CN101496331A

CN101496331A - 多天线接收装置

Info

Publication number: CN101496331A
Application number: CNA2007800284622A
Authority: CN
Inventors: 村上丰; 冈村周太; 岸上高明
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-07-31
Filing date: 2007-07-31
Publication date: 2009-07-29
Also published as: JP2008035442A

Abstract

提供能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的多天线接收装置。该多天线接收装置设置了：软输出单元(520_A、522_A、524_B、526_B)，基于有关复用了多个调制信号的信号的多个候补信号点与接收信号的信号点之间的信号点距离，对调制信号进行软判定；解码单元(528_A、528_B)，使用由软输出单元(520_A、522_A、524_B、526_B)获得的判定结果，获得调制信号的数字数据；以及信号点削减单元(512_YA、512_XA、514_YA、514_XA、516_YB、516_XB、518_YB、518_XB)，递归地仅使用由解码单元(528_A、528_B)获得的数字数据的一部分，削减在软输出单元(520_A、522_A、524_B、526_B)中使用的候补信号点的数量。

Description

多天线接收装置

技术领域

本发明涉及多天线接收装置，尤其涉及如下的技术：用多个天线接收从发送端的多个天线同时发送的不同的调制信号，从在传播路径上复用多个调制信号而形成的接收信号，复原与各个调制信号对应的发送数据。

背景技术

以往，如被称为MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)的通信方法那样，有通过分别调制多个序列的发送数据，并从多个天线同时发送各调制数据，来提高数据的通信速度的通信方法。在接收端用多个天线接收来自多个天线的发送信号。

这里，由各个接收天线获得的接收信号是多个调制信号在传播空间上混合而成的，因此，为了复原与各个调制信号对应的数据，需要估计各个调制信号在传播路径上的变动值(以下将其称为“信道变动”)。因此，发送装置预先在调制信号中插入导频码元等已知信号，接收装置基于插入在调制信号中的已知信号来估计各个发送天线与各个接收天线之间的、在传播空间的信道变动。然后，使用该信道变动估计值来解调各个调制信号。

作为其中一个方法，有进行以信道变动估计值作为元素的矩阵的逆矩阵运算来分离各个调制信号的方法。另外，作为其它的方法，有使用信道变动估计值来求候补信号点位置，通过在该候补信号点位置与接收信号点位置之间进行最大似然判定(MLD：Maximum Likelihood Detection)来复原用各个调制信号发送的数据的方法(例如，参见非专利文献1至3)。

例如在非专利文献1中公开了使用这样的多天线的通信技术。下面，使用图1简单说明在该非专利文献1中所公开的内容。多天线发送装置30将发送信号A和发送信号B输入到调制信号生成单元3。调制信号生成单元3对各个发送信号A和B进行QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相移相键控)和16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交振幅调制)等数字调制处理，将由此获得的基带信号4和5输出到无线单元6。无线单元6对基带信号4和5进行上变频和放大等无线处理，将由此获得的调制信号7和8输出到各个天线9和10。由此，多天线发送装置30将发送信号A的调制信号7通过天线9发送，同时将发送信号B的调制信号8通过天线10发送。

多天线接收装置40将通过天线11接收的接收信号12输入到无线单元13，同时将通过天线15接收的接收信号16输入到无线单元17。无线单元13和17对接收信号12和16进行下变频等无线处理，将由此获得的基带信号14和18输出到解调单元19。

解调单元19通过对基带信号14和18进行检波，获得发送信号A的接收数字信号20和发送信号B的接收数字信号21。在非专利文献1中记载有在解调单元19进行信道估计矩阵的逆矩阵运算来获得接收数字信号20和21的方法，以及进行最大似然判定(MLD)来获得接收数字信号20和21的方法。

进而，在非专利文献2中记载有在解调单元中削减候补信号点而减少运算量时，通过进行迭代解码来提高差错率特性的方法。具体而言，有描述使用接收信号点和进行了削减后的候补信号点来进行重新解码的技术。

非专利文献1：“Multiple-antenna diversity techniques for transmission overfading channels”IEEE WCNC 1999，pp.1038-1042，Sep.1999.

非专利文献2：“MIMOシステムにおける信号点削减を用いた反复复号のインタリ一ブ适用に关する检讨-レイリ一フエ一ジング环境下におけるBER特性-”电子情报通信学会、信学技报、RCS2004-8、2004年4月

非专利文献3：“MIMOチヤネルにおける空间分割多重方式とその基本特性”电子情报通信学会论文志B、vol.J87-B，no.9，pp.1162-1173，2004年9月

非专利文献4：“Likelihood detection utilizing ordering and decision partialbits in MIMO systems”IEICE Transactions on communications，vol.89-B，no.4，April 2006

非专利文献5：“空间多重MIMOシステムにおける顺序付けおよび部分ビツト判定を利用した尤度判定方法の64QAMヘの适用检讨”电子情报通信学会、信学技报、RCS2006-30、2006年5月

非专利文献6：“A comparison of optimal and sub-optimal MAP decodingalgorithms in the log domain”IEEE ICC 1995，pp.1009-1013，June 1995

非专利文献7：“Performance analysis and design LDPC-coded MIMOOFDM systems，”IEEE Transactions on signal processing，vol.52，no.2，Feb.2004

非专利文献8：“Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decisionturbo decoding and its performance for OFCDM MIMO multiplexing in multipathfading”IEICE Transactions on communications，vol.E88-B，no.1，Jan.2005

非专利文献9：“A universal lattice code decoder for fading channels，”IEEETransactions on information theory，vol.45，no.5，pp.1639-1642，July 1999

非专利文献10：B.Lu，G.Yue，and X.Wang，“Performance analysis anddesign optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems”IEEE Trans.SignalProcessing.，vol.52，no.2，pp.348-361，Feb.2004

非专利文献11：B.M.Hochwald，and S.ten Brink，“Achievingnear-capacity on a multiple-antenna channel”IEEE Trans.Commun.，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003

非专利文献12：S.J.Hagenauer，and M.Witzke，“Iterative detectionof MIMO transmission using a list-sequential(LISS)detector”Proc.of IEEE ICC2003，May 2003

非专利文献13：B.M.Hochwald，and S.ten Brink，“Achievingnear-capacity on a multiple-antenna channel”IEEE Trans.Commun.，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003

非专利文献14：S.

J.Hagenauer，and M.Witzke，“Iterative detectionof MIMO transmission using a list-sequential(LISS)detector”Proc.of IEEE ICC2003，May 2003

非专利文献15：P.Robertson，E.Villebrun，and P.

“A comparison ofoptimal and sub-optimal MAP decoding algorithms in the log domain”Proc.IEEE ICC 1995，pp.1009-1013，June 1995

非专利文献16：K.Kobayashi，Y.Murakami，M.Orihashi，and T.Matsuoka，“Varying interleave patterns with iterative decoding for improved performance inMIMO systems”Proc.of IEEE PIMRC2004，vol.2，pp.1429-1433，Sep.2004

发明内容

本发明需要解决的问题

然而，在使用上述那样的多天线的系统中，虽然数据通信速度提高，却存在接收装置的结构变得特别复杂的问题。尤其在进行最大似然判定(MLD)来获得与各调制信号对应的数据的方法中，由于候补信号点和接收点之间的最大似然判定所需要的运算数多，所以电路规模增大。

具体而言，如果考虑发送天线数为2且接收天线数为2的情况，通过各个天线发送进行了QPSK的调制信号时，会存在4×4＝16点的候补信号点。如果是通过各个天线发送进行了16QAM的调制信号，则会存在16×16＝256点的候补信号点。进行最大似然判定(MLD)时，因为需要计算实际的接收点与这些所有的候补信号点之间的距离，所以需要进行庞大的计算，导致电路规模的增大。

与此相对，在从接收信号分离各个调制信号之后，使用信道估计矩阵的逆矩阵进行判定的方法中，由于与进行最大似然判定(MLD)的方法相比运算量少，因此电路规模较小即可。但是，存在以下的缺点：有时差错率特性因电波传播环境而降低，其结果，导致接收数据的差错率特性的劣化。差错率特性的降低将导致实质的数据通信速度的降低。

另外，虽然非专利文献2所记载的技术确实能够提高差错率特性，但是，期望能够进一步提高差错率特性而不使装置结构复杂化的结构。

本发明提供能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的多天线接收装置。

解决问题的方案

本发明的多天线接收装置的一个形态为，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列的多天线接收装置，该多天线接收装置所采用的结构包括：判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地仅使用由所述解码单元获得的、自调制信号以外的数字数据的一部分，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量。

根据该结构，判定单元基于由信号点削减单元削减后的候补信号点与接收点之间的信号点距离来对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规模。进而，由于递归地仅使用由解码单元获得的、自调制信号以外的数字数据的一部分而削减候补信号点，所以与使用自调制信号以外的所有的数字数据而削减候补信号点的情况相比，能够减少在判定单元中的判定错误。

本发明的效果

根据本发明，能够实现能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的多天线接收装置。

附图说明

图1是表示通常的多天线通信系统的概略结构的图；

图2是表示本发明实施方式1的多天线发送装置的结构的方框图；

图3是表示调制信号A和B的基带信号的帧结构例的图；

图4是表示实施方式1的多天线接收装置的整体结构的方框图；

图5是表示实施方式1中的发送接收装置之间的关系的图；

图6是表示实施方式1的信号处理单元的结构的方框图；

图7是表示候补信号点和接收信号点之间的关系的一例的图；

图8是表示进行了复用的调制信号A和调制信号B的候补信号点和接收点的图；

图9是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图；

图10是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图；

图11是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图；

图12是表示进行了削减后的候补信号点和暂定信号点的图；

图13是表示解码单元的结构例的方框图；

图14是表示实施方式1的多天线发送装置的其它结构例的方框图；

图15是表示实施方式1的信号处理单元的其它结构例的方框图；

图16是表示实施方式1的信号处理单元的其它结构例的方框图；

图17是用于说明实施方式1中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图18是用于说明实施方式1中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图19是表示实施方式2的多天线发送装置的结构方框图；

图20是表示实施方式2的调制信号A～D的帧结构例的图；

图21是表示实施方式2的多天线接收装置的整体结构的方框图；

图22是表示实施方式2中的发送接收装置之间的关系的图；

图23是表示实施方式2的信号处理单元的结构的方框图；

图24是表示实施方式2的软判定值生成单元的结构的方框图；

图25是用于说明实施方式2中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图26是用于说明实施方式3中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图27是用于说明实施方式3中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图28是用于说明实施方式4中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图29是表示实施方式4的解码的处理步骤的示意图；

图30是用于说明迭代解码次数与接收特性的提高效果之间的关系的图，其中，图30A是关于调制信号A的特性曲线图，图30B是关于调制信号B的特性曲线图；

图31是用于说明实施方式4中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图32是用于说明进行了图31的信号点削减动作时的迭代解码次数与接收特性的提高效果之间的关系的图，其中，图32A是关于调制信号A的特性曲线图，图32B是关于调制信号B的特性曲线图；

图33是表示实施方式5中的对QR分解单元的输入输出关系的图；

图34是表示对其它的信号的QR分解的适用例的方框图；

图35是表示可适用QR分解的其它的处理步骤的流程图；

图36是表示实施方式6的信号处理单元的结构的方框图；

图37是表示实施方式6的信号处理单元的结构的方框图；

图38是用于说明实施方式7中的迭代解码时的信号点削减动作的流程图；

图39是表示实施方式8的信号处理单元的结构的方框图；

图40是表示实施方式8的信号处理单元的其它结构例的方框图；

图41表示实施方式9中的使用了QR分解的MLD单元的结构例的方框图。

图42是表示实施方式10中的基站的发送信号的帧结构例的图；

图43是表示实施方式10的基站的结构的方框图；

图44是表示实施方式10的信号处理单元的结构的方框图；

图45是表示实施方式10的终端的发送装置的结构例的方框图；

图46是表示实施方式10中的终端的发送信号的帧结构例的图；

图47表示实施方式10的通信流程的一例的图；

图48是表示实施方式10的信号处理单元的其它结构例的方框图；

图49是表示实施方式10的基站的其它结构的方框图；

图50表示实施方式10的通信流程的一例的图；

图51是表示实施方式11的空间复用MIMO系统的结构的图，其中，图51A是表示发送装置的概略结构的图，图51B是表示接收从图51A所示的发送装置发送的信号的接收装置的概略结构的图；

图52是表示实施方式12的信号处理单元的结构的方框图；

图53是表示进行了复用的调制信号A和调制信号B的候补信号点及接收点的图；

图54是表示进行了削减后的候补信号点和接收点的图；

图55是表示软输出单元的结构的方框图；

图56是表示迭代解码时软判定单元的结构的方框图；

图57是表示候补信号点和接收信号点的图；

图58是表示进行了削减后的候补信号点和暂定信号点的图；

图59是表示软输出单元的结构的方框图；

图60是表示进行了削减后的候补信号点、接收点和暂定信号点的图；

图61是表示迭代解码时软判定单元的结构的方框图；

图62是表示实施方式13的多天线发送装置的结构的方框图；

图63是表示特播(Turbo)编码器的结构的方框图；

图64A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图64B是表示关于调制信号B的重新排列例的图；

图65是表示实施方式13的多天线接收装置的整体结构的方框图；

图66是表示信号处理单元的结构的方框图；

图67是表现重新排列造成的错误传播状况的图；

图68A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图68B是表示关于调制信号B的重新排列例的图；

图69A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图69B是表示关于调制信号B的重新排列例的图；

图70A是表示关于调制信号A的重新排列例的图，图70B是表示关于调制信号B的重新排列例的图；以及

图71A是表示在重新排列前后的数据的情形的图，图71B是表示关于调制信号A的码元配置的图，图71C是表示关于调制信号B的码元配置的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

在图2表示本实施方式的多天线发送装置100的结构例。在本实施方式中，为简化说明，描述发送天线为两个，接收天线为两个的情况，但本发明也可适用于具有M(M≥2)个的发送天线和N(N≥2)个的接收天线的多天线系统。

编码单元102_A通过将调制信号A的发送数据101_A和帧结构信号110作为输入，并进行帧结构信号110所示的编码(例如，卷积编码、特播编码、LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验)编码等)，从而获得调制信号A的编码数据103_A。同样地，编码单元102_B通过将调制信号B的发送数据101_B和帧结构信号110作为输入，并进行帧结构信号110所示的编码，从而获得调制信号B的编码数据103_B。

调制单元104_A通过将调制信号A的编码数据103_A和帧结构信号110作为输入，并基于帧结构信号110所示的调制方式进行映射，从而获得调制信号A的基带信号105_A。同样地，调制单元104_B通过将调制信号B的编码数据103_B和帧结构信号110作为输入，并基于帧结构信号110所示的调制方式进行映射，从而获得调制信号B的基带信号105_B。

无线单元106_A通过将调制信号A的基带信号105_A作为输入，并进行变频和放大，从而获得调制信号A的发送信号107_A。发送信号107_A作为电波从天线108_A输出。同样地，无线单元106_B通过将调制信号B的基带信号105_B作为输入，并进行变频和放大，从而获得调制信号B的发送信号107_B。发送信号107_B作为电波从天线108_B输出。

帧结构信号生成单元109输出关于帧结构的信息即帧结构信号110。

在图3表示从多天线发送装置100的各个天线108_A和108_B发送的调制信号的帧结构的例子。从天线108_A发送的调制信号A(图3的(a))和从天线108_B发送的调制信号B(图3的(b))分别包括信道变动估计码元201_A、201_B以及数据码元202_A、202_B。多天线发送装置100在大致相同的时刻发送如图3所示的帧结构的调制信号A和调制信号B。另外，用于信道变动估计的码元201_A和201_B，例如是发送接收中在同相I-正交Q平面上的信号点配置为已知的码元(一般被称为“导频码元”、“前置码”等，但并不限于此)，在接收端，是用于估计信道变动的码元。数据码元是用于传输数据的码元。

使用相同频率传输相同时刻的调制信号A的码元和调制信号B的码元。

在图4表示本实施方式的多天线接收装置300的结构例。无线单元303_X将由天线301_X接收到的接收信号302_X作为输入，对接收信号302_X进行变频等规定的无线接收处理，输出基带信号304_X。无线单元303_Y将由天线301_Y接收到的接收信号302_Y作为输入，对接收信号302_Y进行变频等规定的无线接收处理，输出基带信号304_Y。

调制信号A的信道变动估计单元305_A将基带信号304_X作为输入，检测图3所示的调制信号A的信道变动估计码元，并基于调制信号A的信道变动估计码元，估计调制信号A的信道变动，输出调制信号A的信道变动估计信号306_A。

调制信号B的信道变动估计单元305_B将基带信号304_X作为输入，检测图3所示的调制信号B的信道变动估计码元，并基于调制信号B的信道变动估计码元，估计调制信号B的信道变动，输出调制信号B的信道变动估计信号306_B。

由此，通过信道变动估计单元305_A和305_B，估计发送天线108_A和108_B与接收天线301_X之间的信道变动。

多天线接收装置300对接收天线301_Y的分支也进行同样的处理。具体说明如下。无线单元303_Y将由天线301_Y接收到的接收信号302_Y作为输入，对接收信号302_Y进行变频等规定的无线接收处理，输出基带信号304_Y。

调制信号A的信道变动估计单元307_A将基带信号304_Y作为输入，检测图3所示的调制信号A的信道变动估计码元，并基于调制信号A的信道变动估计码元，估计调制信号A的信道变动，输出调制信号A的信道变动估计信号308_A。

调制信号B的信道变动估计单元307_B将基带信号304_Y作为输入，检测图3所示的调制信号B的信道变动估计码元，并基于调制信号B的信道变动估计码元，估计调制信号B的信道变动，输出调制信号B的信道变动估计信号308_B。

由此，通过信道变动估计单元307_A和307_B，估计发送天线108_A和108_B与接收天线301_Y之间的信道变动。

信号处理单元309通过将调制信号A的信道变动估计信号306_A和308_A、调制信号B的信道变动估计信号306_B和308_B、以及基带信号304_X和304_Y作为输入，分离基带信号304_X和304_Y中所包含的调制信号A和调制信号B的基带信号分量，并且对调制信号A和调制信号B进行解码处理，从而获得调制信号A的解码数据310_A和调制信号B的解码数据310_B。

在图5表示本实施方式的发送接收装置间的关系。假设从多天线发送装置100的天线108_A发送的调制信号A为Ta(t)，从天线108_B发送的调制信号B为Tb(t)。而且，假设由多天线接收装置300的天线301_X接收的接收信号为R1(t)，由天线301_Y接收的接收信号为R2(t)。进而，假设在天线108_A和301_X之间的信道变动为h11(t)，在天线108_A和301_Y之间的信道变动为h12(t)，在天线108_B和301_X之间的信道变动为h21(t)，在天线108_B和301_Y之间的信道变动为h22(t)(其中，t为时间)。于是，以下关系式成立。

(\begin{matrix} R 1 (t) \\ R 2 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h 11 (t) & h 12 (t) \\ h 21 (t) & h 22 (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} Ta (t) \\ Tb (t) \end{matrix})

………(式1)

由图4所示的信道变动估计单元305_A、305_B、307_A和307_B，估计该信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)和h22(t)。另外，信道变动意味着传输路径变动。

图6表示信号处理单元309的结构例。信号处理单元309包括：分离单元504，通过简易判定，从进行了空间复用的接收信号中分离调制信号A和调制信号B；软输出单元506_A和506_B，对分离出的各个调制信号进行软判定；存储单元508；信号点削减单元512_YA、512_XA、514_YA、514_XA、516_YB、516_XB、518_YB以及518_XB，削减候补信号点；软输出单元520_A、522_A、524_B以及526_B，基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的信号点距离，对各个调制信号A和B进行软判定；以及解码单元528_A和528_B，使用软判定结果，获得调制信号A和调制信号B的数字数据。

另外，以下以调制信号A和调制信号B的调制方式为QPSK的情况为例进行说明。

分离单元504通过将调制信号A的信道变动估计信号501_A(图4中的306_A)和502_A(图4中的308_A)、调制信号B的信道变动估计信号501_B(图4中的306_B)和502_B(图4中的308_B)、基带信号503_X(图4中的304_X)和基带信号503_Y(图4中的304_Y)作为输入，并根据式(1)的关系式，进行使用ZF(Zero Forcing，迫零)或MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方差)算法的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号505_A和调制信号B的估计基带信号505_B。

软输出单元506_A输入调制信号A的估计基带信号505_A。使用图7说明软输出单元506_A的处理。在表示同相I-正交Q平面的图7中，接收信号点601表示调制信号A的估计基带信号505_A。信号点602表示QPSK的信号点与比特配置之间的关系，该信号点602的坐标在接收装置中是已知的。

软输出单元506_A求接收信号点601与QPSK的各个信号点602之间的欧几里德距离的平方，也就是图7中的Da[0，0]、Da[0，1]、Da[1，0]和Da[1，1]。然后，软输出单元506_A将这四个值输出作为调制信号A的软判定值507_A。

同样地，软输出单元506_B求接收信号点601与QPSK的各个信号点602之间的欧几里德距离的平方，也就是图7中的Da[0，0]、Da[0，1]、Da[1，0]和Da[1，1]。然后，软输出单元506_B将这四个值输出作为调制信号B的软判定值507_B。但是，不言而喻，对于调制信号A与调制信号B，接收信号点601的位置不同。

为了吸收迭代解码所需的时间的延迟部分，存储单元520存储信道变动信号501_A、501_B、502_A、502_B、基带信号503_X以及503_Y。在需要的时候，存储单元520输出延迟过的调制信号A的信道变动估计信号509_A和510_A、延迟过的调制信号B的信道变动估计信号509_B和510_B、以及延迟过的基带信号511_X和511_Y。

信号点削减单元512_XA将调制信号A的信道变动估计信号509_A(即，式(1)中的h11(t))、调制信号B的信道变动估计信号509_B(即，式(1)中的h12(t))、以及调制信号B的解码数据529_B作为输入。实际上，在正在进行第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号B的解码数据529_B，将由解码单元528_B在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号B的解码数据作为输入。

首先，图8中表示可从调制信号A的信道变动估计信号509_A和调制信号B的信道变动估计信号509_B求得的候补信号点在同相I-正交Q平面上的位置和接收信号点的位置。如图8所示，在调制信号A和调制信号B的调制方式为QPSK的情况下，存在16点的候补信号点701～716。在图中，接收信号点700表示基带信号511_X。在图8中，还表示与信号点对应的比特配置。如果将用调制信号A所发送的2比特设为a0和a1，并将用调制信号B所发送的2比特设为b0和b1，在图8中将它们的对应关系表示为(调制信号A、调制信号B)＝(a0、a1、b0、b1)。

