに用いられるＭＩＭＯ受信装置に関する。

従来、伝送速度を向上させる方法として、例えば特許文献１に記載されているＭＩＭＯと呼ばれる伝送方法のように、複数アンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信し、受信側で各アンテナから同時に送信された変調信号を分離し復調することにより、周波数帯域を拡大することなく伝送速度を向上させる方法が提案されている。

ＭＩＭＯ伝送方式では、受信信号電力対伝送パケット誤り率などの指標で表現される受信品質、スループット、回路規模、処理遅延などの観点から、様々な受信方法が提案されている。受信品質及びスループット向上の観点から、特許文献１では、ＭＩＭＯ伝送方式と信号キャンセル技術とを用いた受信方法が示されている。

以下、この受信方法について図面を用いて説明する。図１６に示すように、受信装置１０は、複数の送信アンテナを有する送信装置によって送信された信号を信号ベクトルとして受信する複数のアンテナ１１−１，１１−２と、前処理器１２と、復号器１３と、デマルチプレクサ１４とを有する。

前処理器１２は、信号ベクトルを前処理する。この前処理は、例えば、以前に受信及び前処理された信号ベクトルを復号化して得られた復号化結果を、現在処理中の信号ベクトルから差し引くこと、及び現在処理中の信号ベクトルの後に受信された信号ベクトルであって、処理されていない信号ベクトルの要素を現在処理中の信号ベクトルからゼロ化する、処理である。復号器１３は、前処理された信号ベクトルを復号化する。復号結果は、デマルチプレクサ１４でデマルチプレクスされることで、受信ディジタルデータとされる。

この方法によれば、ディジタル無線通信システムにおいて、ｎ（ｎ＞＝２）次元システムを同一容量のｎ個の１次元システムに分解して信号間の干渉除去処理を行うので、特許文献１以前の技術では、多くてもせいぜいシャノンの限界値から１ケタまたは２ケタ下の値までしか得られなかったデータ伝送ビットレートを、シャノンの限界値に極めて近い値まで高めることが可能となる。したがって、ディジタル無線通信システムの受信品質及びスループットが改善されると共にその運用が改善される。

また、非特許文献１では、上記ＭＩＭＯ伝送方式及び信号キャンセル技術に加え、ＯＦＤＭ伝送方式を組み合わせたＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式により、受信品質を向上させながら周波数利用効率を向上させる方法が提案されている。

この方式について図面を用いて説明する。図１７に示すように、受信装置２０は、受信信号を、受信アンテナ２１−１，２１−２、ＦＦＴ(Fast Fourier Transform)部２２−１，２２−２、信号分離部２３、デインタリーブ部２４−１，２４−２、を経由して復号部２５−１，２５−２に入力し、復号部２５−１，２５−２から受信ディジタルデータを出力する。

受信装置２０は、復号部２５−１，２５−２で得られた受信ディジタルデータを、再符号化部２６−１，２６−２で再び誤り訂正符号化し、インタリーブ部２７−１，２７−２を介してレプリカ生成部２８に入力する。レプリカ生成部２８は、図示しないチャネル推定部からのチャネル推定値を用いて、干渉レプリカ信号を生成し、これをキャンセラ部２９に出力する。キャンセラ部２９は、信号記憶部３０に記憶された原信号から干渉レプリカを減算する。減算結果は、デインタリーブ部２４−１，２４−２を経由して復号部２５−１，２５−２で復号される。なお、図１７の構成は、送信側で２つの符号化部によって符号化された信号を復号するための例であるため、２つの復号部２５−１，２５−２及び２つの再符号化部２６−１，２６−２が設けられている。

受信装置２０は、このキャンセル処理により、受信品質を向上させることができる。一般に、このキャンセル処理の繰り返し回数を増やすほど、受信品質を向上させることができる。
特開平１０−８４３２４号公報 "並列干渉キャンセラを用いた誤り訂正符号化ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭの特性"電子情報通信学会，信学技報RCS2004-81，2004年6月

しかしながら、信号キャンセル技術を用いると、一般に信号処理時間が増大する。復号結果である受信ディジタルデータを得るまでに要する時間が増大すると、スループットの低下、リアルタイム性の低下、などにつながってしまう。一例として、複数のユーザが同一帯域を共有する仕組みであるＣＳＭＡ／ＣＡ(Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance）システムでは、送信側（一例としてＡＰ：Access Point）から受信側（一例としてＳＴＡ：STAtion）に向けて伝送したパケットの受信確認（ＡＣＫ：ACKnoledgement）が送信側に到着するまで、同一ＡＰと通信する他のユーザは通信が困難な状態になる。このとき、上記増加したキャンセル時間に合わせてＡＣＫ送信タイミングを遅延させると、信号キャンセル技術による受信品質向上は実現できるものの、ＡＰ当たりのスループットは低下してしまう。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、干渉レプリカを生成し、この干渉レプリカを用いて干渉をキャンセルする処理を行うＭＩＭＯ受信装置において、受信品質を低下させることなく、信号処理遅延を低減することができるＭＩＭＯ受信装置を提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため本発明のＭＩＭＯ受信装置の一つの態様は、通信相手から複数のアンテナを用いて送信された変調信号を復調する復調部と、前記復調部の復調結果に基づき非組織符号を復号し、第１の復号データとして受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データとして再符号化データに相当するデータを出力する復号部と、前記復号部から出力された前記再符号化データに相当するデータを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記復調部の前回の復調対象の信号から前記干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を前記復調部の新たな復調対象として出力するキャンセル部と、を具備する構成を採る。

