KR102067618B1

KR102067618B1 - 송신장치

Info

Publication number: KR102067618B1
Application number: KR1020197021871A
Authority: KR
Inventors: 유타카 무라카미; 도모히로 기무라; 미키히로 오우치
Original assignee: 선 페이턴트 트러스트
Priority date: 2010-12-10
Filing date: 2011-12-01
Publication date: 2020-01-17
Also published as: US20230387972A1; JP2017011737A; TW201230709A; CN103004118B; US11038565B1; MY164784A; US10419088B2; KR20200008028A; WO2012077310A1; JPWO2012077310A1; EP2651064A4; US11777563B2; SG10201509954XA; JP2021048601A; MX2018005533A; JP6004385B2; SG10201911552PA; EP3086494B8; EA201690305A1; KR102005792B1

Abstract

제 1 변조신호와 제 2 변조신호를 동일 주파수로 동시에 송신하는 송신방법으로, 제 1 매핑 후의 베이스밴드 신호와 제 2 매핑 후의 베이스밴드 신호에 대하여 프리코딩 웨이트를 승산하여 상기 제 1 변조신호와 상기 제 2 변조신호를 출력하는 프리코딩 웨이트 승산부에 있어서 규칙적으로 프리코딩 웨이트를 변경한다.

Description

송신장치{TRANSMITTING DEVICE}

본 출원은 일본국에서 제출된 특원 2010-276457, 특원 2010-293114, 특원 2011-035085, 특원 2011-093543, 특원 2011-102098 및 특원 2011-140746에 기초한 것이다. 그러므로 이들 출원의 내용을 원용한다.

본 발명은 특히 멀티안테나를 이용한 통신을 실행하는 송신방법, 송신장치, 수신방법 및 수신장치에 관한 것이다.

종래, 멀티안테나를 이용한 통신방법으로 예를 들어 MIMO(Multiple-Input　Multiple-Output)라고 불리는 통신방법이 있다. MIMO로 대표되는 멀티안테나 통신에서는 복수 계열의 송신데이터를 각각 변조하여, 각 변조신호를 다른 안테나로부터 동시에 송신함으로써 데이터의 통신속도를 높이게 되어 있다.

도 28은 송신안테나 수 2, 수신안테나 수 2, 송신 변조신호(송신 스트림) 수 2일 때의 송수신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다. 송신장치에서는 복호화된 데이터를 인터리브하여, 인터리브 후의 데이터를 변조하고, 주파수 변환 등을 실행하여 송신신호가 생성되며, 송신신호는 안테나로부터 송신된다. 이때, 송신안테나로부터 각각 다른 변조신호가 동일 시각에 동일 주파수로 송신하는 방식이 공간 다중 MIMO 방식이다.

이때, 특허문헌 1에서는 송신안테나마다 다른 인터리브 패턴을 구비하는 송신장치가 제안되어 있다. 즉, 도 28의 송신장치에서 2개의 인터리브 (π_a,π_b)가 서로 다른 인터리브 패턴을 가지게 된다. 그리고 수신장치에 있어서 비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2에 나타내고 있는 것과 같이, 소프트 값을 이용한 검파방법(도 28에서의 MIMO　detector)을 반복하여 실행함으로써 수신품질이 향상하게 된다.

그러나 무선통신에서의 실제 전파환경의 모델로 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 환경으로 대표되는 NLOS(Non-line　of　sight) 환경, 라이시안 페이딩(Rician fading) 환경으로 대표되는 LOS(line　of　sight) 환경이 존재한다. 송신장치에서 싱글의 변조신호를 송신하고, 수신장치에서 복수의 안테나로 수신한 신호에 대해 최대 비 합성을 실행하여 최대 비 합성 후의 신호에 대해서 복조 및 복호를 실행하는 경우, LOS 환경, 특히 산란파의 수신전력에 대한 직접파의 수신전력의 크기를 나타내는 라이시안 팩터(Rician factor)가 큰 환경에서는 양호한 수신품질을 얻을 수 있다. 그러나 예를 들어 공간 다중 MIMO 전송방식에서는 라이시안 팩터가 커지면 수신품질이 저하되는 문제가 발생한다. (비 특허문헌 3 참조)

도 29의 (A), (B)는 레일리 페이딩(Rayleigh fading) 환경 및 라이시안 팩터 K=3, 10, 16dB의 라이시안 페이딩(Rician fading) 환경에서 LDPC(low-density　parity-check) 부호화된 데이터를 2×2(2 안테나 송신, 2 안테나 수신) 공간 다중 MIMO 전송한 경우의 BER(Bit　Error　Rate) 특성(세로축：BER, 가로축：SNR(Signal-to-Noise　power　Ratio))의 시뮬레이션 결과의 일례를 나타내고 있다. 도 29의 (A)는 반복 검파를 실행하지 않은 Max-log-APP(비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2 참조)(APP：A　Posterior　Probability)의 BER 특성, 도 29의 (B)는 반복 검파를 실행한 Max-log-APP(비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2 참조)(반복 횟수 5회)의 BER 특성을 나타내고 있다. 도 29 (A), (B)라부터 알 수 있는 것과 같이, 반복 검파를 실행하거나 또는 실행하지 않거나 관계없이 공간 다중 MIMO 시스템에서는 라이시안 팩터가 커지면 수신품질이 열화하는 것을 확인할 수 있다. 이로부터 「공간 다중 MIMO 시스템에서는 전파환경이 안정적이 되면 수신품질이 열화한다」라는 종래의 싱글 변조신호를 송신하는 시스템에는 없는 공간 다중 MIMO 시스템 고유의 과제를 갖는 것을 알 수 있다.

방송이나 멀티캐스트통신은 송수신자 간에 교신 가능한 사용자(line-of-sight user)에 대한 서비스이며, 사용자가 소지하는 수신기와 방송국과의 사이의 전파 전파환경은 LOS 환경인 것이 많다. 상술의 과제를 갖는 공간 다중 MIMO 시스템을 방송이나 멀티캐스트통신에 이용한 경우, 수신기에 있어서 전파의 수신 전계 강도는 높으나, 수신품질의 열화에 의해 서비스를 받을 수 없다고 하는 현상이 발생할 가능성이 있다. 즉, 공간 다중 MIMO 시스템을 방송이나 멀티캐스트통신에서 이용하기 위해서는 NLOS 환경 및 LOS 환경의 어느 경우에 있어서도 어느 정도의 수신품질을 얻을 수 있는 MIMO 전송방식의 개발이 요청되고 있다.

비 특허문헌 8에서는 통신 상대로부터의 피드백정보로부터 프리코딩에 이용하는 코드 북(codebook, 프리코딩 행렬)을 선택하는 방법에 대해 기술되어 있으나, 상기와 같이 방송이나 멀티캐스트통신과 같이 통신 상대로부터의 피드백정보를 얻을 수 없는 상황에서 프리코딩을 실행하는 방법에 대해서는 전혀 기재되지 않았다.

한편, 비 특허문헌 4에서는 피드백정보가 없는 경우에도 적용할 수 있는 시간과 함께 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해 기술되어 있다. 이 문헌에서는 프리코딩에 이용하는 행렬로 유니테리 행렬(unitary matrix)을 이용하는 것, 또, 유니테리 행렬을 랜덤하게 전환하는 것에 대해 기술되어 있으나, 상기에서 나타내는 LOS 환경에서의 수신품질의 저하에 대한 적용방법에 대해서는 전혀 기재되지 않고, 단지 랜덤으로 전환하는 것만이 기재되어 있다. 당연하나, LOS 환경의 수신품질의 저하를 개선하기 위한 프리코딩방법 및 프리코딩 행렬의 구성방법에 관한 기술은 일절 되어있지 않다.

국제공개 2005/050885호

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본 발명은 LOS 환경에서의 수신품질의 개선이 가능한 MIMO 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.

이와 같은 과제를 해결하기 위한 본 발명의 송신방법은, 송신방법으로, 복수의 제 1 변조신호 s1을 포함하는 제 1 변조신호 열 s1(j)과 복수의 제 2 변조신호 s2를 포함하는 제 2 변조신호 열 s2(j)(단, j는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 인덱스이고, 또한, 정수이다.)를 생성하고, 동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 조마다, 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2에 대해서 N개의 프리코딩 방식(단, N은 2 이상의 정수이다.) 중 하나의 프리코딩 방식에 따라 프리코딩 처리를 시행하여 제 1 송신신호 z1과 제 2 송신신호 z2를 생성함으로써 복수의 상기 제 1 송신신호 z1을 포함하는 제 1 송신신호 열 z1(j)과 복수의 상기 제 2 송신신호 z2를 포함하는 제 2 송신신호 열 z2(j)를 생성하며, 상기 N개의 프리코딩 방식은 각각 N개의 프리코딩 행렬 F[i](단, i는 0 이상 N-1 이하의 정수이다.)로 나타내고, 상기 프리코딩 처리에 이용되는 프리코딩 방식은 상기 N개의 프리코딩 방식 중에서 상기 인덱스의 값에 따라서 주기적으로 전환되는 생성 처리와, 상기 제 1 송신신호 열 z1(j)과 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)를 복수의 안테나를 이용하여 송신하며, 동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 송신신호 z1과 상기 제 2 송신신호 z2는 동일 주파수로 동시에 송신되는 처리를 포함하고, 상기 프리코딩 행렬 F[i]는,

로 나타내고, θ₂₁(i)는,

를 만족한다.

이와 같이 본 발명에 의하면 LOS 환경에서의 수신품질의 열화를 개선하는 송신방법, 수신방법, 송신장치, 수신장치를 제공할 수 있으므로, 방송이나 멀티캐스트통신에서의 송수신자 간에 교신 가능한 사용자에 대해 품질이 높은 서비스를 제공할 수 있다.

도 1은 공간 다중 MIMO 전송시스템에서의 송수신장치의 구성 예이다.
도 2는 프레임 구성의 일례이다.
도 3은 프리코딩 웨이트 전환방법 적용 시의 송신장치의 구성 예이다.
도 4는 프리코딩 웨이트 전환방법 적용 시의 송신장치의 구성 예이다.
도 5는 프레임 구성 예이다.
도 6은 프리코딩 웨이트 전환방법의 예이다.
도 7은 수신장치의 구성 예이다.
도 8은 수신장치의 신호처리부의 구성 예이다.
도 9는 수신장치의 신호처리부의 구성 예이다.
도 10은 복호처리방법이다.
도 11은 수신상태의 예이다.
도 12는 BER 특성의 예이다.
도 13은 프리코딩 웨이트 전환방법 적용 시의 송신장치의 구성 예이다.
도 14는 프리코딩 웨이트 전환방법 적용 시의 송신장치의 구성 예이다.
도 15는 프레임 구성 예이다.
도 16은 프레임 구성 예이다.
도 17은 프레임 구성 예이다.
도 18은 프레임 구성 예이다.
도 19는 프레임 구성 예이다.
도 20은 수신품질 열악(劣惡) 점의 위치이다.
도 21은 수신품질 열악 점의 위치이다.
도 22는 프레임 구성의 일례이다.
도 23은 프레임 구성의 일례이다.
도 24는 매핑방법의 일례이다.
도 25는 매핑방법의 일례이다.
도 26은 가중 합성부의 구성 예이다.
도 27은 심벌의 정렬방법의 일례이다.
도 28은 공간 다중 MIMO 전송시스템에서의 송수신장치의 구성 예이다.
도 29는 BER 특성 예이다.
도 30은 공간 다중형의 2 x 2 MIMO 시스템 모델의 예이다.
도 31은 수신 열악 점의 위치이다.
도 32는 수신 열악 점의 위치이다.
도 33은 수신 열악 점의 위치이다.
도 34는 수신 열악 점의 위치이다.
도 35는 수신 열악 점의 위치이다.
도 36은 수신 열악 점의 복소 평면에서의 최소 거리의 특성 예이다.
도 37은 수신 열악 점의 복소 평면에서의 최소 거리의 특성 예이다.
도 38은 수신 열악 점의 위치이다.
도 39는 수신 열악 점의 위치이다.
도 40은 실시형태 7에서의 송신장치의 구성의 일례이다.
도 41은 송신장치가 송신하는 변조신호의 프레임 구성의 일례이다.
도 42는 수신 열악 점의 위치이다.
도 43은 수신 열악 점의 위치이다.
도 44는 수신 열악 점의 위치이다.
도 45는 수신 열악 점의 위치이다.
도 46은 수신 열악 점의 위치이다.
도 47은 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 48은 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 49는 신호처리방법이다.
도 50은 시공간블록 부호를 이용한 때의 변조신호의 구성이다.
도 51은 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 상세한 예이다.
도 52는 송신장치의 구성의 일례이다.
도 53은 도 52의 변조신호 생성부 ＃1 ~ ＃M의 구성의 일례이다.
도 54는 도 52에서의 OFDM 방식관련 처리부(5207_1 및 5207_2)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 55는 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 상세한 예이다.
도 56은 수신장치의 구성의 일례이다.
도 57은 도 56에서의 OFDM 방식관련 처리부(5600_X, 5600_Y)의 구성을 나타내는 도면이다.
도 58은 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 상세한 예이다.
도 59는 방송시스템의 일례이다.
도 60은 수신 열악 점의 위치이다.
도 61은 프레임 구성 예이다.
도 62는 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 63은 송신장치의 구성의 일례이다.
도 64는 주파수 - 시간 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 65는 프레임 구성 예이다.
도 66은 심벌의 배치방법의 일례이다.
도 67은 심벌의 배치방법의 일례이다.
도 68은 심벌의 배치방법의 일례이다.
도 69는 프레임 구성의 일례이다.
도 70은 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성이다.
도 71은 시간 - 주파수 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 72는 송신장치의 구성의 일례이다.
도 73은 수신장치의 구성의 일례이다.
도 74는 수신장치의 구성의 일례이다.
도 75는 수신장치의 구성의 일례이다.
도 76은 주파수 - 시간 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 77은 주파수-시간 축에서의 프레임 구성의 일례이다.
도 78은 프리코딩 행렬의 할당의 예이다.
도 79는 프리코딩 행렬의 할당의 예이다.
도 80은 프리코딩 행렬의 할당의 예이다.
도 81은 신호처리부의 구성의 일례이다.
도 82는 신호처리부의 구성의 일례이다.
도 83은 송신장치의 구성의 일례이다.
도 84는 디지털 방송용 시스템의 전체 구성도이다.
도 85는 수신기의 구성 예를 나타내는 블록도이다.
도 86은 다중화데이터의 구성을 나타내는 도면이다.
도 87은 각 스트림이 다중화데이터에서 어떻게 다중화되어 있는가를 모식적으로 나타내는 도면이다.
도 88은 PES 패킷 열에 비디오 스트림이 어떻게 저장되는가를 더 상세하게 나타낸 도면이다.
도 89는 다중화데이터에서의 TS패킷과 소스 패킷의 구조를 나타내는 도면이다.
도 90은 PMT의 데이터 구성을 나타내는 도면이다.
도 91은 다중화데이터정보의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 92는 스트림 속성정보의 내부 구성을 나타내는 도면이다.
도 93은 영상표시, 음성출력장치의 구성도이다.
도 94는 16QAM의 신호 점 배치의 예이다.
도 95는 QPSK의 신호 점 배치의 예이다.
도 96은 베이스밴드 신호 교체부를 나타내는 도면이다.
도 97은 심벌 수, 슬롯 수를 나타내는 도면이다.
도 98은 심벌 수, 슬롯 수를 나타내는 도면이다.
도 99는 프레임 구성을 나타내는 도면이다.
도 100은 슬롯 수를 나타내는 도면이다.
도 101은 슬롯 수를 나타내는 도면이다.
도 102는 시간-주파수 축에서의 PLP를 나타내는 도면이다.
도 103은 PLP의 구성을 나타내는 도면이다.
도 104는 시간-주파수 축에서의 PLP를 나타내는 도면이다.
도 105는 수신장치가 얻은 대수 우도 비의 절대치를 모식적으로 나타내는 예이다.
도 106은 수신장치가 얻은 대수 우도 비의 절대치의 호적한 예이다.
도 107은 가중 합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 108은 가중 합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 109는 I-Q 평면에서의 64QAM인 경우의 신호점 배치의 예이다.
도 110은 프리코딩 행렬에 관한 표를 나타내는 도면이다.
도 111은 프리코딩 행렬에 관한 표를 나타내는 도면이다.
도 112는 가중 합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 113은 가중 합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 114는 프리코딩 행렬에 관한 표를 나타내는 도면이다.
도 115는 프리코딩 행렬에 관한 표를 나타내는 도면이다.
도 116은 가중 합성부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예이다.
도 117은 신호점 배치의 예이다.
도 118은 신호점의 위치의 관계를 나타내는 도면이다.
도 119는 신호점 배치의 일례이다.
도 120은 신호생성부의 구성의 일례이다.
도 121은 베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분을 나타내는 도면이다.
도 122는 신호생성부의 구성의 일례이다.
도 123은 신호생성부의 구성의 일례이다.
도 124는 베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분을 나타내는 도면이다.
도 125는 신호생성부의 구성의 일례이다.
도 126은 신호생성부의 구성의 일례이다.

이하, 본 발명의 실시형태에 대해 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

(실시형태 1)

본 실시형태의 송신방법, 송신장치, 수신방법, 수신장치에 대해 상세하게 설명한다.

본 설명을 하기 전에 종래 시스템인 공간 다중 MIMO 전송시스템에서의 송신방법, 복호방법의 개요에 대해 설명한다.

N_txN_r 공간 다중 MIMO 시스템의 구성을 도 1에 나타낸다. 정보 벡터 z는 부호화 및 인터리브가 시행된다. 그리고 인터리브의 출력으로 부호화 후 비트의 벡터 u=(u_{1, …}, u_Nt)를 얻을 수 있다. 단, u_i=(u_i1 _{, …}, u_iM)으로 한다(M：심벌 당의 송신비트 수). 송신벡터 s=(s_{1, …}, s_Nt _)T라 하면 송신안테나 ＃i로부터 송신신호 s_i=map(u_i)라 나타내고, 송신에너지를 정규화하면 E｛｜s_i｜²｝=Es/Nt로 나타내게 된다.(E_s：채널 당의 총 에너지). 그리고 수신 벡터를 y=(y_{1, …}, y_Nr _)T로 하면 식 (1)과 같이 나타내게 된다.

이때, H_NtNr은 채널행렬(channel matrix), n=(n_{1, …}, n_Nr)^T는 노이즈 벡터이며, n_i는 평균값 0, 분산 σ²의 i. i. d. 복소 가우스 잡음이다. 수신기에서 도입하는 송신 심벌과 수신 심벌의 관계로부터 수신벡터에 관한 확률은 식 (2)와 같이 다차원 가우스 분포로 주어질 수 있다.

여기서 outer　Soft-in/Soft-out 디코더와 MIMO 검파로 이루어지는 도 1과 같은 반복 복호를 실행하는 수신기를 생각한다. 도 1에서의 대수 우도 비(log-likelihood ratio )의 벡터(L-ｖalue)는 식 (3)-(5)와 같이 나타내게 된다.

＜반복 검파방법＞

여기에서는 N_t x N_r 공간 다중 MIMO 시스템에서의 MIMO 신호의 반복 검파에 대해 설명한다.

x_mn의 대수 우도 비를 식 (6)과 같이 정의한다.

베이즈의 정리에서 식 (6)은 식 (7)과 같이 나타낼 수 있다.

단, U_mn _,±1=｛u｜u_mn=±1｝로 한다. 그리고 lnΣa_j ~ max　ln　a_j로 근사하면 식 (7)은 식 (8)과 같이 근사할 수 있다. 또, 위의 「~」의 기호는 근사를 의미한다.

식 (8)에서의 P(u｜u_mn)와 ln　P(u｜u_mn)는 이하와 같이 나타내게 된다.

그러나 식 (2)에서 정의한 식의 대수 확률은 식 (12)과 같이 나타내게 된다.

따라서 식 (7), (13)에서 MAP 또는 APP(A　Posteriori　Probability)에서는 사후의 L-ｖalue는 이하와 같이 나타내게 된다.

이하에서는 반복 APP 복호라고 부른다. 또, 식 (8), (12)에서 Max-Log 근사에 의거한 대수 우도 비(Max-Log　APP)에서는 사후의 L-ｖalue는 이하와 같이 나타내게 된다.

이하에서는 반복 Max-log　APP 복호라고 한다. 그리고 반복 복호의 시스템에서 필요로 하는 외부 정보는 식 (13) 또는 (14)에서 사전 입력을 감산함으로써 구할 수 있다.

＜시스템 모델＞

도 28에 이하의 설명에 연결되는 시스템의 기본 구성을 나타낸다. 여기에서는 2×2 공간 다중 MIMO 시스템으로 하고, 스트림 A, B에는 각각 outer 인코더가 있으며, 2개의 outer 인코더는 동일한 LDPC 부호의 인코더로 한다(여기에서는 outer 인코더로서 LDPC 부호의 인코더를 이용하는 구성을 예로 들어 설명하나, outer 인코더가 이용하는 오류정정코드(ECC)는 LDPC 부호에 한정되는 것은 아니며, 터보 부호(turbo coding), 돌림형 부호(convolutional coding), LDPC 돌림형 부호 등의 다른 오류정정코드(ECC)를 이용해도 동일하게 실행할 수 있다. 또, outer 인코더는 송신안테나마다 가지는 구성으로 하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신안테나가 복수라도 outer 인코더는 1개라도 좋고, 또, 송신안테나 수보다 많은 outer 인코더를 가지고 있어도 좋다). 그리고 스트림 A, B에서는 각각에 인터리버(π_a,π_b)가 있다. 여기에서는 변조방식을 2^h-QAM으로 한다(1 심벌로 h 비트를 송신하게 된다).

수신기에서는 상술의 MIMO 신호의 반복 검파(반복 APP(또는 Max-log　APP) 복호)를 실행하는 것으로 한다. 그리고 LDPC 부호의 복호로는 예를 들어 sum-product 복호를 실행하는 것으로 한다.

도 2는 프레임 구성을 나타내고 있으며, 인터리브 후의 심벌의 순번을 기재하고 있다. 이때, 이하의 식과 같이 (i_a, j_a), (ib, j_b)를 나타내는 것으로 한다.

이때, i_a,i_b ： 인터리브 후의 심벌의 순서, j_a,j_b ： 변조방식에서의 비트 위치(j_a, j_b=1, …, h), π_a,π_b ： 스트림 A, B의 인터리버(nterleaver),Ω^a _ia, _ja,Ω^b _ib, _jb：스트림 A, B의 인터리브 전의 데이터의 순번을 나타내고 있다. 단, 도 2에서는 i_a= i_b 일 때의 프레임 구성을 나타내고 있다.

＜반복 복호＞

여기서는 수신기에서의 LDPC 부호의 복호에서 이용하는 sum-product 복호 및 MIMO 신호의 반복 검파의 알고리즘에 대해 상세하게 설명한다.

(sum-product 복호)

2원 M x N 행렬 H=｛H_mn｝을 복호대상으로 하는 LDPC 부호의 검사행렬(check matrix)라 한다. 집합[1, N]=｛1, 2, …, N｝의 부분 집합 A(m), B(n)를 다음 식과 같이 정의한다.

이때, A(m)는 검사행렬 H의 m행째에 있어서 1인 열(列) 인덱스의 집합을 의미하고, B(n)는 검사행렬 H의 n행째에 있어서 1인 행(行) 인덱스의 집합이다. sum-product 복호의 알고리즘은 이하와 같다.

Step　A·1(초기화) ： H_mn=1을 만족하는 모든 조 (m, n)에 대해 사전 값 대수비 β_mn=0으로 한다. 루프 변수(반복 횟수) l_sum=1로 하고, 루프 최대 횟수를 l_sum, _max로 설정한다.

Step　A·2(행 처리) ： m=1, 2, …, M의 순으로 H_mn=1을 만족시키는 모든 조 (m, n)에 대해 이하의 갱신 식을 이용하여 외부 값 대수비 α_mn을 갱신한다.

이때, f는 Gallager의 함수이다. 그리고 λ_n을 구하는 방법에 대해서는 이후에 상세하게 설명한다.

Step　A·3 (열(列)처리) ： n=1, 2, …, N의 순으로 H_mn=1을 만족하는 모든 조 (m, n)에 대해 이하의 갱신 식을 이용하여 외부 값 대수비 β_mn을 갱신한다.

Step　A·4(대수 우도 비의 계산) ： n∈[1, N]에 대해 대수 우도 비 L_n을 이하와 같이 구한다.

Step　A·5 (반복 횟수의 카운트) ： 만일, l_sum＜l_sum,_max이면 l_sum을 인크리먼트(Increment) 하고 step　A·2로 되돌아간다. l_sum=l_sum, _max인 경우, 이번 회의 sum-product 복호는 종료한다.

이상이 1회의 sum-product 복호의 동작이다. 그 후, MIMO 신호의 반복 검파가 이루어진다. 상술한 sum-product 복호의 동작의 설명에서 이용한 변수 m, n, α_mn, β_mn, λ_n, L_n에 있어서 스트림 A에서의 변수를 m_a, n_a, α^a _mana, β^a _mana, λ_na, L_na, 스트림 B에서의 변수를 m_b, n_b, α^b _mbnb, β^b _mbnb, λ_nb, L_nb로 나타내는 것으로 한다.

＜MIMO 신호의 반복 검파＞

여기에서는 MIMO 신호의 반복 검파에서의 λ_n을 구하는 방법에 대해 상세하게 설명한다.

식 (1)라부터 다음 식이 성립한다.

도 2의 프레임 구성으로부터 식 (16), (17)으로부터 이하의 관계식이 성립한다.

이때, n_a, n_b∈[1, N]이 된다. 이하에서는 MIMO 신호의 반복 검파의 반복 횟수 k 일 때의 λ_na, L_na, λ_nb, L_nb를 각각 λ_k, _na, L_k, _na, λ_k, _nb, L_k, _nb로 나타내는 것으로 한다.

Step　B·1(초기 검파；k=0) ： 초기 검파일 때 λ₀, _na, λ₀, _nb를 이하와 같이 구한다.

반복 APP 복호일 때 ：

반복 Max-log　APP 복호일 때 ：

단, X=a, b로 한다. 그리고 MIMO 신호의 반복 검파의 반복 횟수를 l_mimo=0으로 하고, 반복 횟수의 최대 횟수를 l_mimo, _max로 설정한다.

Step　B·2(반복 검파；반복 횟수 k) ： 반복 횟수 k일 때의 λ_k, _na, λ_k, _nb는 식 (11), (13)-(15), (16), (17)라부터 식 (31)-(34)와 같이 나타내게 된다. 단, (X, Y)=(a, b)(b, a)가 된다.

반복 APP 복호일 때 ：

반복 Max-log　APP 복호일 때 ：

Step　B·3 (반복 횟수의 카운트, 부호어 추정) ： 만일 l_mimo ＜ l_mimo,_max 이면 l_mimo를 인크리먼트(increment)하고 step B·2로 되돌아간다. l_mimo=l_mimo,max의 경우, 추정 부호어를 이하와 같이 구한다.

단, X=a, b로 한다.

도 3은 본 실시형태에서의 송신장치(300)의 구성의 일례이다. 부호화부(302A)는 정보(데이터)(301A), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)(부호화부(302A)가 데이터의 오류정정 부호화에 사용하는 오류정정방식, 부호화 율, 블록길이의 정보가 포함되어 있으며, 프레임 구성신호(313)가 지정한 방식을 이용하게 된다. 또, 오류정정방식은 전환해도 좋다)에 따라서 예를 들어 돌림형 부호, LDPC 부호, 터보 부호 등의 오류정정부호화를 실행하고 부호화 후의 데이터(303A)를 출력한다.

인터리버(304A)는 부호화 후의 데이터(303A), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 인터리브, 즉, 순번의 재배열을 실행하여, 인터리브 후의 데이터(305A)를 출력한다. (프레임 구성신호(313)에 의거하여 인터리브의 방법은 전환해도 좋다)

매핑부(306A)는 인터리브 후의 데이터(305A), 프레임 구성신호 (313)을 입력으로 하여, QPSK(Quadrature　Phase　Shift　Keying), 16QAM(16　Quadrature　Amplitude　Modulation), 64QAM(64Quadrature　Amplitude　Modulation) 등의 변조를 시행하여 베이스밴드 신호(307A)를 출력한다. (프레임 구성신호(313)에 의거하여 변조방식은 전환해도 좋다)

도 24는 QPSK 변조에서의 베이스밴드 신호를 구성하는 동상성분 I와 직교성분 Q의 IQ평면에서의 매핑방법의 일례로 하고 있다. 예를 들어 도 24(A)와 같이 입력데이터가 「00」인 경우 I=1.0, Q=1.0이 출력되고, 이하 마찬가지로 입력데이터가 「01」인 경우 I=―1.0, Q=1.0이 출력되며…, 이 출력된다. 도 24(B)는 도 24(A)와는 다른 QPSK 변조의 IQ평면에서의 매핑방법의 예이며, 도 24(B)가 도 24(A)와 다른 점은 도 24(A)에서의 신호 점이 원점을 중심으로 회전시킴으로써 도 24(B)의 신호 점을 얻을 수 있다. 이와 같은 성상 회전(Constellation rotation)방법에 대해서는 비 특허문헌 9, 비 특허문헌 10에 기재되어 있으며, 또, 비 특허문헌 9, 비 특허문헌 10에 나타내고 있는 Cyclic Q Delay를 적용해도 좋다. 도 24와는 다른 예로, 도 25에 16QAM일 때의 IQ평면에서의 신호 점 배치를 나타내고 있고, 도 24(A)에 상당하는 예가 도 25 (A)이며, 도 24(B)에 상당하는 예가 도 25 (B)가 된다.

부호화부(302B)는 정보(데이터)(301B), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)(사용하는 오류정정방식, 부호화 율, 블록 길이의 정보가 포함되어 있으며, 프레임 구성신호(313)가 지정한 방식을 이용하게 된다. 또, 오류정정방식은 전환해도 좋다)에 따라, 예를 들어 돌림형 부호, LDPC 부호, 터보 부호 등의 오류정정부호화를 실시하고, 부호화 후의 데이터(303B)를 출력한다.

인터리버(304B)는 부호화 후의 데이터(303B), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 인터리브, 즉 순번의 재배열을 실행하고, 인터리브 후의 데이터(305B)를 출력한다(프레임 구성신호(313)에 의거하여 인터리브의 방법은 전환해도 좋다).

매핑부(306B)는 인터리브 후의 데이터(305B), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, QPSK(Quadrature　Phase　Shift　Keying), 16QAM(16　Quadrature　Amplitude　Modulation), 64QAM(64Quadrature　Amplitude　Modulation) 등의 변조를 시행하여 베이스밴드 신호(307B)를 출력한다. (프레임 구성신호(313)에 의거하여 변조방식은 전환해도 좋다)

가중합성정보 생성부(314)는 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여 프레임 구성신호(313)에 의거하는 가중합성방법에 관한 정보(315)를 출력한다. 또, 가중합성방법은 규칙적으로 가중합성방법이 전환되는 것이 특징이 된다.

가중 합성부(308A)는 베이스밴드 신호(307A), 베이스밴드 신호(307B), 가중합성방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 가중합성방법에 관한 정보(315)에 의거하여 베이스밴드 신호(307A) 및 베이스밴드 신호(307B)를 가중합성하며, 가중합성 후의 신호(309A)를 출력한다. 또, 가중합성의 방법의 상세에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.

무선부(310A)는 가중합성 후의 신호(309A)를 입력으로 하여, 직교 변조, 대역 제한, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 시행하여 송신신호(311A)를 출력하고, 송신신호(511A)는 안테나(312A)에서 전파로서 출력된다.

가중 합성부(308B)는 베이스밴드 신호(307A), 베이스밴드 신호(307B), 가중합성방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 가중합성방법에 관한 정보(315)에 의거하여 베이스밴드 신호(307A) 및 베이스밴드 신호(307B)를 가중합성하여 가중합성 후의 신호(309B)를 출력한다.

도 26에 가중 합성부의 구성을 나타낸다. 베이스밴드 신호(307A)는 w11(t)와 승산하여 w11(t), s1(t)를 생성하고, w21(t)와 승산하여 w21(t), s1(t)를 생성한다. 마찬가지로 베이스밴드 신호(307B)는 w12(t)와 승산하여 w12(t), s2(t)를 생성하고, w22(t)와 승산하여 w22(t), s2(t)를 생성한다. 다음에 z1(t)=w11(t), s1(t)＋w12(t), s2(t), z2(t)=w21(t), s1(t)＋w22(t), s2(t)를 얻는다.

또, 가중합성의 방법의 상세에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.

무선부(310B)는 가중합성 후의 신호(309B)를 입력으로 하여, 직교 변조, 대역 제한, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 시행하여 송신신호(311B)를 출력하고, 송신신호(511B)는 안테나(312B)에서 전파로서 출력된다.

도 4는 도 3과는 다른 송신장치(400)의 구성 예를 나타내고 있다. 도 4에서 도 3과 다른 부분에 대해 설명한다.

부호화부(402)는 정보(데이터)(401), 프레임 구성신호(313)을 입력으로 하여, 프레임 구성신호(313)에 의거하여 오류정정부호화를 실시하여 부호화 후의 데이터(402)를 출력한다.

분배부(404)는 부호화 후의 데이터(403)을 입력으로 하여, 데이터(403)을 분배하여 데이터(405A) 및 데이터(405B)를 출력한다. 또, 도 4에서는 부호화부가 하나인 경우를 기재하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 부호화부를 m(m은 1 이상의 정수)으로 하여, 각 부호화부에서 작성된 부호화 데이터를 분배부가 2계통의 데이터로 나누어서 출력하는 경우에 대해서도 본 발명은 마찬가지로 실시할 수 있다.

도 5는 본 실시형태에서의 송신장치의 시간 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 심벌(500_1)은 수신장치에 송신방법을 통지하기 위한 심벌이며, 예를 들어 데이터심벌을 전송하기 위해 이용하는 오류정정방식, 그 부호화 율 정보, 데이터심벌을 전송하기 위해 이용하는 변조방식의 정보 등을 전송한다.

심벌(501_1)은 송신장치가 송신하는 변조신호 z1(t)｛단, t는 시간｝의 채널 변동을 추정하기 위한 심벌이다. 심벌(502_1)은 변조신호 z1(t)가 (시간 축에서의)심벌번호 u에 송신하는 데이터심벌, 심벌(503_1)은 변조신호 z1(t)가 심벌번호 u＋1에 송신하는 데이터심벌이다.

심벌(501_2)은 송신장치가 송신하는 변조신호 z2(t)｛단, t는 시간｝의 채널 변동을 추정하기 위한 심벌이다. 심벌(502_2)은 변조신호 z2(t)가 심벌번호 u에 송신하는 데이터심벌, 심벌(503_2)은 변조신호 z2(t)가 심벌번호 u＋1에 송신하는 데이터심벌이다.

송신장치가 송신하는 변조신호 z1(t)와 변조신호 z2(t) 및 수신장치에서의 수신신호 r1(t), r2(t)의 관계에 대해 설명한다.

도 5에서 504＃1, 504＃2는 송신장치에서의 송신안테나, 505＃1, 505＃2는 수신장치에서의 수신안테나를 나타내고 있으며, 송신장치는 변조신호 z1(t)를 송신안테나 504＃1, 변조신호 z2(t)를 송신안테나 504＃2로 송신한다. 이때, 변조신호 z1(t) 및 변조신호 z2(t)는 동일(공통의) 주파수(대역)를 점유하고 있는 것으로 한다. 송신장치의 각 송신안테나와 수신장치의 각 안테나의 채널 변동을 각각 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)라 하고, 수신장치의 수신안테나 505＃1이 수신한 수신신호를 r1(t), 수신장치의 수신안테나 505＃2가 수신한 수신신호를 r2(t)라 하면 이하의 관계식이 성립한다.

도 6은 본 실시형태에서의 가중방법(weighting scheme, 프리코딩방법)에 관한 도면이며, 가중 합성부(600)는 도 3의 가중 합성부(308A와 308B)를 통합한 가중 합성부이다. 도 6에 나타내는 것과 같이 스트림 s1(t) 및 스트림 s2(t)는 도 3의 베이스밴드 신호(307A 및 307B)에 상당하는, 즉, QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조방식의 매핑에 따른 베이스밴드 신호 동상 I, 직교 Q 성분이 된다. 그리고, 도 6의 프레임 구성과 같이 스트림 s1(t)는 심벌번호 u의 신호를 s1(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s1(u＋1), …로 나타낸다. 마찬가지로 스트림 s2(t)는 심벌번호 u의 신호를 s2(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s2(u＋1), …로 나타낸다. 그리고 가중 합성부(600)는 도 3에서의 베이스밴드 신호(307A (s1(t)) 및 307B (s2(t))), 가중정보에 관한 정보(315)를 입력으로 하여 가중정보에 관한 정보(315)에 따른 가중방법을 시행해서 도 3의 가중합성 후의 신호(309A (z1(t)), 309B (z2(t)))를 출력한다. 이때, z1(t), z2(t)는 이하와 같이 나타내게 된다.

심벌번호 4i일 때(i는 0 이상의 정수로 한다) ：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 4i＋1일 때 ：

심벌번호 4i＋2 일 때 ：

심벌번호 4i＋3일 때 ：

이와 같이, 도 6의 가중 합성부는 4 슬롯 주기로 규칙적으로 프리코딩 웨이트를 전환하는 것으로 한다. (단, 여기에서는 4 슬롯으로 규칙적으로 프리코딩 웨이트를 전환하는 방식으로 하고 있으나, 규칙적으로 전환하는 슬롯 수는 4 슬롯으로 한정되는 것은 아니다)

그러나 비 특허문헌 4에서 슬롯마다 프리코딩 웨이트를 전환하는 것이 서술되어 있으며, 비 특허문헌 4에서는 프리코딩 웨이트를 랜덤으로 전환하는 것을 특징으로 하고 있다. 한편으로, 본 실시형태에서는 어느 주기를 마련하여 규칙적으로 프리코딩 웨이트를 전환하는 것을 특징으로 하고 있으며, 또, 4개의 프리코딩 웨이트로 구성되는 2행 2열의 프리코딩 웨이트 행렬에서 4개의 프리코딩 웨이트의 각 절댓값이 동일하며(1/sqrt(2)) 이 특징을 갖는 프리코딩 웨이트 행렬을 규칙적으로 전환하는 것을 특징으로 하고 있다.

LOS 환경에서는 특수한 프리코딩 행렬을 이용하면 수신품질이 크게 개선될 가능성이 있으나, 직접파의 상황에 따라 그 특수한 프리코딩 행렬은 다르다. 그러나 LOS 환경에는 어떤 규칙이 있으며, 이 규칙에 따라 특수한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하면 데이터의 수신품질이 크게 개선된다. 한편, 랜덤으로 프리코딩 행렬을 전환한 경우, 앞에서 설명한 특수한 프리코딩 행렬 이외의 프리코딩 행렬도 존재하게 될 가능성, 또, LOS 환경에는 적합하지 않은 치우친 프리코딩 행렬만으로 프리코딩을 실행할 가능성도 존재하며, 이에 의해 반드시 LOS 환경에서 양호한 수신품질을 얻을 수 있다고는 할 수 없다. 따라서 LOS 환경에 적합한 프리코딩 전환방법을 실현할 필요가 있으며, 본 발명은 그에 관한 프리코딩방법을 제안하고 있다.

도 7은 본 실시형태에서의 수신장치(700)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 무선부(703_X)는 안테나(701_X)에서 수신된 수신신호(702_X)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 직교 복조 등의 처리를 시행하여 베이스밴드 신호(704_X)를 출력한다.

송신장치에서 송신된 변조신호 z1에서의 채널변동 추정부(705_1)는 베이스밴드 신호(704_X)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501_1)을 추출해서 식 (36)의 h11에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(706_1)를 출력한다.

송신장치에서 송신된 변조신호 z2에서의 채널변동 추정부(705_2)는 베이스밴드 신호(704_X)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501_2)을 추출해서 식 (36)의 h12에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(706_2)를 출력한다.

무선부(703_Y)는 안테나(701_Y)에서 수신된 수신신호(702_Y)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 직교 복조 등의 처리를 시행하여 베이스밴드 신호(704_Y)를 출력한다.

송신장치에서 송신된 변조신호 z1에서의 채널변동 추정부(707_1)는 베이스밴드 신호(704_Y)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501_1)을 추출해서 식 (36)의 h21에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호 (708_1)를 출력한다.

송신장치에서 송신된 변조신호 z2에서의 채널변동 추정부(707_2)는 베이스밴드 신호(704_Y)를 입력으로 하여, 도 5에서의 채널 추정용의 레퍼런스 심벌(501_2)을 추출해서 식 (36)의 h22에 상당하는 값을 추정하여 채널추정신호(708_2)를 출력한다.

제어정보 복호부(709)는 베이스밴드 신호(704_X 및 704_Y)를 입력으로 하여, 도 5의 송신방법을 통지하기 위한 심벌(500_1)을 검출하여, 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 출력한다.

신호처리부(711)는 베이스밴드 신호(704_X, 704_Y), 채널추정신호(706_1, 706_2, 708_1, 708_2) 및 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 입력으로 해서 검파, 복호를 실시하여 수신데이터(712_1 및 712_2)를 출력한다.

다음에, 도 7의 신호처리부(711)의 동작에 대해 상세하게 설명한다. 도 8은 본 실시형태에서의 신호처리부(711)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 8은 주로 INNER　MIMO 검파부와 Soft-in/Soft-out 디코더, 가중계수 생성부로 구성되어 있다. 이 구성에서의 반복 복호의 방법에 대해서는 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에서 상세히 기술되고 있으나, 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 기재되어 있는 MIMO 전송방식은 공간 다중 MIMO 전송방식이지만, 본 실시형태에서의 전송방식은 시간과 함께 프리코딩 웨이트를 변경하는 MIMO 전송방식이라는 점이 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3과 다른 점이다. 식 (36)에서의 (채널)행렬을 H(t), 도 6에서의 프리코딩 웨이트 행렬을 W(t)(단, t에 의해 프리코딩 웨이트 행렬은 변화한다), 수신 벡터를 R(t)=(r1(t), r2(t))^T, 스트림 벡터 S(t)=(s1(t), s2(t))^T로 하면 이하의 관계식이 성립한다.

이때, 수신장치는 H(t)W(t)를 채널행렬이라고 생각함으로써 수신 벡터를 R(t)에 대해서 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3의 복호방법을 적용할 수 있다.

따라서 도 8의 가중계수 생성부(819)는 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(818)(도 7의 710에 상당)를 입력으로 하여, 가중계수의 정보에 관한 신호(820)을 출력한다.

INNNER　MIMO 검파부(803)는 가중계수의 정보에 관한 신호(820)를 입력으로 하여, 이 신호를 이용해서 식 (41)의 연산을 실행하게 된다. 그리고 반복 검파·복호를 실행하게 되나, 그 동작에 대해 설명한다.

도 8의 신호처리부에서는 반복 복호(반복 검파)를 실행하기 위해 도 10에 나타내는 것과 같은 처리방법을 실행할 필요가 있다. 처음에, 변조신호(스트림) s1의 1 부호어(또는 1 프레임) 및 변조신호(스트림) s2의 1 부호어(또는 1 프레임)의 복호를 실행한다. 그 결과, Soft-in/Soft-out 디코더로부터 변조신호(스트림) s1의 1 부호어(또는 1 프레임) 및 변조신호(스트림) s2의 1 부호어(또는 1 프레임)의 각 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 얻을 수 있다. 그리고 그 LLR를 이용하여 재차 검파·복호가 실행된다. 이 조작이 복수 회 실행된다(이 조작을 반복 복호(반복 검파)라고 한다). 이하에서는 1 프레임에서의 특정의 시간의 심벌의 대수 우도 비(LLR)의 작성방법을 중심으로 설명한다.

도 8에서 기억부(815)는 베이스밴드 신호(801X)(도 7의 베이스밴드 신호(704_X)에 상당한다), 채널추정신호 군(802X)(도 7의 채널추정신호(706_1, 706_2)에 상당한다), 베이스밴드 신호(801Y)(도 7의 베이스밴드 신호(704_Y)에 상당한다), 채널추정신호 군(802Y)(도 7의 채널추정신호(708_1, 708_2)에 상당한다)을 입력으로 하여, 반복 복호(반복 검파)를 실현하기 위해 식 (41)에서의 H(t)W(t)를 실행(산출)하고, 산출한 행렬을 변형 채널신호 군으로서 기억한다. 그리고 기억부(815)는 필요할 때에 상기 신호를 베이스밴드 신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드 신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y)으로서 출력한다.

그 후의 동작에 대해서는 초기 검파의 경우와 반복 복호(반복 검파)의 경우를 나누어서 설명한다.

＜초기 검파의 경우＞

INNER　MIMO 검파부(803)는 베이스밴드 신호(801X), 채널추정신호 군(802X), 베이스밴드 신호(801Y), 채널추정신호 군(802Y)을 입력으로 한다. 여기에서는 변조신호(스트림) s1, 변조신호(스트림) s2의 변조방식을 16QAM으로 하여 설명한다.

INNER MIMO 검파부(803)는 먼저, 채널추정신호 군(802X), 채널추정신호 군(802Y)으로부터 H(t)W(t)를 실행하여 베이스밴드 신호(801X)에 대응하는 후보신호 점을 구한다. 그때의 모습을 도 11에 나타낸다. 도 11에서 ●(검은 원)은 IQ평면에서의 후보신호 점이며, 변조방식이 16QAM이므로 후보신호 점은 256개가 존재한다(단, 도 11에서는 이미지 도를 나타내고 있으므로 256개의 후보신호 점은 나타내고 있지 않다). 여기서, 변조신호 s1로 전송하는 4 비트를 b0, b1, b2, b3, 변조신호 s2로 전송하는 4 비트를 b4, b5, b6, b7로 하면 도 11에서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점이 존재하게 된다. 그리고 수신신호 점(1101)(베이스밴드 신호(801X)에 상당한다)과 후보신호 점 각각과의 2승 유클리드 거리(squared Euclidian distance)를 구한다. 그리고 각각의 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산 σ²로 나눈다. 따라서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점과 수신신호 점 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산으로 나눈 값을 E_X(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)가 구하게 된다

마찬가지로, 채널추정신호 군(802X), 채널추정신호 군(802Y)으로부터 H(t)W(t)를 실행하여 베이스밴드 신호(801Y)에 대응하는 후보신호 점을 구하여 수신신호 점(베이스밴드 신호(801Y)에 상당한다)과의 2승 유클리드 거리를 구하고, 이 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산 σ²로 나눈다. 따라서 (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)에 대응하는 후보신호 점과 수신신호 점 2승 유클리드 거리를 노이즈의 분산으로 나눈 값을 E_Y(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)가 구하게 된다.

그리고 E_X(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) ＋ E_Y(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) = E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 구한다.

INNER　MIMO 검파부(803)는 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 신호 (804)라 출력한다.

대수 우도 산출부(805A)는 신호(804)를 입력으로 해서 비트 b0, b1, b2, b3의 대수 우도(Log　Likelihood)를 산출하여, 대수 우도 신호(806A)를 출력한다. 단, 대수 우도의 산출에서는 “1”일 때의 대수 우도 및“0”일 때의 대수 우도가 산출된다. 그 산출방법은 식 (28), 식 (29), 식 (30)에 나타낸 것과 같으며, 상세에 대해서는 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 나타내고 있다.

마찬가지로, 대수 우도 산출부(805B)는 신호(804)를 입력으로 해서 비트 b4, b5, b6, b7의 대수 우도를 산출하여, 대수 우도 신호(806B)를 출력한다.

디 인터리버(De-Interleaver)(807A)는 대수 우도 신호(806A)를 입력으로 해서 인터리버(도 3의 인터리버(304A))에 대응하는 디 인터리브(De-Interleave)를 실행하여 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808A)를 출력한다.

마찬가지로, 디 인터리버(807B)는 대수 우도 신호(806B)를 입력으로 해서 인터리버(도 3의 인터리버(304B))에 대응하는 디 인터리브를 실행하여 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808B)를 출력한다.

대수 우도 비 산출부(809A)는 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808A)를 입력으로 해서 도 3의 부호화기(302A)에서 부호화된 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 산출하여 대수 우도 비 신호(810A)를 출력한다.

마찬가지로, 대수 우도 비 산출부(809B)는 디 인터리브 후의 대수 우도 신호(808B)를 입력으로 해서 도 3의 부호화기(302B)에서 부호화된 비트의 대수 우도 비(LLR：Log-Likelihood　Ratio)를 산출하여 대수 우도 비 신호(810B)를 출력한다.

Soft-in/Soft-out 디코더(811A)는 대수 우도 비 신호(810A)를 입력으로 하여 복호를 실시해서 복호 후의 대수 우도 비(812A)를 출력한다.

마찬가지로, Soft-in/Soft-out 디코더(811B)는 대수 우도 비 신호(810B)를 입력으로 하여 복호를 실시해서 복호 후의 대수 우도 비(812B)를 출력한다.

＜반복 복호(반복 검파)의 경우, 반복 횟수 k＞

인터리버(813A)는 k-1회째의 Soft-in/Soft-out 디코드에서 얻은 복호 후의 대수 우도 비(812A)를 입력으로 해서 인터리브를 실행하여 인터리브 후의 대수 우도 비(814A)를 출력한다. 이때, 인터리브(813A)의 인터리브의 패턴은 도 3의 인터리버(304A)의 인터리브 패턴과 같다.

인터리버(813 B)는 k-1회째의 Soft-in/Soft-out 디코드에서 얻은 복호 후의 대수 우도 비(812B)를 입력으로 하여 인터리브를 실시해서 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 출력한다. 이때, 인터리브(813B)의 인터리브의 패턴은 도 3의 인터리버(304B)의 인터리브 패턴과 같다.

INNER　MIMO 검파부(803)는 베이스밴드 신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드 신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y), 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비 (814B)를 입력으로 한다. 여기서, 베이스밴드 신호(801X), 채널추정신호 군(802X), 베이스밴드 신호(801Y), 채널추정신호 군(802Y)이 아니라, 베이스밴드 신호(816X), 변형 채널추정신호 군(817X), 베이스밴드 신호(816Y), 변형 채널추정신호 군(817Y)을 이용하고 있는 이유는 반복 복호이므로 지연시간이 발생하고 있기 때문이다.

INNER　MIMO 검파부(803)의 반복 복호 시의 동작과 초기 검파시의 동작의 차이점은 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(814B)를 신호처리 시에 이용하고 있는 점이다. INNNER　MIMO 검파부(803)는 먼저, 초기 검파 때와 마찬가지로 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)를 구한다. 또, 인터리브 후의 대수 우도 비(814A), 인터리브 후의 대수 우도 비(914B)라부터 식 (11), 식 (32)에 상당하는 계수를 구한다. 그리고 E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)의 값을 구한 계수를 이용하여 보정 하여 그 값을 E＇(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7)라 하여 신호(804)라서 출력한다.

대수 우도 산출부(805A)는 신호(804)를 입력으로 하여 비트 b0, b1, b2, b3의 대수 우도(Log　Likelihood)를 산출해서 대수 우도 신호(806A)를 출력한다. 단, 대수 우도의 산출에서는 “1”일 때의 대수 우도 및“0”일 때의 대수 우도가 산출된다. 그 산출방법은 식 (31), 식 (수학식 32), 식 (33), 식 (34), 식 (35)에 나타낸 것과 같으며 비 특허문헌 2, 비 특허문헌 3에 나타내고 있다.

마찬가지로, 대수 우도 산출부(805B)는 신호(804)를 입력으로 하여 비트 b4, b5, b6, b7의 대수 우도를 산출해서 대수 우도 신호(806B)를 출력한다. 디 인터리버 이후의 동작은 초기 검파와 동일하다.

또, 도 8에서는 반복 검파를 실행하는 경우의 신호처리부의 구성에 대해서 나타내었으나, 반복 검파는 반드시 양호한 수신품질을 얻는데 있어서 필수의 구성은 아니며, 반복 검파 만에 필요로 하는 구성 부분으로, 인터리버(813A, 813B)를 갖지 않은 구성이라도 좋다. 이때, INNNER　MIMO 검파부(803)는 반복적인 검파를 실행하지 않게 된다.

그리고 본 실시형태에서 중요한 부분은 H(t)W(t)의 연산을 실행하는 것이다. 또, 비 특허문헌 5 등에 나타내고 있는 것과 같이, QR분해를 이용하여 초기 검파, 반복 검파를 실행해도 좋다.

또, 비 특허문헌 11에 나타내고 있는 것과 같이, H(t)W(t)에 의거하여 MMSE(Minimum Mean Square Error), ZF(Zero Forcing)의 선형연산을 실행하여 초기 검파를 실행해도 좋다.

도 9는 도 8과 다른 신호처리부의 구성이며, 도 4의 송신장치가 송신한 변조신호를 위한 신호처리부이다. 도 8과 다른 점은 Soft-in/Soft-out 디코더의 수이며, Soft-in/Soft-out 디코더(901)는 대수 우도 비 신호(810A, 810B)를 입력으로 하여 복호를 실행해서 복호 후의 대수 우도 비(902)를 출력한다. 분배부(903)는 복호 후의 대수 우도 비(902)를 입력으로 하여 분배를 실행한다. 그 이외의 부분에 대해서는 도 8과 동일한 동작이 된다.

도 12에 도 29일 때와 같은 조건에서 전송방식을 본 실시형태의 프리코딩 웨이트를 이용한 송신방법으로 한 때의 BER 특성을 나타낸다. 도 12의 (A)는 반복 검파를 실행하지 않는 Max-log-APP(비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2 참조)(APP：a　posterior　probability)의 BER 특성, 도 12의 (B)는 반복 검파를 실행한 Max-log-APP(비 특허문헌 1, 비 특허문헌 2 참조)(반복 횟수 5회)의 BER 특성을 나타내고 있다. 도 12와 도 29를 비교하면, 본 실시형태의 송신방법을 이용하면 라이시안 팩터가 클 때의 BER 특성이 공간 다중 MIMO 전송을 이용한 때의 BER 특성보다 크게 개선되고 있다는 것을 알 수 있으며, 본 실시형태의 방식의 유효성을 확인할 수 있다.

이상과 같이, 본 실시형태와 같이 MIMO 전송시스템의 송신장치가 복수 안테나로부터 복수의 변조신호를 송신할 때, 시간과 함께 프리코딩 웨이트를 전환하는 동시에, 전환을 규칙적으로 실시함으로써, 직접파가 지배적인 LOS 환경에 있어서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 전송 품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에서, 특히 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 마찬가지로 실행할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다. 또, 본 실시형태에서는 특히 LDPC 부호를 예로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 또, 복호방법에 대해서도 Soft-in/Soft-out 디코더로 하여 sum-product 복호를 예로 한정되는 것은 아니며, 다른 Soft-in/Soft-out의 복호방법, 예를 들어 BCJR 알고리즘, SOVA 알고리즘, Msx-log-MAP 알고리즘 등이 있다. 상세에 대해서는 비 특허문헌 6에 기재되어 있다.

또, 본 실시형태에서는 싱글 캐리어 방식을 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 멀티 캐리어 전송을 실행한 경우에서도 마찬가지로 실행할 수 있다. 따라서 예를 들어 스펙트럼 확산 통신방식, OFDM(Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, SC-FDMA(Single　Carrier　Frequency　Diｖision　Multiple　Access), SC-OFDM(Single　Carrier　Orthogonal　Frequency-Diｖision　Multiplexing) 방식, 비 특허문헌 7 등에서 나타내고 있는 웨이브릿 OFDM 방식 등을 이용한 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리앰블, 유니크 워드 등), 제어정보의 전송용 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.

이하에서는 멀티캐리어 방식의 일례로서 OFDM 방식을 이용한 때의 예를 설명한다.

도 13은 OFDM 방식을 이용한 때의 송신장치의 구성을 나타내고 있다. 도 13에서 도 3과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다.

OFDM 방식관련 처리부(1301A)는 가중 후의 신호(309A)를 입력으로 하여 OFDM 방식 관련의 처리를 해서 송신신호(1302A)를 출력한다. 마찬가지로, OFDM 방식관련 처리부(1301B)는 가중 후의 신호(309B)를 입력으로 하여 송신신호 (1302B)를 출력한다.

도 14는 도 13의 OFDM 방식관련 처리부(1301A, 1301B) 이후의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 13의 1301A에서 312A에 관련하는 부분이 1401A에서 1410A이고, 1301B에서 312B에 관련하는 부분이 1401B에서 1410B이다.

직병렬(Serial/Parallel) 변환부(1402A)는 가중 후의 신호(1401A)(도 13의 가중 후의 신호(309A)에 상당한다)에 직병렬(Serial/Parallel) 변환을 실행하여 병렬신호(1403A)를 출력한다.

재배열부(1404A)는 병렬신호(1403A)를 입력으로 하여 재배열을 실행해서 재배열 후의 신호(1405A)를 출력한다. 또, 재배열에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.

역 고속 푸리에 변환부(1406A)는 재배열 후의 신호(1405A)를 입력으로 하여 역 고속 푸리에변환을 실행하여 역 푸리에변환 후의 신호(1407A)를 출력한다.

무선부(1408A)는 역 푸리에변환 후의 신호(1407A)를 입력으로 하여 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실행하여 변조신호(1409A)를 출력하며, 변조신호(1409A)는 안테나(1410A)라부터 전파로서 출력된다.

직병렬(Serial/Parallel) 변환부(1402B)는 가중 후의 신호(1401B)(도 13의 가중 후의 신호(309B)에 상당한다)에 직병렬(Serial/Parallel)변환을 실행하여 병렬신호(1403B)를 출력한다.

재배열부(1404B)는 병렬신호(1403B)를 입력으로 하여 재배열을 실행하여 재배열 후의 신호(1405B)를 출력한다. 또, 재배열에 대해서는 후에 상세하게 설명한다.

역 고속 푸리에 변환부(1406B)는 재배열 후의 신호(1405B)를 입력으로 하여 역고속 푸리에 변환을 실행하여 역 푸리에변환 후의 신호(1407B)를 출력한다.

무선부(1408B)는 역 푸리에변환 후의 신호(1407B)를 입력으로 하여 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 실행하여 변조신호(1409B)를 출력하며, 변조신호(1409B)는 안테나(1410B)에서 전파로서 출력된다.

도 3의 송신장치에서는 멀티 캐리어를 이용한 전송방식이 아니므로, 도 6과 같이 4 주기가 되도록 프리코딩을 전환하여 프리코딩 후의 심벌을 시간 축 방향으로 배치하고 있다. 도 13에 나타내는 것과 같은 OFDM 방식과 동일한 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있는 경우, 당연히, 도 3과 같이 프리코딩 후의 심벌을 시간 축 방향으로 배치하고 그것을 각 (서브)캐리어마다 실행하는 방식이 생각되나, 멀티 캐리어 전송방식의 경우, 주파수 축 방향 또는 주파수 축·시간 축 양자를 이용하여 배치하는 방법이 고려된다. 이후에서는 이 점에 대해 설명한다.

도 15는 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 14의 재배열부(1401A, 1401B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 주파수 축은 (서브)캐리어 0에서 (서브)캐리어 9로 구성되어 있고, 변조신호 z1과 z2는 동일 시각(시간)에 동일한 주파수대역을 사용하고 있으며, 도 15 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 15 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 직병렬(Serial/Parallel) 변환부(1402A)가 입력으로 하는 가중 후의 신호(1401A)의 심벌에 대해 순번으로 ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, …로 번호를 부여한다. 이때, 도 15 (a)와 같이 심벌 ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, …를 캐리어 0에서부터 차례로 배치하고, 심벌 ＃1에서 ＃9를 시각 ＄1에 배치하며, 그 후, 심벌 ＃10에서 ＃19를 시각 ＄2에 배치하는 것과 같이 규칙적으로 배치하는 것으로 한다.

마찬가지로 직병렬(Serial/Parallel) 변환부(1402B)가 입력으로 하는 가중 후의 신호(1401B)의 심벌에 대해 순번으로 ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, …라는 번호를 부여한다. 이때, 도 15 (b)와 같이 심벌 ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, …를 캐리어 0부터 순번으로 배치하고, 심벌 ＃1에서 ＃9를 시각 ＄1에 배치하며, 그 후, 심벌 ＃10에서 ＃19를 시각 ＄2에 배치하는 것과 같이 규칙적으로 배치하는 것으로 한다.

그리고 도 15에 나타내는 심벌 군(1501), 심벌 군(1502)은 도 6이 나타내는 프리코딩 웨이트 전환방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이며, 심벌 ＃0은 도 6의 슬롯 4i의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃1은 도 6의 슬롯 4i ＋ 1의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃2는 도 6의 슬롯 4i ＋ 2의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃3은 도 6의 슬롯 4i ＋ 3의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이다. 따라서 심벌 ＃x에서 x　mod　4가 0일 때 심벌 ＃x는 도 6의 슬롯 4i의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, x　mod　4가 1일 때 심벌 ＃x는 도 6의 슬롯 4i ＋ 1의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, x　mod　4가 2일 때 심벌 ＃x는 도 6의 슬롯 4i ＋ 2의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, x　mod　4가 3일 때 심벌 ＃x는 도 6의 슬롯 4i ＋ 3의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이다.

이와 같이, OFDM 방식 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 경우 싱글 캐리어 전송일 때와는 달리, 심벌을 주파수 축 방향으로 배열할 수 있다는 특징을 가지게 된다. 그리고 심벌의 배열방법에 대해서는 도 15와 같은 배열방법에 한정되는 것은 아니다. 다른 예에 대해서 도 16, 도 17을 이용하여 설명한다.

도 16은 도 15와는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 14의 재배열부(1401A, 1401B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 16 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 16 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 16 (A), (B)가 도 15와 다른 점은 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법과 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법이 다른 점이며, 도 16 (B)에서는 심벌 ＃0부터 ＃5를 캐리어 4부터 캐리어 9에 배치하고, 심벌 ＃6에서부터 ＃9를 캐리어 0에서부터 3으로 배치하며, 그 후, 동일한 규칙으로 심벌 ＃10에서 ＃19를 각 캐리어에 배치한다. 이때, 도 15와 마찬가지로, 도 16에 나타내는 심벌 군(1601), 심벌 군(1602)은 도 6이 나타내는 프리코딩 웨이트 전환방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이다.

도 17은 도 15와 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 14의 재배열부(1401A, 1401B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 17 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 17 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 17 (A), (B)가 도 15와 다른 점은 도 15에서는 심벌을 캐리어에 차례대로 배치하고 있는 것에 대해, 도 17에서는 심벌을 캐리어에 순서대로 배치하고 있지 않은 점이다. 당연하나, 도 17에서 도 16과 마찬가지로 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법과 변조신호 z2의 재배열방법을 다르게 해도 좋다.

도 18은 도 15 ~ 17과는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 14의 재배열부(1401A, 1401B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 18 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 18 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 15 ~ 17에서는 심벌을 주파수 축 방향으로 배열하고 있으나, 도 18에서는 심벌을 주파수, 시간 축의 양자를 이용하여 배치하고 있다.

도 6에서는 프리코딩 웨이트의 변환을 4 슬롯으로 전환하는 경우의 예를 설명하였으나, 여기에서는 8 슬롯으로 전환하는 경우를 예로 설명한다. 도 18에 나타내는 심벌 군(1801), 심벌 군(1802)은 프리코딩 웨이트 전환방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌(따라서 8심벌)이고, 심벌 ＃0은 슬롯 8i의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃1은 슬롯 8i＋1의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃2는 슬롯 8i＋2의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃3은 슬롯 8i＋3의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃4는 슬롯 8i＋4의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃5는 슬롯 8i＋5의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, 심벌 ＃6은 슬롯 8i＋6의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, 심벌 ＃7은 슬롯 8i＋7의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이다. 따라서 심벌 ＃x에서 x mod 8이 0일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, x mod 8이 1일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋1의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, x mod 8이 2일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋2의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, x mod 8이 3일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋3의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, x mod 8이 4일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋4의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, x mod 8이 5일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋5의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이며, x mod 8이 6일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋6의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이고, x mod 8이 7일 때 심벌 ＃x는 슬롯 8i＋7의 프리코딩 웨이트를 이용한 때의 심벌이다. 도 18의 심벌의 배열방법에서는 시간 축 방향으로 4 슬롯, 주파수 축 방향으로 2 슬롯의 합계 4×2=8 슬롯을 이용하여 1주기 분의 심벌을 배치하고 있으나, 이때, 1주기 분의 심벌의 수를 m×n심벌(즉, 프리코딩 웨이트는 m×n종류 존재한다), 1주기 분의 심벌을 배치하는데 사용하는 주파수 축 방향의 슬롯(캐리어 수)을 n, 시간 축 방향으로 사용하는 슬롯을 m으로 하면 m＞n으로 하면 좋다. 이는 직접파의 위상은 시간 축 방향의 변동은 주파수 축 방향의 변동에 비하여 완만하다. 따라서 정상적인 직접파의 영향을 작게 하기 위해 본 실시형태의 프리코딩 웨이트 변경을 실행하므로, 프리코딩 웨이트의 전환을 실행하는 주기에서는 직접파의 변동을 작게 하고자 한다. 따라서 m＞n으로 하면 좋다. 또, 이상의 점을 고려하면, 주파수 축 방향만 또는 시간 축 방향으로만 심벌을 재배열하는 것보다, 도 18과 같이 주파수 축과 시간 축의 양자를 이용하여 재배열을 실행하는 편이 직접파는 정상적이 될 가능성이 크고, 본 발명의 효과를 얻기 쉽다는 효과를 얻을 수 있다. 단, 주파수 축 방향으로 배열하면 주파수 축의 변동이 급격하므로, 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻을 수 있을 가능성이 있으므로, 반드시 주파수 축과 시간 축 양자를 이용하여 재배열을 실행하는 방법이 최적의 방법이라고는 할 수 없다.

도 19는 도 18과는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 14의 재배열부(1401A, 1401B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있으며, 도 19 (A)는 변조신호 z1의 심벌의 재배열방법, 도 19 (B)는 변조신호 z2의 심벌의 재배열방법을 나타내고 있다. 도 19는 도 18과 마찬가지로 심벌을 주파수, 시간 축의 양자를 이용하여 배치하고 있으나, 도 18과 다른 점은, 도 18에서는 주파수 방향을 우선하고, 그 후, 시간 축 방향으로 심벌을 배치하고 있는데 반해, 도 19에서는 시간 축 방향을 우선하고, 그 후, 시간 축 방향으로 심벌을 배치하고 있는 점이다. 도 19에서 심벌 군(1901), 심벌 군(1902)은 프리코딩 전환방법을 이용한 때의 1주기 분의 심벌이다.

또, 도 18, 도 19에서는 도 16과 마찬가지로 변조신호 z1의 심벌의 배치방법과 변조신호 z2의 심벌 배치방법이 다르게 배치해도 마찬가지로 실시할 수 있으며, 또, 높은 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 또, 도 18, 도 19에서 도 17과 마찬가지로 심벌을 차례로 배치하고 있지 않아도 마찬가지로 실시할 수 있으며 또, 높은 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.

도 27은 상기와는 다른 가로축 주파수, 세로축 시간에서의 도 14의 재배열부(1401A, 140B)에서의 심벌의 재배열방법의 일례를 나타내고 있다. 식 (37) ~ 식 (40)과 같은 4 슬롯을 이용하여 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우를 생각한다. 도 27에서 특징적인 점은 주파수 축 방향으로 심벌을 차례로 배열하고 있으나, 시간 축 방향으로 진행한 경우, 사이클릭에 n(도 27의 예에서는 n=1) 심벌 사이클릭 시프트(Cyclic Shift) 시키고 있는 점이다. 도 27에서의 주파수 축 방향의 심벌 군(2710)에 나타낸 4 심벌에 있어서 식 (37) ~ 식 (40)의 프리코딩 행렬의 전환을 실행하는 것으로 한다.

이때, ＃0의 심벌에서는 식 (37)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃1에서는 식 (38)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃2에서는 식 (39)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃3에서는 식 (40)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.

주파수 축 방향의 심벌 군(2720)에 대해서도 동일하게 ＃4의 심벌에서는 식 (37)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃5에서는 식 (38)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃6에서는 식 (39)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃7에서는 식 (40)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.

시간 ＄1의 심벌에서 상기와 같은 프리코딩 행렬의 전환을 실행하였으나, 시간 축 방향에서 사이클릭 시프트(Cyclic Shift)를 하고 있으므로, 심벌 군 (2701, 2702, 2703, 2704)에 대해서는 이하와 같이 프리코딩 행렬의 전환을 실행하게 된다.

시간 축 방향의 심벌 군(2701)에서는 ＃0의 심벌에서는 식 (37)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃9에서는 식 (38)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃18에서는 식 (39)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃27에서는 식 (40)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.

　시간 축 방향의 심벌 군(2702)에서는 ＃28의 심벌에서는 식 (37)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃1에서는 식 (38)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃10에서는 식 (39)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃19에서는 식 (40)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.

시간 축 방향의 심벌 군(2703)에서는 ＃20의 심벌에서는 식 (37)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃29에서는 식 (38)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃1에서는 식 (39)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃10에서는 식 (40)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.

시간 축 방향의 심벌 군(2704)에서는 ＃12의 심벌에서는 식 (37)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃21에서는 식 (38)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃30에서는 식 (39)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩, ＃3에서는 식 (40)의 프리코딩 행렬을 이용한 프리코딩을 실행하는 것으로 한다.

도 27에서의 특징은 예를 들어 ＃11의 심벌에 주목한 경우, 동일 시각의 주파수 축 방향의 좌우 양쪽 이웃의 심벌(＃10과 ＃12)은 모두 ＃11과는 다른 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 실행하고 있는 것과 동시에, ＃11의 심벌의 동일 캐리어의 시간 축 방향의 좌우 양쪽 이웃의 심벌(＃2과 ＃20)은 모두 ＃11과는 다른 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 실행하고 있는 것이다. 그리고 이는 ＃11의 심벌에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향 및 시간 축 방향 모두 좌우 양쪽 이웃에 심벌이 존재하는 심벌 모두에 있어서 ＃11의 심벌과 같은 특징을 가지게 된다. 이에 의해 효과적으로 프리코딩 행렬을 전환하고 있게 되며, 직접파의 정상적인 상황에 대한 영향을 받기 힘들어지므로 데이터의 수신품질이 개선될 가능성이 커진다.

도 27에서는 n=1로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, n=3으로 해도 동일하게 실행할 수 있다. 또, 도 27에서는 주파수 축에 심벌을 배열하고, 시간이 축 방향으로 진행하는 경우, 심벌의 배치의 순번을 사이클릭 시프트(Cyclic Shift) 한다는 특징을 가지게 함으로써 상기 특징을 실현했으나, 심벌을 랜덤(규칙적이라도 좋다)하게 배치함으로써 상기 특징을 실현하는 것과 같은방법도 있다.

(실시형태 2)

실시형태 1에서는 도 6에 나타내는 것과 같은 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 경우에 대해 설명하였으나, 본 실시형태에서는 도 6의 프리코딩 웨이트와는 다른 구체적인 프리코딩 웨이트의 설계방법에 대해 설명한다.

도 6에서는 식 (37) ~ 식 (40)의 프리코딩 웨이트를 전환하는 방법을 설명했다. 이를 일반화한 경우 프리코딩 웨이트는 이하와 같이 변경할 수 있다(단, 프리코딩 웨이트의 변환 주기는 4로 하고, 식 (37) ~ 식 (40)과 같은 기재를 실시한다).

심벌번호 4i일 때(i는 0 이상의 정수로 한다) ：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 4i＋1일 때 ：

심벌번호 4i＋2일 때 ：

심벌번호 4i＋3일 때 ：

그리고 식 (36) 및 식 (41)에서 수신 벡터 R(t)=(r1(t), r2(t))^T를 이하와 같이 나타낼 수 있다.

심벌번호 4i일 때 ：

심벌번호 4i＋1일 때 ：

심벌번호 4i＋2일 때：

심벌번호 4i＋3일 때：

이때, 채널 요소 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)에서 직접파의 성분밖에 존재하지 않는다고 가정하고, 그 직접파의 성분의 진폭성분은 모두 동일하며, 또, 시간에 있어서 변동이 일어나지 않는 것으로 한다. 그러면, 식 (46) ~ 식 (49)은 이하와 같이 나타낼 수 있다.