这里，如果像图8所示那样求所有候补信号点(16点)与接收信号点700之间的欧几里德距离的平方，并检测到距离最短的候补信号点的情况下，运算规模会增大。这里说明调制方式为QPSK的情况，但是，调制方式的调制阶数越大，或者增加发送天线数而所发送的调制信号数越大，则运算规模的增大越显著。信号点削减单元512_XA、512_YA、514_XA、514_YA、516_XB、516_YB、518_XB和518_YB，确实地削减实际上不必要的候补信号点，从而能够抑制差错率特性的降低，并能够省略所有的候补信号点(16点)701～716与接收信号点700之间的欧几里德距离的平方的计算。也就是说，信号点削减单元512_XA、512_YA、514_XA、514_YA、516_XB、516_YB、518_XB和518_YB，进行兼顾运算规模的降低与差错率特性的提高的候补信号点的削减处理。

下面具体地说明信号点削减单元512_XA的信号点削减处理。

这里，假设在解码单元528_B中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据为(b0’，b1’)＝(0，1)。信号点削减单元512_XA决定由第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据的一部分数据。这里，在b0’，b1’中，仅将b0’的数据(比特)决定为b0’＝0。而且，在第i次的运算中，设b1为未决定。因此，如图9所示，在图8所示的16个候补信号点中，信号点削减单元512_XA求b0’＝0的8个信号点。

该处理可以说是，使用对于自调制信号(在上述的说明的情况下为调制信号A)以外的调制信号(在上述的说明的情况下为调制信号B)判定完毕的一部分数据，来削减关于自调制信号的候补信号点。另外，在本实施方式的信号点削减处理中重要的特征为，使用判定完毕的其它调制信号的一部分数据直接求8个信号点，而不是先求16个信号点之后再收缩为8个。由此，能够削减信号点削减处理所需的运算规模。也就是说，虽然在本实施方式中称为“信号点削减单元”，但实际上是决定候补信号点并求其位置的“候补信号点运算单元”。

信号点削减单元512_XA输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点信号513_XA。

另外，信号点削减单元512_XA处理由图4所示的接收天线301_X接收到的信号，信号点削减单元512_YA处理由接收天线301_Y接收到的信号。与信号点削减单元512_XA相比，信号点削减单元512_YA被输入的信号不同而基本的处理相同，因此省略其说明。

软输出单元520_A将候补信号点信号513_XA、513_YA、基带信号511_X和511_Y作为输入。在图9中表示候补信号点信号513_XA和基带信号511_X的情形。候补信号点信号513_XA为图中的候补信号点701、702、705、706、711、712、715以及716，基带信号511_X为图中的接收点700。

由于b0的估计值b0’为0，所以软输出单元520_A求b0以外的所有的比特组合即各个候补信号点701、702、705、706、711、712、715、716与接收点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元520_A求：

(a0、a1、b1)＝(0，0，0)的候补信号点701与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[0，0，0]；

(a0、a1、b1)＝(0，0，1)的候补信号点702与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[0，0，1]；

(a0、a1、b1)＝(0，1，0)的候补信号点711与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[0，1，0]；

(a0、a1、b1)＝(0，1，1)的候补信号点712与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[0，1，1]；

(a0、a1、b1)＝(1，0，0)的候补信号点706与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[1，0，0]；

(a0、a1、b1)＝(1，0，1)的候补信号点705与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[1，0，1]；

(a0、a1、b1)＝(1，1，0)的候补信号点716与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[1，1，0]；以及

(a0、a1、b1)＝(1，1，1)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa[1，1，1]。

同样地，虽然在图9中未表示，软输出单元520_A从b0以外的所有的比特组合即候补信号点信号513_YA与未图示的基带信号511_Y，求：

(a0、a1、b1)＝(0，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[0，0，0]；

(a0、a1、b1)＝(0，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[0，0，1]；

(a0、a1、b1)＝(0，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[0，1，0]；

(a0、a1、b1)＝(0，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[0，1，1]；

(a0、a1、b1)＝(1，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[1，0，0]；

(a0、a1、b1)＝(1，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[1，0，1]；

(a0、a1、b1)＝(1，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[1，1，0]；以及

(a0、a1、b1)＝(1，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya[1，1，1]。

然后，软输出单元520_A通过对如上求出的平方欧几里德距离Xa与平方欧几里德距离Ya的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加值Za。软输出单元520_A，例如通过Za[0，0，0]＝Xa[0，0，0]+Ya[0，0，0]而求Za[0，0，0]。软输出单元520_A同样求Za[0，0，0]～Za[1，1，1]，并将它们输出作为调制信号A的第一软判定值信号521_A。

信号点削减单元514_XA将调制信号A的信道变动估计信号509_A(即，式(1)中的h11(t))、调制信号B的信道变动估计信号509_B(即，式(1)中的h12(t))、以及调制信号B的解码数据529_B作为输入。实际上，在正在进行第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号B的解码数据529_B，将由解码单元528_B在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号B的解码数据作为输入。

这里，假设在解码单元528_B中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据为(b0’，b1’)＝(0，1)。信号点削减单元514_XA决定通过第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据的一部分数据。这里，在b0’，b1’中，仅将b1’的数据(比特)决定为b1’＝0。而且，在第i次的运算中，设b0为未决定。因此，如图10所示，信号点削减单元514_XA，在图8所示的16个候补信号点中，求b1’＝1的8个信号点。

信号点削减单元514_XA输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点信号515_XA。

另外，信号点削减单元514_XA处理由图4所示的接收天线301_X接收到的信号，信号点削减单元514_YA处理由接收天线301_Y接收到的信号。与信号点削减单元514_XA相比，信号点削减单元514_YA被输入的信号不同而基本的处理相同，因此省略其说明。

软输出单元522_A将候补信号点信号515_XA、515_YA、基带信号511_X和511_Y作为输入。在图10中表示候补信号点信号515_XA和基带信号511_X的情形。候补信号点信号515_XA为图中的候补信号点702、704、705、707、710、712、713以及715，基带信号511_X为图中的接收点700。

由于b1的估计值b1’为1，所以软输出单元522_A求b1以外的所有的比特组合即各个候补信号点702、704、705、707、710、712、713、715与接收点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元522_A求：

(a0、a1、b0)＝(0，0，0)的候补信号点702与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[0，0，0]；

(a0、a1、b0)＝(0，0，1)的候补信号点704与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[0，0，1]；

(a0、a1、b0)＝(0，1，0)的候补信号点712与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[0，1，0]；

(a0、a1、b0)＝(0，1，1)的候补信号点710与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[0，1，1]；

(a0、a1、b0)＝(1，0，0)的候补信号点705与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[1，0，0]；

(a0、a1、b0)＝(1，0，1)的候补信号点707与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[1，0，1]；

(a0、a1、b0)＝(1，1，0)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[1，1，0]；以及

(a0、a1、b1)＝(1，1，1)的候补信号点713与接收点700之间的平方欧几里德距离Xa”[1，1，1]。

同样地，虽然在图10中未表示，软输出单元522_A从b1以外的所有的比特组合即候补信号点信号515_YA与未图示的基带信号511_Y，求：

(a0、a1、b0)＝(0，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[0，0，0]；

(a0、a1、b0)＝(0，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[0，0，1]；

(a0、a1、b0)＝(0，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[0，1，0]；

(a0、a1、b0)＝(0，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[0，1，1]；

(a0、a1、b0)＝(1，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[1，0，0]；

(a0、a1、b0)＝(1，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[1，0，1]；

(a0、a1、b0)＝(1，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[1，1，0]；以及

(a0、a1、b1)＝(1，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Ya”[1，1，1]。

然后，软输出单元522_A通过对如上求出的平方欧几里德距离Xa”与平方欧几里德距离Ya”的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加值Za”。软输出单元522_A例如通过Za”[0，0，0]＝Xa”[0，0，0]+Ya”[0，0，0]而求Za”[0，0，0]。软输出单元522_A同样求出Za”[0，0，0]～Za″[1，1，1]，并将它们输出作为调制信号A的第二软判定值信号523_A。

解码单元528_A通过将调制信号A的第一软判定值信号521_A和调制信号A的第二软判定值信号523_A作为输入，生成调制信号A的a0的软判定值和a1的软判定值，并例如求它们的对数似然比，从而获得关于调制信号A的第i次迭代解码的结果即解码数据529_A。

这里，作为调制信号A的a0的软判定值和a1的软判定值的生成方法的一例，可以考虑将Za[0，p，q]、Za”[0，r，s](p＝0，1、q＝0，1、r＝0，1、s＝0，1)的最小值作为调制信号A的a0的软判定值，并将Za[1，p，q]、Za”[1，r，s](p＝0，1、q＝0，1、r＝0，1、s＝0，1)的最小值作为调制信号A的a1的软判定值的方法。但是，软判定值的生成方法并不限于此，也可以采用已知的其它方法。

通过以上说明的处理，调制信号A被解码。

对于调制信号B，也进行同样的处理。以下详细说明对调制信号B的信号点削减处理、软输出处理以及解码处理。

信号点削减单元516_XB将调制信号A的信道变动估计信号509_A(即，式(1)中的h11(t))、调制信号B的信道变动估计信号509_B(即，式(1)中的h12(t))、以及调制信号A的解码数据529_A作为输入。实际上，在正在进行第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号A的解码数据529_A，将由解码单元528_A在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号A的解码数据作为输入。

这里，假设在解码单元528_A中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号A的解码数据为(a0’，a1’)＝(0，1)。信号点削减单元516_XB决定通过第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号A的解码数据的一部分数据。这里，在a0’，a1’中，仅将a0’的数据(比特)决定为a0’＝0。而且，在第i次的运算中，设a1为未决定。因此，如图11所示，信号点削减单元516_XB在图8所示的16个候补信号点中，求a0’＝1的8个候补信号点。

信号点削减单元516_XB输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点信号517_XB。

另外，信号点削减单元516_XB处理由图4所示的接收天线301_X接收到的信号，信号点削减单元516_YB处理由接收天线301_Y接收到的信号。与信号点削减单元516_XB相比，信号点削减单元516_YB被输入的信号不同而基本的处理相同，因此省略其说明。

软输出单元524_B将候补信号点信号517_XB、517_YB、基带信号511_X和511_Y作为输入。在图11中表示候补信号点信号517_XB和基带信号511_X的情形。候补信号点信号517_XB为图中的候补信号点705、706、707、708、713、714、715以及716，基带信号511_X为图中的接收点700。

由于a0的估计值a0’为1，所以软输出单元524_B求a0以外的所有的比特组合即各个候补信号点705、706、707、708、713、714、715、716与接收点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元524_B求：

(a1、b0、b1)＝(0，0，0)的候补信号点706与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[0，0，0]；

(a1、b0、b1)＝(0，0，1)的候补信号点705与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[0，0，1]；

(a1、b0、b1)＝(0，1，0)的候补信号点708与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[0，1，0]；

(a1、b0、b1)＝(0，1，1)的候补信号点707与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[0，1，1]；

(a1、b0、b1)＝(1，0，0)的候补信号点716与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[1，0，0]；

(a1、b0、b1)＝(1，0，1)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[1，0，1]；

(a1、b0、b1)＝(1，1，0)的候补信号点714与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[1，1，0]；以及

(a1、b0、b1)＝(1，1，1)的候补信号点713与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb[1，1，1]。

同样地，虽然在图11中未表示，软输出单元524_B从a0以外的所有的比特组合即候补信号点信号517_YB与未图示的基带信号511_Y，求：

(a1、b0、b1)＝(0，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[0，0，0]；

(a1、b0、b1)＝(0，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[0，0，1]；

(a1、b0、b1)＝(0，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[0，1，0]；

(a1、b0、b1)＝(0，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[0，1，1]；

(a1、b0、b1)＝(1，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[1，0，0]；

(a1、b0、b1)＝(1，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[1，0，1]；

(a1、b0、b1)＝(1，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[1，1，0]；以及

(a1、b0、b1)＝(1，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb[1，1，1]。

然后，软输出单元524_B通过对如上求出的平方欧几里德距离Xb与平方欧几里德距离Yb的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加值Zb。软输出单元524_B例如通过Zb[0，0，0]＝Xb[0，0，0]+Yb[0，0，0]求Zb[0，0，0]。软输出单元524_B同样求出Zb[0，0，0]～Zb[1，1，1]，并将它们输出作为调制信号B的第一软判定值信号525_B。

信号点削减单元518_XB将调制信号A的信道变动估计信号509_A(即，式(1)中的h11(t))、调制信号B的信道变动估计信号509_B(即，式(1)中的h12(t))、以及调制信号A的解码数据529_A作为输入。实际上，在正在进行第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号A的解码数据529_A，将由解码单元528_A在第i-1次的解码得到的、时刻t的调制信号A的解码数据作为输入。

这里，假设在解码单元528_A中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号A的解码数据为(a0’，a1’)＝(1，1)。信号点削减单元518_XB决定通过第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号A的解码数据的一部分数据。这里，在a0’，a1’中，仅将a1’的数据(比特)决定为a1’＝0。而且，在第i次的运算中，设a0为未决定。因此，如图12所示，信号点削减单元518_XB，在图8所示的16个候补信号点中，求a1’＝1的8个候补信号点。

信号点削减单元518_XB输出这8个候补信号点的信息作为候补信号点信号519_XB。

另外，信号点削减单元518_XB处理由图4所示的接收天线301_X接收到的信号，信号点削减单元518_YB处理由接收天线301_Y接收到的信号。与信号点削减单元518_XB相比，信号点削减单元518_YB被输入的信号不同而基本的处理相同，因此省略其说明。

软输出单元526_B将候补信号点信号519_XB、519_YB、基带信号511_X和511_Y作为输入。在图12中表示候补信号点信号519_XB和基带信号511_X的情形。候补信号点信号519_XB为图中的候补信号点709、710、711、712、713、714、715以及716，基带信号511_X为图中的接收点700。

由于a1的估计值a1’为1，所以软输出单元526_B求a1以外的所有的比特组合即各个候补信号点709、710、711、712、713、714、715、716与接收点700之间的欧几里德距离的平方。具体而言，软输出单元526_B求：

(a0、b0、b1)＝(0，0，0)的候补信号点711与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[0，0，0]；

(a0、b0、b1)＝(0，0，1)的候补信号点712与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[0，0，1]；

(a0、b0、b1)＝(0，1，0)的候补信号点709与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[0，1，0]；

(a0、b0、b1)＝(0，1，1)的候补信号点710与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[0，1，1]；

(a0、b0、b1)＝(1，0，0)的候补信号点716与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[1，0，0]；

(a0、b0、b1)＝(1，0，1)的候补信号点715与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[1，0，1]；

(a0、b0、b1)＝(1，1，0)的候补信号点714与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[1，1，0]；以及

(a0、b0、b1)＝(1，1，1)的候补信号点713与接收点700之间的平方欧几里德距离Xb”[1，1，1]。

同样地，虽然在图12中未表示，软输出单元526_B从a1以外的所有的比特组合即候补信号点信号519_YB与未图示的基带信号511_Y，求：

(a0、b0、b1)＝(0，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[0，0，0]；

(a0、b0、b1)＝(0，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[0，0，1]；

(a0、b0、b1)＝(0，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[0，1，0]；

(a0、b0、b1)＝(0，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[0，1，1]；

(a0、b0、b1)＝(1，0，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[1，0，0]；

(a0、b0、b1)＝(1，0，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[1，0，1]；

(a0、b0、b1)＝(1，1，0)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[1，1，0]；以及

(a0、b0、b1)＝(1，1，1)的候补信号点与接收点之间的平方欧几里德距离Yb”[1，1，1]。

然后，软输出单元526_B通过对如上求出的平方欧几里德距离Xb”与平方欧几里德距离Yb”的互相对应的平方欧几里德距离进行加法运算，求相加值Zb”。软输出单元526_B例如通过Zb”[0，0，0]＝Xb”[0，0，0]+Yb”[0，0，0]求Zb”[0，0，0]。软输出单元526_B同样求出Zb”[0，0，0]～Zb”[1，1，1]，并将它们输出作为调制信号B的第二软判定值信号527_B。

解码单元528B将调制信号B的第一软判定值信号525_B和调制信号B的第二软判定值信号527_B作为输入，生成调制信号B的b0的软判定值和b1的软判定值，并例如求它们的对数似然比，从而获得关于调制信号B的第i次迭代解码的结果即解码数据529_B。

这里，作为调制信号B的b0的软判定值和b1的软判定值的生成方法的一例，可以考虑将Zb[0，p，q]、Zb”[0，r，s](p＝0，1、q＝0，1、r＝0，1、s＝0，1)的最小值作为调制信号B的b0的软判定值，并将Zb[1，p，q]、Zb”[1，r，s](p＝0，1、q＝0，1、r＝0，1、s＝0，1)的最小值作为调制信号B的b1的软判定值的方法。但是，软判定值的生成方法并不限于此，也可以采用已知的其它方法。

通过以上说明的处理，调制信号B被解码。

在图13表示图6中的解码单元528_A和528_B的结构例。解码单元528_A和解码单元528_B为相同的结构，因此，这里作为代表说明解码单元528_A的结构。

解码单元528_A包括迭代解码时似然生成单元1201和解码处理单元1203。解码单元528_A将来自软输出单元506_A的软判定值507_A直接输入到解码处理单元1203。另外，解码单元528_A将来自软输出单元520_A的调制信号A的第一软判定值521_A和来自软输出单元522_A的调制信号A的第二软判定值523_A，输入到迭代解码时似然生成单元1201。

迭代解码时似然生成单元1201从调制信号A的第一软判定值521_A和第二软输出值523_A生成调制信号A的似然值1202，并将其输出到解码处理单元1203。

在对调制信号A进行第一次解码(即，初次解码)时，解码处理单元1203使用软判定值507_A进行解码，并输出其结果作为解码数据529_A。与此相对，在对调制信号A进行第二次以后的解码(即，迭代解码)时，解码处理单元1203使用似然值1202进行解码，并输出其结果作为解码数据529_A。

在本实施方式的多天线接收装置300中，通过进行如上所述的迭代解码，从而能够削减运算规模并得到良好的差错率特性。另外，对于进一步削减运算规模的方法，将在后面叙述。

如上所述，根据本实施方式，递归地使用关于自调制信号以外的调制信号的第i-1次迭代解码结果的一部分来削减候补信号点，并对削减后的候补信号点进行自调制信号的软判定处理，从而与使用自调制信号以外的所有的数字数据来削减候补信号点的情况相比，能够减少软判定处理中的判定错误。

另外，设置多个信号点削减单元并使递归地使用的数据在各个信号点削减单元之间不同，并基于由多个信号点削减单元获得的多组的候补信号点，通过软判定单元得到软判定值，从而能够减少错误削减信号点造成的软判定值的判定错误。

(变形例1：在调制信号间共享编码单元的情况)

在上述的实施方式中，说明了接收并解码从对各个调制信号A和B独立地(也就是说，对每个天线分支)设置了编码单元102_A和102_B的多天线发送装置发送的信号的多天线接收装置。但是，本发明也可以适用于接收并解码从在调制信号间共享编码单元(也就是说，对多个天线分支设置了一个编码单元)的多天线发送装置发送的信号的多天线接收装置。这里举例进行说明。

在对与图2对应的部分标注相同的附图标号而表示的图14中，表示本例的多天线发送装置的结构。多天线发送装置1300的编码单元1302将发送数据1301作为输入，输出编码数据1303。数据分配单元1304对编码数据1303进行串并行转换，从而将编码数据1303分配为用调制信号A发送的数据103_A和用调制信号B发送的数据103_B。其它部分与图2所示的多天线发送装置100相同。

在对与图6对应的部分标注相同的附图标号而表示的图15中，表示了接收并解码来自多天线发送装置发1300的信号的、本例的多天线接收装置中的信号处理单元的结构。本例的信号处理单元1400与图6所示的信号处理单元309的不同之处在于：其中的解码单元1401的处理，以及其包括数据分配单元1403。另外，信号处理单元1400作为图4中的信号处理单元309被使用。

解码单元1401通过将调制信号A和调制信号B的似然值507_A、521_A、523_A、507_B、525_B以及527_B作为输入，对它们进行重新排列并进行解码，获得解码数据1402。数据分配单元1403将解码数据1402作为输入，并分配为用调制信号A发送的数据和用调制信号B发送的数据，从而获得调制信号A的解码数据1404_A和调制信号B的解码数据1404_B。

这样，本发明可以不受编码单元和解码单元的数量的限定来实施。

(变形例2：信号点削减单元的电路规模的削减)

在上述的实施方式中，在各个信号点削减单元512_YA、512_XA、514_YA、514_XA、516_YB、516_XB、518_YB和518_XB中，保留8个候补信号点，并计算该候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方。因此，对每个接收天线计算32次的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方。但是，实际上，存在多次计算与接收点之间的距离的候补信号点，因而运算规模相应地增大。

在本例中考虑这点，示出候补信号点的削减方法，通过削减信号点削减单元的数量来能够进一步削减信号点削减单元的电路规模。

在对与图6对应的部分标注相同的附图标号而表示的图16中，表示本例的多天线接收装置中的信号处理单元的结构。本例的信号处理单元1500作为图4中的信号处理单元309被使用。

使用图17说明信号处理单元1500的结构和动作。图17表示在调制方式为QPSK时的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。在以下的说明中，设由解码单元528A在时刻t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0’，a1’)，并设由解码单元528_B获得的调制信号B的估计比特为(b0’，b1’)。

首先，信号处理单元1500求a0’的否定值na0’(在a0’＝1时na0’＝0，在a0’＝0时na0’＝1)、a1’的否定值na1’、b0’的否定值nb0’以及b1’的否定值nb1’(图17(A))。对于该否定值，既可以由信号点削减单元计算，也可以由解码单元计算。

由此，能够由使用了否定值的半决定比特和未决定比特构成候补信号点。

然后，信号处理单元1500由信号点削减单元512_XA和512_YA进行用于调制信号A的信号削减处理，并由信号点削减单元516_YB和516_XB进行用于调制信号B的信号削减处理(图17(B))。

下面说明由信号点削减单元512_XA和512_YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为QPSK时，存在16个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，将调制信号B的数据决定为例如(b0’，b1’)、(nb0’，b1’)以及(b0’，nb1’)的三组。另外，调制信号的数据的组合也可以是其它组合，可以考虑运算规模和接收质量等来决定。

此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、a1未决定，所以信号点削减单元512_XA和512_YA作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求

(a0、a1、b0、b1)＝(0，0，b0’，b1’)、(0，1，b0’，b1’)、(1，0，b0’，b1’)、(1，1，b0’，b1’)、

(0，0，nb0’，b1’)、(0，1，nb0’，b1’)、(1，0，nb0’，b1’)、(1，1，nb0’，b1’)、

(0，0，b0’，nb1’)、(0，1，b0’，nb1’)、(1，0，b0’，nb1’)、(1，1，b0’，nb1’)

的共12个候补信号点(图17(B))。

由信号点削减单元516_XB和516_YB进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法也是同样的。具体说明如下。在调制方式为QPSK时，存在16个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为(a0’，a1’)、(na0’，a1’)以及(a0’，na1’)的三组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据b0、b1未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求

