JP4490922B2 - マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ送信方法 - Google Patents

マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ送信方法 Download PDF

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Description

本発明はマルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ受信方法、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システムに関し、特に送信側の複数アンテナから同時に送信された異なる変調信号を複数のアンテナで受信し、伝搬路上で複数の変調信号が多重化されてなる受信信号から各変調信号に対応する送信データを復元する技術に関する。
従来、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）と呼ばれる通信方法のように複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調データを複数のアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようにしたものがある。受信側では、複数のアンテナからの送信信号を複数のアンテナで受信する。
ここで各受信アンテナで得られる受信信号は、複数の変調信号が伝搬空間上で混ざり合ったものとなるので、各変調信号に対応するデータを復元するためには、各変調信号の伝搬路での変動値（以下これをチャネル変動と呼ぶ）を推定する必要がある。このため送信装置は予め変調信号にパイロットシンボル等の既知信号を挿入し、受信装置は変調信号に挿入された既知信号に基づいて、各送信アンテナと各受信アンテナ間の伝搬空間でのチャネル変動を推定する。そしてこのチャネル変動推定値を用いて各変調信号を復調する。
その一つの方法として、チャネル変動推定値を要素とする行列の逆行列演算を行って各変調信号を分離する方法がある。また別の方法として、チャネル変動推定値を用いて候補信号点位置を求め、この候補信号点位置と受信信号点位置との間で最尤判定（ＭＬＤ：Maximum Likelihood Detection）を行うことで、各変調信号により送信されたデータを復元する方法がある。
このようなマルチアンテナを用いた通信技術については、例えば非特許文献１で開示されている。以下、この非特許文献１に開示された内容について、図１０２を用いて簡単に説明する。マルチアンテナ送信装置１は、変調信号生成部３に送信信号Ａ及び送信信号Ｂを入力する。変調信号生成部３は各送信信号Ａ、Ｂに対してＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)や１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)等のディジタル変調処理を施し、これにより得たベースバンド信号４、５を無線部６に送出する。無線部６はベースバンド信号４、５に対してアップコンバートや増幅等の無線処理を施し、これにより得た変調信号７、８を各アンテナ９、１０に送出する。このようにしてマルチアンテナ送信装置１は、送信信号Ａの変調信号７をアンテナ９から送信すると共に、これと同時に送信信号Ｂの変調信号８をアンテナ１０から送信するようになっている。
マルチアンテナ受信装置２は、アンテナ１１で受信した受信信号１２を無線部１３に入力すると共に、アンテナ１５で受信した受信信号１６を無線部１７に入力する。無線部１３、１７は受信信号１２、１６に対してダウンコンバート等の無線処理を施し、これにより得たベースバンド信号１４、１８を復調部１９に送出する。
復調部１９はベースバンド信号１４、１８を検波することにより、送信信号Ａの受信ディジタル信号２０及び送信信号Ｂの受信ディジタル信号２１を得る。このとき非特許文献１では、復調部１９において、チャネル推定行列の逆行列演算を行って受信ディジタル信号２０、２１を得る方法と、最尤判定（ＭＬＤ）を行って受信ディジタル信号２０、２１を得る方法が記載されている。
また従来、複数アンテナを用いた送信方法として、非特許文献２に開示されているように時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Space-Time Block Code）を送信することにより、品質の良い（誤り率特性の良い）データ伝送を実現する技術が知られている。以下、この非特許文献２に開示された内容について図面を用いて説明する。
図１０３に示すように、送信装置は複数のアンテナＡＮ１、ＡＮ２を有し、各アンテナＡＮ１、ＡＮ２から同時に信号を送信する。受信装置は、同時に送信された複数の信号をアンテナＡＮ３で受信する。
図１０４に、各アンテナＡＮ１、ＡＮ２から送信される信号のフレーム構成を示す。アンテナＡＮ１からは送信信号Ａが送信され、これと同時にアンテナＡＮ２からは送信信号Ｂが送信される。送信信号Ａ及び送信信号Ｂは、符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるように同じシンボルが複数回配置されたシンボルブロックからなる。
さらに詳しく説明する。図１０４において、Ｓ１、Ｓ２はそれぞれ異なるシンボルを示すと共に、複素共役を“＊”で示す。時空間ブロック符号化では、時点ｉにおいて、第１のアンテナＡＮ１からシンボルＳ１を送信すると同時に第２のアンテナＡＮ２からシンボルＳ２を送信し、続く時点ｉ＋１において、第１のアンテナＡＮ１からシンボル−Ｓ２＊を送信すると同時に第２のアンテナＡＮ２からシンボルＳ１＊を送信する。
受信装置のアンテナＡＮ３では、アンテナＡＮ１とアンテナＡＮ３間の伝送路変動ｈ１（ｔ）を受けた送信信号Ａと、アンテナＡＮ２とアンテナＡＮ３間の伝送路変動ｈ２（ｔ）を受けた送信信号Ｂとが合成された信号が受信される。
受信装置は、伝送路変動ｈ１（ｔ）とｈ２（ｔ）を推定し、その推定値を用いることにより、合成された受信信号から元の送信信号Ａと送信信号Ｂを分離した後に、各シンボルを復調するようになっている。
この際、図１０４に示すような時空間ブロック符号化された信号を用いると、信号分離時に、伝送路変動ｈ１（ｔ）、ｈ２（ｔ）に拘わらず各シンボルＳ１、Ｓ２を最大比合成できるようになるので、大きな符号化利得とダイバーシチ利得とが得られるようになる。この結果、受信品質すなわち誤り率特性を向上させることができる。
"Multiple-antenna diversity techniques for transmission over fading channels"IEEE WCNC 1999, pp.1038-1042, Sep. 1999. "Space-Time Block Codes from Orthogonal Design"IEEE Transactions on Information Theory, pp.1456-1467, vol.45, no.5, July 1999
ところで、非特許文献２のようなマルチアンテナを用いたシステムでは、データ通信速度は上がるものの、特に受信装置の構成が複雑化する問題がある。特に最尤判定（ＭＬＤ）を行って各変調信号に対応するデータを得る方法では、候補信号点と受信点との間の最尤判定に要する演算数が多くなるため、回路規模が大きくなってしまう。
具体的に、送信アンテナ数が２で、受信アンテナ数が２の場合を考えると、ＱＰＳＫを施した変調信号を各アンテナから送信した場合、４×４＝１６個の候補信号点が存在することになる。さらに１６ＱＡＭを施した変調信号を各アンテナから送信した場合には、１６×１６＝２５６個の候補信号点が存在することになる。最尤判定（ＭＬＤ）を行う場合、実際の受信点とこれらの全候補信号との距離を計算する必要があるので、膨大な計算が
必要となり、回路規模の増大に繋がる。
これに対して、チャネル推定行列の逆行列を用いて、受信信号から各変調信号を分離した後に判定を行う方法では、最尤判定（ＭＬＤ）を行う方法と比較して演算数が少なくなるため、回路規模は小さくなるが、電波伝搬環境によっては誤り率特性が低下し、この結果受信データの誤り率特性が劣化する欠点がある。誤り率特性が低下すると、実質的なデータ通信速度が低下することに繋がる。
また非特許文献２のような時空間ブロック符号化した信号を用いると、確かに受信品質（誤り率特性）は向上するものの、伝送効率が低下する欠点がある。すなわち、時点ｉ＋１で送信されるＳ１＊や−Ｓ２＊は、受信装置においてはＳ１、Ｓ２として復調されるので、実質的には時点ｉで送信されたＳ１、Ｓ２と同じ情報である。このため、同じ情報を２度送信していることになり、この分データの伝送効率が低下する。
例えば一般的なマルチアンテナ通信システムにおいては、時点ｉ＋１おいてシンボルＳ１、Ｓ２とは異なるシンボルＳ３、Ｓ４を送信するので、時点ｉから時点ｉ＋１の期間では４つのシンボルＳ１〜Ｓ４を送信することができる。つまり、単純に考えると、時空間ブロック符号化技術を用いた場合、データ伝送効率が、一般的なマルチアンテナ通信の半分に低下してしまう。
本発明の目的は、ＳＴＢＣを用いた伝送方法と比較してデータ伝送効率を低下させることなく、かつ最大比合成に近い受信品質を得ることができるといった従来技術では為し得なかった通信を可能とし、さらには比較的少ない演算回数でこれを達成することができるマルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ送信方法を提供することである。
本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、複数のアンテナと、前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと、インターリーブ後の各送信信号をＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調部と、を具備し、前記インターリーバは、第１のインターリーブパターンとして、周波数の低いサブキャリアから周波数の高いサブキャリアへと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されていると共に、第２のインターリーブパターンとして、周波数の高いサブキャリアから周波数の低いサブキャリアへと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されている、構成を採る。
本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、複数のアンテナと、前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと、インターリーブ後の各送信信号をＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調部と、を具備し、前記インターリーバは、第１のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の早い方から時間の遅い方へと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されていると共に、第２のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の遅い方から時間の早い方へと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されている、構成を採る。
本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、複数のアンテナと、前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと、を具備し、前記インターリーバは、前記複数のアンテナのうち、第１のアンテナから送信する送信信号についてはｘシンボル毎のインターリーブ処理を施し、第２のアンテナから送信する送信信号についてはｙ（ｘ≠ｙ）シンボル毎のインターリーブ処理を施す、構成を採る。
本発明によれば、ＳＴＢＣを用いた伝送方法と比較してデータ伝送効率を低下させることなく、かつ最大比合成に近い受信品質を得ることができるといった従来技術では為し得なかった通信を可能とし、さらには比較的少ない演算回数でこれを達成することができるようになる。
また各アンテナから送信する送信信号を異なるインターリーブパターンでインターリーブするようにしたことにより、マルチアンテナ受信装置での誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。
マルチアンテナ送信装置から同時送信され、伝搬路上で多重化された複数の変調信号をマルチアンテナ受信装置で受信し、各変調信号の信号点判定を行って誤り率特性の良いデータを得るには、膨大な演算量が必要となる。特にチャネル数（アンテナ数）が多いほど、変調多値数が多いほど、演算回数が多くなる。
本発明の特徴の一つは、変調信号の受信点を判定して受信データを得る際に用いる候補信号点を、自変調信号以外の他の変調信号の判定値を使って削減し、削減した候補信号点を用いて自変調信号についての判定（主判定）を行うことである。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１に、本実施の形態で説明するマルチアンテナ通信システムの全体構成を示す。本実施の形態では、説明を簡単化するために、送信アンテナが２本で、受信アンテナが２本の場合について記述するが、Ｍ（Ｍ≧２）本の送信アンテナと、Ｎ（Ｎ≧２）本の受信アンテナを有するマルチアンテナシステムに適用可能である。
マルチアンテナ通信システム１００のマルチアンテナ送信装置１１０は、送信部１１１において各送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに対して所定の変調処理や無線周波数への変換処理を施すことにより変調信号Ｔａ、Ｔｂを得、これを各アンテナＡＮ１、ＡＮ２から送信する。マルチアンテナ受信装置１２０は、各アンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信した受信信号Ｒ１、Ｒ２を受信部１２１に入力する。受信部１２１は受信信号Ｒ１、Ｒ２に対して復調処理を施すことにより、送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに対応する受信データＲＡ、ＲＢを得る。
ここでアンテナＡＮ１から送信された変調信号Ｔａは、チャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）を受けた後にアンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信される。またアンテナＡＮ２から送信された変調信号Ｔｂは、チャネル変動ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）を受けた後にアンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信される。
よって、時間のパラメータｔを用いて、アンテナＡＮ１から送信される信号をＴａ（ｔ）、アンテナＡＮ２から送信される信号をＴｂ（ｔ）、受信アンテナＡＮ３で受信した信号をＲ１（ｔ）、受信アンテナＡＮ４で受信した信号をＲ２（ｔ）とすると、以下の関係式が成立する。
Figure 0004490922
図２に、マルチアンテナ送信装置１１０の構成を示す。マルチアンテナ送信装置１１０は符号化部２０１Ａ、２０１Ｂに送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢを入力する。符号化部２０１Ａ、２０１Ｂは、フレーム構成信号生成部２１０からのフレーム構成信号Ｓ１０に従って、送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに畳み込み符号化処理を施すことにより符号化データＳ１Ａ、Ｓ１Ｂを形成し、これを変調部２０２Ａ、２０２Ｂに送出する。
変調部２０２Ａ、２０２Ｂは、符号化データＳ１Ａ、Ｓ１Ｂに対してＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調処理を施すと共に、フレーム構成信号Ｓ１０に従ったタイミングでチャネル推定用のシンボルを挿入することにより、ベースバンド信号Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂを形成し、これを拡散部２０３Ａ、２０３Ｂに送出する。図３に、各ベースバンド信号のフレーム構成例を示す。
拡散部２０３Ａ、２０３Ｂは、ベースバンド信号に拡散符号を乗算することにより拡散されたベースバンド信号Ｓ３Ａ、Ｓ３Ｂを得、これを無線部２０４Ａ、２０４Ｂに送出する。なお拡散部２０３Ａと拡散部２０３Ｂとでは異なる拡散符号を用いるようになっている。無線部２０４Ａ、２０４Ｂは、拡散されたベースバンド信号Ｓ３Ａ、Ｓ３Ｂに対してアップコンバートや増幅等の無線処理を施すことにより変調信号Ｔａ、Ｔｂを形成し、これをアンテナＡＮ１、ＡＮ２に供給する。
かくして各アンテナＡＮ１、ＡＮ２からは、時間軸方向に畳み込み符号化された異なる変調信号Ｔａ、Ｔｂが同時に送信される。
図４に、マルチアンテナ受信装置１２０の全体構成を示す。マルチアンテナ受信装置１２０はアンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信した受信信号Ｒ１、Ｒ２をそれぞれ無線部４０１−１、４０１−２に供給する。無線部４０１−１、４０１−２は、受信信号に対してダウンコンバートや直交復調などの無線処理を施すことによりベースバンド信号Ｒ１−１、Ｒ２−１を得、これを逆拡散部４０２−１、４０２−２に送出する。
逆拡散部４０２−１は、ベースバンド信号Ｒ１−１に対して図２の拡散部２０３Ａ及び拡散部２０３Ｂで用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２を得、これを変調信号Ａのチャネル変動推定部４０３−１Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定部４０３−１Ｂ及び信号処理部４０４に送出する。
同様に、逆拡散部４０２−２は、ベースバンド信号Ｒ２−１に対して図２の拡散部２０３Ａ及び拡散部２０３Ｂで用いた拡散符号と同じ拡散符号を用いた逆拡散処理を施すことにより逆拡散後のベースバンド信号Ｒ２−２を得、これを変調信号Ａのチャネル変動推定部４０３−２Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定部４０３−２Ｂ及び信号処理部４０４に送出する。
変調信号Ａのチャネル変動推定部４０３−１Ａは、チャネル推定シンボルに基づき変調信号Ａ（アンテナＡＮ１から送信された変調信号Ｔａ）のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値ｈ１１を得る。これにより、アンテナＡＮ１とアンテナＡＮ３間のチャネル変動が推定される。変調信号Ｂのチャネル変動推定部４０３−１Ｂはチャネル推定シンボルに基づき変調信号Ｂ（アンテナＡＮ２から送信された変調信号Ｔｂ）のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値ｈ２１を得る。これによりアンテナＡＮ２とアンテナＡＮ３間のチャネル変動が推定される。
同様に、変調信号Ａのチャネル変動推定部４０３−２Ａは、チャネル推定シンボルに基づき変調信号Ａ（アンテナＡＮ１から送信された変調信号Ｔａ）のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値ｈ１２を得る。これにより、アンテナＡＮ１とアンテナＡＮ４間のチャネル変動が推定される。変調信号Ｂのチャネル変動推定部４０３−２Ｂはチャネル推定シンボルに基づき変調信号Ｂ（アンテナＡＮ２から送信された変調信号Ｔｂ）のチャネル変動を推定することによりチャネル変動推定値ｈ２２を得る。これによりアンテナＡＮ２とアンテナＡＮ４間のチャネル変動が推定される。
信号処理部４０４は、逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２に加えて、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２を入力し、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２を用いてベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２の復号や検波等を行うことにより、送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに対応する受信データＲＡ、ＲＢを得るようになっている。
図５に、本実施の形態の信号処理部４０４の構成を示す。信号処理部４０４は分離部５０１にベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２を入力する。
分離部５０１は、ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２と、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２とを、（１）式に当てはめて（１）式の逆行列演算を行うことにより、送信ディジタル信号ＴＡの推定ベースバンド信号５０２と送信ディジタル信号ＴＢの推定ベースバンド信号５０５を得る。このように分離部５０１は、最尤判定（ＭＬＤ）を行うのではなく、逆行列演算によって信号分離を行うため、最尤判定を行う場合に比して小さな回路規模で信号分離を行うことができる。分離部５０１は、送信ディジタル信号ＴＡの推定ベースバンド信号５０２を軟判定部５０３に送出すると共に、送信ディジタル信号ＴＢの推定ベースバンド信号５０５を軟判定部５０６に送出する。
軟判定部５０３、５０６は、それぞれ、推定ベースバンド信号５０２、５０５の軟判定値を求めた後、軟判定値に対して誤り訂正処理を施すことにより、ディジタルデータでなる判定値５０４、５０７を得る。軟判定部５０３により得られた判定値５０４は、信号点削減部５１４、５１６に送出される。また軟判定部５０６により得られた判定値５０７は、信号点削減部５０８、５１０に送出される。
図６に、軟判定部５０３、５０６の構成を示す。軟判定部５０３と軟判定部５０６の構成は同様なので、ここでは軟判定部５０３の構成のみ説明する。軟判定部５０３は推定ベースバンド信号５０２を軟判定値計算部６０１に入力する。軟判定値計算部６０１は、推定ベースバンド信号５０２のブランチメトリック及びパスメトリックを求めることにより、推定ベースバンド信号５０２のデータ系列６０２を計算し、このデータ系列６０２を判定部６０３に送出する。判定部６０３はデータ系列６０２に対して誤り訂正処理を施し、誤り訂正後のデータを判定値５０４として出力する。
図７を用いて軟判定部５０３、５０６での処理を具体的に説明する。図７は、送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢがＱＰＳＫ変調されたときの信号点配置例を示す。図中、７０１は受信信号点であり、推定ベースバンド信号５０２、５０５に相当する。軟判定部５０３、５０６は、図７における受信信号点７０１とＱＰＳＫの信号点との、例えばユークリッド距離の２乗を求め、この値をブランチメトリックとし、このブランチメトリックを利用しパスメトリックを求める。そして畳み込み符号を用いている場合は、例えばビタビアルゴリズムに従って復号し、送信ディジタル信号ＴＡについての判定値５０４及び送信ディジタル信号ＴＢについての判定値５０７を得る。
かかる構成に加えて、信号処理部４０４は、変調信号Ａについての信号点削減部５０８、５１０と、変調信号Ｂについての信号点削減部５１４、５１６を有する。
変調信号Ａについての信号点削減部５０８、５１０は、軟判定部５０６により得られた変調信号Ｂについての判定値を入力する。また信号点削減部５０８には一方の受信アンテナＡＮ４の受信信号に基づいて得られた変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１２及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２２が入力されると共に、信号点削減部５１０には他方の受信アンテナＡＮ３の受信信号に基づいて得られた変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１１及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２１が入力される。
信号点削減部５０８は、先ず変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１２及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２２に基づき、図８に示すように、１６点の候補信号点８０１〜８１６を推定する。次に信号点削減部５０８は、軟判定部５０６により得られた変調信号Ｂの判定値
５０７を使って、図９に示すように、候補信号点の数を４点に絞り込む。なお図９は、変調信号Ｂの判定値５０７が（０，０）、つまり変調信号Ｂで送信された２ビットが（０，０）と判定された場合の候補信号点削減の例を示すものである。そして信号点削減部５０８は、信号点８０１、８０６、８１１、８１６の情報を信号点情報５０９として軟判定部５１２に送出する。
同様に、信号点削減部５１０は、変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１１及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２１に基づき１６点の候補信号点８０１〜８１６を推定し、次に軟判定部５０６により得られた変調信号Ｂの判定値５０７を使って候補信号点の数を４点に削減し、その４点の信号点の情報を信号点情報５１１として軟判定部５１２に送出する。
変調信号Ｂについての信号点削減部５１４、５１６は、軟判定部５０３により得られた変調信号Ａについての判定値５０４を入力する。また信号点削減部５１４には一方の受信アンテナＡＮ４の受信信号に基づいて得られた変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１２及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２２が入力されると共に、信号点削減部５１６には他方の受信アンテナＡＮ３の受信信号に基づいて得られた変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１１及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２１が入力される。
信号点削減部５１４は、先ず変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１２及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２２に基づき、図８に示すように、１６点の候補信号点８０１〜８１６を推定する。次に信号点削減部５１４は、軟判定部５０３により得られた変調信号Ａの判定値５０４を使って、図１０に示すように、候補信号点の数を４点に絞り込む。なお図１０は、変調信号Ａの判定値５０４が（１，０）、つまり変調信号Ａで送信された２ビットが（１，０）と判定された場合の候補信号点削減の例を示すものである。そして信号点削減部５１４は、信号点８０５、８０６、８０７、８０８の情報を信号点情報５１５として軟判定部５１８に送出する。
同様に、信号点削減部５１６は、変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１１及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２１に基づき１６点の候補信号点８０１〜８１６を推定し、次に軟判定部５０３により得られた変調信号Ａの判定値５０４を使って候補信号点の数を４点に削減し、その４点の信号点の情報を信号点情報５１７として軟判定部５１８に送出する。
このように本実施の形態のマルチアンテナ受信装置１２０においては、チャネル変動行列の逆行列演算により各変調信号Ａ、Ｂを分離する分離部５０１と、分離された変調信号５０２、５０５を軟判定する軟判定部５０３、５０６とに加えて、各変調信号Ａ、Ｂに対応した信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６を設け、信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６において自変調信号を除く他の変調信号の軟判定値５０７、５０４を使って自変調信号についての候補信号点数を削減するようになっている。
すなわち分離部５０１、軟判定部５０３、５０６において各変調信号Ａ、Ｂを仮判定し、信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６においてその仮判定結果５０７、５０４に基づいて候補信号点を削減する。
各軟判定部５１２、５１８は、ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を、削減された自変調信号についての候補信号点を用いて軟判定することにより、送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに対応する受信データＲＡ、ＲＢを得るようになっている。
これを具体的に説明する。軟判定部５１２は、信号点情報５０９、５１１として図９の候補信号点８０１、８０６、８１１、８１６の情報を入力すると共に、受信ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力する。軟判定部５１２は、受信ベースバンド信号Ｒ１−２
、Ｒ２−２の両方について候補信号点８０１、８０６、８１１、８１６を用いて軟判定を行う。例えば、受信ベースバンド信号Ｒ１−２で示される受信点が、図９の信号点８００とすると、受信信号点８００と候補信号点８０１、８０６、８１１、８１６とのユークリッド距離の２乗を計算することで、ブランチメトリック（これをＢｘと呼ぶ）を求める。同様に、受信ベースバンド信号Ｒ２−２で示される受信点が、図９の信号点８００（但し、実際には受信ベースバンド信号Ｒ２−１の受信点と受信ベースバンド信号Ｒ２−２の受信点は異なるものとなる）とすると、受信信号点８００と候補信号点８０１、８０６、８１１、８１６とのユークリッド距離の２乗を計算することで、ブランチメトリック（これをＢｙと呼ぶ）を求める。
そして軟判定部５１２は、ブランチメトリックＢｘ及びブランチメトリックＢｙを加算したブランチメトリックからパスメトリックを求め、例えば畳み込み符号を用いている場合は、ビタビアルゴリズムに従って復号を行うことで、変調信号Ａの受信データＲＡを得る。
同様に、軟判定部５１８は、信号点情報５１５、５１７として図１０の候補信号点８０５、８０６、８０７、８０８の情報を入力すると共に、受信ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力する。軟判定部５１８は、受信ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２の両方について候補信号点８０５、８０６、８０７、８０８を用いて軟判定を行う。例えば、受信ベースバンド信号Ｒ１−２で示される受信点が、図１０の信号点８００とすると、受信信号点８００と候補信号点８０５、８０６、８０７、８０８とのユークリッド距離の２乗を計算することで、ブランチメトリック（これをＢｖと呼ぶ）を求める。同様に、受信ベースバンド信号Ｒ２−２で示される受信点が、図１０の信号点８００（但し、実際には受信ベースバンド信号Ｒ２−１の受信点と受信ベースバンド信号Ｒ２−２の受信点は異なるものとなる）とすると、受信信号点８００と候補信号点８０５、８０６、８０７、８０８とのユークリッド距離の２乗を計算することで、ブランチメトリック（これをＢｗと呼ぶ）を求める。
そして軟判定部５１８は、ブランチメトリックＢｖ及びブランチメトリックＢｗを加算したブランチメトリックからパスメトリックを求め、例えば畳み込み符号を用いている場合は、ビタビアルゴリズムに従って復号を行うことで、変調信号Ｂの受信データＲＢを得る。
次に本実施の形態のマルチアンテナ受信装置１２０の動作について説明する。マルチアンテナ受信装置１２０は、２つのアンテナＡＮ１、ＡＮ２から同時に送信された２つの変調信号Ａ、Ｂを２つのアンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信する。マルチアンテナ受信装置１２０は、チャネル変動推定部４０３−１Ａ、４０３−１Ｂ、４０３−２Ａ、４０３−２Ｂによって、各変調信号Ａ、Ｂに挿入された既知信号に基づいて、各送信アンテナＡＮ１、ＡＮ２と受信アンテナＡＮ３、ＡＮ４間でのチャネル変動を推定する。
ここで変調信号Ａ、変調信号ＢがＱＰＳＫ変調されているとき、多重されて受信された受信信号には、４×４＝１６点の信号点が存在する。つまり、チャネル変動推定値に基づいて形成される候補信号点の数も１６個となる。
ここで従来のマルチアンテナ受信装置では、１６個の候補信号点と受信点との信号点距離を求め、最も距離の小さい値をとる候補信号点を検出し、この候補信号点で示されるデータを受信データとするようになっている。
これに対して本実施の形態のマルチアンテナ受信装置１２０においては、チャネル変動行列の逆行列演算により各変調信号Ａ、Ｂを分離する分離部５０１と、分離された変調信
号を軟判定する軟判定部５０３、５０６とを設けて、一旦、各変調信号Ａ、Ｂのディジタル信号（判定値）を得、このディジタル信号を用いて各変調信号Ａ、Ｂの候補信号点を絞り込む。そして絞り込んだ候補信号点のみを用いて軟判定部により正確な判定を行う。これは、換言すれば、分離部５０１、軟判定部５０３、５０４により変調信号Ａ、Ｂの仮判定を行い、その仮判定値を用いて候補信号点を絞り込み、絞り込んだ候補信号点のみについて正確なディジタル判定（主判定）を行っていると言うことができる。
これにより、軟判定部５１２、５１８により全ての候補信号点を用いて受信点を判定する場合と比較して、格段に演算量を削減することができる。例えばこの実施の形態では、変調方式としてＱＰＳＫを用いているが、多値数が増加するにつれその効果はさらに大きくなる。例えば、変調信号Ａ、Ｂともに６４ＱＡＭで変調されているとすると、信号点数を削減しない場合、６４×６４＝４０９６の候補信号点が存在し、４０９６個の候補信号点に対しブランチメトリックを求めようとすると非常に大規模な回路が必要となる。