심벌번호 4i일 때：

심벌번호 4i＋1일 때：

심벌번호 4i＋2일 때：

심벌번호 4i＋3일 때：

단, 식 (50) ~ 식 (53)에서 A는 양수이며, q는 복소수인 것으로 한다. 이 A 및 q의 값은 송신장치와 수신장치의 위치관계에 따라서 정하게 된다. 그리고 식 (50) ~ 식 (53)을 이하와 같이 나타내는 것으로 한다.

심벌번호 4i일 때：

심벌번호 4i＋1일 때：

심벌번호 4i＋2일 때：

심벌번호 4i＋3일 때：

그러면, q를 이하와 같이 나타내게 될 때, r1, r2에 s1 또는 s2의 어느 일방에 의거하는 신호 성분이 포함되지 않게 되므로, s1, s2의 어느 일방의 신호를 얻을 수 없게 된다.

심벌번호 4i일 때：

심벌번호 4i＋1일 때：

심벌번호 4i＋2일 때：

심벌번호 4i＋3일 때：

이때, 심벌번호 4i, 4i＋1, 4i＋2, 4i＋3에서 q가 동일한 값을 가지면 직접파의 채널 요소는 큰 변동이 없으므로, q의 값이 상기의 동일 값과 동일한 채널 요소를 가지는 수신장치는 어느 심벌번호에서도 양호한 수신품질을 얻을 수 없게 되므로, 오류정정부호를 도입해도 오류정정능력을 얻기가 어렵다. 따라서 q가 동일한 값을 갖지 않기 위해서는 q의 2개의 답 중 δ를 포함하지 않는 쪽의 답에 주목하면 식 (58) ~ 식 (61)에서 이하의 조건이 필요하게 된다.

(x는 0, 1, 2, 3이고, y는 0, 1, 2, 3이며, x≠y이다)

조건 ＃1을 만족시키는 예로,

(예 ＃1)

＜1＞　θ₁₁(4i)=θ₁₁(4i＋1)=θ₁₁(4i＋2)=θ₁₁(4i＋3)=0 라디안으로 하고,

＜2＞　θ₂₁(4i)=0 라디안

＜3＞　θ₂₁(4i＋1)=π／2 라디안

＜4＞　θ₂₁(4i＋2)=π 라디안

＜5＞　θ₂₁(4i＋3)=3π／2 라디안으로 설정하는 방법이 고려된다(상기는 예이며, (θ₂₁(4i), θ₂₁(4i＋1), θ₂₁(4i＋2), θ₂₁(4i＋3))세트에는 0 라디안, π／2 라디안, π 라디안, 3π／2 라디안이 한 개씩 존재하면 좋다). 이때, 특히 ＜1＞의 조건이 있으면 베이스밴드 신호 S1(t)에 대해 신호처리(회전처리)를 할 필요가 없으므로, 회로 규모의 삭감을 도모할 수 있다는 이점이 있다.

다른 예로,

(예 ＃2)

＜6＞　θ₁₁(4i)=0 라디안

＜7＞　θ₁₁(4i＋1)=π／2 라디안

＜8＞　θ₁₁(4i＋2)=π 라디안

＜9＞　θ₁₁(4i＋3)=3π／2 라디안으로 하고,

＜10＞　θ₂₁(4i)=θ₂₁(4i＋1)=θ₂₁(4i＋2)=θ₂₁(4i＋3)=0 라디안으로 설정하는 방법도 고려할 수 있다(상기는 예이며, (θ₁₁(4i), θ₁₁(4i＋1), θ₁₁(4i＋2), θ₁₁(4i＋3))세트에는 0라디안, π／2 라디안, π 라디안, 3π／2 라디안이 한 개씩 존재하면 좋다). 이때, 특히 ＜6＞의 조건이 있으면 베이스밴드 신호 S2(t)에 대해 신호처리(회전처리)를 할 필요가 없으므로, 회로 규모의 삭감을 도모할 수 있다는 이점이 있다.

이하를 더 다른 예로 든다.

(예 ＃3)

＜11＞　θ₁₁(4i)=θ₁₁(4i＋1)=θ₁₁(4i＋2)=θ₁₁(4i＋3)=0 라디안으로 하고,

＜12＞　θ₂₁(4i)=0 라디안

＜13＞　θ₂₁(4i＋1)=π／4 라디안

＜14＞　θ₂₁(4i＋2)=π／2 라디안

＜15＞　θ₂₁(4i＋3)=3π／4 라디안

(상기는 예이며, (θ₂₁(4i)θ₂₁(4i＋1)θ₂₁(4i＋2)θ₂₁(4i＋3))세트에는 0 라디안, π／4 라디안, π／2 라디안, 3π／4 라디안이 한 개씩 존재하면 좋다).

(예 ＃4)

＜16＞　θ₁₁(4i)=0 라디안

＜17＞　θ₁₁(4i＋1)=π／4 라디안

＜18＞　θ₁₁(4i＋2)=π／2 라디안

＜19＞　θ₁₁(4i＋3)=3π／4 라디안으로 하고,

＜20＞　θ₂₁(4i)=θ₂₁(4i＋1)=θ₂₁(4i＋2)=θ₂₁(4i＋3)=0 라디안

(상기는 예이며, (θ₁₁(4i)θ₁₁(4i＋1)θ₁₁(4i＋2)θ₁₁(4i＋3))세트에는 0 라디안, π／4 라디안, π／2 라디안, 3π／4 라디안이 한 개씩 존재하면 좋다).

또, 4개의 예를 들었으나, 조건 ＃1을 만족시키는 방법은 이에 한정되는 것은 아니다.

다음에, θ₁₁, θ₁₂뿐만이 아니라, λ,δ에 대해서 설계 요건에 대해 설명한다. λ에 대해 어떤 값으로 설정하면 좋으며, 요건으로는 δ에 대한 요건을 부여할 필요가 있다. 그래서 λ를 0라디안으로 한 경우의 δ의 설정방법에 대해 설명한다.

이 경우, δ에 대해 π／2 라디안≤｜δ｜≤π라디안으로 하면 특히 LOS 환경에 있어서 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.

그러나 심벌번호 4i, 4i＋1, 4i＋2, 4i＋3에서 각각 나쁜 수신품질이 되는 q는 2점 존재한다. 따라서 2×4=8점의 점이 존재하게 된다. LOS 환경에 있어서 특정의 수신 단말에서 수신품질이 저하되는 것을 막기 위해서는 이들 8점이 모두 다른 값이면 좋다. 이 경우,＜조건 ＃1＞에 더하여 ＜조건 ＃2＞의 조건이 필요하게 된다.

더욱, 이들 8점의 위상이 균일하게 존재하면 좋다. (직접파의 위상은 일양 분포(一樣分布)가 될 가능성이 크다고 생각되므로) 이하에서는 이 요건을 만족시키는δ의 설정방법에 대해 설명한다.

(예 ＃1), (예 ＃2)의 경우, δ를±3π／4 라디안으로 설정함으로써, 수신품질의 나쁜 점을, 위상이 균일하게 존재하게 된다. 예를 들어 (예 ＃1)라 하고, δ를 3π／4 라디안으로 하면, (A는 양수로 한다) 도 20과 같이 4 슬롯에 1회 수신품질이 저하되는 점이 존재한다. (예 ＃3), (예 ＃4)의 경우, δ를±π라디안으로 설정함으로써, 수신품질의 나쁜 점을, 위상이 균일하게 존재하게 된다. 예를 들어 (예 ＃3)라 하고, δ를π라디안으로 한다면, 도 21과 같이 4 슬롯에 1회 수신품질이 저하되는 점이 존재한다. (채널행렬 H에서의 요소 q가 도 20, 도 21에 나타내는 점에 존재하면 수신품질이 저하하게 된다)

이상과 같이 함으로써, LOS 환경에서 양호한 수신품질을 얻을 수 있다. 상기에서는 4 슬롯 주기로 프리코딩 웨이트를 변경하는 예로 설명하였으나, 이하에서는 N 슬롯 주기로 프리코딩 웨이트를 변경하는 경우에 대해 설명한다. 실시형태 1 및 상술의 설명과 마찬가지로 생각하면 심벌번호에 대해 이하에서 나타내게 하는 것과 같은 처리를 실행하게 된다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

따라서 r1, r2는 이하와 같이 나타내게 된다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

이때, 채널 요소 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)에서 직접파의 성분밖에 존재하지 않는다고 가정하면, 그 직접파의 성분의 진폭성분은 모두 동일하고, 또, 시간에 있어서 변동이 일어나지 않는 것으로 한다. 그러면, 식 (66) ~ 식 (69)은 이하와 같이 나타낼 수 있다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

단, 식 (70) ~ 식 (73)에 있어서 A는 실수이고, q는 복소수인 것으로 한다. 이 A 및 q의 값은 송신장치와 수신장치의 위치 관계에 따라서 정해진다. 그래서 식 (70) ~ 식 (73)을 이하와 같이 나타내는 것으로 한다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

그러면, q를 이하와 같이 나타낼 때, r1, r2에 s1 또는 s2의 어느 일방에 의거하는 신호 성분이 포함되지 않게 되므로 s1, s2의 어느 하나의 신호를 얻을 수 없게 된다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

이때, 심벌번호 N ~ Ni＋N-1에서 q가 동일한 값을 가지면 직접파의 채널 요소는 큰 변동이 없으므로, q의 값이 상기의 동일 해(解)와 동일한 수신장치는 어느 심벌번호에 있어서도 양호한 수신품질을 얻을 수 없게 되므로, 오류정정부호를 도입해도 오류정정능력을 얻기 어렵다. 따라서 q가 동일한 값을 갖지 않기 위해서는 q의 2개의 값 중에 δ를 포함하지 않는 편의 해에 주목하면 식 (78) ~ 식 (81)에서 이하의 조건이 필요하게 된다.

(x는 0, 1, 2, …, N-2, N-1이며, y는 0, 1, 2, …, N-2, N-1이며, x≠y이다)

다음에, θ₁₁, θ₁₂뿐만이 아니라 λ,δ에 대한 설계 요건에 대해 설명한다. λ에 대해 어떤 값으로 설정하면 좋고, 요건으로는 δ에 대한 요건을 부여할 필요가 있다. 그래서, λ를 0라디안으로 한 경우의 δ의 설정방법에 대해 설명한다.

이 경우, 4 슬롯 주기에 프리코딩 웨이트를 변경하는 방법일 때와 마찬가지로, δ에 대해 π／2 라디안≤｜δ｜≤π라디안으로 하면, 특히 LOS 환경에서 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.

심벌번호 Ni ~ Ni＋N-1에서 각각 나쁜 수신품질이 되는 q는 2점 존재하고, 따라서 2N 점의 점이 존재하게 된다. LOS 환경에서 양호한 특성을 얻기 위해서는 이들 2N 점이 모두 다른 값이면 좋다. 이 경우, ＜조건 ＃3＞에 더하여 ＜조건 ＃4＞의 조건이 필요하게 된다.

이에 더하여, 이들 2N 점의 위상이 균일하게 존재하면 좋다(각 수신장치에서의 직접파의 위상은 일양 분포가 될 가능성이 크다고 생각되므로).

이상과 같이, MIMO 전송시스템의 송신장치가 복수 안테나에서 복수의 변조신호를 송신할 때, 시간과 함께 프리코딩 웨이트를 전환하는 동시에, 전환을 규칙적으로 실시함으로써, 직접파가 지배적인 LOS 환경에서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 전송 품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에서 수신장치의 구성은 실시형태 1에서 설명한 것과 같으며, 특히, 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다. 또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 마찬가지로 오류정정부호는 한정되는 것은 아니다.

또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 대비시켜서, 시간 축에서의 프리코딩 웨이트 변경방법에 대해 설명하였으나, 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 멀티 캐리어 전송방식을 이용하여 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트 변경방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리 앰블, 유니크 워드(U/W) 등), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.

(실시형태 3)

실시형태 1, 실시형태 2에서는 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방식에 있어서, 프리코딩 웨이트의 행렬의 각 요소의 진폭이 동일한 경우에 대해 설명하였으나, 본 실시형태에서는 이 조건을 만족하지 않는 예에 대해 설명한다.

실시형태 2와 대비하기 위해 N슬롯 주기로 프리코딩 웨이트를 변경하는 경우에 대해 설명한다. 실시형태 1 및 실시형태 2와 동일하게 생각하면 심벌번호에 대해 이하에서 나타내게 되는 것과 같은 처리를 실행하게 된다. 단, β은 양수로 하고, β≠1로 한다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

따라서 r1, r2는 이하와 같이 나타내게 된다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

이때, 채널 요소 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)에서 직접파의 성분밖에 존재하지 않는다고 가정하고, 그 직접파의 성분의 진폭성분은 모두 동일하며, 또, 시간에서 변동이 일어나지 않는 것으로 한다. 그러면, 식 (86) ~ 식 (89)은 이하와 같이 나타낼 수가 있다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

단, 식 (90) ~ 식 (93)에 있어서 A는 실수이며, q는 복소수인 것으로 한다. 그리고 식 (90) ~ 식 (93)을 이하와 같이 나타내는 것으로 한다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

그러면, q를 이하와 같이 나타내게 될 때 s1, s2의 어느 하나의 신호를 얻을 수 없게 된다.

심벌번호 Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

심벌번호 Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 Ni＋N-1일 때：

이때, 심벌번호 N~Ni＋N-1에서 q가 동일한 값을 가지면 직접파의 채널 요소는 큰 변동이 없으므로, 어느 심벌번호에서도 양호한 수신품질을 얻을 수 없게 되므로 오류정정부호를 도입해도 오류정정능력을 얻기 어렵다. 따라서 q가 동일한 값을 갖지 않기 위해서는 q의 2개의 값 중, δ를 포함하지 않는 쪽의 값에 주목하면 식 (98) ~ 식 (101)에서 이하의 조건이 필요하게 된다.

(x는 0, 1, 2, …, N-2, N-1이고, y는 0, 1, 2, …, N-2, N-1이며, x≠y이다)

다음에, θ₁₁,θ₁₂뿐만이 아니라 λ, δ에 대한 설계 요건에 대해 설명한다. λ에 대해 어떤 값으로 설정하면 좋고, 요건으로는 δ에 대한 요건을 부여할 필요가 있다. 그래서, λ를 0라디안으로 한 경우의 δ의 설정방법에 대해서 설명한다.

이 경우, 4 슬롯 주기로 프리코딩 웨이트를 변경하는 방법일 때와 마찬가지로 δ에 대해 π／2 라디안≤｜δ｜≤π라디안으로 하면 특히 LOS 환경에서 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.

심벌번호 Ni ~ Ni＋N-1에서 각각 나쁜 수신품질이 되는 q는 2점 존재하며, 따라서 2N 점의 점이 존재하게 된다. LOS 환경에서 양호한 특성을 얻기 위해서는 이들 2N 점이 모두 다른 해라도 좋다. 이 경우, ＜조건 ＃5＞에 더하여, β는 양수로 하고, β≠1인 것을 고려하면 ＜조건 ＃6＞의 조건이 필요하게 된다.

이상과 같이, MIMO 전송시스템의 송신장치가 복수 안테나로부터 복수의 변조신호를 송신할 때, 시간과 함께 프리코딩 웨이트를 전환하는 동시에, 전환을 규칙적으로 실행함으로써 직접파가 지배적인 LOS 환경에서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 전송 품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에 있어서 수신장치의 구성은 실시형태 1에서 설명한 것과 같으며 특히, 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다. 또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 마찬가지로 오류정정부호는 한정되는 것이 아니다.

또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 대비시켜, 시간 축에서의 프리코딩 웨이트 변경방법에 대해 설명하였으나, 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 멀티 캐리어 전송방식을 이용하여 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트 변경방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리 앰블, 유니크 워드(U/W) 등), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.

(실시형태 4)

실시형태 3에서는 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방식에서 프리코딩 웨이트의 행렬의 각 요소의 진폭을 1과 β의 2종류의 경우를 예로 설명했다.

또, 여기에서는

는 무시하고 있다.

이어서, β의 값을 슬롯에서 전환하는 경우의 예에 대해 설명한다.

실시형태 3과 대비하기 위해, 2×N슬롯 주기로 프리코딩 웨이트를 변경하는 경우에 대해 설명한다.

실시형태 1, 실시형태 2, 실시형태 3과 마찬가지로 생각하면, 심벌번호에 대해 이하에서 나타내는 것과 같은 처리를 실행하게 된다. 단, β은 양수로 하고, β≠1로 한다. 또, α는 양수로 하고, α≠β로 한다.

심벌번호 2Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N-1일 때：

심벌번호 2Ni＋N 일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋N＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋2N-1일 때：

따라서 r1, r2는 이하와 같이 나타내게 된다.

심벌번호 2Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N-1일 때：

심벌번호 2Ni＋N 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋N＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋2N-1일 때：

이때, 채널 요소 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)에 있어서 직접파의 성분밖에 존재하지 않는다고 가정하고, 그 직접파의 성분의 진폭성분은 모두 동일하며, 또, 시간에 있어서 변동이 일어나지 않는 것으로 한다. 그러면, 식 (110) ~ 식 (117)은 이하와 같이 나타낼 수 있다.

심벌번호 2Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N-1일 때：

심벌번호 2Ni＋N 일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋N＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋2N-1일 때：

단, 식 (118) ~ 식 (125)에서 A는 실수이며, q는 복소수인 것으로 한다. 그리고 식 (118) ~ 식 (125)을 이하와 같이 나타내는 것으로 한다.

심벌번호 2Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N-1일 때：

심벌번호 2Ni＋N 일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위.

심벌번호 2Ni＋N＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋2N-1일 때：

그러면, q가 이하와 같이 나타내지게 될 때 s1, s2의 어느 하나의 신호를 얻을 수 없게 된다.

심벌번호 2Ni일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

심벌번호 2Ni＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N-1일 때：

심벌번호 2Ni＋N 일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

심벌번호 2Ni＋N＋1일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋N＋k(k=0, 1, …, N-1) 일 때：

ㆍ

심벌번호 2Ni＋2N-1일 때：

이때, 심벌번호 2N ~ 2Ni＋N-1에서 q가 동일한 값을 가지면 직접파의 채널 요소는 큰 변동이 없으므로, 어느 심벌번호에서도 양호한 수신품질을 얻을 수 없게 되기 때문에 오류정정부호를 도입해도 오류정정능력을 얻기 어렵다. 따라서 q가 동일한 값을 갖지 않기 위해서는 q의 2개의 값 중 δ를 포함하지 않는 쪽의 값에 주목하면 식 (134) ~ 식 (141) 및 α≠β에서 ＜조건 ＃7＞ 또는 ＜조건 ＃8＞이 필요하게 된다.

이때, ＜조건 ＃8＞은 실시형태 1 ~ 실시형태 3에서 설명한 조건과 동일한 조건이나, ＜조건 ＃7＞은 α≠β이므로 q의 2개의 값 중 δ를 포함하지 않는 쪽의 해는 다른 해를 가지게 된다.

다음에, θ₁₁,θ₁₂ 만이 아니라 λ, δ에 대한 설계 요건에 대해 설명한다. λ에 대해 어떤 값으로 설정하면 좋고, 요건으로는 δ에 대한 요건을 부여할 필요가 있다. 그래서, λ를 0 라디안으로 한 경우의 δ의 설정방법에 대해 설명한다.

이 경우, 4 슬롯 주기로 프리코딩 웨이트를 변경하는 방법일 때와 동일하게, δ에 대해 π／2 라디안≤｜δ｜≤π라디안으로 하면 특히 LOS 환경에서 양호한 수신품질을 얻을 수 있다.

심벌번호 2Ni ~ 2Ni＋2N-1에서 각각 나쁜 수신품질이 되는 q는 2점 존재하며, 따라서 4N 점의 점이 존재하게 된다. LOS 환경에서 양호한 특성을 얻기 위해서는 이들 4N 점이 모두 다른 값이라도 좋다. 이때, 진폭에 주목하면 ＜조건 ＃7＞ 또는 ＜조건 ＃8＞에 대해 α≠β이므로 이하의 조건이 필요하게 된다.

이상과 같이, MIMO 전송시스템의 송신장치가 복수 안테나에서 복수의 변조신호를 송신할 때, 시간과 함께 프리코딩 웨이트를 전환하는 동시에 전환을 규칙적으로 실시함으로써, 직접파가 지배적인 LOS 환경에서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 전송 품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에서 수신장치의 구성은 실시형태 1에서 설명한 것과 같으며, 특히, 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다. 또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 마찬가지로 오류정정부호는 한정되는 것이 아니다.

또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 대비시켜서 시간 축에서의 프리코딩 웨이트 변경방법에 대해 설명하였으나, 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 멀티 캐리어 전송방식을 이용하여 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트 변경방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리 앰블, 유니크 워드(W/W) 등), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.

(실시형태 5)

실시형태 1 ~ 실시형태 4에서는 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명하였으나, 본 실시형태에서는 그 변형 예에 대해 설명한다.

실시형태 1 ~ 실시형태 4에서는 프리코딩 웨이트를 도 6과 같이 규칙적으로 전환하는 방법에 대해서 설명하였다. 본 실시형태에서는 도 6과는 다른 규칙적으로 프리코딩 웨이트를 전환하는 방법에 대해 설명한다.

도 6과 마찬가지로 4개의 다른 프리코딩 웨이트(행렬)를 전환하는 방식에서, 도 6과는 다른 전환방법에 관한 도면을 도 22에 나타낸다. 도 22에서 4개의 다른 프리코딩 웨이트(행렬)를 W₁, W₂, W₃, W₄로 나타내는 것으로 한다. (예를 들어 W₁을 식 (37)에서의 프리코딩 웨이트(행렬), W₂를 식 (38)에서의 프리코딩 웨이트(행렬), W₃을 식 (39)에서의 프리코딩 웨이트(행렬), W₄를 식 (40)에서의 프리코딩 웨이트(행렬)라 한다) 그리고 도 3, 도 6과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 도 22에 있어서 고유한 부분은,

ㆍ 제 1 주기(2201), 제 2 주기(2202), 제 3 주기(2203), …는 모두 4 슬롯으로 구성되어 있다.

ㆍ4 슬롯에서는 슬롯마다 다른 프리코딩 웨이트 행렬, 즉, W₁, W₂, W₃, W₄를 각각 1번 이용한다.

ㆍ 제 1 주기(2201), 제 2 주기(2202), 제 3 주기(2203), …에서 반드시 W₁, W2, W₃, W₄의 순서를 동일하게 할 필요가 없다.

는 것이다. 이를 실현하기 위해 프리코딩 웨이트 행렬 생성부( 2200)는 가중방법에 관한 신호를 입력으로 하여 각 주기에서의 순번에 따른 프리코딩 웨이트에 관한 정보(2210)를 출력한다. 그리고 가중 합성부(600)는 이 신호와 s1(t), s2(t)를 입력으로 하여 가중합성을 실행하여 z1(t), z2(t)를 출력한다.

도 23은 상술의 프리코딩방법에 대해 도 22와는 다른 가중합성방법을 나타내고 있다. 도 23에서 도 22와 다른 점은 가중 합성부 이후에 재배열부를 배치하여 신호의 재배열을 실행함으로써 도 22와 같은방법을 실현하고 있는 점이다.

도 23에서 프리코딩 웨이트 생성부(2200)는 가중방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여 프리코딩 웨이트 W₁, W₂, W₃, W₄, W₁, W₂, W₃, W₄,ㆍㆍㆍ의 순서로 프리코딩 웨이트의 정보(2210)를 출력한다. 따라서 가중 합성부(600)는 프리코딩 웨이트 W₁, W₂, W₃, W₄, W₁, W₂, W₃, W₄, …의 순으로 프리코딩 웨이트를 이용하여 프리코딩 후의 신호(2300A, 2300B)를 출력한다.

재배열부(2300)는 프리코딩 후의 신호(2300A, 2300B)를 입력으로 하여, 도 23의 제 1 주기(2201), 제 2 주기(2202), 제 3 주기(2203)의 순서가 되도록 프리코딩 후의 신호(2300A, 2300B)에 대해 재배열을 실행해서 z1(t), z2(t)를 출력한다.

또, 앞에서의 설명에서는 프리코딩 웨이트의 변환 주기를 도 6과 비교하기 위해 4로 하여 설명하였으나, 실시형태 1 ~ 실시형태 4와 같이 주기 4 이외일 때에도 동일하게 실시하는 것이 가능하다.

또, 실시형태 1 ~ 실시형태 4 및 상술한 프리코딩방법에서 주기 내에서는 δ, β의 값을 슬롯마다 동일한 것으로 하여 설명하였으나, 슬롯마다 δ, β의 값을 전환하도록 해도 좋다.

이상과 같이 MIMO 전송시스템의 송신장치가 복수 안테나에서 복수의 변조신호를 송신할 때, 시간과 함께 프리코딩 웨이트를 전환하는 동시에 전환을 규칙적으로 실행함으로써, 직접파가 지배적인 LOS 환경에서 종래의 공간 다중 MIMO 전송을 이용할 때와 비교하여 전송 품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에 있어서 수신장치의 구성은 실시형태 1에서 설명한 것과 같으며, 특히, 수신장치의 구성에 대해서는 안테나 수를 한정하여 동작을 설명하였으나, 안테나 수가 증가해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 즉, 수신장치에서의 안테나 수는 본 실시형태의 동작, 효과에 영향을 미치는 것은 아니다. 또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 마찬가지로 오류정정부호는 한정되는 것이 아니다.

또, 본 실시형태에서는 실시형태 1과 대비시켜, 시간 축에서의 프리코딩 웨이트 변경방법에 대해 설명하였으나, 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 멀티 캐리어 전송방식을 이용하여 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써, 프리코딩 웨이트 변경방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리앰블, 유니크 워드(U/W) 등), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다.

(실시형태 6)

실시형태 1 ~ 4에서 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명하였으나, 본 실시형태에서는 실시형태 1 ~ 4에서 설명한 내용을 포함하여, 재차 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

여기에서는 먼저, LOS 환경을 고려한 통신 상대로부터의 피드백이 존재하지 않는 프리코딩을 적용한 공간 다중형의 2 x 2 MIMO 시스템의 프리코딩 행렬의 설계방법에 대해 설명한다.

도 30은 통신 상대로부터의 피드백이 존재하지 않는 프리코딩을 적용한 공간 다중형의 2 x 2 MIMO 시스템 모델을 나타내고 있다. 정보 벡터 z는 부호화 및 인터리브가 시행된다. 그리고 인터리브의 출력으로서 부호화 후 비트의 벡터 u(p)=(u₁(p), u2(p))를 얻을 수 있다(p는 슬롯 시간이다). 단, u_i(p)=(u_i1(p)…, u_ih(p))라 한다(h:심벌 당의 송신비트 수). 변조 후(매핑 후)의 신호를 s(p)=(s₁(p), s2(p))^T로 하고, 프리코딩 행렬을 F(p)라 하면 프리코딩 후의 신호 x(p)=(x₁(p), x2(p))^T는 다음 식으로 나타내게 된다.

따라서 수신 벡터를 y(p)=(y₁(p), y2(p))^T로 하면 다음 식으로 나타내게 된다.

이때, H(p)는 채널행렬, n(p)=(n1(p), n2(p))^T는 노이즈 벡터이며, ni(p)는 평균값 0, 분산 σ²의 i. i. d. 복소 가우스 잡음이다. 그리고 라이시안 팩터를 K로 한 때 상기 식은 이하와 같이 나타낼 수 있다.

이때, H_d(p)는 직접파 성분의 채널행렬, H_s(p)는 산란파 성분의 채널행렬이다. 따라서 채널행렬 H(p)를 이하와 같이 나타낸다.

식 (145)에서 직접파의 환경은 통신기끼리의 위치 관계에서 일의(一意)라 결정한다고 가정하고, 직접파 성분의 채널행렬 H_d(p)는 시간상으로는 변동이 없는 것으로 한다. 또, 직접파 성분의 채널행렬 H_d(p)에 있어서 송신안테나 간격과 비교하여 송수신기 간의 거리가 충분히 긴 환경이 될 가능성이 크므로, 직접파 성분의 채널행렬, 정칙행렬인 것으로 한다. 따라서 채널행렬 H_d(p)를 이하와 같이 나타내는 것으로 한다.

여기에서 A는 양수이며, q는 복소수인 것으로 한다. 이하에서는 LOS 환경을 고려한 통신 상대로부터의 피드백이 존재하지 않는 프리코딩을 적용한 공간 다중형의 2 x 2 MIMO 시스템의 프리코딩 행렬의 설계방법에 대해 설명한다.

식 (144), (145)에서 산란파를 포함한 상태에서의 해석은 곤란하다는 점에서, 산란파를 포함한 상태에서 적절한 무 피드백(no-feedback)의 프리코딩 행렬을 구하기는 곤란하게 된다. 이에 더하여, NLOS 환경에서는 LOS 환경과 비교하여 데이터의 수신품질의 저하가 적다. 따라서 LOS 환경에서의 적절한 무 피드백의 프리코딩 행렬의 설계방법(시간과 함께 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬에 대해 설명한다.

상술한 것과 같이 식 (144), (145)에서 산란파를 포함한 상태에서의 해석은 곤란한 점에서, 직접파 만의 성분을 포함한 채널행렬에서 적절한 프리코딩 행렬을 구하기로 한다. 따라서 식 (144)에서 채널행렬이 직접파 만의 성분을 포함한 경우를 생각한다. 따라서 식 (146)에서 이하와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 프리코딩 행렬로 유니테리 행렬을 이용하는 것으로 한다. 따라서 프리코딩 행렬을 이하와 같이 나타낸다.

이때, λ는 고정 값이다. 따라서 식 (147)은 이하와 같이 나타낼 수 있다.

식 (149)라부터 알 수 있는 것과 같이, 수신기가 ZF(Zeroforcing)와 MMSE(Minimum meansquared error)의 선형연산을 실행한 경우 s1(p), s2(p)에 의해 송신한 비트를 판정할 수는 없다. 이로부터 실시형태 1에서 설명한 것과 같은 반복 APP(또는 반복 Max-log APP) 또는 APP(또는 Max-log APP)를 실행하고(이후에서는 ML(Maximum Likelihood)연산이라고 한다), s₁(p), s2(p)라 송신한 각 비트의 대수 우도 비를 구하여 오류정정부호에서의 복호를 실시하게 된다. 따라서 ML연산을 실시하는 수신기에 대한 LOS 환경에서의 적절한 무 피드백의 프리코딩 행렬의 설계방법에 대해 설명한다.

식 (149)에서의 프리코딩을 생각한다. 1행째의 우변 및 좌변에 e^- ^jΨ를 승산하고, 마찬가지로 2행째의 우변 및 좌변에 e^- ^jΨ를 승산한다. 그러면 다음 식과 같이 나타내게 된다.

e^- ^jΨy₁(p), e^- ^jΨy2(p), e^- ^jΨq를 각각 y₁(p), y2(p), q로 재정의하고, 또, e^- ^jΨn(p)=(e^-jΨn₁(p), e^- ^jΨn2(p))^T가 되며, e^- ^jΨn₁(p), e^- ^jΨn2(p)는 평균값 0, 분산σ²의 i. i. d. (independent identically distributed) 복소 가우스 잡음이 되므로, e^- ^jΨn(p)를 n(p)라 재정의한다. 그러면, 식 (150)을 식 (151)과 같이 해도 일반성은 상실되지 않는다.

다음에, 식 (151)을 이해하기 쉽게 식 (152)와 같이 변형한다.

이때, 수신신호 점과 수신 후보신호 점의 유클리드 거리의 최소값을 d_min ^2로 ^{한 때} d_min ²가 제로라는 최소값을 취하는 열악 점인 동시에, s₁(p)라 송신하는 모든 비트 또는 s2(p)라 송신하는 모든 비트가 소실한다는 열악한 상태가 되는 q가 2개 존재한다.

식 (152)에서 s₁(p)가 존재하지 않는다：

식 (152)에서 s2(p)가 존재하지 않는다：

(이후에서는 식 (153), (154)를 만족시키는 q를 각각 「s₁, s₂의 수신 열악 점」이라고 한다)

식 (153)을 만족할 때 s₁(p)에 의해 송신한 비트 모두가 소실하고 있으므로, s₁(p)에 의해 송신한 비트 모두의 수신 대수 우도 비를 구할 수 없으며, 식 (154)을 만족할 때 s2(p)에 의해 송신한 비트 모두가 소실하고 있으므로 s2(p)에 의해 송신한 비트 모두의 수신 대수 우도 비를 구할 수 없다.

여기서, 프리코딩 행렬을 전환하지 않은 경우의 방송·멀티캐스트 통신시스템을 생각한다. 이때, 프리코딩 행렬을 전환하지 않는 프리코딩 방식을 이용하여 변조신호를 송신하는 기지국이 있고, 기지국이 송신한 변조신호를 수신하는 단말이 복수(Γ개) 존재하는 시스템 모델을 고려한다.

기지국·단말 간의 직접파의 상황은 시간에 의한 변화는 작다고 생각된다. 그러면, 식 (153), (154)에서부터 식 (155) 또는 식 (156)의 조건에 맞는 위치에 있으며 라이시안 팩터가 큰 LOS 환경에 있는 단말은 데이터의 수신품질이 저하한다는 현상에 빠질 가능성이 있다. 따라서 이 문제를 개선하기 위해서는 시간적으로 프리코딩 행렬을 전환할 필요가 있다.

그래서, 시간 주기를 N슬롯으로 하여, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법(이후에서는 프리코딩 홉핑방법이라고 한다)을 고려한다.

시간 주기 N슬롯을 위해 식 (148)에 의거하는 N종류의 프리코딩 행렬 F[i]를 준비한다(i=0, 1, …, N-1). 이때, 프리코딩 행렬 F[i]를 이하와 같이 나타낸다.

　여기서, α는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 하고, λ도 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화시켜도 좋다).

그리고 실시형태 1과 마찬가지로 시점(시각) N×k+i(k는 0 이상의 정수, i=0, 1, …, N-1)의 식 (142)에서의 프리코딩 후의 신호 x(p= N×k+i)를 얻기 위하여 이용되는 프리코딩 행렬이 F[i]가 된다. 이에 대해서는 이후에서도 동일하다.

이때, 식 (153), (154)에 의거하여 이하와 같은 프리코딩 홉핑의 프리코딩 행렬의 설계 조건이 중요하다.

＜조건 ＃10＞에 의해, Γ개의 단말 모두에 있어서 시간 주기 내의 N에서 s₁의 수신 열악 점을 얻는 슬롯은 1 슬롯 이하가 된다. 따라서 N-1 슬롯 이상 s₁(p)라 송신한 비트의 대수 우도 비를 얻을 수 있다. 마찬가지로 ＜조건 ＃11＞에 의해, Γ개의 단말 모두에 있어서 시간 주기 내의 N에서 s2의 수신 열악 점을 얻는 슬롯은 1 슬롯 이하가 된다. 따라서 N-1 슬롯 이상 s2(p)라 송신한 비트의 대수 우도 비를 얻을 수 있다.

이와 같이, ＜조건 ＃10＞, ＜조건 ＃11＞의 프리코딩 행렬의 설계 규범을 마련함으로써, s₁(p)라 송신한 비트의 대수 우도 비를 얻을 수 있는 비트 수 및 s2(p)라 송신한 비트의 대수 우도 비를 얻을 수 있는 비트 수를 Γ개의 단말 모두에서 일정 수 이상으로 보증함으로써, Γ개의 단말 모두에서 라이시안 팩터가 큰 LOS 환경에서의 데이터 수신품질의 저하를 개선하는 것을 생각한다.

이하에서는 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬의 예를 기재한다.

직접파의 위상의 확률밀도분포는 [02π]의 일양 분포라고 생각할 수 있다. 따라서 식 (151), (152)에서의 q의 위상의 확률밀도분포도[02π]의 일양 분포라고 생각할 수 있다. 따라서 q의 위상만이 다른 동일한 LOS 환경에서 Γ개의 단말에 대해 가능한 한 공평한 데이터의 수신품질을 제공하기 위한 조건으로서 이하의 조건이 필요하다.

＜조건 ＃12＞

시간 주기 N슬롯의 프리코딩 홉핑방법을 이용한 경우, 시간 주기 내의 N에 있어서 s₁의 수신 열악 점을 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하고, 또한 s₂의 수신 열악 점을 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치한다.

그래서, ＜조건 ＃10＞ 내지 ＜조건 ＃12＞에 의거하는 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬의 예를 설명한다. 식 (157)의 프리코딩 행렬의 α=1.0으로 한다.

(예 ＃5)

시간 주기 N=8로 하고, ＜조건 ＃10＞ 내지 ＜조건 ＃12＞를 만족시키기 위하여 다음 식과 같은 시간 주기 N=8의 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬을 제공한다.

단, j는 허수 단위이며, i=0, 1, …, 7이다. 식 (160) 대신에 식 (161)으로 제공되어도 좋다(λ, θ11[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

따라서 s₁, s₂의 수신 열악 점은 도 31(a), (b)와 같이 된다. (도 31에서 가로축은 실축, 세로축은 허축이 된다) 또, 식 (160), 식 (161) 대신에 식 (162), 식 (163)으로 제공되어도 좋다 (i=0, 1, …, 7) (λ, θ11[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

다음에, 조건 12와는 다른, q의 위상만이 다른 동일한 LOS 환경에서 Γ개의 단말에 대해 가능한 한 공평한 데이터의 수신품질을 제공하기 위한 조건으로 이하를 제공한다.

＜조건 ＃13＞

시간 주기 N슬롯의 프리코딩 홉핑방법을 이용한 경우,

의 조건을 부가하고, 또, 시간 주기 내의 N에 있어서 s₁의 수신 열악 점을 위상과 s₂의 수신 열악 점을 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치한다.

그래서, ＜조건 ＃10＞, ＜조건 ＃11＞, ＜조건 ＃13＞에 의거하는 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬의 예를 설명한다. 식 (157)의 프리코딩 행렬의 α=1.0으로 한다.

(예 ＃6)

시간 주기 N=4로 하고, 다음 식과 같은 시간 주기 N=4의 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬이 제공된다.

단, j는 허수 단위이며, i=0, 1, 2, 3이다. 식 (165) 대신에 식 (166)으로 제공되어도 좋다(λ,θ₁₁[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

따라서 s₁, s₂의 수신 열악 점은 도 32와 같이 된다. (도 32에서 가로축은 실축, 세로축은 허축이 된다) 또, 식 (165), 식 (166) 대신에 식 (167), 식 (168)으로 제공되어도 좋다(i=0, 1, 2,3)(λ,θ11[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

다음에, 비 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 홉핑방법에 대해 설명한다.

식 (148)에 의거하여 본 검토에서 취급하는 프리코딩 행렬을 이하와 같이 나타낸다.

그러면, 식 (151), (152)에 상당하는 식은 다음 식과 같이 나타낸다.

이때, 수신신호 점과 수신 후보신호 점의 유클리드 거리의 최솟값 d_min ²가 제로가 되는 q가 2개 존재한다.

식 (171)에 있어서 s₁(p)가 존재하지 않는다：

식 (171)에 있어서 s2(p)가 존재하지 않는다：

시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법에서 식 (169)을 참고로 하여, N종류의 프리코딩 행렬 F[i]를 이하와 같이 나타낸다.

여기서, α 및 δ은 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다. 이때, 식 (34), (35)에 의거하여 이하와 같은 프리코딩 홉핑의 프리코딩(Precding) 행렬의 설계 조건을 제공한다.

(예 ＃7)

식 (174)의 프리코딩 행렬의 α=1.0으로 한다. 그리고 시간 주기 N=16으로 하고, ＜조건 ＃12＞, ＜조건 ＃14＞, ＜조건 ＃15＞을 만족시키기 위하여 다음 식과 같은 시간 주기 N=8의 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬이 제공된다.

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또, 식 (177), 식 (178)과 다른 프리코딩 행렬로 이하와 같이 줄 수가 있다.

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

따라서 s₁, s₂의 수신 열악 점은 도 33 (a), (b)와 같이 된다.

(도 33에서 가로축은 실축, 세로축은 허축이 된다) 또, 식 (177), 식 (178) 및 식 (179), 식 (180) 대신에 이하와 같이 프리코딩 행렬을 제공해도 좋다.

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는,

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

(또, 식 (177) ~ (184)에 있어서 7π／8을 -7π／8로 해도 좋다)

다음에, ＜조건 ＃12＞와는 다른, q의 위상만이 다른 동일한 LOS 환경에서 Γ개의 단말에 대해 가능한 한 공평한 데이터의 수신품질을 제공하기 위한 조건으로서 이하를 준다.

＜조건 ＃16＞

시간 주기 N슬롯의 프리코딩 홉핑방법을 이용한 경우,

그래서, ＜조건 ＃14＞, ＜조건 ＃15＞, ＜조건 ＃16＞에 의거하는 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬의 예를 설명한다. 식 (174)의 프리코딩 행렬의 α=1.0으로 한다.

(예 ＃8)

시간 주기 N=8로 하고, 다음 식과 같은 시간 주기 N=8의 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬이 제공된다.

단, i=0, 1, …, 7이다.

또, 식 (186)과 다른 프리코딩 행렬로 이하와 같이 줄 수 있다(i=0, 1, …, 7)(λ,θ₁₁[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

따라서 s1, s2의 수신 열악 점은 도 34와 같이 된다. 또, 식 (186), 식 (187) 대신에 이하와 같이 프리코딩 행렬이 주어져도 좋다(i=0, 1, …, 7)(λ,θ₁₁[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

또는,

(또, 식 (186) ~ 식 (189)에서 7π／8을 -7π／8로 해도 좋다)

다음에, 식 (174)의 프리코딩 행렬에서 α≠1로 하고, 수신 열악 점끼리의 복소 평면에서의 거리의 점을 고려한 (예 ＃7), (예 ＃8)과 다른 프리코딩 홉핑방법에 대해 고려한다.

여기서는 식 (174)의 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 다루고 있으나, 이때 ＜조건 ＃14＞에 의해 Γ개의 단말 모두에 있어서 시간 주기 내의 N에서 s₁의 수신 열악 점을 얻는 슬롯은 1 슬롯 이하가 된다. 따라서 N-1 슬롯 이상 s₁(p)라 송신한 비트의 대수 우도 비를 얻을 수 있다. 마찬가지로 ＜조건 ＃15＞에 의해 Γ개의 단말 모두에 있어서 시간 주기 내의 N에서 s₂의 수신 열악 점을 얻는 슬롯은 1 슬롯 이하가 된다. 따라서 N-1 슬롯 이상 s2(p)라 송신한 비트의 대수 우도 비를 얻을 수 있다.

따라서 시간 주기 N은 큰 값으로 하는 편이 대수 우도 비를 얻을 수 있는 슬롯 수가 커지는 것을 알 수 있다.

그러나 실제의 채널 모델에서는 산란파 성분의 영향을 받으므로, 시간 주기 N이 고정인 경우, 수신 열악 점의 복소 평면상의 최소 거리는 가능한 한 큰 편이 데이터의 수신품질이 향상할 가능성이 있다고 생각된다. 따라서 (예 ＃7), (예 ＃8)에서 α≠1로 하고, (예 ＃7), (예 ＃8)을 개량한 프리코딩 홉핑방법에 대해 생각한다. 먼저, 이해가 용이한 (예 ＃8)를 개량한 프리코딩방법에 대해 설명한다.

(예 ＃9)

식 (186)에서 (예 ＃7)을 개량한 시간 주기 N=8의 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬이 다음 식으로 주어진다.

단, i=0, 1, …, 7이다. 또, 식 (190)과 다른 프리코딩 행렬로서 이하와 같이 줄 수 있다(i=0, 1, …, 7)(λ,θ₁₁[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

또는

또는

또는

또는

또는

또는

따라서 s1, s2의 수신 열악 점은 α<1.0일 때는 도 35 (a),α>1.0일 때는 도 35 (b)와 같이 나타내게 된다.

(i) α<1.0일 때

α<1.0일 때, 수신 열악 점의 복소 평면에서의 최소 거리는 수신 열악 점 ＃1에서 ＃2의 거리(d_#1, _#2) 및 수신 열악 점 ＃1과 ＃3의 거리(d_{#1, #3})에 주목하면 min{d_#1,_#2,d_#1,_#3}로 나타낸다. 이때, α와 d_#1, _#2 및 d_#1, _#3의 관계를 도 36에 나타낸다. 그리고 min{d_#1,_#2,d_#1,_#3}를 가장 크게 하는α는

이 된다. 이때의 min{d_#1, _#2, d_#1, _#3}는,

이 된다. 따라서 식 (190) ~ 식 (197)에 있어서 α를 식 (198)에서 주는 프리코딩방법이 유효해진다. 단, α의 값을 식 (198)라 설정하는 것은 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위한 하나의 적절한 방법이다. 그러나 식 (198)에 가까운 값을 취하도록 α를 설정해도 마찬가지로 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 따라서α의 설정 값은 식 (198)에 한정되는 것은 아니다.

(ii)α>1.0일 때

α>1.0일 때, 수신 열악 점의 복소 평면에서의 최소 거리는 수신 열악 점 ＃4와 ＃5의 거리 (d_#4, _#5) 및 수신 열악 점 ＃4와 ＃6의 거리 (d_#4, _# ₆)에 주목하면, min{d_#4, _#5, d_#4, _# ₆}으로 나타내게 된다. 이때, α와 d_{#4, #5} 및 d_#4, _#6의 관계를 도 37에 나타낸다. 그리고 min{d_#4, _#5, d_#4, _#6}를 가장 크게 하는 α는

이 된다. 이때의 min{d_#4, _#5, d_#4, _#6}는,

이 된다. 따라서 식 (190) ~ 식 (197)에서 α를 식 (200)으로 주는 프리코딩방법이 유효해진다. 단, α의 값을 식 (200)으로 설정하는 것은 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위한 하나의 적절한방법이다. 그러나 식 (200)에 가까운 값을 취하도록 α를 설정해도 마찬가지로 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 따라서 α의 설정 값은 식 (200)에 한정되는 것은 아니다.

(예 ＃10)

(예 ＃9)의 검토로부터 (예 ＃7)를 개량한 시간 주기 N=16의 프리코딩 홉핑방법에서의 프리코딩 행렬은 다음 식으로 줄 수 있다(λ,θ₁₁[i]는 시간적으로 변화하지 않는 것으로 한다(변화해도 좋다)).

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

또는

i=0, 1, …, 7 일 때：

i=8, 9, …, 15 일 때：

단, α는 식 (198) 또는 식 (200)이 되면 양호한 데이터의 수신품질을 얻기에 적합하다. 이때, s₁의 수신 열악 점은 α<1.0일 때는 도 38 (a), (b), α>1.0일 때는 도 39 (a), (b)와 같이 나타내게 된다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 준비하게 되나, 본 실시형태는 싱글 캐리어 전송방식일 때를 예로 설명하고 있으므로, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순으로 배열하는 경우에 대해 설명하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로서 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

＜조건 ＃10＞부터 ＜조건 ＃16＞에 의거하여 예 ＃5부터 예 ＃10을 나타냈으나, 프리코딩 행렬의 변환 주기를 길게 하기 위해 예를 들어 예 ＃5부터 예 ＃10에서의 복수의 예를 선택하고, 그 선택한 예에서 나타내는 프리코딩 행렬을 이용하여 긴 주기의 프리코딩 행렬 전환방법을 실현해도 좋다. 예를 들어 예 ＃7에서 나타낸 프리코딩 행렬과 예 ＃10에서 나타낸 프리코딩 행렬을 이용하여 긴 주기의 프리코딩 행렬 전환방법을 실현하는 것이 된다. 이 경우, ＜조건 ＃10＞부터 ＜조건 ＃16＞에 반드시 따른다고는 할 수는 없다(＜조건 ＃10＞의 식 (158), ＜조건 ＃11＞의 식 (159), ＜조건 ＃13＞의 식 (164), ＜조건 ＃14＞의 식 (175), ＜조건 ＃15＞의 식 (176)에서 「모든 x, 모든 y」로 하고 있는 곳을 「존재하는 것의 x, 존재하는 것의 y」라는 조건이 양호한 수신품질을 제공하기 위해서 중요하다는 것이 된다). 다른 시점에서 생각한 경우, 주기 N(N은 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서 예 ＃5부터 예 ＃10의 어느 한 프리코딩 행렬이 포함되면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 7)

본 실시형태에서는 실시형태 1 ~ 6에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법으로 송신된 변조신호를 수신하는 수신장치의 구성에 대해 설명한다.

실시형태 1에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 이용하여 변조신호를 송신하는 송신장치가 프리코딩 행렬에 관한 정보를 송신하고, 수신장치가 그 정보에 의거하여 송신 프레임에서 이용되고 있는 규칙적인 프리코딩 행렬 전환 정보를 얻어서, 프리코딩의 복호 및 검파를 실행하여 송신비트의 대수 우도 비를 얻으며, 그 후, 오류정정 복호를 실시하는 방법에 대해서 설명하였다.

본 실시형태에서는 상기와는 다른 수신장치의 구성 및 프리코딩 행렬의 전환방법에 대해 설명한다.

도 40은 본 실시형태에서의 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 3과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다. 부호화기 군(4002)은 송신비트(4001)를 입력으로 한다. 이때, 부호화기 군(4002)은 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 오류정정부호의 부호화부를 복수 개 보유하고 있으며, 프레임 구성신호(313)에 의거하여 예를 들어 1개의 부호화, 2개의 부호화기, 4개의 부호화기 중 어느 하나의 부호화기가 동작하게 된다.

1개의 부호화기가 동작하는 경우, 송신비트(4001)는 부호화를 하여 부호화 후의 송신비트를 얻을 수 있으며, 이 부호화 후의 송신비트를 2 계통에 분배하여, 분배된 비트(4003A) 및 분배된 비트(4003B)를 부호화기 군(4002)은 출력한다.

2개의 부호화기가 동작하는 경우, 송신비트(4001)를 2개로 분할하여(분할 비트 A, B라고 이름 붙인다), 제 1 부호화기는 분할 비트 A를 입력으로 하여 부호화를 실행하여 부호화 후의 비트가 분배된 비트(4003A)라서 출력한다. 제 2 부호화기는 분할 비트 B를 입력으로 하여 부호화를 실행하여, 부호화 후의 비트가 분배된 비트(4003B)라서 출력한다.

4개의 부호화기가 동작하는 경우, 송신비트(4001)를 4개로 분할하고(분할 비트 A, B, C, D라고 이름 붙인다), 제 1 부호화기는 분할 비트 A를 입력으로 하여 부호화를 실시하여 부호화 후의 비트 A를 출력한다. 제 2 부호화기는 분할 비트 B를 입력으로 하여 부호화를 실행하여 부호화 후의 비트 B를 출력한다. 제 3 부호화기는 분할 비트 C를 입력으로 하여 부호화를 실행하여 부호화 후의 비트 C를 출력한다. 제 4 부호화기는 분할 비트 D를 입력으로 하여 부호화를 실행하여 부호화 후의 비트 D를 출력한다. 그리고 부호화 후의 비트 A, B, C, D가 분배된 비트 (4003A), 분배된 비트 (4003B)라 분할한다.

송신장치는 일례로 이하의 표 1(표 1A 및 표 1B)과 같은 송신방법을 지원하게 된다.

표 1에 나타내는 것과 같이, 송신신호 수(송신안테나 수)라는 1 스트림의 신호의 송신과 2 스트림의 신호의 송신을 지원한다. 또, 변조방식은 QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM, 1024QAM을 지원한다. 특히, 송신신호 수가 2 일 때 스트림 ＃1과 스트림 ＃2는 별개로 변조방식을 설정할 수 있으며, 예를 들어 표 1에서 「#1: 256QAM, #2: 1024QAM」는 「스트림 ＃1의 변조방식은 256QAM, 스트림 ＃2의 변조방식은 1024QAM」이라는 것을 나타내고 있다(그 외에 대해서도 동일하게 표현하고 있다). 오류정정 부호화방식으로는 A, B, C의 3 종류를 지원하고 있는 것으로 한다. 이때, A, B, C는 모두 다른 부호라도 좋고, A, B, C는 다른 부호화 율이라도 좋으며, A, B, C는 다른 블록 사이즈의 부호화방법이라도 좋다.

표 1의 송신정보는 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」을 정해진 각 모드에 대해 각 송신정보를 할당한다. 따라서 예를 들어 「송신신호 수：2」, 「변조방식：＃1：1024QAM, ＃2：1024QAM」, 「부호화기 수：4」, 「오류정정부호화방법：C」의 경우 송신정보를 01001101로 설정한다. 그리고 송신장치는 프레임에 있어서 송신정보 및 송신데이터를 전송한다. 그리고 송신데이터를 전송할 때, 특히 「송신신호 수」가 2 일 때, 표 1에 따라 「프리코딩 행렬 전환방법」을 이용하게 된다. 표 1에서 「프리코딩 행렬 전환방법」으로는 D, E, F, G, H의 5 종류를 준비해 두고, 이 5 종류의 어느 하나를 표 1에 따라서 설정하게 된다. 이때, 다른 5 종류의 실현방법으로는,

ㆍ프리코딩 행렬이 다른 5 종류를 준비하여 실현한다.

ㆍ다른 5 종류 주기, 예를 들어 D 주기를 4, E 주기를 8, …, 로 함으로써 실현한다.

ㆍ다른 프리코딩 행렬, 다른 주기의 양자를 병용함으로써 실현한다.

등이 고려된다.

도 41은 도 40의 송신장치가 송신하는 변조신호의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있으며, 송신장치는 2개의 변조신호 z1(t)와 z2(t)를 송신하는 모드의 설정 및 1개의 변조신호를 송신하는 모드의 양자의 설정이 가능한 것으로 한다.

도 41에서 심벌 (4100)은 표 1에 나타나고 있는 「송신정보」를 전송하기 위한 심벌이다. 심벌 (4101_1 및 4101_2)은 채널 추정용의 레퍼런스(파일럿) 심벌이다. 심벌 (4102_1, 4103_1)은 변조신호 z1(t)라 송신하는 데이터전송용의 심벌, 심벌 (4102_2, 4103_2)은 변조신호 z2(t)라 송신하는 데이터전송용의 심벌이며, 심벌 (4102_1) 및 심벌 (4102_2)는 동일 시각에 동일(공통) 주파수를 이용하여 전송되며, 또, 심벌 (4103_1) 및 심벌 (4103_2)은 동일 시각에 동일(공통) 주파수를 이용하여 전송된다. 그리고 심벌 (4102_1, 4103_1) 및 심벌 (4102_2, 4103_2)은 실시형태 1 ~ 4 및 실시형태 6에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬 연산 후의 심벌이 된다(따라서 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 스트림 s1(t), s2(t)의 구성은 도 6과 같다).

또, 도 41에서 심벌 (4104)은 표 1에 나타내고 있는 「송신정보」를 전송하기 위한 심벌이다. 심벌 (4105)은 채널 추정용의 레퍼런스(파일럿) 심벌이다. 심벌 (4106, 4107)은 변조신호 z1(t)라 송신하는 데이터전송용의 심벌이며, 이때, 변조신호 z1(t)라 송신하는 데이터전송용의 심벌은 송신신호 수가 1이므로 프리코딩을 실행하지 않게 된다.

따라서 도 40의 송신장치는 도 41의 프레임 구성 및 표 1에 따른 변조신호를 생성하여 송신하게 된다. 도 40에서 프레임 구성신호(313)는 표 1에 의거하여 설정한 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」에 관한 정보를 포함하고 있게 된다. 그리고 부호화부(4002), 매핑부(306A, B), 가중 합성부(308A, B)는 프레임 구성신호를 입력으로 하여, 표 1에 의거하여 설정한 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」에 의거하는 동작을 실행하게 된다. 또, 설정한 「송신신호 수」「변조방식」, 「부호화기 수」「오류정정부호화방법」에 상당하는 「송신정보」에 대해서도 수신장치에 송신하게 된다.

수신장치의 구성은 실시형태 1과 마찬가지로 도 7로 나타낼 수 있다. 실시형태 1과 다른 점은, 송수신장치를 미리 공유하고 있으므로, 표 1의 정보를 송신장치가 규칙적으로 전환하는 프리코딩 행렬의 정보를 송신하지 않아도 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」에 상당하는 「송신정보」를 송신장치가 송신하고, 수신장치가 이 정보를 얻음으로써 표 1로부터 규칙적으로 전환하는 프리코딩 행렬의 정보를 얻을 수 있다는 점이다. 따라서 도 7의 수신장치는 제어정보 복호부(709)가 도 40의 송신장치가 송신한 「송신정보」를 얻음으로써 표 1에 상당하는 정보로부터 규칙적으로 전환하는 프리코딩 행렬의 정보를 포함한 송신장치가 통지한 송신방법의 정보에 관한 신호(710)를 얻을 수 있다. 따라서 신호처리부(711)는 송신신호 수 2 일 때 프리코딩 행렬의 전환 패턴에 의거하는 검파를 실행할 수 있으며, 수신 대수 우도 비를 얻을 수 있다.

또, 상술한 설명에서는 표 1과 같이 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」에 대해 「송신정보」를 설정하고, 이에 대해 프리코딩 행렬 전환방법을 설정하고 있으나, 반드시, 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」에 대해 「송신정보」를 설정하지 않아도 되며, 예를 들어 표 2와 같이 「송신신호 수」, 「변조방식」에 대해 「송신정보」를 설정하고, 이에 대해 프리코딩 행렬 전환방법을 설정해도 좋다.

여기서, 「송신정보」 및 프리코딩 행렬 전환방법의 설정방법은 표 1이나 표 2에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 행렬 전환방법은 「송신신호 수」, 「변조방식」, 「부호화기 수」, 「오류정정부호화방법」등의 송신 파라미터에 의거하여 전환하도록 미리 규칙이 정해져 있으면(송신장치, 수신장치에서 미리 정해져 있는 규칙이 공유되고 있으면), (즉, 프리코딩 행렬 전환방법을 송신 파라미터 중 어느 하나 (또는 송신 파라미터의 복수로 구성된 어느 하나)에 의해 전환하고 있으면), 송신장치는 프리코딩 행렬 전환방법에 관한 정보를 전송할 필요가 없으며, 수신장치는 송신 파라미터의 정보를 판별함으로써,, 송신장치가 이용한 프리코딩 행렬 전환방법을 판별할 수가 있으므로 정확한 복호, 검파를 실행할 수 있다. 또, 표 1, 표 2에서는 송신변조신호 수가 2 일 때 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 이용하는 것으로 하고 있으나, 송신변조신호 수가 2 이상이면 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 적용할 수 있다.

따라서 송수신장치가 프리코딩 전환방법에 관한 정보를 포함하는 송신 파라미터에 관한 표를 공유하고 있으면, 송신장치가 프리코딩 전환방법에 관한 정보를 송신하지 않고, 프리코딩 전환방법에 관한 정보를 포함하지 않는 제어정보를 송신하여, 수신장치가 이 제어정보를 얻음으로써 프리코딩 전환방법을 추정할 수 있게 된다.

이상과 같이, 본 실시형태에서는 송신장치가 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 관한 직접적인 정보를 송신하지 않고, 수신장치가 송신장치가 이용한 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법」의 프리코딩에 관한 정보를 추정하는 방법에 대해서 설명하였다. 이에 의해 송신장치는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 관한 직접적인 정보를 송신하지 않으므로, 그만큼 데이터의 전송효율이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 실시형태에서 시간 축에서의 프리코딩 웨이트를 변경할 때의 실시형태를 설명하였으나, 실시형태 1에서 설명한 것과 같이 OFDM 전송 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 때에도 본 실시형태와 같이 실시할 수 있다.

또, 특히, 프리코딩 전환방법이 송신신호 수만에 의해 변경되고 있을 때, 수신장치는 송신장치가 송신하는 송신신호 수의 정보를 얻음으로써 프리코딩 전환방법을 알 수 있다.

본 명세서에서 송신장치를 구비하고 있는 것은 예를 들어 방송국, 기지국, 액세스 포인트, 단말, 휴대전화(mobile　phone) 등의 통신·방송 기기인 것을 생각할 수 있고, 이때, 수신장치를 구비하고 있는 것은 텔레비전, 라디오, 단말, 퍼스널컴퓨터, 휴대전화, 액세스포인트, 기지국 등의 통신 기기인 것을 생각할 수 있다. 또, 본 발명에서의 송신장치, 수신장치는 통신 기능을 구비하고 있는 기기이며, 그 기기가 텔레비전, 라디오, 퍼스널컴퓨터, 휴대전화 등의 애플리케이션을 실행하기 위한 장치에 어떤 인터페이스를 설치하여 접속할 수 있는 형태인 것도 생각할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리앰블, 유니크 워드, 포스트앰블, 레퍼런스 심벌 등), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다. 그리고 여기에서는 파일럿 심벌, 제어정보용의 심벌이라고 명명하고 있으나, 어떤 명명법을 실행해도 좋으며, 기능 자체가 중요하게 되어 있다.

파일럿 심벌은 예를 들어 송수신기에서 PSK 변조를 이용하여 변조한 기존의 심벌(또는 수신기가 동기를 취함으로써 수신기는 송신기가 송신한 심벌을 알 수 있어도 좋다)이면 좋고, 수신기는 이 심벌을 이용하여 주파수 동기, 시간 동기, (각 변조신호의) 채널 추정(CSI(Channel　State　Information)의 추정), 신호의 검출 등을 실행하게 된다.

또, 제어정보용의 심벌은 (애플리케이션 등의) 데이터 이외의 통신을 실현하기 위한 통신 상대에게 전송할 필요가 있는 정보(예를 들어 통신에 이용하고 있는 변조방식·오류정정 부호화방식·오류정정 부호화방식의 부호화 율, 상위층에서의 설정정보 등)를 전송하기 위한 심벌이다.

또, 본 발명은 상기 실시형태 1 ~ 5로 한정되지 않으며, 여러 가지로 변경하여 실시하는 것이 가능하다. 예를 들어 상기 실시형태에서는 통신장치로서 실시하는 경우에 대해 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 이 통신방법을 소프트웨어로서 실행하는 것도 가능하다.

또, 상기에서는 2개의 변조신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 방법에서의 프리코딩 전환방법에 대해 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 4개의 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩을 실행하고 4개의 변조신호를 생성하여, 4개의 안테나로부터 송신하는 방법, 즉, N개의 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩을 실행하여 N개의 변조신호를 생성하며, N개의 안테나로부터 송신하는 방법에서도 동일하게 프리코딩 웨이트(행렬)를 변경하는 프리코딩 전환방법으로서도 마찬가지로 실시할 수 있다.

본 명세서에서는 「프리코딩」, 「프리코딩 웨이트」등의 용어를 사용하고 있으나, 명명법 자체는 어떤 것이라도 좋고, 본 발명에서는 그 신호처리 자체가 중요하다.

스트림 s₁(t), s2(t)에 의해 다른 데이터를 전송해도 좋고, 동일한 데이터를 전송해도 좋다.

송신장치의 송신안테나, 수신장치의 수신안테나와 함께 도면에 기재되어 있는 1개의 안테나는 복수의 안테나에 의해 구성되어 있어도 좋다.

또, 예를 들어 상기 통신방법을 실행하는 프로그램을 미리 ROM(Read　Only　Memory)에 저장해 두고, 그 프로그램을 CPU(Central　Processor　Unit)에 의해 동작시키도록 해도 좋다.

또, 상기 통신방법을 실행하는 프로그램을 컴퓨터로 판독 가능한 기억매체에 저장하고, 기억매체에 저장된 프로그램을 컴퓨터의 RAM(Random　Access　Memory)에 기록하여, 컴퓨터를 그 프로그램에 따라서 동작시키도록 해도 좋다.

그리고 상기의 각 실시형태 등의 각 구성은 전형적으로는 집적회로인 LSI(Large　Scale　Integration)라서 실현되어도 좋다. 이들은 개별적으로 1 칩화되어도 좋고, 각 실시형태의 모든 구성 또는 일부의 구성을 포함하도록 1 칩화되어도 좋다.　여기에서는 LSI로 했으나, 집적도의 차이에 따라서 IC(Integrated　Circuit), 시스템 LSI, 슈퍼 LSI, 울트라 LSI라고 불리는 경우도 있다. 또, 집적회로화의 수법은 LSI에 한정되는 것은 아니며, 전용 회로 또는 범용 프로세서로 실현되어도 좋다. LSI 제조 후에, 프로그램 가능한 FPGA(Field　Programmable　Gate　Array)나, LSI 내부의 회로 셀의 접속이나 설정을 재구성 가능한 리콘피규러블·프로세서(Reconfigurable Processor)를 이용해도 좋다.

나아가 반도체 기술의 진보 또는 파생하는 별도의 기술에 의해 LSI에 대치되는 집적회로화 기술이 등장하면 당연히 그 기술을 이용하여 기능 블록의 집적화를 실행해도 좋다. 바이오 기술의 적용 등이 가능성으로 있을 수 있다.

(실시형태 8)

본 실시형태에서는 실시형태 1 ~ 4, 실시형태 6에서 설명한 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방법의 응용 예에 대해서 여기에서는 설명한다.

도 6은 본 실시형태에서의 가중방법(프리코딩방법)에 관련한 도면이며, 가중 합성부(600)는 도 3의 가중 합성부 308A와 308B의 양자를 통합한 가중 합성부이다. 도 6에 나타내는 것과 같이 스트림 s1(t) 및 스트림 s2(t)는 도 3의 베이스밴드 신호(307A 및 307B)에 상당하는 즉, QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조방식의 매핑에 따른 베이스밴드 신호 동상 I, 직교 Q성분이 된다. 그리고 도 6의 프레임 구성과 같이 스트림 s1(t)는 심벌번호 u의 신호를 s1(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s1(u＋1), …로 나타낸다. 마찬가지로 스트림 s2(t)는 심벌번호 u의 신호를 s2(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s2(u＋1), …로 나타낸다. 그리고 가중 합성부(600)는 도 3에서의 베이스밴드 신호(307A(s1(t)) 및 307B(s2(t))), 가중정보에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 가중정보에 관한 정보(315)에 의한 가중방법을 시행하여, 도 3의 가중합성 후의 신호(309A(z1(t)), 309B(z2(t))를 출력한다.

이때, 예를 들어 실시형태 6에서의 예 8의 주기 N=8의 프리코딩 행렬 전환방법을 이용한 경우, z1(t), z2(t)는 이하와 같이 나타내게 된다.

심벌번호 8i일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위, k=0.

심벌번호 8i＋1일 때：

단, k=1.

심벌번호 8i＋2 일 때：

단, k=2.

심벌번호 8i＋3일 때：

단, k=3.

심벌번호 8i＋4 일 때：

단, k=4.

심벌번호 8i＋5 일 때：

단, k=5.

심벌번호 8i＋6 일 때：

단, k=6.

심벌번호 8i＋7 일 때：

단, k=7.

여기서, 심벌번호로 기재하고 있으나, 심벌번호는 시각(시간)으로 생각해도 좋다. 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 예를 들어 식 (225)에서 시각 8i＋7의 z1(8i＋7)와 z2(8i＋7)는 동일 시각의 신호이며, 한편, z1(8i＋7)와 z2(8i＋7)는 동일(공통의) 주파수를 이용하여 송신장치가 송신하게 된다. 즉, 시각 T의 신호를 s1(T), s2(T), z1(T), z2(T)라 하면, 어느 프리코딩 행렬과 s1(T) 및 s2(T)라부터 z1(T) 및 z2(T)를 구하고, z1(T) 및 z2(T)는 동일(공통의) 주파수를 이용하여(동일 시각(시간)에) 송신장치가 송신하게 된다. 또, OFDM 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 경우, (서브)캐리어 L, 시각 T에서의 s1, s2, z1, z2에 상당하는 신호를 s1(T, L), s2(T, L), z1(T, L), z2(T, L)라 하면, 어느 프리코딩 행렬과 s1(T, L) 및 s2(T, L)라부터 z1(T, L) 및 z2(T, L)를 구하고, z1(T, L) 및 z2(T, L)는 동일(공통의) 주파수를 이용하여(동일 시각(시간)에) 송신장치가 송신하게 된다.

이때, α의 적절한 값으로 식 (198), 또는 식 (200)이 있다.

본 실시형태에서는 상기에서 설명한 식 (190)의 프리코딩 행렬을 기초로 하여 주기를 크게 하는 프리코딩 전환방법에 대해 설명한다.

프리코딩 전환 행렬 주기를 8M으로 한 때, 다른 프리코딩 행렬 8M개를 이하와 같이 나타낸다.

이때, i=0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

예를 들어 M=2로 한 때, α＜1로 하면 k=0 때의 s1의 수신 열악 점(○) 및 s2의 수신 열악 점(□)은 도 42(a)와 같이 나타내게 된다. 마찬가지로 k=1일 때의 s1의 수신 열악 점(○) 및 s2의 수신 열악 점(□)은 도 42(b)와 같이 나타내게 된다. 이와 같이, 식 (190)의 프리코딩 행렬을 기초로 하면 수신 열악 점은 도 42(a)와 같게 되며, 이 식 (190)의 우변의 행렬의 2행째의 각 요소에 e^jX를 승산한 행렬을 프리코딩 행렬로 함으로써(식 (226) 참조) 수신 열악 점이 도 42(a)에 대해 회전한 수신 열악 점을 가지도록 한다(도 42(b) 참조). (단, 도 42(a)와 도 42(b)의 수신 열악 점은 겹치지 않고 있다. 이와 같이 e^jX를 승산해도 수신 열악 점은 겹치지 않게 하면 좋다. 또, 식 (190)의 우변의 행렬의 2행째의 각 요소에 e^jX를 승산하는 것은 아니며, 식 (190)의 우변의 행렬의 1행째의 각 요소에 e^jX를 승산한 행렬을 프리코딩 행렬로 해도 좋다) 이때, 프리코딩 행렬 F[0] ~ F[15]는 다음 식으로 나타내게 된다.

단, i=0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, k=0, 1이 된다.

그러면, M=2일 때 F[0] ~ F[15]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0]~F[15]의 프리코딩 행렬은 어떤 순번으로 배열해도 좋다. 또, F[0] ~ F[15]의 행렬이 각각 다른 행렬이라도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 16i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 16i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 16i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게 (h=0, 1, 2, …, 14, 15) 된다. (여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다)

이상을 정리하면, 식 (82) ~ 식 (85)을 참고로 하여 주기 N의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, 주기가 N이므로 i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 그리고 식 (228)을 베이스로 하는 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면 F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N×M의 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×M×i＋h일 때 F[h]을 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N×M-2, N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 식 (229)와 같이 했으나, 상술한 것과 같이 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 식 (229) 및 식 (230)에서 0 라디안≤δ＜2π 라디안으로 한 때 δ=π 라디안일 때 유니테리 행렬이 되고, δ≠π 라디안일 때 비 유니테리 행렬이 된다. 본 방식에서는 π／2 라디안≤｜δ｜＜π 라디안이 비 유니테리 행렬 일때가 하나의 특징적인 구성이며(δ의 조건에 대해서는 다른 실시형태일 때도 마찬가지이다), 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 된다. 다른 구성으로 유니테리 행렬인 경우도 있으나, 실시형태 10이나 실시형태 16에서 자세하게 설명하겠지만 식 (229), 식 (230)에서 N을 홀수로 하면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 커진다.

(실시형태 9)

본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

실시형태 8에서 설명한 것과 같이, 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서, 식 (82) ~ 식 (85)을 참고로 한, 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. (α＞0인 것으로 한다) 본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 취급하므로, 식 (231)의 프리코딩 행렬은 다음 식으로 나타낼 수가 있다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. (α＞0인 것으로 한다) 이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6으로부터 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위하여 중요하다.

실시형태 6에서의 설명 시에 수신 열악 점 간의 거리에 대해 설명하였으나, 수신 열악 점 간의 거리를 크게 하기 위해서는 주기 N은 3 이상의 홀수인 것이 중요하다. 이하에서는 이 점에 대해 설명한다.

실시형태 6에서 설명한 것과 같이, 수신 열악 점을 복소 평면상에서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 19＞ 또는 ＜조건 20＞이 주어진다.

즉, ＜조건 19＞에서는 위상의 차이가 2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다. 또, ＜조건 20＞에서는 위상의 차이가 -2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다.

