CN101969325A - 多天线发送装置和方法以及多天线接收装置和方法 - Google Patents

多天线发送装置和方法以及多天线接收装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN101969325A
CN101969325A CN2010102975900A CN201010297590A CN101969325A CN 101969325 A CN101969325 A CN 101969325A CN 2010102975900 A CN2010102975900 A CN 2010102975900A CN 201010297590 A CN201010297590 A CN 201010297590A CN 101969325 A CN101969325 A CN 101969325A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
data
modulation signal
antenna
interleaver
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2010102975900A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101969325B (zh
Inventor
村上丰
小林圣峰
折桥雅之
松冈昭彦
今村大地
拉休尔·马利克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
InterDigital Patent Holdings Inc
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN101969325A publication Critical patent/CN101969325A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101969325B publication Critical patent/CN101969325B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/12—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel
    • H04L1/16—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using return channel in which the return channel carries supervisory signals, e.g. repetition request signals
    • H04L1/18—Automatic repetition systems, e.g. Van Duuren systems
    • H04L1/1812—Hybrid protocols; Hybrid automatic repeat request [HARQ]
    • H04L1/1819—Hybrid protocols; Hybrid automatic repeat request [HARQ] with retransmission of additional or different redundancy
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03305—Joint sequence estimation and interference removal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03312—Arrangements specific to the provision of output signals
    • H04L25/03324—Provision of tentative decisions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03891—Spatial equalizers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H04L27/2627—Modulators
    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0078—Avoidance of errors by organising the transmitted data in a format specifically designed to deal with errors, e.g. location
    • H04L1/0086—Unequal error protection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03203—Trellis search techniques
    • H04L25/03229—Trellis search techniques with state-reduction using grouping of states
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Abstract

软判定部(503、506)对在分离部(501)使用信道变动矩阵的逆矩阵运算而分离的各个调制信号(502、505)进行虚拟判定。信号点削减部(508、510、514、516)使用虚拟判定结果(504、507)来削减被复用的调制信号的候补信号点。软判定部(512、518)使用削减过的候补信号点进行正确的判定来获得各个调制信号的接收数据(RA、RB)。由此，能够以较少的运算次数获得差错率特性良好的接收数据(RA、RB)且不会使数据传输效率降低。