(a0、a1、b0、b1)＝(a0’，a1’，0，0，)、(a0’，a1’，0，1)、(a0’，a1’，1，0)、(a0’，a1’，1，1)、

(na0’，a1’，0，0，)、(na0’，a1’，0，1)、(na0’，a1’，1，0)、(na0’，a1’，1，1)、

(a0’，na1’，0，0，)、(a0’，na1’，0，1)、(a0’，na1’，1，0)、(a0’，na1’，1，1)

的共12个候补信号点(图17(B))。

然后，与上述的实施方式同样地，信号处理单元1500通过软输出单元520_A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图17(C))。然后，信号处理单元1500通过软输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524_B计算调制信号B的软判定值(图17(D))。

由此，与图6所示的结构相比，减少所求的候补信号点的数量，所以能够削减信号点削减单元的电路规模。

(变形例3：调制方式为16QAM的情况)

以上以调制方式为QPSK的情况为例进行了说明，而在本例中，说明在调制方式为16QAM时的、图16所示的信号处理单元1500中的信号点削减处理。图18表示在调制方式为16QAM时的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。在以下的说明中，设由解码单元528_A在时刻t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0’，a1’，a2’，a3’)，并设由解码单元528_B获得的调制信号B的估计比特为(b0’，b1’，b2’，b3’)。

首先，信号处理单元1500求a0’的否定值na0’、a1’的否定值na1’、a2’的否定值na2’、a3’的否定值na3’、b0’的否定值nb0’、b1’的否定值nb1’、b2’的否定值nb2’以及b3’的否定值nb3’(图18(A))。

然后，信号处理单元1500由信号点削减单元512_XA和512_YA进行用于调制信号A的信号削减处理，并由信号点削减单元516_YB和516_XB进行用于调制信号B的信号削减处理(图18(B))。

下面说明由信号点削减单元512_XA和512_YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，将调制信号B的数据决定为

(b0’，b1’，b2’，b3’)、(nb0’，b1’，b2’，b3’)、(b0’，nb1’，b2’，b3’)、(b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(b0’，b1’，b2’，nb3’)

的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、a1、a2、a3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，信号点削减单元512_XA和512_YA求

(a0、a1、a2、a3、b0、b1、b2、b3)＝

(0，0，0，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、(0，0，0，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、(0，0，1，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(0，0，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，0，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，0，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(0，1，1，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，0，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，0，0，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，1，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，0，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、(1，1，0，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、(1，1，1，0，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(0，0，0，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(0，0，0，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(0，0，1，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(0，0，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，0，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，0，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(0)，1，1，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，1.1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，0，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，0，0，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，1，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，0，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(1，1，0，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(1，1，1，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(0，0，0，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，0，0，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，0，1，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，0，1，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，1，0，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，1，0，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，1，1，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，1，1，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，0，0，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，0，0，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，0，1，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，0，1，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，1，0，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，1，0，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，1，1，0，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，0，0，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，0，0，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，0，1，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(0，0，1，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，1，0，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，1，0，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(0，1，1，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，1，1，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，0，0，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，0，0，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，0，1，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，0，1，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，1，0，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，1，0，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，1，1，0，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(0，0，0，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，0，0，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，0，1，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、

(0，0，1，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，1，0，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，1，0，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、

(0，1，1，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，1，1，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，0，0，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、

(1，0，0，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，0，1，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，0，1，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、

(1，1，0，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，1，0，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，1，1，0，b0’，b1’，b2’，nb3’)、

(1，1，1，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)

的共80个候补信号点(图18(B))。

由信号点削减单元516_XB和516_YB进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法也是同样的。具体说明如下。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为：

(a0’，a1’，a2’，a3’)、(na0’，a1’，a2’，a3’)、(a0’，na1’，a2’，a3’)、

(a0’，a1’，na2’，a3’)、(a0’，a1’，a2’，na3’)

的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据b0、b1、b2、b3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，信号点削减单元516_XB和516_YB求

(a0、a1、a2、a3、b0、b1、b2、b3)＝

(a0’，a1’，a2’，a3’，0，0，0，0)、(a0’，a1’，a2’，a3’，0，0，0，1)、(a0’，a1’，a2’，a3’，0，0，1，0)、

(a0’，a1’，a2’，a3’，0，0，1，1)、(a0’，a1’，a2’，a3’，0，1，0，0)、(a0’，a1’，a2’，a3’，0，1，0，1)、

(a0’，a1’，a2’，a3’，0，1，1，0)、(a0’，a1’，a2’，a3’，0，1，1，1)、(a0’，a1’，a2’，a3’，1，0，0，0)、

(a0’，a1’，a2’，a3’，1，0，0，1)、(a0’，a1’，a2’，a3’，1，0，1，0)、(a0’，a1’，a2’，a3’，1，0，1，1)、

(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，0，0)、(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，0，1)、(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，0)、

(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，0，0，0，0)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，0，0，1)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，0，1，0)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，0，0，1，1)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，1、0，0)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，1，0，1)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，0，1，1，0)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，1，1，1)、(na0’，a1’，a2’，a3’，1，0，0，0)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，1，0，0，1)、(na0’，a1’，a2’，a3’，1，0，1，0)、(na0’，a1’，a2’，a3’，1，0，1，1)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，1，1，0，0)、(na0’，a1’，a2’，a3’，1，1，0，1)、(na0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，0)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，0，0，0，0)、(a0’，na1’，a2’，a3’，0，0，0，1)、(a0’，na1’，a2’，a3’，0，0，1，0)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，0，0，1，1)、(a0’，na1’，a2’，a3’，0，1，0，0)、(a0’，na1’，a2’，a3’，0，1，0，1)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，0，1，1，0)、(a0’，na1’，a2’，a3’，0，1，1，1)、(a0’，na1’，a2’，a3’，1，0，0，0)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，1，0，0，1)、(a0’，na1’，a2’，a3’，1，0，1，0)、(a0’，na1’，a2’，a3’，1，0，1，1)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，1，1，0，0)、(a0’，na1’，a2’，a3’，1，1，0，1)、(a0’，na1’，a2’，a3’，1，1，1，0)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，0，0，0，0)、(a0’，a1’，na2’，a3’，0，0，0，1)、(a0’，a1’，na2’，a3’，0，0，1，0)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，0，0，1，1)、(a0’，a1’，na2’，a3’，0，1，0，0)、(a0’，a1’，na2’，a3’，0，1，0，1)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，0，1，1，0)、(a0’，a1’，na2’，a3’，0，1，1，1)、(a0’，a1’，na2’，a3’，1，0，0，0)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，1，0，0，1)、(a0’，a1’，na2’，a3’，1，0，1，0)、(a0’，a1’，na2’，a3’，1，0，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，0，0)、(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，0，1)、(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，1，0)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，0，0，0，0)、(a0’，a1’，a2’，na3’，0，0，0，1)、(a0’，a1’，a2’，na3’，0，0，1，0)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，0，0，1，1)、(a0’，a1’，a2’，na3’，0，1，0，0)、(a0’，a1’，a2’，na3’，0，1，0，1)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，0，1，1，0)、(a0’，a1’，a2’，na3’，0，1，1，1)、(a0’，a1’，a2’，na3’，1，0，0，0)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，1，0，0，1)、(a0’，a1’，a2’，na3’，1，0，1，0)、(a0’，a1’，a2’，na3’，1，0，1，1)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，1，1，0，0)、(a0’，a1’，a2’，na3’，1，1，0，1)、(a0’，a1’，a2’，na3’，1，1，1，0)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，1，1，1，1)

的共80个候补信号点(图18(B))。

然后，与上述的实施方式同样地，信号处理单元1500通过软输出单元520_A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图18(C))。然后，信号处理单元1500通过软输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524_B计算调制信号B的软判定值(图18(D))。

(变形例4：调制方式为64QAM的情况)

在本例中，说明在调制方式为64QAM时的、图16所示的信号处理单元1500中的信号点削减处理。在以下的说明中，设由解码单元528_A的、在时刻t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0’，a1’，a2’，a3’，a4’，a5’)，并设由解码单元528_B获得的调制信号B的估计比特为(b0’，b1’，b2’，b3’，b4’，b5’)。

首先，信号处理单元1500求a0’的否定值na0’、a1’的否定值na1’、a2’的否定值na2’、a3’的否定值na3’、a4’的否定值na4’、a5’的否定值na5’、b0’的否定值nb0’、b1’的否定值nb1’、b2’的否定值nb2’、b3’的否定值nb3’、b4’的否定值n42’以及b5’的否定值nb5’。

说明由信号点削减单元512_XA和512_YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为64QAM时，存在4096个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，将调制信号B的数据决定为

(b0’，b1’，b2’，b3’，b4’，b5’)、(nb0’，b1’，b2’，b3’，b4’，b5’)、(b0’，nb1’，b2’，b3’，b4’，b5’)、

(b0’，b1’，nb2’，b3’，b4’，b5’)、(b0’，b1’，b2’，nb3’，b4’，b5’)、(b0’，b1’，b2’，b3’，nb4’，b5’)、

(b0’，b1’，b2’，b3’，b4’，nb5’))

的七组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、a1、a2、a3、a4、a5未决定，所以信号点削减单元512_XA和512_YA求共448个候补信号点作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点。

由信号点削减单元516_XB和516_YB进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法也同样。具体说明如下。在调制方式为64QAM时，存在4096个候补信号点。在本例中，基于时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为

(a0’，a1’，a2’，a3’，a4’，a5’)、(na0’，a1’，a2’，a3’，a4’，a5’)、(a0’，na1’，a2’，a3’，a4’，a5’)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，a4’，a5’)、(a0’，a1’，a2’，na3’，a4’，a5’)、(a0’，a1’，a2’，a3’，na4’，a5’)、

(a0’，a1’，a2’，a3’，a4’，na5’)

的七组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据b0、b1、b2、b3、b4、b5未决定，所以信号点削减单元516_XB和516_YB求共448个候补信号点作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点。

然后，信号处理单元1500通过软输出单元520_A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方。然后，信号处理单元1500通过软输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524_B计算调制信号B的软判定值。

从上可知，如果进行本发明的信号处理，则越增加调制信号的调制阶数，运算规模的削减效果越显著地显现。

(变形例5)

在上述的变形例中，例如在16QAM的情况下，在调制信号A的第i次的解码时，在第i-1次的调制信号B的估计比特b0’，b1’，b2’和b3’中决定任意的3比特，也就是决定为(b0’，b1’，b2’)、(b0’，b1’，b3’)、(b0’，b2’，b3’)并求出候补信号点，但是所决定的比特数并不限于3比特，也可以是2比特或1比特。例如，在决定2比特时，决定为(b0’，b1’)、(b0’，b2’)、(b0’，b3’)、(b1’，b2’)、(b1’，b3’)、(b2’，b3’)并求得候补信号点即可。然后，使用该候补信号点来求调制信号A的第i次的软值。继而，进行调制信号A的第i次的解码。但是，需要注意的是，所决定的比特数越少，运算规模就越增大。在64QAM的情况也是同样的。

另外，在本实施方式中说明了发送天线数为两个、接收天线数为两个的多天线系统的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛适用于发送天线数为两个以上、接收天线数为两个以上、发送调制信号为两个以上的情况。

另外，在本发明中，只要是可利用软判定进行解码的代码，可以适用任何代码。

另外，在上述实施方式中，说明了在分离单元504中进行使用了ZF(ZeroForcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号505_A和调制信号B的估计基带信号505_B的情况。也就是说，说明了通过进行ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean SquareError)算法，获得用于首次解码的调制信号的情况。但是，本发明并不限于此，也可以在分离单元504中例如通过逆矩阵运算、MLD(Maximum LikelihoodDetection)以及进行了简化的MLD，对用于首次解码的调制信号进行检波。例如，如果将在实施方式6、7、9和10中说明的方法适用于分离单元504，则进一步改善接收质量。

另外，以调制方式为QPSK、16QAM、64QAM的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使使用了上述以外的调制方式，通过进行与上述同样的处理，也能够获得同样的效果。本发明具有，调制阶数越大，运算规模的削减效果越大的优点。

另外，在上述的实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在适用于扩频(spectrum spread)通信方式或OFDM(正交频分复用)方式时，通过与上述同样的基本结构，也能够获得同样的效果。

另外，在上述的实施方式中，说明了编码单元与解码单元各配置两个的情况，但本发明并不限于此，编码单元和解码单元的数量并不影响本发明的基本结构和基本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解交织、删截和解删截，也不影响本发明的基本结构和基本的效果。例如，适用交织时，在图2所示的发送装置中，在编码单元102_A和102_B的后级端设置交织器，在图6所示的接收装置的信号处理单元中，在软输出单元506_A、506_B、520_A、522_A、524_B和526_B的后级端分别设置解交织器，并在解码单元528_A、528_B与信号点削减单元之间设置交织器即可。

(实施方式2)

在本实施方式中，作为发送和接收的天线数多于两个的情况的一例，详细说明发送装置的天线数为四个，接收装置的天线数为四个的情况的结构和动作。

在对与图2对应的部分标注相同的附图标号表示的图19中，表示本实施方式的多天线发送装置的结构例。在图19中，用参考标号101_C～108_C表示的部分为用于发送调制信号C的发送单元，用参考标号101_D～108_D表示的部分为用于发送调制信号D的发送单元。

在图20表示从多天线发送装置1800的各个天线108_A、108_B、108_C和108_D发送的调制信号的帧结构例。从天线108_A发送的调制信号A(图20(a))、从天线108_B发送的调制信号B(图20(b))、从天线108_C发送的调制信号C(图20(c))、以及从天线108_D发送的调制信号D(图20(d))，分别包括信道变动估计码元201_A、201_B、201_C、201_D、以及数据码元202_A、202_B、202_C、202_D。多天线发送装置1800在大致相同的时刻发送如图20所示的帧结构的调制信号A、B、C和D。另外，用于信道变动估计的码元201_A、201_B、201_C和201_D，例如是发送接收中在同相I-正交Q平面上的信号点配置为已知的码元(一般被称为“导频码元”、“前置码”等，但并不限于此)，在接收端是用于估计信道变动的码元。数据码元是用于传输数据的码元。

在对与图4对应的部分标注相同的附图标号表示的图21中，表示本实施方式的多天线接收装置2000的结构例。

无线单元303_X将由天线301_X接收到的接收信号302X变换为基带信号304_X。

调制信号A、B、C和D的信道变动估计单元2001_X将基带信号304_X作为输入，检测图20所示的调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D的信道变动估计码元，基于各个调制信号的信道变动估计码元来估计各个调制信号的信道变动，并输出调制信号A的信道变动估计信号2002_XA、调制信号B的信道变动估计信号2002_XB、调制信号C的信道变动估计信号2002_XC和调制信号D的信道变动估计信号2002_XD。

对于由天线301_Y接收到的接收信号302_Y、由天线301_P接收到的接收信号302_P和由天线301_Q接收到的接收信号302_Q，也进行与上述同样的处理。

信号处理单元309将信道A的信道变动估计信号2002_XA、2002_YA、2002_PA、2002_QA、调制信号B的信道变动估计信号2002_XB、2002_YB、2002_PB、2002_QB、调制信号C的信道变动估计信号2002_XC、2002_YC、2002_PC、2002_QC、调制信号D的信道变动估计信号2002_XD、2002_YD、2002_PD、2002_QD以及基带信号304_X、304_Y、304_P、304_Q作为输入。然后，信号处理单元309通过分离基带信号304_X、304_Y、304_P和304_Q所包含的调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D的基带信号的分量，并对调制信号A、调制信号B、调制信号C和调制信号D进行解码处理，从而得到调制信号A的解码数据310_A、调制信号B的解码数据310_B、调制信号C的解码数据310_C和调制信号D的解码数据310_D。

在图22表示本实施方式的发送接收装置间的关系。另外，在图22中为了简化附图，未示出所有的天线之间的传输路径，但是，实际上在所有的发送天线与接收天线之间形成传输路径。

设从多天线发送装置1800的天线108_A发送的调制信号A为Ta(t)，从天线108_B发送的调制信号B为Tb(t)，从天线108_C发送的调制信号C为Tc(t)，从天线108_D发送的调制信号D为Td(t)。另外，设由多天线接收装置2000的天线301_X接收的接收信号为R1(t)，由天线301_Y接收的接收信号为R2(t)，由天线301_P接收的接收信号为R3(t)，由天线301_Q接收的接收信号为R4(t)。进而，设在发送天线i与接收天线j之间的信道变动为hij(t)(其中，t为时间)。于是，以下关系式成立。

(\begin{matrix} R 1 (t) \\ R 2 (t) \\ R 3 (t) \\ R 4 (t) \end{matrix}) = (\begin{matrix} h 11 (t) & h 12 (t) & h 13 (t) & h 14 (t) \\ h 21 (t) & h 22 (t) & h 23 (t) & h 24 (t) \\ h 31 (t) & h 32 (t) & h 33 (t) & h 34 (t) \\ h 41 (t) & h 42 (t) & h 43 (t) & h 44 (t) \end{matrix}) (\begin{matrix} Ta (t) \\ Tb (t) \\ Tc (t) \\ Td (t) \end{matrix})

…(式2)

由图21所示的调制信号A、B、C和D的信道变动估计单元2001_X、2001_Y、2001_P和2001_Q，估计该信道变动hij(t)。

在图23表示图21中的信号处理单元309的结构例。这里，以调制信号A、B、C和D的调制方式为QPSK的情况为例进行说明。

在图23中，参考标号2201_X表示由图21中的天线301_X接收到的信号的调制信号A的信道变动估计信号(图21中的2002_XA)、调制信号B的信道变动估计信号(图21中的2002_XB)、调制信号C的信道变动估计信号(图21中的2002_XC)、调制信号D的信道变动估计信号(图21中的2002_XD)以及基带信号(图21中的304_X)构成的信号群。而且，参考标号2201_Y表示由图21中的天线301_Y接收到的信号的调制信号A的信道变动估计信号(图21中的2002_YA)、调制信号B的信道变动估计信号(图21中的2002_YB)、调制信号C的信道变动估计信号(图21中的2002_YC)、调制信号D的信道变动估计信号(图21中的2002_YD)以及基带信号(图21中的304_Y)构成的信号群。

而且，参考标号2201_P表示由图21中的天线301_P接收到的信号的调制信号A的信道变动估计信号(图21中的2002_PA)、调制信号B的信道变动估计信号(图21中的2002_PB)、调制信号C的信道变动估计信号(图21中的2002_PC)、调制信号D的信道变动估计信号(图21中的2002_PD)以及基带信号(图21中的304_P)构成的信号群。而且，参考标号2201_Q表示由图21中的天线301_Q接收到的信号的调制信号A的信道变动估计信号(图21中的2002_QA)、调制信号B的信道变动估计信号(图21中的2002_QB)、调制信号C的信道变动估计信号(图21中的2002_QC)、调制信号D的信道变动估计信号(图21中的2002_QD)以及基带信号(图21中的304_Q)构成的信号群。

分离单元2202将信号群2201_X、2201_Y、2201_P和2201_Q作为输入，并根据式(2)的关系式，进行使用了ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum MeanSquare Error)算法的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号2203_A、调制信号B的估计基带信号2203_B、调制信号C的估计基带信号2203_C、以及调制信号D的估计基带信号2203_D。

如图7所示，软输出单元2204_A求调制信号A的估计基带信号2203_A的接收信号点601与QPSK的各个信号点602之间的欧几里德距离的平方，也就是图7中的Da[0，0]、Da[0，1]、Da[1，0]和Da[1，1]。然后，将这四个值输出作为调制信号A的软判定值2205_A。

解码单元2210_A将调制信号A的软判定值2205_A作为输入，例如通过计算对数似然比来进行解码，并输出调制信号A的解码数据2211_A作为迭代解码中的第一次的解码结果(初次解码结果)。

对于软输出单元2204_B、2204_C和2204_D而言，只是输入的信号不同，进行与软输出单元2204_A同样的处理来获得软判定值2205_B、2205_C和2205_D。对于解码单元2210_B、2210_C和2210_D而言，只是输入的信号不同，进行与解码单元2210_A同样的处理来输出调制信号B的解码数据2211_B、调制信号C的解码数据2211_C以及调制信号D的解码数据2211_D作为迭代解码中的第一次的解码结果(初次解码结果)。

存储单元2206将信号群2201_X、2201_Y、2201_P和2201_Q作为输入，存储这些信号，以便吸收迭代解码所需的时间的延迟部分。在需要的时候，存储单元2206将延迟过的信号群2207_X、2207_Y、2207_P和2207_Q输送到软判定值生成单元2208_A、2208_B、2208_C和2208_D。

接着，说明软判定值生成单元2208_A、2208_B、2208_C和2208_D的结构和动作，由于各个软判定值生成单元2208_A、2208_B、2208_C和2208_D只是作为求软判定值的对象的调制信号不同而基本上能通过同样的基本结构和基本动作来实现，所以以下主要说明软判定值生成单元2208_A作为代表。

软判定值生成单元2208_A将信号群2207_X、2207_Y、2207_P、2207_Q、调制信号B的解码数据2211_B、调制信号C的解码数据2211_C、调制信号D的解码数据2211_D作为输入，进行信号点削减，生成软判定值，并输出调制信号A的软判定值2209_A。

图24表示软判定值生成单元2208_A的详细结构。图24中是表示有关调制信号A的软判定值生成单元。

信号削减单元2302_X输入在图23中的信号群2207_X中所包含的、由调制信号A的信道变动估计信号、调制信号B的信道变动估计信号、调制信号C的信道变动估计信号、以及调制信号D的信道变动估计信号构成的信号群2301_X，并将在前一次的解码获得的调制信号B的解码数据2305_B、调制信号C的解码数据2305_C、调制信号D的解码数据2305_C作为输入，使用它们进行候补信号点的削减。

这里，设通过调制信号A发送的2比特为a0和a1，设通过调制信号B发送的2比特为b0和b1，设通过调制信号C发送的2比特为c0和c1，设通过调制信号D发送的2比特为d0和d1，并将被发送的所有的比特表示为(调制信号A、调制信号B、调制信号C、调制信号D)＝(a0、a1、b0、b1、c0、c1、d0、d1)。

接下来详细说明关于调制信号A的信号点削减方法。

图25表示调制方式为QPSK情况下的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。这里，特别以调制信号A的信号点削减方法为中心进行说明。设在时刻t、第i-1次的解码得到的调制信号A的估计比特为(a0’，a1’)，设调制信号B的估计比特为(b0’，b1’)，设调制信号C的估计比特为(c0’，c1’)，设调制信号D的估计比特为(d0’，d1’)。

在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减中，利用在调制信号B、C、D中的两个调制信号的、在时刻t、第i-1次的解码后的估计比特。

选择调制信号C和调制信号D作为两个调制信号，求(a0、a1、b0、b1、c0’、c1’、d0’、d1’)的信号点(a0＝0，1、a1＝0，1、b0＝0，1、b1＝0，1)。此时的候补信号点为16个。

此外，选择调制信号B和调制信号D作为两个调制信号，求(a0、a1、b0’、b1’、c0、c1、d0’、d1’)的信号点(a0＝0，1、a1＝0，1、c0＝0，1、c1＝0，1)。此时的候补信号点为16个。