また、本発明のＭＩＭＯ受信装置の一つの態様は、通信相手から複数のアンテナを用いて送信された変調信号を復調する復調部と、前記復調部の復調結果に基づき組織符号を復号し、第１の復号データとして受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データとしてパリティビットを出力する復号部と、前記復号部から出力された前記受信ディジタルデータ及び前記パリティビットを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部と、前記復調部の前回の復調対象の信号から前記干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を前記復調部の新たな復調対象として出力するキャンセル部と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、復号部から、第２の復号データとして、再符号化データに相当するデータを出力し、再符号化データに相当するデータを干渉レプリカの生成のために用いるようにしたので、再符号化に要する処理時間を削減し、システム全体のスループットを向上させることができる。

また、復号部から、第２の復号データとして、パリティビットを出力し、パリティビットを干渉レプリカの生成のために用いるようにしたので、再符号化する場合と比較して受信品質を向上させることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の一実施の形態に係るＭＩＭＯ送受信システムの全体構成図である。ＭＩＭＯ送受信システム１００は、送信装置１００Ａと、受信装置１００Ｂとを有する。

送信装置１００Ａは、符号化部１０１と、変調部１０２と、無線部１０３と送信アンテナＡｎｔＴｘ１，ＡｎｔＴｘ２と、を有する。符号化部１０１は、送信ディジタルデータを誤り訂正符号化し、誤り訂正符号データを変調部１０２に出力する。変調部１０２は、前記誤り訂正符号データを変調方式に合わせてマッピングし、変調信号を無線部１０３に出力する。無線部１０３は、変調信号を送信周波数にアップコンバートし、送信アンテナＡｎｔＴｘ１，ＡｎｔＴｘ２から送信する。

受信装置１００Ｂは、受信アンテナＡｎｔＲｘ１，ＡｎｔＲｘ２と、無線部１５１と、復調部１５２と、復号部１５３と、を有する。無線部１５１は、送信アンテナＡｎｔＴｘ１，ＡｎｔＴｘ２、受信アンテナＡｎｔＲｘ１，ＡｎｔＲｘ２の間に形成される４つの無線区間のチャネルｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を通過した受信信号ｒ１，ｒ２をベースバンド周波数にダウンコンバートし、受信ベースバンド信号を復調部１５２に出力する。復調部１５２は、受信ベースバンド信号の復調を行い、復調データ（デマップにおける硬判定値、軟判定値、対数尤度比、など）を復号部１５３に出力する。復号部１５３は、復調データを用いて誤り訂正符号の復号を行い、受信ディジタルデータを出力する。

なお、各変調信号の復調のため、送信側では変調信号中に、信号検出、タイミング検出、周波数オフセット推定、送信方法特定、伝搬チャネル推定、等に用いるパイロットシンボルを必要に応じて設ける必要がある。因みに、上記の復調するために必要とするシンボルは、パイロットシンボル以外に、ユニークワード、プリアンブルなどと呼ぶことができるが、本実施の形態では、これらを全てプリアンブルと呼ぶ。なお、チャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２の推定は、プリアンブルを用いて行われる。

図２に、送信装置１００Ａの詳細構成を示す。変調部１０２は、Ｓ／Ｐ（Serial-Parallel)部２０１と、インタリーブ部２０２−１，２０２−２と、マッピング部２０３−１，２０３−２と、ＩＦＦＴ部２０４−１，２０４−２と、を有する。なお、以降の実施の形態において、本発明の説明に必要な制御信号以外の制御信号は、説明、図示ともに省略する。省略している制御信号の例としては、動作タイミング信号、変調方式情報、符号化方式情報、送信ストリーム数、などがある。

Ｓ／Ｐ部２０１は、符号化部１０１で誤り訂正符号化された誤り訂正符号データを入力とし、一定の規則に従い、２つの送信チャネルＡ、送信チャネルＢに誤り訂正符号データを分配し、誤り訂正符号データＡ、誤り訂正符号データＢをそれぞれインタリーブ部２０２−１，２０２−２に出力する。一定の規則の例としては、ビット単位や、使用する変調方式で送信可能なビット単位（例えば１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation））であれば４ビット（換言すればシンボル単位、ＯＦＤＭ方式であればサブキャリア単位）などがある。どの規則を用いるかは、符号化器の数、変調方式、送信チャネル数、送信チャネル毎に送信可能なビット数の違い、などに基づいて決定すればよい。

インタリーブ部２０２−１，２０２−２は、それぞれ、誤り訂正符号データＡ、誤り訂正符号データＢの並び替えを行い、インタリーブデータＡ、インタリーブデータＢをマッピング部２０３−１，２０３−２に出力する。ここで、インタリーブは、チャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２の相関や干渉を低減し、受信側での誤り訂正復号の効果を向上させる役割を果たす。

マッピング部２０３−１，２０３−２は、それぞれ、インタリーブデータＡ、インタリーブデータＢを入力として、送信チャネル毎に決められた変調方式（ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、など）で変調処理を行い、変調信号Ａ、変調信号ＢをそれぞれＩＦＦＴ部２０４−１，２０４−２を介して無線部１０３に出力する。

図３に、受信装置１００Ｂの詳細構成を示す。復調部１５２は、ＦＦＴ部３０１に、無線部１５１からのベースバンド信号を入力する。ＦＦＴ部３０１は、ベースバンド信号に高速フーリエ変換処理を施し、ＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢを信号分離部３０２及び信号記憶部３１０に出力する。ここで、信号記憶部３１０には、キャンセル部３１１で使用するＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢ、チャネル変動（推定値）ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２が記憶される。なお図３では、図を簡単化するために、チャネル変動（推定値）ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を推定するチャネル変動推定部は図示していないが、例えば信号分離部３０２に設けてもよく、またはそれ以外の部分に別途設けてもよい。