Description

多天线发送装置和方法以及多天线接收装置和方法
本申请是以下专利申请的分案申请：
申请号：200480034010.1
申请日：2004年11月17日
发明名称：多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统
技术领域
本发明涉及一种多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统，尤其涉及一种用多个天线接收从发送端的多个天线同时发送的不同的调制信号，从在传播路径上复用多个调制信号而形成的接收信号复原与各个调制信号对应的发送数据的技术。
背景技术
以往，有一种技术就像被称为MIMO(Multiple-Input Multiple-Output，多输入多输出)的通信方法一样，通过分别调制多个序列的发送数据，并从多个天线同时发送各调制数据，来提高数据的通信速度。在接收端用多个天线接收来自多个天线的发送信号。
在此由各个接收天线获得的接收信号是多个调制信号在传播空间上混合而成的，因此，为了复原与各个调制信号对应的数据，必须估计各个调制信号在传播路径上的变动值(以下称为信道变动)。因此，发送装置预先在调制信号插入导频码元等已知信号，接收装置基于插入调制信号的已知信号来估计各个发送天线与各个接收天线之间在传播空间的信道变动。然后，使用此信道变动估计值来解调各个调制信号。
作为其中一个方法，有进行以信道变动估计值作为元素的矩阵的逆矩阵运算来分离各个调制信号的方法。而作为其它的方法，则有使用信道变动估计值来求出候补信号点位置，通过在该候补信号点位置和接收信号点位置之间进行最大似然判定(MLD：Maximum Likelihood Detection)来复原用各个调制信号发送的数据的方法。
有关使用这样的多天线的通信技术，例如在非专利文献1中有公开。下面，使用图102简单说明在该专利文献1中所公开的内容。多天线发送装置1将发送信号A和发送信号B输入调制信号生成部3。调制信号生成部3对各个发送信号A和B进行QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相移相键控)和16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交振幅调制)等数字调制处理，将由此获得的基带信号4和5输出到无线部6。无线部6对基带信号4和5进行上变频和放大等无线处理，将由此获得的调制信号7和8输出到各个天线9和10。于是，多天线发送装置1在将发送信号A的调制信号7从天线9进行发送的同时，将发送信号B的调制信号8从天线10进行发送。
多天线接收装置2将天线11接收的接收信号12输入到无线部13，同时将天线15接收的接收信号16输入到无线部17。无线部13和17对接收信号12和16进行下变频等无线处理，将由此获得的基带信号14和18输出到解调部19。
解调部19通过对基带信号14和18进行检波，获得发送信号A的接收数字信号20和发送信号B的接收数字信号21。这个时候，在非专利文献1中有描述在解调部19进行信道估计矩阵的逆矩阵运算来获得接收数字信号20和21的方法，以及进行最大似然判定(MLD)来获得接收数字信号20和21的方法。
而且在以往，作为使用多天线的发送方法有在非专利文献2中公开的通过发送空时分组码(STBC：Space-Time Block Code)来实现质量良好(差错率特性良好)的数据传输的技术。下面，使用附图说明在该非专利文献2中公开的内容。
如图103所示，发送装置具有多个天线AN1和AN2，并且从各个天线AN1和AN2同时发送信号。接收装置用天线AN3接收同时发送的多个信号。
图104表示从各个天线AN1和AN2发送的信号的帧结构。发送信号A从天线AN1发送，与此同时，发送信号B从天线AN2发送。发送信号A和发送信号B由将相同码元多次配置的码元块构成，以便能够获得编码增益和分集增益。
以下进行更详细的说明。在图104中，S1、S2分别表示不同的码元，并以“*”表示复数共轭。在空时分组编码中，在时间点i，从第一天线AN1发送码元S1的同时从第二天线AN2发送码元S2，在接下的时间点i+1，从第一天线AN1发送码元-S2*的同时从第二天线AN2发送码元S1*。
在接收装置的天线AN3对由在天线AN1和天线AN3之间受到传输路径变动h1(t)的发送信号A与在天线AN2和天线AN3之间受到传输路径变动h2(t)的发送信号B合成的信号进行接收。
接收装置估计传输路径变动h1(t)和h2(t)，通过使用该估计值从合成的接收信号分离出原本的发送信号A和发送信号B，然后对各个码元进行解调。
此时，如果使用如图104所示的空时分组编码的信号，在信号分离时就能够不拘泥于传输路径变动h1(t)、h2(t)来对各个码元S1、S2进行最大比合成，从而能够获得较大的编码增益和分集增益。其结果，能够提高接收质量，即差错率特性。
【非专利文献1】“Multiple-antenna diversity techniques for transmission over fading channels”IEEE WCNC 1999，pp.1038-1042，Sep.1999.
【非专利文献2】“Space-Time Block Codes from Orthogonal Design”IEEE Transactions on Information Theory，pp.1456-1467，vol.45，no.5，July 1999
发明内容
然而，在使用如非专利文献2那样的多天线的系统中，会产生虽然数据通信速度提高，可是接收装置的结构却变得特别复杂的问题。尤其在进行最大似然判定(MLD)来获得与各调制信号对应的数据的方法中，由于候补信号点和接收点之间的最大似然判定所需要的运算数变多，使得电路规模增大。
具体地说，如果考虑发送天线数为2且接收天线数为2的情况，从各个天线发送进行了QPSK的调制信号时，会有4×4＝16个的候补信号点存在。如果是从各个天线发送进行了16QAM的调制信号，则会有16×16＝256个的候补信号点存在。进行最大似然判定(MLD)时，因为必须计算实际的接收点与这些所有的候补信号点之间的距离，而必须进行庞大的计算，从而导致电路规模的增大。
与此相对，在使用信道估计矩阵的逆矩阵从接收信号分离出各个调制信号之后进行判定的方法，与进行最大似然判定(MLD)的方法相比由于运算数变得较少使电路规模变小，但根据电波传播环境的不同会降低差错率特性，于是会有接收数据的差错率恶化的缺点。差错率特性的降低将导致实质的数据通信速度的降低。
另外，如果使用如非专利文献2那样的空时分组编码的信号，虽然接收质量(差错率特性)的确会提高，但却有传输效率降低的缺点。也就是说，在时间点i+1发送的S1*和-S2*在接收装置中是被解调为S1和S2，实质上与在时间点i发送的S1和S2是相同信息。因此，变得是将相同信息发送两次，数据的传输效率相应的降低。
例如在一般的多天线通信系统中，在时间点i+1发送与码元S1、S2不同的码元S3、S4，因此在从时间点i到时间点i+1的期间能够发送四个码元S 1～S4。换言之，简单地说，在使用空时分组编码技术时，数据传输效率降低至一般多天线通信的一半。
本发明的目的在于提供一种能使现有技术无法实现的通信，即，与使用STBC的传输方法相比不会降低数据传输效率并能够获得接近最大比合成的接收质量的通信成为可能，更进一步能够以较少的运算次数达成这种通信的多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统。
为解决上述课题，本发明的多天线接收装置的一个方面所采用的结构是，一种用多个天线接收从多个天线同时发送的多个调制信号，从接收信号复原与所述多个调制信号的每一个对应的数据序列的多天线接收装置，包括：虚拟判定单元，从所述接收信号对全部或是任何一个或一个以上的所述调制信号进行虚拟判定；信号点削减单元，使用有关自调制信号以外的调制信号的虚拟判定结果来削减有关自调制信号的候补信号点；以及主判定单元，基于削减的候补信号点和所述接收信号的接收点的信号点距离，获得有关自调制信号的数字数据。
根据这个结构，由于在使用其它调制信号的虚拟判定结果来削减自调制信号的候补信号点之后进行主判定，进行最大似然判定(MLD)等详细判定时的运算量在主判定被削减。其结果，能够以小的电路规模正确地求出与目标的调制信号对应的数字数据。
本发明的多天线接收装置的一个方面所采用的结构是，还包括：信道变动估计单元，基于插入在各个调制信号中的已知信号对各个发送天线和各个接收天线之间的信道变动值进行估计，其中，所述虚拟判定单元包括：分离单元，通过使用以所述信道变动值作为元素的信道变动矩阵使从各个发送天线发送的调制信号与各个接收天线接收的接收信号相关，进行所述信道变动矩阵的逆矩阵运算，而将接收信号分离成从各个发送天线发送的调制信号；以及判定单元，通过对分离的各个调制信号进行软判定或硬判定而获得数字信号并将其作为虚拟判定值，所述信号点削减单元基于所述信道变动值求出复用的所述多个调制信号的所有候补信号点，使用所述虚拟判定值从该所有候补信号点中缩减有关自调制信号的候补信号点，由此削减有关自调制信号的候补信号点。
根据这个结构，能够以小的电路规模实现虚拟判定单元。
本发明的多天线接收装置的一个方面所采用的结构是，还包括：信号点削减单元，使用由所述主判定单元获得的数字数据中自调制信号以外的数字数据来削减有关自调制信号的候补信号点。
根据这个结构，由主判定单元获得的数字数据与由虚拟判定单元获得的数字数据相比，是差错率特性较佳的数据，由于是使用该数据削减候补信号点，因此能够正确地进行候补信号点的缩减。
本发明的多天线接收装置的一个方面所采用的结构是，还包括：信号点削减单元，使用由所述主判定单元获得的数字数据中自调制信号以外的数字数据来削减有关自调制信号的候补信号点，其中，递归地使用由所述主判定单元依次获得的数字数据来削减候补信号点。
根据这个结构，因为能够以所谓的迭代(iteration)来削减候补信号点，因此能够进行更正确的候补信号点的缩减，从而能够进一步提高由主判定单元获得的数字数据的差错率特性。
本发明的多天线接收装置的一个方面所采用的结构是，所述多个调制信号是以在各个调制信号之间接收质量不同的方式进行调制的信号。
根据这个结构，例如使第一调制信号的调制阶数少于第二调制信号的调制阶数，虚拟判定第一调制信号，使用该虚拟判定结果削减有关第二调制信号的候补信号点，就能够根据接收质量佳的第一调制信号的虚拟判定结果进行正确的信号点的削减。其结果，对第二调制信号进行主判定的数字数据成为传输效率高且差错率特性良好的数据。由此，能够兼顾到接收质量的提高以及传输速度的提高。
本发明的多天线接收装置的一个方面是，所述主判定单元使用在所述虚拟判定单元的判定的可靠性进行判定。
另外，本发明的多天线接收装置的一个方面是，所述主判定单元使用在所述虚拟判定单元的各个码元的路径度量作为所述可靠性，以该路径度量对分支度量加权并进行判定。
根据这些结构，能够进一步地提高由主判定处理获得的数据的差错率特性。
本发明的多天线接收装置的一个方面所采用的结构是，所述虚拟判定单元将候补信号点按每个发送比特分类为多个集合，使用各个集合的点与接收信号点之间的最小平方欧几里德距离进行软判定解码。
根据这个结构，因为能够抑制编码增益的减少进行MLD，于是能够提高虚拟判定时的差错率特性，其结果，能够获得差错率特性更加良好的接收数据。
本发明的多天线接收方法的一个方面是，一种从同时发送的多个调制信号在传播路径上复用而成的接收信号，复原与各个调制信号对应的数据序列的多天线接收方法，包括：虚拟判定步骤，从所述接收信号对全部或是任何一个或一个以上的所述调制信号进行虚拟判定；信号点削减步骤，使用有关自调制信号以外的调制信号的虚拟判定结果来削减有关自调制信号的候补信号点；以及主判定步骤，基于削减的候补信号点和所述接收信号的接收点而获得有关自调制信号的数字数据。
根据这个方法，由于在使用其它调制信号的虚拟判定结果来削减自调制信号的候补信号点之后进行主判定，能够在主判定以较少的运算量进行正确的判定处理，从而能够以小的电路规模获得差错率特性良好的接收数据。
本发明的多天线接收方法的一个方面是，在所述虚拟判定步骤进行粗略的判定，在所述主判定步骤进行详细的判定。
本发明的多天线接收方法的一个方面是，在所述虚拟判定步骤根据信道变动矩阵的逆矩阵运算来分离各个调制信号，对每个调制信号判定分离后的各个调制信号，在所述主判定步骤进行包含最大似然判定的运算。
本发明的多天线接收方法的一个方面还包括：信号点削减步骤，根据递归地使用由所述主判定步骤获得的数字数据的迭代处理，来削减在所述主判定步骤使用的候补信号点。
本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，包括：多个天线；以及交织器，以不同的交织模式(pattern)分别对从所述各个天线发送的信号进行交织。
根据这个结构，在例如基于某个调制信号的判定结果从在传播路径上复用的调制信号中缩减其它的调制信号的候补信号点之后进行所述其它的调制信号的判定时，因为能够使双方的调制信号的数据突发性错误的几率降低，所以能够提高作为所述其它的调制信号的判定结果的数据的差错率特性。尤其在使用纠错码的时候特别有效。
本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，在所述交织器的交织模式是以在各个天线之间不相关的方式被选定。
根据这个结构，因为能够进一步减低所述某个调制信号和所述其它的调制信号双方的数据突发性错误的几率，所以能够进一步地提高作为所述其它的调制信号的判定结果的数据的差错率特性。
本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，还包括：OFDM调制单元，对交织后的各个发送信号进行OFDM调制，所述交织器选定将数据从频率低的副载波配置到频率高的副载波的交织模式作为第一交织模式，并选定将数据从频率高的副载波配置到频率低的副载波的交织模式作为第二交织模式。
本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，还包括：OFDM调制单元，对交织后的各个发送信号进行OFDM调制，其中，所述交织器选定在副载波的时间方向将数据从时间早的一方配置到时间晚的一方交织模式作为第一交织模式，并选定在副载波的时间方向将数据从时间晚的一方配置到时间早的一方交织模式作为第二交织模式。
根据这些结构，因为能够降低以第一交织模式进行交织并从第一天线发送的OFDM调制信号的判定后的数据，与以第二交织模式进行交织并从第二天线发送的OFDM调制信号的判定后的数据双方突发性错误的几率，从而能够提高作为所述其它的调制信号的判定结果的数据的差错率特性。
本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，还包括：时空码插入单元，将时空码插入数据码元之间。
另外，本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，还包括：特殊码元插入单元，将与数据码元相比判定差错较小的特殊码元插入到数据码元之间。
根据这些结构，因为能够以时空码和特殊码元进行可靠性高的码元判定，所以基于该判定结果进行有关数据码元的信号点削减时，被削减的信号点的可靠性也变高。其结果，使用被削减的信号点判定数据码元的话，能够更进一步低提高数据码元的差错率特性。
本发明的多天线发送装置的一个方面所采用的结构是，设置LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验)编码器以代替交织器，通过改变该LDPC编码器的生成矩阵，以分别不同的交织模式对从各个天线发送的信号进行交织。
根据这个结构，即使不使用交织器也能够进行与使用交织器时同等的交织处理，所以能够削减电路规模。
本发明的多天线通信系统的一个方面所采用的结构是，一种多天线通信系统，包括：多天线发送装置，具有多个天线，从各个天线同时发送不同的调制信号；以及多天线接收装置，具有多个天线，通过对该多个天线接收的接收信号进行解调，复原与各个调制信号对应的数据序列，所述多天线发送装置包括：交织器，以分别不同的交织模式对从所述各个天线发送的信号进行交织，所述多天线接收装置包括：虚拟判定单元，从所述接收信号对全部或是任何一个或一个以上的所述调制信号进行虚拟判定；信号点削减单元，使用有关自调制信号以外的调制信号的虚拟判定结果来削减有关自调制信号的候补信号点；以及主判定单元，通过计算削减的候补信号点和所述接收信号的接收点的信号点距离来获得有关自调制信号的数字数据。
根据这个结构，由于在使用其它调制信号的虚拟判定结果来削减自调制信号的候补信号点之后进行主判定，进行最大似然判定(MLD)等详细判定时的运算量在主判定被削减。其结果，能够以小的电路规模正确地求出与目标的调制信号对应的数字数据。再有，因为各个调制信号的交织模式不同，双方的调制信号的数据突发性错误的几率降低，能够更正确地进行主判定，于是能够进一步提高数据的差错率特性。
本发明的多天线通信系统的一个方面所采用的结构是，一种多天线通信系统，包括：多天线发送装置，具有多个天线，从各个天线同时发送不同的调制信号；以及多天线接收装置，具有多个天线，通过对该多个天线接收的接收信号进行解调，复原与各个调制信号对应的数据序列，所述多天线接收装置包括：虚拟判定单元，从接收信号对全部或是任何一个或一个以上的调制信号进行虚拟判定；信号点削减单元，使用有关自调制信号以外的调制信号的虚拟判定结果来削减有关自调制信号的候补信号点；以及主判定单元，通过计算削减的候补信号点和接收信号的接收点的信号点距离来获得有关自调制信号的数字数据，所述多天线发送装置使重发时发送的调制信号的数量少于重发以外时发送的调制信号的数量。
根据这个结构，在接收端，因为重发的调制信号的合成增益变大，所以重发信号的接收质量提高。其结果，通过使用重发的信号进行没有重发的信号的信号点削减处理，其精度也会提高。因此，能够对所有的调制信号以差错率特性良好的状态进行解调。
本发明的多天线通信系统的一个方面所采用的结果是，所述多天线发送装置在重发时使用时空码或周期性延时分集(Cycled Delay Diversity)形成调制信号。
根据这个结构，因为能够增大重发信号的分集增益，所以能够对各个调制信号以差错率特性更加良好的状态进行解调。
如上述，根据本发明，通过从同时发送的多个调制信号在传播路径上复用而成的接收信号对全部或是任何一个或一个以上的各个调制信号进行虚拟判定，使用有关自调制信号以外的调制信号的虚拟判定结果来削减有关自调制信号的候补信号点，基于削减的候补信号点和所述接收信号的接收点来获得有关自调制信号的数字数据，从而使现有技术无法实现的通信，即，与使用STBC的传输方法相比，不会降低数据传输效率并能够获得接近最大比合成的接收质量的通信，还能够以较少的运算次数达成这种通信。
而且，通过对从各个天线发送的发送信号以不同的交织模式进行交织，能够进一步提高多天线接收装置的差错率特性。
根据本申请的一个方面的多天线发送装置的结构是，包括：第1天线；第2天线；第1交织器，存储进行了编码处理的发送数据的第1数据序列，使用第1交织模式对第1数据序列进行交织并输出第1经交织的数据序列，第1交织模式使用使第1数据序列的输出顺序规则与第1数据序列的输入顺序规则不同的顺序规则；第2交织器，存储进行了编码处理的发送数据的第2数据序列，使用第2交织模式对第2数据序列进行交织并输出第2经交织的数据序列，第2数据序列与第1数据序列不同，第2交织模式使用与根据第1交织模式的输出顺序规则不同的输出顺序规则；第1调制单元，将第1经交织的数据序列进行调制，输出第1调制码元；第2调制单元，将第2经交织的数据序列进行调制，输出第2调制码元；第1发送单元，将第1调制码元转换成分配给了多个副载波的第1OFDM码元，从第1天线发送；第2发送单元，将第2调制码元转换成分配给了多个副载波的第2OFDM码元，用与第1发送单元相同的频带，用相同的定时从第2天线发送。
根据本申请的一个方面的多天线发送方法的步骤是，包括：A交织步骤，存储进行了编码处理的发送数据的第1数据序列，使用第1交织模式对第1数据序列进行交织并输出第1经交织的数据序列，第1交织模式使用使第1数据序列的输出顺序规则与第1数据序列的输入顺序规则不同的顺序规则；B交织步骤，存储进行了编码处理的发送数据的第2数据序列，使用第2交织模式对第2数据序列进行交织并输出第2经交织的数据序列，第2数据序列与第1数据序列不同，第2交织模式使用与根据第1交织模式的输出顺序规则不同的输出顺序规则；A调制步骤，将第1经交织的数据序列进行调制，输出第1调制码元；B调制步骤，将第2经交织的数据序列进行调制，输出第2调制码元；A发送步骤，将第1调制码元转换成分配给了多个副载波的第1OFDM码元，从第1天线发送；B发送步骤，将第2调制码元转换成分配给了多个副载波的第2OFDM码元，用与第1发送单元相同的频带，用相同的定时从第2天线发送。
根据本申请的另一方面的多天线发送装置的结构是，包括：多个天线，以及LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验)编码器，使用多个低密度奇偶校验码的生成矩阵，分别以不同的交织模式对从各个天线发送的信号进行交织。
根据本申请的另一方面的多天线发送方法的步骤是，包括：交织步骤，使用多个低密度奇偶校验码的生成矩阵，分别以不同的交织模式分别对从各个天线发送的信号进行交织；以及发送步骤，将交织后的发送信号从多个天线发送。
根据本发明的另一方面，还提供一种多天线发送装置，包括：第1交织器，通过使用第1交织模式将对第1发送数据进行了编码处理的第1数据序列进行交织生成第3数据序列，所述第1交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，输入到所述第1交织器的第1数据序列的数量与从所述第1交织器输出的第3数据的数量相同；第2交织器，通过使用第2交织模式将对第2发送数据进行了编码处理的第2数据序列进行交织生成第4数据序列，所述第2交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，所述第2交织模式的输出规则是与所述第1交织模式的输出规则不同的输出规则，输入到所述第2交织器的第2数据序列的数量与从所述第2交织器输出的第4数据序列的数量相同；第1调制单元，通过调制所述第3数据序列生成第1调制码元；第2调制单元，通过调制所述第4数据序列生成第2调制码元；第1OFDM变换单元，通过将所述第1调制码元分配给多个副载波生成第1OFDM码元；第2OFDM变换单元，通过将所述第2调制码元分配给多个副载波生成第2OFDM码元；第1发送单元，从第1天线发送所述第1OFDM码元；第2发送单元，从第2天线发送所述第2OFDM码元。
在根据本发明的上述方面的多天线发送装置中，所述第1交织器所交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第1调制码元所传送的比特数的积；所述第2交织器所交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第2调制码元所传送的比特数的积；所述第1交织器所交织的数据数与所述第2交织器所交织的数据数相同。
在根据本发明的上述方面的多天线发送装置中，进一步包括：编码单元，通过对所输入的发送数据中的所述第1发送数据进行编码处理输出所述第1数据序列，通过对所输入的发送数据中的所述第2发送数据进行编码处理输出所述第2数据序列。
根据本发明的另一方面，还提供一种多天线发送方法，包括以下步骤：第1交织步骤，通过使用第1交织模式将对第1发送数据进行了编码处理的第1数据序列进行交织生成第3数据序列，所述第1交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，输入到所述第1交织器的第1数据序列的数量与从所述第1交织器输出的第3数据的数量相同；第2交织步骤，通过使用第2交织模式将对第2发送数据进行了编码处理的第2数据序列进行交织生成第4数据序列，所述第2交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，所述第2交织模式的输出规则是与所述第1交织模式的输出规则不同的输出规则，输入到所述第2交织器的第2数据序列的数量与从所述第2交织器输出的第4数据序列的数量相同；第1调制步骤，通过调制所述第3数据序列生成第1调制码元；第2调制步骤，通过调制所述第4数据序列生成第2调制码元；第1OFDM变换步骤，通过将所述第1调制码元分配给多个副载波生成第1OFDM码元；第2OFDM变换步骤，通过将所述第2调制码元分配给多个副载波生成第2OFDM码元；第1发送步骤，从第1天线发送所述第1OFDM码元；第2发送步骤，从第2天线发送所述第2OFDM码元。
在根据本发明的上述方面的多天线发送方法中，所述第1交织器所交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第1调制码元所传送的比特数的积；所述第2交织器所交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第2调制码元所传送的比特数的积；所述第1交织器所交织的数据数与所述第2交织器所交织的数据数相同。
在根据本发明的上述方面的多天线发送方法中，进一步包括：编码步骤，通过对所输入的发送数据中的所述第1发送数据进行编码处理输出所述第1数据序列，通过对所输入的发送数据中的所述第2发送数据进行编码处理输出所述第2数据序列。
根据本发明的另一方面，还提供一种多天线接收装置，包括：第1接收天线，在第1频带中接收第1OFDM接收信号，所述第1OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号，所述第1调制信号是将第1数据序列在作为通信对方的发送装置中使用第1交织器进行了交织的信号，所述第2调制信号是在作为通信对方的发送装置中使用第2交织器进行了交织的信号；第2接收天线，在第1频带中接收第2OFDM接收信号，所述第2OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号；第1OFDM信号处理单元，输出对所述第1OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第1傅立叶变换信号；第2OFDM信号处理单元，输出对所述第2OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第2傅立叶变换信号；信道估计单元，由所述第1傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第1信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号，由所述第2傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第3信道估计信号、所述第2调制信号的第4信道估计信号；信号处理单元，使用所述第1调制信号的第1信道估计信号以及第3信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号以及第4信道估计信号，由所述第1傅立叶变换信号以及所述第2傅立叶变换信号解调所述第1调制信号以及第2调制信号，使用与所述第1交织器的第1交织模式同样的、作为第1解交织模式的第1交织，对经解调的第1调制信号解交织为第1数据序列，使用与所述第2交织器的第2交织模式同样的、作为第2解交织模式的第2交织，对经解调的第2调制信号解交织为第2数据序列，所述第1解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，输入到所述第1解交织的第1调制信号的数量与第1解交织器输出的第1数据序列的数量相同，所述第2解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，所述第2解交织模式的输出规则是与所述第1解交织模式的输出规则不同的规则，所述第2解交织器所输入的所述第2调制信号的数量与所述第2解交织器所输出的所述第2数据序列的数量是相同的。
在根据本发明的上述方面的多天线接收装置中，所述第1解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第1调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；所述第2解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第2调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；所述第1解交织器所解交织的数据数与所述第2解交织器所解交织的数据数相同。
在根据本发明的上述方面的多天线接收装置中，进一步包括：解码单元，通过对所述第1数据序列进行解码处理输出第1接收数据，通过对所述第2数据序列进行解码处理输出第2接收数据。
根据本发明的另一方面，还提供一种多天线接收方法，包括以下步骤：第1接收步骤，在第1频带中接收第1OFDM接收信号，所述第1OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号，所述第1调制信号是将第1数据序列在作为通信对方的发送装置中使用了第1交织器进行了交织的信号，所述第2调制信号是在作为通信对方的发送装置中使用了第2交织器进行了交织的信号；第2接收步骤，在第1频带中接收第2OFDM接收信号，所述第2OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号；第1OFDM信号处理步骤，输出对所述第1OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第1傅立叶变换信号；第2OFDM信号处理步骤，输出对所述第2OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第2傅立叶变换信号；信道估计步骤，由所述第1傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第1信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号，由所述第2傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第3信道估计信号、所述第2调制信号的第4信道估计信号；信号处理步骤，使用所述第1调制信号的第1信道估计信号以及第3信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号以及第4信道估计信号，由所述第1傅立叶变换信号以及所述第2傅立叶变换信号解调所述第1调制信号以及第2调制信号，使用与所述第1交织器的第1交织模式同样的、作为第1解交织模式的第1交织，对经解调的第1调制信号解交织为第1数据序列，使用与所述第2交织器的第2交织模式同样的、作为第2解交织模式的第2交织，对经解调的第2调制信号解交织为第2数据序列，所述第1解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，输入到所述第1解交织的第1调制信号的数量与第1解交织器输出的第1数据序列的数量相同，所述第2解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，所述第2解交织模式的输出规则是与所述第1解交织模式的输出规则不同的规则，所述第2解交织器所输入的所述第2调制信号的数量与所述第2解交织器所输出的所述第2数据序列的数量是相同的。
在根据本发明的上述方面的多天线接收方法中，所述第1解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第1调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；所述第2解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第2调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；所述第1解交织器所解交织的数据数与所述第2解交织器所解交织的数据数相同。
在根据本发明的上述方面的多天线接收方法中，进一步包括：解码步骤，通过对所述第1数据序列进行解码处理输出第1接收数据，通过对所述第2数据序列进行解码处理输出第2接收数据。
附图说明
图1是表示多天线通信系统的概略结构图；
图2是表示多天线发送装置的结构方框图；
图3是表示基带信号的帧结构例子的图；
图4是表示多天线接收装置的整体结构的方框图；
图5是表示实施方式1的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图6是表示软判定部503(506)的结构方框图；
图7是用于说明在软判定部503(506)的处理的图；
图8是表示被复用的调制信号A和调制信号B的候补信号点和接收点的图；
图9是表示有关调制信号A的被削减的候补信号点和接收点的图；
图10是表示有关调制信号B的被削减的候补信号点和接收点的图；
图11是表示用于实施方式1的多天线接收装置的信号处理部的其它结构例子的方框图；
图12是表示实施方式2的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图13是表示实施方式3的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图14是用于说明实施方式3的迭代动作的图；
图15是表示在实施方式3的解码过程的示意图；
图16是表示实施方式3的多天线接收装置的模拟结果的特性曲线图，(A)是调制信号A的特性曲线图，(B)是调制信号B的特性曲线图；
图17是表示用于实施方式3的多天线接收装置的信号处理部的其它结构例子的方框图；
图18是表示实施方式4的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图19是用于说明实施方式4的迭代动作的图；
图20是表示实施方式4的多天线接收装置的模拟结果的特性曲线图，(A)是调制信号A的特性曲线图，(B)是调制信号B的特性曲线图；
图21是表示在实施方式5的各个调制信号的信号点配置的例子((A)是调制信号A的信号点配置，(B)是调制信号B的信号点配置)的图；
图22是表示QPSK和16QAM的接收质量的特性曲线图：
图23是表示实施方式6的多天线发送装置的结构方框图；
图24是用于说明解交织器的处理的方框图；
图25是表示调制信号A和调制信号B的交织模式相同时的码元状态的一个例子的图，(A)是表示第一次判定后的调制信号的状态的图，(B)是表示信号点数量削减后的状态的图；
图26是表示适用实施方式6的方法，使用于调制信号A的交织模式与用于调制信号B的交织模式不同时的码元状态的一个例子的图，(A)是表示第一次判定后的调制信号的状态的图，(B)是表示信号点数量削减后的状态的图；
图27是表示使交织模式在调制信号之间不同的时候与相同的时候的接收特性的图；
图28是表示实施方式6的交织模式的一个例子的图，(A)是表示适用于调制信号A的交织模式X的图，(B)是适用于调制信号B的交织模式Y的图；
图29是表示实施方式6的交织模式的一个例子的图，(A)是表示交织前后的码元配置的图，(B)是表示调制信号A的码元配置的图，(C)是表示调制信号B的码元配置的图；
图30是表示实施方式7的多天线发送装置的结构方框图；
图31是表示实施方式7的各个调制信号的帧结构例子的图，(A)是表示调制信号A的帧结构的图，(B)是表示调制信号B的帧结构的图；
图32是表示实施方式7的多天线发送装置的其它结构的方框图；
图33是表示实施方式7的多天线接收装置的结构方框图；
图34是用于说明实施方式8的原理的图；
图35是表示插入STBC码元时的帧结构例子的图；
图36是用于说明STBC的发送接收的说明的方框图；
图37是表示用于插入STBC码元的结构例子的方框图；
图38是表示实施方式9的多天线接收装置的信号处理部的结构例子的方框图；
图39是表示实施方式9的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图40是表示插入STBC码元时的接收状态的例子的图；
图41是表示特殊码元的帧结构例子的图；
图42是表示特殊码元的帧结构例子的图；
图43是表示用于插入STBC码元的结构例子的方框图；
图44是表示插入特殊码元时的接收状态的例子的图；
图45是表示编码码元块和交织后的编码码元块的图；
图46是用于说明实施方式10的动作的图；
图47是表示实施方式10的多天线发送装置的结构方框图；
图48是用于说明各个调制信号的信号点配置的图，(A)是表示调制信号A的信号点配置的图，(B)是表示调制信号B的信号点配置的图；
图49是表示实施方式11的多天线发送装置的结构方框图；
图50是用于说明实施方式11的比特交织处理的图；
图51是表示实施方式11的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图52是用于说明信号点削减部进行的信号点削减处理的图；
图53是表示在实施方式11的解码过程的示意图；
图54是表示使调制信号之间的比特交织模式相同时的信号点选择的情况的图，(A)是表示第一次判定后的状态的图，(B)是表示信号点数量削减后的状态的图；
图55是表示使用实施方式11的比特交织模式时的信号点选择的情况的图，(A)是表示第一次判定后的状态的图，(B)是表示信号点数量削减后的状态的图；
图56是表示实施方式12的多天线发送装置的结构方框图；
图57是用于说明实施方式12的比特交织处理的图，(A)是表示交织模式X的图，(B)是表示交织模式Y的图，
图58是表示实施方式12的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图59是表示使调制信号之间的比特交织模式相同时的信号点选择的情况的图，(A)是表示第一次判定后的状态的图，(B)是表示信号点数量削减后的状态的图；
图60是表示使用实施方式12的比特交织模式时的信号点选择的情况的图，(A)是表示第一次判定后的状态的图，(B)是表示信号点数量削减后的状态的图；
图61是用于说明实施方式13的比特交织处理的图，(A)是表示交织模式X的图，(B)是表示交织模式Y的图；
图62是表示实施方式13的多天线接收装置的信号处理部的结构例子的方框图；
图63是表示实施方式13的多天线发送装置的结构例子的方框图；
图64是表示实施方式14的多天线发送装置的结构方框图；
图65是表示实施方式14的多天线接收装置的信号处理部的结构例子的方框图；
图66是表示实施方式14的其它结构例子的方框图；
图67是表示实施方式15的发送帧结构例子的图；
图68是表示实施方式15的多天线接收装置的发送系统的结构例子的方框图；
图69是表示从多天线接收装置的发送系统发送的帧结构的图；
图70是表示实施方式15的多天线发送装置的结构方框图；
图71是用于说明实施方式15的动作的图；
图72是表示实施方式15的多天线接收装置的接收系统的结构方框图；
图73是表示图72的信号处理部的结构方框图；
图74是用于说明在信道信息/接收信号存储部存储的数据的图；
图75是用于说明实施方式15的动作的图；
图76是用于说明实施方式16的动作的图；
图77是用于说明周期性延时分集(Cycled Delay Diversity)的图；
图78是表示实施方式17的多天线发送装置的结构方框图；
图79是用于说明实施方式18的MLD-S(MLD-Soft Decision Decoding，最大似然判定-软判定解码)解码方法的图；
图80是表示实施方式19的发送帧结构的图；
图81是表示实施方式19的重发动作的一个例子的图；
图82是表示实施方式19的多天线接收装置的结构方框图；
图83是表示实施例1的多天线发送装置的结构方框图；
图84是表示实施例1的多天线接收装置的信号处理部的结构例子的方框图；
图85-1是表示在实施例1中的交织处理和信号点选择的情况的图，(A)是表示交织前的数据排列的图，(B)是表示交织后的数据排列的图，(C)是表示交织后的各个信道的数据排列的图，(D)是表示第一次解码后的解交织后的数据状态的图，(E)是表示信号点削减前的交织后的第一次解码后的数据状态的图；
图85-2是表示在实施例1中的交织处理和信号点选择的情况的图，(F)是表示使用复本削减信号点时的状态的图，(G)是表示使用复本削减信号点并解交织后的状态的图，(H)是表示维特比解码后的状态的图；
图86是表示实施例1的多天线发送装置的结构方框图；
图87是表示实施例1的发送帧的图；
图88是表示实施例1的发送帧的图；
图89是用于说明实施例1的交织的图；
图90是用于说明实施例1的交织的图；
图91是表示实施例1的多天线发送装置的其它结构的方框图；
图92是表示实施例2的多天线发送装置的结构方框图；
图93是用于说明实施例2的交织处理的图，(A)是表示交织前的数据顺序的图，(B)是表示信道A的交织方法的图，(C)是表示信道B的交织方法的图，(D)是表示交织后的信道A的顺序的图，(E)是表示交织后的信道B的顺序的图，(F)是表示将信道A分配给副载波的图，(G)是表示将信道B分配给副载波的图，
图94是用于说明实施例2的接收处理的图；
图95是表示实施例3的多天线发送装置的结构方框图；
图96是用于说明实施例3的交织处理的图；
图97是表示实施例3的多天线接收装置的信号处理部的结构方框图；
图98是用于说明实施例4的交织处理的图，(A)是表示交织前的各个信道的数据的排列，(B)是表示交织后的各个信道的数据的排列，(C)是表示进行稀疏处理后的各个信道的数据的排列的图；
图99是用于说明实施例4的交织处理的图；
图100是用于说明实施例4的交织处理的图；
图101是表示其它实施方式的MIMO系统的结构方框图；
图102是表示一般的多天线通信系统的概略结构图；
图103是表示现有的多天线通信系统的结构方框图；以及
图104是用于说明时空分组码的图。
具体实施方式
要使用多天线接收装置接收从多天线发送装置同时发送、并在传播路径上复用的多个调制信号，并对各个调制信号进行信号点判定来获得差错率特性良好的数据，则需要庞大的运算量。尤其是信道数(天线数)越多，调制阶数越多，运算次数就越多。
本发明的一个特征是，使用自调制信号以外的其它的调制信号的判定值来削减在判定调制信号的接收点来获得接收数据时所使用的候补信号点，使用削减过的候补信号点来进行有关自调制信号的判定(主判定)。
下面参照附图详细说明本发明的实施方式。
(实施方式1)
图1表示在本实施方式中说明的多天线通信系统的整体结构。在本实施方式中，为简化说明，描述发送天线为2根，接收天线为2根的情况，但可适用于具有M(M≥2)根的发送天线和N(N≥2)根的接收天线的多天线系统。
多天线通信系统100的多天线发送装置110通过在发送部111对各个发送数字信号TA和TB进行规定的调制处理和向无线频率的变换处理来获得调制信号Ta和Tb，并从天线AN1和AN2进行发送。多天线接收装置120将各个天线AN3和AN4接收的接收信号R1和R2输入到接收部121。接收部121通过对接收信号R1和R2进行解调处理获得与发送数字信号TA和TB对应的接收数据RA和RB。
这里，从天线AN1发送的调制信号Ta受到信道变动h11(t)和h12(t)之后，被天线AN3和AN4接收。并且，从天线AN2发送的调制信号Tb受到信道变动h21(t)和h22(t)之后，被天线AN3和AN4接收。
因此，使用时间的参数t，使从天线AN1发送的信号为Ta(t)、从天线AN2发送的信号为Tb(t)、接收天线AN3接收的信号为R1(t)、接收天线AN4接收的信号为R2(t)，则下面的关系式成立。
R 1 ( t ) R 2 ( t ) = h 11 ( t ) h 21 ( t ) h 12 ( t ) h 22 ( t ) Ta ( t ) Tb ( t ) . . . ( 1 )
图2表示多天线发送装置110的结构。多天线发送装置110将发送数字信号TA和TB输入到编码部201A、201B。编码部201A、201B通过基于来自帧结构信号生成部210的帧结构信号S10，通过对发送数字信号TA和TB进行卷积编码处理而形成编码数据S1A、S1B，并发送到调制部202A、202B。