また逆行列演算のみを用いて受信データを得る場合と比較して、つまり軟判定部５０３、５０６の判定結果をそのまま受信データとする場合と比較して、誤り率特性を向上させることができる。特に信号点数削減を行う際、正しい削減を行うと、フルダイバーシチゲインを得ることができ、一段と誤り率特性を向上させることができるようになる。信号点削減のより好適な構成は、以下の実施の形態で説明する。
かくして本実施の形態によれば、チャネル変動行列の逆行列演算を用いて分離した各変調信号５０２、５０５に基づいて各変調信号５０２、５０５を仮判定し、多重化された変調信号の候補信号点数を仮判定結果５０４、５０７を用いて削減した後に、削減した候補信号点を用いて正確な判定を行って各変調信号の受信データＲＡ、ＲＢを得るようにしたことにより、少ない演算量で誤り率特性の良い受信データＲＡ、ＲＢを得ることができる。この結果、誤り率特性を維持しつつ、装置構成を簡単化できるマルチアンテナ受信装置及びマルチアンテナ受信方法を実現することができる。
なお上述した実施の形態では、候補信号点を削減するための各変調信号を分離するにあたって、分離部５０１によってチャネル変動行列の逆行列演算を行うようにした場合について述べたが、分離方法は逆行列演算に限らず、例えばＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）アルゴリズムを用いて各変調信号を推定して分離してもよい。
また上述した実施の形態では、候補信号点を削減するための各変調信号の仮判定を分離部５０１及び軟判定部５０３、５０６により行うようにした場合について述べたが、仮判定の仕方はこれに限らない。回路規模を問題にしない場合には、例えば図１１に示すように、変調信号の分離のための逆行列演算を行わずに、仮判定を軟判定部１１０１により行うようにしてもよい。
図５との対応部分に同一符号を付して示す図１１において、信号処理部１１００の軟判定部１１０１には、ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２と、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２とが入力される。軟判定部１１０１は、変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１１及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２１に基づき、図８に示すように、１６点の候補信号点８０１〜８１６を推定する。そして逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２から、図８の受信信号点８００を推定し、例えば受信信号点８００と１６個の候補信号点８０１〜８１６との各ユークリッド距離の２乗を求め、ブランチメトリックを求める。同様に、軟判定部１１０１は、変調信号Ａのチャネル変動信号ｈ１２、ｈ２２、逆拡散後のベースバンド信号Ｒ２−２からブランチメトリックを求める。そして軟判定部１１００は、畳み込み符号を用いている場合、２つのブランチメトリックからパスメトリックを求め、変調信号Ａの判定値１１０２、変調信号Ｂの判定値１１０３を出力する。
（実施の形態２）
この実施の形態では、実施の形態１と比較して、候補信号点を削減するための仮判定を行う部分の構成をより簡易なものとすることにより、一段と簡易な構成で誤り率特性の良い受信データを得ることができるマルチアンテナ受信装置を提案する。
図５との対応部分に同一符号を付して示す図１２に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部１２００の構成を示す。図１２の信号処理部１２００は、図５の信号処理部４０４と比較して、分離部５０１により分離された変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５を判定するための軟判定部５０６（図５）を省略した構成となっている。そして信号点削減部１２０１、１２０２には、軟判定部５１８により得られた変調信号Ｂの受信データＲＢを入力させるようになっている。信号点削減部１２０１、１２０２は、軟判定部５０６（図５）からの判定値５０７の代わりに、軟判定部５１８により得られた受信データＲＢを用いて、実施の形態１で説明したのと同様の方法で候補信号点数を削減する。これにより、軟判定部５０６を省略した分だけ、全体的な回路構成を簡単化できる。
次に本実施の形態の信号処理部１２００の動作について説明する。信号処理部１２００は、先ず軟判定部５０３によって変調信号Ａのみ復号し、その結果を用いて、信号点削減部５１４、５１６よって候補信号点を削減し、軟判定部５１８によって変調信号Ｂを復号することで、変調信号Ｂの受信データＲＢを得る。
信号処理部１２００は、続いて、信号点削減部１２０１、１２０２によって変調信号ＢのデータＲＢを用いて変調信号Ａについての候補信号点を削減し、軟判定部５１２によって変調信号Ａを復号することで、変調信号Ａの受信データＲＡを得る。このように、本実施の形態の信号処理部１２００は、変調信号Ａと変調信号Ｂを同時に復号するのではなく、変調信号Ａの復号、変調信号Ｂの復号、変調信号Ａの復号のように、交互に復号する。
かくして本実施の形態によれば、全ての変調信号について仮判定を行い、全ての信号点削減部で仮判定結果を用いて候補信号点を削減するのではなく、ある変調信号についてのみ仮判定を行い、他の変調信号については最終的な判定結果（主判定結果）を用いて候補信号点を削減するようにしたことにより、実施の形態１での効果に加えて、一段と簡易な構成のマルチアンテナ受信装置を実現できるようになる。
（実施の形態３）
この実施の形態では、候補信号点を削減した後に主判定を行うことにより少ない演算回数で誤り率特性の良い受信データを得ることに加えて、イタレーション（反復）技術を適用することにより、一段と誤り率特性を向上させることができるマルチアンテナ受信装置を提案する。
図５との対応部分に同一符号を付して示す図１３に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部１３００の構成を示す。すなわち、信号処理部１３００は、図４の信号処理部４０４に置き換えられてマルチアンテナ受信装置１２０に用いられる。
実施の形態１で説明した図５の信号処理部４０４と、本実施の形態の信号処理部１３００の異なる点は、信号点削減部１３０１、１３０２が軟判定部５０６からの判定値５０７に加えて軟判定部５１８からの受信データＲＢを入力している点、および、信号点削減部１３０３、１３０４が軟判定部５０３からの判定値５０４に加えて軟判定部５１２からの受信データＲＡを入力している点である。
これにより、信号点削減部１３０１〜１３０４では、実施の形態１の信号点削減部５０
８、５１０、５１４、５１６と比較して、正しい信号点削減を行う確率を高めることができるようになる。この結果、最終的に得られる受信データＲＡ、ＲＢの誤り率特性を一段と向上させることができる。
次に図１４を用いて本実施の形態の信号処理部１３００の動作について説明する。図１４に示すように、信号処理部１３００では、変調信号Ａ、Ｂの軟判定及び復号を並列に行う。そして変調信号Ａの信号点削減は、変調信号Ｂの軟判定により得られる変調信号Ｂの受信データＲＢを用いて行う。逆に、変調信号Ｂの信号点削減は、変調信号Ａの軟判定により得られる変調信号Ａの受信データＲＡを用いて行う。そして変調信号Ａ、Ｂそれぞれの軟判定（主判定）を行うことで変調信号Ａ、Ｂの受信データＲＡ、ＲＢを得るようになっている。さらに、得られた変調信号Ａ、Ｂの受信データＲＡ、ＲＢを用いて反復して信号点削減、軟判定（主判定）を行っていく。
具体的に説明する。一度目の軟判定及び復号の動作については、実施の形態１で説明した図５の信号処理部４０４の動作と同様である。すなわち軟判定部５０３、５０４により得た仮判定値（判定値５０４、５０７）に基づいて信号点削減を行う。これに対して、二度目以降の軟判定及び復号は、軟判定部５１２、５１８により得られた受信データＲＡ、ＲＢを用いて行う。
信号処理部１３００は、変調信号Ａに関して、ステップＳＴ１Ａで示す一度目の軟判定処理において、信号点削減部１３０１、１３０２が、それぞれ、変調信号Ｂの軟判定値５０７を用いて変調信号Ｂで送信された２ビットを推定し、図８の１６個の候補信号点を図９の４個の信号点に削減し、その信号点情報（４個の信号点）５０９、５１１を軟判定部５１２に送出し、軟判定部５１２が信号点情報５０９、５１１を使って受信データＲＡを得る。
同様に、信号処理部１３００は、変調信号Ｂに関して、ステップＳＴ１Ｂで示す一度目の軟判定処理において、信号点削減部１３０３、１３０４が、それぞれ、変調信号Ａの軟判定値５０４を用いて変調信号Ａで送信された２ビットを推定し、図８の１６個の候補信号点を図１０の４個の信号点に削減し、その信号点情報（４個の信号点）５１５、５１７を軟判定部５１８に送出し、軟判定部５１８が信号点情報５１５、５１７を使って受信データＲＢを得る。
信号処理部１３００は、変調信号Ａに関して、ステップＳＴ２Ａ、ＳＴ３Ａで示す二度目の軟判定処理において、信号点削減部１３０１、１３０２が、それぞれ、ステップＳＴ１Ｂで得られた受信データＲＢを用いて変調信号Ｂで送信された２ビットを推定し、図８の１６個の候補信号点を図９の４個の信号点に削減し（ステップＳＴ２Ａ）、その信号点情報（４個の信号点）５０９、５１１を軟判定部５１２に送出し、軟判定部５１２が信号点情報５０９、５１１を使って受信データＲＡを得る（ステップＳＴ３Ａ）。
同様に、信号処理部１３００は、変調信号Ｂに関して、ステップＳＴ２Ｂ、ＳＴ３Ｂで示す二度目の軟判定処理において、信号点削減部１３０３、１３０４が、それぞれ、ステップＳＴ１Ａで得られた受信データＲＡを用いて変調信号Ａで送信された２ビットを推定し、図８の１６個の候補信号点を図１０の４個の信号点に削減し（ステップＳＴ２Ｂ）、その信号点情報（４個の信号点）５１５、５１７を軟判定部５１８に送出し、軟判定部５１８が信号点情報５１５、５１７を使って受信データＲＢを得る（ステップＳＴ３Ｂ）。
信号処理部１３００は、変調信号Ａに関して、ステップＳＴ４Ａ、ＳＴ５Ａで示す三度目の軟判定処理において、信号点削減部１３０１、１３０２が、それぞれ、ステップＳＴ３Ｂで得られた受信データＲＢを用いて変調信号Ｂで送信された２ビットを推定し、図８
の１６個の候補信号点を図９の４個の信号点に削減し（ステップＳＴ４Ａ）、その信号点情報（４個の信号点）５０９、５１１を軟判定部５１２に送出し、軟判定部５１２が信号点情報５０９、５１１を使って受信データＲＡを得る（ステップＳＴ５Ａ）。
同様に、信号処理部１３００は、変調信号Ｂに関して、ステップＳＴ４Ｂ、ＳＴ５Ｂで示す三度目の軟判定処理において、信号点削減部１３０３、１３０４が、それぞれ、ステップＳＴ３Ａで得られた受信データＲＡを用いて変調信号Ａで送信された２ビットを推定し、図８の１６個の候補信号点を図１０の４個の信号点に削減し（ステップＳＴ４Ｂ）、その信号点情報（４個の信号点）５１５、５１７を軟判定部５１８に送出し、軟判定部５１８が信号点情報５１５、５１７を使って受信データＲＢを得る（ステップＳＴ５Ｂ）。
このように信号処理部１３００においては、二度以降の信号点削減を、前回の動作が完了した後の他方の変調信号の受信データＲＡ、ＲＢを使って行うようになっている。
そして軟判定部５１２、５１８は、それぞれ、一度目の軟判定、復号を行ったら、一度目の受信データＲＡ、ＲＢを出力する。次に、二度目の軟判定、復号を行ったら、一度目の受信データＲＡ、ＲＢに代えて、二度目の受信データＲＡ、ＲＢを出力する。すなわちｎ度目の軟判定、復号を行ったら、ｎ−１度目の受信データＲＡ、ＲＢに代えて、ｎ度目の軟判定復号結果である受信データＲＡ、ＲＢを出力する。
このように、候補信号点を削減するにあたって、他の変調信号の誤り訂正復号後のデータ（軟判定部５１２、５１８で誤り訂正復号処理を行っているものとする）を用いてイタレーション（反復）処理を行うようにしたので、正しい候補信号点を残すことができる確率を高めることができるようになり、受信データＲＡ、ＲＢの誤り率特性を一段と向上させることができる。
図１５に、本実施の形態での復号の処理手順のイメージを示す。変調信号Ａ、変調信号Ｂの１フレームは複数のシンボルで構成されている。はじめに１フレーム分の一度目の誤り訂正を行う。そして、一度目の誤り訂正結果を反映して状態数削減を行い、二度目の１フレーム分の誤り訂正を行う。このように、（ｎ−１）度の誤り訂正結果を反映して状態数削減を行った後、ｎ度目の１フレーム分の誤り訂正を行う。
図１６に、本実施の形態の信号処理部１３００を用いた場合の受信特性（キャリアパワー対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）とビットエラーレートの関係）のシミュレーション結果を示す。この図からも明らかなように、変調信号Ａ、Ｂともに、反復復号の回数が増えるにつれ、受信品質が向上する。但し、回数を多くすればよいというわけではなく、ある程度の回数で受信品質の改善効果は飽和する。また変調信号Ａ、Ｂの受信品質は、変調方式が同じ場合、同じである。
かくして本実施の形態によれば、候補信号点を削減するにあたって、誤り訂正復号後（主判定後の）の他の変調信号のデータＲＡ、ＲＢを用い、かつイタレーション処理を行って最終的な受信データＲＡ、ＲＢを得るようにしたことにより、実施の形態１と比較して、一段と誤り率特性の向上した受信データＲＡ、ＲＢを得ることができるようになる。
なおこの実施の形態では、候補信号点を削減するための各変調信号の仮判定を分離部５０１及び軟判定部５０３、５０６により行うようにした場合について述べたが、仮判定の仕方はこれに限らず、回路規模を問題にしない場合には、例えば図１７に示すように、変調信号の分離のための逆行列演算を行わずに、仮判定を軟判定部１７０５により行うようにしてもよい。
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１７において、信号処理部１７００の軟判定部１７０５には、ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２と、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２とが入力される。軟判定部１７０５は、変調信号Ａのチャネル変動値ｈ１１及び変調信号Ｂのチャネル変動値ｈ２１に基づき、図８に示すように、１６点の候補信号点８０１〜８１６を推定する。そして逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２から、図８の受信信号点８００を推定し、例えば受信信号点８００と１６個の候補信号点８０１〜８１６との各ユークリッド距離の２乗を求め、ブランチメトリックを求める。同様に、軟判定部１７０５は、変調信号Ａのチャネル変動信号ｈ１２、ｈ２２、逆拡散後のベースバンド信号Ｒ２−２からブランチメトリックを求める。そして軟判定部１７０５は、畳み込み符号を用いている場合、２つのブランチメトリックからパスメトリックを求め、変調信号Ａの判定値１７０６を信号点削減部１７０３、１７０４に送出すると共に、変調信号Ｂの判定値１７０７を信号点削減部１７０１、１７０２に送出する。
ここで図１３の信号処理部１３００と図１７の信号処理部１７００とを比較した場合、信号処理部１７００は、軟判定部１７０５で１６個の候補信号点について判定を行うことになるため、ブランチメトリック、パスメトリックの回路規模が増大し、信号処理部１３００よりも全体的な回路規模が大きくなる欠点がある。特に、ＱＰＳＫの場合、１６点であるが、６４ＱＡＭとなると４０９６個の信号点が存在するので、変調多値数が増大するにしたがって現実性がなくなる。
しかし、軟判定部１７０５では、分離部５０１と軟判定部５０３、５０６を用いた場合よりも精度の良い判定値を得ることができるので、イタレーションを行う場合の反復回数が少なくても、誤り率特性の良い受信データＲＡ、ＲＢを得ることができるという利点がある。
（実施の形態４）
この実施の形態の特徴は、実施の形態３では各変調信号を並行して軟判定復号し、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減したのに対して、各変調信号を交互に軟判定復号し、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減する点である。これにより、信号点削除にイタレーション技術を採用するにあたっての演算回数を低減できるので、回路構成を一段と簡単化できるようになる。
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１８に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示す。信号処理部１８００は、実施の形態３で説明した図１３の信号処理部１３００と比較して、軟判定部５０６を省略した構成となっている。
また実施の形態２で説明した図１２の信号処理部１２００と比較すると、信号処理部１２００にイタレーション処理を追加した構成となっている。
信号処理部１８００において、変調信号Ｂについての信号点削減部１８０３、１８０４は、実施の形態３と同様に軟判定部５０３により得られた判定値５０４と軟判定部５１２により得られた誤り訂正復号後の受信データＲＡの両方を用いて候補信号点を削減するが、変調信号Ａについての信号点削減部１８０１、１８０２は、軟判定部５１８により得られた誤り訂正復号後の受信データＲＢのみを用いて候補信号点を削減するようになっている。このように本実施の形態の信号処理部１８００は、軟判定部５０６を省略した分だけ、実施の形態３の信号処理部１３００よりも全体的な回路構成を簡単化できるようになっている。
次に図１９を用いながら本実施の形態の信号処理部１８００の動作について説明する。信号処理部１８００は、実施の形態３の信号処理部１３００が変調信号Ａ、Ｂの軟判定及
び復号を並列に行ったのに対して、一度目の軟判定復号は変調信号Ａのみ行い、二度目の軟判定復号は変調信号Ｂのみ行い、三度目の軟判定復号は変調信号Ａのみ行うといったように、変調信号Ａと変調信号Ｂの軟判定復号を交互に行う。
具体的に説明する。信号処理部１８００は、最初に、軟判定部５０３によって変調信号Ａのみ軟判定復号し（ステップＳＴ１０Ａ）、その結果を用いて信号点削減部１８０３、１８０４によって候補信号点を削減し（ステップＳＴ１０Ｂ）、軟判定部５１８によって変調信号Ｂを軟判定復号する（ステップＳＴ１１Ｂ）ことにより、変調信号Ｂの受信データＲＢを得る。次に信号処理部１８００は、信号点削減部１８０１、１８０２によって変調信号Ｂの受信データＲＢを用いて候補信号点を削減し（ステップＳＴ１１Ａ）、軟判定部５１２によって変調信号Ａの軟判定復号を再度行う（ステップＳＴ１２Ａ）ことにより、変調信号Ａの受信データＲＡを得る。以下同様に、他方の軟判定復号結果を用いて候補信号点を削減しながら、変調信号Ａの軟判定復号と変調信号Ｂの軟判定復号を交互に繰り返す。
図２０に、本実施の形態の信号処理部１８００を用いた場合の受信特性（キャリアパワー対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）とビットエラーレートの関係）のシミュレーション結果を示す。この図からも分かるように、軟判定復号を各変調信号で交互に行った場合でも、軟判定復号を各変調信号で並行に行った場合（図１６）と同様の誤り率特性の良い受信データを得ることができる。また変調信号Ａ、Ｂともに、反復復号の回数が増えるにつれ、受信品質が向上するが、単純に回数を多くすればよいというわけではなく、ある程度の回数で受信品質の改善効果は飽和する。
かくして本実施の形態によれば、他の変調信号の軟判定復号結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減といった処理を、各変調信号について交互に行うようにしたことにより、実施の形態３の効果に加えて、復号の回数が半分となるため、一段と回路規模を削減することができるようになる。
（実施の形態５）
この実施の形態では、上述した実施の形態１〜４に加えて、さらに各アンテナから受信品質の異なる変調信号を送信することを提案する。
図２１にその一例を示す。図２１は、図１２及び図１８の構成を考慮し、変調信号Ａの変調方式をＱＰＳＫ、変調信号Ｂの変調方式を１６ＱＡＭとしたときのＩ−Ｑ平面における信号点配置の一例を示している。図２２に、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのそれぞれのキャリアパワー対雑音電力比とビットエラーレートの関係を示す。
ここで、図１２や図１８の構成を採ったとき、変調信号Ａの変調方式をＱＰＳＫ、変調信号Ｂの変調方式を１６ＱＡＭとした場合、図２２に示すように、一度目の軟判定において、変調信号Ａの変調方式がＱＰＳＫであるため良好な受信品質となり（１６ＱＡＭと比較し）、軟判定部５０３によって良好な受信品質の変調信号Ａの判定値５０４（ディジタル信号）が得られる。
そして、得られた変調信号Ａのディジタル信号の判定値が正確であるため、信号点削減時に間違った信号点削減を行う可能性が低くなり、軟判定部５１８によって変調信号Ｂの軟判定復号を行った際に得られる変調信号Ｂの受信データＲＢの誤り率特性が向上する。ここで、伝送速度のことを考慮すると、変調信号Ｂの変調方式はＱＰＳＫより変調多値数の多い、例えば１６ＱＡＭ（６４ＱＡＭでもよい）とするとよい。これにより、受信品質と伝送速度の向上の両立を図ることができる。
このように、変調信号Ａの変調多値数を変調信号Ｂの変調多値数よりも少なくし、変調信号Ａの受信品質を確保することで、良好な信号点削減を行うことができるようになり、この結果、変調信号Ｂの受信品質も確保することができるようになる。これにより、受信品質の向上と伝送速度の向上の両立を図ることができる。
つまり、最初の仮判定に用いられる変調信号の受信品質を良くすれば、信号点削減の引き込みが的確なものとなるので、その後の主判定で良い判定結果をもたらすことができる。
また反復復号（イタレーション）を行う場合には、イタレーションの回数を減らすことにもつながり、回路規模を削減することができる。
さらに変調信号Ａと変調信号Ｂの符号化率を異なるように設定することでも同様の効果を得ることができる。例えば、変調信号Ａの符号化率を１／４、変調信号Ｂの符号化率を３／４とする。すると、変調信号Ａの受信品質が良いため、信号点削減が正しく行われる可能性が高くなり、変調信号Ｂの受信品質も向上する。
さらに変調信号Ａと変調信号Ｂの拡散符号長を異なるようにすることでも同様の効果を得ることができる。例えば変調信号Ａの拡散符号長を、変調信号Ｂの拡散符号長よりも長くすればよい。
かくして本実施の形態によれば、実施の形態１〜４の構成に加えて、各変調信号の受信品質が異なるように、変調方式、符号化率、拡散率等を各変調信号間で変えるようにしたことにより、実施の形態１〜４の効果に加えて、誤り率特性の向上と伝送速度の向上を両立させることができるようになる。
（実施の形態６）
この実施の形態では、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにするマルチアンテナ送信装置を提案する。
図２との対応部分に同一符号を付して示す図２３に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置２３００は、符号化部２０１Ａと変調部２０２Ａとの間にインターリーバ２３０１Ａを設けたことと、符号化部２０１Ｂと変調部２０２Ｂとの間にインターリーバ２３０１Ｂを設けたことを除いて、実施の形態１で説明した図２のマルチアンテナ送信装置１１０と同様の構成でなる。
インターリーバ２３０１Ａは、符号化されたディジタル信号Ｓ１Ａを入力とし、順番の入れ替えを行い、インターリーブ後のディジタル信号Ｓ１０Ａを変調部２０２Ａに送出する。同様に、インターリーバ２３０１Ｂは、符号化されたディジタル信号Ｓ１Ｂを入力とし、順番の入れ替えを行い、インターリーブ後のディジタル信号Ｓ１０Ｂを変調部２０２Ｂに送出する。
なおこのように送信装置側でインターリーブ処理を行うと、受信側でデインターリーブ処理を行う必要がある。この場合の受信装置の構成例を、図２４に示す。図２４の構成例は、実施の形態３で説明した信号処理部１３００に対応するものである。図１３との対応部分に同一符号を付して示す図２４において、信号処理部２４００は、送信側のインターリーバ２３０１Ａで並べ替えられた信号を元に戻すデインターリーバ２４０１Ａ、２４０３Ａ、２４０４Ａを有すると共に、送信側のインターリーバ２３０１Ｂで並べ替えられた信号を元に戻すデインターリーバ２４０１Ｂ、２４０３Ｂ、２４０４Ｂを有する。また信号処理部２４００は、インターリーバ２３０１Ａと同様の並べ替えを行うインターリーバ
２４０２Ａ、２４０５Ａを有すると共に、インターリーバ２３０１Ｂと同様の並べ替えを行うインターリーバ２４０２Ｂ、２４０５Ｂを有する。
この構成により、信号処理部２４００は、分離部５０１によって分離された送信ディジタル信号ＴＡについての推定ベースバンド信号をデインターリーバ２４０１Ａによって元の配列に戻した後に軟判定部５０３に送出すると共に、送信ディジタル信号ＴＢについての推定ベースバンド信号をデインターリーバ２４０１Ｂによって元の配列に戻した後に軟判定部５０６に送出する。また軟判定部５０３によって得られた判定値はインターリーバ２４０２Ａによってインターリーブされた後に信号点削減部１３０３、１３０４に送出されると共に、軟判定部５０６によって得られた判定値はインターリーバ２４０２Ｂによってインターリーブされた後に信号点削減部１３０１、１３０２に送出される。さらに信号点削減部１３０３、１３０４には、軟判定部５１２によって得られた判定値がインターリーバ２４０５Ａによってインターリーブされた後に入力されると共に、信号点削減部１３０１、１３０２には、軟判定部５１８によって得られた判定値がインターリーバ２４０５Ｂによってインターリーブされた後に入力される。
これにより、信号点削減部１３０１、１３０２では、インターリーブされた受信信号からインターリーブされた変調信号Ｂの信号点を削減することで、変調信号Ａについての削減された候補信号点を得ることができる。但し、この削減された候補信号点はインターリーブされた信号点なので、デインターリーバ２４０３Ａ、２４０４Ａによってデインターリーブした後に軟判定部５１２に入力させる。同様に、信号点削減部１３０３、１３０４では、インターリーブされた受信信号からインターリーブされた変調信号Ａの信号点を削減することで、変調信号Ｂについての削減された候補信号点を得ることができる。但し、この削減された候補信号点はインターリーブされた信号点なので、デインターリーバ２４０３Ｂ、２４０４Ｂによってデインターリーブした後に軟判定部５１８に入力させる。
なお、ここでは実施の形態３で説明した信号処理部１３００を基本として、送信側でインターリーブされた信号を復号する構成例について説明したが、実施の形態１や実施の形態２、実施の形態４及び実施の形態５で説明した受信装置においても、適宜送信側のインターリーバに対応したデインターリーバ及びインターリーバを設けるようにすれば、上述したのと同様に、各アンテナから異なるインターリーブパターンの信号を送信した場合に、各変調信号を復号できるようになる。
次に、インターリーブパターン（送信信号の入れ替えの順番）について詳しく説明する。本実施の形態で最も重要な点は、変調信号Ａのためのインターリーブパターンと、変調信号Ｂのためのインターリーブパターンを異なるようにしたことである。これにより、受信側での誤り率特性を向上させることができる。特に、変調信号Ａのインターリーブパターンと変調信号Ｂのためのインターリーブパターンが無相関に近くなるようにインターリーブパターンを選定することにより、受信品質を非常に良くすることができる。この点について詳しく説明する。
図２５は、変調信号Ａと変調信号Ｂのインターリーブパターンが同一の場合のシンボルの状態の一例を示している。図５の軟判定部５０３において、変調信号Ａの復号を行い、その結果、図２５（Ａ）のように誤った判定を行ったシンボルが５シンボル連続に発生したものとする。因みに、畳み込み符号などを用いたとき、連続して誤りが発生するのが一般的である。すると、信号点数削減部５１４、５１６において、信号点数の削減を行った際、図２５（Ｂ）のように、５シンボル連続して、信号点削減による信号点選択に誤りが生じることになる。この結果、軟判定部５１８によって変調信号Ｂの復号を行うと効果的に受信品質が向上しない。これは、誤り訂正符号は、連続的な誤りを訂正する能力が低いためである。
次に、本実施の形態のように、送信側で、変調信号Ａのためのインターリーブパターンと、変調信号Ｂのためのインターリーブパターンを異なるようにした場合について説明する。この場合、信号点削減を行った際、図２６のようなシンボルの状態となる。図２４の軟判定部５０３において、変調信号Ａの復号を行い、その結果、図２６（Ａ）のように誤った判定を行ったシンボルが５シンボル連続に発生したものとする。すると、信号点数削減部１３０３、１３０４において、信号点数の削減を行った際、図２５（Ｂ）と異なり、変調信号Ａのインターリーブパターンと変調信号Ｂのインターリーブパターンが異なるため、デインターリーブにより、図２６（Ｂ）のように、信号点削減による信号点選択の誤りは、離散的に生じることになる。すなわち、図２５（Ｂ）のように、連続して信号点削減による信号点選択の誤りが発生しない。これにより、軟判定部５１８によって変調信号Ｂの復号を行うと効果的に受信品質が向上する。これは、誤り訂正符号は、離散的な誤りを訂正する能力が高いためである。
この作用及び効果は、イタレーション技術を用いた構成の場合も同様である。
以上の動作を、変調信号Ａを変調信号Ｂに、変調信号Ｂを変調信号Ａに置き換えて、動作させても同様の作用効果が得られ、これにより、変調信号Ａの復号の受信品質も効果的に向上する。
かくして本実施の形態によれば、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを変調信号間で異なるものとしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良い受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置を実現できる。
特に、実施の形態１〜４のように信号点削減部を有するマルチアンテナ受信装置に変調信号を送信するマルチアンテナ送信装置に適用して好適である。
図２７に、本実施の形態のように変調信号間で異なるインターリーブパターンを用いた場合の受信特性と、変調信号間で同一のインターリーブパターンを用いた場合の受信特性のシミュレーション結果を示す。図２７では、横軸をＥｂ／Ｎｏ（energy per bit-to-noise spectral density ratio）とし、縦軸をＢＥＲ（Bit Error Rate）としている。
図中の丸印は、本実施の形態の構成を用いた場合、すなわち図２３に示すような構成でなるマルチアンテナ送信装置２３００から送信した信号を、図２４に示すような構成でなる信号処理部２４００を有するマルチアンテナ受信装置で受信復調した場合の特性を示す。これに対して、図中の三角印は、変調信号間で同一のインターリーブパターンを用いた場合の受信特性を示す。なお、シミュレーションでは、反復復号を行わない場合、反復を１回だけ行った場合、反復を５回行った場合の特性を調べた。またこのシミュレーションは、伝搬環境をライスファクタ１０ｄＢのライスフェージング環境とし、変調方式をＱＰＳＫとし、符号化率１／２の畳み込み符号を行った場合の結果である。
このシミュレーション結果からも分かるように、変調信号間でインターリーブパターンが同一の場合には、図中丸印で示すように、反復復号の回数を増やしても、受信品質の改善は僅かである。一方、変調信号間で異なるインターリーブパターンを選定した場合には、図中三角印で示すように、反復回数を増やすにことで受信品質を効果的に改善することができる。
なおこの実施の形態では、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを異なるものとするにあたって、インターリーバ２３０１Ａ、２３０１Ｂを設けて、各変
調信号のシンボルの順番を変調信号間で異なるようにする場合について述べたが、変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにする方法はこれに限らない。
各変調信号間でインターリーブを異なるようにする方法としては、例えば以下のような方法が考えられる。
（ｉ）本実施の形態のように各変調信号のシンボルを構成するデータの並び自身を異なるようにする方法
この方法の具体例を、図２８に示す。変調信号Ａについては、インターリーブ前にデータ１、データ２、・・・、データ２００と並んでいたデータを、インターリーブすることで、例えば、５つおきに並び替え、データ１、データ６、・・・データ１９６、データ２、データ７、・・・データ１９７、データ３、データ８、・・・データ１９８、データ４、データ９、・・・データ１９９、データ５、データ１０、・・・データ２００と並び替える。これに対して、変調信号Ｂについては、インターリーブ前にデータ１、データ２、・・・、データ２００と並んでいたデータを、インターリーブすることで、例えば、８つおきに並び替え、データ１、データ９、・・・データ１９３、データ２、データ１０、・・・データ１９４、データ３、データ１１、・・・データ１９５、データ４、データ１２、・・・データ１９６、データ５、データ１３、・・・データ１９７、データ６、データ１４、・・・データ１９８、データ７、データ１５、・・・データ１９９、データ８、データ１６、・・・データ２００と並び替える。すなわち、変調信号Ａと変調信号Ｂでデータの並び自身を異なるようにする。
（ｉｉ）変調信号間でのシンボルやデータの並びは同一とするが、例えば図３１を用いて後述するように、シンボルやデータをサブキャリアの周波数方向や時間方向に配置する際に、その配置自身を異なるものとする方法
この方法の具体例を、図２９に示す。図２９（Ａ）に示すように、インターリーブする前にデータ１、データ２、・・・、データ２００と並んでいたデータを、インターリーブすることで、例えば、５つおきに並べ替え、データ１、データ６、・・・データ１９６、データ２、データ７、・・・データ１９７、データ３、データ８、・・・データ１９８、データ４、データ９、・・・データ１９９、データ５、データ１０、・・・データ２００と並び替える。これが変調信号Ａ、Ｂの各々について行われる。すなわち、この時点での変調信号間でのインターリーブパターンは同一である。そして図２９（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、各変調信号Ａ、Ｂのサブキャリアへの配置パターンを異なるようにする。図２９（Ｂ）、（Ｃ）は、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数が２００の場合を示しており、周波数軸又は時間軸に対し、変調信号Ａについては、データ１、データ６、・・・データ１９６、データ２、データ７、・・・データ１９７、データ３、データ８、・・・データ１９８、データ４、データ９、・・・データ１９９、データ５、データ１０、・・・データ２００と並べる。これに対して、変調信号Ｂについては、変調信号Ａの配置に対して５キャリア分オフセットし、データ１８５、データ１９０、データ１９５、データ２００、データ１、データ６、・・・データ１７５、データ１８０と並べる。このように、一方の変調信号を他方の変調信号に対して、いくつかのキャリア分、又は、ある時間分オフセットすることでも、各変調信号間でインターリーブを異なるようにすることができる。