另外，选择调制信号B和调制信号C作为两个调制信号，求(a0、a1、b0’、b1’、c0’、c1’、d0、d1)的信号点(a0＝0，1、a1＝0，1、d0＝0，1、d1＝0，1)。此时的候补信号点为16个。

为了调制信号A而求上述的共16×3＝48点的候补信号点。此时，这48个候补信号点的信息相当于从图24的信号点削减单元2302_X输出的候补信号点信号2303_X。

信号点削减单元2302_X输入了从存储单元2206输出的信号群2207_X(2201_X)所包含的、由调制信号A的信道变动估计信号、调制信号B的信道变动估计信号、调制信号C的信道变动估计信号、以及调制信号D的信道变动估计信号构成的信号群2301_X，相对于此，图24所示的信号点削减单元2302_Y、2302_P和2302_Q除了分别输入信号群2207_Y、2207_P和2207_Q所包含的、由调制信号A的信道变动估计信号、调制信号B的信道变动估计信号、调制信号C的信道变动估计信号、调制信号D的信道变动估计信号构成的信号群2301_Y、2301_P和2301_Q之外，也就是除了处理对象的信号不同之外，进行与信号点削减单元2302_X同样的处理。然后，信号点削减单元2302_X、2302_Y、2302_P和2302_Q分别输出用于调制信号A的上述48个候补信号点的信息，作为候补信号点信号2303_X、2303_Y、2303_P和2303_Q。

图24中的软输出单元2306求候补信号点与基带信号(接收信号点)之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对每个比特即对a0和a1求调制信号A的对数似然比，并将其输出作为调制信号A的软判定值信号2307。以上说明了调制信号A的软判定值的生成方法。

对于调制信号B、调制信号C和调制信号D也同样通过软判定值生成单元2208_B、2208_C和2208D生成软判定值。调制信号B、调制信号C和调制信号D的候补信号点的生成方法如图25所示。

对于调制信号B，利用在调制信号A、C和D中的两个调制信号的解码后的估计比特，求共48点(2⁴×3＝48)的候补信号点，即(a0、a1、b0、b1、c0’、c1’、d0’、d1′)的信号点(a0＝0，1、a1＝0，1、b0＝0，1、b1＝0，1)、(a0’、a1’、b0、b1、c0、c1、d0’、d1′)的信号点(b0＝0，1、b1＝0，1、c0＝0，1、c1＝0，1)、以及(a0’、a1’、b0、b1、c0’、c1’、d0、d1)的信号点(b0＝0，1、b1＝0，1、d0＝0，1、d1＝0，1)，求这48个候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对调制信号B的每个比特即对b0和b1求调制信号B的对数似然比。

对于调制信号C，利用在调制信号A、B和D中的两个调制信号的解码后的估计比特，求共48点(2⁴×3＝48)的候补信号点，即(a0’、a1’、b0’、b1’、c0、c1、d0、d1)的信号点(c0＝0，1、c1＝0，1、d0＝0，1、d1＝0，1)、(a0’、a1’、b0、b1、c0、c1、d0’、d1′)的信号点(b0＝0，1、b1＝0，1、c0＝0，1、c1＝0，1)、以及(a0、a1、b0’、b1’、c0、c1、d0、d1)的信号点(a0＝0，1、a1＝0，1、c0＝0，1、c1＝0，1)，求这48个候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对调制信号C的每个比特即对c0和c1求调制信号C的对数似然比。

对于调制信号D，利用在调制信号A、B和C中的两个调制信号的解码后的估计比特，求共48点(2⁴×3＝48)的候补信号点，即(a0’、a1’、b0’、b1’、c0、c1、d0’、d1’)的信号点(c0＝0，1、c1＝0，1、d0＝0，1、d1＝0，1)、(a0’、a1’、b0、b1、c0’、c1’、d0、d1)的信号点(b0＝0，1、b1＝0，1、d0＝0，1、d1＝0，1)、以及(a0、a1、b0’、b1’、c0’、c1’、d0、d1)的信号点(a0＝0，1、a1＝0，1、d0＝0，1、d1＝0，1)，求这48个候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并基于该欧几里德距离的平方，对调制信号D的每个比特即对d0和d1求调制信号D的对数似然比。

通过进行如上的迭代解码，能够削减运算规模，并获得良好的接收质量。

实施方式1是以比特单位利用了估计值的方法，相对于此，本实施方式可以说是以调制信号单位利用估计值的方法。不言而喻，也可以并用实施方式1中说明过的方法与本实施方式中所述的方法进行实施。

另外，在本实施方式中说明了设置了与各个调制信号对应的编码器的情况，但是如在实施方式1的变形例1中所示，即使在调制信号间共享编码器的情况，也同样可以实施。

另外，在本实施方式中以调制方式为QPSK的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在调制方式为16QAM、64QAM的情况，通过进行与上述同样的处理，也能够获得同样的效果。如果进行像本实施方式的信号处理，调制阶数越大，运算规模的削减效果越大。

另外，在本实施方式中说明了发送天线数为四个、接收天线数为四个的多天线系统的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛适用于发送天线数为两个以上、接收天线数为两个以上、发送调制信号为两个以上的情况。

另外，对于可适用于本实施方式的码而言，只要是可利用软判定进行解码的代码，可以适用任何代码。

另外，在本实施方式中说明了在分离单元2202中(即在首次解码中)进行使用了ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波的情况，但是本发明并不限于此，也可以例如通过逆矩阵运算、MLD(MaximumLikelihood Detection)以及进行了简化的MLD，来对用于首次解码的调制信号进行检波。例如，如果将在实施方式6、7、9和10中说明的方法适用于分离单元2202，则进一步改善接收质量。

另外，在本实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式时，通过与上述同样的基本结构，也能够获得同样的效果。

另外，编码单元和解码单元的数量并不影响本实施方式的基本结构和基本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解交织、删截和解删截，也不影响本发实施方式的基本结构和基本的效果。

(实施方式3)

在本实施方式中，示出与实施方式1相比能够进一步削减运算规模的候补信号点的生成方法。

多天线发送装置和多天线接收装置中的信号处理单元的基本结构与实施方式1相同。因此，本实施方式援用实施方式1中所使用的图6进行说明。也就是说，发送装置和接收装置的天线各为两个。

在本实施方式中，使用图26和图27所示的迭代解码的步骤的流程图，详细说明与实施方式1不同的候补信号点的生成方法。

图26以调制方式为16QAM的情况为例，表示了本实施方式的迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。另外，图26表示在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。

设由解码单元528_A(图6)的、在时刻t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0’，a1’，a2’，a3’)，并设由解码单元528_B获得的调制信号B的估计比特为(b0’，b1’，b2’，b3’)。

首先，信号处理单元309求a0’的否定值na0’(在a0’＝1时na0’＝0，在a0’＝0时na0’＝1)、a1’的否定值na1’、a21’的否定值na2’、a3’的否定值na3’、b0’的否定值nb0’、b1’的否定值nb1’、b2’的否定值nb2’以及b3’的否定值nb3’(图26(A))。对于该否定值，既可以由信号点削减单元计算，也可以由解码单元计算。

另外，为了限定在信号削减中的候补信号点的生成，在调制信号A的估计比特(a0’，a1’，a2’，a3’)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图26(E))。这里，设最不确定的比特为a2’。同样地，在调制信号B的估计比特(b0’，b1’，b2’，b3’)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图26(E))。这里，设最不确定的比特为b0’。

由此，通过设a2’为不确定，能够生成a2’的软判定值。而且，通过设b0’为不确定，能够生成b0’的软判定值。

另外，对于该不确定比特的检测，既可以由信号点削减单元512～518进行，也可以由解码单元528进行。

下面说明由信号点削减单元512_XA和512_YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本实施方式中，基于在时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，将调制信号B的似然性最低的比特“b0’”和调制信号A的比特“a0’，a1’，a2’，a3’”作为不确定比特，求候补信号点。具体而言，将调制信号B的b0’和nb0’作为候补信号点，并将调制信号A的从“0、0、0、0”到“1、1、1、1”作为候补信号点。

也就是说，信号点削减单元512_XA和512_YA求

(a0，a1，a2，a3，b0，b1，b2，b3)＝

(1，1，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(0，1，1，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(0，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、(1，0，0，0，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)

的共32点的候补信号点(图26(B))。

由信号点削减单元516_XB和516_YB进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法也同样。具体说明如下。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本实施方式中，基于在时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，将调制信号A的似然性最低的比特a2’和调制信号B的比特作为不确定(未决定)比特，对na2’求候补信号点。

具体而言，信号点削减单元516_XB和516_YB求

(a0，a1，a2，a3，b0，b1，b2，b3)＝

(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，1，1)

的共32点的候补信号点(图26(B))。

然后，与实施方式1同样地，通过软输出单元520_A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图26(C))。然后，通过软输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524_B计算调制信号B的软判定值(图26(D))。

这样，根据本实施方式，使用对数似然比来限定在信号点削减中的候补信号点的生成，从而能够考虑接收质量地削减运算规模。另外，换而言之，本实施方式的处理可以说是，在递归地使用的数据中，似然越低的比特，越提高其作为不确定比特处理的优先级，从而削减候补信号点的数量。

另外，通过与实施方式1的变形例3的比较可知(在实施方式1中，每个调制信号的候补信号点数为80个，而本实施方式中为32个)，能够进一步减少候补信号点，所以能够进一步减少运算规模。

(变形例1)

在图27中表示本实施方式中的、与图26不同的候补信号点的生成方法。在图26中设不确定比特为1比特，在图27中，设不确定比特为2比特。图27以调制方式为16QAM的情况为例，表示了迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。另外，图27表示在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。

首先，信号处理单元309求a0’的否定值na0’(在a0’＝1时na0’＝0，在a0’＝0时na0’＝1)、a1’的否定值na1’、a21’的否定值na2’、a3’的否定值na3’、b0’的否定值nb0’、b1’的否定值nb1’、b2’的否定值nb2’以及b3’的否定值nb3’(图27(A))。对于该否定值，既可以由信号点削减单元计算，也可以由解码单元计算。

另外，为了限定在信号削减中的候补信号点的生成，在调制信号A的估计比特(a0’，a1’，a2’，a3’)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的2比特(图27(E))。这里，设最不确定的比特为a1’和a2’。同样地，在调制信号B的估计比特(b0’，b1’，b2’，b3’)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的2比特(图27(E))。这里，设最不确定的比特为b0’和b1’。

下面说明由信号点削减单元512_XA和512_YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于在时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，将调制信号B的似然性最低的2比特和调制信号A的比特作为不确定比特，求候补信号点。

也就是说，对于调制信号B，在b0’和b1’中将其否定值nb0’和nb1’也设为候补信号点，并对于调制信号A，将从“0、0、0、0”到“1、1、1、1”设为候补信号点。具体而言，信号点削减单元512_XA和512_YA求

(a0，a1，a2，a3，b0，b 1，b2，b3)＝

(1，1，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，0，0，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，0，0，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，0，1，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，0，1，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，1，0，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，1，0，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，1，1，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(0，1，1，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，0，0，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，0，0，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，0，1，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，0，1，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，1，0，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，1，0，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(1，1，1，0，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)

的共64点的候补信号点(图27(B))。另外，考虑到运算规模和接收质量等，将否定值用于b0’和b1’的2比特。

由信号点削减单元516_XB和516_YB进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法也是同样的。具体说明如下。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本例中，基于在时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，将调制信号A的似然性最低的2比特和调制信号B的比特作为不确定比特，求候补信号点。

也就是说，对于调制信号A，在a1’和a2’中将其否定值na1’和na2’也设为候补信号点，并对于调制信号B，将从“0、0、0、0”到“1、1、1、1”设为候补信号点。具体而言，信号点削减单元516_XB和516_YB求

(a0，a1，a2，a3，b0，b1，b2，b3)＝

(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，na1’，na2’，a3’，0，0，0，0)、(a0’，na1’，na2’，a3’，0，0，0，1)、(a0’，na1’，na2’，a3’，0，0，1，0)、

(a0’，na1’，na2’，a3’，0，0，1，1)、(a0’，na1’，na2’，a3’，0，1，0，0)、(a0’，na1’，na2’，a3’，0，1，0，1)、

(a0’，na1’，na2’，a3’，0，1，1，0)、(a0’，na1’，na2’，a3’，0，1，1，1)、(a0’，na1’，na2’，a3’，1，0，0，0)、

(a0’，na1’，na2’，a3’，1，0，0，1)、(a0’，na1’，na2’，a3’，1，0，1，0)、(a0’，na1’，na2’，a3’，1，0，1，1)、

(a0’，na1’，na2’，a3’，1，1，0，0)、(a0’，na1’，na2’，a3’，1，1，0，1)、(a0’，na1’，na2’，a3’，1，1，1，0)、

(a0’，na1’，na2’，a3’，1，1，1，1)

的共64点的候补信号点(图27(B))。

然后，与实施方式1同样地，通过软输出单元520_A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图27(C))。然后，通过软输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524_B计算调制信号B的软判定值(图27(D))。

由此，通过与实施方式1的变形例3的比较可知(在实施方式1中，每个调制信号的候补信号点数为80个，而本实施方式中为64个)，能够进一步减少候补信号点，所以能够进一步减少运算规模。

另外，在本实施方式中，以将1比特或2比特设为不确定的比特的情况为例进行了说明，但是并不限于此。例如，也可以像实施方式2那样以调制信号为单位来实施。

另外，发送天线数，接收天线数以及调制信号数并不限于本实施方式的例子，而且调制方式也并不限于本实施方式的例子。如果进行像本实施方式的信号处理，则调制信号数越多，调制阶数越大，运算规模的削减效果越大。

另外，用于首次解码的调制信号并不限于通过ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波来获得，也可以例如通过逆矩阵运算、MLD(Maximum Likelihood Detection)以及进行了简化的MLD进行的检波来获得。例如，如果将在实施方式6、7、9和10中说明的方法适用于分离单元2202，则进一步改善接收质量。

另外，不仅限于单载波方式，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式时，本实施方式也能够获得同样的效果。

(实施方式4)

在本实施方式中，进一步详细地说明在实施方式1～3示出的多天线接收装置中的信号处理的步骤。

图28表示图4所示的多天线接收装置300的信号处理单元309的信号处理的步骤。在以下的说明中，特别地，与图6所示的结构相关联地说明图28中的信号处理的步骤。另外，采用图16所示的结构的情况的步骤也同样。

信号处理单元309在步骤ST1A中进行调制信号A的第一次软判定。通过软输出单元506_A和解码单元528_A进行该处理。其结果，获得解码数据529_A。

在步骤ST2B中，利用在步骤ST1A中获得的解码数据529_A，进行用于调制信号B的第二次软判定的信号点削减处理。由信号点削减单元516和518进行该处理。

同样地，信号处理单元309在步骤ST1B中进行调制信号B的第一次软判定。通过软输出单元506_B和解码单元528_B进行该处理。其结果，获得解码数据529_B。

在步骤ST2A中，利用在步骤ST1B中获得的解码数据529_B，进行用于调制信号A的第二次软判定的信号点削减处理。由信号点削减单元512和514进行该处理。

在步骤ST3A中，利用在步骤ST2A中的信号点削减处理获得的候补信号点进行第二次软判定，从而获得调制信号A的数字信号。通过软输出单元520_A、522_A和解码单元528_A进行该处理。

同样地，在步骤ST3B中，利用在步骤ST2B中的信号点削减处理获得的候补信号点进行第二次软判定，从而获得调制信号B的数字信号。通过软输出单元524_B、526_B和解码单元528_B进行该处理。

对于以步骤ST4A、ST5A…、步骤ST4B、步骤ST5B所示的关于第三次以后的软判定的处理，其为与步骤ST2A、ST3A同样的处理以及与步骤ST2B、ST3B同样的处理的重复。通过反复进行这些处理，能够获得最终的调制信号A和调制信号B的数字信号。

在图29是表示本实施方式的解码的处理步骤的示意图。调制信号A、调制信号B的一帧是由多个码元构成的。首先进行相当于一帧部分的第一次纠错。然后，反映第一次纠错结果进行状态数削减(候补信号点的削减)，再进行第二次的相当于一帧部分的纠错。这样，在反映(n-1)次的纠错结果进行状态数削减之后，进行第n次的相当于一帧部分的纠错。

在图30表示在图4的信号处理单元309中进行了实施方式1或实施方式3的动作时的接收特性(载波功率与噪声功率之比(C/N)与比特差错率的关系)的仿真的结果。从图中可知，调制信号A(图30A)和调制信号B(图30B)的接收质量都随着迭代解码次数的增加而提高。但是，并不是使次数增多就好，到某个程度的次数之后接收质量的改善效果就会饱和。并且，调制信号A和B的接收质量在调制方式相同的时候是相同的。

在图28中说明了对各个调制信号并行地进行软判定解码，使用其它调制信号的软判定解码结果来削减自调制信号的候补信号点的方法，以下说明对各个调制信号交替地进行软判定解码，使用其它调制信号的软判定解码结果来削减自调制信号的候补信号点的方法。通过采用该方法，因为能够减少对信号点削减采用迭代技术时的运算次数，从而能够进一步简化电路结构。

图31表示该方法的信号处理的步骤。在以下的说明中，特别地，与图6所示的结构相关联地说明图31中的信号处理的步骤。

在图31所示的信号处理的步骤中，仅对调制信号A进行第一次判定(ST1A)。也就是说，不对调制信号B进行第一次判定。

在步骤ST2B中，利用在步骤ST1A中获得的解码数据529_A，进行在调制信号B的第二次软判定中的信号点削减处理。在步骤ST3B中，利用在步骤ST2B中的信号点削减处理获得的候补信号点进行第二次软判定，从而获得调制信号B的数字信号。另外，这里为了与图28的比较而称为“第二次”，但是对于调制信号B而言是初次的信号点削减以及软判定处理。这样，仅对调制信号B进行为第二次软判定的信号点削减处理以及第二次软判定处理，而不对调制信号A进行。

在步骤ST4A中，利用在步骤ST3B中获得的解码数据529_B，进行用于调制信号A的第三次软判定的信号点削减处理。在步骤ST5A中，利用在步骤ST4A中的信号点削减处理获得的候补信号点进行第三次软判定，从而获得调制信号A的数字信号。另外，这里为了与图28的比较而称为“第三次”，但是对于调制信号A而言是初次的信号点削减以及软判定处理。这样，仅对调制信号A进行为第三次软判定的信号点削减处理以及第三次软判定处理，而不对调制信号B进行。

在第三次软判定以后也重复进行同样的处理。

这样，如果采用如图31所示的处理步骤，在迭代解码中交替地获得调制信号A的数字信号和调制信号B的数字信号。在图6和图16中，采用了分别与调制信号A和调制信号B对应地包括信号点削减单元、软输出单元和解码单元的结构，如果进行这里所述的处理步骤，则能够由调制信号A和调制信号B共享信号点削减单元、软输出单元和解码单元，所以能够进一步削减运算规模和电路规模。

在图32表示在图4的信号处理单元309中进行了在图31说明过的处理步骤时的接收特性(载波功率与噪声功率之比(C/N)与比特差错率的关系)的仿真的结果。从此图中可得知，即使在对各个调制信号交替地进行软判定解码的情况下，也能够获得与对各个调制信号并行地进行软判定解码时同样的差错率特性良好的接收数据。另外，调制信号A(图32A)和调制信号B(图32B)的接收质量也都是随着迭代解码次数的增加而提高，但并不是单纯地增加次数就好，到某个程度的次数之后接收质量的改善效果就会饱和。

(实施方式5)

在上述的实施方式中，示出了图6、图15和图16所示的结构作为图4中的多天线接收装置的信号处理单元309的结构，在本实施方式示出在分离前(例如，在图6中的分离单元504的前级端)进行QR分解的方法。由此，能够进一步削减电路规模。

以下说明其实施方法的一例。如上所述，在从多天线发送装置发送两个调制信号，多天线接收装置用两个天线接收到时，式(1)的关系成立。这里，将式(1)所示的式的矩阵表示为H。在QR分解中，使用单位(unitary)列Q获得上三角矩阵R。此时，由下式表示R。

R = QH

= (\begin{matrix} r_{11} & r_{12} \\ 0 & r_{22} \end{matrix})

…(式3)

然后，将矩阵Q的复数共轭转置矩阵Q^H与式(1)的接收信号进行乘法运算，以下的关系式成立。

(\begin{matrix} Z_{1} \\ Z_{2} \end{matrix}) = Q^{H} Rx = R (\begin{matrix} {Tx}_{a} \\ {Tx}_{b} \end{matrix})

…(式4)

在图33中的QR分解单元3201进行上述的运算。图33中的QR分解单元3201将调制信号A的信道变动估计信号501_A和502_A、调制信号B的信号变动估计信号501_B和502_B、基带信号503_X、基带信号503_Y作为输入，并进行QR分解，从而获得信号Z₁(503_X_M)、信号Z₂(503_Y_M)、信号r₁₁(501_A_M)、信号r₁₂(501_B_M)、0(502_A_M)、以及信号r₂₂(502_B_M)，并将它们输出。

使用图33中的QR分解后的信号501_A_M、502_A_M、501_B_M、502_B_M、503_X_M以及503_Y_M来代替图6、图15和图16所示的信号处理单元中的信号501_A、502_A、501_B、502_B、503_X以及503_Y、从而使图6、图15和图17中的信号处理单元动作。

通过这样处理，由于式(4)的矩阵R为上三角矩阵，所以能够简化图6、图15和图16中的信号点削减单元和软输出单元的运算，其结果能够削减电路规模。

但是，作为候补信号点的削减方法，优选使用在实施方式1、实施方式2和实施方式3中说明过的方法。

接着，在图34中表示适用QR分解时的、与上述的结构不同的结构例。图34所示的存储单元3303相当于图6、图15和图16中的存储单元508。

QR分解单元3301通过QR分解进行下式的变形。

(\begin{matrix} Z_{1} \\ Z_{2} \end{matrix}) = Q_{X}^{H} {Rx}_{X} = R_{X} (\begin{matrix} {Tx}_{a} \\ {Tx}_{b} \end{matrix})

…(式5)

存储单元3303存储式(5)中的Z₁、Z₂和矩阵R_X的值。

QR分解单元3302通过QR分解进行下式的变形。

(\begin{matrix} Z_{1} \\ Z_{2} \end{matrix}) = Q_{Y}^{H} {Rx}_{Y} = R_{Y} (\begin{matrix} {Tx}_{b} \\ {Tx}_{a} \end{matrix})

…(式6)

存储单元3303存储式(6)中的Z₁、Z₂和矩阵R_Y的值。

其中，在式(5)和式(6)中，设Rx_X＝(Tx_a，Tx_b)^T、Rx_Y＝(Tx_b，Tx_a)^T。

然后，当在图6、图15和图16所示的信号点削减单元中利用调制信号B的解码数据进行信号点削减时(即，削减调制信号A的候补信号点时)，提取在存储单元3303中的关于式(5)的值(即，在图中的参考标号中附有“_R”的信号)，进行信号点削减。然后，使用进行了削减后的候补信号点，获得调制信号A的软输出。