调制部202A、202B通过对编码数据S1A、S1B进行QPSK和16QAM等调制处理，同时在基于帧结构信号S10的定时插入信道估计用的码元，从而形成基带信号S2A、S2B，并发送到扩频部203A、203B。图3表示各个基带信号的帧结构的例子。
扩频部203A、203B通过对基带信号乘以扩频码来获得扩频的基带信号S3A、S3B，并发送到无线部204A、204B。然而，扩频部203A和扩频部203B使用不同的扩频码。无线部204A、204B通过对扩频的基带信号S3A、S3B进行上变频和放大等无线处理而形成调制信号Ta、Tb，并将其提供给天线AN1、AN2。
于是，从天线AN1、AN2同时发送在时间轴方向上被卷积编码的不同的调制信号Ta、Tb。
图4表示多天线接收装置120的整体结构。多天线接收装置120将天线AN3、AN4接收的接收信号R1、R2分别提供给无线部401-1、401-2。无线部401-1、401-2通过对接收信号进行下变频和正交解调等无线处理来获得基带信号R1-1、R2-1，并发送到解扩部402-1、402-1。
解扩部402-1使用与在图2的扩频部203A和扩频部203B使用的扩频码相同的扩频码对基带信号R1-1进行解扩处理，由此获得解扩后的基带信号R1-2，并将其发送到调制信号A的信道变动估计部403-1A、调制信号B的信道变动估计部403-1B以及信号处理部404。
同样地，解扩部402-1使用与在图2的扩频部203A和扩频部203B使用的扩频码相同的扩频码对基带信号R2-1进行解扩处理，由此获得解扩后的基带信号R2-2，并将其发送到调制信号A的信道变动估计部403-2A、调制信号B的信道变动估计部403-2B以及信号处理部404。
调制信号A的信道变动估计部403-1A通过基于信道估计码元来估计调制信号A(从天线AN1发送的调制信号Ta)的信道变动，获得信道变动估计值h11。由此，估计出天线AN1和天线AN3之间的信道变动。调制信号B的信道变动估计部403-1B通过基于信道估计码元来估计调制信号B(从天线AN2发送的调制信号Tb)的信道变动，获得信道变动估计值h21。由此，估计出天线AN2和天线AN3之间的信道变动。
同样地，调制信号A的信道变动估计部403-2A通过基于信道估计码元来估计调制信号A(从天线AN1发送的调制信号Ta)的信道变动，获得信道变动估计值h12。由此，估计出天线AN1和天线AN4之间的信道变动。调制信号B的信道变动估计部403-2B通过基于信道估计码元来估计调制信号B(从天线AN2发送的调制信号Tb)的信道变动，获得信道变动估计值h22。由此，估计出天线AN2和天线AN4之间的信道变动。
信号处理部404除了解扩后的基带信号R1-2、R2-2之外，还输入信道变动估计值h11、h21、h12、h22，并通过使用信道变动估计值h11、h21、h12、h22进行基带信号R1-2、R2-2的解码和检波等，来获得与发送数字信号TA、TB对应的接收数据RA、RB。
图5表示本实施方式的信号处理部404的结构。信号处理部404将基带信号R1-2、R2-2、信道变动估计值h11、h21、h12、h22输入分离部501。
分离部501通过将基带信号R1-2、R2-2与信道变动估计值h11、h21、h12、h22代入式(1)并进行式(1)的逆矩阵运算，获得发送数字信号TA的估计基带信号502和发送数字信号TB的估计基带信号505。由此，分离部501因为是以逆矩阵运算而不是以最大似然判定(MLD)来进行信号分离的，所以能够以与进行最大似然判定时相比之下较小的电路规模进行信号分离。分离部501将发送数字信号TA的估计基带信号502输出到软判定部503，同时将发送数字信号TB的估计基带信号505输出到软判定部506。
软判定部503、506分别求出估计基带信号502、505的软判定值后，对软判定值进行纠错处理，获得由数字数据构成的判定值504、507。由软判定部503获得的判定值504被输出到信号点削减部514、516。而由软判定部506获得的判定值507被输出到信号点削减部508、510。
图6表示软判定部503、506的结构。软判定部503和软判定部506的结构相同，所以在此仅说明软判定部503的结构。软判定部503将估计基带信号502输入软判定值计算部601。软判定值计算部601通过求出估计基带信号502的分支度量和路径度量来计算估计基带信号502的数据序列602，并将该数据序列602输出到判定部603。判定部603对数据序列602进行纠错处理，将纠错后的数据作为判定值504输出。
下面使用图7具体说明在软判定部503、506的处理。图7表示发送数字信号TA、TB被QPSK调制时的信号点配置例子。在图中，701是接收信号点，相当于估计基带信号502、505。软判定部503、506求图7的接收信号点701与QPSK的信号点的例如欧几里德距离的平方，并将该值作为分支度量，利用该分支度量求路径度量。然后在使用卷积码时，例如基于维特比算法进行解码，获得有关发送数字信号TA的判定值504和有关发送数字信号TB的判定值507。
除了上述结构，信号处理部404还包括有关调制信号A的信号点削减部508、501以及有关调制信号B的信号点削减部514、516。
由软判定部506获得的有关调制信号B的判定值输入到有关调制信号A的信号点削减部508、510。而在信号点削减部508有基于一方的接收天线AN4的接收信号获得的调制信号A的信道变动值h12和调制信号B的信道变动值h22输入的同时，在信号点削减部510有基于另一方的接收天线AN3的接收信号获得的调制信号A的信道变动值h11和调制信号B的信道变动值h21输入。
信号点削减部508，如图8所示，首先基于调制信号A的信道变动值h12和调制信号B的信道变动值h22估计16点的候补信号点801～816。接着如图9所示，信号点削减部508使用由软判定部506获得的调制信号B的判定值507将候补信号点的数量缩减为4点。另外，图9表示调制信号B的判定值507被判定为(0，0)，也就是用调制信号B发送的2比特被判定为(0，0)时的候补信号点削减的例子。然后，信号点削减部508将信号点801、806、811、816的信息作为信号点信息509输出到软判定部512。
同样地，信号点削减部510基于调制信号A的信道变动值h11和调制信号B的信道变动值h21估计16点的候补信号点801～816，接着使用由软判定部506获得的调制信号B的判定值507将候补信号点的数量缩减为4点，将该4点的信号点的信息作为信号点信息511输出到软判定部512。
由软判定部503获得的有关调制信号A的判定值504输入到有关调制信号B的信号点削减部514、516。而在信号点削减部514有基于一方的接收天线AN4的接收信号获得的调制信号A的信道变动值h12和调制信号B的信道变动值h22输入的同时，在信号点削减部516有基于另一方的接收天线AN3的接收信号获得的调制信号A的信道变动值h11和调制信号B的信道变动值h21输入。
信号点削减部514，如图8所示，首先基于调制信号A的信道变动值h12和调制信号B的信道变动值h22估计16点的候补信号点801～816。接着如图10所示，信号点削减部514使用由软判定部503获得的调制信号A的判定值504将候补信号点的数量削减为4点。另外，图10表示调制信号A的判定值504被判定为(1，0)，也就是用调制信号A发送的2比特被判定为(1，0)时的候补信号点削减的例子。然后信号点削减部514将信号点805、806、807、808的信息作为信号点信息515输出到软判定部518。
同样地，信号点削减部516基于调制信号A的信道变动值h11和调制信号B的信道变动值h21对16点的候补信号点801～816进行估计，接着使用由软判定部503获得的调制信号A的判定值504，将候补信号点的数量削减为4点，将该4点的信号点的信息作为信号点信息517输出到软判定部518。
由此，在本实施方式的多天线接收装置120中，除了以信道变动矩阵的逆矩阵运算来分离各个调制信号A、B的分离部501和软判定分离的调制信号502、505的软判定部503、506之外，还设置了与各个调制信号A、B对应的信号点削减部508、510、514、516，在信号点削减部508、510、514、516中使用除了自调制信号以外的其它的调制信号的软判定值507、504来削减有关自调制信号的候补信号点数。
换言之，在分离部501和软判定部503、506对各个调制信号A、B进行虚拟判定，在信号点削减部508、510、514、516中基于该虚拟判定结果507、504来削减候补信号点。
各个软判定部512、518使用被削减的有关自调制信号的候补信号点对基带信号R1-2、R2-2进行软判定，从而获得与发送数字信号TA、TB对应的接收数据RA、RB。
下面进行具体说明。在软判定部512输入图9的候补信号点801、806、811、816的信息作为信号点信息509、511，同时输入接收基带信号R1-2、R2-2。软判定部512使用候补信号点801、806、811、816对接收基带信号R1-2、R2-2双方进行软判定。例如，接收基带信号R1-2表示的接收点为图9的信号点800的话，通过计算接收信号点800和候补信号点801、806、811、816之间的欧几里德距离的平方而求分支度量(将此称为Bx)。同样地，接收基带信号R2-2表示的接收点为图9的信号点800(但，实际上接收基带信号R2-1的接收点和接收基带信号R2-2的接收点不同)的话，通过计算接收信号点800和候补信号点801、806、811、816之间的欧几里德距离的平方而求分支度量(将此称为By)。
然后软判定部512从将分支度量Bx和分支度量By相加的分支度量而求路径度量，例如在使用卷积码时，通过基于维特比算法进行解码就可获得调制信号A的接收数据RA。
同样地，在软判定部518输入图10的候补信号点805、806、807、808的信息作为信号点信息515、517的同时，输入接收基带信号R1-2、R2-2。软判定部518使用候补信号点805、806、807、808对接收基带信号R1-2、R2-2双方进行软判定。例如，接收基带信号R1-2表示的接收点为图10的信号点800的话，通过计算接收信号点800和候补信号点805、806、807、808之间的欧几里德距离的平方来求分支度量(将此称为Bv)。同样地，接收基带信号R2-2表示的接收点为图10的信号点800(但是，实际上接收基带信号R2-1的接收点和接收基带信号R2-2的接收点不同)的话，通过计算接收信号点800和候补信号点805、806、807、808之间的欧几里德距离的平方来求分支度量(将此称为Bw)。
然后软判定部518从将分支度量Bv和分支度量Bw相加的分支度量而求路径度量，例如在使用卷积码时，通过基于维特比算法进行解码就可获得调制信号B的接收数据RB。
接下来说明本实施方式的多天线接收装置120的动作。多天线接收装置120用两个天线AN3、AN4接收从两个天线AN1、AN2同时发送的两个调制信号A、B。多天线接收装置120通过信道变动估计部403-1A、403-1B、403-2A、403-2B，基于插入各个调制信号A、B的已知信号，对各个发送天线AN1、AN2与接收天线AN3、AN4之间的信道变动进行估计。
这里，调制信号A、调制信号B被QPSK调制时，在进行复用后被接收的接收信号中存在4×4＝16点的信号点。换言之，基于信道变动估计值形成的候补信号点的数量也是16个。
此时，在现有的多天线接收装置中是求出16个候补信号点与接收点之间的信号点距离，检测出距离为最小值的候补信号点，并以该候补信号点表示的数据作为接收数据。
与此相对，在本实施方式的多天线接收装置120中，设置了通过信道变动矩阵的逆矩阵运算来分离各个调制信号A、B的分离部501和软判定分离的调制信号的软判定部503、506，先获得各个调制信号A、B的数字信号(判定值)，使用该数字信号来缩减各个调制信号A、B的候补信号点。然后仅使用缩减的候补信号点来由软判定部进行正确的判定。换个方式说，就是由分离部501和软判定部503、504对调制信号A、B进行虚拟判定，使用该虚拟判定值缩减候补信号点，仅对缩减的候补信号点进行正确的数字判定(主判定)。
由此，与软判定部512、518使用所有的候补信号点来判定接收点的情况相比，能够大幅减少运算量。例如在这个实施方式中虽然是使用QPSK作为调制方式，随着调制阶数的增加，其效果变得更大。例如，调制信号A、B都是以64QAM进行调制的话，在不削减信号点数的时候会有64×64＝4096个的候补信号点存在，如果要对4096个候补信号点求出分支度量的话就需要非常大规模的电路。
另外，与仅使用逆矩阵运算获得接收数据的情况相比，也就是与将软判定部503、506的判定结果直接作为接收数据的情况相比，能够提高差错率特性。尤其在进行信号点数的削减时，进行正确的削减的话，能获得完全分集增益，从而能够进一步提高差错率特性。将在下面的实施方式说明更适合于信号点削减的结构。
因此，根据本实施方式，基于使用信道变动矩阵的逆矩阵运算而分离的各个调制信号502、505来对各个调制信号502、505进行虚拟判定，使用虚拟判定结果504、507来削减复用的调制信号的候补信号点数之后，使用削减过的候补信号点进行正确的判定来获得各个调制信号的接收数据RA、RB，由此能够以较少的运算量获得差错率特性良好的接收数据RA、RB。其结果，能够实现在维持差错率特性的同时还能简化装置结构的多天线接收装置和多天线接收方法。
此外，在上述实施方式，虽然描述了在分离用于削减候补信号点的各个调制信号时，由分离部501进行信道变动矩阵的逆矩阵运算的情况，但分离方法不限于逆矩阵运算，也可以使用例如MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)算法来估计各个调制信号并进行分离。
另外，在上述的实施方式，虽然描述了由分离部501和软判定部503、506进行用于候补信号点的削减的各个调制信号的虚拟判定的情况，但虚拟判定的方法不限于此。在不考虑电路规模时，例如也可以如图11所示，不进行用于调制信号的分离的逆矩阵运算，而由软判定部1101进行虚拟判定。
在对与图5对应的部分附加相同标号来表示的图11中，信号处理部1100的软判定部1101有基带信号R1-2、R2-2和信道变动估计值h11、h21、h12、h22输入。软判定部1101如图8所示，基于调制信号A的信道变动值h11和调制信号B的信道变动值h21估计16点的候补信号点801～816。然后从解扩后的基带信号R1-2估计图8的接收信号点800，例如求出接收信号点800与16个候补信号点801～816之间的各个欧几里德距离的平方，以求出分支度量。同样地，软判定部1101从调制信号A的信道变动值h12、h22和解扩后的基带信号R2-2求出分支度量。然后，软判定部1100在使用卷积码的时候基于两个分支度量求出路径度量，将调制信号A的判定值1102和调制信号B的判定值1103输出。
(实施方式2)
在这个实施方式，提出一种使进行用于削减候补信号点的虚拟判定的部分的结构，与实施方式1相比更为简便，从而以更简便的结构来获得差错率特性良好的接收数据的多天线接收装置。
在图12中，对与图5对应的部分附加相同的标号，并表示出本实施方式中多天线接收装置的信号处理部1200的结构。在图12的信号处理部1200与图5的信号处理部404相比，在其结构省略了对由分离部501分离的调制信号B的估计基带信号505进行判定的软判定部506(图5)。然后使由软判定部518获得的调制信号B的接收数据RB输入信号点削减部1201、1202。信号点削减部1201、1202使用由软判定部518获得的接收数据RB来代替来自软判定部506(图5)的判定值507，以与实施方式1中说明的相同的方法来削减候补信号点。由此，相应于软判定部506这个部分的省略，能够简化整体的电路结构。
接下来说明本实施方式的信号处理部1200的动作。信号处理部1200首先由软判定部503仅对调制信号A进行解码，并使用该结果由信号点削减部514、516削减候补信号点，并由软判定部518解码调制信号B来获得调制信号B的接收数据RB。
信号处理部1200接着由信号点削减部1201、1202使用调制信号B的数据RB削减有关调制信号A的候补信号点，并由软判定部512对调制信号A进行解码，来获得调制信号A的接收数据RA。由此，本实施方式的信号处理部1200并不是同时对调制信号A和调制信号B进行解码，而是按照调制信号A的解码、调制信号B的解码、调制信号A的解码那样交替地进行解码。
因此，根据本实施方式，并不是进行所有的调制信号的虚拟判定，并在所有的信号点削减部使用虚拟判定结果来削减候补信号点，而是仅进行有关某个调制信号的虚拟判定，对于其它的调制信号使用最终判定结果(主判定结果)来削减候补信号点，由此，除了实施方式1的效果之外，还能够实现更简便的结构的多天线接收装置。
(实施方式3)
在本实施方式中，提出一种除了在削减候补信号点之后进行主判定来以较少的运算次数获得差错率特性良好的接收数据，还通过迭代(iteration)技术的应用来进一步提高差错率特性的多天线接收装置。
在图13，对与图5对应的部分附加相同的标号，并表示出本实施方式中多天线接收装置的信号处理部1300的结构。也就是说，用信号处理部1300替换图4的信号处理部404来在多天线接收装置120中使用。
在实施方式1中说明的图5的信号处理部404与本实施方式的信号处理部1300的不同点在于，信号点削减部1301、1302除了输入来自软判定部506的判定值507之外，还输入有来自软判定部518的接收数据RB，以及信号点削减部1303、1304除了输入来自软判定部503的判定值504之外，还输入有软判定部512的接收数据RA。
由此，信号点削减部1301～1304与实施方式1的信号点削减部508、510、514、516相比，能够提高进行正确的信号点削减的几率。其结果，能够进一步提高最终获得的接收数据RA、RB的差错率特性。
接着使用图14说明本实施方式的信号处理部1300的动作。如图14所示，在信号处理部1300中并列进行调制信号A、B的软判定以及解码。然后，调制信号A的信号点削减使用由调制信号B的软判定获得的调制信号B的接收数据RB来进行。相反地，调制信号B的信号点削减使用由调制信号A的软判定获得的调制信号A的接收数据RA来进行。然后，通过分别进行调制信号A、B的软判定(主判定)来获得调制信号A、B的接收数据RA、RB。并且，使用获得的调制信号A、B的接收数据RA、RB迭代地进行信号点削减和软判定(主判定)。
具体说明如下。关于第一次的软判定和解码的动作，与在实施方式1中说明的图5的信号处理部404的动作相同。也就是说，基于软判定部503、504所获得的虚拟判定值(判定值504、507)来进行信号点削减。与此相对，第二次及其之后的软判定及解码使用软判定部512、518所获得的接收数据RA、RB来进行。
在信号处理部1300中，对于调制信号A，在步骤ST1A所示的第一次的软判定处理中，信号点削减部1301、1302分别使用调制信号B的软判定值507估计用调制信号B发送的2比特，将图8的16个候补信号点削减至图9的4个信号点，将该信号点信息(4个信号点)509、511输出到软判定部512，软判定部512使用信号点信息509、511获得接收数据RA。
同样地，在信号处理部1300中，对于调制信号B，在步骤ST1B所示的第一次的软判定处理中，信号点削减部1303、1302分别使用调制信号A的软判定值504估计用调制信号A发送的2比特，将图8的16个候补信号点削减至图10的4个信号点，将该信号点信息(4个信号点)515、517输出到软判定部518，软判定部518使用信号点信息515、517获得接收数据RB。
信号处理部1300对于调制信号A，在步骤ST2A、ST3A所示的第二次的软判定处理中，信号点削减部1301、1302分别使用在步骤ST1B获得的接收数据RB估计用调制信号B发送的2比特，将图8的16个候补信号点削减至图9的4个信号点(步骤ST2A)，将该信号点信息(4个信号点)509、511输出到软判定部512，软判定部512使用信号点信息509、511获得接收数据RA(步骤ST3A)。
同样地，信号处理部1300对于调制信号B，在步骤ST2B、ST3B所示的第二次的软判定处理中，信号点削减部1303、1304分别使用在步骤ST1A获得的接收数据RA估计用调制信号A发送的2比特，将图8的16个候补信号点削减至图10的4个信号点(步骤ST2B)，将该信号点信息(4个信号点)515、517输出到软判定部518，软判定部518使用信号点信息515、517获得接收数据RB(步骤ST3B)。
信号处理部1300对于调制信号A，在步骤ST4A、ST5A所示的第三次的软判定处理中，信号点削减部1301、1302分别使用在步骤ST3B获得的接收数据RB估计用调制信号B发送的2比特，将图8的16个候补信号点削减至图9的4个信号点(步骤ST4A)，将该信号点信息(4个信号点)509、511输出到软判定部512，软判定部512使用信号点信息509、511获得接收数据RA(步骤ST5A)。
同样地，信号处理部1300对于调制信号B，在步骤ST4B、ST5B所示的第三次的软判定处理中，信号点削减部1303、1304分别使用在步骤ST3A获得的接收数据RA估计用调制信号A发送的2比特，将图8的16个候补信号点削减至图10的4个信号点(步骤ST4B)，将该信号点信息(4个信号点)515、517输出到软判定部518，软判定部518使用信号点信息515、517获得接收数据RB(步骤ST5B)。
这样，在信号处理部1300中，使用上一次动作结束后的另一方的调制信号的接收数据RA、RB来进行第二次及其之后的信号点削减。
然后，软判定部512、518分别进行了第一次的软判定、解码之后，将第一次的接收数据RA、RB输出。接着，进行了第二次的软判定、解码之后，输出第二次接收数据RA、RB，而不是第一次的接收数据RA、RB。也就是说，进行了第n次的软判定、解码之后，将作为第n次的软判定解码结果的接收数据RA、RB输出，以代替第n-1次的接收数据RA、RB。
这样，在削减候补信号点时，因为是使用其它的调制信号的纠错解码后的数据(假设是在软判定部512、518进行纠错解码处理)进行迭代(iteration)处理，变得能够使正确的候补信号点剩下的几率提高，从而能够进一步提高接收数据RA、RB的差错率特性。
图15是表示本实施方式的解码处理过程的示意图。调制信号A、调制信号B的1帧是由多个码元构成。首先进行相当于1帧的量的第一次的纠错。然后，反映第一次的纠错结果进行状态数削减，再进行第二次的相当于1帧的量的纠错。这样，在反映(n-1)次的纠错结果进行状态数削减之后，进行第n次的相当于1帧的量的纠错。
图16表示在使用本实施方式的信号处理部1300时的接收特性(载波功率与噪声功率比(C/N)和比特差错率的关系)的模拟结果。从图中可明显得知，调制信号A、B都随着迭代解码次数的增加而提高接收质量。但是，并不是使次数增多就好，到某个程度的次数之后接收质量的改善效果就会饱和。并且，调制信号A、B的接收质量在调制方式相同的时候是相同的。
于是，根据本实施方式，在削减候补信号点时，使用纠错解码后(主判定后的)其它的调制信号的数据RA、RB并进行迭代处理来获得最终的接收数据RA、RB，由此，与实施方式1相比，能够获得差错率特性进一步提高的接收数据RA、RB。
再有，在本实施方式，虽然描述了由分离部501以及软判定部503、506来进行用于削减候补信号点的各个调制信号的虚拟判定，但虚拟判定的方法不限于此，在不考虑电路规模的时候，例如如图17所示，也可以不进行用于分离调制信号的逆矩阵运算，而由软判定部1705进行虚拟判定。
在对与图13对应的部分附加相同标号的图17中，信号处理部1700的软判定部1705有基带信号R1-2、R2-2和信道变动估计值h11、h21、h12、h22输入其中。软判定部1705如图8所示，基于调制信号A的信道变动值h11和调制信号B的信道变动值h21估计16点的候补信号点801～816。然后从解扩后的基带信号R1-2估计图8的接收信号点800，例如求出接收信号点800与16个候补信号点801～816之间的各个欧几里德距离的平方，以求出分支度量。同样地，软判定部1705从调制信号A的信道变动值h12、h22和解扩后的基带信号R2-2求出分支度量。然后，软判定部1705在使用卷积码的时候从两个分支度量求出路径度量，在将调制信号A的判定值1706输出到信号点削减部1703、1704的同时，将调制信号B的判定值1707输出到信号点削减部1701、1702。
这里，将图13的信号处理部1300和图17的信号处理部1700相比时，信号处理部1700是由软判定部1705进行有关16个候补信号点的判定，因此有分支度量、路径度量的电路规模增大，使得与信号处理部1300相比整体的电路规模变大的缺点。尤其是，在QPSK时虽然是16点，而64QAM时存在4096个信号点，随着调制阶数的增加而变得不具现实性。
可是，在软判定部1705因为与使用分离部501和软判定部503、506的情况相比能够获得精度良好的判定值，因此具有在进行迭代时即使迭代次数少，也能够获得差错率特性良好的接收数据RA、RB的优点。
(实施方式4)
本实施方式的特征在于，相对于在实施方式3是并行地对各个调制信号进行软判定解码，使用其它的调制信号的软判定解码结果来削减自调制信号的候补信号点，本实施方式则是交替地对各个调制信号进行软判定解码，使用其它的调制信号的软判定解码结果来削减自调制信号的候补信号点。由此，因为能够减少对信号点削减采用迭代技术时的运算次数，从而能够进一步地简化电路结构。
在图18，对与图13对应的部分附加相同的标号，并表示出本实施方式中多天线接收装置的信号处理部的结构。信号处理部1800与在实施方式3中说明的图13的信号处理部1300相比，其结构省略了软判定部506。
另外，与在实施方式2说明的图12的信号处理部1200相比的话，其结构是在信号处理部1200添加了迭代处理的结构。
在信号处理部1800中，有关调制信号B的信号点削减部1803、1804与实施方式3同样地是使用由软判定部503获得的判定值504和由软判定部512获得的纠错解码后的接收数据RA双方来削减候补信号点，但有关调制信号A的信号点削减部1801、1802仅使用由软判定部518获得的纠错解码后的接收数据RB来削减候补信号点。这样，本实施方式的信号处理部1800相应于对软判定部506的省略而能够使整体的电路结构与实施方式3的信号处理部1300相比更加简化。
接着使用图19说明本实施方式的信号处理部1800的动作。相对于实施方式3的信号处理部1300是并列进行调制信号A、B的软判定和解码，信号处理部1800在第一次的软判定解码仅对调制信号A进行，在第二次的软判定解码仅对调制信号B进行，在第三次的软判定解码仅对调制信号A进行，如此的交替进行调制信号A和调制信号B的软判定解码。
具体说明如下。信号处理部1800首先由软判定部503仅对调制信号A进行软判定解码(步骤ST10A)，使用该结果由信号点削减部1803、1804削减候补信号点(步骤ST10B)，再由软判定部518对调制信号B进行软判定解码(步骤ST11B)，由此获得调制信号B的接收数据RB。接着，在信号处理部1800由信号点削减部1801、1802使用调制信号B的接收数据RB削减候补信号点(步骤ST11A)，由软判定部512再次进行调制信号A的软判定解码(步骤ST12A)，由此获得调制信号A的接收数据RA。下面，同样地一边使用另一方的软判定解码结果来削减候补信号点，交替地重复调制信号A的软判定解码和调制信号B的软判定解码。
图20表示在使用本实施方式的信号处理部1800时的接收特性(载波功率与噪声功率比(C/N)和比特差错率的关系)的模拟结果。从此图中可得知，即使是交替地进行各个调制信号的软判定解码，也能够获得与并行地进行各个调制信号的软判定解码时(图16)同样的差错率特性良好的接收数据。另外，调制信号A、B都是随着迭代解码次数的增加，接收质量也跟着提高，但并不是单纯地增加次数就好，到某个程度的次数之后接收质量的改善效果就会饱和。
因此，根据本实施方式，通过对各个调制信号交替进行所谓使用其它的调制信号的软判定解码结果来削减自调制信号的候补信号点的处理，除了实施方式3的效果之外，因为解码的次数减半，所以能够更进一步地削减电路规模。
(实施方式5)
在本实施方式中，除了上述实施方式1～4之外，还提出从各个天线发送接收质量不同的调制信号。
将其中一个例子表示于图21。图21是考虑图12和图18的结构，并表示调制信号A的调制方式为QPSK、调制信号B的调制方式为16QAM的时候的在I-Q平面上的信号点配置的一个例子。将QPSK、16QAM各自的载波功率与噪声功率比和比特差错率的关系表示于图22。
这里，采用图12和图18的结构时，在以QPSK为调制信号A的调制方式，以16QAM为调制信号B的调制方式的情况，如图22所示，在第一次的软判定中，因为调制信号A的调制方式为QPSK而为良好的接收质量(与16QAM相比)，可由软判定部503获得接收质量良好的调制信号A的判定值504(数字信号)。
然后，因为所获得的调制信号A的数字信号的判定值是正确的，在信号点削减时进行错误的信号点削减的可能性降低，由软判定部518进行调制信号B的软判定解码时所获得的调制信号B的接收数据RB的差错率特性提高。这里，如果考虑传输速度的话，以调制阶数比QPSK多的例如16QAM(64QAM也可以)作为调制信号B的调制方式较好。由此，能够兼顾到接收质量的提高以及传输速度的提高。
这样，使调制信号A的调制阶数比调制信号B的调制阶数少，由此确保调制信号A的接收质量，能够进行良好的信号点削减，其结果，调制信号B的接收质量也能够确保。由此，能够兼顾到接收质量的提高以及传输速度的提高。
换言之，只要使最初用于虚拟判定的调制信号的接收质量变好，则信号点削减的引入变得正确，在之后的主判定就能带来良好的判定结果。
另外，在进行迭代解码(iteration)的时候，也连带地使迭代的次数减少，而能够削减电路规模。
并且，以使调制信号A和调制信号B的编码率不同的方式进行设定的话也能够获得相同的效果。例如，以调制信号A的编码率为1/4，以调制信号B的编码率为3/4。这样，因为调制信号A的接收质量良好，信号点削减被正确执行的可能性变高，调制信号B的接收质量也提高。
并且，使调制信号A和调制信号B的扩频码长度不同的话也能够获得相同的效果。例如，使调制信号A的扩频码长度比调制信号B的扩频码长度还要长即可。
因此，根据本实施方式，通过除了实施方式1～4的结构之外，还在各个调制信号之间改变调制方式、编码率、扩频率等以使得各个调制信号的接收质量不同，由此，除了实施方式1～4的效果之外，还能够兼顾差错率特性的提高和传输速度的提高。
(实施方式6)
在本实施方式中，提出一种使各个天线发送的调制信号的交织模式在各个调制信号之间不同的多天线发送装置。
在图23，对与图2对应的部分附加相同的标号，并表示出本实施方式的多天线发送装置的结构。多天线发送装置2300除了在编码部201A和调制部202A之间设置了交织器2301A、以及在编码部201B和调制部202B之间设置了交织器2301B之外，其它结构与在实施方式1中说明的图2的多天线发送装置110相同。
交织器2301A以被编码过的数字信号S1A作为输入，进行顺序的重新排列，将交织后的数字信号S10A输出到调制部202A。同样地，交织器2301B以编码的数字信号S1B作为输入，对顺序进行重新排列，将交织后的数字信号S10B输出到调制部202B。
然而，像这样在发送装置端进行交织处理的话，必须在接收端进行解交织处理。将此时的接收装置的结构例子表示于图24。图24的结构例子与在实施方式3中说明的信号处理部1300对应。在图24中，对于与图13对应的部分附上相同的标号，信号处理部2400包括将发送端的交织器2301A排列的信号复原的解交织器2401A、2403A、2404A，并包括将发送端的交织器2301B排列的信号复原的解交织器2401B、2403B、2404B。另外，信号处理部2400包括进行与交织器2301A同样的排列的交织器2402A、2405A，并包括进行与交织器2301B同样的排列的交织器2402B、2405B。
根据这个结构，信号处理部2400将分离部501分离的有关发送数字信号TB的估计基带信号通过解交织器2401A恢复成原来的排列后输出到软判定部503，并将有关发送数字信号TB的估计基带信号通过解交织器2401B恢复成原来的排列后输出到软判定部506。另外，由软判定部503获得的判定值由交织器2402A交织后被输出到信号点削减部1303、1304，由软判定部506获得的判定值被交织器2402B交织后被输出到信号点削减部1301、1302。再有，由软判定部512获得的判定值在被交织器2405A交织后输入信号点削减部1303、1304，由软判定部518获得的判定值在被交织器2405B交织后输入信号点削减部1301、1302。
由此，在信号点削减部1301、1302，通过从交织的接收信号中削减交织的调制信号B的信号点，能够获得有关调制信号A的削减后的候补信号点。但是，该削减后的候补信号点是交织后的信号点，所以在由解交织器2403A、2404A解交织后输入软判定部512。同样地，在信号点削减部1303、1304，通过从交织的接收信号中削减交织的调制信号A的信号点，能够获得有关调制信号B的削减后的候补信号点。但是，该削减后的候补信号点是交织后的信号点，所以在由解交织器2403B、2404B解交织后输入软判定部518。
再有，这里虽然是以在实施方式3中说明的信号处理部1300为基础描述了在发送端对交织的信号进行解码的结构例子，但只要在实施方式1或实施方式2、实施方式4和实施方式5中说明的接收装置适当地设置与发送端的交织器对应的解交织器及交织器，就可如上所述，在从各个天线发送交织模式不同的信号时对各个调制信号进行解码。
接下来，对交织模式(发送信号的重新排列的顺序)进行详细的说明。本实施方式最重要的一点是，使用于调制信号A的交织模式与用于调制信号B的交织模式不同。由此能够提高在接收端的差错率特性。尤其是，以使用于调制信号A的交织模式与用于调制信号B的交织模式不相关地相近的方式来选定交织模式的话，能够使接收质量变得极好。关于这一点，现进行更详细的说明。
图25表示调制信号A与调制信号B的交织模式相同时的码元的状态的一个例子。假设在图5的软判定部503进行调制信号A的解码，结果如图25(A)所示，产生了连续5个的进行了错误判定的码元。另外，在使用卷积码等的时候，在一般的情况会连续发生错误。于是，在信号点削减部514、516进行信号点数的削减时，如图25的(B)所示，连着5个码元在信号点削减引起的信号点选择产生错误。其结果，如果由软判定部518进行调制信号B的解码的话无法有效的提高接收质量。这是因为纠错码对连续的错误进行纠错的能力低。
下面，对像本实施方式一样在发送端使用于调制信号A的交织模式与用于调制信号B的交织模式不同的情况进行说明。此时，进行信号点削减时，成为如图26所示的码元状态。假设在图24的软判定部503进行调制信号A的解码，结果如图26的(A)所示，产生了连续5个的进行了错误判定的码元。于是，信号点削减部1303、1304在进行信号点的削减时，与图25的(B)不同，因为调制信号A的交织模式与调制信号B的交织模式不同，通过解交织后，如图26的(B)所示，因信号点削减引起的信号点选择的错误变得以离散的方式产生。也就是说，不会像图25的(B)一样地连续产生因信号点削减而引起的信号点选择的错误。其结果，如果由软判定部518进行调制信号B的解码的话能够有效的提高接收质量。这是因为纠错码对离散的错误进行纠错的能力高。
这个作用及效果在使用迭代技术的结构的时候也是相同的。
在上述的动作中，将调制信号A换成调制信号B并将调制信号B换成调制信号A使其动作也能获得相同的作用效果，由此，能够有效地提高调制信号A的解码的接收质量。
因此，根据本实施方式，通过使各个天线发送的调制信号的交织模式在调制信号之间不同，在接收端解码的时候能够降低突发性错误的影响，并实现能够获得差错率特性良好的接收数据的多天线发送装置。
特别适合使用于向如实施方式1～4所述的具有信号点削减部的多天线接收装置发送调制信号的多天线发送装置。
图27表示如本实施方式所示在调制信号之间使用不同的交织模式时的接收特性，以及在调制信号之间使用相同的交织模式时的接收特性的模拟结果。在图27，横轴为Eb/No(energy per bit-to-noise spectral density ratio，比特能量与噪声功率密度比)，纵轴为BER(Bit Error Rate，比特差错率)。
图中的圆点是表示，在使用本实施方式的结构的情况下，用具有由图24所示的结构构成的信号处理部2400的多天线接收装置，也就是使用由图23所示的结构构成的多天线发送装置2300发送的信号，进行接收解调的时候的特性。与此相对，图中的三角形是表示在调制信号之间使用相同的交织模式时的接收特性。另外，在模拟中针对不进行迭代解码的情况、仅进行一次迭代的情况、以及进行五次迭代的情况时的特性进行了调查。再有，这个模拟是传播环境为莱斯因子10dB的莱斯衰落环境、调制方式为QPSK，并进行编码率1/2的卷积编码时的情况的结果。
从这个模拟结果可以得知，在调制信号之间的交织模式相同时，如图中的圆点所示，即使增加迭代解码的次数，接收质量的改善只有一点点。另一方面，在调制信号之间选定不同的交织模式时，如图中的三角形所示，通过增加迭代次数能够有效地改善接收质量。
然而，在这个实施方式中，虽然描述了在使从各个天线发送的调制信号的交织模式不同时，设置交织器2301A、2301B，使各个调制信号的码元的顺序在调制信号之间不同的情况，但使交织模式在调制信号之间不同的方法不限于此。
作为使在各个调制信号之间的交织不同的方法，例如有下面的方法。
(i)如本实施方式，使构成各个调制信号的码元的数据的排列本身不同的方法。
这个方法的具体例表示于图28。关于调制信号A，通过对在交织前排列成数据1、数据2、…、数据200的数据进行交织，例如每隔5个进行排列，排列成数据1、数据6、…、数据196、数据2、数据7、…、数据197、数据3、数据8、…、数据198、数据4、数据9、…、数据199、数据5、数据10、…、数据200。相对于此，关于调制信号B，通过对在交织前排列成数据1、数据2、…、数据200的数据进行交织，例如每隔8个进行排列，排列成数据1、数据9、…、数据193、数据2、数据10、…、数据194、数据3、数据11、…、数据195、数据4、数据12、…、数据196、数据5、数据13、…、数据197、数据6、数据14、…、数据198、数据7、数据15、…、数据199、数据8、数据16、…、数据200。也就是说，使调制信号A和调制信号B的数据排列本身不同。
(iii)虽然使调制信号之间的码元和数据的排列相同，如使用图31后述的那样，在将码元和数据配置在副载波的频率方向和时间方向时，使其配置本身不同的方法。
这个方法的具体例表示于图29。如图29的(A)所示，通过对在交织前排列成数据1、数据2、…、数据200的数据进行交织，例如每隔5个进行排列，排列成数据1、数据6、…、数据196、数据2、数据7、…、数据197、数据3、数据8、…、数据198、数据4、数据9、…、数据199、数据5、数据10、…、数据200。这分别在调制信号A、B进行。也就是说，在这个时刻的调制信号之间的交织模式是相同的。然后如图29的(B)、(C)所示，使各个调制信号A、B往副载波的配置模式不同。在图29的(B)、(C)中表示出OFDM信号的副载波数为200的情况。关于调制信号A，对频率轴或时间轴排列成数据1、数据6、…、数据196、数据2、数据7、…、数据197、数据3、数据8、…、数据198、数据4、数据9、…、数据199、数据5、数据10、…、数据200。与此相对，关于调制信号B，相对于调制信号A的配置偏移相当于5载波的量，排列成数据185、数据190、数据195、数据200、数据1、数据6、…、数据175、数据180。像这样，使其中一方的调制信号相对于另一方的调制偏移相当于数个载波的量或是某个时间的量，由此能够使各个调制信号之间的交织不同。
(iii)合并使用上述(i)和(ii)的方法。
换言之，在本发明描述的不同的交织模式不仅是表示使码元和数据的排列本身不同的情况，还包括使码元和数据在频率方向的配置或在时间方向的配置本身不同的情况。这在下面说明有关交织模式的任何一个实施方式也同样适用。
(实施方式7)
在本实施方式中说明将上述的实施方式的特征适用于多载波通信时的情况。尤其将说明使用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)方式的情况。
在图30，对与图2对应的部分附加相同的标号，并表示出本实施方式的多天线发送装置的结构。多天线发送装置2700与图2的多天线发送装置110相比，除了具有对从调制部202A、202B输出的基带信号S2A、S2B进行串并行变换的串并行变换部(S/P)2701A、2701B、以及对并行信号S20A、S20B进行傅立叶逆变换的傅立叶逆变换部(idft)2702A、2702B来代替扩频部203A、203B之外，具有与图2的多天线发送装置110相同的结构。
在图31表示从多天线发送装置2700发送的OFDM信号在时间-频率轴上的帧结构。在图中示出一个例子，表示出以载波1至载波5构成OFDM信号，并同时发送相同时刻的码元的情况。然而，图中的斜线所表示的部分是导频码元(已知信号)，是用于在接收装置估计传播环境(信道变动)的码元。另外，这里虽然称作导频码元，也可以使用前导码等不同的名称。并且，以空白表示的部分是数据码元。
作为数据码元的编码方法，有以频率轴方向编码的方法和以时间轴方向编码的方法的两种方法。以时间轴方向编码时，与图3的帧结构的载波有多个(在图31是5个载波)存在是一样的。使用OFDM方式时的一个特征是，能够以频率轴方向进行编码。并且也能够以频率轴和时间轴的两个方向进行编码。
图32表示本实施方式的多天线发送装置的其它结构。这个结构是将实施方式6的使用不同交织模式的多天线发送方法适用在多载波发送的结构。在图32，对与在实施方式6说明的图23对应的部分附上相同的标号，其中，多天线发送装置2900除了具有对从调制部202A、202B输出的基带信号S2A、S2B进行串并行变换的串并行变换部(S/P)2701A、2701B、以及对并行信号S20A、S20B进行傅立叶逆变换的傅立叶逆变换部(idft)2702A、2702B来代替扩频部203A、203B之外，具有与图23的多天线发送装置2300相同的结构。
如上述，作为一种将实施方式6的特征适用在OFDM发送时的交织模式选定方法，提出例如以将数据从频率低的副载波排列到频率高的副载波来作为交织器2301A的交织模式，并以将数据从频率高的副载波排列到频率低的副载波来作为交织器2301B的交织模式。
例如，如图31那样构成1帧时，交织器2301A将有关调制信号A的数据按照副载波5、副载波3、副载波1、副载波4、副载波2的顺序进行排列，交织器2301B将有关调制信号B的数据按照副载波1、副载波3、副载波5、副载波2、副载波4的顺序进行排列。如此一来，因为能够使在频率方向的交织模式不相关地相近，从而能够减低两个OFDM调制信号双方突发性错误的几率。
同样地，作为一种将实施方式6的特征适用在OFDM发送时的交织模式选定方法，提议例如以将数据从时间早的排列到时间晚的来作为交织器2301A的交织模式，并以将数据从时间晚的排列到时间早的来作为交织器2301B的交织模式。
例如，如图31那样构成1帧时，在副载波1，交织器2301A将有关调制信号A的数据按照时间2、时间4、时间6、时间8、时间3、时间5、时间7、时间9的顺序进行排列，交织器2301B将有关调制信号B的数据按照时间9、时间7、时间5、时间3、时间8、时间6、时间4、时间2的顺序进行排列。如此一来，因为能够使在时间方向的交织模式不相关地相近，从而能够减低两个OFDM调制信号双方突发性错误的几率。
另外，也可以使各个调制信号在频率方向和时间方向的两个方向随机地进行交织。如此一来，因为能够使各个调制信号不相关地相近，从而能够减低两个OFDM调制信号双方突发性错误的几率。
在图33，对与图4对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式的多天线接收装置的结构。多天线接收装置3000与在实施方式1说明的图4的多天线接收装置120相比，除了具有傅立叶变换部(dft)3001-1、3001-2来代替解扩部402-1、402-2之外，具有与图4相同的结构。另外，信号处理部3002可以适用从实施方式1到实施方式6所提议的任何一个结构。
傅立叶变换部3001-1对基带信号R1-1进行傅立叶变换处理，将傅立叶变换后的信号R1-2输出到调制信号A的信道变动估计部403-1A、调制信号B的信道变动估计部403-1B以及信号处理部3002。
同样地，傅立叶变换部3001-2对基带信号R2-1进行傅立叶变换处理，将傅立叶变换后的信号R2-2输出到调制信号A的信道变动估计部403-2A、调制信号B的信道变动估计部403-2B以及信号处理部3002。