信号分離部３０２は、ＦＦＴ後データを入力とし、分離処理を施した後、分離データＡ、分離データＢを出力する。ここで、分離処理の方法としては、ＺＦ（Zero-Forcing）、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）方式などがある。方式の選択は、例えば、要求する受信品質や、回路規模、処理遅延などに基づいて選択すればよい。ここでは、ＺＦ方式の説明を行う。

図１に、ＭＩＭＯ送受信システム１００で送受信される信号とチャネル変動を図示する。送信アンテナＡｎｔＴｘ１，ＡｎｔＴｘ２から送信する信号をｓ１，ｓ２、受信アンテナＡｎｔＲｘ１，ＡｎｔＲｘ２で受信する信号をｒ１，ｒ２とすると、ｓ１，ｓ２，ｒ１，ｒ２の関係は、チャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を用いて、次式で表現される。

但し、式（１）では、雑音成分は省略している。また、アップコンバート、ダウンコンバートに用いる搬送波周波数部分の記述は省略している。ここで、ｓ１，ｓ２を復調するためには、次式に示すように、式（１）の両辺に左からチャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２で構成されるＨ行列の逆行列Ｈ^−１を乗算すればよい。

ＺＦ方式では、以上の処理により復調を行う。

デマップ部３０３−１，３０３−２はそれぞれ、分離データＡ、分離データＢを入力として、復調データＡ、復調データＢを出力する。デインタリーブ部３０４−１，３０４−２は、復調データＡ、復調データＢを入力とし、送信側でインタリーブされたデータを元の順番に並び替え、デインタリーブデータＡ、デインタリーブデータＢをＰ／Ｓ部３０５に出力する。Ｐ／Ｓ部３０５は、デインタリーブデータＡ、デインタリーブデータＢを入力とし、Ｐａｒａｌｌｅｌ−Ｓｅｒｉａｌ変換を施し、復号部１５３に出力する。

復号部１５３は、Ｐ／Ｓ変換されたデインタリーブデータを入力とし、送信側でパンクチャを行っている場合にはデパンクチャ処理を施した後、誤り訂正復号を行う。復号部１５３は、受信装置１００Ｂでキャンセル処理を行わない場合、または、最終回のキャンセル処理後は、受信ディジタルデータである復号データＤ１を受信ディジタルデータとして出力する。復号部１５３は、受信装置１００Ｂでキャンセル処理を行う場合には、再符号化データに相当するデータである復号データＤ２を、Ｓ／Ｐ部３０６に出力する。

本実施の形態の特徴は、復号部１５３がキャンセル処理のために出力する復号データＤ２の内容にある。本実施の形態においては、復号部１５３が出力する復号データＤ２によって、従来、復号部１５３とＳ／Ｐ部３０６の間に設ける必要があった再符号化部（図１７参照）を省略することができる。復号部１５３から出力する復号データＤ２の内容の詳細は、後述する。

Ｓ／Ｐ部３０６は、復号データを入力として、図２を用いて説明した送信側のＳ／Ｐ部２０１と同様にＳｅｒｉａｌ−Ｐａｒａｌｌｅｌ変換を行う。インタリーブ部３０７−１，３０７−２は、再インタリーブデータＡ、再インタリーブデータＢを出力する。マッピング部３０８−１，３０８−２はそれぞれ、再インタリーブデータＡ、再インタリーブデータＢを入力として、図２を用いて説明した送信側のマッピング部２０３−１，２０３−２と同様にマッピングを行い、マッピング信号Ａ、マッピング信号Ｂを出力する。

レプリカ生成部３０９は、マッピング信号Ａ、マッピング信号Ｂ及び信号記憶部３１０からのチャネル変動ｈ１１，ｈ１２，ｈ２１，ｈ２２を入力とし、干渉レプリカ信号Ａ、干渉レプリカ信号Ｂを出力する。

キャンセル部３１１は、レプリカ生成部３０９からの干渉レプリカ信号Ａ、干渉レプリカ信号Ｂ及び信号記憶部３１０からのＦＦＴ後データＡ、ＦＦＴ後データＢを入力とし、信号記憶部３１０に記憶された原信号から干渉レプリカを減算することで信号キャンセル処理を行い、信号キャンセル後データＡ、信号キャンセル後データＢをデマップ部３０３−１，３０３−２に出力する。ここで、信号キャンセル処理の一例を以下に示す。

受信アンテナＡｎｔＲｘ１での受信信号ｒ１は、次式で表現される。ここで、＊は乗算を示す。

したがって、信号キャンセル処理は、レプリカ生成部３０９からの出力信号ｈ１１＊ｓ＿ｃａｎ１（ここで、ｓ＿ｃａｎ１は、マッピング部３０８−１から出力された再マッピング信号Ａ）を用いて、次式で表現される。

式（４）の右辺をｈ１２で除算を施すことにより、ｓ２を抽出することができる。ｓ１についても同様に処理することで、抽出できる。

なお、以上の説明では、チャネル推定値の誤差が存在しないものとしているが、この誤差が存在する場合には、その分の雑音成分が式（４）の右辺に加減算されることになる。また、ｓ１＝ｓ１＿ｃａｎとならない場合には、その分の干渉成分が加減算されることになる。