而且，当利用调制信号A的解码数据进行信号点削减时(即，削减调制信号B的候补信号点时)，提取在存储单元3303中的关于式(6)的值(即，在图中的参考标号中附有“_S”的信号)，进行信号点削减。然后，使用进行了削减后的候补信号点，获得调制信号B的软输出。

通过这样处理，能够容易地获得各个调制信号的软输出，从而能够削减电路规模。

如上所述，根据本实施方式，利用QR分解使式(1)的关系式变形之后再进行分离处理和信号点削减处理，所以能够削减候补信号点的运算规模和软输出的运算规模。

另外，在本实施方式中以发送调制信号数为两个的情况为例进行了说明，但是并不限于此。

另外，在本实施方式中，对将QR分解适用于如实施方式1～3说明过的、使用自调制信号以外的第i-1次迭代解码结果的一部分来削减自调制信号的候补信号点，并基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方对自调制信号进行解码的方法的情况进行了说明，但是本实施方式所示出的通过QR分解的运算规模的削减方法可以广泛适用于使用自调制信号以外的第i-1次迭代解码结果来削减自调制信号的候补信号点，并基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方来对自调制信号进行解码的方法。

在图35表示可适用在本实施方式中说明过的通过QR分解的运算规模的削减方法的、使用自调制信号以外的第i-1次迭代解码结果来削减自调制信号的候补信号点，并基于进行了削减后的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方对自调制信号进行解码的方法的处理步骤。

首先，使用第i-1次的调制信号B的所有的解码结果(b0’、b1’、b2’、b3’)进行用于调制信号A的信号点削减处理。而且，使用第i-1次的调制信号A的所有的解码结果(b0’、b1’、b2’、b3’)进行用于调制信号B的信号点削减处理(图35(B))。

由此，用于调制信号A的候补信号点数为16个，而且用于调制信号B的候补信号点数也为16个。然后，求用于调制信号A的候补信号点与接收点之间的欧几里德距离的平方，并求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图35(C))。然后，计算出调制信号A的软判定值，并计算出调制信号B的软判定值(图35(D))。

另外，使用QR分解的场所并不限于本实施方式中所示的场所，只要利用满足式(1)所示的关系式的事实而进行信号处理，在任何场所都可以进行QR分解。QR分解的使用本身并不影响本发明的本质，关键在于，在本实施方式提出的是，在适当的场所进行QR分解，可以削减运算规模。另外，也可以不使用QR分解而使用其它单位矩阵来进行变换。

(实施方式6)

在实施方式1～5中示出了使用自调制信号以外的调制信号的迭代解码结果(软判定结果)的一部分来削减自调制信号的候补信号点的方法，在本实施方式中，示出使用自调制信号以外的调制信号的分离处理结果(硬判定结果)的一部分来削减自调制信号的候补信号点的方法。

在对与图6对应的部分标注相同的附图标号表示的图36中，表示本实施方式的信号处理单元3500的结构例。以下以调制方式为16QAM的情况为例进行说明。

分离单元504进行线性运算，例如对式(1)进行ZF或MMSE运算，从而获得调制信号A的基带信号505_A和调制信号B的基带信号505_B。

硬判定单元3501_A通过将调制信号A的基带信号505_A作为输入，并进行硬判定，从而获得调制信号A的4比特的数据3502_A。同样地，硬判定单元3501_B通过将调制信号B的基带信号505_B作为输入，并进行硬判定，从而获得调制信号B的4比特的数据3502_B。

延迟单元3503使所输入的各个信号延迟相当于分离单元504和硬判定单元3501_A、3501_B的处理时间量，并将进行了延迟的各个信号输出。

信号点削减单元512_XA、512_YA、514_XA和514_YA将调制信号B的4比特的数据3502_B作为输入，与实施方式1同样地将4比特中的仅一部分比特处理为决定比特，进行候补信号点的削减处理。

同样地，信号点削减单元516_XB、516_YB、518_XB和518_YB将调制信号A的4比特的数据3502_A作为输入，与实施方式1同样地将4比特中的仅一部分比特处理为决定比特，进行候补信号点的削减处理。

对于其它部分，进行与在图6中说明过的处理同样的处理。

如上所述，在本实施方式中，不是由迭代解码而是由利用了线性运算的检波所获得的比特数据进行信号点削减，获得软输出。具体而言，使用自调制信号以外的硬判定结果的一部分来削减候补信号点，基于候补信号点与接收信号点求分支度量(branch metric)并进行解码。由此，与仅通过线性运算获得软输出的方法相比，能够得到高质量的软输出结果，能够提高纠错后的数据的差错率特性。

在对与图36对应的部分标注相同的附图标号表示的图37中，表示本实施方式的信号处理单元的其它的结构例。图36和图37的关系与在实施方式1中说明过的图6和图16的关系同样。也就是说，图37的结构为，通过有效利用在硬判定单元3501_A和3501_B得到的数据3502_A和3502_B的否定值，能够削减信号点削减单元的电路规模的结构。因此，在图16中输入到信号点削减单元512_XA、512_YA、516_XB和516_YB的数据为迭代解码结果，相对于此，在图37的结构中除了输入到信号点削减单元512_XA、512_YA、516_XB和516_YB的数据是图37的情况下通过使用了线性运算进行检波而获得的信号的硬判定结果的数据之外，进行与图16同样的处理，所以省略详细说明。

另外，不言而喻，在实施方式5中示出的QR分解也可以适用于本实施方式的结构。

另外，在本实施方式中，以调制方式为16QAM的情况为例进行了说明，但是与实施方式1同样地并不限于此。另外，以发送天线数为两个、调制信号数为两个、接收天线数为两个的情况为例进行了说明，当并不限于此。例如，在发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的情况下，也同样可以实施。例如，在将本实施方式的处理适用于以发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的例子说明过的实施方式2中的情况下，对图23中的分离单元2202的输出进行硬判定，使用其硬判定值进行与在实施方式2中说明过的处理同样的信号点削减处理即可。对于其它的天线数，基本上可通过进行与本实施方式同样的动作来对应。

另外，在本实施方式中以由分离单元504进行线性运算的情况为例进行了说明，但是并不限于此，例如，对于使用了以MLD或削减了运算(电路)规模的MLD为基本的检波方法等的结构，也同样可以实施。

本实施方式的要点在于，像在分离单元504和硬判定单元3501_A、3501_B中的处理那样，通过进行检波和硬判定来估计接收比特，并使用其结果进行信号点削减，获得软值并进行解码。

因此，也可以适用于通过非专利文献4和非专利文献5中所记载的、利用了排序和部分比特判定的似然判定方法来估计接收比特，并使用其结果进行信号点削减，获得软值并进行解码的方法。

也就是说，本实施方式的结构和方法可以广泛适用于通过硬判定估计接收比特，进而使用其硬判定值生成软值的方法。

(实施方式7)

在本实施方式中，说明组合实施方式1和实施方式3的候补信号点生成方法，从而能够兼顾差错率特性的提高和装置结构的简化的候补信号点生成方法。

在本实施方式中，作为一例，说明在图4中的多天线接收装置300的信号处理单元309采用图16所示的结构时的、候补信号点的生成方法。

图38表示在调制方式为16QAM情况下的、在时刻t、第i次迭代解码时的信号点削减以及解码的步骤。在以下的说明中，设由解码单元528A的、在时刻t、第i-1次的解码获得的调制信号A的估计比特为(a0’，a1’，a2’，a3’)，并设由解码单元528_B获得的调制信号B的估计比特为(b0’，b1’，b2’，b3’)。

首先，信号处理单元1500求a0’的否定值na0’(在a0’＝1时na0’＝0，在a0’＝0时na0’＝1)、a1’的否定值na1’、a21’的否定值na2’、a3’的否定值na3’、b0’的否定值nb0’、b1’的否定值nb1’、b2’的否定值nb2’以及b3’的否定值nb3’(图38(A))。

另外，在调制信号A的估计比特(a0’，a1’，a2’，a3’)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图38(E))。这里，设最不确定的比特为a3’。同样地，在调制信号B的估计比特(b0’，b1’，b2’，b3’)中，根据各个比特的对数似然比，检测似然性最低(即不确定)的比特(图38(E))。这里，设最不确定的比特为b0’。

下面说明由信号点削减单元512_XA和512_YA进行的、在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的信号点削减方法。在调制方式为16QAM时，存在256个候补信号点。在本实施方式中，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，求候补信号点。

具体说明如下。首先，与实施方式1同样地，基于时刻t、第i-1次的调制信号B的结果，将调制信号B的数据决定为(b0’，b1’，b2’，b3’)、(nb0’，b1’，b2’，b3’)、(b0’，nb1’，b2’，b3’)、(b0’，b1’，nb2’，b3’)、以及(b0’，b1’，b2’，nb3’)的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、a1、a2、a3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求

(a0、a1、a2、a3、b0、b1、b2、b3)＝

(1，1，1，1，b0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，nb1’，b2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，1，1，1，b0’，b1’，b2’，nb3’)

的共80个候补信号点。另外，在本例中，考虑到运算规模和接收质量等，设否定值为b3’的1比特。

另外，除了这80点的候补信号点，还通过以下决定方法的组合求候补信号点：在(b0’，b1’，b2’，b3’)中只将1比特设为不确定的(nb0’，b1’，b2’，b3’)、(b0’，nb1’，b2’，b3’)、(b0’，b1’，nb2’，b3’)、(b0’，b1’，b2’，nb3’)的四组的调制信号B的决定方法，以及基于各个比特的对数似然比决定的调制信号B的似然性最低的比特为b0’的事实，进而将调制信号B的似然性最低的1比特的b0’设为不确定的决定方法。

因此，通过将否定值nb0’用于b0’，从而相当于追加决定(nb0’，nb1’，b2’，b3’)、(nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(nb0’，b1’，b2’，nb3’)的三组的候补信号点作为调制信号B的数据。因此，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号A的数据a0、a1、a2、a3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，追加地求

(a0、a1、a2、a3、b0、b1、b2、b3)＝

(1，1，1，1，nb0’，nb1’，b2’，b3’)、

(0，0，0，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，0，0，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，0，1，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、

(0，0，1，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，1，0，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，1，0，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、

(0，1，1，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(0，1，1，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，0，0，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，0，0，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，0，1，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，0，1，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，1，0，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，1，0，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、(1，1，1，0，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、

(1，1，1，1，nb0’，b1’，nb2’，b3’)、

(0，0，0，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，0，0，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，0，1，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、

(0，0，1，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，1，0，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，1，0，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、

(0，1，1，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(0，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，0，0，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、

(1，0，0，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，0，1，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，0，1，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、

(1，1，0，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，1，0，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、(1，1，1，0，nb0’，b1’，b2’，nb3’)、

(1，1，1，1，nb0’，b1’，b2’，nb3’)

的共48个候补信号点。也就是说，由信号点削减单元512_XA和512_YA，求80+48＝128点的候补信号点(图38(B))。

同样地，说明在时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的信号点削减方法。在本实施方式中，基于时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，求候补信号点。

具体说明如下。首先，与实施方式1同样地，基于时刻t、第i-1次的调制信号A的结果，将调制信号A的数据决定为(a0’，a1’，a2’，a3’)、(na0’，a1’，a2’，a3’)、(a0’，na1’，a2’，a3’)、(a0’，a1’，na2’，a3’)、以及(a0’，a1’，a2’，na3’)的五组。此时，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据b0、b1、b2、b3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，求

(a0、a1、a2、a3、b0、b1、b2、b3)＝

(a0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，0，0，1，1)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，1，0，0)、(na0’，a1’，a2’，a3’，0，1，0，1)、

(na0’，a1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，na1’，a2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，a3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，a2’，na3’，1，1，1，1)

的共80个候补信号点。

另外，除了这80点的候补信号点，还通过以下决定方法的组合求候补信号点：在(a0’，a1’，a2’，a3’)中只将1比特设为不确定的(na0’，a1’，a2’，a3’)、(a0’，na1’，a2’，a3’)、(a0’，a1’，na2’，a3’)、(a0’，a1’，a2’，na3’)的四组的调制信号A的决定方法，以及基于对数似然比的比较，调制信号A的似然性最低的比特为a3’的事实，进而将调制信号A的似然性最低的1比特的A3’设为不确定的决定方法。

因此，追加地决定(na0’，a1’，a2’，na3’)、(a0’，na1’，a2’，na3’)、(a0’，a1’，na2’，na3’)的三组的候补信号点作为调制信号A的数据。因此，由于时刻t、第i次迭代解码时的调制信号B的数据b0、b1、b2、b3未决定，所以作为时刻t、第i次迭代解码时的候补信号点，追加地求

(a0、a1、a2、a3、b0、b1、b2、b3)＝

(na0’，a1’，a2’，na3’，0，0，0，0)、(na0’，a1’，a2’，na3’，0，0，0，1)、(na0’，a1’，a2’，na3’，0，0，1，0)、

(na0’，a1’，a2’，na3’，0，0，1，1)、(na0’，a1’，a2’，na3’，0，1，0，0)、(na0’，a1’，a2’，na3’，0，1，0，1)、

(na0’，a1’，a2’，na3’，0，1，1，0)、(na0’，a1’，a2’，na3’，0，1，1，1)、(na0’，a1’，a2’，na3’，1，0，0，0)、

(na0’，a1’，a2’，na3’，1，0，0，1)、(na0’，a1’，a2’，na3’，1，0，1，0)、(na0’，a1’，a2’，na3’，1，0，1，1)、

(na0’，a1’，a2’，na3’，1，1，0，0)、(na0’，a1’，a2’，na3’，1，1，0，1)、(na0’，a1’，a2’，na3’，1，1，1，0)、

(na0’，a1’，a2’，na3’，1，1，1，1)、

(a0’，na1’，a2’，na3’，0，0，0，0)、(a0’，na1’，a2’，na3’，0，0，0，1)、(a0’，na1’，a2’，na3’，0，0，1，0)、

(a0’，na1’，a2’，na3’，0，0，1，1)、(a0’，na1’，a2’，na3’，0，1，0，0)、(a0’，na1’，a2’，na3’，0，1，0，1)、

(a0’，na1’，a2’，na3’，0，1，1，0)、(a0’，na1’，a2’，na3’，0，1，1，1)、(a0’，na1’，a2’，na3’，1，0，0，0)、

(a0’，na1’，a2’，na3’，1，0，0，1)、(a0’，na1’，a2’，na3’，1，0，1，0)、(a0’，na1’，a2’，na3’，1，0，1，1)、

(a0’，na1’，a2’，na3’，1，1，0，0)、(a0’，na1’，a2’，na3’，1，1，0，1)、(a0’，na1’，a2’，na3’，1，1，1，0)、

(a0’，na1’，a2’，na3’，1，1，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，na3’，0，0，0，0)、(a0’，a1’，na2’，na3’，0，0，0，1)、(a0’，a1’，na2’，na3’，0，0，1，0)、

(a0’，a1’，na2’，na3’，0，0，1，1)、(a0’，a1’，na2’，na3’，0，1，0，0)、(a0’，a1’，na2’，na3’，0，1，0，1)、

(a0’，a1’，na2’，na3’，0，1，1，0)、(a0’，a1’，na2’，na3’，0，1，1，1)、(a0’，a1’，na2’，na3’，1，0，0，0)、

(a0’，a1’，na2’，na3’，1，0，0，1)、(a0’，a1’，na2’，na3’，1，0，1，0)、(a0’，a1’，na2’，na3’，1，0，1，1)、

(a0’，a1’，na2’，na3’，1，1，0，0)、(a0’，a1’，na2’，na3’，1，1，0，1)、(a0’，a1’，na2’，na3’，1，1，1，0)、

(a0’，a1’，na2’，na3’，1，1，1，1)

的共48个候补信号点。也就是说，由信号点削减单元516_XB和516_YB，求80+48＝128点的候补信号点(图38(B))。

然后，与实施方式1同样地，通过软输出单元520_A求用于调制信号A的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方，并通过软输出单元524_B求用于调制信号B的候补信号点与接收信号点之间的欧几里德距离的平方(图38(C))。然后，通过软输出单元520_A计算调制信号A的软判定值，并通过软输出单元524_B计算调制信号B的软判定值(图38(D))。

本实施方式的优点在于，与在实施方式1中选择了2比特作为不确定比特的情况相比，本实施方式的求候补信号点的方法能够减少候补信号点数，而与在实施方式1中选择了1比特作为不确定比特的情况相比，能够提高接收质量。

也就是说，根据本实施方式，通过组合了实施方式1和实施方式3的候补信号点的生成方法，能够抑制候补信号点数的增加并改善接收质量。

另外，组合实施方式1和实施方式3的候补信号点的生成方法的方式，并不限于在本实施方式中说明过的方式。

另外，在本实施方式中说明了在迭代解码时的候补信号点的生成方法(也就是说，信号点削减处理)，但是，本实施方式的信号点削减处理也可以适用于像实施方式6那样基于分离、检波后的调制信号生成候补信号点的方法。此时，基于对各个比特求出的例如平方欧几里德距离与噪声方差，来定义各个比特的似然即可。

另外，发送天线数，接收天线数以及调制信号数并不限于本实施方式的例子，而且调制方式也并不限于本实施方式的例子。

(实施方式8)

在实施方式6中，示出了使用自调制信号以外的调制信号的分离处理结果(硬判定结果)的一部分来削减自调制信号的候补点的事实，在本实施方式中详细说明与实施方式6相比能够进一步提高接收质量的软值的生成方法。

在对与图6和图36对应的部分标注相同的附图标号表示的图39中，表示本实施方式的信号处理单元3800的结构例。以下以调制方式为16QAM的情况为例进行说明。

MLD单元3801通过对式(1)进行非专利文献2和3所示的MLD处理，求候补信号点与接收点之间的欧几里德距离，并输出欧几里德距离信息信号3802。

硬判定单元3501将欧几里德距离信息信号3802作为输入，并进行硬判定，从而获得调制信号A的4比特的数据3502_A以及调制信号B的4比特的数据3502_B。

软值生成单元3803将欧几里德距离信息信号3802作为输入，例如使用非专利文献6所述的Max-log(最大对数)近似对每个比特计算软值，从而输出调制信号A的MLD中的软值3804_A以及调制信号B的MLD中的软值3804_B。关于细节，可以参照非专利文献7。

延迟单元3503使所输入的各个信号延迟与MLD单元3801和硬判定单元3501的处理时间相应的时间，并将进行了延迟后的各个信号输出。

信号点削减单元512_XA、512_YA、514_XA和514_YA将调制信号B的4比特的数据3502_B作为输入，与实施方式1同样地将4比特中的仅一部分比特处理为决定比特，从而进行候补信号点的削减处理。

同样地，信号点削减单元516_XB、516_YB、518_XB和518_YB将调制信号A的4比特的数据3502_A作为输入，与实施方式1同样地将4比特中的仅一部分比特处理为决定比特，进行候补信号点的削减处理。另外，也可以像实施方式5中说明的那样，决定4比特并进行候补信号点处理。

软值生成单元3805_A将第一软判定值信号521_A和第二软判定值信号523_A作为输入，输出调制信号A的通过信号点削减进行检波而得到的软值3806_A。同样地，软值生成单元3805_B将第一软判定值信号525_B和第二软判定值信号527_B作为输入，输出调制信号B的通过信号点削减进行检波而得到的软值3806_B。

软值合成单元3807_A通过将调制信号A的MLD中的软值3804_A以及调制信号A的通过信号点削减进行检波而得到的软值3806_A作为输入，并例如在对数轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号A的软值3808_A。同样地，软值合成单元3807_B通过将调制信号B的MLD中的软值3804_B以及调制信号B的通过信号点削减进行检波而得到的软值3806_B作为输入，并例如在对数轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号B的软值3808_B。

通过这样处理，与实施方式6相比，将通过不同的检波(换言之，不同的判定方法)生成的软值进行合成，从而能够获得由检波产生的分集增益，其结果能够改善接收质量。

在对图6、图36和图39对应的部分标注相同的附图标号表示的图40中，表示信号处理单元的其它结构例。图39和图40的关系与在实施方式1中说明过的图6和图16的关系同样。也就是说，图40中的信号处理单元3900的结构为，通过有效利用在硬判定单元3501得到的数据3502_A和3502_B的否定值，能够削减信号点削减单元的电路规模的结构。对于该否定值，既可以由硬判定单元3501计算，也可以由信号点削减单元计算。由于在实施方式1中已经说明了否定值的计算方法以及使用该否定值的信号点削减方法，所以这里省略其说明。

在图16中输入到信号点削减单元512_XA、512_YA、516_XB和516_YB的数据为迭代解码结果，相对于此，在图40的结构中除了输入到信号点削减单元512_XA、512_YA、516_XB和516_YB的数据是通过使用了线性运算进行检波所获得的信号的硬判定结果的数据之外，与图16为同样的结构。

软值合成单元3807_A通过将软值521_A以及调制信号A的MLD中的软值3804_A作为输入，并例如在对数轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号A的软值3808_A。同样地，软值合成单元3807_B通过将软值525_B以及调制信号B的MLD中的软值3804_B作为输入，并例如在对数轴上对它们进行加法运算，从而输出调制信号B的软值3808_B。

通过这样处理，与实施方式6相比，将通过不同的检波而生成的软值进行合成，从而能够获得通过检波产生的分集增益，其结果能够改善接收质量。

另外，不言而喻，在实施方式5中示出的QR分解也可以适用于本实施方式的结构。例如，在MLD单元3801的前面插入图33所示的QR分解单元3201，并将延迟单元3503置换为图34所示的结构即可。但是，需要将图34的存储单元3303置换为延迟单元。另外，采用了这样的结构时，设置在MLD单元3801的前面的QR分解单元与取代延迟单元3503而设置的QR分解单元中的一方可以与另一方共用。

另外，在本实施方式中，以调制方式为16QAM的情况为例进行了说明，但是与实施方式1同样地并不限于此。另外，以发送天线数为两个、调制信号数为两个、接收天线数为两个的情况为例进行了说明，当并不限于此。例如，在发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的情况下，也同样可以实施。例如，在将本实施方式的处理适用于以发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的例子说明过的实施方式2的情况下，在图23中，通过分离单元2202的分离处理上采用MLD来生成MLD中的第一软值，并且基于通过MLD求出的判定值进行信号点削减来求第二软值，合成这些第一和第二软值，由此同样地可以实施。

作为此时的信号点的削减方法的一例，可以考虑在实施方式2中说明过的方法。另外，在图23中基于由解码单元2210_A～2210_D获得的解码结果进行了信号点削减，但是在适用本实施方式的处理时的与图23不同之处在于，基于通过MLD求出的判定值进行信号点削减。

本实施方式的要点在于，合成通过MLD求出的第一软值与第二软值并进行解码，所述第二软值为通过基于MLD的判定结果进行候补信号点的削减，并使用进行了削减后的候补信号点而求出的软值。