在各个信道变动估计部403-1A、403-1B、403-2A、403-2B中，使用如图31所示的配置在各个副载波的导频码元，对有关各个副载波的信道变动进行估计。这样，能够由各个信道变动估计部403-1A、403-1B、403-2A、403-2B获得每个信道、每个副载波的信道变动估计值。也就是说，信道变动估计值h11、h21、h12、h22包含副载波1到副载波5的各自的信道变动估计值。
这里，信号处理部3002以傅立叶变换后的信号R1-2、R2-2、调制信号A的信道变动估计群h11、h12、调制信号B的信道变动估计群h21、h22作为输入，使用信道变动估计群h11、h12、h21、h22来判定傅立叶变换后的信号R1-2、R2-2，由此获得调制信号A的接收数据RA和调制信号B的接收数据RB。
信号处理部3002的信号处理流程与上述的实施方式1～6相同。例如，以应用在实施方式6说明的信号处理部2400作为信号处理部3002的情况为例进行说明。分离部501以调制信号A的信道变动估计群h11、h12、调制信号B的信道变动估计群h21、h22以及傅立叶变换后的信号R1-2、R2-2作为输入，通过进行逆矩阵运算来分离调制信号A和调制信号B。然后，由各个解交织器2401A、2401B、2403A、2404A、2403B、2404B进行与在频率-时间轴的交织模式对应的解交织处理，并由各个交织器2402A、2402B、2405A、2405A进行与在频率-时间轴的交织模式对应的交织处理。
(实施方式8)
在这个实施方式中，提出将在为了信号点削减而进行的虚拟判定的可靠性反映在信号点削减后的主判定处理。由此，能够更进一步地提高由主判定处理获得的数据的差错率特性。对于这个实施方式的情况，提议一种使用进行软判定作为虚拟判定时的各个码元的路径度量的值，对在主判定处理的各个码元的分支度量进行加权的方法作为合适的例子。
在本实施方式中，以在实施方式6说明的图24的结构的信号处理部2400为例进行说明。也就是说，以接收用不同的交织模式交织的调制信号A和调制信号B，并将其分离解码的情况为例进行说明。
这里，如在图26所说明的，假设从软判定部503输出的各个码元的判定值为如图34的(A)的状态的话，由信号点削减部1303、1304进行信号点削减后的状态是如图34的(C)所示。在此，如在实施方式6所说明的，能够如图34的(C)所示的那样使关于调制信号B选择错误的候补信号点的码元成为离散的状态，是因为调制信号A的交织模式与调制信号B的交织模式不同。
在本实施方式中，使在软判定部503求得的路径度量反映在软判定部518的软判定处理。另外，使在软判定部506求得的路径度量反映在软判定部512的软判定处理。实际上，只要将路径度量从图24的软判定部503通知到软判定部518，并将路径度量从软判定部506通知到软判定部512即可。
具体地说，假设在软判定部503，对于有关调制信号A的各个码元，获得如图34的(B)所示的值作为路径存储器长度n的路径度量的最小值。软判定部518在使用削减过的有关调制信号B的候补信号点判定调制信号B的各个码元时，使用在信号点削减时使用的调制信号A的码元的路径度量的最小值进行判定。
这里，关于调制信号A的各个码元的路径度量的最小值与该码元的错误有相关。具体地说，路径度量的最小值越大，则该码元越容易出错。
在本实施方式中，基于下面的研究，即，用于信号点削减的其它的调制信号(例如调制信号A)的软判定时的路径度量的最小值越大，则削减的信号点的可靠性越低，使用该信号点进行自调制信号(例如调制信号B)的主判定的话，该判定的可靠性也会变低，因此，在进行主判定时使用在信号点削减时使用的其它的调制信号的码元的路径度量的最小值。
实际上，软判定部518在求出调制信号B的分支度量后求出路径度量时，如图34的(D)所示，对各个码元的分支度量乘以对应的码元(即，用于该码元的候补信号点削减的调制信号A的码元)的路径度量的最小值的倒数。例如，对于调制信号B的码元3201，对分支度量乘以1/20，对于码元3202则对分支度量乘以1/52。
这样，通过在使用削减过的信号点进行主判定时，对分支度量乘以相当于信号点削减的可靠性的值，能够提高路径度量的可靠性。其结果，能够提高在主判定获得的数据差错率特性。
因此，根据本实施方式，使在为了信号点削减而进行的虚拟判定(关于其它的调制信号的软判定)的可靠性反映到信号点削减后的主判定(关于自调制信号的软判定)，由此能够进一步提高由主判定处理获得的数据的差错率特性。
然而，在本实施方式中，虽然描述了将虚拟判定时的路径度量的最小值的倒数与主判定时的分支度量相乘，以使得虚拟判定时的可靠性反映到主判定的情况，但将虚拟判定时的可靠性反映到主判定的方法并不限于此，只要使用与路径度量的最小值相关的系数进行主判定即可。
另外，作为将虚拟判定时的可靠性反映到主判定的方法，也可以将路径度量的最小值和路径度量的第二小的值的差值反映到主判定。这里，可以说路径度量的最小值和路径度量的第二小的值的差值越大，则该判定的可靠性就越高。考虑及此，使用该差值来取代上述的路径度量的最小值的倒数，并求出乘法系数也可以。
在这个实施方式中，虽然使用图24说明了本实施方式的特征，但本实施方式的适用范围不限于此。本实施方式的特征能够广泛地适用于使用其它的调制信号的判定结果来削减自调制信号的候补信号点，并使用削减过的候补信号点判定自调制信号的情况。例如能够适用于上述的实施方式1至实施方式7的所有实施方式。
(实施方式9)
本实施方式的特征是除了实施方式1至实施方式8的特征之外，还在规定的定时发送特定的码元。在本实施方式中，第一，提出了发送时空码(在本实施方式中是使用空时分组码(STBC：Space-Time Block Code))作为特定的码元。另外在本实施方式中，第二，提议发送特殊码元作为特定的码元。
由此，通过在规定的定时发送特定的码元，除了实施方式1至实施方式8的效果之外，还能够进一步地提高接收数据的差错率特性。
(i)发送空时分组码的情况。
首先说明发送接收空时分组码的原理。图35表示从发送装置的各个天线发送的调制信号A和调制信号B的帧结构的例子。如图所示，发送装置从第一天线AN1(图1)除了信道估计码元3301、数据码元3302、3304、3306之外，还规则性地发送STBC码元3303，作为调制信号A。另外，从第二天线AN2(图2)除了信道估计码元3307、数据码元3308、3310、3312之外，还规则性地发送STBC码元3309，作为调制信号B。
再有，图35(A)和图35(B)的时间轴是相同的。换言之，信道估计码元3301和3307、数据码元3302和3308、STBC码元3303和3309，数据码元3304和3310、STBC码元3305和3311、数据码元3306和3312分别在相同时刻被发送。另外，在图35的例子中，在4个码元的数据码元之间插入2个码元的STBC码元进行发送。
虽然在多天线通信使用STBC是已知的技术，这里使用图36进行简单的说明。在STBC，在时间t从天线3401发送S1的信号的调制信号的同时，从天线3402发送S2的信号的调制信号。然后，在时间t+1从天线3401发送-S2*的信号的调制信号的同时，从天线3402发送S1*的信号的调制信号。其中，“*”表示复数共轭。
此时，若以天线3403的时间t的接收信号为R1(t)、时间t+1的接收信号为R1(t+1)，则下面的关系式成立。
R 1 ( t ) R 1 ( t + 1 ) = h 1 ( t ) h 2 ( t ) h 2 * ( t + 1 ) - h 1 * ( t + 1 ) S 1 S 2 . . . ( 2 )
在接收部，通过解式(2)而对发送信号S1、S2进行解调，但从式(2)可知，因为能够获得较大的分集增益，从而能够以质量良好的方式求得信号S1、S2。
这里，如图35所示，在插入STBC的情况中，可以在形成调制信号A时，使数据码元3302、3304、3306与STBC码元3303、3305中的信号S1进行卷积编码、特播(Turbo)编码、LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验)编码等的编码。另外，在形成调制信号B的时候可以使数据码元3308、3310、3312与STBC码元3309、3311中的信号S2进行卷积编码、Turbo编码、LDPC编码等的编码。
接着说明用于发送如图35所示的信号的多天线发送装置的结构例子，以及用于接收解调该信号的多天线接收装置的结构例子。
对于多天线发送装置，只要将图2和图30的调制部202A、202B构成如图37所示的那样即可。调制部202A和调制部202B可以是几乎相同的结构，这里说明调制部202A。
调制部202A将编码数据S1A输入数据码元信号生成部3501和STBC码元信号生成部3502。并且，将帧结构信号S10输入数据码元信号生成部3501、STBC码元信号生成部3502、信道估计码元信号生成部3503以及信号选择部3508。
数据码元信号生成部3501在帧结构信号S10表示数据码元的时候，调制编码数据S1A，并将数据码元的基带信号3504输出。STBC码元信号生成部3502在帧结构信号S10表示STBC码元的时候，调制编码数据S1A，并将STBC码元的基带信号3506输出。信道估计码元信号生成部3503在帧结构信号S10表示信道估计码元的时候，将信道估计码元的基带信号3507输出。
信号选择部3508从输入的基带信号3504、3506、3507中选择帧结构信号S10所表示的基带信号并作为基带信号S2A输出。由此，能够发送如图35所示的帧结构的调制信号。
图38和图39表示本实施方式的多天线接收装置的信号处理部的结构例子。图38表示没有使用迭代解码时的信号处理部的结构，对于与图5对应的部分附上相同的标号。图39表示使用迭代解码时的信号处理部的结构。
首先说明图38的信号处理部3600的结构。信号处理部3600的STBC码元分支度量计算部4101以信道变动估计值h11、h21、h12、h22以及基带信号R1-2、R2-2作为输入，求出STBC码元的分支度量，并将STBC码元的分支度量信号4102、4103输出。
此时，所输出的是两个系统的STBC码元的分支度量信号。这是因为对于式(2)中的S1、S2有分支度量存在。4102是作为调制信号A而被发送的STBC码元的分支度量信号，4103是作为调制信号B而被发送的STBC的分支度量信号。
分离部501仅对图35的数据码元进行基于式(1)的信号分离，并将估计基带信号502、505输出。
数据码元分支度量计算部4104以调制信号A的估计基带信号502作为输入，计算调制信号A的数据码元的分支度量，将数据码元的分支度量信号4105输出。同样地，数据码元分支度量计算部4106以调制信号B的估计基带信号505作为输入，计算调制信号B的数据码元的分支度量，将数据码元的分支度量信号4107输出。
解码部4108以STBC码元的分支度量信号4102、数据码元的分支度量信号4105作为输入，求出路径度量并解码，将关于发送数字信号TA的判定值504输出。同样地，解码部4109以STBC码元的分支度量信号4103、数据码元的分支度量信号4107作为输入，求出路径度量并解码，将关于发送数字信号TB的判定值507输出。
信号点削减部508、510、514、516对于数据码元与实施方式1所说明的方式同样地进行信号点削减，输出信号点削减后的信号点信息。数据码元分支度量计算部4110、4112以信号点削减后的信号点信息和基带信号R1-2、R2-2作为输入，将数据码元的分支度量信号4111、4113输出。解码部4114、4115以数据码元的分支度量信号和STBC码元的分支度量信号作为输入，求路径度量并解码。
接下来说明图39的结构。如上所述，图39是使用迭代解码时的信号处理部的结构，并且是由图38的结构与图13的结构组合而成的。换言之，图38和图39的关系与已说明的图5和图13的关系相同。因此，对图39中与图38对应的部分附加相同的标号并省略其说明。
接下来说明在如本实施方式般规则性地发送时空码的情况下的接收时的动作及效果。
在图40表示接收到如图35所示的帧结构的信号时的接收状态例。图40(A)表示调制信号A的帧结构。图40(B)表示第一次判定后的调制信号A的状态例。图40(C)表示信号点削减后的调制信号B的状态。然而，以图40(A)、图40(B)为调制信号B、以图40(C)为调制信号A来考虑时也是一样的。。
STBC码元因为能够获得起因于编码的分集增益和在接收天线的分集增益，所以在求出分支度量时可靠性极高。另外，STBC码元不需要如实施方式1至8所述的信号点削减。另一方面，如果是数据码元的话，因为分集增益小，求出分支度量的时候可靠性低。
在这样的特性下，考虑调制信号A的第一次软判定后的状态。因为在STBC码元的分支度量的可靠性极高，求STBC码元的路径度量并进行软判定时，获得正确的码元的可能性极高。
因此，因为能够正确地进行调制信号A的码元判定，使用该判定结果进行有关数据码元的信号点削减的话，选择错误的信号点的可能性变低。其结果，使用削减过的信号点求出调制信号B的分支度量时的分支度量的可靠性变高。
除此之外，在调制信号B也被插入STBC码元，在STBC码元的起因于编码的分集增益和在接收天线的分集增益使得用STBC码元求得的分支度量的可靠性极高。
基于这两个效果，能够显著地提高在求出路径度量并进行软判定解码时的调制信号B的差错率特性。
另外，考虑到进行实施方式3和4的迭代处理的情况时，使其和本实施方式一样成为插入STBC码元的帧结构，能够在减少为获得良好的差错率特性的迭代次数的同时，进一步地改善差错率特性。再有，如实施方式6那样，使调制信号A和调制信号B的交织模式不同的话，能进一步改善差错率特性。关于该结构，已在实施方式6中详述，在此省略其说明。简而言之，在发送端设置分别具有不同的交织模式的多个交织器，从各个天线发送以不同的交织模式进行交织的调制信号，并在接收端设置与各个交织器对应的解交织器和交织器即可。
(ii)发送特殊码元的情况。
接下来说明发送接收特殊码元的原理。图41和图42表示特殊码元的帧结构例子。
下面详细说明图41的帧结构。在这种帧结构中，在与发送数据码元3701作为调制信号A的时间相同的时间发送由同相I-正交Q平面上(0，0)的信号构成的码元3703作为调制信号B。也就是说，不发送调制信号B。另外，在与发送数据码元3704作为调制信号B的时间相同的时间发送由同相I-正交Q平面上(0，0)的信号构成的码元3702作为调制信号A。也就是说，不发送调制信号A。
在图41的例子中，将仅从一个天线发送数据码元并使其它的天线不进行发送的情况称为特殊码元。换言之，这里提议规则性地发送这样的特殊码元来代替STBC码元。
由此，在接收机接收调制信号A的数据码元3701时，因为调制信号B没有信号存在，多个天线仅接收到调制信号A，因此能够获得分集增益，从而能够对于数据码元3701获得可靠性高的分支度量。除此之外，不需要进行信号点削减。同样地，在接收机接收调制信号B的数据码元3704时，因为调制信号A没有信号存在，多个天线仅接收到调制信号B，因此能够获得分集增益，从而能够对于数据码元3704获得可靠性高的分支度量。除此之外，不需要进行信号点削减。
另外，使特殊码元中的数据码元3701、3704与时间上在该码元前后的其它的数据码元一起进行编码。由此，使特殊码元及其前后的其它的数据码元相关。
下面详细说明图42的帧结构。在这种帧结构中，以调制信号A作为已知数据码元3801并以调制信号B作为已知数据码元3802，在同一时间发送这个已知数据码元3801、3802。在此，所谓已知数据码元就是发送已知的数据。换言之，在图42的例子中，将从多个天线分别发送已知数据码元的情况称为特殊码元。换言之，这里提议规则性地发送这样的特殊码元来代替STBC码元。
由此，接收机接收调制信号A和调制信号信号B的已知数据码元3801、3802时，因为这些码元为已知，故能够确实地识别各个码元。因此，通过在多个天线的接收，能在各个调制码元获得充分的分集增益，从而能够对于各个码元获得可靠性高的分支度量。除此之外，不需要进行信号点削减。
另外，使特殊码元中的已知数据码元3801、3802与时间上在该码元前后的其它的数据码元一起进行编码。由此，使特殊码元及其前后的其它的数据码元相关。
然而，在图42中，虽然以1个码元构成已知数据码元为例进行说明，但也可以使用STBC方式以两个码元构成。无论是哪种方式，重要的是使已知数据码元与编码相关。
接着说明用于发送如图41和图42所示的信号的多天线发送装置的结构例子，以及用于接收解调该信号的多天线接收装置的结构例子。
对于多天线发送装置，只要将图2和图30的调制部202A、202B构成如图43所示的那样即可。调制部202A和调制部202B可以是几乎相同的结构，这里说明调制部202A。
在此，图43的结构与已说明的图37的结构相比，只是将STBC码元信号生成部3502换成特殊码元信号生成部4001，对于与图37相同的部分附上相同的标号并省略说明。特殊码元信号生成部4001以编码数据S1A和帧结构信号S10作为输入，当帧结构信号S10表示特殊码元时，将图41和图42所示的特殊码元的基带信号4002输出。
另外，对这种有特殊码元插入的调制信号进行接收解调的多天线接收装置的结构，只要将图38和图39的STBC码元分支度量计算部4101换成特殊码元分支度量计算部即可。
图44表示接收到特殊码元时的接收状态例子。图44的(A)表示调制信号A的帧结构。图44的(B)表示第一次判定后的调制信号A的状态例子。图44的(C)表示信号点削减后的调制信号B的状态。然而，以图44的(A)、图44的(B)为调制信号B、以图44的(C)为调制信号A来考虑时也是一样的。。
与在插入STBC码元时一样地插入特殊码元，则特殊码元的分支度量的可靠性非常的高，因此求出特殊码元的路径度量进行软判定的话，能够获得正确的码元的可能性变得极高。
因此，因为能够正确地进行调制信号A的码元判定，使用该判定结果进行有关数据码元的信号点削减的话，选择错误的信号点的可能性变低。其结果，使用削减过的信号点求出调制信号B的分支度量时的分支度量的可靠性变高。
除此之外，在调制信号B也有插入特殊码元，在特殊码元的起因于编码的分集增益和在接收天线的分集增益使得用特殊码元求得的分支度量的可靠性极高。
基于这两个效果，能够显著地提高在求出路径度量并进行软判定解码时的调制信号B的差错率特性。
另外，考虑到进行实施方式3和4的迭代处理的情况时，使其和本实施方式一样成为插入特殊码元的帧结构，能够在减少为获得良好的差错率特性的迭代次数的同时，进一步地改善差错率特性。再有，如实施方式6那样，使调制信号A和调制信号B的交织模式不同的话，能进一步改善差错率特性。
(iii)其它的结构例子。
在上述的实施方式中，虽然是以在图40所表示的位置插入STBC码元，在图44所表示的位置插入特殊码元3601、3602的情况为例，但STBC码元和特殊码元的插入位置不限于此。另外，插入数据码元之间的码元不限于STBC码元和图41、图42所表示的特殊码元，只要是分支度量的可靠性高，且不需要信号点削减的码元即可适用，如果是这样的码元的话就能够获得与上述相同的效果。
再有，要插入的分支度量的可靠性高的码元(图40的STBC码元和图44的特殊码元)也可以称为用于获得可靠性高的分支度量的导频码元。
另外，在上述的实施方式中，虽然举出适用于频谱扩频通信方式的例子进行说明，但不限于此，例如也可以适用在OFDM方式。这个时候，编码的方法可以是如图40、图44所示的以时间轴的方向进行编码的方法，或者是将图40、图44的横轴考虑为频率轴，并以频率轴进行编码的方法。除此之外，也能够以频率轴和时间轴的两个方向进行编码。另外，当然也可以适用于不是频谱扩频通信方式的单载波方式。
再有，接收装置的结构不限于图38、图39的结构，例如可以采用如图12、图18所示的对调制信号A和调制信号B交替地进行解调的结构。此时，与图38、图39相比，更能够削减电路规模。
(实施方式10)
在这个实施方式中提出，在编码块内至少将发送调制信号的天线切换一次。由此，因为能够改变因直达波的影响所造成的稳定状态，从而能够回避差错率特性在整个编码块内变差的事态，将差错率特性引入良好的状态。
首先说明本实施方式的原理。现考虑视线的传播环境。此时，式(1)的信道矩阵可以分成直达波分量的信道元素h11，d、h12，d、h21，d、h22，d和散射波分量的信道元素h11，s、h12，s、h21，s、h22，s考虑，并表示为下式。
Rx 1 Rx 2 = ρ d h 11 , d h 12 , d h 21 , d h 22 , d + ρ r h 11 , s h 12 , s h 21 , s h 22 , s Tx a Tx b + n 1 n 2 . . . ( 3 )
一般认为，直达波的信道元素陷入稳定状态时，根据该状态即使接收电场强度相同也会显示完全不同的接收质量(例如，参照文献“莱斯衰落(Rice Fading)中的MIMO系统的分析”电子信息通信学会，信学技报RCS2003-90、pp.1-6、2003年7月)。尤其在直达波占优势的视线环境中，如实施方式6所述，有可能成为在调制信号之间使交织模式不同的效果不被完全呈现的稳定状态。进入这种状态时，即使接收电场强度足够，可以认为无法获得良好的差错率特性。这个实施方式是基于上述的考察而完成的。
首先，进行编码码元块的说明。图45表示本实施方式的编码码元块的结构和发送的顺序的例子。图45(A)表示编码码元块的结构的一个例子。编码的码元以有限长构成。编码码元块是指以该有限长构成的块(这里是以300码元构成)。1、2、……、299、300的数字表示数据的编码的顺序。然后，在进行交织时，例如通过以100码元为单位进行分割，并从图45(A)纵向读取，数据就会以如图45(B)所示的顺序被发送。
然而，在直达波占优势的环境下，即使在不是MIMO通信的、现有的发送一个系统的调制信号的情况，因为传播环境的变动小，虽然交织的效果小，但因为接收电场强度足够，所以能够获得良好的接收质量(差错率特性)。
另一方面，在MIMO通信时，在直达波占优势的环境下，因为传播环境的变动小而使交织的效果小这一点与以往同样，但不同的是，即使接收电场强度足够，根据式(3)的直达波的矩阵的状态，会发生接收质量恶化的情况。
因此在这个实施方式中提议，在编码块内至少将发送调制信号的天线切换一次。将其具体的帧结构例子表示于图46。对于调制信号A，进行如图45的(B)所示的交织，将图45的(B)分割为三(下面，将分割的各个块称为XA块、YA块、ZA块)，并由其它的天线发送分割的块中的至少一个。
例如，如图46所示，在调制信号A中，以XA块相当于数据码元4402、YA块相当于数据码元4404、ZA块相当于数据码元4406时，数据码元4402、4404(也就是XA块和YA块)从相同的发送天线AN1进行发送，将发送数据码元4406(也就是ZA块)的天线切换到其它的天线AN2。
同样地，在调制信号信号B也进行如图45的(B)所示的交织(但，如在实施方式6所说明的，关于调制信号B，使用与图45的(B)不同的交织模式较能够使差错率特性良好)，将图45的(B)分割为三(下面，将分割的块称为XB块、YB块、ZB块)，并由其它的天线发送分割的块中的至少一个。
例如，如图46所示，在调制信号信号B，以XB块相当于数据码元4408、YB块相当于数据码元4410、ZB块相当于数据码元4412时，数据码元4408(也就是XB块)从天线AN2进行发送，数据码元4410、4412(也就是YB块和ZB块)则是从其它的天线AN3进行发送。
这里，以天线AN1、天线AN2发送调制信号A、B的时候，因直达波的影响而变得稳定的矩阵的状态恶劣，因此即使接收电场强度足够，分支度量的可靠性低。同样地，以天线AN1、天线AN3发送调制信号A、B的时候，因直达波的影响而变得稳定的矩阵的状态恶劣，因此即使接收电场强度足够，分支度量的可靠性低。
另一方面，以天线AN2、天线AN3发送调制信号A、B的时候，因直达波的影响而变得稳定的矩阵的状态良好，因此分支度量的可靠性高。
如上述，通过切换发送调制信号的天线，能够改变陷入因直达波造成的稳定状态时的矩阵的状态。其结果，能够通过切换发送调制信号的天线来改变分支度量的可靠性。具体地说，在图46的期间t1、t2只能获得可靠性低的分支度量，但在期间t3能够获得可靠性高的分支度量。另外，切换发送调制信号的天线的话，改变的是矩阵的状态而不是接收电场强度。但是，在发送天线的选择模式相同时，几乎是相同的状态。
另外，因为在编码块内对发送调制信号的天线进行切换，在编码块内，通过解交织能够使可靠性高的分支度量和可靠性低的分支度量随机地排列。其结果，求出路径度量并解码后，能够获得有某个程度的可靠性的数据。然后，通过使用信号点削减的迭代解码，基于有某个程度的可靠性的数据对数据进行迭代解码的话，对具有充分可靠性的数据的获得成为可能。
图47表示本实施方式的多天线发送装置的结构例子。然而，在图47中，对与图2对应的部分附上相同的标号。多天线发送装置4500的天线选择部4501以调制信号Ta、Tb、帧结构信号S10作为输入，基于帧结构信号S10选择发送调制信号Ta、Tb的天线AN1～AN3。由此，能够发送图46的帧结构的调制信号。
于是，根据本实施方式，通过在在编码块内一定至少切换一次发送调制信号的天线，而能够改变因直达波的影响造成的稳定状态，从而能够引入差错率特性变好的状态。其结果，组合上述的实施方式1～9的特征的话，能够获得差错率特性更加良好的接收数据。另外，为了引入差错率特性良好的状态，在调制信号之间选定不同的交织模式、适用基于信号点削减的迭代解码的话更具效果。
(实施方式11)
在这个实施方式中，提出在从各个天线发送交织模式不同的调制信号时，特别使用比特交织来形成交织模式不同的调制信号。另外，在考虑到在接收端的信号点削减时，提议一种能够获得差错率特性良好的接收数据的比特交织的方法。
图48表示本实施方式的多天线发送装置所发送的调制信号A和调制信号B在I-Q平面的信号点配置例子。
在图49，对与图2对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式的多天线发送装置的结构。这里，在多天线发送装置4700的调制部202A进行16QAM的时候，调制信号A(基带信号2A)的信号点配置如图48的(A)所示。具体而言，根据对发送数字信号TA进行编码所获得的4个编码比特Sa0、Sa1、Sa2、Sa3，分配图48的(A)的16点中的其中一个。
同样地，在调制部202B进行16QAM的时候，调制信号B(基带信号2B)的信号点配置如图48的(B)所示。具体而言，根据对发送数字信号TB进行编码所获得的4个编码比特Sb0、Sb1、Sb2、Sb3，分配图48的(B)的16点中的其中一个。
多天线发送装置4700将发送数字信号TA输入信号分离部4701。信号分离部4701将发送数字信号TA分离成数字信号4702和数字信号4703，将数字信号4702输出到(Sa0、Sa2)用编码部4704的同时，将数字信号4703输出到(Sa1、Sa3)用编码部4706。(Sa0、Sa2)用编码部4704通过对数字信号4702进行编码，获得由编码比特Sa0、Sa2组成的编码比特串4705并将其输出到交织器4708。(Sa1、Sa3)用编码部4706通过对数字信号4703进行编码，获得由编码比特Sa1、Sa3组成的编码比特串4707并将其输出到交织器4710。
同样地，多天线发送装置4700将发送数字信号TB输入信号分离部4712。信号分离部4712将发送数字信号TB分离成数字信号4713和数字信号4714，将数字信号4713输出到(Sb0、Sb2)用编码部4715的同时，将数字信号4714输出到(Sb1、Sb3)用编码部4717。(Sb0、Sb2)用编码部4715通过对数字信号4713进行编码，获得由编码比特Sb0、Sb2组成的编码比特串4716并将其输出到交织器4719。(Sb1、Sb3)用编码部4717通过对数字信号4714进行编码，获得由编码比特Sb1、Sb3组成的编码比特串4718并将其输出到交织器4721。
交织器4708、4710分别对编码比特串4705、4707进行比特编码来获得编码比特串4709、4711，并输出到调制部202A。同样地，交织器4719、4721分别对编码比特串4716、4718进行比特编码来获得编码比特串4720、4722，并输出到调制部202B。
在这个实施方式中，交织器4708和交织器4719的交织模式为相同的交织模式X，交织器4710和交织器4721的交织模式为相同的交织模式Y。
如上述，并不是使有关从各个天线发送的各个调制信号的比特交织模式全部不同，而是在各个调制信号之间形成比特交织模式相同的组，由此能够在接收端进行信号点削减时，获得差错率特性良好的接收数据。其理由将后述。
交织器4708、4710、4719、4721所进行的比特交织的一个例子如图50所示。图50表示交织前和交织后的数据的顺序。
对于有关调制信号A的编码比特Sa0、Sa2的交织前的顺序，以数据1、数据2、…、数据200的顺序排列。这里，假设交织器4708进行每隔5个数据重新排列顺序的比特交织，首先排列数据1、数据6、…、数据196。然后排列数据2、数据7、…、数据197。下面，排列数据3、数据8、…、数据198，然后数据4、数据9、…、数据199，然后数据5、数据10、…、数据200。关于调制信号B的编码比特Sb0、Sb2的数据，也是由交织器4719进行同样地排列。
并且，对于有关调制信号A的编码比特Sa1、Sa3的交织前的顺序，以数据1、数据2、…、数据200的顺序排列。这里，假设交织器4710进行每隔8个数据重新排列顺序的比特交织，首先排列数据1、数据9、…、数据193。然后排列数据2、数据10、…、数据194。下面，排列数据3、数据11、…、数据195，然后数据4、数据12、…、数据196，然后数据5、数据13、…、数据197，然后数据6、数据14、…、数据198，然后数据7、数据15、…、数据199，然后数据8、数据16、…、数据200。关于调制信号B的编码比特Sb1、Sb3的数据，也是由交织器4721进行同样地排列。
接下来说明本实施方式的多天线接收装置的结构及动作。多天线接收装置的整体结构与图4相同。但是，设置了如图51所示结构的信号处理部4900作为图4的信号处理部404。
在对与图24对应的部分附加相同标号的图51中，信号处理部4900由编码比特Sa0、Sa2用的解交织器2401A重新排列发送数字信号A的顺序来获得估计基带信号502，接着由编码比特Sa0、Sa2用的软判定解码部503进行软判定解码来获得编码比特Sa0、Sa2的信息。然后，由编码比特Sa0、Sa2用的交织器2402A排列顺序，将交织后的编码比特Sa0、Sa2的编码比特串504输出。
关于调制信号B也是同样，由编码比特Sb0、Sb2用的解交织器2401B重新排列发送数字信号B的顺序来获得估计基带信号505，然后由编码比特Sb0、Sb2用的软判定解码部506进行软判定解码来获得编码比特Sb0、Sb2的信息。然后，由编码比特Sb0、Sb2用的交织器2402B排列顺序，将交织后的编码比特Sb0、Sb2的编码比特串507输出。
下面使用图52说明接着动作的信号点削减部1301、1302的处理。
图52的(A)表示信号点削减前的候补信号点(○：候补信号点)，候补信号点在本实施方式中因为传输8比特，所以存在256个候补信号点。然后，因为基于交织后的编码比特Sa0、Sa2的信息504以及交织后的编码比特Sb0、Sb2的信息507决定了4比特，信号点削减部1301、1302如图52的(B)所示，将256个候补信号点削减为16个候补信号点。
然后，似然判定部4901如图52(B)所示，求出16个候补信号点与接收基带信号(■)之间的欧几里德距离的平方，以求出分支度量。因为对各个天线求出分支度量，所以求出两个系统的分支度量，似然判定部4901对在各个天线求出的分支度量求和，基于该分支度量决定编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3，将编码比特Sa1、Sa3输出到解交织器4902，并将编码比特Sb1、Sb3输出到解交织器4905。
解交织器4902排列编码比特Sa1、Sa3的顺序，将解交织后的编码比特Sa1、Sa3输出到解码部4903。解码部4903通过对解交织后的编码比特Sa1、Sa3进行例如硬判定解码，将纠错后的编码比特Sa1、Sa3的信息4904输出。
同样地，解交织器4905排列编码比特Sb1、Sb3的顺序，将解交织后的编码比特Sb1、Sb3输出到解码部4906。解码部4906通过对解交织后的编码比特进行例如硬判定解码，将纠错后的编码比特Sb1、Sb3的信息4907输出。
由此，从编码比特Sa0获得编码比特Sa3，并从编码比特Sb0获得编码比特Sb3。这个时候，因为有进行信号点削减，所以能够以16次的运算完成在以往必须按每个天线进行256次的求出欧几里德距离的运算，从而能够图谋运算规模的削减。
下面，为了进一步改善接收质量，详细说明适用迭代解码的方法以及与上述一样使交织模式不同的理由。
首先详细说明迭代解码的适用方法。交织器4908以由上述方式获得的纠错后的编码比特Sa1、Sa3作为输入，进行编码比特Sa1、Sa3用的交织，将交织后的编码比特Sa1、Sa3输出到信号点削减部1303、1304。同样地，交织器4909以由上述方式获得的纠错后的编码比特Sb1、Sb3作为输入，进行编码比特Sb1、Sb3用的交织，将交织后的编码比特Sb1、Sb3输出到信号点削减部1303、1304。
信号点削减部1303、1304以交织后的编码比特Sa1、Sa3的信息以及交织后的编码比特Sb1、Sb3的信息作为输入，如图52所示，使用基于交织后的编码比特Sa1、Sa3以及交织后的编码比特Sb1、Sb3决定的4比特，将256个候补信号点削减为16个候补信号点。
然后，似然判定部4910如图52的(B)所示，求出16个候补信号点与接收基带信号(■)之间的欧几里德距离的平方，以求出分支度量。因为对各个天线求出分支度量，所以求出两个系统的分支度量，似然判定部4910对在各个天线求出的分支度量求和，基于该分支度量决定编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2，将编码比特Sa0、Sa2输出到解交织器4911，并将编码比特Sb0、Sb2输出到解交织器4914。
解交织器4911排列编码比特Sa0、Sa2的顺序，将解交织后的编码比特Sa0、Sa2输出到解码部4912。解码部4912通过对解交织后的编码比特Sa0、Sa2进行例如硬判定解码，将纠错后的编码比特Sa0、Sa2的信息4913输出。
同样地，解交织器4914排列编码比特Sb0、Sb2的顺序，将解交织后的编码比特Sb0、Sb2输出到解码部4915。解码部4915通过对解交织后的编码比特Sb0、Sb2进行例如硬判定解码，将纠错后的编码比特Sb0、Sb2的信息4916输出。
由此，能够获得接收质量(差错率特性)提升了的编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的信息4913、4916。
另外，交织器4917以纠错后的编码比特Sa0、Sa2的信息4913作为输入，将交织后的编码比特Sa0、Sa2的信息输出到信号点削减部1301、1302。同样地，交织器4918以纠错后的编码比特Sb0、Sb2的信息4916作为输入，将交织后的编码比特Sb0、Sb2的信息输出到信号点削减部1301、1302。
然后，通过在信号点削减部1301、1302、似然判定部4901、解交织器4902、4905、解码部4903、4906进行上述动作，能够获得接收质量提升了的编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的信息4904、4907。
通过多次进行上述的操作能够提高接收质量。将这些处理的流程图表示于图53。
首先，对调制信号A的编码比特Sa0、Sa2以及调制信号B的编码比特Sb0、Sb2进行解码(ST21A)。其次，基于获得的编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的信息进行信号点削减(ST21B)，并对编码比特Sa1、Sa3和编码比特Sb1、Sb3进行解码(ST22B)然后，基于获得的编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的信息进行信号点削减(ST22A)，并对编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sb0、Sb2进行解码(ST23A)。下面重复进行相同的处理。
在本实施方式中，使编码比特Sa0、Sa2用的交织器与编码比特Sb0、Sb2用的交织器的交织模式相同，并使编码比特Sa1、Sa3用的交织器与编码比特Sb1、Sb3用的交织器的交织模式相同。其效果在于，与使所有的交织模式不同的情况相比，能够减小进行信号点削减时的差错率。
可是，在本质上，使编码比特Sa0、Sa2用的交织器与编码比特Sa1、Sa3用的交织器的交织模式不同，对接收质量的提升是重要的。下面将详细说明其理由。
在编码比特Sa0、Sa2用的交织器与编码比特Sb0、Sb2用的交织器的交织模式相同、编码比特Sa1、Sa3用的交织器与编码比特Sb1、Sb3用的交织器的交织模式相同、并且编码比特Sa0、Sa2用的交织器与编码比特Sa1、Sba3用的交织器的交织模式相同时的接收状态的一个例子表示于图54。也就是说，这是一个所有交织器的交织模式都相同的情况的例子。
在这样的交织模式下，假设在图51的软判定部503进行编码比特Sa0、Sa2的解码后，如图54的(A)所示的连续产生被错误判定的码元。另外，在使用卷积码等的时候，在一般的情况会连续发生错误。于是，在信号点削减部1301、1302进行信号点数的削减时，如图54的(B)所示，在信号点削减引起的信号点选择连续发生错误。其结果，即使由解码部4903、4906进行编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的解码，接收质量(差错率特性)不会有效地提升。这是因为纠错码对连续的错误进行纠错的能力低。
像本实施方式一样，在编码比特Sa0、Sa2用的交织器与编码比特Sb0、Sb2用的交织器的交织模式相同、编码比特Sa1、Sa3用的交织器与编码比特Sb1、Sb3用的交织器的交织模式相同、但编码比特Sa0、Sa2用的交织器与编码比特Sa1、Sba3用的交织器的交织模式不同时的接收状态的一个例子表示于图55。
在这样的交织模式下，假设在图51的软判定部503进行编码比特Sa0、Sa2的解码后，如图55的(A)所示的连续产生被错误判定的码元。于是，信号点削减部1301、1302在进行信号点的削减时，与图55的(B)不同，因为编码比特Sa0、Sa2的交织模式与编码比特Sa1、Sa3的交织模式不同，通过解交织后，如图55的(B)所示，因信号点削减引起的信号点选择的错误变得以离散的方式发生。也就是说，因信号点削减引起的信号点选择的错误，不会如图54的(B)所示地连续发生。由此，由解码部4903、4906对编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3进行解码的话，差错率特性有效地提高。这是因为纠错码对离散的错误进行纠错的能力高。
另外，因为编码比特Sa0、Sa2用的交织器和编码比特Sb0、Sb2用的交织器的交织模式相同，能够使编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sb0、Sb2的错误发生相同。
例如，以编码比特Sa0、Sa2的出错几率为1/100，并以编码比特Sb0、Sb2的出错几率为1/100。此时，编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sb0、Sb2的错误发生为相同时，信号点削减的出错几率为1/100。可是，错误的发生模式不同时，信号点削减的出错几率为1/100+1/100＝1/50。然后，在交织模式不同时，错误的发生模式不同的可能性变高。
如上述，考虑到进行信号点削减时，使编码比特Sa0、Sa2用的交织器和编码比特Sb0、Sb2用的交织器的交织模式相同较适宜。
但是，即使使所有的交织模式不同，因为能够如上述般地使信号点削减所引起的信号点选择的错误离散地产生，同样能够获得差错率特性提高的效果。换言之，使所有的交织模式不同并非必要条件，只要不是全都是相同模式，在能够使信号点削减所引起的信号点选择的错误离散地产生这一点，都能够发挥相同的效果。
因此，根据本实施方式，通过使各个天线发送的调制信号的比特交织模式不同，在接收端解码的时候能够降低突发性错误的影响，并实现能够获得差错率特性良好的接收数据的多天线发送装置。
另外，在为用于各个调制信号而设置的多个交织器中，在调制信号之间的交织器形成相同交织模式的组(交织器4708和交织器4719、交织器4710和交织器4721)，由此能够减小在信号点削减时发生错误的几率，从而能够获得差错率特性更加良好的接收数据。
另外，在上述的实施方式中，虽然举出适用于频谱扩频通信方式的例子进行说明，但不限于此，例如也可以适用在不是频谱扩频通信方式的单载波方式和OFDM方式。适用于OFDM方式的时候，编码的方法可以是如图54所示的以时间轴的方向进行编码的方法，或者是将图54的横轴考虑为频率轴，并以频率轴进行编码的方法。除此之外，也能够以频率轴和时间轴的两个方向进行编码。
这个时候，如在实施方式7的说明，使交织模式X为将数据从频率高的副载波排列到频率低的副载波进行配置的模式，并使交织模式Y为将数据从频率低的副载波排列到频率高的副载波进行配置的模式，则能够有效地提高差错率特性，并进一步地简化电路规模。
另外，关于交织的方法，在本实施方式说明的图仅是一个例子，并不限于此。理想的是，使用随机交织较为适宜。
再有，在上述的实施方式，虽然描述了由交织器进行交织的情况，但例如应用于OFDM方式时，也可以通过往各个副载波的映射处理来进行交织。这样的话，可以省略交织器。
(实施方式12)
在本实施方式中提出一种与实施方式11不同的比特交织的方法。
在图56，对与图2对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式的多天线发送装置的结构。本实施方式的多天线发送装置5400与实施方式11的多天线发送装置4700的不同点在于，调制信号A的编码比特Sa0、Sa2与调制信号B的编码比特Sb0、Sb2被一起编码，并且调制信号A的编码比特Sa1、Sa3与调制信号B的编码比特Sb1、Sb3被一起编码。
多天线发送装置5400将发送数字信号5401输入信号分离部5402。信号分离部5402将发送数字信号5401分离为数字信号5403和数字信号5402的两个系统，将数字信号5403输出到编码部5405并将数字信号5404输出到编码部5412。编码部5405通过对数字信号5403进行编码(例如，卷积编码)来获得编码比特串5406，并输出到交织器5407。编码部5412通过对数字信号5404进行编码(例如，卷积编码)来获得编码比特串5413，并输出到交织器5415。
交织器5407对编码比特串5406进行交织模式X的交织，将交织后的编码比特串5408输出到分离部5409。分离部5409将交织后的编码比特串5408分离为包含编码比特Sa0、Sa2的编码比特串5410和包含编码比特Sb0、Sb2的编码比特串5411，将编码比特串5410输出到调制部202A，并将编码比特串5411输出到调制部202B。
交织器5415对编码比特串5413进行交织模式Y的交织，将交织后的编码比特串5416输出到分离部5417。分离部5417将交织后的编码比特串5416分离为包含编码比特Sa1、Sa3的编码比特串5418和包含编码比特Sb1、Sb3的编码比特串5419，将编码比特串5418输出到调制部202A，并将编码比特串5419输出到调制部202B。
调制部202A根据编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sa1、Sa3，分配图48的(A)的16点中的任何一个，将该信号点所表示的基带信号S2A输出。同样地，调制部202B根据编码比特Sb0、Sb2以及编码比特Sb1、Sb3，分配图48的(B)的16点中的任何一个，将该信号点所表示的基带信号S2B输出。
这里，交织器5407的交织模式X和交织器5415的交织模式Y不同。由此，能够在接收端进行信号点削减时获得差错率特性良好的接收数据。
交织器5407、5415所进行的比特交织的一个例子如图57所示。图57表示交织前和交织后的数据的顺序。