그리고 θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0라디안으로 하고, 또한, α＜1로 한 때, 주기 N=3일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 43 (a)에, 주기 N=4 일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 43 (b)에 나타낸다. 또, θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0라디안으로 하고, 또한, α＞1로 한 때, 주기 N=3일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 44(a)에, 주기 N=4 일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 44(b)에 나타낸다.

이때, 수신 열악 점과 원점으로 형성하는 선분과 Real의 축에 있어서 Real≥0의 반직선으로 형성하는 위상(도 43 (a) 참조)을 고려한 경우, α＞1, α＜1 어느 경우에 대해서도 N=4 일 때 s1에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상과 s2에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상이 동일한 값이 되는 경우가 반드시 발생한다(도 43의 4301, 4302 및 도 44의 4401, 4402 참조). 이때, 복소 평면에서 수신 열악 점 간의 거리가 작아진다. 한편, N=3일 때 s1에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상과 s2에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상이 동일한 값이 되는 경우는 발생하지 않는다.

이상으로부터 주기 N이 짝수일 때 s1에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상과 s2에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상이 동일한 값이 되는 경우가 반드시 발생하는 것을 고려하면, 주기 N이 홀수일 때가 주기 N이 짝수일 때와 비교하여 복소 평면에서의 수신 열악 점 간의 거리가 커질 가능성이 크다. 단, 주기 N이 작은 값, 예를 들어 N≤16 이하의 경우, 복소 평면에서의 수신 열악 점의 최소 거리는 수신 열악 점이 존재하는 개수가 적으므로 어느 정도의 길이를 확보할 수 있다. 따라서 N≤16인 경우는 짝수로 해도 데이터의 수신품질을 확보할 수 있는 경우가 존재할 가능성이 있다.

따라서 식 (232)에 의거하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에서 주기 N은 홀수로 하면 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 크다. 또, 식 (232)에 의거하여, F[0] ~ F[N-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N에 대해 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 Ni일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 Ni＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N-2, N-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다). 또, s1, s2의 변조방식이 동시에 16QAM일 때, α를

이라고 하면, IQ평면에서의 16×16=256개의 신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에서 크게 할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 준비하게 되나, 본 실시형태는 싱글 캐리어 전송방식일 때를 예로 설명하고 있으므로, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순으로 배열하는 경우에 대해 설명하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로서 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있는. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다. 이때, ＜조건 ＃17＞, ＜조건 ＃18＞은 이하와 같은 조건으로 치환할 수 있다. (주기는 N으로 하여 생각한다)

(실시형태 10)

본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 실시형태 9와는 다른 예를 설명한다.

주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 주기 2N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

α＞0

인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. (식 (234)의 α와 식 (235)의 α는 동일한 값인 것으로 한다)

이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6에서 식 (234)에 대해 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

그리고 이하의 조건을 부가하는 것을 고려한다.

다음에, 실시형태 6에서 설명한 것과 같이 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 ＃24＞ 또는 ＜조건 ＃25＞가 제공된다.

즉, ＜조건 24＞에서는 위상의 차이가 2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다. 또, ＜조건 25＞에서는 위상의 차이가 -2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다.

그리고 θ₁₁ ₍0)―θ₂₁(0)=0라디안으로 하고, 한편, α＞1로 한 때, N=4 일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 45 (a), (b)에 나타낸다. 도 45 (a), (b)라부터 알 수 있는 것과 같이, 복소 평면에 있어서 s1의 수신 열악 점의 최소 거리는 크게 유지할 수 있고, 또, 마찬가지로 s2의 수신 열악 점의 최소 거리도 크게 유지할 수 있다. 그리고 α＜1일 때에도 동일한 상태가 된다. 또, 실시형태 9와 마찬가지로 생각하면, N이 홀수일 때가 N이 짝수일 때와 비교하여 복소 평면에서의 수신 열악 점 간의 거리가 커질 가능성이 크다. 단, N이 작은 값, 예를 들어 N≤16 이하의 경우, 복소 평면에서의 수신 열악 점의 최소 거리는, 수신 열악 점이 존재하는 개수가 적으므로, 어느 정도의 길이를 확보할 수 있다. 따라서 N≤16의 경우에는 짝수라도 데이터의 수신품질을 확보할 수 있는 경우가 존재할 가능성이 있다.

따라서 식 (234), (235)에 의거하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서 N은 홀수로 하면 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 크다. 또, 식 (234), (235)에 의거하여 F[0] ~ F[2N-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[2N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2N에 대해 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2Ni일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2Ni＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2N×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2N-2, 2N-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다). 또, s1, s2의 변조방식이 함께 16QAM일 때, α를 식 (233)으로 하면 IQ평면에서의 16×16=256개의 신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에서 크게 할 수 있는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

또, ＜조건 ＃23＞과 다른 조건으로 이하의 조건을 생각한다.

(x는 N, N+1, N+2, …, 2N-2, 2N-1이고, y는 N, N+1, N+2, …, 2N-2, 2N-1이며, x≠y이다)

이때, ＜조건 ＃21＞, ＜조건 ＃22＞, ＜조건 ＃26＞ 및 ＜조건 ＃27＞을 만족시킴으로써 복소 평면에서의 s1 끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게 또는 s2 끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게 할 수가 있으므로 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]을 준비하게 되나, 본 실시형태는 싱글 캐리어 전송방식일 때를 예로 설명하고 있으므로, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순번으로 배열하는 경우에 대해 설명하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로 하여 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있는. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 2N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 2N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 11)

본 실시형태에서는 비 유니테리 행렬(non-unitary matrix)을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. 또,δ≠π 라디안으로 한다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. (식 (236)의 α와 식 (237)의 α는 동일한 값인 것으로 한다)

이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6에서 식 (236)에 대해 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

그리고 이하의 조건을 부가하는 것을 생각한다.

또, 식 (237) 대신, 다음 식의 프리코딩 행렬이 제공되어도 좋다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. (식 (236)의 α와 식 (238)의 α는 동일한 값인 것으로 한다)

예로서 실시형태 6에서 설명한 것과 같이, 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 ＃31＞ 또는 ＜조건 ＃32＞가 제공된다.

즉, ＜조건 31＞에서는 위상의 차이가 2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다. 또, ＜조건 32＞에서는 위상의 차이가 -2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다.

그리고 θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0라디안으로 하고, 또한 α＞1로 하여, δ=(3π)/4 라디안으로 한 때, N=4 일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 46 (a), (b)에 나타낸다. 이와 같이 함으로써 프리코딩 행렬을 전환하는 주기를 크게 할 수 있고, 또한 복소 평면에서 s1의 수신 열악 점의 최소 거리는 크게 유지하고 있으며, 또, s2의 수신 열악 점의 최소 거리도 크게 유지할 수 있으므로 양호한 수신품질을 얻을 수 있다. 여기에서는 α＞1, δ=(3π)/4라디안, N=4 일 때를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, π／2 라디안≤｜δ｜＜π 라디안, α＞0, α≠1이면 동일한 효과를 얻을 수 있다.

또, ＜조건 ＃30＞과 다른 조건으로 이하의 조건을 고려한다.

(x는 N, N+1, N+2, …, 2N-2, 2N-1이며, y는 N, N+1, N+2, …, 2N-2, 2N-1이고, x≠y이다)

이때, ＜조건 ＃28＞, ＜조건 ＃29＞, ＜조건 ＃33＞ 및 ＜조건 ＃34＞를 만족시킴으로써 복소 평면에서의 s1끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게, 또는 s2끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게 할 수 있으므로 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 준비하게 되나, 본 실시형태는 싱글 캐리어 전송방식일 때를 예로 설명하고 있으므로, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순번으로 배열하는 경우에 대해 설명하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에서 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로 하여 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 2N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서 본 실시형태에서의 2N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 12)

본 실시형태에서는 비 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 재배열하는 방법에서 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. 또, δ≠π라디안(i에 상관없이, 고정 값), i=0, 1, 2, …, N-2, N-1로 한다.

이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6으로부터 식 (239)에 대해 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

예로서 실시형태 6에서 설명한 것과 같이, 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 ＃37＞ 또는 ＜조건 ＃38＞을 제공한다.

즉, ＜조건 37＞에서는 위상의 차이가 2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다. 또, ＜조건 38＞에서는 위상의 차이가 -2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다.

이때, π／2 라디안≤｜δ｜＜π 라디안, α＞0, α≠1이면 복소 평면에서의 s1끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게, 또는 s2끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게 할 수 있으므로 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 또, ＜조건 ＃37＞, ＜조건 ＃38＞은 반드시 필요한 조건은 아니다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 준비하게 되나, 본 실시형태는 싱글 캐리어 전송방식일 때를 예로 설명하고 있으므로, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순서에 배열하는 경우에 대해 설명하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다. 이때, ＜조건 ＃35＞, ＜조건 ＃36＞은 이하와 같은 조건으로 치환할 수 있다(주기는 N으로서 생각한다).

(실시형태 13)

본 실시형태에서는 실시형태 8의 다른 예에 대해 설명한다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다.

α＞0인 것으로 하고, (i와 상관없이) 고정 값인 것으로 한다(식 (240)의 α와 식 (241)의 α는 동일한 값인 것으로 한다).

그리고 식 (240) 및 식 (241)을 베이스로 하는 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다. 또, Xk=Yk라도 좋고, Xk≠Yk라도 좋다.

그러면, F[0]~F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0]~F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2×N×M은 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2×N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2×N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2×N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2×N×M-2, 2×N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (242)를 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (243)을 식 (245) ~ 식 (247)의 어느 하나로 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 수신 열악 점에 대해 주목하면, 식 (242)에서부터 식 (247)에 있어서,

의 모두를 만족시키면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 또, 실시형태 8에서는 ＜조건 ＃39＞ 및 ＜조건 ＃40＞을 만족시키면 좋다.

또, 식 (242)에서부터 식 (247)의 Xk, Yk에 주목하면,

(a는 0, 1, 2, …, M-2, M -1이고, b는 0, 1, 2, …, M-2, M-1이며, a≠b이다)

단, s는 정수이다.

(a는 0, 1, 2, …, M-2, M -1이고, b는 0, 1, 2, …, M-2, M-1이며, a≠b이다).

단, u는 정수이다.

의 2개의 조건을 만족시키면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 또, 실시형태 8에서는 ＜조건 42＞를 만족시키면 좋다.

또, 식 (242) 및 식 (247)에서 0 라디안≤δ＜2π 라디안으로 한 때, δ=π 라디안일 때 유니테리 행렬이 되며, δ≠π 라디안일 때 비 유니테리 행렬이 된다. 본 방식에서는 π／2 라디안≤｜δ｜＜π 라디안의 비 유니테리 행렬일 때가 하나의 특징적인 구성이며, 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 된다. 다른 구성으로서 유니테리 행렬인 경우도 있으나, 실시형태 10이나 실시형태 16에서 상세하게 설명하나, 식 (242)에서부터 식 (247)에서 N을 홀수로 하면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 커진다.

(실시형태 14)

본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에서 프리코딩 행렬로 유니테리 행렬을 이용하는 경우와 비 유니테리 행렬을 이용하는 경우의 사용구분의 예에 대해 설명한다.

예를 들어 2행 2열의 프리코딩 행렬(각 요소는 복소수로 구성되어 있는 것으로 한다)을 이용한 경우, 즉, 어떤 변조방식에 의거한 2개의 변조신호 (s1(t) 및 s2(t))에 대해 프리코딩을 시행하여, 프리코딩 후의 2개의 신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 경우에 대해 설명한다.

규칙적으로 프리코딩 행렬을 재배열하는 방법을 이용하여 데이터를 전송하는 경우, 도 3, 도 13의 송신장치는 프레임 구성신호(313)에 따라 매핑부(306A, 306B)는 변조방식을 전환하게 된다. 이때, 변조방식의 변조 다치 수(多値數)(변조 다치 수：IQ평면에서의 변조방식의 신호 점의 수)와 프리코딩 행렬의 관계에 대해 설명한다.

규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 이점은, 실시형태 6에서 설명한 것과 같이, LOS 환경에 있어서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다는 점이며, 특히, 수신장치가 ML연산이나 ML연산에 의거 APP(또는 Max-log APP)를 실시한 경우 그 효과가 크다. 그러나 ML연산은 변조방식의 변조 다치 수에 수반하여 회로 규모(연산 규모)에 큰 영향을 준다. 예를 들어 프리코딩 후의 2개의 신호를 2개의 안테나로부터 송신하고, 2개의 변조신호(프리코딩 전의 변조방식에 의거하는 신호)가 모두 동일한 변조방식을 이용하고 있는 것으로 하는 경우, 변조방식이 QPSK인 경우 IQ평면에서의 후보신호 점(도 11의 수신신호 점(1101))의 수는 4×4=16개, 16QAM인 경우 16×16=256개, 64QAM인 경우 64×64=4096개, 256QAM인 경우 256×256=65536개, 1024QAM인 경우 1024×1024=1048576개가 되며, 수신장치의 연산 규모를 어느 정도의 회로 규모로 억제하기 위해서는 변조방식이 QPSK, 16QAM, 64QAM인 경우는 수신장치에서 ML연산(ML연산에 의거하는 (Max-log) APP)를 이용하고, 256QAM, 1024QAM인 경우는 MMSE, ZF와 같은 선형연산을 이용한 검파를 이용하게 된다(경우에 따라서는 256QAM인 경우, ML연산을 이용해도 좋다).

이와 같은 수신장치를 상정한 경우, 다중 신호 분리 후의 SNR(signal-to-noisepower ratio)를 고려한 경우에 수신장치로 MMSE, ZF와 같은 선형연산을 이용하고 있는 경우는 프리코딩 행렬로 유니테리 행렬이 적합하며, ML연산을 이용하고 있는 경우는 프리코딩 행렬로 유니테리 행렬·비 유니테리 행렬의 어느 하나를 이용해도 좋다. 상술의 몇 가지의 실시형태의 설명을 고려하면 프리코딩 후의 2개의 신호를 2개의 안테나로부터 송신하고, 2개의 변조신호(프리코딩전의 변조방식에 의거하는 신호)가 모두 동일한 변조방식을 이용하고 있는 것일 경우, 변조방식의 변조 다치 수가 64치 이하(또는 256치 이하)일 때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로서 비 유니테리 행렬을 이용하고, 64치보다 큰(또는 256치보다 크다) 경우 유니테리 행렬을 이용하면 통신시스템이 지원하고 있는 모든 변조방식에 있어서 어느 변조방식의 경우에서도 수신장치의 회로 규모를 작게 하면서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 커진다.

또, 변조방식의 변조 다치 수가 64치 이하(또는 256치 이하)의 경우에 대해서도 유니테리 행렬을 이용하는 편이 좋은 경우가 있을 가능성이 있다. 이와 같은 점을 고려하면 변조방식의 변조 다치 수가 64치 이하(또는 256치 이하)의 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 지원하고 있는 복수의 64치 이하의 변조방식의 어느 한 변조방식에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 재배열하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로 비 유니테리 행렬을 이용하는 경우가 존재하는 것이 중요하다.

상술한 설명에서는 일례로 프리코딩 후의 2개의 신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 경우에 대해 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 후의 N개의 신호를 N개의 안테나로부터 송신하여, N개의 변조신호(프리코딩 전의 변조방식에 의거하는 신호)가 모두 동일한 변조방식을 이용하고 있는 것으로 하는 경우, 변조방식의 변조 다치 수에서 β_N라고 하는 임계치를 설치하고, 변조방식의 변조 다치 수가 β_N 이하의 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 지원하고 있는 β_N 이하의 복수의 변조방식의 어느 한 변조방식에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로 비 유니테리 행렬을 이용하는 경우가 존재하며, 변조방식의 변조 다치 수가 β_N보다 큰 변조방식의 경우, 유니테리 행렬을 이용하면 통신시스템이 지원하고 있는 모든 변조방식에 있어서 어느 변조방식의 경우에도 수신장치의 회로 규모를 작게 하면서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 커진다(변조방식의 변조 다치 수가 β_N 이하일 때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로 비 유니테리 행렬을 항상 이용해도 좋다).

상술한 설명에서는 동시에 송신하는 N개의 변조신호의 변조방식이 동일한 변조방식을 이용하고 있는 경우로 하여 설명하였으나, 이하에서는 동시에 송신하는 N개의 변조신호에 있어서 2종류 이상의 변조방식이 존재하는 경우에 대해 설명한다.

예로서 프리코딩 후의 2개의 신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 경우에 대해 설명한다. 2개의 변조신호(프리코딩 전의 변조방식에 의거하는 신호)가 모두 동일한 변조방식 또는 다른 변조방식인 것으로 한 때, 변조 다치 수가 2^a1치의 변조방식과 변조 다치 수가2^a2치의 변조방식을 이용하고 있는 것으로 한다. 이때, 수신장치에 대해 ML연산(ML연산에 의거하는(Max-log) APP)을 이용하고 있는 경우, IQ 평면에서의 후보신호 점(도 11의 수신신호 점(1101))의 수는 2^a1×2^a2=2^a1＋a2의 후보신호 점이 존재하게 된다. 이때, 상기에서 설명한 것과 같이 수신장치의 회로 규모를 작게 하면서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있기 위해서는 2^a1 ^＋a2에 대해 2^β라는 임계치를 설치하고, 2^a1 ^＋a2≤2^β일때 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로 비 유니테리 행렬을 이용하며, 2^a1 ^＋a2＞2^β일경우 유니테리 행렬을 이용하면 좋다.

또, 2^a1 ^＋a2≤2^β의 경우에도 유니테리 행렬을 이용하는 편이 좋은 경우가 있을 가능성이 있다. 이와 같은 점을 고려하면, 2^a1 ^＋a2≤2^β의 복수의 변조방식의 조합을 지원하고 있는 경우, 지원하고 있는 2^a1 ^＋a2≤2^β의 복수의 변조방식의 조합의 어느 한 변조방식의 조합으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로 비 유니테리 행렬을 이용하는 경우가 존재하는 것이 중요하다.

상술한 설명에서는 일례로서 프리코딩 후의 2개의 신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 경우에 대해 설명하였으나 이에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어 N개의 변조신호(프리코딩 전의 변조방식에 의거하는 신호)가 모두 동일한 변조방식 또는 다른 변조방식이 존재하는 경우일 때, 제 i 변조신호의 변조방식의 변조 다치 수를 2^ai로 한다(i=1, 2, …, N-1, N).

이때, 수신장치에서 ML연산(ML연산에 의거하는(Max-log) APP)을 이용하고 있는 경우, IQ 평면에서의 후보신호 점(도 11의 수신신호 점(1101))의 수는 2^a1×2^a2×…×2^ai×…×2^aN=2^{a1＋a2＋…＋ai＋…＋aN}의 후보신호 점이 존재하게 된다. 이때, 상기에서 설명한 것과 같이 수신장치의 회로 규모를 작게 하면서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있기 위해서는 2^{a1＋a2＋…＋ai＋…＋aN}에 대해 2^β라는 임계치를 설치하고,

＜조건 ＃44＞를 만족시키는 복수의 변조방식의 조합을 지원하고 있는 경우, 지원하고 있는 ＜조건 ＃44＞를 만족시키는 복수의 변조방식의 조합의 어느 한 변조방식의 조합으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로서 비 유니테리 행렬을 이용하는 경우가 존재하며,

＜조건 ＃45＞를 만족시키는 모든 변조방식의 조합의 경우, 유니테리 행렬을 이용하면 통신시스템이 지원하고 있는 모든 변조방식에서 어느 변조방식의 조합의 경우에 있어서도 수신장치의 회로 규모를 작게 하면서 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다는 효과를 가질 수 있을 가능성이 커진다(지원하고 있는 ＜조건 ＃44＞를 만족시키는 복수의 변조방식의 조합 모두에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬로서 비 유니테리 행렬을 이용해도 좋다).

(실시형태 15)

본 실시형태에서는 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 시스템 예에 대해 설명한다.

도 47은 본 실시형태에서의 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 시스템에서, 방송국(기지국)이 송신하는 송신신호의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다(시간 ＄1부터 시간 ＄T까지의 프레임 구성으로 한다). 도 47 (A)는 실시형태 1 등에서 설명한 스트림 s1의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성, 도 47 (B)는 실시형태 1 등에서 설명한 스트림 s2의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 스트림 s1과 스트림 s2의 동일시간, 동일(서브)캐리어의 심벌은 복수의 안테나를 이용하여 동일시간, 동일 주파수로 송신되게 된다.

도 47 (A), (B)에서는 OFDM을 이용한 때에 사용되는 (서브)캐리어는 (서브)캐리어 a ~ (서브)캐리어 a＋Na로 구성된 캐리어 군 ＃A, (서브)캐리어 b ~ (서브)캐리어 b＋Nb로 구성된 캐리어 군 ＃B, (서브)캐리어 c ~ (서브)캐리어 c＋Nc로 구성된 캐리어 군 ＃C, (서브)캐리어 d ~ (서브)캐리어 d＋Nd로 구성된 캐리어 군 ＃D, …로 분할하는 것으로 한다. 그리고 각 서브 캐리어 군에서는 복수의 송신방법을 지원하는 것으로 한다. 여기서, 복수의 송신방법을 지원함으로써 각 송신방법이 가지는 이점을 효과적으로 활용하는 것이 가능해진다. 예를 들어 도 47 (A), (B)에서는 캐리어 군 ＃A는 공간 다중 MIMO 전송방식 또는 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식을 이용하는 것으로 하고, 캐리어 군 ＃B는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 전송방식을 이용하는 것으로 하며, 캐리어 군 ＃C는 스트림 s1만 송신하고, 캐리어 군 ＃D는 시공간블록 부호를 이용하여 송신하는 것으로 한다.

도 48은 본 실시형태에서의 OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 시스템에서 방송국(기지국)이 송신하는 송신신호의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 47과는 다른 시간의 시간 ＄X에서부터 시간 ＄X＋T＇까지의 프레임 구성을 나타내고 있다. 도 48은 도 47과 마찬가지로 OFDM을 이용한 때에 사용되는 (서브)캐리어는 (서브)캐리어 a ~ (서브)캐리어 a＋Na로 구성된 캐리어 군 ＃A, (서브)캐리어 b ~ (서브)캐리어 b＋Nb로 구성된 캐리어 군 ＃B, (서브)캐리어 c ~ (서브)캐리어 c＋Nc로 구성된 캐리어 군 ＃C, (서브)캐리어 d ~ (서브)캐리어 d＋Nd로 구성된 캐리어 군 ＃D, …로 분할하는 것으로 한다. 그리고 도 48이 도 47과 다른 점은 도 47에서 이용되고 있는 통신방식과 도 48에서 이용되고 있는 통신방식이 다른 캐리어 군이 존재하는 것이다. 도 48에서는 (A), (B)에서는 캐리어 군 ＃A는 시공간블록 부호를 이용하여 송신하는 것으로 하고, 캐리어 군 ＃B는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 전송방식을 이용하는 것으로 하며, 캐리어 군 ＃C는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 전송방식을 이용하는 것으로 하고, 캐리어 군 ＃D는 스트림 s1만 송신하는 것으로 한다.

다음에, 지원하는 송신방법에 대해 설명한다.

도 49는 공간 다중 MIMO 전송방식 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용한 때의 신호처리방법을 나타내고 있으며, 도 6과 동일한 번호를 부여하고 있다. 어떤 변조방식에 따른 베이스밴드 신호인 가중 합성부(600)는 스트림 s1(t)(307A) 및 스트림 s2(t)(307B) 및 가중방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 가중 후의 변조신호 z1(t)(309A) 및 가중 후의 변조신호 z2(t)(309B)를 출력한다. 여기서, 가중방법에 관한 정보(315)가 공간 다중 MIMO 전송방식을 나타내고 있은 경우 도 49의 방식＃1의 신호처리를 한다. 즉, 이하의 처리를 한다.

단, 1개의 변조신호를 송신하는 방식을 지원하고 있는 경우, 송신 전력의 점으로부터 식 (250)은 식 (251)과 같이 나타나는 경우도 있다.

그리고 가중방법에 관한 정보(315)가 프리코딩 행렬이 고정된 MIMO 전송방식을 나타내고 있는 경우, 예를 들어 도 49의 방식 ＃2의 신호처리를 한다. 즉, 이하의 처리를 한다.

여기서,θ₁₁,θ₁₂,λ,δ는 고정 값이 된다.

도 50은 시공간블록 부호를 이용한 때의 변조신호의 구성을 나타내고 있다. 도 50의 시공간블록 부호화부(5002)는 어느 변조신호에 의거하는 베이스밴드 신호를 입력으로 한다. 예를 들어 시공간블록 부호화부(5002)는 심벌 s1, 심벌 s2, …를 입력으로 한다. 그러면, 도 50과 같이 시공간블록 부호화가 실행되어, z1(5003A)은 「심벌 ＃0으로서 s1」, 「심벌 ＃1로서 -s2」, 「심벌 ＃2로서 s3」, 「심벌 ＃3으로서 -s4」…이 되고, z2(5003B)는 「심벌 ＃0으로서 s2」, 「심벌 ＃1로서 s1」, 「심벌 ＃2로서 s4」, 「심벌 ＃3으로서 s3」…이 된다. 이때, z1에서의 심벌 ＃X, z2에서의 심벌 ＃X는 동일시간에 동일 주파수에 의해 안테나로부터 송신되게 된다.

도 47, 도 48에서는 데이터를 전송하는 심벌만을 기재하고 있으나, 실제로는 전송방식, 변조방식, 오류정정방식 등의 정보를 전송할 필요가 있다. 예를 들어 도 51과 같이 1개의 변조신호 z1만으로 이와 같은 정보를 정기적으로 전송하면, 이와 같은 정보를 통신 상대에게 전송할 수 있다. 또, 전송로의 변동, 즉, 수신장치가 채널 변동을 추정하기 위한 심벌(예를 들어 파일럿 심벌, 레퍼런스 심벌, 프리앰블, 송수신에서 기존의 (PSK：Phase Shift Keying) 심벌)을 전송할 필요가 있다. 도 47, 도 48에서는 이와 같은 심벌을 생략하여 기술하고 있으나, 실제로는 채널 변동을 추정하기 위한 심벌이 시간-주파수 축의 프레임 구성에서 포함되게 된다. 따라서 각 캐리어 군은 데이터를 전송하기 위한 심벌만으로 구성되어 있는 것은 아니다(이 점에 대해서는 실시형태 1에 있어서도 동일하다).

도 52는 본 실시형태에서의 방송국(기지국)의 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다. 송신방법 결정부(5205)는 각 캐리어 군의 캐리어 수, 변조방식, 오류정정방식, 오류정정부호의 부호화 율, 송신방법 등의 결정을 하여 제어신호(5205)라서 출력한다.

변조신호 생성부 ＃1(5201_1)은 정보(5200_1) 및 제어신호(5205)를 입력으로 하여, 제어신호(5205)의 통신방식의 정보에 의거하여, 도 47, 도 48의 캐리어 군 ＃A의 변조신호 z1(5202_1) 및 변조신호 z2(5203_1)를 출력한다.

마찬가지로, 변조신호 생성부 ＃2(5201_2)는 정보(5200_2) 및 제어신호(5205)를 입력으로 하여, 제어신호(5205)의 통신방식의 정보에 의거하여, 도 47, 도 48의 캐리어 군 ＃B의 변조신호 z1(5202_2) 및 변조신호 z2(5203_2)를 출력한다.

마찬가지로, 변조신호 생성부 ＃3 (5201_3)은 정보(5200_3) 및 제어신호(5205)를 입력으로 하여, 제어신호(5205)의 통신방식의 정보에 의거하여, 도 47, 도 48의 캐리어 군 ＃C의 변조신호 z1(5202_3) 및 변조신호 z2(5203_3)을 출력한다.

마찬가지로, 변조신호 생성부 ＃4(5201_4)는 정보(5200_4) 및 제어신호(5205)를 입력으로 하여, 제어신호(5205)의 통신방식의 정보에 의거하여, 도 47, 도 48의 캐리어 군 ＃D의 변조신호 z1(5202_4) 및 변조신호 z2(5203_4)를 출력한다.

ㆍ

마찬가지로, 변조신호 생성부 ＃M(5201_M)은 정보(5200_M) 및 제어신호(5205)를 입력으로 하여, 제어신호(5205)의 통신방식의 정보에 의거하여, 어느 캐리어 군의 변조신호 z1(5202_M) 및 변조신호 z2(5203_M)를 출력한다.

OFDM 방식관련 처리부(5207_1)는 캐리어 군 ＃A의 변조신호 z1(5202_1), 캐리어 군 ＃B의 변조신호 z1(5202_2), 캐리어 군 ＃C의 변조신호 z1(5202_3), 캐리어 군 ＃D의 변조신호 z1(5202_4), …, 어느 캐리어 군의 변조신호 z1(5202_M) 및 제어신호(5206)를 입력으로 하여, 재배열, 역 푸리에변환, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 시행하여 송신신호(5208_1)를 출력하고, 송신신호(5208_1)는 안테나(5209_1)라부터 전파로서 출력된다.

마찬가지로, OFDM 방식관련 처리부(5207_2)는 캐리어 군 ＃A의 변조신호 z1(5203_1), 캐리어 군 ＃B의 변조신호 z2(5203_2), 캐리어 군 ＃C의 변조신호 z2(5203_3), 캐리어 군 ＃D의 변조신호 z2(5203_4), …, 어느 캐리어 군의 변조신호 z2(5203_M) 및 제어신호(5206)를 입력으로 하여, 재배열, 역 푸리에변환, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 시행하여 송신신호(5208_2)를 출력하고, 송신신호(5208_2)는 안테나(5209_2)라부터 전파로서 출력된다.

도 53은 도 52의 변조신호 생성부 ＃1 ~ ＃M의 구성의 일례를 나타내고 있다. 오류정정부호화부(5302)는 정보(5300) 및 제어신호(5301)를 입력으로 하여, 제어신호(5301)에 의해 오류정정 부호화방식, 오류정정부호화의 부호화 율을 설정해서 오류정정부호화를 실시하여, 오류정정부호화 후의 데이터(5303)을 출력한다(오류정정 부호화 방식, 오류정정부호화의 부호화 율의 설정에 의해, 예를 들어 LDPC 부호, 터보 부호, 돌림형 부호 등을 이용한 때 부호화 율에 따라서는 펑쳐(Puncture)를 실행하여 부호화 율을 실현하는 경우가 있다).

인터리브부(5304)는 오류정정부호화 후의 데이터(5303), 제어신호(5301)를 입력으로 하여, 제어신호(5301)에 포함되는 인터리브방법의 정보에 따라서 오류정정부호화 후의 데이터(5303)의 재배열을 실행하여 인터리브 후의 데이터(5305)를 출력한다.

매핑부(5306_1)는 인터리브 후의 데이터(5305) 및 제어신호(5301)를 입력으로 하여, 제어신호(5301)에 포함되는 변조방식의 정보에 따라서 매핑 처리를 실행하여 베이스밴드 신호(5307_1)를 출력한다.

마찬가지로, 매핑부(5306_2)는 인터리브 후의 데이터(5305) 및 제어신호(5301)를 입력으로 하여, 제어신호(5301)에 포함되는 변조방식의 정보에 따라서 매핑 처리를 실행하여 베이스밴드 신호(5307_2)를 출력한다.

신호처리부(5308)는 베이스밴드 신호(5307_1), 베이스밴드 신호(5307_2) 및 제어신호(5301)를 입력으로 하여, 제어신호(5301)에 포함되는 전송방법(여기에서는 예를 들어 공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식)의 정보에 의거하여 신호처리를 실행하여, 신호처리 후의 신호 z1(5309_1) 및 신호처리 후의 z2(5309_2)를 출력한다. 또 스트림 s1만을 송신하는 전송방식이 선택되었을 경우, 신호처리부(5308)는 신호처리 후의 z2(5309_2)를 출력하지 않는 경우도 있다. 또, 도 53에서는 오류정정부호화부가 하나인 경우의 구성을 나타냈으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 도 3에 나타내는 것과 같이 복수의 부호화기를 구비하고 있어도 좋다.

도 54는 도 52에서의 OFDM 방식관련 처리부(5207_1 및 5207_2)의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 14와 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 재배열부(5402A)는 캐리어 군 ＃A의 변조신호 z1(5400_1), 캐리어 군 ＃B의 변조신호 z1(5400_2), 캐리어 군 ＃C의 변조신호 z1(5400_3), 캐리어 군 ＃D의 변조신호 z1(5400_4), …, 어느 캐리어 군의 변조신호 z1(5400_M) 및 제어신호(5403)을 입력으로 하여 재배열을 실행하고, 재배열 후의 신호 (1405A 및 1405B)를 출력한다. 또, 도 47, 도 48, 도 51에서는 캐리어 군의 할당을 집합한 서브 캐리어로 구성하는 예로 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 시간마다 이산적인 서브 캐리어에 의해 캐리어 군을 구성해도 좋다. 또, 도 47, 도 48, 도 51에서는 캐리어 군의 캐리어 수는 시간에 있어서 변경하지 않는 예로 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 이 점에 대해서는 별도로 다음에 설명한다.

도 55는 도 47, 도 48, 도 51과 같이 캐리어 군마다 전송방식을 설정하는 방식의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성의 상세한 예를 나타내고 있다. 도 55에 있어서 제어정보 심벌을 5500, 개별 제어정보 심벌을 5501, 데이터심벌을 5502, 파일럿 심벌을 5503으로 나타낸다. 또, 도 55 (A)는 스트림 s1의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 55 (B)는 스트림 s2의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다.

제어정보 심벌은 캐리어 군 공통의 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 송수신기가 주파수, 시간 동기를 행하기 위한 심벌, (서브)캐리어의 할당에 관한 정보 등으로 구성되어 있다. 그리고 제어심벌은 시각 ＄1에서 스트림 s1만으로부터 송신되는 것으로 한다.

개별 제어정보 심벌은 서브 캐리어 군 개별의 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 데이터심벌의 전송방식·변조방식·오류정정 부호화방식·오류정정부호화의 부호화 율·오류정정부호의 블록 사이즈 등의 정보, 파일럿 심벌의 삽입방법의 정보, 파일럿 심벌의 송신 파워의 정보 등으로 구성되어 있다. 개별 제어정보 심벌은 시각 ＄1에서 스트림 s1만으로부터 송신되는 것으로 한다.

데이터심벌은 데이터(정보)를 전송하기 위한 심벌이며, 도 47 ~ 도 50을 이용하여 설명한 것과 같이, 예를 들어 공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식의 어느 하나의 전송방식의 심벌이다. 또, 캐리어 군 ＃A, 캐리어 군 ＃B, 캐리어 군 ＃C, 캐리어 군 ＃D에 있어서 스트림 s2에 데이터심벌이 존재하도록(듯이) 기재하고 있으나, 스트림 s1만 송신하는 전송방식을 이용하고 있는 경우는 스트림 s2에 데이터심벌이 존재하지 않는 경우도 있다.

파일럿 심벌은 수신장치가 채널 추정, 즉, 식 (36)의 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)에 상당하는 변동을 추정하기 위한 심벌이다(여기에서는 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있으므로, 서브 캐리어마다 h₁₁(t), h₁₂₍t), h₂₁(t), h₂₂₍t)에 상당하는 변동을 추정하기 위한 심벌이라고 하게 된다). 따라서 파일럿 심벌은 예를 들어 PSK 전송방식을 이용하고 있으며, 송수신기에서 기존의 패턴이 되도록 구성하게 된다. 또, 파일럿 심벌을 수신장치는 주파수 오프셋(offset)의 추정, 위상 왜곡 추정, 시간 동기에 이용해도 좋다.

도 56은 도 52의 송신장치가 송신한 변조신호를 수신하기 위한 수신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 7과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다.

도 56에서 OFDM 방식관련 처리부(5600_X)는 수신신호(702_X)를 입력으로 하여 소정의 처리를 실행하여 신호처리 후의 신호(704_X)를 출력한다. 마찬가지로, OFDM 방식관련 처리부(5600_Y)는 수신신호(702_Y)를 입력으로 하여 소정의 처리를 실행하여 신호처리 후의 신호(704_Y)를 출력한다.

도 56의 제어정보 복호부(709)는 신호처리 후의 신호(704_X) 및 신호처리 후의 신호(704_Y)를 입력으로 하여, 도 55에서의 제어정보 심벌 및 개별 제어정보 심벌을 추출하여 이들 심벌로 전송한 제어정보를 얻어서, 이 정보를 포함한 제어신호(710)를 출력한다.

변조신호 z1의 채널변동 추정부(705_1)는 신호처리 후의 신호(704_X) 및 제어신호(710)를 입력으로 하여, 이 수신장치가 필요로 하는 캐리어 군(소한 캐리어 군)에서의 채널 추정을 실행하여 채널추정신호(706_1)를 출력한다.

마찬가지로, 변조신호 z2의 채널변동 추정부(705_2)는 신호처리 후의 신호(704_X) 및 제어신호(710)를 입력으로 하여, 이 수신장치가 필요로 하는 캐리어 군(소망하는 캐리어 군)에서의 채널 추정을 실행하여 채널추정신호(706_2)를 출력한다.

마찬가지로, 변조신호 z1의 채널변동 추정부(705_1)는 신호처리 후의 신호(704_Y) 및 제어신호(710)를 입력으로 하여, 이 수신장치가 필요로 하는 캐리어 군(소망하는 캐리어 군)에서의 채널 추정을 실행하여 채널추정신호(708_1)를 출력한다.

마찬가지로, 변조신호 z2의 채널변동 추정부(705_2)는 신호처리 후의 신호(704_Y) 및 제어신호(710)를 입력으로 하여, 이 수신장치가 필요로 하는 캐리어 군(소망하는 캐리어 군)에서의 채널 추정을 실행하여 채널추정신호(708_2)를 출력한다.

그리고 신호처리부(711)는 신호(706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y) 및 제어신호(710)를 입력으로 하여, 제어신호(710)에 포함되어 있는 소망하는 캐리어 군으로 전송한 데이터심벌에서의 전송방식·변조방식·오류정정 부호화방식·오류정정부호화의 부호화 율·오류정정부호의 블록 사이즈 등의 정보에 의거하여 복조, 복호의 처리를 실행하여 수신데이터(712)를 출력한다.

도 57은 도 56에서의 OFDM 방식관련 처리부(5600_X, 5600_Y)의 구성을 나타내고 있으며, 주파수 변환부(5701)는 수신신호(5700)를 입력으로 하여 주파수 변환을 실행하여, 주파수 변환 후의 신호(5702)를 출력한다.

푸리에 변환부(5703)는 주파수 변환 후의 신호(5702)를 입력으로 하여 푸리에 변환을 실행하여 푸리에 변환 후의 신호(5704)를 출력한다.

이상과 같이, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 복수의 캐리어 군으로 분할하고 캐리어 군마다 전송방식을 설정함으로써, 캐리어 군마다 수신품질 또는 전송속도를 설정할 수 있으므로, 유연한 시스템을 구축할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다. 이때, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 선택할 수 있도록 함으로써, LOS 환경에 대해 높은 수신품질을 얻을 수 있는 동시에 높은 전송속도를 얻을 수 있다는 이점을 얻을 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 캐리어 군이 설정 가능한 전송방식으로서 「공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 언급했으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 이때, 시공간부호로서 도 50의 방식을 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니고 또, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식은 도 49의 방식＃2에 한정되는 것은 아니며, 고정적인 프리코딩 행렬로 구성되어 있으면 좋다. 또, 본 실시형태에서는 송신장치의 안테나 수를 2로 한 경우로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2보다 큰 경우에 대해서도 캐리어 군마다 「공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식」의 어느 것이든 전송방식을 선택할 수 있도록 하면 동일한 효과를 얻을 수 있다.

도 58은 도 47, 도 48, 도 51과는 다른 캐리어 군의 할당방법을 나타내고 있다. 도 47, 도 48, 도 51, 도 55에서는 캐리어 군의 할당을 집합한 서브 캐리어로 구성하는 예로 설명하고 있으나, 도 58에서는 캐리어 군의 캐리어를 이산적으로 배치하고 있는 것이 특징이 되고 있다. 도 58은 도 47, 도 48, 도 51, 도 55와는 다른 시간-주파수 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있고, 도 58에서는 캐리어 1부터 캐리어 H, 시간 ＄1부터 시간 ＄K의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 도 55와 동일한 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 도 58의 데이터심벌에서 「A」라고 기재되어 있는 심벌은 캐리어 군 A의 심벌, 「B」라고 기재되어 있는 심벌은 캐리어 군 B의 심벌, 「C」라고 기재되어 있는 심벌은 캐리어 군 C의 심벌, 「D」라고 기재되어 있는 심벌은 캐리어 군 D의 심벌이라는 것을 나타내고 있다. 이와 같이 캐리어 군은 (서브)캐리어 방향에 있어서 이산적으로 배치해도 마찬가지로 실시할 수가 있으며 또, 시간 축 방향에 있어서 항상 동일한 캐리어를 사용할 필요는 없다. 이와 같은 배치를 실행함으로써 시간, 주파수 다이버시티 게인(Diversity Gain)을 얻을 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.

도 47, 도 48, 도 51, 도 58에 있어서 제어정보 심벌, 고유 제어정보 심벌을 캐리어 군마다 동일한 시간에 배치하고 있으나, 다른 시간에 배치해도 좋다. 또, 캐리어 군이 사용하는 (서브)캐리어 수는 시간과 동시에 변경해도 좋다.

(실시형태 16)

본 실시형태에서는 실시형태 10과 같이 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 있어서 N을 홀수로 하는 경우에 대해 설명한다.

주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 2N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

α＞0인 것으로 하고, (i에 상관없이) 고정 값인 것으로 한다.

α＞0인 것으로 하고, (i에 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. (식 (253)의 α와 식 (254)의 α는 동일한 값인 것으로 한다)

이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6에서 식 (253)에 대해 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

그리고 이하의 조건을 부가하는 것을 고려한다.

다음에, 실시형태 6에서 설명한 것과 같이 수신 열악 점을 복소 평면상에서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해서 ＜조건 ＃49＞ 또는 ＜조건 ＃50＞을 준다.

즉, ＜조건 49＞에서는 위상의 차이가 2π／N라디안인 것을 의미하고 있다. 또, ＜조건 50＞에서는 위상의 차이가-2π／N 라디안인 것을 의미하고 있다.

그리고 θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0 라디안으로 하고, 또 α＞1로 한 때, N=3일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면에서의 배치를 도 60 (a), (b)에 나타낸다. 도 60 (a), (b)라부터 알 수 있는 것과 같이, 복소 평면에서 s1의 수신 열악 점의 최소 거리는 크게 유지할 수 있으며, 또, 마찬가지로 s2의 수신 열악 점의 최소 거리도 크게 유지할 수 있다. 그리고 α＜1일 때에도 동일한 상태가 된다. 또, 실시형태 10의 도 45와 비교하면, 실시형태 9와 마찬가지로 고려하면 N이 홀수일 때가 N이 짝수일 때와 비교하여 복소 평면에서 수신 열악 점 간의 거리가 커질 가능성이 크다. 단, N이 작은 값, 예를 들어 N≤16 이하의 경우, 복소 평면에서의 수신 열악 점의 최소 거리는 수신 열악 점의 존재하는 개수가 적으므로 어느 정도의 길이를 확보할 수 있다. 따라서 N≤16의 경우는 짝수라도 데이터의 수신품질을 확보할 수 있는 경우가 존재할 가능성이 있다.

따라서 식 (253), (254)에 의거 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서 N은 홀수로 하면 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 크다. 또 식 (253), (254)에 의거하여 F[0] ~ F[2N-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[2N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2N에 대해 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2Ni일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2Ni＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2N×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2N-2, 2N-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다). 또, s1, s2의 변조방식이 동시에 16QAM일 때, α를 식 (233)으로 하면 IQ평면에서의 16×16=256개의 신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에서 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

또, ＜조건 ＃48＞과 다른 조건으로 이하의 조건을 생각한다.

이때, ＜조건 ＃46＞, ＜조건 ＃47＞, ＜조건 ＃51＞ 및 ＜조건 ＃52＞를 만족시킴으로써 복소 평면에서의 s1끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게, 또는 s2끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게 할 수 있으므로, 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 준비하게 되나, 본 실시형태는 싱글 캐리어 전송방식일 때를 예로 설명하고 있으므로, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순번으로 배열하는 경우에 대해 설명하였으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 2N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서, 본 실시형태에서의 2N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 17)

본 실시형태에서는 실시형태 8에 의거하는 구체적인 프리코딩 웨이트를 규칙적으로 전환하는 방법의 예를 설명한다.

도 6은 본 실시형태에서의 가중방법(프리코딩방법)에 관련하는 도면이며, 가중 합성부(600)는 도 3의 가중 합성부 308A와 308B의 양자를 통합한 가중 합성부이다. 도 6에 나타내는 것과 같이, 스트림 s1(t) 및 스트림 s2(t)는 도 3의 베이스밴드 신호(307A 및 307B)에 상당하는, 즉, QPSK, 16QAM, 64QAM 등의 변조방식의 매핑에 따른 베이스밴드 신호 동상 I, 직교 Q성분이 된다.

그리고 도 6의 프레임 구성과 같이 스트림 s1(t)는 심벌번호 u의 신호를 s1(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s1(u＋1), …로 나타낸다. 마찬가지로, 스트림 s2(t)는 심벌번호 u의 신호를 s2(u), 심벌번호 u＋1의 신호를 s2(u＋1), …로 나타낸다. 그리고 가중 합성부(600)는 도 3에서의 베이스밴드 신호(307A(s1(t)) 및 307B(s2(t)), 가중정보에 관한 정보(315)를 입력으로 하여, 가중정보에 관한 정보(315)에 따른 가중방법을 시행하여, 도 3의 가중합성 후의 신호(309A(z1(t)), 309B(z2(t)))를 출력한다.

이때, 예를 들어 실시형태 6에서의 예 8의 주기 N=8의 프리코딩 행렬 전환방법을 이용한 경우 z1(t), z2(t)는 이하와 같이 나타내게 된다.

심벌번호 8i일 때(i는 0 이상의 정수로 한다)：

단, j는 허수 단위, k=0.

심벌번호 8i＋1일 때：

단, k=1.

심벌번호 8i＋2 일 때：

단, k=2.

심벌번호 8i＋3일 때：

단, k=3.

심벌번호 8i＋4 때：

단, k=4.

심벌번호 8i＋5 일 때：

단, k=5.

심벌번호 8i＋6 때：

단, k=6.

심벌번호 8i＋7 일 때：

단, k=7.

여기서, 심벌번호로 기재하고 있으나, 심벌번호는 시각(시간)이라고 생각해도 좋다. 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 예를 들어 식 (262)에서 시각 8i＋7의 z1(8i＋7)와 z2(8i＋7)는 동일 시각의 신호이며, 또한, z1(8i＋7)와 z2(8i＋7)는 동일(공통의) 주파수를 이용하여 송신장치가 송신하게 된다. 즉, 시각 T의 신호를 s1(T), s2(T), z1(T), z2(T)라 하면, 어떤 프리코딩 행렬과 s1(T) 및 s2(T)라부터 z1(T) 및 z2(T)를 구하고, z1(T) 및 z2(T)는 동일(공통의) 주파수를 이용하여(동일 시각(시간)에) 송신장치가 송신하게 된다. 또, OFDM 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 경우, (서브)캐리어 L, 시각 T에서의 s1, s2, z1, z2에 상당하는 신호를 s1(T, L), s2(T, L), z1(T, L), z2(T, L)라 하면, 어떤 프리코딩 행렬과 s1(T, L) 및 s2(T, L)라부터 z1(T, L) 및 z2(T, L)를 구하고, z1(T, L) 및 z2(T, L)는 동일(공통의) 주파수를 이용하여(동일 시각(시간)에) 송신장치가 송신하게 된다.

이때, α의 적절한 값으로 식 (198) 또는 식 (200)이 있다. 또, 식 (255) ~ 식 (262)에서 α의 값을 각각 다른 값으로 설정해도 좋다. 즉, 식 (255) ~ 식 (262) 중 2개의 식을 추출한 때(식 (X)과 식 (Y)으로 한다) 식 (X)의 α와 식 (Y)의 α가 다른 값이라도 좋다.

프리코딩 전환 행렬 주기를 8M으로 한 때 다른 프리코딩 행렬 8M개를 이하와 같이 나타낸다.

이때, i=0, 1, 2,3,4,5,6,7, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

예를 들어 M=2로 한 때, α＜1로 하면, k=0일 때의 s1의 수신 열악 점(○) 및 s2의 수신 열악 점(□)은 도 42(a)와 같이 나타낸다. 마찬가지로 k=1일 때의 s1의 수신 열악 점(○) 및 s2의 수신 열악 점(□)은 도 42(b)와 같이 나타낸다. 이와 같이, 식 (190)의 프리코딩 행렬을 기초로 하면 수신 열악 점은 도 42(a)와 같게 되고, 이 식 (190)의 우변의 행렬의 2행째의 각 요소에 e^jX를 승산한 행렬을 프리코딩 행렬로 함으로써(식 (226) 참조), 수신 열악 점이 도 42(a)에 대해 회전한 수신 열악 점을 가지도록 한다(도 42(b) 참조). (단, 도 42(a)와 도 42(b)의 수신 열악 점은 겹치지 않았다. 이와 같이, e^jX를 승산해도 수신 열악 점은 겹치지 않게 하면 좋다. 또, 식 (190)의 우변의 행렬의 2행째의 각 요소에 e^jX를 승산하는 것이 아니라, 식 (190)의 우변의 행렬의 1행째의 각 요소에 e^jX를 승산한 행렬을 프리코딩 행렬이라고 해도 좋다). 이때, 프리코딩 행렬 F[0] ~ F[15]는 다음 식으로 표시된다.

단, i=0, 1, 2,3,4,5,6,7, k=0, 1이 된다.

그러면, M=2 때, F[0] ~ F[15]의 프리코딩 행렬이 생성된 것이 된다(F[0] ~ F[15]의 프리코딩 행렬은 어떤 순번으로 배열해도 좋다. 또, F[0] ~ F[15]의 행렬이 각각 다른 행렬이라고 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 16i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 16i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 16i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 14, 15) 된다(여기에서는 이전의 실시형태로 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이상을 정리하면, 식 (82) ~ 식 (85)을 참고로 하여, 주기 N의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, 주기가 N이므로, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 그리고 식 (265)를 베이스로 하는 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0]~F[N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성된 것이 된다(F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N×M의 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N×M-2, N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이, 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 식 (266)과 같이 했으나, 상술한 것과 같이 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 식 (265) 및 식 (266)에서 0 라디안≤δ＜2π 라디안으로 한 때, δ=π 라디안일 때 유니테리 행렬이 되고, δ≠π라디안일 때 비 유니테리 행렬이 된다. 본 방식에서는 π／2 라디안≤｜δ｜＜π 라디안의 비 유니테리 행렬일 때가 특징적인 구성이며(δ의 조건에 대해서는 다른 실시형태 때도 마찬가지이다), 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 되나, 유니테리 행렬이라도 좋다.

또, 본 실시형태에서는 λ을 고정 값으로 하여 취급한 경우의 프리코딩 행렬의 일례로 λ=0 라디안으로 설정한 경우를 예로 들어 설명하고 있으나, 변조방식의 매핑을 고려하면 λ=π／2 라디안, λ=π라디안, λ=(3π)/2라디안의 어느 하나의 값으로 고정적으로 설정해도 좋다(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬에서 λ=π라디안으로 한다). 이에 의해, λ=0라디안으로 설정한 경우와 같이 회로 규모의 삭감을 도모할 수 있다.

(실시형태 18)

본 실시형태에서는 실시형태 9에 의거하는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

실시형태 8에서 설명한 것과 같이, 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 식 (82) ~ 식 (85)을 참고로 한 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. (α＞0인 것으로 한다) 본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 다루므로, 식 (268)의 프리코딩 행렬은 다음 식으로 나타낼 수가 있다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다). 이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6으로부터 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하게 된다.

실시형태 6에서 설명할 때 수신 열악 점 간의 거리에 대해 설명하였으나, 수신 열악 점 간의 거리를 크게 하기 위해서는 주기 N은 3 이상의 홀수인 것이 중요하다. 이하에서는 이 점에 대해 설명한다.

실시형태 6에서 설명한 것과 같이 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 55＞ 또는 ＜조건 56＞을 제공한다.

그리고 θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0라디안으로 하고, 또한, α＜1로 한 때, 주기 N=3일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 43 (a)에, 주기 N=4 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 43 (b)에 나타낸다. 또, θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0 라디안으로 하고, 또한, α＞1로 한 때, 주기 N=3일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 44(a)에, 주기 N=4 일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 44(b)에 나타낸다.

이때, 수신 열악 점과 원점으로 형성하는 선분과 Real의 축에 있어서, Real≥0 의 반직선으로 형성하는 위상(도 43 (a) 참조)을 고려한 경우, α＞1, α＜1 어느 경우에 대해서도 N=4 일 때 s1에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상과 s2에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상이 동일한 값이 되는 경우가 반드시 발생한다(도 43의 4301, 4302 및 도 44의 4401, 4402 참조). 이때, 복소 평면에서 수신 열악 점 간의 거리가 작아진다. 한편, N=3일 때 s1에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상과 s2에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상이 동일한 값이 되는 경우는 발생하지 않는다.

이상으로부터, 주기 N이 짝수일 때 s1에 관한 수신 열악 점에서의 상술한 위상과 s2에 관한 수신 열악 점에서 상술한 위상이 동일한 값이 되는 경우가 반드시 발생하는 것을 고려하면, 주기 N이 홀수일 때가 주기 N이 짝수일 때와 비교하여 복소 평면에서 수신 열악 점 간의 거리가 커질 가능성이 크다. 단, 주기 N이 작은 값, 예를 들어 N≤16 이하의 경우 복소 평면에서의 수신 열악 점의 최소 거리는 수신 열악 점의 존재하는 개수가 적으므로, 어느 정도의 길이를 확보할 수 있다. 따라서 N≤16의 경우는 짝수라도 데이터의 수신품질을 확보할 수 있는 경우가 존재할 가능성이 있다.

따라서 식 (269)에 의거하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에서 주기 N은 홀수로 하면 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 크다. 또, 식 (269)에 의거하여 F[0] ~ F[N-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N에 대해 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 Ni일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 Ni＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N-2, N-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다). 또, s1, s2의 변조방식이 동시에 16QAM일 때, α를

로 하면 IQ평면에서의 16×16=256개의 신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에서 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

도 94는 동상 I-직교 Q평면에서의 16QAM의 신호 점 배치의 예를 나타내고 있다. 도 94의 신호 점(9400)은 송신하는 비트(입력 비트)를 b0 ~ b3로 하면, (b0, b1, b2, b3)=(1, 0, 0, 0)(이 값은 도 94에 기재되어 있는 값이다)일 때의 신호 점이며, 동상 I-직교 Q평면에서의 좌표는 (-3×g, 3×g)이고, 신호 점(9400) 이외의 신호 점에 대해서도 송신하는 비트와 신호 점의 관계 및 신호 점의 동상 I-직교 Q평면에서의 좌표는 도 94로부터 판독할 수 있다.

도 95는 동상 I-직교 Q평면에서의 QPSK의 신호 점 배치의 예를 나타내고 있다. 도 95의 신호 점(9500)은 송신하는 비트(입력 비트)를 b0, b1로 하면, (b0, b1)=(1, 0)(이 값은, 도 95에 기재되어 있는 값이다)일 때의 신호 점이며, 동상 I-직교 Q평면에서의 좌표는 (-1×h, 1×h)이고, 신호 점(9500) 이외의 신호 점에 대해서도 송신하는 비트와 신호 점의 관계 및 신호 점의 동상 I-직교 Q평면에서의 좌표는 도 95로부터 판독할 수 있다.

또, s1의 변조방식을 QPSK 변조로 하고, s2의 변조방식을 16QAM으로 한 때, α를

로 하면 IQ평면에서의 후보신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에 있어 크게 할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

또, 16QAM의 I-Q평면에서의 신호 점 배치는 도 94와 같고, QPSK의 I-Q평면에서의 신호 점 배치는 도 95와 같다. 그리고 도 94의 g가

로 하면, 도 94의 h는,

가 된다.

주기 N을 위하여 준비하는 식 (269)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로 N=5로 한 때 이하와 같은 행렬을 생각할 수 있다.

이와 같이, 송신장치의 상기 프리코딩에 의한 연산 규모를 줄이기 위해서는 식 (269)에 있어서 θ₁₁(i)=0 라디안, λ=0 라디안으로 설정하면 좋다. 단, λ은 식 (269)에서 i에 따라 다른 값으로 해도 좋고, 동일한 값이라도 좋다. 즉, 식 (269)에서 F[i=x]에서의 λ와 F[i=y]에서의 λ(x≠y)는 동일한 값이라도 좋고, 다른 값이라도 좋다.

α의 설정 값으로는 상술한 설명에서 설명한 설정 값이 하나의 효과적인 값이 되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다. (즉, F[i]에서의α는 i에 있어서 항상 일정 값으로 할 필요는 없다).

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 것도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 같이 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서, 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다. 이때, ＜조건 ＃55＞, ＜조건 ＃56＞은 이하와 같은 조건으로 치환할 수 있다(주기는 N으로서 고려한다).

또, 본 실시형태에서는 λ을 고정 값으로 취급한 경우의 프리코딩 행렬의 일례로 λ=0 라디안으로 설정한 경우를 예로 들어 설명하고 있으나, 변조방식의 매핑을 고려하면 λ=π／2 라디안, λ= π라디안, λ=(3π)/2 라디안의 어느 하나의 값으로 고정적으로 설정해도 좋다(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬에서 λ=π라디안으로 한다). 이에 의해 λ=0라디안으로 설정한 경우와 동일하게 회로 규모의 삭감을 도모할 수 있다.

(실시형태 19)

본 실시형태에서는 실시형태 10에 의거하는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6에서 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

그리고 이하의 조건을 부가하는 것을 고려한다.

다음에, 실시형태 6에서 설명한 것과 같이 수신 열악 점을 복소 평면상에서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 ＃60＞ 또는 ＜조건 ＃61＞을 준다.

그리고 θ₁₁(0)―θ₂₁(0)=0 라디안으로 하고, 또한, α＞1로 한 때, N=4 일 때의 s1의 수신 열악 점과 s2의 수신 열악 점의 복소 평면상에서의 배치를 도 43 (a), (b)에 나타낸다. 도 43 (a), (b)라부터 알 수 있는 것과 같이, 복소 평면에서 s1의 수신 열악 점의 최소 거리는 크게 유지할 수 있으며, 또, 마찬가지로 s2의 수신 열악 점의 최소 거리도 크게 유지할 수 있다. 그리고 α＜1일 때에도 동일한 상태가 된다. 또, 실시형태 9와 같이 생각하면 N이 홀수일 때의 편이 N이 짝수일 때와 비교하여 복소 평면에서 수신 열악 점 간의 거리가 커질 가능성이 크다. 단, N이 작은 값, 예를 들어 N≤16 이하의 경우 복소 평면에서의 수신 열악 점의 최소 거리는 수신 열악 점의 존재하는 개수가 적으므로, 어느 정도의 길이를 확보할 수 있다. 따라서 N≤16의 경우는 짝수라도 데이터의 수신품질을 확보할 수 있는 경우가 존재할 가능성이 있다.

따라서 식 (279), (280)에 의거하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에서, N은 홀수로 하면 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있을 가능성이 크다. 또, 식 (279), (280)에 의거하여 F[0] ~ F[2N-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[2N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2N에 대해 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2Ni일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2Ni＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2N×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2N-2, 2N-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태로 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다). 또, s1, s2의 변조방식이 동시에 16QAM일 때 α를 식 (270)으로 하면, IQ평면에서의 16×16=256개의 신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에서 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

그리고 s1의 변조방식을 QPSK 변조로 하고, s2의 변조방식을 16QAM으로 한 때,α를 식 (271)으로 하면 IQ평면에서의 후보신호 점 간의 최소 거리를 어느 특정의 LOS 환경에서 크게 할 수 있다는 효과를 얻을 수 있을 가능성이 있다.

또, 16QAM의 I-Q평면에서의 신호 점 배치는 도 60과 같으며, QPSK의 I-Q평면에서의 신호 점 배치는 도 94와 같다. 그리고 도 60의 g가 식 (272)으로 하면 도 94의 h는 식 (273)이 된다.

또, ＜조건 ＃59＞와 다른 조건으로서 이하의 조건을 고려한다.

이때, ＜조건 ＃57＞, ＜조건 ＃58＞, ＜조건 ＃62＞ 및 ＜조건 ＃63＞을 만족시킴으로써 복소 평면에서의 s1끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게, 또한, s2끼리의 수신 열악 점의 거리를 크게 할 수가 있으므로, 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다.

주기 2N을 위하여 준비하는 식 (279), 식 (280)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로, N=15로 한 때 이하와 같은 행렬을 생각할 수 있다.

이와 같이, 송신장치의 상기 프리코딩에 의한 연산 규모를 줄이기 위해서는 식 (279)에서 θ₁₁(i)=0 라디안, λ=0 라디안으로 설정하고, 식 (280)에서 θ₂₁(i)=0 라디안, λ=0 라디안으로 설정하면 좋다.

단, λ는 식 (279), 식 (280)에서 i에 따라 다른 값으로 해도 좋고 동일한 값이라도 좋다. 즉, 식 (279), 식 (280)에서 F[i=x]에서의 λ와 F[i=y]에서의 λ(x≠y)는 동일한 값이라도 좋고, 다른 값이라도 좋다. 또, 다른 방법으로 식 (279)에서 λ를 고정 값으로 하고, 식 (280)에서 λ를 고정 값으로 하며, 또한, 식 (279)에서의 고정한 λ의 값과 식 (280)에서의 고정한 λ의 값을 다른 값으로 해도 좋다(다른 수법으로 식 (279)에서 고정한 λ의 값과 식 (280)에서 고정한 λ의 값으로 하는 방법이라도 좋다).

α의 설정 값으로는 상술한 설명에서 설명한 설정 값이 하나의 효과적인 값이 되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다(즉, F[i]에서의 α는 i에 있어서 항상 일정 값으로 할 필요는 없다).

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 일도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 본 실시형태에서는 λ을 고정 값으로 취급한 경우의 프리코딩 행렬의 일례로 λ=0 라디안으로 설정한 경우를 예로 들어 설명하고 있으나, 변조방식의 매핑을 고려하면 λ=π／2 라디안, λ=π 라디안, λ=(3π)/2 라디안의 어느 하나의 값으로 고정적으로 설정해도 좋다(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬에서 λ=π라디안으로 한다). 이에 의해 λ=0라디안으로 설정한 경우와 동일하게 회로 규모의 삭감을 도모할 수 있다.

(실시형태 20)

본 실시형태에서는 실시형태 13에 의거하는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

α＞0인 것으로 하고, (i에 상관없이) 고정 값인 것으로 한다.

α＞0인 것으로 하고, (i에 상관없이) 고정 값인 것으로 한다. (α＜0이라도 좋다)

그리고 식 (311) 및 식 (312)을 베이스로 하는 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0] ~ F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2×N×M 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2×N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2×N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2×N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2×N×M-2, 2×N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태로 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있으며, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (313)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (314)을 식 (316) ~ 식 (318)의 어느 하나로 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 수신 열악 점에 대해 주목하면, 식 (313)부터 식 (318)에서

의 모든 것을 만족시키면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 또, 실시형태 8에서는 ＜조건 ＃39＞ 및 ＜조건 ＃40＞을 만족시키면 좋다.

또, 식 (313)에서부터 식 (318)의 Xk, Yk에 주목하면

단, s는 정수이다.

단, u는 정수이다.

의 2개의 조건을 만족시키면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있다. 또 실시형태 8에서는 ＜조건 42＞를 만족시키면 좋다.

또, 식 (313) 및 식 (318)에서 0 라디안≤δ＜2π 라디안으로 한 때, δ=π 라디안일 때 유니테리 행렬이 되고, δ≠π 라디안일 때 비 유니테리 행렬이 된다. 본 방식에서는 π／2 라디안≤｜δ｜＜π 라디안의 비 유니테리 행렬일 때가 특징적인 구성이며, 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있게 되나, 유니테리 행렬이라도 좋다.

다음에, 본 실시형태에서의 프리코딩방법에서의 프리코딩 행렬의 예를 든다. 주기 2×N×M의 식 (313) ~ 식 (318)을 베이스로 하는 프리코딩 행렬의 예로 N=5, M=2로 한 때의 행렬을 이하에 기재한다.

이와 같이, 상기의 예에서는 송신장치의 상기 프리코딩에 의한 연산 규모를 줄이기 위해 식 (313)에서 λ=0 라디안, δ=π 라디안, X1=0 라디안, X2=π 라디안으로 설정하고, 식 (314)에서 λ=0 라디안, δ=π 라디안, Y1=0 라디안, Y2=π 라디안으로 설정하고 있다. 단, λ은 식 (313), 식 (314)에서 i에 따라 다른 값으로 해도 좋고, 동일한 값이라도 좋다. 즉, 식 (313), 식 (314)에서 F[i=x]에서의 λ와 F[i=y]에서의 λ(x≠y)는 동일한 값이라도 좋고, 다른 값이라도 좋다. 또, 다른 방법으로 식 (313)에서 λ를 고정의 값으로 하고, 식 (314)에서 λ를 고정의 값으로 하며, 또한, 식 (313)에서 고정한 λ의 값과 식 (314)에서 고정한 λ의 값을 다른 값으로 해도 좋다(다른 수법으로서 식 (313)에서 고정한 λ의 값과, 식 (314)에서 고정한 λ의 값으로 하는 방법이라도 좋다).

α의 설정 값으로는 실시형태 18에서 설명한 설정 값이 하나의 효과적인 값이 되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다(즉, F[i]에서의α는 i에 있어서 항상 일정 값으로 할 필요는 없다).

또, 본 실시형태에서는 λ을 고정 값으로 취급한 경우의 프리코딩 행렬의 일례로 λ=0 라디안으로 설정한 경우를 예로 들어 설명하고 있으나, 변조방식의 매핑을 고려하면 λ=π／2 라디안, λ=π 라디안, λ=(3π)/2 라디안의 어느 하나의 값으로 고정적으로 설정해도 좋다(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬에서 λ=π라디안으로 한다). 이에 의해, λ=0 라디안으로 설정한 경우와 동일하게 회로 규모의 삭감을 도모할 수 있다.

(실시형태 21)

본 실시형태에서는 실시형태의 18에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예를 나타낸다.

주기 N을 위하여 준비하는 식 (269)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로서 N=9로 한 때 이하와 같은 행렬을 생각할 수 있다.

또, 상기 식에서 특히 α를 1로 설정하면 좋은 경우가 있다. 이때, 식 (339) ~ 식 (347)은 이하와 같이 나타내게 된다.

다른 예로, 주기 N을 위하여 준비하는 식 (269)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로, N=15로 한 때 이하와 같은 행렬을 생각할 수 있다.

또, 상기 식에서 특히 α를 1로 설정하면 좋은 경우가 있다. 이때, 식 (357) ~ 식 (371)은 이하와 같이 나타내게 된다.

α의 설정 값으로 여기에서는 일례로 1로 설정하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. α의 설정 값의 하나의 응용 예로는 송신하는 데이터에 대해, 도 3 등에서 나타낸 것과 같이 부호화부에 의해 오류정정부호화를 실행한다. 오류정정부호화에 이용되는 오류정정부호의 부호화 율에 의해 α의 값을 변경해도 좋다. 예를 들어 부호화 율 1/2 일 때에 α를 1로 설정하고, 부호화 율을 2/3일 때에 α를 1 이외, 예를 들어 α＞1(또는 α＜1)으로 하는 방법이 고려된다. 이와 같이 함으로써 수신장치에서 어느 부호화 율에서도 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다(α를 고정이라고 해도, 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수도 있다).

다른 예로는 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다(즉, F[i]에서의 α는 i에 있어서 항상 일정 값으로 할 필요는 없다).

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 일도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

(실시형태 22)

본 실시형태에서는 실시형태의 19에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예를 나타낸다.

주기 2N을 위하여 준비하는 식 (279), 식 (280)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로서 N=9로 한 때 이하와 같은 행렬이 생각된다.

또, 상기 식에서 특히 α를 1로 설정하면 좋은 경우가 있다. 이때, 식 (387) ~ 식 (404)은 이하와 같이 나타낸다.

또, 실시형태 19의 식 (281) ~ 식 (310)의 예에 대해 α를 1로 설정하면 좋다. 다른 α의 설정 값으로는 상술한 설명에서 설명한 설정 값이 하나의 효과적인 값이 되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다(즉, F[i]에서의 α는 i에 있어서 항상 일정 값으로 할 필요는 없다).

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 일도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로서 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

(실시형태 23)

실시형태 9에서는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명하였으나, 본 실시형태에서는 실시형태 9와는 다른 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

먼저, 프리코딩 행렬로서 기초가 되는 프리코딩 행렬 F를 다음 식으로 표시된다.

식 (423)에서 A, B, C는 실수이며, 또,μ11,μ12,μ21은 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 그리고 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, A, B, C는 i와 상관없이 고정 값이며, μ11,μ12,μ21은 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (424)의 형식으로 나타내는 행렬을 프리코딩 행렬로 취급한 경우, 다른 실시형태에서 설명한 수신 열악 점이 프리코딩 행렬의 요소의 하나에 「0」이 존재하므로, 작게 할 수 있다는 이점을 가지게 된다.

또, 식 (423)과 다른 기초가 되는 프리코딩 행렬로 다음 식을 제공한다.

식 (425)에서 A, B, D는 실수이며, 또,μ11,μ12,μ22는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 그리고 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, A, B, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ11,μ12,μ22는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (426)의 형식으로 나타내는 행렬을 프리코딩 행렬로 취급한 경우, 다른 실시형태에서 설명한 수신 열악 점이 프리코딩 행렬의 요소의 하나에 「0」이 존재하므로, 작게 할 수 있다는 이점을 가지게 된다.

또, 식 (423), 식 (425)과 다른 기초가 되는 프리코딩 행렬로 다음 식을 제공한다.

식 (427)에서 A, C, D는 실수이고, 또,μ11,μ21,μ22는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 그리고 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, A, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ11,μ21,μ22는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (428)의 형식으로 나타내는 행렬을 프리코딩 행렬로 취급한 경우, 다른 실시형태에서 설명한 수신 열악 점이 프리코딩 행렬의 요소의 하나에 「0」이 존재하므로, 작게 할 수 있다는 이점을 가지게 된다.

또, 식 (423), 식 (425), 식 (427)과 다른 기초가 되는 프리코딩 행렬로 다음 식을 제공한다.

식 (429)에서 B, C, D는 실수이고, 또,μ12,μ21,μ22는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 그리고 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, B, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ12,μ21,μ22는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (430)의 형식으로 나타나는 행렬을 프리코딩 행렬로 취급한 경우, 다른 실시형태에서 설명한 수신 열악 점이 프리코딩 행렬의 요소의 하나에 「0」이 존재하므로, 작게 할 수 있다는 이점을 가지게 된다. 이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6과 같게 생각하면 좋으므로, 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

실시형태 6에서 설명한 것과 같이, 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 71＞ 또는 ＜조건 72＞가 제공된다.

이와 같이 해도, 수신장치는 특히 LOS 환경에 있어서 수신 열악 점을 유효하게 회피할 수가 있으므로, 데이터의 수신품질이 개선한다는 효과를 얻을 수 있다.

또, 상기에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예로 θ₁₁(i)을 0 라디안과 같이 고정하고(i와 상관없이 일정 값으로 한다. 이때, 0라디안 이외의 값으로 설정해도 좋다), θ₁₁(i) 및 θ₂₁(i)이 상술한 설명에서 설명한 조건을 만족하는 방법이 있다. 또, θ₁₁(i)을 고정 값으로 하는 것이 아니라, θ₂₁(i)을 0라디안과 같이 고정하고(i와 상관없이 일정 값으로 한다. 이때, 0 라디안 이외의 값으로 설정하여도 좋다), θ₁₁(i) 및 θ₂₁(i)이 상술한 설명에서 설명한 조건을 만족하는 방법이 있다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 것도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서, 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다. 이때,＜조건 ＃69＞, ＜조건 ＃70＞은 이하와 같은 조건으로 치환할 수 있다(주기는 N으로서 고려한다).

(실시형태 24)

실시형태 10에서는 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명하였으나, 본 실시형태에서는 실시형태 10과는 다른 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법에 대해 설명한다.