以降では、本実施の形態の発明のポイントである、再符号化器の削減方法について説明する。

図４は、本実施の形態に係る畳み込み符号化器の構成を示すブロック図であり、図１、図２の符号化部１０１に相当する。

図４は、レジスタ数（メモリ数）ｖ＝６、拘束長Ｋ＝ｖ＋１＝７、符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号化器の例である。符号化率とは、符号器への入力ビットと出力ビットの比率をいい、（入力ビット）/（出力ビット）で定義される。拘束長とは、出力を得るのに必要な過去の入力ビット数を表す。状態数Ｎとは、レジスタの状態数をいい、Ｎ＝２^ｖ＝２^６＝６４（Ｓ０＝００００００（２進数表現）、Ｓ１＝０００００１，・・・，Ｓ６３＝１１１１１１）となる。

出力ビットを生成する生成多項式は、Ｇ０＝１３３_（８），Ｇ１＝１７１_（８）で表現され、この組はIEEE802.11a/g、地上波ディジタル放送等に広く使用されている。１ビットのinputとレジスタの値Ｒ１からＲ６を用いてＧ０，Ｇ１のＸＯＲ（exclusive or：排他的論理和）演算が施され、出力ビットoutput1，output2が生成される。このように、入力ビットに対し、必ず線形演算が施される。言い替えると、入力ビットがそのまま出力とならない符号を非組織符号と呼ぶ。生成されたoutput1,output2は、必要に応じて（制御信号に従い）パンクチャ処理が施され、図２のＳ／Ｐ部２０１に出力される。

図５は、図４のレジスタの６４状態のうち、Ｓ１６，Ｓ４８からＳ３２，Ｓ３３への状態遷移の詳細を示したものである。

図５は、図４の畳み込み符号化器を用いて符号化するときの状態遷移の一例を示したものである。１ビットのinputに応じて、レジスタの値が１ビットシフト(図４ではinputを右から行っているため、左シフト)する。状態遷移は、図の左（Ｓ１６，Ｓ４８）から右（Ｓ３２，Ｓ３３）へ進んでいく。input=0の場合の状態遷移を実線矢印、input=1の場合の状態遷移を点線矢印で示した。

また、各矢印に添うように、inputされる１ビットとoutputされる２ビットを(input / output1 output2)として示す。図４から明らかなように、ある状態からの遷移先は状態毎に特定の２つの状態に遷移する（例：Ｓ１６からはＳ３２とＳ３３）。また、同一の特定の状態に遷移する状態が合計２つ存在する（例：Ｓ４８からも、Ｓ１６と同じくＳ３２とＳ３３へ状態遷移する）。

Ｓ１６とＳ４８の最上位ビットＲ６（図５の領域５０１のビット）に注目すると、それぞれのビット（Ｓ１６：０，Ｓ４８：１）は次のinputにより状態遷移する際に、レジスタ外へ出る。Ｓ１６とＳ４８の下位５ビット（Ｒ５からＲ１まで：図５の領域５０２のビット）は同一であるため、これよりＳ１６とＳ４８の状態遷移先が同一となることがわかる。

次に、状態遷移後の状態について述べる。状態遷移前の下位５ビット（図５の領域５０２のビット）は、inputが入力されると１ビット左シフトし２倍されたことになるため、Ｓ１６またはＳ４８の場合は１００００（２進法）＝１６（１０進法）を２倍し３２となる。これはまた、Ｓ１６の最上位ビットが０であるため、Ｓ１６を２倍すると考えることもできる。このとき、inputが０の場合は３２＋０＝３２（Ｓ３２）、inputが１の場合は３２＋１＝３３（Ｓ３３）となる。

結果として、inputとoutput1,output2の関係は、以下の式（５）〜式（８）で表現される（図５の矢印に添って示した（）内と同内容）。

このＡＣＳ(Add-Compare-Select)演算において、「ＡＣＳ演算で生き残ったパスは２つの内のどちらであるか」を記憶しておき、復号の際に１つ前の状態を決定するのに利用する。通常よく利用される方法として、Ｓ１６が生き残った場合には０、Ｓ４８が生き残った場合には１、と書き込む。

上記状態遷移前後の関係は、Ｓ１６またはＳ４８に限らず一般化できる。Ｓ_ｉ，Ｓ_ｉ＋３２（ｉ＝０〜３１）とすると、状態Ｓ_ｉとＳ_ｉ＋３２は、最上位ビットのみが異なる状態であり、状態遷移後は同一の状態へ遷移する。ここで、＋３２とは状態数Ｎに応じて決定される数値であり、Ｎ＝６４の場合には＋（Ｎ／２）＝＋（６４／２）＝＋３２となるが、例えば拘束長Ｋ＝３（レジスタ数ｖ＝３−１＝２）の場合にはＮ＝２^２＝４となり、＋Ｎ／２＝＋４／２＝＋２となる。状態遷移後の状態は、上記したようにＳ_ｉを２倍すると考え、さらにinput=0，input=1で場合分けすることによりそれぞれＳ_２ｉ(input=0の場合)、Ｓ_２ｉ＋１(input=1の場合)となる。

図６は、復号方法としてビタビ復号のTraceback方式を用いる場合の一例を示したものであり、Ｓ３２，Ｓ３３からTraceback方式を用いるときの“逆”状態遷移を示している。

ビタビ復号を行う方式には、Traceback方式やRegister-Exchange方式が知られているが、以降ではTraceback方式を用いて、復号器から再符号化結果を出力する方法の説明を行う。本発明は、Register-Exchange方式、その他の復号方式であっても同様に実現できる。

ビタビ復号では、ＡＣＳ演算により、状態遷移前（Ｓ_ｉ，Ｓ_ｉ＋３２）のパスメトリック（ブランチメトリックの累積値）とＳ_ｉ，Ｓ_ｉ＋３２からＳ_２ｉ，Ｓ_２ｉ＋１へのブランチメトリックを用いて(i)加算（Add）、 (ii)比較（Compare）、 (iii)選択（Select）することでサバイバルパスを決定し、パスメトリックとパスメモリを更新する。このＡＣＳは、inputが入力され状態遷移するたびに、全６４状態（Ｓ_０からＳ_６３）で実施される。Traceback方式では、復号時にサバイバルパスを逆に辿ることで復号結果を得ることから本方式をTraceback方式と呼ぶ。