图57的(A)表示交织模式X的交织方法。对于交织前的顺序，按数据1、数据2、…、数据200的顺序排列。这里，交织器5407每隔5个数据重新排列顺序(这个处理与在实施方式11中说明的、图50的编码比特Sa0、Sa2的交织处理相同，故省略其说明)。
然后，将交织后排列好的数据交替地分配给编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sb0、Sb2。因此，编码比特Sa0、Sa2的数据成为数据1、数据11、…、数据185、数据195的顺序，而编码比特Sb0、Sb2的数据成为数据6、数据16、…、数据190、数据200的顺序。
图57的(B)表示交织模式Y的交织方法。对于交织前的顺序，按数据1、数据2、…、数据200的顺序排列。这里，交织器5415每隔8个数据重新排列顺序(这个处理与在实施方式11中说明的、图50的编码比特Sa1、Sa3的交织处理相同，故省略其说明)。
然后，将交织后排列好的数据交替地分配给编码比特Sa1、Sa3和编码比特Sb1、Sb3。因此，编码比特Sa1、Sa3的数据成为数据1、数据17、…、数据176、数据192的顺序，而编码比特Sb1、Sb3的数据成为数据9、数据25、…、数据184、数据200的顺序。
接下来说明本实施方式的多天线接收装置的结构及动作。多天线接收装置的整体结构与图4相同。但是，设置了如图58所示结构的信号处理部5600作为图4的信号处理部404。
对与图13对应的部分附上相同标号的图58中，信号处理部5600由模式X用的解交织器5601对调制信号A的估计基带信号504以及调制信号B的估计基带信号505进行排列。解交织后的估计基带信号被输出到软判定解码部5602。
软判定解码部5602对解交织后的估计基带信号进行软判定解码，由此获得编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sb0、Sb2的信息5603，并输出到模式X用交织器5604。模式X用的交织器5604对编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息5603进行模式X的交织，将交织后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息5605输出到信号点削减部1301、1302。
下面使用图52说明接着动作的信号点削减部1301、1302的处理。
图52的(A)表示信号点削减前的候补信号点(○：候补信号点)，候补信号点在本实施方式中因为传输8比特，所以存在256个候补信号点。然后，因为基于交织后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息5605决定了4比特，信号点削减部1301、1302如图52(B)所示，将256个候补信号点削减为16个候补信号点。
然后，似然判定部5606如图52的(B)所示，求出16个候补信号点与接收基带信号(■)之间的欧几里德距离的平方，以求出分支度量。因为对各个天线求出分支度量，所以求出两个系统的分支度量，似然判定部5606对在各个天线求出的分支度量求和，基于该分支度量决定编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3，并输出到模式Y用的解交织器5607。
模式Y用的解交织器5607排列编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的信息的顺序，将解交织后的编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的信息输出到解码部5608。解码部5608通过对解交织后的编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的信息进行例如硬判定解码，将纠错后的编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的信息5609输出。
由此，从编码比特Sa0获得编码比特Sa3，并从编码比特Sb0获得编码比特Sb3。这个时候，因为有进行信号点削减，所以能够以16次的运算完成在以往必须按每个天线进行256次的求出欧几里德距离的运算，从而能够图谋运算规模的削减。
下面，为了进一步改善接收质量，详细说明适用迭代解码的方法以及与上述一样使交织模式不同的理由。
首先详细说明迭代解码的适用方法。模式Y的交织器5610以由上述方式获得的纠错后的编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的信息5609作为输入，进行模式X的交织，将交织后的编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的信息5611输出到信号点削减部1303、1304。信号点削减部1303、1304以交织后的编码比特Sa1、Sa3的信息以及交织后的编码比特Sb1、Sb3的信息5611作为输入，如图52所示，使用基于交织后的编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3决定的4比特，将256个候补信号点削减为16个候补信号点。
然后，似然判定部5612如图52(B)所示，求出16个候补信号点与接收基带信号(■)之间的欧几里德距离的平方，以求出分支度量。因为对各个天线求出分支度量，所以求出两个系统的分支度量，似然判定部5612对在各个天线求出的分支度量求和，基于该分支度量决定编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2，将编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的信息输出到模式X用的解交织器5613。
模式X用的解交织器5613通过排列编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息的顺序，来获得解交织后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息，并输出到解码部5614。解码部5614通过对解交织后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息5615进行例如硬判定解码，将纠错后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息5615输出。
由此，能够获得接收质量(差错率特性)提升了的编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的信息5609、5615。
另外，交织部5616以对纠错后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息5615作为输入，将交织后的编码比特Sa0、Sa2以及编码比特Sb0、Sb2的信息输出到信号点削减部1301、1302。
然后，通过在信号点削减部1301、1302、似然判定部5606、解交织器5607、解码部560g进行上述动作，能够获得接收质量提升了的编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的信息5609、5615。
通过多次进行上述的操作能够提高接收质量。将这些处理的流程图表示于图53。
首先，对调制信号A的编码比特Sa0、Sa2以及调制信号B的编码比特Sb0、Sb2进行解码(ST21A)。其次，基于获得的编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的信息进行信号点削减(ST21B)，并对编码比特Sa1、Sa3和编码比特Sb1、Sb3进行解码(ST22B)然后，基于获得的编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3的信息进行信号点削减(ST22A)，并对编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sb0、Sb2进行解码(ST23A)。下面重复进行相同的处理。
在本实施方式中，使交织器的交织模式不同(模式X与模式Y不同)，对接收质量的提升是重要的。下面将详细说明其理由。
图59表示在模式X(编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2用的交织模式)与模式Y(编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3用的交织模式)为相同模式时的接收状态的一个例子。
在这样的交织模式下，假设在图58的软判定部5602进行编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的解码后，如图59(A)所示的连续产生被错误判定的码元。另外，在使用卷积码等的时候，在一般的情况会连续发生错误。于是，在信号点削减部1301、1302进行信号点数的削减时，如图59的(B)所示，在信号点削减引起的信号点选择连续发生错误。其结果，即使由解码部5608进行编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3的解码，接收质量(差错率特性)不会有效地提升。这是因为纠错码对连续的错误进行纠错的能力低。
图60表示如本实施方式所示的，在模式X(编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2用的交织模式)与模式Y(编码比特Sa1、Sa3、Sb1、Sb3用的交织模式)不同时的接收状态的一个例子。
在这样的交织模式下，假设在图58的软判定部5602进行编码比特Sa0、Sa2、Sb0、Sb2的解码后，如图60的(A)所示的连续产生被错误判定的码元。于是，信号点削减部1301、1302在进行信号点数的削减时，与图59的(B)不同，因为交织模式X与交织模式Y不同，通过解交织后，如图60的(B)所示，因信号点削减引起的信号点选择的错误变得以离散的方式产生。也就是说，因信号点削减引起的信号点选择的错误，不会如图60的(B)所示地连续发生。由此，由解码部5608对编码比特Sa1、Sa3以及编码比特Sb1、Sb3进行解码的话，差错率特性有效地提高。这是因为纠错码对离散的错误进行纠错的能力高。
因此，根据本实施方式，通过使各个天线发送的调制信号的比特交织模式不同，在接收端解码的时候能够降低突发性错误的影响，并实现能够获得差错率特性良好的接收数据的多天线发送装置。另外，根据本实施方式，与实施方式11相比，因为能够减少编码部的数量，所以能够连带地削减运算量并减小电路规模。
另外，在上述的实施方式中，虽然举出适用于频谱扩频通信方式的例子进行说明，但不限于此，例如也可以适用于不是频谱扩频通信方式的单载波方式和OFDM方式。适用于OFDM方式的时候，编码的方法可以是如图60所示的以时间轴的方向进行编码的方法，或者是将图60的横轴考虑为频率轴，并以频率轴进行编码的方法。除此之外，也能够以频率轴和时间轴的两个方向进行编码。除此之外，也能够以频率轴和时间轴的两个方向进行编码。
这个时候，如在实施方式7的说明，使交织模式X为将数据从频率高的副载波排列到频率低的副载波进行配置的模式，并使交织模式Y为将数据从频率低的副载波排列到频率高的副载波进行配置的模式，则能够有效地提高差错率特性，并进一步地简化电路规模。
另外，关于交织的方法，在本实施方式说明的图仅是一个例子，并不限于此。理想的是，使用随机交织较为适宜。
再有，在上述的实施方式，虽然描述了由交织器进行交织的情况，但例如应用于OFDM方式时，也可以通过往各个副载波的映射处理来进行交织。这样的话，可以省略交织器。
(实施方式13)
虽然在实施方式6中提出了一种使从各个天线发送的调制信号的交织模式在各个调制信号之间不同的多天线发送装置，在本实施方式中，将对适用比特交织作为交织时的具体的装置例子。也就是说，本实施方式在进行比特交织处理这一点基本上与实施方式11和实施方式12相同，但是将实施方式6的基本结构直接作为适用比特交织的例子来进行说明。
图48表示本实施方式的多天线发送装置所发送的调制信号A和调制信号B在I-Q平面的信号点配置例子。
本实施方式的多天线发送装置的基本结构与在实施方式6说明的图23相同，其动作与实施方式6相同。
现使用图61详细说明采用如图23所示的结构时的交织器2301A、2301B所进行的比特交织的方法。另外，交织器2301A使用图61(A)的交织模式X进行交织处理，交织器2301B使用图61(B)的交织模式Y进行交织处理。
图61表示交织前和交织后的数据的顺序的一个例子。图61的(A)表示交织模式X的交织方法。对于交织前的顺序，按数据1、数据2、…、数据200的顺序排列。通过交织，每隔5个数据重新排列顺序(这个处理与在实施方式11中说明的、图50的编码比特Sa0、Sa2的交织处理相同，故省略其详细说明)。
然后，将交织后排列好的数据交替地分配给编码比特Sa0、Sa2和编码比特Sa1、Sa3。因此，编码比特Sa0、Sa2的数据成为数据1、数据11、…、数据185、数据195的顺序，而编码比特Sa1、Sa3的数据成为数据6、数据16、…、数据190、数据200的顺序。
图61的(B)表示交织模式Y的交织方法。对于交织前的顺序，按数据1、数据2、…、数据200的顺序排列。通过交织，每隔8个数据重新排列顺序(这个处理与在实施方式11中说明的、图50的编码比特Sa1、Sa3的交织处理相同，故省略其详细说明)。
然后，将交织后排列好的数据交替地分配给编码比特Sb0、Sb2和编码比特Sb1、Sb3。因此，编码比特Sb0、Sb2的数据成为数据1、数据17、…、数据176、数据192的顺序，而编码比特Sb0、Sb2的数据成为数据9、数据25、…、数据184、数据200的顺序。
图23的各个调制部202A、202B根据以上那样被比特交织的编码比特，分配图48的(A)、(B)的16点中任何一个。
接下来说明接收进行上述比特交织处理后的多个调制信号A、B的多天线接收装置。作为多天线接收装置的一个结构(信号处理部的结构)，可考虑在实施方式6说明的图24的结构，其动作除了在各个解交织器和交织器进行解交织处理和交织处理之外，与实施方式6相同。
在本实施方式中，作为与图24不同的结构，对如图62所示的结构例子进行说明。对与图24对应的部分附上相同标号的图62中，信号处理部6000的最大似然判定部6001以信道估计值h11、h21、h12、h22、基带信号R1-2、R2-2作为输入，通过进行最大似然判定，获得编码比特Sa0、Sa1、Sa2、Sa3的信息6004并将其输出到解交织器2401A，同时获得编码比特Sb0、Sb1、Sb2、Sb3的信息6005并将其输出到解交织器2401B。
由解交织器2401A、2401B进行解交织的编码比特Sa0、Sa1、Sa2、Sa3的信息6004和编码比特Sb0、Sb1、Sb2、Sb3的信息6005分别由硬判定解码部6002、6003进行硬判定解码并输出。其它的部分则进行和实施方式6相同的动作。
然后在信号处理部6000中，因为调制信号A的比特交织模式X和调制信号B的比特交织模式Y不同，基于与在实施方式11和实施方式12中说明的相同理由，能够获得差错率特性良好的接收数据RA、RB。
因此，根据本实施方式，在使各个天线发送的调制信号的交织模式在调制信号之间不同时，通过使各个调制信号的比特交织模式不同，在接收端解码的时候能够降低突发性错误的影响，并实现能够获得差错率特性良好的接收数据的多天线发送装置以及多天线接收装置。
另外，在本实施方式中说明的信号处理部6000的结构也能够在例如实施方式6等的实施方式中适用。换言之，能够将最大似然判定用于虚拟判定。
另外，在本实施方式中，作为使各个调制信号的比特交织模式不同的多天线发送装置的结构，虽然使用图23的多天线发送装置2300以及图61的比特交织模式进行了说明，但多天线装置的整体结构和比特交织模式不限于图23和图61所示的内容。特别是，比特交织模式可适用各种模式，只要使各个调制信号的比特交织模式不同即可。
作为与图23的多天线发送装置2300的结构不同的结构例子，例如可以考虑如图63所示的结构。对与图23对应的部分附上相同标号的图63中，多天线发送装置6100最具特征的一点在于，用于编码比特Sa0、Sa2的交织模式(交织器4708)与用于编码比特Sa1、Sa3的交织模式(交织器6101)相同，并且用于编码比特Sb0、Sb2的交织模式(交织器4719)与用于编码比特Sb1、Sb3的交织模式(交织器6102)相同。由此，在接收装置中，纠错能力提高，接收质量也提高。另外，虽然也可以使比特交织的模式全都不同，但如在实施方式11所说明的，会导致接收质量的恶化。
另外，关于交织的方法，在本实施方式说明的图仅是一个例子，并不限于此。理想的是，使用随机交织较为适宜。
(实施方式14)
在这个实施方式中提出一种在采用LDPC(Low Density Parity Check，低密度奇偶校验)时，能够以简便的结构设定上述交织模式的多天线发送装置。换言之，将提议一种在形成上述交织模式的调制信号时，有效活用LDPC的方法。
在上述实施方式6、7、11、12、13中，基本上是如图23所示，通过时交织器2301A和交织器2301B的交织模式不同来使得在调制信号之间交织模式不同。在这个实施方式中，提议在适用LDPC时，将交织器2301A、2301B换成具有不同的生成矩阵G_i(校验矩阵H_i)的LDPC编码器。由此，能够获得与通过设置不同的交织器来使交织模式不同时相同的效果。
在图64，对与图2对应的部分附上相同的标号，并表示出本实施方式的多天线发送装置的结构。多天线发送装置6200与图2的多天线发送装置110相比，设置了LDPC编码器6201A、6201B以代替编码部201A、201B。
调制信号A用的LDPC编码器6201A由生成矩阵Ga、校验矩阵Ha表现，以发送数据TA作为输入，将编码的数据S1A输出。调制信号B用的LDPC编码器6201B由生成矩阵Gb、校验矩阵Hb表示，以发送数据TB作为输入，将编码的数据S1B输出。
本实施方式的特征在于，使调制信号A用的LDPC编码器6201A的生成矩阵Ga与调制信号B用的LDPC编码器6201B的生成矩阵G不同。其理由说明如下。
LDPC是以非常稀疏的校验矩阵定义的线性码，其中的一个特征是具有能够轻易地构成各式各样的码长度、编码率的码元的弹性。同样地，能够构成多种的相同编码长度、编码率的码元。其它的许多纠错码则根据码元种类的不同所能够构成的参数有限。
在Turbo码和卷积码的解码中，所有的比特为了更新似然信息而利用相邻的比特的信息。因此，在处理衰落环境等的有记忆信道(channel with memory)时，为对相邻比特之间有相关的噪声模拟地进行白化而利用交织器。因此，在本发明中采用对每个流采用不同交织模式的发送机结构。
可是，在LDPC的解码中，在对某个比特n以与该比特相关的奇偶校验，也就是校验m进行更新的时候，仅利用来自与校验m相关的几个比特的信息。因为LDPC码的校验矩阵H通常是随机构成，用于更新的信息比特相邻的几率极小。因此，即使比特n处于深衰落，与比特n相关的其它比特同样处于深衰落的几率较低，这些比特对比特n提供可靠性更高的信息。
也就是说，这意味着LDPC的校验矩阵H在本质上具备交织功能，在校验矩阵H的设计中，在原理上能够将矩阵H的所有非零元素以交织增益变得最大的方式进行配置。
其结果也表示于J.Hou，P.Siegel，and L.Milstein，“Performance Analysis and Code Optimization for Low Density Parity-Check Codes on Rayleigh Fading Channels”IEEE JSAC，Vol.19，No.5，May，2001。
接下来说明LDPC的编码。LDPC是一种线性码，因此能够通过将生成矩阵Ga、Gb乘以信息向量(m1、m2、…、mk)、(n1、n2、…、nk)来获得。也就是说，求出与事先设计的校验矩阵Ha、Hb对应的生成矩阵Ga、Gb(生成矩阵Ga、Gb满足GaHa T＝0和GbHb T＝0)，能够获得代码字c和d作为c＝mGa或d2nGb。
接下来说明LDPC的解码。本实施方式中的多天线接收装置的整体结构例如可以如图4所示。然后使图4的信号处理部404为例如如图64所示的结构。
在对与图13对应的部分附加相同标号的图65中，信号处理部6300的结构是将图13的信号处理部1300软判定部503、506、512、518换成作为LDPC用的解码方法的概率域和积(probability domain sum-product)解码部6301、6302、6303、6304。
在利用LDPC时，能够利用例如作为利用LDPC时的具代表性的解码方法的概率域和积解码法(probability domain sum-product decoding algorithm)和适合组装在软件、硬件的对数域和积解码法(log domain sum-product decoding algorithm)等，来代替解交织器和维特比解码电路(适用卷积码时)的组合。
调制信号A的和积(sum-product)解码部6301、6303进行与在发送端使用的校验矩阵Ha对应的解码。并且，调制信号B的和积(sum-product)解码部6302、6304进行与在发送端使用的校验矩阵Hb对应的解码。对经过纠错解码的调制信号A、B的接收数字信号，再次使用与发送时相同的生成矩阵Ga和Gb的LDPC进行再编码和调制，并进行信号点削减。
其详细的动作与在LDPC之外说明的动作相同，只有关LDPC的部分的动作不同，其它则是进行与上述的实施方式相同的动作。
因此，根据本实施方式，采用适用具有按每个流不同的生成矩阵G_i(校验矩阵H_i)自的LDPC的结构，通过由该生成矩阵进行与交织处理同等的处理，则如图23所示，能够获得与采用具备在各个流具有不同的交织模式的交织器以及Turbo码和卷积码等与LDPC不同的纠错编码器的结构相同的效果。并且，因为LDPC码具有交织功能，所以能够削减电路规模。
然而，在这个实施方式中，虽然说明了仅用LDPC编码器形成交织模式不同的调制信号A、B的情况，但除了LDPC编码器之外，也可以设置与实施方式6、7相同的交织器来形成交织模式不同的调制信号，在这样的情况中也能够提高接收质量。
另外，如图66所示，也可以在使用相同的LDPC编码器作为LDPC编码器6201A和LDPC编码器6201B的同时，仅在其中一方设置交织器6601。即使这么做，因为能够使调制信号A和调制信号B的交织模式不同，所以能够提高接收质量。
(实施方式15)
在这个实施方式提出一种适合于上述的接收装置和方法(也就是削减候补信号点并解码的装置和方法)的重发方法。
首先，在图67表示在发送端(例如基站)发送的发送信号A和发送信号B的帧结构。调制信号A、B的信道估计码元6801A、6801B在同一时刻被发送，接收机使用该信道估计码元6801A、6802B估计起因于衰落等的各自的信道变动。调制信号A、B的数据码元6802A、6802B是基于各个发送数据信号TA、TB形成的，用该数据码元6802A、6802B传输数据。并且，在各个调制信号A、B添加了CRC(Cyclic Redundancy Check，循环冗余校验)码元6803A、6803B，接收机通过校验CRC码元6803A、6803B来确认用调制信号A、B发送的各个数据是否有错误。控制信息码元6804是为了在接收机进行频率偏移量的检测、AGC(Automatic Gain Control，自动增益控制)以及识别出是否是重发信号而被设置。
图68表示接收机(例如通信终端)的发送系统的结构例子。错误判定部6902A以解调基站发送的信号而获得的调制信号A的数字信号6901A作为输入，通过利用图67的CRC码元6803A将表示调制信号A是否有错的错误有无信息6903A输出。同样地，错误判定部6902B以解调基站发送的信号而获得的调制信号B的数字信号6901B作为输入，通过利用图67的CRC码元6803B将表示调制信号B是否有错的错误有无信息6903B输出。
重发请求部6904基于调制信号A、B的错误有无信息6903A、6903B决定是否请求重发，将重发请求信息6905(例如ACK/NACK的信息)输出。该重发请求信息6905由是否重发调制信号A或是否重发调制信号B的信息组成。
数据生成部6907以重发请求信息6905和发送数据6906作为输入，生成发送数字信号6908并输出。发送部6909通过对发送数字信号6908进行规定的调制处理来形成调制信号6910。调制信号6910作为电波从天线6911输出。
图69表示通信终端发送的调制信号6910的帧结构。调制信号6910由为了在接收端进行信道估计的信道估计码元7001、数据码元7002、以及重发请求信息7003组成。
图70表示本实施方式的多天线发送装置的结构。多天线发送装置7000例如设置在基站。
在对与图2对应的部分附上相同标号的图70中，多天线发送装置7000用天线7101接收从图68的通信终端发送的信号。接收信号7102(相当于图69的调制信号)被输入到接收部7103。接收部7103通过对接收信号7102进行解调来获得接收数字信号7104并将其输出。重发请求检测部7105从接收数字信号7104提取重发请求信息7106并将其输出。如上述，该重发请求信息7106包含是否重发调制信号A或是否重发调制信号B的信息。
在多天线发送装置7000的发送系统中设置数据存储部7107A、7107B以及数据选择部7109A、7109B，重发请求信息7106被输入到数据选择部7109A、7109B。当重发请求信息7106是表示请求调制信号A的重发的信息时，数据选择部7109A选择存储在数据存储部7107A的重发数据7108A并输出。同样地，当重发请求信息7106是表示请求调制信号B的重发的信息时，数据选择部7109B选择存储在数据存储部7107B的重发数据7108B并输出。
更具体地说，在重发请求信息7106请求重发并且是请求调制信号A的重发时，数据选择部7109A选择存储的调制信号A的发送数字信号7108A并输出。与此相对，在重发请求信息7106请求重发并且是请求调制信号B的重发时，数据选择部7109A不进行输出。在重发请求信息7106没有请求重发的时候，数据选择部7109A选择发送数字信号TA并输出。
同样地，在重发请求信息7106请求重发并且是请求调制信号B的重发时，数据选择部7109B选择存储的调制信号B的发送数字信号7108B并输出。与此相对，在重发请求信息7106请求重发并且是请求调制信号A的重发时，数据选择部7109B不进行输出。在重发请求信息7106没有请求重发的时候，数据选择部7109B选择发送数字信号TB并输出。
如上述，在多天线发送装置7000，在重发其中一方的调制信号时，不进行另一方的调制信号的发送。
帧结构信号生成部210基于重发请求信息7106决定帧结构，并输出帧结构信号S10。将在后面使用图71说明帧结构的决定方法的一个例子。
图71表示本实施方式的基站和通信终端的发送信号的流向。然而，虽然在图71中把图简化，但基站发送的信号实际上是除了数据码元之外还由控制信息、CRC码元等构成的以帧为单位的信号。
基站首先如<1>所示地发送数据1A、数据1B。
然后，终端接收数据1A、数据1B，确认没有错误发生，如<2>所示地不请求重发。
接着，基站如<3>所示地发送数据2A、数据2B。
然后，终端接收数据2A、2B，确认发生了错误。这个时候，终端比较调制信号A和接收电场强度和调制信号B的接收电场强度，请求接收电场强度较低的调制信号的重发。在图中，因为检测出调制信号A的接收电场强度较低，如<4>所示，进行调制信号A的重发请求。由此，通过进行接收电场强度较低一方的调制信号的重发，能够提高重发所带来的差错率特性的提高效果。这是因为接收电场强度较低的调制信号的接收质量较差，能够通过重发来确保接收电场强度低的调制信号的接收质量。另外，通过重发接收电场强度较低的调制信号的重发，使得在使用该调制信号进行有关另一方的调制信号的候补信号点的削减时的精度提高，变得也能够提高另一方的调制信号的差错率特性。
然而，这里虽然是重发接收电场强度较低一方的调制信号，但作为其它方法，也可以使用例如在数据2A、数据2B中的数据2B发生错误时请求重发数据2B的这种简单的方法。
基站接收数据2A的重发请求信号后，进行如<5>所示的数据2A的重发。
然后，终端因为在数据2A、数据2B没有发生错误，所以如<6>所示，不进行重发请求。
接着，基站如<7>所示地发送数据3A、数据3B。
然后，终端接收数据3A、3B，确认发生了错误。这个时候，终端比较调制信号A的接收电场强度和调制信号B的接收电场强度，检测出调制信号B的接收电场强度较低后，如<8>所示，进行调制信号B的重发请求。
然后，基站如<9>所示，进行数据3B的重发。
即使如此，终端在数据3A、数据3B发生错误时，如<10>所示，请求再度重发。这时，终端请求与第一次请求的调制信号不同的调制信号的重发。换言之，请求调制信号A的重发。由此，能够提高重发所带来的差错率特性的提升效果。也就是说，在第一次发送的数据3B因为在<9>的重发而被视为具有更加良好的接收质量，相对地，数据3A的接收质量在这个时候因为没有接收质量的提高作用，而被认为比数据3B低。因此，在第二次的重发时重发数据3A，重发与第一次不同的调制信号的数据较为优选。
基站接收数据3B的重发请求信号后，进行如<11>所示的数据3A的重发。
这样，在本实施方式中，仅重发其中一方的调制信号的数据，而不是重发调制信号A、调制信号B双方的数据。其理由在之后说明。
图72表示本实施方式的多天线接收装置的结构。多天线接收装置7200例如设置在通信终端。
在对与图4对应的部分附上相同标号的图72中，多天线接收装置7200接收从多天线发送7000(图70)发送的信号并解调。
控制信息检测部7301以解扩后的基带信号R1-2、R2-2作为输入，检测出在多天线发送装置7000(基站)发送的图67的帧的由控制信息码元6804所表示的控制信息。换言之，基于控制信息码元6804检测出接收信号是作为同时发送调制信号A和调制信号B的结果的信号而不是重发信号，或是在接收信号是重发信号时检测出表示重发信号是调制信号A还是调制信号B的控制信息。控制信息检测部7301将检测出的控制信息作为发送方法信息7302输出。
信号处理部404以信道变动估计值h11、h12、h21、h22、解扩后的基带信号R1-2、R2-2以及发送方法信息7302作为输入，在发送方法信息7302表示是同时发送调制信号A、B的发送方法时，进行解调动作，获得调制信号A的接收数字信号RA和调制信号B的接收数字信号RB。该信号处理部404的详细结构例如为如图5、图11、图12、图13、图17、图18等所表示的，动作则如上述。信号处理部404例如在图71的<1>、<3>、<7>的时候动作。
信道信息/接收信号存储部7303以信道估计值h11、h12、h21、h22以及解扩后的基带信号R1-2、R2-2作为输入，将这些信息存储。另外，信道信息/接收信号存储部7303以发送方法信息7302作为输入，当发送方法信息7302表示是重发时的发送方法时，将存储的信道估计值和解扩后的基带信号输出。
重发信息检波部7304以信道变动估计值h11、h12、h21、h22、解扩后的基带信号R1-2、R2-2以及发送方法信息7302作为输入，在发送方法信息7302表示是重发并且被重发的调制信号是调制信号A的时候，进行调制信号A的解调，输出调制信号A的接收数字信号RA。另外，重发信息检波部7304在发送方法信息7302表示是重发并且被重发的调制信号是调制信号B的时候，进行调制信号B的解调，输出调制信号B的接收数字信号RB。例如在图71的<5>、<9>、<11>的时候进行这个动作。
信号处理部7305以存储的信道估计值h11、h12、h21、h22(不图示)、存储的解扩后的基带信号R1-2、R2-2(不图示)、发送方法信息7302以及被重发的调制信号的接收数字信号RA或RB(重发信息检波部7304的输出)作为输入。
重发方法信息7302表示是重发并且被重发的调制信号是调制信号A的时候(在图71的<5>的状况下，是数据2A被输出)，信号处理部7305A使用存储的信道估计值h11、h12、h21、h22、存储的解扩后的基带信号R1-2、R2-2以及被重发的调制信号A的接收数字信号RA(在图71的<5>的状况下，是数据2A)进行使用信号点削减的解调动作，并输出调制信号B的数字信号RB(相当于图71的数据2B)。
另一方面，重发方法信息7302表示是重发并且被重发的调制信号是调制信号B的时候(相当于图71的<9>的状况)，从重发信息检测部7304输出RB(在图71的<9>的状况下，是数据3B被输出)，信号处理部7305A使用存储的信道估计值h11、h12、h21、h22、存储的解扩后的基带信号R1-2、R2-2以及被重发的调制信号A的接收数字信号RB(在图71的<9>的状况下，是数据3B)进行使用信号点削减的解调动作，并输出调制信号A的数字信号RA(相当于图71的数据3A)。
在图73中，对与图5对应的部分附加相同的标号，并表示出信号处理部7305的结构例子。信号处理部7305将发送方法信息7302输入信号点削减部508、510、514、516。另外，将从重发信息检波部7304输出的接收数字信号RA或RB输入到信号点削减部508、510、514、516、软判定部512、518以及数据选择部7401。
这里，发送方法信息7302表示是重发而且被重发的调制信号是调制信号A的时候(相当于图71的<5>的状况)，调制信号A的接收数字信号RA被输入到信号点削减部508、510、514、516。这个时候，信号点削减部514、516使用决定的调制信号A的接收数字信号RA，如在上述的实施方式中所描述的，仅留下调制信号B的信号点作为候补，将削减的信号点信息515、517分别输出。软判定部518对调制信号B进行软判定解码，将调制信号B的接收数字信号RB输出。数据选择部7401选择该调制信号B的接收数字信号RB作为接收数字信号7402输出。此时，信号点削减部508、510、软判定部512不动作。
另一方面，发送方法信息7302表示是重发而且被重发的调制信号是调制信号B的时候(相当于图71的<9>的状况)，调制信号B的接收数字信号RB被输入到信号点削减部508、510、514、516。这个时候，信号点削减部508、510使用决定的调制信号B的接收数字信号RB，如在上述的实施方式中所描述的，仅留下调制信号A的信号点作为候补，将削减的信号点信息509、511分别输出。软判定部512对调制信号A进行软判定解码，将调制信号A的接收数字信号RA输出。数据选择部7401选择该调制信号A的接收数字信号RA作为接收数字信号7402输出。此时，信号点削减部514、516、软判定部518不动作。
接下来使用图74详细说明在多天线接收装置7200的信道信息/接收信号存储部7303存储的数据。例如考虑如图71的<3>所示，数据2A和数据2B被发送的情况。数据2A和数据2B由100码元构成，如图74所示地在时间T2，0、T2，1、…、T2，99的时间发送每个码元。这个时候，假设时间t＝T2，0、T2，1、…、T2，99，则能够分别用h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)表示信道变动，用R1-2(t)、R2-2(t)表示各个天线AN3、AN4接收的接收基带信号。另外，接收基带信号R1-2(t)、R2-2(t)能够使用信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)、调制信号A的发送信号Txa(t)、调制信号B的发送信号Txb(t)来表示下面的式子。
R 1 - 2 ( t ) R 2 - 2 ( t ) = h 11 ( t ) h 21 ( t ) h 12 ( t ) h 22 ( t ) Txa ( t ) Txb ( t ) . . . ( 4 )
信道信息/接收信号存储部7303存储着这种信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)以及接收基带信号R1-2(t)、R2-2(t)。
但是，在本实施方式中，因为在重发时仅重发其中一方的调制信号，所以能够提高接收数字信号RA、RB的差错率特性。现进行相关说明。
如图71的<5>所示，数据2A被重发后，数据2A的调制信号被两根接收天线AN3、AN4接收，由重发信息检波部7304进行最大比合成并解调。因此，能够由重发信息检波部7304获得接收质量极佳(差错率特性良好)的数据2A作为接收数字信号RA。另外，如图71的<3>所示，使用式(4)从数据2A和数据2B相混合的信号中解调数据2A的时候，因为数据2B的调制信号成为干扰，与单独接收数据2B时相比，较难获得质量良好(差错率特性良好)的数据2A。换言之，在本实施方式中，通过仅重发其中一方的调制信号，能够在时间t＝T2，0、T2，1、…、T2，99获得质量良好的Txa(t)的估计值(调制信号A的估计值)。
然后，因为在时间t＝T2，0、T2，1、…、T2，99，式(4)的Txb(t)以外的估计值全部都能够获得，在信号处理部7305变得能够从信道信息/接收信号存储部7303存储的信道变动h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)、接收基带信号R1-2(t)、R2-2(t)解调与在两根接收天线进行最大比合成相当的Txb(t)。其结果，与数据2A同样地，能够获得接收质量极佳的数据2B。以上即为信道信息/接收信号存储部7303、重发信息检波部7304以及信号处理部7305的一连串的动作。
因此、根据本实施方式，在进行重发时，通过仅重发其中一方的调制信号的数据而不是重发调制信号A、调制信号B双方的数据，能够获得将可再现发生帧错误(frame error)的数据的可能性提高的好处。
尤其，在与重发调制信号A、调制信号B双方的数据的结构相比时，在直达波占优势的传播环境下，接收质量显著提高。例如有直达波存在的时候，如在实施方式10中说明的，有时候即使获得海山电场强度也无法获得良好的接收质量。这种时候，即使再度发送调制信号A、调制信号B双方的数据，对接收质量也无法获得较大的改善效果。
可是，如果如本实施方式一样采用仅重发其中一方的调制信号的数据的结构，如上述说明，被重发的调制信号能够在最大比合成，也就是在接收电场强度高的状态下解调，因此能够获得极为良好的质量。除此之外，关于没有被重发的信号，通过从双方的调制信号混合的信号(也就是所存储的信号)取消被重发的调制信号后进行解调，能够在最大比合成的状态下解调。其结果，因为即使在直达波占优势的环境也能够在最大比合成的状况下对双方的调制信号进行解调，所以能够对接收质量获得大的改善效果。
然而，在这个实施方式中，虽然说明了在重发之外的时候发送两个调制信号，在重发的时候仅发送其中一方的调制信号的情况，但只要使重发时发送的调制信号的数量少于在重发以外的时候发送的调制信号的数量，就能够获得和上述的实施方式相同的效果。
另外，在上述的实施方式中，虽然举出在频谱扩频通信方式使用的例子进行说明，但不限于此，例如也可以适用于不是频谱扩频通信方式的单载波方式和OFDM方式。适用于OFDM方式的时候，因为不仅仅是时间轴方向，频率轴方向也能够传输信息，例如考虑到图71的数据1A的时候，也可以在时间轴方向和频率轴方向配置数据1A。这在接下来说明的实施方式16中也是一样。
另外，在这个实施方式中，如图71所示，虽然说明了在重发时发送调制信号A或是调制信号B的其中一方的情况，但也可以根据重发改变发送的调制信号的数量。
图75表示这个时候的基站和通信终端的信号的流向的一个例子。如图75的<1>所示，基站在调制信号A发送数据1A，在调制信号B发送数据1B。然后，如<2>所示，不发生错误的话终端不进行重发请求。
接着，如<3>所示，基站在调制信号A发送数据2A，在调制信号B发送数据2B。然后，如<4>所示，不发生错误的话终端不进行重发请求。
基站基于来自终端的重发请求进行数据的重发。首先，如<5>所示，基站在调制信号A重发数据2A，在调制信号B重发数据2B。然后，如<6>所示，再次发生错误的话终端就再次进行重发请求。
然后，基站基于来自终端的重发请求进行数据的重发。这个时候，以与<5>的重发方式不同的方式进行重发。这里，如<7>，仅进行数据2A的重发。然后，如<8>所示，不发生错误的话终端不进行重发请求。然后，如<9>，基站进行下一个数据(数据3A以及数据3B)的发送。
如上述，改变第一次的重发和第二次的重发的重发方法。在图75的例子中，在第一次的重发时，进行从多个天线以多个调制信号重发相同数据的重发方法，在第二次的重发时，进行仅重发其中一方的信道的调制信号的重发方法。像这样，根据重发改变发送的调制信号的数量，则能够进一步地抑制重发次数，并带来传输效率的提升。
这是因为仅重发其中一方的信道的调制信号的方法与从多个天线以多个调制信号重发相同数据的重发方法的适于改善接收质量的传播环境不同。仅重发其中一方的信道的调制信号的方法适合于在直达波占优势的环境的重发。另一方面，从多个天线以多个调制信号重发相同数据的方法适合于散射波占优势的环境。因此，不进行传播环境的估计的时候，以不同的重发方法进行重发，通过其中一个重发使得不发生数据错误的几率提高，由此能够减少重发次数，提高数据的传输效率。
另外，这里虽然说明了不估计传播环境，使第一次的重发和第二次的重发的重发方法不同的情况，但在估计传播环境，基站和终端共享传播环境估计信息的情况下，基于该传播环境估计信息固定设定其中一个的重发方式也是有效的。
如上述，在使用MIMO传输的时候，考虑到根据传播环境的不同适合的重发方法也不同，通过合并使用多个重发方法(在此为仅重发其中一方的信道的调制信号的方法，以及从多个天线重发多个调制信号的方法)，能够减少重发次数，提高数据的传输效率。
另外，在这个实施方式中，虽然以发送天线数为2的情况为例进行了说明，但在发送天线数大于或等于3且调制信号数大于或等于3的时候也同样可以实施。
(实施方式16)
在这个实施方式中，作为适合于削减候补信号点并解码的装置以及方法的重发方法，提出一种使用与实施方式15中说明的图71的帧结构不同的帧结构进行重发的方法。
然而，基站的结构、通信终端的结构、1帧的结构、终端向基站发送的调制信号的帧结构等与实施方式15相同。这里，使用图76说明与图71不同的基站和终端的信号的流向。
基站首先如<1>所示，发送数据1A、数据1B、数据2A、数据2B、数据3A、数据3B、数据4A、数据4B。
然后，终端接收数据1A、数据1B、数据2A、数据2B、数据3A、数据3B、数据4A、数据4B。然后，终端检测到数据2A、数据2B、数据4A、数据4B发生错误，如<2>所示，请求这些码元的重发。
接着，基站如<3>所示地重发数据2A、数据4A。
于是，终端使用在<1>的时候获得且存储的信道估计值、基带信号以及被重发的数据2A从存储的基带信号取消数据2A的调制信号，从取消后的信号解调数据2B。同样地，使用存储的信道估计值、基带信号以及被重发的数据4A从存储的基带信号取消数据4A的调制信号，从取消后的信号解调数据4B。
尽管如此，对数据2B仍检测出发生了错误时，如<4>所示，终端请求数据2B的重发。
于是，如<5>所示，基站发送数据2B。
终端接收数据2B，确认没有发生错误以后，如<6>所示，向基站通知没有重发的请求。
然后，从重发动作释放基站后，如<7>所示，基站发送新的数据：数据5A、数据5B、数据6A、数据6B、数据7A、数据7B、数据8A、数据8B。
重复进行上述的动作。
如本实施方式所示，按多个帧请求重发的话，与实施方式15所示的对每1帧进行重发请求的情况相比，因为终端发送重发请求的次数减少，数据的传输效率提高。
(实施方式17)
在这个实施方式中，提出在采用如实施方式15、实施方式16的重发方法时，再通过仔细考虑该重发数据的发送方式，来进一步提高重发的接收质量的方法。具体地说，就是在实施方式15和实施方式16适用空时分组码和周期性延时分集(Cycled Delay Diversity)。
首先说明直到完成本实施方式的过程。没有重发的时候，基站的多天线发送装置从两个天线发送作为不同调制信号的调制信号A和调制信号B。因此，对于重发的数据，与仅使用一个天线的情况相比，有效活用两个天线较能使系统稳定。在本实施方式中，发明人着眼于这一事实，以图84所示的能够获得时空码和周期性延时分集(Cycled Delay Diversity)等的分集增益的发送方法发送重发数据。由此，因为能够在接收端获得质量良好的重发数据，从而使在解调调制信号A、B时的差错率特性进一步提高。
由于已说明时空码的结构，这里使用图92、图77说明周期性延时分集。