이때, A, B, C는 실수이며, 또,μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁은 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, B, C는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁은 i와 상관없이 고정 값이다.

이때, α,β,δ는 실수이며, 또, ν₁₁,ν₁₂,ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, α,β,δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₁,ν₁₂,ν₂₂ i와 상관없이 고정 값이다.

식 (431), 식 (432)과는 다른 주기 2N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, A, B, C는 실수이고, 또, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁은 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, B, C는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁는 i와 상관없이 고정 값이다.

이때,β,γ,δ는 실수이고, 또, ν₁₂,ν₂₁,ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, β,γ,δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₂,ν₂₁,ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다.

이들과는 다른 주기 2N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, A, C, D는 실수이고, 또, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁는 i와 상관없이 고정 값이다.

이때,α,β,δ는 실수이고, 또, ν₁₁,ν₁₂,ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, α,β,δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₁,ν₁₂,ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다.

이때, A, C, D는 실수이고, 또, μ₁₁,μ₂₁,μ₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₂₁,μ₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다.

이때,β,γ,δ는 실수이고, 또, ν₁₂,ν₂₁,ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또,β,γ,δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₂,ν₂₁,ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다.

이때, 실시형태 3의 (수학식 106)의 조건 5 및 (수학식 107)의 조건 6과 마찬가지로 생각하면 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신품질을 얻기 위해서는 중요하다.

다음에, 실시형태 6에서 설명한 것과 같이, 수신 열악 점을 복소 평면상에서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 ＃77＞ 또는 ＜조건 ＃78＞을 준다.

마찬가지로, 수신 열악 점을 복소 평면상에서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해 ＜조건 ＃79＞ 또는 ＜조건 ＃80＞을 준다.

이상과 같이 함으로써 다른 실시형태에서 설명한 수신 열악 점이 프리코딩 행렬의 요소의 하나에 「0」이 존재하므로, 작게 할 수 있다는 이점을 가지게 되며, 또, 수신장치는 특히 LOS 환경에 있어서 수신 열악 점을 유효하게 회피할 수가 있으므로, 데이터의 수신품질이 개선한다는 효과를 얻을 수 있다.

또, 상기에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예로 θ₁₁(i)을 0 라디안과 같이 고정하여(i와 상관없이 일정 값으로 한다. 이때, 0라디안 이외의 값으로 설정해도 좋다), θ₁₁(i) 및 θ₂₁(i)이 상술한 설명에서 설명한 조건을 만족하는 방법이 있다. 또, θ₁₁(i)을 고정 값으로 하는 것이 아닌, θ₂₁(i)을 0라디안과 같이 고정하여(i와 상관없이 일정 값으로 한다. 이때, 0라디안 이외의 값으로 설정해도 좋다), θ₁₁(i) 및 θ₂₁(i)이 상술한 설명에서 설명한 조건을 만족하는 방법이 있다.

마찬가지로, Ψ₁₁(i)을 0라디안과 마찬가지로 고정하여(i와 상관없이 일정 값으로 한다. 이때, 0라디안 이외의 값으로 설정해도 좋다), Ψ₁₁(i) 및 Ψ₂₁(i)이 상술한 설명에서 설명한 조건을 만족하는 방법이 있다. 또, Ψ₁₁(i)을 고정 값으로 하는 것이 아닌, Ψ21(i)을 0라디안과 같이 고정하여(i와 상관없이 일정 값으로 한다. 이때, 0라디안 이외의 값으로 설정해도 좋다), Ψ₁₁(i) 및Ψ₂₁(i)이 상술한 설명에서 설명한 조건을 만족하는 방법이 있다.

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 일도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순서에 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

(실시형태 25)

본 실시형태에서는 실시형태 23의 프리코딩 행렬에 대해 실시형태 17을 적용하여 프리코딩 행렬의 전환에 관한 주기를 크게 하는 방법에 대해 설명한다.

실시형태 23에서 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서, 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬은 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, A, B, C는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁은 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (439)을 베이스로 하는 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다. 그러면, F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N×M 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N×M-2, N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이, 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이, 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 식 (440)과 같이 했으나, 상술한 것과 마찬가지로 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

실시형태 23에서 상기와는 다른 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 위한 주기 N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬은 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, A, B, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (441)을 베이스로 하는 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성된 것이 된다(F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N×M 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×M×i＋h 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N×M-2, N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 식 (443)과 같이 했으나, 상술한 것과 같이 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, A, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₂₁,μ_22는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (445)을 베이스로 하는 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N×M 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N×M-2, N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있을 수 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 식 (446)과 같이 했으나, 상술한 것과 같이 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, B, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₂,μ₂₁,μ₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (448)을 베이스로 하는 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N×M 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 N×M×i＋h 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, N×M-2, N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태로 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 변환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있을 수가 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 식 (449)과 같이 했으나, 상술한 것과 같이, 주기 N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N×M의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N×M개가 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, N×M개가 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N×M-2], F[N×M-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 일도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N×M-2], F[N×M-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N×M개가 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N×M-2], F[N×M-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 같이 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 주기 N×M의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N×M개가 다른 프리코딩 행렬을 랜덤하게 이용하도록 하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N×M개가 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식 주기 N×M는 보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서, 본 실시형태에서의 N×M개가 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 26)

본 실시형태에서는 실시형태 24의 프리코딩 행렬에서 실시형태 20을 적용하여 프리코딩 행렬의 전환에 관한 주기를 크게 하는 방법에 대해 설명한다.

이때, A, B, C는 실수이고 또, μ₁₁, μ₁₂, μ₂₁은 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, B, C는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁,μ₁₂,μ₂₁은 i와 상관없이 고정 값이다.

이때,α,β,δ는 실수이고, 또, ν₁₁, ν₁₂, ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, α,β,δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₁, ν₁₂, ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (451) 및 식 (452)을 베이스로 하는 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0] ~ F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성되게 된다(F[0] ~ F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2×N×M의 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2×N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2×N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2×N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2×N×M-2, 2×N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태로 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

이와 같이 프리코딩 행렬을 생성하면 주기가 큰 프리코딩 행렬의 전환방법을 실현할 수 있고, 수신 열악 점의 위치를 간단하게 변경할 수 있을 수가 있으며, 이것이 데이터의 수신품질의 향상으로 연결될 가능성이 있다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (453)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (454)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

상기와는 다른 예를 나타낸다. 주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 2N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, A, B, C는 실수이고, 또, μ₁₁, μ₁₂, μ₂₁은 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, B, C는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁, μ₁₂, μ₂₁은 i와 상관없이 고정 값이다.

이때, β, γ, δ는 실수이고, 또, ν₁₂, ν₂₁, ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, β, γ, δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₂, ν₂₁, ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (457) 및 식 (458)을 베이스로 하는 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (459)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (460)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

상기와는 다른 예를 나타낸다. 주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서 주기 2N을 위하여 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, A, C, D는 실수이고, 또,μ₁₁, μ₂₁, μ₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, A, C, D는 i와 상관없이 고정 값이며, μ₁₁, μ₂₁, μ₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다.

이때, α, β, δ는 실수이고, 또, ν₁₁, ν₁₂, ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, α, β, δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₁, ν₁₂, ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (463) 및 식 (464)을 베이스로 하는 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (465)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (466)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

이때, β, γ, δ는 실수이고, 또, ν₁₂, ν₂₁, ν₂₂는 실수이며, 단위는 라디안으로 나타내는 것으로 한다. 또, β,γ,δ는 i와 상관없이 고정 값이며, ν₁₂, ν₂₁, ν₂₂는 i와 상관없이 고정 값이다. 그리고 식 (469) 및 식 (470)을 베이스로 하는 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

그러면, F[0] ~ F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬이 생성된 것이 된다(F[0] ~ F[2×N×M-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2×N×M의 어떤 순번으로 배열하여 사용해도 좋다). 그리고 예를 들어 심벌번호 2×N×M×i일 때 F[0]을 이용하여 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2×N×M×i＋1일 때 F[1]을 이용하여 프리코딩을 실행하며, …, 심벌번호 2×N×M×i＋h일 때 F[h]를 이용하여 프리코딩을 실행하게(h=0, 1, 2, …, 2×N×M-2, 2×N×M-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태로 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

또 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (471)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 주기 2×N×M의 프리코딩 행렬의 식 (472)을 다음 식과 같이 해도 좋다.

이때, k=0, 1, …, M-2, M-1이 된다.

또, 상술의 예에서 수신 열악 점에 대해 주목하면 이하의 조건이 중요하다.

를 만족시키면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 또, 이하의 조건을 만족시키면 좋다(실시형태 24 참조).

또, Xk, Yk에 주목하면,

단, s는 정수이다.

단, u는 정수이다.

의 2개의 조건을 만족시키면 양호한 데이터의 수신품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 또, 실시형태 25에서는 ＜조건 ＃87＞을 만족시키면 좋다.

본 실시형태에서는 주기 2N×M의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2×N×M개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해서 설명하였다. 이때, 2×N×M개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2×N×M-2], F[2×N×M-1]를 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때, 시간 축(또는 멀티 캐리어의 경우 주파수 축으로 배열하는 일도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2×N×M-2], F[2×N×M-1]의 순번으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2×N×M개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2×N×M-2], F[2×N×M-1]를 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 같이 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또, 주기 2×N×M의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, 2×N×M개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 하여도 동일한 효과를 얻을 수 있다. 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2×N×M개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 2×N×M는 보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에서, 본 실시형태에서의 2×N×M개가 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 A1)

본 실시형태에서는 지금까지 설명해 온 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 DVB(Digital Video Broadcasting)-T2(T:Terrestrial) 규격을 이용한 통신시스템에 적용하는 방법에 대하여 상세하게 설명한다.

도 61은 DVB-T2규격에서의 방송국이 송신하는 신호의 프레임 구성의 개요를 나타내고 있다. DVB-T2규격에서는 OFDM 방식을 이용하고 있으므로, 시간-주파수 축으로 프레임이 구성되어 있다. 도 61은 시간-주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있으며, 프레임은 P1 Signalling data(6101), L1 Pre-Signallingdata(6102), L1 Post-Signalling data(6103), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1 ~ 6105_N)으로 구성되어 있다(PLP：Physical LayerPipe)(여기서, L1 Pre-Signalling data(6102), L1 Post-Signalling data(6103)을 P2 심벌이라고 한다). 이와 같이, P1 Signalling data(6101), L1 Pre-Signalling data(6102), L1Post-Signalling data(6103), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1 ~ 6105_N)으로 구성되어 있는 프레임을 T2 프레임이라고 명명하고 있으며, 프레임 구성이 하나의 단위가 되고 있다.

P1 Signalling data(6101)에 의해 수신장치가 신호 검출, 주파수 동기(주파수 오프셋(offset) 추정도 포함한다)를 실행하기 위한 심벌인 동시에, 프레임에서의 FFT(Fast Fourier Transform) 사이즈의 정보, SISO(Single-InputSingle-Output)/MISO(Multiple-Input Single-Output)의 어느 방식에서 변조신호를 송신할 지의 정보 등을 전송한다(SISO 방식의 경우, 하나의 변조신호를 송신하는 방식에서 MISO 방식의 경우, 복수의 변조신호를 송신하는 방법이며, 한편, 시공간블록 부호를 이용하고 있다).

L1 Pre-Signalling data(6102)에 의해 송신 프레임으로 사용하는 가드 인터벌(guard interval) 정보, PAPR(Peak to Average Power Ratio)방법에 관한 정보, L1Post-Signalling data를 전송할 때의 변조방식, 오류정정방식 (FEC: ForwardError Correction), 오류정정방식의 부호화 율 정보, L1 Post-Signallingdata의 사이즈 및 정보 사이즈의 정보, 파일럿 패턴의 정보, 셀(주파수 영역) 고유번호의 정보, 노멀 모드 및 확장 모드(노멀 모드와 확장 모드에서는 데이터전송에 이용하는 서브 캐리어 수가 다르다)의 어느 방식을 이용하고 있는가의 정보 등을 전송한다.

L1 Post-Signalling data(6103)에 의해 PLP의 수의 정보, 사용하는 주파수 영역에 관한 정보, 각 PLP의 고유번호의 정보, 각 PLP를 전송하는데 사용하는 변조방식, 오류정정방식, 오류정정방식의 부호화 율 정보, 각 PLP의 송신하는 블록 수 정보 등을 전송한다.

Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1~6105_N)은 데이터를 전송하기 위한 영역이다.

도 61의 프레임 구성에서는 P1 Signalling data(6101), L1 Pre-Signallingdata(6102), L1 Post-Signalling data(6103), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1 ~ 6105_N)는 시분할로 송신되고 있도록 기재하고 있으나, 실제는 동일 시각에 2종류 이상의 신호가 존재하고 있다. 그 예를 도 62에 나타낸다. 도 62에 나타내는 것과 같이, 동일 시각에 L1 Pre-Signalling data, L1 Post-Signallingdata, Common PLP가 존재하고 있거나, 동일 시각에 PLP#1, PLP#2가 존재하는 경우도 있다. 즉, 각 신호는 시분할 및 주파수 분할을 병용하여 프레임이 구성되어 있다.

도 63은 DVB-T2규격에서의(예를 들어 방송국) 송신장치에 대해 지금까지 설명해 온 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 적용한 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다. PLP 신호 생성부(6302)는 PLP용의 송신데이터(6301)(복수 PLP용의 데이터), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 각 PLP의 오류정정부호화의 정보, 변조방식의 정보등의 정보에 의거하여 오류정정부호화, 변조방식에 의거하는 매핑을 실행하여 PLP의(직교) 베이스밴드 신호(6303)을 출력한다.

P2 심벌신호 생성부(6305)는 P2 심벌용 송신데이터(6304), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 P2 심벌의 오류정정의 정보, 변조방식의 정보 등의 정보에 의거하여 오류정정부호화, 변조방식에 의거한 매핑을 실행하여 P2 심벌의(직교) 베이스밴드 신호(6306)를 출력한다.

제어신호 생성부(6308)는 P1 심벌용의 송신데이터(6307), P2 심벌용 송신데이터(6304)를 입력으로 하여, 도 61에서의 각 심벌 군(P1 Signalling data(6101), L1 Pre-Signallingdata(6102), L1 Post-Signalling data(6103), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1 ~ 6105_N))의 송신방법(오류정정부호, 오류정정부호의 부호화 율, 변조방식, 블록 길이, 프레임 구성, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 포함하는 선택한 송신방법, 파일럿 심벌 삽입방법, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFT의 정보 등, PAPR 삭감방법의 정보, 가드 인터벌 삽입방법의 정보)의 정보를 제어신호 (6309)라서 출력한다.

프레임 구성부(6310)는 PLP의 베이스밴드 신호(6312), P2 심벌의 베이스밴드 신호(6306), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호에 포함되는 프레임 구성의 정보에 의거하여 주파수, 시간 축에서의 전환을 실행하여 프레임 구성에 따른 스트림 1의(직교) 베이스밴드 신호(6311_1), 스트림 2의(직교) 베이스밴드 신호(6311_2)를 출력한다.

신호처리부(6312)는 스트림 1의 베이스밴드 신호(6311_1), 스트림 2의 베이스밴드 신호(6311_2), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 송신방법에 의거한 신호처리 후의 변조신호 1(6313_1) 및 신호처리 후의 변조신호 2(6313_2)를 출력한다. 여기서 특징적인 점은 송신방법으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법이 선택되었을 때, 신호처리부는 도 6, 도 22, 도 23, 도 26과 같이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 동시에 가중합성(프리코딩)을 실행하고, 프리코딩 후의 신호가 신호처리 후의 변조신호 1(6313_1) 및 신호처리 후의 변조신호 2(6313_2)가 된다.

파일럿 삽입부(6314_1)는 신호처리 후의 변조신호 1(6313_1), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 파일럿 심벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 신호처리 후의 변조신호 1(6313_1)에 파일럿 심벌을 삽입하여 파일럿 심벌 삽입 후의 변조신호(6315_1)을 출력한다.

파일럿 삽입부(6314_2)는 신호처리 후의 변조신호 2(6313_2), 제어신호 (6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 파일럿 심벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 신호처리 후의 변조신호 2(6313_2)에 파일럿 심벌을 삽입하여, 파일럿 심벌 삽입 후의 변조신호(6315_2)를 출력한다.

IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(6316_1)는 파일럿 심벌 삽입 후의 변조신호(6315_1), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 IFFT의 방법의 정보에 의거하여 IFFT를 시행하고, IFFT 후의 신호(6317_1)를 출력한다.

IFFT부(6316_2)는 파일럿 심벌 삽입 후의 변조신호(6315_2), 제어신호 (6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 IFFT의 방법의 정보에 의거하여 IFFT를 시행하고, IFFT 후의 신호(6317_2)를 출력한다.

PAPR 삭감부(6318_1)는 IFFT 후의 신호(6317_1), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 PAPR 삭감에 관한 정보에 의거하여 IFFT 후의 신호(6317_1)에 PAPR 삭감을 위한 처리를 시행하고, PAPR 삭감 후의 신호 (6319_1)를 출력한다.

PAPR 삭감부(6318_2)는 IFFT 후의 신호(6317_2), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 PAPR 삭감에 관한 정보에 의거하여 IFFT 후의 신호(6317_2)에 PAPR 삭감을 위한 처리를 시행하고, PAPR 삭감 후의 신호(6319_2)를 출력한다.

가드 인터벌 삽입부(6320_1)는 PAPR 삭감 후의 신호(6319_1), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 가드 인터벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 PAPR 삭감 후의 신호(6319_1)에 가드 인터벌을 삽입하고, 가드 인터벌 삽입 후의 신호(6321_1)를 출력한다.

가드 인터벌 삽입부(6320_2)는 PAPR 삭감 후의 신호(6319_2), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 가드 인터벌의 삽입방법에 관한 정보에 의거하여 PAPR 삭감 후의 신호(6319_2)에 가드 인터벌을 삽입하고, 가드 인터벌 삽입 후의 신호(6321_2)를 출력한다.

P1 심벌 삽입부(6322)는 가드 인터벌 삽입 후의 신호(6321_1), 가드 인터벌 삽입 후의 신호(6321_2), P1 심벌용의 송신데이터(6307)를 입력으로 하여, P1 심벌용의 송신데이터(6307)라부터 P1 심벌의 신호를 생성하여, 가드 인터벌 삽입 후의 신호(6321_1)에 대해 P1 심벌을 부가하고, P1 심벌용 처리 후의 신호 (6323_1) 및 가드 인터벌 삽입 후의 신호(6321_2)에 대해 P1 심벌을 부가하여, P1 심벌용 처리 후의 신호(6323_2)를 출력한다. 또, P1 심벌의 신호는 P1 심벌용 처리 후의 신호(6323_1), P1 심벌용 처리 후의 신호(6323_2) 양자에 부가되어 있어도 좋고, 또, 어느 일방에 부가되어 있어도 좋다. 일방에 부가되어 있는 경우, 부가되어 있는 신호가 부가되어 있는 구간에서는 부가되어 있지 않은 신호에는 베이스밴드 신호로서 제로의 신호가 존재하게 된다. 무선처리부(6324_1)는 P1 심벌용 처리 후의 신호(6323_1)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 증폭 등의 처리를 시행하여 송신신호(6325_1)를 출력한다. 그리고 송신신호(6325_1)는 안테나(6326_1)에서 전파로서 출력된다.

무선처리부(6324_2)는 P1 심벌용 처리 후의 신호(6323_2)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 증폭 등의 처리가 시행되고, 송신신호(6325_2)를 출력한다. 그리고 송신신호(6325_2)는 안테나(6326_2)에서 전파로서 출력된다.

다음에, DVB-T2시스템에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 적용한 때의 방송국(기지국)의 송신신호의 프레임 구성, 제어정보(P1 심벌 및 P2 심벌에 의해 송신하는 정보)의 전송방법에 대해 상세하게 설명한다.

도 64는 P1 심벌, P2 심벌, Common PLP를 송신 후, 복수의 PLP를 송신하는 경우의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 64에 있어서 스트림 s1은 주파수 축에 있어서 서브 캐리어 ＃1 ~ 서브 캐리어 ＃M을 이용하고 있으며, 동일하게 스트림 s2도 주파수 축에 있어서 서브 캐리어 ＃1 ~ 서브 캐리어 ＃M을 이용하고 있다. 따라서 s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우, 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하게 된다. 또, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성을 하여, z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

도 64에 나타내는 것과 같이 구간 1은 스트림 s1, 스트림 s2를 이용하여 PLP＃1의 심벌 군(6401)을 전송하고 있고, 도 49에 나타내는 공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다.

구간 2는 스트림 s1을 이용하여 PLP＃2의 심벌 군(6402)을 전송하고 있으며, 하나의 변조신호를 송신함으로써 데이터를 전송하는 것으로 한다.

구간 3은 스트림 s1, 스트림 s2를 이용하여 PLP＃3의 심벌 군(6403)을 전송하고 있으며, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다.

구간 4는 스트림 s1, 스트림 s2를 이용하여 PLP＃4의 심벌 군(6404)을 전송하고 있으며, 도 50에 나타내는 시공간블록 부호를 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 또, 시공간블록 부호에서 심벌의 배치는 시간 방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적절하게 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니다.

방송국이 도 64와 같이 각 PLP를 송신한 경우, 도 64의 송신신호를 수신하는 수신장치에서는 각 PLP의 송신방법을 알 필요가 있다. 따라서 앞에서 설명한 것과 같이 P2 심벌인 L1 Post-Signalling data(도 61의 6103)을 이용하여 각 PLP의 송신방법의 정보를 전송할 필요가 있다. 이하에서는 이때의 P1 심벌의 구성방법 및 P2 심벌의 구성방법의 일례에 대해 설명한다.

표 3에 P1 심벌을 이용하여 송신하는 제어정보의 구체적인 예를 나타낸다.

DVB-T2규격에서는 S1의 제어정보(3 비트의 정보)에 의해 DVB-T2의 규격을 이용하고 있는가 여부, 또, DVB-T2규격을 이용하고 있는 경우 이용하고 있는 송신방법을 수신장치가 판단할 수 있게 되어 있다. 3비트의 S1 정보로 “000”을 설정한 경우, 송신하는 변조신호가 「DVB-T2규격의 하나의 변조신호 송신」에 준거하고 있게 된다.

또, 3 비트의 S1 정보로 “001”을 설정한 경우, 송신하는 변조신호가 「DVB-T2규격의 시공간블록 부호를 이용한 송신」에 준거하고 있게 된다.

DVB-T2규격에서는 “010”~“111”은 장래를 위하여 「Reserve」로 되어 있다. 여기서, DVB-T2와의 호환성이 있도록 본 발명을 적용하기 위해 3 비트의 S1 정보로 예를 들어 “010”로 설정한 경우(“000”,“001”이외이면 좋다), 송신하는 변조신호가 DVB-T2 이외의 규격에 준거하고 있음을 나타내는 것으로 하고, 단말의 수신장치는 이 정보가 “010”인 것을 알면 방송국이 송신한 변조신호가 DVB-T2 이외의 규격에 준거하고 있다는 것을 알 수 있다.

다음에, 방송국이 송신한 변조신호가 DVB-T2 이외의 규격에 준거하고 있는 경우의 P2 심벌의 구성방법의 예를 설명한다. 최초의 예에서는 DVB-T2규격에서의 P2 심벌을 이용한 방법에 대해 설명한다.

표 4에 P2 심벌 중 L1 Post-Signalling data에 의해 송신하는 제어정보의 제 1 예를 나타낸다.

SISO: Single-Input Single-Output (하나의 변조신호 송신, 하나의 안테나로 수신)

SIMO: Single-InputMultiple-Output(하나의 변조신호 송신, 복수의 안테나로 수신)

MISO: Multiple-Input Single-Output(복수의 변조신호를 복수 안테나로 송신, 하나의 안테나로 수신)

MIMO: Multiple-Input Multiple-Output(복수의 변조신호를 복수 안테나로 송신, 복수의 안테나로 수신)

표 4에 나타내는 2비트의 정보인 「PLP_MODE」는 도 64에 나타낸 것과 같이 각 PLP(도 64에서는 PLP＃1에서 ＃4)의 송신방법을 단말에 통지하기 위한 제어정보이며, PLP_MODE의 정보는 PLP마다 존재하게 된다. 즉, 도 64의 경우, PLP＃1을 위한 PLP_MODE의 정보, PLP＃2를 위한 PLP_MODE의 정보, PLP＃3을 위한 PLP_MODE의 정보, PLP＃4를 위한 PLP_MODE의 정보 …가 방송국으로부터 송신되게 된다. 당연하나, 단말은 이 정보를 복조(또, 오류정정 복호도 실시한다)함으로써 방송국이 PLP에 이용한 전송방식을 인식할 수 있다.

「PLP_MODE」로 “00”으로 설정한 경우, 그 PLP는 「하나의 변조신호를 송신」함으로써 데이터가 전송된다. “01”로 설정한 경우, 그 PLP는 「시공간블록 부호화를 실시한 복수의 변조신호를 송신」함으로써 데이터가 전송된다. “10”으로 설정한 경우, 그 PLP는 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법」을 이용하여 데이터가 전송된다. “11”로 설정한 경우, 그 PLP는 「프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식, 또는 공간 다중 MIMO 전송방식」을 이용하여 데이터가 전송된다.

또 ,「PLP_MODE」로 “01”~“11”로 설정된 경우, 방송국이 구체적으로 어떠한 처리를 시행했는지(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서의 구체적인 전환방법, 사용한 시공간블록 부호화방법, 프리코딩 행렬로서 사용한 행렬의 구성)를 단말에 전송할 필요가 있다. 이때의 제어정보의 구성을 포함한, 표 4와는 다른 제어정보의 구성방법에 대해 이하에서는 설명한다.

표 5는 P2 심벌 중 L1 Post-Signalling data에 의해 송신하는 제어정보의 표 4와는 다른 제 2 예이다.

표 5와 같이, 1 비트의 정보인 「PLP_MODE」, 1 비트의 정보인 「MIMO_MODE」, 2 비트의 정보인 「MIMO_PATTERN＃1」, 2 비트의 정보인 「MIMO_PATTER＃2」가 존재하고, 이들 4개의 제어정보는 도 64에 나타낸 것과 같이 각 PLP(도 64에서는 PLP＃1에서 ＃4)의 송신방법을 단말에 통지하기 위한 정보이며, 따라서 이들 4개의 제어정보는 PLP마다 존재하게 된다. 즉, 도 64의 경우, PLP＃1을 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보, PLP＃2를 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보, PLP＃3을 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보, PLP＃4를 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보…가 방송국으로부터 송신되게 된다. 당연하나, 단말은 이 정보를 복조(또, 오류정정 복호도 실시한다)함으로써 방송국이 PLP에 이용한 전송방식을 인식할 수 있다.

「PLP_MODE」로서, “0”으로 설정한 경우, 그 PLP는 「하나의 변조신호를 송신」함으로써 데이터가 전송된다. “1”로 설정한 경우, 그 PLP는 「시공간블록 부호화를 실행한 복수의 변조신호를 송신」, 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법」, 「프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식」, 「공간 다중 MIMO 전송방식」 중 어느 하나의 방식으로 데이터가 전송된다.

「PLP_MODE」가 「1」로 설정된 경우 「MIMO_MODE」의 정보는 유효한 정보가 되고, 「MIMO_MODE」로서 “0”으로 설정한 경우 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 사용하지 않고 데이터가 전송된다. 「MIMO_MODE」로서 “1”로 설정한 경우 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 사용하여 데이터가 전송된다.

「PLP_MODE」가 「1」, 「MIMO_MODE」가 「0」으로 설정된 경우, 「MIMO_PATTERN#1」의 정보는 유효한 정보가 되고, 「MIMO_PATTERN#1」로서, “00”으로 설정한 경우, 시공간블록 부호를 이용하여 데이터가 전송된다. “01”로 설정한 경우, 프리코딩 행렬＃1을 고정적으로 이용하여 가중합성을 실행하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “10”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬＃2를 고정적으로 이용하여 가중합성을 실행하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. (단, 프리코딩 행렬＃1로 프리코딩 행렬＃2는 다른 행렬이다)“11”로 설정한 경우, 공간 다중 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터가 전송된다(당연하나, 도 49의 방식 1의 프리코딩 행렬이 선택되었다고 해석할 수 있다).

「PLP_MODE」가 「1」, 「MIMO_MODE」가 「1」로 설정된 경우, 「MIMO_PATTERN#2」의 정보는 유효한 정보가 되고, 「MIMO_PATTERN#2」로서 “00”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 재배열하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “01”로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #2가 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “10”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #3의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “11”로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #4가 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. 여기서, 프리코딩 행렬 전환방법 ＃1 ~ ＃4는 각각 다른 방법이 되나, 이때, 다른 방법이란 예를 들어 ＃A와 ＃B가 다른 방법이라고 하면,

ㆍ＃A에 이용하는 복수의 프리코딩 행렬과 ＃B에 이용하는 복수의 프리코딩 행렬 중에 동일한 프리코딩 행렬을 포함하나, 주기가 다른,

ㆍ＃A에는 포함되어 있으나 ＃B에는 포함되지 않은 프리코딩 행렬이 존재하는,

ㆍ＃A에서 사용하는 복수의 프리코딩 행렬을 ＃B의 방법에서는 사용하는 프리코딩에 포함하지 않는,

방법이 있다.

상술한 설명에서는 표 4, 표 5의 제어정보를 P2 심벌 중 L1 Post-Signalling data에 의해 송신함으로써 설명했다. 단, DVB-T2규격에서는 P2 심벌로서 송신할 수 있는 정보량에 제한이 있다. 따라서 DVB-T2규격에서의 P2 심벌로 전송할 필요가 있는 정보에 더하여, 표 4, 표 5의 정보를 부가함으로써 P2 심벌로 송신할 수 있는 정보량의 제한을 넘은 경우, 도 65에 나타내는 것과 같이 Signalling PLP(6501)를 설치하여, DVB-T2규격 이외의 규격에서 필요한 제어정보(일부라도 좋은, 즉, L1 Post-Signalling data와 Signalling PLP의 양자로 전송한다)를 전송하면 좋다. 또, 도 65에서는 도 61과 같은 프레임 구성으로 하고 있으나, 이와 같은 프레임 구성에 한정되는 것은 아니며, 도 62의 L1 Pre-signalling data 등과 같이 Signalling PLP를 시간-주파수 축에서 특정의 시간-특정의 캐리어의 영역에 할당하게 해도 좋고, 즉, 시간-주파수 축에서 Signalling PLP를 어떻게 할당해도 좋다.

이상과 같이, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고, 또한 DVB-T2규격에 대해 호환성을 유지하면서, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 선택할 수 있도록 함으로써, LOS 환경에 대해 높은 수신품질을 얻을 수 있는 동시에, 높은 전송속도를 얻을 수 있다는 이점을 얻을 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 캐리어 군이 설정 가능한 전송방식으로 「공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 예로 들었으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식은 도 49의 방식 ＃2에 한정되는 것은 아니며, 고정적인 프리코딩 행렬로 구성되어 있으면 좋다.

그리고 「공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 방송국이 선택 가능한 예로 설명하였으나, 이들 모든 송신방법이 선택 가능한 송신방법이 아니라도 좋고, 예를 들어,

ㆍ고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식이 선택 가능한 송신방법,

ㆍ고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화가 선택 가능한 송신방법,

ㆍ고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 스트림 s1만 송신하는 전송방식이 선택 가능한 송신방법,

ㆍ규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식이 선택 가능한 송신방법,

ㆍ고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식이 선택 가능한 송신방법,

ㆍ규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화가 선택 가능한 송신방법,

ㆍ규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 스트림 s1만 송신하는 전송방식이 선택 가능한 송신방법,

과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식을 포함함으로써 LOS 환경에서 고속의 데이터전송을 실행할 수 있으며, 또한 수신장치의 수신데이터 품질을 확보할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.

이때, 상기에서 설명한 것과 같이 P1 심벌에서의 S1을 설정할 필요가 있는 동시에, P2 심벌로서 표 4와는 다른 제어정보의 설정방법(각 PLP의 전송방식의 설정방법)으로 예를 들어 표 6이 고려된다.

표 6이 표 4와는 다른 점은 「PLP_MODE」를“11”로 한 때는 Reserve로 하고 있는 점이다. 이와 같이, PLP의 전송방식으로서 선택 가능한 전송방식이 상기에서 나타내는 예와 같은 경우, 선택 가능한 전송방식의 수에 따라, 예를 들어 표 4, 표 6의 PLP_MODE를 구성하는 비트 수를 크게, 또는 작게 하면 좋다.

표 5에 대해서도 동일하게, 예를 들어 MIMO 전송방식으로서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법 밖에 지원하고 있지 않은 경우에는 「MIMO_MODE」의 제어정보는 필요 없게 된다. 또, 「MIMO_PATTER＃1」에서 예를 들어 프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식을 지원하고 있지 않은 경우, 「MIMO_PATTER＃1」의 제어정보를 필요로 하지 않는 경우도 있고, 또, 프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식으로 이용하는 프리코딩 행렬이 복수 필요로 하지 않는 경우, 2 비트의 제어정보가 아닌, 1 비트의 제어정보로 해도 좋고, 나아가 복수의 프리코딩 행렬을 설정 가능으로 하는 경우는 2 비트 이상의 제어정보로 해도 좋다.

「MIMO_PATTERN＃2」에 대해 동일하게 생각할 수 있으며, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로 프리코딩 행렬의 전환방법이 복수 필요로 하지 않는 경우, 2 비트의 제어정보가 아닌, 1 비트의 제어정보로 해도 좋고, 더욱이 복수의 프리코딩 행렬의 전환방법을 설정 가능하게 하는 경우는 2 비트 이상의 제어정보로 해도 좋다.

또, 본 실시형태에서는 송신장치의 안테나 수가 2인 경우에 의해 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2보다 큰 경우에도 마찬가지로 제어정보를 송신하면 좋다. 이때, 2 안테나를 이용하여 변조신호를 송신하는 경우에 더하여, 4 안테나를 이용하여 변조신호를 송신하는 경우를 실시하기 위해 각 제어정보를 구성하는 비트 수를 늘릴 필요가 있는 경우가 발생한다. 이때, P1 심벌에서 제어정보를 송신하는 P2 심벌로 제어정보를 송신한다는 점은 상기에서 설명한 경우와 같다.

방송국이 송신하는 PLP의 심벌 군의 프레임 구성에 대해 도 64와 같이 시분할로 송신하는 방법을 설명하였으나, 이하에서는 그 변형 예에 대해 설명한다.

도 66은 도 64와는 다른 P1 심벌, P2 심벌, Common PLP를 송신 후의 주파수-시간 축에서의 스트림 s1 및 s2의 심벌의 배치방법의 일례를 나타내고 있다. 도 66에서 「＃1」이라고 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃1의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 마찬가지로, 「＃2」라고 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃2의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있으며, 「＃3」이라고 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃3의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있고, 「＃4」라고 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃4의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 그리고 도 64와 같이 PLP＃1은 도 49에 나타내는 공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 그리고 PLP＃2는 하나의 변조신호를 송신함으로써 데이터를 전송하는 것으로 한다. PLP＃3은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. PLP＃4는 도 50에 나타낸 시공간블록 부호를 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 또 시공간블록 부호에 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적절하게 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50에서 설명한 방법에 한정되는 것은 아니다.

또, 도 66에 있어서, s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우, 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하고 있게 된다. 또, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성을 하여 z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

도 66이 도 64와 다른 점은, 상술한 것과 같이 도 64에서는 복수의 PLP를 시분할로 배치하는 예를 나타냈으나, 도 66에서는 도 64와 달리 시분할 및 주파수 분할을 병용하여 복수의 PLP를 존재시키고 있다. 즉, 예를 들어 시각 1에서는 PLP＃1의 심벌과 PLP＃2의 심벌이 존재하고 있으며, 시각 3에서는 PLP＃3의 심벌과 PLP＃4의 심벌이 존재하고 있다. 이와 같이, (1 시각, 1 서브 캐리어로 구성되는) 심벌마다 다른 인덱스(＃X；　X=1, 2, …)의 PLP의 심벌을 할당할 수 있다.

또, 도 66에서는 간략하게, 시각 1에서는 「＃1」, 「＃2」 밖에 존재하고 있지 않으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 「＃1」, 「＃2」의 PLP 이외의 인덱스의 PLP의 심벌이 시각 1에 존재해도 좋고, 또, 시각 1에서의 서브 캐리어와 PLP의 인덱스의 관계는 도 66에 한정되는 것은 아니며, 서브 캐리어에 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다. 또, 마찬가지로 다른 시각에 있어도 서브 캐리어에 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다.

도 67은 도 64와는 다른 P1 심벌, P2 심벌, Common PLP를 송신 후의 주파수-시간 축에서의 스트림 s1 및 s2의 심벌의 배치방법의 일례를 나타내고 있다. 도 67에서의 특징적인 부분은 T2 프레임에 대해 PLP의 전송방식으로 복수 안테나 송신을 기본으로 한 경우, 「스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 선택할 수 없다는 점이다.

따라서 도 67에서 PLP＃1의 심벌 군(6701)은 「공간 다중 MIMO 전송방식 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」에 의해 데이터가 전송되는 것으로 한다. PLP＃2의 심벌 군(6702)은 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」에 의해 데이터가 전송되는 것으로 한다. PLP＃3의 심벌 군(6703)은 「시공간블록 부호」에 의해 데이터가 전송되는 것으로 한다. 그리고 PLP＃3의 심벌 군(6703) 이후의 T2 프레임 내에서의 PLP심벌 군은 「공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」, 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「시공간블록 부호」의 어느 한 송신방법에 의해 데이터가 전송되게 된다.

도 68은 도 66과는 다른 P1 심벌, P2 심벌, Common PLP를 송신 후의 주파수-시간 축에서의 스트림 s1 및 s2의 심벌의 배치방법의 일례를 나타내고 있다. 도 68에서 「＃1」이라고 기재되어 있는 심벌은 도 67에서의 PLP＃1의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 마찬가지로, 「＃2」라고 기재되어 있는 심벌은 도 67에서의 PLP＃2의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있으며, 「＃3」이라고 기재되어 있는 심벌은 도 67에서의 PLP＃3의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 그리고 도 67과 같이 PLP＃1은 도 49에 나타낸 공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 그리고 PLP＃2는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. PLP＃3은 도 50에 나타낸 시공간블록 부호를 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 또, 시공간블록 부호에서 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적당히 배치해도 좋다. 또, 시공간 블록 부호는 도 50에서 설명한 방법에 한정되는 것은 아니다.

또, 도 68에 있어서, s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우, 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하게 된다. 또, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성이 이루어져서 z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

도 68이 도 67과 다른 점은, 상술한 것과 같이 도 67에서는 복수의 PLP를 시분할로 배치하는 예를 나타냈으나, 도 68에서는 도 67과 달리 시분할 및 주파수 분할을 병용하여 복수의 PLP를 존재시키고 있다. 즉, 예를 들어 시각 1에서는 PLP＃1의 심벌과 PLP＃2의 심벌이 존재하고 있다. 이와 같이, (1 시각, 1 서브 캐리어로 구성된다) 심벌마다 다른 인덱스(＃X；　X=1, 2, …)의 PLP의 심벌을 할당할 수 있다.

또, 도 68에서는 간략하게 시각 1에서는 「＃1」, 「＃2」 밖에 존재하고 있지 않으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 「＃1」, 「＃2」의 PLP 이외의 인덱스의 PLP의 심벌이 시각 1에 존재해도 좋고, 또, 시각 1에서의 서브 캐리어와 PLP의 인덱스의 관계는 도 68에 한정되는 것은 아니며, 서브 캐리어에 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다. 또, 마찬가지로 다른 시각에 있어도 서브 캐리어에 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다. 한편으로, 시각 3과 같이 어느 시각에 있어서 하나의 PLP의 심벌만을 할당해도 좋다. 즉, PLP의 심벌을 시간-주파수에서의 프레임방법에서 어떻게 할당해도 좋다.

이와 같이, T2 프레임 내에 있어서 「스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 이용한 PLP가 존재하지 않으므로, 단말이 수신하는 수신신호의 다이나믹 레인지를 억제할 수 있으므로 양호한 수신품질을 얻을 가능성을 크게 하는 효과를 얻을 수 있다.

또, 도 68에서의 설명에 있어서, 송신방법으로 「공간 다중 MIMO 전송방식 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」, 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「시공간블록 부호」 중 어느 하나를 선택하는 예로 설명하였으나, 이들 송신방법을 모두 선택 가능한 것으로 할 필요가 없으며, 예를 들어,

ㆍ「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「시공간블록 부호」, 「고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」을 선택 가능,

ㆍ「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「시공간블록 부호」를 선택 가능,

ㆍ「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」을 선택 가능,

으로 해도 좋다.

상술한 설명에서는 T2 프레임 내에 복수의 PLP가 존재하는 경우에 대해 설명하였으나, 이후에서는 T2 프레임 내에 하나의 PLP만 존재하는 경우에 대해 설명한다.

도 69는 T2 프레임 내에 하나의 PLP만이 존재하는 경우의 시간-주파수 축에서의 스트림 s1 및 s2의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 69에서 「제어심벌」이라고 기재하고 있으나, 이는 상술한 설명에서 설명한 P1 심벌 및 P2 심벌 등의 심벌을 의미하고 있다. 그리고 도 69에서는 구간 1을 이용하여 제 1 T2 프레임을 송신하고 있으며, 마찬가지로 구간 2를 이용하여 제 2 T2 프레임을 송신하고 있고, 구간 3을 이용하여 제 3 T2 프레임을 송신하고 있으며, 구간 4를 이용하여 제 4 T2 프레임을 송신하고 있다.

또, 도 69에서 제 1 T2 프레임에서는 PLP＃1-1의 심벌 군(6801)을 송신하고 있고, 송신방법으로는 「공간 다중 MIMO 전송방식 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」을 선택하고 있다.

제 2 T2 프레임에서는 PLP＃2-1의 심벌 군(6802)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「하나의 변조신호를 송신하는 방법」을 선택하고 있다.

제 3 T2 프레임에서는 PLP＃3-1의 심벌 군(6803)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」을 선택하고 있다.

제 4 T2 프레임에서는 PLP＃4-1의 심벌 군(6804)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「시공간블록 부호」를 선택하고 있다. 또, 시공간블록 부호에서 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적당히 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50으로 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니다.

또, 도 69에 있어서, s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우, 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하고 있게 된다. 또 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함하는 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성이 이루어져서 z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

이와 같이 함으로써 PLP마다 데이터의 전송속도, 단말의 데이터 수신품질을 고려하여 송신방법을 설정할 수 있으므로, 데이터의 전송속도의 향상과 데이터의 수신품질의 확보의 양립을 도모하는 것이 가능해진다. 또 P1 심벌, P2 심벌(경우에 따라서는 Signalling PLP)의 전송방법 등의 제어정보의 구성방법의 예는 상기의 표 3 내지 표 6과 같이 구성하면 마찬가지로 실시할 수 있다. 다른 점은, 도 64 등의 프레임 구성에서는 하나의 T2 프레임에 복수의 PLP를 가지고 있으므로 복수의 PLP에 대한 전송방법 등의 제어정보를 필요로 하고 있었으나, 도 69의 프레임 구성의 경우, 하나의 T2 프레임에는 하나의 PLP 밖에 존재하지 않으므로, 그 하나의 PLP에 대한 전송방법 등의 제어정보만 필요하게 된다는 점이다.

상술한 설명에서는 P1 심벌, P2 심벌(경우에 따라서는 Signalling PLP)을 이용하여 PLP의 전송방법에 관한 정보를 전송하는 방법에 대해 설명하였으나, 이후에서는 특히 P2 심벌을 이용하지 않고 PLP의 전송방법에 관한 정보를 전송하는 방법에 대해 설명한다.

도 70은 방송국이 데이터를 전송하는 상대인 단말이 DVB-T2규격이 아닌 규격에 대응하고 있는 경우의 시간-주파수 축에서의 프레임 구성이다. 도 70에서 도 61과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 도 70의 프레임은 P1 Signalling data(6101), 제 1 Signalling data(7001), 제 2 Signalling data(7002), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1 ~ 6105_N)라 구성되어 있다(PLP：Physical Layer Pipe). 이와 같이, P1 Signalling data(6101), 제 1 Signalling data(7001), 제 2 Signalling data(7002), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1 ~ 6105_N)으로 구성되어 있는 프레임이 하나의 프레임의 단위로 되어 있다.

P1 Signalling data(6101)에 의해 수신장치가 신호 검출, 주파수 동기(주파수 오프셋(offset) 추정도 포함한다)를 실행하기 위한 심벌인 동시에, 이 경우, DVB-T2규격의 프레임인지 여부를 식별하기 위한 데이터, 예를 들어 표 3에서 나타낸 S1에 의해 DVB-T2규격의 신호인 것/신호가 아닌 것을 전송할 필요가 있다.

제 1 Signalling data(7001)에 의해, 예를 들어 송신 프레임으로 사용하는 가드 인터벌의 정보, PAPR(Peak to Average Power Ratio)방법에 관한 정보, 제 2 Signalling data를 전송할 때의 변조방식, 오류정정방식, 오류정정방식의 부호화 율 정보, 제 2 Signalling data의 사이즈 및 정보 사이즈의 정보, 파일럿 패턴의 정보, 셀(주파수 영역) 고유번호의 정보, 노멀 모드 및 확장 모드의 어느 방식을 이용하고 있는가의 정보 등을 전송하는 방법을 생각할 수 있다. 이때, 제 1 Signalling data(7001)는 DVB-T2규격에 준거하는 데이터를 반드시 전송할 필요는 없다.　제 2 Signalling data(7002)에 의해 예를 들어 PLP의 수의 정보, 사용하는 주파수 영역에 관한 정보, 각 PLP의 고유번호의 정보, 각 PLP를 전송하는데 사용하는 변조방식, 오류정정방식, 오류정정방식의 부호화 율 정보, 각 PLP의 송신하는 블록 수 정보 등을 전송한다.

도 70의 프레임 구성에서는 제 1 Signalling data(7001), 제 2 Signalling data(7002), L1 Post-Signalling data(6103), Common PLP(6104), PLP#1 ~ #N(6105_1~6105_N)은 시분할로 송신되도록 기재하고 있으나, 실제는 동일 시각에 2종류 이상의 신호가 존재하고 있다. 그 예를 도 71에 나타낸다. 도 71에 나타내는 것과 같이 동일 시각에 제 1 Signalling data, 제 2 Signalling data, Common PLP가 존재하고 있거나, 동일 시각에 PLP#1, PLP#2가 존재하는 경우도 있다. 즉, 각 신호는 시분할 및 주파수 분할을 병용하여 프레임이 구성되어 있다.

도 72는 DVB-T2와는 다른 규격에서의(예를 들어 방송국) 송신장치에 대해, 지금까지 설명해 온 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 적용한 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 72에서 도 63과 같이 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있으며, 그 동작에 대한 설명은 상술한 것과 동일하다. 제어신호 생성부(6308)는 제 1, 제 2 Signalling data용의 송신데이터(7201), P1 심벌용의 송신데이터(6307)를 입력으로 하여, 도 70에서의 각 심벌 군의 송신방법(오류정정부호, 오류정정부호의 부호화 율, 변조방식, 블록 길이, 프레임 구성, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 송신방법을 포함하는 선택한 송신방법, 파일럿 심벌 삽입방법, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFT의 정보 등 , PAPR 삭감방법의 정보, 가드 인터벌 삽입방법의 정보)의 정보를 제어신호(6309)라서 출력한다.

제어심벌신호 생성부(7202)는 제 1, 제 2 Signalling data용의 송신데이터(7201), 제어신호(6309)를 입력으로 하여, 제어신호(6309)에 포함되는 제 1, 제 2 Signalling data의 오류정정의 정보, 변조방식의 정보 등의 정보에 의거하여, 오류정정부호화, 변조방식에 의거하는 매핑을 실행하여, 제 1, 제 2 Signalling data의(직교) 베이스밴드 신호(7203)을 출력한다.

다음에, DVB-T2와는 다른 규격의 시스템에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 적용한 때의 방송국(기지국)의 송신신호의 프레임 구성, 제어정보(P1 심벌 및 제 1, 제 2 Signalling data에 의해 송신하는 정보)의 전송방법에 대해 상세하게 설명한다.

도 64는 P1 심벌, 제 1, 제 2 Signalling data, Common PLP를 송신 후, 복수의 PLP를 송신하는 경우의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 64에서 스트림 s1는 주파수 축에 있어서 서브 캐리어 ＃1 ~ 서브 캐리어 ＃M을 이용하고 있으며, 마찬가지로 스트림 s2도 주파수 축에서 서브 캐리어 ＃1 ~ 서브 캐리어 ＃M을 이용하고 있다. 따라서 s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우, 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하게 된다. 또 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성이 이루어져서 z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

도 64에 나타내는 것과 같이 구간 1은 스트림 s1, 스트림 s2를 이용하여 PLP＃1의 심벌 군(6401)을 전송하고 있으며, 도 49에 나타내는 공간 다중 MIMO 전송방식 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다.

구간 4는 스트림 s1, 스트림 s2를 이용하여 PLP＃4의 심벌 군(6404)을 전송하고 있으며, 도 50에 나타내는 시공간블록 부호를 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 또, 시공간블록 부호에서 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적당히 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니다.

방송국이 도 64와 같이 각 PLP를 송신한 경우, 도 64의 송신신호를 수신하는 수신장치에서는 각 PLP의 송신방법을 알 필요가 있다. 따라서 앞에서 설명한 것과 같이 제 1, 제 2 Signalling data를 이용하여 각 PLP의 송신방법의 정보를 전송할 필요가 있다. 이하에서는 이때의 P1 심벌의 구성방법 및 제 1, 제 2 Signalling data의 구성방법의 일례에 대해 설명한다. 표 3에서 P1 심벌을 이용하여 송신하는 제어정보의 구체적인 예는 표 3과 같다.

DVB-T2규격에서는 S1의 제어정보(3 비트의 정보)에 의해 DVB-T2의 규격을 이용하고 있는가 여부, 또, DVB-T2규격을 이용하고 있는 경우, 이용하고 있는 송신방법을 수신장치가 판단할 수 있게 되어 있다. 3 비트의 S1 정보로써 “000”을 설정한 경우, 송신하는 변조신호가 「DVB-T2규격의 하나의 변조신호 송신」에 준거하고 있게 된다.

또, 3 비트의 S1 정보로써 “001”을 설정한 경우, 송신하는 변조신호가 「DVB-T2규격의 시공간블록 부호를 이용한 송신」에 준거하고 있게 된다.

DVB-T2규격에서는 “010”~“111”은 장래를 위하여 「Reserve」로 되어 있다. 여기서, DVB-T2와의 호환성이 있도록 본 발명을 적용하기 위해 3 비트의 S1 정보로 예를 들어“010”으로 설정한 경우(“000”, “001”이외이면 좋다), 송신하는 변조신호가 DVB-T2 이외의 규격에 준거하고 있음을 나타내는 것으로 하고, 단말의 수신장치는 이 정보가 “010”이라는 것을 알면 방송국이 송신한 변조신호가 DVB-T2 이외의 규격에 준거하고 있다는 것을 알 수 있다.

다음에, 방송국이 송신한 변조신호가 DVB-T2 이외의 규격에 준거하고 있는 경우의 제 1, 제 2 Signalling data의 구성방법의 예를 설명한다. 제 1, 제 2 Signalling data의 제어정보의 제 1 예는 표 4와 같다.

표 4에 나타낸 2 비트의 정보인 「PLP_MODE」는 도 64에 나타낸 것과 같이 각 PLP(도 64에서는 PLP＃1에서 ＃4)의 송신방법을 단말에 통지하기 위한 제어정보이며, PLP_MODE의 정보는 PLP마다 존재하게 된다. 즉, 도 64의 경우, PLP＃1을 위한 PLP_MODE의 정보, PLP＃2를 위한 PLP_MODE의 정보, PLP＃3을 위한 PLP_MODE의 정보, PLP＃4를 위한 PLP_MODE의 정보…가 방송국으로부터 송신되게 된다. 당연하나, 단말은 이 정보를 복조(또, 오류정정 복호도 실시한다)함으로써 방송국이 PLP에 이용한 전송방식을 인식할 수 있다.

또, 「PLP_MODE」로 “01”~“11”로 설정된 경우, 방송국이 구체적으로 어떠한 처리를 시행했는지(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에서의 구체적인 전환방법, 사용한 시공간 블록 부호화방법, 프리코딩 행렬로써 사용한 행렬의 구성)를 단말에 전송할 필요가 있다. 이때의 제어정보의 구성을 포함한 표 4와는 다른 제어정보의 구성방법에 대해 이하에서는 설명한다.

제 1, 제 2 Signalling data의 제어정보의 제 2 예는 표 5와 같다.

표 5와 같이 1 비트의 정보인 「PLP_MODE」, 1 비트의 정보인 「MIMO_MODE」, 2 비트의 정보인 「MIMO_PATTERN＃1」, 2 비트의 정보인 「MIMO_PATTER＃2」가 존재하며, 이들 4개의 제어정보는 도 64에 나타낸 것과 같이 각 PLP(도 64에서는 PLP＃1에서 ＃4)의 송신방법을 단말에 통지하기 위한 정보이고, 따라서 이들 4개의 제어정보는 PLP마다 존재하게 된다. 즉, 도 64의 경우 PLP＃1을 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보, PLP＃2를 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보, PLP＃3을 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보, PLP＃4를 위한 PLP_MODE의 정보/MIMO_MODE의 정보/MIMO_PATTERN＃1의 정보/MIMO_PATTER＃2의 정보…가 방송국으로부터 송신되게 된다. 당연하나, 단말은 이 정보를 복조(또, 오류정정 복호도 실시한다)함으로써 방송국이 PLP에 이용한 전송방식을 인식할 수 있다.

「PLP_MODE」로 “0”으로 설정한 경우, 그 PLP는 「하나의 변조신호를 송신」함으로써 데이터가 전송된다. “1”로 설정한 경우, 그 PLP는 「시공간블록 부호화를 실시한 복수의 변조신호를 송신」, 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법」, 「프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식」, 「공간 다중 MIMO 전송방식」 중 어느 한 방식으로 데이터가 전송된다.

「PLP_MODE」가 「1」로 설정된 경우 「MIMO_MODE」의 정보는 유효한 정보가 되며, 「MIMO_MODE」로 “0”으로 설정한 경우 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 사용하지 않고 데이터가 전송된다. 「MIMO_MODE」로 “1”로 설정한 경우, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 사용하여 데이터가 전송된다.

「PLP_MODE」가 「1」, 「MIMO_MODE」가 「0」으로 설정된 경우, 「MIMO_PATTERN#1」의 정보는 유효한 정보가 되고, 「MIMO_PATTERN#1」로 “00”으로 설정한 경우, 시공간블록 부호를 이용하여 데이터가 전송된다. “01”로 설정한 경우, 프리코딩 행렬＃1을 고정적으로 이용하여 가중합성을 실행하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “10”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬＃2를 고정적으로 이용하여 가중합성을 실행하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다(단, 프리코딩 행렬＃1과 프리코딩 행렬＃2는 다른 행렬이다).“11”로 설정한 경우, 공간 다중 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터가 전송된다(당연하나, 도 49의 방식 1의 프리코딩 행렬이 선택되었다고도 해석할 수 있다).

「PLP_MODE」가 「1」, 「MIMO_MODE」가 「1」로 설정된 경우, 「MIMO_PATTERN#2」의 정보는 유효한 정보가 되고, 「MIMO_PATTERN#2」로 “00”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “01”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #2의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “10”으로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #3의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. “11”로 설정한 경우, 프리코딩 행렬 전환방법 #4의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용하여 데이터가 전송된다. 여기서, 프리코딩 행렬 전환방법＃1 ~ ＃4는 각각 다른 방법이 되나, 이때, 다른 방법이란 예를 들어 ＃A와 ＃B가 다른 방법이라고 하면,

ㆍ＃A에 이용하는 복수의 프리코딩 행렬과 ＃B에 이용하는 복수의 프리코딩 행렬 중에 동일한 프리코딩 행렬을 포함하나 주기가 다른,

이라는 방법이 있다.

상술한 설명에서는 표 4, 표 5의 제어정보를 제 1, 제 2 Signalling data에 의해 송신하는 것으로 설명했다. 이 경우, 제어정보를 전송하기 위해 특히 PLP를 이용할 필요가 없다는 이점이 있다.

이상과 같이, OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고, 또한, DVB-T2규격과의 식별이 가능하면서, DVB-T2와는 다른 규격에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 선택할 수 있도록 함으로써 LOS 환경에 대해 높은 수신품질을 얻을 수 있는 동시에 높은 전송속도를 얻을 수 있다는 이점을 얻을 수 있다. 또, 본 실시형태에서는 캐리어 군이 설정 가능한 전송방식으로 「공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 예로 들었으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식은 도 49의 방식＃2에 한정되는 것은 아니며, 고정적인 프리코딩 행렬로 구성되어 있으면 좋다.

그리고 「공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식, 시공간블록 부호화, 스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 방송국이 선택 가능한 것으로 하고 있는 예로 설명하였으나, 이들 모든 송신방법이 선택 가능한 송신방법이 아니라도 좋고, 예를 들어,

과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 MIMO 방식을 포함함으로써 LOS 환경에서 고속의 데이터전송을 실행할 수가 있고, 또한, 수신장치의 수신데이터 품질을 확보할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

이때, 상기에서 설명한 것과 같이 P1 심벌에서의 S1을 설정할 필요가 있는 동시에, 제 1, 제 2 Signalling data로 표 4와는 다른 제어정보의 설정방법(각 PLP의 전송방식의 설정방법)으로 예를 들어 표 6이 고려된다.

표 6이 표 4와는 다른 점은 「PLP_MODE」를“11”로 한 때는 Reserve로 하고 있다는 점이다. 이와 같이, PLP의 전송방식으로서 선택 가능한 전송방식이 상기에서 나타낸 예와 같은 경우, 선택 가능한 전송방식의 수에 의해, 예를 들어 표 4, 표 6의 PLP_MODE를 구성하는 비트 수를 크게, 또는 작게 하면 좋다.

표 5에 대해서도 동일하게, 예를 들어 MIMO 전송방식으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법 밖에 지원하고 있지 않은 경우는 「MIMO_MODE」의 제어정보는 필요 없게 된다. 또, 「MIMO_PATTER＃1」에서 예를 들어 프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식을 지원하고 있지 않은 경우에는 「MIMO_PATTER＃1」의 제어정보를 필요로 하지 않는 경우도 있으며, 또, 프리코딩 행렬이 고정적인 MIMO 방식으로 이용하는 프리코딩 행렬이 복수 필요로 하지 않는 경우에는 2 비트의 제어정보가 아니라 1 비트의 제어정보로 해도 좋고, 게다가 복수의 프리코딩 행렬을 설정 가능으로 하는 경우에는 2비트 이상의 제어정보로 해도 좋다.

「MIMO_PATTERN＃2」에 대해 마찬가지로 생각할 수 있으며, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로 프리코딩 행렬의 전환방법이 복수 필요로 하지 않은 경우, 2 비트의 제어정보가 아닌, 1 비트의 제어정보로 해도 좋고, 게다가 복수의 프리코딩 행렬의 전환방법을 설정 가능으로 하는 경우는 2 비트 이상의 제어정보로 해도 좋다.

또, 본 실시형태에서는 송신장치의 안테나 수를 2의 경우로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2보다 큰 경우에 대해서도 동일하게 제어정보를 송신하면 좋다. 이때, 2 안테나를 이용해 변조신호를 송신하는 경우에 더하여, 4 안테나를 이용해 변조신호를 송신하는 경우를 실시하기 위해 각 제어정보를 구성하는 비트 수를 증가시킬 필요가 있는 경우가 발생한다. 이때, P1 심벌로 제어정보를 송신하는 제 1, 제 2 Signalling data로 제어정보를 송신한다는 점은 상기에서 설명한 경우와 동일하다.

도 66은 도 64와는 다른, P1 심벌, 제 1, 제 2 Signalling data, Common PLP를 송신한 후의 주파수-시간 축에서의 스트림 s1 및 s2의 심벌의 배치방법의 일례를 나타내고 있다.

도 66에 있어서 「＃1」로 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃1의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 마찬가지로, 「＃2」로 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃2의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있으며, 「＃3」으로 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃3의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있고, 「＃4」로 기재되어 있는 심벌은 도 64에서의 PLP＃4의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 그리고 도 64와 같이 PLP＃1은 도 49에 나타낸 공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 그리고 PLP＃2는 하나의 변조신호를 송신함으로써 데이터를 전송하는 것으로 한다. PLP＃3은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. PLP＃4는 도 50에 나타낸 시공간블록 부호를 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 또, 시공간블록 부호에서 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적당히 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니다.

또, 도 66에 있어서 s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하게 된다. 또, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성을 하고, z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

도 66이 도 64와 다른 점은, 상술한 것과 같이, 도 64에서는 복수의 PLP를 시분할로 배치하는 예를 나타냈지만, 도 66에서는 도 64와 달리 시분할 및 주파수 분할을 병용하여 복수의 PLP를 존재시키고 있다. 즉, 예를 들어 시각 1에서는 PLP＃1의 심벌과 PLP＃2의 심벌이 존재하고 있으며, 시각 3에서는 PLP＃3의 심벌과 PLP＃4의 심벌이 존재하고 있다. 이와 같이, (1 시각, 1 서브 캐리어로 구성되는) 심벌마다 다른 인덱스(＃X；　X=1, 2, …)의 PLP의 심벌을 할당할 수 있다.

또, 도 66에서는 간략하게 시각 1에서는 「＃1」, 「＃2」밖에 존재하고 있지 않으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 「＃1」「＃2」의 PLP 이외의 인덱스의 PLP의 심벌이 시각 1에 존재해도 좋고, 또, 시각 1에서의 서브 캐리어와 PLP의 인덱스의 관계는 도 66에 한정되는 것은 아니며, 서브 캐리어에 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다. 또, 마찬가지로 다른 시각에 있어도 서브 캐리어에 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다.

도 67은 도 64와는 다른 P1 심벌, 제 1, 제 2 Signalling data, Common PLP를 송신한 후의 주파수-시간 축에서의 스트림 s1 및 s2의 심벌의 배치방법의 일례를 나타내고 있다. 도 67에서의 특징적인 부분은 T2 프레임에서 PLP의 전송방식으로 복수 안테나 송신을 기본으로 한 경우, 「스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 선택할 수 없다는 점이다.

따라서 도 67에서 PLP＃1의 심벌 군(6701)은 「공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」에 의해 데이터가 전송되는 것으로 한다. PLP＃2의 심벌 군(6702)은 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」에 의해 데이터가 전송되는 것으로 한다. PLP＃3의 심벌 군(6703)은 「시공간블록 부호」에 의해 데이터가 전송되는 것으로 한다. 그리고 PLP＃3의 심벌 군(6703) 이후의 단위 프레임 내에서의 PLP 심벌 군은 「공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」, 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「시공간블록 부호」의 어느 하나의 송신방법에 의해 데이터가 전송되게 된다.

도 68은 도 66과는 다른 P1 심벌, 제 1, 제 2 Signalling data, Common PLP를 송신한 후의 주파수-시간 축에서의 스트림 s1 및 s2의 심벌의 배치방법의 일례를 나타내고 있다.

도 68에서 「＃1」로 기재되어 있는 심벌은 도 67에서의 PLP＃1의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 마찬가지로 「＃2」로 기재되어 있는 심벌은 도 67에서의 PLP＃2의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있으며, 「＃3」으로 기재되어 있는 심벌은 도 67에서의 PLP＃3의 심벌 군 중 1 심벌을 나타내고 있다. 그리고 도 67과 마찬가지로 PLP＃1은 도 49에 나타낸 공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 프리코딩 행렬이 고정의 MIMO 전송방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 그리고 PLP＃2는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식을 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. PLP＃3은 도 50에 나타낸 시공간블록 부호를 이용하여 데이터를 전송하는 것으로 한다. 또, 시공간블록 부호에 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적당히 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50으로 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니다.

또, 도 68에서 s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하게 된다. 또, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성을 하여, z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

도 68이 도 67과 다른 점은 상술한 것과 같이, 도 67에서는 복수의 PLP를 시분할로 배치하는 예를 나타냈으나, 도 68에서는 도 67과 달리 시분할 및 주파수 분할을 병용하여, 복수의 PLP를 존재시키고 있다. 즉, 예를 들어 시각 1에서는 PLP＃1의 심벌과 PLP＃2의 심벌이 존재하고 있다. 이와 같이, (1 시각, 1 서브 캐리어로 구성되는) 심벌마다 다른 인덱스(＃X；　X=1, 2, …)의 PLP의 심벌을 할당할 수 있다.

또, 도 68에서는 간략하게 시각 1에서는 「＃1」, 「＃2」밖에 존재하고 있지 않으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 「＃1」, 「＃2」의 PLP 이외의 인덱스의 PLP의 심벌이 시각 1에 존재하여도 좋고, 또, 시각 1에서의 서브 캐리어와 PLP의 인덱스의 관계는 도 68에 한정되는 것은 아니며, 서브 캐리어에서 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다. 또, 마찬가지로 다른 시각에 있어도 서브 캐리어에서 어느 인덱스의 PLP의 심벌을 할당해도 좋다. 한편, 시각 3과 같이, 어느 각에서 하나의 PLP의 심벌만을 할당해도 좋다. 즉, PLP의 심벌을 시간-주파수에서의 프레임방법에 대해 어떻게 할당해도 좋다.

이와 같이, 단위 프레임 내에 있어서 「스트림 s1만 송신하는 전송방식」을 이용한 PLP가 존재하지 않으므로, 단말이 수신하는 수신신호의 다이나믹 레인지를 억제할 수가 있으므로 양호한 수신품질을 얻을 가능성을 크게 할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또, 도 68에서의 설명에 있어서, 송신방법으로 「공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」, 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」, 「시공간블록 부호」를 어느 하나를 선택하는 예로 설명하였으나, 이와 같은 송신방법을 모두 선택 가능하다고 할 필요는 없으며, 예를 들어,

으로 해도 좋다.

상술한 설명에서는 단위 프레임 내에 복수의 PLP가 존재하는 경우에 대해 설명하였으나, 이후에서는 단위 프레임 내에 하나의 PLP만 존재하는 경우에 대해 설명한다.

도 69는 단위 프레임 내에 하나의 PLP만 존재하는 경우의 시간-주파수 축에서의 스트림 s1 및 s2의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다.

도 69에서는 「제어심벌」로 기재하고 있으나, 이는 상술한 설명에서 설명한 P1 심벌 및 제 1, 제 2 Signalling data 등의 심벌을 의미하고 있다. 그리고 도 69에서는 구간 1을 이용하여 제 1 단위 프레임을 송신하고 있으며, 마찬가지로 구간 2를 이용하여 제 2 단위 프레임을 송신하고 있고, 구간 3을 이용하여 제 3 단위 프레임을 송신하고 있으며, 구간 4를 이용하여 제 4 단위 프레임을 송신하고 있다.

또, 도 69에서 제 1 단위 프레임에서는 PLP＃1-1의 심벌 군(6801)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「공간 다중 MIMO 전송방식, 또는 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식」을 선택하고 있다.

제 2 단위 프레임에서는 PLP＃2-1의 심벌 군(6802)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「하나의 변조신호를 송신하는 방법」을 선택하고 있다.

제 3 단위 프레임에서는 PLP＃3-1의 심벌 군(6803)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식」을 선택하고 있다.

제 4 단위 프레임에서는 PLP＃4-1의 심벌 군(6804)을 송신하고 있으며, 송신방법으로는 「시공간블록 부호」를 선택하고 있다. 또, 시공간블록 부호에 심벌의 배치는 시간방향에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축 방향으로 배치해도 좋고, 시간-주파수로 형성한 심벌 군에 적절하게 배치해도 좋다. 또, 시공간블록 부호는 도 50에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니다.

또, 도 69에 있어서, s1, s2 양자에서 동일 서브 캐리어의 동일 시각에 심벌이 존재하고 있는 경우, 동일 주파수에 2개의 스트림의 심벌이 존재하게 된다. 또, 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩의 방법을 포함한 프리코딩을 실행하고 있는 경우, s1, s2는 프리코딩 행렬을 이용하여 가중 및 합성을 하여, z1, z2가 각각 안테나로부터 출력되게 된다.

이와 같이 함으로써 PLP마다 데이터의 전송속도, 단말의 데이터 수신품질을 고려하여 송신방법을 설정할 수 있으므로, 데이터의 전송속도의 향상과 데이터의 수신품질의 확보의 양립을 도모하는 것이 가능해진다. 또, P1 심벌, 제 1, 제 2 Signalling data의 전송방법 등의 제어정보의 구성방법의 예는 상기의 표 3 내지 표 6과 같이 구성하면 마찬가지로 실시할 수 있다. 다른 점은, 도 64 등의 프레임 구성에서는 하나의 단위 프레임에 복수의 PLP를 가지고 있으므로 복수의 PLP에 대한 전송방법 등의 제어정보를 필요로 하고 있었으나, 도 69의 프레임 구성의 경우에는 하나의 단위 프레임에는 하나의 PLP밖에 존재하지 않으므로, 그 하나의 PLP에 대한 전송방법 등의 제어정보만 필요하게 된다는 점이다.

본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 DVB 규격을 이용한 시스템에 적용한 경우의 적용방법에 대해 설명했다. 이때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예에는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 것과 같다. 그러나 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해서는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 행렬을 복수 준비해 두고, 준비해 둔 복수의 프리코딩 행렬 중에서 슬롯마다 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실행하는 동시에, 슬롯마다 규칙적으로 사용하는 프리코딩 행렬을 전환하는 방식이면 본 실시형태는 마찬가지로 실시할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는 제어정보를 특별한 호칭법으로 하고 있으나, 호칭법은 본 발명에 영향을 미치는 것은 아니다.

(실시형태 A2)

본 실시형태에서는 실시형태 A1에서 설명한 DVB-T2규격을 이용한 통신시스템에 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 적용한 방법을 이용한 때의 수신방법 및 수신장치의 구성에 대해 상세하게 설명한다.

도 73은 도 63의 방송국의 송신장치가 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용한 때의 단말의 수신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 7, 도 56과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다.

도 73에서 P1 심벌 검출 복호부(7301)는 방송국이 송신한 신호를 수신하고, 신호처리 후의 신호(704_X, 704_Y)를 입력으로 하여 P1 심벌을 검출함으로써 신호 검출, 시간 주파수 동기를 실시하는 동시에, P1 심벌에 포함되는 제어정보를(복조 및 오류정정 복호를 실시함으로써) 얻어서 P1 심벌 제어정보(7302)를 출력한다. OFDM 방식관련 처리부(5600_X 및 5600_Y)는 P1 심벌 제어정보(7302)를 입력으로 하고 있고, 이 정보에 의거하여 OFDM 방식을 위한 신호처리방법을 변경한다(실시형태 A1에 기재한 것과 같이, 방송국이 송신하는 신호의 전송방법의 정보가 P1 심벌에 포함되어 있기 때문이다).

P2 심벌(Signalling PLP를 포함한 경우도 있다) 복조부(7303)는 신호처리 후의 신호(704_X, 704_Y) 및 P1 심벌 제어정보(7302)를 입력으로 하여, P1 심벌 제어정보에 의거하여 신호처리를 실행하여 복조(오류정정 복호를 포함한다)를 실행해서 P2 심벌 제어정보(7304)를 출력한다.

제어정보 생성부(7305)는 P1 심벌 제어정보(7302) 및 P2 심벌 제어정보(7304)를 입력으로 하여, (수신동작에 관계하는) 제어정보를 묶어서 제어신호(7306)라서 출력한다. 그리고 제어신호(7306)는 도 73에 나타낸 것과 같이 각부에 입력되게 된다.

신호처리부(711)는 신호(706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y) 및 제어신호(7306)를 입력으로 하여, 제어신호(7306)에 포함되어 있는 각 PLP를 전송하기 위해 이용한 전송방식·변조방식·오류정정 부호화방식·오류정정부호화의 부호화 율·오류정정부호의 블록 사이즈 등의 정보에 의거하여 복조, 복호의 처리를 실행하여 수신데이터(712)를 출력한다.