今の状態から１状態前に戻るために、ＡＣＳ演算で書き込んだパスメモリを参照する。図５で示した“順”状態遷移する際と同様に考えると、Ｓ３２，Ｓ３３の“逆”状態遷移先は同一（Ｓ１６，Ｓ４８）となることがわかる。図５で示した符号器同様、図６の復号器も一般化でき、Ｓ_２ｉ，Ｓ_２ｉ＋１の“逆”状態遷移先は同一（Ｓ_ｉ，Ｓ_ｉ＋３２）となる。

ここで、図６のinputとoutput1,output2とのうち、inputが受信ディジタルデータである復号データＤ１に該当し、output1,output2が再符号化データに相当するデータである復号データＤ２に該当する。

結果として、inputとoutput1,output2の関係は、以下の式(９)〜式(１２)で表現される（図６の矢印に添って示した（）内と同内容）。

図５と図６の説明と、式（５）〜式（８）、及び、式（９）〜式（１２）で示したoutput1,output2の出力結果から明らかなように、符号化器と復号器は同一のパスを辿っているため（前後のレジスタの状態（例えばＳ１６とＳ３２）と入力ビットがわかっているため）、復号器では、復号結果（受信ディジタルデータ）だけでなく、符号化後のデータに相当するデータも出力することができる。

本発明では、この点に着目して、復号部１５３から復号結果（受信ディジタルデータ）Ｄ１に加えて、符号化後のデータを復号データＤ２として出力し、かつこの復号データＤ２をレプリカ生成部３０９、キャンセル部３１１に向けて送出するようになっている。これにより、再符号化部を不要とすることができる。ここで、再符号化部を除去することによる受信品質劣化は、復号部１５３からの出力（復号データＤ２）と再符号化出力が同一となることから、全く生じない。

このように、本実施の形態によれば、畳み込み符号を復号するビタビ復号部１５３から、キャンセル処理に用いる再符号データに相当するデータ（復号データＤ２）を出力することにより、キャンセル処理に要する時間を削減することができる。

すなわち、通信相手から複数のアンテナを用いて送信された変調信号を復調する復調部１５２と、復調部１５２の復調結果に基づき非組織符号を復号し、第１の復号データＤ１として受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データＤ２として再符号化データに相当するデータを出力する復号部１５３と、復号部１５３から出力された再符号化データに相当するデータを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部３０９と、復調部１５２の前回の復調対象の信号から干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を復調部１５２の新たな復調対象として出力するキャンセル部３１１と、を設けたことにより、再符号化に要する処理時間を削減し、システム全体のスループットを向上させることができるようになる。

なお、上述した実施の形態では、送受信アンテナの数をそれぞれ２としたが、構成はこれに限らない。例えば、送信アンテナ数が２、受信アンテナ数が３などのように、非対称であっても同様に実現できる。

また、上記の説明では、レジスタ数（メモリ数）ｖ＝６、拘束長Ｋ＝ｖ＋１＝７、符号化率Ｒ＝１／２の畳み込み符号を例として説明したが、畳み込み符号器の生成多項式、レジスタ数、符号化率、などには限定されることなく、実施できる。

また、上記の説明では、インタリーブ部を、図２のＳ／Ｐ部２０１の後段側に配置した場合を例として説明したが、インタリーブ部の配置はこれに限ったものではなく、例えば図２の符号化部１０１の後段に配置してもよい。

また、上記の説明では、図２のように、符号化部を１つとして説明したが、構成はこれに限らず、例えば送信ストリーム数と同じ、送信アンテナ数と同じ、などでも実現できる。このとき、受信装置には、復号部１５３を符号化部の数と同じ数だけ設ければよい。

また、上記の説明では、復号器出力を直接再符号化器に入力する方式に本発明を適用することで、再符号化器を削除する場合について説明したが、本発明が適用可能な構成はこれに限らない。例えば、送信側でＣＲＣ(Cyclic Redundancy Check)符号化やスクランブル処理を施している場合の受信側に適用すれば、ＣＲＣ復号化やデスクランブル処理に要する処理時間、及び、再ＣＲＣ符号化や再スクランブル処理に要する処理時間も削減することができる。

また、上記の説明では、ＯＦＤＭ変調方式に本発明を適用した場合を例に説明したが、これに限ったものではなく、シングルキャリア方式、スペクトラム拡散方式などでも同様に実施できる。

また、図中の矢印で示す信号線は１つの信号とは限らず、例えば２つの信号で構成することもできる。

また、本発明の適用範囲は、特定のＭＩＭＯ伝送方式に限ったものではなく、各アンテナから独立した変調信号を送信する空間多重方式、送信機・受信機間のチャネル変動を共有し、各送信アンテナ、受信アンテナで変調信号に重み付けをして送受信する固有モード方式、空間ダイバーシチ効果が得られる時空間符号化、時空間ブロック符号、時空間トレリス符号などに適用しても同様な効果を得ることができる。

（実施の形態２）
上述した実施の形態１では、ビタビ復号を行う復号部１５３を有する受信装置１００Ｂに本発明を適用する場合について説明した。これに対して、本実施の形態では、ターボ復号を行う復号部を有する受信装置に本発明を適用する場合を説明する。なお、実施の形態１で説明した構成の説明は省略する。