（ｉｉｉ）上記（ｉ）と（ｉｉ）の方法を併用する方法
つまり、本発明で述べる異なるインターリーブパターンとは、シンボルやデータの並び自身を異なるものとする場合のみを示すのではなく、シンボルやデータの周波数方向の配置及び又は時間方向の配置自身を異なるようにすることも含むものとする。これは、イン
ターリーブパターンについて説明する、以下のいずれの実施の形態についても同様である。
（実施の形態７）
この実施の形態では、上述した実施の形態の特徴をマルチキャリア通信に適用した場合について説明する。特に、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を用いた場合について説明する。
図２との対応部分に同一符号を付して示す図３０に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置２７００は、図２のマルチアンテナ送信装置１１０と比較して、拡散部２０３Ａ、２０３Ｂに換えて、変調部２０２Ａ、２０２Ｂから出力されたベースバンド信号Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂをシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２７０１Ａ、２７０１Ｂと、パラレル信号Ｓ２０Ａ、Ｓ２０Ｂを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部（ｉｄｆｔ）２７０２Ａ、２７０２Ｂとを有することを除いて図２のマルチアンテナ送信装置１１０と同様の構成でなる。
図３１に、マルチアンテナ送信装置２７００から送信されるＯＦＤＭ信号の時間−周波数軸におけるフレーム構成を示す。この図では、一例としてＯＦＤＭ信号がキャリア１からキャリア５で構成され、同一時刻のシンボルを同時に送信する場合を示している。なお図中の斜線で示した部分はパイロットシンボル（既知信号）であり、受信装置で伝搬環境（チャネル変動）を推定するためのシンボルである。因みに、ここではパイロットシンボルとよんでいるが、プリアンブルなど異なる呼び方をしてもよい。また空白で示した部分はデータシンボルである。
データシンボルの符号化の方法として、周波数軸方向に符号化する方法、時間軸方向に符号化する方法の２種類がある。時間軸方向に符号化した場合、図３のフレーム構成のキャリアが複数（図３１では５キャリア）存在するのと同様である。ＯＦＤＭ方式を用いたときの一つの特徴は、周波数軸方向に符号化ができるということである。また周波数軸と時間軸の両方向に符号化することも可能である。
図３２に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の別の構成を示す。この構成は、実施の形態６での異なるインターリーブパターンを用いたマルチアンテナ送信方法を、マルチキャリア送信に適用したものである。実施の形態６で説明した図２３との対応部分に同一符号を付して示す図３２において、マルチアンテナ送信装置２９００は、拡散部２０３Ａ、２０３Ｂに換えて、変調部２０２Ａ、２０２Ｂから出力されたベースバンド信号Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂをシリアルパラレル変換するシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）２７０１Ａ、２７０１Ｂと、パラレル信号Ｓ２０Ａ、Ｓ２０Ｂを逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部（ｉｄｆｔ）２７０２Ａ、２７０２Ｂとを有することを除いて図２３のマルチアンテナ送信装置２３００と同様の構成でなる。
なおこのように、実施の形態６の特徴をＯＦＤＭ送信に適用した場合のインターリーブパターンの選定の仕方として、例えばインターリーバ２３０１Ａのインターリーブパターンを、周波数の低いサブキャリアから周波数の高いサブキャリアへとデータを並べ替えて配置するものとし、インターリーバ２３０１Ｂのインターリーブパターンを、周波数の高いサブキャリアから周波数の低いサブキャリアへとデータを並べ替えて配置するものとすることを提案する。
例えば１フレームが図３１のように構成されていた場合、インターリーバ２３０１Ａが変調信号Ａについてのデータを、サブキャリア５、サブキャリア３、サブキャリア１、サブキャリア４、サブキャリア２の順序で配列し、インターリーバ２３０１Ｂが変調信号Ｂ
についてのデータをサブキャリア１、サブキャリア３、サブキャリア５、サブキャリア２、サブキャリア４の順序で配列する。このようにすれば、周波数方向でのインターリーブパターンを無相関に近づけることができるので、２つのＯＦＤＭ変調信号の両方がバースト的に誤る確率を低くすることができる。
同様に、実施の形態６の特徴をＯＦＤＭ送信に適用した場合のインターリーブパターンの選定の仕方として、例えばインターリーバ２３０１Ａのインターリーブパターンを、時間の早い方から時間の遅い方へとデータを並べ替えて配置するものとし、インターリーバ２３０１Ｂのインターリーブパターンを、時間の遅い方から時間の早いほうへとデータを並べ替えて配置するものとすることを提案する。
例えば１フレームが図３１のように構成されていた場合、例えばサブキャリア１において、インターリーバ２３０１Ａが変調信号Ａについてのデータを、時間２、時間４、時間６、時間８、時間３、時間５、時間７、時間９の順序で配列し、インターリーバ２３０１Ｂが変調信号Ｂについてのデータを、時間９、時間７、時間５、時間３、時間８、時間６、時間４、時間２の順序で配列する。このようにすれば、時間方向でのインターリーブパターンを無相関に近づけることができるので、２つのＯＦＤＭ変調信号の両方がバースト的に誤る確率を低くすることができる。
さらに各変調信号を、周波数方向と時間方向の両方向にランダムにインターリーブするようにしてもよい。このようにすれば、各変調信号をより無相関に近づけることができるので、２つのＯＦＤＭ変調信号の両方がバースト的に誤る確率をより低くすることができる。
図４との対応部分に同一符号を付して示す図３３に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成を示す。マルチアンテナ受信装置３０００は、実施の形態１で説明した図４のマルチアンテナ受信装置１２０と比較して、逆拡散部４０２−１、４０２−２に換えて、フーリエ変換部（ｄｆｔ）３００１−１、３００１−２を有することを除いて図４と同様の構成でなる。また信号処理部３００２は、実施の形態１から実施の形態６で提案したいずれの構成を適用してもよい。
フーリエ変換部３００１−１は、ベースバンド信号Ｒ１−１に対してフーリエ変換処理を施し、フーリエ変換後の信号Ｒ１−２を変調信号Ａのチャネル変動推定部４０３−１Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定部４０３−１Ｂ及び信号処理部３００２に送出する。
同様に、フーリエ変換部３００１−２は、ベースバンド信号Ｒ２−１に対してフーリエ変換処理を施し、フーリエ変換後の信号Ｒ２−２を変調信号Ａのチャネル変動推定部４０３−２Ａ、変調信号Ｂのチャネル変動推定部４０３−２Ｂ及び信号処理部３００２に送出する。
各チャネル変動推定部４０３−１Ａ、４０３−１Ｂ、４０３−２Ａ、４０３−２Ｂでは、図３１に示すように各サブキャリアに配置されたパイロットシンボルを用いて、各サブキャリアについてのチャネル変動を推定する。このようにチャネル変動推定部４０３−１Ａ、４０３−１Ｂ、４０３−２Ａ、４０３−２Ｂによって、チャネル毎、サブキャリア毎のチャネル変動推定値が得られる。すなわちチャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２は、サブキャリア１〜サブキャリア５それぞれのチャネル変動推定値を含む。
ここで信号処理部３００２は、フーリエ変換後の信号Ｒ１−２、Ｒ２−２、変調信号Ａのチャネル変動信号群ｈ１１、ｈ１２、変調信号Ｂのチャネル変動信号群ｈ２１、ｈ２２を入力とし、チャネル変動信号群ｈ１１、ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２を用いてフーリエ変換
後の信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を判定することにより、変調信号Ａの受信データＲＡ、変調信号Ｂの受信データＲＢを得る。
信号処理部３００２の信号処理の流れは、上述した実施の形態１〜６と同様である。例えば、信号処理部３００２として、実施の形態６で説明した信号処理部２４００を適用した場合を例にとって説明する。分離部５０１は、変調信号Ａのチャネル変動推定群ｈ１１、ｈ１２、変調信号Ｂのチャネル変動推定群ｈ２１、ｈ２２、フーリエ変換後の信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力とし、逆行列演算を施すことにより、変調信号Ａと変調信号Ｂを分離する。そして各デインターリーバ２４０１Ａ、２４０１Ｂ、２４０３Ａ、２４０４Ａ、２４０３Ｂ、２４０４Ｂによって、周波数−時間軸におけるインターリーブパターンに対応したデインターリーブ処理を施すと共に、各インターリーバ２４０２Ａ、２４０２Ｂ、２４０５Ａ、２４０５Ｂによって、周波数−時間軸におけるインターリーブパターンに対応したインターリーブ処理を施す。
（実施の形態８）
この実施の形態では、信号点削減のために行った仮判定での信頼度を、信号点削減後の主判定処理に反映することを提案する。これにより、主判定処理により得られるデータの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。この実施の形態の場合には、好適な例として、仮判定として軟判定を行った場合の各シンボルのパスメトリックの値を使って、主判定処理での各シンボルのブランチメトリックを重み付ける方法を提案する。
この実施の形態では、実施の形態６で説明した図２４の構成の信号処理部２４００を例にとって説明する。すなわち、異なるインターリーブパターンでインターリーブされた変調信号Ａと変調信号Ｂを受信し、これらを分離して復号する場合を例に挙げる。
ここで図２６でも説明したように、軟判定部５０３から出力される各シンボルの判定値が図３４（Ａ）のような状態であったと仮定すると、信号点削減部１３０３、１３０４による信号点削減後の状態は図３４（Ｃ）のようになる。ここで図３４（Ｃ）に示すように変調信号Ｂについて誤った候補信号点が選択されるシンボルを離散することができるのは、実施の形態６でも説明したように、変調信号Ａのインターリーブパターンと変調信号Ｂのインターリーブパターンを異なるようにしているからである。
本実施の形態においては、軟判定部５０３で求めたパスメトリックを、軟判定部５１８での軟判定処理に反映させる。また軟判定部５０６で求めたパスメトリックを、軟判定部５１２での軟判定処理に反映させる。実際には、図２４の軟判定部５０３から軟判定部５１８にパスメトリックを通知し、軟判定部５０６から軟判定部５１２にパスメトリックを通知すればよい。
具体的には、軟判定部５０３で、変調信号Ａについての各シンボルに対して、パスメモリ長ｎにおけるパスメトリックの最小値として、図３４（Ｂ）のような値が得られたとする。軟判定部５１８は、削減された変調信号Ｂについての候補信号点を使って変調信号Ｂの各シンボルを判定するにあたって、信号点削減の際に用いられた変調信号Ａのシンボルのパスメトリックの最小値を用いて判定を行う。
ここで変調信号Ａについての各シンボルのパスメトリックの最小値と、そのシンボルの誤りには相関がある。具体的には、パスメトリックの最小値が大きいほど、そのシシンボルは誤り易くなる。
本実施の形態では、信号点削減のために用いた他の変調信号（例えば変調信号Ａ）の軟判定時のパスメトリックの最小値が大きいほど、削減された信号点の信頼度も低くなり、
その信号点を用いて自変調信号（例えば変調信号Ｂ）の主判定を行うと、その判定の信頼度も低くなるといった考察に基づき、主判定を行うにあたって信号点削減の際に用いられた他の変調信号のシンボルのパスメトリックの最小値を用いる。
実際上、軟判定部５１８は、変調信号Ｂのブランチメトリックを求めた後にパスメトリックを求めるにあたって、各シンボルのブランチメトリックに対して、図３４（Ｄ）に示すように、対応するシンボル（すなわち、そのシンボルの候補信号点削減に用いられた変調信号Ａのシンボル）のパスメトリックの最小値の逆数を乗算するようになっている。例えば、変調信号Ｂのシンボル３２０１についてはブランチメトリックに対して１／２０を乗算し、シンボル３２０２についてはブランチメトリックに対して１／５２を乗算する。
このように、削減された信号点を用いて主判定を行うにあたって、信号点削減の信頼性に相当する値をブランチメトリックに乗算するようにしたことにより、パスメトリックの信頼性を高めることができるようになる。この結果、主判定で得られるデータの誤り率特性を向上させることができる。
かくして本実施の形態によれば、信号点削減のために行った仮判定（他の変調信号についての軟判定）での信頼度を、信号点削減後の主判定（自変調信号についての軟判定）に反映するようにしたことにより、主判定処理により得られるデータの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。
なおこの実施の形態では、仮判定時のパスメトリックの最小値の逆数を、主判定時のブランチメトリックに乗算することで、仮判定時の信頼度を主判定に反映させる場合について述べたが、仮判定時の信頼度を主判定に反映させる方法はこれに限らず、要はパスメトリックの最小値に関わる係数を用いて主判定を行うようにすればよい。
また仮判定時の信頼度を主判定に反映させる方法として、パスメトリックの最小値とパスメトリックの２番目に小さい値との差を、主判定に反映させるようにしてもよい。ここでパスメトリックの最小値とパスメトリックの２番目に小さい値の差が大きいほど、その判定は信頼性が高いといえる。これを考慮して、上述したパスメトリックの最小値の逆数に換えて、この差を用いて乗算係数を求めるようにしてもよい。
またこの実施の形態では、図２４を用いて本実施の形態の特徴を説明したが、本実施の形態の適用範囲はこれに限らない。本実施の形態の特徴は、他の変調信号の判定結果を用いて自変調信号の候補信号点を削減し、削減した候補信号点を用いて自変調信号を判定する場合に広く適用することができる。例えば上述した実施の形態１から実施の形態７の全てに適用可能である。
（実施の形態９）
この実施の形態の特徴は、実施の形態１〜実施の形態８の特徴に加えて、所定のタイミングで特定のシンボルを送信することである。この実施の形態では、第１に、特定のシンボルとして、時空間符号（この実施の形態では、時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Space-Time Block Code）を用いる）を送信することを提案する。また本実施の形態では、第２に、特定のシンボルとして、特殊シンボルを送信することを提案する。
このように所定のタイミングで特定のシンボルを送信することにより、実施の形態１〜実施の形態８での効果に加えて、受信データの誤り率特性を一段と向上させることができるようになる。
（ｉ）時空間ブロック符号を送信する場合
先ず、時空間ブロック符号を送受信する原理について説明する。図３５に、送信装置の各アンテナから送信する変調信号Ａと変調信号Ｂのフレーム構成例を示す。図に示すように、送信装置は、第１のアンテナＡＮ１（図１）から、変調信号Ａとして、チャネル推定シンボル３３０１、データシンボル３３０２、３３０４、３３０６に加えて、規則的にＳＴＢＣシンボル３３０３を送信するようになっている。また送信装置は、第２のアンテナＡＮ２（図１）から、変調信号Ｂとして、チャネル推定シンボル３３０７、データシンボル３３０８、３３１０、３３１２に加えて、規則的にＳＴＢＣシンボル３３０９を送信するようになっている。
なお図３５（Ａ）と図３５（Ｂ）の時間軸は同一である。つまり、チャネル推定シンボル３３０１と３３０７、データシンボル３３０２と３３０８、ＳＴＢＣシンボル３３０３と３３０９、データシンボル３３０４と３３１０、ＳＴＢＣシンボル３３０５と３３１１、データシンボル３３０６と３３１２は、それぞれ同時刻に送信される。また図３５の例では、４シンボルのデータシンボルの間に２シンボルのＳＴＢＣシンボルを挿入して送信する。
マルチアンテナ通信にＳＴＢＣを用いることは既知の技術であるが、図３６を用いて簡単に説明する。ＳＴＢＣでは、時間ｔにアンテナ３４０１からＳ１の信号の変調信号を送信すると共にアンテナ３４０２からＳ２の信号の変調信号を送信する。そして時間ｔ＋１にアンテナ３４０１から−Ｓ２＊の信号の変調信号を送信すると共にアンテナ３４０２からＳ１＊の信号の変調信号を送信する。但し、＊は共役複素を示す。
このとき、アンテナ３４０３の時間ｔの受信信号をＲ１（ｔ）、時間ｔ＋１の受信信号をＲ１（ｔ＋１）とすると、以下の関係式が成立する。
Figure 0004490922
受信部では、（２）式を解くことで送信信号Ｓ１、Ｓ２を復調することになるが、（２）式を見れば分かるように、大きなダイバーシチゲインを得ることができるので、信号Ｓ１、Ｓ２を品質良く求めることができる。
ここで、図３５のように、ＳＴＢＣを挿入する場合、変調信号Ａを形成する際に、データシンボル３３０２、３３０４、３３０６と、ＳＴＢＣシンボル３３０３、３３０５の中の信号Ｓ１とで畳み込み符号化、ターボ符号化、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号化などの符号化を行うようにするとよい。また変調信号Ｂを形成する際に、データシンボル３３０８、３３１０、３３１２と、ＳＴＢＣシンボル３３０９、３３１１の中の信号Ｓ２とで畳み込み符号化、ターボ符号化、ＬＤＰＣ符号化などの符号化を行うようにするとよい。
次に、図３５のような信号を送信するためのマルチアンテナ送信装置の構成例と、その信号を受信復調するためのマルチアンテナ受信装置の構成例を説明する。
マルチアンテナ送信装置については、図２や図３０の変調部２０２Ａ、２０２Ｂを、例えば図３７のように構成すればよい。変調部２０２Ａと変調部２０２Ｂはほぼ同様の構成でよいので、ここでは変調部２０２Ａについて説明する。
変調部２０２Ａは、データシンボル信号生成部３５０１及びＳＴＢＣシンボル信号生成部３５０２に符号化データＳ１Ａを入力する。またデータシンボル信号生成部３５０１、ＳＴＢＣシンボル信号生成部３５０２、チャネル推定シンボル信号生成部３５０３及び信
号選択部３５０８にフレーム構成信号Ｓ１０を入力する。
データシンボル信号生成部３５０１は、フレーム構成信号Ｓ１０がデータシンボルを示していたとき、符号化データＳ１Ａを変調し、データシンボルのベースバンド信号３５０４を出力する。ＳＴＢＣシンボル信号生成部３５０２は、フレーム構成信号Ｓ１０がＳＴＢＣシンボルを示していたとき、符号化データＳ１Ａを変調し、ＳＴＢＣシンボルのベースバンド信号３５０６を出力する。チャネル推定シンボル信号生成部３５０３は、フレーム構成信号Ｓ１０がチャネル推定シンボルを示していたとき、チャネル推定シンボルのベースバンド信号３５０７を出力する。
信号選択部３５０８は、入力されたベースバンド信号３５０４、３５０６、３５０７の中からフレーム構成信号Ｓ１０が示しているベースバンド信号を選択し、ベースバンド信号Ｓ２Ａとして出力する。これにより、図３５に示すようなフレーム構成の変調信号を送信することができる。
図３８及び図３９に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示す。図３８は、反復復号を用いないときの信号処理部の構成を示し、図５との対応部分に同一符号を付した。図３９は、反復復号を用いるときの信号処理部の構成を示す。
先ず、図３８の信号処理部３６００の構成を説明する。信号処理部３６００のＳＴＢＣシンボルブランチメトリック計算部４１０１は、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２及びベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力とし、ＳＴＢＣシンボルのブランチメトリックを求め、ＳＴＢＣシンボルのブランチメトリック信号４１０２、４１０３を出力する。
このとき、ＳＴＢＣシンボルのブランチメトリック信号は２系統出力されることになる。これは、（２）式におけるＳ１、Ｓ２に対し、ブランチメトリックが存在するからである。４１０２は変調信号Ａとして送信されたＳＴＢＣシンボルのブランチメトリック信号であり、４１０３は変調信号Ｂとして送信されたＳＴＢＣのブランチメトリック信号である。
分離部５０１は、図３５におけるデータシンボルについてのみ（１）式による信号分離を行い、推定ベースバンド信号５０２、５０５を出力する。
データシンボルブランチメトリック計算部４１０４は、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０２を入力とし、変調信号Ａのデータシンボルのブランチメトリック計算し、データシンボルのブランチメトリック信号４１０５を出力する。同様に、データシンボルブランチメトリック計算部４１０６は、変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５を入力とし、変調信号Ｂのデータシンボルのブランチメトリック計算し、データシンボルのブランチメトリック信号４１０７を出力する。
復号部４１０８は、ＳＴＢＣシンボルのブランチメトリック信号４１０２、データシンボルのブランチメトリック信号４１０５を入力とし、パスメトリックを求め、復号することで、送信ディジタル信号ＴＡについての判定値５０４を出力する。同様に、復号部４１０９は、ＳＴＢＣシンボルのブランチメトリック信号４１０３、データシンボルのブランチメトリック信号４１０７を入力とし、パスメトリックを求め、復号することで、送信ディジタル信号ＴＢについての判定値５０７を出力する。
信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６は、データシンボルについて実施の形態１で説明したのと同様に信号点削減を行い、信号点削減後の信号点情報を出力する。デー
タシンボルブランチメトリック計算部４１１０、４１１２は、信号点削減後の信号点情報とベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力とし、データシンボルのブランチメトリック信号４１１１、４１１３を出力する。復号部４１１４、４１１５は、データシンボルのブランチメトリック信号とＳＴＢＣシンボルのブランチメトリック信号を入力とし、パスメトリックを求め、復号する。
次に、図３９の構成について説明する。上述したように図３９は、反復復号を用いるときの信号処理部の構成であり、図３８の構成と図１３の構成を組み合わせたものである。つまり、図３８と図３９の関係は、既に説明した図５と図１３の関係と同じである。従って、図３９の図３８と対応する部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
次に、本実施の形態のように規則的に時空間符号を送信した場合の受信時の動作及び効果について説明する。
図４０に、図３５のようなフレーム構成の信号を受信したときの受信状態例を示す。図４０（Ａ）は変調信号Ａのフレーム構成を示す。図４０（Ｂ）は一度目の判定後の変調信号Ａの状態例を示す。図４０（Ｃ）は信号点削減後の変調信号Ｂの状態を示す。なお図４０（Ａ）、図４０（Ｂ）を変調信号Ｂとし、図４０（Ｃ）を変調信号Ａとして考えても同様である。
ＳＴＢＣシンボルは、符号化によるダイバーシチゲインと受信アンテナにおけるダイバーシチゲインが得られるため、ブランチメトリックを求めた際、非常に信頼性が高い。またＳＴＢＣシンボルは、実施の形態１〜８のような信号点削減を必要としない。一方、データシンボルでは、ダイバーシチゲインが小さいため、ブランチメトリックを求めた際、信頼性が低い。
このような特性のなか、変調信号Ａの一度目の軟判定後の状態について考える。ＳＴＢＣシンボルにおけるブランチメトリックの信頼性が非常に高いため、ＳＴＢＣシンボルのパスメトリックを求めて軟判定を行うと、正しいシンボルが得られる可能性が非常に高くなる。
従って、変調信号Ａのシンボル判定を正しく行うことができるため、この判定結果を用いてデータシンボルについての信号点削減を行うと、誤った信号点を選択する可能性が低くなる。この結果、削減された信号点を用いて変調信号Ｂのブランチメトリックを求めた際の、ブランチメトリックの信頼性が高くなる。
加えて、変調信号ＢにもＳＴＢＣシンボルが挿入されており、ＳＴＢＣシンボルにおける符号化によるダイバーシチゲインと受信アンテナにおけるダイバーシチゲインによりＳＴＢＣシンボルで求めたブランチメトリックの信頼性が非常に高い。
これら２つの効果により、パスメトリックを求め、軟判定復号を行った際の、変調信号Ｂの誤り率特性を著しく向上させることができる。
また実施の形態３、４のイタレーション処理を行う場合を考えると、本実施の形態のようにＳＴＢＣシンボルを挿入したフレーム構成とすることで、良好な誤り率特性を得るためのイタレーションの回数が少なくなると共に、さらなる誤り率特性の改善につながる。また実施の形態６のように、変調信号Ａと変調信号Ｂのインターリーブパターンを異なるようにすると、誤り率特性はさらに改善される。その構成については、実施の形態６で詳述したのでここでは説明を省略するが、要は、送信側に、それぞれ異なるインターリーブパターンをもつ複数のインターリーバを設けて各アンテナから異なるインターリーブパタ
ーンでインターリーブされた変調信号を送信すると共に、受信側に、各インターリーバに対応するデインターリーバ及びインターリーバを設けるようにすればよい。
（ii）特殊シンボルを送信する場合
次に、特殊シンボルを送受信する原理について説明する。図４１及び図４２に特殊シンボルのフレーム構成例を示す。
図４１のフレーム構成について詳しく説明する。このフレーム構成では、変調信号Ａとしてデータシンボル３７０１を送信している時間と同一時間に、変調信号Ｂとして同相Ｉ−直交Ｑ平面で（０，０）の信号で構成されたシンボル３７０３を送信する。すなわち変調信号Ｂを送信しない。また変調信号Ｂとしてデータシンボル３７０４を送信している時間と同一時間に、変調信号Ａとして同相Ｉ−直交Ｑ平面で（０，０）の信号で構成されたシンボル３７０２を送信する。すなわち変調信号Ａを送信しない。
図４１の例では、一つのアンテナのみからデータシンボルを送信し、他のアンテナは無送信とすることを、特殊シンボルと呼ぶ。つまり、ここではこのような特殊シンボルをＳＴＢＣシンボルに換えて、規則的に送信することを提案する。
これにより、変調信号Ａのデータシンボル３７０１を受信機が受信するとき、変調信号Ｂには信号が存在していないため、複数アンテナで変調シンボルＡのみが受信されるので、ダイバーシチゲインが得られ、データシンボル３７０１について信頼性の高いブランチメトリックを得ることができる。加えて、信号点削減を行う必要がない。同様に、変調信号Ｂのデータシンボル３７０４を受信機が受信するとき、変調信号Ａには信号が存在していないため、複数アンテナで変調信号Ｂのみが受信されるので、ダイバーシチゲインが得られ、データシンボル３７０４について信頼性の高いブランチメトリックを得ることができる。加えて、信号点削減を行う必要がない。
因みに、特殊シンボル中のデータシンボル３７０１、３７０４は、このシンボルと時間的に前後する他のデータシンボルと共に符号化するようにする。このようにして、特殊シンボルとこれと前後する他のデータシンボルとを関与付ける。
図４２のフレーム構成について詳しく説明する。このフレーム構成では、変調信号Ａを既知データシンボル３８０１とすると共に変調信号Ｂを既知データシンボル３８０２とし、この既知データシンボル３８０１、３８０２を同一時間に送信する。ここで既知データシンボルとは、既知のデータを送信することである。つまり、図４２の例では、複数のアンテナからそれぞれ既知データシンボルを送信することを、特殊シンボルと呼ぶ。つまり、ここではこのような特殊シンボルをＳＴＢＣシンボルに換えて、規則的に送信することを提案する。
これにより、変調信号Ａと変調信号Ｂの既知データシンボル３８０１、３８０２を受信機が受信するとき、これらのシンボルが既知であるため各シンボルを確実に識別できる。よって、複数アンテナでの受信により、各変調シンボルで十分なダイバーシチゲインが得られ、各シンボルについて信頼性の高いブランチメトリックを得ることができる。加えて、信号点削減を行う必要がない。
因みに、特殊シンボル中の既知データシンボル３８０１、３８０２は、このシンボルと時間的に前後する他のデータシンボルと共に符号化するようにする。このようにして、特殊シンボルとこれと前後する他のデータシンボルとを関与付ける。
なお図４２では、既知データシンボルが１シンボルで構成されている例を説明したが、
ＳＴＢＣ方式を用い、２シンボルで構成してもよい。いずれにおいても、既知データシンボルが符号化に関与していることが重要となる。
次に、図４１や図４２のような信号を送信するためのマルチアンテナ送信装置の構成例と、その信号を受信復調するためのマルチアンテナ受信装置の構成例を説明する。
マルチアンテナ送信装置については、図２や図３０の変調部２０２Ａ、２０２Ｂを、例えば図４３のように構成すればよい。変調部２０２Ａと変調部２０２Ｂはほぼ同様の構成でよいので、ここでは変調部２０２Ａについて説明する。
ここで図４３の構成は、既に説明した図３７の構成と比較して、ＳＴＢＣシンボル信号生成部３５０２を特殊シンボル信号生成部４００１に換えただけなので、図３７と同一の部分については同一符号を付して説明を省略する。特殊シンボル信号生成部４００１は、符号化データＳ１Ａ及びフレーム構成信号Ｓ１０を入力とし、フレーム構成信号Ｓ１０が特殊シンボルを示していたとき、図４１や図４２に示した特殊シンボルのベースバンド信号４００２を出力する。
またこのような特殊シンボルが挿入された変調信号を受信復調するマルチアンテナ受信装置の構成は、図３８や図３９のＳＴＢＣシンボルブランチメトリック計算部４１０１を、特殊シンボルブランチメトリック計算部に置き換えればよい。
図４４に、特殊シンボルを受信したときの受信状態例を示す。図４４（Ａ）は変調信号Ａのフレーム構成を示す。図４４（Ｂ）は一度目の判定後の変調信号Ａの状態例を示す。図４４（Ｃ）は信号点削減後の変調信号Ｂの状態を示す。なお図４４（Ａ）、図４４（Ｂ）を変調信号Ｂとし、図４４（Ｃ）を変調信号Ａとして考えても同様である。
ＳＴＢＣシンボルを挿入した場合と同様に特殊シンボルを挿入すると、特殊シンボルにおけるブランチメトリックの信頼性が非常に高いため、特殊シンボルのパスメトリックを求めて軟判定を行うと、正しいシンボルが得られる可能性が非常に高くなる。
従って、変調信号Ａのシンボル判定を正しく行うことができるため、この判定結果を用いてデータシンボルについての信号点削減を行うと、誤った信号点を選択する可能性が低くなる。この結果、削減された信号点を用いて変調信号Ｂのブランチメトリックを求めた際の、ブランチメトリックの信頼性が高くなる。
加えて、変調信号Ｂにも特殊シンボルが挿入されており、特殊シンボルにおける符号化によるダイバーシチゲインと受信アンテナにおけるダイバーシチゲインにより特殊シンボルで求めたブランチメトリックの信頼性が非常に高い。
これら２つの効果により、パスメトリックを求め、軟判定復号を行った際の、変調信号Ｂの誤り率特性を著しく向上させることができる。
また実施の形態３、４のイタレーション処理を行う場合を考えると、本実施の形態のように特殊シンボルを挿入したフレーム構成とすることで、良好な誤り率特性を得るためのイタレーションの回数が少なくなると共に、さらなる誤り率特性の改善につながる。また実施の形態６のように、変調信号Ａと変調信号Ｂのインターリーブパターンを異なるようにすると、誤り率特性はさらに改善される。
（iii）他の構成例
上述した実施の形態では、図４０に示す位置にＳＴＢＣシンボルを挿入し、図４４に示
す位置に特殊シンボル３６０１、３６０２を挿入する場合を例に挙げたが、ＳＴＢＣシンボル及び特殊シンボルの挿入位置及び間隔はこれに限らない。またデータシンボルの間に挿入するシンボルは、ＳＴＢＣシンボルや図４１、図４２に示した特殊シンボルに限らず、要は、ブランチメトリックの信頼性が高く、信号点削減が不要なシンボルであれば適用でき、このようなシンボルであれば上述したのと同様の効果を得ることができる。
また挿入するブランチメトリックの信頼性の高いシンボル（図４０のＳＴＢＣシンボル及び図４４の特殊シンボル）は、信頼性の高いブランチメトリックを得るためのパイロットシンボルと呼ぶこともできる。
また上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に適用した例を説明したがこれに限ったものではなく、例えばＯＦＤＭ方式に適用することもできる。この場合、符号化する方法は、図４０、図４４のように時間軸に方向に符号化する方法も可能であるし、また図４０、図４４の横軸を周波数軸と考え、周波数軸に符号化することも可能である。加えて、時間軸と周波数軸の両方向に符号化することも可能である。またスペクトル拡散通信方式でないシングルキャリア方式にも当然適用することができる。
さらに受信装置の構成は、図３８、図３９の構成に限ったものではなく、例えば、図１２、図１８のように変調信号Ａと変調信号Ｂを交互に復調する構成をとることもできる。この場合、図３８、図３９の構成よりも回路規模を削減することができる。
（実施の形態１０）
この実施の形態では、符号化ブロック内で、必ず１度は、変調信号を送信するアンテナを切り替えることを提案する。これにより、直接波の影響による定常状態を変えることができるため、誤り率特性が符号化ブロック内全てに亘って悪くなる事態を回避して、誤り率特性が良い状態に引き込むことができるようになる。
先ず、本実施の形態の原理について説明する。見通しの伝搬環境について考える。このとき、（１）式におけるチャネル行列は、直接波成分のチャネル要素ｈ１１，ｄ，ｈ１２，ｄ，ｈ２１，ｄ，ｈ２２，ｄと散乱波成分のチャネル要素ｈ１１，ｓ，ｈ１２，ｓ，ｈ２１，ｓ，ｈ２２，ｓに分けて考えることができ、次式のように表すことができる。
Figure 0004490922
直接波のチャネル要素は、定常の状態に陥ると、その状態に応じて受信電界強度が同一であっても全く異なる受信品質を示すことが知られている（例えば、文献“ライスフェージングにおけるＭＩＭＯシステムの解析”電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２００３−９０、ｐｐ．１−６、２００３年７月を参照）。特に、直接波が支配的な見通し環境では、実施の形態６のように変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにしたことの効果が十分に現れないような定常状態になる可能性がある。このような状態に陥ると、受信電界強度が十分とれていても、良好な誤り率特性を得られないと考えられる。この実施の形態は、このような考察に基づいてなされたものである。