이때, PLP를 전송하기 위해 공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 어느 한 전송방식을 이용하고 있는 경우, (수학식 41)의 식 (41), (수학식 153)의 식 (143)의 관계식을 이용하여 신호처리부(711)는 복조처리를 실행하면 좋다. 또, 채널행렬(H)은 채널변동 추정부(705_1, 705_2, 707_1, 707_2)의 출력 결과로부터 얻을 수 있으며, 프리코딩 행렬(F 또는 W)은 이용한 전송방식에 따라 그 행렬의 구성은 다르다. 특히, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용한 경우, 매번 이용하고 있는 프리코딩 행렬을 바꾸어 복조하게 된다. 또, 시공간블록 부호를 이용하고 있을 때도 채널 추정치, 수신(기저 대역)신호를 이용하여 복조를 실행하게 된다.

도 74는 도 72의 방송국의 송신장치가 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용한 때의 단말의 수신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 7, 도 56, 도 73과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다.

도 74의 수신장치와 도 73의 수신장치가 다른 점은 도 73의 수신장치는 DVB-T2규격과 그 이외의 규격의 신호를 수신하여 데이터를 얻을 수 있는데 반해 도 74의 수신장치는 DVB-T2규격 이외의 신호만 수신하여 데이터를 얻을 수 있다는 점이다.

도 74에서 P1 심벌 검출 복호부(7301)는 방송국이 송신한 신호를 수신하고, 신호처리 후의 신호(704_X, 704_Y)를 입력으로 하여 P1 심벌을 검출함으로써 신호 검출, 시간 주파수 동기를 실시하는 동시에, P1 심벌에 포함되는 제어정보를 (복조, 및, 오류정정 복호를 실시함으로써)얻어서, P1 심벌 제어정보(7302)를 출력한다. OFDM 방식관련 처리부(5600_X 및 5600_Y)는 P1 심벌 제어정보(7302)를 입력으로 하고 있고, 이 정보에 의거하여 OFDM 방식을 위한 신호처리방법을 변경한다(실시형태 A1에 기재한 것과 같이, 방송국이 송신하는 신호의 전송방법의 정보가 P1 심벌에 포함되어 있기 때문이다).

제 1, 제 2 Signalling data 복조부(7401)는 신호처리 후의 신호(704_X, 704_Y) 및 P1 심벌 제어정보(7302)를 입력으로 하여, P1 심벌 제어정보에 의거하여 신호처리를 실행하여 복조(오류정정 복호를 포함한다)를 실행해서 제1, 제 2 Signalling data 제어정보(7402)를 출력한다.

제어정보 생성부(7305)는 P1 심벌 제어정보(7302) 및 제 1, 제 2 Signalling data 제어정보(7402)를 입력으로 하여, (수신동작에 관계하는) 제어정보를 묶어서 제어신호(7306)라서 출력한다. 그리고 제어신호(7306)는 도 73에 나타낸 것과 같이 각부에 입력되게 된다.

신호처리부(711)는 신호(706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y) 및 제어신호(7306)를 입력으로 하여, 제어신호(7306)에 포함되어 있는 각 PLP를 전송하기 위해서 이용한 전송방식·변조방식·오류정정 부호화방식·오류정정부호화의 부호화 율·오류정정부호의 블록 사이즈 등의 정보에 의거하여 복조, 복호의 처리를 실행하여 수신데이터(712)를 출력한다.

이때, PLP를 전송하기 위해 공간 다중 MIMO 전송방식, 고정적인 프리코딩 행렬을 이용하는 MIMO 방식, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 어느 하나의 전송방식을 이용하고 있는 경우, (식 41)의 식 (41), (식 153)의 식 (143)의 관계식을 이용하여 신호처리부(711)는 복조 처리를 실행하면 좋다. 또, 채널행렬(H)은 채널변동 추정부(705_1, 705_2, 707_1, 707_2)의 출력 결과로부터 얻을 수 있으며, 프리코딩 행렬(F 또는 W)은 이용한 전송방식에 따라 그 행렬의 구성은 다르다. 특히, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 이용한 경우, 매번 이용하고 있는 프리코딩 행렬을 전환하여 복조하게 된다. 또, 시공간블록 부호를 이용하고 있을 때도 채널 추정치, 수신(기저 대역)신호를 이용하여 복조를 실행하게 된다.

도 75는 DVB-T2규격에 대응하고, 또한, DVB-T2 이외의 규격에 대응한 단말의 수신장치의 구성을 나타내고 있으며, 도 7, 도 56, 도 73과 같이 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다.

도 75의 수신장치와 도 73, 도 74의 수신장치가 다른 점은, 도 75의 수신장치는 DVB-T2규격과 그 이외의 규격의 신호의 양자에 대해 복조가 가능해지도록 P2 심벌 또는 제 1, 제 2　Signalling data 복조부(7501)를 구비하고 있는 점이다.

제 1, 제 2　Signalling data 복조부(7501)는 신호처리 후의 신호(704_X, 704_Y) 및 P1 심벌 제어정보(7302)를 입력으로 하여, P1 심벌 제어정보에 의거하여 수신한 신호가 DVB-T2규격에 대응한 신호인가 또는 그 이외의 규격에 대응한 신호인가를 판단하여(예를 들어 표 3에 의해 판단이 가능하다) 신호처리를 실행하고, 복조(오류정정 복호를 포함한다)를 실행하여, 수신신호가 대응하고 있는 규격이 무엇인가의 정보를 포함한 제어정보(7502)를 출력한다. 그 이외의 부분에 대해서는 도 73, 도 74와 동일한 동작이 된다.

이상과 같이, 본 실시형태에서 나타낸 것과 같은 수신장치의 구성으로 함으로써, 실시형태 A1에서 기재한 방송국의 송신장치가 송신한 신호를 수신하여, 적절한 신호처리를 실행함으로써 수신품질의 높은 데이터를 얻을 수 있다. 특히, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 신호를 수신한 때는 LOS 환경에 있어서 데이터의 전송효율의 향상과 데이터 수신품질의 향상의 양립을 실현할 수 있다.

또, 본 실시형태에 있어서, 실시형태 A1에서 설명한 방송국의 송신방법에 대응하는 수신장치의 구성에 대해서 설명하였으므로, 수신안테나 수를 2개일 때의 수신장치의 구성에 대해 설명하였으나, 수신장치의 안테나 수는 2개로 한정되는 것은 아니며, 3개 이상으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있고, 이때, 다이버시티 게인(Diversity Gain)이 향상하므로 데이터의 수신품질을 향상시킬 수 있다. 또, 방송국의 송신장치의 송신안테나 수를 3개 이상으로 하고, 송신변조신호 수를 3 이상으로 한 때도 단말의 수신장치의 수신안테나 수를 증가시킴으로써 마찬가지로 실시할 수 있다. 이때, 송신방법으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용하고 있는 것이 바람직하다.

또, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예에는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 것과 같다. 그러나 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해서는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니고, 프리코딩 행렬을 복수 준비해 두고, 준비해 둔 복수의 프리코딩 행렬 중에서 슬롯마다 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실행하는 동시에, 슬롯마다 규칙적으로 사용하는 프리코딩 행렬을 전환하는 방식이면 본 실시형태는 마찬가지로 실시할 수 있다.

(실시형태 A3)

실시형태 A1에서 기재한 DVB-T2규격에는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용한 시스템에 있어서 L1 Pre-Signalling으로 파일럿의 삽입 패턴을 지정하는 제어정보가 존재한다. 본 실시형태에서는 L1pre-signalling으로 파일럿 삽입 패턴을 변경할 때의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 적용방법에 대해 설명한다.

도 76, 도 77은 동일 주파수대역을 이용하여 복수의 변조신호를 복수 안테나로부터 송신하는 송신방법을 이용하고 있을 때의 DVB-T2규격의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 76, 도 77에서 가로축은 주파수, 즉, 캐리어 번호를 나타내고 있고, 세로축은 시간을 나타내고 있으며, (A)는 지금까지 설명한 실시형태에서의 변조신호 z1의 프레임 구성, (B)는 지금까지 설명한 실시형태에서의 변조신호 z2의 프레임 구성을 나타내고 있다. 캐리어 번호로 「f0, f1, f2, …」, 시간으로 「t1, t2, t3, …」라는 인덱스를 부여하고 있다. 그리고 도 76, 도 77에 있어서 동일 캐리어 번호, 동일시간의 심벌은 동일 주파수, 동일 시각에 존재하고 있는 심벌이 된다.

도 76, 도 77은 DVB-T2규격에서의 파일럿 심벌의 삽입 위치의 예이다(DVB-T2규격에서 복수 안테나를 이용하여 복수의 변조신호를 송신하는 경우 파일럿의 삽입 위치에 관한 방법은 8종류 존재하나, 도 76, 도 77은 그 중의 2개를 나타내고 있다). 도 76, 도 77에서 파일럿을 위한 심벌, 데이터전송을 위한 심벌의 2종류의 심벌이 기재되어 있다. 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법 또는 프리코딩 행렬이 고정적인 프리코딩방법을 이용하고 있을 때, 변조신호 z1의 데이터전송을 위한 심벌은 스트림 s1과 스트림 s2의 가중 후 합성 후의 심벌이 되며, 또, 변조신호 z2의 데이터전송을 위한 심벌도 스트림 s1과 스트림 s2의 가중합성 후의 심벌이 된다. 시공간블록 부호, 공간 다중 MIMO 전송방식을 이용하고 있는 경우, 변조신호 z1의 데이터전송을 위한 심벌은 스트림 s1 또는 스트림 s2의 어느 한 심벌이 되며, 또, 변조신호 z2의 데이터전송을 위한 심벌도 스트림 s1 또는 스트림 s2의 어느 한 심벌이 된다. 도 76, 도 77에서 파일럿을 위한 심벌에는 「PP1」또는 「PP2」의 인덱스 중 어느 하나가 부여되어 있으며, 「PP1」와「PP2」에서는 다른 구성방법의 파일럿 심벌이 된다. 상술한 설명에서도 설명한 것과 같이, DVB-T2규격에서는 8종류의 파일럿 삽입방법(파일럿 심벌의 프레임에서의 삽입 빈도가 다른)의 어느 하나의 삽입방법을 방송국이 지정할 수가 있게 되어 있고, 도 76, 도 77은 상술의 8종류 중 2종류의 파일럿 삽입방법을 나타내고 있다. 그리고 방송국이 8종류 중에서 선택한 파일럿 삽입방법에 관한 정보는 실시형태 A1에서 설명한 P2 심벌 중 L1 Pre-Signalling data로서 송신 상대인 단말에 전송된다.

다음에, 파일럿 삽입방법에 수반하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 적용방법에 대해 설명한다. 예로, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에서의 준비하는 복수가 다른 프리코딩 행렬 F를 10종류로 하고, 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], F[3], F[4], F[5], F[6], F[7], F[8], F[9]로 나타내는 것으로 한다. 도 76의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬의 할당을 실행한 때의 상황을 도 78에, 도 77의 주파수-시간에서의 프레임 구성에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬의 할당을 실시한 때의 상황을 도 79에 나타낸다. 예를 들어 도 78의 (A)의 변조신호 z1의 프레임 구성, (B)의 변조신호 z2의 프레임 구성 어느 쪽에 있어서도 f1, t1의 심벌에 있어서 「＃1」로 기재되어 있으나, 이는 f1, t1의 심벌은 F[1]의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 하는 것을 의미하고 있다. 따라서 도 78, 도 79에 있어서 캐리어 fx(x=0, 1, 2, …), ty(y=1, 2, 3, …)의 심벌에서 「＃Z」로 기재되어 있는 경우에는 fx, ty의 심벌은 F[Z]의 프리코딩 행렬을 이용하여 프리코딩을 하는 것을 의미하고 있다.

당연하나, 도 78, 도 79의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성에서 파일럿 심벌의 삽입방법(삽입 간격)은 다르다. 또, 파일럿 심벌에 대해서는 규칙적인 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법은 적용하지 않는다. 이 때문에, 도 78, 도 79에서 동시에 동일 주기(규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로 준비하는 다른 프리코딩 행렬의 수)의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용해도, 도 78, 도 79로부터 알 수 있는 것과 같이, 도 78, 도 79에서 동일 캐리어, 동일시간의 심벌에서도 할당되는 프리코딩 행렬은 다른 경우가 발생한다. 예를 들어 도 78의 f5, t2의 심벌은 「＃7」로 나타내고 있고, F[7]로 프리코딩 행렬에 의해 프리코딩을 하게 된다. 한편, 도 79의 f5, t2의 심벌은 「＃8」로 나타내고 있으며, F[8]로 프리코딩 행렬에 의해 프리코딩을 하게 된다.

따라서 L1 Pre-Signalling data에 의해 파일럿 패턴(파일럿 삽입방법)을 나타내는 제어정보를 방송국은 송신하게 되나, 이 파일럿 패턴을 나타내는 제어정보는 파일럿 삽입방법을 나타내는 동시에, 표 4 또는 표 5의 제어정보에 의해 방송국이 PLP를 전송하는 전송방법으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 선택한 경우, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에서의 프리코딩 행렬의 할당방법을 나타내도록 해도 좋다. 따라서 방송국이 송신한 변조신호를 수신하는 단말의 수신장치는 L1 Pre-Signnaling data에서의 파일럿 패턴을 나타내는 제어정보를 얻음으로써 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에서의 프리코딩 행렬의 할당방법을 알 수 있다(이때, 표 4 또는 표 5의 제어정보에 의해 방송국이 PLP를 전송하는 전송방법으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 선택하고 있는 것이 전제가 된다). 또, 여기에서는 L1 Pre-Signalling data를 이용하여 설명하고 있으나, P2 심벌이 존재하지 않는 도 70의 프레임 구성의 경우는 파일럿 패턴 및 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에서의 프리코딩 행렬의 할당방법을 나타내는 제어정보는 제 1, 제 2 Signalling data에 존재하게 된다.

이하에서는 새로운 다른 예를 설명한다. 예를 들어 표 2와 같이 변조방식이 지정되는 동시에, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에서 사용하는 프리코딩 행렬이 결정되는 경우에는 상술의 설명과 같이 생각할 수 있고, P2 심벌의 파일럿 패턴의 제어정보와 PLP의 전송방법의 제어정보와 변조방식의 제어정보만을 전송함으로써, 단말의 수신장치는 이와 같은 제어정보를 얻음으로써 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬의 (주파수-시간 축에서의) 할당방법을 추정할 수 있다. 마찬가지로, 표 1B와 같이, 변조방식 및 오류정정부호의 방법이 지정되는 동시에 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로 사용하는 프리코딩 행렬이 결정되는 경우, P2 심벌의 파일럿 패턴의 제어정보와 PLP의 전송방법의 제어정보와 변조방식의 제어정보, 오류정정부호의 방법만을 전송함으로써, 단말의 수신장치는 이와 같은 제어정보를 얻음으로써 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬의 (주파수-시간 축에서의) 할당방법을 추정할 수 있다.

그러나 표 1B, 표 2와 다르게 변조방식을 결정해도 2종류 이상이 다른 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 어느 한쪽을 선택할 수 있거나(예를 들어, 주기가 다른 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로부터 선택할 수 있거나, 또는 프리코딩 행렬 자신이 다른 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로부터 선택할 수 있다), 또는, 변조방식·오류정정방식을 결정해도 2종류 이상이 다른 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 어느 한쪽을 선택할 수 있거나, 또는 오류정정방식을 결정해도 2종류 이상이 다른 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로부터 선택할 수 있는 경우, 표 5와 같이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬 전환방법을 전송하게 되나, 이에 더하여, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬의 (주파수-시간 축에서의) 할당방법에 관한 정보를 전송해도 좋다.

그때의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬의 (주파수-시간 축에서의) 할당방법에 관한 정보에 관한 제어정보의 구성 예를 표 7에 나타낸다.

예를 들어 방송국의 송신장치가 파일럿의 삽입 패턴으로, 도 76을 선택한 것으로 하고, 또한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로 A라는 방법을 선택한 것으로 한다. 이때, 방송국의 송신장치는 프리코딩 행렬의(주파수-시간 축에서의) 할당방법으로 도 78, 도 80의 어느 한쪽을 선택 가능한 것으로 한다. 예를 들어 방송국의 송신장치가 도 78을 선택한 경우, 표 7의 「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT」를 「00」으로 설정하며, 도 80을 선택한 경우, 표 7의 「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT」를 「01」로 설정하는 것으로 한다. 그리고 단말의 수신장치는 표 7의 제어정보를 얻음으로써 프리코딩 행렬의(주파수-시간 축에서의) 할당방법을 알 수 있다. 또, 표 7의 제어정보는 P2 심벌에 의해 전송하는 것이 가능하고, 또, 제1, 제2, Signalling data에 의해 전송하는 것도 가능하다.

이상과 같이, 파일럿 삽입방법에 의거한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 프리코딩 행렬의 할당방법을 실현하고, 또한 그 할당방법의 정보를 정확하게 송신 상대에게 전송함으로써, 송신 상대인 단말의 수신장치는 데이터의 전송효율의 향상과 데이터의 수신품질의 향상의 양립을 도모할 수 있다는 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 실시형태에서 방송국의 송신신호 수를 2로 한 경우를 설명하였으나, 방송국의 송신장치의 송신안테나 수를 3개 이상으로 하고, 송신변조신호 수를 3 이상으로 한 때도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예로는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 것과 같다. 그러나 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해서는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 방법으로 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 행렬을 복수 준비해 두고, 준비해 둔 복수의 프리코딩 행렬 중에서 슬롯마다 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실시하는 동시에, 슬롯마다 규칙적으로 사용하는 프리코딩 행렬을 전환하는 방식이면 본 실시형태는 마찬가지로 실시할 수 있다.

(실시형태 A4)

본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에서 데이터의 수신품질을 향상시키기 위한 반복(repetition)방법에 대해 설명한다.

규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용한 송신장치의 구성은 도 3, 도 4, 도 13, 도 40, 도 53에 나타낸 것과 같으나, 본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법에 대해 반복을 적용한 경우의 응용 예에 대해 설명한다.

도 81은 반복 적용시의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 신호처리부의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 81은, 도 53에서 생각한 경우 신호처리부(5308)에 상당한다.

도 81의 베이스밴드 신호(8101_1)는 도 53의 베이스밴드 신호(5307_1)에 상당하고, 매핑 후의 베이스밴드 신호이며, 스트림 s1의 베이스밴드 신호가 된다. 마찬가지로, 도 81의 베이스밴드 신호(8101_2)는 도 53의 베이스밴드 신호(5307_2)에 상당하고, 매핑 후의 베이스밴드 신호이며, 스트림 s2의 베이스밴드 신호가 된다.

신호처리부(복제부)(8102_1)는 베이스밴드 신호(8101_1), 제어신호(8104)를 입력으로 하여, 제어신호(8104)에 포함되는 반복 횟수의 정보에 의거하여 베이스밴드 신호의 복제를 실행한다. 예를 들어 제어신호(8104)에 포함되는 반복 횟수의 정보가 4회의 반복으로 나타나 있은 경우, 베이스밴드 신호(8101_1)가 시간 축에 대해 s11, s12, s13, s14, …의 신호가 되어 있는 경우, 신호처리부(복제부)(8102_1)는 각 신호를 4회 복제하여 출력한다. 따라서 신호처리부(복제부)(8102_1)의 출력, 즉, 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_1)는 시간 축에 대해 s11, s11, s11, s11과 같이 s11을 4개 출력하고, 그 후, s12, s12, s12, s12와 같이 s12를 4개 출력하며, 그 후, s13, s13, s13, s13, s14, s14, s14, s14, …로 출력한다.

신호처리부(복제부)(8102_2)는 베이스밴드 신호(8101_2), 제어신호(8104)를 입력으로 하여, 제어신호(8104)에 포함되는 반복 횟수의 정보에 의거하여 베이스밴드 신호의 복제를 실행한다. 예를 들어 제어신호(8104)에 포함되는 반복 횟수의 정보가 4회의 반복으로 나타나 있은 경우, 베이스밴드 신호(8101_2)가 시간 축에 대해 s21, s22, s23, s24, …의 신호가 되어 있는 경우, 신호처리부(복제부)(8102_2)는 각 신호를 4회 복제하여 출력한다. 따라서 신호처리부(복제부)(8102_2)의 출력, 즉, 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_2)는 시간 축에 대해 s21, s21, s21, s21과 같이 s21을 4개 출력하고, 그 후, s22, s22, s22, s22와 같이 s22를 4개 출력하며, 그 후, s23, s23, s23, s23, s24, s24, s24, s24, …로 출력한다.

가중 합성부(프리코딩 연산부)(8105)는 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_1, 8103_2), 제어신호(8104)를 입력으로 하여, 제어신호(8104)에 포함되어 있는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 정보에 의거한 프리코딩을 시행하는, 즉, 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_1, 8103_2)에 대해 가중합성을 실행하고, 프리코딩 후의 베이스밴드 신호(8106_1)(여기에서는 z1(i)라 나타낸다), 프리코딩 후의 베이스밴드 신호(8106_2)(여기에서는 z2(i)라 나타낸다)를 출력하는(단, i는 (시간, 또는 주파수의) 순번을 나타낸다) 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_1, 8103_2)를 각각 y1(i), y2(i), 프리코딩 행렬을 F(i)라고 하면 이하의 관계가 성립한다.

단, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 위하여 준비하는 N(N은 2 이상의 정수)개의 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], F[3], …, F[N-1]로 하면, 식 (475)에 있어서 프리코딩 행렬을 F(i)는 F[0], F[1], F[2], F[3], …, F[N-1]의 어느 하나를 이용하는 것으로 한다.

여기서, 예를 들어 i가 0, 1, 2, 3에 있어서 y1(i)는 4개의 복제 베이스밴드 신호 s11, s11, s11, s11이며, y2(i)는 4개의 복제 베이스밴드 신호 s21, s21, s21, s21인 것으로 한다. 그러면 이하의 조건이 성립하는 것이 중요하다.

이상을 일반화하여 생각한다. 반복 횟수를 K회로 하고, i가 g₀, g₁, g_{2, …}, g_K-1(즉, g_j, j는 0부터 K-1의 정수)에 있어서 y1(i)는 s11인 것으로 한다. 그러면, 이하의 조건이 성립하는 것이 중요하다.

마찬가지로, 반복 횟수를 K회로 하고, i가 h₀, h₁, h_{2, …}, h_K _-1(즉, h_j, j는 0부터 K-1의 정수)에 있어서 y2(i)는 s21인 것으로 한다. 그러면, 이하의 조건이 성립하는 것이 중요하다.

이때, g_j=h_j가 성립해도 좋고, 성립하지 않아도 좋다. 이와 같이 함으로써 반복에 의해 발생한 동일 스트림을 다른 프리코딩 행렬을 이용함으로써 전송하게 되므로 데이터의 수신품질이 향상한다는 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 실시형태에서 방송국의 송신신호 수를 2로 한 경우를 설명하였으나, 방송국의 송신장치의 송신안테나 수를 3개 이상으로 하고, 송신변조신호 수를 3 이상으로 한 때도 마찬가지로 실시할 수 있다. 송신신호 수를 Q로 한 때 반복 횟수를 K회로 하고, i가 g₀, g₁, g_{2, …}, g_K-1(즉, g_j, j는 0부터 K-1의 정수)에 있어서, yb(i)는 sb1인 것으로 한다(b는 1부터 Q의 정수). 그러면, 이하의 조건이 성립하는 것이 중요하다.

단, F(i)는 송신신호 수가 Q일 때의 프리코딩 행렬이 된다.

다음에, 도 81과는 다른 실시 예를 도 82를 이용하여 설명한다. 도 82에서 도 81과 마찬가지로 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다. 도 82에서 도 81과 다른 점은 동일한 데이터를 다른 안테나로부터 송신하도록 데이터의 재배열을 실행하고 있다는 점이다.

도 82의 베이스밴드 신호(8101_1)는 도 53의 베이스밴드 신호(5307_1)에 상당하고, 매핑 후의 베이스밴드 신호이며, 스트림 s1의 베이스밴드 신호가 된다. 마찬가지로, 도 81의 베이스밴드 신호(8101_2)는 도 53의 베이스밴드 신호(5307_2)에 상당하고, 매핑 후의 베이스밴드 신호이며, 스트림 s2의 베이스밴드 신호가 된다.

신호처리부(복제부)(8102_1)는 베이스밴드 신호(8101_1), 제어신호(8104)를 입력으로 하여, 제어신호(8104)에 포함되는 반복 횟수의 정보에 의거하여 베이스밴드 신호의 복제를 실행한다. 예를 들어 제어신호(8104)에 포함되는 반복 횟수의 정보가 4회의 반복으로 나타나 있은 경우, 베이스밴드 신호(8101_1)가 시간 축에 대해 s11, s12, s13, s14, …의 신호가 되어 있는 경우, 신호처리부(복제부)(8102_1)는 각 신호를 4회 복제하여 출력한다. 따라서 신호처리부(복제부) (8102_1)의 출력, 즉, 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_1)는 시간 축에 대해 s11, s11, s11, s11과 같이 s11을 4개 출력하고, 그 후, s12, s12, s12, s12와 같이 s12를 4개 출력하며, 그 후, s13, s13, s13, s13, s14, s14, s14, s14, …로 출력한다.

재배열부(8201)는 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_1), 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_2), 제어신호(8104)를 입력으로 하여, 제어신호(8104)에 포함되는 반복방법의 정보에 의거하여 데이터의 재배열을 실행하고, 재배열 후의 베이스밴드 신호(8202_1 및 8202_2)를 출력한다. 예를 들어 반복 후의 베이스밴드 신호 (8103_1)가 시간 축에 대해 s11, s11, s11, s11과 같이 s11을 4개로 구성되어 있고, 마찬가지로 반복 후의 베이스밴드 신호(8103_2)는 시간 축에 대해 s21, s21, s21, s21과 같이 s21을 4개로 구성되어 있는 것으로 한다. 도 82에서는 s11을 식 (475)의 y1(i), y2(i)의 양자로 출력하고, 마찬가지로 s21을 식 (475)의 y1(i), y2(i)의 양자로 출력한다. 따라서 s11과 같은 재배열을(s12, s13, …)에 대해서도 시행하여 또, s21과 같은 재배열(s22, s23, …)에 대해서도 시행한다. 따라서 재배열 후의 베이스밴드 신호(8202_1)는 s11, s21, s11, s21, s12, s22, s12, s22, s13, s23, s13, s23, …이 되고, 이것이 식 (475)의 y1(i)에 상당한다. 또, s11, s21의 순번(여기에서는 s11, s21, s11, s21로 하고 있다)은 이에 한정되는 것은 아니며, 어떠한 순번이 되어도 좋고, 마찬가지로, s12, s22에 대해서도, 또, s13, s23에 대해서도 순번은 어떠한 순번이 되어도 좋다. 그리고 재배열 후의 베이스밴드 신호(8202_2)는 s21, s11, s21, s11, s22, s12, s22, s12, s23, s13, s23, s13, …이 되고, 이것이 식 (475)의 y2(i)에 상당한다. 또, s11, s21의 순번(여기에서는 s21, s11, s21, s11로 하고 있다)은 이에 한정되는 것은 아니며, 어떠한 순번이 되어도 좋고, 마찬가지로 s12, s22에 대해서도, 또, s13, s23에 대해서도 순번은 어떠한 순번이 되어도 좋다.

가중 합성부(프리코딩 연산부)(8105)는 재배열 후의 베이스밴드 신호(8202_1 및 8202_2), 제어신호(8104)를 입력으로 하여, 제어신호(8104)에 포함되어 있는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 정보에 의거한 프리코딩을 시행한다. 즉, 재배열 후의 베이스밴드 신호(8202_1 및 8202_2)에 대해 가중합성을 실행하고, 프리코딩 후의 베이스밴드 신호(8106_1)(여기에서는 z1(i)라 나타낸다), 프리코딩 후의 베이스밴드 신호(8106_2)(여기에서는 z2(i)라 나타낸다)를 출력한다(단, i는 (시간 또는 주파수의) 순서를 나타낸다).　재배열 후의 베이스밴드 신호(8202_1 및 8202_2)를 각각 상술한 것과 같이 y1(i), y2(i), 프리코딩 행렬을 F(i)라 하면 식 (475)의 관계가 성립한다.

단, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 위하여 준비하는 N(N은 2 이상의 정수)개의 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], F[3], …, F[N-1]로 하면 식 (475)에서 프리코딩 행렬 F(i)는 F[0], F[1], F[2], F[3], …, F[N-1]의 어느 하나를 이용하는 것으로 한다.

상술한 설명에서는 반복 횟수를 4회로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 그리고 도 81을 이용해 설명한 때와 마찬가지로, 도 82의 구성일 때에 대해서도 식 (304)에서부터 식 (307)의 조건이 성립하면 높은 수신품질을 얻을 수 있다.

수신장치의 구성은 도 7, 도 56에 나타낸 것과 같으며, 식 (144) 및 식 (475)의 관계가 성립하는 것을 이용하여 신호처리부에서는 (s11, s12, s13, s14, …)의 각각으로 송신되고 있는 비트의 복조를 실행하며, 또, (s21, s22, s23, s24, …)의 각각으로 송신되고 있는 비트의 복조를 실행한다. 또, 각 비트는 대수 우도 비로 산출해도 좋고, 또, 경판정 값(hard-decision value)으로 얻어도 좋다. 또, 예를 들어 s11는 K회의 반복을 하고 있으므로, 이를 이용함으로써 신뢰성의 높은, s1에 의해 송신된 비트의 추정 값을 얻는 것이 가능해진다. (s12, s13, …) 및 (s21, s22, s23, …)에 대해서도 마찬가지로 신뢰성의 높은 송신된 비트의 추정 값을 얻을 수 있다.

본 실시형태에서는 반복을 실행한 때에 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용하는 방법에 대해서 설명하였다. 이때, 반복을 실행하여 데이터를 송신하고 있는 슬롯과 반복을 실행하지 않고 데이터를 송신하고 있는 슬롯의 양자가 존재한 때, 반복을 실행하지 않고 데이터를 송신하고 있는 슬롯의 통신방식은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법, 프리코딩 행렬이 고정적인 프리코딩방법을 포함한 어느 전송방식을 이용해도 좋다. 즉, 반복을 실행한 슬롯에 대해 본 실시형태의 송신방법을 이용하는 것 자체가 수신장치에서 높은 데이터의 수신품질을 얻는데 있어서 중요하다.

또, 실시형태 A1부터 실시형태 A3에서 설명한 DVB 규격에 관련하는 시스템에서는 P2 심벌, 제 1, 제 2　signalling data는 PLP보다 수신품질을 확보할 필요가 있으므로, P2 심벌, 제 1, 제 2　signalling data를 전송하는 방식으로 본 실시형태에서 설명한 반복을 적용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 적용하면 제어정보의 수신장치에서의 수신품질이 향상하므로 시스템을 안정적으로 동작시키기 위해서는 중요하다.

또, 본 실시형태에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법의 예로는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 것과 같다. 그러나 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해서는 실시형태 1부터 실시형태 16에서 설명한 방법에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 행렬을 복수 준비해 두고, 준비해 둔 복수의 프리코딩 행렬 중에서 슬롯마다 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실행하는 동시에, 슬롯마다 규칙적으로 사용하는 프리코딩 행렬을 전환하는 방식이면 본 실시형태는 마찬가지로 실시할 수 있다.

(실시형태 A5)

본 실시형태에서는 실시형태 A1에서 설명한 송신방법에 대해 공통 증폭을 실행함으로써 변조신호를 송신하는 방법에 대해 설명한다.

도 83은 송신장치의 구성의 일례를 나타내고 있으며, 도 52와 같이 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다.

도 83의 변조신호 생성부 ＃1부터 ＃M(5201_1부터 5201_M)은 입력신호(입력데이터)라부터 도 63 또는 도 72의 P1 심벌용 처리 후의 신호(6323_1 및 6323_2)를 생성하기 위한 것이며, 변조신호 z1(5202_1에서 5202_M) 및 변조신호 z2(5203_1부터 5203_M)을 출력한다.

도 83의 무선처리부(8301_1)는 변조신호 z1(5202_1에서 5202_M)를 입력으로 하여, 주파수 변환 등의 신호처리를 실행하여 증폭을 실행해서 변조신호(8302_1)를 출력하고, 변조신호(8302_1)는 안테나(8303_1)라부터 전파로서 출력된다.

마찬가지로, 무선처리부(8301_2)는 변조신호 z1(5203_1에서 5203_M)을 입력으로 하여, 주파수 변환 등의 신호처리를 실행하여 증폭을 실행하여 변조신호(8302_2)를 출력하고, 변조신호(8302_2)는 안테나(8303_2)라부터 전파로서 출력된다.

이상과 같이, 실시형태 A1의 송신방법에 대해 다른 주파수대의 변조신호를 한 번에 주파수 변환하여 증폭하는 송신방법을 취해도 좋다.

(실시형태 B1)

이하에서는 상기 각 실시형태에서 설명한 송신방법 및 수신방법의 응용 예와 그것을 이용한 시스템의 구성 예를 설명한다.

도 84는 상기 실시형태에서 나타낸 송신방법 및 수신방법을 실행하는 장치를 포함한 시스템의 구성 예를 나타내는 도면이다. 상기 각 실시형태에서 설명한 송신방법 및 수신방법은 도 84에 나타내는 것과 같은 방송국과 텔레비전(8411), DVD 리코더(8412), STB(Set Top Box)(8413), 컴퓨터(8420), 차량용 텔레비전(8441) 및 휴대전화(8430) 등의 다양한 종류의 수신기를 포함하는 디지털 방송용 시스템(8400)에서 실시된다. 구체적으로는 방송국(8401)이 영상데이터나 음성데이터 등이 다중화된 다중화데이터를 상기 각 실시형태에서 나타낸 송신방법을 이용하여 소정의 전송 대역에 송신한다.

방송국(8401)으로부터 송신된 신호는 각 수신기에 내장되거나 또는 외부에 설치된 당해 수신기와 접속된 안테나(예를 들어 안테나(8560, 8440))라 수신된다. 각 수신기는 안테나에서 수신된 신호를 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법을 이용하여 복조하여 다중화데이터를 취득한다. 이에 의해 디지털 방송용 시스템(8400)은 상기 각 실시형태에서 설명한 본원 발명의 효과를 얻을 수 있다.

여기서, 다중화데이터에 포함되는 영상데이터는 예를 들어 MPEG(Moｖing　Picture　Experts　Group)2, MPEG4-AVC(Adｖanced　Video　Coding), VC-1 등의 규격에 준거한 동영상 부호화방법을 이용하여 부호화되어 있다. 또, 다중화데이터에 포함되는 음성데이터는 예를 들어 돌비 AC(Audio　Coding)-3, Dolby　Digital　Plus, MLP(Meridian　Lossless　Packing), DTS(Digital　Theater　Systems), DTS-HD, 리니어 PCM(Pulse　Coding　Modulation) 등의 음성 부호화방법으로 부호화되어 있다.

도 85는 상기 각 실시형태에서 설명한 수신방법을 실시하는 수신기(8500)의 구성의 일례를 나타내는 도면이다. 도 85에 나타내는 것과 같이, 수신기(8500)의 하나의 구성의 일례로 모뎀부분을 하나의 LSI(또는 칩 세트)라 구성하고, 코덱 부분을 다른 하나의 LSI(또는 칩 세트)라 구성하는 구성방법을 생각할 수 있다. 도 85에 나타내는 수신기(8500)는 도 84에 나타낸 텔레비전(8411), DVD 리코더(8412), STB(Set Top Box)(8413), 컴퓨터(8420), 차량용 텔레비전(8441) 및 휴대전화(8430) 등이 구비하는 구성에 상당한다. 수신기(8500)는 안테나(8560)에서 수신된 고주파신호를 베이스밴드 신호로 변환하는 튜너(8501)와 주파수 변환된 베이스밴드 신호를 복조하여 다중화데이터를 취득하는 복조부(8502)를 구비한다. 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법은 복조부(8502)에서 실시되며, 이에 의해 상기 각 실시형태에서 설명한 본원 발명의 효과를 얻을 수 있다.

또, 수신기(8500)는 복조부(8502)에서 얻어진 다중화데이터로부터 영상데이터와 음성데이터를 분리하는 스트림 입출력부(8520)가 분리된 영상데이터에 대응하는 동화상 복호방법을 이용하여 영상데이터를 영상신호로 복호하고, 분리된 음성데이터에 대응하는 음성 복호방법을 이용하여 음성데이터를 음성신호로 복호하는 신호처리부(8504)와, 복호된 음성신호를 출력하는 스피커 등의 음성 출력부(8506) 복호된 영상신호를 표시하는 디스플레이 등의 영상 표시부(8507)를 갖는다.

예를 들어 사용자는 리모컨(리모트 컨트롤러)(8550)을 이용하여, 선국한 채널(선국한 (텔레비전)프로그램, 선국한 음성 방송)의 정보를 조작 입력부(8510)에 송신한다. 그러면, 수신기(8500)는 안테나(8560)에서 수신한 수신신호에 대해 선국한 채널에 상당하는 신호를 복조, 오류정정 복호 등의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻게 된다. 이때, 수신기(8500)는 선국한 채널에 상당하는 신호에 포함되는 전송방법(상기의 실시형태에서 설명한 전송방식, 변조방식, 오류정정방식 등)(이에 대해서는 실시형태 A1 ~ 실시형태 A4에서 설명하고 있고, 또, 도 5, 도 41에 기재한 것과 같다)의 정보를 포함한 제어심벌의 정보를 얻음으로써, 수신 동작, 복조방법, 오류정정 복호 등의 방법을 올바르게 설정함으로써, 방송국(기지국)에서 송신한 데이터심벌에 포함되는 데이터를 얻는 것이 가능해진다. 상술한 설명에서는 사용자는 리모컨(8550)에 의해 채널을 선국하는 예를 설명하였으나, 수신기(8500)가 탑재하고 있는 선국 키를 이용하여 채널을 선국해도 상기와 동일한 동작이 된다.

상기의 구성에 의해 사용자는 수신기(8500)가 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법에 의해 수신한 프로그램을 시청할 수 있다.

또, 본 실시형태의 수신기(8500)는 복조부(8502)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터(경우에 따라서는 복조부(8502)에서 복조 되어 얻어진 신호에 대해 오류정정 복호를 실시하지 않을 수도 있다. 또, 수신기(8500)는 오류정정 복호 후에 다른 신호처리가 실시될 수도 있다. 이후에서 동일한 표현을 하고 있는 부분에 대해서도 이 점은 동일하다)에 포함되는 데이터 또는 그 데이터에 상당하는 데이터(예를 들어 데이터를 압축함으로써 얻어진 데이터)나, 동영상, 음성을 가공하여 얻어진 데이터를 자기디스크, 광디스크, 불휘발성의 반도체메모리 등의 기록 미디어에 기록하는 기록부(드라이브)(8508)를 구비한다. 여기서 광디스크란, 예를 들어 DVD(Digital　Versatile　Disc)나 BD(Blu-ray　Disc) 등의 레이저광을 이용하여 정보의 기억과 판독이 이루어지는 기록 미디어이다. 자기 디스크란, 예를 들어 FD(Floppy　Disk)(등록상표)나 하드 디스크(Hard　Disk) 등의 자속을 이용하여 자성체를 자화함으로써 정보를 기억하는 기록 미디어이다. 불휘발성의 반도체메모리란, 예를 들어 플래시 메모리나 강유전체 메모리(Ferroelectric　Random　Access　Memory) 등의 반도체소자에 의해 구성된 기록 미디어이며, 플래시 메모리를 이용한 SD카드나 Flash　SSD(Solid　State　Driｖe) 등을 예로 들 수 있다. 또, 여기서 예로 든 기록 미디어의 종류는 어디까지나 그 일례이며, 상기 기록 미디어 이외의 기록 미디어를 이용하여 기록을 실행해도 좋은 것은 말할 필요도 없다.

상기의 구성에 의해 사용자는 수신기(8500)가 상기 각 실시형태에서 설명한 수신방법에 의해 수신한 프로그램을 기록해서 보존하여, 프로그램이 방송되고 있는 시간 이후의 임의의 시간에 기록된 데이터를 읽어내어서 시청하는 것이 가능해진다.

또, 상기의 설명에서는 수신기(8500)는 복조부(8502)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터를 기록부(8508)에서 기록하는 것으로 하였으나, 다중화데이터에 포함되는 데이터 중 일부의 데이터를 추출해서 기록해도 좋다. 예를 들어 복조부(8502)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 영상데이터나 음성데이터 이외의 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등이 포함되는 경우, 기록부(8508)는 복조부(8502)에서 복조 된 다중화데이터에서 영상데이터나 음성데이터를 추출하여 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다. 또, 기록부(8508)는 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터 및 음성데이터 중 어느 하나만을 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다. 그리고 상기에서 설명한 다중화데이터에 포함되는 데이터방송 서비스의 콘텐츠를 기록부(8508)는 기록해도 좋다.

또, 텔레비전, 기록장치(예를 들어 DVD 리코더, Blu-ray 리코더, HDD 리코더, SD카드 등), 휴대전화에 본 발명에서 설명한 수신기(8500)가 탑재되어 있는 경우, 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 텔레비전이나 기록장치를 동작시키는데 사용하는 소프트웨어의 결함(버그)을 수정하기 위한 데이터나, 개인정보나 기록한 데이터의 유출을 막기 위한 소프트웨어의 결함(버그)을 수정하기 위한 데이터가 포함되어 있는 경우, 이와 같은 데이터를 인스톨함으로써 텔레비전이나 기록장치의 소프트웨어의 결함을 수정해도 좋다. 그리고 데이터에 수신기(8500)의 소프트웨어의 결함(버그)을 수정하기 위한 데이터가 포함되어 있은 경우, 이 데이터에 의해 수신기(8500)의 결함을 수정할 수도 있다. 이에 의해 수신기(8500)가 탑재되어 있는 텔레비전, 기록장치, 휴대전화를 보다 안정적으로 동작시키는 것이 가능해진다.

여기서, 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻어진 다중화데이터에 포함되는 복수의 데이터에서 일부의 데이터를 추출하여 다중화하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(8503)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(8503)가 도시하고 있지 않은 CPU 등의 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(8502)에서 복조 된 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리하고, 분리 후의 데이터로부터 지정된 데이터만을 추출하여 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 분리 후의 데이터로부터 어느 데이터를 추출할지에 대해서는 예를 들어 사용자가 결정해도 좋고, 기록 미디어의 종류별로 미리 결정되어 있어도 좋다.

상기의 구성에 의해 수신기(8500)는 기록된 프로그램을 시청할 때에 필요한 데이터만을 추출하여 기록할 수 있으므로, 기록하는 데이터의 데이터 사이즈를 삭감할 수 있다.

또, 상기의 설명에서는 기록부(8508)는 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터를 기록하는 것으로 했으나, 복조부(8502)에서 복조하고, 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터를 당해 영상데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트(Bit rate)가 낮아지도록 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하고, 변환 후의 영상데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다. 이때, 원래의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과 변환 후의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법은 서로 다른 규격에 준거하고 있어도 좋고, 동일한 규격에 준거하며 부호화 시에 사용하는 파라미터만이 차이가 나도 좋다. 마찬가지로 기록부(8508)는 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 음성데이터를 당해 음성데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 낮아지도록 당해 음성데이터에 시행된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하여, 변환 후의 음성데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 기록해도 좋다.

여기서, 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터나 음성데이터를 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 다른 영상데이터나 음성데이터로 변환하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(8503) 및 신호처리부(8504)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(8503)가 CPU 등의 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(8502)에서 복조하고 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리한다. 신호처리부(8504)는 제어부로부터의 지시에 의해 분리 후의 영상데이터를 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하는 처리 및 분리 후의 음성데이터를 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하는 처리를 실행한다. 스트림 입출력부(8503)는 제어부로부터의 지시에 의해 변환 후의 영상데이터와 변환 후의 음성데이터를 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 신호처리부(8504)는 제어부로부터의 지시에 따라서 영상데이터와 음성데이터 중 어느 한쪽에 대해서만 변환의 처리를 실행해도 좋고, 양쪽 모두에 대해 변환의 처리를 실행해도 좋다. 또, 변환 후의 영상데이터 및 음성데이터의 데이터 사이즈 또는 비트 레이트는 사용자가 결정해도 좋고, 기록 미디어의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.

상기의 구성에 의해 수신기(8500)는 기록 미디어에 기록 가능한 데이터 사이즈나 기록부(8508)가 데이터의 기록 또는 판독을 실행하는 속도에 맞추어 영상데이터나 음성데이터의 데이터 사이즈 또는 비트 레이트를 변경하여 기록할 수 있다. 이에 의해 기록 미디어에 기록 가능한 데이터 사이즈가 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터의 데이터 사이즈보다 작은 경우나, 기록부가 데이터의 기록 또는 판독을 실행하는 속도가 복조부(8502)에서 복조 된 다중화데이터의 비트 레이트보다 낮은 경우에도 기록부가 프로그램을 기록하는 것이 가능해지므로, 사용자는 프로그램이 방송되고 있는 시간 이후의 임의의 시간에 기록된 데이터를 판독하여 시청하는 것이 가능해진다.

또, 수신기(8500)는 복조부(8502)에서 복조된 다중화데이터를 외부 기기에 대해서 통신매체(8530)를 개재하여 송신하는 스트림 출력 IF(Interface：인터페이스)(8509)를 구비한다. 스트림 출력 IF(8509)의 일례로는 Wi-Fi(등록상표)(IEEE802. 11a, IEEE802. 11b, IEEE802. 11g, IEEE802. 11n 등), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Zigbee 등의 무선통신 규격에 준거한 무선통신방법을 이용하여 변조한 다중화데이터를 무선매체(통신매체(8530)에 상당)를 개재하여 외부 기기에 송신하는 무선통신장치를 예로 들 수 있다. 또, 스트림 출력 IF(8509)는 이더넷(Ethernet)(등록상표)이나 USB(Uniｖersal　Serial　Bus), PLC(Power　Line　Communication), HDMI(High-Definition　Multimedia　Interface) 등의 유선통신규격에 준거한 통신방법을 이용하여 변조된 다중화데이터를 당해 스트림 출력 IF(8509)에 접속된 유선 전송로(통신매체(8530)에 상당)를 개재하여 외부 기기에 송신하는 유선통신장치라도 좋다.

상기의 구성에 의해, 사용자는 수신기(8500)가 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법에 따라서 수신한 다중화데이터를 외부 기기에서 이용할 수 있다. 여기서 말하는 다중화데이터의 이용은 사용자가 외부 기기를 이용하여 다중화데이터를 리얼 타임으로 시청하는 것이나, 외부 기기에 구비된 기록부에 의해 다중화데이터를 기록하는 것, 외부 기기에서 다른 외부 기기에 대해 다중화데이터를 송신하는 것 등을 포함한다.

또, 상기의 설명에서는 수신기(8500)는 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터를 스트림 출력 IF(8509)가 출력하는 것으로 했으나, 다중화데이터에 포함되는 데이터 중 일부의 데이터를 추출하여 출력해도 좋다. 예를 들어 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터에 영상데이터나 음성데이터 이외의 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등이 포함되는 경우, 스트림 출력 IF(8509)는 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터로부터 영상데이터나 음성데이터를 추출하여 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다. 또, 스트림 출력 IF(8509)는 복조부(8502)에서 복조된 다중화데이터에 포함되는 영상데이터 및 음성데이터 중 어느 한쪽만을 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다.

여기서, 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 복수의 데이터로부터 일부의 데이터를 추출하여 다중화하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(8503)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(8503)가 도시하고 있지 않은 CPU(Central　Processing　Unit) 등의 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(8502)에서 복조된 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리하고, 분리 후의 데이터로부터 지정된 데이터만을 추출하여 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또 분리 후의 데이터로부터 어느 데이터를 추출할지에 대해서는 예를 들어 사용자가 결정해도 좋고, 스트림 출력 IF(8509)의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.

상기의 구성에 의해, 수신기(8500)는 외부 기기가 필요한 데이터만을 추출하여 출력할 수 있으므로, 다중화데이터의 출력에 의해 소비되는 통신 대역을 삭감할 수 있다.

또, 상기의 설명에서는 스트림 출력 IF(8509)는 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터를 기록하는 것으로 했으나, 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실행함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터를 당해 영상데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 낮아지도록 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화된 영상데이터로 변환하고, 변환 후의 영상데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다. 이때, 원래의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과 변환 후의 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법이란 서로 다른 규격에 준거하고 있어도 좋고, 동일한 규격에 준거하며, 부호화 시에 사용하는 파라미터만이 차이가 나도 좋다. 마찬가지로, 스트림 출력 IF(8509)는 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 음성데이터를 당해 음성데이터에서 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 낮아지도록 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하여 변환 후의 음성데이터를 다중화한 새로운 다중화데이터를 출력해도 좋다.

여기서, 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터에 포함되는 영상데이터나 음성데이터를 데이터 사이즈 또는 비트 레이트가 다른 영상데이터나 음성데이터로 변환하는 처리는 예를 들어 스트림 입출력부(8503) 및 신호처리부(8504)에서 실행하게 된다. 구체적으로는 스트림 입출력부(8503)가 제어부로부터의 지시에 의해 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터를 영상데이터, 음성데이터, 데이터방송 서비스의 콘텐츠 등의 복수의 데이터로 분리한다. 신호처리부(8504)는 제어부로부터의 지시에 의해 분리 후의 영상데이터를 당해 영상데이터에 실시된 동화상 부호화방법과는 다른 동화상 부호화방법으로 부호화 된 영상데이터로 변환하는 처리 및 분리 후의 음성데이터를 당해 음성데이터에 실시된 음성 부호화방법과는 다른 음성 부호화방법으로 부호화된 음성데이터로 변환하는 처리를 실행한다. 스트림 입출력부(8503)는 제어부로부터의 지시에 의해 변환 후의 영상데이터와 변환 후의 음성데이터를 다중화하여 새로운 다중화데이터를 생성한다. 또, 신호처리부(8504)는 제어부로부터의 지시에 따라서 영상데이터와 음성데이터 중 어느 한쪽에 대해서만 변환의 처리를 실행해도 좋고, 양쪽 모두에 대해서 변환의 처리를 실행해도 좋다. 또, 변환 후의 영상데이터 및 음성데이터의 데이터 사이즈 또는 비트 레이트는 사용자가 결정해도 좋고, 스트림 출력 IF(8509)의 종류마다 미리 결정되어 있어도 좋다.

상기의 구성에 의해 수신기(8500)는 외부 기기와의 사이의 통신속도에 맞춰서 영상데이터나 음성데이터의 비트 레이트를 변경하여 출력할 수 있다. 이에 의해 외부 기기와의 사이의 통신속도가 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터의 비트 레이트보다 낮은 경우에도 스트림 출력 IF로부터 외부 기기에 새로운 다중화데이터를 출력할 수 있게 되므로, 사용자는 다른 통신장치에 대해 새로운 다중화데이터를 이용하는 것이 가능해진다.

또, 수신기(8500)는 외부 기기에 대해 신호처리부(8504)에서 복호 된 영상신호 및 음성신호를 외부의 통신매체에 대해 출력하는 AV(Audio　and　Visual) 출력 IF(Interface)(8511)를 구비한다. AV출력 IF(8511)의 일례로는 Wi-Fi(등록상표)(IEEE802. 11a, IEEE802. 11b, IEEE802. 11g, IEEE802. 11n 등), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Gigbee 등의 무선통신 규격에 준거한 무선통신방법을 이용하여 변조한 영상신호 및 음성신호를 무선매체를 개재하여 외부 기기에 송신하는 무선통신장치를 들 수 있다. 또, 스트림 출력 IF(8509)는 이더넷(Ethernet)이나 USB, PLC, HDMI 등의 유선통신규격에 준거한 통신방법을 이용하여 변조된 영상신호 및 음성신호를 당해 스트림 출력 IF(8509)에 접속된 유선 전송로를 개재하여 외부 기기에 송신하는 유선통신장치라도 좋다. 또, 스트림 출력 IF(8509)는 영상신호 및 음성신호를 아날로그 신호 그대로 출력하는 케이블을 접속하는 단자라도 좋다.

상기의 구성에 의해 사용자는 신호처리부(8504)에서 복호 된 영상신호 및 음성신호를 외부 기기로 이용할 수 있다.

더욱이 수신기(8500)는 사용자 조작의 입력을 받아들이는 조작 입력부(8510)를 구비한다. 수신기(8500)는 사용자의 조작에 따라서 조작 입력부(8510)에 입력되는 제어신호에 의거하여 전원의 ON/OFF의 전환이나 수신하는 채널의 전환, 자막 표시의 유무나 표시하는 언어의 전환, 음성 출력부(8506)라부터 출력되는 음량의 변경 등의 다양한 동작의 전환이나 수신 가능한 채널의 설정 등의 설정의 변경을 실행한다.

또, 수신기(8500)는 당해 수신기(8500)에서 수신중인 신호의 수신품질을 나타내는 안테나 레벨을 표시하는 기능을 구비하고 있어도 좋다. 여기서, 안테나 레벨이란, 예를 들어 수신기(8500)가 수신한 신호의 RSSI(Receiｖed　Signal　Strength　Indication, Receiｖed　Signal　Strength　Indicator, 수신신호 강도), 수신 전계 강도, C/N(Carrier-to-noise　power　ratio), BER(Bit　Error　Rate：비트 에러율), 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보(Channel　State　Information) 등에 의거하여 산출되는 수신품질을 나타내는 지표이며, 신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호이다. 이 경우, 복조부(8502)는 수신한 신호의 RSSI, 수신 전계 강도, C/N, BER, 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보 등을 측정하는 수신품질 측정부를 구비하며, 수신기(8500)는 사용자의 조작에 따라서 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 사용자가 식별 가능한 형식으로 영상 표시부(8507)에 표시한다. 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)의 표시 형식은 RSSI, 수신 전계 강도, C/N, BER, 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보 등에 따른 수치를 표시하는 것이라도 좋고, RSSI, 수신 전계 강도, C/N, BER, 패킷 에러율, 프레임 에러율, 채널상태정보 등에 따라서 다른 화상을 표시하는 것과 같은 것이라도 좋다. 또, 수신기(8500)는 상기 각 실시형태에서 나타낸 수신방법을 이용하여 수신하며, 분리된 복수의 스트림 s1, s2, …마다 구한 복수의 안테나 레벨(신호 레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 표시해도 좋고, 복수의 스트림 s1, s2, …에서 구한 1개의 안테나 레벨(신호 레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 표시해도 좋다. 또, 프로그램을 구성하는 영상데이터나 음성데이터가 계층 전송방식을 이용하여 송신되고 있는 경우에는 계층마다 신호의 레벨(신호의 우열을 나타내는 신호)을 나타내는 것도 가능하다.

상기의 구성에 의해 사용자는 상기 각 실시형태에서 설명한 수신방법을 이용하여 수신하는 경우의 안테나 레벨(신호레벨, 신호의 우열을 나타내는 신호)을 수치상으로 또는 시각적으로 파악할 수 있다.

또, 상기의 설명에서는 수신기(8500)가 음성 출력부(8506), 영상 표시부(8507), 기록부(8508), 스트림 출력 IF(8509) 및 AV출력 IF(8511)를 구비하고 있는 경우를 예로 들어 설명하였으나, 이와 같은 구성의 모두를 구비하고 있을 필요는 없다. 수신기(8500)가 상기의 구성 중 적어도 어느 하나를 구비하고 있으면 사용자는 복조부(8502)에서 복조하여 오류정정의 복호를 실시함으로써 얻은 다중화데이터를 이용할 수가 있으므로, 각 수신기는 그 용도에 맞추어 상기의 구성을 임의로 조합하여 구비하고 있으면 좋다.

(다중화데이터)

다음에, 다중화데이터의 구조의 일례에 대해 상세하게 설명한다. 방송에 이용되는 데이터 구조로는 MPEG2-트랜스포트 스트림(TS)이 일반적이며, 여기에서는 MPEG2-TS를 예로 들어 설명한다. 그러나 상기 각 실시형태에서 설명한 송신방법 및 수신방법으로 전송되는 다중화데이터의 데이터 구조는 MPEG2-TS에 한정되지 않으며, 다른 어떠한 데이터 구조라도 상기의 각 실시형태에서 설명한 효과를 얻을 수 있는 것은 말할 필요도 없다.

도 86은 다중화데이터의 구성의 일례를 나타내는 도면이다. 도 86에 나타내는 것과 같이 다중화데이터는 각 서비스에서 현재 제공되고 있는 프로그램(Programme 또는 그 일부인 Event)을 구성하는 요소이며, 예를 들어 비디오 스트림, 오디오 스트림, 프레젠테이션 그래픽스 스트림(PG), 인터랙티브 그래픽디자인 스트림(IG) 등의 엘리멘터리 스트림 중 하나 이상을 다중화함으로써 얻을 수 있다. 다중화데이터로 제공되고 있는 프로그램이 영화인 경우, 비디오 스트림은 영화의 주 영상 및 부 영상을, 오디오 스트림은 영화의 주음성부분과 당해 주음성과 믹싱하는 부 음성을, 프레젠테이션 그래픽스 스트림은 영화의 자막을 각각 나타내고 있다. 여기서 주 영상이란 화면에 표시되는 통상의 영상을 나타내며, 부 영상이란 주 영상 안에 작은 화면으로 표시하는 영상(예를 들어 영화의 개요를 나타내는 텍스트 데이터의 영상 등)이다. 또, 인터랙티브 그래픽스 스트림은 화면상에 GUI 부품을 배치함으로써 작성되는 대화화면을 나타내고 있다.

다중화데이터에 포함되는 각 스트림은 각 스트림에 할당된 식별자인 PID에 의해 식별된다. 예를 들어 영화의 영상에 이용하는 비디오 스트림에는 0x1011이, 오디오 스트림에는 0x1100에서 0x111F까지가 프레젠테이션 그래픽스에는 0x1200에서 0x121F까지가 인터랙티브 그래픽스 스트림에는 0x1400에서 0x141F까지가 영화의 부 영상에 이용하는 비디오 스트림에는 0x1B00에서 0x1B1F까지, 주음성과 믹싱하는 부 음성에 이용하는 오디오 스트림에는 0x1A00에서 0x1A1F가 각각 할당되고 있다.

도 87은 다중화데이터가 어떻게 다중화되어 있을가의 일례를 모식적으로 나타내는 도면이다. 먼저, 복수의 비디오 프레임으로 이루어지는 비디오 스트림(8701), 복수의 오디오 프레임으로 이루어지는 오디오 스트림(8704)을 각각 PES 패킷 열(8702 및 8705)라 변환하고, TS패킷(8703 및 8706)으로 변환한다. 마찬가지로 프레젠테이션 그래픽스 스트림(8711) 및 인터랙티브 그래픽스(8714)의 데이터를 각각 PES 패킷 열(8712 및 8715)라 변환하고, TS패킷(8713 및 8716)으로 더 변환한다. 다중화데이터(8717)는 이와 같은 TS패킷(8703, 8706, 8713, 8716)을 1개의 스트림에 다중화함으로써 구성된다.

도 88은 PES 패킷 열에 비디오 스트림이 어떻게 저장되는가를 더 상세하게 나타내고 있다. 도 88에서의 제 1 단째는 비디오 스트림의 비디오 프레임 열을 나타낸다. 제 2 단째는 PES 패킷 열을 나타낸다. 도 88의 화살표(yy1, yy2, yy3, yy4)라 나타내는 것과 같이, 비디오 스트림에서의 복수의 Video　Presentation　Unit인 I픽처, B픽처, P픽처는 픽처마다 분할되어, PES 패킷의 페이로드(Payload)에 저장된다. 각 PES 패킷은 PES 헤더를 가지며, PES 헤더에는 픽처의 표시 시각인 PTS(Presentation　Time-Stamp)나 픽처의 복호 시각인 DTS(Decoding　Time-Stamp)가 저장된다.

도 89는 다중화데이터에 최종적으로 기입되는 TS패킷의 형식을 나타내고 있다. TS패킷은 스트림을 식별하는 PID 등의 정보를 가지는 4Byte의 TS헤더와 데이터를 저장하는 184Byte의 TS 페이로드로 구성되는 188Byte 고정길이의 패킷이며, 상기 PES 패킷은 분할되어 TS 페이로드에 저장된다. BD-ROM의 경우, TS패킷에는 4Byte의 TP_Extra_Header가 부여되며, 192Byte의 소스 패킷을 구성하여 다중화데이터에 기입된다. TP_Extra_Header에는 ATS(Arriｖal_Time_Stamp) 등의 정보가 기재된다. ATS는 당해 TS패킷의 디코더의 PID 필터로의 전송 개시시각을 나타낸다. 다중화데이터에는 도 89 하단에 나타내는 것과 같이 소스 패킷이 배열되게 되며, 다중화데이터의 선두로부터 인크리먼트(Increment)하는 번호는 SPN(소스 패킷 넘버)이라고 불린다.

또, 다중화데이터에 포함되는 TS패킷에는 비디오 스트림, 오디오 스트림, 프레젠테이션 그래픽스 스트림 등의 각 스트림 이외에도 PAT(Program　Association　Table), PMT(Program　Map　Table), PCR(Program　Clock　Reference) 등이 있다. PAT는 다중화데이터 중에 이용되는 PMT의 PID가 무엇인지를 나타내고, PAT 자체의 PID는 0으로 등록된다. PMT는 다중화데이터 중에 포함되는 영상·음성·자막 등의 각 스트림의 PID와 각 PID에 대응하는 스트림의 속성정보(프레임 레이트, 종횡비등)를 가지며, 또, 다중화데이터에 관한 각종 디스크립터(Descriptor)를 갖는다. 디스크립터에는 다중화데이터의 카피를 허가·불허가를 지시하는 카피컨트롤정보 등이 있다. PCR는 ATS의 시간 축인 ATC(Arriｖal　Time　Clock)와 PTS·DTS의 시간 축인 STC(System　Time　Clock)의 동기를 취하기 위해 그 PCR 패킷이 디코더에 전송되는 ATS에 대응하는 STC 시간의 정보를 갖는다.

도 90은 PMT의 데이터 구조를 상세하게 설명하는 도면이다. PMT의 선두에는 그 PMT에 포함되는 데이터의 길이 등을 기재한 PMT 헤더가 배치된다. 그 뒤에는 다중화데이터에 관한 디스크립터가 복수 배치된다. 상기 카피컨트롤정보 등이 디스크립터로 기재된다. 디스크립터의 뒤에는 다중화데이터에 포함되는 각 스트림에 관한 스트림 정보가 복수 배치된다. 스트림 정보는 스트림의 압축 코덱 등을 식별하기 위한 스트림 타입, 스트림의 PID, 스트림의 속성정보(프레임 레이트, 종횡비 등)가 기재된 스트림 디스크립터로 구성된다. 스트림 디스크립터는 다중화데이터에 존재하는 스트림의 수만큼 존재한다.

기록매체 등에 기록하는 경우에는 상기 다중화데이터는 다중화데이터정보 파일과 함께 기록된다.

도 91은 그 다중화데이터 파일정보의 구성을 나타내는 도면이다. 다중화데이터정보 파일은 도 91에 나타내는 것과 같이 다중화데이터의 관리정보이며, 다중화데이터와 1 대 1에 대응하여 다중화데이터정보, 스트림 속성정보와 엔트리 맵으로 구성된다.

다중화데이터정보는 도 91에 나타내는 것과 같이 시스템 레이트, 재생 개시시각, 재생 종료시각으로 구성되어 있다. 시스템 레이트는 다중화데이터의 후술하는 시스템 타깃 디코더의 PID 필터에의 최대 전송 레이트를 나타낸다. 다중화데이터 중에 포함되는 ATS의 간격은 시스템 레이트 이하가 되도록 설정되어 있다. 재생 개시시각은 다중화데이터의 선두의 비디오 프레임의 PTS이며, 재생 종료시각은 다중화데이터의 종단의 비디오 프레임의 PTS에 1프레임 분의 재생간격을 더한 것이 설정된다.

도 92는 다중화데이터 파일정보에 포함되는 스트림 속성정보의 구성을 나타내는 도면이다. 스트림 속성정보는 도 92에 나타내는 것과 같이 다중화데이터에 포함되는 각 스트림에 대한 속성정보가 PID마다 등록된다. 속성정보는 비디오 스트림, 오디오 스트림, 프레젠테이션 그래픽스 스트림, 인터랙티브 그래픽스 스트림마다 다른 정보를 갖는다. 비디오 스트림 속성정보는 그 비디오 스트림이 어떠한 압축 코덱으로 압축되었는지, 비디오 스트림을 구성하는 개개의 픽처 데이터의 해상도가 얼마만큼인지, 종횡비는 얼마만큼인지, 프레임 레이트는 얼마만큼인가 등의 정보를 갖는다. 오디오 스트림 속성정보는 그 오디오 스트림이 어떠한 압축 코덱으로 압축되었는가 그 오디오 스트림에 포함되는 채널 수는 얼마인가 무슨 언어에 대응하는가 샘플링 주파수가 얼만큼인가 등의 정보를 갖는다. 이와 같은 정보는 플레이어가 재생하기 전의 디코더의 초기화 등에 이용된다.

본 실시형태에서는 상기 다중화데이터 중 PMT에 포함되는 스트림 타입을 이용한다. 또, 기록매체에 다중화데이터가 기록되어 있는 경우에는 다중화데이터정보에 포함되는 비디오 스트림 속성정보를 이용한다. 구체적으로는 상기 각 실시형태에서 설명한 동화상 부호화방법 또는 장치에서 PMT에 포함되는 스트림 타입 또는 비디오 스트림 속성정보에 대해, 상기 각 실시형태에서 나타낸 동화상 부호화방법 또는 장치에 의해 생성된 영상데이터인 것을 나타내는 고유의 정보를 설정하는 스텝 또는 수단을 설치한다. 이 구성에 의해 상기 각 실시형태에서 설명한 동화상 부호화방법 또는 장치에 의해 생성한 영상데이터와 다른 규격에 준거하는 영상데이터를 식별하는 것이 가능해진다.

도 93은 방송국(기지국)으로부터 송신된 영상 및 음성의 데이터 또는 데이터방송을 위한 데이터를 포함한 변조신호를 수신하는 수신장치(9304)를 포함한 영상 음성 출력장치(9300)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 또, 수신장치(9304)의 구성은 도 85의 수신장치(8500)에 상당한다. 영상 음성 출력장치(9300)에는 예를 들어 OS(Operating System： 오퍼레이팅 시스템)가 탑재되어 있고 또, 인터넷에 접속하기 위한 통신장치(9306)(예를 들어 무선 LAN(Local Area Network)이나 이더넷를 위한 통신장치)가 탑재되어 있다. 이에 의해 영상을 표시하는 부분 (9301)에서는 영상 및 음성의 데이터 또는 데이터방송을 위한 데이터에서의 영상(9302) 및 인터넷상에서 제공되는 하이퍼 텍스트(Hyper text)(World Wide Web(월드 와이드 웹：WWW))(9303)을 동시에 표시하는 것이 가능해진다. 그리고 리모컨(휴대전화나 키보드라도 좋다)(9307)을 조작함으로써 데이터방송을 위한 데이터에서의 영상(9302), 인터넷상에서 제공되는 하이퍼 텍스트(Hyper text) (9303)의 어느 한쪽을 선택하여 동작을 변경하게 된다. 예를 들어 인터넷상에서 제공되는 하이퍼 텍스트(Hyper text)(9303)가 선택되었을 경우, 표시하고 있는 WWW의 사이트를 리모컨을 조작함으로써 변경하게 된다. 또, 영상 및 음성의 데이터 또는 데이터방송을 위한 데이터에서의 영상(9302)이 선택되고 있는 경우, 리모컨(9307)에 의해 선국한 채널(선국한 (텔레비전)프로그램, 선국한 음성 방송)의 정보를 송신한다. 그러면, IF(9305)는 리모컨에서 송신된 정보를 취득하고, 수신장치 (9304)는 선국한 채널에 상당하는 신호를 복조, 오류정정 복호 등의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻게 된다. 이때, 수신장치(9304)는 선국한 채널에 상당하는 신호에 포함되는 전송방법(이에 대해서는 실시형태 A1 ~ 실시형태 A4에서 설명하고 있으며 또, 도 5, 도 41에 기재된 것과 같다)의 정보를 포함한 제어심벌의 정보를 얻음으로써, 수신동작, 복조방법, 오류정정 복호 등의 방법을 올바르게 설정함으로써 방송국(기지국)에서 송신한 데이터심벌에 포함되는 데이터를 얻는 것이 가능해진다. 상술한 설명에서는 사용자는 리모컨(9307)에 의해 채널을 선국하는 예를 설명하였으나, 영상 음성 출력장치(9300)가 탑재하고 있는 선국 키를 이용하여 채널을 선국해도 상기와 동일한 동작이 된다.

또, 인터넷을 이용하여 영상 음성 출력장치(9300)를 조작해도 좋다. 예를 들어 다른 인터넷에 접속하고 있는 단말로부터 영상 음성 출력장치(9300)에 대해 녹화(기억)의 예약을 실행한다(따라서 영상 음성 출력장치(9300)는 도 85와 같이 기록부(8508)를 가지고 있게 된다). 그리고 녹화를 개시하기 전에 채널을 선국하게 되며, 수신장치(9304)는 선국한 채널에 상당하는 신호를 복조, 오류정정 복호 등의 처리를 실행하여 수신데이터를 얻게 된다. 이때, 수신장치(9304)는 선국한 채널에 상당하는 신호에 포함되는 전송방법(상기의 실시형태에서 설명한 전송방식, 변조방식, 오류정정방식 등)(이에 대해서는 실시형태 A1 ~ 실시형태 A4에서 설명하고 있으며, 또, 도 5, 도 41에 기재한 것과 같다)의 정보를 포함한 제어심벌의 정보를 얻음으로써 수신동작, 복조방법, 오류정정 복호 등의 방법을 올바르게 설정함으로써 방송국(기지국)으로 송신한 데이터심벌에 포함되는 데이터를 얻는 것이 가능해진다.

(실시형태 C1).

본 실시형태에서는, 실시형태 2에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프르코딩방식에 있어서 설명하고 있으나, 이때 수신 열악 점을 고려한 프리코딩 행렬의 설정방법으로 (예 1), (예 2)를 설명하고 있다. 본 실시형태에서는 실시형태 2의 (예 1), (예 2)를 일반화한 경우에 대해서 설명한다.

주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다). 본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 취급하는 식 (＃1)의 프리코딩 행렬은 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다)(송신장치, 수신장치에서의 매핑의 간소화라는 점을 고려하면, λ=0라디안, π／2 라디안, π라디안, (3π)/2 라디안으로 하면 좋고, 이들 3개의 값 중 어느 하나의 고정 값으로 하면 좋다). 실시형태 2에서는 특히 α=1로 취급하고 있고, 식 (＃2)는 이하와 같이 표시된다.

실시형태 2와 마찬가지로 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해는 식 (＃1) 또는 식 (＃2)에 있어서 ＜조건 ＃101＞ 또는 ＜조건 ＃102＞가 제공된다.

특히, θ11(i)를 i에 의하지 않고 고정 값으로 한 경우, ＜조건 ＃103＞ 또는 ＜조건 ＃104＞를 제공할 수 있다.

마찬가지로, θ21(i)를 i에 의하지 않고 고정 값으로 한 경우, ＜조건 ＃105＞ 또는 ＜조건 ＃106＞을 제공할 수 있다.

다음에, 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 상기에서 설명한 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬의 예를 든다. 식 (＃2)에 의거한, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃2)에 있어서 λ를 0라디안, θ11(i)를 0라디안으로 한다).

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1(α＞0인 것으로 한다)이며, ＜조건 ＃103＞ 또는 ＜조건 ＃104＞를 만족하게 된다. 또, θ21(i=0)을 예를 들어 0라디안과 같이 어떤 값을 설정하면 좋다.

상술한 것과는 다른 별개의 예로 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃2)에 있어서 λ를 π라디안, θ11(i)를 0라디안으로 한다).

상술한 것과는 다른 별도의 예로 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃2)에 있어서 λ를 0라디안, θ21(i)를 0라디안으로 한다).

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1(α＞0인 것으로 한다)이며, ＜조건 ＃105＞ 또는 ＜조건 ＃106＞을 만족하게 된다. 또, θ11(i=0)을 예를 들어 0라디안과 같이 어떤 값을 설정하면 좋다.