図７は本実施の形態の符号化部１０１の構成であり、図１の符号化部１０１に相当する。図８は図７の符号化部１０１に対応する本実施の形態の復号部１５３の構成であり、図１の復号部１５３に相当する。

図７は、ターボ符号化器の一例を示したものであり、その特徴は２つの畳み込み符号化器の間（符号化器７０１−１と符号化器７０１−２の間）にインタリーブ部が配置されていることである。

また、図４で示した畳み込み符号のような非組織符号と異なり、ターボ符号やＬＤＰＣ(Low Density Parity Check)符号などの組織符号では、符号化器（誤り訂正符号化器）は、情報ビットに対して線形演算を行い、パリティビットを求める。そして、情報ビット系列とパリティビット系列を合わせて符号語として伝送する。

図７の符号化部１０１において、入力された送信ディジタルデータは、符号化器７０１−１及びインタリーブ部７０２に入力され、図１の符号化部１０１に相当するインタリーブ部７０２からの出力は符号化器７０１−２に入力される。そして、入力送信ディジタルデータが符号化器７０１−１により符号化され、インタリーブ部７０２の出力が符号化器７０１−２により符号化される。このとき、符号化されない送信ディジタルデータを情報ビットｕ、符号化器７０１−１からの出力をパリティビットｐ１、符号化器７０１−２からの出力をパリティビットｐ２とする。

パンクチャを適用する場合、一般には、パリティビットｐ１，ｐ２をパンクチャすることでＲ＝１／３よりも大きな符号化率の符号化ビットを生成する。情報ビットｕ，パリティビットｐ１，ｐ２は、図２のＳ／Ｐ部２０１などを経由して、図１の送信アンテナＡｎｔＴｘ１，ＡｎｔＴｘ２から変調信号として送信される。

図８は、ターボ復号器の一例を示したものであり、図１、図３の復号部１５３に相当する。ターボ復号器の復号方法には、ＭＡＰ（Maximum A Posteriori. probability）復号を忠実に再現するＢＣＪＲ(Bahl-Cocke-Jelinek-Raviv)アルゴリズム、ＭＡＰ復号の近似計算を行うことで計算量の削減を行うＭａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰアルゴリズム、などがあるが、ここではその詳細説明は省略する。

図３のレプリカ生成部３０９でレプリカ信号を生成するためには、情報ビットｕのみならず、パリティビットｐ１，ｐ２の硬判定値も出力するターボ復号器が必要となる。図８はその一例である。その構成を簡単に説明する。復号部１５３は、軟出力復号器８０１に、情報ビットＵ、パリティビットＰ１及びデインタリーバ８０４の出力を入力する。軟出力復号器８０１は、軟判定値を硬判定器８０５及びインタリーバ８０２に出力する。軟出力復号器８０３は、インタリーバ８０２の出力及びパリティビットＰ２を入力し、軟判定値を硬判定器８０５及びデインタリーバ８０４に出力する。硬判定器８０５は、２つの軟出力復号器８０１，８０３からの軟判定値に基づいて、情報ビットｕの硬判定値ｕ’及びパリティビットＰ１，Ｐ２の硬判定値ｐ１’，ｐ２’を出力する。

ここで、レプリカ作成時の再符号化の際、再符号化に用いる硬判定値が正しければ、再符号化によって得られるパリティビットも正しいものとなる。しかし、再符号化に用いる硬判定値に誤りが含まれる場合、再符号化によって得られるパリティビットは、誤った硬判定値に収束するように求められるため、本来伝送されたものと異なるものになってしまう。その結果、レプリカ信号の精度が低下し、キャンセルを行うことによるダイバーシチゲインが減少してしまう。

そこで、本実施の形態では、上記したレプリカ信号の精度の低下をさけるため、再符号化を行わない方法を用いる。本実施の形態の方法では、誤り訂正復号器（ターボ復号器）で得られた硬判定値を再符号化後のパリティビットとして使用する。このため、パリティビットについてもターボ復号後の値がそのままレプリカ作成に使われるので、誤った情報ビットの再符号化による誤ったパリティビットの生成、すなわち信頼度の低いレプリカ信号の作成をさけることができる。

以下では、パリティビットの軟判定値を出力する処理について記述する。

図８に示す軟出力復号器８０１，８０３における情報ビットＵの事後対数尤度比は、次式で表される。

一方、パリティビットＰ１，Ｐ２の事後対数尤度比は、次式で表される。

式（１３）及び式（１４）から、情報ビットとパリティビットの事後対数尤度比の導出には、（α＋β＋γ）の値をすべてのパスについて求めることまでは共通で、最大値を探索するパスの組み合わせだけが異なることがわかる。

図９に、本実施の形態に係るターボ符号化器の一例である拘束長Ｋ＝４、符号化率ｒ＝１／３のターボ符号化器を示し、図１０に、そのターボ符号器の状態遷移を示す。なお、図９は、図７のターボ符号器（符号化部１０１）に対応しており、図７の符号化器７０１−１，７０１−２の詳細を記載したものである。

図１０によると、ｕ＝０となるパスは、
(遷移前状態-遷移後状態)：0-0, 4-1, 1-2, 5-3, 6-4, 2-5, 7-6, 3-7
の８つである。また、ｕ＝１となるパスは、
(遷移前状態-遷移後状態)：4-0, 0-1, 5-2, 1-3, 2-4, 6-5, 3-6, 7-7
の８つである。

ｐ＝０となるパスは、
(遷移前状態-遷移後状態)：0-0, 4-1, 5-2, 1-3,2-4,6-5,7-6,3-7
の８つである。ｐ＝１となるパスは、
(遷移前状態-遷移後状態)：4-0, 0-1, 1-2, 5-3,6-4,2-5,3-6,7-7
の８つである。ここで、下線を引いているパスは、ｕの場合と異なるパスである。