先ず、符号化シンボルブロックの説明から始める。図４５に、本実施の形態における符号化シンボルブロックの構成と送信する順番の例を示す。図４５（Ａ）は、符号化シンボルブロックの構成の一例を示している。符号化されているシンボルは、有限長で構成される。符号化シンボルブロックとは、その有限長で構成されているブロックのことを意味する（ここでは３００シンボルで構成されている）。１，２，………，２９９，３００の数
字は、データの符号化の順番を示している。そして、インターリーブを行う際には、例えば、１００シンボル単位に分割し、図４５（Ａ）の縦から読み出すことで、図４５（Ｂ）のような順番でデータが送信されることになる。
ところで、直接波が支配的な環境のときには、ＭＩＭＯ通信でない従来の変調信号を１系統送信する場合についても、伝搬環境の変動が小さいため、インターリーブの効果が小さいが、受信電界強度が十分であるため、良好な受信品質（誤り率特性）が得られる。
一方、ＭＩＭＯ通信の場合、直接波が支配的な環境のとき、伝搬環境の変動が小さいため、インターリーブの効果が小さいことは、従来と同様であるが、異なる点は、受信電界強度が十分ではあっても、（３）式の直接波の行列の状態によっては、受信品質が悪くなる場合が発生することである。
そこで本実施の形態では、符号化ブロック内で、必ず１度は、変調信号を送信するアンテナを切り替えるようにする。その具体的なフレーム構成例を、図４６に示す。変調信号Ａについて、図４５（Ｂ）に示すようなインターリーブを施し、図４５（Ｂ）を３分割し（以下、分割した各ブロックを、ＸＡブロック、ＹＡブロック、ＺＡブロックと呼ぶ）、分割したブロックのうち必ず１つは別のアンテナから送信するようにする。
例えば図４６に示すように、変調信号Ａにおいて、ＸＡブロックはデータシンボル４４０２、ＹＡブロックはデータシンボル４４０４、ＺＡブロックはデータシンボル４４０６に相当するものとしたとき、データシンボル４４０２、４４０４（すなわちＸＡブロックとＹＡブロック）は同一のアンテナＡＮ１から送信するが、データシンボル４４０６（すなわちＺＡブロック）は送信するアンテナを別のアンテナＡＮ２に切り替えるようにする。
同様に、変調信号Ｂにおいても図４５（Ｂ）に示すようなインターリーブを施し（但し、実施の形態６で説明したように、変調信号Ｂについては、図４５（Ｂ）とは異なるインターリーブパターンを用いた方が誤り率特性が良くなる）、図４５（Ｂ）を３分割し（以下、分割したブロックを、ＸＢブロック、ＹＢブロック、ＺＢブロックと呼ぶ）、分割したブロックのうち必ず１つは別のアンテナから送信するようにする。
例えば図４６に示すように、変調信号Ｂにおいて、ＸＢブロックはデータシンボル４４０８、ＹＢブロックはデータシンボル４４１０、ＺＢブロックはデータシンボル４４１２に相当するものとしたとき、データシンボル４４０８（すなわちＸＢブロック）はアンテナＡＮ２から送信するが、データシンボル４４１０、４４１２（すなわちＹＢブロックとＺＢブロック）は別のアンテナＡＮ３から送信するようにする。
ここで変調信号Ａ、ＢをアンテナＡＮ１、アンテナＡＮ２で送信した場合に、直接波の影響により定常的になった行列の状態が悪く、このため受信電界強度が十分でもブランチメトリックの信頼性が低いとする。同様に、変調信号Ａ、ＢをアンテナＡＮ１とアンテナＡＮ３で送信した場合にも、直接波の影響により定常的になった行列の状態が悪く、このため受信電界強度が十分でもブランチメトリックの信頼性が低いとする。
一方、変調信号Ａ、ＢをアンテナＡＮ２とアンテナＡＮ３で送信された場合に、直接波の影響により定常的になった行列の状態が良く、このためブランチメトリックの信頼性が高いとする。
このように、直接波による定常状態に陥ったときの行列の状態は、変調信号を送信するアンテナを切り替えることで変えることができる。この結果、ブランチメトリックの信頼
性を、変調信号を送信するアンテナを切り替えることで変化させることができる。具体的には、図４６の期間ｔ１、ｔ２では、信頼性の低いブランチメトリックしか得られないが、期間ｔ３では、信頼性の高いブランチメトリックを得ることができるようになる。因みに、変調信号を送信するアンテナを切り替えると、受信電界強度が変わるのではなく、行列の状態が変わるのである。但し、送信アンテナの選択パターンが同一である場合は、ほぼ同一の状態である。
また符号化ブロック内で変調信号を送信するアンテナを切り替えるようにしたので、符号化ブロック内で、デインターリーブにより、信頼性の高いブランチメトリックと低いブランチメトリックがランダムに並び換えられるようになる。この結果、パスメトリックを求め、復号すると、ある程度の信頼性のあるデータを得ることができる。そして、信号点削減を用いた反復復号により、ある程度の信頼性のあるデータを基に反復してデータを復号すると、十分信頼性のあるデータを得ることが可能となる。
図４７に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。なお図４７では、図２との対応部分には同一符号を付した。マルチアンテナ送信装置４５００のアンテナ選択部４５０１は、変調信号Ｔａ、Ｔｂ、フレーム構成信号Ｓ１０を入力とし、フレーム構成信号Ｓ１０に従って変調信号Ｔａ、Ｔｂを送信するアンテナＡＮ１〜ＡＮ３を選択する。これにより、図４６のフレーム構成の変調信号を送信することができる。
かくして本実施の形態によれば、符号化ブロック内で、必ず１度は、変調信号を送信するアンテナを切り替えるようにしたことにより、直接波の影響による定常状態を変えることができるため、誤り率特性の良くなる状態に引き込むことができるようになる。この結果、上述した実施の形態１〜９の特徴と組み合わせると、一段と誤り率特性の良い受信データを得ることができる。因みに、誤り率特性の良い状態に引き込むためには、変調信号間で異なるインターリーブパターンを選定したり、信号点削減による反復復号を適用すると効果的である。
（実施の形態１１）
この実施の形態では、各アンテナから異なるインターリーブパターンの変調信号を送信するにあたって、特にビットインターリーブを用いて異なるインターリーブパターンの変調信号を形成することを提案する。さらに、受信側での信号点削減を考えた場合に、誤り率特性の良い受信データが得られるようなビットインターリーブの仕方を提案する。
図４８に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置によって送信する変調信号Ａと変調信号ＢのＩ−Ｑ平面における信号点配置例を示す。
図２との対応部分に同一符号を付して示す図４９に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。ここでマルチアンテナ送信装置４７００の変調部２０２Ａにて１６ＱＡＭを行う場合、変調信号Ａ（ベースバンド信号２Ａ）の信号点配置は図４８（Ａ）のようになる。具体的には、送信ディジタル信号ＴＡを符号化して得た４つの符号化ビットＳａ０、Ｓａ１、Ｓａ２、Ｓａ３に応じて図４８（Ａ）の１６点のうちのいずれかを割り当てる。
同様に、変調部２０２Ｂにて１６ＱＡＭを行う場合、変調信号Ｂ（ベースバンド信号２Ｂ）の信号点配置は図４８（Ｂ）のようになる。具体的には、送信ディジタル信号ＴＢを符号化して得た４つの符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ１、Ｓｂ２、Ｓｂ３に応じて図４８（Ｂ）の１６点のうちのいずれかを割り当てる。
マルチアンテナ送信装置４７００は、信号分離部４７０１に送信ディジタル信号ＴＡを
入力する。信号分離部４７０１は、送信ディジタル信号ＴＡをディジタル信号４７０２とディジタル信号４７０３に分離し、ディジタル信号４７０２を（Ｓａ０，Ｓａ２）用符号化部４７０４に送出すると共にディジタル信号４７０３を（Ｓａ１，Ｓａ３）用符号化部４７０６に送出する。（Ｓａ０，Ｓａ２）用符号化部４７０４は、ディジタル信号４７０２を符号化することにより符号化ビットＳａ０，Ｓａ２からなる符号化ビット列４７０５を得、これをインターリーバ４７０８に送出する。（Ｓａ１，Ｓａ３）用符号化部４７０６は、ディジタル信号４７０３を符号化することにより符号化ビットＳａ１，Ｓａ３からなる符号化ビット列４７０７を得、これをインターリーバ４７１０に送出する。
同様に、マルチアンテナ送信装置４７００は、信号分離部４７１２に送信ディジタル信号ＴＢを入力する。信号分離部４７１２は、送信ディジタル信号ＴＢをディジタル信号４７１３とディジタル信号４７１４に分離し、ディジタル信号４７１３を（Ｓｂ０，Ｓｂ２）用符号化部４７１５に送出すると共にディジタル信号４７１４を（Ｓｂ１，Ｓｂ３）用符号化部４７１７に送出する。（Ｓｂ０，Ｓｂ２）用符号化部４７１５は、ディジタル信号４７１３を符号化することにより符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２からなる符号化ビット列４７１６を得、これをインターリーバ４７１９に送出する。（Ｓｂ１，Ｓｂ３）用符号化部４７１７は、ディジタル信号４７１４を符号化することにより符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３からなる符号化ビット列４７１８を得、これをインターリーバ４７２１に送出する。
インターリーバ４７０８、４７１０はそれぞれ、符号化ビット列４７０５、４７０７をビットインターリーブすることにより符号化ビット列４７０９、４７１１を得、これを変調部２０２Ａに送出する。同様に、インターリーバ４７１９、４７２１はそれぞれ、符号化ビット列４７１６、４７１８をビットインターリーブすることにより符号化ビット列４７２０、４７２２を得、これを変調部２０２Ｂに送出する。
この実施の形態の場合、インターリーバ４７０８及びインターリーバ４７１９のインターリーブパターンは同一のインターリーブパターンＸとされており、インターリーバ４７１０及びインターリーバ４７２１のインターリーブパターンは同一のインターリーブパターンＹとされている。
このように、各アンテナから送信する各変調信号についてのビットインターリーブパターンを全て異なるものとするのではなく、変調信号間でビットインターリーブパターンの同じ組を作ることにより、受信側で信号点削減を行ったときに誤り率特性の良い受信データを得ることができるようになる。その理由については後述する。
インターリーバ４７０８、４７１０、４７１９、４７２１によるビットインターリーブの一例を図５０に示す。図５０は、インターリーブ前と、インターリーブ後のデータの順番を示している。
変調信号Ａについての符号化ビットＳａ０、Ｓａ２のインターリーブ前の順番に対し、データ１、データ２、・・・、データ２００と順番を付ける。ここでインターリーバ４７０８が５つのデータおきに順番を並び替えるビットインターリーブを行ったとすると、先ずデータ１、データ６、・・・、データ１９６と並べる。次に、データ２、データ７、・・・、データ１９７と並べる。以下、データ３、データ８、・・・、データ１９８、次に、データ４、データ９、・・・、データ１９９、次に、データ５、データ１０、・・・、データ２００と並べる。変調信号Ｂについての符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ２のデータについても、インターリーバ４７１９によって同様の並び替えが行われる。
また変調信号Ａについての符号化ビットＳａ１、Ｓａ３のインターリーブ前の順番に対し、データ１、データ２、・・・、データ２００と順番を付ける。ここでインターリーバ
４７１０が８つおきに順番を並び替えるビットインターリーブを行ったとすると、先ずデータ１、データ９、・・・、データ１９３と並べる。次に、データ２、データ１０、・・・、データ１９４と並べる。以下、データ３、データ１１、・・・、データ１９５、次に、データ４、データ１２、・・・、データ１９６、次に、データ５、データ１３、・・・、データ１９７、次に、データ６、データ１４、・・・、データ１９８、次に、データ７、データ１５、・・・データ１９９、次に、データ８、データ１６、・・・、データ２００と並べる。変調信号Ｂについての符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３のデータについても、インターリーバ４７２１によって同様の並び替えが行われる。
次に本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成及び動作について説明する。マルチアンテナ受信装置の全体構成は、図４と同様である。但し、図４の信号処理部４０４として、図５１のような構成の信号処理部４９００を設ける。
図２４との対応部分に同一符号を付して示す図５１において、信号処理部４９００は、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のデインターリーバ２４０１Ａによって送信ディジタル信号Ａの順番を並び替えることで推定ベースバンド信号５０２を得、次に符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用の軟判定復号部５０３によって軟判定復号することで、符号化ビットＳａ０、Ｓａ２の情報を得る。次に、符号化ビットＳａ０、Ｓａ２用のインターリーバ２４０２Ａによって順番を並び替え、インターリーブ後の符号化ビットＳａ０、Ｓａ２の符号化ビット列５０４を出力する。
変調信号Ｂについても同様であり、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用のデインターリーバ２４０１Ｂによって送信ディジタル信号Ｂの順番を並び替えることで推定ベースバンド信号５０５を得、次に符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用の軟判定復号部５０６によって軟判定復号することで、符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ２の情報を得る。次に、符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ２用のインターリーバ２４０２Ｂによって順番を並び替え、インターリーブ後の符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ２の符号化ビット列５０７を出力する。
次に動作する信号点削減部１３０１、１３０２の処理について、図５２を用いて説明する。
図５２（Ａ）は、信号点削減前の候補信号点を示しており（○：候補信号点）、候補信号点は本実施の形態では、８ビットを伝送しているため、２５６個の候補信号点が存在することになる。そして、インターリーブ後の符号化ビットＳａ０、Ｓａ２の情報５０４、及び、インターリーブ後の符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５０７から、４ビットが決定しているため、信号点削減部１３０１、１３０２は、図５２（Ｂ）のように、２５６個の候補信号点を１６個の候補信号点に削減する。
そして、尤度判定部４９０１は、図５２（Ｂ）のように、１６個の候補信号点と受信ベースバンド信号（■）とのユークリッド距離の２乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、２系統求められることになるが、尤度判定部４９０１は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３を決定し、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３をデインターリーバ４９０２に、符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３をデインターリーバ４９０５に出力する。
デインターリーバ４９０２は、符号化ビットＳａ１、Ｓａ３の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３を復号部４９０３に送出する。復号部４９０３は、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３の情報４９０４を出力する。
同様に、デインターリーバ４９０５は、符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３を復号部４９０６に送出する。復号部４９０６は、デインターリーブ後の符号化ビットを、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報４９０７を出力する。
以上により、符号化ビットＳａ０から符号化ビットＳａ３が得られ、また符号化ビットＳｂ０から符号化ビットＳｂ３が得られることになる。このとき、信号点削減を行っているために、従来であればアンテナごとに２５６回のユークリッド距離を求める演算が必要であったところを、１６回の演算で済ませることができるので、演算規模の削減を図ることができることになる。
以降では、さらなる受信品質改善のために、反復復号を適用する方法、及び、インターリーブパターンを上述のように異なるようにした理由について詳しく説明する。
先ず、反復復号の適用方法について詳しく説明する。インターリーバ４９０８は、上記のように得られた誤り訂正後の符号化ビットＳａ１、Ｓａ３を入力とし、符号化ビットＳａ１、Ｓａ３用のインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３を信号点削減部１３０３、１３０４に送出する。同様に、インターリーバ４９０９は、上記のように得られた誤り訂正後の符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３を入力とし、符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３用のインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３を信号点削減部１３０３、１３０４に送出する。
信号点削減部１３０３、１３０４は、インターリーブ後の符号化ビットＳａ１、Ｓａ３情報、及び、インターリーブ後の符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報を入力とし、図５２のように２５６個の候補信号点を、インターリーブ後の符号化ビットＳａ１、Ｓａ３及びインターリーブ後の符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３によって決定されている４ビットを用いて、１６個の候補信号点に削減する。
そして、尤度判定部４９１０は、図５２（Ｂ）のように１６個の候補信号点と受信ベースバンド信号（■）とのユークリッド距離の２乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、２系統求められることになるが、尤度判定部４９１０は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号化ビットＳａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２を決定し、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２をデインターリーバ４９１１に、符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ２をデインターリーバ４９１４に出力する。
デインターリーバ４９１１は、符号化ビットＳａ０、Ｓａ２の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２を復号部４９１２に送出する。復号部４９１２は、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２の情報４９１３を出力する。
同様に、デインターリーバ４９１４は、符号化ビットＳｂ０、Ｓｂ２の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を復号部４９１５に送出する。復号部４９１５は、デインターリーブ後の符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報４９１６を出力する。
以上により、受信品質（誤り率特性）が向上した符号化ビットＳａ０、Ｓａ２、Ｓｂ０、Ｓｂ２の情報４９１３、４９１６が得られることになる。
さらに、インターリーバ４９１７は、誤り訂正後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２の情報４９１３を入力とし、インターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２の情報を信号点削減部１３０１、１３０２に送出する。同様に、インターリーバ４９１８は、誤り訂正後の符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報４９１６を入力とし、インターリーブ後の符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報を信号点削減部１３０１、１３０２に送出する。
そして、上述した動作を、信号点削減部１３０１、１３０２、尤度判定部４９０１、デインターリーバ４９０２、４９０５、復号部４９０３、４９０６において行うことで、受信品質の向上した符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の情報４９０４、４９０７が得られる。
以上の操作を複数回行うことで、受信品質を向上させることができる。これらの処理のフローチャートを図５３に示す。
はじめに、変調信号Ａの符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び変調信号Ｂの符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を復号する（ＳＴ２１Ａ）。次に、得られた符号化ビットＳａ０，Ｓａ２、Ｓｂ０，Ｓｂ２の情報を基に信号点削減を行い（ＳＴ２１Ｂ）、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３を復号する（ＳＴ２２Ｂ）。次に、得られた符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の情報を基に信号点削減を行い（ＳＴ２２Ａ）、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を復号する（ＳＴ２３Ａ）。以下同様の処理を繰り返す。
本実施の形態においては、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３用のインターリーバと符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とした。これによる効果は、全てのインターリーブパターンを異なるようにするよりも、信号点削減を行った際の誤り率を小さくできることである。
しかし、本質的には、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳａ１，Ｓａ３用のインターリーバのインターリーブパターンを異なるようにしたことが、受信品質向上のためには重要となる。以下では、その理由について詳しく説明する。
図５４は、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３用のインターリーバと符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、かつ、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳａ１，Ｓａ３用のインターリーバのインターリーブパターンが同一のときの受信状態の一例を示している。すなわち、全てのインターリーバのインターリーブパターンが同一の場合の例である。
このようなインターリーブパターンのもと、図５１の軟判定部５０３において、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２の復号を行った結果、誤って判定されたシンボルが図５４（Ａ）のように連続的に発生したと仮定する。因みに、畳み込み符号などを用いたときには、連続して誤りが発生するのが一般的である。すると、信号点数削減部１３０１、１３０２において、信号点数の削減を行った際、図５４（Ｂ）のように、信号点削減による信号点選択に連続して誤りが生じることになる。この結果、復号部４９０３、４９０６によって符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の復号を行っても、受信品質（誤り率特性）が効果的に向上しない。これは、誤り訂正符号は、連続的な誤りを訂正する能力が低いためである。
図５５に、本実施の形態のように、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３用のインターリーバと符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とし、かつ、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳａ１，Ｓａ３用のインターリーバのインターリーブパターンを異なるものとしたときの受信状態の一例を示す。
このようなインターリーブパターンのもと、図５１の軟判定部５０３において、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２の復号を行った結果、誤った判定を行ったシンボルが図５５（Ａ）のように連続的に発生したと仮定するものとする。すると、信号点数削減部１３０１、１３０２において、信号点数の削減を行った際、図５５（Ｂ）と異なり、符号化ビットＳａ０、Ｓａ２のインターリーブパターンと符号化ビットＳａ１、Ｓａ３のインターリーブパターンが異なるため、デインターリーブにより、図５５（Ｂ）のように、信号点削減による信号点選択の誤りは、離散的に生じることになる。すなわち、信号点削減による信号点選択の誤りは、図５４（Ｂ）のように連続して発生しない。これにより、復号部４９０３、４９０６によって符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３を復号すると、効果的に誤り率特性が向上する。これは、誤り訂正符号は、離散的な誤りを訂正する能力が高いためである。
さらに符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用のインターリーバのインターリーブパターンを同一としているので、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２と符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の誤りの発生を同一にすることができる。
例えば、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２の誤る確率が１／１００、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の誤る確率が、１／１００とする。このとき、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２と符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の誤りの発生が同一の場合には、信号点削減の誤る確率は、１／１００である。しかし、誤りの発生パターンが異なると、信号点削減の誤る確率は１／１００＋１／１００＝１／５０となってしまう。そして、インターリーブパターンが異なる場合、誤りの発生パターンが異なる可能性が高くなる。
このように、信号点削減を行うことを考えると、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２用のインターリーバと符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２用のインターリーバのインターリーブパターンを同一とするほうが好適である。
ただし、全てのインターリーブパターンを異なるようにしても、上述したように信号点削減による信号点選択の誤りを離散的に生じさせることができるので、同様に誤り率特性の向上効果が得られる。すなわち、全てのインターリーブパターンを異なるようにすることは必須要件ではなく、全てが同一パターンでなければ、信号点削減による信号点選択の誤りを離散的に生じさせることができるといった点では、同様の効果を発揮することができる。
かくして本実施の形態によれば、各アンテナから送信する変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良い受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置を実現できる。
また各変調信号用に設けられた複数のインターリーバのうち、変調信号間のインターリーバで同一のインターリーブパターンのペア（インターリーバ４７０８とインターリーバ４７１９、インターリーバ４７１０とインターリーバ４７２１）を作るようにしたことに
より、信号点削減時に誤りが発生する確率を小さくできるので、一段と誤り率特性の良い受信データを得ることができるようになる。
なお上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に適用した例を説明したがこれに限ったものではなく、例えばスペクトル拡散通信方式でないシングルキャリア方式やＯＦＤＭ方式にも適用することもできる。ＯＦＤＭ方式に適用した場合、符号化する方法は、図５４のように時間軸に方向に符号化する方法も可能であるし、また図５４の横軸を周波数軸と考え、周波数軸に符号化することも可能である。加えて、時間軸と周波数軸の両方向に符号化することも可能である。
このとき、実施の形態７で説明したように、インターリーブパターンＸは周波数の高いサブキャリアから低いサブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにし、インターリーブパターンＹは周波数の低いサブキャリアから高いサブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにすると、有効に誤り率特性を向上させることができ、さらに回路構成も簡単化することができる。
さらに、インターリーブの方法は、本実施の形態で説明した図は一例でありこれに限ったものではない。理想的には、ランダムインターリーブが適している。
また上述した実施の形態では、インターリーバによってインターリーブを行う場合について述べたが、例えばＯＦＤＭ方式に適用する場合には、各サブキャリアへのマッピング処理によってインターリーブを行うようにしてもよい。このようにすれば、インターリーバを省略することができる。
（実施の形態１２）
この実施の形態では、実施の形態１１とは別のビットインターリーブの仕方を提案する。
図２との対応部分に同一符号を付して示す図５６に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。この実施の形態のマルチアンテナ送信装置５４００が実施の形態１１のマルチアンテナ送信装置４７００と異なる点は、変調信号Ａの符号化ビットＳａ０，Ｓａ２が変調信号Ｂの符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２と共に符号化されたものであり、また、変調信号Ａの符号化ビットＳａ１，Ｓａ３が変調信号Ｂの符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３と共に符号化されている点である。
マルチアンテナ送信装置５４００は、信号分離部５４０２に送信ディジタル信号５４０１を入力する。信号分離部５４０２は、送信ディジタル信号５４０１をディジタル信号５４０３とディジタル信号５４０４の２系統に分離し、ディジタル信号５４０３を符号化部５４０５に送出すると共にディジタル信号５４０４を符号化部５４１２に送出する。符号化部５４０５は、ディジタル信号５４０３を符号化（例えば畳み込み符号化）することにより符号化ビット列５４０６を得、これをインターリーバ５４０７に送出する。符号化部５４１２は、ディジタル信号５４０４を符号化（例えば畳み込み符号化）することにより符号化ビット列５４１３を得、これをインターリーバ５４１５に送出する。
インターリーバ５４０７は、符号化ビット列５４０６に対してインターリーブパターンＸのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビット列５４０８を分離部５４０９に送出する。分離部５４０９は、インターリーブ後の符号化ビット列５４０８を、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２を含む符号化ビット列５４１０と符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を含む符号化ビット列５４１１に分離し、符号化ビット列５４１０を変調部２０２Ａに、符号化ビット列５４１１を変調部２０２Ｂにそれぞれ送出する。
インターリーバ５４１５は、符号化ビット列５４１３に対してインターリーブパターンＹのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビット列５４１６を分離部５４１７に送出する。分離部５４１７は、インターリーブ後の符号化ビット列５４１６を、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３を含む符号化ビット列５４１８と符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３を含む符号化ビット列５４１９に分離し、符号化ビット列５４１８を変調部２０２Ａに、符号化ビット列５４１９を変調部２０２Ｂにそれぞれ送出する。
変調部２０２Ａは、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳａ１，Ｓａ３に応じて、図４８（Ａ）の１６点のうちのいずれかを割り当て、その信号点を示すベースバンド信号Ｓ２Ａを出力する。同様に、変調部２０２Ｂは、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３に応じて、図４８（Ｂ）の１６点のうちいずれかを割り当て、その信号点を示すベースバンド信号Ｓ２Ｂを出力する。