상술한 것과는 다른 별도의 예로 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃2)에 있어서 λ를 π라디안, θ21(i)를 0라디안으로 한다).

실시형태 2의 예에서 생각하면, 다른 예로 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃3)에 있어서 λ를 0라디안, θ11(i)를 0라디안으로 한다).

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이며, ＜조건 ＃103＞ 또는 ＜조건 ＃104＞를 만족하게 된다. 또, θ21(i=0)을 예를 들어 0라디안과 같이 어떤 값을 설정하면 좋다.

상술한 것과는 다른 별도의 예로 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃3)에 있어서 λ를 π라디안, θ11(i)를 0라디안으로 한다).

상술한 것과는 다른 별도의 예로 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃3)에 있어서 λ를 0라디안, θ21(i)를 0라디안으로 한다).

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이며, ＜조건 ＃105＞ 또는 ＜조건 ＃106＞을 만족하게 된다. 또, θ11(i=0)을 예를 들어 0라디안과 같이 어떤 값을 설정하면 좋다.

상술한 것과는 다른 별도의 예로 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃3)에 있어서 λ를 π라디안, θ21(i)를 0라디안으로 한다).

실시형태 9에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 비교한 때, 본 실시형태의 프리코딩 방법은 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다. 상술한 효과를 더 높게 하기 위해는 예를 들어 도 4와 같이 부호화기를 1개 가지며, 부호화 데이터를 분배하는 구성을 갖는 송신장치, 또, 이에 대응하는 수신장치로 하면 좋다.

또, 상술한 예에서의 α의 하나의 매우 적합한 예로는 실시형태 18과 같은 방법이 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해 설명했다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때, 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신 품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 C2)

　실시형태 C1과 실시형태 9를 융합시킨 실시형태 C1과는 다른, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해, 즉, 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우를 이용하여 실시형태 C1을 실현하는 방법에 대해 설명한다.

주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 나타낸다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다). 본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 취급하며, 식 (＃1)의 프리코딩 행렬은 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다)(송신장치, 수신장치에서의 매핑의 간소화라는 점을 고려하면, λ=0라디안, π／2 라디안, π라디안, (3π)/2 라디안으로 하면 이들 3개의 값 중 어느 하나의 고정 값으로 하면 좋다). 특히 α=1로 취급하고 있고, 식 (＃19)은 이하와 같이 표시된다

본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬은 상술의 형식으로 표시되나, 본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 주기 N이 홀수, 즉, N=2N+1로 표시되는 것이 특징이 된다. 그리고, 주기 N=2N+1을 실현하기 위해 준비하는 다른 프리코딩 행렬(또한, 다른 프리코딩에 대해서는 나중에 설명이 되어 있다)은 n+1개가 된다. 그리고, n+1개의 다른 프리코딩 중 n개의 프리코딩 행렬은 1 주기 내에서 각각 2회 이용되고, 1개의 프리코딩은 1회 이용됨으로써 주기 N=2N+1이 실현된다. 이하에서는 이때의 프리코딩 행렬에 대해 상세하게 설명한다.

주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 실현하기 위해 필요한 n+1개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]으로 한다(i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n). 이때, 식 (＃19)에 의거한 n+1개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]을 이하와 같이 나타낸다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃21)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수가 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다. 상술한 효과를 더 높게 하기 위해서는 예를 들어 도 4와 같이 부호화기를 1개 가지며, 부호화 데이터를 분배하는 구성을 갖는 송신장치, 또, 이에 대응하는 수신장치로 하면 좋다.　

그리고, 특히, λ=0라디안, θ11=0라디안으로 한 경우, 상기 식은 이하와 같이 표시된다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃22)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서, F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

또, λ=π라디안, θ11=0라디안으로 한 경우, 이하와 같이 표시된다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃23)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

또, 식 (＃19)과 식 (＃20)의 관계와 같이 α=1로 하면, 식 (＃21)은 이하와 같이 표시된다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃24)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

마찬가지로, 식 (＃22)에 있어서 α=1로 하면 이하와 같이 표시된다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃25)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

마찬가지로, 식 (＃23)에 있어서 α=1로 하면 이하와 같이 표시된다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃26)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상술한 예에서의 α의 하나의 매우 적합한 예로는 실시형태 18과 같은 방법이 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니다.

본 실시형태에서는 주기 N=2N+1의 프리코딩 홉핑방법(주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법)을 위한 프리코딩 행렬 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N](단, W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]은 F[0], F[1], F[2], …, F[n-1], F[n]으로 구성되어 있다)을 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]의 순으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 행렬 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N=2N+1의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N=2N+1보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신 품질을 제공할 가능성이 커진다.

(실시형태 C3)

　본 실시형태에서는 비 특허문헌 12 ~ 비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(단, QC-LDPC 부호가 아닌 LDPC(블록) 부호라도 좋다), LDPC 부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghemcode)의 연접부호 등의 블록부호, 터보부호 등의 블록부호를 이용한 때의, 특히, 실시형태 16에서부터 실시형태 26, 실시형태 C1에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 이용한 때에 대해 상세하게 설명한다. 여기에는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등(예를 들어 CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등)이 필요한 때 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.

도 97은 블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 97은 예를 들어 도 4의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 어느 것을 이용해도 좋다).

도 97에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트라고 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.

그리고, 도 4의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로 변조방식이 QPSK일 때, 전술의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌 할당할 수 있으므로 s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에는 「슬롯」이라고 이름 붙인다)이 필요하다.

마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 750슬롯이 필요하고, 변조방식이 64QAM일 때 1 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 500슬롯이 필요하다.

다음에, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 상술한 설명에서 정의한 슬롯과 프리코딩 행렬의 관계에 대해 설명한다.

여기에는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 위해 준비하는 프리코딩 행렬의 수를 5로 한다. 즉, 도 4의 송신장치의 가중 합성부를 위해 5개의 다른 프리코딩 행렬을 준비하는 것으로 한다(가중 합성부는 각 슬롯에서 복수의 프리코딩 행렬로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실행한다). 이 5개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], F[3], F[4]로 나타내는 것으로 한다.

변조방식이 QPSK일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 있으면 많은 수를 사용한 프리코딩 행렬의 영향이 큰 데이터의 수신 품질이 되기 때문이다.

마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 750슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 150슬롯일 필요가 있다.

마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 100슬롯일 필요가 있다.

이상과 같이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서, 다른 프리코딩 행렬을 N개(N개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2] , F[N-1]로 나타내는 것으로 한다)라 한 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 F[N-1] 를 사용하는 슬롯 수를 KN-1로 한 때,

＜조건 ＃107＞

K₀=K₁= … =K_i= … =K_N _-1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)

이면 좋다.

그리고, 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에 있어서 ＜조건 ＃107＞이 성립하면 좋아진다.

그러나, 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일이 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 ＜조건 ＃107＞을 만족할 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, ＜조건 ＃107＞ 대신 이하의 조건을 만족하면 좋다.

＜조건 ＃108＞

K_a와 K_b의 차는 0 또는 1, 즉,｜K_a―K_b｜는 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b).

도 98은 블록부호를 이용한 때 2개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 98은 도 3의 송신장치 및 도 13의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 어느 것을 이용해도 좋다).

도 98에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트인 것으로 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.

그리고, 도 3의 송신장치 및 도 13의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되고, 또, 2개의 부호화기가 존재하므로, 2개의 스트림에서는 다른 부호 블록을 전송하게 된다. 따라서, 변조방식이 QPSK일 때 s1, s2에 의해 2개의 부호화블록이 동일 구간 내에서 송신되므로, 예를 들어 s1에 의해 제 1의 부호화 후의 블록이 송신되고, s2에 의해 제 2의 부호화블록이 송신되게 되므에서 제 1, 제 2의 부호화 후의 블록을 송신하기 위해 3000슬롯이 필요하다.

마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1500슬롯이 필요하고, 변조방식이 64QAM일 때 22 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1000슬롯이 필요하다.

여기에는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 위해 준비하는 프리코딩 행렬의 수를 5로 한다. 즉, 도 3의 송신장치 및 도 13의 송신장치의 송신장치의 가중 합성부를 위해 5개의 다른 프리코딩 행렬을 준비하는 것으로 한다(가중 합성부는 각 슬롯에서 복수의 프리코딩 행렬로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실행한다). 이 5개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], F[3], F[4]로 나타내는 것으로 한다.

변조방식이 QPSK일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 3000슬롯에 있어서, 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 600슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 있으면 많은 수를 사용한 프리코딩 행렬의 영향이 큰 데이터의 수신 품질이 되기 때문이다.

또, 제 1의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 600회일 필요가 있고, 또, 제 2의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 600회라도 좋다.

마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다.

또, 제 1의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 300회일 필요가 있고, 또, 제 2의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 300회이면 좋다.

마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1000슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 200슬롯일 필요가 있다.

또, 제 1의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 200회일 필요가 있고, 또, 제 2의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 F[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 F[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 F[4]를 사용하는 슬롯이 200회이면 좋다.

이상과 같이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서 다른 프리코딩 행렬을 N개(N개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2] , F[N-1]로 나타내는 것으로 한다)라 한 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 F[N-1] 를 사용하는 슬롯 수를 KN-1로 한 때,

＜조건 ＃109＞

K₀=K₁= … =K_i= … =K_N _-1, 즉, Ka=Kb, (for∀a,∀b, 다만, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)

이며, 제 1의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 횟수를 K_{0, 1}, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 횟수를 K_{1, 1}, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 횟수를 K_i _{, 1(}i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 F[N-1] 를 사용하는 횟수를 K_{N-1, 1}로 한 때,

＜조건 ＃110＞

K_{0, 1}=K_{1, 1}= … =K_i _{, 1}= … =K_N _{-1, 1}, 즉, K_a _{, 1}=K_{b, 1}, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)이며, 제 2의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 횟수를 K_{0, 2}, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 횟수를 K_{1, 2}, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 횟수를 K_{i, 2}(i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 F[N-1] 를 사용하는 횟수를 K_N _{-1, 2}로 한 때,

＜조건 ＃111＞

K_{0, 2}=K_{1, 2}= … =K_i _{, 2}= … =K_N _{-1, 2}, 즉, K_a _{, 2}=K_{b, 2}, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)이면 좋다.

그리고, 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식에서 선택하여 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에 있어서 ＜조건 ＃109＞＜조건 ＃110＞＜조건 ＃111＞이 성립하면 좋게 된다.

그러나, 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일이 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 ＜조건 ＃109＞＜조건 ＃110＞＜조건 ＃111＞을 만족할 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, ＜조건 ＃109＞＜조건 ＃110＞＜조건 ＃111＞에 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.

＜조건 ＃112＞

K_a와 K_{b의 차는 0} 또는 1, 즉,｜K_a―K_b｜는 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)

＜조건 ＃113＞

K_a _{, 1}과 Kb, 1의 차는 0 또는 1, 즉,｜K_a _{, 1}―K_{b, 1}｜은 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)

＜조건 ＃114＞

K_a _{, 2}와 K_{b, 2의 차는 0} 또는 1, 즉,｜K_a _{, 2}―K_{b, 2}｜는 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)

이상과 같이 부호화 후의 블록과 프리코딩 행렬의 관계설정을 함으로써 부호화블록을 전송하기 위해 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 없어지므로, 수신장치에 있어서 데이터의 수신 품질이 향상한다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위해서는 N개의 다른 프리코딩 행렬이 필요하다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 준비하게 되나, 주파수 축 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순으로 배열하는 방법도 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 실시형태 1과 마찬가지로 시간 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다. 이때, 본 실시형태에서 설명한 조건을 만족하면 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 크다.

또, 실시형태 15에서 설명한 것과 같이 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식, 시공간블록 부호화방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 모드가 존재하며, 송신장치(방송국, 기지국)는 이들 모드로부터 어느 하나의 송신방법을 선택할 수 있도록 해도 좋다. 이때, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식, 시공간블록 부호화방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 모드에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 선택한 (서브)캐리어 군에서는 본 실시형태를 실시하면 좋다.

(실시형태 C4)

본 실시형태에서는 비 특허문헌 12~비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(단, QC-LDPC 부호가 아닌 LDPC(블록) 부호라도 좋다), LDPC 부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghemcode)의 연접부호 등의 블록부호, 터보부호 등의 블록부호를 이용한 때의, 특히, 실시형태 C2에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 이용한 때에 대해 상세하게 설명한다. 여기에는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등 (예를 들어 CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등 )가 필요한 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.

그리고, 도 4의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로 변조방식이 QPSK일 때 전술의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌 할당할 수 있으므로 s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에는 「슬롯」이라고 이름 붙인다)이 필요하다.

여기에는 실시형태 C2에 있어서 주기 5의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 실현하기 위한 5개의 프리코딩 행렬을 W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]로 나타내는 것으로 한다(송신장치의 가중 합성부는 각 슬롯에서 복수의 프리코딩 행렬로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택하여 프리코딩을 실행한다).

　변조방식이 QPSK일 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 있으면 많은 수를 사용한 프리코딩 행렬의 영향이 큰 데이터의 수신 품질이 되기 때문이다.

마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 750슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 150슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 150슬롯일 필요가 있다.

마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 100슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 100슬롯일 필요가 있다.

이상과 같이 실시형태 C2의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서 주기 N=2N+1을 실현하기 위한 프리코딩 행렬 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N](단, W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]은 F[0], F[1], F[2], …, F[n-1], F[n]으로 구성되어 있다. (실시형태 C2참조)라 한 때, 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯 수를 K₀, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯 수를 K₁, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 슬롯 수를 K_i(i=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N), 프리코딩 행렬 W[2N]을 사용하는 슬롯 수를 K_2N으로 한 때,

＜조건 ＃115＞

K₀=K₁= … =K_i= … =K_2N, 즉, K_a=K_b, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N(a, b는 0에서 2N의 정수), a≠b)

이면 좋다.

실시형태 C2의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서 주기 N=2N+1을 실현하기 위한 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[n-1], F[n]에 있어서 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯 수를 G₀, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯 수를 G₁, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 슬롯 수를 G_i(i=0, 1, 2, …, n-1, n), 프리코딩 행렬 F[n]을 사용하는 슬롯 수를 G_n으로 한 때 ＜조건 ＃115＞는 이하와 같이 나타낼 수가 있다.

＜조건 ＃116＞

2×G₀=G₁= … =G_i= … =G_n, 즉, 2×G0=Ga, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수)).

　그리고, 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택해서 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에 있어서 ＜조건 ＃115＞(＜조건 ＃116＞)가 성립하면 좋게 된다.

그러나, 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일이 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 ＜조건 ＃115＞(＜조건 ＃116＞)를 만족할 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, ＜조건 ＃115＞에 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.

＜조건 ＃117＞

K_a와 K_{b의 차는 0} 또는 1, 즉,｜K_a―K_b｜는 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N(a, b는 0에서 2N의 정수), a≠b).

＜조건 ＃117＞을 다른 표현으로 하면 이하의 조건이 된다.

＜조건 ＃118＞

G_a와 G_b의 _{차는 0} 또는 1 또는 2, 즉,｜G_a―G_b｜는 0 또는 1 또는 2(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a, b는 1부터 n의 정수), a≠b)

및 2×G₀와 G_{a의 차는 0} 또는 1 또는 2, 즉,｜2×G₀―G_a｜는 0 또는 1 또는 2(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수)).

　도 98에 나타내는 것과 같이 블록부호에서의 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수를 6000비트라고 한다. 이 6000비트를 송신하기 위해서는 변조방식이 QPSK일 때 3000 심벌, 16QAM일 때 1500 심벌, 64QAM일 때 1000 심벌이 필요하다.

마찬가지로 생각하면, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1500슬롯이 필요하고, 변조방식이 64QAM일 때 2 블록을 구성하는 모든 비트를 송신하기 위해 1000슬롯이 필요하다.

여기에는 실시형태 C2에 있어서 주기 5의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 실현하기 위한 5개의 프리코딩 행렬을 W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]로 나타내는 것으로 한다(송신장치의 가중 합성부는 각 슬롯에서, 복수의 프리코딩 행렬로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택해서 프리코딩을 실행한다).

　변조방식이 QPSK일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 3000슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 600슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 있으면 많은 수를 사용한 프리코딩 행렬의 영향이 큰 데이터의 수신 품질이 되기 때문이다.

또, 제 1의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 600회일 필요가 있고, 또, 제 2의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 600슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 600회, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 600회이면 좋다.

마찬가지로, 변조방식이 16QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다.

또, 제 1의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 300회일 필요가 있고, 또, 제 2의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 300회, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 300회이면 좋다.

마찬가지로, 변조방식이 64QAM일 때 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000×2 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1000슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 200슬롯일 필요가 있다.

또, 제 1의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 200회일 필요가 있고, 또, 제 2의 부호화블록을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 200슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 200회, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 200회이면 좋다.

이상과 같이 실시형태 C2의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서 주기 N=2N+1을 실현하기 위한 프리코딩 행렬 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N](단, W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]은 F[0], F[1], F[2], …, F[n-1], F[n]으로 구성되어 있다. (실시형태 C2참조)라 한 때, 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N), 프리코딩 행렬 W[2N]을 사용하는 슬롯 수를 K2N으로 한 때,

＜조건 ＃119＞

이며, 제 1의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 횟수를 K0, 1, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 횟수를 K1, 1, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 횟수를 K_i _{, 1(}i=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N), 프리코딩 행렬 W[2N]을 사용하는 횟수를 K_{2N, 1}로 한 때,

＜조건 ＃120＞

K_{0, 1}=K_{1, 1}= … =K_i _{, 1}= … =K_2N _{, 1}, 즉, K_a _{, 1}=K_{b, 1}, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N(a, b는 0에서 2N의 정수), a≠b)

이며, 제 2의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 횟수를 K_{0, 2}, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 횟수를 K_{1, 2}, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 횟수를 K_i _{, 2}(i=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N), 프리코딩 행렬 W[2N]을 사용하는 횟수를 K_{2N, 2}로 한 때,

＜조건 ＃121＞

K_{0, 2}=K_{1, 2}= … =K_i _{, 2}= … =K_2N _{, 2}, 즉, K_a _{, 2}=K_{b, 2}, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N(a, b는 0에서 2N의 정수), a≠b)

이면 좋다.

실시형태 C2의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에 있어서, 주기 N=2N+1을 실현하기 위한 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[n-1], F[n]에서 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 슬롯 수를 G0, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 슬롯 수를 G1, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 슬롯 수를 Gi(i=0, 1, 2, …, n-1, n), 프리코딩 행렬 F[n]을 사용하는 슬롯 수를 Gn으로 한 때 ＜조건 ＃119＞는 이하와 같이 나타낼 수가 있다.

＜조건 ＃122＞

2×G₀=G₁= … =G_i= … =G_n, 즉, 2×G₀=G_a(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수))

이며, 제 1의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 횟수를 G_{0, 1}, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 횟수를 K_{1, 1}, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 횟수를 G_i _{, 1(}i=0, 1, 2, …, n-1, n), 프리코딩 행렬 F[n]을 사용하는 횟수를 G_{n, 1}로 한 때,

＜조건 ＃123＞

2×G_{0, 1}=G_{1, 1}= … =G_i _{, 1}= … =G_n _{, 1}, 즉, 2×G_{0, 1}=G_{a, 1}, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수))

이며, 제 2의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 F[0]을 사용하는 횟수를 G_{0, 2}, 프리코딩 행렬 F[1]을 사용하는 횟수를 G_{1, 2}, 프리코딩 행렬 F[i]를 사용하는 횟수를 G_i _{, 2}(i=0, 1, 2, …, n-1, n), 프리코딩 행렬 F[n]을 사용하는 횟수를 G_{n, 2}로 한 때,

＜조건 ＃124＞

2×G_{0, 2}=G_{1, 2}= … =G_i _{, 2}= … =G_n _{, 2}, 즉, 2×G_{0, 2}=G_{a, 2}, (for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수))

이면 좋다.

그리고, 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택해서 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에 있어서 ＜조건 ＃119＞＜조건 ＃120＞＜조건 ＃121＞(＜조건 ＃122＞＜조건 ＃123＞＜조건 ＃124＞)이 성립하면 좋게 된다.

그러나, 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일이 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 ＜조건 ＃119＞＜조건 ＃120＞＜조건 ＃121＞(＜조건 ＃122＞＜조건 ＃123＞＜조건 ＃124＞)을 만족할 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, ＜조건 ＃119＞＜조건 ＃120＞＜조건 ＃121＞에 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.

＜조건 ＃125＞

＜조건 ＃126＞

K_a _{, 1}과 K_{b, 1}의 차는 0 또는 1, 즉,｜K_a _{, 1}―K_{b, 1}｜은 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N(a, b는 0에서 2N의 정수), a≠b).

＜조건 ＃127＞

K_a _{, 2}와 K_{b, 2}의 차는 0 또는 1, 즉,｜K_a _{, 2}―K_{b, 2}｜는 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, 2N-1, 2N(a, b는 0에서 2N의 정수), a≠b).

＜조건 ＃125＞＜조건 ＃126＞＜조건 ＃127＞을 다른 표현으로 하면 이하의 조건이 된다.

＜조건 ＃128＞

G_a와 G_b의 차는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜G_a―G_b｜는 0 또는 1 또는 2(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a, b는 1부터 n의 정수), a≠b)

및

2×G₀와 G_a의 차는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜2×G₀―G_a｜는 0 또는 1 또는 2(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수)).

＜조건 ＃129＞

G_{a, 1}과 G_b _{, 1}의 차는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜G_{a, 1}―G_b _{, 1}｜은 0 또는 1 또는 2(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a, b는 1부터 n의 정수), a≠b)

및

2×G_{0, 1}과 G_{a, 1}의 차는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜2×G_{0, 1}―G_{a, 1}｜은 0 또는 1 또는 2(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수)).

＜조건 ＃130＞

G_{a, 2}와 G_b _{, 2}의 차는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜G_{a, 2}―G_b _{, 2}｜는 0 또는 1 또는 2(for∀a,∀b, 단, a, b=1, 2, …, n-1, n(a, b는 1부터 n의 정수), a≠b)

및

2×G_{0, 2}와 G_{a, 2}의 차는 0 또는 1 또는 2, 즉,｜2×G_{0, 2}―G_{a, 2}｜는 0 또는 1 또는 2(for∀a, 단, a =1, 2, …, n-1, n(a는 1부터 n의 정수)).

이상과 같이 부호화 후의 블록과 프리코딩 행렬의 관계부여를 실행함으로써 부호화블록을 전송하기 위해 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 없어지므로 수신장치에 있어서 데이터의 수신 품질이 향상한다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

본 실시형태에서는 실시형태 C2에서 설명한 주기 N=2N+1의 프리코딩 홉핑방법(주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법)을 위한 프리코딩 행렬 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N](단, W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]은 F[0], F[1], F[2], …, F[n-1], F[n]으로 구성되어 있다)을 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]의 순으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 프리코딩 행렬 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로, 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N=2N+1의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 W[0], W[1], …, W[2N-1], W[2N]을 이용할 필요는 없다. 이때, 본 실시형태에서 설명한 조건을 만족하면 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 높다.

또, 실시형태 15에서 설명한 것과 같이, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식, 시공간블록 부호화방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 모드가 존재하며, 송신장치(방송국, 기지국)는 이들 모드에서 어느 한 송신방법을 선택할 수 있도록 해도 좋다. 이때, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식, 시공간블록 부호화방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 모드에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 선택한 (서브) 캐리어 군에서는 본 실시형태를 실시하면 좋다.

(실시형태 C5)

　본 실시형태에서는 비 특허문헌 12~비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이 QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(단, QC-LDPC 부호가 아닌 LDPC(블록) 부호라도 좋다), LDPC 부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghemcode)의 연접부호 등의 블록부호, 터보부호 등의 블록부호를 이용한 때의 실시형태 C3, 실시형태 C4를 일반화시킨 경우에 대해 설명한다. 여기에는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등 (예를 들어 CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등)가 필요한 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.

그리고, 도 4의 송신장치에서는 2개의 스트림을 동시에 송신하게 되므로, 변조방식이 QPSK일 때 전술의 3000 심벌은 s1에 1500 심벌, s2에 1500 심벌 할당할 수 있으므로 s1로 송신하는 1500 심벌과 s2로 송신하는 1500 심벌을 송신하기 위해 1500슬롯(여기에는 「슬롯」이라고 이름 붙인다)이 필요하다.

여기에는 주기 5의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 위한 프리코딩 행렬을 W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]로 한다. 단, W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]에는 적어도 2개 이상의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 좋다(W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]에 동일한 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 좋다). 도 4의 송신장치의 가중 합성부에서는 W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]를 이용하는 것으로 한다(가중 합성부는 각 슬롯에서 복수의 프리코딩 행렬로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택해서 프리코딩을 실행한다).

변조방식이 QPSK인 때 하나의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수 6000 비트를 송신하기 위한 상기에서 설명한 1500슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[2]를 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[3]을 사용하는 슬롯이 300슬롯, 프리코딩 행렬 W[4]를 사용하는 슬롯이 300슬롯일 필요가 있다. 이는 사용하는 프리코딩 행렬에 치우침이 있으면 많은 수를 사용한 프리코딩 행렬의 영향이 큰 데이터의 수신 품질이 되기 때문이다.

이상과 같이 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식에서의 프리코딩 행렬을 W[0], W[1], W[2], …, W[N-2] , W[N-1]로 나타내는 것으로 한다.

단, W[0], W[1], W[2], …, W[N-2] , W[N-1]은 적어도 2개 이상의 다른 프리코딩 행렬로 구성되어 있는 것으로 한다(W[0], W[1], W[2], …, W[N-2] , W[N-1]에 동일한 프리코딩 행렬이 포함되어 있어도 좋다). 1개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 W[N-1] 를 사용하는 슬롯 수를 KN-1로 한 때,

＜조건 ＃131＞

K₀=K₁= … =K_i= … =K_N _-1, 즉, K_a=K_b, (for∀a,∀b, 다만, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)

이면 좋다.

그리고, 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택해서 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에 있어서 ＜조건 ＃94＞가 성립하면 좋게 된다.

그러나, 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일이 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 ＜조건 ＃131＞을 만족할 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, ＜조건 ＃131＞에 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.

＜조건 ＃132＞

여기에는 주기 5의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 위한 프리코딩 행렬을 W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]로 한다. 단, W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]에는 적어도 2개 이상의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 좋다(W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]에 동일한 프리코딩 행렬이 포함되어 있어도 좋다). 도 3의 송신장치 및 도 13의 송신장치의 가중 합성부를 위해 W[0], W[1], W[2], W[3], W[4]를 이용하는 것으로 한다(가중 합성부는 각 슬롯에서, 복수의 프리코딩 행렬로부터 하나의 프리코딩 행렬을 선택해서 프리코딩을 실행한다).

단, W[0], W[1], W[2], …, W[N-2] , W[N-1]은 적어도 2개 이상의 다른 프리코딩 행렬로 구성되어 있는 것으로 한다(W[0], W[1], W[2], …, W[N-2] , W[N-1]에 동일한 프리코딩 행렬이 포함되어 있어도 좋다). 2개의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에, 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 슬롯 수를 K0, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 슬롯 수를 K1, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 슬롯 수를 Ki(i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 W[N-1] 를 사용하는 슬롯 수를 KN-1로 한 때,

＜조건 ＃133＞

이며, 제 1의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 횟수를 K_{0, 1}, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 횟수를 K_{1, 1}, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 횟수를 K_i _{, 1(}i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 W[N-1] 를 사용하는 횟수를 K_{N-1, 1}로 한 때,

＜조건 ＃134＞

K_{0, 1}=K_{1, 1}= … =K_i _{, 1}= … =K_N _{-1, 1}, 즉, K_a _{, 1}=K_{b, 1}, (for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b)이며, 제 2의 부호화 후의 블록을 구성하는 비트를 모두 송신할 때에 프리코딩 행렬 W[0]을 사용하는 횟수를 K_{0, 2}, 프리코딩 행렬 W[1]을 사용하는 횟수를 K_{1, 2}, 프리코딩 행렬 W[i]를 사용하는 횟수를 K_i _{, 2}(i=0, 1, 2, …, N-1), 프리코딩 행렬 W[N-1] 를 사용하는 횟수를 K_{N-1, 2}로 한 때,

＜조건 ＃135＞

그리고, 통신시스템이 복수의 변조방식을 지원하고 있고, 지원하고 있는 변조방식으로부터 선택해서 사용하는 경우, 지원하고 있는 변조방식에 있어서 ＜조건 ＃133＞＜조건 ＃134＞＜조건 ＃135＞가 성립하면 좋게 된다.

그러나, 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우, 각 변조방식에 따라 1 심벌로 송신할 수 있는 비트 수가 다른 것이 일반적이고(경우에 따라서는 동일이 되는 경우도 있을 수 있다), 경우에 따라서는 ＜조건 ＃133＞＜조건 ＃134＞＜조건 ＃135＞를 만족할 수 없는 변조방식이 존재하는 경우도 있다. 이 경우, ＜조건 ＃133＞＜조건 ＃134＞＜조건 ＃135＞에 대신하여 이하의 조건을 만족하면 좋다.

＜조건 ＃136＞

＜조건 ＃137＞

K_a _{, 1}과 K_{b, 1}의 차는 0 또는 1, 즉,｜Ka, 1―Kb, 1｜은 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b).

＜조건 ＃138＞

K_a _{, 2}와 K_{b, 2}의 차는 0 또는 1, 즉,｜Ka, 2―Kb, 2｜는 0 또는 1(for∀a,∀b, 단, a, b=0, 1, 2, …, N-1(a, b는 0부터 N-1의 정수), a≠b).

본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위해 N개의 프리코딩 행렬 W[0], W[1], W[2], …, W[N-2], W[N-1]을 준비하게 되나, 주파수 축 방향으로 W[0], W[1], W[2], …, W[N-2], W[N-1]의 순으로 배열하는 방법도 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 프리코딩 행렬 W[0], W[1], W[2], …, W[N-2], W[N-1]을 실시형태 1과 마찬가지로, 시간 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다. 이때, 본 실시형태에서 설명한 조건을 만족하면 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 크다.

또, 실시형태 15에서 설명한 것과 같이, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식, 시공간 블록부호화방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 모드가 존재하고, 송신장치(방송국, 기지국)는 이들 모드에서 어느 하나의 송신방법을 선택할 수 있게 해도 좋다. 이때, 공간 다중 MIMO 전송방식, 프리코딩 행렬이 고정인 MIMO 전송방식, 시공간 블록부호화방식, 1 스트림만 송신, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법의 모드에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 선택한 (서브)캐리어 군에서는 본 실시형태를 실시하면 좋다.

(그 외 보충)

본 명세서에서 송신장치를 구비하고 있는 것은 예를 들어 방송국, 기지국, 액세스 포인트, 단말, 휴대전화(Mobile　phone) 등의 통신·방송 기기인 것을 생각할 수 있고, 이때, 수신장치를 구비하고 있는 것은 텔레비전, 라디오, 단말, 퍼스널 컴퓨터, 휴대전화, 액세스 포인트, 기지국 등의 통신 기기인 것을 생각할 수 있다. 또, 본 발명에서의 송신장치, 수신장치는 통신 기능이 있는 기기이며, 그 기기가 텔레비전, 라디오, 퍼스널 컴퓨터, 휴대전화 등의 애플리케이션을 실행하기 위한 장치에 어떤 인터페이스(예를 들어 USB)를 개재하여 접속할 수 있는 것과 같은 형태인 것도 생각할 수 있다.

또, 본 실시형태에서는 데이터심벌 이외의 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌(프리앰블, 유니크 워드, 포스트앰블(Postamble), 레퍼런스 심벌 등), 제어정보용의 심벌 등이 프레임에 어떻게 배치되어 있어도 좋다. 그리고 여기에서는 파일럿 심벌, 제어정보용의 심벌이라고 하고 있으나, 어떤 방법으로 불러도 좋으며, 기능 자체가 중요하다.

파일럿 심벌은 예를 들어 송수신기에서 PSK 변조를 이용하여 변조한 기존의 심벌(또는 수신기가 동기를 취하는 것에 의해 수신기는 송신기가 송신한 심벌을 알 수 있어도 좋다)이면 좋고, 수신기는 이 심벌을 이용하여 주파수 동기, 시간 동기, (각 변조신호의) 채널 추정(CSI(Channel　State　Information)의 추정), 신호의 검출 등을 실행하게 된다.

또, 제어정보용의 심벌은 (애플리케이션 등의) 데이터 이외의 통신을 실현하기 위해 통신 상대에게 전송할 필요가 있는 정보(예를 들어 통신에 이용하고 있는 변조방식·오류정정 부호화방식·오류정정 부호화방식의 부호화 율, 상위층에서의 설정정보 등)를 전송하기 위한 심벌이다.

또, 본 발명은 상기 실시형태 1 ~ 5에 한정되지 않으며, 여러 가지로 변경하여 실시하는 것이 가능하다. 예를 들어 상기 실시형태에서는 통신장치로서 실행하는 경우에 대해 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 이 통신방법을 소프트웨어로서 실행하는 것도 가능하다.

또, 상기에서는 2개의 변조신호를 2개의 안테나로부터 송신하는 방법에서의 프리코딩 변환방법에 대해 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 4개의 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩을 실행하여 4개의 변조신호를 생성하고, 4개의 안테나로부터 송신하는 방법, 즉, N개의 매핑 후의 신호에 대해 프리코딩을 실행하여 N개의 변조신호를 생성하여 N개의 안테나로부터 송신하는 방법에서도 동일하게 프리코딩 웨이트(행렬)를 변경하는 프리코딩 전환방법으로서도 마찬가지로 실시할 수 있다.

본 명세서에서는 「프리코딩」, 「프리코딩 웨이트」, 「프리코딩 행렬」등의 용어를 사용하고 있으나, 명명법 자체는 어떠한 것이라도 좋고(예를 들어 코드 북(codebook)이라고 불러도 좋다), 본 발명에서는 그 신호처리 자체가 중요하다.

또, 본 명세서에 있어서, 수신장치에서 ML연산, APP, Max-logAPP, ZF, MMSE 등을 이용하여 설명하고 있으나, 이 결과 송신장치가 송신한 데이터의 각 비트의 연판정(Soft decision) 결과(대수 우도, 대수 우도 비)나 경판정 결과(「0」또는 「1」)를 얻게 되나, 이들을 총칭하여 검파, 복조, 검출, 추정, 분리라고 불러도 좋다.

2 스트림의 베이스밴드 신호 s1(i), s2(i)(어떤 변조방식의 맵핑 후의 베이스밴드신호)(단, i는 (시간, 또는 주파수(캐리어)의) 순번을 나타낸다)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩을 실행하여 생성된 프리코딩 후의 베이스밴드 신호 z1(i), z2(i)에 대해, 프리코딩 후의 베이스밴드 신호 z1(i)의 동상 I성분을 I1(i), 직교성분을 Q1(i)라 하고, 프리코딩 후의 베이스밴드 신호 z2(i)의 동상 I성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i)라 한다. 이때, 기저 대역 성분의 교체를 실행하여,

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q₁(i)라 하여, 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 1, 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 2로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것과 같이, 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)에 상당하는 변조신호와 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)를 다른 안테나로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용하여 송신하는 것으로 해도 좋다. 또,

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 Q2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 Q2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 I2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 I2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 Q2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 Q2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 I2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i), 직교성분을 Q2(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 I2(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 I2(i), 직교성분을 Q₁(i),

ㆍ교체 후의 베이스밴드 신호 r2(i)의 동상성분을 Q2(i), 직교성분을 I₁(i), 교체 후의 베이스밴드 신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i), 직교성분을 I2(i),

로 해도 좋다. 또, 상술한 설명에서는 2 스트림의 신호에 대해 프리코딩을 실행하여 프리코딩 후의 신호의 동상성분과 직교성분의 교체에 대해 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 2 스트림보다 많은 신호에 대해 프리코딩을 실행하고 프리코딩 후의 신호의 동상성분과 직교성분의 교체를 실행하는 것도 가능하다.

또, 상기의 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브) 캐리어))의 베이스밴드신호의 교체를 설명하고 있으나, 동일 시각의 베이스밴드신호의 교체가 아니어도 좋다. 예로 이하와 같이 기술할 수 있다.

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 I₁(i＋ｖ), 직교성분을 Q₂(i＋w), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 I₂(i＋w), 직교성분을 Q₁(i＋ｖ)

·교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Q₂(i＋w), 직교성분을 I₁(i＋ｖ), 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Q₁(i＋ｖ), 직교성분을 I₂(i＋w)

도 96은, 상기 기재를 설명하기 위한 도면이다. 도 96에 나타내는 것과 같이, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1(i), z2(i)에 있어서 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z1(i)의 동상I성분을 I1(i), 직교성분을 Q1(i)라 하고, 프리코딩 후의 베이스밴드신호 z2(i)의 동상I성분을 I2(i), 직교성분을 Q2(i)라 한다. 그리고, 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분을 Ir1(i), 직교성분을 Qr1(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분을 Ir2(i), 직교성분을 Qr2(i)라 하면, 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)의 동상성분 Ir1(i), 직교성분 Qr1(i), 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)의 동상성분 Ir2(i), 직교성분을 Qr2(i)는 앞에서 설명한 어느 하나로 표시되는 것으로 한다. 또, 이 예에서는 동일 시각(동일 주파수((서브) 캐리어))의 프리코딩 후의 베이스밴드신호의 교체에 대해 설명하였으나, 앞에서 설명한 바와 같이 다른 시각(다른 주파수((서브) 캐리어))의 프리코딩 후의 베이스밴드신호의 교체라도 좋다.

그리고, 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 1, 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)에 상당하는 변조신호를 송신안테나 2로부터 동일 시각에 동일 주파수를 이용해 송신한다, 이와 같이, 교체 후의 베이스밴드신호 r1(i)에 상당하는 변조신호와 교체 후의 베이스밴드신호 r2(i)를 다른 안테나로부터, 동일 시각에 동일 주파수를 이용해서 송신하게 된다.

송신장치의 송신안테나, 수신장치의 수신안테나 모두 도면에 기재되어 있는 1개의 안테나는 복수의 안테나에 의해 구성되어 있어도 좋다.

본 명세서에서 「∀」은 전칭기호(Universal quantifier)를 나타내고 있고, 「∃」은 존재기호(Existential quantifier)를 나타내고 있다.

또, 본 명세서에서 복소 평면에서의, 예를 들어 편각과 같은 위상의 단위는 「라디안(radian)」으로 하고 있다.

복소 평면을 이용하면 복소수의 극좌표에 의한 표시로 극 형식으로 표시할 수 있다. 복소수 z = a + jb(a, b는 모두 실수이며, j는 허수 단위이다)에 복소 평면의 점 (a, b)를 대응시켰을 때, 이 점이 극좌표에서 [r, θ]로 표시되게 되면,

a=r×cosθ,

b=r×sinθ

이 성립되고, r은 z의 절대값 (r = |z|)이며, θ가 편각(Argument)이 된다. 그리고 z= a + jb는 re^jθ로 나타내게 된다.

본 발명의 설명에서 베이스밴드 신호 s1, s2, z1, z2는 복소 신호가 되나, 복소 신호란 동상신호를 I, 직교 신호를 Q로 한 때, 복소 신호는 I + jQ(j는 허수 단위)라 나타내게 된다. 이때, I가 제로가 되어도 좋고, Q가 제로가 되어도 좋다.

본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법을 이용한 방송시스템의 일례를 도 59에 나타낸다. 도 59에서 영상 부호화부(5901)는 영상을 입력으로 하여 영상 부호화를 실행하여 영상 부호화 후의 데이터 (5902)를 출력한다. 음성 부호화부(5903)는 음성을 입력으로 하여 음성 부호화를 실행하여 음성 부호화 후의 데이터(5904)를 출력한다. 데이터 부호화부(5905)는 데이터를 입력으로 하여 데이터의 부호화(예를 들어 데이터 압축)를 실행하여 데이터 부호화 후의 데이터(5906)를 출력한다. 이들을 정보원 부호화부(5900)라고 한다.

송신부(5907)는 영상 부호화 후의 데이터(5902), 음성 부호화 후의 데이터(5904), 데이터 부호화 후의 데이터(5906)를 입력으로 하여, 이들 데이터의 어느 하나 또는 이들 데이터 모두를 송신데이터로 하여 오류정정부호화, 변조, 프리코딩 등의 처리(예를 들어 도 3의 송신장치에서의 신호처리)를 시행하여 송신신호(5908_1에서 5908_N)를 출력한다. 그리고 송신신호(5908_1에서 5908_N)는 각각 안테나(5909_1에서 5909_N)에 의해 전파로서 송신된다.

수신부(5912)는 안테나(5910_1에서 5910_M)에서 수신한 수신신호(5911_1에서 5911_M)를 입력으로 하여, 주파수 변환, 프리코딩의 디코드, 대수 우도 비 산출, 오류정정 복호 등의 처리(예를 들어 도 7의 수신장치에서의 처리)를 시행하여 수신데이터(5913, 5915, 5917)를 출력한다. 정보원 복호부(5919)는 수신데이터(5913, 5915, 5917)를 입력으로 하고, 영상 복호화부(5914)는 수신데이터(5913)를 입력으로 하여 영상용의 복호를 실시하여 영상신호를 출력하고, 영상은 텔레비전, 디스플레이에 표시된다. 또, 음성 복호화부(5916)는 수신데이터(5915)를 입력으로 하여 음성용의 복호를 실행하여 음성신호를 출력하며, 음성은 스피커에서 흘러나온다. 또, 데이터 복호화부(5918)는 수신데이터(5917)를 입력으로 하여 데이터용의 복호를 실행하여 데이터의 정보를 출력한다.

또, 본 발명의 설명을 하고 있는 실시형태에서 이전에도 설명한 것과 같이 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식에서 송신장치가 보유하고 있는 부호화기의 수는 몇 개라도 좋다. 따라서 예를 들어 도 4와 같이 송신장치가 부호화기를 1개 구비하고, 출력을 분배하는 방법을 OFDM 방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식에도 적용하는 것도 당연히 가능하다. 이때, 도 4의 무선부(310A, 310B)를 도 13의 OFDM 방식관련 처리부(1301A, 1301B)라 치환하면 좋아진다. 이때, OFDM 방식관련 처리부의 설명은 실시형태 1과 같다.

실시형태 A1부터 실시형태 A5 및 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법에서는 본 명세서에서 설명한 「다른 프리코딩 행렬을 전환하는 방법」과는 다른 복수의 프리코딩 행렬을 이용하여 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또, 다른 실시형태에 대해서도 동일하다. 또한, 이하에서는 다른 복수의 프리코딩 행렬에 대해 보충 설명한다.

규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩방법을 위하여 N개의 준비하는 프리코딩을 F[0], F[1], F[2], …F[N-3], F[N-2], F[N-1]로 나타내는 것으로 한다. 이때, 상기에서 설명한 「다른 복수의 프리코딩 행렬」은 이하의 2개의 조건(조건*1 및 조건*2)을 만족하는 것인 것으로 한다.

「(x는 0부터 N-1의 정수, y는 0부터 N-1의 정수이며, x≠y로 한다) 그리고 상술한 설명을 만족시키는 모든 x, 모든 y에 대해 F[x]≠F[y]가 성립하는 것으로 한다」고하는 것이 된다.

x는 0부터 N-1의 정수, y는 0부터 N-1의 정수이며, x≠y로 한 때의 모든 x, 모든 y에 대해 상식을 만족시키는 실수 또는 복소수의 k가 존재하지 않는다.

또한, 2×2의 행렬을 예로 보충을 한다. 2 x 2의 행렬 R, S를 이하와 같이 나타내는 것으로 한다.

a=Ae^jδ11, b=Be^jδ12, c=Ce^jδ21, d=De^jδ22 및 e=Ee^jγ11, f=Fe^jγ12, g=Ge^jγ21, h=He^jγ22로 나타내게 되는 것으로 한다. 단, A, B, C, D, E, F, G, H는 0 이상의 실수로 하고, δ₁₁,δ₁₂,δ₂₁,δ₂₂,γ₁₁,γ₁₂,γ₂₁,γ₂₂의 단위는 라디안으로 나타내게 되는 것으로 한다. 이때, R≠S인 것은 (1) a≠e, (2) b≠f, (3) c≠g, (4) d≠h로 한 때, (1), (2), (3), (4) 중 적어도 1개가 성립하게 된다.

또, 프리코딩 행렬로 행렬 R에 있어서 a, b, c, d의 어느 하나가 「제로」인 행렬을 이용해도 좋다. 즉, (1) a가 제로이고, b, c, d는 제로가 아니며, (2) b가 제로이고, a, c, d는 제로가 아니며, (3) c가 제로이고, a, b, d는 제로가 아니며, (4) d가 제로이고, a, b, c는 제로가 아니라도 좋은 것이 된다.

그리고 본 발명의 설명에서 나타낸 시스템 예에서는 2개의 변조신호를 2개의 안테나로부터 송신하고, 각각을 2개의 안테나로 수신하는 MIMO 방식의 통신시스템을 개시했으나, 본 발명은 당연히 MISO(Multiple Input Single Output) 방식의 통신시스템에도 적용할 수 있다. MISO 방식의 경우, 송신장치에서 복수의 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 프리코딩방법을 적용하고 있는 점은 지금까지의 설명과 같다. 한편, 수신장치는 도 7에 나타내는 구성 중 안테나(701_Y), 무선부(703_Y), 변조신호 z1의 채널변동 추정부(707_1), 변조신호 z2의 채널변동 추정부(707_2)가 없는 구성이 되나, 이 경우에도 본 명세서 중에서 나타내는 처리를 실행함으로써 송신장치가 송신한 데이터를 추정할 수 있다. 또 동일 주파수대, 동일시간에서 송신된 복수의 신호를 1개의 안테나로 수신하여 복호 할 수 있는 것은 주지이며(1 안테나 수신에서 ML연산 등 (Max-log APP 등)의 처리를 시행하면 좋다), 본 발명에서는 도 7의 신호처리부(711)에서 송신 측에서 이용한 규칙적으로 전환하는 프리코딩방법을 고려한 복조(검파)를 실행하면 좋게 된다.

또, 예를 들어 상기 통신방법을 실행하는 프로그램을 미리 ROM(Read Only Memory)에 기록하여, 컴퓨터를 그 프로그램에 따라서 동작시키도록 해도 좋다.

또, 상기 통신방법을 실행하는 프로그램을 컴퓨터로 판독 가능한 기억매체에 저장하고, 기억매체에 저장된 프로그램을 컴퓨터의 RAM(Random　Access　Memory)에 기록하여, 컴퓨터를 그 프로그램에 따라 동작시키도록 해도 좋다.

그리고, 상기의 각 실시형태 등의 각 구성은 전형적으로는 집적회로인 LSI(Large　Scale　Integration)라서 실현되어도 좋다. 이들은 개별적으로 1 칩화되어도 좋고, 각 실시형태의 모든 구성 또는 일부의 구성을 포함하도록 1 칩화되어도 좋다.　여기에는 LSI로 했지만, 집적도의 차이에 따라 IC(Integrated　Circuit), 시스템 LSI, 슈퍼 LSI, 울트라 LSI라고 호칭되는 경우도 있다. 또, 집적회로화의 수법은 LSI에 한정되는 것은 아니며, 전용 회로 또는 범용 프로세서로 실현되어도 좋다. LSI 제조 후에, 프로그램을 하는 것이 가능한 FPGA(Field　Programmable　Gate　Array)나, LSI 내부의 회로 셀의 접속이나 설정을 재구성 가능한 리콘피규러블·프로세서를 이용해도 좋다.

또한, 반도체기술의 진보 또는 파생하는 다른 기술에 의해 LSI에 대치되는 집적회로화의 기술이 등장하면 당연히 그 기술을 이용해 기능 블록의 집적화를 실시해도 좋다. 바이오 기술의 적응 등이 가능성으로 있을 수 있다.

실시형태 A1부터 실시형태 A5 및 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법에서는 본 명세서에서 설명한 「다른 프리코딩 행렬을 전환하는 방법」이란 다른 복수의 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 또한, 「다른 복수의 프리코딩 행렬」이란 상술의 설명과 같다.

상술한 설명에서, 「실시형태 A1부터 실시형태 A5 및 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법에서는 본 명세서에서 설명한 「다른 프리코딩 행렬을 전환하는 방법」이란 다른 복수의 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 해도 마찬가지로 실시할 수 있다」고 기재하였으나, 「다른 복수의 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법」으로 상술의 N개의 다른 프리코딩 행렬을 준비하여, 이 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용해서 주기 H(H는 N보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법으로 해도 좋다. (일례로 실시형태 C2와 같은 방법이 있다).

　또, 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법에서는 실시형태 C1부터 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 마찬가지로 실시형태 A1부터 실시형태 A5에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 실시형태 C1부터 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해도 마찬가지로 실시할 수 있다.

(실시형태 D1)

비 특허문헌 12~비 특허문헌 15에 나타내고 있는 것과 같이, QC(Quasi Cyclic)　LDPC(Low-Density Prity-Check) 부호(QC-LDPC 부호가 아닌, LDPC 부호라도 좋다), LDPC 부호와 BCH 부호(Bose-Chaudhuri-Hocquenghem code)의 연접부호, 테일 바이팅을 이용한 터보 부호 또는 Duo-Binary Turbo Code 등의 블록부호를 이용한 때의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해 상세하게 설명한다. 또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법은 복소수로 표현된 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법, 아래에서 설명하고 있는 실수로 표현된 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 방법의 어느 경우라도 본 실시형태를 실시할 수 있다.

여기에는 일례로 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하는 경우를 예로 설명한다. 단, 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등이 필요하지 않을 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수(단, 이 중에 이하에서 기재하는 제어정보 등이 포함되어 있어도 좋다)와 일치한다. 블록부호를 이용해 부호화를 실시한 때, 제어정보 등 (예를 들어 CRC(cyclic redundancy check), 전송 파라미터 등 )가 필요한 때, 부호화 후의 블록을 구성하는 비트 수는 블록부호를 구성하는 비트 수와 제어정보 등의 비트 수의 합인 경우도 있다.

도 97은 블록부호를 이용한 때 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면이다. 도 97은 예를 들어 도 4의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우의 「블록부호를 이용한 때, 1개의 부호화 후의 블록에 필요한 심벌 수, 슬롯 수의 변화를 나타낸 도면」이다(이때, 전송방식으로는 싱글 캐리어 전송, OFDM과 같은 멀티 캐리어 전송 어느 것을 이용해도 좋다).

본 실시형태에서는 도 4의 송신장치인 경우, 도 4의 송신장치에 대해 OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 방식으로 대응한 경우에 있어서 본 명세서 중에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방식을 이용한 때의 프리코딩 행렬의 이니셜라이즈 방법에 대해 설명한다.

다음에, 도 99와 같은 프레임 구성에서 송신장치가 변조신호를 송신하는 경우를 생각한다. 도 99 (a)는 변조신호 z1(안테나(312A)라 송신)의 시간 및 주파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 또, 도 99 (b)는 변조신호 z2(안테나(312B)라 송신)의 시간 및 파수 축에서의 프레임 구성을 나타내고 있다. 이때, 변조신호 z1이 이용하고 있는 주파수(대)와 변조신호 z2가 이용하고 있는 주파수(대)는 동일한 것으로 하며, 동일 시각에 변조신호 z1과 변조신호 z2가 존재하게 된다.

도 99 (a)에 나타내는 것과 같이 송신장치는 구간 A에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에는 제 1, 제 2 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 B에서 제 1 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 C에서 제 2 부호화블록을 송신하게 된다.

송신장치는 구간 D에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에는 제 3, 제 4, …, 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 E에서 제 3 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 F에서 제 4 부호화블록을 송신하게 된다.

도 99 (b)에 나타내는 것과 같이 송신장치는 구간 A에서는 프리앰블(제어심벌)을 송신하고 있고, 통신 상대에게 제어정보를 전송하기 위한 심벌이며, 특히, 여기에는 제 1, 제 2 부호화블록을 전송하기 위한 변조방식의 정보가 포함되어 있는 것으로 한다. 송신장치는 구간 B에서 제 1 부호화블록을 송신하게 된다. 송신장치는 구간 C에서 제 2 부호화블록을 송신하게 된다.

도 100은 도 97과 마찬가지로 부호화블록을 전송하는 경우에 있어서, 특히, 제 1 부호화블록에서는 변조방식으로 16QAM를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있고, 제 1 부호화블록을 전송하기 위해서는 750슬롯이 필요하다.

마찬가지로 제 2 부호화블록에서는 변조방식으로 QPSK를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있고, 제 1 부호화블록을 전송하기 위해서는 1500슬롯이 필요하다.

도 101은 도 97과 마찬가지로 부호화블록을 전송하는 경우에 있어서, 특히, 제 3 부호화블록에서는 변조방식으로 QPSK를 이용한 경우에 사용하는 슬롯 수를 나타내고 있고, 제 3 부호화블록을 전송하기 위해서는 1500슬롯이 필요하다.

그리고, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 변조신호 z1, 즉, 안테나(312A)라 송신하는 변조신호에 대해서는 위상 변경을 실행하지 않고, 변조신호 z2, 즉, 안테나(312B)라 송신하는 변조신호에 대해서는 위상 변경을 실행하는 경우를 생각한다. 이때, 도 100, 도 101에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 대해서 나타내고 있다.

먼저, 전제로, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하기 위해 프리코딩 행렬을 7개 준비하고, 7개의 프리코딩 행렬을 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6이라고 이름 붙인다. 또, 프리코딩 행렬은 규칙적이면서도 주기적으로 이용하는 것으로 한다. 즉, 프리코딩 행렬은 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, … 과 같이 규칙적이면서도 주기적으로 변경을 하는 것으로 한다.

도 100에 나타내는 것과 같이 먼저, 제 1 블록 부호화블록에서는 750슬롯 존재하므로, 프리코딩 행렬을 ＃0부터 사용을 개시하면, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, …, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0이 되며, 750번째의 슬롯은 ＃0을 이용해 종료하게 된다.

다음에, 제 2 부호화블록의 각 슬롯에 있어서 프리코딩 행렬을 적용하게 된다. 본 명세서에서는 멀티 캐스트 통신, 방송에 적용하는 경우를 상정하고 있으므로, 어떤 수신 단말은 제 1 부호화블록을 필요로 하지 않고, 제 2 부호화블록만 추출하는 경우가 생각된다. 이 경우, 제 1 부호화블록의 마지막 슬롯을 송신하기 위해 프리코딩 행렬 ＃0을 이용했으므로 제 2 부호화블록을 전송하기 위해 최초로 프리코딩 행렬 ＃1을 이용한 것으로 한다. 그러자,

(a) 전술의 단말은 제 1 부호화블록이 어떻게 송신되었는지를 감시, 즉, 제 1 부호화블록의 마지막 슬롯의 송신에 프리코딩 행렬이 어느 패턴인지를 감시하여, 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 프리코딩 행렬을 추정하고,

(b) (a)를 실시하지 않기 위해 송신장치는 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 프리코딩 행렬의 정보를 전송한다

는 방법이 생각된다. (a)인 경우, 단말은 제 1 부호화블록의 전송을 감시할 필요가 있으므로 소비전력이 증대해 버리며, (b)인 경우, 데이터의 전송 효율의 저하를 초래하게 된다.

따라서, 상술과 같은 프리코딩 행렬의 할당에는 개선의 여지가 있다. 그래서, 각 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 프리코딩 행렬을 고정으로 하는 방법을 제안한다. 따라서, 도 100에 나타내는 것과 같이 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 프리코딩 행렬은 제 1 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 이용한 프리코딩 행렬과 마찬가지로 ＃0으로 한다.

마찬가지로, 도 101에 나타내는 것과 같이 제 3 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 프리코딩 행렬은 ＃3으로 하는 것이 아니라, 제 1, 제 2 부호화블록의 최초의 슬롯을 전송하기 위해 사용하는 프리코딩 행렬과 마찬가지로 ＃0으로 한다.

이상과 같이 함으로써 (a) (b)에서 발생하는 과제를 억제할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는 부호화블록마다 프리코딩 행렬을 이니셜라이즈 하는 방법, 즉, 어느 부호화블록의 최초의 슬롯에 사용하는 프리코딩 행렬은 ＃0으로 고정하는 방법에 대해 설명하였으나, 다른 방법으로 프레임 단위로 실시하는 것도 가능하다. 예를 들어 프리앰블이나 제어심벌 전송 후의 정보를 전송하기 위한 심벌에 있어서 최초의 슬롯에서 사용하는 프리코딩 행렬은 ＃0으로 고정으로 해도 좋다.

예를 들어 도 99에 있어서 프레임이 프리앰블부터 개시되는 것으로 해석하면, 제 1 프레임에 있어서 최초의 부호화블록은 제 1 부호화블록이 되고, 제 2 프레임에 있어서 최초의 부호블록은 제 3 부호화블록이 되며, 도 100, 도 101을 이용해 상술에서 설명한 것과 같이 한 경우, 상술의 「프레임 단위로, 최초의 슬롯에서 사용하는 프리코딩 행렬은 (＃0으로) 고정」의 예가 되어 있다.

다음에, DVB-T2규격을 이용한 방송시스템에 적용하는 경우에 대해 설명한다. DVB―T2규격을 이용한 방송시스템의 프레임 구성에 대해서는 실시형태 A1~실시형태 A3에서 설명한 것과 같다. 도 61, 도 70을 이용해 실시형태 A1~실시형태 A3에서 설명한 것과 같이 P1심벌, P2심벌, 제어심벌 군에 의해 각 PLP의 전송방법(예를 들어 하나의 변조신호를 송신하는 송신방법, 시공간블록부호를 이용한 송신방법, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용한 송신방법) 및 사용하고 있는 변조방식의 정보가 단말에 전송된다. 이때, 단말은 정보로서 필요한 PLP만을 잘라내서 복조(신호 분리, 신호 검파를 포함한다), 오류정정 복호를 실시하면, 단말의 소비전력은 적어진다. 따라서, 도 99~도 101을 이용해 설명한 때와 마찬가지로, 전송방법으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해 전송되는 PLP의 선두의 슬롯에서 사용하는 프리코딩 행렬은 (＃0으로) 고정으로 하는 방법을 제안한다.

예를 들어 도 61이나 도 70과 같은 프레임 구성에 의해 방송국이 각 심벌을 송신한 것으로 한다. 이때, 일례로서 PLP(혼란을 피하기 위해 ＃1에서 ＄1로 변경한다) ＄1과 PLP ＄K를 방송국이 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해서 송신할 때의 주파수-시간 축에서의 프레임 구성을 도 102에 나타낸다.

또한, 전제로 이하의 설명에서는 일례로서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서는 프리코딩 행렬을 7개 준비하고, 7개의 프리코딩 행렬을 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6이라고 이름 붙인다. 또, 프리코딩 행렬은 규칙적이면서도 주기적으로 이용하는 것으로 한다. 즉, 프리코딩 행렬은 ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, ＃0, ＃1, ＃2, ＃3, ＃4, ＃5, ＃6, … 와 같이 규칙적이면서도 주기적으로 변경을 하는 것으로 한다.

도 102와 같이 PLP ＄1은 시각 T, 캐리어 3(도 102의 10201)을 슬롯의 선두로 하고, 시각 T＋4, 캐리어 4를 슬롯의 최후(도 102의 10202)라 하여 슬롯(심벌)이 존재하고 있다(도 102 참조).

즉, PLP ＄1에서는 시각 T, 캐리어 3은 제 1번째의 슬롯이며, 제 2번째의 슬롯은 시각 T, 캐리어 4이며, 제 3번째의 슬롯은 시각 T, 캐리어 5이며, …, 제7번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 1이며, 제8번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 2이며, 제9번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 3이며, …, 제 14번째의 슬롯은 시각 T＋1, 캐리어 8이며, 제 15번째의 슬롯은 시각 T＋2, 캐리어 0이며, …, 이 된다.

그리고, PLP ＄K는 시각 S, 캐리어 4(도 102의 10203)을 슬롯의 선두로 하고, 시각 S＋8, 캐리어 4를 슬롯의 최후(도 102의 10204)라 하여 슬롯(심벌)이 존재하고 있다(도 102 참조).

즉, PLP ＄K에서는 시각 S, 캐리어 4는 제 1번째의 슬롯이며, 제 2번째의 슬롯은 시각 S, 캐리어 5이며, 제 3번째의 슬롯은 시각 S, 캐리어 6이며, …, 제5번째의 슬롯은 시각 S, 캐리어 8이며, 제9번째의 슬롯은 시각 S＋1, 캐리어 1이며, 제 10번째의 슬롯은 시각 S＋1, 캐리어 2이며, …, 제 16번째의 슬롯은 시각 S＋1, 캐리어 8이며, 제 17번째의 슬롯은 시각 S＋2, 캐리어 0이며, …, 이 된다.

또한, 각 PLP의 선두의 슬롯(심벌)의 정보와 마지막 슬롯(심벌)의 정보를 포함한 각 PLP가 사용하고 있는 슬롯의 정보는 P1심벌, P2심벌, 제어심벌 군 등의 제어심벌에 의해 전송되고 있게 된다.

이때, 도 99~도 101을 이용해 설명한 때와 마찬가지로, PLP ＄1의 선두의 슬롯인 시각 T, 캐리어 3(도 102의 10201)을 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 실시하는 것으로 한다. 마찬가지로 PLP ＄K-1의 마지막 슬롯인 시각 S, 캐리어 3(도 102의 10205)을 슬롯에서 이용하고 있는 프리코딩 행렬의 번호에 관계없이 PLP ＄K의 선두의 슬롯인 시각 S, 캐리어 4(도 102의 10203)을 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 하는 것으로 한다.

또, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해서 송신하는 다른 PLP의 선두의 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 실시하는 것으로 한다.

이상과 같이 함으로써 상술에서 설명한 (a) 및 (b)의 과제를 억제할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

당연하지만, 수신장치는 P1심벌, P2심벌, 제어심벌 군 등의 제어심벌에 포함한 각 PLP가 사용하고 있는 슬롯의 정보로부터 필요로 하고 있는 PLP를 추출해 복조(신호 분리, 신호 검파를 포함한다), 오류정정복호를 실시하게 된다. 또, 수신장치는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 규칙에 대해, 미리 알고 있고(복수의 규칙이 있는 경우는 송신장치가 사용하는 규칙의 정보를 전송하고, 수신장치는 그 정보를 얻어서 사용하고 있는 규칙을 알게 된다), 각 PLP의 선두의 슬롯의 번호에 의거해 프리코딩 행렬의 변환 규칙의 타이밍을 맞춤으로써 정보 심벌의 복조(신호 분리, 신호 검파를 포함한다)가 가능해진다.

다음에, 도 103과 같은 프레임 구성으로(도 103의 심벌 군으로 구성되는 프레임을 메인프레임이라고 부른다) 방송국(기지국)이 변조신호를 송신하는 경우를 생각한다. 도 103에 있어서 도 61과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 특징적인 점은 (단말의) 수신장치에 있어서 수신신호의 게인 컨트롤을 조정하기 쉽게, 메인프레임에 있어서 하나의 변조신호를 송신하는 서브 프레임과 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임으로 분리되고 있는 점이다. 또한, 「하나의 변조신호를 송신한다」란, 하나의 변조신호를 하나의 안테나로부터 송신하는 경우와 동일한 변조신호를 복수 생성하여, 이 복수의 신호를 복수의 다른 안테나로부터 송신하는 경우도 포함하는 것으로 한다.

도 103에 있어서, PLP＃1(6105_1)~PLP＃N(6105_N)에 의해 하나의 변조신호를 송신하는 서브 프레임(10300)을 구성하고 있고, 서브 프레임(10300)은 PLP만으로 구성되어 있는 동시에, 복수 변조신호에 의해 송신하는 PLP는 존재하지 않는다. 그리고, PLP ＄1(10302_1)~PLP ＄M(10302_M)에 의해 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임(10301)을 구성하고 있고, 서브 프레임(10301)은 PLP만으로 구성되어 있는 동시에, 하나의 변조신호를 송신하는 PLP는 존재하지 않는다.

이때, 지금까지 설명한 때와 마찬가지로, 서브 프레임(10301)에 대해 상술에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용하고 있는 경우, PLP(PLP ＄1(10302_1)~PLP ＄M(10302_M))의 선두의 슬롯은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 실시하는 것으로 한다(프리코딩 행렬의 이니셜라이즈 라고 부른다). 단, PLP ＄1(10302_1)~PLP ＄M(10302_M)에 있어서 다른 송신방법, 예를 들어 실시형태 A1~실시형태 A3에서 설명한 것과 같이 고정적인 프리코딩 방법을 이용하는 송신방법, 공간 다중 MIMO 전송방식을 이용하는 송신방법, 시공간블록부호를 이용하는 송신방법의 어느 하나를 이용하고 있는 PLP는 상기에서 설명한 프리코딩 행렬의 이니셜라이즈는 관계없게 된다.

또, 도 104와 같이 PLP ＄1은 제 X의 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP이며, PLP ＄1'는 제 Y의 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP인 것으로 한다. 그리고, PLP ＄1, PLP ＄1'모두 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용하고 있는 것으로 한다. 또한, 도 104에 있어서 도 102로 같은 것은 동일 부호를 부여하고 있다.

이때, 제 X의 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP인 PLP ＄1의 선두의 슬롯(도 104의 10201(시각 T, 캐리어 3의 슬롯))은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 실시하는 것으로 한다.

마찬가지로, 제 Y의 메인프레임의 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP인 PLP ＄1'의 선두의 슬롯(도 104의 10401(시각 T＇, 캐리어 7의 슬롯))은 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 실시하는 것으로 한다.

이상과 같이 각 메인프레임에 있어서, 복수의 변조신호를 송신하는 서브 프레임의 최초의 PLP의 최초의 슬롯에 있어서 프리코딩 행렬 ＃0을 이용해 프리코딩을 실시하는 것으로 하는 것을 특징으로 한다.

이와 마찬가지로 하는 것도 앞에서 설명한 (a) 및 (b)의 과제를 억제하기 위해는 중요하다.

또한, 본 실시형태는 도 97과 마찬가지로, 도 4의 송신장치에 나타낸 것과 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 1개의 부호화기를 가지고 있는 경우를 예로 설명했으나, 도 98과 마찬가지로, 도 3의 송신장치와 같이 s1, s2의 2개의 스트림을 송신하고, 또한, 송신장치가 2개의 부호화기를 가지고 있는 경우에 대해서도 본 실시형태에서 설명한 프리코딩 행렬의 이니셜라이즈를 적용하는 것은 가능하다.

(그 외 보충 2)

또한, 상술의 각 실시형태에서는 가중 합성부가 프리코딩에 사용하는 프리코딩 행렬을 복소수로 표현하고 있으나, 프리코딩 행렬을 실수로 표현할 수도 있다( 「실수 표현한 프리코딩 방법」 이라고 부른다).

　즉, 예를 들어 2개의 매핑 후의(사용한 변조방식의) 베이스밴드신호를 s1(i), s2(i)(단, i는 시간, 또는 주파수)라 하고, 프리코딩으로 얻어지는 2개의 프리코딩 후의 베이스밴드신호를 z1(i), z2(i)라 한다. 그리고, 매핑 후의(사용한 변조방식의) 베이스밴드신호를 s1(i)의 동상성분을 Is1(i), 직교성분을 Qs1(i), 매핑 후의(사용한 변조방식의) 베이스밴드신호를 s2(i)의 동상성분을 Is2(i), 직교성분을 Qs2(i), 프리코딩 후의 베이스밴드신호를 z1(i)의 동상성분을 Iz1(i), 직교성분을 Qz1(i), 프리코딩 후의 베이스밴드신호를 z2(i)의 동상성분을 Iz2(i), 직교성분을 Qz2(i)라 하면, 실수로 구성된 프리코딩 행렬(실수 표현한 프리코딩 행렬) Hr를 이용하면 이하의 관계식이 성립한다.

단, 실수로 구성된 프리코딩 행렬 Hr는 이하와 같이 표시된다.

이때, a₁₁, a₁₂, a₁₃, a₁₄, a₂₁, a₂₂, a₂₃, a₂₄, a₃₁, a₃₂, a₃₃, a₃₄, a₄₁, a₄₂, a₄₃, a₄₄는 실수이다. 단,｛a11=0, a12=0, a13=0, a14=0｝이 성립해서는 안 되고,｛a21, a22, a23, a24=0｝이 성립해서는 안 되며,｛a31, a32, a33, a34=0｝이 성립해서는 안 되고,｛a41, a42, a43, a44=0｝이 성립해서는 안 된다. 그리고,｛a11, a21, a31, a41=0｝이 성립해서는 안 되고,｛a12, a22, a32, a42=0｝이 성립해서는 안 되며, ｛a13, a23, a33, a43=0｝이 성립해서는 안 되고,｛a14, a24, a34, a44=0｝이 성립해서는 안 된다.

실시형태 A1부터 실시형태 A5, 실시형태 7 및 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법 등의 본 발명의 프리코딩 방법의 응용 예에서의 「다른 프리코딩 행렬을 전환하는 방법」을 이용했다는 것은 상술에서 설명한 「실수 표현한 프리코딩 방법」에 있어서 다른 복수의 실수 표현한 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 해도 당연히 마찬가지로 실시할 수 있고, 본 발명의 프리코딩 행렬 변환의 유효성은 다른 복수의 복소 표현한 프리코딩 행렬을 이용한 때와 같다. 또한, 「다른 복수의 프리코딩 행렬」이란 상술의 설명과 같다.

상술한 설명에서 「실시형태 A1부터 실시형태 A5, 실시형태 7 및 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법 등의 본 발명의 프리코딩 방법의 응용 예에서의 「다른 프리코딩 행렬을 전환하는 방법」을 이용했다는 것은 상술에서 설명한 「실수 표현한 프리코딩 방법」에 있어서 다른 복수의 실수 표현한 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 해도 당연히 마찬가지로 실시할 수 있다」고 기재했으나, 「다른 복수의 실수 표현한 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법」으로 N개의 다른(실수 표현한) 프리코딩 행렬을 준비하고, 이 N개의 다른(실수 표현한) 프리코딩 행렬을 이용해 주기 H(H는 N보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법으로 해도 좋다(일례로서 실시형태 C2와 같은 방법이 있다).

　또, 실시형태 1에서 설명한 심벌의 배치방법에서는 실시형태 C1부터 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해도 마찬가지로 실시할 수 있다. 마찬가지로 실시형태 A1부터 실시형태 A5에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 실시형태 C1부터 실시형태 C5에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용해도 마찬가지로 실시할 수 있다.

(실시형태 F1)

실시형태 1-26 및 실시형태 C1-C5에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 I-Q평면에 매핑된 임의의 베이스밴드신호 s1과 s2에 대해서 적용 가능하다. 그러므로 실시형태 1-26 및 실시형태 C1-C5에서는 베이스밴드신호 s1과 s2에 대해 상세하게 설명하고 있지 않다. 한편, 예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 오류정정 부호화된 데이터로부터 생성된 베이스밴드신호 s1과 s2에 대해서 적용하는 경우, s1과 s2의 평균 전력을 제어함으로써 한층 더 양호한 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다. 본 실시형태에서는 오류정정 부호화된 데이터로부터 생성된 베이스밴드신호 s1과 s2에 대해서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하는 경우의 s1과 s2의 평균 전력의 설정방법에 대해 설명한다.

일례로 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM에서 하여 설명을 한다.

s1의 변조방식이 QPSK이므로, s1는 심벌당 2 비트를 전송하게 된다. 이 전송하는 2 비트를 b0, b1라고 이름 붙인다. s2의 변조방식이 16QAM이므로, s2는 심벌당 4 비트를 전송하게 된다. 이 전송하는 4 비트를 b2, b3, b4, b5라고 이름 붙인다. 그리고, s1의 1 심벌과 s2의 1 심벌로 구성되는 1 슬롯, 즉, 슬롯당 b0, b1, b2, b3, b4, b5의 6 비트를 송신장치는 전송하게 된다.

예를 들어 I-Q평면에서의 16QAM의 신호점 배치의 일례인 도 94에서는 (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0)은 (I, Q)=(3×g, 3×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 1)은 (I, Q)=(3×g, 1×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 1, 0)은 (I, Q)=(1×g, 3×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 1, 1)은 (I, Q)=(1×g, 1×g)에, b2, b3, b4, b5)=(0, 1, 0, 0)은 (I, Q)=(3×g,-3×g)에, …, (b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 0)은 (I, Q)=(-1×g,-3×g)에, (b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1)은 (I, Q)=(-1×g,-1×g)에 매핑 된다.