図１１は、本実施の形態の方法を実現するためのターボ復号器の事後対数尤度導出部の構成を示したものである。以下に処理の手順を示す。

［ｉ］先ず、（α＋β＋γ）部１１０１にて、すべてのパスについて（α＋β＋γ）を計算する。
［ｉｉ］次に、最大値探索部１１０２−１〜１１０２−４にて、各ブロックに記されているパスの中から最大のものを探索する。
［ｉｉｉ］次に、最大値探索部１１０３−１〜１１０３−４にて、各ブロックに接続されている二つの最大値探索部の出力の大きい方を検出して出力する。ここで、最大値探索部１１０３−１の出力が式（１３）の第一項、最大値探索部１１０３−２の出力が式（１３）の第二項、最大値探索部１１０３−３の出力が式（１４）の第一項、最大値探索部１１０３−４の出力が式（１４）の第二項となる。
［ｉｖ］減算部１１０４−１，１１０４−２の処理により情報ビットの対数事後確率Ｌ_ｕ及びパリティビットの対数事後確率Ｌ_ｐを導出する。

以上のことから、パリティビットの対数事後確率Ｌ_ｐを出力するために従来のターボ復号器に追加した構成は、図１１の点線で記した最大値探索部１１０３−３，１１０３−４と、減算部１１０４−２のみであることがわかる。演算量としては、最大値探索演算２回、減算１回の増加で実現可能である。

また、パリティビット部の硬判定値を求めるのに、ターボ復号前のパリティビットの通信路値を硬判定する方法も考えられる。この場合、ターボ復号後のパリティビット部の軟判定値は不要となるため、ターボ復号器の構成は従来のものと同じでよい。しかし、ターボ復号が適用されてない時点での軟判定値を使用して硬判定するので、ターボ復号後の軟判定値を用いた場合に比べて硬判定値の信頼度が低くなってしまう。

以下では、レプリカ作成器（ここでは図３におけるＳ／Ｐ部３０６，インタリーブ部３０７−１，３０７−２、マッピング部３０８−１，３０８−２、レプリカ生成部３０９を含んだものをレプリカ作成器として説明する）における再符号化の有・無による構成の違いがＣＮＲ対ＰＥＲ特性に与える影響の一例を、計算機シミュレーション結果で示す。

レプリカ作成器の構成として、以下の３種類について検討する。

＜１＞再符号化を行う構成
＜２＞再符号化せずターボ復号後のパリティビットを使用する構成
＜３＞再符号化せずターボ復号前のパリティビットを使用する構成

ここで、計算機シミュレーションの条件を表１に示す。

図１２は、各構成のＣＮＲ対ＰＥＲ特性を示したものである。図１２より、再符号化を行った場合（＜１＞の構成の場合）、前述した理由からキャンセラの効果が少なくなり、ＣＮＲ対ＰＥＲ特性は３種類の構成の中で最も悪くなる。一方、再符号化を行わない場合（＜２＞，＜３＞の構成の場合）、誤ったパリティビットの生成をさけることができるので、再符号化した場合よりＣＮＲ対ＰＥＲ特性は改善する。パリティビット部の硬判定値を求めるために使用する軟判定値の違いについては、ターボ復号後の軟判定値を用いた方（＜２＞の構成の方）が、ターボ復号前の軟判定値を用いる場合（＜３＞の構成の場合）より特性が良い。

以上説明したように、本実施の形態によれば、復調部１５２の復調結果に基づき組織符号を復号し、第１の復号データＤ１として受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データＤ２としてパリティビットを出力する復号部１５３と、復号部１５３から出力された受信ディジタルデータとパリティビットを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部３０９と、復調部１５２の前回の復調対象の信号から干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を復調部１５２の新たな復調対象として出力するキャンセル部３１１と、を設けたことにより、再符号化に要する処理時間を削減してシステム全体のスループットを向上させることができるのに加えて、再符号化する場合と比較して受信品質を向上させることができるようになる。

なお、本実施の形態では、ターボ符号を用いて説明を行ったが、他の組織符号、例えばＬＤＰＣ符号などでも、同様に実施できる。

（実施の形態３）
上述した実施の形態２では、ターボ復号を行う復号部を有する受信装置に本発明を適用する場合を説明した。本実施の形態では、ターボ符号に対してSum-Product復号を施して復号する場合の構成と効果を説明する。なお、以下では実施の形態１、２で説明した構成の説明は省略する。

図１３は本実施の形態の符号化部の構成であり、図１の符号化部１０１に相当する。図１３の符号化部１２００は、ターボ符号化器の一例を示したものであり、図７の符号化部１０１の構成と比較して、畳み込み符号化器１２０１−１，１２０１−２の生成多項式が図７とは異なる。

図１３の畳み込み符号化器１２０１−１，１２０１−２による生成多項式Ｇは、次式で表現できる。

ここで、Ｄはレジスタなどで実装される遅延部による遅延、Ｇ_１はフィードフォワード多項式（＝Ｄ^２＋１）、Ｇ_０はフィードバック多項式（＝Ｄ^２＋Ｄ＋１）を表している。

ターボ符号の復号法として、実施の形態２で説明したＢＣＪＲアルゴリズム等は、処理量が多いことが課題となっている。Sum-Product復号法は、それらアルゴリズムと比較して、復号処理量が小さいという利点がある。

ターボ符号は、上記したように畳み込み符号から構成されており、パリティ検査多項式によりパリティ検査式を表現できる。情報系列ｕの多項式表現をＵ（Ｄ）、パリティ系列の多項式表現をＰ（Ｄ）とすると、パリティ検査式は、次式で表される。