ここでインターリーバ５４０７のインターリーブパターンＸとインターリーバ５４１５のインターリーブパターンＹが異なるものとされている。これにより、受信側で信号点削減を行ったときに誤り率特性の良い受信データを得ることができるようになる。
インターリーバ５４０７、５４１５によるビットインターリーブの一例を図５７に示す。図５７は、インターリーブ前と、インターリーブ後のデータの順番を示している。
図５７（Ａ）は、インターリーブパターンＸのインターリーブ方法を示している。インターリーブ前の順番に対し、データ１、データ２、・・・、データ２００と順番を付ける。ここでインターリーバ５４０７が５つのデータおきに順番を並び替える（この処理は、実施の形態１１で説明した、図５０の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する）。
そして、インターリーブ後に並んだデータを符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２に交互に振り分ける。したがって、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２のデータは、データ１、データ１１、・・・、データ１８５、データ１９５という順番になり、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２のデータは、データ６、データ１６、・・・、データ１９０、データ２００という順番になる。
図５７（Ｂ）は、インターリーブパターンＹのインターリーブ方法を示している。インターリーブ前の順番に対し、データ１、データ２、・・・、データ２００と順番を付ける。ここでインターリーバ５４１５は、８つのデータおきに順番を並べ替える（この処理は、実施の形態１１で説明した、図５０の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する）。
そして、インターリーブ後に並んだデータを符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３に交互に振り分ける。したがって、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３のデータは、データ１、データ１７、・・・、データ１７６、データ１９２という順番になり、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２のデータは、データ９、データ２５、・・・、データ１８４、データ２００という順番になる。
次に本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成及び動作について説明する。マルチアンテナ受信装置の全体構成は図４と同様である。但し、図４の信号処理部４０４として、図５８のような構成の信号処理部５６００を設ける。
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図５８において、信号処理部５６００は、
パターンＸ用のデインターリーバ５６０１によって、変調信号Ａの推定ベースバンド信号５０４及び変調信号Ｂの推定ベースバンド信号５０５の並び替えを行う。デインターリーブ後の推定ベースバンド信号は、軟判定復号部５６０２に送出される。
軟判定復号部５６０２は、デインターリーブ後の推定ベースバンド信号に対して軟判定復号処理を施すことにより、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６０３を得、これをパターンＸ用のインターリーバ５６０４に送出する。パターンＸ用のインターリーバ５６０４は、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６０３に対してパターンＸのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６０５を信号点削減部１３０１、１３０２に送出する。
次に動作する信号点削減部１３０１、１３０２の処理について、図５２を用いて説明する。
図５２（Ａ）は、信号点削減前の候補信号点を示しており（○：候補信号点）、候補信号点は本実施の形態では、８ビットを伝送しているため、２５６個の候補信号点が存在することになる。そして、インターリーブ後の符号化ビットＳａ０、Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６０５から、４ビットが決定しているため、信号点削減部１３０１、１３０２は、図５２（Ｂ）のように、２５６個の候補信号点を１６個の候補信号点に削減する。
そして、尤度判定部５６０６は、図５２（Ｂ）のように１６個の候補信号点と受信ベースバンド信号（■）とのユークリッド距離の２乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、２系統求められることになるが、尤度判定部５６０６は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３を決定し、これをパターンＹ用のデインターリーバ５６０７に出力する。
パターンＹ用のデインターリーバ５６０７は、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報の順番を並び替え、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報を復号部５６０８に送出する。復号部５６０８は、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報５６０９を出力する。
以上により、符号化ビットＳａ０から符号化ビットＳａ３が得られ、符号化ビットＳｂ０から符号化ビットＳｂ３が得られることになる。このとき、信号点削減を行っているために、従来であればアンテナごとに２５６回のユークリッド距離を求める演算が必要であったところを、１６回の演算で済ませることができるので、演算規模の削減を図ることができることになる。
以降では、さらなる受信品質改善のために、反復復号を適用する方法、及び、インターリーブパターンを上述のように異なるようにした理由について詳しく説明する。
先ず、反復復号の適用方法について詳しく説明する。パターンＹのインターリーバ５６１０は、上記のように得られた誤り訂正後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報５６０９に対してパターンＸのインターリーブを施し、インターリーブ後の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の情報５６１１を信号点削減部１３０３、１３０４に送出する。
信号点削減部１３０３、１３０４は、インターリーブ後の符号化ビットＳａ１、Ｓａ３及びインターリーブ後の符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３情報５６１１を入力とし、図５２のように２５６個の候補信号点を、インターリーブ後の符号化ビットＳａ１、Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３によって決定されている４ビットを用いて、１６個の候補信号点に削減する。
そして、尤度判定部５６１２は、図５２（Ｂ）のように１６個の候補信号点と受信ベースバンド信号（■）とのユークリッド距離の２乗を求め、ブランチメトリックを求める。ブランチメトリックは、各アンテナについて求められるため、２系統求められることになるが、尤度判定部５６１２は、各アンテナで求められたブランチメトリックの和を求め、そのブランチメトリックを基に符号化ビットＳａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２を決定し、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２の情報をパターンＸ用のデインターリーバ５６１３に送出する。
パターンＸ用のデインターリーバ５６１３は、符号化ビットＳａ０、Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報の順番を並び替えることにより、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報を得、これを復号部５６１４に送出する。復号部５６１４は、デインターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６１５を、例えば硬判定復号することにより、誤り訂正後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及びＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６１５を出力する。
以上により、受信品質（誤り率特性）が向上した符号化ビットＳａ０、Ｓａ２、Ｓｂ０、Ｓｂ２の情報５６０９、５６１５が得られることになる。
さらに、インターリーバ５６１６は、誤り訂正後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報５６１５を入力とし、インターリーブ後の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２の情報を信号点削減部１３０１、１３０２に送出する。
そして、上述した動作を、信号点削減部１３０１、１３０２、尤度判定部５６０６、デインターリーバ５６０７、復号部５６０８において行うことで、受信品質の向上した符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の情報５６０９、５６１５が得られる。
以上の操作を複数回行うことで、受信品質を向上させることができる。これらの処理のフローチャートを図５３に示す。
はじめに、変調信号Ａの符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び変調信号Ｂの符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を復号する（ＳＴ２１Ａ）。次に、得られた符号化ビットＳａ０，Ｓａ２、Ｓｂ０，Ｓｂ２の情報を基に信号点削減を行い（ＳＴ２１Ｂ）、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１、Ｓｂ３を復号する（ＳＴ２２Ｂ）。次に、得られた符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３の情報を基に信号点削減を行い（ＳＴ２２Ａ）、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２を復号する（ＳＴ２３Ａ）。以下同様の処理を繰り返す。
本実施の形態においては、インターリーバのインターリーブパターンを異なるようにした（パターンＸとパターンＹは異なる）ことが、受信品質向上のためには重要となる。以下では、その理由について詳しく説明する。
図５９は、パターンＸ（符号化ビットＳａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２用のインターリーブパターン）とパターンＹ（符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３用のインターリーブパターン）が同一パターンのときの受信状態の一例を示している。
このようなインターリーブパターンのもと、図５８の軟判定部５６０２において、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２、Ｓｂ０，Ｓｂ２の復号を行った結果、誤って判定されたシンボルが図５９（Ａ）のように連続して発生したと仮定する。因みに、畳み込み符号などを用いたときには、連続して誤りが発生するのが一般的である。すると、信号点数削減部１３０１、１３０２において、信号点数の削減を行った際、図５９（Ｂ）のように、信号点削減による信号点選択に連続して誤りが生じることになる。この結果、復号部５６０８によって符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３の復号を行っても、受信品質（誤り率特性）が効果的に向上しない。これは、誤り訂正符号は、連続的な誤りを訂正する能力が低いためである。
図６０に、本実施の形態のように、パターンＸ（符号化ビットＳａ０，Ｓａ２，Ｓｂ０，Ｓｂ２用のインターリーブパターン）とパターンＹ（符号化ビットＳａ１，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ３用のインターリーブパターン）を異なるようにしたときの受信状態の一例を示す。
このようなインターリーブパターンのもと、図５８の軟判定部５６０２において、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２、Ｓｂ０，Ｓｂ２の復号を行った結果、誤った判定を行ったシンボルが図６０（Ａ）のように連続的に発生したと仮定する。すると、信号点数削減部１３０１、１３０２において、信号点数の削減を行った際、図５９（Ｂ）と異なり、インターリーブパターンＸとインターリーブパターンＹが異なるため、デインターリーブにより、図６０（Ｂ）のように、信号点削減による信号点選択の誤りは、離散的に生じることになる。すなわち、信号点削減による信号点選択の誤りは、図６０（Ｂ）のように連続して発生しない。これにより、復号部５６０８によって符号化ビットＳａ１，Ｓａ３及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３を復号すると、効果的に誤り率特性が向上する。これは、誤り訂正符号は、離散的な誤りを訂正する能力が高いためである。
かくして本実施の形態によれば、各アンテナから送信する変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良い受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置を実現できる。また本実施の形態によれば、実施の形態１１と比較して、符号化部の数を少なくすることができるので、演算量削減につながり、回路規模を小さくすることができる。
なお上述した実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に適用した例を説明したがこれに限ったものではなく、例えばスペクトル拡散通信方式でないシングルキャリア方式やＯＦＤＭ方式に適用することもできる。ＯＦＤＭ方式に適用した場合、符号化する方法は、図６０のように時間軸に方向に符号化する方法も可能であるし、また図６０の横軸を周波数軸と考え、周波数軸に符号化することも可能である。加えて、時間軸と周波数軸の両方向に符号化することも可能である。加えて、時間軸と周波数軸の両方向に符号化することも可能である。
このとき、実施の形態７で説明したように、インターリーブパターンＸは周波数の高いサブキャリアから低いサブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにし、インターリーブパターンＹは周波数の低いサブキャリアから高いサブキャリアへとデータを並び替えて配置するパターンにすると、有効に誤り率特性を向上させることができ、さらに回路構成も簡単化することができる。
さらに、インターリーブの方法は、本実施の形態で説明した図は一例でありこれに限ったものではない。理想的には、ランダムインターリーブが適している。
また上述した実施の形態では、インターリーバによってインターリーブを行う場合について述べたが、例えばＯＦＤＭ方式に適用する場合には、各サブキャリアへのマッピング処理によってインターリーブを行うようにしてもよい。このようにすれば、インターリーバを省略することができる。
（実施の形態１３）
実施の形態６では、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにしたマルチアンテナ送信装置を提案したが、本実施の形態では、インターリーブとしてビットインターリーブを適用したとき具体的な装置例について述べる。つまり、本実施の形態は、基本的には、ビットインターリーブ処理を行う点で、実施の形態１１や実施の形態１２と同様であるが、実施の形態６の基本構成にそのままビットインターリーブを適用する例を説明するものである。
図４８に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置によって送信する変調信号Ａと変調信号ＢのＩ−Ｑ平面における信号点配置例を示す。
本実施の形態におけるマルチアンテナ送信装置の基本構成は、実施の形態６で説明した、図２３と同様であり、その動作は実施の形態６と同様である。
図２３のような構成を採った場合の、インターリーバ２３０１Ａ、２３０１Ｂによるビットインターリーブの方法について図６１を用いて詳しく説明する。因みに、インターリーバ２３０１Ａは、図６１（Ａ）のインターリーブパターンＸを用いてインターリーブ処理を行い、インターリーバ２３０１Ｂは、図６１（Ｂ）のインターリーブパターンＹを用いてインターリーブ処理を行う。
図６１は、インターリーブ前、インターリーブ後、分離後のデータの順番の一例を示している。図６１（Ａ）は、インターリーブパターンＸのインターリーブ方法を示している。インターリーブ前の順番に対し、データ１、データ２、・・・、データ２００と順番を付ける。インターリーブにより、５つデータおきに順番を並び替える（この処理は、実施の形態１１で説明した、図５０の符号化ビットＳａ０，Ｓａ２のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する。）。
そして、インターリーブ後に並んだデータを符号化ビットＳａ０，Ｓａ２及び符号化ビットＳａ１，Ｓａ３に交互に振り分ける。したがって、符号化ビットＳａ０，Ｓａ２のデータは、データ１、データ１１、・・・、データ１８５、データ１９５という順番になり、符号化ビットＳａ１，Ｓａ３のデータは、データ６、データ１６、・・・、データ１９０、データ２００という順番になる。
図６１（Ｂ）は、インターリーブパターンＹのインターリーブ方法を示している。インターリーブ前の順番に対し、データ１、データ２、・・・、データ２００と順番を付ける。インターリーブにより、８つのデータおきに順番を並べ替える（この処理は、実施の形態１１で説明した、図５０の符号化ビットＳａ１，Ｓａ３のインターリーブ処理と同様であるので詳細の説明は省略する）。
そして、インターリーブ後に並んだデータを符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２及び符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３に交互に振り分ける。したがって、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２のデ
ータは、データ１、データ１７、・・・、データ１７６、データ１９２という順番になり、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２のデータは、データ９、データ２５、・・・、データ１８４、データ２００という順番になる。
図２３の各変調部２０２Ａ、２０２Ｂは、以上のようにビットインターリーブされた符号化ビットに応じて、図４８（Ａ）、（Ｂ）の１６点のうちのいずれかを割り当てることで変調を行う。
次に、このようにビットインターリーブ処理された複数の変調信号Ａ、Ｂを受信するマルチアンテナ受信装置の構成について説明する。マルチアンテナ受信装置の構成（信号処理部の構成）の一つとして、実施の形態６で説明した図２４の構成が考えられ、その動作は、各デインターリーバ及びインターリーバでビットデインターリーブ処理及びインターリーブ処理を行う以外は、実施の形態６と同様である。
この実施の形態では、図２４とは異なる構成として、図６２のような構成例について説明する。図２４との対応部分に同一符号を付して示す図６２において、信号処理部６０００の最尤判定部６００１は、チャネル推定値ｈ１１、ｈ２１、ｈ１２、ｈ２２、ベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力とし、最尤判定を行うことで、符号化ビットＳａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３の情報６００４を得てこれをデインターリーバ２４０１Ａに送出すると共に符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３の情報６００５を得てこれをデインターリーバ２４０１Ｂに送出する。
デインターリーバ２４０１Ａ、２４０１Ｂによってデインターリーブされた符号化ビットＳａ０，Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３の情報６００４、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３の情報６００５は、それぞれ、硬判定復号部６００２、６００３によって硬判定復号されて出力される。他の部分については、実施の形態６と同様に動作する。
そして信号処理部６０００においては、変調信号ＡのビットインターリーブパターンＸと変調信号ＢのビットインターリーブパターンＹが異なるものとされているので、実施の形態１１や実施の形態１２で説明したのと同様の理由により、誤り率特性の良い受信データＲＡ、ＲＢを得ることができる。
かくして本実施の形態によれば、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号で異なるようにするにあたって、各変調信号のビットインターリーブパターンを異なるようにしたことにより、受信側での復号の際、バーストエラーの影響を軽減して、誤り率特性の良い受信データを得ることができるマルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ受信装置を実現できる。
なお本実施の形態で説明した信号処理部６０００の構成は、例えば実施の形態６などの実施の形態においても適用することができる。つまり、最尤判定を仮判定に用いることができる。
また本実施の形態では、各変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとするマルチアンテナ送信装置の構成として、図２３のマルチアンテナ送信装置２３００及び図６１のビットインターリーブパターンを用いて説明したが、マルチアンテナ装置の全体構成やビットインターリーブパターンは図２３や図６１に示したものに限らない。特に、ビットインターリーブパターンは種々のものを適用でき、要は、各変調信号のビットインターリーブパターンを異なるものとすればよい。
図２３のマルチアンテナ送信装置２３００の構成と異なる構成例として、例えば図６３
のような構成が考えられる。図２３との対応部分に同一符号を付して示す図６３において、マルチアンテナ送信装置６１００の最も特徴的な点は、“符号化ビットＳａ０，Ｓａ２のためのインターリーブパターン（インターリーバ４７０８）と符号化ビットＳａ１，Ｓａ３のためのインターリーブパターン（インターリーバ６１０１）が同一であり、かつ、符号化ビットＳｂ０，Ｓｂ２のためのインターリーブパターン（インターリーバ４７１９）と符号化ビットＳｂ１，Ｓｂ３のためのインターリーブパターン（インターリーバ６１０２）が同一である”という点である。これにより、受信装置において、誤り訂正能力が向上し、受信品質が向上することになる。また、ビットインターリーブのパターンを全て異なるようにしてもよいが、受信品質の劣化を招くのは、実施の形態１１で説明したとおりである。
さらに、インターリーブの方法は、本実施の形態で説明した図は一例でありこれに限ったものではない。理想的には、ランダムインターリーブが適している。
（実施の形態１４）
この実施の形態では、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）を適用したときに、上述したインターリーブパターンを簡易な構成で設定することができるマルチアンテナ送信装置を提案する。換言すれば、上述したインターリーブパターンの変調信号を形成するにあたって、ＬＤＰＣを有効活用する方法を提案する。
上述した実施の形態６、７、１１、１２、１３では、基本的には、図２３のように、インターリーバ２３０１Ａとインターリーバ２３０１Ｂのインターリーブパターンを異なるようにすることで、変調信号間でのインターリーブパターンを異なるようにした。この実施の形態では、ＬＤＰＣを適用したとき、インターリーバ２３０１Ａ、２３０１Ｂを、異なる生成行列Ｇ_ｉ（検査行列 Ｈ_ｉ）を持つＬＤＰＣ符号器に置き換えることを提案する。これにより、異なるインターリーバを設けてインターリーブパターンを異なるようにしたときと同様の効果を得ることができるようになる。
図２との対応部分に同一符号を付して示す図６４に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置６２００は、図２のマルチアンテナ送信装置１１０と比較して、符号化部２０１Ａ、２０１Ｂに換えてＬＤＰＣ符号器６２０１Ａ、６２０１Ｂが設けられている。
変調信号Ａ用のＬＤＰＣ符号器６２０１Ａは、生成行列Ｇａ、検査行列Ｈａで表され、送信データＴＡを入力とし、符号化されたデータＳ１Ａを出力する。変調信号Ｂ用のＬＤＰＣ符号器６２０１Ｂは、生成行列Ｇｂ、検査行列Ｈｂで表され、送信データＴＢを入力とし、符号化されたデータＳ１Ｂを出力する。
この実施の形態の特徴は、変調信号Ａ用のＬＤＰＣ符号器６２０１Ａの生成行列Ｇａと変調信号Ｂ用のＬＤＰＣ符号器６２０１Ｂの生成行列Ｇを異なるようにしたことである。その理由について以下で説明する。
ＬＤＰＣは、非常に疎な検査行列により定義される線形符号であり、その特徴の一つは、様々な符号長、符号化率の符号を容易に構成できる柔軟性を持つことである。同様に、同一の符号長、符号化率の符号を複数種類構成することも容易である。その他多くの誤り訂正符号では、符号の種類によって構成可能なパラメータが限られる。
ターボ符号や畳み込み符号の復号では、全てのビットは尤度情報を更新するために隣接するビットの情報を利用する。したがって、フェージング環境などの記憶のある通信路(channel with memory)を扱う際には、隣接するビット間の相関のあるノイズを擬似的に白
色化するためにインターリーバが利用される。このため、本発明では、ストリーム毎に異なるインターリーブパターンを適用する送信機構成を採るようにした。
しかし、ＬＤＰＣの復号では、あるビットｎがそのビットに関係するパリティチェック、つまり検査ｍ、により更新する場合、検査ｍに関わるいくつかのビットからの情報のみを利用する。ＬＤＰＣ符号の検査行列Ｈは一般にランダムに構成されるため、更新に利用する情報ビットが隣接する確率はきわめて小さい。よってビットｎが深いフェード中にあったとしても、ビットｎに関係する他のビットが、同様に深いフェード中にある確率は低く、それらのビットはビットｎに対して、より信頼性の高い情報を提供する。
つまり、ＬＤＰＣの検査行列Ｈにインターリーブ機能が本質的に備わっていることを意味しており、原理的に検査行列Ｈの設計において、行列Ｈの全ての非零要素をインターリーブ利得が最大になるように配置することが可能である。
この結果は、J. Hou, P. Siegel, and L. Milstein, “Performance Analysis and Code Optimization for Low Density Parity-Check Codes on Rayleigh Fading Channels” IEEE JSAC, Vol. 19, No. 5, May, 2001 でも示されている。
次に、ＬＤＰＣの符号化について説明する。ＬＤＰＣは、線形符号の一種であるので、生成行列Ｇａ，Ｇｂを情報ベクトル（ｍ１，ｍ２，…、ｍｋ）、（ｎ１，ｎ２，…、ｎｋ）に乗ずることにより得ることができる。すなわち、あらかじめ設計された検査行列ＨａおよびＨｂに対応する生成行列Ｇａ,Ｇｂを求めておき（生成行列Ｇａ，ＧｂはＧａＨａ Ｔ＝０およびＧｂＨｂ Ｔ＝０を満たす）、ｃ＝ｍＧａあるいはｄ＝ｎＧｂとして符号語ｃおよびｄを得ることができる。
次に、ＬＤＰＣの復号化について説明する。本実施の形態におけるマルチアンテナ受信装置の全体構成は、例えば図４に示すようにすればよい。そして図４の信号処理部４０４を、例えば図６５のように構成すればよい。
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図６５において、信号処理部６３００は、図１３の信号処理部１３００の軟判定部５０３、５０６、５１２、５１８を、ＬＤＰＣ用の復号方法である確率領域ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号部６３０１、６３０２、６３０３、６３０４に置き換えた構成でなる。
ＬＤＰＣを利用した場合、デインターリーバとビタビ復号回路（畳み込み符号適用時）の組み合わせの代わりに、例えば、ＬＤＰＣを利用した場合の代表的な復号方法である、確率領域ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号法(probability domain sum-product decoding algorithm)やハードウェア、ソフトウェアへの実装に向いている対数領域ｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号法(log domain sum-product decoding algorithm)などを利用することができる。
変調信号Ａのｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号部６３０１、６３０３は、送信側で用いた検査行列Ｈａに対応した復号を行う。また変調信号Ｂのｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号部６３０２、６３０４は、送信側で用いた検査行列Ｈｂに対応した復号を行う。誤り訂正処理された変調信号Ａ，Ｂの受信ディジタル信号は、再び送信時と同じ生成行列ＧａおよびＧｂのＬＤＰＣを用いて、再符号化および変調され、信号点削減が行われる。
詳細の動作は、ＬＤＰＣ以外で説明した動作と同様であり、ＬＤＰＣに関わる部分の動作のみが異なるだけで、他は上述した実施の形態と同様の動作をする。
かくして本実施の形態によれば、各ストリームに異なる生成行列Ｇ_ｉ（検査行列Ｈ_ｉ）を持つＬＤＰＣを適用する構成を採り、その生成行列によってインターリーブ処理と同等の処理を行うようにしたことにより、図２３に示すように、各ストリームに異なるインターリーブパターンを備えたインターリーバと、ターボ符号や畳み込み符号などＬＤＰＣとは異なる誤り訂正符号器とを用いた構成を採る場合と同様の効果を得ることができる。さらに、ＬＤＰＣ符号はインターリーバ機能そのものを含むため、回路規模を削減することができる。
なお、この実施の形態では、ＬＤＰＣ符号器のみでインターリーブパターンの異なる変調信号Ａ、Ｂを形成する場合について説明したが、ＬＤＰＣ符号器に加えて、実施の形態６、７と同様にインターリーバを設けてインターリーブパターンの異なる変調信号を形成するようにしてもよく、このようにした場合でも受信品質を向上させることができる。
さらには、図６６に示すように、ＬＤＰＣ符号器６２０１ＡとＬＤＰＣ符号器６２０１Ｂとして同一のＬＤＰＣ符号器を用いると共に、一方にのみインターリーバ６６０１を設けるようにしてもよい。このようにしても、変調信号Ａと変調信号Ｂのインターリーブパターンを異なるようにすることができるので、受信品質を向上させることができる。
（実施の形態１５）
この実施の形態では、上述した受信装置及び方法（すなわち候補信号点を削減し、復号する装置及び方法）に好適な再送方法を提案する。
先ず、図６７に送信側（例えば基地局）で送信する送信信号Ａと送信信号Ｂのフレーム構成例を示す。変調信号Ａ、Ｂのチャネル推定シンボル６８０１Ａ、６８０２Ｂは同時刻に送信され、受信機はこのチャネル推定シンボル６８０１Ａ、６８０２Ｂを用いてフェージング等によるそれぞれのチャネル変動を推定する。変調信号Ａ、Ｂのデータシンボル６８０２Ａ、６８０２Ｂは、各送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに基づいて形成されたものであり、このデータシンボル６８０２Ａ、６８０２Ｂによりデータが伝送される。また各変調信号Ａ、Ｂには、ＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）シンボル６８０３Ａ、６８０３Ｂが付加され、受信機はＣＲＣシンボル６８０３Ａ、６８０３Ｂを検査することで変調信号Ａ、Ｂで送信されたデータそれぞれに誤りがあったかどうかを確認する。制御情報シンボル６８０４は、受信機で周波数オフセットの検出、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）を行うためや、再送信号か否かを識別させるために設けられている。
図６８に、受信機（例えば通信端末）の送信系の構成例を示す。誤り判定部６９０２Ａは、基地局が送信した信号を復調して得られた変調信号Ａのディジタル信号６９０１Ａを入力とし、図６７のＣＲＣシンボル６８０３Ａを利用することで、変調信号Ａに誤りがあったか否かを示す誤り有無情報６９０３Ａを出力する。同様に、誤り判定部６９０２Ｂは、基地局が送信した信号を復調して得られた変調信号Ｂのディジタル信号６９０１Ｂを入力とし、図６７のＣＲＣシンボル６８０３Ｂを利用することで、変調信号Ｂに誤りがあったか否かを示す誤り有無情報６９０３Ｂを出力する。
再送要求部６９０４は、変調信号Ａ，Ｂの誤り有無情報６９０３Ａ、６９０３Ｂに基づいて、再送を要求するか否かを決定し、再送要求情報６９０５（例えばＡＣＫ／ＮＡＣＫの情報）を出力する。この再送要求情報６９０５は、変調信号Ａを再送するか又は変調信号Ｂを再送するかの情報でなる。
データ生成部６９０７は、再送要求情報６９０５及び送信データ６９０６を入力し、送信ディジタル信号６９０８を生成し出力する。送信部６９０９は、送信ディジタル信号６９０８に対して所定の変調処理を施すことで変調信号６９１０を形成する。変調信号６９
１０は、アンテナ６９１１から電波として出力される。
図６９に、通信端末が送信する変調信号６９１０のフレーム構成例を示す。変調信号６９１０は、受信側でチャネル推定を行うためのチャネル推定シンボル７００１、データシンボル７００２、再送要求情報シンボル７００３により構成されている。
図７０に、本実施の形態のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。マルチアンテナ送信装置７０００は、例えば基地局に設けられている。