또, I-Q평면에서의 QPSK의 신호점 배치의 일례인 도 95에서는 (b0, b1)=(0, 0)은 (I, Q)=(1×h, 1×h)에, (b0, b1)=(0, 1)은 (I, Q)=(1×h,-1×h)에, (b0, b1)=(1, 0)은 (I, Q)=(-1×h, 1×h)에, (b0, b1)=(1, 1)은 (I, Q)=(-1×h,-1×h)에 매핑 된다.

여기서, s1의 평균 전력(평균치)과 s2의 평균 전력(평균치)을 동일하게 한 경우, 즉, h는 식 (273)으로 나타내고, g는 식 (272)으로 나타내는 경우를 가정한다. 도 105는 수신장치가 대수 우도비를 구한 때, 상기 설명한 b0부터 b5의 대수 우도비의 절대치를 나타낸 것이다.

도 105에 있어서 10500은 b0의 대수 우도비의 절대치, 10501은 b1의 대수 우도비의 절대치, 10502는 b2의 대수 우도비의 절대치, 10503은 b3의 대수 우도비의 절대치, 10504는 b4의 대수 우도비의 절대치, 10505는 b5의 대수 우도비의 절대치이다. 이때, QPSK에 의해 전송된 b0 및 b1의 대수 우도비의 절대치와 16QAM에 의해 전송된 b2부터 b5의 대수 우도비의 절대치를 비교하면, b0 및 b1의 대수 우도비의 절대치는 b2부터 b5의 대수 우도비의 절대치보다 큰, 즉, b0 및 b1의 수신장치에서의 신뢰도가 b2부터 b5의 수신장치에서의 신뢰도보다 높게 된다. 이것은 도 95에 있어서 h를 식 (273)과 같이 한 경우 QPSK의 I-Q평면에서의 신호점의 최소 유클리드 거리가

인데 대해, 도 94에 있어서 g를 식 (272)와 같이 한 경우, 16QAM의 I-Q평면에서의 신호점의 최소 유클리드 거리가

이기 때문이다.

수신장치가 이 상황에서 오류정정 복호(예를 들어 통신시스템이 LDPC 부호를 이용하고 있는 경우, sum-product 복호 등의 신뢰도전파 복호)를 실시한 경우, 「b0 및 b1의 대수 우도비의 절대치는 b2부터 b5의 대수 우도비의 절대치보다 크다」고 하는 신뢰도의 차에 의해 b2부터 b5의 대수 우도비의 절대치의 영향을 받아 수신장치의 데이터의 수신 품질이 열화 한다고 하는 과제가 발생한다.

이 과제를 극복하기 위해서는 도 106에 나타내는 것과 같이, 도 105와 비교해 「b0 및 b1의 대수 우도비의 절대치와 b2부터 b5의 대수 우도비의 절대치의 차이를 작고」하면 좋다.

「s1의 평균 전력과 s2의 평균 전력을 다르게 하는」 것을 생각한다. 도 107, 도 108에 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다) 및 가중 합성(프리코딩)부에 관련하는 신호처리부의 구성의 예를 나타내고 있다. 또한, 도 107에 있어서 도 3, 도 6과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다. 또, 도 108에 있어서 도 3, 도 6, 도 107과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여했다.

(예 1)

먼저, 도 107을 이용해 동작의 일례를 설명한다. 또한, s1(t)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 95와 같으며, h는 식 (273)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다. 또한, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 하여 설명한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(10702B)를 출력한다. 또한, u는 실수로 하고, u＞1.0으로 한다. 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면(프리코딩 행렬을 시간 축 t로 전환하므로 t의 함수로 나타낼 수가 있다) 다음 식이 성립한다.

따라서, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 1：u²으로 설정하게 된다. 이에 의해 도 106에 나타내는 대수 우도비의 절대치를 얻을 수 있는 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시킬 수가 있다.

예를 들어 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비 1：u²에 대해서 u를,

로 설정하면, QPSK의 I-Q평면에서의 신호점의 최소 유클리드 거리와 16QAM의 I-Q평면에서의 신호점의 최소 유클리드 거리를 동일하게 할 수 있어서 양호한 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다.

단, 2개의 다른 변조방식의 I-Q평면에서의 신호점의 최소 유클리드 거리를 동일하게 한다고 하는 조건은 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비를 설정하는 방법의 어디까지나 일례이다. 예를 들어 오류정정 부호화에 이용하는 오류정정부호의 부호길이나 부호화율 등의 그 외의 조건에 따라서는 파워 변경을 위한 값 u의 값을 2개의 다른 변조방식의 I-Q평면에서의 신호점의 최소 유클리드 거리가 동일해지는 값과는 다른 값(큰 값이나 작은 값)으로 설정하는 편이 양호한 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다.

또, 수신시에 얻을 수 있는 후보 신호점의 최소 거리를 크게 하는 것을 생각하면, 예를 들어,

로 설정하는 방법이 일례로 생각되나, 시스템으로서 구해지는 요구조건에 의해 적절하게 설정되게 된다.　종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거해 송신전력의 제어를 하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대해 상세하게 설명한다.

앞의 설명에서, 「제어신호(10700)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는」 것을 설명했으나, 이하에서는 한층 더 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시키기 위한 제어신호(10700)에 의한 파워 변경을 위한 값 u의 설정에 대해 상세하게 설명한다.

(예 1-1)

송신장치가 복수의 블록 길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실행된 오류생성부호의 블록 길이에 따라 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

오류정정부호는 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호이며, 많은 통신시스템, 또는 방송시스템에서는 복수의 블록 길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록 길이로부터 선택된 블록 길이의 오류정정 부호화가 실행된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통으로 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.

제어신호(10700)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록 길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(10701B)는 제어신호(10700)에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.

예 1-1의 특징은 파워 변경부(10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 블록 길이에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다.

여기에는 블록 길이 X에 따른 파워 변경을 위한 값을 u_LX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.

예를 들어 블록 길이로 1000이 선택되었을 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L1000을 설정하고, 블록 길이로 1500이 선택되었을 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L1500을 설정하고, 블록 길이로 3000이 선택되었을 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L3000을 설정한다. 이때, 예를 들어 u_L1000, u_L1500, u_L3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 u_L1000=u_L1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (u_L1000, u_L1500, u_L3000)의 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 상술한 설명에서는 3개의 부호길이인 경우를 예로 설명했으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상의 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중에서 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택하여 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이다.

(예 1-2)

송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실행된 오류생성부호의 부호화율에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

오류정정부호는 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호이며, 많은 통신시스템, 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율로부터 선택된 부호화율의 오류정정 부호화가 실행된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.

제어신호(10700)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(10701B)는 제어신호(10700)에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.

예 1-2의 특징은 파워 변경부(10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 부호화율에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다.

여기에서는 부호화율 rx에 따른 파워 변경을 위한 값을 u_rX로 하는 형태로 기재하는 것으로 한다.

예를 들어 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r2를 설정하고, 부호화율로 r3가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r3를 설정한다. 이때, 예를 들어 u_r1, u_r2, u_r3가 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 u_r1=u_r2인 경우도 있다. 중요한 것은 (u_r1, u_r2, u_r3) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).

또한, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC 부호인 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라고 하는 부호화율인 것이 생각된다.

상술한 설명에서는 3개의 부호화율인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이다.

(예 1-3)

수신장치가 보다 좋은 데이터의 수신 품질을 얻기 위해서는 이하를 실시하는 것이 중요하다.

송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에 s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

여기에서는 예로 s1의 변조방식을 QPSK에 고정하는 것으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 64QAM에서 변경하는(또는 16QAM, 64QAM 중 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다. 또한, s2(t)의 변조방식을 64QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 109와 같으며, k는

와 같은 것으로 한다. 이러한 매핑을 하면, QPSK일 때 도 95에 있어서 h를 식 (273)으로 한 때와 16QAM일 때 도 94에 대해 g를 식 (272)으로 한 때는 평균 전력(평균치)은 동일해진다. 또, 64QAM의 매핑은 6 비트의 입력으로부터 I, Q의 값이 결정되게 되며, 이 점에 대해서는 QPSK, 16QAM의 매핑의 설명과 같이 실시할 수 있다.

즉, I-Q평면에서의 64QAM의 신호점 배치의 일례인 도 109에서는 (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 0, 0)은 (I, Q)=(7×k, 7×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 0, 1)은 (I, Q)=(7×k, 5×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 1, 0)은 (I, Q)=(5×k, 7×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 0, 1, 1)은 (I, Q)=(5×k, 5×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(0, 0, 0, 1, 0, 0)은 (I, Q)=(7×k, 1×k)에, …, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1, 1, 0)은 (I, Q)=(-3×k,-1×k)에, (b0, b1, b2, b3, b4, b5)=(1, 1, 1, 1, 1, 1)은 (I, Q)=(-3×k,-3×k)에 매핑 된다.

도 107에 있어서 s2의 변조방식이 16QAM일 때 파워 변경부(10701B)는 u=u₁₆으로 설정하고, s2의 변조방식이 64QAM일 때 u=u₆₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 u₁₆＜u₆₄로 하면 s2의 변조방식이 16QAM, 64QAM 중 어느 경우라도 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, 「s1의 변조방식을 QPSK에 고정」하는 것으로 하여 설명했으나, 「s2의 변조방식을 QPSK에 고정하는」 것을 생각할 수 있다. 이때, 고정의 변조방식 (여기에는 QPSK)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않고, 복수의 설정 가능한 변조방식 (여기에는 16QAM과 64QAM)에 대해, 파워 변경을 실행하는 것으로 한다. 즉, 이 경우, 송신장치는 도 107에 나타내는 구성이 아니라, 도 107에 나타낸 구성으로부터 파워 변경부(10701B)를 제외하고, s1(t) 측에 파워 변경부를 설치하는 구성이 된다. 그러면, 고정의 변조방식 (여기에는 QPSK)을 s2로 설정했을 때, 이하의 관계식이 성립한다.

로 하면, 「s2의 변조방식을 QPSK와 고정으로 하고, s1의 변조방식을 16QAM에서 64QAM에서 변경(16QAM, 64QAM 어느 쪽인가에 설정)」해도 u₁₆＜u₆₄로 하면 좋다(또한, 16QAM일 때에 파워 변경을 위해서 승산된 값이 u₁₆이며, 64QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u₆₄이며, QPSK는 파워 변경을 하지 않는 것으로 한다).

또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식)의 세트를 (QPSK, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 64QAM) 또는 (64QAM, QPSK) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, u₁₆＜u₆₄의 관계를 만족하면 좋다.

이하, 상술한 내용을 일반화한 경우에 대해 설명한다.

s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호점의 수가 c개인 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호점의 수가 a개의 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호점의 수가 b개의 변조방식 B(a＞b＞c) 중 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다(단, 변조방식 A의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)와 변조방식 B의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)는 동일한 것으로 한다), 이때, s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정했을 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 u_a로 한다. 또, s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정했을 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 u_b로 한다. 이때, u_b＜u_a로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

고정의 변조방식 (여기에는 변조방식 C)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않고, 복수의 설정 가능한 변조방식 (여기에는 변조방식 A와 변조방식 B)에 대해 파워 변경을 실행하는 것으로 생각한다. 그러면, 「s2의 변조방식을 변조방식 C로 고정으로 하고, s1의 변조방식을 변조방식 A에서 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 쪽인가에 설정)」하는 경우에도 u_b＜u_a로 하면 좋다. 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A) 또는 (변조방식 A, 변조방식 C) 또는 (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, u_b＜u_a의 관계를 만족하면 좋다.

(예 2)

도 107을 이용해서 예 1과는 다른 동작의 예를 설명한다. 또한, s1(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 109와 같으며, k는 식 (481)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다. 또한, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 설명한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배가 된 신호(10702B)를 출력한다. 또한, u는 실수로 하고, u＜1.0으로 한다. 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 다음 식이 성립한다.

따라서, 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 1：u²으로 설정하게 된다. 이에 의해, 도 106과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시킬 수가 있다.

지금까지, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거해 송신전력의 제어를 하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대해 상세하게 설명한다.

앞의 설명에서, 「제어신호(10700)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는」 것을 설명했으나, 이하에서는 한층 더 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시키기 위한, 제어신호(10700)에 의한 파워 변경을 위한 값 u를 설정에 대해 상세하게 설명한다.

(예 2-1)

송신장치가 복수의 블록 길이(부호화 후의 1 블록을 구성하고 있는 비트 수이며, 부호길이라고도 불린다)의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실행된 오류정정부호의 블록 길이에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호가 있고, 많은 통신시스템, 또는 방송시스템에서는 복수의 블록 길이가 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 블록 길이로부터 선택된 블록 길이의 오류정정 부호화가 실행된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 블록 길이에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 블록 길이 X에 따른 파워 변경을 위한 값을 u_{LX라는 형태로 기재}하는 것으로 한다.

예를 들어 블록 길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L1000을 설정하고, 블록 길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L1500을 설정하고, 블록 길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L3000을 설정한다. 이때, 예를 들어 u_L1000, u_L1500, u_L3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이인 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 u_L1000=u_L1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (u_L1000, u_L1500, u_L3000) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 상술한 설명에서는 3개의 부호길이인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상이 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이다.

(예 2-2)

송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실행된 오류정정부호의 부호화율에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

오류정정부호로는 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호가 있고, 많은 통신시스템, 또는 방송시스템에서는 복수의 부호화율이 지원되고 있다. 지원되고 있는 복수의 부호화율로부터 선택된 부호화율의 오류정정 부호화가 실행된 부호화 후의 데이터는 2 계통에 분배된다. 2 계통에 분배된 부호화 후의 데이터는 각각 s1의 변조방식과 s2의 변조방식으로 변조되어 베이스밴드신호(매핑 후의 신호) s1(t) 및 s2(t)가 생성된다.

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 부호화율에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 따른 파워 변경을 위한 값을 urx라는 형태로 기재하는 것으로 한다.

예를 들어 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r2를 설정하고, 부호화율로 r3가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r3를 설정한다. 이때, 예를 들어 u_r1, u_r2, u_r3을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 u_r1=u_r2인 경우도 있다. 중요한 것은 (u_r1, u_r2, u_r3) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).

또한, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC 부호인 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라고 하는 부호화율인 것을 생각할 수 있다. 상술한 설명에서는 3개의 부호화율인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이다.

(예 2-3)

송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

여기에서는 예로 s1의 변조방식을 64QAM에 고정하는 것으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 QPSK로 변경하는(또는 16QAM, QPSK 중 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다.

s1의 변조방식을 64QAM에서 하는 경우, s1(t)의 매핑 방법으로는 도 109와 같으며, 도 109에 있어서 k는 식 (481)이다. s2의 변조방식을 16QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 94와 같으며, 도 94에 있어서 g는 식 (272)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 95와 같으며, 도 95에 있어서 h는 식 (273)으로 한다.

이러한 매핑을 하면 16QAM인 경우와 QPSK인 경우에서 평균 전력은 동일해진다.

도 107에 있어서 s2의 변조방식이 16QAM일 때 파워 변경부(10701B)는 u=u₁₆으로 설정하고, s2의 변조방식이 QPSK일 때 u=u₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 u₄＜u₁₆으로 하면, s2의 변조방식이 16QAM, QPSK 중 어느 경우라도 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, 「s1의 변조방식을 64QAM에서 고정」으로 하여 설명했으나, 「s2의 변조방식을 64QAM에서 고정으로 하고, s1의 변조방식을 16QAM에서부터 QPSK로 변경(16QAM, QPSK 어느 쪽인가에 설정)」해도 u₄＜u₁₆으로 하면 좋다(예 1-3에서의 설명과 마찬가지로 생각하면 좋다)(또한, 16QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u₁₆이며, QPSK일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u₄이며, 64QAM는 파워 변경을 하지 않는 것으로 한다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (64QAM, 16QAM) 또는 (16QAM, 64QAM) 또는 (64QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 64QAM) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우 u₄＜u₁₆의 관계를 만족하면 좋다.

이하, 상술의 내용을 일반화한 경우에 대해 설명한다.　s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호점의 수가 c개의 변조방식 C로 한다. 또, s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호점의 수가 a개의 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호점의 수가 b개의 변조방식 B(c＞b＞a) 중 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다(단, 변조방식 A의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)와 변조방식 B의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)와는 동일한 것으로 한다).

이때, s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정했을 때에, 설정하는 파워 변경을 위한 값을 u_a로 한다. 또, s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정했을 때에, 설정하는 파워 변경을 위한 값을 u_b로 한다. 이때, u_a＜u_b로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

고정의 변조방식 (여기에는 변조방식 C)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않고, 복수의 설정 가능한 변조방식 (여기에는 변조방식 A와 변조방식 B)에 대해 파워 변경을 실행하는 것으로 생각한다. 그러면, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하고, s1의 변조방식을 변조방식 A로부터 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 쪽인가에 설정)」하는 경우에서도 u_a＜u_b로 하면 좋다. 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A) 또는 (변조방식 A, 변조방식 C) 또는 (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우 u_a＜u_b의 관계를 만족하면 좋다.

(예 3)

도 107을 이용해서 예 1과는 다른 동작의 예를 설명한다. 또한, s1(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다. 또, s2(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 109와 같으며, k는 식 (481)과 같다. 또한, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 설명한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(10702B)를 출력한다. 또한, u는 실수로 하고, u＞1.0으로 한다. 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면, 다음 식이 성립한다.

따라서, 16QAM의 평균 전력과 64QAM의 평균 전력의 비는 1：u²으로 설정하게 된다. 이에 의해 도 106과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시킬 수가 있다.

지금까지, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거해 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대해 상세하게 설명한다.

앞의 설명에서, 「제어신호(10700)에 의해 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는」 것을 설명했으나, 이하에서는 한층 더 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시키기 위한, 제어신호(10700)에 의한 파워 변경을 위한 값 u를 설정에 대해 상세하게 설명한다(예 3-1).

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 블록 길이에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에는 블록 길이 X에 따른 파워 변경을 위한 값을 u_{LX라는 형태로 기재}하는 것으로 한다.

예를 들어 블록 길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 uL1000을 설정하고, 블록 길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 uL1500을 설정하고, 블록 길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 uL3000을 설정한다. 이때, 예를 들어 uL1000, uL1500, uL3000을, 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도, 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다. (예를 들어 uL1000=uL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (uL1000, uL1500, uL3000)의 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다) 상술한 설명에서는 3개의 부호길이인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상이 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이다.

(예 3-2)

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 부호화율에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 따른 파워 변경을 위한 값을 u_rx라는 형태로 기재하는 것으로 한다.

예를 들어 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r2를 설정하고, 부호화율로 r3가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r3를 설정한다. 이때, 예를 들어 u_r1, u_r2, u_r3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 u_r1=u_r2인 경우도 있다. 중요한 것은 (u_r1, u_r2, u_r3) 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다).

　또한, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC 부호인 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라고 하는 부호화율인 것을 생각할 수 있다. 상술한 설명에서는 3개의 부호화율인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값이 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이다.

(예 3-3)

송신장치가 복수의 변조방식을 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 변조방식으로 따라서 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

여기에서는 예로 s1의 변조방식을 16QAM에 고정하는 것으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 64QAM에서부터 QPSK로 변경하는(또는 64QAM, QPSK 중 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다.

s1의 변조방식을 16QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 94와 같으며, 도 94에 있어서 g는 식 (272)이다. s2의 변조방식을 64QAM에서 하는 경우, s1(t)의 매핑 방법으로는 도 109와 같으며, 도 109에 있어서 k는 식 (481)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 95와 같으며, 도 95에 있어서 h는 식 (273)인 것으로 한다.

이와 같은 매핑을 하면 16QAM인 경우와 QPSK인 경우로 평균 전력은 동일해진다.

도 107에 있어서 s2의 변조방식이 64QAM일 때 u=u₆₄로 설정하고, s2의 변조방식이 QPSK일 때 u=u₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터, u₄＜u₆₄로 하면 s2의 변조방식이 16QAM 또는 64QAM 어느 경우에도 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, 「s1의 변조방식을 16QAM에 고정」하는 것으로 하여 설명했으나, 「s2의 변조방식을 16QAM에 고정하고, s1의 변조방식을 64QAM에서 QPSK로 변경(64QAM, QPSK 어느 하나로 설정)」한 경우에도 u₄＜u₆₄로 하면 좋다(예 1-3에서의 설명과 마찬가지로 생각하면 좋다)(또한, 64QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u₆₄이고, QPSK일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u₄이며, 16QAM는 파워 변경을 하지 않는 것으로 한다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (16QAM, 64QAM) 또는 (64QAM, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 16QAM) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우 u₄＜u₆₄의 관계를 만족하면 좋다.

이하, 상술한 내용을 일반화한 경우에 대해 설명한다.

s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호점의 수가 c개의 변조방식 C로 한다. 또, s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호점의 수가 a개의 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호점의 수가 b개의 변조방식 B(c＞b＞a) 중 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다(단, 변조방식 A의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)와 변조방식 B의 s2 시점의 평균 전력치(평균치)는 동일한 것으로 한다).

이때, s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정했을 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 u_a로 한다. 또, s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정했을 때에 설정하는 파워 변경을 위한 값을 u_b로 한다. 이때, u_a＜u_b로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

(예 4)

상술한 설명에서는 s1, s2 중 일방의 파워를 변경하는 경우에 대해 설명했으나, 여기에는 s1, s2의 양자의 파워를 변경하는 경우에 대해 설명한다.

도 108을 이용해서 동작의 일례를 설명한다. 또한, s1(t)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 95와 같으며, h는 식 (273)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다. 또한, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 설명한다.

파워 변경부(10701A)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(10702A)를 출력한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(10702B)를 출력한다. 그리고, u=ｖ×w(w＞1.0)으로 한다.

규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 다음 식 (485)가 성립한다.

따라서, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=ｖ²：ｖ²×w²=1：w²와 설정하게 된다. 이에 의해 도 106과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시킬 수가 있다.

또한, 식 (479), 식 (480)을 고려하면, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=ｖ²：ｖ²×w²=1：w²=1：5 혹은 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=ｖ²：ｖ²×w²=1：w²=1：2가 유효한 예로 생각되나, 시스템으로서 요구되는 요구 조건에 따라 적절하게 설정하는 것이 가능하다.

종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거해 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대해 상세하게 설명한다.

앞의 설명에서, 「제어신호(10700)에 의해 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는」 것을 설명했으나, 이하에서는 한층 더 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시키기 위한, 제어신호(10700)에 의한 파워 변경을 위한 값 ｖ, u의 설정에 대해 상세하게 설명한다.

(예 4-1)

제어신호(10700)는 상기의 선택한 오류정정부호의 블록 길이를 나타내는 신호이며, 파워 변경부(10701A)는 제어신호(10700)에 따라서 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 마찬가지로 파워 변경부(10701B)는 제어신호(10700)에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701A, 10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 블록 길이에 따라서 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에는 블록 길이 X에 따른 파워 변경을 위한 값을 각각, ｖ_LX, u_LX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.

예를 들어 블록 길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_L1000을 설정하고, 블록 길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_L1500을 설정하고, 블록 길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_L3000을 설정한다.

한편, 블록 길이로 1000이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L1000을 설정하고, 블록 길이로 1500이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L1500을 설정하고, 블록 길이로 3000이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_L3000을 설정한다.

이때, 예를 들어ｖ_L1000 _, _ｖL1500 _, _ｖL3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 uL1000, uL1500, uL3000을, 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 u_L1000=u_L1500인 경우도 있고, 또, ｖ_L1000=ｖ_L1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖ_L1000 _, _ｖL1500 _, _ｖL3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (u_L1000, u_L1500, u_L3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다), 덧붙여 ｖ_LX와 u_Lx가 평균 전력치의 비, 1：w²를 만족하도록 설정되는 것은 상술한 것과 같다.

상술한 설명에서는 3개의 부호길이dls 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_LX가 2개 이상이 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_LX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 하나의 중요한 점이며, 또, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_LX가 2개 이상이 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_LX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것도 중요한 점이다.

(예 4-2)

제어신호(10700)는 상기의 선택한 오류정정부호의 부호화율을 나타내는 신호이며, 파워 변경부(10701A)는 제어신호(10700)에 따라서 파워 변경을 위한 값 ｖ를 설정한다. 또, 파워 변경부(10701B)는 제어신호(10700)에 따라서 파워 변경을 위한 값 u를 설정한다.

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701A, 10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 부호화율에 따라서 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에서는 부호화율 rx에 따른 파워 변경을 위한 값을 각각, ｖ_rx, u_rx라는 형태로 기재하는 것으로 한다.

예를 들어 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_r1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_r2를 설정하고, 부호화율로 r3가 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_r3를 설정한다.

또, 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r2를 설정하고, 부호화율로 r3가 선택된 경우 파워 변경부(10701B)는 파워 변경을 위한 값 u_r3를 설정한다.

이때, 예를 들어ｖ_r1 _, _ｖr2 _, _ｖr3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 u_r1, u_r2, u_r3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 ｖ_r1=ｖ_r2인 경우도 있고, 또, u_r1=u_r2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖ_r1 _, _ｖr2 _, _ｖr3)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (u_r1, u_r2, u_r3)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 덧붙여 ｖ_rX와 u_rX가 평균 전력치의 비 1：w₂를 만족하도록 설정되는 것은 상술한 것과 같다.

또, 상기 r1, r2, r3의 일례로는 오류정정부호가 LDPC 부호인 경우에는 각각 1/2, 2/3, 3/4라고 하는 부호화율인 것을 생각할 수 있다.

상술한 설명에서는 3개의 부호화율인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_rx가 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_rx중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이며, 또, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_rX가 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_rX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것도 중요한 점이다.

(예 4-3)

여기에서는 예로 s1의 변조방식을 QPSK에 고정으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서 64QAM에서 변경하는(또는 16QAM, 64QAM 중 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다. s1의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s1(t)의 매핑 방법으로는 도 95와 같으며, 도 95에 있어서 h는 식 (273)이다. s2의 변조방식을 16QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 94와 같으며, 도 94에 있어서 g는 식 (272)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 64QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 109와 같으며, 도 109에 있어서 k는 식 (481)으로 한다.

도 108에 있어서, s1의 변조방식을 QPSK로 하고, s2의 변조방식이 16QAM에서 한 때, ｖ=α로 하고, u=α×w₁₆으로 설정하는 것으로 한다. 이때, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=α²：α²×w₁₆ ²=1：w₁₆ ²가 된다.

그리고, 도 108에 있어서, s1의 변조방식을 QPSK로 하고 s2의 변조방식이 64QAM에서 한 때, ｖ=β로 하고, u=β×w₆₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, QPSK의 평균 전력과 64QAM의 평균 전력의 비는 ｖ：u=β²：β²×w₆₄ ²=1：w₆₄ ²가 된다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터 1.0＜w₁₆＜w₆₄로 하면 s2의 변조방식이 16QAM, 64QAM 어느 경우에도 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, 「s1의 변조방식을 QPSK에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 QPSK에 고정하는」 것을 생각할 수 있다. 이때, 고정의 변조방식 (여기에는 QPSK)에 대해서는 파워 변경을 실행하지 않고, 복수의 설정 가능한 변조방식 (여기에는 16QAM과 64QAM)에 대해 파워 변경을 실시하는 것으로 한다. 그러면, 고정의 변조방식 (여기에는 QPSK)을 s2로 설정했을 때 이하의 관계식 (486)이 성립한다.

그러면, 「s2의 변조방식을 QPSK와 고정으로 하고, s1의 변조방식을 16QAM에서 64QAM에서 변경(16QAM, 64QAM 어느 쪽인가에 설정)」해도, 1.0＜w₁₆＜w₆₄로 하면 좋다. (또한, 16QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u=α×w₁₆이며, 64QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u=β×w₆₄이며, QPSK의 파워 변경을 위한 값은 복수의 설정 가능한 변조방식이 16QAM일 때 ｖ=α이며, 복수의 설정 가능한 변조방식이 64QAM일 때 ｖ=β가 된다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (QPSK, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 64QAM) 또는 (64QAM, QPSK) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, 1.0＜w₁₆＜w₆₄의 관계를 만족하면 좋다.

이하, 상술의 내용을 일반화한 경우에 대해 설명한다.

일반화한 경우, s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호점의 수가 c개의 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호점의 수가 a개의 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호점의 수가 b개의 변조방식 B(a＞b＞c) 중 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다. 이때, s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정했을 때의 그 평균 전력의 비를 1：w_a ²로 한다. s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정했을 때의 그 평균 전력의 비를 1：w_b ²로 한다. 이때, w_b＜w_a로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

따라서, 상술한 예에서는 「s1의 변조방식을 변조방식 C에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하고, s1의 변조방식을 변조방식 A로부터 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 쪽에 설정)」한 경우라도, 평균 전력에 관해 w_b＜w_a로 하면 좋다(이때, 상술한 것과 같이 변조방식 C의 평균 전력을 1로 한 경우, 변조방식 A의 평균 전력이 w_a ²이며, 변조방식 B의 평균 전력이 w_b ²이다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A) 또는 (변조방식 A, 변조방식 C) 또는 (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, 평균 전력에 관해 w_b＜w_a의 관계를 만족하면 좋다.

(예 5)

도 108을 이용해서 예 4와는 다른 동작의 예를 설명한다. 또한, s1(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 109와 같으며, k는 식 (481)과 같다. 또, s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다. 또한, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 설명한다.

파워 변경부(10701A)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(10702A)를 출력한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(10702B)를 출력한다. 그리고, u=ｖ×w(w＜1.0)으로 한다.

규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 상술의 식 (86)이 성립한다.

따라서, 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=ｖ²：ｖ²×w²=1：w²로 설정하게 된다. 이에 의해 도 106과 같은 수신상태가 되므로, 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시킬 수가 있다.

종래, 송신전력제어는 일반적으로 통신 상대로부터의 피드백 정보에 의거해 송신전력의 제어를 실행하고 있다. 본 실시형태에서는 통신 상대로부터의 피드백 정보와는 관계없이 송신전력을 제어하고 있다는 점이 본 발명의 특징이 되며, 이 점에 대해 상세하게 설명한다.

(예 5-1)

본 발명의 특징은 파워 변경부(10701A, 10701B)가 제어신호(10700)가 나타내는 선택된 블록 길이에 따라서 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는 것이다. 여기에는 블록 길이 X에 따른 파워 변경을 위한 값을 각각 ｖ_LX, u_LX라는 형태로 기재하는 것으로 한다.

[1796] 　이때, 예를 들어 ｖ_L1000, ｖ_L1500, ｖ_L3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 u_L1000, u_L1500, u_L3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다. (예를 들어 u_L1000=u_L1500인 경우도 있고 또, ｖ_L1000=ｖ_L1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖ_L1000, ｖ_L1500, ｖ_L3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (u_L1000, u_L1500, u_L3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 덧붙여 ｖ_LX와 u_LX가 평균 전력치의 비 1：w²를 만족하도록 설정되는 것은 상술한 것과 같다.

상술한 설명에서는 3개의 부호길이인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_LX가 2개 이상이 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_LX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 하나의 중요한 점이며, 또, 송신장치에 있어서 부호길이가 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_LX가 2개 이상이 존재하고, 부호길이를 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_LX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것도 중요한 점이다.

(예 5-2)

예를 들어 부호화율로 r1이 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_r1을 설정하고, 부호화율로 r2가 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_r2를 설정하고, 부호화율로 r3가 선택된 경우 파워 변경부(10701A)는 파워 변경을 위한 값 ｖ_r1-3를 설정한다.

이때, 예를 들어 ｖ_r1, ｖ_r2, ｖ_r3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 u_r1, u_r2, u_r3를, 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어ｖ_r1=ｖ_r2인 경우도 있고, 또, u_r1=u_r2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖ_r1, ｖ_r2, ｖ_r3)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (u_r1, u_r2, u_r3)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 덧붙여ｖ_rX와 u_rX가 평균 전력치의 비 1：w²를 만족하도록 설정되는 것은 상술한 것과 같다.

상술한 설명에서는 3개의 부호화율인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_rx가 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_rx중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이며, 또, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_rX가 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖrX중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것도 중요한 점이다.

(예 5-3)

여기에서는 예로 s1의 변조방식을 64QAM에 고정으로 하고, 제어신호에 의해 s2의 변조방식을 16QAM에서부터 QPSK로 변경하는(또는 16QAM, QPSK 중 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다. s1의 변조방식을 64QAM에서 하는 경우, s1(t)의 매핑 방법으로는 도 109와 같으며, 도 109에 있어서 k는 식 (481)이다. s2의 변조방식을 16QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 94와 같으며, 도 94에 있어서 g는 식 (272)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 95와 같으며, 도 95에 있어서 h는 식 (273)으로 한다.

도 108에 있어서, s1의 변조방식을 64QAM에서 하고, s2의 변조방식이 16QAM에서 한 때, ｖ=α로 하고, u=α×w₁₆으로 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=α²：α²×w₁₆ ²=1：w₁₆ ²이 된다.

[1807] 　그리고, 도 108에 있어서, s1의 변조방식을 64QAM에서 하고, s2의 변조방식이 QPSK로 한 때, ｖ=β로 하고, u=β×w₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 QPSK의 평균 전력의 비는 ²2：u²=β²：β²×w₄ ²=1：w₄ ²가 된다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터, w₄＜w₁₆＜1.0으로 하면, s2의 변조방식이 16QAM, QPSK 어느 것일 때에도 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서 「s1의 변조방식을 64QAM에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 64QAM에 고정하고, s1의 변조방식을 16QAM에서부터 QPSK로 변경(16QAM, QPSK 어느 쪽에 설정)」해도 w₄＜w₁₆＜1.0으로 하면 좋다. (예 4-3에서의 설명과 동일하게 생각하면 좋다)(또한, 16QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u=α×w₁₆이며, QPSK일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u=β×w₄이며, 64QAM의 파워 변경을 위한 값은 복수의 설정 가능한 변조방식이 16QAM일 때 ｖ=α이고, 복수의 설정 가능한 변조방식이 QPSK일 때 ｖ=β가 된다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (64QAM, 16QAM) 또는 (16QAM, 64QAM) 또는 (64QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 64QAM) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, w₄＜w₁₆＜1.0의 관계를 만족하면 좋다.

이하, 상술의 내용을 일반화한 경우에 대해 설명한다.

일반화한 경우, s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호점의 수가 c개의 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호점의 수가 a개의 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호점의 수가 b개의 변조방식 B(c＞b＞a) 중 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다. 이때, s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정했을 때의 그 평균 전력의 비를 1：w_a ²로 한다. s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정했을 때의 그 평균 전력의 비를 1：w_b ²로 한다. 이때, w_a＜w_b로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

따라서, 「s1의 변조방식을 변조방식 C에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하고, s1의 변조방식을 변조방식 A로부터 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 쪽인가에 설정)」한 경우라도 평균 전력에 관해 w_a＜w_b로 하면 좋다(이때, 상술한 것과 같이 변조방식 C의 평균 전력을 1로 한 경우, 변조방식 A의 평균 전력이 w_a ²이며, 변조방식 B의 평균 전력이 w_b ²이다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A) 또는 (변조방식 A, 변조방식 C) 또는 (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, 평균 전력에 관해 w_a＜w_b의 관계를 만족하면 좋다.

(예 6)

도 108을 이용해서 예 4와는 다른 동작의 예를 설명한다. 또한, s1(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다. 또, s2(t)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 109와 같으며, k는 식 (481)과 같다. 또한, t는 시간이며, 본 실시형태에서는 시간 축 방향을 예로 설명한다.

파워 변경부(10701A)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(10702A)를 출력한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 64QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(10702B)를 출력한다. 그리고, u=ｖ×w(w＜1.0)으로 한다.

앞의 설명에서, 「제어신호(10700)에 의해, 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정하는」 것을 설명했으나, 이하에서는 한층 더 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 향상시키기 위한, 제어신호(10700)에 의한 파워 변경을 위한 값 ｖ, u를 설정에 대해 상세하게 설명한다.

(예 6-1)

이때, 예를 들어 ｖ_L1000, ｖ_L1500, ｖ_L3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 u_L1000, u_L1500, u_L3000을 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호길이일 때에 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호길이에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호길이를 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어 uL1000=uL1500인 경우도 있고, 또, ｖL1000=ｖL1500인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖL1000, ｖL1500, ｖL3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (uL1000, uL1500, uL3000)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 덧붙여ｖ_LX와 u_LX가 평균 전력치의 비 1：w²를 만족하도록 설정되는 것은 상술한 것과 같다.

(예 6-2)

송신장치가 복수의 부호화율의 오류정정부호를 지원하고 있는 경우에, s1 및 s2의 생성에 이용되는 데이터에 실행된 오류정정부호의 부호화율에 따라서 s1 및 s2의 평균 전력을 설정하는 방법에 대해 설명한다.

이때, 예를 들어ｖ_r1, ｖ_r2, ｖ_r3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 마찬가지로 u_r1, u_r2, u_r3를 각각 다른 값으로 함으로써 각 부호화율일 때에 있어서 높은 오류정정능력을 얻는 것이 가능한 경우가 있다. 단, 설정하는 부호화율에 따라서는 파워 변경을 위한 값을 변경해도 효과를 얻을 수 없는 경우가 있다. 그때는 부호화율을 변경해도 파워 변경을 위한 값을 변경할 필요는 없다(예를 들어ｖr1=ｖr2인 경우도 있고, 또, ur1=ur2인 경우도 있다. 중요한 것은 (ｖ_r1, ｖ_r2, ｖ_r3)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다. 또, (u_r1, u_r2, u_r3)세트 중에 2개 이상의 값이 존재하는 것이다). 덧붙여ｖ_rX와 u_rX가 평균 전력치의 비 1：w²를 만족하도록 설정되는 것은 상술한 것과 같다.

상술한 설명에서는 3개의 부호화율인 경우를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_rX가 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 u_rX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것이 중요한 점이며, 또, 송신장치에 있어서 부호화율이 2개 이상 설정 가능한 때에, 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_rX가 2개 이상이 존재하고, 부호화율을 설정한 때 송신장치는 복수의 설정 가능한 파워 변경을 위한 값 ｖ_rX 중 어느 하나의 파워 변경을 위한 값을 선택해서 파워 변경을 할 수 있다는 것도 중요한 점이다.

(예 6-3)

여기에서는 예로 s1의 변조방식을 16QAM에 고정으로 하고, 제어신호에 따라 s2의 변조방식을 64QAM에서부터 QPSK로 변경하는(또는 16QAM, QPSK 중 어느 하나로 설정 가능한) 경우에 대해 생각한다. s1의 변조방식을 16QAM에서 하는 경우, s1(t)의 매핑 방법으로는 도 94와 같으며, 도 94에 있어서 g는 식 (272)이다. s2의 변조방식을 64QAM에서 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 109와 같으며, 도 109에 있어서 k는 식 (481)이며, 또, s2(t)의 변조방식을 QPSK로 하는 경우, s2(t)의 매핑 방법으로는 도 95와 같으며, 도 95에 있어서 h는 식 (273)으로 한다.

도 108에 있어서, s1의 변조방식을 16QAM에서 하고, s2의 변조방식이 64QAM에서 한 때, ｖ=α로 하고, u=α×w₆₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=α²：α²×w₆₄ ²=1：w₆₄ ²가 된다.

그리고, 도 108에 있어서 s1의 변조방식을 16QAM에서 하고, s2의 변조방식이 QPSK로 한 때, ｖ=β로 하고, u=β×w₄로 설정하는 것으로 한다. 이때, 64QAM의 평균 전력과 QPSK의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=β²：β²×w₄ ²=1：w₄ ²가 된다. 이때, 최소 유클리드 거리의 관계로부터, w₄＜w₆₄로 하면, s2의 변조방식이 64QAM, QPSK의 어느라고 하고도, 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, 「s1의 변조방식을 16QAM에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 16QAM에 고정하고, s1의 변조방식을 64QAM에서부터 QPSK로 변경(16QAM, QPSK 어느 쪽인가에 설정)」해도 w₄＜w₆₄로 하면 좋다. (예 4-3에서의 설명과 같게 생각하면 좋다). (또한, 16QAM일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u=α×w₁₆이며, QPSK일 때에 파워 변경을 위해 승산된 값이 u=β×w₄이며, 64QAM의 파워 변경을 위한 값은 복수의 설정 가능한 변조방식이 16QAM일 때 ｖ=α이고, 복수의 설정 가능한 변조방식이 QPSK일 때 ｖ=β가 된다) 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (16QAM, 64QAM) 또는 (64QAM, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK) 또는 (QPSK, 16QAM) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우, w₄＜w₆₄의 관계를 만족하면 좋다.

이하, 상술의 내용을 일반화한 경우에 대해 설명한다.

일반화한 경우, s1의 변조방식을 고정으로 하고, I-Q평면에서의 신호점의 수가 c개의 변조방식 C로 한다. s2의 변조방식으로 I-Q평면에서의 신호점의 수가 a개의 변조방식 A와 I-Q평면에서의 신호점의 수가 b개의 변조방식 B(c＞b＞a) 중 어느 하나로 설정 가능한 것으로 한다. 이때, s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 A를 설정했을 때의 그 평균 전력의 비를 1：w_a ² 한다. s1의 변조방식이 변조방식 C로 그 평균 전력과 s2의 변조방식으로 변조방식 B를 설정했을 때의 그 평균 전력의 비를 1：w_b ²로 한다. 이때, w_a＜w_b로 하면 수신장치가 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다.

따라서, 「s1의 변조방식을 변조방식 C에 고정」하는 것으로 하여 설명하였으나, 「s2의 변조방식을 변조방식 C에 고정하고, s1의 변조방식을 변조방식 A로부터 변조방식 B로 변경(변조방식 A, 변조방식 B 어느 쪽인가에 설정)」한 경우에도 평균 전력에 관해 w_a＜w_b로 하면 좋다(이때, 상술한 것과 같이 변조방식 C의 평균 전력을 1로 한 경우, 변조방식 A의 평균 전력이 w_a ²이며, 변조방식 B의 평균 전력이 w_b ²이다). 또, (s1의 변조방식, s2의 변조방식) 세트를 (변조방식 C, 변조방식 A) 또는 (변조방식 A, 변조방식 C) 또는 (변조방식 C, 변조방식 B) 또는 (변조방식 B, 변조방식 C) 중 어느 하나로 설정 가능한 경우 평균 전력에 관해 w_a＜w_b의 관계를 만족하면 좋다.

(전력에 관해서)

「실시형태 8」, 「실시형태 9」, 「실시형태 10」, 「실시형태 18」, 「실시형태 19」, 「실시형태 C1」, 「실시형태 C2」를 포함하는 본 명세서에 있어서, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬의 식에 있어서 α=1로 설정하면, 상기와 같이 「s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1의 평균 전력(평균치)과 s2의 평균 전력(평균치)을 다르게 한다」고해도 z1의 평균 전력과 z2의 평균 전력은 동일해지며, 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(피크 전력 대 평균 전력의 비)를 크게 하는 것으로 연결되지 않으므로 송신장치의 소비전력을 줄일 수가 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다. 예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬을 실시형태 C1의 식 (＃3), 식 (＃14), 식 (＃15), 식 (＃16), 실시형태 C2의 식 (＃20), 식 (＃24), 식 (＃25), 식 (＃26)으로 설정하면 좋다. 또, 예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬을 실시형태 18의 식 (268), 식 (269), 실시형태 C1의 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 실시형태 C2의 식 (＃18), 식 (＃19), 식 (＃21), 식 (＃22), 식 (＃23)과 마찬가지로 일반화해 나타낸 경우 α=1로 하면 좋고, 이 점에 대해서는 다른 실시형태에 대해서도 마찬가지이다 (또한, 주기는 홀수에 한정되는 것은 아니다)」.

단, α≠1이라도 PAPR에의 영향이 적은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬은 존재한다. 예를 들어 실시형태 19에서의 식 (279) 및 식 (280)으로 나타내는 프리코딩 행렬을 이용해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 실현했을 때, α≠1에서도 PAPR의 영향은 적다(또한, 실시형태 19에 관련하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해서는 실시형태 10에 있어서도 설명하고 있다. 또, 실시형태 13, 실시형태 20에 있어서도 α≠1이라도 PAPR에의 영향이 적다).

(수신장치)

예 1, 예 2, 예 3인 경우, 도 5로부터 이하의 관계를 도출할 수 있다.

또, 예 1, 예 2, 예 3에서 설명한 것과 같이, 이하와 같은 관계가 되는 경우도 있다.

상기 관계를 이용해서 수신장치는 복조(검파)를 실시하게(송신장치가 송신한 비트의 추정을 하게) 된다(실시형태 1, 실시형태 A1부터 A5 등에서 설명과 같이 실시하면 좋게 된다).

예 4, 예 5, 예 6인 경우, 도 5로부터 이하의 관계를 도출할 수 있다.

또, 예 4, 예 5, 예 6에서 설명한 것과 같이, 이하와 같은 관계가 되는 경우도 있다.

상기의 관계를 이용해서 수신장치는 복조(검파)를 실시하게(송신장치가 송신한 비트의 추정을 하게) 된다(실시형태 1, 실시형태 A1로부터 A5 등에서 설명과 같이 실시하면 좋게 된다).

파워 변경과 매핑의 관계에 대해:

또, 예 1, 예 2, 예 3에서 설명한 것과 같이, 특히, 식 (487)에 나타낸 것과 같이 도 3, 도 4의 매핑부(306B)가 u×s2(t)를 출력하는 경우도 있고, 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 s1(t) 및 매핑 후의 신호 u×s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하고 있는 것이 된다.

그리고, 예 1, 예 2, 예 3에서 설명한 것과 같이, 특히, 식 (488)에 나타낸 것과 같이 도 3, 도 4의 매핑부(306A)가 u×s1(t)를 출력하는 경우도 있고, 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 u×s1(t) 및 매핑 후의 신호 s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하고 있게 된다.

또, 예 4, 예 5, 예 6인 경우, 특히, 식 (489)에 나타낸 것과 같이 도 3, 도 4의 매핑부(306A)가 ｖ×s1(t), 매핑부(306B)가 u×s2(t)를 출력하는 경우도 있고, 모두 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호ｖ×s1(t) 및 매핑 후의 신호 u×s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하고 있게 된다.

그리고, 예 4, 예 5, 예 6인 경우, 특히, 식 (490)에 나타낸 것과 같이 도 3, 도 4의 매핑부(306A)가 u×s1(t), 매핑부(306B)가 ｖ×s2(t)를 출력하는 경우도 있고, 모두 파워 변경부를 생략해도 좋다. 이 경우, 매핑 후의 신호 u×s1(t) 및 매핑 후의 신호ｖ×s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하고 있게 된다.

즉, 본 실시형태에서의 F[t]는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬이며, F[t]는 실시형태 C1의 식 (＃3), 식 (＃14), 식 (＃15), 식 (＃16), 실시형태 C2의 식 (＃20), 식 (＃24), 식 (＃25), 식 (＃26)에 준하는 몇개의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 예로 생각할 수 있다. 또, 예를 들어 F[t]는 실시형태 18의 식 (268), 식 (269), 실시형태 C1의 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 실시형태 C2의 식 (＃18), 식 (＃19), 식 (＃21), 식 (＃22), 식 (＃23)에 준하는 어느 하나의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 예로 생각할 수 있다(또한, 주기는 홀수에 한정되는 것은 아니다).

또, F[t]는 실시형태 19에서의 식 (279) 및 식 (280)으로 나타내는 프리코딩 행렬을 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 해도 좋다(또한, 실시형태 19에 관련하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해서는 실시형태 10, 실시형태 13, 실시형태 20에서도 설명하고 있고, F[t]는 실시형태 10, 실시형태 13, 실시형태 20에 설명되어 있는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 해도 좋다).

또한, F[t]는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때 시간 t에 이용한 프리코딩 행렬이다. 수신장치는 앞에서 설명한 r1(t), r2(t)와 s1(t), s2(t)의 관계를 이용해서 복조(검파)를 실시하게 된다(실시형태 1, 실시형태 A1에서부터 A5 등에서 설명과 같이 실시하면 좋게 된다). 단, 상술한 식에는 잡음 성분, 주파수 오프셋, 채널 추정 오차 등의 일그러짐 성분은 식에 나타나지 않으며, 이들을 포함한 형태로 복조(검파)를 하게 된다. 또한, 송신장치가 파워 변경을 하기 위해 사용하는 u, ｖ의 값에 대해서는 송신장치가 이들에 관한 정보를 송신하거나, 또는 사용하는 송신 모드(송신방법, 변조방식, 오류정정방식 등)의 정보를 송신하고, 수신장치는 그 정보를 얻음으로써 송신장치가 이용한 u, ｖ의 값을 알 수 있고, 이에 의해 상술한 관계식을 도출하여 복조(검파)를 실시하게 된다.

본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우를 예로 설명했으나, 다른 실시형태의 설명과 마찬가지로, OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 이때, 본 실시형태에서 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브) 캐리어))라 치환하게 된다.

따라서, 시간 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우, z1(t), z2(t)에 있어서 동일시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나로부터 동일 주파수를 이용해서 송신되게 된다. 그리고, 주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우, z1(f), z2(f)에 있어서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1(f), z2(f)는 다른 안테나로부터 동일시간을 이용해서 송신되게 된다.

또, 시간-주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 다른 실시형태에서 설명한 것과 같이 마찬가지로 실시하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 한정되는 것은 아니다. 그리고, 프리코딩 행렬을 고정의 방식 (따라서, 프리코딩 행렬 F(t)는 t(또는 f)의 함수가 아닌 방식)에 대해서 본 실시형태의 s1(t)의 평균 전력 및 s2(t)의 평균 전력의 설정을 적용해도, 수신장치에 있어서 데이터의 수신 품질이 개선한다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

(실시형태 G1)

본 실시형태에서는 상기의 s1과 s2의 생성에 이용하는 변조방식이 다른 경우에, s1과 s2의 평균 전력을 다르게 하는 설정방법을 실시형태 18에서 설명한 실시형태 9에 의거한 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 프리코딩 방법과 조합해서 이용하는 경우에 대해 설명한다. 실시형태 8에서 설명한 것과 같이 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 식 (82)~식 (85)을 참고로 한, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다). 본 실시형태에서는 유니테리 행렬을 취급하므로, 식 (268)의 프리코딩 행렬은 다음 식으로 나타낼 수가 있다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다). 이때, 실시형태 3의 (수식 106)의 조건 5 및 (수식 107)의 조건 6으로부터 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신 품질을 얻기 위해서는 중요하다.

또한, 식 (269)에 의거해 F[0]~F[N-1]의 프리코딩 행렬이 생성된 것이 된다(F[0]~F[N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 N에 대해 어떤 순번으로 배열해서 사용해도 좋다). 그리고, 예를 들어 심벌번호 Ni일 때 F[0]을 이용해 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 Ni＋1일 때 F[1]을 이용해 프리코딩을 실행하고, …, 심벌번호 N×i＋h일 때 F[h]를 이용해 프리코딩을 실행(h=0, 1, 2, …, N-2, N-1)하게 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

주기 N을 위해 준비하는 식 (269)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로 N=5로 한 때 이하와 같은 행렬을 생각할 수 있다.

이와 같이 송신장치의 상기 프리코딩에 의한 연산 규모를 적게 하기 위해서는 식 (269)에 있어서 θ11(i)=0라디안, λ=0라디안으로 설정하면 좋다. 단, λ는 식 (269)에 있어서 i에 따라 다른 값으로 해도 좋고, 동일한 값이라도 좋다. 즉, 식 (269)에 있어서 F[i=x]에서의 λ와 F[i=y]에서의 λ(x≠y)는 동일한 값이라도 좋고, 다른 값이라도 좋다.

α의 설정치로는 상술에서 설명한 설정치가 하나의 효과적인 값이 되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다(즉, F[i]에서의 α는 i에 있어서 항상 일정치로 할 필요는 없다).

　본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해 설명했다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어인 경우 주파수 축으로 배열하는 것도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로, 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N은 더 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신 품질을 제공할 가능성이 커진다. 이때, ＜조건 ＃55＞＜조건 ＃56＞은 이하와 같은 조건으로 치환할 수 있다(주기는 N으로 생각한다).

또한, 본 실시형태에서는 λ를 고정 값으로 취급한 경우의 프리코딩 행렬의 일례로 λ=0라디안으로 설정한 경우를 예로 들어 설명하고 있으나, 변조방식의 매핑을 고려하면 λ=π／2 라디안, λ=π라디안, λ=(3π)/2 라디안의 어느 하나의 값에 고정적으로 설정해도 좋다(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬에 있어서 λ=π라디안으로 한다). 이에 의해 λ=0라디안으로 설정한 경우와 마찬가지로 회로규모의 삭감을 도모할 수 있다.

이하에서, 실시형태 18을 예로 하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서 s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법(상세한 것에 대하여는 실시형태 F1에 기재하고 있다)에 대해 설명한다.

「s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법」은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법 모두에 대해 적용하는 것은 가능하다. 이때 중요한 점은,

·오류정정부호로 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호를 이용하고 있고, 복수의 블록 길이(1 블록을 구성하고 있는 비트 수)(부호길이)를 지원하고 있으며, 송신장치가 상기 복수의 블록 길이 중 어느 하나의 블록 길이를 선택하여, 선택한 블록 길이의 오류정정 부호화를 실시하는 경우, 선택하는 블록 길이에 따라 s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 전환하는 경우가 있다.

·오류정정부호로 복수의 부호화율을 지원하고 있고, 송신장치가 상기 복수의 부호화율 중 어느 하나의 부호화율을 선택하여, 선택한 부호화율의 오류정정 부호화를 실시하는 경우, 선택하는 부호화율에 따라 s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 전환하는 경우가 있다.

·s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s2를 위한 선택 가능한 변조방식을 복수 지원하고 있고, 송신장치가 s2의 생성에 사용한 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 바꾼다.

·s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1을 위한 선택 가능한 변조방식을 복수 지원하고 있고, 송신장치가 s1의 생성에 사용한 변조방식에 의해 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 바꾼다.

또, 본 실시 형태에서 설명한 「s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법」은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 예만이 아니라, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이면 적용이 가능하다.

본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우를 예로 설명하지만, 다른 실시형태의 설명과 마찬가지로 OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 이때, 본 실시형태에서 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브) 캐리어))라 치환하게 된다. 또, 시간-주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시하는 것이 가능하다.

(실시형태 G2)

본 실시형태에서는 상기의 s1과 s2의 생성에 이용하는 변조방식이 다른 경우에, s1과 s2의 평균 전력을 다르게 하는 설정방법을 실시형태 19에서 설명한 실시형태 10에 의거한 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬을 규칙적으로 전환하는 프리코딩 방법과 조합해서 이용하는 경우에 대해 설명한다.

주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 2N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, 실시형태 3의 (수식 106)의 조건 5 및 (수식 107)의 조건 6으로부터 이하의 조건이 양호한 데이터의 수신 품질을 얻기 위해서는 중요하다.

그리고, 이하의 조건을 부가하는 것을 생각한다.

또한, 식 (279), (280)에 의거해 F[0]~F[2N-1]의 프리코딩 행렬이 생성된 것이 된다(F[0]~F[2N-1]의 프리코딩 행렬은 주기 2N에 대해 어떤 순번으로 배열해서 사용해도 좋다). 그리고, 예를 들어 심벌번호 2Ni일 때 F[0]을 이용해 프리코딩을 실행하고, 심벌번호 2Ni＋1일 때 F[1]을 이용해 프리코딩을 실행하고, …, 심벌번호 2N×i＋h일 때 F[h]를 이용해 프리코딩을 실행한다(h=0, 1, 2, …, 2N-2, 2N-1) 된다(여기에서는 이전의 실시형태에서 설명한 것과 같이 반드시 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하지 않아도 좋다).

주기 2N을 위해 준비하는 식 (279), 식 (280)에 의거하는 프리코딩 행렬의 예로 N=15로 한 때 이하와 같은 행렬을 생각할 수 있다.

이와 같이 송신장치의 상기 프리코딩에 의한 연산 규모를 적게 하기 위해서는 식 (279)에 있어서 θ11(i)=0라디안, λ=0라디안으로 설정하고, 식 (280)에 있어서 θ21(i)=0라디안, λ=0라디안으로 설정하면 좋다.

단, λ는 식 (279), 식 (280)에 있어서 i에 따라 다른 값으로 해도 좋고, 동일한 값이라도 좋다. 즉, 식 (279), 식 (280)에 있어서 F[i=x]에서의 λ와 F[i=y]에서의 λ(x≠y)는 동일한 값이라도 좋고, 다른 값이라도 좋다. 또, 다른 방법으로 식 (279)에 있어서 λ를 고정의 값으로 하고, 식 (280)에 있어서 λ를 고정의 값으로 하고, 한편, 식 (279)에서의 고정한 λ의 값과 식 (280)에서의 고정한 λ의 값을 다른 값으로 해도 좋다(다른 수법으로 식 (279)에서의 고정한 λ의 값과 식 (280)에서의 고정한 λ의 값으로 하는 방법이라도 좋다).

α의 설정치로는 상술에서 설명한 설정치가 하나의 효과적인 값이 되나, 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 실시형태 17에서 설명한 것과 같이 행렬 F[i]의 i의 값마다 α를 설정해도 좋다(즉, F[i]에 있어서의 α는 i에 있어서 항상 일정치로 할 필요는 없다).

본 실시형태에서는 시간 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 2N 개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해 설명했다. 이때, 2N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]을 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 멀티 캐리어인 경우 주파수 축으로 배열하는 것도 가능) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]의 순으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 2N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[2N-2], F[2N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로, 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 2N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 2N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 2N보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 2N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신 품질을 제공할 가능성이 커진다.

또한, 본 실시형태에서는 λ를 고정 값으로 취급한 경우의 프리코딩 행렬의 일례로 λ=0라디안으로 설정한 경우를 예로 들어 설명하고 있으나, 변조방식의 매핑을 고려하면, λ=π／2 라디안, λ=π라디안, λ=(3π)/2 라디안의 어느 하나의 값에 고정적으로 설정해도 좋다(예를 들어 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬에 대해 λ=π라디안으로 한다). 이에 의해 λ=0라디안과 설정한 경우와 같이 회로규모의 삭감을 도모할 수 있다.

이하에서, 실시형태 19를 예로 하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서, s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법(상세한 것에 대하여는 실시형태 F1에 기재하고 있다)에 대해 설명한다.

·오류정정부호로 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호를 이용하고 있고, 복수의 블록 길이(1 블록을 구성하고 있는 비트 수)(부호길이)를 지원하고 있으며, 송신장치가 상기 복수의 블록 길이 중 어느 하나의 블록 길이를 선택해서, 선택한 블록 길이의 오류정정 부호화를 실시하는 경우, 선택하는 블록 길이에 따라 s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 전환하는 경우가 있다.

·오류정정부호로 복수의 부호화율을 지원하고 있고, 송신장치가 상기 복수의 부호화율 중 어느 하나의 부호화율을 선택해서, 선택한 부호화율의 오류정정 부호화를 실시하는 경우, 선택하는 부호화율에 따라 s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 전환하는 경우가 있다.

또, 본 실시 형태에서 설명한 「s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법」은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 예만이 아니라, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이면 적용하는 것이 가능하다.

(실시형태 G3)

본 실시형태에서는 상기의 s1과 s2의 생성에 이용하는 변조방식이 다른 경우에, s1과 s2의 평균 전력을 다르게 하는 설정방법을 실시형태 C1에 적용한 경우에 대해 설명한다. 이 실시형태 C1는 실시형태 2의 (예 1)(예 2)를 일반화한 경우에 대해 적용한 경우의 형태이다.

주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다)(송신장치, 수신장치에서의 매핑의 간소화라는 점을 고려하면, λ=0라디안, π／2 라디안, π라디안, (3π)/2 라디안으로 하면, 이들 3개의 값 중 어느 하나의 고정 값으로 하면 좋다). 실시형태 2에서는 특히 α=1로 취급하고 있고, 식 (＃2)는 이하와 같이 표시된다.

실시형태 2와 마찬가지로 수신 열악 점을 복소 평면상에 있어서 위상에 대해 일양 분포가 되도록 배치하기 위해서는 식 (＃1) 또는 식 (＃2)에 있어서 ＜조건 ＃101＞ 또는 ＜조건 ＃102＞를 제공한다.

특히, θ11(i)를 i에 의하지 않고 고정 값으로 한 경우 ＜조건 ＃103＞ 또는 ＜조건 ＃104＞를 제공할 수 있다.

마찬가지로, θ21(i)를 i에 의하지 않고 고정 값으로 한 경우 ＜조건 ＃105＞ 또는 ＜조건 ＃106＞을 제공할 수 있다.

다음에, 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서, 상기에서 설명한 유니테리 행렬을 이용한 프리코딩 행렬의 예를 든다. 식 (＃2)에 의거한, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃2)에 있어서 λ를 0라디안, θ11(i)를 0라디안으로 한다).

상술한 것과는 다른 별도의 예로 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방법에 있어서, 주기 N을 위해 준비하는 프리코딩 행렬을 다음 식으로 표시된다(식 (＃2)에 있어서 λ를 π라디안, θ11(i)를 0라디안으로 한다).

실시형태 9에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 비교한 때, 본 실시형태의 프리코딩 방법은 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다. 상술한 효과를 더 높게 하기 위해서는 예를 들어 도 4와 같이 부호화기를 1개 가지며, 부호화 데이터를 분배하는 구성을 가지는 송신장치와 이에 대응하는 수신장치로 하면 좋다.

본 실시형태에서는 시간 주기 N의 프리코딩 홉핑방법을 위한 N개의 다른 프리코딩 행렬의 구성방법에 대해 설명했다. 이때, N개의 다른 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 준비하게 되나, 싱글 캐리어 전송방식일 때 시간 축(또는 주파수 축) 방향으로 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]의 순으로 배열하게 되나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 본 실시형태에서 생성한 N개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], F[2], …, F[N-2], F[N-1]을 OFDM 전송방식 등의 멀티 캐리어 전송방식에 적용할 수도 있다. 이 경우의 적용방법에 대해서는 실시형태 1과 마찬가지로 주파수 축, 주파수-시간 축에 대해 심벌을 배치함으로써 프리코딩 웨이트를 변경할 수 있다. 또한, 주기 N의 프리코딩 홉핑방법으로 설명하고 있으나, N개의 다른 프리코딩 행렬을 랜덤으로 이용하도록 해도 동일한 효과를 얻을 수 있다, 즉, 반드시 규칙적인 주기를 가지도록 N개의 다른 프리코딩 행렬을 이용할 필요는 없다.

또, 주기 H(H는 상기 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 방식의 주기 N보다 큰 자연수로 한다)의 프리코딩 행렬 전환방법에 있어서 본 실시형태에서의 N개의 다른 프리코딩 행렬이 포함되어 있으면 양호한 수신 품질을 제공할 가능성이 높아진다.

이하에서, 실시형태 C1을 예로 하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서, s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법(상세한 것에 대하여는 실시형태 F1에 기재하고 있다)에 대해 설명한다.

「s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법」은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법 모두에 대해 적용하는 것이 가능하다. 이때 중요한 점은,

·s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s2를 위한 선택 가능한 변조방식을 복수 지원하고 있고, 송신장치가 s2의 생성에 사용한 변조방식에 따라 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 바꾼다.

·s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1을 위한 선택 가능한 변조방식을 복수 지원하고 있고, 송신장치가 s1의 생성에 사용한 변조방식에 따라 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 바꾼다.

(실시형태 G4)

본 실시형태에서는 상기의 s1과 s2의 생성에 이용하는 변조방식이 다른 경우에, s1과 s2의 평균 전력을 다르게 하는 설정방법을 실시형태 C2에 적용한 경우에 대해 설명한다. 실시형태 C2는 실시형태 C1과 실시형태 9를 융합시킨 실시형태 C1과는 다른, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서, 즉, 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우를 이용해서 실시형태 C1을 실현하는 방법이다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다(α＞0인 것으로 한다). (송신장치, 수신장치에서의 매핑의 간소화라는 점을 고려하면, λ=0라디안, π／2 라디안, π라디안, (3π)/2 라디안으로 하면 이들 3개의 값 중 어느 하나의 고정 값으로 하면 좋다). 특히 α=1로 취급하고 있고 식 (＃19)은 이하와 같이 표시된다

본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬은 상술의 형식으로 표시되나, 본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 주기 N이 홀수, 즉, N=2N+1로 표시되는 것이 특징이 된다. 그리고, 주기 N=2N+1을 실현하기 위해 준비하는 다른 프리코딩 행렬(또한, 다른 프리코딩에 대해서는 후에 설명이 되어 있다)은 n+1개가 된다. 그리고, n+1개의 다른 프리코딩 중 n개의 프리코딩 행렬은 1 주기 내에서 각각 2회 이용되며, 1개의 프리코딩는 1회 이용함으로써 주기 N=2N+1이 실현된다. 이하에서는 이때의 프리코딩 행렬에 대해 상세하게 설명한다.

주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 실현하기 위해 필요한 n+1개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]으로 한다(i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n). 이때, 식 (＃19)에 의거하는 n+1개의 다른 프리코딩 행렬을 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]을 이하와 같이 나타낸다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃21)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써, 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다. 상술한 효과를 더 높게 하기 위해서는 예를 들어 도 4와 같이 부호화기를 1개 가기며, 부호화 데이터를 분배하는 구성을 가지는 송신장치와 이에 대응하는 수신장치로 하면 좋다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃22)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

또, λ=π라디안, θ11=0라디안으로 한 경우 이하와 같이 표시된다.

단, i=0, 1, 2, …, n-2, n-1, n으로 한다. 식 (＃23)의 n+1개의 다른 프리코딩 행렬 F[0], F[1], …, F[i], …, F[n-1], F[n]에 있어서 F[0]을 1회 이용하고, 또한, F[1]~F[n]을 각각 2회 이용(F[1]을 2회 이용하고, F[2]를 2회 이용하며, …, F[n-1]을 2회 이용하고, F[n]을 2회 이용한다)함으로써, 주기 N=2N+1의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 함으로써, 실시형태 9에 있어서 주기를 홀수로 한 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 마찬가지로 수신장치는 양호한 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있다. 이때, 실시형태 9에서의 주기의 약 절반의 주기로 해도 높은 데이터 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있고, 준비하는 프리코딩 행렬을 적게 할 수 있으므로 송신장치, 수신장치의 회로규모를 삭감할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.

이하에서, 실시형태 C2를 예로 하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서, s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때의 s1 및 s2의 평균 전력의 설정방법(상세한 것에 대하여는 실시형태 F1에 기재하고 있다)에 대해 설명한다.

·오류정정부호로 예를 들어 테일 바이팅을 실시한 터보 부호 또는 듀오 바이너리 터보 부호 및 LDPC 부호와 같은 블록부호를 이용하고 있고, 복수의 블록 길이(1 블록을 구성하고 있는 비트 수)(부호길이)를 지원하고 있고, 송신장치가 상기 복수의 블록 길이 중 어느 하나의 블록 길이를 선택해서, 선택한 블록 길이의 오류정정 부호화를 실시하는 경우, 선택하는 블록 길이에 따라 s1의 변조방식과 s2의 변조방식이 다를 때 s1 및 s2의 평균 전력(평균치)의 설정방법을 전환하는 경우가 있다.

(실시형태 H1)

본 실시형태에서는 일례로 QPSK의 매핑을 실행한 변조신호와 16QAM의 매핑을 실행한 변조신호를 송신하는 경우에, QPSK의 매핑을 실행한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실행한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정하는 방법의 실시형태 F1과 다른 방법에 대해 설명한다.

실시형태 F1에서 설명한 것과 같이, s1의 변조신호의 변조방식을 QPSK, s2의 변조신호의 변조방식을 16QAM(또는 s1의 변조신호의 변조방식을 16QAM, s2의 변조신호의 변조방식을 QPSK)으로 하고, QPSK의 매핑을 실행한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실행한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정한 경우, 송신장치가 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 따라서는 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(피크 전력 대 평균 전력 비)가 커져서 송신장치의 소비전력이 커진다고 하는 과제가 발생하는 경우가 있다.

구체적으로는 「실시형태 8」, 「실시형태 9」, 「실시형태 18」, 「실시형태 19」, 「실시형태 C1」, 「실시형태 C2」를 포함하는 본 명세서에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬의 식에 있어서, α≠1로 설정하면 z1의 평균 전력과 z2평균 전력이 다르게 되고, 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에 영향을 주어 송신장치의 소비전력이 커진다고 하는 과제가 발생하는 경우가 있다(단, 상술한 것과 같이, α≠1에서도 PAPR에의 영향이 적은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬은 존재한다).

본 실시형태에서는 「실시형태 8」, 「실시형태 9」, 「실시형태 18」, 「실시형태 19」, 「실시형태 C1」, 「실시형태 C2」를 포함하는 본 명세서에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬의 식에 있어서, α≠1로 해도 PAPR에의 영향이 적은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해 설명한다.

본 실시형태에서는 일례로 s1, s2의 변조방식이 QPSK, 16QAM의 어느 하나일 때에 관해 설명한다.

먼저, QPSK의 매핑 및 16QAM의 매핑 방법에 대해 설명을 한다. 또한, 본 실시형태에서의 s1, s2는 이하에서 설명하는 QPSK의 매핑, 또는 16QAM의 매핑 어느 하나에 기초한 신호인 것으로 한다.

먼저, 16QAM의 매핑에 있어서 도 94를 이용해 설명한다. 도 94는 동상 I-직교 Q평면에서의 16QAM의 신호점 배치의 예를 나타내고 있다. 도 94의 신호점 9400은 송신하는 비트(입력 비트)를 b0~b3로 하면, 예를 들어 송신하는 비트가 (b0, b1, b2, b3)=(1, 0, 0, 0)(이 값은 도 94에 기재되어 있는 값이다)일 때 동상 I-직교 Q평면에서의 좌표는 (I, Q)=(-3×g, 3×g)이며, 이 I, Q의 값이 매핑 후의 신호가 된다. 또한, 송신하는 비트(b0, b1, b2, b3)가 다른 값일 때도, (b0, b1, b2, b3)에 의거하여, 도 94로부터 (I, Q)세트가 결정되며, I, Q의 값이 매핑 후의 신호(s1 및 s2)가 된다.

다음에, QPSK의 매핑에 있어서 도 95를 이용해 설명한다. 도 95는 동상 I-직교 Q평면에서의 QPSK의 신호점 배치의 예를 나타내고 있다. 도 95의 신호점 9500은 송신하는 비트(입력 비트)를 b0, b1로 하면, 예를 들어 송신하는 비트가 (b0, b1)=(1, 0)(이 값은 도 95에 기재되어 있는 값이다)일 때, 동상 I-직교 Q평면에서의 좌표는 (I, Q)=(-1×h, 1×h)이며, 이 I, Q의 값이 매핑 후의 신호가 된다. 또한, 송신하는 비트(b0, b1)가 다른 값일 때도, (b0, b1)에 의거하여, 도 95로부터 (I, Q)세트가 결정되며, I, Q의 값이 매핑 후의 신호(s1 및 s2)가 된다.

또한, s1, s2의 변조방식이 QPSK, 16QAM의 어느 하나일 때, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력을 동일하게 하기 위해, h는 식 (273)이 되고, g는 식 (272)이 된다.

도 108에 나타낸 프리코딩 관련의 신호처리부를 이용한 때 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬의 시간 축(또는 주파수 축, 시간 및 주파수 축)에서의 변경 방법의 예를 도 110, 도 111에 나타낸다.

도 110의 예에서는 시간 t=0부터 t=11에 있어서의 각 시간의 설정하는 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬을 표로 나타내고 있다. 또한, z1(t), z2(t)에 있어서 동일 시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나로부터 동일 주파수를 이용해서 송신되게 된다(도 110에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서, 도 110에 나타내고 있는 것과 같이 t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있고, f0, f1, …은 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다). 이때, z1(f), z2(f)에 있어서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1(f), z2(f)는 다른 안테나로부터 동일 시간을 이용해서 송신되게 된다).

도 110에 나타내는 것과 같이 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고, 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).

도 110에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2]의 3 종류를 준비하고, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로서의 전환 주기는 3이 된다(t0~t2, t3~t5, … 그리고 주기를 형성하고 있다).