图77表示使用12个码元进行周期性延时分集时的帧结构例子。用图92的天线AN1发送的信号是图77的发送信号A，用图92的天线AN2发送的信号是图77的发送信号B。然后，关于发送信号A，在时间i+1、i+2、…、i+11、i+12分别发送S1、S2、…、S11、S12。发送信号B是相对发送信号A移位相当于某个时间的量的帧结构。这里，在时间i+1、i+2、…、i+11、i+12分别发送S7、S8、…、S5、S6。采用这种帧结构的话，在接收装置中，通过均衡接收信号能够获得分集增益，所以信号S1～S12的接收质量提高，数据的差错率特性也提高。
图78表示为将此实现的多天线发送装置的结构例子。在对与图70对应的部分附加相同的标号的图78中，多天线发送装置7700除了编码数据S 1A输入到调制部202A之外还输入到调制部202B、编码数据S1B输入到调制部202B之外还输入到调制部202A这一点之外，与图70的多天线发送装置7000为相同的结构。
下面使用图71和图76说明本实施方式的重发动作。
调制部202A、202B例如在发送如图71的数据1A、数据1B的不是重发数据的数据时，进行与实施方式15相同的动作。与此相对，例如在如图71的<5>所示地重发数据2A的时候，由调制部202A、调制部202B基于时空码和周期性延时分集的规则对编码数据S1A(也就是数据2A)进行调制。同样地，例如在如图71的<9>所示地重发数据3B的时候，由调制部202A、调制部202B基于时空码和周期性延时分集的规则对编码数据S1B(也就是数据3B)进行调制。
另外，作为进行这种发送的多天线发送装置的结构，例如可以使用图72所示的结构。但是，重发信息检波部7304是基于时空码和周期性延时分集的规则进行解调。关于其它的动作，则与在实施方式15和实施方式16说明的相同。
因此，根据本实施方式，在进行重发的时候，除了仅重发其中一方的调制信号的数据而不是重发调制信号A、调制信号B双方的数据之外，以能够获得时空码和周期性延时分集等的分集增益的发送方法进行重发，由此能够进一步提高可再现发生帧错误的数据的可能性。
另外，在这个实施方式中，虽然举出在频谱扩频通信方式使用的例子进行说明，但不限于此，例如也可以适用于不是频谱扩频通信方式的单载波方式和OFDM方式。适用于OFDM方式的时候，除了时间轴方向之外，以频率轴方向展开时空码和周期性延时分集也能够实现。
(实施方式18)
在这个实施方式中，提出一种例如通过仔细考虑在图11、图17所示的信号处理部的软判定部1101、1705进行的MLD(Maximum Likelihood Detection，最大似然判定)的方法来提高虚拟判定的精度，由此获得差错率特性进一步提高的接收数字数据的多天线接收装置以及方法。
在利用MLD的检波中，将使用估计的信道变动h11、h12、h21、h22生成的所有候补信号点与接收信号R1-2、R2-2之间的欧几里德距离的平方为最小的判定为发送信号。
利用MLD的检波虽然在使用逆矩阵运算的ICD(Inverse Channel Detection)和MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)等的检波方法中能够获得最好的接收质量(差错率特性)，但因为信号点距离变得不一致，所以无法进行与使用ICD时相同的软判定解码。
因此，通过对硬判定后的汉明距离(Hamming Distance)以最小平方欧几里德距离Umin 2与第二小的平方欧几里德距离Umin2 2的差进行加权，由此进行模拟的软判定解码来改善BER特性(在这个实施方式中，将此检波/解码方法称为MLD-H(MLD-Hard Decision Decoding，最大似然判定-硬判定解码))。
将信道A、B都使用QPSK调制时的四个汉明距离分别定义为dH[0，0]，dH[0，1]，dH[1，0]，dH[1，1]，MLD-H解码法的信道A、B的各自的分支度量met Txa[i，j]，met Txb[i，j]如下式定义。
met Tx a [ i , j ] = &Sigma; R x 1 , R x 2 ( U min 2 2 - U min 2 ) d H [ i , j ] ( i = 0,1 ; j = 0,1 ) . . . ( 5 )
met Tx b [ i , j ] = &Sigma; R x 1 , R x 2 ( U min 2 2 - U min 2 ) d H [ i , j ] ( i = 0,1 ; j = 0,1 ) . . . ( 6 )
在MIMO系统的MLD-H解码法基于式(5)、式(6)进行，选择分支度量的和为最小的路径。基于所选择的路径获得接收数字数据。
MLD-H解码法因为是使用汉明距离进行硬判定解码，与使用欧几里德距离进行软判定解码的情况相比有编码增益变小的缺点。一般说来，软判定解码与硬判定解码相比时，编码增益较大的事实广为人知。
考虑及此，在本实施方式中，作为利用MLD进行的检波的时候的软判定解码方法，提议一种将候补信号点按每个发送比特分类为两个集合，使用各个集合的点与接收信号点之间的最小平方欧几里德距离进行软判定解码的MLD-S(MLD-Soft Decision Decoding，最大似然判定-软判定解码)解码法。
具体说明如下。图79表示使用MLD-S解码法对经过QPSK调制的发送信号进行解码的情况。在用信道A发送的2比特a0、a1之中求出与a0＝0和a0＝1对应的最小平方欧几里德距离。
如图79所示，42＝16点的候补信号点被分类为与a0＝0和a0＝1对应的各为8点的集合。在各个集合中，计算8个候补信号点与接收信号点之间最小平方欧几里德距离Umin(a0＝0) 2、Umin(a0＝1) 2。对用信道A发送的另一个比特a1、用信道B发送的2比特b0、b1也同样地进行上述的分类和计算，使用这些最小平方欧几里德距离进行软判定解码。
信道A、B的各自的分支度量met Txa[i，j]，met Txb[i，j]如下式定义。
met Tx a [ i , j ] = &Sigma; R x 1 , R x 2 ( U min 2 2 - U min 2 ) d S [ i , j ] ( i = 0,1 ; j = 0,1 ) . . . ( 7 )
met Tx b [ i , j ] = &Sigma; R x 1 , R x 2 ( U min 2 2 - U min 2 ) d S [ i , j ] ( i = 0,1 ; j = 0,1 ) . . . ( 8 )
这里，式(7)中的ds[i，j]是以下式进行定义。
dS[i，j]＝Umin(a0＝i) 2+Umin(a1＝j) 2    .........(9)
另外，式(8)中的ds[i，j]是以下式进行定义。
dS[i，j]＝Umin(b0＝i) 2+Umin(b1＝j) 2    .........(10)
在本实施方式，基于式(7)～式(10)进行MIMO系统的MLD-S解码，选择分支度量的和为最小的路径。然后基于所选择的路径获得接收数字数据。
因此，根据本实施方式，在软判定时使用利用MLD的检波时，按每个发送比特将候补信号点分类为两个(多个)集合，使用各个集合的点与接收信号点之间的最小平方欧几里德距离进行软判定解码，由此能够抑制编码增益的减少来接收MLD，从而能够提高软判定时的差错率特性。其结果，能够获得差错率特性更加良好的接收数字数据。
然而，在这个实施方式中，虽然说明了仅使用分类成两个的集合中的最小平方欧几里德距离进行MLD-S解码的情况，但也可以使用第二小的平方欧几里德距离等，使用多个平方欧几里德距离来进行MLD-S解码。
另外，虽然在这个实施方式中使用QPSK调制进行说明，但调制方式为BPSK、16QAM、64QAM等其它的调制方式也同样能够实施。
再有，在本实施方式中提议的解码方法不限于进行迭代解码的装置，在单独实施的情况下也能够获得与上述的实施方式相同的效果。
(实施方式19)
在本实施方式中，提出在将实施方式9说明的特定码元(STBC码元或是如图41、图42所示的特殊码元)以规则的定时进行插入时，根据重发请求改变插入特定码元的间隔。
本实施方式的终端(重发请求装置)的概略结构如图68所示，终端发送的调制信号的帧结构如图69所示，基站(重发数据的装置)的概略结构如图70所示。然而，关于图68、图69、图70，因为已经在实施方式15中进行说明，这里省略重复的说明，并仅说明本实施方式特有的结构。
在本实施方式中，图70的编码部201A、201B、调制部202A、202B以帧结构信号S10作为输入，基于图80的帧的切换规则变更帧结构并进行重发。
现详细说明图80的帧结构。控制信息码元8901是用于传输帧结构的信息等的码元。信道估计码元8902是用于在接收端估计因衰落等引起的各个的信道变动的码元。数据码元8903是基于各个发送数字信号TA、TB而形成的、发送数据的码元。相同时刻的调制信号A的数据码元和调制信号B的数据码元从不同的天线发送出去。
CRC码元8904是用来在接收端检查调制信号A、B的数据码元是否有错的码元。特定的码元8905是在实施方式9说明的特定的码元(STBC码元或者是如图41、图42所示的特殊码元)。
在本实施方式中，如图80的(A)、(B)、(C)所示，使用特定的码元的插入间隔不同的发送帧。图80的(A)表示没有插入特定的码元的帧结构，图80的(B)表示以22码元间隔插入特定的码元的帧结构，图80的(C)表示以16码元间隔插入特定的码元的帧结构。在本实施方式中，选择性地使用图80的(A)、(B)、(C)之中的任何一个帧结构进行发送。例如，可以考虑根据来自终端的请求(接收电场强度和差错率等的信息)，选择图80的(A)、(B)、(C)之中的任何一个来改变特定的码元的插入间隔的方法。下面，尤其对重发时的帧结构的变更方法详细地进行说明。
图81表示本实施方式的基站和通信终端的发送信号的流向。然而，在图81，虽然把图简化，但基站发送的信号实际上是除了数据码元之外还由控制信息、CRC码元、特定的码元(STBC码元或者是如图41、图42所示的特殊码元)等构成的以帧为单位的信号。
在图81中，如<1>所示，基站以如图80的(A)所示的不插入特定的码元的帧结构，用调制信号A发送数据1A，用调制信号B发送数据1B。终端毫无差错地进行接收的话，如<2>所示，不进行重发请求。
接着，如<3>所示，基站以如图80的(A)所示的不插入特定的码元的帧结构，用调制信号A发送数据2A，用调制信号B发送数据2B。终端在进行接收的时候发生错误的话，如<4>所示，进行重发请求。
于是，如<5>所示，基站使用与图80的(A)的帧结构相比接收质量提高的图80的(B)所示的插入特定的码元的帧结构，用调制信号A发送数据2A，用调制信号B发送数据2B。终端毫无差错地进行接收的话，如<6>所示，不进行重发请求。
接着，如<7>所示，基站以如图80的(A)所示的不插入特定的码元的帧结构，用调制信号A发送数据3A，用调制信号B发送数据3B。终端在进行接收的时候发生错误的话，如<8>所示，进行重发请求。
于是，如<9>所示，基站使用与图80(A)的帧结构相比接收质量提高的图80的(B)所示的插入特定的码元的帧结构，用调制信号A发送数据3A，用调制信号B发送数据3B。终端在进行接收的时候还是发生错误的话，如<10>所示，进行重发请求。
于是，如<11>所示，基站使用与图80的(A)、(B)的帧结构相比接收质量更加提高的如图80的(C)所示的特定码元的插入间隔比图80的(B)的帧结构还要短的帧结构，用调制信号A发送数据3A，用调制信号B发送数据3B。
图82表示本实施方式的终端的接收装置的结构例子。在图82，对于进行和图72相同动作的部分附上与图72相同的标号。在图82，与图72的接收装置的不同点在于，没有在如图72的重发时进行使用存储的信号进行信号点削减的部分。控制信息检测部7301从包含在图80的帧的控制信息码元8901提取有关发送方法(帧结构)的信息，并将帧结构信号7302输出。然后，信号处理部404基于帧结构信号7302进行解调处理，将数字信号RA、RB输出。
于是，根据本实施方式，重发次数越是增加，使有助于提高接收质量的特定的码元的插入间隔变得越短(即，越增加插入次数)，由此能够减少重发次数。由此，能够进一步提高数据的传输效率。这是因为特定的码元的插入次数越是增加，接收质量越是提高(但是传输速度会降低)。也就是说，有重发请求而发送调制信号的时候，如果采用与上述发送的发送方法相同的发送方法(相同的特定的码元的插入次数)的话有可能再度出错，为了减低出错的可能性，增加特定的码元的插入次数较为适宜。另外，随着重发次数的增加使特定的码元的插入次数增加的方法，虽然越是增加特定的码元的插入次数就越使数据的传输速度降低，但在例如与切换调制方式的情况(重发次数越增加，使用以一个码元传输的数据越少的调制方式的情况)相比时，数据的传输速度的降低极小。
然而，在这个实施方式中，虽然说明了根据重发次数改变特定的码元的插入次数的方法以及装置，但特定的码元的插入次数的更改并不限于适用在重发的时候。例如，根据来自终端的请求来改变特定的码元的插入次数也能够和实施方式同样地图谋接收质量的提高和数据传输速度的提高。
(实施例1)
在这个实施例中，说明对有关在之前的实施方式、例如实施方式6、实施方式7中说明的、使从各个天线发送的调制信号的交织模式在各个调制信号之间不同的多天线发送装置的一个实施例。
图83表示在由实施方式6说明的图23中使编码部、交织器为一个时的多天线发送装置的结构。
多天线发送装置7900除了从图23中除去了编码部201B、交织器2301B之外，与在实施方式6说明的图23的多天线发送装置2300的结构相同。因此，关于与在实施方式6说明的动作相同的部分省略其说明。
在本实施例中，在编码部、交织器各为一个的情况下，对在实施方式6中说明的使用不同的交织模式提高接收质量的方法进行说明。
交织器2301A以编码的数字信号S1A作为输入，对顺序进行重新排列，将交织后的数字信号S10A输出到调制部202A、202B。
由此，在发送装置端进行交织处理的时候，与图23的情况同样地，有必要在接收端进行解交织处理。将此时的接收装置的结构例子表示于图84。图84的结构例子与在实施方式6中说明的图24的信号处理部2400对应。与图24的相异点在于，解交织器只有2401A、2403A、交织器只有2402A、2405A、软判定部只有503、512。这里，解交织器2401a、2403A、交织器2402A、2405A、软判定部503、512虽然在图84中是分开表示，但因为是进行相同动作的部分，在实际的装置里只要设置各一个就可以。
下面，详细描述本实施例的动作。另外，作为调制方式，使用BOSK调制进行说明。
多天线发送装置7900的交织器2301A，例如在12比特输入后，进行交织后在信道A、B各配置6比特。将此时的情况表示于图85-1、图85-2。在这些图中，#1、#2、…、#12表示交织前的数据的顺序。而且，#1至#6是信道A的码元，#7至#12是信道B的码元。
多天线发送装置7900对图85-1的(A)所示的输入数据以前半的6码元的#1至#6进行交织并以后半的6码元的#7至#12进行交织。然后，以前半的6码元作为信道A的码元，以后半的6码元作为信道B的码元。
这时，多天线发送装置7900使信道A的数据的顺序的排列与信道B的数据的顺序的排列不同。这从图85-1的(B)所示的交织后的数据所表示的作为信道A的码元的A1至A6的排列方式与作为信道B的码元的B 1至B6的排列方式的不同可明显得知。但是，在图85-1的(B)所示的交织模式仅是一个例子，重要的是在各个信道之间使交织模式不同。
如上述，如图85-1的(B)所示，在时间轴方向形成排列顺序互异的信道A、信道B的发送帧结构。然后如图85-1的(C)所示，例如A5和B1的码元在相同时刻从不同的天线发送出去，同样地，A3和B5的码元在相同时刻从不同的天线发送出去。
交织器2301A将如如此形成的各个信道A、B的交织后的数字信号S10A、S10B输出到调制部202A、202B。调制部202A基于S10A生成调制信号，从发送天线AN1进行发送。同样地，调制部202B基于S10B生成调制信号，从发送天线AN2进行发送。
在接收端的信号处理部8000，由解交织器2401A将分离部501分离的发送数字信号的估计基带信号(信道A、B双方)恢复成原来的排列后，输出到软判定部503。
图85-1的(D)表示由软判定部503解码后的每个码元的正误。如在实施方式6说明的，使用卷积码等的时候，通常会连续发生错误。
信号处理部8000使用图85-1的(D)所示的结果进行迭代解码。
图85-1的(E)表示在信号处理部8000基于图85-1的(D)的解码结果再度进行交织的复本信号(为了进行信号点削减而估计的信号)的情况，相当于信号处理部8000的交织器2402A的输出。在图85-1的(E)中，前面6码元是用信道A发送的数据的复本，从前面算起的第7个码元到第12个码元是用信道B发送的数据的复本。
图85-2的(F)表示使用另一方的信道信号的复本削减自调制信号的候补信号点的状态，也就是数据被输入到信号处理部8000的解交织器2403A时的状态。图85-2的(G)表示解交织器2403A的输出，也就是数据被输入到软判定部512时的状态。
从图85-2的(G)可得知，错误的信号点选择以离散的方式产生。由此，由软判定部512进行调制信号A、B的解码(例如，维特比解码)的话，如图85-2的(H)所示，与在实施方式6说明的使调制信号A、B的交织模式不同的情况一样，接收质量有效地提高。
然而，在本实施方式说明的例子也能够适用于在实施方式7说明的以OFDM为例的多载波通信。这个时候，只要使其为从在图32说明的多天线发送装置2900中除去编码部201B和交织器2301B的结构即可。例如，如图86所示地构成即可。然而，在图86中，对与图32对应的部分附上相同的标号。图86的多天线发送装置8200与图32的多天线发送装置2900的不同点在于，编码部为1个，且交织器为1个。
另外，采用图86的结构的时候，可以以时间轴方向编码，也可以以频率轴方向编码。也就是说，进行如图85-1所示的数据顺序的排列，可以在某个副载波的时间轴方向排列信道A、B的数据(时间轴方向的编码)，也可以在频率轴方向(也就是在副载波方向)进行与图85-1同样的数据的排列(频率轴方向的编码)。
然而，在具有一个编码部、一个交织器的结构中，基于原理思考时，即使在交织部进行随机交织也有可能带来良好的接收质量。可是，错误有可能集中于其中一方，例如仅在调制信号A发生许多错误。因此，为了使错误不会集中在其中一方的调制信号，使用交织模式在技术上很重要。图85-1表示其中的一个例子。
作为图85-1的适用例子，可以考虑如图87所示，将图85-1的帧重复多次来构成一帧的方法。在图87中，A1、A2、A3相当于图85-1的信道A的码元群(由6码元构成的码元)，B1、B2、B3相当于图85-1的信道B的码元群(由6码元构成的码元)，A1、A2、A3从图83的天线AN1发送出去，B1、B2、B3从图83的天线AN2发送出去。另外，可以使A1、A2、A3为不同的交织模式，并使B1、B2、B3为不同的交织模式。
重要的是，只要是以多个码元构成的码元群为单位进行交织，而且也对构成码元群的码元进行交织的结构即可。
因此，也可以是如图88所示的顺序。此时，A1、B2、A3从图83的天线AN1发送出去，B3、A2、B1从图83的天线AN2发送出去。
另外，也可以横跨A1、A2、A3进行交织，并横跨着B1、B2、B3进行交织。例如，假设A1、A2、A3分别由6码元构成，则A1、A2、A3共有18码元。然后，可以在这个18码元内进行交织后，分割为A1、A2、A3的三个码元群。另外，A1、A2、A3的码元数不一定要相同。
将适宜的交织方法整理如下。这里，将之前称作码元群的作为1码元进行描述。首先，一个系统的数据被交替地分配给信道A、信道B。将该情况表示于图89。图89的(A)表示原本的数据的顺序，基于数据的顺序命名为#1至#24。然后，假设这些被交替地分配给信道A、信道B并进行发送。因此，“数据#1”因为被分配给信道A的第1个，如图89的(B)所示，被命名为“数据#A1”，“数据#2”因为被分配给信道B的第1个，如图89的(B)所示，被命名为“数据#B1”。同样地，数据#3”因为被分配给信道A的第2个而被命名为“数据#A2”，“数据#4”因为被分配给信道B的第2个而被命名为“数据#B2”。之后同样地，将依序分配给信道A的数据命名为数据#A3到数据#A12，将依序分配给信道B的数据命名为数据#B3到数据#B12。
如图89(B)所示地将分配给信道A、B的数据的交织的例子，表示于图90的(A)～(D)。在图90，横轴为频率(OFDM的副载波)，假设信道A、B的信号从载波1～12的12个副载波在同一时刻从不同的天线(例如图86的天线AN1、AN2)进行发送。
从结果开始说，图90的(A)是接收质量改善效果小的交织的例子，图90的(B)、(C)、(D)是接收质量改善效果大的交织的例子。
首先说明图90的(A)的交织。假设信道A、信道B都是每隔3个载波规则地排列数据(但是，所谓每隔3个载波进行规则排列，是指以下的处理。也就是说，首先配置载波1、载波4、载波7、载波10的时候，接下来回到载波2，然后接着配置载波5、载波8、载波11。然后，回到载波3，接着配置载波6、载波9、载波12。然后，回到载波1，接着配置载波4、载波7、载波10)。考虑基于这个规则，向信道A、信道B分配码元，在接收端对信道A进行解交织，使用解码的结果进行信道B的信号点削减时的情况。在信道A的解码结果中，数据#A6、数据#A7、数据#A8发生突发性错误时，在信道B中，在数据#B9、数据#B10、数据#B11突发性地产生信号点的削减错误。其结果，由交织带来的接收质量的改善效果变小。
接着说明图90的(B)的交织。图90的(B)的交织方法主要是在信道A和信道B使码元的交织模式本身不同的方法。由此，能够防止起因于信道A的解码的突发性错误的信道B的突发的信号点削减的错误。其结果，信道A和信道B都能够大幅地改善接收质量。
接着说明图90的(C)的交织。在图90的(C)中，信道A将数据每隔3个载波地规则排列，信道B将数据每隔2个载波地规则排列(但是，每隔2个载波地规则排列是指下面的处理。也就是说，首先配置载波1、载波3、载波5、载波7、载波9、载波11的时候，接下来回到载波2，然后接着配置载波4、载波6、载波8、载波10、载波12。然后，回到载波1，接着配置载波3、载波5、载波7、载波9、载波11，按照这样的规则进行配置)。
这样，信道A将数据每隔x载波进行规则的排列，信道B每隔y(x≠y)载波进行规则的排列，由此能够防止起因于信道A的解码所造成的突发性错误的、信道B的突发的信号点削减的错误。其结果，信道A和信道B都能够大幅地改善接收质量。
然而，在如图90的(C)所示的交织，换言之，相当于对于信道A进行按每x(在图中x＝2)个码元的块交织，并对信道B进行按每y(在图中y＝3：x≠y)个码元的块交织。由此，能够有效地减少突发的信号点削减的错误。另外，在已说明的图28中，可以说是对于信道A(调制信号A)进行按每5个码元的块交织，并对信道B(调制信号B)进行按每8个码元的块交织。另外，在图45中，可以说是进行每100个码元的交织。
这里，作为上述x和上述y(x≠y)的更适宜的选法，提议使x和y的至少一方为素数。由此，在信道A的信号和信道B的信号之间能够实现更接近随机交织的交织，从而能够进一步减少突发错误。
例如，使x＝31(素数)，y＝30，或是x＝30，y＝31(素数)。此时，块大小为31×30＝930。然后，在信道A，每31码元的块交织器使用块大小930的交织模式进行交织。在信道B，每30码元的块交织器使用块大小930的交织模式进行交织。于是，在信道A和信道B之间的交织模式的周期为31×30。与此相对，考虑比930大的1000的块大小的交织。例如，使x＝25，y＝40，或是x＝40，y＝25。然后，在信道A，由每25码元的块交织器使用块大小1000(＝25×40)的交织模式进行交织。然后，在信道B，由每40码元的块交织器使用块大小1000(＝40×25)的交织模式进行交织。于是，信道A和信道B的交织模式的周期为x和y的最小公倍数的200，变得比25×40还要小。其结果，与使x、y的其中一方为素数的情况相比，信道A和信道B之间的随机性降低。
这个想法也能够适用于信道数大于或等于3的情况。作为其中的一个例子，现说明发送天线数为3，发送3个信道的情况。这里，考虑对信道A进行每x码元的、对信道B进行每y码元的、对信道C进行每z码元的块交织的情况。这个时候，使x≠y≠z，并使其中至少两个值为素数即可。也就是说，x、y为素数的时候，块大小为它们的最小公倍数的xyz。然后，在信道A，由每x码元的块交织器使用块大小xyz的交织模式进行交织。在信道B，由每y码元的块交织器使用块大小xyz的交织模式进行交织。在信道C，由每z码元的块交织器使用块大小xyz的交织模式进行交织。于是，信道A和信道B和信道C的交织模式的周期为xyz。如此一来，因为可以使交织模式的周期为最大，能够确保随机性。另外，增加天线数、增加发送信道数的时候也可以应用同样的想法。
然而，在提高随机性的时候，不限于使x、y的至少一方为素数的情况，重要的是使x、y的最小公倍数＝块大小。例如，可以使x＝16、y＝27。此时，块大小为16×27＝432。然后，在信道A，每16码元的块交织器使用块大小432的交织模式进行交织。在信道B，每27码元的块交织器使用块大小432的交织模式进行交织。于是，在信道A和信道B之间的交织模式的周期为16×27。
但是，如果使x、y的至少一方为素数，则x×y就一定是x和y的最小公倍数，由此能够简化交织器的设计所以较适宜。
然而，在此提议的适用素数的交织处理并不限于在这个实施例的适用例子，例如在实施方式6的「(i)如本实施方式，使构成各个调制信号的码元的数据的排列本身不同的方法」这一项目中说明的实施方式中进行应用的时候，作为使用块交织在信道之间简单地进行随机性高的交织处理的方法，是有效的。也就是说，能够适用于本说明书所描述的所有方法。
另外，在图90的(C)的交织中，使信道B的块交织相对于信道A的块交织在频率方向偏移。由此，能够进一步减少突发错误。
另外，作为上述x、y，选定越大的值，则越能够减低产生突发错误的几率。
接着说明图90的(D)的交织。在图90的(D)中，虽然信道A和信道B都是每隔3个载波规则地配列数据，但信道A是从频率高到低、信道B是从频率低到高地进行排列。由此，能够防止起因于信道A的解码的突发性错误的信道B的突发的信号点削减的错误。其结果，信道A和信道B都能够大幅地改善接收质量。
在图90的(B)、图90的(C)、图90的(D)的处理，例如可以由图83所示结构的多天线发送装置7900实现，也可以由图91所示结构的多天线发送装置8400实现。在图91中，对与图83对应的部分附上相同的标号。图83的多天线发送装置7900和图91的多天线发送装置8400的不同在于，是由一个交织器2301A进行图90的(B)、图90的(C)、图90的(D)的交织处理，还是由与各个信道对应设置的交织器8401A、8401B进行处理。具体地说，在多天线发送装置8400中，对编码的数据进行串并变换并分配给信道A的交织器8401A和信道B的交织器8401B。然后，信道A的交织器8401A、信道B的交织器8401B进行上述的交织处理。
然而，发送装置的结构不限于图86和图91的结构，只要能实现在图90的(B)、图90的(C)、图90的(D)所示的交织处理的话，任何结构都可以。另外，作为接收端的结构，只要是具有进行与交织对应的解交织处理的部分和进行上述的信号点削减的部分的结构，使用任何结构皆可。
另外，关于在图90的(B)、图90的(C)、图90的(D)和其它上述实施方式举例说明的适宜的交织方法，为了简化说明，虽然说明了以频率轴或时间轴的任何一个方向进行交织的情况，但将以频率轴方向的交织为例进行的说明适用于时间轴方向时，也同样能够实施，同样地，将以时间方向的交织为例进行的说明适用于频率轴方向时，也同样能够实施。另外，上述说明是为说明本发明的特征的一个例子，交织和解交织的方法不限于此，只要使用上述说明的特征部分即可获得相同的效果。
(实施例2)
在实施例1中，虽然举出了由交织器使从各个天线发送的信号的交织模式不同的例子，在本实施例中，将说明在交织器对从各个天线发送的信号以相同的交织模式进行交织处理，在往副载波的分配时在各个天线之间进行不同的码元分配，由此获得与实施例1相同的效果的例子。
图92表示本实施例中的多天线发送装置8300的结构。在图92中，对于进行与图86相同动作的部分附加相同的标号。多天线发送装置8300与多天线发送装置8200的不同点在于，有设置往副载波的信号分配部8301A、8301B。
这里，信号分配部8301A和8301B使输入的基带信号S2A、S2B的输出顺序相互不同，由此使从天线AN1发送的OFDM信号与从天线AN2发送的OFDM信号的往副载波的码元配置的顺序不同。其结果，在多天线发送装置8300中，通过对副载波的信号分配部8301A、8301B能够实现与由实施例1的交织器2301A形成在各个信道(天线)之间交织模式不同的信号的功能相同的功能。
接着使用图93说明多天线发送装置8300的动作。如图93的(A)所示，交织前的数据是由信道A、信道B构成一个数据序列。这里，假设由60个数据构成一个数据序列。然后，假设前半的30个为信道A的码元(#1～#30)，后半的30个为信道B的码元(#31～#60)。#1的数据因为是信道A的第一个码元，在图中附上A1的号码。同样地，对于信道A的码元依序附上到A30的号码。另外，#31的数据因为是信道B的第一个码元，在图中附上B 1的号码。同样地，对于信道B的码元依序附上到B30的号码。
交织器2301A在如图93的(A)所示的数据输入后，如图93的(B)所示地对数据A1到数据A30为止的数据以10个为单位形成块，并将此以纵向依序读取来重新排列数据的顺序。由此，交织器2301A如图93的(D)所示地输出A1、A11、A21、A2、A12、A22、…、A10、A20、A30的顺序的数据，作为交织后的数字信号S 10A。同样地，交织器2301A在如图93的(C)所示的数据输入后，对数据B1到数据B30为止的数据以10个为单位形成块，并将此以纵向依序读取来重新排列数据的顺序。由此，交织器2301A如图93的(E)所示地输出B1、B11、B21、B2、B12、B22、…、B10、B20、B30的顺序的数据，作为交织后的数字信号S10B。
这里与上述的实施例1的不同在于，在实施例1中由交织器2301A使信道A的数据的顺序的重新排列与信道B的数据的顺序的重新排列不同，但在本实施例中，信道A和信道B使用相同的交织模式。
对副载波的信号分配部8301A在如图93的(D)所示的交织后的信道A的数据输入后，以各个数据A1～A30被配置到如图93的(F)所示的副载波的方式形成输出数据8202A。另一方面，往副载波的信号分配部8301B在如图93的(E)所示的交织后的信道B的数据输入后，以各个数据B1～B30被配置到如图93的(G)所示的副载波的方式形成输出数据8202B。在图93的(F)、(G)所示出的例子中，信道B的数据的往副载波的配置相对于信道A的数据的往副载波的配置，偏移了相当3码元的量。换言之，这相当于对信道A的数据(调制信号A)和信道B的数据(调制信号B)以不同的交织模式在频率方向进行交织。
在接收端，对于以上述方式交织并发送的信号，如图94所示，进行解交织处理并进行软判定解码处理。于是，如在实施方式6所说明的，使用卷积码等的时候，通常会连续发生错误。
可是，如果由图84的信号处理部8000进行迭代处理的话，如在实施方式6和实施例1所说明的，因为在信道之间的交织模式不同，如在实施例1中说明的图85-2的(G)所示，错误的信号点选择以离散的方式产生。由此，由软判定部512解码各个信道的数据(调制信号A、B)的话，如图85-2的(H)所示地，接收质量有效地提高。
然而，在本实施例中，在使信道A(调制信号A)和信道B(调制信号B)的交织模式不同时，虽然以图93所示的情况为例进行了说明，但交织模式不限于此。主要是使往副载波的码元配置的模式在信道(天线)之间不同即可。
另外，图86的结构的多天线发送装置8200也能够实现与本实施例相同的处理。这个时候，使图86的交织器2301A结构为包含在图92的往副载波的分配部8301A、8301B的功能的结构即可。
另外，在实施例1、实施例2中，虽然说明了在编码部、交织器各为一个的情况中形成在信道之间交织模式不同的信号以使得接收质量提高的方法，但交织模式及数据的排列的方法不限于在实施例1、实施例2的方法。另外，在适用LDPC作为纠错码的时候，如在实施方式14中所说明的，由一个交织器实施对于信道A的数据不进行交织但对于信道B的数据进行交织的交织方法的这个方法，也能够在实施例1、实施例2中同样地实施。
另外，虽然在实施例1、实施例2中说明了信道(天线)数为两个的情况，但不限于此，在信道数大于或等于3的时候，只要使各个信道(天线)之间的交织模式不同，就能够获得与上述情况相同的效果。这在使信道(天线)之间的交织模式不同的上述其它实施方式中也是一样。
(实施例3)
在这个实施例中，对在之前的实施方式，例如实施方式6、实施方式7中说明的、使从各个天线发送的调制信号的交织模式在各个调制信号之间不同的多天线发送装置以及接收该调制信号并进行解调的接收装置中，为提高接收质量，在各个调制信号中发送相同的数据的例子进行说明。
图95表示本实施例中的多天线发送装置的结构例子。在图95，对于进行和图23相同动作的部分附上与图23相同的标号。图95的多天线发送装置9000与图23的多天线发送装置2300的不同点在于，多天线发送装置9000通过对相同数据TA进行不同的交织模式来形成信道A的调制信号(从天线AN1发送的调制信号)、信道B的调制信号(从天线AN2发送的调制信号)。
图96表示本实施例的多天线发送装置9000发送的调制信号的帧结构。图96(A)表示交织前的数据#1、#2、…、#11、#12的顺序。图96的(B)表示由多天线发送装置9000的交织器2301A、2301B以分别不同的交织模式进行交织后的数据#1～#12的顺序。交织器2301A进行交织，以成为图96的(B)的信道A所示的帧结构。另一方面，交织器2301B进行交织，以成为图96的(B)的信道B所示的帧结构。
本实施例的接收装置例如为图4所示的结构即可。然后使图4的信号处理部404为例如如图97所示的结构。在图97，对于进行和图24相同动作的部分附上与图24相同的标号。图97的信号处理部9200和图24的信号处理部2400的结构的不同点在于，相对于图24的信号处理部2400具有用于虚拟判定的两个软判定部503、506以及用于主判定的两个软判定部512、518，图97的信号点处理部9200具有用于虚拟判定的一个软判定部503以及用于主判定的一个软判定部512。
图97的解交织器2401A、2403A、2404A是与图95的交织器2301A对应的解交织器，解交织器2401B、2403B、2404B是与图95的交织器2301B对应的解交织器。
输入信号处理部9200的软判定部503的信号是包含发送数字信号TA的信息的信道A、信道B的两个系统的估计基带信号502、505。这个时候，软判定部503求出分支度量、路径度量并进行解码，但估计基带信号502、505是以完全不同的交织模式进行交织，所以从估计基带信号502获得的路径度量的质量与估计基带信号505获得的路径度量的质量完全不同。因此，通过利用从上述两者获得的路径度量，可提高软判定的精度，并提高数据接收质量。在软判定部512也能够获得相同的效果。
结果，能够获得数据的接收质量大幅提升的效果。
然而，在本实施方式说明的例子也能够适用于在实施方式7说明的以OFDM为例的多载波通信。另外，可以以时间轴方向进行编码，也可以以频率轴方向进行编码。
再有，不同的交织模式的生成方法可以适用在实施方式6中说明的方法。并且，虽然以发送天线数2、接收天线数2为例进行了说明，但不限于此，例如发送天线数为3的时候，发送的数据虽然在三个天线中都一样，但只要使交织模式不同，就可以同样地实施。
(实施例4)
再有，如上述实施例1的说明，在信道A进行每x个码元的块交织并在信道B进行每y个码元的块交织时，考虑到以频率轴方向配置码元时的在频率轴的传播的相关与以时间轴方向配置码元时的在时间轴的传播的相关时，尽量设定大的x、y较好。在本实施例中说明将此实现的块交织设计方法。
例如，考虑在信道A、信道B中，对48的块大小进行交织作为数据码元的情况。在48码元的块大小，作为成为块大小＝最小公倍数的信道A和信道B的交织的一个例子，可以考虑在信道A由每3个码元的交织器进行块大小48的交织，在信道B由每16个码元的交织器进行块大小48的交织。可是，对于信道A进行的每3个码元的块交织，因为是每3个码元的小数值，所以传播的相关的影响变高，结果使得接收质量容易恶化。
因此，提议在块大小48例如加上8，使成为虚拟的48+8＝56的块大小，以该块大小对信道A、信道B的信号进行交织。这里，在块大小48加上8使成为56的理由是，通过将每7个码元的块交织、每8个码元的块交织分配给信道A、信道B，可以满足块大小＝最小公倍数的条件和使x、y为尽量大的值的条件这两个条件。
下面，详细说明在本实施例中所提议的方法。
在图98，为说明方便，为虚拟地构成块的56个数据附上表示顺序的号码。图98的(A)表示信道A、信道B的交织前的顺序。可是，实际上没有数据存在的有8个。如图98的(A)所示，假设在信道A，数据#A2、#A5、#A9、#A13、#A44、#A48、#A52、#A55没有数据存在。假设在信道B，数据#B2、#B5、数据#B9、#B 13、#B44、#B48、#B52、#B55没有数据存在。
在信道A，不论数据的有无，每7个码元的交织器进行块大小56的交织。在信道B，不论数据的有无，每8个码元的交织器进行块大小56的交织。将该情况表示于图98的(B)。
接着，对信道A的没有数据存在的数据#A2、#A5、#A9、#A13、#A44、#A48、#A52、#A55进行稀疏处理。同样地，对信道B的没有数据存在的数据#A2、#A5、#A9、#A13、#A44、#A48、#A52、#A55进行稀疏处理。将稀疏处理后的信道A、信道B的数据排列的情况表示于图98的(C)。
以该图98的(C)为交织的最终结果。由此，信道A和信道B的交织的模式的相关变低，并且因为能够使模式的周期增长，能够大幅改善接收质量。由此，使用虚拟地使块大小＝x、y的最小公倍数，并且使x、y为大的数值的方法，能够提高设计的弹性。
图99、图100表示实施这样的方法时的实际的交织处理。图99表示发送数据#A1～#A56往交织器的存储器的写入状态。写入时，以横向优先的方式依序将发送数据#A1～#A56写入，在读取时，以纵向优先的方式依序读取发送数据#A1～#A56，由此实现交织。但是，关于该写入及读取的顺序，只要根据适用的交织模式进行适宜的设定即可。
图100表示在如图99所示地将发送数据#A1～#A56写入时的发送数据#A1～#A56与存储器地址的关系。在本实施例中，如图100所示，先将表示实际上是否有数据存在的数据有无信息以与地址相关的方式进行设置。由此，从存储器读取数据时，通过跳过与表示没有数据的数据有无信息(0)对应的地址，能够实现虚拟地使块大小增大的交织处理。
另外说明在本实施例说明的利用稀疏处理的交织方法的效果。本实施例的交织方法，虽然是块交织，但与随机交织同样地，具有能够排除在时间轴或是频率轴的传播的相关的特别效果。
例如，考虑块大小为22的情况。此时，虽然能够使用由每2个码元的交织器进行的块大小22的交织，或是由每11个码元的交织器进行的块大小22的交织，不论使用哪种交织，因为每隔2个码元就配置相关高的码元，所以较难排除传播相关。可是，利用上述的交织方法，加上3使其虚拟地成为25的块大小，信道A、B都是由每5个码元的交织器进行块大小25的交织，并与图98的(B)、图98的(C)的过程同样地进行稀疏处理，由此，与由每2个码元的交织器进行的块大小22的交织或是由每11个码元的交织器进行的块大小22的交织相比，可以获得能够进行排除了传播相关的交织的特别效果。由此，本实施例的交织方法，即使在只有交织器的时候也能够获得特别的效果。另外，在本实施例说明的方法，可以与本说明书描述的所有方法进行组合加以应用。
(其它实施方式)
然而，在上述的实施方式中，主要描述了通过进行软判定来获得数字信号的情况，但本发明不限于此，也可以适用于通过获得硬判定来获得数字信号的情况，这个时候也能够以较少的运算次数获得差错率特性良好的接收数据。
另外，在上述的实施方式中，虽然描述了将分离部501和软判定部503、506、1101进行虚拟判定的所有判定值用于信号点削减处理的情况，但也可以将部分的虚拟判定值直接使用为最终的接收数据。例如，不要求那么高的接收质量的数据等，可以考虑不由软判定部512、518进行主判定而直接输出。
再有，在上述的实施方式中，虽然主要以频谱扩频通信方式为例进行了说明，但不限于此，例如在不具备扩频部的单载波方式、OFDM方式中也同样能够实施。如果是单载波方式，其结构不具备扩频部、解扩部。在合并使用多载波方式和频谱扩频方式的时候(例如OFDM-CDMA方式)也同样能够实施。
另外，将上述使在信道(天线)之间的交织模式不同来发送调制信号的方法应用在例如文献“MIMO信道的固有波束空分复用(E-SDM)方式”电子信息通信学会，信学技报RCS2002-53，2002年5月所记载的、将发送信号多波束化进行发送的MIMO系统时，也能够获得与上述同样的效果。
图101表示如上述的MIMO系统的概略结构。在发送端，调制部8601以发送数据序列作为输入，对其进行调制以形成多个发送帧。这里，调制部8601使在信道(天线)之间的交织模式不同来形成调制信号。信道分析部8602基于作为传播信道的估计结果的信道状态信息，计算用于构成复用信道的多个发送信道特征向量。向量复用部8603将不同的信道特征向量与各个发送帧相乘进行合成，将合成后的信号送到发送阵列天线8604。由此，从发送阵列天线8604发送多波束化的信号。
在接收端，信道分析部8611基于作为传播信道的估计结果的信道状态信息，计算用于分离复用的发送信号的多个接收信道特征向量。复用信号分离部8613以接收阵列天线8612的接收信号作为输入，通过将不同的信道特征向量和各个接收信号相乘，来将复用多个发送帧的信号分离为多个接收信号帧。信号处理部8614通过对分离的接收信号帧进行解调和解码来获得接收数据。这里，信号处理部8604具有如上述的解交织器处理和信号点削减处理功能。由此，与上述的实施方式6和实施例1等同样，能够获得差错率特性良好的接收数据。
另外，将在实施方式15说明的重发方法适用于图101所示的进行波束成形的MIMO系统时，能够提高进行波束成形的MIMO系统的重发时的信号质量。换言之，在进行重发时，将发送的调制信号的数量少于上一次发送的调制信号的数量来形成波束。例如，在第一次形成调制信号A、B的波束进行发送的时候，在重发时仅从其中一方的调制信号的数据形成波束进行重发，而不是从调制信号A、B双方形成波束进行重发。如此一来，因为在重发时波束的数量减少，能够减少波束间干扰，从而能够提高重发信号的质量。
这个时候，可以改变重发时的波束的位置，使其与上一次发送时不同。例如，在上一次发送时以波束1发送调制信号A，以波束2发送调制信号B的时候，对调制信号B有重发请求的话，在重发时以波束1发送调制信号B。由此，能够进一步提高调制信号B在重发时的质量而适宜。换言之，没有调制信号A的重发请求表示，与波束2相比，波束1为能够进行质量良好的传输的波束的可能性高。由此，通过以能够在重发时进行质量良好的传输的波束发送重发信号，能够进一步提高重发信号的质量。
另外，在上述实施方式中，虽然以发送天线数为2，接收天线数为2的情况进行了说明，但本发明不限于此，在发送天线数大于或等于3的时候和接收天线数大于或等于3的时候也同样能够实施。
再有，作为使用LDPC码的时候的特殊码元的插入方法可以适用各种各样的方法。例如与使用卷积码和Turbo码的时候不同，使用LDPC码的时候，因为编码部具有交织的功能，没有必要规则地插入特殊码元。因此，变得也可以部分地或者连续地插入特殊码元。
本发明不限于上述的实施方式，可以进行种种变更加以实施。
本说明书基于2003年11月21日提交的日本专利申请第2003-391860号、2004年11月9日提交的日本专利申请第2004-3885号、2004年3月12日提交的日本专利申请第2004-71780号、2004年5月7日提交的日本专利申请第2004-139241号、2004年5月17日提交的日本专利申请第2004-146887号、2004年6月17日提交的日本专利申请第2004-180277号、2004年11月1日提交的日本专利申请第2004-318521号。其内容都包含于此以资参考。
工业实用性
本发明适合应用于使用OFDM-MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技术等以达到高速数据通信的多天线通信系统。