另外，进一步扩展来考虑时，本实施方式的特征在于，合成通过两种不同的检波方法生成的软值，并进行解码。通过这样处理，能够得到通过检波产生的分集增益，从而能够提高接收质量。本实施方式描述了如下一例：使用第一软值生成方法和第二软值生成方法，合成通过互不相同的方法生成出的软值并进行解码，从而改善接收质量，所述第一软值生成方法使用通常的MLD生成第一软值，而所述第二软值生成方法使用MLD并以与第一软值不同的方法生成第二软值。

(实施方式9)

在实施方式8中说明了如图39和图40所示在信号处理单元中使用了MLD的情况，在本实施方式中详细说明适用使用了QR分解的MLD(削减了电路规模的MLD)的情况。

如上所述，在从多天线发送装置发送两个调制信号，多天线接收装置用两个天线接收到时，式(1)的关系成立。这里，将式(1)所示的式的矩阵表示为H。在QR分解中，使用单位列Q获得上三角矩阵R。此时，由上述式(3)表示上三角矩阵R。另外，将矩阵Q的复数共轭转置矩阵Q^H与式(1)的接收信号进行乘法运算，则上述式(4)的关系式成立。

图41表示使用了QR分解的MLD的结构的一例。在图41中，对于进行与图33相同动作的部分附上相同的附图标号。图41中的QR分解单元3201通过将调制信号A的信道变动估计信号501_A和502_A、调制信号B的信号变动估计信号501_B和502_B、基带信号503_X、基带信号503_Y作为输入，并进行QR分解，从而获得信号Z₁(503_X_M)、信号Z₂(503_Y_M)、信号r₁₁(501_A_M)、信号r₁₂(501_B_M)、0(502_A_M)、以及信号r₂₂(502_B_M)，并将它们输出。

第一级(stage)软值计算单元4001将信号Z₂(503_Y_M)、0(502_A_M)和信号r₂₂(502_B_M)作为输入，从信号r₂₂(502_B_M)计算候补信号点，并求信号Z₂(503_Y_M)与候补信号点之间的距离。由此，为了削减在第二级软值计算单元4003中的运算规模，进行候补信号点的收缩。例如，在调制方式为16QAM时，存在16个候补信号点，第一级软值计算单元4001将第二级软值计算单元4003的计算对象的候补信号点例如收缩为8点，从而削减第二级软值计算单元4003的运算量。

作为这种方法，有非专利文献8所述的方法和球形解码(sphere decoding，例如，参照非专利文献9)等。不进行候补信号点的收缩的MLD，如实施方式8所述。

这样，第一级软值计算单元4001计算信号4002，并将其输出到第二级软值计算单元4003，所述信号4002为关于相对于作为对象的候补信号点的欧几里德距离的信息以及对象候补信号点的信息的信号。

在非专利文献8中，根据各个调制信号的接收功率，更换QR分解的方法(例如，在式(5)或式(6)中的行的替换)，在本实施方式中也可以适用上述操作。

例如，在调制信号A的接收功率大于调制信号B的接收功率的情况下，进行式(5)的QR分解，而在调制信号A的接收功率小于调制信号B的接收功率的情况下，进行式(6)的QR分解。然后，计算第一级软值和第二级软值即可。

另外，作为收缩候补信号点的其它方法，也可以利用非专利文献4和非专利文献5所述的16QAM、64QAM的部分比特判定方法。

第二级软值计算单元4003将信号Z₁(503_X_M)、信号r₁₁(501_A_M)、信号r₁₂(501_B_M)和信号4002作为输入，使用信号r₁₁和r₁₂计算属于进行了收缩的候补信号点的候补信号点，求该候补信号点与信号Z₁之间的欧几里德距离，并将其输出作为欧几里德距离信息信号4004。

在本实施方式中，提出通过将在实施方式6中说明过的图36和图37的分离单元504置换为图41所示的结构来生成软值，并进行解码的方法。另外，还提出通过将在实施方式9中说明过的图39和图40的MLD3801置换为图41所示的结构来生成软值，并进行解码的方法。由此，与通过使用了QR分解的MLD单独生成软值的情况相比，能够改善接收质量，并与通过通常的MLD生成软值的情况相比，能够削减运算规模。

另外，不言而喻，在实施方式5中示出的QR分解也可以适用于本实施方式的结构。例如，将延迟单元3503置换为图34所示的结构即可。但是，需要将图34中的存储单元3303置换为延迟单元。另外，采用了这样的结构时，图41的QR分解单元与取代延迟单元3503而设置的QR分解单元中的一方可以与另一方共享。

另外，在本实施方式中，以调制方式为16QAM的情况为例进行了说明，但是与实施方式1同样地并不限于此。另外，以发送天线数为两个、调制信号数为两个、接收天线数为两个的情况为例进行了说明，当并不限于此。例如，在发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的情况下，也同样可以实施。例如，在将本实施方式的处理适用于以发送天线数为四个、调制信号数为四个、接收天线数为四个的例子说明过的实施方式2的情况下，在图23中，分离单元2202的分离处理上采用使用了QR分解的MLD，基于通过使用了QR分解的MLD求出的判定值进行信号点削减，同样地可以实施。

另外，不言而喻，在本实施方式中说明过的使用了QR分解的MLD也可以适用于在实施方式8说明过的结构。也就是说，也可以通过使用了QR分解的MLD求软值，并使用该软值进行信号点削减来求软值，合成这些软值。通过这样处理，能够进一步改善接收质量。作为此时的信号点的削减方法的一例，可以考虑在实施方式2中说明过的方法。另外，在图23中，基于由解码单元2210_A～2210_D获得的解码结果进行了信号点削减，但是与图23不同之处在于，在适用本实施方式的处理时，基于通过使用了QR分解的MLD求出的判定值进行信号点削减。

(实施方式10)

在本实施方式中，详细说明在实施方式1至9说明过的接收装置中，能够应对通信对方重发数据的情况的接收装置的结构。另外，在本实施方式中，以在终端安装有在实施方式1至9中说明过的接收装置，而且其通信对方为基站的情况为例进行说明。

图42表示本实施方式中的基站所发送的信号的帧结构的一例。如图42所示，调制信号A和调制信号B使用相同的频带在相同时间被复用发送。但是，控制信息码元4104不被复用发送。

在图42中，信道估计码元4101A和4104B为用于在终端的接收装置估计传播变动(信道变动)的码元。数据码元4102A和4102B为用于数据的发送的码元。CRC(Cyclic Redundancy Check，循环冗余校验)4103A和4103B为用于终端的接收装置判定在数据中是否发生了差错的码元，终端在判断出数据中发生了差错时，请求基站重发数据。控制信息码元4104为用于发送控制信息的码元，所述控制信息例如为数据码元的调制方式的信息、以及表示是否为重发数据的信息等。

图43表示本实施方式中的基站的结构的一例，对与图2对应的部分标注相同标号。

基站4200将由接收天线4201接收到的接收信号4202输入到接收单元4203。接收单元4203对接收信号4202进行解调和解码等规定的接收处理，从而获得接收数据4204。

重发请求检测单元4205提取接收信号4204所包含的重发请求信息4206并将其输出。

数据积蓄单元4207A积蓄数据TA以用于重发，并输出积蓄数据4208A。同样地，数据积蓄单元4207B积蓄数据TB以用于重发，并输出积蓄数据4208B。

数据选择单元4209A将数据TA、积蓄数据4208A和重发请求信息4206作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择数据TA，在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4208A，并将选择出的数据输出作为发送数据101_A。

同样地，数据选择单元4209B将数据TB、积蓄数据4208B和重发请求信息4206作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择数据TB，在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4208B，并将选择出的数据输出作为发送数据101_B。

帧结构信号生成单元109将重发请求信息4206作为输入，基于它来决定调制方式和编码方式。帧结构信号生成单元109将决定的调制方式和编码方式的信息输出到编码单元102_A、102_B和调制单元104_A、104_B作为帧结构信号110。编码单元102_A、102_B和调制单元104_A、104_B中的调制方式和编码方式基于帧结构信号110而被控制。另外，帧结构信号110被发送到终端，终端中的解调方式和解码方式基于帧结构信号110而被控制。

终端的接收装置的整体结构如图4所示。在图44表示与图4的信号处理单元309对应的、本实施方式的信号处理单元的详细结构。在图44，对于与图6对应的部分附上与图6相同的附图标号。在图44中的要点在于，追加了第一软值积蓄单元4301_A、4301_B、以及第二软值积蓄单元4303_A、4303_B。

第一软值积蓄单元4301_A积蓄软值507_A，并输出第一积蓄软值4302_A。同样地，第一软值积蓄单元4301_B积蓄软值507_B，并输出第一积蓄软值4302_B。

第二软值积蓄单元4303_A和4303_B积蓄迭代解码中的软值。这里，一般而言，迭代解码的次数为有限次数。第二软值积蓄单元4303_A积蓄迭代解码次数为最后一次的软值521_A，并将其输出作为第二积蓄软值4304_A。同样地，第二软值积蓄单元4303_B积蓄迭代解码次数为最后一次的软值521_B，并将其输出作为第二积蓄软值4304_B。

解码单元528_A和528_B基于在控制信息4305中所包含的重发请求信息切换解码动作。

具体说明如下。在控制信息4305中表示接收数据不是重发数据时，解码单元528_A进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与此相对，在控制信息4305中表示接收数据是重发数据时，而且在第一次检波时的解码中，解码单元528_A使用软值507_A和第一积蓄软值4302_A进行解码。而且，在迭代解码时，使用软值521_A和第二积蓄软值4304_A进行解码。

这样，通过将在上一次接收时的最后一次的迭代解码所获得的软值4304_A用于重发接收时的解码(即与重发信号合成)，能够提高在重发接收时的迭代解码的收敛速度，从而能够以较少的迭代次数获得差错率特性良好的接收数字数据529_A。

同样地，在控制信息4305中指示接收数据不是重发数据时，解码单元528_B进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与此相对，在控制信息4305中表示接收数据是重发数据时，而且在第一次检波时的解码中，解码单元528_B使用软值507_B和第一积蓄软值4302_B进行解码。而且，在迭代解码时，使用软值521_B和第二积蓄软值4304_B进行解码。

这样，通过将在上一次接收时的最后一次的迭代解码所获得的软值4304_B用于重发接收时的解码(即与重发信号合成)，能够提高在重发接收时的迭代解码的收敛速度，从而能够以较少的迭代次数获得差错率特性良好的接收数字数据529_B。

图45表示终端的发送装置的结构的一例。差错判定单元4402A通过将解码数据4401A(相当于图44中的529_A)作为输入，并基于解码数据4401A中所包含的CRC进行奇偶校验来检测解码数据4401A有无差错，并输出有无差错信息4403A。同样地，差错判定单元4402B通过将解码数据4401B(相当于图44中的529_B)作为输入，并基于解码数据4401A中所包含的CRC进行奇偶校验来检测解码数据4401B有无差错，并输出有无差错信息4403B。

重发请求单元4404将有无差错信息4403A和4403B作为输入，在存在差错时输出表示需要重发请求的信息，而在不存在差错时输出表示无需重发的信息，作为重发请求信息4405。

数据生成单元4407通过将数据4406和重发请求信息4405作为输入，对它们进行调制，并配置在帧中的规定位置，从而生成调制信号4408，并将其输出。发送单元4409通过对调制信号4408进行频带限制、变频和放大等规定的无线处理来获得发送信号4410，并将其输出到天线4411。

在图46表示由图45的发送装置发送的、终端的发送信号的帧结构例。信道估计码元4501为用于基站的接收装置估计传播变动(信道变动)的码元，数据码元4502为用于传输数据的数据码元，重发请求信息码元4503为用于传输重发信息的码元。

图47表示基站与终端之间的通信流程的一例。如图47的<1>所示，基站通过调制信号A发送数据1A，通过调制信号B发送数据1B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据中未发生差错，所以如<2>所示，终端不进行重发请求。

接着，如<3>所示，基站通过调制信号A发送数据2A，通过调制信号B发送数据2B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据中发生了差错，所以如<4>所示，终端进行重发请求。

接着，如<5>所示，基站通过调制信号A重发数据2A，通过调制信号B重发数据2B。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<3>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<3>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，由于在解码数据中未发生差错，所以如<6>所示，终端不进行重发请求。

接着，如<7>所示，基站通过调制信号A发送数据3A，通过调制信号B发送数据3B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据中发生了差错，所以如<8>所示，终端进行重发请求。

接着，如<9>所示，基站通过调制信号A重发数据3A，通过调制信号B重发数据3B。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<7>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，由于在解码数据中发生了差错，所以如<10>所示，终端再次进行重发请求。

接着，如<11>所示，基站通过调制信号A重发数据3A，通过调制信号B重发数据3B。另外，在该重发时，也可以从上上次发送时即<7>时以及从上一次发送时即<9>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7>和<9>中发送过的调制信号中已经获得的软值进行解码。

这样，在重发时，终端例如基于在图47中的<5>中重发的调制信号的接收信号和在<3>中发送的调制信号的接收信号，进行解码。具体而言，对从在<3>中发送的调制信号中获得的对数似然和从在<5>中重发的调制信号获得的对数似然进行加法运算即可。

在本实施方式的接收装置中，重发之前所发送的调制信号的对数似然(即在<3>发送了的调制信号的对数似然)被积蓄在图44所示的第一软值积蓄单元4301_A、4301_B中和第二软值积蓄单元4303_A、4303_B中，所重发的调制信号的对数似然(即在<5>重发了的调制信号的对数似然)被从在图44所示的软输出单元506_A、506_B、520_A和524_B输出。

在对与图44对应的部分标注相同的附图标号表示的图48中，表示本实施方式的信号处理单元的其它的结构例。与图44中的信号处理单元4300相比，图48中的信号处理单元4700省略了在第一和第二软值积蓄单元4301_A、4301_B、4303_A和4303_B中的第一软值积蓄单元4301_A和4301_B，仅包括第二软值积蓄单元4303_A和4303_B。

第二软值积蓄单元4303_A和4303_B具有与图44中说明过的功能同样的功能。也就是说，第二软值积蓄单元4303_A和4303_B积蓄迭代解码中的软值。这里，一般而言，迭代解码的次数为有限次数。第二软值积蓄单元4303_A积蓄迭代解码次数为最后一次的软值521_A，并将其输出作为第二积蓄软值4304_A。同样地，第二软值积蓄单元4303_B积蓄迭代解码次数为最后一次的软值521_B，并将其输出作为第二积蓄软值4304_B。

具体说明如下。在控制信息4305为表示接收数据不是重发数据的信息时，解码单元528_A进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与此相对，在控制信息4305为表示接收数据是重发数据的信息时，在第一次检波时的解码中，解码单元528_B使用软值507_A和第二积蓄软值4304_A进行解码。而且，在迭代解码时，使用软值521_A和第二积蓄软值4304_A进行解码。

同样地，在控制信息4305为表示接收数据不是重发数据的信息时，解码单元528_B进行与在实施方式1至9说明过的解码动作同样的解码动作。与此相对，在控制信息4305为表示接收数据是重发数据的信息时，在第一次检波时的解码中，解码单元528_B使用软值507_B和第二积蓄软值4304_B进行解码。而且，在迭代解码时，使用软值521_B和第二积蓄软值4304_B进行解码。

这样，根据图48所示的结构，由于不需要第一软值积蓄单元，所以与图44所示的结构相比，能够削减电路规模。但是，采用图48所示的结构时，分离单元504可以进行MLD或削减了运算规模的MLD的检波，也就是可以进行以下检波，即，不进行线性运算地求候补信号点的检波。由此，能够使积蓄在第二软值积蓄单元4303_A、4303_B中的软值4304_A、4304_B与从软输出单元506_A、506_B输出的软值507_A、507_B的动态范围一致，能够适当地进行在解码单元528_A、528_B中的解码处理。例如，如果通过分离单元504进行ZF和MMSE等线性运算，由于积蓄在第二软值积蓄单元4303_A、4303_B中的数据不是通过进行线性运算(例如，ZF和MMSE)求出的数据，因此动态范围不一致，难以进行解码处理。

在对与图2和图43对应的部分标注相同的附图标号表示的图49中，表示本实施方式的基站的其它结构例。比较图49所示的基站4800与图43所示的基站4200，它们的重发方法不同。

编码单元102_A通过将发送数据101_A和帧结构信号110作为输入，并基于由帧结构信号110指定的编码方法进行编码，从而获得编码数据4801_A。编码单元102_B也同样获得编码数据4801_B。

删截单元4802_A通过对编码数据4801_A进行删截处理，从而获得奇偶校验序列4803_A和信息序列4804_A，并将它们输出。删截单元4802_B也同样获得奇偶校验序列4803_B和信息序列4804_B，并将它们输出。

数据积蓄单元4805_A积蓄奇偶校验序列4803_A，并输出积蓄数据4806_A。数据积蓄单元4805_B积蓄奇偶校验序列4803_B，并输出积蓄数据4806_B。

数据选择单元4807_A将信息序列4804_A、积蓄数据4806_A和重发请求信息4206作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择信息序列4804_A，在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4806_A，并将选择出的数据输出作为选择数据4808_A。同样地，数据选择单元4807_B将信息序列4804_B、积蓄数据4806_B和重发请求信息4206作为输入，在重发请求信息4206为不表示重发的信息时选择信息序列4804_B，在重发请求信息4206为表示重发的信息时选择积蓄数据4806_B，并将选择出的数据输出作为选择数据4808_B。

图50表示在如图49所示地构成基站时的基站与终端之间的通信流程的一例。如图50的<1>所示，基站通过调制信号A发送数据1A，通过调制信号B发送数据1B。终端接收该调制信号并将其解码。在本例中，由于在解码数据中未发生差错，所以如<2>所示，终端不进行重发请求。

接着，如<5>所示，基站通过调制信号A重发数据2A’，即数据2A的奇偶校验序列，通过调制信号B重发数据2B’，即数据2B的奇偶校验序列。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<3>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<3>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，由于在解码数据中未发生差错，所以如<6>所示，终端不进行重发请求。

接着，如<9>所示，基站通过调制信号A重发数据3A’，即数据3A的奇偶校验序列，通过调制信号B重发数据3B’，即数据3B的奇偶校验序列。另外，在重发时，也可以从上一次发送时即<7>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。在本例中，由于在解码数据中发生了差错，所以如<10>所示，终端再次进行重发请求。

接着，如<11>所示，基站通过调制信号A重发数据3A，通过调制信号B重发数据3B。另外，在该重发时，也可以从上上次发送时即<7>时以及从上一次发送时即<9>时改变调制方式、交织图案以及调制方式的信号点配置等传输参数。终端使用该重发的调制信号和从在<7>和<9>中发送的调制信号中已经获得的软值，进行解码。

这样，在重发时，终端例如基于在图50的<5>中重发的调制信号的接收信号和在<3>中发送的调制信号的接收信号，进行解码。具体而言，将从在<3>中发送的调制信号所获得的对数似然和从在<5>中重发的调制信号所获得的对数似然重新排列，以便能够解码，其后进行解码而获得解码数据。

在本实施方式的接收装置中，重发之前所发送的调制信号的对数似然(即在图50中的<3>发送了的调制信号的对数似然)被积蓄在图44所示的第一软值积蓄单元4301_A、4301_B中和第二软值积蓄单元4303_A、4303_B中，所重发的调制信号的对数似然(即在图中的<5>重发了的调制信号的对数似然)被从在图44所示的软输出单元506_A、506_B、520_A和524_B输出。

如上所述，根据本实施方式，在实现实施方式1至9说明过的迭代解码的接收装置中，通过设置：软输出单元(软值计算单元)520_A和520_B，从接收信号和进行了削减后的候补信号点计算软值；积蓄单元4303_A和4303_B，积蓄从迭代的最后级的候补信号点和接收信号点求出的软值；解码单元528_A和528_B，在重发信号的解码时，使用积蓄在积蓄单元4303_A和4303_B中的软值和在接收到重发信号时所获得的软值进行解码，从而在重发的接收时，能够以较少的迭代次数获得差错率特性良好的接收数字数据529_A和529_B。

(实施方式11)

在本实施方式中示出将实施方式1～10说明过的信号点削减方法适用于使用了soft值(软值)的迭代检波，并说明其适用方法。通过将在实施方式1～10说明过的信号点削减方法适用于使用了软值的迭代检波，能够削减在使用了软值的迭代检波中的运算规模，并且能够改善接收质量。

(1)outer soft-in/soft-out decoder(外部软值输入/输出解码器)和对数似然比

在图51表示本实施方式的N_t×N_r空间复用MIMO系统的结构。在图51中，图51A表示发送装置的示意结构，图51B表示接收从图51A所示的发送装置发送的信号的接收装置的示意结构。

图51A所示的发送装置，通过将信息矢量z由编码单元(outer encoder，外部检测器)5001进行编码来获得编码比特矢量u’，并通过由交织单元(II)5002进行交织处理来获得交织后的编码比特矢量u＝(u₁，…，u_Nt)。其中，u_i＝(u_i1，…，u_iM)，M表示每一个码元的发送比特数。

将发送矢量表示为s＝(s₁，…，s_Nt)^T，并将从发送天线#i发送的发送信号表示为s_i＝map(u_i)时，将发送能量归一化后的值就表示为E{|s_i|²}＝Es/Nt(Es为每个信道的总能量)。

如图51B所示，接收装置包括：检测器(MIMO detector，MIMO检测器)5011、解交织器(II^-1)5012、解码器(outer soft-in/soft-out decoder，外部软值输入/输出解码器)5013、以及交织器(II)5014。

假设由接收装置接收的接收矢量为y＝(y₁，…，y_Nr)^T，则接收矢量y由下式表示。

y＝(y₁，...，y_NT)^T…(式7)

＝Hs+n

另外，在式(7)中，H为信道矩阵，n＝(n₁，…，n_Nr)^T，为噪声矢量，n_i为平均值0、方差σ²的i.i.d.复数高斯噪声(complex Gauss noise)。

由于发送码元与接收码元之间存在多维高斯分布的关系，所以可由下式表示关于接收矢量的概率p(y|u)。

p (y | u) = \frac{1}{{({2 πσ}^{2})}^{N_{r}}} \exp (- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2})

…(式8)

这里，考虑如图51B所示的、接收装置包括MIMO检测器5011和外部软值输入/输出解码器5013，进行迭代解码的情况。由下式(9)、(10)和(11)表示在图51B中的对数似然比的矢量(L-value)(例如，参见非专利文献10、非专利文献11和非专利文献12)。

L (u) = {(L (u_{1}), . . ., L (u_{N_{t}}))}^{T}

…(式9)

L (u_{i}) = (L (u_{i 1}), . . ., L (u_{iM}))

…(式10)

L (u_{ij}) = \ln \frac{P (u_{ij} = + 1)}{P (u_{ij} = - 1)}

…(式11)

(2)迭代检波的概要

这里，说明N_t×N_r空间复用MIMO系统中的MIMO信号的迭代检波。

如下式定义x_mn的对数似然比。

L (u_{mn} | y) = \ln \frac{P (u_{mn} = + 1 | y)}{P (u_{mn} = - 1 | y)}

…(式12)