그리고, s1(t)의 변조방식은 t0~t2에서는 QPSK, t3~t5에서는 16QAM, … 로 되어 있고, s2(t)의 변조방식은 t0~t2에서는 16QAM, t3~t5에서는 QPSK, …으로 되어 있다. 따라서, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트는 (QPSK, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK)이 되어 있다.

이때 중요해지는 점은,

「F[0]으로 프리코딩을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이며, 마찬가지로 F[1]으로 프리코딩을 실행할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있고, 또, 마찬가지로 F[2]로 프리코딩을 실시할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다」

이다.

또, 파워 변경부(10701A)는 s1(t)의 변조방식이 QPSK일 때 s1(t)에 a를 승산하여 a×s1(t)를 출력하게 되고, s1(t)의 변조방식이 16QAM일 때 s1(t)에 b를 승산하여 b×s1(t)를 출력하게 된다.

파워 변경부(10701B)는 s2(t)의 변조방식이 QPSK일 때 s2(t)에 a를 승산하여 a×s2(t)를 출력하게 되고, s2(t)의 변조방식이 16QAM일 때 s2(t)에 b를 승산하여 b×s2(t)를 출력하게 된다.

또한, QPSK의 매핑을 실행한 변조신호의 평균 전력과 16QAM의 매핑을 실행한 변조신호의 평균 전력을 다르게 설정하는 경우의 방법에 대해서는 실시형태 F1에서 설명한 것과 같다.

따라서, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트를 고려하면, 도 110에 나타내는 것과 같이 프리코딩 행렬과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 수, 2：각 프리코딩 행렬에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)이 된다.

이상과 같이 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하고, 또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 각 프리코딩 행렬에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써 QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에 주는 영향을 줄일 수가 있고, 송신장치의 소비전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 개선할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)인 경우에 대해서 설명했으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개의 변조방식을 준비하고, s1(t)의 변조방식과 s2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 마찬가지로 실시할 수 있다.

도 111은 시간 t=0부터 t=11에서의, 각 시간의, 설정하는 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬을 표로 나타내고 있다. 또한, z1(t), z2(t)에 있어서 동일 시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나로부터 동일 주파수를 이용해서 송신되게 된다(도 111에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서, 도 111에 나타내고 있는 것과 같이, t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …으로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있고, f0, f1, … 은 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다). 이때, z1(f), z2(f)에 있어서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1(f), z2(f)는 다른 안테나로부터 동일 시간을 이용해서 송신되게 된다). 또한, 도 111은 도 110에서 설명한 요건을 만족하는 도 110과는 다른 예이다.

도 111에 나타내는 것과 같이 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고, 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).

도 111에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2]의 3 종류를 준비하고, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로서의 전환 주기는 3이 된다(t0~t2, t3~t5, … 로 주기를 형성하고 있다).

　그리고, s1(t)의 변조방식은 시간 축에 있어서 QPSK와 16QAM가 교호로 설정되게 되어 있고, 또, 이 점에 대해서는 s2(t)에 대해서도 마찬가지이다. 그리고, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트는 (QPSK, 16QAM) 또는 (16QAM, QPSK)으로 되어 있다.

이때 중요해지는 점은,

「F[0]으로 프리코딩을 실시할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이며, 마찬가지로 F[1]으로 프리코딩을 실시할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있고, 또, 마찬가지로 F[2]로 프리코딩을 실시할 때의 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다」

이다.

따라서, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)세트를 고려하면, 도 111에 나타내는 것과 같이 프리코딩 행렬과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 수, 2：각 프리코딩 행렬에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식)의 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)이 된다.

이상과 같이 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하고, 또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 각 프리코딩 행렬에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에 주는 영향을 줄일 수가 있고, 송신장치의 소비전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 개선할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)인 경우로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개의 변조방식을 준비하고, s1(t)의 변조방식과 s2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 마찬가지로 실시할 수 있다.

또, 각 시간( 각 주파수)의, 설정하는 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬의 관계는 도 110, 도 111에 한정되는 것은 아니다.

이상을 정리하면 이하의 점이 중요하다.

(s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하고, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정한다.

그리고, 파워 변경부(10701A)는 s1(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때 s1(t)에 a를 승산하여 a×s1(t)를 출력하게 되고, s1(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때 s1(t)에 b를 승산하여 b×s1(t)를 출력한다. 마찬가지로 파워 변경부(10701B)는 s2(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때 s2(t)에 a를 승산하여 a×s2(t)를 출력하게 되고, s2(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때 s2(t)에 b를 승산하여 b×s2(t)를 출력한다.

또, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], …, F[N-2], F[N-1](즉, F[k]에 있어서 k는 0 이상 N-1 이하)이 존재하는 것으로 한다. 그리고, F[k]에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 것으로 한다(이때, 「모든 k에서, F[k]에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재한다」로 해도 좋고, 또, 「F[k]에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 k가 존재한다」로 해도 좋다).

이상과 같이 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하고, 또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 각 프리코딩 행렬에 있어서 (s1(t)의 변조방식, s2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하도록 함으로써, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에 주는 영향을 줄일 수가 있고, 송신장치의 소비전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 개선할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

상기에 관련해, 이하에서는 s1(t), s2(t)의 생성방법에 대해 설명한다. 도 3, 도 4에 나타낸 것과 같이 s1(t)는 매핑부(306A), s2(t)는 매핑부(306B)에 의해 생성된다. 따라서, 상기의 예에서는 도 110, 도 111에 따라서, 매핑부(306A), 307B는 QPSK의 매핑을 실행하는 경우와 16QAM의 매핑을 실행하는 경우의 변환을 실행하게 된다.

또한, 도 3, 도 4에서는 s1(t)를 생성하기 위한 매핑부와 s2(t)를 생성하기 위한 매핑부를 따로따로 마련하고 있으나, 반드시 이에 한정되는 것은 아니며, 예를 들어 도 112와 같이 매핑부(11202)는 디지털 데이터(11201)를 입력으로 하고, 예를 들어 도 110, 도 111에 따라서 s1(t), s2(t)를 생성해서 s1(t)를 매핑 후의 신호(307A)라 출력하고, 또, s2(t)를 매핑 후의 신호(307B)라 출력한다.

도 113은 도 108, 도 112와는 다른 가중 합성부(프리코딩부) 주변의 구성의 일례를 나타내고 있다. 도 113에 있어서 도 3, 도 107과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 있다. 그리고, 도 114는 도 113에 대해, 시간 t=0부터 t=11에서의 각 시간의, 설정하는 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬을 표로 나타내고 있다. 또한, z1(t), z2(t)에 있어서 동일 시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나로부터 동일 주파수를 이용해서 송신되게 된다. (도 114에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서, 도 114에 나타내고 있는 것과 같이, t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …으로 치환하여 생각하면 좋다(f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있고, f0, f1, … 은 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다). 이때, z1(f), z2(f)에 있어서 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1(f), z2(f)는 다른 안테나로부터 동일 시간을 이용해서 송신되게 된다).

도 114에 나타내는 것과 같이 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고, 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).

도 114에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2]의 3 종류를 준비하고, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로서의 전환 주기는 3이 된다(t0~t2, t3~t5, … 로 주기를 형성하고 있다).

그리고, s1(t)의 변조방식은 QPSK로 고정이 되어 있고, s2(t)의 변조방식은 16QAM에서 고정이 되어 있다. 그리고, 도 113의 신호 교체부(11301)는 매핑 후의 신호(307A, 307B) 및 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 매핑 후의 신호(307A, 307B)에 대해 교체(교체를 하지 않는 경우도 있다)를 실행하고, 교체 후의 신호(11302A：Ω1(t)) 및 교체 후의 신호(11302B：Ω2(t))를 출력한다.

이때 중요해지는 점은,

「F[0]으로 프리코딩을 실시할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이며, 마찬가지로 F[1]으로 프리코딩을 실시할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하고 있는 점이며, 마찬가지로 F[2]로 프리코딩을 실시할 때의 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다」

이다.

또, 파워 변경부(10701A)는 Ω1(t)의 변조방식이 QPSK일 때 Ω1(t)에 a를 승산하여 a×Ω1(t)을 출력하게 되고, Ω1(t)의 변조방식이 16QAM일 때 Ω1(t)에 b를 승산하여 b×Ω1(t)을 출력하게 된다.

파워 변경부(10701B)는 Ω2(t)의 변조방식이 QPSK일 때 Ω2(t)에 a를 승산하여 a×Ω2(t)를 출력하게 되고, Ω2(t)의 변조방식이 16QAM일 때 Ω2(t)에 b를 승산하여 b×Ω2(t)를 출력하게 된다.

따라서, (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식)세트를 고려하면, 도 114에 나타내는 것과 같이 프리코딩 행렬과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 수, 2：각 프리코딩 행렬에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식)의 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)이 된다.

이상과 같이 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)가 존재하도록 하고, 또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 각 프리코딩 행렬에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재하도록 함으로써, QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에 주는 영향을 줄일 수가 있고, 송신장치의 소비전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 개선할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 상술의 설명에 있어서, (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)인 경우로 하여 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (QPSK, 64QAM), (64QAM, QPSK), (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (16QAM, 64QAM), (64QAM, 16QAM), (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (128QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (256QAM, 64QAM), (64QAM, 256QAM) 등이라도 좋고, 즉, 다른 2개의 변조방식을 준비하고, Ω1(t)의 변조방식과 Ω2(t)의 변조방식을 다르게 설정하면 마찬가지로 실시할 수 있다.

도 115는 도 113에 대해 시간 t=0부터 t=11에서의 각 시간의, 설정하는 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬을 표로 나타내고 있고, 도 114와 다른 표이다. 또한, z1(t), z2(t)에 있어서 동일 시간의 z1(t), z2(t)는 다른 안테나로부터 동일 주파수를 이용해서 송신되게 된다(도 115에서는 시간 축으로 기재하고 있으나, OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송방식을 이용하고 있을 때, 시간 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것이 아니라, 주파수(서브 캐리어) 축 방향에서 각종 방법을 전환하는 것도 가능하다. 따라서, 도 115에 나타내고 있는 것과 같이, t=0을 f=f0, t=1을 f=f1, …으로 치환하여 생각하면 좋다. (f는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있고, f0, f1, … 은 사용하는 주파수(서브 캐리어)를 나타내고 있다). 이때, z1(f), z2(f)에 대해, 동일 주파수(동일 서브 캐리어)의 z1(f), z2(f)는 다른 안테나로부터 동일 시간을 이용해서 송신되게 된다).

도 115에 나타내는 것과 같이 변조방식이 QPSK일 때, QPSK의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 a를 승산하게 된다(a는 실수). 그리고, 변조방식이 16QAM일 때, 16QAM의 변조신호에 대해서는 파워 변경부(여기에는 파워 변경부라고 부르고 있으나, 진폭 변경부, 가중부라고 불러도 좋다)에서는 b를 승산하게 된다(b는 실수).

도 115에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], F[2]의 3 종류를 준비하고, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로서의 전환 주기는 3이 된다(t0~t2, t3~t5, … 그리고 주기를 형성하고 있다).

이때 중요해지는 점은,

이다.

따라서, (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식)세트를 고려하면, 도 115에 나타내는 것과 같이 프리코딩 행렬과 변조방식 변환을 고려한 때의 주기는 6=3×2, (3：규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 수, 2：각 프리코딩 행렬에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식)의 세트가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, QPSK)의 양자가 존재한다)이 된다.

또, 각 시간( 각 주파수)의, 설정하는 변조방식, 파워 변경치, 프리코딩 행렬의 관계는 도 114, 도 115에 한정되는 것은 아니다.

이상을 정리하면 이하의 점이 중요하다.

(Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하고, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정한다.

그리고, 파워 변경부(10701A)는 Ω1(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때 Ω1(t)에 a를 승산하여 a×Ω1(t)을 출력하게 되고, Ω1(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때 Ω1(t)에 b를 승산하여 b×Ω1(t)을 출력한다. 마찬가지로 파워 변경부(10701B)는 Ω2(t)의 변조방식이 변조방식 A일 때 Ω2(t)에 a를 승산하여 a×Ω2(t)를 출력하게 되고, Ω2(t)의 변조방식이 변조방식 B일 때 Ω2(t)에 b를 승산하여 b×Ω2(t)를 출력한다.

또, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬로 F[0], F[1], …, F[N-2], F[N-1](즉, F[k]에 있어서 k는 0 이상 N-1 이하)이 존재하는 것으로 한다. 그리고, F[k]에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 것으로 한다. (이때, 「모든 k에서, F[k]에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재한다」로 해도 좋고, 또, 「F[k]에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하는 k가 존재한다」로 해도 좋다).

이상과 같이 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)가 존재하도록 하고, 또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 이용하는 프리코딩 행렬로 준비한 프리코딩 행렬의 각 프리코딩 행렬에 있어서 (Ω1(t)의 변조방식, Ω2(t)의 변조방식) 세트가 (변조방식 A, 변조방식 B), (변조방식 B, 변조방식 A)의 양자가 존재하도록 함으로써, 변조방식 A의 평균 전력과 변조방식 B의 평균 전력이 다르게 설정해도 송신장치가 구비하는 송신전력 증폭기의 PAPR에 주는 영향을 줄일 수가 있고, 송신장치의 소비전력에 주는 영향을 줄일 수 있는 동시에, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 LOS 환경에서의 수신장치에서의 데이터의 수신 품질을 개선할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

다음에, 수신장치의 동작에 대해 설명한다. 수신장치의 동작에 대해서는 실시형태 1, 실시형태 A1에서부터 A5 등에서 설명한 것과 같으며, 예를 들어 수신장치의 구성은 도 7, 도 8, 도 9, 도 56, 도 73, 도 74, 도 75에 나타내고 있다.

도 5의 관계로부터, 수신신호 r1(t), r2(t)는 채널변동치, h11(t), h12(t), h21(t), h22(t)를 이용하면 도 110, 도 111, 도 114, 도 115와 마찬가지로 송신장치가 변조신호를 송신한 경우 이하의 2개의 식 중 어느 하나의 관계가 성립한다.

단, F[t]는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때 시간 t에 이용한 프리코딩 행렬이다. 수신장치는 상기 2개의 식의 관계를 이용해서 복조(검파)를 실시하게 된다(실시형태 1, 실시형태 A1에서부터 A5 등에서 설명과 같이 실시하면 좋게 된다). 단, 상기 2개의 식에는 잡음 성분, 주파수 오프셋, 채널 추정 오차 등의 일그러짐 성분은 식에 나타나지 않고, 이들을 포함한 형태로 복조(검파)를 하게 된다. 또한, 송신장치가 파워 변경을 실시하기 위해(때문에) 사용하는 u, ｖ의 값에 대해서는 송신장치가 이들에 관한 정보를 송신하는지, 또는 사용하는 송신 모드(송신방법, 변조방식, 오류정정방식등 )의 정보를 송신하고, 수신장치는 그 정보를 얻음으로써 송신장치가 이용한 u, ｖ의 값을 알 수 있고, 이에 의해 상기 2개의 관계식을 도출하여 복조(검파)를 실시하게 된다.

본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우를 예로 설명하지만, 다른 실시형태의 설명과 마찬가지로 OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 이때, 본 실시형태에서 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브) 캐리어))라 치환하게 된다. 또, 시간-주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 한정되는 것은 아니며, 또, 프리코딩 행렬을 고정의 방식에 대해서, 본 실시형태를 적용해도, PAPR에의 영향이 적은 이라고 하는 효과를 얻을 수 있다.

(실시형태 H2)

본 실시형태에서는 방송(또는 통신)시스템이 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우 회로규모를 삭감할 수 있는, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해 설명한다.

먼저, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해 설명한다.

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 예로 실시형태 9, 실시형태 10, 실시형태 18, 실시형태 19 등에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하는 것으로 한다(단, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 실시형태 9, 실시형태 10, 실시형태 18, 실시형태 19에 반드시 한정되는 것은 아니다). 예를 들어 실시형태 8 및 실시형태 18에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서는 주기 N을 위한 프리코딩 행렬(F[i])은 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, θ11(i), θ21, α, λ, δ에 대해서는 실시형태 8, 실시형태 18의 설명과 같다(또한, 실시형태 8, 실시형태 18으로 진술된θ11(i), θ21, α, λ, δ의 조건을 만족하는 것은 하나의 좋은 예이다). 그리고, 특히, 주기 N을 위한 프리코딩 행렬로서 유니테리 행렬을 이용하는 것으로 한다. 따라서, 주기 N을 위한 프리코딩 행렬(F[i])을 다음 식으로 표시된다.

이하에서는 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬로서 식 (H4)을 이용하는 경우를 예로 설명한다. 또한, 본 실시형태에서는 식 (H4)을 예로 설명하지만, 더 구체적인 예로 실시형태 C1에 기재되어 있는 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 식 (＃17)의 어느 하나를 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다. 또, 실시형태 19에 나타내고 있는 식 (279), 식 (280)의 양자에서 정의되는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다.

먼저, 본 실시형태에서의 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우의 가중 합성(프리코딩)부 주변의 구성을 도 116은 나타내고 있다. 도 116에 있어서 도 3, 도 6, 도 107과 동일하게 동작하는 것에 대해서는 동일 부호를 부여하고 여기에서는 설명을 생략한다.

도 116의 베이스밴드신호 교체부(11601)는 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t)), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)가 「신호의 교체를 하지 않는다」로 하는 것을 나타내고 있는 경우, 신호(11602A)(z1'(t))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(t))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t))를 출력한다.

그리고, 제어신호(10700)가 「신호의 교체를 실행한다」고 하는 것을 나타내고 있는 경우, 베이스밴드신호 교체부(11601)는,

시간 2k일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k))를 출력하며,

시간 2k＋1일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k＋1))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k＋1))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k＋1))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k＋1))를 출력한다.

또,

시간 2k일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k))를 출력하고,

시간 2k＋1일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k＋1))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k＋1))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k＋1))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k＋1))를 출력한다(단, 상술의 신호의 교체는 하나의 예이며, 이에 한정되는 것은 아니며, 「신호의 교체를 한다」고 된 경우, 신호의 교체를 하는 경우가 있다는 것이 중요하다).

또한, 이는 실시형태 H1의 변형 예이며, 또, 이 신호 교체는 프리코딩을 실시하고 있는 심벌에 대해서 이루어지는 것으로, 다른 삽입되어 있는 심벌, 예를 들어 파일럿 심벌이나 프리코딩을 실시하지 않는 정보를 전송하기 위한 심벌(예를 들어 제어정보 심벌)에는 적용되지 않는 것으로 한다. 또, 상술한 설명에서는 시간 축 방향으로 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하는 경우에 대해 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 주파수 축에 있어서, 또는 시간-주파수 축에 있어서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하는 경우에서도 마찬가지로 본 실시형태를 적용할 수 있고, 또 신호 교체에 대해서도, 상술한 설명에서는 시간 축 방법으로 설명을 하고 있으나, 주파수 축에 있어서 또는 시간-주파수 축에 있어서 신호 교체를 해도 좋다.

다음에, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 도 116의 각부의 동작에 대해 설명한다.

s1(t) 및 s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)이므로 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다.

파워 변경부(10701A)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(파워 변경 후의 신호：10702A)를 출력한다.

파워 변경부(10701B)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 u로 하면, 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호(파워 변경 후의 신호：10702B)를 출력한다.

이때, ｖ=u=Ω여, ｖ²：u²=1：1로 한다. 이에 의해 수신장치는 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다.

가중 합성부(600)는 파워 변경 후의 신호(10702A)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호) 및 파워 변경 후의 신호(10702B)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호), 가중 합성 방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하고, 가중 합성 방법에 관한 정보(315)의 정보에 의거해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 의근거하는 프리코딩을 하여, 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t))를 출력한다. 이때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 이하의 관계식이 성립한다.

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F[t]가 식 (H4)라 표시될 때, 실시형태 18에 나타낸 것과 같이 α로 식 (270)이 적합한 값이 된다. α가 식 (270)으로 표시될 때, z1(t), z2(t) 모두 도 117과 마찬가지로 I-Q평면에 있어서 256점 중 어느 하나의 신호점에 상당하는 베이스밴드신호가 된다. 또한, 도 117은 일례이며, 원점을 중심으로 위상을 회전시킨 형태의 256점의 신호점 배치가 될 수도 있다.

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 가중 합성된 신호인 z1(t), z2(t)는 모두 16QAM에서 4 비트, 16QAM에서 4 비트의 합계 8 비트가 전송되고 있으므로, 도 117과 마찬가지로 256점의 신호점이 되나, 이때, 신호점의 최소 유클리드 거리가 크므로 수신장치에 있어서 더 좋은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다.

베이스밴드신호 교체부(11601)는 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t)), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM이므로 제어신호(10700)가 「신호의 교체를 실행하지 않는다」고 하는 것을 나타내고 있고, 따라서, 신호(11602A)(z1'(t))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(t))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t))를 출력한다.

다음에, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 도 116의 각부의 동작에 대해 설명한다.

s1(t)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)라 하고, 매핑 방법은 도 95와 같으며, h는 식 (273)과 같다. s2(t)는 변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)이므로 매핑 방법은 도 94와 같으며, g는 식 (272)와 같다.

파워 변경부(10701A)는 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, 제어신호(10700)에 의거해 설정한 파워 변경을 위한 값을 ｖ로 하면, 변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호(파워 변경 후의 신호：10702A)를 출력한다.

이때, 실시형태 H1에 있어서 「QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=1：5」로 하면 하나의 좋은 예인 것을 나타냈다(이에 의해, 수신장치는 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다). 이때의 규칙적인 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해 이하에서 설명한다.

가중 합성부(600)는 파워 변경 후의 신호(10702A)(변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호) 및 파워 변경 후의 신호(10702B)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호), 가중 합성 방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하고, 가중 합성 방법에 관한 정보(315)의 정보에 의거해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 의거하는 프리코딩을 하여, 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및, 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t))를 출력한다. 이때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 이하의 관계식이 성립한다.

s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F[t]가 식 (H4)라 표시될 때, 실시형태 18에 나타낸 것과 같이 α로 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때와 같이 식 (270)이 적합한 값이 된다. 그 이유에 대해 설명한다.

도 118은 상술의 송신상태에서의 16QAM의 I-Q평면에서의 16점의 신호점과 QPSK의 I-Q평면에서의 4점의 신호점의 위치의 관계를 나타내고 있고, ○은 16QAM의 신호점, ●은 QPSK의 신호점이다. 도 118로부터 알 수 있는 것과 같이, 16QAM의 16개의 신호점 중의 4개와 QPSK의 4개의 신호점은 겹치는 상태가 된다. 이와 같은 상황에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F[t]가 식 (H4)라 표시되고, α로 식 (270)으로 한 경우, z1(t), z2(t) 모두 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때의 도 117의 256점의 신호점에 대해 64점 추출한 신호점에 상당하는 베이스밴드신호가 된다. 또한, 도 117은 일례이며, 원점을 중심으로 위상을 회전시킨 형태의 256점의 신호점 배치가 될 수도 있다.

s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 가중 합성된 신호인 z1(t), z2(t)는 QPSK2 비트, 16QAM에서 4 비트의 합계 6 비트가 전송되고 있으므로 64점의 신호점이 되나, 이때, 상술에서 설명한 것 같은 64점의 신호점이 되므로 신호점의 최소 유클리드 거리가 크기 때문에, 수신장치에 있어서 더 좋은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다.

베이스밴드신호 교체부(11601)는 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t)), 제어신호(10700)를 입력으로 하고, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM이므로 제어신호(10700)가 「신호의 교체를 실행한다」고 하는 것을 나타내고 있으므로 베이스밴드신호 교체부(11601)는 예를 들어,

시간 2k일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k))를 출력으로 하며,

시간 2k＋1일 때(k는 정수)

또,

시간 2k일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k))를 출력으로 하며,

시간 2k＋1일 때(k는 정수)

신호(11602A)(z1'(2k＋1))라 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(2k＋1))를 출력하고, 신호(11602B)(z2＇(2k＋1))라 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(2k＋1))를 출력한다.

또한, 상술한 설명에서는 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 신호 교체를 실행하는 것으로 하고 있다. 이와 마찬가지로 함으로써 실시형태 F1에서 기재한 것과 같이 PAPR의 삭감이 가능하므로 송신장치의 소비전력을 억제할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다. 단, 송신장치의 소비전력을 문제로 하지 않는 경우, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때와 같이 신호의 교체를 하지 않는 것으로 해도 좋다.

또, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, ｖ²：u²=1：5로 한 경우가 좋은 예이므로, 이때를 예로 설명했으나, ｖ²＜u²라는 조건에서 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 동일로 하여, 양자의 경우에서 양호한 수신 품질을 얻을 수 있는 경우는 존재한다. 따라서, ｖ²：u²=1：5에 한정되는 것은 아니다.

이상과 같이 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 동일한 방법으로 함으로써 송신장치의 회로규모를 삭감할 수 있은 동시에, 식 (H5) 및 식 (H6)의 신호 교체 방법에 의거해 수신장치는 복조를 실시하게 되나, 상기와 같이 신호점을 공유하고 있으므로 수신 후보 신호점을 구하는 연산부의 공유가 가능해지기 때문에, 수신장치에 있어서 회로규모를 삭감할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는 식 (H4)의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 예로 설명했으나, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 이에 한정되는 것은 아니다.

본 발명에서 포인트가 되는 점은 이하와 같이 된다.

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우에서 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 동일로 한다.

·s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²=u²이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²＜u²의 조건을 만족한다

는 것이 된다.

또한, 수신장치에 있어서 양호한 수신 품질을 얻을 수 있는 좋은 예로는,

예 1(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

·s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ2=u2이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우, ｖ2：u2=1：5의 조건을 만족한다

·s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우, 어느 경우도, 동일한 규칙적인 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용한다.

예 2(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

·s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²=u²이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²＜u²의 조건을 만족한다.

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우에서 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 동일하고, 식 (H4)라 표시된다. 또한, 본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H4)에서 나타내는 경우로 설명했으나, 실시형태 C1에 기재되어 있는 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 식 (＃17)의 어느 하나를 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다. 또, 실시형태 19에 나타내고 있는 식 (279), 식 (280)의 양자에서 정의되는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다(실시형태 9, 실시형태 10, 실시형태 18, 실시형태 19등에 상세한 것은 기재되어 있다).

예 3(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우에서 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 동일하고, 식 (H4)에서 나타내는 α는 식 (270)으로 표시된다. 또한, 본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H4)으로 나타내는 경우로 설명했으나, 실시형태 C1에 기재되어 있는 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 식 (＃17)의 어느 하나를 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다. 또, 실시형태 19에 나타내고 있는 식 (279), 식 (280)의 양자에서 정의되는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋고(실시형태 9, 실시형태 10, 실시형태 18, 실시형태 19 등에 상세한 것은 기재되어 있다), 어느 경우도 α는 식 (270)으로 표시되면 좋다.

예 4(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

·s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²=u²이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²：u²=1：5의 조건을 만족한다.

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우에서 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 동일하고, 식 (H4)에서 나타내는 α는 식 (270)으로 표시된다. 또한, 본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H4)라 나타내는 경우에 대해 설명했으나, 실시형태 C1에 기재되어 있는 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 식 (＃17)의 어느 하나를 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다. 또, 실시형태 19에 나타내고 있는 식 (279), 식 (280)의 양자에서 정의되는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋고(실시형태 9, 실시형태 10, 실시형태 18, 실시형태 19등에 상세한 것은 기재되어 있다), 어느 경우도 α는 식 (270)으로 표시되면 좋다.

또한, 본 실시형태는 변조방식을 QPSK 및 16QAM일 때를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 따라서, 본 실시형태를 확장하면 이하와 같이 생각할 수 있다. 변조방식 A와 변조방식 B가 있고, 변조방식 A의 I-Q평면에서의 신호 점의 수를 a, 변조방식 B의 I-Q평면에서의 신호점의 수를 b로 하고, a＜b로 한다. 그러면, 본 발명의 포인트는 이하와 같이 제공할 수 있다.

이하의 2개의 항목을 만족한다.

·s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우와 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우에서 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 동일로 한다.

·s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우 ｖ²=u²이며, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우 ｖ²＜u²의 조건을 만족한다.

이때, 도 116을 이용해 설명한 베이스밴드신호 교체는 실시해도 좋고, 실시 하지 않아도 좋다. 단, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우, PAPR의 영향을 고려하면 상기에서 설명한 베이스밴드신호 교체를 실행하면 좋다.

또는 이하의 2개의 항목을 만족한다.

·s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우와 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우를 지원하고 있는 경우, 양자의 경우에서 사용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 동일하고, 식 (H4)라 표시된다. 또한, 본 실시형태에서는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H4)에서 나타내는 경우로 설명했으나, 실시형태 C1에 기재되어 있는 식 (＃1), 식 (＃2), 식 (＃9), 식 (＃10), 식 (＃12), 식 (＃13), 식 (＃17)의 어느 하나를 이용한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다. 또, 실시형태 19에 나타내고 있는 식 (279), 식 (280)의 양자에서 정의되는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법이라도 좋다(실시형태 9, 실시형태 10, 실시형태 18, 실시형태 19 등에 상세한 것은 기재되어 있다).

변조방식 A와 변조방식 B세트로는 (변조방식 A, 변조방식 B)가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (64QAM, 256QAM) 등이 있다.

본 실시형태에서는 시간 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우를 예로 설명하지만, 다른 실시형태의 설명과 마찬가지로 OFDM방식과 같은 멀티 캐리어 전송을 이용하고 있는 경우, 주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다. 이때, 본 실시형태에서 이용하고 있는 t를 f(주파수((서브) 캐리어))라 치환하게 된다. 또, 시간-주파수 축 방향으로 프리코딩 행렬을 전환하는 경우에 대해서도 마찬가지로 실시하는 것이 가능하다. 또한, 본 실시형태에서의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 본 명세서에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 한정되는 것은 아니다.

또, 수신장치는 본 실시형태에서의 2개의 변조방식의 설정 패턴 어느 것으로 해도 실시형태 F1에서 설명한 수신방법을 이용해서 복조, 검파를 하게 된다.

(실시형태 H3)

본 실시형태에서는 방송(또는 통신)시스템이 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우, 회로규모를 삭감할 수 있는, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로서 실시형태 H2와 다른 방법에 대해 설명한다.

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 실시형태 8 및 실시형태 18에서 설명한 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하는 것으로 한다. 따라서, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서는 주기 N을 위한 프리코딩 행렬(F[i])은 다음 식으로 표시된다.

이때, i=0, 1, 2, …, N-2, N-1이 된다. 또, θ11(i), θ21, α, λ, δ에 대해서는 실시형태 8, 실시형태 18의 설명과 같다(또한, 실시형태 8, 실시형태 18에서 설명한 θ11(i), θ21, α, λ, δ의 조건을 만족하는 것은 하나의 좋은 예이다). 그리고, 특히 주기 N을 제공하기 위한 프리코딩 행렬로 유니타리 행렬을 이용하는 것으로 한다. 따라서, 주기 N을 위한 프리코딩 행렬(F[i])를 다음 식으로 표시된다(i=0, 1, 2, …, N-2, N-1).

본 실시형태에서의 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우의 가중 합성(프리코딩)부 주변의 구성은 도 108, 도 112과 같이 구성된다(도 108, 도 112의 동작에 대해서는 다른 실시형태에서 설명을 하고 있다).

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 s1(t), s2(t)에 대해 설명한다.

다음에, 도 108, 도 112의 각부의 동작에 대해 설명한다.

이때, ｖ=u=Ω이고, ｖ²：u²=1：1로 한다. 이에 의해 수신장치는 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다.

가중 합성부(600)는 파워 변경 후의 신호(10702A)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호) 및 파워 변경 후의 신호(10702B)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호), 가중 합성 방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하고, 가중 합성 방법에 관한 정보(315)의 정보에 의거해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 의거하는 프리코딩을 하여, 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t))를 출력한다. 이때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 이하의 관계식이 성립한다.

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F[t]가 식 (H8)라 표시될 때, 실시형태 18에 나타낸 것과 같이 α로 식 (270)이 적합한 값이 된다. α가 식 (270)라 표시될 때, z1(t), z2(t) 모두, 도 117과 마찬가지로 I-Q평면에 있어서 256점 중 어느 하나의 신호점에 상당하는 베이스밴드신호가 된다. 또한, 도 117은 일례이며, 원점을 중심으로 위상을 회전시킨 형태의 256점의 신호점 배치가 될 수도 있다.

s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM이므로, 가중 합성된 신호인 z1(t), z2(t)는 모두 16QAM에서 4 비트, 16QAM에서 4 비트의 합계 8 비트가 전송되고 있으므로 도 117과 마찬가지로 256점의 신호점이 되나, 이때, 신호점의 최소 유클리드 거리가 크기 때문에 수신장치에 있어서 더 좋은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다.

다음에, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 s1(t), s2(t)에 대해 설명한다.

다음에, 도 108, 도 112의 각부의 동작에 대해 설명한다.

이때, 실시형태 H1에 있어서 「QPSK의 평균 전력과 16QAM의 평균 전력의 비는 ｖ²：u²=1：5」로 하면 하나의 좋은 예인 것을 나타냈다(이에 의해 수신장치는 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있게 된다). 이때의 규칙적인 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해 이하에서 설명한다.

s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우에 사용하는 식 (H8)의 N개의 프리코딩 행렬에 더하여 이하의 N개의 프리코딩 행렬을 추가하여 주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 한다.

이때, i=N, N+1, N+2, …, 2N-2, 2N-1이 된다(또한, 실시형태 10, 실시형태 19로 진술된θ11(i), θ21, α, λ, δ의 조건을 만족하는 것은 하나의 좋은 예이다).

재차 기재하지만, 「s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 사용하는 주기 2N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬은 식 (H8) 및 식 (10)으로 표시된다. 그리고, 식 (H8)은 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 사용하는 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 프리코딩 행렬이다. 따라서, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 사용하는 주기 N의 규칙적으로 프리코딩 행렬은 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 대해도 이용된다」.

가중 합성부(600)는 파워 변경 후의 신호(10702A)(변조방식 QPSK의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307A)를 ｖ배 한 신호) 및 파워 변경 후의 신호(10702B)(변조방식 16QAM의 베이스밴드신호(매핑 후의 신호)(307B)를 u배 한 신호), 가중 합성 방법에 관한 정보(315)를 입력으로 하고, 가중 합성 방법에 관한 정보(315)의 정보에 의거해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 의거한 프리코딩을 하여, 프리코딩 후의 신호(309A)(z1(t)) 및 프리코딩 후의 신호(309B)(z2(t))를 출력한다. 이때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩 행렬을 F[t]로 하면 이하의 관계식이 성립한다.

s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F[t]가 식 (H8) 및 식 (10)으로 표시될 때, 실시형태 18에 나타낸 것과 같이 α로 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때와 같이 식 (270)이 적합한 값이 된다. 그 이유에 대해 설명한다.

도 118은 상술의 송신상태에서의 16QAM의 I-Q평면에서의 16점의 신호점과 QPSK의 I-Q평면에서의 4점의 신호점의 위치의 관계를 나타내고 있고, ○은 16QAM의 신호점, ●은 QPSK의 신호점이다. 도 118로부터 알 수 있는 것과 같이, 16QAM의 16개의 신호점 중의 4개와 QPSK의 4개의 신호점은 겹치는 상태가 된다. 이와 같은 상황에서 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 때의 프리코딩 행렬 F[t]가 식 (H8) 및 식 (10)으로 표시되고, α로 식 (270)으로 한 경우, z1(t), z2(t) 모두, s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM일 때의 도 117의 256점의 신호점에 대해 64점 추출한 신호점에 상당하는 베이스밴드신호가 된다. 또한, 도 117은 일례이며, 원점을 중심으로 위상을 회전시킨 형태의 256점의 신호점 배치가 될 수도 있다.

또, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, ｖ²：u²=1：5로 한 경우가 좋은 예이므로, 이때를 예로 설명했으나, ｖ²＜u²라는 조건에서 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8) 및 식 (10), s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8)라 하면, 양자의 경우에서 양호한 수신 품질을 얻을 수 있는 경우는 존재한다. 따라서, ｖ²：u²=1：5에 한정되는 것은 아니다.

그리고, 실시형태 F1에서 설명한 것과 같이 s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM일 때, 상술에서 설명한 것 같은 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 이용하면 ｖ²＜u²이나, z1(t)의 평균 전력(평균치)과 z2(t)의 평균 전력(평균치)은 동일해져서 PAPR의 삭감이 가능하므로 송신장치의 소비전력을 억제할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서 사용하는 프리코딩 행렬의 일부를 공통화함으로써 송신장치의 회로규모를 삭감할 수 있다. 그리고, 식 (H8) 및/또는 식 (H10)에 의거해 수신장치는 복조를 실시하게 되나, 상기와 같이 신호점을 공유하고 있으므로 수신 후보 신호점을 구하는 연산부의 공유가 가능해지기 때문에, 수신장치에 있어서 회로규모를 삭감할 수 있다고 하는 효과를 얻을 수 있다.

또한, 본 실시형태에서는 식 (H8) 및/또는 식 (H10)의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 예로 설명했으나, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법은 이에 한정되는 것은 아니다.

본 발명의 포인트가 되는 점은 이하와 같이 된다.

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우와 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우를 지원하고 있는 경우, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서 사용하는 프리코딩 행렬의 일부를 공통화한다.

·s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²=u²이며, s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우 ｖ²＜u²의 조건을 만족한다는 것이 된다.

예 1(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

예 2(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8) 및 식 (10), s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8)라 한다.

예 3(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

예 4(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

·s1의 변조방식이 QPSK, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8) 및 식 (10), s1의 변조방식이 16QAM, s2의 변조방식이 16QAM인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8)라 한다. 그리고, 식 (H8) 및 식 (10)의 α는 식 (270)으로 표시된다.

예 5(이하의 2개의 항목을 만족한다)：

또한, 본 실시형태는 변조방식을 QPSK 및 16QAM일 때를 예로 설명하였으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 따라서, 본 실시형태를 확장하면 이하와 같이 생각할 수 있다. 변조방식 A와 변조방식 B가 있고, 변조방식 A의 I-Q평면에서의 신호 점수를 a, 변조방식 B의 I-Q평면에서의 신호점의 수를 b로 하고, a＜b로 한다. 그러면, 본 발명의 포인트는 이하와 같이 제공할 수 있다.

이하의 2개의 항목을 만족한다.

·s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우와 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우를 지원하고 있는 경우, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법과 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서 사용하는 프리코딩 행렬의 일부를 공통화한다.

또는 이하의 2개의 항목을 만족한다.

·s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8) 및 식 (10), s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8)라 한다.

변조방식 A와 변조방식 B세트의 예로는 (변조방식 A, 변조방식 B)가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (64QAM, 256QAM) 등이 있다.

또한, 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에 있어서 프리코딩 행렬을 공유하지 않고, 이하의 조건을 만족하는 경우, 송수신 장치의 회로규모를 삭감하는 것을 우선하지 않고 , 수신장치에 있어서 더 높은 데이터의 수신 품질을 얻을 수 있을 가능성이 있다.

·s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8) 및 식 (10), s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 식 (H8)라 한다. 단, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 식 (H8) 및 식 (10)의 프리코딩 행렬의 α의 값과 s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법에서의 식 (H8)의 프리코딩 행렬의 α의 값은 차이가 난다.

·s1의 변조방식이 변조방식 B, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 주기는 N이며, s1의 변조방식이 변조방식 A, s2의 변조방식이 변조방식 B인 경우의 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법의 주기는 2N이다.

이때, 변조방식 A와 변조방식 B세트의 예로는 (변조방식 A, 변조방식 B)가 (QPSK, 16QAM), (16QAM, 64QAM), (64QAM, 128QAM), (64QAM, 256QAM) 등이 있다.

또, 수신장치는 본 실시형태에서의 2개의 변조방식의 설정 패턴 어느 경우에 있어서도 실시형태 F1에서 설명한 수신방법을 이용해서 복조, 검파를 하게 된다.

(cyclic Q delay에 대해)

본 명세서 중에서 기재한 Cyclic Q Delay의 적용에 대해 설명하고 있다. 비 특허문헌 10에 있어서 Cyclic Q Delay(사이클릭 Q 딜레이)의 개요가 기재되어 있다. 이하에서는 Cyclic Q Delay를 이용한 때의 s1, s2의 생성방법의 구체적인 예에 대해 설명한다.

도 119는 변조방식이 16QAM일 때의 동상 I―직교 Q평면에서의 신호점의 배치의 일례를 나타내고 있다. 입력 비트를 b0, b1, b2, b3로 한 때 b0　b1　b2　b3는 0000에서 1111의 값의 어느 하나가 되고, 예를 들어 b0　b1　b2　b3가 0000으로 나타날 때 도 119의 11901의 신호점을 선택하여, 11901에 의거한 동상성분의 값을 베이스밴드신호의 동상성분으로 하고, 11901에 의거한 직교성분의 값을 베이스밴드신호의 직교성분으로 한다. b0　b1　b2　b3가 다른 값일 때도 이와 마찬가지로 하여 베이스밴드신호의 동상성분과 직교성분을 생성한다.

도 120은 사이클릭 Q 딜레이를 적용한 때의 (바이너리) 데이터로부터 변조신호 s1(t)(t：시간)(또는 s1(f), f：주파수) 및 s2(t)(t：시간)(또는 s2(f), f：주파수)를 생성하기 위한 신호 생성부의 구성의 일례를 나타내고 있다.

매핑부(12002)는 데이터(12001) 및 제어신호(12006)를 입력으로 하고, 제어신호(12006)에 의거한 변조방식, 예를 들어 변조방식으로 16QAM가 선택되고 있는 경우, 도 119의 규칙에 따라서 매핑을 실행하고, 매핑 후의 베이스밴드신호의 동상성분(12003_A) 및 직교성분(12203_b)를 출력한다. 또한, 변조방식은 16QAM에 한정되는 것은 아니며, 다른 변조방식인 경우도 이와 마찬가지로 실시할 수 있다.

이때, 도 119에서의 b0, b1, b2, b3에 대응하는 시점 1의 데이터를 b01, b11, b21, b31로 나타내는 것으로 한다. 매핑부(12002)는 시점 1의 데이터를 b01, b11, b21, b31에 의거하여 시점 1의 베이스밴드신호의 동상성분 I1 및 직교성분 Q1을 출력한다. 마찬가지로 매핑부(12002)는 시점 2의 베이스 밴드 신호의 동상성분 I2 및 직교성분 Q2, … 를 출력한다.

기억 및 신호 교체부(12004)는 베이스밴드신호의 동상성분(12003_A) 및 직교성분(12203_B), 제어신호(12006)를 입력으로 하고, 제어신호(12006)에 의거해 베이스밴드신호의 동상성분(12003_A) 및 직교성분(12003_B)를 기억하고, 신호의 재조합을 실행하여 변조신호 s1(t)(12005_A) 및 변조신호 s2(t)(12005_B)를 출력한다. 또한, 변조신호 s1(t), s2(t)의 생성방법에 대해서는 이하에서 상세하게 설명을 한다.

명세서에서 기재한 것과 같이 변조신호 s1(t), s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하게 된다. 이때, 본 명세서에서 설명한 것과 같이 어느 한 단계에서 위상 변경, 파워 변경, 신호 교체 등의 신호처리를 해도 좋다. 그리고, 변조신호 s1(t), s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용함으로써 얻은 변조신호 r1(t) 및 r2(t)는 동일(공통) 시간에 동일 주파수대역을 이용해서 송신된다.

또한, 상술한 설명에서는 시간 축 t에서 설명했으나, OFDM 등의 멀티 캐리어 전송방식을 이용한 때는 s1(t), s2(t)를 s1(f), s2(f)(f：(서브) 캐리어)라 생각할 수 있다. 이때, 변조신호 s1(f), s2(f)에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용함으로써 얻은 변조신호 r1(f) 및 r2(f)는 동일(공통) 시간에 송신된다(당연히, r1(f), r2(f)는 동일 주파수대역의 신호이다). 또, 본 명세서에서 설명한 것과 같이, s1(t), s2(t)를 s1(t, f), s2(t, f)라 생각할 수도 있다.

다음에, 변조신호 s1(t), s2(t)의 생성방법에 대해 설명한다. 도 121은 사이클릭 Q 딜레이를 이용한 때의 s1(t), s2(t)의 생성방법의 제 1의 예이다.

도 121(a)는 도 120의 매핑부(12002)에서 얻은 베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분을 나타내고 있다. 도 121(a)에 나타내고 있는 것과 같이, 또 도 120의 매핑부(12002)의 설명을 한 것과 같이, 시점 1의 베이스밴드신호의 동상성분 I1 및 직교성분 Q1, 시점 2의 베이스 밴드 신호의 동상성분 I2 및 직교성분 Q2, 시점 3의 베이스 밴드 신호의 동상성분 I3 및 직교성분 Q3, … 의 순으로 매핑부(12002)는 베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분을 출력한다.

도 121(b)는 도 120의 기억 및 신호 교체부(12004)에 있어서 신호 교체를 실행한 때의 베이스밴드신호의 동상성분과 직교성분세트의 예를 나타내고 있다. 도 121(b)에서는 시점 1과 시점 2, 시점 3과 시점 4, 시점 5와 시점 6, 즉, 시점 2 i＋1과 시점 2 i＋2(i는 0 이상의 정수)를 세트로 하고, 세트 내, 예를 들어 시점 1과 시점 2에 대해, 베이스밴드신호의 직교성분의 교체를 실행하고 있다.

따라서, 베이스밴드신호의 동상성분은 신호의 교체를 실행하지 않으므로, 시점 1의 베이스밴드신호의 동상성분은 I1, 시점 2의 베이스밴드신호의 동상성분은 I2, 시점 3의 베이스밴드신호의 동상성분은 I3, … 이 되어 있다.

그리고, 베이스밴드신호의 직교성분은 세트 내에서 신호의 교체를 실행하고 있으므로, 시점 1의 베이스밴드신호의 직교성분은 Q2, 시점 2의 베이스밴드신호의 직교성분은 Q1, 시점 3의 베이스밴드신호의 직교성분은 Q4, 시점 4의 베이스밴드신호의 직교성분은 Q3, … 이 된다.

도 121(c)는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용한 할 때 프리코딩 전의 변조신호 s1(t), s2(t)의 구성의 일례를 나타내고 있다. 예를 들어 도 121(c)에 나타내는 것과 같이, 도 121(b)와 마찬가지로 생성한 베이스밴드신호를 교대로 s1(t), s2(t)에 할당한다. 따라서, s1(t)의 제 1 슬롯은 (I1, Q2), s2(t)의 제 1 슬롯은 (I2, Q1)이 된다. s1(t)의 제 2 슬롯은 (I3, Q4), s2(t)의 제 2 슬롯은 (I4, Q3), …이 된다.

또한, 도 121은 시간 축 방향을 예로 설명하고 있으나, 주파수 축 방향이라도 마찬가지로 실시할 수 있다(상술에서 설명한 것과 같다). 이때, s1(f), s2(f)라 기술하게 된다.

그리고, 제 N 슬롯의 s1(t)와 제 N 슬롯의 s2(t)에 대해 규칙적으로 프리코딩 방법을 전환하는 프리코딩 방법에서의 프리코딩이 실행되어 제 N 슬롯의 프리코딩 후의 신호 r1(t), r2(t)를 얻게 된다. 이 점에 대해서는 본 명세서 중에서 설명한 것과 같다.

도 122는 도 121의 제 N 슬롯의 s1(t), s2(t)를 얻기 위한, 도 120과는 다른 구성방법을 나타내고 있다. 매핑부(12202)는 데이터(12201), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의거한 변조방식에 의거하여 예를 들어 도 121의 교체를 고려한 매핑을 실행하여, 매핑 후의 신호(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)를 생성하고, 매핑 후의 신호로부터 변조신호 s1(t)(12203_A) 및 변조신호 s2(t)(12203_B)를 생성하여 출력한다. 또한, 변조신호 s1(t)(12203_A)는 도 120의 변조신호(12005_A)와 동일하고, 또, 변조신호 s2(t)(12203_B)는 도 120의 변조신호(12005_B)와 동일하며, 도 121(c)에 나타낸 것과 같다. 따라서, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯은 (I1, Q2), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯은 (I2, Q1)이 되고, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 2 슬롯은 (I3, Q4), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 2 슬롯은 (I4, Q3), …이 된다.

보충을 위해, 도 122의 매핑부(12202)에서의 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯(I1, Q2), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯(I2, Q1)의 생성방법에 대해 설명한다.

도 122에 있어서 12201은 데이터가 되나, 시점 1에서의 데이터를 b01, b11, b21, b31, 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32로 한다. 도 122의 매핑부(12202)는 b01, b11, b21, b31 및 b02, b12, b22, b32로부터 상기에서 설명한 I1, Q1, I2, Q2를 생성한다. 그리고, 도 122의 매핑부(12202)는 I1, Q1, I2, Q2로부터 변조신호 s1(t), s2(t)를 생성할 수 있다.

도 123은 도 121의 제 N 슬롯의 s1(t), s2(t)를 얻기 위한, 도 120, 도 122와는 다른 구성방법을 나타내고 있다. 매핑부(12301_A)는 데이터(12201), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의거한 변조방식에 의거하여 예를 들어 도 121의 교체를 고려한 매핑을 실행하고, 매핑 후의 신호(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)를 생성해서, 매핑 후의 신호로부터 변조신호 s1(t)(12203_A)를 생성해서 출력한다. 매핑부(12301_B)는 데이터(12201), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의거한 변조방식에 의거하여 예를 들어 도 121의 교체를 고려한 매핑을 실행하고, 매핑 후의 신호(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)를 생성해서, 매핑 후의 신호로부터 변조신호 s2(t)(12203_B)를 생성하여 출력한다.

또한, 매핑부(12301_A)의 입력인 데이터(12201)라 매핑부(12301_B)의 입력인 데이터(12201)은 당연히 동일한 데이터이다. 또, 변조신호 s1(t)(12203_A)는 도 120의 변조신호(12005_A)와 동일하고, 또, 변조신호 s2(t)(12203_B)는 도 120의 변조신호(12005_B)와 동일하고, 도 121(c)에 나타낸 것과 같다.

따라서, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯은 (I1, Q2), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯은 (I2, Q1)이 되고, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 2 슬롯은 (I3, Q4), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 2 슬롯은 (I4, Q3), …이 된다.

보충을 위해, 도 123의 매핑부(12301_A)에서의 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯(I1, Q2)의 생성방법에 대해 설명한다. 도 123에 있어서 12201은 데이터가 되나, 시점 1에서의 데이터를 b01, b11, b21, b31, 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32로 한다. 도 123의 매핑부(12301_A)는 b01, b11, b21, b31 및 b02, b12, b22, b32로부터 상기에서 설명한 I1, Q2를 생성한다. 그리고, 도 123의 매핑부(12301_A)는 I1, Q2로부터 변조신호 s1(t)를 생성할 수 있다.

도 123의 매핑부(12301_B)에서의 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯(I2, Q1)의 생성방법에 대해 설명한다. 도 123에 있어서 12201은 데이터가 되나, 시점 1에서의 데이터를 b01, b11, b21, b31, 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32로 한다. 도 123의 매핑부(12301_B)는 b01, b11, b21, b31 및 b02, b12, b22, b32로부터 상기에서 설명한 I2, Q1을 생성한다. 그리고, 도 123의 매핑부(12301_B)는 I2, Q1로부터 s2(t)를 생성할 수 있다.

다음에, 사이클릭 Q 딜레이를 이용한 때의 s1(t), s2(t)의 생성방법의 도 121과는 다른, 제 2의 예를 도 124에 나타낸다. 또한, 도 124에 있어서 도 121과 동일한 것(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)에 대해서는 동일한 기호를 부여하고 있다.

도 124(a)는 도 120의 매핑부(12002)라 얻을 수 있던, 베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분을 나타내고 있다. 도 124(a)는 도 121(a)와 동일하므로 설명은 생략한다.

도 124(b)는 신호 교체를 실행하기 전의 s1(t), s2(t)의 베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분의 구성을 나타내고 있고, 도 124(b)에서는 시점 2 i＋1의 베이스밴드신호는 s1(t)에 할당되어 있고, 시점 2 i＋2의 베이스밴드신호는 s2(t)에 할당되어 있다(i는 0 이상의 정수).

도 124(c)는 도 120의 기억 및 신호 교체부(12004)에 있어서 신호 교체를 실행한 때의 베이스밴드신호의 동상성분과 직교성분세트의 예를 나타내고 있다. 도 124(c)의 특징(도 121과 다른 점)은 s1(t) 내에서 신호 교체 및 s2(t) 내에서 신호 교체를 실행하고 있는 점이다.　따라서, 도 124(c)에서는 도 124(b)에 있어서 s1(t)에 대해 Q1과 Q3의 교체를 실행하고 있고, Q5와 Q7의 교체를 실행하고 있으며, 이후 같은 교체를 실행한다. 또, 도 124(c)에서는 도 124(b)에 있어서 s2(t)에 대해 Q2와 Q4의 교체를 실행하고 있고, Q6와 Q8의 교체를 실행하고 있으며, 이후 같은 교체를 실행한다.

따라서, s1(t)의 제 1 슬롯의 베이스밴드신호의 동상성분은 I1, 직교성분은 Q3가 되고, s2(t)의 제 1 슬롯의 베이스밴드신호의 동상성분은 I2, 직교성분은 Q4가 된다. 또, s1(t)의 제 2 슬롯의 베이스밴드신호의 동상성분은 I3, 직교성분은 Q1이 되고, s2(t)의 제 2 슬롯의 베이스밴드신호의 동상성분은 I4, 직교성분은 Q2가 된다. 제 3, 제 4 슬롯은 도 124(c)와 마찬가지로 나타나게 되고, 이후의 슬롯도 마찬가지가 된다.

도 125는 도 124의 제 N 슬롯의 s1(t), s2(t)를 얻기 위한, 도 120과는 다른 구성방법을 나타내고 있다. 매핑부(12202)는 데이터(12201), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의한 변조방식에 의거하여 예를 들어 도 124의 교체를 고려한 매핑을 실행하고, 매핑 후의 신호(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)를 생성해서, 매핑 후의 신호로부터 변조신호 s1(t)(12203_A) 및 변조신호 s2(t)(12203_B)를 생성하여 출력한다. 또한, 변조신호 s1(t)(12203_A)는 도 120의 변조신호(12005_A)와 동일하고, 또, 변조신호 s2(t)(12203_B)는 도 120의 변조신호(12005_B)와 동일하고, 도 124(c)에 나타낸 것과 같다. 따라서, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯은 (I1, Q3), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯은 (I2, Q4)이 되고, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 2 슬롯은 (I3, Q1), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 2 슬롯은 (I4, Q2), …이 된다.

보충을 위해, 도 125의 매핑부(12202)에서의 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯은 (I1, Q3), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯은 (I2, Q4), 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 2 슬롯은 (I3, Q1), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯은 (I4, Q2), 의 생성방법에 대해 설명한다.

도 125에 있어서 12201은 데이터가 되나, 시점 1에서의 데이터를 b01, b11, b21, b31, 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32, 시점 3의 데이터를 b03, b13, b23, b33, 시점 4의 데이터를 b04, b14, b24, b34로 한다. 도 125의 매핑부(12202)는 b01, b11, b21, b31 및 b02, b12, b22, b32 및 b03, b13, b23, b33 및 b04, b14, b24, b34로부터 상기에서 설명한 I1, Q1, I2, Q2, I3, Q3, I4, Q4를 생성한다. 그리고, 도 125의 매핑부(12202)는 I1, Q1, I2, Q2, I3, Q3, I4, Q4로부터 변조신호 s1(t), s2(t)를 생성할 수 있다.

도 126은 도 124의 제 N 슬롯의 s1(t), s2(t)를 얻기 위한, 도 120, 도 125와는 다른 구성방법을 나타내고 있다. 분배부(12601)는 데이터(12201), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의거해 데이터를 분배하여 제 1 데이터(12602_A) 및 제 2 데이터(12602_B)를 출력한다. 매핑부(12301_A)는 제 1 데이터(12602_A), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의거한 변조방식에 의거하여 예를 들어 도 124의 교체를 고려한 매핑을 실행하고, 매핑 후의 신호(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)를 생성해서, 매핑 후의 신호로부터 변조신호 s1(t)(12203_A)를 생성하여 출력한다. 매핑부(12301_B)는 제 2 데이터(12602_B), 제어신호(12204)를 입력으로 하고, 제어신호(12204)에 의거한 변조방식에 의거하여 예를 들어 도 124의 교체를 고려한 매핑을 실행하고, 매핑 후의 신호(베이스밴드신호의 동상성분 및 직교성분)를 생성해서, 매핑 후의 신호로부터 변조신호 s2(t)(12203_B)를 생성하여 출력한다.

변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯은 (I1, Q3), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯은 (I2, Q4)이 되고, 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 2 슬롯은 (I3, Q1), 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 2 슬롯은 (I4, Q2), …이 된다.

보충을 위해, 도 126의 매핑부(12301_A)에서의 변조신호 s1(t)(12203_A)의 제 1 슬롯(I1, Q3), 제 2 슬롯(I3, Q1)의 생성방법에 대해 설명한다. 도 126에 있어서 12201은 데이터가 되나, 시점 1에서의 데이터를 b01, b11, b21, b31, 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32, 시점 3의 데이터를 b03, b13, b23, b33, 시점 4의 데이터를 b04, b14, b24, b34로 한다. 분배부(12601)은 시점 1에서의 데이터를 b01, b11, b21, b31 및 시점 3의 데이터를 b03, b13, b23, b33를 제 1 데이터(12602_A)라서 출력하고, 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32 및 시점 4의 데이터를 b04, b14, b24, b34를 제 2 데이터(802_B)라서 출력한다. 도 126의 매핑부(12301_A)는 b01, b11, b21, b31 및 b03, b13, b23, b33로부터 제 1 슬롯은 (I1, Q3), 제 2 슬롯(I3, Q1)을 생성하게 된다. 제 3 슬롯 이후도 같은 조작이 이루어진다.

도 126의 매핑부(12301_B)에서의 변조신호 s2(t)(12203_B)의 제 1 슬롯(I2, Q4), 제 2 슬롯(I4, Q2)의 생성방법에 대해 설명한다. 도 126의 매핑부(12301_B)는 시점 2의 데이터를 b02, b12, b22, b32 및 시점 4의 데이터를 b04, b14, b24, b34로부터, 제 1 슬롯은 (I2, Q4), 제 2 슬롯(I4, Q2)을 생성하게 된다. 제 3 슬롯 이후도 같은 조작을 한다.

이상, 2개의 사이클릭 Q 딜레이의 방법에 대해 설명했으나, 도 121과 마찬가지로, 슬롯 내에서 신호 교체를 실행한 경우, 수신장치의 복조(검파)부에 있어서 후보 신호점의 수를 억제할 수 있으므로, 연산 규모(회로규모)를 줄일 수가 있다는 이점이 있다. 한편, 도 124와 같이 s1(t)의 신호 내, s2(t)의 신호 내에서 신호 교체를 실행한 경우, 수신장치의 복조(검파)부에 있어서 후보 신호점의 수가 많아지나, 시간 다이버시티 게인(주파수 축 상에서 교체를 실행한 경우, 주파수 다이버시티 게인)을 얻을 수 있어서 데이터의 수신 품질이 한층 더 향상할 가능성이 있다고 하는 이점이 있다.

또한, 상술의 설명에서는 변조방식을 16QAM으로 한 때를 예로 설명하고 있으나, 이에 한정되는 것은 아니며, QPSK, 8QAM, 32QAM, 64QAM, 128QAM, 256QAM 등의 변조방식인 경우에 대해서도 마찬가지로 실시할 수 있다.

또, 사이클릭 Q 딜레이의 방법은 상술의 2개의 방법으로 한정되는 것은 아니다. 예를 들어 상술의 2개의 예에서는 모두 베이스밴드신호의 직교성분에 대해 교체를 실행하고 있으나, 동상성분을 교체해도 좋다. 또, 2개의 시점에서 교체를 실행하고 있는(예를 들어 시점 1과 시점 2에서 베이스밴드신호의 직교성분을 교체)를 실시하고 있으나, 복수의 시점에서 베이스밴드신호의 동상성분 또는 (「 및」이라도 좋다) 직교성분의 신호 교체를 실행해도 좋다. 따라서, 도 121(a)와 마찬가지로 베이스밴드신호의 동상성분과 직교성분을 발생시켜서 사이클릭 Q 딜레이를 실행한 경우 「 시점 i의 사이클릭 Q 딜레이 후의 베이스밴드신호의 동상성분은 Ii, 시점 i의 사이클릭 Q 딜레이 후의 베이스밴드신호의 직교성분은 Qj(i≠j)라 나타낼 수 있는 심벌이 존재하거나」, 또는 「 시점 i의 사이클릭 Q 딜레이 후의 베이스밴드신호의 동상성분은 Ij, 시점 i의 사이클릭 Q 딜레이 후의 베이스밴드신호의 직교성분은 Qi(i≠j)라 나타낼 수 있는 심벌이 존재한다」, 또는 「 시점 i의 사이클릭 Q 딜레이 후의 베이스밴드신호의 동상성분은 Ij, 시점 i의 사이클릭 Q 딜레이 후의 베이스밴드신호의 직교성분은 Qk(i≠j, i≠k, j≠k)라 나타낼 수 있는 심벌이 존재하는」 것이 된다.

그리고, 상술에서 설명한 사이클릭 Q 딜레이를 실시함으로써 얻은 변조신호 s1(t)(또는 s1(f), 또는 s1(t, f)), 변조신호 s2(t)(또는 s2(f), 또는 s2(t, f))에 대해 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하게 된다(단, 본 명세서에서 설명한 것과 같이, 어느 한 단계에서 위상 변경, 파워 변경, 신호 교체 등의 신호처리를 추가해도 좋다). 이때, 사이클릭 Q 딜레이를 실시함으로써 얻은 변조신호에 대해서 적용하는 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법으로 본 명세서에서 설명한 모든 규칙적으로 프리코딩 행렬을 전환하는 프리코딩 방법을 적용하는 것이 가능하다.

본 발명은 복수의 안테나로부터 각각 다른 변조신호를 송신하는 무선시스템에 넓게 적용할 수 있고, 예를 들어 OFDM-MIMO 통신시스템에 적용하기에 매우 적합하다. 또, 복수의 송신 개소를 가지는 유선통신시스템(예를 들어 PLC(Power　Line　Communication)시스템, 광통신시스템, DSL(Digital　Subscriber　Line：디지털 가입자 선) 시스템)에 있어서 MIMO 전송을 하는 경우에 대해서도 적용할 수 있고, 이때, 복수의 송신 개소를 이용해서 본 발명에서 설명한 것과 같은 복수의 변조신호를 송신하게 된다. 또, 변조신호는 복수의 송신 개소로부터 송신되어도 좋다.

302A, 302B 부호화기
304A, 304B 인터리버
306A, 306B　 매핑부
314 가중 합성정보 생성부
308A, 308B 가중 합성부
310A, 310B 무선부
312A, 312B 안테나
402 부호화기
404 분배부
504 ＃1, 504 ＃2 송신안테나
505 ＃1, 505 ＃2 수신 안테나
600 가중 합성부
703_X 무선부
701_X 안테나
705_1 채널변동 추정부
705_2 채널변동 추정부
707_1 채널변동 추정부
707_2 채널변동 추정부
709 제어정보 복호부
711 신호처리부
803 INNER　MIMO 검파부
805A, 805B 대수 우도 산출부
807A, 807B 디 인터리버
809A, 809B 대수 우도비 산출부
811A, 811B Soft-in/soft-out 디코더
813A, 813B 인터리버
815 기억부
819 가중계수 생성부
901 Soft-in/soft-out 디코더
903 분배기
1301A, 1301B OFDM방식 관련 처리부
1402A, 1402A 직렬 병렬 변환부
1404A, 1404B 재배열 대체부
1406A, 1406B 역 고속 푸리에 변환부
1408A, 1408B 무선부
2200 프리코딩 웨이트 생성부
2300 재배열부
4002 부호화기 군

Claims

송신방법으로,
복수의 제 1 변조신호 s1을 포함하는 제 1 변조신호 열 s1(j)과 복수의 제 2 변조신호 s2를 포함하는 제 2 변조신호 열 s2(j)(단, j는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 인덱스이고, 또한, 정수이다.)를 생성하고,
동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 조마다, 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2에 대해서 N개의 프리코딩 방식(단, N은 2 이상의 정수이다.) 중 하나의 프리코딩 방식에 따라 프리코딩 처리를 시행하여 제 1 송신신호 z1과 제 2 송신신호 z2를 생성함으로써 복수의 상기 제 1 송신신호 z1을 포함하는 제 1 송신신호 열 z1(j)과 복수의 상기 제 2 송신신호 z2를 포함하는 제 2 송신신호 열 z2(j)를 생성하며, 상기 N개의 프리코딩 방식은 각각 N개의 프리코딩 행렬 F[i](단, i는 0 이상 N-1 이하의 정수이다.)로 나타내고, 상기 프리코딩 처리에 이용되는 프리코딩 방식은 상기 N개의 프리코딩 방식 중에서 상기 인덱스의 값에 따라서 주기적으로 전환되는 생성 처리와,
상기 제 1 송신신호 열 z1(j)과 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)를 복수의 안테나를 이용하여 송신하며, 동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 송신신호 z1과 상기 제 2 송신신호 z2는 동일 주파수로 동시에 송신되는 처리를 포함하고,
상기 프리코딩 행렬 F[i]는,
[식 1]

로 나타내고,
θ₂₁(i)는,
[식 2]

를 만족하는 송신방법.
송신장치로,
복수의 제 1 변조신호 s1을 포함하는 제 1 변조신호 열 s1(j)과 복수의 제 2 변조신호 s2를 포함하는 제 2 변조신호 열 s2(j)(단, j는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 인덱스이고, 또한, 정수이다.)를 생성하는 변조부와,
동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 조마다, 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2에 대해서 N개의 프리코딩 방식(단, N은 2 이상의 정수이다.) 중 하나의 프리코딩 방식에 따라 프리코딩 처리를 실행하여 제 1 송신신호 z1과 제 2 송신신호 z2를 생성함으로써 복수의 상기 제 1 송신신호 z1을 포함하는 제 1 송신신호 열 z1(j)과 복수의 상기 제 2 송신신호 z2를 포함하는 제 2 송신신호 열 z2(j)를 생성하고, 상기 N개의 프리코딩 방식은 각각 N개의 프리코딩 행렬 F[i](단, i는 0 이상 N-1 이하의 정수이다.)로 나타내며, 상기 프리코딩 처리에 이용되는 프리코딩 방식은 상기 N개의 프리코딩 방식 중에서 상기 인덱스의 값에 따라서 주기적으로 전환되는 신호처리부와,
상기 제 1 송신신호 열 z1(j)과 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)를 복수의 안테나를 이용하여 송신하며, 동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 송신신호 z1과 상기 제 2 송신신호 z2는 동일 주파수로 동시에 송신되는 무선부를 포함하고,
상기 프리코딩 행렬 F[i]는,
[식 3]

로 나타내며,
θ₂₁(i)는,
[식 4]

를 만족하는 송신장치.
수신방법으로,
수신신호를 수신 안테나를 이용해서 수신하고,
상기 수신신호는 송신장치의 복수의 안테나를 이용하여 송신된 제 1 송신신호 열 z1(j)과 제 2 송신신호 열 z2(j)(단, j는 제 1 송신신호 s1과 제 2 송신신호 s2의 인덱스이고, 또한, 정수이다.)를 수신한 신호이며, 동일한 인덱스의 값을 가지는 제 1 송신신호 z1과 제 2 송신신호 z2는 동일 주파수로 동시에 송신되고 있고,
상기 제 1 송신신호 열 z1(j)과 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)는 상기 송신장치에서 프리코딩 처리를 이용해서 생성되어 있으며,
상기 프리코딩 처리는, 상기 송신장치에 있어서,
복수의 제 1 변조신호 s1을 포함하는 제 1 변조신호 열 s1(j)과 복수의 제 2 변조신호 s2를 포함하는 제 2 변조신호 열 s2(j)를 생성하고,
동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 조마다, 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2에 대해서 N개의 프리코딩 방식(단, N은 2 이상의 정수이다.) 중 하나의 프리코딩 방식에 따라 프리코딩 처리를 실행하여 상기 제 1 송신신호 z1과 상기 제 2 송신신호 z2를 생성함으로써 복수의 상기 제 1 송신신호 z1을 포함하는 제 1 송신신호 열 z1(j)과 복수의 상기 제 2 송신신호 z2를 포함하는 제 2 송신신호 열 z2(j)를 생성하며, 상기 N개의 프리코딩 방식은 각각 N개의 프리코딩 행렬 F[i](단, i는 0 이상 N-1 이하의 정수이다.)로 나타내고, 상기 프리코딩 처리에 이용되는 프리코딩 방식은 상기 N개의 프리코딩 방식 중에서 상기 인덱스의 값에 따라서 주기적으로 전환되고 있는 처리이며,
상기 프리코딩 행렬 F[i]는,
[식 5]

로 나타내고,
θ₂₁(i)는,
[식 6]

를 만족하며,
상기 수신신호에 대해서, 상기 프리코딩 행렬 F[i]에 따라서, 상기 제 1 송신신호 열 z1(j) 및 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)로부터 상기 제 1 변조신호 열 s1(j) 및 상기 제 2 변조신호 열 s2(j)를 생성하고, 상기 제 1 변조신호 열 s1(j) 및 상기 제 2 변조신호 열 s2(j)를 복조해서 수신 데이터를 생성하는 처리를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
수신장치로,
수신부와 복조부를 포함하고,
상기 수신부는 수신신호를 수신안테나를 이용하여 수신하고,
상기 수신신호는 송신장치의 복수의 안테나를 이용하여 송신된 제 1 송신신호 열 z1(j)과 제 2 송신신호 열 z2(j)(단, j는 제 1 송신신호 s1과 제 2 송신신호 s2의 인덱스이고, 또한, 정수이다.)를 수신한 신호이며, 동일한 인덱스의 값을 가지는 제 1 송신신호 z1과 제 2 송신신호 z2는 동일 주파수로 동시에 송신되고 있고,
상기 제 1 송신신호 열 z1(j)과 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)는 상기 송신장치에서 프리코딩 처리를 이용하여 생성되어 있으며,
상기 프리코딩 처리는, 상기 송신장치에 있어서,
복수의 제 1 변조신호 s1을 포함하는 제 1 변조신호 열 s1(j)과 복수의 제 2 변조신호 s2를 포함하는 제 2 변조신호 열 s2(j)(단, j는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 인덱스이고, 또한, 정수이다.)를 생성하고,
동일한 인덱스의 값을 가지는 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2의 조마다, 상기 제 1 변조신호 s1과 상기 제 2 변조신호 s2에 대해서 N개의 프리코딩 방식(단, N은 2 이상의 정수이다.) 중 하나의 프리코딩 방식에 따라 프리코딩 처리를 실행하여 상기 제 1 송신신호 z1과 상기 제 2 송신신호 z2를 생성함으로써 복수의 상기 제 1 송신신호 z1을 포함하는 제 1 송신신호 열 z1(j)과 복수의 상기 제 2 송신신호 z2를 포함하는 제 2 송신신호 열 z2(j)를 생성하며,
상기 N개의 프리코딩 방식은 각각 N개의 프리코딩 행렬 F[i](단, i는 0 이상 N-1 이하의 정수이다.)로 나타내고, 상기 프리코딩 처리에 이용되는 프리코딩 방식은 상기 N개의 프리코딩 방식 중에서 상기 인덱스의 값에 따라서 주기적으로 전환되고 있는 처리이며,
상기 프리코딩 행렬 F[i]는,
[식 7]

로 나타내고,
θ₂₁(i)는,
[식 8]

를 만족하며,
상기 복조부는 상기 수신신호에 대해서, 상기 프리코딩 행렬 F[i]에 따라서, 상기 제 1 송신신호 열 z1(j) 및 상기 제 2 송신신호 열 z2(j)로부터 상기 제 1 변조신호 열 s1(j) 및 상기 제 2 변조신호 열 s2(j)를 생성하고, 상기 제 1 변조신호 열 s1(j) 및 상기 제 2 변조신호 열 s2(j)를 복조하여 수신 데이터를 생성하는 것을 특징으로 하는 수신장치.