図２との対応部分に同一符号を付して示す図７０において、マルチアンテナ送信装置７０００は、図６８の通信端末から送信された信号をアンテナ７１０１で受信する。受信信号７１０２（図６９の変調信号に相当）は受信部７１０３に入力される。受信部７１０３は、受信信号７１０２を復調することにより受信ディジタル信号７１０４を得、これを出力する。再送要求検出部７１０５は、受信ディジタル信号７１０４から再送要求情報７１０６を抽出し、これを出力する。この再送要求情報７１０６は、上述したように、変調信号Ａを再送するか又は変調信号Ｂを再送するかの情報を含む。
マルチアンテナ送信装置７０００の送信系には、データ蓄積部７１０７Ａ、７１０７Ｂ及びデータ選択部７１０９Ａ、７１０９Ｂが設けられ、データ選択部７１０９Ａ、７１０９Ｂには再送要求情報７１０６が入力される。データ選択部７１０９Ａは、再送要求情報７１０６が変調信号Ａの再送を要求することを示すものであった場合には、データ蓄積部７１０７Ａに蓄積された再送データ７１０８Ａを選択して出力する。同様に、データ選択部７１０９Ｂは、再送要求情報７１０６が変調信号Ｂの再送を要求することを示すものであった場合には、データ蓄積部７１０７Ｂに蓄積された再送データ７１０８Ｂを選択して出力する。
さらに具体的には、データ選択部７１０９Ａは、再送要求情報７１０６が再送を要求しており、かつ、変調信号Ａの再送を要求している場合、蓄積された変調信号Ａの送信ディジタル信号７１０８Ａを選択出力する。これに対して、再送要求情報７１０６が再送を要求しており、かつ、変調信号Ｂの再送を要求している場合、データ選択部７１０９Ａは何も出力しない。再送要求情報７１０６が再送を要求していない場合、データ選択部７１０９Ａは送信ディジタル信号ＴＡを選択出力する。
同様に、データ選択部７１０９Ｂは、再送要求情報７１０６が再送を要求しており、かつ、変調信号Ｂの再送を要求している場合、蓄積された変調信号Ｂの送信ディジタル信号７１０８Ｂを選択出力する。これに対して、再送要求情報７１０６が再送を要求しており、かつ、変調信号Ａの再送を要求している場合、データ選択部７１０９Ｂは何も出力しない。再送要求情報７１０６が再送を要求していない場合、データ選択部７１０９Ｂは送信ディジタル信号ＴＢを選択出力する。
このように、マルチアンテナ送信装置７０００においては、一方の変調信号を再送する場合には、他方の変調信号の送信を行わないようになっている。
フレーム構成信号生成部２１０は、再送要求情報７１０６に基づいてフレーム構成を決定し、フレーム構成信号Ｓ１０を出力する。フレーム構成の決定方法の一例は、図７１を用いて以降で説明する。
図７１は、本実施の形態における基地局と通信端末の送信信号の流れを示している。なお、図７１では図を簡略化しているが、基地局が送信する信号は、実際にはデータシンボルに加えて制御情報、ＣＲＣシンボルなどから構成されたフレーム単位の信号となってい
る。
基地局は、先ず、
〈１〉のように、データ１Ａ、データ１Ｂを送信する。
すると、端末はデータ１Ａ、データ１Ｂを受信し、誤りが発生していないことを確認し、
〈２〉のように、再送を要求しない。
次に、基地局は、
〈３〉のように、データ２Ａ、データ２Ｂを送信する。
すると、端末はデータ２Ａ、データ２Ｂを受信し、誤りが発生していることを確認する。このとき、端末は、変調信号Ａの受信電界強度と変調信号Ｂの受信電界強度を比較し、受信電界強度の低い変調信号の再送を要求する。図の場合には、変調信号Ａの受信電界強度が低いことを検出したので、
〈４〉のように、変調信号Ａの再送要求を行う。このように、受信電界強度の低い方の変調信号の再送を行うようにしたことにより、再送による誤り率特性の向上効果を高めることができる。これは、受信電界強度の低い変調信号のほうが、受信品質が悪いため、再送によって受信電界強度の低い変調信号の受信品質を確保することができるためである。また受信電界強度の低い方の変調信号を再送するようにしたことにより、その変調信号を使ってもう一方の変調信号についての候補信号点の削減するにあたっての精度が向上するので、もう一方の変調信号の誤り率特性も向上させることができるようになる。
なおここでは受信電界強度の低い方の変調信号を再送するようにしたが、別の方法として、例えば、データ２Ａ、データ２Ｂのうち、データ２Ｂに誤りが発生したとした場合、データ２Ｂの再送を要求するというシンプルな方法を用いてもよい。
基地局は、データ２Ａの再送要求信号を受信すると、
〈５〉のように、データ２Ａの再送を行う。
すると、端末はデータ２Ａ、データ２Ｂに誤りが発生しなかったため、
〈６〉のように、再送要求を行わない。
次に、基地局は、
〈７〉のように、データ３Ａ、データ３Ｂを送信する。
すると、端末はデータ３Ａ、データ３Ｂを受信し、誤りが発生していることを確認する。このとき、端末は、変調信号Ａの受信電界強度と変調信号Ｂの受信電界強度を比較し、変調信号Ｂの受信電界強度が低いことを検出すると、
〈８〉のように、変調信号Ｂの再送要求を行う。
すると、基地局は、
〈９〉のように、データ３Ｂの再送を行う。
それでも、端末はデータ３Ａ、データ３Ｂに誤りが発生していると、
〈１０〉のように、再度再送を要求する。このとき、端末は１度目に要求した変調信号とは異なる変調信号の再送を要求する。つまり、変調信号Ａの再送を要求する。このようにすることで、再送による誤り率特性の向上効果を高めることができる。つまり、１度目に再送されたデータ３Ｂは、〈９〉での再送により優れた受信品質とされているのに対して
、データ３Ａの受信品質はこの時点では再送による受信品質の向上作用はないのでデータ３Ｂよりも低いと考えられる。したがって、２度目の再送を行うときはデータ３Ａというように、一度目とは異なる変調信号のデータを再送することが好ましい。
基地局は、データ３Ｂの再送要求信号を受信すると、
〈１１〉のように、データ３Ａの再送を行う。
このように、本実施の形態においては、変調信号Ａ、変調信号Ｂ両方のデータを再送するのではなく、一方の変調信号のデータのみ再送するようになっている。この理由については、以降で説明する。
図７２に、本実施の形態のマルチアンテナ受信装置の構成を示す。マルチアンテナ受信装置７２００は、例えば通信端末に設けられている。
図４との対応部分に同一符号を付して示す図７２において、マルチアンテナ受信装置７２００は、マルチアンテナ送信装置７０００（図７０）から送信された信号を受信して復調する。
制御情報検出部７３０１は、逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２を入力し、マルチアンテナ送信装置７０００（基地局）が送信した図６７のフレームにおける、制御情報シンボル６８０４によって示される制御情報を検出する。すなわち、制御情報シンボル６８０４に基づいて、受信信号が再送信号ではなく変調信号Ａと変調信号Ｂが同時に送信されたものであるか、又は受信信号が再送信号の場合には再送信号が変調信号Ａか変調信号Ｂかを示す制御情報を検出する。制御情報検出部７３０１は、検出した制御情報を送信方法情報７３０２として出力する。
信号処理部４０４は、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２、逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２及び送信方法情報７３０２を入力し、送信方法情報７３０２が、変調信号Ａ、Ｂを同時に送信する送信方法であることを示している場合、復調動作を行い、変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡ及び変調信号Ｂの受信ディジタル信号ＲＢを得る。この信号処理部４０４の詳細構成は、例えば、図５、図１１、図１２，図１３、図１７、図１８等で示した通りであり、動作については上述した通りである。信号処理部４０４は、例えば、図７１の〈１〉、〈３〉、〈７〉のときに動作する。
チャネル情報・受信信号蓄積部７３０３は、チャネル推定値ｈ１１、ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２及び逆拡散後のベースバンド信号Ｒ２−１、Ｒ２−２を入力し、これらの情報を蓄積する。またチャネル情報・受信信号蓄積部７３０３は、送信方法情報７３０２を入力し、送信方法情報７３０２が再送されたときの送信方法であることを示しているとき、蓄積していたチャネル推定値及び逆拡散後のベースバンド信号を出力する。
再送情報検波部７３０４は、チャネル変動推定値ｈ１１、ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２、逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２及び送信方法情報７３０２を入力し、送信方法情報７３０２が、再送を示し、かつ再送された変調信号が変調信号Ａであることを示している場合、変調信号Ａの復調を行い、変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡを出力する。また再送情報検波部７３０４は、送信方法情報７３０２が、再送を示し、かつ再送された変調信号が変調信号Ｂであることを示している場合、変調信号Ｂの復調を行い、変調信号Ｂの受信ディジタル信号ＲＢを出力する。この動作は、例えば、図７１の〈５〉、〈９〉、〈１１〉のときに行われるものである。
信号処理部７３０５は、蓄積されたチャネル推定値ｈ１１、ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２（
図示せず）、蓄積された逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２（図示せず）、送信方法情報７３０２及び再送された変調信号の受信ディジタル信号ＲＡ又はＲＢ（再送情報検波部７３０４の出力）を入力する。
送信方法情報７３０２が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号Ａであることを示している場合（図７１の〈５〉の状況に相当する）、再送情報検出部７３０４からは、ＲＡが出力されており（図７１の〈５〉の状況では、データ２Ａが出力されていることになる）、信号処理部７３０５は、蓄積されたチャネル推定値ｈ１１、ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２、蓄積された逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２及び再送された変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡ（図７１の〈５〉の状況では、データ２Ａ）を用いて、信号点削減を用いた復調動作を行い、変調信号Ｂのディジタル信号ＲＢを出力する（図７１のデータ２Ｂに相当する）。
一方、送信方法情報７３０２が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号Ｂであることを示している場合（図７１の〈９〉の状況に相当する）、再送情報検出部７３０４からは、ＲＢが出力されており（図７１の〈９〉の状況では、データ３Ｂが出力されていることになる）、信号処理部７３０５は、蓄積されたチャネル推定値ｈ１１，ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２、蓄積された逆拡散後のベースバンド信号Ｒ１−２、Ｒ２−２及び再送された変調信号の受信ディジタル信号ＲＢ（図７１の〈９〉の状況では、データ３Ｂ）を用いて、信号削減を用いた復調動作を行い、変調信号Ａのディジタル信号ＲＡを出力する（図７１のデータ３Ａに相当する）。
図５との対応部分に同一符号を付して示す図７３に、信号処理部７３０５の構成例を示す。信号処理部７３０５は、送信方法情報７３０２を信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６に入力する。また再送情報検波部７３０４から出力される受信ディジタル信号ＲＡ又はＲＢを、信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６、軟判定部５１２、５１８及びデータ選択部７４０１に入力する。
ここで送信方法情報７３０２が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号Ａであることを示している場合（図７１の〈５〉の状況に相当する）、信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６には、変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡが入力される。このとき信号点削減部５１４、５１６が、決定されている変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡを用いて、上述した実施の形態で述べたように、変調信号Ｂのみの信号点を候補に残し、削減した信号点情報５１５、５１７をそれぞれ出力する。軟判定部５１８は、変調信号Ｂを軟判定復号し、変調信号Ｂの受信ディジタル信号ＲＢを出力する。データ選択部７４０１は、この変調信号Ｂの受信ディジタル信号ＲＢを選択して受信ディジタル信号７４０２として出力する。このとき、信号点削減部５０８、５１０、軟判定部５１２は動作しない。
一方、送信方法情報７３０２が、再送でかつ再送された変調信号が変調信号Ｂであることを示している場合（図７１の〈９〉の状況に相当する）、信号点削減部５０８、５１０、５１４、５１６には、変調信号Ｂの受信ディジタル信号ＲＢが入力される。このとき信号点削減部５０８、５１０は、決定されている変調信号Ｂの受信ディジタル信号ＲＢを用いて、上述した実施の形態で述べたように、変調信号Ａのみの信号点を候補に残し、削減した信号点情報５０９、５１１をそれぞれ出力する。軟判定部５１２は、変調信号Ａを軟判定復号し、変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡを出力する。データ選択部７４０１は、この変調信号Ａの受信ディジタル信号ＲＡを選択して受信ディジタル信号と７４０２として出力する。このとき、信号点削減部５１４、５１６、軟判定部５１８は動作しない。
次に、マルチアンテナ受信装置７２００のチャネル情報・受信信号蓄積部７３０３で蓄積するデータについて、図７４を用いて詳しく説明する。例えば、図７１の〈３〉のよう
にデータ２Ａとデータ２Ｂが送信された場合を考える。データ２Ａ、データ２Ｂは、１００シンボルで構成されており、図７４のように時間Ｔ２，０、Ｔ２，１、・・・、Ｔ２，９９の時間にそれぞれのシンボルが送信されるものとする。このとき、時間ｔ＝Ｔ２，０、Ｔ２，１、・・・、Ｔ２，９９とすると、チャネル変動はそれぞれｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、各アンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信される受信ベースバンド信号はＲ１−２（ｔ）、Ｒ２−２（ｔ）で表すことができる。また受信ベースバンド信号Ｒ１−２（ｔ）、Ｒ２−２（ｔ）は、チャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、変調信号Ａの送信信号Ｔｘａ（ｔ）、変調信号Ｂの送信信号Ｔｘｂ（ｔ）を用いて次式で表すことができる。
Figure 0004490922
チャネル情報・受信信号蓄積部７３０３には、このチャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）及び受信ベースバンド信号Ｒ１−２（ｔ）、Ｒ２−２（ｔ）が蓄積される。
ところで、本実施の形態では、再送時には、一方の変調信号のみを再送するようにしたので、受信ディジタル信号ＲＡ、ＲＢの誤り率特性を向上させることができる。このことについて説明する。
図７１の〈５〉のようにデータ２Ａが再送されると、データ２Ａの変調信号が２本の受信アンテナＡＮ３、ＡＮ４で受信され、再送情報検波部７３０４によって最大比合成されて復調される。したがって、再送情報検波部７３０４によって受信ディジタル信号ＲＡとして非常に受信品質の良い（誤り率特性の良い）データ２Ａを得ることができる。因みに、図７１の〈３〉のようにデータ２Ａとデータ２Ｂが混ざり合った信号から（４）式を用いてデータ２Ａを復調する場合、データ２Ｂの変調信号が干渉となるので、データ２Ｂを単独で受信する場合と比較して品質の良い（誤り率特性の良い）データ２Ａを得ることは困難である。つまり、本実施の形態では、一方の変調信号のみを再送するようにしたことにより、時間ｔ＝Ｔ２，０、Ｔ２，１、・・・、Ｔ２，９９において品質の良いＴｘａ（ｔ）の推定値（変調信号Ａの推定値）を得ることができる。
そして、時間ｔ＝Ｔ２，０、Ｔ２，１、・・・、Ｔ２，９９において、（４）式のＴｘｂ（ｔ）以外の推定値が全て得られていることになるため、信号処理部７３０５では、チャネル情報・受信信号蓄積部７３０３に蓄積されているチャネル変動ｈ１１（ｔ）、ｈ１２（ｔ）、ｈ２１（ｔ）、ｈ２２（ｔ）、受信ベースバンド信号Ｒ１−２（ｔ）、Ｒ２−２（ｔ）と、最大比合成され復調された品質の優れたＴｘａ（ｔ）の推定値（変調信号Ａの推定値）とから、受信アンテナ２本で最大比合成したのに相当するＴｘｂ（ｔ）を復調することができるようになる。この結果、データ２Ａと同様に、受信品質の優れたデータ２Ｂを得ることができる。以上が、チャネル情報・受信信号蓄積部７３０３、再送情報検波部７３０４及び信号処理部７３０５の一連の動作になる。
かくして本実施の形態によれば、再送を行うにあたって、変調信号Ａ、変調信号Ｂ両方のデータを再送するのではなく、一方の変調信号のデータのみを再送するようにしたことにより、フレームエラーが発生したデータを、再生できる可能性が高くなるというメリットを得ることができる。
特に、変調信号Ａ、変調信号Ｂ両方のデータを再送する構成としたときと比較し、直接波が支配的に存在する伝搬環境のとき、受信品質が顕著に向上する。例えば直接波が存在
する場合には、実施の形態１０で説明したように、受信電界強度が得られていても、良好な受信品質が得られないことがある。このようなとき、再度、変調信号Ａ、変調信号Ｂ両方のデータを再送しても、受信品質に対し大きな改善効果が得られない。
しかし、本実施の形態のように一方の変調信号のデータのみ再送する構成を採ると、上述の説明の通り、再送された変調信号は、最大比合成、つまり、受信電界強度が強い状態で復調できるので優れた品質を得ることができる。加えて、再送されなかった方の信号についても、両方の変調信号が混ざり合った信号（すなわち蓄積されている信号）から再送された方の変調信号をキャンセルした後に復調することで、最大比合成の状態で復調できる。この結果、直接波が支配的な環境でも、両方の変調信号を最大比合成の状況で復調することができるため、受信品質に対し大きな改善効果が得られる。
なおこの実施の形態では、再送時以外には２つの変調信号Ａ、Ｂを送信し、再送時にはそのうちの一方の変調信号のみを送信する場合について説明したが、要は、再送時に送信する変調信号の数を、再送時以外に送信する変調信号の数よりも少なくするようにすれば、上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
またこの実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に用いた例を説明したがこれに限ったものではなく、例えばスペクトル拡散通信方式でないシングルキャリア方式やＯＦＤＭ方式に適用することもできる。ＯＦＤＭ方式に適用した場合、時間軸方向だけでなく周波数軸方向でも情報を伝送できるので、例えば図７１におけるデータ１Ａを考えた場合、時間軸方向と周波数軸方向にデータ１Ａを配置してもよい。これは、次に説明する実施の形態１６についても同様である。
またこの実施の形態では、図７１に示すように、再送時には変調信号Ａ又は変調信号Ｂのいずれか一方を送信する場合について説明したが、再送に応じて、送信する変調信号の数を変えるようにしてもよい。
図７５に、この場合の基地局と通信端末の信号の流れの一例を示す。基地局は、図７５の＜１＞のように変調信号Ａにおいてデータ１Ａを、変調信号Ｂにおいてデータ１Ｂを送信する。そして、端末は、＜２＞のように、誤りが発生しないと、再送要求を行わない。
次に、基地局は、＜３＞のように変調信号Ａにおいてデータ２Ａを、変調信号Ｂにおいてデータ２Ｂを送信する。そして、端末は、＜４＞のように、誤りが発生すると、再送要求を行う。
基地局は、端末からの再送要求に従ってデータの再送を行う。はじめは、＜５＞のように、基地局は変調信号Ａにおいてデータ２Ａを、変調信号Ｂにおいてデータ２Ｂを再送する。そして、端末は、＜６＞のように、再び誤りが発生すると、再び再送要求を行う。
すると、基地局は、端末からの再送要求に従ってデータの再送を行う。このとき、＜５＞の再送方式とは異なる方式で再送を行う。ここでは、＜７＞のように、データ２Ａのみの再送を行う。そして、端末は、＜８＞のように、誤りが発生しないと、再送要求を行わない。そして、基地局は、＜９＞のように、次のデータ（データ３Ａおよびデータ３Ｂ）の送信を行う。
このように、１度目の再送と２度目の再送とで再送方法を変えるようにする。図７５の例では、１度目の再送時には、同一のデータを複数のアンテナから複数の変調信号により再送する再送方法を行い、２度目の再送時には、一方のチャネルのみの変調信号を再送する再送方法を行っている。このように再送に応じて、送信する変調信号の数を変えるよう
にすると、一段と再送回数を抑えることができ、伝送効率の向上につながる。
これは、一方のチャネルのみの変調信号を再送する方法と、同一データを複数のアンテナから複数の変調信号により再送する方法とでは、受信品質の改善に適する伝搬環境が異なるからである。一方のチャネルのみの変調信号を再送する方法は、直接波が支配的な環境での再送に適している。一方、同一データを複数のアンテナから複数の変調信号により再送する方法は、散乱波が支配的な環境に適している。したがって、伝搬環境の推定を行わない場合、異なる再送方法により再送することで、どちらかの再送により、データの誤りが発生しない確率が高くなるからであり、これにより再送回数を減少させることができ、データの伝送効率が向上する。
またここでは、伝搬環境を推定せずに、１度目の再送と２度目の再送で再送方法を異なるようにする場合について説明したが、伝搬環境を推定し、基地局と端末で伝搬環境推定情報を共有した場合、この伝搬環境推定情報に基づいてどちらかの再送方式に固定的に設定することも有効である。
このように、ＭＩＭＯ伝送を用いた場合、伝搬環境によって適する再送方法が異なることを考慮して、複数の再送方法（ここでは、一方のチャネルのみの変調信号を再送する方法と、複数のアンテナから複数の変調信号を再送する方法）を併用することにより、再送回数を減少させ、データの伝送効率を向上させることができる。
なお、この実施の形態では、送信アンテナ数が２の場合を例にとって説明したが、送信アンテナ数が３以上で変調信号数が３以上の場合にも同様に実施することができる。
（実施の形態１６）
この実施の形態では、候補信号点を削減し、復号する装置及び方法に好適な再送方法として、実施の形態１５で説明した図７１のフレーム構成とは異なるフレーム構成を用いて再送する方法を提案する。
なお基地局の構成、通信端末の構成、１フレームの構成、端末が基地局に送信する変調信号のフレーム構成等は、実施の形態１５と同様である。ここでは、図７１とは異なる基地局と端末の信号の流れを、図７６を用いて説明する。
基地局は、先ず、
〈１〉のように、データ１Ａ、データ１Ｂ、データ２Ａ、データ２Ｂ、データ３Ａ、データ３Ｂ、データ４Ａ、データ４Ｂを送信する。
すると、端末はデータ１Ａ、データ１Ｂ、データ２Ａ、データ２Ｂ、データ３Ａ、データ３Ｂ、データ４Ａ、データ４Ｂを受信する。そして、端末は、データ２Ａ、データ２Ｂ、データ４Ａ、データ４Ｂに誤りが発生したことを検出すると、
〈２〉のように、これらのシンボルの再送を要求する。
次に、基地局は、
〈３〉のように、データ２Ａ、データ４Ａを再送する。
すると、端末は、〈１〉のときに得られ、蓄積されているチャネル推定値、ベースバンド信号と、再送されたデータ２Ａとを用い、蓄積されているベースバンド信号からデータ２Ａの変調信号をキャンセルし、キャンセル後の信号からデータ２Ｂを復調する。同様に、蓄積されているチャネル推定値、ベースバンド信号と、再送されたデータ４Ａとを用い、蓄積されているベースバンド信号からデータ４Ａの変調信号をキャンセルし、キャンセ
ル後の信号からデータ４Ｂを復調する。
それでもまだデータ２Ｂに誤りが発生したことを検出すると、端末は、
〈４〉のように、データ２Ｂの再送を要求する。
すると、基地局は、
〈５〉のように、データ２Ｂを送信する。
端末は、データ２Ｂを受信し、誤りが発生していないことを確認すると、
〈６〉のように再送の要求がないことを基地局に通知する。
そして、基地局は、再送動作から開放され、
〈７〉のように新しいデータ、データ５Ａ、データ５Ｂ、データ６Ａ、データ６Ｂ、データ７Ａ、データ７Ｂ、データ８Ａ、データ８Ｂを送信する。
このような動作が繰り返される。
本実施の形態のように、複数のフレームごとに再送を要求すると、実施の形態１５のように１フレームごとに再送要求する場合と比較し、端末が再送要求を送信する回数が減るため、データの伝送効率が向上する。
（実施の形態１７）
この実施の形態では、実施の形態１５、実施の形態１６のような再送方法をとるにあたって、さらにその再送データの送り方を工夫することにより、一段と再送による受信品質を向上させる方法を提案する。具体的には、実施の形態１５や実施の形態１６に、時空間ブロック符号やCycled Delay Diversityを適用する。
先ず、本実施の形態に至った過程について説明する。再送していない場合、基地局のマルチアンテナ送信装置は、２つのアンテナから異なる変調信号である変調信号Ａと変調信号Ｂを送信していることになる。したがって、再送するデータについても、２つのアンテナを有効に活用する方が、１つのアンテナのみを用いる場合よりも、システムとして安定することになる。本実施の形態では、この点に着目して、再送データを図８４に示した時空間符号やCyclic Delay Diversityなどのダイバーシチゲインが得られる送信方法で送信する。これにより、受信側で品質の良い再送データを得ることができるので、変調信号Ａ、Ｂを復調したときの誤り率特性を一段と向上させることができる。
時空間符号の構成については既に説明したので、ここでは、Cycled Delay Diversityについて図９２、図７７を用いて説明する。
図７７は、１２シンボルを用いてCycled Delay Diversityを行ったときのフレーム構成例を示している。図９２のアンテナＡＮ１で送信する信号が図７７の送信信号Ａであり、図９２のアンテナＡＮ２で送信する信号が図７７の送信信号Ｂである。そして、送信信号Ａについては、時間ｉ＋１，ｉ＋２，・・・，ｉ＋１１，ｉ＋１２において、それぞれ、Ｓ１，Ｓ２，・・・Ｓ１１，Ｓ１２が送信される。送信信号Ｂは、送信信号Ａに対してある時間分シフトしたフレーム構成とされる。ここでは、時間ｉ＋１，ｉ＋２，・・・，ｉ＋１１，ｉ＋１２において、それぞれ、Ｓ７、Ｓ８，・・・，Ｓ５，Ｓ６が送信される。このようなフレーム構成をとると、受信装置では、受信信号を等化することでダイバーシチゲインを得ることができるので、信号Ｓ１〜Ｓ１２の受信品質が向上し、データの誤り率特性が向上する。
図７８に、これを実現するためのマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。図７０との対応部分に同一符号を付して示す図７８において、マルチアンテナ送信装置７７００は、符号化データＳ１Ａが変調部２０２Ａに加えて変調部２０２Ｂにも入力されていると共に符号化データＳ１Ｂが変調部２０２Ｂに加えて変調部２０２Ａにも入力されている点を除いて、図７０のマルチアンテナ送信装置７０００と同様の構成でなる。
図７１及び図７６を用いて、本実施の形態による再送動作について説明する。
変調部２０２Ａ、２０２Ｂは、例えば図７１のデータ１Ａ、データ１Ｂのように再送データでないデータを送信するときは、実施の形態１５のときと同様に動作する。これに対して、例えば図７１の〈５〉のようにデータ２Ａを再送するときは、変調部２０２Ａ、変調部２０２Ｂによって、符号化データＳ１Ａ（すなわちデータ２Ａ）を、時空間符号やCyclic Delay Diversityの規則に従って変調する。同様に、図７１の〈９〉のようにデータ３Ｂを再送するときは、変調部２０２Ａ、変調部２０２Ｂによって、符号化データＳ１Ｂ（すなわちデータ３Ｂ）を、時空間符号やCyclic Delay Diversityの規則に従って変調する。
因みに、このような送信するマルチアンテナ受信装置の構成としては、例えば図７２のようなものを用いればよい。但し、再送情報検波部７３０４では、時空間符号やCycled Delay Diversityの規則に従って復調するようにする。その他の動作については、実施の形態１５や実施の形態１６で説明したのと同様である。
かくして本実施の形態によれば、再送を行うにあたって、変調信号Ａ、変調信号Ｂ両方のデータを再送するのではなく一方の変調信号のデータのみを再送するのに加えて、再送を時空間符号やCyclic Delay Diversity等のダイバーシチゲインを得ることができる送信方法によって行うようにしたことにより、フレームエラーが発生したデータを、再生できる可能性を一段と高めることができる。
なおこの実施の形態では、スペクトル拡散通信方式に用いた例を説明したがこれに限ったものではなく、例えばスペクトル拡散通信方式でないシングルキャリア方式やＯＦＤＭ方式に適用することもできる。ＯＦＤＭ方式に適用した場合には、時空間符号やCycled Delay Diversityを、時間軸方向以外に周波数軸方向に展開して実現することもできる。
（実施の形態１８）
この実施の形態では、例えば図１１、図１７に示す信号処理部の軟判定部１１０１、１７０５において行うＭＬＤ(Maximum Likelihood Detection)の仕方を工夫することにより、仮判定の精度を向上させ、一段と誤り率特性の向上した受信ディジタルデータを得ることができるマルチアンテナ受信装置及び方法を提案する。
ＭＬＤによる検波では、推定したチャネル変動ｈ１１，ｈ１２、ｈ２１、ｈ２２を用いて作成した全ての候補信号点と、受信信号Ｒ１−２、Ｒ２−２との２乗ユークリッド距離が最小となるものを送信信号として判定する。
ＭＬＤによる検波は、逆行列演算を用いるＩＣＤ(Inverse Channel Detection)やＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)等の検波方法の中で最も良好な受信品質（誤り率特性）を得ることができるが、信号点距離が一様でなくなるため、ＩＣＤを用いた場合と同様の軟判定復号は行えない。
そこで、硬判定後のハミング距離に対し、最小２乗ユークリッド距離Ｕｍｉｎ ２とその次に小さな２乗ユークリッド距離Ｕｍｉｎ２ ２の差を重み付けすることによって、擬似的
な軟判定復号を行うことによりＢＥＲ特性を改善できる（この実施の形態ではこの検波・復号方法をＭＬＤ−Ｈ(MLD-Hard Decision Decoding)と呼ぶ）。
チャネルＡ、ＢともにＱＰＳＫ変調を用いる場合の４つのハミング距離をそれぞれｄＨ［０，０］，ｄＨ［０，１］，ｄＨ［１，０］，ｄＨ［１，１］と定義すると、ＭＬＤ−Ｈ復号法のチャネルＡ、Ｂのそれぞれのブランチメトリックｍｅｔ Ｔｘａ［ｉ，ｊ］，ｍｅｔ Ｔｘｂ［ｉ，ｊ］は、次式のように定義される。
Figure 0004490922
Figure 0004490922
ＭＩＭＯシステムにおけるＭＬＤ−Ｈ復号法は（５）式、（６）式に基づいて行われ、ブランチメトリックの和が最小となるパスが選択される。選択されたパスに基づき受信ディジタルデータが得られる。
ＭＬＤ−Ｈ復号法はハミング距離を用いて硬判定復号するため、ユークリッド距離を用いて軟判定復号する場合に比べて符号化利得が小さくなってしまうという欠点がある。一般に、軟判定復号は硬判定復号よりも符号化利得が大きいことが知られている。
これを考慮して、本実施の形態においては、ＭＬＤによる検波を用いる場合における軟判定復号方法として、候補信号点を送信ビット毎に２つの集合に分類し、各集合の点と受信信号点との最小２乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号するＭＬＤ−Ｓ(MLD-Soft Decision Decoding)復号法を提案する。
具体的に説明する。図７９は、ＱＰＳＫ変調した送信信号をＭＬＤ−Ｓ復号法を用いて復号する場合を示す。チャネルＡで送信した２ビットａ０，ａ１のうちａ０＝０とａ０＝１に対応する最小２乗ユークリッド距離を求める。
図７９に示すように、４２＝１６点の候補信号点はａ０＝０、ａ０＝１に対応する８点ずつの集合に分類できる。各集合において８つの候補信号点と受信信号点との最小２乗ユークリッド距離Ｕｍｉｎ（ａ０＝０） ２、Ｕｍｉｎ（ａ０＝１） ２を計算する。このような分類及び計算をチャネルＡで送信したもう１つのビットａ１、チャネルＢで送信した２ビットｂ０、ｂ１に対しても同様に行い、これらの最小２乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号を行う。
チャネルＡ、Ｂのそれぞれのブランチメトリックｍｅｔ Ｔｘａ［ｉ，ｊ］，ｍｅｔ Ｔｘｂ［ｉ，ｊ］は、次式のように定義される。
Figure 0004490922
Figure 0004490922
ここで（７）式におけるｄＳ［ｉ，ｊ］は次式のように定義されるものである。
Figure 0004490922
また（８）式におけるｄＳ［ｉ，ｊ］は次式のように定義されるものである。
Figure 0004490922
本実施の形態では、ＭＩＭＯシステムにおけるＭＬＤ−Ｓ復号を、（７）式〜（１０）式に基づいて行い、ブランチメトリックの和が最小となるパスを選択する。そして選択したパスに基づき受信ディジタルデータを得る。
かくして本実施の形態によれば、仮判定時にＭＬＤによる検波を用いるにあたって、候補信号点を送信ビット毎に２つ（複数）の集合に分類し、各集合の点と受信信号点との最小２乗ユークリッド距離を用いて軟判定復号するようにしたことにより、符号化利得の減少を抑制してＭＬＤを行うことができるようになるため、仮判定時の誤り率特性を向上させることができるようになる。この結果、一段と誤り率特性の良い受信ディジタルデータを得ることができる。
なおこの実施の形態では、２つに分類した集合の中の最小２乗ユークリッド距離のみを用いてＭＬＤ−Ｓ復号を行う場合について説明したが、２番目に小さな２乗ユークリッド距離を用いるなど、複数の２乗ユークリッド距離を用いてＭＬＤ−Ｓ復号を行うようにしてもよい。
また、この実施の形態ではＱＰＳＫ変調を用いて説明を行ったが、変調方式はＢＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ等、他の変調方式でも同様に実施できる。
また本実施の形態で提案した復号方法は、反復復号を行う装置に限らず、単独で実施した場合も上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