Claims (12)

1.多天线发送装置，包括：
第1交织器，通过使用第1交织模式将对第1发送数据进行了编码处理的第1数据序列进行交织生成第3数据序列，所述第1交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，输入到所述第1交织器的第1数据序列的数量与从所述第1交织器输出的第3数据的数量相同；
第2交织器，通过使用第2交织模式将对第2发送数据进行了编码处理的第2数据序列进行交织生成第4数据序列，所述第2交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，所述第2交织模式的输出规则是与所述第1交织模式的输出规则不同的输出规则，输入到所述第2交织器的第2数据序列的数量与从所述第2交织器输出的第4数据序列的数量相同；
第1调制单元，通过调制所述第3数据序列生成第1调制码元；
第2调制单元，通过调制所述第4数据序列生成第2调制码元；
第1OFDM变换单元，通过将所述第1调制码元分配给多个副载波生成第1OFDM码元；
第2OFDM变换单元，通过将所述第2调制码元分配给多个副载波生成第2OFDM码元；
第1发送单元，从第1天线发送所述第1OFDM码元；
第2发送单元，从第2天线发送所述第2OFDM码元。
2.根据权利要求1所述的多天线发送装置，
所述第1交织器所交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第1调制码元所传送的比特数的积；
所述第2交织器所交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第2调制码元所传送的比特数的积；
所述第1交织器所交织的数据数与所述第2交织器所交织的数据数相同。
3.根据权利要求1所述的多天线发送装置，进一步包括：
编码单元，通过对所输入的发送数据中的所述第1发送数据进行编码处理输出所述第1数据序列，通过对所输入的发送数据中的所述第2发送数据进行编码处理输出所述第2数据序列。
4.多天线发送方法，包括以下步骤：
第1交织步骤，通过使用第1交织模式将对第1发送数据进行了编码处理的第1数据序列进行交织生成第3数据序列，所述第1交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，输入到所述第1交织器的第1数据序列的数量与从所述第1交织器输出的第3数据的数量相同；
第2交织步骤，通过使用第2交织模式将对第2发送数据进行了编码处理的第2数据序列进行交织生成第4数据序列，所述第2交织模式的输入顺序规则与输出顺序规则不同，所述第2交织模式的输出规则是与所述第1交织模式的输出规则不同的输出规则，输入到所述第2交织器的第2数据序列的数量与从所述第2交织器输出的第4数据序列的数量相同；
第1调制步骤，通过调制所述第3数据序列生成第1调制码元；
第2调制步骤，通过调制所述第4数据序列生成第2调制码元；
第1OFDM变换步骤，通过将所述第1调制码元分配给多个副载波生成第1OFDM码元；
第2OFDM变换步骤，通过将所述第2调制码元分配给多个副载波生成第2OFDM码元；
第1发送步骤，从第1天线发送所述第1OFDM码元；
第2发送步骤，从第2天线发送所述第2OFDM码元。
5.根据权利要求4所述的多天线发送方法，
所述第1交织器所交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第1调制码元所传送的比特数的积；
所述第2交织器所交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由1个所述第2调制码元所传送的比特数的积；
所述第1交织器所交织的数据数与所述第2交织器所交织的数据数相同。
6.根据权利要求4所述的多天线发送方法，进一步包括：
编码步骤，通过对所输入的发送数据中的所述第1发送数据进行编码处理输出所述第1数据序列，通过对所输入的发送数据中的所述第2发送数据进行编码处理输出所述第2数据序列。
7.多天线接收装置，包括：
第1接收天线，在第1频带中接收第1OFDM接收信号，所述第1OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号，所述第1调制信号是将第1数据序列在作为通信对方的发送装置中使用第1交织器进行了交织的信号，所述第2调制信号是在作为通信对方的发送装置中使用第2交织器进行了交织的信号；
第2接收天线，在第1频带中接收第2OFDM接收信号，所述第2OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号；
第1OFDM信号处理单元，输出对所述第1OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第1傅立叶变换信号；
第2OFDM信号处理单元，输出对所述第2OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第2傅立叶变换信号；
信道估计单元，由所述第1傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第1信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号，由所述第2傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第3信道估计信号、所述第2调制信号的第4信道估计信号；
信号处理单元，使用所述第1调制信号的第1信道估计信号以及第3信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号以及第4信道估计信号，由所述第1傅立叶变换信号以及所述第2傅立叶变换信号解调所述第1调制信号以及第2调制信号，使用与所述第1交织器的第1交织模式同样的、作为第1解交织模式的第1交织，对经解调的第1调制信号解交织为第1数据序列，使用与所述第2交织器的第2交织模式同样的、作为第2解交织模式的第2交织，对经解调的第2调制信号解交织为第2数据序列，所述第1解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，输入到所述第1解交织的第1调制信号的数量与第1解交织器输出的第1数据序列的数量相同，所述第2解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，所述第2解交织模式的输出规则是与所述第1解交织模式的输出规则不同的规则，所述第2解交织器所输入的所述第2调制信号的数量与所述第2解交织器所输出的所述第2数据序列的数量是相同的。
8.根据权利要求7所述的多天线接收装置，
所述第1解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第1调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；
所述第2解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第2调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；
所述第1解交织器所解交织的数据数与所述第2解交织器所解交织的数据数相同。
9.根据权利要求7所述的多天线接收装置，进一步包括：
解码单元，通过对所述第1数据序列进行解码处理输出第1接收数据，通过对所述第2数据序列进行解码处理输出第2接收数据。
10.多天线接收方法，包括以下步骤：
第1接收步骤，在第1频带中接收第1OFDM接收信号，所述第1OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号，所述第1调制信号是将第1数据序列在作为通信对方的发送装置中使用了第1交织器进行了交织的信号，所述第2调制信号是在作为通信对方的发送装置中使用了第2交织器进行了交织的信号；
第2接收步骤，在第1频带中接收第2OFDM接收信号，所述第2OFDM接收信号包括第1调制信号和第2调制信号；
第1OFDM信号处理步骤，输出对所述第1OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第1傅立叶变换信号；
第2OFDM信号处理步骤，输出对所述第2OFDM接收信号进行了傅立叶变换的第2傅立叶变换信号；
信道估计步骤，由所述第1傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第1信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号，由所述第2傅立叶变换信号输出所述第1调制信号的第3信道估计信号、所述第2调制信号的第4信道估计信号；
信号处理步骤，使用所述第1调制信号的第1信道估计信号以及第3信道估计信号、所述第2调制信号的第2信道估计信号以及第4信道估计信号，由所述第1傅立叶变换信号以及所述第2傅立叶变换信号解调所述第1调制信号以及第2调制信号，使用与所述第1交织器的第1交织模式同样的、作为第1解交织模式的第1交织，对经解调的第1调制信号解交织为第1数据序列，使用与所述第2交织器的第2交织模式同样的、作为第2解交织模式的第2交织，对经解调的第2调制信号解交织为第2数据序列，所述第1解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，输入到所述第1解交织的第1调制信号的数量与第1解交织器输出的第1数据序列的数量相同，所述第2解交织模式的输入顺序规则和输出顺序规则不同，所述第2解交织模式的输出规则是与所述第1解交织模式的输出规则不同的规则，所述第2解交织器所输入的所述第2调制信号的数量与所述第2解交织器所输出的所述第2数据序列的数量是相同的。
11.根据权利要求10所述的多天线接收方法，
所述第1解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第1OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第1调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；
所述第2解交织器所解交织的数据数是用于包含于所述第2OFDM接收信号中的一个OFDM码元的数据传送的全部的副载波数乘以由包含于所述第2调制信号中的1个码元所传送的比特数的积；
所述第1解交织器所解交织的数据数与所述第2解交织器所解交织的数据数相同。
12.根据权利要求10所述的多天线接收方法，进一步包括：
解码步骤，通过对所述第1数据序列进行解码处理输出第1接收数据，通过对所述第2数据序列进行解码处理输出第2接收数据。
CN201010297590.0A 2003-11-21 2004-11-17 多天线发送装置和方法以及多天线接收装置和方法 Active CN101969325B (zh)