基于贝叶斯公理(Bayesian principles)，可由下式表示式(12)。

L (u_{mn} | y) = \ln \frac{p (y | u_{mn} = + 1) P (u_{mn} = + 1) / p (y)}{p (y | u_{mn} = - 1) P (u_{mn} = - 1) / p (y)}

= \ln \frac{P (u_{mn} = + 1)}{P (u_{mn} = - 1)} + \ln \frac{p (y | u_{mn} = + 1)}{p (y | u_{mn} = - 1)}

…(式13)

= \ln \frac{P (u_{mn} = + 1)}{P (u_{mn} = - 1)} + \ln \frac{Σ_{U_{mn, + 1}} p (y | u) p (u | u_{mn})}{Σ_{U_{mn, - 1}} p (y | u) p (u | u_{mn})}

其中，设U_mn，±1＝{u|u_mn＝±1}。这里，例如，如非专利文献13、非专利文献14和非专利文献15所述，如果使用下式对式(13)进行近似，

ln∑a_j≈maxlna_j………(14)

则可将式(13)近似为下式。

L (u_{mn} | y) \approx \ln \frac{P (u_{mn} = + 1)}{P (u_{mn} = - 1)} + \max_{Umn, + 1} {\ln p (y | u) + P (u | u_{mn})}

…(式15)

- \max_{Umn, - 1} {\ln p (y | u) + P (u | u_{mn})}

由下式表示式(15)中的P(u|u_mn)和lnP(u|u_mn)。

P (u | u_{mn}) = \underset{(ij) &NotEqual; (mn)}{Π} P (u_{ij})

= \underset{(ij) &NotEqual; (mn)}{Π} \frac{\exp (\frac{u_{ij} L (u_{ij})}{2})}{\exp (\frac{L (u_{ij})}{2}) + \exp (- \frac{L (u_{ij})}{2})}

…(式16)

\ln P (u | u_{mn}) = (\underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})) - \ln P (u_{mn})

其中，

\ln P (u_{ij}) = | \frac{L (u_{ij})}{2} | (u_{ij} sign (L (u_{ij})))

…(式17)

另外，可由下式表示由式(8)定义的式的对数概率。

\ln P (y | u) = - \frac{N_{r}}{2} \ln (2 π σ^{2}) - \frac{1}{2 σ^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2}

…(式18)

因此，基于式(13)和式(18)，在MAP(Maximum A nosteriori Propability，最大事后概率)或APP(A Posteriori Probability，后验概率)中，由下式表示后验的L-value(参见非专利文献10)。

L (u_{mn} | y) = \ln \frac{Σ_{U_{mn, + 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})}}{Σ_{U_{mn, - 1}} \exp {- \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})}}

…(式19)

以下将使用式(19)的迭代检波称为“迭代APP解码”。

从式(15)和式(18)，利用了Max-log近似(参见非专利文献16)的对数似然比(max-log APP)中的后验的L-value(参见非专利文献13和14)如下式表示。

L (u_{mn} | y) \approx \max_{Umn, + 1} {Ψ (u, y, L (u))} - \max_{Umn, - 1} {Ψ (u, y, L (u))}

…(式20)

Ψ (u, y, L (u)) = - \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})

…(式21)

以下将使用式(20)和式(21)的迭代检波称为“迭代Max-log APP解码”。通过从式(19)或式(20)减去事先输入，能够求迭代检波所需的外部信息。

(3)本实施方式的迭代解码

这里，详细说明使用了候补信号点削减方法的、本实施方式的迭代解码(迭代近似Max-log APP解码)方法。

如式(19)、式(20)以及非专利文献10至12可知，在迭代APP解码和迭代Max-log APP解码中，运算规模变得非常大。其主要原因为，如果发送信号数或调制阶数增大，则候补信号点数增多，所以在式(19)和式(20)中的用于计算||·||²的项的运算规模就增大。

在本实施方式中，提出能够削减其运算规模的迭代解码方法。在本实施方式中，为了削减运算规模，基于max-log求对数似然。以下，详细说明通过削减在式(19)和式(20)中的候补信号点来实现运算规模的削减的、本实施方式的迭代近似Max-log APP解码。

这里，以s^＝(s^₁，…，s^_Nt)^T表示在第k-1次的解码得到的估计发送矢量，并以u^_i＝(u^_i1，…，u^_iM)表示估计发送信号s^_i的估计码字。

可以如下生成发送信号s_q的对数似然比。首先，从干扰信号的估计发送信号s^_r的估计码字u^_r＝(u^_r1，…，u^_rM)(r≠q)的M(N_t-1)个序列中，选择α个(α≤M(N_t-1))估计序列，并将其作为在迭代解码中的前级估计出的值即已知序列。这里，如果设α个估计序列的选择方法为δ，可由下式表示δ。

δ = 1,2, . . ., Π_{i = 1}^{α} \frac{{MN}_{t} + 1 - i}{i}

…(式22)

然后，在干扰信道中，将上述选择出的α个估计序列以外的M(N_t-1)-α个序列作为未知序列，将该未知序列和期望信道的序列一起作为候补信号点。

然后，根据式(20)、式(21)和式(22)，生成在第k次的解码中的对数似然比。具体而言，由下式表示对数似然比。

L (u_{mn} | y) \approx \max_{Umn, + 1} {Λ (u_{q}, {\hat{u}}_{r}, y)} - \max_{Umn, - 1} {Λ (u_{q}, {\hat{u}}_{r}, y)}

…(式23)

Λ (u_{q}, {\hat{u}}_{r}, y) = - \frac{1}{{2 σ}^{2}} {| | y - Hs (u_{q}, {\hat{u}}_{r}) | |}^{2} + \underset{ij}{Σ} \ln P (u_{ij})

…(式24)

本实施方式的外部软值输入/输出解码器5013使用式(23)和式(24)进行迭代解码(也就是迭代近似Max-log APP解码)。

如上所述，根据本实施方式，利用前级的解码结果削减了候补信号点，所以与以往的迭代Max-log APP解码相比，能够相应地削减运算规模。

(实施方式12)

在图52表示本实施方式的信号处理单元309’的结构例。信号处理单元309’作为图4中的信号处理单元309被使用。

信号处理单元309’包括分离单元504’、存储单元520’、信号点削减单元510’_A、511’_A、510’_B、511’_B、软输出单元506’_A、506’_B、以及解码单元508’_A、508’_B。另外，这里以调制信号A和调制信号B的调制方式为QPSK的情况为例进行说明。

分离单元504’通过将调制信号A的信道变动估计信号501’_A(图4中的306_A)和502’_A(图4中的308_A)、调制信号B的信道变动估计信号501’_B(图4中的306_B)和502’_B(图4中的308_B)、基带信号503’_X(图4中的304_X)和基带信号503’_Y(图4中的304_Y)作为输入，并根据式(1)的关系式，进行使用ZF(Zero Forcing，)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号505’_A和调制信号B的估计基带信号505’_B。

为了吸收迭代解码所需的时间的延迟部分，存储单元520’预先存储信道变动信号501’_A、501’_B、502’_A、502’_B、基带信号503’_X以及503’_Y，并在需要时输出它们。

信号点削减单元510’_A从存储单元520’输入调制信号A的信道变动估计信号501’_A(即，式(1)中的h11(t))、调制信号B的信道变动估计信号501’_B(即，式(1)中的h12(t))，并从解码单元508’_B输入调制信号B的解码数据509’_B。实际上，在正在进行第i次的迭代动作的情况下，作为调制信号B的解码数据509’_B，将由解码单元508’_B在第i-1次的解码获得的、时刻t的调制信号B的解码数据作为输入。如图52所示，其它信号点削减单元511’_A、510’_B和511’_B也只是所输入的信号不同、作为对象的信号不同而已，基本上进行与信号点削减单元510’_A同样的处理。因此，以下主要说明信号点削减单元510’_A的处理作为代表。

在图53表示可从调制信号A的信道变动估计信号501’_A和调制信号B的信道变动估计信号501’_B求得的候补信号点在同相I-正交Q平面上的位置与接收信号点的位置。如图53所示，在调制信号A和调制信号B的调制方式为QPSK的情况下，存在16点的候补信号点601’～616’。在图中，接收信号点600’表示接收信号点，也就是基带信号503’_X。在图53中，还表示与信号点对应的比特配置。如果将通过调制信号A所发送的2比特设为a0和a1、并将通过调制信号B所发送的2比特设为b0和b1，在图53中将它们的对应关系表示为(调制信号A、调制信号B)＝(a0、a1、b0、b1)。

这里，如果像图53所示那样求所有候补信号点(16点)与接收信号点600’之间的欧几里德距离的平方，并检测出距离最短的候补信号点，则运算规模会增大。这里说明调制方式为QPSK的情况，但是，调制方式的调制阶数越大，或者增加发送天线数而所发送的调制信号数越多，则运算规模的增大就越显著。信号点削减单元510’_A、511’_A、510’_B、和511’_B确实地削减实际上不必要的候补信号点，从而能够抑制差错率特性的降低，并能够省略所有的候补信号点(16点)601’～616’与接收信号点600’之间的欧几里德距离的平方的计算。也就是说，信号点削减单元510’_A、511’_A、510’_B、和511’_B，进行兼顾运算规模的降低与差错率特性的提高的候补信号点的削减处理。

具体说明信号点削减单元510’_A的信号点削减处理。

这里，假设在解码单元508’_B中的在第i-1次的解码获得的时刻t的调制信号B的解码数据为(b0，b1)＝(0，0)。如图54所示，信号点削减单元510’_A基于该(b0，b1)＝(0，0)的数据，求在图53所示的16个候补信号点中的(b0，b1)＝(0，0)的四个信号点。

该处理可以说是，使用对于自调制信号(在上述的说明的情况下为调制信号A)以外的调制信号(在上述的说明的情况下为调制信号B)判定完毕的数据，来削减关于自调制信号的候补信号点。另外，在本实施方式的信号点削减处理中重要的特征为，使用判定完毕的其它调制信号的数据来直接求四个信号点，而不是先求16个信号点之后再收缩为四个。由此，能够削减信号点削减处理所需的运算规模，并实现确实的信号点削减。

信号点削减单元510’_A输出这四个候补信号点的信息作为候补信号点信号512’_A。

接着说明软输出单元506’_A和506’_B。另外，由于除了作为处理对象的信号不同之外，软输出单元506’_A和软输出单元506’_B的结构和动作相同，因此以下主要说明软输出单元506’_A的结构和动作。

软输出单元506’_A(506’_B)求由信号点削减单元510’_A和511’_A(510’_B和511’_B)削减了的候补信号点512’_A和513’_A(512’_B和513’_B)与接收信号503’_X和503’_Y的接收信号点之间的信号点距离作为第一信号点距离。进而，软输出单元506’_A(506’_B)求使用由解码单元508’_A和508’_B判定出的结果求出的判定结果信号点与上述进行了削减后的候补信号点512’_A和513’_A(512’_B和513’_B)之间的信号点距离作为第二信号点距离，并基于这些第一信号点距离和第二信号点距离，获得关于自调制信号点的数字数据。

在图55表示软输出单元506’_A的具体结构例。软输出单元506’_A包括迭代解码时软判定单元801’、首次解码时软判定单元802’以及信号选择单元803’。迭代解码时软判定单元801’将候补信号点信号512’_A、513’_A、基带信号503’_X、503’_Y、调制信号A的解码数据509’_A、以及调制信号B的解码数据509’_B作为输入，输出迭代解码时的调制信号A的分支度量804’。

首次解码时软判定单元802’将调制信号A的估计基带信号505’_A作为输入，输出首次解码时的调制信号A的分支度量805’。

信号选择单元803’将迭代解码时的调制信号A的分支度量804’和首次解码时的调制信号A的分支度量805’作为输入，选择其中的一方，并将其输出作为调制信号A的分支度量507’_A。

在图56表示迭代解码时软判定单元801’的具体结构例。迭代解码时软判定单元801’包括：接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901’_X和901’_Y、暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_X和903’_Y、以及加法单元905’。

接着说明软输出单元506’_A和506’_B的详细动作。这里，说明调制信号A的软输出动作，即软输出单元506’_A的动作。另外，对于调制信号B即软输出单元506’_B的动作而言，其与软输出单元506’_A的动作同样，所以省略其说明。

(第一次软输出)

软输出单元506’_A由首次解码时软判定单元802’(图55)进行第一次软输出处理。也就是说，在第一次软输出时，软输出单元506’_A将调制信号A的估计基带信号505’_A输入到首次解码时软判定单元802’。在图57表示估计基带信号505’_A的同相I-正交Q平面上的状态例。在图57中，1001’表示接收信号点，也就是调制信号A的估计基带信号505’_A。1002’表示QPSK的信号点与比特配置之间的关系，该信号点1002’的坐标在接收装置中是已知的。

首次解码时软判定单元802’求接收信号点1001’与QPSK的各个信号点1002’之间的欧几里德距离的平方，也就是图57中的Da[0，0]、Da[0，1]、Da[1，0]和Da[1，1]。然后，首次解码时软判定单元802’输出这四个值作为首次解码时的调制信号A的分支度量805’。然后，从信号选择单元803’输出该调制信号A的软分支度量805’作为调制信号A的软判定值507’_A。

(第二次以后的软输出)

软输出单元506’_A由迭代解码时软判定单元801’(图55)进行第二次软输出处理。如图56所示，迭代解码时软判定单元801’将基带信号503’_X和候补信号点信号512’_A输入到接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901’_X。

如图54所示，接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901’_X求在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，0)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[0，0]、在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，1)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[0，1]、在调制信号A的比特(a0、a1)＝(1，0)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[1，0]、以及在调制信号A的比特(a0、a1)＝(1，1)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[1，1]，并输出它们作为第一分支度量信号902’_X。

暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_X将候补信号点信号512’_A、调制信号A的解调数据509’_A、以及调制信号B的解调数据509’_B作为输入。在图58表示在同相I-正交Q平面上的候补信号点与暂定的信号点的关系。设第i-1次、时刻t的调制信号B的解码结果为(b0，b1)＝(0，0)。此时，601’、606’、611’和616’为候补信号点。进而，设第i-1次、时刻t的调制信号A的解码结果为(a0，a1)＝(1，0)。此时，暂定信号点决定为606’的一点。

暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_X这样决定暂定信号点606’，并求暂定信号点606’与各个候补信号点601’、606’、611’和616’之间的平方欧几里德距离。也就是说，暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_X求在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，0)时的候补信号点601’与暂定信号点606’之间的平方欧几里德距离Ya[0，0]、在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，1)时的候补信号点611’与暂定信号点606’之间的平方欧几里德距离Ya[0，1]、在调制信号A的比特(a0、a1)＝(1，0)时的候补信号点606’与暂定信号点606’之间的平方欧几里德距离Ya[1，0]、以及在调制信号A的比特(a0、a1)＝(1，1)时的候补信号点616’与暂定信号点606’之间的平方欧几里德距离Ya[1，1]，并输出它们作为第二分支度量信号904’_X。

接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901’_Y将基带信号503’_Y和候补信号点信号513’_A作为输入，通过与上述的接收信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元901’_X同样的动作，求第一分支度量信号902’_Y。

暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_Y将候补信号点信号513’_A、调制信号A的解调数据509’_A和调制信号B的解调数据509’_B作为输入，通过与上述的暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_X同样的动作，求第二分支度量信号904’_Y。

加法单元905’将第一分支度量信号902’_X、902’_Y以及第二分支度量信号904’_X、904’_Y作为输入，提取在第一分支度量信号902’_X、902’_Y以及第二分支度量信号904’_X、904’_Y中的与调制信号A的比特(a0，a1)＝(0，0)对应的分支度量并对其进行加法运算，从而求调制信号A的比特(a0，a1)＝(0，0)的分支度量。同样地，加法单元905’求调制信号A的比特(a0，a1)＝(0，1)、(1，0)和(1，1)的分支度量。然后，加法单元905’输出这些分支度量作为迭代次数第i次的时刻t的调制信号A的分支度量信号804’。

以上说明了调制信号A的软输出单元506’_A，调制信号B的软输出单元506’_B也通过同样的结构及进行动作，求调制信号B的分支度量。

解码单元508’_A将调制信号A的软判定值507’_A作为输入，例如通过计算对数似然比并进行解码，输出调制信号A的解码数据509’_A。同样地，解码单元508’_B将调制信号B的软判定值507’_B作为输入，例如通过计算对数似然比并进行解码，输出调制信号B的解码数据509’_B。

这里，重要的是，在软输出单元506’_A和506’_B中，不仅使用进行了削减后的各个候补信号点与接收点之间的信号点距离，还使用进行了削减后的各个候补信号点与暂定信号点之间的信号点距离求分支度量，所述暂定信号点为使用第i-1次迭代解码的结果而暂定的信号点。由此，能够提高由解码单元508’_A和508’_B最终获得的解码数据509’_A和509’_B的差错率特性。

如上所述，根据本实施方式，设置了：判定单元(软输出单元506’_A和506’_B)，基于有关复用了多个调制信号的信号的多个候补信号点与接收信号的信号点之间的信号点距离，对调制信号进行判定；解码单元(508’_A和508’_B)，使用由判定单元(软输出单元506’_A和506’_B)获得的判定结果，获得调制信号的数字数据；以及信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)，递归地使用由解码单元(508’_A和508’_B)获得的数字数据，削减在判定单元(软输出单元506’_A和506’_B)中使用的候补信号点的数量。在这样的结构的基础上，根据本实施方式，在判定单元(软输出单元506’_A和506’_B)中，基于第一信号点距离和第二信号点距离对调制信号进行判定，所述第一信号点距离为由信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)削减后的各个候补信号点与接收信号的信号点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为由信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)削减后的各个候补信号点与递归地使用由解码单元(508’_A和508’_B)获得的数字数据而暂定的暂定信号点之间的信号点距离。

由此，判定单元(软输出单元506’_A和506’_B)基于由信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)削减后的候补信号点与接收点之间的信号点距离对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规模。另外，判定单元(软输出单元506’_A和506’_B)除了使用第一信号点距离，还使用第二信号点距离对调制信号进行判定，所以与仅使用第一信号点距离对调制信号进行判定的情况相比，能够减少判定错误，所述第一信号点距离为由信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)削减后的各个候补信号点与接收点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为由信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)削减后的各个候补信号点与递归地使用由解码单元(508’_A和508’_B)获得的数字数据而暂定的暂定信号点之间的信号点距离。

另外，在上述的实施方式中，说明了如图56所示构成了迭代解码时软判定单元801’的情况，但是，迭代解码时软判定单元的结构并不限于图56所示的结构。在对与图56对应的部分附上相同的附图标号表示的图59中，表示迭代解码时软判定单元801’的其它结构例。图59所示的迭代解码时软判定单元的分支度量的计算方法与图56所示的迭代解码时软判定单元不同。

具体说明如下。与图56所示的迭代解码时软判定单元801’相比，图59所示的迭代解码时软判定单元801’中设置了接收信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元1101’_X和1101’_Y，以取代暂定信号点与候补信号点之间的平方欧几里德距离运算单元903’_X和903’_Y。

接收信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元1101’_X将基带信号503’_X、候补信号点512’_X、调制信号A的解码数据509’_A、以及调制信号B的解码数据509’_B作为输入。

在图60表示在同相I-正交Q平面上的候补信号点、暂定的信号点与接收信号点之间的位置关系。如果设第i-1次、时刻t的调制信号B的解码结果为(b0，b1)＝(0，0)，并设第i-1次、时刻t的调制信号A的解码结果为(a0，a1)＝(1，0)，则暂定信号点为606’。

接收信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元1101’_X这样决定暂定信号点606’，并求暂定信号点606’与接收信号点600’之间的平方欧几里德距离σ²。此时，可以使σ²与噪声方差的估计值近似。因此，接收信号点与暂定信号点之间的平方欧几里德距离运算单元1101’_X输出σ²作为噪声方差信号1102’_X。

除法单元1103’X将第一分支度量信号902’_X和噪声方差估计信号1102’_X作为输入，将各个分支度量除以噪声方差。也就是说，除法单元1103’_X求Xa[0，0]/σ²、Xa[0，1]/σ²、Xa[1，0]/σ²和Xa[1，1]/σ²，并输出它们作为进行了除法运算后的第一分支度量信号1104’_X。

同样地，除法单元1103’_Y输出进行了除法运算后的第一分支度量信号1104’_Y。

相加单元1105’通过将进行了除法运算后的第一分支度量信号1104’_X和1104’_Y作为输入，对进行了除法运算后的第一分支度量信号1104’_X的相当于(a1，a0)＝(0，0)的分支度量与进行了除法运算后的第一分支度量信号1104’_Y的相当于(a1，a0)＝(0，0)的分支度量进行加法运算，从而求(a1，a0)＝(0，0)的分支度量。同样地，求(a0，a1)＝(0，1)、(1，0)和(1，1)的分支度量。然后，加法单元1105’输出这些分支度量作为迭代次数第i次、时刻t的调制信号A的分支度量信号804’。

在图61表示迭代解码时软判定单元801’的其它结构例。对与图56对应的部分附上相同的附图标号表示的图61中的迭代解码时软判定单元801’包括积分器1401’。积分器1401′将第一分支度量902’_X、902’_Y作为输入。

这里：

将在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，0)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离设为Xa[0，0]、

将在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，1)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离设为Xa[0，1]、

将在调制信号A的比特(a0、a1)＝(1，0)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离设为Xa[1，0]、以及

将在调制信号A的比特(a0、a1)＝(1，1)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离设为Xa[1，1]。

积分器1401’通过从迭代次数第0次开始直到第K次为止对调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，0)时的候补信号点与接收信号点之间的平方欧几里德距离Xa[0，0]进行积分，从而获得在调制信号A的比特(a0、a1)＝(0，0)时的积分值。积分器1401’对调制信号A的比特(a0，a1)＝(0，1)、(1，0)和(1，1)也进行同样的积分处理，并输出所求出的积分值作为第一分支度量1402’。加法单元905’对相对应的分支度量进行加法运算，输出加法运算的结果作为调制信号A的分支度量信号804’。

另外，在上述实施方式中，说明了在分离单元504’中进行使用了ZF(ZeroForcing)或MMSE(Minimum Mean Square Error)算法的检波，从而获得调制信号A的估计基带信号505’_A和调制信号B的估计基带信号505’_B的情况。也就是说，说明了通过进行ZF(Zero Forcing)或MMSE(Minimum Mean SquareError)算法，来获得用于首次解码的调制信号的情况。但是，本发明并不限于此，也可以在分离单元504’中例如通过逆矩阵运算、MLD(MaximumLikelihood Detection)以及进行了简化的MLD，来对用于首次解码的调制信号进行检波。

另外，在本实施方式中以调制方式为QPSK的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在使用了16QAM、64QAM等其它调制方式的情况，通过进行与上述同样的处理，也能够获得同样的效果。另外，本发明具有，调制阶数越大，运算规模的削减效果就越大的优点。

另外，在上述的实施方式中，以单载波方式的情况为例进行了说明，但本发明并不限于此，即使在适用于扩频通信方式或OFDM方式时，通过与上述同样的基本结构，也能够获得同样的效果。