（実施の形態１９）
本実施の形態では、実施の形態９で説明した特定のシンボル（ＳＴＢＣシンボルあるいは図４１、図４２のような特殊シンボル）を規則的なタイミングで挿入するにあたって、再送要求に応じて、特定のシンボルを挿入する間隔を変更することを提案する。
本実施の形態の端末（再送要求装置）の概略構成は図６８のようになっており、端末が送信する変調信号のフレーム構成は図６９のようになっており、基地局（データを再送する装置）の概略構成は図７０のようになっている。なお、図６８、図６９及び図７０については、実施の形態１５で既に説明したので、重複する説明は省略し、ここでは本実施の形態に特有の構成のみ説明する。
本実施の形態においては、図７０の符号化部２０１Ａ、２０１Ｂ、変調部２０２Ａ、２０２Ｂが、フレーム構成信号Ｓ１０を入力とし、図８０のフレームの切り替え規則に基づいてフレーム構成を変更し、再送を行う。
図８０のフレーム構成について詳しく説明する。制御情報シンボル８９０１はフレーム構成の情報などを伝送するためのシンボルである。チャネル推定シンボル８９０２は受信側でフェージング等によるそれぞれのチャネル変動を推定するためのシンボルである。データシンボル８９０３は各送信ディジタル信号ＴＡ、ＴＢに基づいて形成されるものであ
り、データを送信するシンボルである。同時刻の変調信号Ａのデータシンボルと変調信号Ｂのデータシンボルは、異なるアンテナから送信される。
ＣＲＣシンボル８９０４は受信側で変調信号Ａ、Ｂのデータシンボルに誤りがあったか否かを検査するためのシンボルである。特定のシンボル８９０５は、実施の形態９で説明したような特定のシンボル（ＳＴＢＣシンボルあるいは図４１、図４２のような特殊シンボル）である。
本実施の形態では、図８０の（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）に示すように、特定のシンボルの挿入間隔が異なる送信フレームを用いる。図８０（Ａ）は特定のシンボルを挿入していないフレーム構成を示し、図８０（Ｂ）は特定のシンボルを２２シンボル間隔で挿入するフレーム構成を示し、図８０（Ｃ）は特定のシンボルを１６シンボル間隔で挿入するフレーム構成を示す。本実施の形態では、図８０（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）のうちのいずれかのフレーム構成を選択的に用いて送信を行う。例えば、端末からの要求（受信電界強度や誤り率などの情報）に応じて、図８０（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）の中のいずれか一つを選択することで、特定のシンボルの挿入間隔を変更する方法が考えられる。以下では、特に、再送時のフレーム構成の変更方法について詳しく説明する。
図８１は、本実施の形態における基地局と端末の送信信号の流れを示している。なお、図８１では、図は簡略化しているが、基地局が送信する信号は、実際にはデータシンボルに加えて制御情報、ＣＲＣシンボル、特定のシンボル（ＳＴＢＣシンボルまたは図４１、図４２のような特殊シンボル）などから構成されたフレーム単位の信号となっている。
図８１において、＜１＞のように、基地局は、変調信号Ａでデータ１Ａを、変調信号Ｂでデータ１Ｂを、図８０（Ａ）のように特定のシンボルを挿入しないフレーム構成で送信する。端末は、これを誤りなく受信すると、＜２＞のように再送要求を行わない。
次に、＜３＞のように、基地局は、変調信号Ａでデータ２Ａを、変調信号Ｂでデータ２Ｂを、図８０（Ａ）のように特定のシンボルを挿入しないフレーム構成で送信する。端末は、これを受信したときに誤りが発生すると、＜４＞のように再送要求を行う。
すると、基地局は、＜５＞のように変調信号Ａでデータ２Ａを、変調信号Ｂでデータ２Ｂを、図８０（Ａ）のフレーム構成よりも受信品質が向上する図８０（Ｂ）のように特定のシンボルを挿入したフレーム構成を用いて送信する。端末は、これを誤りなく受信すると、＜６＞のように再送要求を行わない。
次に、＜７＞のように、基地局は、変調信号Ａでデータ３Ａを、変調信号Ｂでデータ３Ｂを、図８０（Ａ）のように特定のシンボルを挿入しないフレーム構成で送信する。端末は、これを受信したときに誤りが発生すると、＜８＞のように再送要求を行う。
すると、基地局は、＜９＞のように変調信号Ａでデータ３Ａを、変調信号Ｂでデータ３Ｂを、図８０（Ａ）のフレーム構成よりも受信品質が向上する図８０（Ｂ）のように特定シンボルを挿入したフレーム構成を用いて送信する。端末は、これを受信したときにもまだ誤りが発生していると、＜１０＞のように再送要求を行う。
すると、基地局は、基地局は、＜１１＞のように変調信号Ａでデータ３Ａを、変調信号Ｂでデータ３Ｂを、図８０（Ａ）（Ｂ）のフレーム構成よりもさらに受信品質が向上する図８０（Ｃ）のように特定シンボルの挿入間隔を図８０（Ｂ）のフレーム構成よりも短くしたフレーム構成を用いて送信する。
図８２に、本実施の形態における端末の受信装置の構成例を示す。図８２では、図７２と同様に動作するものについては図７２と同一符号を付した。図８２において、図７２の受信装置と異なる部分は、図７２のように再送の際、記憶された信号を用い信号点削減を行う部分が存在しない点である。制御情報検出部７３０１は、図８０のフレームに含まれる制御情報シンボル８９０１から送信方法（フレーム構成）に関する情報を抽出し、フレーム構成信号７３０２を出力する。そして、信号処理部４０４は、フレーム構成信号７３０２に基づいて復調処理を施し、ディジタル信号ＲＡ、ＲＢを出力する。
かくして本実施の形態によれば、再送回数が増えるほど、受信品質の向上に貢献する特定のシンボルの挿入間隔を短くする（換言すれば挿入回数を増加させる）ことにより、再送回数を減少させることができる。これにより、データの伝送効率を一段と向上させることができる。これは、特定のシンボルの挿入回数を増加させるほど、受信品質が向上するからである（ただし伝送速度は低下する）。すなわち、再送要求があり、変調信号を送信する際、前回に送信した送信方法と同様の送信方法（同様の特定のシンボルの挿入回数）をとると再度誤る可能性があり、誤る可能性を軽減するためには、特定のシンボルの挿入回数を増加させた方が適しているからである。また再送回数が増えるに従って特定のシンボルの挿入回数を増加させる方法は、特定のシンボルの挿入回数を増加させるほどデータの伝送速度は低下するが、例えば変調方式を切り替えた場合（再送回数が増加するほど１シンボルで伝送するデータを少なくする変調方式を用いる場合）と比較し、データの伝送速度の低下は著しく小さい。
なおこの実施の形態では、特定のシンボルの挿入回数を再送回数に応じて変更する方法及び装置について説明したが、特定のシンボルの挿入回数を変更させることは再送時に適用する場合に限らない。例えば端末からの要求などに応じて、特定のシンボルの挿入回数を変更するようにしても、実施の形態と同様に、受信品質の向上とデータ伝送速度の向上を図ることができる。
（実施例１）
この実施例では、これまでの実施の形態、例えば実施の形態６、実施の形態７で説明した、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにするマルチアンテナ送信装置に関する一つの実施例を説明する。
図８３は、実施の形態６で説明した図２３において、符号化部、インターリーバを１つとする場合のマルチアンテナ送信装置の構成を示す。
マルチアンテナ送信装置７９００は、図２３から符号化部２０１Ｂ、インターリーバ２３０１Ｂを除去したことを除いて、実施の形態６で説明した図２３のマルチアンテナ送信装置２３００と同様の構成である。よって、実施の形態６で説明した動作と同様に動作する部分については説明を省略する。
本実施例では、符号化部、インターリーバが１つずつである場合において、実施の形態６で説明した、異なるインターリーブパターンを用いる受信品質向上を行う方法を説明する。
インターリーバ２３０１Ａは、符号化されたディジタル信号Ｓ１Ａを入力とし、順番の入れ替えを行い、インターリーブ後のディジタル信号Ｓ１０Ａ、Ｓ１０Ｂを変調部２０２Ａ、２０２Ｂに送出する。
このように送信装置側でインターリーブ処理を行うと、図２３の場合と同様に、受信側でデインターリーブ処理を行う必要がある。この場合の受信装置の構成例を、図８４に示
す。図８４の構成例は、実施の形態６で説明した図２４の信号処理部２４００に対応するものである。図２４と異なる点は、デインターリーバが２４０１Ａ、２４０３Ａのみ、インターリーバが２４０２Ａ、２４０５Ａのみ、軟判定部が５０３、５１２のみとなっている点である。ここで、インターリーバ２４０１Ａ、２４０３Ａ、インターリーバ２４０２Ａ、２４０５Ａ、軟判定部５０３、５１２はそれぞれ、図８４中では別に示したものの同様に動作する部分であるため、実際の装置では１つずつ装備すればよい。
以下に本実施例の動作を詳しく述べる。また変調方式としてＢＰＳＫ変調を用いて説明を行う。
マルチアンテナ送信装置７９００のインタ−リーバ２３０１Ａは、例えば１２ビットが入力されたとすると、これをインターリーブした後にチャネルＡ、Ｂに各６ビットずつに配置する。そのときの様子を図８５−１、図８５−２に示す。これらの図において、＃１、＃２、・・・、＃１２はインターリーブ前のデータの順番を示している。そして、＃１から＃６は、チャネルＡのシンボルであり、＃７から＃１２はチャネルＢのシンボルである。
マルチアンテナ送信装置７９００は、図８５−１（Ａ）に示すような入力データに対して、前半の６シンボルの＃１から＃６でインターリーブを施し、後半の６シンボル＃７から＃１２でインターリーブを施す。そして、前半６シンボルをチャネルＡのシンボルとし、後半６シンボルをチャネルＢのシンボルとする。
このとき、マルチアンテナ送信装置７９００は、チャネルＡのデータの順番の入れ替えと、チャネルＢのデータの順番の入れ替えを異なるようにする。このことは、図８５−１（Ｂ）に示すインターリーブ後のデータに示す、チャネルＡのシンボルであるＡ１からＡ６の並び方と、チャネルＢのシンボルであるＢ１からＢ６の並び方が異なることからも明白である。但し、図８５−１（Ｂ）で示したインターリーブパターンは一例であって、ここで重要なのは各チャネルでインターリーブパターンを異なるようにしたことである。
このように、図８５−１（Ｂ）のように、時間軸方向に互いに並び順の異なるチャネルＡ、チャネルＢの送信フレーム構成が形成される。そして図８５−１（Ｃ）に示すように、例えば、Ａ５とＢ１のシンボルが同時刻に異なるアンテナから送信され、同様にＡ３とＢ５のシンボルが同時刻に異なるアンテナから送信される。
インタ−リーバ２３０１Ａは、こうようにして形成した各チャネルＡ、Ｂについてのインターリーブ後のディジタル信号Ｓ１０Ａ、Ｓ１０Ｂを変調部２０２Ａ、２０２Ｂに送出する。変調部２０２Ａでは、Ｓ１０Ａに基づき変調信号を生成し、送信アンテナＡＮ１から送信する。同様に、変調部２０２Ｂでは、Ｓ１０Ｂに基づき変調信号を生成し、送信アンテナＡＮ２から送信する。
受信側の信号処理部８０００では、分離部５０１によって分離された送信ディジタル信号の推定ベースバンド信号（チャネルＡ、Ｂ両方）を、デインターリーバ２４０１Ａによって元の配列に戻した後に軟判定部５０３へ出力する。
図８５−１（Ｄ）は軟判定部５０３によって復号された後のシンボル毎の正誤を示したものである。実施の形態６で説明したように、畳み込み符号などを用いたときは、連続して誤りが発生するのが一般的である。
信号処理部８０００は、図８５−１(Ｄ)に示す結果を用いて反復復号する。
図８５−１（Ｅ）は、信号処理部８０００において、図８５−１（Ｄ）の復号結果をもとに、再度インターリーブを施したレプリカ信号（信号点削減を行うために推定した信号）の様子を示したものであり、信号処理部８０００のインターリーバ２４０２Ａの出力に相当する。図８５−１（Ｅ）においては、前から６シンボルがチャネルＡで送信したデータのレプリカ、前から７シンボル目から１２シンボル目までがチャネルＢで送信したデータのレプリカとなる。
図８５−２（Ｆ）は、他方のチャネル信号のレプリカを用いて自変調信号の候補信号点を削減した状態、つまり信号処理部８０００のデインターリーバ２４０３Ａに入力されるときの状態を示す。図８５−２（Ｇ）は、デインターリーバ２４０３Ａの出力、つまり軟判定部５１２に入力されるときの状態を示す。
図８５−２（Ｇ）からも分かるように、誤った信号点選択が離散的に生じるようになる。これにより、軟判定部５１２によって変調信号Ａ、Ｂの復号（例えばビタビ復号）を行うと、図８５−２（Ｈ）に示すように、実施の形態６で説明した、変調信号Ａ、Ｂのインターリーブパターンを異なるようにした場合と同様に、効果的に受信品質が向上する。
なお、本実施例で説明した例は、実施の形態７で説明したＯＦＤＭを例とするマルチキャリア通信に適用することもできる。この場合、図３２で説明したマルチアンテナ送信装置２９００から、符号化部２０１Ｂとインターリーバ２３０１Ｂを除いた構成とすればよい。例えば図８６に示すように構成すればよい。なお図８６では、図３２との対応部分には同一符号を付して示した。図８６のマルチアンテナ送信装置８２００が図３２のマルチアンテナ送信装置２９００と異なる点は、符号化部が１つであることとインターリーバが１つであることである。
因みに、図８６の構成を採った場合、時間軸方向に符号化してもよく、周波数軸方向に符号化してもよい。すなわち、図８５−１のようなデータの順番の並び替えを行って、あるサブキャリアの時間軸方向にチャネルＡ、チャネルＢのデータを並べるようにしてもよいし（時間軸方向の符号化）、図８５−１と同様のデータの並べ替えを周波数軸方向に（つまりサブキャリア方向に亘って）行うようにしてもよい（周波数軸方向の符号化）。
ところで、１つの符号化部、１つのインターリーブを有する構成においては、原理的に考えた場合、インターリーブ部においてランダムインターリーブを行っても、良好な受信品質を与える可能性がある。しかし、例えば変調信号Ａにのみ誤りが多く発生するといったように、誤りが一方の変調信号に偏る可能性がある。したがって、誤りが一方の変調信号に偏らないようなインターリーブパターンを用いることが技術的に重要となる。その一例を示したものが、図８５−１である。
図８５−１の適用例として、図８７のように、図８５−１のフレームを複数回繰り返すことで１フレームを構成する方法が考えられる。図８７において、Ａ１、Ａ２、Ａ３は図８５−１のチャネルＡのシンボル群（６シンボルで構成されたシンボル）に相当し、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３は図８５−１のチャネルＢのシンボル群（６シンボルで構成されたシンボル）に相当し、Ａ１、Ａ２、Ａ３は図８３のアンテナＡＮ１から送信され、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３は図８３のアンテナＡＮ２から送信される。また、Ａ１、Ａ２、Ａ３が異なるインターリーブパターン、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３が異なるインターリーブパターンでもよい。
重要な点は、複数シンボルで構成されたシンボル群単位でインターリーブされ、シンボル群を構成しているシンボルにおいてもインターリーブされている構成であればよい。
したがって、図８８のような順番でもよい。このとき、Ａ１、Ｂ２、Ａ３は図８３のア
ンテナＡＮ１から送信され、Ｂ３、Ａ２、Ｂ１は図８３のアンテナＡＮ２から送信される。
また、Ａ１、Ａ２、Ａ３にまたがってインターリーブを施し、Ｂ１、Ｂ２、Ｂ３にまたがってインターリーブを施すようにしてもよい。例えば、Ａ１、Ａ２、Ａ３がそれぞれ６シンボルで構成されていたとすると、Ａ１、Ａ２、Ａ３で計１８シンボルとなる。そして、この１８シンボル内でインターリーブを施し、Ａ１、Ａ２、Ａ３の３つのシンボル群に分割するようにしてもよい。さらに、必ずしもＡ１、Ａ２、Ａ３が同一のシンボル数でなくてもよい。
好適なインターリーブの仕方についてまとめると、以下のようになる。ここでは、これまでシンボル群と呼んでいたものを１シンボルとした場合について述べる。先ず、１系統のデータがチャネルＡ、チャネルＢに交互に振り分けられる。その様子を、図８９に示す。図８９（Ａ）は、元のデータの順番を示しており、データの順番に従って＃１から＃２４の名前を付した。そして、これを、チャネルＡ、チャネルＢに対し交互に割り当て送信するものとする。したがって、“データ＃１”は、チャネルＡの１番目に割り当てられることから、図８９（Ｂ）に示すように“データ＃Ａ１”と名付け、“データ＃２”は、チャネルＢの１番目に割り当てられることから、図８９（Ｂ）に示すように“データ＃Ｂ１”と名付けた。同様に、“データ＃３”は、チャネルＡの２番目に割り当てられることから、“データ＃Ａ２”と名付け、“データ＃４”は、チャネルＢの２番目に割り当てられることから、“データ＃Ｂ２”と名付けた。以降同様に、チャネルＡに順次割り当てられるデータをデータ＃Ａ３からデータ＃Ａ１２と名付け、チャネルＢに順次割り当てられるデータをデータ＃Ｂ３からデータ＃Ｂ１２と名付けた。
図８９（Ｂ）のようにチャネルＡ、Ｂに割り当てたデータのインターリーブの例を、図９０（Ａ）〜（Ｄ）に示す。図９０では、横軸を周波数（ＯＦＤＭにおけるサブキャリア）としており、チャネルＡ、Ｂの信号がキャリア１〜１２の１２個のサブキャリアから同時刻に異なるアンテナ（例えば図８６のアンテナＡＮ１、ＡＮ２）から送信されるものとする。
結果から述べると、図９０（Ａ）は受信品質の改善効果が小さいインターリーブの例であり、図９０（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）は受信品質の改善効果が大きいインターリーブの例である。
先ず、図９０（Ａ）のインターリーブについて説明する。チャネルＡ、チャネルＢともデータを３キャリアおきに規則的に配列するものとする（ただし、３キャリアおきに規則的に配置するとは、以下の処理を意味する。すなわち、先ずキャリア１、キャリア４、キャリア７、キャリア１０と配置した場合、次は、キャリア２に戻り、続いてキャリア５、キャリア８、キャリア１１と配置する。次に、キャリア３に戻り、続いてキャリア６、キャリア９、キャリア１２に配置する。次に、キャリア１に戻り、続いてキャリア４、キャリア７、キャリア１０と配置する。）。この規則に従いチャネルＡ、チャネルＢにシンボルを割り当て、受信側で、チャネルＡをデインターリーブし、それを復号した結果を用いて、チャネルＢの信号点削減を行った場合について考える。チャネルＡの復号結果にデータ＃Ａ６、データ＃Ａ７、データ＃Ａ８とバースト的に誤りが発生したとすると、チャネルＢにおいては、データ＃Ｂ９、データ＃Ｂ１０、データ＃Ｂ１１で信号点の削減誤りがバースト的に発生してしまう。この結果、インターリーブによる受信品質の改善効果が小さくなってしまう。
次に、図９０（Ｂ）のインターリーブについて説明する。図９０（Ｂ）のインターリーブの仕方は、要するに、チャネルＡとチャネルＢとで、シンボルのインターリーブパター
ン自身を異なるようにする方法である。これにより、チャネルＡの復号によるバースト誤りに起因する、チャネルＢのバースト的な信号点削減の誤りを防ぐことができようになる。この結果、チャネルＡ、チャネルＢ共に受信品質を大きく改善することができるようになる。
次に、図９０（Ｃ）のインターリーブについて説明する。図９０（Ｃ）では、チャネルＡはデータを３キャリアおきに規則的に配列し、チャネルＢはデータを２キャリアおきに規則的に配列する（ただし、２キャリアおきに規則的に配置するとは、以下の処理を意味する。すなわち、先ずキャリア１、キャリア３、キャリア５、キャリア７、キャリア９、キャリア１１と配置した場合、次は、キャリア２に戻り、続いてキャリア４、キャリア６、キャリア８、キャリア１０、キャリア１２と配置する。次に、キャリア１に戻り、続いてキャリア３、キャリア５、キャリア７、キャリア９、キャリア１１と配置するというような規則に従うものとする）。
このように、チャネルＡはデータをｘキャリアおきに規則的に配列し、チャネルＢはｙ（ｘ≠ｙ）キャリアおきに規則的に配列することにより、チャネルＡの復号によるバースト誤りに起因する、チャネルＢのバースト的な信号点削減の誤りを防ぐことができる。この結果、チャネルＡ、チャネルＢ共に受信品質を大きく改善することができるようになる。
なお、図９０（Ｃ）のようなインターリーブは、換言すると、チャネルＡについてｘ（図ではｘ＝２）シンボル毎のブロックインターリーブを施すと共にチャネルＢについてはｙ（図ではｙ＝３：ｘ≠ｙ）シンボル毎のブロックインターリーブを施すことに相当する。これにより、バースト的な信号点削減の誤りを有効に低減することができる。因みに、既に説明した図２８おいては、チャネルＡ（変調信号Ａ）については５シンボル毎のブロックインターリーブを施すと共にチャネルＢ（変調信号Ｂ）については８シンボル毎のブロックインターリーブを施していると言うことができる。また図４５においては、１００シンボル毎のインターリーブを施しているということができる。
ここで、上記ｘと上記ｙ（ｘ≠ｙ）のさらに好適な選び方として、ｘとｙの少なくともいずれか一方を素数とすることを提案する。これにより、チャネルＡの信号とチャネルＢの信号との間で一段とランダムインターリーブに近いインターリーブを実現できるようになり、バースト誤りを一段と低減できるようになる。
例えばｘ＝３１（素数）、ｙ＝３０、又はｘ＝３０、ｙ＝３１（素数）とする。このときブロックサイズは３１×３０＝９３０となる。そして、チャネルＡでは３１シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ９３０のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。チャネルＢでは３０シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ９３０のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。すると、チャネルＡとチャネルＢとの間のインターリーブパターンの周期は３１×３０となる。これに対して、９３０より大きい、１０００のブロックサイズとなるインターリーブを考える。例えばｘ＝２５、ｙ＝４０、又はｘ＝４０、ｙ＝２５とする。そして、チャネルＡでは２５シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ１０００（＝２５×４０）のインターリーブパターンでインターリーブを行うとする。そして、チャネルＢでは４０シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ１０００（＝４０×２５）のインターリーブパターンでインターリーブを行うとする。すると、チャネルＡとチャネルＢのインターリーブパターンの周期はｘとｙの最小公倍数である２００となり、２５×４０よりも小さくなってしまう。この結果、ｘ、ｙのいずれかを素数とする場合と比較して、チャネルＡの信号とチャネルＢの信号との間のランダム性が低下してしまう。
この考え方は、チャネル数が３以上の場合にも適用できる。一例として、送信アンテナ数３、３チャネル送信の場合について説明する。ここでは、チャネルＡについてｘシンボル毎、チャネルＢについてｙシンボル毎、チャネルＣについてｚシンボル毎のブロックインターリーブを施す場合を考える。この場合、ｘ≠ｙ≠ｚで、少なくとも２つの値を素数にするとよい。つまり、ｘ、ｙが素数である場合、ブロックサイズはそれらの最小公倍数であるｘｙｚとなる。そして、チャネルＡではｘシンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズｘｙｚのインターリーブパターンでインターリーブを行う。チャネルＢでは、ｙシンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズｘｙｚのインターリーブパターンでインターリーブを行う。チャネルＣではｚシンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズｘｙｚのインターリーブパターンでインターリーブを行う。すると、チャネルＡとチャネルＢとチャネルＣのインターリーブパターンの周期はｘｙｚとなる。このようにすることで、インターリーブパターンの周期を最大とすることができるため、ランダム性を確保することができる。さらに、アンテナ数を増加させ、送信チャネル数を増加させたきも同様に考えることができる。
なおランダム性を向上させるにあたっては、ｘ、ｙのうち少なくてもいずれか一方を素数にする場合に限らず、ｘ、ｙの最小公倍数＝ブロックサイズとなるようにすることが重要である。例えばｘ＝１６、ｙ＝２７としてもよい。このときブロックサイズは１６×２７＝４３２となる。そして、チャネルＡでは１６シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ４３２のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。チャネルＢでは２７シンボル毎のブロックインターリーバによってブロックサイズ４３２のインターリーブパターンを用いてインターリーブを行う。すると、チャネルＡとチャネルＢとの間のインターリーブパターンの周期は１６×２７となる。
但し、ｘ、ｙのうち少なくともいずれか一つを素数にすると、必ずｘ×ｙがｘとｙの最小公倍数となるので、インターリーバの設計を簡単化でき好適である。
なおここで提案した素数を用いたインターリーブ処理は、この実施例での適用例に限ったものではなく、例えば実施の形態６の「（ｉ）本実施の形態のように各変調信号のシンボルを構成するデータの並び自身を異なるようにする方法」の項で説明したような実施の形態に適用した場合においても、ブロックインターリーブを用いてチャネル間で簡単にランダム性の高いインターリーブ処理を行う方法として有効である。つまり、本明細書に記載した全ての方法に適用することができる。
さらに図９０（Ｃ）のインターリーブでは、チャネルＢのブロックインターリーブはチャネルＡのブロックインターリーブに対して周波数方向にオフセットさせるようになっている。これにより、一段とバースト誤りを低減できるようになる。
因みに、上記ｘ、ｙとしては、大きな値を選定するほど、バースト誤りが発生する確率を低減することができる。
次に、図９０（Ｄ）のインターリーブについて説明する。図９０（Ｄ）では、チャネルＡ、チャネルＢ共にデータを３キャリアおきに規則的に配列するが、チャネルＡは、周波数の高い方から低い方に、チャネルＢは周波数の低い方から高い方に配列する。これにより、チャネルＡの復号によるバースト誤りに起因する、チャネルＢのバースト的な信号点削減の誤りを防ぐことができる。この結果、チャネルＡ、チャネルＢ共に受信品質を大きく改善することができるようになる。
図９０（Ｂ）、図９０（Ｃ）、図９０（Ｄ）のような処理は、例えば図８３のような構
成のマルチアンテナ送信装置７９００で実現してもよく、図９１のような構成のマルチアンテナ送信装置８４００で実現してもよい。図９１では、図８３との対応部分に同一符号を付して示した。図８３のマルチアンテナ送信装置７９００と、図９１のマルチアンテナ送信装置８４００との違いは、図９０（Ｂ）、図９０（Ｃ）、図９０（Ｄ）のインターリーブ処理を１つのインターリーバ２３０１Ａで行うか、各チャネルに対応して設けたインターリーバ８４０１Ａ、８４０１Ｂかの違いである。具体的にマルチアンテナ送信装置８４００においては、符号化したデータをシリアルパラレル変換してチャネルＡのインターリーバ８４０１Ａ、チャネルＢのインターリーバ８４０１Ｂに振り分ける。そして、チャネルＡのインターリーバ８４０１Ａ、チャネルＢのインターリーバ８４０１Ｂでは、上述のようなインターリーブを施す。
なお送信装置の構成は、図８６や図９１の構成に限ったものではなく、図９０（Ｂ）、図９０（Ｃ）、図９０（Ｄ）に示すインターリーブ処理を実現できるものであればどのような構成を用いてもよい。また受信側の構成としては、インターリーブに対応するデインターリーブ処理を行う部分と、上述した信号点削減を行う部分を有する構成を備えればどのような構成を用いてもよい。
また、図９０（Ｂ）、図９０（Ｃ）、図９０（Ｄ）や、その他の上記実施の形態で例にとって説明した好適なインターリーブの仕方は、説明を簡単化するために、周波数軸又は時間軸のいずれかの方向にインターリーブを施す場合について説明したが、周波数軸方向のインターリーブを例にして説明したものを時間軸方向に適用しても同様に実施することができ、同様に時間軸方向のインターリーブを例に説明したものを周波数軸方向に適用しても同様に実施することができる。また、上記説明は、本発明の特徴を説明するための一例であって、インターリーブ、デインターリーブの方法はこれに限ったものではなく、上記説明の特徴部分を用いれば同様の効果を得ることができる。
（実施例２）
実施例１では、インターリーバによって、各アンテナから送信する信号のインターリーブパターンを異なるようにした例を挙げたが、本実施例では、インターリーバでは各アンテナから送信する信号に対して同一のインターリーブパターンでインターリーブ処理し、サブキャリアへの割り当て時に各アンテナ間で異なるシンボル割り当てを行うことにより、実施例１と同様の効果を得る例について説明する。
図９２に、本実施例におけるマルチアンテナ送信装置８３００の構成を示す。図９２において、図８６と同様に動作するものについては同一符号を付した。マルチアンテナ送信装置８３００がマルチアンテナ送信装置８２００と異なる点は、サブキャリアへの信号割り当て部８３０１Ａ、８３０１Ｂが設けられていることである。
ここで信号割り当て部８３０１Ａと８３０１Ｂとでは、入力したベースバンド信号Ｓ２Ａ、Ｓ２Ｂの出力順序が互いに異なるようになっており、これによりアンテナＡＮ１から送信されるＯＦＤＭ信号とアンテナＡＮ２から送信されるＯＦＤＭ信号とでサブキャリアへのシンボル配置の順序を異ならせることができるようになされている。この結果、マルチアンテナ送信装置８３００においては、実施例１のインターリーバ２３０１Ａにより各チャネル（アンテナ）間で異なるインターリーブパターンの信号を形成したのと同様の機能を、サブキャリアへの信号割り当て部８３０１Ａ、８３０１Ｂによって実現できるようになっている。
次に図９３を用いて、マルチアンテナ送信装置８３００の動作を説明する。図９３（Ａ）のように、インターリーブ前のデータは、チャネルＡ、チャネルＢで一つのデータ系列を構成している。ここでは、データ６０個で一つのデータ系列を構成しているものとする
。そして、前半の３０個をチャネルＡのシンボル（＃１〜＃３０）、後半の３０個をチャネルＢのシンボル（＃３１〜＃６０）とする。＃１のデータはチャネルＡの１番目のシンボルなので、図中ではＡ１という番号を付けて示した。同様にしてチャネルＡのシンボルに対して順番にＡ３０までの番号を付けて示した。また＃３１のデータはチャネルＢの１番目のシンボルなので、図中ではＢ１という番号を付けて示した。同様にしてチャネルＢのシンボルに対してＢ３０までの番号を付けて示した。
インターリーバ２３０１Ａは、図９３（Ａ）のようなデータを入力すると、図９３（Ｂ）に示すようにデータＡ１からデータＡ３０までのデータについて１０個単位でブロックを形成し、これを縦から順に読み出すことで、データの順番を並び替える。これにより、インターリーバ２３０１Ａは、インターリーブ後のディジタル信号Ｓ１０Ａとして、図９３（Ｄ）に示すようにＡ１、Ａ１１、Ａ２１、Ａ２、Ａ１２、Ａ２２、・・・、Ａ１０、Ａ２０、Ａ３０の順番のデータを出力する。同様に、インターリーバ２３０１Ａは、図９３（Ｃ）に示すようにデータＢ１からデータＢ３０までのデータについて１０個単位でブロックを形成し、これを縦から順に読み出すことで、データの順番を並び替える。これにより、インターリーバ２３０１Ａは、インターリーブ後のディジタル信号Ｓ１０Ｂとして、図９３（Ｅ）に示すようにＢ１、Ｂ１１、Ｂ２１、Ｂ２、Ｂ１２、Ｂ２２、・・・、Ｂ１０、Ｂ２０、Ｂ３０の順番のデータを出力する。
ここで上述した実施例１との違いは、実施例１ではインターリーバ２３０１Ａによって、チャネルＡのデータの順番の入れ替えと、チャネルＢのデータの順番の入れ替えを異なるようにしたが、本実施例ではチャネルＡとチャネルＢで同一のインターリーブパターンを用いている点である。
サブキャリアへの信号割り当て部８３０１Ａは、図９３（Ｄ）に示すインターリーブ後のチャネルＡのデータを入力すると、各データＡ１〜Ａ３０が図９３（Ｆ）に示すようなサブキャリアに配置されるような出力データ８２０２Ａを形成する。一方、サブキャリアへの信号割り当て部８３０１Ｂは、図９３（Ｅ）に示すインターリーブ後のチャネルＢのデータを入力すると、各データＢ１〜Ｂ３０が図９３（Ｇ）に示すようなサブキャリアに配置されるような出力データ８２０２Ｂを形成する。図９３（Ｆ）、（Ｇ）に示す例では、チャネルＢのデータのサブキャリアへの配置が、サブキャリアＡのデータのサブキャリアへの配置に対して、３シンボルだけオフセットされている。これは、換言すれば、チャネルＡのデータ（変調信号Ａ）とチャネルＢのデータ（変調信号Ｂ）とを、周波数方向に異なるインターリーブパターンでインターリーブしていることに相当する。
受信側では、このようにインターリーブされて送信された信号に対して、図９４に示すように、デインターリーブ処理を施し、軟判定復号処理を行う。すると、実施の形態６で説明したように、畳み込み符号などを用いたときは、連続して誤りが発生する。
しかし、図８４の信号処理部８０００により、反復復号を行うと、実施の形態６及び実施例１で説明したように、チャネル間でインターリーブパターンが異なるため、実施例１で説明した図８５−２（Ｇ）のように、誤った信号点選択が離散的に生じる。これにより、軟判定部５１２によって各チャネルのデータ（変調信号Ａ、Ｂ）を復号すると、図８５−２（Ｈ）に示したように効果的に受信品質が向上する。
なお本実施例では、チャネルＡ（変調信号Ａ）とチャネルＢ（変調信号Ｂ）を異なるインターリーブパターンとするにあたって、図９３のようにする場合を例にとって説明したが、インターリーブパターンはこれに限らない。要は、サブキャリアへのシンボル配置のパターンをチャネル（アンテナ）間で異なるようにすればよい。
因みに、本実施例と同様の処理を、図８６の構成のマルチアンテナ送信装置８２００でも実施することができる。この場合には、図８６のインターリーバ２３０１Ａを、図９２でのサブキャリアへの割り当て部８３０１Ａ、８３０１Ｂの機能を含んだ構成とすればよい。
また実施例１、実施例２では、符号化部、インターリーバが１つずつである場合において、チャネル間で異なるインターリーブパターンの信号を形成して受信品質を向上させる方法を説明したが、インターリーブパターン及びデータの配列の方法は、実施例１、実施例２の方法に限ったものではない。また誤り訂正符号としてＬＤＰＣを適用した場合、実施の形態１４で説明したように、チャネルＡのデータに関してはインターリーブを施さず、チャネルＢのデータに関してはインターリーブを施すようにするインターリーブ方法を、一つのインターリーバにより実施する方法についても実施例１、実施例２と同様に実施することができる。