これに基づいてSum-Product復号で使用するタナーグラフを得ることができる。タナーグラフを使用して尤度情報を交換し、パリティ検査においてエラー無と判定された場合、復号を終了する。

図１４は、ターボ符号の復号にSum-Product復号を使用する場合の復号部の構成を示した図である。図１４の復号部１３００は、図３の復号部１５３として用いられる。復号部１３００は、図８の復号部１５３と比較して、軟出力復号器８０１，８０３に代わりSum-Product復号部１３０１，１３０２が配置されている点と、硬判定部８０５の後段に硬判定ビタビ復号部１３０３が新たに配置されている点が異なる。

以下では、硬判定ビタビ復号部１３０３の役割と効果について説明する。上記パリティ検査は、パリティ検査条件を満たしただけでは、推定値が、送信された符号語と等しいとは限らない。その理由は、パリティ検査条件を満たすビット列は、送信された符号語以外にも存在し得るからである。そこで、パリティ検査は通過したが、ビット誤りを含むビット列に対し、Sum-Product復号とは異なる復号を施すことにより、ビット誤りが訂正される可能性がある。ターボ符号では、要素符号に畳み込み符号を使用しているため、ビタビ復号を施すことで前記ビット誤りを訂正する効果が得られる。

硬判定部８０５では、図８の軟出力復号器８０１，８０３を有する構成における処理と同様に、Sum-Product復号部１３０１，１３０２からの出力を硬判定して情報ビットとパリティビットを出力する。そして、パリティビットに、図１３の畳み込み符号化器１２０１−１，１２０１−２の生成多項式に対応する硬判定ビタビ復号を施す。

なお、実施の形態１で説明したキャンセル処理を行う場合においては、硬判定ビタビ復号を施す前の、Sum-Product復号されたデータ（硬判定部８０５と硬判定ビタビ復号部１３０３の間にある信号線のデータ、つまり：Ｓ／Ｐ部３０６に向かう信号線のデータ）を使用して、複数回のキャンセル処理を行った後（キャンセル処理終了後）に、一度だけ硬判定ビタビ復号を実施すればよく、遅延時間はこの分の増加に止めることができる。

また、Sum-Product復号自身において複数回の復号（反復復号）を行う場合においても、前記複数回の復号終了後に一度だけ硬判定ビタビ復号を実施すればよい。

さらに、図１４で説明したSum-Product復号部の構成は、これに限ったものではなく、図１５の復号部１４００のように、図１４のSum-Product復号部１３０１，１３０２、インタリーバ８０２、デインタリーバ８０４をまとめて１つのSum-Product復号部１４０１で復号する構成としてもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、復号部に、ターボ符号を復号するSum-Product復号部１３０１，１３０２と、出力されたパリティビットを二次復号する硬判定ビタビ復号部１３０３とを設けたことにより、Sum-Product復号のみで復号する場合と比較して、受信品質を向上させることができるようになる。

本発明は、干渉レプリカを生成し、この干渉レプリカを用いて干渉をキャンセルするＭＩＭＯ受信装置に広く適用可能である。

本発明の実施の形態に係るＭＩＭＯ送受信システムの全体構成を示すブロック図送信装置の構成例を示すブロック図受信装置の構成例を示すブロック図畳み込み符号化器の構成例（Ｇ０＝１３３_（８），Ｇ１＝１７１_（８））を示す接続図図４の畳み込み符号化器での状態遷移の一例を示す図ビタビ復号器での状態遷移の一例を示す図ターボ符号化器の構成例を示すブロック図ターボ復号器の構成例を示すブロック図ターボ符号化器の構成例（Ｇ０＝１３３_（８），Ｇ１＝１７１_（８））を示す接続図図９のターボ符号器での状態遷移の一例を示す図ターボ復号器でのパリティビット導出方法の説明に供する図ＣＮＲ対ＰＥＲ特性の一例を示す特性図実施の形態３のターボ符号化部の構成を示す図実施の形態３による復号部の構成を示す図実施の形態３による復号部の構成を示す図従来の信号キャンセル技術を用いたＭＩＭＯ受信装置の一例を示すブロック図従来の信号キャンセル技術を用いたＭＩＭＯ受信装置の一例を示すブロック図

符号の説明

１００ＭＩＭＯ送受信システム
１００Ｂ受信装置
１５２復調部
１５３，１３００，１４００復号部
３０９レプリカ生成部
３１１キャンセル部
８０５硬判定部
１３０１，１３０２，１４０１ Sum-Product復号部
１３０３硬判定ビタビ復号部

Claims

通信相手から複数のアンテナを用いて送信された変調信号を復調する復調部と、
前記復調部の復調結果に基づき非組織符号を復号し、第１の復号データとして受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データとして再符号化データに相当するデータを出力する復号部と、
前記復号部から出力された前記再符号化データに相当するデータを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部と、
前記復調部の前回の復調対象の信号から前記干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を前記復調部の新たな復調対象として出力するキャンセル部と、
を具備するＭＩＭＯ受信装置。
通信相手から複数のアンテナを用いて送信された変調信号を復調する復調部と、
前記復調部の復調結果に基づき組織符号を復号し、第１の復号データとして受信ディジタルデータを出力すると共に第２の復号データとしてパリティビットを出力する復号部と、
前記復号部から出力された前記受信ディジタルデータ及び前記パリティビットを用いて干渉レプリカを生成するレプリカ生成部と、
前記復調部の前回の復調対象の信号から前記干渉レプリカをキャンセルし、干渉をキャンセルした信号を前記復調部の新たな復調対象として出力するキャンセル部と、
を具備するＭＩＭＯ受信装置。