另外，在上述的实施方式中，说明了编码单元与解码单元各配置两个的情况，但本发明并不限于此，编码单元和解码单元的数量并不影响本发明的基本结构和基本的效果。再者，即使在编码单元和解码单元中进行交织和解交织、删截和解删截，也不影响本发明的基本结构和基本的效果。

(实施方式13)

在本实施方式中，示出在使用了特播(turbo)编码的情况下，将在实施方式12中所示出的多天线装置改善为更好的结构的多天线装置。

在图62表示本实施方式的多天线发送装置1500’的结构例。特播编码器1502’_A通过将调制信号A的发送数据1501’_A作为输入，对发送数据1501’_A进行特播编码，从而获得调制信号A的编码数据1503’_A。同样地，特播编码器1502’_B通过将调制信号B的发送数据1501’_B作为输入，对发送数据1501’_B进行特播编码，从而获得调制信号B的编码数据1503’_B。

重新排列单元1504’_A将调制信号A的编码数据1503’_A作为输入，并输出调制信号A的重新排列后的编码数据1505’_A。同样地，重新排列单元1504’_B将调制信号B的编码数据1503’_B作为输入，并输出调制信号B的重新排列后的编码数据1505’_B。

映射单元1506’_A通过将调制信号A的重新排列后的编码数据1505’_A和帧结构信号1516’作为输入，根据帧结构信号1516’，以QPSK、16QAM和64QAM等调制方式对编码数据1505’_A进行调制，从而获得调制信号A的基带信号1507’_A。同样地，映射单元1506’_B通过将调制信号B的重新排列后的编码数据1505’_B和帧结构信号1516’作为输入，根据帧结构信号1516’，以QPSK、16QAM和64QAM等调制方式对编码数据1505’_B进行调制，从而获得调制信号B的基带信号1507’_B。

串并行转换单元1508’_A通过将调制信号A的基带信号1507’_A作为输入，并进行串并行转换，从而获得并行化的调制信号A的基带信号1509’_A。同样地，串并行转换单元1508’_B通过将调制信号B的基带信号1507’_B作为输入，并进行串并行转换，从而获得并行化的调制信号B的基带信号1509’_B。

傅立叶逆变换单元1510’_A通过将并行化的调制信号A的基带信号1509’_A作为输入，并进行傅立叶逆变换，从而获得调制信号A的傅立叶逆变换后的信号(即OFDM信号)1511’_A。同样地，傅立叶逆变换单元1510’_B通过将并行化的调制信号B的基带信号1509’_B作为输入，并进行傅立叶逆变换，从而获得调制信号B的傅立叶逆变换后的信号(即OFDM信号)1511’_B。

无线单元1512’_A通过将傅立叶逆变换后的信号1511’_A作为输入，并进行变频和放大等处理，从而获得调制信号A的发送信号1513’_A。调制信号A的发送信号1513’_A作为电波从天线1514’_A被输出。同样地，无线单元1512’_B通过将傅立叶逆变换后的信号1511’_B作为输入，并进行变频和放大等处理，从而获得调制信号B的发送信号1513’_B。调制信号B的发送信号1513’_B作为电波从天线1514’_B被输出。

在图63表示特播编码器1502’_A和1502’_B的结构例。元素(element)编码器#1将发送数据1501’_A(1501’_B)作为输入，输出编码数据1603’。交织器1604’将发送数据1501’_A(1501’_B)作为输入，并进行交织，从而输出交织后的数据1605’。元素编码器#2将交织后的数据1605’作为输入，输出编码数据1607’。删截/复用单元1608’将编码数据1603’和1607’作为输入，输出删截和复用后的编码数据1609’。复用单元1610’通过将发送数据1501’_A(1501’_B)、删截和复用后的编码数据1609’作为输入，并对它们进行复用，从而获得编码数据1503’_A(1503’_B)。

这里，考虑图62中的特播编码器1502’_A和1503’_B。如非专利文献2所示，如果使特播编码器1502’_A和1502’_B的交织图案不同，并进行如在实施方式12所述的迭代解码，则改善接收质量。但是，如果在特播编码中使特播编码器1502’_A和1502’_B的交织图案不同，则存在以下缺点。

<1>在特播编码中，为了确保接收质量，在编码器中的交织器的设计是很重要的。但是，难以准备作为代码性能良好的多个交织图案。

<2>即使能够准备性能良好的多个交织图案，在接收端也难以设计与各个交织图案对应的解码器，而且，如果设置不同的解码器，则接收装置的电路规模增大。另外，如果使用了相同的代码，则能够容易进行解码器的共用等，所以能够削减接收装置的电路规模。

考虑上述两点，在本实施方式中，图62中的特播编码器1502’_A和1502’_B进行相同的编码，内部的交织器1604’的交织的图案被设定为相同。进而，在本实施方式的多天线发送装置1500’中，在特播编码器1502’_A和1502’_B的后级端设置有重新排列单元1504’_A和1504’_B。

在采用了特播编码时，考虑附随于特播编码器的交织器，一般在其后级不会附加再次进行重新排列(交织)的结构。这是因为，这样的话，仅使电路规模增大，而并不会产生接收质量的改善。

然而，如图62所示，在本实施方式的多天线发送装置1500’中，在特播编码器1502’_A和1502’_B的后级端设置有重新排列单元(交织器)1504’_A和1504’_B。这是因为，通过采用这样的结构，能够改善在实施方式12中说明过的多天线接收装置的接收质量。

关于这一点，以下进行详细说明。

图64表示图62中的重新排列单元1504’_A和1504’_B的重新排列的方法的一例。

在图64中，1701’表示导频码元，其为用于在接收端估计信道变动和频率偏移的码元。1702’为数据码元。

图64A表示在由重新排列单元1504’_A进行重新排列处理后的、在时间-频率轴上的调制信号A的帧结构。具体而言，重新排列单元1504’_A将在编码数据1503’_A中排列为“A1，A2，A3，A4，A5，A6，A7，A8，A9，A10…”的顺序的数据，作为重新排列的结果配置成如图64A所示的顺序。

同样地，图64B表示在由重新排列单元1504’_B进行重新排列处理后的、在时间-频率轴上的调制信号B的帧结构。具体而言，重新排列单元1504’_B将在编码数据1503’_B中排列为“B1，B2，B3，B4，B5，B6，B7，B8，B9，B10，…”的顺序的数据，作为重新排列的结果配置成如图64B所示的顺序。

通过图64A和图64B的比较可知，重新排列单元1504’_A和重新排列单元1504’_B进行不同的重新排列处理，从而使在同一时刻的范围内的调制信号A的数据的顺序与调制信号B的数据的顺序不同。另外，在图64中仅对时间2和3进行了记载，但是对时间4以后也同样地进行使调制信号A和调制信号B的数据的顺序不同的重新排列处理。

在对与图4对应的部分标注相同的附图标号表示的图65中，表示本实施方式的多天线接收装置的结构例。多天线接收装置1800’除了包括傅立叶变换/并串行转换单元1801’_X和1801’_Y，以及信号处理单元1803’的结构与信号处理单元309(图4)不同之外，具有与图4所示的多天线接收装置300大致相同的结构。

傅立叶变换/并串行转换单元1801’_X通过将基带信号(OFDM信号)304_X作为输入，进行傅立叶变换和并串行转换处理，从而获得信号处理后的基带信号1802’_X。同样地，傅立叶变换/并串行转换单元1801’_Y通过将基带信号(OFDM信号)304_Y作为输入，进行傅立叶变换和并串行转换处理，从而获得信号处理后的基带信号1802’_Y。

在对与图52对应的部分附上相同的附图标号表示的图66中，表示信号处理单元1803’的详细结构。信号处理单元1803’除了包括逆重新排列单元1901’_A和1901’_B、重新排列单元1903’_A和1903’_B、以及逆重新排列单元1905’_A和1905’_B之外，具有与图52所示的信号处理单元309’同样的结构。另外，实际上，为了吸收迭代解码所需的时间的延迟部分，信号处理单元1803’包括用于存储信道变动信号501’_A、501’_B、502’_A、502’_B、基带信号503’_X以及503’_Y的存储单元，但是为了简化附图，在图66中省略该存储单元来表示。

另外，这里，不言而喻，需要注意的是，解码单元508’_A和508’_B内置特播编码用的解交织器，而且，在解码单元508’_A和508’_B之间，该解交织器的重新排列图案相同。因此，根据情况，也可以将解码单元共化为一个，通过一个解码单元进行调制信号A的解码和调制信号B的解码。由此，能够实现电路规模的削减。

逆重新排列单元1901’_A通过将调制信号A的估计基带信号505’_A作为输入，并进行与图64A中的重新排列相反的重新排列处理，从而使信号的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的调制信号A的估计基带信号1902’_A。

同样地，逆重新排列单元1901’_B通过将调制信号B的估计基带信号505’_B作为输入，并进行与图64B中的重新排列相反的重新排列处理，从而使信号的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的调制信号B的估计基带信号1902’_B。

逆重新排列单元1905’_A通过将信号512’_A、513’_A、503’_X和503’_Y作为输入，并进行与图64A中的重新排列相反的重新排列处理，从而使信号的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的信号512’_A、513’_A、503’_X和503’_Y。

同样地，逆重新排列单元1905’_B通过将信号512’_B、513’_B、503’_X和503’_Y作为输入，并进行与图64B中的重新排列相反的重新排列处理，从而使信号的排序恢复为原来的排序，并输出逆重新排列后的信号512’_B、513’_B、503’_X和503’_Y。

通过上述的逆重新排列，各个信号被重新排列成可进行解码的排序。

重新排列单元1903’_A将调制信号A的解码数据509’_A作为输入，并进行与图64A中的重新排列同样的重新排列。由此，输入到信号点削减单元510’_B和511’_B的各个信号的排序相同，所以可以进行正确的信号点削减处理。

同样地，重新排列单元1903’_B将调制信号B的解码数据509’_B作为输入，并进行与图64B中的重新排列同样的重新排列。由此，输入到信号点削减单元510’_A和511’_A的各个信号的排序相同，所以可以进行正确的信号点削减处理。

图67为表示通过使调制信号A的重新排列和逆重新排列的方法与调制信号B的重新排列和逆重新排列的方法不同所获得的效果的示意图。

例如，如图67的(a)所示，假设在调制信号A中，在第k-1次的解码中突发性地发生了差错(一般而言，差错会突发性地发生)。然而，由于设置为调制信号A和调制信号B的重新排列不同，所以如果在第k次的调制信号B的解码中进行信号点削减和逆重新排列，则如图67的(b)所示，信号点削减的差错不是突发性地发生，而是离散性地发生。另外，与本实施方式不同，在使调制信号A的重新排列和逆重新排列的方法与调制信号B的重新排列和逆重新排列的方法相同时，信号点削减的差错就突发性地发生。

在本实施方式中以离散性地发生信号点削减的差错的状态进行解码，所以与突发性地发生信号点削减的差错的状态进行解码的情况相比，解码数据的差错率特性提高。另外，从另外的角度来看，能够减少直到获得限界性能为止的迭代次数。

如上所述，根据本实施方式，设置了：多个特播编码器(1502’_A和1502’_B)，设置在每个天线分支中，并分别内置相同的交织图案的交织器；调制单元(1506’_A、1508’_A、1510’_A、1506’_B、1508’_B和1510’_B)，对通过特播编码器(1502’_A和1502’_B)获得的编码数据进行调制；以及多个重新排列单元(1504’_A和1504’_B)，设置在每个天线分支中，并以互不相同的重新排列图案对通过各个特播编码器(1502’_A和1502’_B)获得的编码数据或调制后的各个编码数据进行重新排列。

由此，通过重新排列单元(1504’_A和1504’_B)，使从各个天线发送的调制信号的编码数据或调制码元的排序在天线分支(调制信号)之间不同，所以在信号点削减单元(510’_A、511’_A、510’_B和511’_B)中离散性地发生信号点削减的差错。其结果，由解码单元(508’_A和508’_B)最终获得的数字数据的差错率特性提高。另外，内置在特播编码器(1502’_A和1502’_B)中的交织器的交织图案相同，所以能够提高差错率特性而不使解码单元(508’_A和508’_B)的结构复杂化。

另外，在本实施方式中，如图64所示，说明了采用了在频率轴方向上进行重新排列，然后在时间轴方向上进行转移的重新排列方法的情况，但本发明并不限于此，如图68所示，如果采用在时间轴方向上进行重新排列，然后在频率轴方向上进行转移的重新排列方法，或者如图69所示，如果采用在时间轴方向-频率轴方向的两个方向上进行重新排列的方法，也能够获得同样的效果。另外，如图64所示，在采用了在频率轴方向上进行重新排列，然后在时间轴方向上进行转移的重新排列方法时，在图64中以时间的顺序进行向时间轴上的转移，但并不限于此。同样地，如图68所示，在采用了在时间轴方向上进行重新排列，然后在频率轴方向上进行转移的重新排列方法时，在图68中以频率的顺序进行向频率轴上的转移，但并不限于此。

另外，作为在各个调制信号之间使重新排列不同的方法，例如优选采用如下(i)、(ii)或(iii)的方法。

(i)使构成各个调制信号的码元的数据的排序本身不同的方法。

在图70表示这个方法的具体例。在调制信号A中，如图70A所示，将在重新排列前排列为数据1、数据2、…、数据200的排序的数据，例如以每隔五个地进行重新排列，将它们排列成：

数据1、数据6、…、数据196、

数据2、数据7、…、数据197、

数据3、数据8、…、数据198、

数据4、数据9、…、数据199、

数据5、数据10、…、数据200的顺序。另一方面，在调制信号B中，如图70B所示，将在重新排列前排列为数据1、数据2、…、数据200的排序的数据，例如以每隔8个地进行重新排列，将它们排列成：

数据1、数据9、…、数据193、

数据2、数据10、…、数据194、

数据3、数据11、…、数据195、

数据4、数据12、…、数据196、

数据5、数据13、…、数据197、

数据6、数据14、…、数据198、

数据7、数据15、…、数据199、

数据8、数据16、…、数据200的顺序。这样，通过使数据的排序在调制信号A和调制信号B中不同，能够使构成各个调制信号的码元的数据的排序本身不同。

(ii)使调制信号之间的码元和数据的排序相同，但是在将码元和数据配置在副载波的频率方向和时间方向时，使其配置本身不同的方法。

在图71表示这个方法的具体例。如图71A所示，将在重新排列前排列为数据1、数据2、…、数据200的数据，例如通过交织以每隔五个地进行重新排列，将它们重新排列成：

数据1、数据6、…、数据196、

数据2、数据7、…、数据197、

数据3、数据8、…、数据198、

数据4、数据9、…、数据199、

数据5、数据10、…、数据200。对调制信号A、B分别进行该处理。也就是说，在这个时点的调制信号之间的排序是相同的。然后如图71B和图71C所示，使各个调制信号A、B对副载波的配置图案不同。图71B和图71C表示OFDM信号的副载波数为200个的情况，对于频率轴，将调制信号A排列成：

数据1、数据6、…、数据196、

数据2、数据7、…、数据197、

数据3、数据8、…、数据198、

数据4、数据9、…、数据199、

数据5、数据10、…、数据200。与此相对，关于调制信号B，相对于调制信号A的配置偏移相当于5载波的量，排列成数据185、数据190、数据195、数据200、数据1、数据6、…、数据175、数据180。也可以对于时间轴进行这样的操作。这样，通过使其中一方的调制信号对于另一方的调制偏移相当于数个载波或是某个时间量，也能够使各个调制信号之间的交织不同。另外，也可以例如像以从载波1到200的方向排列调制信号A，并以从载波200到1的方向排列调制信号B那样，将各个调制信号以逆向地排列在频率轴上和/或时间轴上。

(iii)合并使用上述(i)和(ii)的方法。

再者，除了上述的规则性地重新排列的方法以外，还可以采用(模拟)随机地重新排列的方法。

换言之，在本发明中的在各个调制信号之间不同的重新排列不仅是表示使码元和数据的排列本身不同的情况，还包括使码元和数据在频率方向的配置或在时间方向的配置本身不同的情况。

另外，这里以码元单位的交织和重新排列为例进行了说明，但是并不限于此，如果以比特单位进行交织和重新排列，也能够获得同样的效果。

如上所述，实施方式12或实施方式13所述的多天线接收装置为，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列的多天线接收装置，该多天线接收装置所采用的结构包括：判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地使用由所述解码单元获得的数字数据，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量，所述判定单元基于第一信号点距离和第二信号点距离对所述调制信号进行判定，所述第一信号点距离为由所述信号点削减单元削减后的各个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为由所述信号点削减单元削减后的各个候补信号点与递归地使用由所述解码单元获得的数字数据而暂定的暂定信号点之间的信号点距离。

根据该结构，判定单元基于由信号点削减单元削减后的候补信号点与接收点之间的信号点距离对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规模。进而，判定单元除了使用第一信号点距离，还使用第二信号点距离对调制信号进行判定，所以与仅使用第一信号点距离对调制信号进行判定的情况相比，能够减少判定错误，所述第一信号点距离为由信号点削减单元削减后的各个候补信号点与接收点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为由信号点削减单元削减后的各个候补信号点与递归地使用由解码单元获得的数字数据而暂定的暂定信号点之间的信号点距离。

另外，实施方式12或实施方式13所述的多天线接收装置为，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列的多天线接收装置，该多天线接收装置所采用的结构包括：判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地使用由所述解码单元获得的数字数据，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量，所述判定单元基于第一信号点距离和第二信号点距离对所述调制信号进行判定，所述第一信号点距离为由所述信号点削减单元削减后的各个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为递归地使用由所述解码单元获得的数字数据而暂定的暂定信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离。

根据该结构，判定单元基于由信号点削减单元削减后的候补信号点与接收点之间的信号点距离对调制信号进行判定，所以与计算所有的候补信号点与接收点之间的信号点距离的情况相比，能够显著地削减运算规模。进而，判定单元除了使用第一信号点距离，还使用第二信号点距离对调制信号进行判定，所以与仅使用第一信号点距离对调制信号进行判定的情况相比，能够减少判定错误，所述第一信号点距离为由信号点削减单元削减后的各个候补信号点与接收点之间的信号点距离，所述第二信号点距离为递归地使用由解码单元获得的数字数据而暂定的暂定信号点与接收点之间的信号点距离。

另外，实施方式12或实施方式13所述的多天线发送装置所采用的结构包括：多个特播编码器，设置在每个天线分支中，并分别包括相同的交织图案的交织器；调制单元，对由所述特播编码器获得的编码数据进行调制；以及多个重新排列单元，设置在每个天线分支中，并以互不相同的重新排列图案对由各个特播编码器获得的编码数据或调制后的各个编码数据进行重新排列。

另外，实施方式12或实施方式13所述的多天线通信系统所采用的结构包括多天线接收装置和多天线发送装置，所述多天线接收装置包括：判定单元，基于有关对多个调制信号进行空间复用而成的接收信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数据；以及信号点削减单元，递归地使用由所述解码单元获得的自调制信号以外的数字数据，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量，所述的多天线发送装置包括：多个特播编码器，设置在每个天线分支中，并分别包括相同的交织图案的交织器；调制单元，对由所述特播编码器获得的编码数据进行调制；以及多个重新排列单元，设置在每个天线分支中，并以互不相同的重新排列图案对由各个特播编码器获得的编码数据或调制后的各个编码数据进行重新排列。

根据这些结构，通过重新排列单元，使从各个天线发送的调制信号的编码数据或调制码元的排序在天线分支(调制信号)之间不同，所以在信号点削减单元中离散性地发生信号点削减的差错。其结果，由解码单元最终获得的数字数据的差错率特性提高。另外，内置在特播编码器中的交织器的交织图案相同，所以能够提高差错率特性而不使解码单元的结构复杂化。

在2006年7月31日提交的日本专利申请特愿2006-209213、2006年8月3日提交的日本专利申请特愿2006-212667、以及2007年6月25日提交的日本专利申请特愿2007-166993中所包含的说明书、附图以及说明书摘要所公开的内容都引用在本申请中。

工业实用性

本发明适合应用于使用OFDM-MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技术等以实现高速数据通信的多天线通信系统。

Claims

1、多天线接收装置，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列，该多天线接收装置包括：

判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；

解码单元，使用由所述判定单元获得的判定结果，获得所述调制信号的数字数据；以及

信号点削减单元，递归地仅使用由所述解码单元获得的、自调制信号以外的数字数据的一部分，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量。

2、如权利要求1所述的多天线接收装置，

包括多个所述信号点削减单元，

各个信号点削减单元中，所述递归地使用的数据在各个信号点削减单元之间互不相同。

3、如权利要求1所述的多天线接收装置，

所述信号点削减单元使用所述自调制信号以外的数字数据的否定值，削减在所述判定单元中使用的所述候补信号点的数量。

4、如权利要求1所述的多天线接收装置，

所述信号点削减单元对在所述递归地使用的数据中似然越低的比特越提高其作为不确定比特处理的优先级，从而削减所述候补信号点的数量。

5、如权利要求1所述的多天线接收装置，还包括：

QR分解单元，对所述接收信号进行QR分解，

所述信号点削减单元基于QR分解后的信号，削减所述候补信号点的数量。

6、多天线接收装置，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列，该多天线接收装置包括：

第一软判定单元，对各个调制信号进行软判定；

第二软判定单元，使用与所述第一软判定单元不同的判定方法，对所述各个调制信号进行软判定；

信号点削减单元，削减在所述第二软判定单元中使用的所述候补信号点的数量；

软值合成单元，将由所述第一软判定单元获得的软判定值与由所述第二软判定单元获得的软判定值合成；以及

解码单元，使用由所述软值合成单元合成后的软判定值，获得所述调制信号的数字数据。

7、如权利要求6所述的多天线接收装置，

所述第一软判定单元包括：

最大似然判定单元，对复用了所述多个调制信号的信号进行最大似然估计；

软值生成单元，基于通过所述最大似然判定单元获得的最大似然估计结果，生成软判定值；以及

硬判定单元，对由所述最大似然判定单元获得的最大似然估计结果进行硬判定，

所述信号点削减单元使用由所述硬判定单元获得的硬判定值，削减在所述第二软判定单元中使用的所述候补信号点的数量。

8、如权利要求1所述的多天线接收装置，还包括：

积蓄单元，积蓄在最后一次的迭代解码中通过所述判定单元获得的判定值，

所述解码单元在重发信号的解码时，使用积蓄在所述积蓄单元中的判定值进行解码处理。

9、多天线接收装置，用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，并从接收信号复原与所述多个调制信号的各个调制信号对应的数据序列，该多天线接收装置包括：

分离单元，通过线性运算，将复用了所述多个调制信号的接收信号分离成各个调制信号；

硬判定单元，对分离后的各个调制信号进行硬判定；

软判定单元，基于有关复用了所述多个调制信号的信号的多个候补信号点与所述接收信号的信号点之间的信号点距离，对所述调制信号进行判定；以及

信号点削减单元，仅使用由所述硬判定单元获得的、自调制信号以外的数字数据的一部分，削减在所述软判定单元中使用的所述候补信号点的数量。