さらに実施例１、実施例２では、チャネル（アンテナ）数が２つの場合について説明したが、これに限らず、チャネル（アンテナ）数が３つ以上の場合でも、各チャネル（アンテナ）間でのインターリーブパターンを異なるようにすれば、上述した場合と同様の効果を得ることができる。これは、チャネル（アンテナ）間でインターリーブパターンを異なるようにした上述した他の実施の形態についても同様である。
（実施例３）
この実施例では、これまでの実施の形態、例えば、実施の形態６、実施の形態７で説明した、各アンテナから送信する変調信号のインターリーブパターンを各変調信号間で異なるようにするマルチアンテナ送信装置、および、その変調信号を受信し復調する受信装置において、受信品質を向上させるために、各変調信号において、同一のデータを送信する例を説明する。
図９５に、本実施例におけるマルチアンテナ送信装置の構成例を示す。図９５では、図２３と同様に動作するものについては図２３と同一符号を付した。図９５のマルチアンテナ送信装置９０００が図２３のマルチアンテナ送信装置２３００と異なる点は、マルチアンテナ送信装置９０００がチャネルＡの変調信号（アンテナＡＮ１から送信する変調信号）、チャネルＢの変調信号（アンテナＡＮ２から送信する変調信号）を、同一のデータＴＡを異なるインターリーブパターンを施すことにより形成する点である。
図９６に、本実施例のマルチアンテナ送信装置９０００が送信する変調信号のフレーム構成を示す。図９６（Ａ）は、インターリーブ前のデータ＃１、＃２、・・・、＃１１、＃１２の順番を示している。図９６（Ｂ）は、マルチアンテナ送信装置９０００のインターリーバ２３０１Ａ、２３０１Ｂによってそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブされた後のデータ＃１〜＃１２の順番を示す。インターリーバ２３０１Ａは、図９６（Ｂ）のチャネルＡのようなフレーム構成となるようにインターリーブを施す。一方、インターリーバ２３０１Ｂは、図９６（Ｂ）のチャネルＢのようなフレーム構成となるようにインターリーブを施す。
本実施例における受信装置は、例えば図４に示したように構成すればよい。そして、図４の信号処理部４０４を、図９７に示すように構成すればよい。図９７では、図２４と同様に動作するものについては図２４と同一符号を付した。図９７の信号処理部９２００と図２４の信号処理部２４００の構成の違いは、図９７の信号処理部９２００は、図２４の信号処理部２４００が仮判定のための軟判定部５０３、５０６を２つ、主判定のための軟判定部５１２、５１８を２つ備えているのに対して、仮判定のための軟判定部５０３を１つ、主判定のための軟判定部５１２を１つ備えている点である。
図９７のデインターリーバ２４０１Ａ、２４０３Ａ、２４０４Ａは、図９５のインターリーバ２３０１Ａに対するデインターリーバであり、デインターリーバ２４０１Ｂ、２４０３Ｂ、２４０４Ｂは、図９５のインターリーバ２３０１Ｂに対するデインターリーバである。
信号処理部９２００の軟判定部５０３に入力される信号は、送信ディジタル信号ＴＡの情報を含むチャネルＡ、チャネルＢの２系統による推定ベースバンド信号５０２、５０５である。このとき、軟判定部５０３でブランチメトリック、パスメトリックをもとめ、復号を行うことになるが、推定ベースバンド信号５０２、５０５は、全く異なるインターリーブパターンによりインターリーブが施されているので、推定ベースバンド信号５０２から得られるパスメトリックの品質と推定ベースバンド信号５０５から得られるパスメトリックの品質は全く異なる。したがって、両者により求まるパスメトリックを利用することで、軟判定の精度が向上し、データの受信品質が向上する。軟判定部５１２においても同様の効果が得られる。
この結果、データの受信品質が大幅に向上するという効果を得ることができる。
なお本実施例で説明した例は、実施の形態７で説明したＯＦＤＭを例とするマルチキャリア通信に適用することもできる。因みに、符号化は、時間軸方向に符号化してもよく、周波数軸方向に符号化してもよい。
また異なるインターリーブパターンの生成方法は、実施の形態６で説明した方法を適用すればよい。また送信アンテナ数２、受信アンテナ数２を例に説明したがこれに限ったものではなく、例えば送信アンテナ数３の場合、送信するデータは３つのアンテナでは同一であるが、異なるインターリーブパターンとすることで、同様に実施することができる。
（実施例４）
ところで、上述した実施例１でも説明したように、チャネルＡにおいてｘシンボル毎のブロックインターリーブを施し、チャネルＢにおいてｙシンボルシンボル毎のブロックインターリーブを行うにあたっては、周波数軸方向にシンボルを配置したときの周波数軸における伝搬の相関や、時間軸方向シンボルを配置したときの時間軸における伝搬の相関を考慮すると、できる限りｘ、ｙを大きくした方がよいことになる。本実施例では、これを実現するブロックインターリーブ設計方法について説明する。
例えば、チャネルＡ、チャネルＢにおいて、データシンボルとして４８のブロックサイズのインターリーブを行うことを考える。４８シンボルのブロックサイズにおいて、ブロックサイズ＝最小公倍数となるようなチャネルＡとチャネルＢのインターリーブの一例として、チャネルＡでは３シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ４８のインターリーブを施し、チャネルＢでは１６シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ４８のインターリーブを施すことが考えられる。しかし、チャネルＡについて施す３シンボル毎のブロックインターリーブは、３シンボル毎といった小さい値であるため、伝搬の相関の影響が高くなり、この結果受信品質が劣化し易くなってしまう。
そこで、ブロックサイズ４８に、例えば８を加算し、仮想的に４８＋８＝５６のブロックサイズとし、このブロックサイズでチャネルＡ、チャネルＢの信号をインターリーブする方法を提案する。ここで、ブロックサイズ４８に８を加算し５６としたのは、７シンボル毎のブロックインターリーブ、８シンボル毎のブロックインターリーブを、チャネルＡ、チャネルＢに割り当てることで、ブロックサイズ＝最小公倍数の条件と、ｘ、ｙをできるだけ大きい値にするという条件の両方の条件を満たすようにするためである。
以下では、この本実施例での提案方法について詳しく説明する。
図９８では、説明上、仮想的にブロックを構成する５６のデータに順番を表す番号を付けている。図９８（Ａ）は、チャネルＡ、チャネルＢのインターリーブ前の順番を示している。しかし、実際には、データが存在していないものが８個存在する。図９８（Ａ）に示したように、チャネルＡでは、データ＃Ａ２、＃Ａ５、＃Ａ９、＃Ａ１３、＃Ａ４４、＃Ａ４８、＃Ａ５２、＃Ａ５５には、データは存在しないものとする。チャネルＢでは、データ＃Ｂ２、＃Ｂ５、データ＃Ｂ９、＃Ｂ１３、＃Ｂ４４、＃Ｂ４８、＃Ｂ５２、＃Ｂ５５には、データは存在しないものとする。
チャネルＡでは、データの有無に関わらず、７シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ５６のインターリーブを施す。チャネルＢでは、データの有無に関わらず、８シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ５６のインターリーブを施す。その様子を、図９８（Ｂ）に示す。
次に、チャネルＡにおけるデータの存在しないデータ＃Ａ２、＃Ａ５、＃Ａ９、＃Ａ１３、＃Ａ４４、＃Ａ４８、＃Ａ５２、＃Ａ５５を間引く。同様にチャネルＢにおけるデータの存在しないデータ＃Ｂ２、＃Ｂ５、＃Ｂ９、＃Ｂ１３、＃Ｂ４４、＃Ｂ４８、＃Ｂ５２、＃Ｂ５５を間引く。間引き後のチャネルＡ、チャネルＢのデータの並びの様子を、図９８（Ｃ）に示す。
この図９８（Ｃ）をインターリーブの最終結果とする。これにより、チャネルＡとチャネルＢのインターリーブのパターンの相関が低くなり、かつ、パターンの周期を長くすることができるため、受信品質が大きく改善することになる。このように、仮想的にブロックサイズ＝ｘ、ｙの最小公倍数とし、かつ、ｘ、ｙを大きな値とする方法を用いれば、設計の柔軟性を高めることができる。
図９９、図１００に、このような方法を実施するにあたって実際のインターリーブ処理の一例を示す。図９９に、インターリーバのメモリへの送信データ＃Ａ１〜＃Ａ５６の書き込み状態を示す。書き込み時には横方向優先で順次送信データ＃Ａ１〜＃Ａ５６を書き込み、読み出し時には縦方向優先で順次送信データ＃Ａ１〜＃Ａ５６を読み出すことにより、インターリーブが実現される。ただし、この書き込み及び読み出しの順序については、適用するインターリーブパターンによって適宜設定すればよい。
図１００に、図９９のように送信データ＃Ａ１〜＃Ａ５６が書き込まれたときの送信データ＃Ａ１〜＃Ａ５６とメモリアドレスとの関係を示す。本実施例では、図１００に示すように、実際にデータが存在するか否かを示すデータ有無情報を、アドレスに関連付けて設けておく。これにより、メモリからのデータ読み出し時に、データが無いことを示すデータ有無情報（０）に対応するアドレスはスキップすることにより、仮想的にブロックサイズを大きくしたインターリーブ処理を実現できるようになる。
さらに本実施例で説明した間引きを利用したインターリーブ方法の効果について言及する。本実施例のインターリーブ方法は、ブロックインターリーブでありながら、ランダムインターリーブのように、時間軸又は周波数軸における伝搬の相関を排除できるという格別の効果を有するものである。
例えば、ブロックサイズが２２のときを考える。このとき、２シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ２２のインターリーブ、または１１シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ２２のインターリーブを用いることができるが、どちらのイ
ンターリーブを使用しても、２シンボル毎に相関の高いシンボルが配置されてしまうため、伝搬相関を排除するのは難しい。しかし、上述のインターリーブ方法を利用し、３を加算し、仮想的に２５のブロックサイズとし、チャネルＡ、Ｂ共に５シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ２５のインターリーブを施し、図９８（Ｂ）、図９８（Ｃ）の手順と同様に間引きを行うことで、２シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ２２のインターリーブ、または１１シンボル毎のインターリーバによってブロックサイズ２２のインターリーブよりも伝搬相関を排除したインターリーブを施せるという格別な効果が得られる。このように、本実施例のインターリーブ方法は、インターリーブ単体でも、格別な効果を得ることができる。また本実施例で説明した方法は、本明細書に記載した全ての方法と組み合わせて適用することができる。
（他の実施の形態）
なお上述した実施の形態では、主に、軟判定を行うことによりディジタル信号を得る場合について述べたが、本発明はこれに限らず、硬判定を得ることによりディジタル信号を得る場合についても適用でき、この場合でも少ない演算回数で誤り率特性の良い受信データを得ることができる。
また上述した実施の形態では、分離部５０１や、軟判定部５０３、５０６、１１０１で仮判定した判定値全てを信号点削減処理に用いるようにした場合について述べたが、一部の仮判定値はそのまま最終的な受信データとして用いるようにしてもよい。例えばそれほど高い受信品質が求められないデータなどは、軟判定部５１２、５１８による主判定を行わずにそのまま出力することが考えられる。
さらに上述した実施の形態では、主にスペクトル拡散通信方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、例えば、拡散部を有しないシングルキャリア方式、ＯＦＤＭ方式においても同様に実施することができる。シングルキャリア方式の場合、拡散部、逆拡散部を有しない構成となる。マルチキャリア方式とスペクトル拡散通信方式を併用した場合（例えばＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式）についても同様に実施することができる。
さらに上述したチャネル（アンテナ）間でのインターリーブパターンを異なるようにして変調信号を送信する方法は、例えば、文献“ＭＩＭＯチャネルにおける固有ビーム空間分割多重（Ｅ−ＳＤＭ）方式”電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２００２−５３、２００２年５月にも記載されているような、送信信号をマルチビーム化して送信するＭＩＭＯシステムに適用した場合にも、上述したのと同様の効果を得ることができる。
図１０１に、このようなＭＩＭＯシステムの概略構成を示す。送信側では、変調部８６０１が送信データ系列を入力し、これを変調することにより複数の送信フレームを形成する。ここで変調部８６０１は、チャネル（アンテナ）間でのインターリーブパターンを異なるようにして変調信号を形成する。チャネル解析部８６０２は、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化チャネルを構成するための複数の送信のチャネルシグネチャベクトルを算出する。ベクトル多重化部８６０３は、各々の送信フレームに別々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせて合成し、合成後の信号を送信アレーアンテナ８６０４に送出する。これにより送信アレーアンテナ８６０４からマルチビーム化された信号が送信される。
受信側では、チャネル解析部８６１１が、伝搬チャネルの推定結果であるチャネル状態情報に基づいて、多重化された送信信号を分離するための複数の受信チャネルシグネチャベクトルを算出する。多重信号分離部８６１３は、受信アレーアンテナ８６１２の受信信号を入力し、各々の受信信号に別々のチャネルシグネチャベクトルを掛け合わせることにより、複数の送信フレームが多重された信号を複数の受信信号フレームに分離する。信号
処理部８６１４は、分離された受信信号フレームを復調及び復号することにより受信データを得る。ここで信号処理部８６１４は、上述したようなデインターリーブ処理や信号点削減処理機能を有する。これにより、上述した実施の形態６や実施例１等と同様に、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。
さらに、実施の形態１５で説明した再送方法を、図１０１で示したようなビームフォーミングを行うＭＩＭＯシステムに適用すると、ビームフォーミングを行うＭＩＭＯシステムにおける再送時の信号品質を高めることができるようになる。すなわち、再送を行うにあたって、前回送信した変調信号よりも送信する変調信号の数を減らしてビームを形成する。例えば１回目に変調信号Ａ、Ｂのビームを形成して送信した場合、再送時には、変調信号Ａ、Ｂ両方からビームを形成して再送するのではなく、一方の変調信号のデータのみからビームを形成して再送するようにする。このようにすると、再送時にはビームの数が減るので、ビーム間干渉を減らすことができ、この結果再送信号の品質を高めることができるようになる。
この場合、再送時のビームの位置を、前回送信時とは変更するようにしてもよい。例えば前回送信時に変調信号Ａをビーム１で送信し、変調信号Ｂをビーム２で送信したときに、変調信号Ｂに再送要求があったとすると、再送時には、変調信号Ｂをビーム１で送信する。このようにすると、変調信号Ｂの再送時の品質を一段と高めることができ好適である。すなわち、変調信号Ａに再送要求がなかったということは、ビーム２よりもビーム１の方が品質の良い伝送が可能なビームである可能性が高い。このように、再送時により品質の良い伝送が可能なビームで再送信号を送ることにより、再送信号の品質を一段と高めることができるようになる。
さらに上述した実施の形態では、送信アンテナ数が２で、受信アンテナ数が２の場合について説明したが、本発明はこれに限らず、送信アンテナ数が３以上の場合や受信アンテナ数が３以上の場合にも同様に実施することができる。
さらにＬＤＰＣ符号を用いたときの特殊シンボルの挿入方法としては種々の方法を適用できる。例えば畳み込み符号や、ターボ符号を使用したときとは異なり、ＬＤＰＣ符号を使用した場合には、符号化部がインターリーブの機能も有しているため、特殊シンボルを規則的に挿入必要がない。したがって、部分的にかつ連続的に特殊シンボルを挿入してもよいことになる。
本発明は、上述した実施の形態に限定されずに、種々変更して実施することができる。
本明細書は、２００３年１１月２１日出願の特願２００３−３９１８６０、２００４年１月９日出願の特願２００４−３８８５、２００４年３月１２日出願の特願２００４−７１７８０、２００４年５月７日出願の特願２００４−１３９２４１、２００４年５月１７日出願の特願２００４−１４６８８７、２００４年６月１７日出願の特願２００４−１８０２７７、２００４年１１月１日出願の特願２００４−３１８５２１に基づく。その内容は、全てここに含めておく。
本発明は、ＯＦＤＭ−ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術等を用いて高速データ通信を図ったマルチアンテナ通信システムに適用して好適である。
マルチアンテナ通信システムの概略構成を示す図 マルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 ベースバンド信号のフレーム構成例を示す図 マルチアンテナ受信装置の全体構成を示すブロック図 実施の形態１によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 軟判定部５０３（５０６）の構成を示すブロック図 軟判定部５０３（５０６）での処理の説明に供する図 多重化された変調信号Ａと変調信号Ｂの候補信号点と受信点を示す図 変調信号Ａについての削減された候補信号点と受信点とを示す図 変調信号Ｂについての削減された候補信号点と受信点とを示す図 実施の形態１のマルチアンテナ受信装置に用いる信号処理部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態２によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態３によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態３によるイタレーション動作の説明に供する図 実施の形態３での復号手順のイメージを示す図 実施の形態３のマルチアンテナ受信装置のシミュレーション結果を示す特性曲線図であり、（Ａ）は変調信号Ａの特性曲線図、（Ｂ）は変調信号Ｂの特性曲線図 実施の形態３のマルチアンテナ受信装置に用いる信号処理部の他の構成例を示すブロック図 実施の形態４によるマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施の形態４によるイタレーション動作の説明に供する図 実施の形態４のマルチアンテナ受信装置のシミュレーション結果を示す特性曲線図であり、（Ａ）は変調信号Ａの特性曲線図、（Ｂ）は変調信号Ｂの特性曲線図 実施の形態５での各変調信号の信号点配置例（（Ａ）は変調信号Ａの信号点配置、（Ｂ）は変調信号Ｂの信号点配置）を示す図 ＱＰＳＫと１６ＱＡＭの受信品質を示す特性曲線図 実施の形態６のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 デインターリーバの処理の説明に供するブロック図 変調信号Ａと変調信号Ｂのインターリーブパターンが同一の場合のシンボルの状態の一例を示す図であり、（Ａ）は一度目の判定後の変調信号の状態、（Ｂ）は信号点数を削減後の状態を示す図 実施の形態６の方法を適用して、変調信号Ａのためのインターリーブパターンと、変調信号Ｂのためのインターリーブパターンを異なるようにした場合のシンボルの状態の一例を示し、（Ａ）は一度目の判定後の変調信号の状態、（Ｂ）は信号点数を削減後の状態を示す図 変調信号間でインターリーブパターンを異なるようにした場合と、同一にした場合の受信特性を示す図 実施の形態６のインターリーブパターンの一例を示す図であり、（Ａ）は変調信号Ａに適用したインターリーブパターンＸを示し、（Ｂ）は変調信号Ｂに適用したインターリーブパターンＹを示す図 実施の形態６のインターリーブパターンの一例を示す図であり、（Ａ）はインターリーブ前後のシンボルの配置を示し、（Ｂ）は変調信号Ａのシンボルの配置を示し、（Ｃ）は変調信号Ｂのシンボル配置を示す図 実施の形態７のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態７の各変調信号のフレーム構成例を示す図であり、（Ａ）は変調信号Ａのフレーム構成、（Ｂ）は変調信号Ｂのフレーム構成を示す図 実施の形態７のマルチアンテナ送信装置の他の構成を示すブロック図 実施の形態７のマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態８の原理の説明に供する図 ＳＴＢＣシンボルを挿入する場合のフレーム構成例を示す図 ＳＴＢＣの送受信の説明に供する図 ＳＴＢＣシンボルを挿入するための構成例を示すブロック図 実施の形態９のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 実施の形態９のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 ＳＴＢＣシンボルを挿入したときの受信状態例を示す図 特殊シンボルのフレーム構成例を示す図 特殊シンボルのフレーム構成例を示す図 ＳＴＢＣシンボルを挿入するための構成例を示すブロック図 特殊シンボルを挿入したときの受信状態例を示す図 符号化シンボルブロックとインターリーブ後の符号化シンボルブロックを示す図 実施の形態１０の動作の説明に供する図 実施の形態１０のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 各変調信号の信号点配置の説明に供する図であり、（Ａ）は変調信号Ａの信号点配置を示し、（Ｂ）は変調信号Ｂの信号点配置を示す図 実施の形態１１のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１１のビットインターリーブ処理の説明に供する図 実施の形態１１のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 信号点削減部による信号点削減処理の説明に供する図 実施の形態１１での復号手順のイメージを示す図 変調信号間でビットインターリーブパターンを同一にした場合の信号点選択の様子を示す図であり、（Ａ）は一度目の判定後の状態を示し、（Ｂ）は信号点数を削減後の状態を示す図 実施の形態１１のビットインターリーブパターンを用いた場合の信号点選択の様子を示す図であり、（Ａ）は一度目の判定後の状態を示し、（Ｂ）は信号点数を削減後の状態を示す図 実施の形態１２のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１２のビットインターリーブ処理の説明に供する図であり、（Ａ）はインターリーブパターンＸを示し、（Ｂ）はインターリーブパターンＹを示す図 実施の形態１２のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 変調信号間でビットインターリーブパターンを同一にした場合の信号点選択の様子を示す図であり、（Ａ）は一度目の判定後の状態を示し、（Ｂ）は信号点数を削減後の状態を示す図 実施の形態１２のビットインターリーブパターンを用いた場合の信号点選択の様子を示す図であり、（Ａ）は一度目の判定後の状態を示し、（Ｂ）は信号点数を削減後の状態を示す図 実施の形態１３のビットインターリーブ処理の説明に供する図であり、（Ａ）はインターリーブパターンＸを示し、（Ｂ）はインターリーブパターンＹを示す図 実施の形態１３のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 実施の形態１３のマルチアンテナ送信装置の構成例を示すブロック図 実施の形態１４のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１４のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 実施の形態１４の他の構成例を示すブロック図 実施の形態１５の送信フレーム構成例を示す図 実施の形態１５のマルチアンテナ受信装置の送信系の構成例を示すブロック図 マルチアンテナ受信装置の送信系から送信されるフレーム構成を示す図 実施の形態１５のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１５の動作の説明に供する図 実施の形態１５のマルチアンテナ受信装置の受信系の構成を示すブロック図 図７２の信号処理部の構成を示すブロック図 チャネル情報・受信信号蓄積部で蓄積するデータの説明に供する図 実施の形態１５の動作の説明に供する図 実施の形態１６の動作の説明に供する図 Cycled Delay Diversityの説明に供する図 実施の形態１７のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１８のＭＬＤ−Ｓ(MLD-Soft Decision Decoding)復号法の説明に供する図 実施の形態１９の送信フレーム構成を示す図 実施の形態１９の再送動作の一例を示す図 実施の形態１９のマルチアンテナ受信装置の構成を示すブロック図 実施例１のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施例１のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成例を示すブロック図 実施例１におけるインターリーブ処理と信号点選択の様子を示す図であり、（Ａ）はインターリーブ前のデータの並びを示し、（Ｂ）はインターリーブ後のデータの並びを示し、（Ｃ）はインターリーブ後の各チャネルのデータの並びを示し、（Ｄ）は一回目の復号後のデインターリーブ後のデータ状態を示し、（Ｅ）は信号点削減前のインターリーブ後の一回目の復号後のデータの状態を示す図 実施例１におけるインターリーブ処理と信号点選択の様子を示す図であり、（Ｆ）はレプリカを用いて信号点を削減したときの状態を示し、（Ｇ）はレプリカを用いて信号点を削減しデインターリーブした後の状態を示し、（Ｈ）はビタビ復号後の状態を示す図 実施例１のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施例１の送信フレームを示す図 実施例１の送信フレームを示す図 実施例１のインターリーブの説明に供する図 実施例１のインターリーブの説明に供する図 実施例１のマルチアンテナ送信装置の別の構成を示すブロック図 実施例２のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施例２のインターリーブ処理の説明に供する図であり、（Ａ）はインターリーブ前のデータの順番を示し、（Ｂ）はチャネルＡのインターリーブ方法を示し、（Ｃ）はチャネルＢのインターリーブ方法を示し、（Ｄ）はインターリーブ後のチャネルＡの順番を示し、（Ｅ）はインターリーブ後のチャネルＢの順番を示し、（Ｆ）はチャネルＡのサブキャリアへの割り当てを示し、（Ｇ）はチャネルＢのサブキャリアへの割り当てを示す図 実施例２の受信処理の説明に供する図 実施例３のマルチアンテナ送信装置の構成を示すブロック図 実施例３のインターリーブ処理の説明に供する図 実施例３のマルチアンテナ受信装置の信号処理部の構成を示すブロック図 実施例４のインターリーブ処理の説明に供する図であり、（Ａ）はインターリーブ前の各チャネルのデータの並びを示し、（Ｂ）はインターリーブ後の各チャネルのデータの並びを示し、（Ｃ）は間引き後の各チャネルのデータの並びを示す図 実施例４のインターリーブ処理の説明に供する図 実施例４のインターリーブ処理の説明に供する図 他の実施の形態のＭＩＭＯシステムの構成を示すブロック図 一般的なマルチアンテナ通信システムの概略構成を示す図 従来のマルチアンテナ通信システムの構成を示すブロック図 時空間ブロック符号の説明に供する図

Claims (14)

  1. 複数のアンテナと、
    前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと、
    インターリーブ後の各送信信号をＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調部と、
    を具備し、
    前記インターリーバは、第１のインターリーブパターンとして、周波数の低いサブキャリアから周波数の高いサブキャリアへと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されていると共に、第２のインターリーブパターンとして、周波数の高いサブキャリアから周波数の低いサブキャリアへと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されている、
    マルチアンテナ送信装置。
  2. 複数のアンテナと、
    前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと、
    インターリーブ後の各送信信号をＯＦＤＭ変調するＯＦＤＭ変調部と、
    を具備し、
    前記インターリーバは、第１のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の早い方から時間の遅い方へと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されていると共に、第２のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の遅い方から時間の早い方へと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されている、
    マルチアンテナ送信装置。
  3. 前記インターリーバにおけるインターリーブパターンは、各アンテナ間で無相関となるように選定されている、
    請求項１又は２に記載のマルチアンテナ送信装置。
  4. 複数のアンテナと、
    前記各アンテナから送信する信号をそれぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするインターリーバと、
    を具備し、
    前記インターリーバは、前記複数のアンテナのうち、第１のアンテナから送信する送信信号についてはｘシンボル毎のインターリーブ処理を施し、第２のアンテナから送信する送信信号についてはｙ（ｘ≠ｙ）シンボル毎のインターリーブ処理を施す、
    マルチアンテナ送信装置。
  5. 前記インターリーバは、前記ｘとｙの最小公倍数に等しいブロックサイズでインターリーブ処理を施す、
    請求項４に記載のマルチアンテナ送信装置。
  6. 前記インターリーバは、前記ｘ、ｙのうち少なくともいずれか一方を素数としてインターリーブ処理を施す、
    請求項４に記載のマルチアンテナ送信装置。
  7. 前記インターリーバは、さらに、第１のアンテナから送信する送信信号に対するブロックインターリーブと、第２のアンテナから送信する送信信号に対するブロックインターリーブとの間で、周波数方向又は時間方向にオフセットしたインターリーブ処理を施す、
    請求項４に記載のマルチアンテナ送信装置。
  8. 各アンテナから送信する信号を、それぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするステップと、
    前記インターリーブした複数の送信信号を複数のアンテナから送信するステップと、
    インターリーブ後の各送信信号をＯＦＤＭ変調するステップと、
    を含み、
    前記インターリーブするステップは、第１のインターリーブパターンとして、周波数の低いサブキャリアから周波数の高いサブキャリアへと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定され、第２のインターリーブパターンとして、周波数の高いサブキャリアから周波数の低いサブキャリアへと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されている、
    マルチアンテナ送信方法。
  9. 各アンテナから送信する信号を、それぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするステップと、
    前記インターリーブした複数の送信信号を複数のアンテナから送信するステップと、
    インターリーブ後の各送信信号をＯＦＤＭ変調するステップと、
    を含み、
    前記インターリーバは、第１のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の早い方から時間の遅い方へと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定され、第２のインターリーブパターンとして、サブキャリアの時間方向に時間の遅い方から時間の早い方へと送信信号に含まれるデータを配置するインターリーブパターンが選定されている、
    マルチアンテナ送信方法。
  10. 前記インターリーバにおけるインターリーブパターンは、各アンテナ間で無相関となるように選定されている、
    請求項８又は９に記載のマルチアンテナ送信方法。
  11. 各アンテナから送信する信号を、それぞれ異なるインターリーブパターンでインターリーブするステップと、
    前記インターリーブした複数の各送信信号を複数のアンテナから送信するステップと、
    を含み、
    前記インターリーブするステップは、前記複数のアンテナのうち、第１のアンテナから送信する送信信号についてはｘシンボル毎のインターリーブ処理を施し、第２のアンテナから送信する送信信号についてはｙ（ｘ≠ｙ）シンボル毎のインターリーブ処理を施す、
    マルチアンテナ送信方法。
  12. 前記インターリーブするステップは、前記ｘとｙの最小公倍数に等しいブロックサイズでインターリーブ処理を施す、
    請求項１１に記載のマルチアンテナ送信方法。
  13. 前記インターリーブするステップは、前記ｘ、ｙのうち少なくともいずれか一方を素数としてインターリーブ処理を施す、
    請求項１１に記載のマルチアンテナ送信方法。
  14. 前記インターリーブするステップは、さらに、第１のアンテナから送信する送信信号に対するブロックインターリーブと、第２のアンテナから送信する送信信号に対するブロックインターリーブとの間で、周波数方向又は時間方向にオフセットしたインターリーブ処理を施す、
    請求項１１に記載のマルチアンテナ送信方法。
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