Applications Claiming Priority (14)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003391860 2003-11-21
JP391860/03 2003-11-21
JP003885/04 2004-01-09
JP2004003885 2004-01-09
JP071780/04 2004-03-12
JP2004071780 2004-03-12
JP139241/04 2004-05-07
JP2004139241 2004-05-07
JP146887/04 2004-05-17
JP2004146887 2004-05-17
JP180277/04 2004-06-17
JP2004180277 2004-06-17
JP2004318521 2004-11-01
JP318521/04 2004-11-01

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2004800340101A Division CN1883145B (zh) 2003-11-21 2004-11-17 多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101969325A true CN101969325A (zh) 2011-02-09
CN101969325B CN101969325B (zh) 2014-05-07

Family

ID=34624139

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2004800340101A Active CN1883145B (zh) 2003-11-21 2004-11-17 多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统
CN201010297590.0A Active CN101969325B (zh) 2003-11-21 2004-11-17 多天线发送装置和方法以及多天线接收装置和方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2004800340101A Active CN1883145B (zh) 2003-11-21 2004-11-17 多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统

Country Status (5)

Country Link
US (3) US7864903B2 (zh)
EP (3) EP1684454A4 (zh)
JP (2) JP4490922B2 (zh)
CN (2) CN1883145B (zh)
WO (1) WO2005050885A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103563426A (zh) * 2012-05-25 2014-02-05 松下电器产业株式会社 通信装置及通信方法
CN105721111A (zh) * 2010-10-18 2016-06-29 松下电器（美国）知识产权公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
CN105637788B (zh) * 2013-10-31 2018-06-12 松下电器（美国）知识产权公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
CN114338326A (zh) * 2021-12-31 2022-04-12 北方联创通信有限公司 一种无线通信处理方法及装置

Families Citing this family (96)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4323985B2 (ja) * 2003-08-07 2009-09-02 パナソニック株式会社 無線送信装置及び無線送信方法
KR100714972B1 (ko) * 2004-08-17 2007-05-04 삼성전자주식회사 하이브리드 자동재전송요구 시스템에서 최적의 시공간부호를 설계하기 위한 방법
JP4464836B2 (ja) * 2005-01-14 2010-05-19 パナソニック株式会社 マルチアンテナ通信装置の通信方法及びマルチアンテナ通信装置
US20060251181A1 (en) * 2005-03-22 2006-11-09 Beceem Communications, Inc. Method and system for signal detection using a reduced transmitter constellation
JP4212567B2 (ja) * 2005-03-31 2009-01-21 株式会社東芝 受信装置および復調方法
US8842693B2 (en) * 2005-05-31 2014-09-23 Qualcomm Incorporated Rank step-down for MIMO SCW design employing HARQ
KR100790359B1 (ko) * 2005-06-08 2008-01-02 한국전자통신연구원 공간/코드블록코딩 송신 다이버시티 장치 및 그 방법, 그를 이용한 ｃｄｍａ다이버시티 송신기와, 그에 따른 ｃｄｍａ이동국 수신기
US7738356B2 (en) * 2005-06-28 2010-06-15 Broadcom Corporation Multiple stream cyclic-shifted delay transmitter
JP4753737B2 (ja) * 2005-07-18 2011-08-24 三洋電機株式会社 無線装置
US8301950B2 (en) * 2005-08-19 2012-10-30 Samsung Electronics Co., Ltd Method for variable sub-carrier mapping and device using the same
CN102546512B (zh) 2005-08-24 2017-04-26 无线局域网一有限责任公司 正交频分复用发送装置和正交频分复用接收装置
US7539265B2 (en) * 2005-11-09 2009-05-26 Chung Shan Institute Of Science And Technology, Armaments Bureau, M.N.D. Multiple-input multiple-output code division multiple access (MIMO-CDMA) wireless communication equipment
KR100739182B1 (ko) * 2005-12-08 2007-07-13 엘지전자 주식회사 시공간 ｈａｒｑ 기법을 제공하는 이동 통신 단말기 및 그방법
KR101241895B1 (ko) 2006-04-10 2013-03-11 엘지전자 주식회사 다수의 반송파를 이용한 반복 전송 방법
WO2008016024A1 (fr) * 2006-07-31 2008-02-07 Panasonic Corporation Dispositif récepteur à plusieurs antennes
JP4912232B2 (ja) * 2006-08-03 2012-04-11 パナソニック株式会社 マルチアンテナ受信装置
JP2008035442A (ja) * 2006-07-31 2008-02-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ通信システム
KR20080035424A (ko) * 2006-10-19 2008-04-23 엘지전자 주식회사 데이터 전송 방법
TWI323596B (en) * 2006-12-13 2010-04-11 Inst Information Industry Channel estimation device, method, application program, and computer readable medium for estimating channel by a previous channel signal
US8228782B2 (en) * 2006-12-22 2012-07-24 Lg Electronics Inc. Sequence generation and transmission method based on time and frequency domain transmission unit
JP4079197B1 (ja) * 2007-02-06 2008-04-23 松下電器産業株式会社 受信装置とこれを用いた受信システム
US8780771B2 (en) * 2007-02-06 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Cyclic delay diversity and precoding for wireless communication
US8509710B2 (en) * 2007-02-06 2013-08-13 Qualcomm Incorporated MIMO transmission with explicit and implicit cyclic delays
US8379738B2 (en) * 2007-03-16 2013-02-19 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to improve performance and enable fast decoding of transmissions with multiple code blocks
KR101414611B1 (ko) * 2007-04-19 2014-07-07 엘지전자 주식회사 다중 안테나 시스템에서 신호 송신 방법
KR101497244B1 (ko) 2007-06-19 2015-02-27 파나소닉 인텔렉츄얼 프로퍼티 코포레이션 오브 아메리카 기지국 장치, 이동국 장치, 데이터 송신 방법, 데이터 수신 방법 및 집적 회로
JP5089270B2 (ja) * 2007-06-29 2012-12-05 パナソニック株式会社 マルチアンテナ送信装置
JP4871801B2 (ja) * 2007-07-09 2012-02-08 キヤノン株式会社 通信装置、通信方法、当該通信方法をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラム
US8386878B2 (en) * 2007-07-12 2013-02-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Methods and apparatus to compute CRC for multiple code blocks
EP2472731B1 (en) * 2007-09-12 2018-11-07 Sharp Kabushiki Kaisha Radio communication method, radio communication system, and radio transmission apparatus
US20090177852A1 (en) * 2008-01-09 2009-07-09 Mediatek Inc. Data block receiver and method for decoding data block
CN101483503B (zh) * 2008-01-10 2013-01-16 华为技术有限公司 多输入多输出系统数据发送、接收方法及装置
CN101946443A (zh) * 2008-02-21 2011-01-12 夏普株式会社 接收装置、发送装置、通信系统和通信方法
CN101946442A (zh) * 2008-02-21 2011-01-12 夏普株式会社 发送装置、接收装置、通信系统和通信方法
US8345794B2 (en) * 2008-04-29 2013-01-01 Qualcomm Incorporated Encoded control channel information interleaving
JP5031670B2 (ja) * 2008-06-02 2012-09-19 株式会社日立製作所 送信装置、基地局及びシンボル送信方法
PL2131540T3 (pl) 2008-06-04 2013-12-31 Sony Corp Nowa struktura ramki dla systemów z wieloma nośnymi
US8730853B2 (en) 2008-09-05 2014-05-20 Mediatek Inc. Methods for responding to co-located coexistence (CLC) request from a mobile electronic device and communications apparatuses capable of controlling multi-radio coexistence
CN101771418B (zh) * 2009-01-07 2014-11-05 华为技术有限公司 编码方法及其装置
US10411846B1 (en) 2009-03-24 2019-09-10 Marvell International Ltd. Multi-radio device for WLAN
US8773969B1 (en) 2009-03-24 2014-07-08 Marvell International Ltd. Multi-radio device for WLAN
JP5347709B2 (ja) * 2009-05-18 2013-11-20 富士通株式会社 無線装置
US8223896B2 (en) * 2009-07-28 2012-07-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Soft bit value generation in a sequence estimator
JP5672684B2 (ja) * 2009-09-29 2015-02-18 ソニー株式会社 無線伝送システム、無線通信装置、無線伝送方法
WO2011158496A1 (ja) 2010-06-17 2011-12-22 パナソニック株式会社 プリコーディング方法、送信装置
ES2567273T3 (es) 2010-06-17 2016-04-21 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Método y transmisor de precodificación
JP5623248B2 (ja) 2010-09-10 2014-11-12 パナソニックインテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブアメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 送信方法、送信装置、受信方法および受信装置
EP2618509A4 (en) 2010-09-15 2017-11-01 Fujitsu Limited Wireless communication method, wireless communication system, base station, and mobile station
US9516609B2 (en) 2010-11-08 2016-12-06 Qualcomm Incorporated System and method for uplink multiple input multiple output transmission
US9497773B2 (en) 2012-02-08 2016-11-15 QUALOCOMM Incorporated Method and apparatus for enhancing resource allocation for uplink MIMO communication
US9084207B2 (en) 2010-11-08 2015-07-14 Qualcomm Incorporated System and method for uplink multiple input multiple output transmission
US8953713B2 (en) 2010-11-08 2015-02-10 Qualcomm Incorporated System and method for uplink multiple input multiple output transmission
US9007888B2 (en) 2010-11-08 2015-04-14 Qualcomm Incorporated System and method for uplink multiple input multiple output transmission
US9380490B2 (en) 2010-11-08 2016-06-28 Qualcomm Incorporated System and method for uplink multiple input multiple output transmission
US8948305B2 (en) 2010-11-16 2015-02-03 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Transmission method, transmission apparatus, reception method and reception apparatus
AU2016210741B2 (en) * 2010-12-10 2018-06-21 Sun Patent Trust Precoding method, and transmitting device
MX2013000954A (es) 2010-12-10 2013-03-22 Panasonic Corp Metodo de generacion de señales y aparato de generacion de señales.
JP5578619B2 (ja) 2010-12-10 2014-08-27 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカ 送信装置および受信装置
BR112013003784B1 (pt) 2010-12-10 2021-12-21 Sun Patent Trust Método e aparelho de pré-codificação
KR102133354B1 (ko) 2011-02-18 2020-07-13 선 페이턴트 트러스트 신호생성방법 및 신호생성장치
EP3301837B1 (en) 2011-02-21 2023-07-05 Sun Patent Trust Precoding method, precoding device
JP2012178727A (ja) * 2011-02-25 2012-09-13 Sharp Corp 受信装置、送信装置、受信方法、送信方法、プログラムおよび無線通信システム
JP5991572B2 (ja) 2011-02-28 2016-09-14 サン パテント トラスト 送信方法および送信装置
EP3035575B1 (en) 2011-04-19 2017-07-26 Sun Patent Trust Communication method and device
EP3573250B1 (en) 2011-04-19 2020-12-16 Sun Patent Trust Transmission and reception method and apparatus
US9294165B2 (en) 2011-04-19 2016-03-22 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Signal generating method and signal generating device
CN106850019B (zh) * 2011-04-19 2021-06-01 太阳专利托管公司 发送方法及发送装置、接收方法及接收装置
US20120300877A1 (en) 2011-05-27 2012-11-29 Yutaka Murakami Precoding method, transmitting device, and receiving device
ES2718124T3 (es) 2011-06-24 2019-06-27 Sun Patent Trust Dispositivo de recepción y procedimiento de recepción
ES2870902T3 (es) 2011-06-24 2021-10-28 Sun Patent Trust Dispositivo de transmisión, procedimiento de transmisión, dispositivo de recepción y procedimiento de recepción
JP5627780B2 (ja) 2011-06-24 2014-11-19 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブアメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 送信装置、送信方法、受信装置および受信方法
US9112568B2 (en) 2011-06-24 2015-08-18 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Transmission device, transmission method, receiving device and receiving method
CN103797739B (zh) 2011-06-24 2017-03-29 太阳专利托管公司 发送装置、发送方法、接收装置及接收方法
WO2013035336A1 (ja) 2011-09-08 2013-03-14 パナソニック株式会社 信号生成方法及び信号生成装置
EP2854318B1 (en) 2012-05-22 2020-11-04 Sun Patent Trust Transmission method and transmission system
EP2930870B1 (en) 2012-12-07 2021-04-28 Sun Patent Trust Transmission device, transmission method, reception device, reception method, integrated circuit, and program
JP5869697B2 (ja) 2012-12-07 2016-02-24 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブアメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 信号生成方法、送信装置、受信方法および受信装置
KR102277278B1 (ko) * 2013-01-11 2021-07-13 선 페이턴트 트러스트 데이터 처리방법, 프리코딩 방법, 통신장치
WO2014132469A1 (ja) * 2013-02-27 2014-09-04 株式会社国際電気通信基礎技術研究所 端末装置、それと無線通信を行う無線装置およびそれらを備えた無線通信システム
US9225453B2 (en) * 2013-04-09 2015-12-29 Futurewei Technologies, Inc. Optimizing optical systems using code division multiple access and/or orthogonal frequency-division multiplexing
US9525444B2 (en) * 2013-07-19 2016-12-20 Analog Devices Global Adaptive element shuffler
CN104348764B (zh) * 2013-07-31 2017-09-19 国际商业机器公司 在数据接收链路中分配计算单元的方法和装置
RU2573243C2 (ru) 2013-10-28 2016-01-20 Общество с ограниченной ответственностью "Топкон Позишионинг Системс" Способ и устройство для измерения текущего отношения сигнал/шум при декодировании ldpc-кодов (варианты)
JP2017034295A (ja) * 2013-12-13 2017-02-09 シャープ株式会社 基地局装置、端末装置、送信方法、および受信方法
JP6430414B2 (ja) 2014-02-07 2018-11-28 パナソニック インテレクチュアル プロパティ コーポレーション オブ アメリカＰａｎａｓｏｎｉｃ Ｉｎｔｅｌｌｅｃｔｕａｌ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｍｅｒｉｃａ 送信装置、送信方法、受信装置および受信方法
JP6643626B2 (ja) 2015-02-09 2020-02-12 サン パテント トラスト 送信装置および受信装置
EP3238355A1 (en) * 2015-07-02 2017-11-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Receiver device and methods thereof
CN107070541B (zh) * 2016-02-05 2021-07-09 北京三星通信技术研究有限公司 多址接入方法及相应的发射方法、接收机和发射机
US10355812B2 (en) * 2016-02-05 2019-07-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Multiple access method, and corresponding transmission method, receiver and transmitter
CN107370702B (zh) * 2016-05-11 2021-08-31 北京三星通信技术研究有限公司 一种通信系统中的信号发射、接收方法和装置
JP2019149592A (ja) * 2016-07-15 2019-09-05 シャープ株式会社 送信装置、受信装置、通信方法、および、集積回路
US10771205B2 (en) * 2016-08-12 2020-09-08 Lg Electronics Inc. Method and device for performing communication by using non-orthogonal code multiple access scheme in wireless communication system
JP2019054448A (ja) 2017-09-15 2019-04-04 東芝メモリ株式会社 メモリシステム
US10999054B2 (en) * 2018-12-21 2021-05-04 Motorola Solutions, Inc. Method for synchronizing radio frequency carrier correction of dynamic radio frequency carriers
CN114557090A (zh) * 2019-10-17 2022-05-27 索尼集团公司 无线通信设备
CN112737651B (zh) * 2020-12-31 2022-05-10 展讯通信（上海）有限公司 用于Wi-Fi的多输入多输出接收机和电子设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1297626A (zh) * 1999-03-31 2001-05-30 松下电器产业株式会社 发送装置、接收装置及发送接收方法
EP1185001A2 (en) * 2000-09-01 2002-03-06 Nortel Networks Limited Adaptive time deversity and spatial diversity for OFDM
US20020172294A1 (en) * 2001-04-02 2002-11-21 Jung-Fu Cheng Methods and systems for selective interleaving in retransmissions and iterative demodulation of modulated signals with different interleaving
CN1414803A (zh) * 2001-08-18 2003-04-30 三星电子株式会社 移动通信系统中利用天线阵发送和接收数据的设备和方法

Family Cites Families (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4394642A (en) * 1981-09-21 1983-07-19 Sperry Corporation Apparatus for interleaving and de-interleaving data
JP3242856B2 (ja) 1997-02-17 2001-12-25 シャープ株式会社 スペクトル直接拡散通信システム
JPH10233758A (ja) 1997-02-20 1998-09-02 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信方法および装置
CA2277474C (en) * 1997-11-10 2004-04-06 Akira Shibutani Interleaving method, interleaving apparatus, and recording medium in which interleave pattern generating program is recorded
US6356528B1 (en) * 1999-04-15 2002-03-12 Qualcomm Incorporated Interleaver and deinterleaver for use in a diversity transmission communication system
JP4271903B2 (ja) 2001-06-13 2009-06-03 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動体通信システム及び移動体通信方法
US8054810B2 (en) * 2001-06-25 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated Interleaver for transmit diversity
US6895547B2 (en) 2001-07-11 2005-05-17 International Business Machines Corporation Method and apparatus for low density parity check encoding of data
JP2003032226A (ja) 2001-07-17 2003-01-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd 無線通信装置および無線通信方法
US7115607B2 (en) * 2001-07-25 2006-10-03 Amgen Inc. Substituted piperazinyl amides and methods of use
EP1303032A3 (de) * 2001-09-04 2005-02-09 Philips Intellectual Property & Standards GmbH Regelvorrichtung für einen resonanten Konverter
EP1513260B1 (en) * 2001-10-10 2007-09-26 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Interference decorrelation of multiple stream interpolated data
EP1303052B1 (en) * 2001-10-10 2005-08-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Interleaver pattern modification
US7564827B2 (en) * 2001-10-19 2009-07-21 Alcatel-Lucent Usa Inc. Adaptive hybrid retransmission method for wireless communications
CA2468574A1 (en) * 2001-11-29 2003-06-05 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for determining the log-likelihood ratio with precoding
US7154936B2 (en) * 2001-12-03 2006-12-26 Qualcomm, Incorporated Iterative detection and decoding for a MIMO-OFDM system
US6934901B2 (en) * 2001-12-04 2005-08-23 Intel Corporation Block interleaver method and system
JP3490425B2 (ja) * 2002-03-14 2004-01-26 松下電器産業株式会社 受信装置及び受信方法
JP3658569B2 (ja) 2002-03-27 2005-06-08 株式会社東芝 信号伝送システム、送信装置及び受信装置
AU2003236005A1 (en) * 2002-04-09 2003-10-20 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Ofdm communication method and ofdm communication device
JP3796188B2 (ja) 2002-04-09 2006-07-12 パナソニック モバイルコミュニケーションズ株式会社 Ｏｆｄｍ通信方法およびｏｆｄｍ通信装置
US7400687B2 (en) * 2002-04-12 2008-07-15 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd Multicarrier communication apparatus and multicarrier communication method
US7684329B2 (en) 2002-05-06 2010-03-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for augmenting physical layer ARQ in a wireless data communication system
DE10220892A1 (de) * 2002-05-10 2003-12-18 Fraunhofer Ges Forschung Sendevorrichtung und Empfangsvorrichtung
JP3628311B2 (ja) 2002-06-14 2005-03-09 株式会社東芝 ビタビ復号装置、通信システム及びビタビ復号方法
EP1376921B1 (en) 2002-06-24 2008-07-02 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. MIMO telecommunication method with accelerated sphere decoding
US7609777B2 (en) 2002-08-30 2009-10-27 Alcatel-Lucent Usa Inc. Maximum likelihood a posteriori probability detector
US7317770B2 (en) * 2003-02-28 2008-01-08 Nec Laboratories America, Inc. Near-optimal multiple-input multiple-output (MIMO) channel detection via sequential Monte Carlo
US7822150B2 (en) * 2003-03-15 2010-10-26 Alcatel-Lucent Usa Inc. Spherical decoder for wireless communications
JP4077355B2 (ja) * 2003-04-16 2008-04-16 三菱電機株式会社 通信装置および通信方法
KR100584439B1 (ko) 2003-11-05 2006-05-26 삼성전자주식회사 다중 안테나를 사용하는 직교주파수분할다중 시스템에서간섭신호 제거 장치 및 방법
JP4460412B2 (ja) * 2003-11-26 2010-05-12 パナソニック株式会社 受信装置及び部分ビット判定方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1297626A (zh) * 1999-03-31 2001-05-30 松下电器产业株式会社 发送装置、接收装置及发送接收方法
EP1185001A2 (en) * 2000-09-01 2002-03-06 Nortel Networks Limited Adaptive time deversity and spatial diversity for OFDM
US20020172294A1 (en) * 2001-04-02 2002-11-21 Jung-Fu Cheng Methods and systems for selective interleaving in retransmissions and iterative demodulation of modulated signals with different interleaving
CN1414803A (zh) * 2001-08-18 2003-04-30 三星电子株式会社 移动通信系统中利用天线阵发送和接收数据的设备和方法

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10965354B2 (en) 2010-10-18 2021-03-30 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
CN105721111B (zh) * 2010-10-18 2019-11-19 太阳专利托管公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
US11729033B2 (en) 2010-10-18 2023-08-15 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
US11456785B2 (en) 2010-10-18 2022-09-27 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
US10050685B2 (en) 2010-10-18 2018-08-14 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
US10270503B2 (en) 2010-10-18 2019-04-23 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
CN105721111A (zh) * 2010-10-18 2016-06-29 松下电器（美国）知识产权公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
US10560160B2 (en) 2010-10-18 2020-02-11 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
US10700746B2 (en) 2010-10-18 2020-06-30 Sun Patent Trust Transmission method, transmission device, reception method, and reception device
CN103563426A (zh) * 2012-05-25 2014-02-05 松下电器产业株式会社 通信装置及通信方法
CN103563426B (zh) * 2012-05-25 2017-11-21 松下知识产权经营株式会社 通信装置及通信方法
CN105637788B (zh) * 2013-10-31 2018-06-12 松下电器（美国）知识产权公司 发送方法、发送装置、接收方法及接收装置
CN114338326A (zh) * 2021-12-31 2022-04-12 北方联创通信有限公司 一种无线通信处理方法及装置
CN114338326B (zh) * 2021-12-31 2024-03-22 北方联创通信有限公司 一种无线通信处理方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
US7864903B2 (en) 2011-01-04
CN101969325B (zh) 2014-05-07
US20070140377A1 (en) 2007-06-21
US20110044412A1 (en) 2011-02-24
US20120147989A1 (en) 2012-06-14
CN1883145B (zh) 2010-12-08
EP3119021A3 (en) 2017-03-22
CN1883145A (zh) 2006-12-20
EP3119021A2 (en) 2017-01-18
EP1684454A1 (en) 2006-07-26
JP4490922B2 (ja) 2010-06-30
JP2010035223A (ja) 2010-02-12
EP1684454A4 (en) 2013-07-03
US8144799B2 (en) 2012-03-27
EP3119021B1 (en) 2018-05-02
WO2005050885A1 (ja) 2005-06-02
EP2690814A1 (en) 2014-01-29
JP4879309B2 (ja) 2012-02-22
JPWO2005050885A1 (ja) 2007-06-14
US8724729B2 (en) 2014-05-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1883145B (zh) 多天线接收装置、多天线接收方法、多天线发送装置以及多天线通信系统
US6898248B1 (en) System employing threaded space-time architecture for transporting symbols and receivers for multi-user detection and decoding of symbols
KR20090077710A (ko) 미모 무선 통신 시스템에서 안테나 매핑을 위한 장치 및 방법
WO2008053968A1 (fr) Procédé de transmission, appareil transmetteur et procédé de réception
CN103125090B (zh) 用于在多入多出信道中进行传输和接收的方法和装置
JP2009531878A (ja) 周波数でチャンネル化された信号の復号化
EP2405590A1 (en) Coder, receiver, wireless communication system, puncture pattern selection method, and program therefor
US20100008441A1 (en) Multiantenna receiving device
CN101483503B (zh) 多输入多输出系统数据发送、接收方法及装置
KR20080024297A (ko) 다중 입력 다중 출력 시스템에서 자동 반복 요청 장치 및방법
JP4510870B2 (ja) 無線通信方法及び無線通信装置
KR20060090989A (ko) 단일 시공간 코드에 의한 멀티 안테나 신호의 송신 방법,수신 방법, 및 관련 신호
EP2061161B1 (en) Improved Alamouti encoding and decoding
CN109842460A (zh) 数据传输方法、装置、存储介质及处理器
CN101378283A (zh) 基于空频编码的mimo-ofdm系统的分集方法
KR101378266B1 (ko) 통신 시스템에서 신호를 디코딩하는 수신기 및 방법
US20100266073A1 (en) Accelerated turbo transceiver and method for mimo system
CN101496331A (zh) 多天线接收装置
CN101997791A (zh) 一种简化的多元ra编码的mimo迭代均衡方案
El-Banna et al. Low complexity adaptive K-Best sphere decoder for 2x1 MISO DVB-T2
Ji et al. Performance of DSTM MIMO systems based on Weyl group in time selective channel
CN101635614B (zh) 在多输入多输出系统中的重传方法和设备
CN101599786A (zh) 一种数据发射方法、数据发射装置及系统
KR20100016726A (ko) 공간 다중화를 지원하는 다중 안테나 시스템에서 계층 제거방법 및 장치

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: HARRIER INC.

Free format text: FORMER OWNER: MATSUSHITA ELECTRIC INDUSTRIAL CO, LTD.

Effective date: 20131008

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20131008

Address after: American Florida

Applicant after: HARRIS Corp.

Address before: Osaka Japan

Applicant before: Matsushita Electric Industrial Co.,Ltd.

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20151022

Address after: California, USA

Patentee after: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY CORPORATION OF AMERICA

Address before: American Florida

Patentee before: HARRIS Corp.

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20160613

Address after: Delaware

Patentee after: INTERDIGITAL PATENT HOLDINGS, Inc.

Address before: California, USA

Patentee before: PANASONIC INTELLECTUAL PROPERTY CORPORATION OF AMERICA